IIbibdigital.epn.edu.ec/bitstream/15000/10661/1/T847.pdf · 2019. 4. 7. · ••••.2 El...

II

"DETECTOR SÓNICO DE MOVIMIENTO"

TESIS PREVIA A LA OBTENCIÓN DEL TITULO DE INGENIERO EN

LA ESPECIALIZACION DE ELECTRÓNICA Y TELECOMUNICACIONES

DE LA ESCUELA POLITÉCNICA NACIONAL

RODRIGO HIDALGO G,

QUITO

MAR20 - 1980

CERTIFICO QUE EL PRESENTE

TRABAJO HA SIDO REALIZADO EN

SU TOTALIDAD POR EL

SEÑOR ROJDRIGO i HIDALG-0

ING. JACINTO JIJÓN

QUITO, MARZO, 1980

IV

Á LA MEMORIA DS MI MADRE

Y .

ÍNDICE

CAPITULO I

INTRODUCCIÓN

CAPITULO II

ANÁLISIS MATEMÁTICO .« . S

2.1 ) El Efecto Doppler. ...„.*.»» * ....«.* 9

2*2) Análisis de Velocidades y Frecuencias.«,.,.,„ 10

2.3) Refleccion del sonido.i.........r»....» 11

2.3-1) Criterio para Escoger la Frecuencia foc.« 12

CAPITULO III

DISEÑO........... ...,,... 14

3.1) Diseño General. • .....«..»«..,*,.>.,«».«„*«*.*. 15

3.2) El Mezclador ................... 18

3*2-1) Análisis Matemático del Circuito BásicoUtilizado, .. + *,..,».....*...,.*.., .* . e 18

3*2-2) Pruebas Practicas con Circuito Básico.... 23

3*2-3) Análisis de la Mezcla en un Proceso Real. 29

3.2-4) Circuito Mezclador Utilizado..*........*. 34

3*2-5) Filtro Pasa Bajos para el Mezclador...,*. 39

3.2-6) Consideraciones sobre el Filtro PasaBajos del Mesclador *. « . , *.*... 43

3.3) El Control Automático de Ganancia.,.*..»..*.* 51

3*4) El Oscilador, 61

3.5) Filtro Pasa Banda *..* — .* 66

3.5-1) Circuito Utilizado .... , . 66

3*5-2) Respuesta de Frecuencia del Piltro PasaBanda. , 71

3*6) Amplificadores de Audio. 80

3*6-1) Amplificador de Entrada para elMicrófono«.»...,, 80

3.6-2) Amplificador de Poder 81

3*7) Circuito Detector y Medidor de Movimientos..* 85

3*7-1 ) Etapa de Detección. , 86

3,7-2) Etapa Cuadradora.. . , . . , 87

3*7-3) Etapa Medidora de Frecuencia............. 90

3.7-4) Análisis • del Multivibrador. * , „ 102

3.7-5) Etapa de Medida. .106

CAPITULO IV

CONSTRUCCIÓN Y EXPERIMENTACIÓN . s , 11 6

4«1) Notas de Construcción..*.,**..,.* ...117

4.2) Experimentación, ........ 1 20

CAPITULO Y

CONCLUSIONES ,.... 1 24

APÉNDICE. . , .,„... * t . . . 1 27

APÉNDICE I i Puente de Poder/. 128

VII

APÉNDICE II : Diagramas Circuitos Integrados* ... 1 30

APÉNDICE III : Características de AmplificadoresOperacionales » .... ..... . ..... * * « • 1 32

REFERENCIAS . ......... . ..... ....*...............».... 1 33

BIBLIOG-RAPIA-.»*, .,..,......».* ................ * . . . . 1 34

CAPITULO I

INTRODUCCIÓN

••••.2

El presente tema tiene por objeto el diseno y

construcción de un aparato capaz de detectar movimientos

lentos de objetos que reflejan el sonido, al igual que

medir su velocidad.

Se basa en el "Efecto DOPPLSR'1 y usa frecuencias

por encima de la gama audible del oido humano.

Se considera que el movimiento de una persona/ /

dentro de una habitación, esta en el r3Jigo de la utili-/ /

zacion de este aparato? tomándose en cuenta sin embargo,

que movimientos de velocidades diferentes, podrían ser

detectados con ligeras variaciones en los circuitos prin-

cipales»/ " /

Para la transmisión y recepción del sonido se

utilizan dos transductores de características especiales

con amplia respuesta de frecuencia en ultrasonido, adi-

cionalmente el transductor-transmisor cuenta con un fil-

tro que selecciona la frecuencia de trabajo.

Como se menciona previamente, la detección por

parte del equipo se basa en el efecto Doppler: la unidad

envía una onda de sonido en alta frecuencia y monitorea

la parte de onda de sonido reflejada desde los objetos

circundantes, si cualquier objeto que. este en el campo

cubierto por el equipo se mueve, el movimiento es detec-

tado y una señal de alarma es activada e indicada en el

•panel frontal.

Adicionalmente el aparato es capas de indicar

en un medidor, la velocidad máxima de desplazamiento del

objeto. Este valor queda sujeto en el medidor para una

lectura posterior por parte del interesado, debiéndose

presionar un interruptor para colocar la lectura en cero

y empezar una nueva medición.

''La lista de fenómenos comunes que crean úni-

camente energía ultrasónica, o en forma adicional a la

energía audible, es interminable, citando como ejemplo

los pasos de una persona, peinarsef sonidos silbantes

en la conversación, casi toda acción realizada por el

hombre y la maquina produce una contraparte de ruidos-A

ultrasónicos"*

luí sistema utilizado elimina la influencia

de la mayor parte de ruidos e interferencias utilizando

filtros activos y pasivos en diversas secciones del

mismo.

Un control en el panel frontal permite el

ajuste de sensibilidad, variando el umbral de detección

establecido para el equipo, eliminando la posibilidad de

movimientos o ruidos que están fuera del campo de

interés.

1Ref. 1-1

_ 4 -

CONCEPTOS SOBRE SONIDO

El sonido es transmitido a través del aire o

de otro material, en la forma de ondas longitudinales.

La refracción del sonido puede ser producida

si la velocidad no es la misma en todas las partes del

medio o si las partes del medio se mueven» Igualmente

puede ser refractado cuando pasan de un medio u, otro.

ECO; Ocurre cuando una onda de sonido reflejado regresa

al observador 0.1 seg. o mas, luego que la onda original

lo ha dejado, de tal forma que se perciba una repetición

distintiva de la onda original de sonido,.

INTERffERENGIÁ: Dos juegos de ondas de la misma frecuen-

cia pueden mutuamente añadirse o cancelarse entre si en

un cierto punto*

ABSORCIÓN; Ocurre cuando un movimiento regular de par-

tículas en una onda es convertido eri un movimiento irre-

gular (calor)*

CAMPO LIBRE Y REVERBERANTE: El campo libre se define

como el espacio en el que los limites, si existen, ejer-

cen una influencia despreciable sobre el campo sonoro.

Por ello, en un campo libre no puede existir objeto fí-

sico alguno que perturbe el sonido por reflexión o di-

fracción»,

Las condiciones de caropo libre se dan al aire

libre a cierta altura sobre el suelo, o en el interior

de locales en los que las paredes se han recubierto de

materiales muy absorbentes que evitan las reflexiones.

. / /En. un campo libre, el nivel de percepción sonora caerá

6 dB cada vez que se dobla la distancia desde la fuente.

Esta circunstancia se conoce por "ley inversa del cua-

drado de la distancia".

Se define, en cambio, como campo reverberante?

o difuso, el espacio en que las reflexiones determinan

la existencia de un campo sonoro uniforme. Este campo

se logra en locales con paredes muy duras y muy reflec-

toras colocadas sin paralelismo para evitar las ondas

estacionariasF que destruirian al campo difuso.

En las figuras 1-1 y 1-2 se puede apreciar

una representación de los campos libre y reberverante.

Figura 1-1

Campo ]n_:.ar Campopróximo remólo

Camporeverberante

Log r >

Figura 1-2

REFLEXIÓN; Como es normalmente el caso, las ondas so-

noras son reflejadas de objetos situados en el ca&pp de

sonido, la onda de la fuente sonora sera mezclada eon

una o más ondas reflejadas y será creado un campo sonoro

ñas o menos difuso»

En un campo sonoro completamente difuso, donde

un considerable numero de ondas reflejadas están combi-

nadas, el nivel de presión sonora sera el mismo en todo

el campo. Para dar tales reflecciones que perturben el

casipo libre de sonido, las dimensiones del objeto deben

ser del orden de la longitud de onda presente o mayor.

T&mbie/n se tiene que la cantidad de reflexión depende de

las propiedades absorbentes del objeto*

En la figura 1-3 se observa que cuando hay un

obstáculo en el camino del sonido, una parte del mismo

se reflejas otra parte es absorbida por el objeto y el

resto se transmite a través de este.

- 7 -

Incidente

Reflejado

£ Transmitido

""Absorbido

Figura 1-3

- 8

CAPICULO II

ANÁLISIS MATEMÁTICO

2.1) SL EFECTO DOPPLER

Bu 1.845 Doppler, clarifico los principios que

definen este efecto para el sonido»

La frecuencia aparente de una fuente de sonido

experimenta un cambio si existe un movimiento relativo

entre la fuente y el observador.

El efecto Doppler puede ocurrir en cualquier

movimiento de ondas, considerando una fuente sonora y

un observador, el movimiento relativo constante ¿Le este

efecto puede ser producido por movimiento del observador

(0 por ambas).

Si la fuente y el observador se aproximan en.-

tre si, la frecuencia aparente es incrementada en tanto

que si la fuente y el observador se separan, la frecuen^-

cia aparente disminuye.

10

2,2) ANÁLISIS DE VELOCIDADES Y FRECUENCIAS

Considerando un cuerpo que se aleja;

velocidad del sonido; Ve

velocidad del cuerpo: V,

JTuente sonora

,<=)cuerpo en movimiento

. V.

Pigura 2*2-1

Para la figura 2*2-1 se establece:

1TI -fo

1r

Periodo de la señal en la fuente sonora

~Periodo de la- señal, luego del movimiento

1) ti « - (Tierapo en el eual A llega a S)Vo

2) t2 = T +y .A. vJ:i— - -Va

en el sual B llega a S)

B llega al punto S un periodo S ñas tarde, pero ademas ha

aumentado su espacio de recorrido en Y.

3) T * V, T'

Diferencia ¿e tiempos:

11

Yrp r „ rp _, ¿ _

Reemplazando el valor de

Y. T!m i m ' I -*-

Yo

I' (1 . !L-Ye

1- d .. Xl-f' YG f 0

= fo (1 -Ye

Siendo r

fr ; frecuencia de la señal de sonido en el punto de un

cuerpo que se aleja con -velocidad Y, *

ío: frecuencia del sonido,

2,3) KEPLECCI01T SEL SONIDO

Considerando el efecto de la reflexión producida por un

cuerpo, sobre el cual incide la señal de la fuente

sonora.

Yp

Y, » 2Yp

Figura 2.3-1

12

Desde que enviamos la señal, el cuerpo se

mueve al do~ble de tiempo y la velocidad se reduce a

la mitad.

Vp; velocidad con que se mueve el cuerpo„ (fi-

gura 2,3-1 ).

f. . f o (1 -340 m/s

4) fT » fo (1 - £- )170

Diferencia de frecuencias

fa = fo ~ fT

Reemplazando el valor de 4)

fa = f o k-170 la/s

2.3-1 CRITERIO PARA ESCOGER LA FRECUENCIA fo

1.» ) Debe ser sobre el campo de Audio-frecuencia, con

los siguientes propósitos;

a) Evitar molestia.

b) Que sea secreto.

2.- ) Debe ser menor que 25 KHz, por la posibilidad de

utilizar un Tweeter,

Frecuencia escogidas 23KH2.

- 13 —

ANÁLISIS DE LOS MOVIMIENTOS EPECTU1DOS POR DIFERENTES

OBJETOS Y PSRSOFAS

Cuadro de resultados es-oerimentales :

EJEMPLO

Movimiento lento de un

objeto

Persona caminando

Persona corriendo

Vehículo a 20 Km/hora




Vp

0,1 m/seg..

0.4 m/seg.

0*75 m/seg.

1 .50 rn/segc

5.00 m/seg.

5.56 m/seg.

11.11 m/seg*

22.22 m/seg.

33.33 m/seg.

fa

13.53

54.12

101.47

202,94

676.47

752

1503

3006

4509

Ha

Hz

Hz

Hz

Hz

Hz

Hz

Hz

Ha

Cuadro 2.3-1

De este cuadro experimental se desprende el

rango de frecuencias de interés para el presente tema, es-

cogiéndose un ancho de "banda desde 20 Hs hasta 200 Es el

cual seráf aceptado por el sistema detector del eauipot

-.14

CAPITULO III

DISECO '

15 -

3.1) DI3ERO GENERAL

Diagrama de "bloques general;

OSO

MIC G- A MEZO

PAR.

AMP,

MEDPREC

Pigura 3.1-'

El circuito Oscilador provee la frecuencia de trabajo:

23 Xhz. Se considera que la entrada al micrófono va a

estar compuesto de las siguientes señales :

Ruido

23 Khz

23 Kns - Variación en Ez

En la entrada del circuito Mezclador se va a tener dos

señales:

a) Proveniente del Oscilador: 23 Khs

b) Proveniente del micrófono:

16 -

Ruido

23 Siz

23 Khz i Yariacion en Ha

Siendo de especial interés la Variación'en Ha, pues e-s-

ta parte de la señal total sera utilizada en la sección

de detección. La variación en Hz se puede obtener luego

de colocar un filtro pasa "bajos en la salida del circui-

to Mezclador.

A continuación se tiene un diagrama de "bloques parcial

que abarca desde la sección de entrada por el micrófono

hasta la etapa de Detección y Medición*

MIC

Eigura 3*1-2

- 17

DIAGRAMA DE BLOQUES GENERAL

Figura 3.1-3

- 18 -

3.2) EL MEZCLADOR

3.2-1) ANÁLISIS MATEMÁTICO U3L CIRCUITO BÁSICO UTILIZADO

Asumiendo

Corriente en el colector de un transistor

Ic = lo

Ic lo ej

Siendo: K ~

.KVse

1

X'T _ 0.025 Voltios

Transistor Qi :

Tici = lo e

Transistor Qz

= lo

Icz =« loe

le = Ic, -f ICg.

2) I6 = lo - - (eCT' + e ^ )e

1 ) Y2 » V, -

Reemplazando en la igualdad 2)

-1 yrrO A T T^ I (' - V12) la - lo - (e

e e

= loe

lo --T7\r~ es equivalente a Ic/e E

5) IE = leí (1 +e

En el transistor Q5 se tiene:

-\- _ Egj-,J. E —

' RE

Reemplazando este valor en 3)

Ic, =1 -í.i (

. e4) ic, = —RE e"""w + 1

En el transistor Q,:

Yo, = -leí Re

Reemplazando el valor de la igualdad 4)

'¿O

-oTr -n Re / eYo, ^ -Es, . — ("

-f 1

1 ) V, - Esz -r Yz

Reemplazando en la igualdad 2)

o N T - / Sa+ ^2) le = -LO -^r (e + ee

T - _ / a s a Q 2 - L 0 2 Nle a lo •-••gyj- (e * e -f- e ;e

- lo

lo — es equivalente ae

* i )

Es, . _r \o ; XGz

RE

En el transistor Q2

Reemplaza2o.do el valor de la igualdad 6)

R E e + 1

De las igualdades 5) y 7)

•vrn -ri_ j-.y^ ( t , M _.c.- v u , » -Jiai ^ r,^ KE3_

Rr. pKEsz

8) Vo* - YO, - -Es, í^ I- -eR E 1 + e 82

RESULÍTAMS

« 21 -

Yo2 - -Es,RE

Yo, ~ "Es, (££ ) (RERC ^ , e^2

+ 1

Yo, - Y o , = -Esr (— ) («—Re 1 -f

Aproximando:

v o 2. ^ *~jíjS, \ " " *° / eRE

G-rafico que representa ésta condición;

Rc__.

2RE

Es

Eigura 3.2-2

/ Yo 2.Para obtener la relación en decibelios :

Es,

Es, dbEs,

Es, Es a « 0 db

22 -

12=Es¡ d"b

20 log. Es,

Es, o

Yo:

Es i db= 20 log.

ü£Re

Re

Es i= 20 log. (-

d"b\ .

Yo,

Es,=> 20 log. 2-20 log. (e + 1 )

Es, db20 log. 2-20 (log.-e ) . EEs:

Es i6.02 - 347-44

a - "b

Gráfico de esta relación:

Í2S.ESI

dB.

.0 dB.

a a + 0.01Es 2

Figura 3.2-3

23

Analizando la figura 3.2-3 se desprende que

una pequeña variación en la magnitud de la señal de en-

trada Es¿, que luego consideraremos como la frecuencia

diferencia por efecto Doppler, se traduce en una gran

variación a la salida del mezclador; —-Es,

Es| consideraremos corno la señal de frecuencia constan-

te o Debido a que el termino que contiene a Es2 es

mucho mayor, este controla la amplitud de salida. El

presente análisis nos demuestra la sensibilidad del

mezclador en cuanto a la amplitud -le la señal.

3.2r2 PRUEBAS PRACTICAS CON CIRCUITO BÁSICO

A continuación se realizan pruebas practicas,

para determinar en que región de amplitud de las señales

se produce una variación lineal de la salida.

Para el circuito de pruebas de la figura 3*2-4

3Q utilizan dos osciladores de igual impedancia para Es, ,

y Es, *i/ ¿.

Valores utilizados para los elementos resisti-

vos y capacitivos.

Frecuencia de resonancia:

¥o - — = arrfo Si:.ío = 200 Hz ' C = 10 nfEC

Vfo = 2>rf o „•. R «

24

DIAGRAMA DEL CIRCUITO MEZCLADOR UTILIZADO EN LAS PRUEBAS

12. V.

oseY = 1 Yrimf = . 2 0 KHz

V = Oo01 Vrinsf « 20,1 KHz

Polarización

Ie = j3le = 100 IB

i- (12 ~ 0.6 )Y

RB +

1 ) IB « — Y

RB

le * 100 IB

IE = 2mA

2' o 10"

100

2 * 10"5 A

Reemplazando en la igualdad 1 )

25

1 ) 2.10.*" 5Rs + 1 * 10"

2 . 10"5Re + 2 « 11.4

9.4 » . . 1 Q 5KB = •—~*^

Re » 470

CUADRO DE MEDIDAS REALIZADAS

Parámetros establecidos: diferencia de frecuencias entre

los osciladores &> 60 Hz

frecuencia en los osciladores = 10 ICHs

1» Medidas efectuadas manteniendo Esi fijo y Esi^variable

Esa

10mY

10mV

10mY

10mV

10mT

10mY

10mV

lOraV

10mV

10mY

1 0mY

1 0mY

Es,

0, 1Y

0.11V

0.1 2Y

0.1 3Y

1.0Y

1 ,1Y

1.2Y

1.3Y

2.0V

2*2V

2.4Y

2.6Y

Eo

110raY

120mY

1 25mT

130mY

450mY

450mY

460mY

460znV

440mY

440inY

41 OmY /

380mY í :i '

Cuadro 3.2-1001836

- 26 -

2« Medidas efectuadas manteniendo Es£ variable y Ea,

fi;jo

Es2

10mY

15mY

20mY

25vN

1 OOmY

150mY

20GmY

250mY

Es/

1mY

1inY

1mY

1mV

1mV •

1mY

1mV

1mY

Eo

480mY

650aY

730mY

780mY

1 . 24Y

1 „ 26Y

1 .28Y

1 * 27Y

Cuadro 3.2-2

En la figura 3o2-5 se observa la representación de Eo

(mY) en función de Es2 (síY) para E3¡ = 1mY.

La figura 3*2-6 es la representación de Eo (mY) en fun-

cí o"n de Es, (Y) para Es^ = 10mY,

Se observa una aproximación lineal adecuada para Es2. =

H-

i J

.i4

_»

,l.j .

L¡

i M

i!

'!

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i c,

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i

„ 29 -

3.2-3) ANÁLISIS DE LA MEZCLA Eli UU PROCESO REAL

PARLANTE

OSCILADOR

MEZCLADOR "D

MIC «

Figura 3.2-7

Siendo :

^y/slos desplazamientos debidos a distancia para re-

flexiones en objetos y paredes.

w,t: fase de un cuerpo que se mueve a diferente frecuen-

cia. Consideramos que son recibidos en el micrófono: la

señal de frecuencia del oscilador (wt) y la combinación

de señales reflejadas.

ÁjSenwt + A2sen (wt +J ¿ ) + A3sen (wt +Js )...+ Bj sen v/j t

A¿sen (wt +j/¿ ) = Á¿sen vrfc cosjl. + A¿sen7Scos v/t =

= A2K¿senvrb + A^íC^'coswt

Igualmente :

A3sen (wt + j% ) »

Sumando :

=» (K ) senv/t + (K! ) coswt

(Ko ) sen (wt

- 30 -

Siendo ;

K m A2

K1 + AzKz' + A5K3'

IC «

+ Ajcosfá < Az +

DenominandOj por los amalisis anteriores:

Es, = E/cos w0t

Asujniendo para el Mezclador que el producto

entre las dos señales es lineal, lo cual fue probado

con las representaciones gráficas de laa figuras 3.2-5

y 3.2-6, para valores de Ss2 alrededor de 10mV.

Podemos decir entonces, .que se cumple el producto.

Es, * Esg. » Eo

Reemplazando s

1) Eo = E,Eacos w0"t eos (w0t 4- Jo ) + E,E2.!cos w0t eos wzt

cosA cosB = — (eos (A + B ) + eos (A - B )2

Primer termino de la igualdad 1 ) :

E i l

2- eos (w0t + w0t + ¿fo ) + eos (w0t - w0t - ¿/o )

Icos (2Vo"t H- ¿fo ) + eos (+yo )

•U» Tp

- - (cos2w0t o - 0»

2

eos 2A = eos A - sen2A

sen 2A = 2senA cosA

E (eos w0t - sen w0t ) cosjo -

- 2cos w0t sen w0t osj/o

E]Ez eos/o (1 - sen

- 2cos sen

- sen2w0t + 1 )

; sen/o

2 L

- 2cos sen v/0t sen/o

2

2)

003/0(1 + eos

(cos¿fo + cos/o eos 2w0t -

sen 2w0t )

sen 2w0t)

Asumiendo :

"b =

2) A.-.-'.2, (eos¿o H- "b eos 2w0t - asen2w0t )2

Nos interesa el máximo valor de Eo

acosA • "bcosB = abcosA, cosB

1) Eo max - (E, ^ ) max -t- ^—•—%—' inax eos (w2

+ (Si. 2..',) max cog / ^ )t

2

Para el primer termino de la expresión 2)

w » - a senx + "b coax

Diferenciaiido para encontrar el valor máximo:

- a cosx - b senx = O

a -f "b tanx = O

tanx = - —

De esta relación

- asenx =

cosx =

V^Tb1b

a2-w max = + —+ b^

acmaX = - rr:

w max = \/a" + b ~

Reemplazando los valores de a y b

^ GOS^C/O , 3 ,,^^v max = + • + — eos4 4 4

w max = / — • * - —N/ 4 4

w max = • — /1 + 3 cos2J/o-" 2 V

Valor máximo de cos^J/o = 1

w max = 1

MAGHITUD DE Eo (MAX)

•f E /E^(2w0t) + EjEg.' P(w0-w2)t + SjE^1 Il(w0+w2_)t

2 2

K! AC AC AG

Debido a que w^ w0 podemos asumir que :

i1 (w0 + w¿ ) P (2w0t )

Para condiciones en que se establece un valor .máximo,

vamos a tener tres señales a la entrada del mezclador:

- 33

1 „ Un valor DG = E-, E2

2. Un valor AG = E(2w0t )

Termino de frecuencia doble

3. Un valor AC = E(WO - AV¿ )t

Termino de interés cuya amplitud es muy pequeña.

Las J7res señales se encuentran representadas en la figura

3*2-8.

figura 3*2-8

Se deben eliminar las señales de frecuencia

central igual a 23 KHs y las señales de frecuencia doble.

En este aspecto se utilizaran filtros en el

circuito simulando un proceso de mezcla real»

La figura 3.2-9 presenta un esquema "básico de las señales

de entrada utilizadas en el mezclador.

MEZCLADOR—o Esi

Figura 3.2-9

3.2-4 CIRCUITO MEZCLADOR UTILIZADO

+ 15 V

- 35 -

VALORES UTILIZADOS EN SL CIRCUITO

Transistor Q,

Asumiendo :

Ic, =

Y, -

4-iaA

RI = 2

Transistor Qa

Asumiendo condiciones semejantes

R¿ = 2

R-5 « 4.7

Transistor Q3

Asumiendo: V5 = -7V

Sumando IC| e

le = 8mA

^ _ 8V

8mA

Astuniendo :

V^ = -0.8V

Para tener circulación de corriente hacia el transistor Q5

- -0.8V + 0.6V

YBI = -0.2V

36

To 4mAÍB| & -

100

IB |

VBÍ-IBÍ

0.04inA

R4 = 5 KJ¿

Yalor utilizado

R^l - 4.7 K

Asumiendo :

IU = 470

R? -

VALOR DE LOS CAPACITORES

Calculo de Cj y C¿:

Asumiendo la impedancia de los capacitores 50 veces raas

pequeña que la resistencia en paralelo.

1 = JL .R

2-rífo C 30

30C =R-2-rrfo

30

2 K^* 6.28 » 23 KRs

C - . 1 38/iff

C =r .15/(f

Valores usados

C , -

- 37 -

Calculo de C y C^ :

Impedancia de entrada para el transistor Qi

Zin = (/3 + 1 ) RE + hi

RE= % de la resistencia variable Ry

Zin « 100 • 3.75.*

2in = 37,5 KJ&

RB = 4.7 K • 37.5 K

4.7 £ + 37.5 K

RB =4*1 !£ >

Asumiendo:

La impedancia del capacitor, 10 veces mas pequeña que la

resistencia de entrada del transistor para el paso de

señales AC.

10 —1— = R2-rTfoC

4.1 ~K.Ji • 6.28 • 23 KHs

C = 0.016/nf

C - 0.02/(f

Yalores usados

C3 = .02/íf

Calculo de

Valor de impedancia:

1

2 iff o C

Considerando:

— -2

Asumiendo Xc 1JI, "bastante mas pequeña que la resistencia

—-f que se encuentra en paralelo.2

• 23 K - 1J^

1 O"6c = —^^ .00727Í * 23

C = 7/í\

Este "valor seria el mismo a utilizarse

Valores usados:

Os- = 10/if

C6 = 10/tf

- 39 -

3o 2-5 FILTRO PASA BAJOS PAEA EL MEZCLADOR

Este filtro seleccionará las frecuencias de interés para

la detección, conforme se estableciera previamente del

cuadro 2.3-1.

Diagrama del circuito utilizado:

Figura 3.2-11

En -'el circuito existen tres puntos de corte que no deben

^afectar a los 200 Hz que se desea obtener como rango de

salada. Consideramos que los tres puntos de corte deben

tener un valor en frecuencia de alrededor de 700 Ha, para

que a los 200 Hz se conserve el nivel de amplitud máximo

•en respuesta de frecuencia,

-Los tres puntos de corte se representan en la figura

3-. 2-1 2.

40 -

Efecto de, UN fiC.Efecto de DOS RC.Ef acto a.eTRES RC.

200 Hz 700 Hz f (Ha)

Figura 3.2-12

Considerando la entrada al primer amplificador opera-

cional Aj con un valor de impedancia "bastante alto.

Se asume el valor de Ro = 75

Calculo del capacitor de paso C .

X » - --1- -.2tíí C

Para f = 200 Hs

jVsumiendo que la impedancia debida al capacitor sea 40

veces mas pequeña que la impedancia de entrada para el

paso de señales alternas:

1

40

1

27T200 1 .87

Yalor utilizado:

C> « .47/lf/

Calculo de los valores utilizados en las etanas de fil-

- 41 -

trado:

Primer punto de corte:

El capacitor Cg provee ganancia equivalente a la unidad

para frecuencias altas.

Frecuencia de corte:

Asumiendo Cg =

Para f = 700 Hz

R/l =2TT700 .033

R M = 6 f f 8 KJÍ-

Asumiendo Río= 1

Para el amplificador operacional A j

G-anancia :

A ^ ,AI = —- -t- 1Z8

Siendo Z^ = Reactancia Xcg en paralelo con RM

Z D = R/o

Calculando el valor de la ganancia para las frecuencias

de 200 Hz y 23 Khs.

f » 200 Hz XCB = 24 K^ 2^ « 5.29 KJl A i = 6.29

f = 23 Khz Xo.8 » .2 K<a Z/\ .19 KJL Al « 1.19

Cuadro 3»2-3

- 42 -

Se observa un notable descenso de la ganancia para la

frecuencia alta de 23 lüiz.

Segundo punto de corte: Fig. 3.2-13

Asumiendo Cq = »1/v]f

.2lff C,g

Para f « 700 Hz

2iT700 .1

Rí2 = 2.27.K^

Tercer punto de corte:

Asumiendo GJO = o 033 f

J _

27íf O/o

Para f & 700 Hs

RH a 6.8 Ksi

Asumiendo R|3 = 1

Para el amplificador operacional

Ganancia:

2,6

Siendo ZA = Reactancia Xcjo en paralelo con R j

ZD = Ri3

Calculando igualmente el valor de la ganancia para las

frecuencias de 200 Hz y 23 Khs.

- 43 -

f = 200 Hz Xcio = 24 K^ ZA = 5.29 E^ Á2 = 5-29

f =!25 Khz Xcio = .2 Ktft 2A = *19 KJb Az. = . 1 9Cuadro 3.2-4

Se observa de la misma manera un descenso de la

ganancia para 23 Khz.

3.2-6 CONSIDERACIONES SOBRE EL FILTRO PASA3AJOS DEI

MEZCLADOR

Análisis de la relación entre las señales reflejadas en

objetos fijos y móviles.

Considerando las señales obtenidas a la salida del mez-

clador:

Señal del Oscilador:

E / *= Acos w(t

Señal reflejada

E3. = Bcos wi t + O eos vzt

Ademas:

A =? B + C

Para E2f el primer termino es equivalente a la señal re-

flejada en los objetos fijos y el segundo termino cor-

responde a la señal reflejada de los objetos en movimien-

to.

En el mezclador se produce la señal Eo establecida por:

Eo = E/ - E2

Eo = AB eos W)t + AC eos w¡t eos

Eo = ÁB coa 2w| t + 1

- .44 -

ÁC eos (w, -f w? ) + eos (¿w)t

En la igualdad se observa un factor de amplitud — para2

el termino aue contiene la frecuencia fija (wl) y un

LO

2

AC /factor de amplitud — para el termino que contiene a la

frecuencia variable,

Para analisar la relación entre los dos factores de am-

plitud consideramos el gráfico de la figura 3.2-13 en

el cual se tiene la respuesta de frecuencia de un filtro

pasábalos cuya frecuencia de corte es 700 Rz y que tiene

una máxima amplitud de salida para la frecuencia de in-

terés del filtro: 200 Hz.

AwMAX2OOHz TOOHz

40db/dec

W 2w,WCHz)

Figura 3-2-13

Para el filtro pasábalos:

Factor de amplitud

- 45 -

A ' W

1 + D —

WP-

1

1 + "w

Wo

2.

V = ZTTf

Para f = 200 Ez

Amplitud (200 Hz ) =1 + 200

700

0.92

Amplitud de señal deseada:

Ex = 0.46 AC

Amplitud de señal no deseada:

1AMPL (2W|.) =

L.700J

•Ey = —=2 1 +

.AB * 490 • *

8f

L700J

Inicialmente se asume una relación de. 20 entre las dos

señales, los diferentes valores que puede tomar esta

-relación se analizaran posteriormente.

Ex ^ 20 Ey

Ó.46 AC 20 * 490 ' 10 AB8f/

10

0 -46 BG + 0.46 BG

Denominando:

K « £B

Relación de Reflejo

46 -

Movimiento /T, -, . / , ,.-, . \n de reflejo)

Pido

0.46 KBa -f 0046 K¿B2 1.23

0.46 K1

0.46 K1

Siendo

1e23 *

0.46 -

f!1

' 10^1 rr

-^LKB" 10

10 « o

- N ) E - 1Q = Of

K = 10 0.46

2f/ 0.46 2 • 0.46

- 0.92 N + 0.212 + 4 ÍT • 0*46

0.5 ±fl

H-H.79- ¿ 1.34 • 10.

f,2.67 . 10_

f.. n+ o.

3)

En "base a la igualdad 3) se realiza el siguiente cuadro

en el cual se tiene la relación K (%) para diferentes

valores de la relación Ex—Ey

M = Ex

Ey

- 47

Fo(Hz)

10.000

12,000

u. ooo16.000

18.000

20.000

22.000

(23.000)

24.000

26.000

28.000

. ' "''"•

K(*)

M=10

1.37

0.97

0.72

0.51

0.46

0,38

0.32

(0,30)

0.28

0,24

0.22

M=20, ,, ,

2.70

1 .89

1 .40

1 .08

0,87

0.71

0,59

• » . «

0.51

0,44

0.79

••M=50

6.67

4.65

3*43

2,64

2.09

1 .70

1 .42

....

1 .20

1,03

0.89

M=1 00

13.3

9.25

6.81

5.22

4.14

3-36

2.79

• * . 0

2.35

2.01

1.74

Cuadro 3.2-4

En el cuadro 3.2-4 se observa ojie para fj - 23.000 Hz

(frecuencia de trabajo) se puede interpolar entre los

valores cercanos de K, encontrándose los valores q_ue

tomaría esta relación de reflejo.

Se ha calculado K para diferentes valores que puede

- 48 -

tomar la relación M.

Para M = 10 se observa una relación de reflejo equi-

valente a 0.30#.

A continuación se presenta un gráfico de los diferen-

tes niveles que tomarían las señales de salida del

filtro;

4V Nivel a salida dePiltro (JSx)

ZV . UMBRAL

. CEy)O

Figura 3,2-14

El nivel Umbral sera establecido en el circuito de de-

tección limitando las señales de salida del filtro a

únicamente aquellas cuya amplitud es de interés.

ANÁLISIS D2 LA RELACIÓN DE REFLEJO EN UN PROC3SO REAL

Considerando una habitación de dimensiones: 4in. x 5m, x

x 2,5m.

5m

Eigura 3*2-15

Para la habitación tipo de la figura 3-2-15 se asume

un promedio de tres re"botes en las paredes.

Las consideraciones numéricas a continuación se "basan

en aproximaciones a casos reales e

Paredes con 60 % de refleccion

Piso con 50 % de refleccion ................... , o20m.

Techo acústico con 35 % de refleccion ........... 20m.

Área total de refleccion, .. ...Total ........ . ..».

(con 57% )

Porcentaje de refleccion de un individuo respecto al

área total de refleccion.

Considerando la figura 3.2-16

x 18% Refleccion

Figura 3-2-16

Porcentaje de refleccion..

0.6m.£ = 2.82—3

10 -• 0*53

« 0*282 %

** 0.3 ^

Observando nuevamente el cuadro 3.2-4 se tiene que

este porcentaje de refleccion se asemeja al valor de

la Relación de Reflejo K, cuando se asume un valor de

M (o — ) igual a 10.Ey

- 51 -

3.3) EL CONTROL AUTOMÁTICO DE G1KAWCIA

Análisis matemático del circuito utilizado

Diagrama del circuito "básico:

<>E0

Pigura 3-3-1

Para el transistor

EsIx = —

1 ) IX m ICf +

Definiendo Id :

leí = lo

Ic lo e

K

YBEIK

Igualmente se tiene

lea. & lo e K

Reemplazando en 1 )

Ix = lo

Denominando :

YA = Ysi - Ysa

Se tiene:

= YBS -f *X

= YBI - Y

K

Va ELe 4- e

Reemplazando estos valores se tiene:

Ye/ - Ye YSH. - Y¿

+ eIx = lo

2) Ix loYB2"K

K

Reemplazando el valor de Vas. en 2) se tiene

Ya/ VBI

2) Ix = loYEK

X

K

YBI

Ix =

Ix = leí

Id = Ix1 + .

Reemplazando el valor de Y$i en 2) se tiene;

2) Ix « KK

Ix = lo e K

K

Ix = K He -i- 1

Ix

Es

RE

1 + e

1

K1 + e

Reemplazando el valor de Tes.

So _ EsRe R£

1

+K

Eo

Es

Re

RE1 +

Analizando esta expresión se observa aue la relación

tendrá un valor máximo para e

En este caso:

Eo = - Re

Es 2 RE

YÍK

Es

1 +

- .54 -

La ganancia dependerá de los valores de las resistencias

Re y RE,

De la expresión general:

Eo

Es

He 1

1 + e K

Se puede deducir .que la ganancia.

del circuito seraEs

inversamente proporcional a la variación de voltaje Ya.

Es decir un aumento o disminución de la tensión Ya se

traducirá en un efecto contrario para la ganancia total

— f produciéndose de esta manera el control automático deEs

ganancia.

Tomando esta expresión para valores de Ya múltiplos de

K, o sea múltiplos de 250 mv, se realizo' el siguiente

cuadro que presenta la variación de la ganancia manten-

iendo constantes los valores de las resistencias Re y RE.

r

- 55 -

Ya (mv )

0

2550

15100

125150

175200

225250

275300

Ganancia en d~b.

-6

-11.4

-18.4-7-26.48

-34.9

-43.49

-52.14

-60.81

-69.5

-78.17

-86.86

-95.55

-104*2

Cuadro 3.3-1

- 56

Diagrama del circuito -utilizado

Ri

M5V

1 , —

<

v,.> R C Ci R4

-A -

R5

A Eo-—o

-I5V

Figura 3.3-2

En el diagrama de la figura 3-3-2, el control automático

de ganancia se encuentra en linea de puntos*

Análisis del circuito:

El amplificador A provee la ganancia necesaria en la

etapa utilizada, siendo la señal de salida aquella cuya

amplitud va a ser regulada*

El funcionamiento del circuito regulador de amplitud es

- 57

el siguiente:

Al aumentar el tamaño de la señal, el transistor Q con-

duce más, esto aumenta la corriente Is-í y a su vez aumen-

ta I o* . La tensión en Ra también es incrementada, o sea

el voltaje en la "base del transistor Qa, lo cual se tra-

duce en una disminución general del tamaño de la señal.

Para el caso en q_ue se tenga una disminución en el nivel

de la señal de salida, van a disminuir "LeA , J.CA y la ten-

sión en RE o" sea Ye , esto compensa el decrecimiento del

tamaño de la señal.

Con el control del potenciómetro Rs se regula la cantidad

de corriente q_ue se desea que circule por RE. o sea con-

trola la tensión en la base con voltaje fijo, transistor

QcL*

El diodo Da se coloca para evitar una señal positiva en

la base del transistor Qs.

A través del diodo DI se rectifican los pulsos negativos

respecto a los -15 "V de polarización.

Calculo de los elementos utilizados en el circuito:

BLOQUE DE ^RAJÑTSl STORES :

Las resistencias Rj y R¿ deben ser iguales para mantener

señales iguales en los transistores Qj y Q^*

Asumiendo:

R| * 10 KA

Ka * 10 KJT,

Para el transistor Q¿ se asume lea - 2 mA y Yj = 7Y

Rc = _ _

2 mA

Rc = 4

Valor utilizado: 4-7

Asumiendo Rs =120 KLa una impedancia de entrada alta,

Transistor

le. = 4

Va = -7 VVe 7 VI & 4 ni A

RE = 1 .75 KJ7,

Valor utilizado: 1.8

Bloque del amplificador operacional:

Asumiendo R4 = 10 KJL

Para obtener en este bloque una ganancia de 50:

Rs = A • IH

R5 « 500 KJÍ,

Siendo A = 50

Valor utilizado; 470 K/b

Calculo de los capacitores;

Capacitor C3 :

Constante de tiempo R¿Cs

Este tiempo de descarga R¿C3debe ser mucho mayor que — !E2

Siendo T el periodo de trabajo*

Asumiendo RE. = 36

1.

4600036 ÍLft, C3 > —-— seg.

59 -

Considerando que sea unas 1000 veces mayor:

1000

4-6000

-ZC TTnn 100036 KfiCs = seg

1 seg36 O, ' 4-6

G5 = ,6/ff,

Yalor utilizado:

C3 = .47>Kf.

Capacitor C¿ :

El tiempo de carga;

R^C^debe ser much.0 menor que el tiempo de descarga

36 KJ^ • C¿ « — - - seg.46000

Asumiendo aue sea unas 100 veces menor.

36 KJb • Ca- 100 = 17ms.

36 • 105

Ca = 4.7

Para el circuito amplificador utilizado luego del filtro

Pasa Banda, se ha utilisado una ganancia de 50 para el

bloque del amplificador operacional. ÍA¿ pg. Ib)

El mismo circuito amplificador con control automático de

ganancia es utilizado luego del filtro Pasa Bajos del

mezclador, con la única variante de que en este caso la

ganancia establecida es la unidad y las resistencias

- 60 -

utilizadas son

Rs = 7.5

- 7.5

pg. i t )

3*4) EL OSCILADOR

+ I5V

Pigura 3.4-1

En el puente de tfien;

e, 3

Figura 3.4-2

La oscilación se efectúa para cierto valor de

- 62

Ganancia del "bloque de amplificadores operacionales

r*¿ + 1 "¿Valor de la frecuencia de resonancia del oscilador:

fo - 23

R5 = R6 = 7.6

C5 = Ce = 910pf

Bloq_ue de amplificadores operacionales:

Asumiendo:

Az. = 5

R4 = 5 Rs

RS = 40

R-1 = 200

Ai = 3

A, «5£+ 1Ra

R^ = 10 E:

R¿? = 20 Kül

Bloque de transistores:

Asumiendo:

V3 = -10 V

Ic = 1.5

(3= 30

Ría =-10 Y

1.5

Ri2_ « 200

63

T?R i lIc

« "10^6 + 15 K

15 • 10^

T) .i _ O O V <"i= xí|| = ¿:. y i\ Jo

Se conoce:

TT TT Ro 1Rií Yx

e Z + 1

Asumiendo:

Yi = 20 mv

0 sea Yx = 2 5

Y5 = 1 Yoltio

YS ,?£5

1 = Ro _J_

5 Rn e + 1

^ 19T> --, _ "P i r •^L^.UÍZ,

5

Ro = 2 KL

= V^

lee

e.^ = —/3

se escoge

R¿ « 4 - 7

RECTIPIC^IDOR

Asumiendo Y( = 20 mv en la "base de Q¡ y V¿ » -5

- 64 -

E lo j , __ YA" — -"•• -i- i — — —RÍ V,

Diodos Dj y D¿ :

V/í = 0,5 V

Yfl - 1 V - 0.3 V -=

= 0,4

De"bido a que el voltaje del oscilador es 1 V (p»p )Rio 0.4 V

El 20 10~3 A= 1

Asumiendo:

Rio = 14,2

Consideraciones para calcualr C^;

debe tener un valor bajo, dado a que el tiempo de carga

de C3 debe ser pequeño < T y el tiempo de descarga > — del2

periodo.

Se debe cunrolir:

a, CjjRs < - seg20000

40000

C3 = .15 Mf

Asumiendo :

= 47 K^

seg

a. .0705 • 10""1 < .5

b. 21. • 10"*1 » .25 •

C = .15 Mf cumple

- 65

Para calcular C^, £4 debe ser alta para que el voltaje

en la base de Q¿. sea considerado DC, pero lo suficiente

baja para permitir un control de amplitud rápido.

Se asume :

tM = .3 seg

'Ci = C^ Río

14 KJ2,

04 = 22 Mf

Condensadores de paso C| y C2-. Se calculan con C mayor

que la noininal por razones practicas (p. ej. 15 veces )

O

Ci

C2

o a.

Ce

15

.003 M

.01 Mf

1 52rf

.003

.01 Mf

R/í/9

RuP+

- 66

3.5) PILTRO PASA BANDA

3.5-1 CIRCUITO UTILIZADO

Se utiliza un circuito de filtro activo con tres amplifi-

cadores operacionales.


RG* 13 100 k ]00 k

N/C

ligura 3*5-1

En este circuito, la señal de entrada es alimentada por la

entrada no invertida del amplificador operacional A; , las

salidas que se pueden considerar Pasa Altos y Pasa Bajos

no son invertidas, en tanto la salida Pasa Banda es in-

vertida»

~ 67 -

Calculo de los valores utilizados en el circuito

Para el diseno de este circuito se han utilizado modelos

de filtros activos de Burr-Brown.

En particular se usa como modelo el circuito UAF 21/25

para valores de fo menores a 50 IQiz.

Las ecuaciones simplificadas que se usan para el diseño

son las siguientes:

= 1.59Wo f<

2* Q^LP = QAHP = ABP105

3. RQ = ~2QP - ADP - 1

4. He = (2QP - ABP + 1 ) 12ÍABP

Siendo f0 para cada etapa de filtro Pasa Bandaf la fre-

cuencia central fe, estando definida fe por la formula:

fe = /fTfa

En esta formula íj es la frecuencia para el punto de +3 dB

y fg. la frecuencia para el punto de -3 dB en el filtro.

/ Hs,La relación i— indicada en el circuito de la figura 3.5-1Hí

de"be ser mantenida como condición para utilizar las ecua-

ciones simplificadas.

ASP es la ganancia requerida para la salida Pasa Banda,

considerada a la frecuencia f0.

Factor Q para filtros Pasa Banda:

68

Q »fo .

Añono de "banda a 3 dB

Para el diseño es necesario calcular el producto fo • Q

del filtro, Si este producto es mayor a 10 Hz (para

UAF 21/25 ), se de~be localizar este producto en-la

figura 3.5-2.'

.a

"io6 io59 98 8? 76 6

^ $ „ 5n — •

?4 H"4< 3 < 3D ^

2 2

ÍOÍ 10^

10

• 10

1

1

£

i1 ! i1

1

i

J

-^

R

! 1i í1

¿

*

^

O jn

J^

,jf

^

g

"~1 ! í ' j*

^^

1 1I

"fPr

**

r_, i

X'

V^

'

1

r"\

—

—

i

i* 2 3 4 5 6 7 8 9 105 2 3

UAFll/15 '>

5 2 3 - 1 5 6 7 8 9 106 . 2 3

UAK21/1S

fo Q

Pigura 3* 5-2

Para obtener Qp se de"be dividir fo Qp para fo , y se deoe

utilizar este valor de Qp conforme se indica en las

ecuaciones simplificadas, esto permite la corrección de

errores de"bidos a corrimientos de fase en el amplificador,

Yalores asumidos para parámetros utilizados:

fo * 23 Khz

- 69 - -

ABP =10

Q = 20

En consecuencia el producto fo • Q sera:

ib * Q = 4.6 • 105 Hz

Utilizando las curvas de la figura

fo • Qp = 3 * 105 Hz

fo Qp _ 3 - 105

fo 23 ' 103

Qp - 13

Reemplazando el valor de Qp en la formula 3)_ 105

2Qp - ABP - 1

103

2 6 - 1 0 - 1

15

» 6,66

Valor utilizado:

RQ = 6.2 K¿l

Reemplazando los valores de Qp y ABP en la formula 4)

4) Re = (2Qp - ABP + 1 ) 105

ABP

iRe = (26 - 10 -f 1 ) —

10

RG = 17 • 1(Aíb

RG = 170 ZJl

Valor utilizado:

RG = 170 KJl

- 70 -

Para los capacitores C^ y GB se utiliza el valor de I60pf,

líe acuerdo a la expresión para la frecuencia de resonan-

cia:

= R6

2rrC fo

1

27T160 • 10"ía 23 • 1CT

= 43.27 KJi/

Yalor utilizado:

&T5 = PV.S = 40 KJ¿ + 10 Kiíi variables

Se utiliza un potenciómetro para el ajuste de la frecuencia

de resonancia.

Valores de los elementos utilizados:

RESISTENCIAS:

Ri = 100

Ra = 100

R-i.= 100

&s = 100

= 40 ZA-f 10

= 40 XJL+ 10

= 170

. = 6.6

CAPACITORES:

C* = 160 pf

Cs - 160 pf

REPUESTA DE FRECUENCIA DEL [PILTRO PASA BANDA

Figura de referencia para el análisis del filtro Pasa Banda,

Figura 3.5-3

En el circuito de la figura 3,5-3

Ea - Ex i = IsRi

En el nodo i

13 + los = O

Ea _- EXIQ Eoi - Ex,« O

R i

El - Exi = I i R G

En el nodo 2.

I l + loi. = O

EJ - Ex i Eq - Exi ,,+ -— = uRG R-Í

- 72 -

Eoa - EQ =

la. - Eoa - EQ

Rs

En el nodo 3

lo. = Iz. - lo i

Reemplazando los valores respectivos

- Eo. Ea - Exi

Rs

EQ =

Reemplazando el valor de IQ

- Eo. -n_ Ea - ExiT,So. =

Eo. +

R-f

T-,-{- EQ

RQ — + Ex i

RQ Ex i

-K.3

RQ (EozR +

R^Rs + Reí (R + R5 )

Llamando D al denominador de esta ultima expresión

D = R^iRs + Ro. (R4 + Rs )

Considerando nuevamente el circuito de la figura se tiene

para el amplificador operacional Az (ver figura 3.5-3).

Eo2.

L 1Jvr C?

'4)

Siendo S = jw

Igualmente para el amplificador operacional A 3

5)1 "R,

SCaRs

De la expresión 4)

4) Eoi = Eo^SOíR^

Reemplazando 4) y 5) en la expresión 1 ) se tiene

Eoa -o- EXJEoa

D -f - Ex/ = ORi

Reemplazando 3) en la expresión 2) se tiene:

RQ (]SoaR4 + Ex/ Rs)

2) ^LJ: ""' D = ORG

Para la expresión 1 )

DE 02.

SGaRaRi

EX I =

Rz

1 +

= Ex/

SC?R?

1 1• + —

.SCsRaRí

. - -Ra Rl

- 74 "

Exi = Soz

Ra) S CsRñ

Reemplazando este valor en la expresión 2)

„-C/ I —

SQaRa

RG

(Ri

De esta exresión:

. 0

RG (Ri +Rz) SCsRbJ

"Raz. . T¡

En RG S E ^ -) * SR©R^ RGC sRe (R í +R z) -f-

S))

?4'.ff M I 4

s=- Ka

- 75

La expresión 6) es la respuesta de frecuencia general

para el circuito de la figura 3-5-5 considerando su

salida como filtro Pasa Banda.

Para o"btener la expresión de frecuencia de resonancia

fo:

Reemplazando el valor de S por ;jw y racionalisando el

denominador en la expresión 6) se tiene:

Rfi_(R

G?R?R] (DR1-RGR5R6+DR&

w(ER.4 -RoRs Rs +LR6 ),

Igualando la parte imaginaria a cero se tiene

D R4 (Rt +Rz.) - w - O

Numerador igual a cero;

D R^(R i+Ri ) (Ra-waC7R7CaRsR/ ) = O

RE. = v

Wo2- =

Es la expresión para la frecuencia de resonancia del filtro

Pasa Banda*

Tomando la parte real de la relación general:

-RQR5R6+DR6)

Ra.Wo

- 2

76

Siendo la frecuencia de resonancia

C?R?CsR9Rí

Reemplazando este valor:

Apd = _ 3JR4 (R i_+R_z ) ' RQR-I RG (Ri +RQ

ÁPB ==

Reemplazando el valor de la expresión D

RoRs

+ R5 +

Re

Reemplaaando loa valores numéricos de R^ y R5

R-í « Rs = 105j

' 105 + 1ÁPB =

RG

APB 5a 105 (2

Expresión para el valor de Q :

Inunción de transferencia del filtro Pasa Banda en forina

general;

Eoa N

El S^ + "bl S + bo

Se extraen los coeficientes necesarios para obtener el

valor de Q»

- 77

Q se encuentra determinado por la expresión:

Q;bo"bi

Reemplazando los valores de t>o y "bi presentes en la

función de transferencia:

Q =

RZL

(Ri

(DR4 -

Q ='R¿C?R?Ri RoRsRs + DRo

RaCs RoK^Rs (R i + R¿L)

Siendo;

U = R^R

Q =

Q »

Q »

(R^GíRíR/ 10IS -f1010 R«+1010 Ra-105RQRs+1010 R6+105RQRG+105R6?R.6

V RaCs 105RoRs (Ri+Ra)

:0'°+2i

ReCe

R/C6R8

Ri 10J°

Denominando K = R ,

R I G 3 R 8 (Ri

1 O _ +2 > 1 _ 0 R Q H-1 0 R s +RoR6Q « K

Multiplicando y dividiendo esta expresión por: R + 1 . _ Q

Q - JC '.R+10.5'RQ

10/0 -f2-105RG>-f10

- 78 ~

Q = K (1 -i- / I0'0 -. * .2 -f- R<s (RQ + 1_051

Q - K (1 +

7)

Siendo RE =

10SR.Q

RQ

105RQ

RQ

105Ra + 105Ro

RG (RQ + 105)

RG(RQ 4- 105)

Re

RG

10f°

RQ + 105

RQ + 10

RQ + 105

Reemplazando el vlaor de K en la expresión 7)

n n 4. REQ = (j -t-RG

^ R ] WiH • • • " )\R i -i- Ra

4. 105/TÍ^ /K2R7G^+ I U / lí&J iV R / R e C e

En la figura 5*5-4- se observa la respuesta de frecuencia

del filtro Pasa Banda con su frecuencia central a 23 KHz

2y en "base a los valores de los elementos utilizados.

. 3.1

G/db

lOOK'f/Hz

I -o

de -fr^cuonc i a de

1 f

I I tro

pasa—banda

FI6 3.5-4

- 80

3.6) AMPLIFICADORES DE AUDIO

3.6-1) AMPLIFICADOR DE ENTRADA PARA EL MICRÓFONO CIRCUITO

UTILIZADO

Ci Rí

R4

AA-

Eigura 3.6-1

Se xitiliza un circuito de amplificación compuesto de dos

etapas o La impedancia de entrada es "baja, decido a que

el micrófono utilizado es de impedancia "baja. Cada etapa

utiliza la entrada invertida de un amplificador operacional.


Para el amplificador operacional Aj-

Ganancia;

A | = —Rí

Asumiendo:

Rí = 2 J.JI,

O sea, un valor bajo de impedancia y una ganancia de 150

- Ai * Rí

- 81 -

R¿ = 300 KJl

Para el amplificador operacional A a

Ganancia

A£ = —R3

Asumiendo una ganancia, de 40 y Rzs = 2

Rl = 80 KJ2,

Valores utilizados

R| = R3 = 2 KJ2,

R¿ 3= 300 EJ^

R-l - 82 KJ¿

3,6-2) AIvíPLIPIOABOR DE PODER

Este amplificador se utiliza para la señal del oscilador

local antes de ser emitida por el parlante.

Circuito utilizado:

o \A—»Ri

- 82 -

I5V

¿02

Q

R4Q4

-15V

PAR

Pigura 3.6-2

Para el circuito se considera la potencia de salida del

amplificador

P = 9 w

Considerando la iinpedancia del parlante igual a

Corriente total:

- 83 -

I-t Z = 9 wY 30Y

It = 3 Amperios

/ xLa sección formada por Qj y Qz conducirá para la parte

superior de la señal y la sección formada por Q^ y Q^

conducirá para la parte inferior de la señal que de~be ser

amplificada.

Q3 es un transistor PNP de silicio para evitar compensa-

ciones de temperatura. - 1 transistor Qi ("Driver") tra-

baja con una corriente semejante a 30 mA, su papel

principal es suministrar esa cantidad de corriente a la

base del transistor de potencia Qz.

El funcionamiento de la sección inferior es semejante,

siendo 0.4 igualmente un transistor de potencia.

Los diodos Di y D£ se utilizan para compensar por las caídas

de tensión semejantes en los transistores.

El amplificador operacional Al provee la ganancia al cir-

cuito, ya que en la etapa de transistores la ganancia es

uno,

El capacitor G| debe ser suficientemente pequeño para q_ue

a la frecuencia de trabajo ( 23 Kliz) la ganancia no se

haga cero.

Yalores de los elementos:

Se asume:

R3 = 10 TCJ2,

R4 = 10

Rf = 2

- 84 -

Capacitor C¡:

La reactancia Xc - — de"be ser semejante a la resis-

tencia R¿.

G-anancia:

Xc // Ra

Se asume una ganancia de aproximadamente 10

"p -, ,-v SO TT í\j

íara C/ = 150^

- r _ . 1 n

Z-ÍT •• 23 • 10J * 150 • 10

2-JT * 23 * 10^ - 150

Xc = 4-6 Kí^

G-anancia:

46 KJ6 * 50

A = 96

2 E^

A = 11.9


Rz. = 51 KJL

C| = 150pf

- 85 -

3*7) CIRCUITO DETECTOR Y MEDIDOR DE MOVIMIENTOS .-

Esta sección sera dividida en varias etapas para

su. análisis*

Diagrama de "blogues :

ETAPADETECTORA

ETAPAOUADRALORA

ETAPAMEDIDORA DEFRECUENCIA

ALARMA

ETAPADE MEDIDA

MULTIVIERADOR

- 86

3.7-1) ETAPA DE DETECCIÓN

Circiiito utilizado

Figura 3.7-2

El amplificador operacional A, forma en este caso

un circuito comparador entre la señal de entrada y la

señal fija, regulada con el potenciómetro Rz.

Esta señal regulada o UMBRAL, fija un nivel de

referencia en la entrada invertida de A, 0

Si la señal proveniente del filtro Pasa Bajos y

que se encuentre conectada a la entrada no invertida de A,

sobrepasa el valor del UMBRAL, la salida tendrá un valor

positivo y será aceptada en el seguidor de voltaje formado

por A a . Para valores menores al UMBRAL en la entrada

- 87 -

positiva AJ , la salida sera negativa y conducida a un

nivel de tierra por el diodo Di.

Los valorea DC positivos que hayan sido acepta-

dos, serán retenidos por el capacitor G$ mientras dure

la señal de alarma, en tanto que al desaparecer la señal

de alarma, el capacitor se descargara por R^.

En esta sección se utilizan adicionalmente los

diodos D3, IHf y I>5*

El diodo Ds sirve para asegurar un cero lo'gico

en la salida de esta etapa. D^ va a conducir para una

condición de cero lógico en la salida y este cero apare-

cerá en los circuitos integrados Smitn írigger y flip-

flop JKP que se utilizan en posteriores etapas. (Ver fi-

gura 3.7-20).

Para uno lo'gico en la salida de esta etapa, la

conducción se realiza por R? en la cual se tiene una

caida de tensión equivalente a 1 5 V - V zener* (Diodo Ds).

El diodo D¿} se utiliza para proteger los cir-

cuitos TTIi para el caso en que exista una señal negativa

en la salida de la etapa de detección.

3.7-2) EÍCÁPÁ CUADRADURA

Circuito utilizado:

A

D

Figura 3*7-3

Se necesita un circuito cuadrador para trabajar

en un sistema digital.

La señal alterna del filtro Pasa Bajos, entra

simultáneamente al circuito detector y al cuadrador, en

esta etapa la señal es comparada con un nivel de refer-

encia cero en el amplificador operacional As-

Par a valores de la señal alterna mayores a cero,

la entrada invertida de A^ es mayor, la salida sera nega-

tiva y se obtendrá" cero voltios a la entrada del Smith

Trigger.

- 89 -

Para valores de la señal alterna menores a cero,

la entrada no invertida de Á3 seráT mayor? la salida seráT

positiva y se fijara el voltaje del diodo zener $6 a la

entrada del Smith Trigger.

La otra entrada al Smith Trigger sera la señal

ENTABLE originada por la alarma*

Entradas al Smith Trigger;

EKABLE (Alarma)

Salida de

Salida del

SMITH TRIGGSR

Pigura 3-7-4

En cuanto exista señal de alarma, se producirá la señal

de salida del Smith Trigger.

- 90 -

3 o 7-3) ETAPA MEDIDORA DE FRECUENCIA

Circuito utilizado:

Figura .,7-5

A1ÑFALISIS DEL CIRCUITO

La salida del Smitli Trigger es introducida como la señal

de reloj en un circuito Flip Plop JK SN74LS107, el cual

usa la misma señal ENABLE dada por la alarma en su en-

trada RD.

91

Este circuito Plip í'lop divide la frecuencia de traba-

jo por dos en sus salidas Q y CJ que serán utilizadas

simultáneamente.

Para la explicación de ésta etapa se utilizaran las for-

mas de onda de la figura 3-7-6, obtenidas con oscilosco-

pio en varios puntos del circuito detector.

La salida Q va directamente a accionar un circuito muí-

tivibrador que sera detallado posteriormente.

La salida Q es conectada a la entrada no invertida del

amplificador opcional A^ a través de un circuito for-

mado por D^r, R_s? y C-^, el cual funciona de la siguieíate

manera:

Para la salida del pulso creado por Q, se produce una

carga del condensador 0^ a través de £.9*

En cuanto el pulso desciende, se produce una descarga rá-

pida a través del diodo D? (Porma de onda (1)) „

Q

Potografia 3.7-1

IC

M

S

::.ttH

-fi-4-3-H-f

U .;

tri •H-HH-'r-.L 1-1._L L....J

i ...

. 1—

rtH

"IGURA (B )

-- 95 -

la fotografía 3.7-1 se observa la relación entre la

señal Q y la forma de onda (1 ) en la pantalla de un •

osciloscopio,

Á su vez la entrada invertida de A^ recibe la señal del

muí tivibr ador en forma rectificada y con un nivel de re-

ferencia establecido por Rj0 y los diodos D y D(0 .

( orina de onda (2))*

Las dos entradas son comparadas en el circuito formado

por A 4 obteniéndose que para un nivel de señal mayor en

la entrada no. invertida, se efectúa conducción a través

del diodo DIO y la carga del capacitor C^ (formas de

onda (4-) y (5)).

Se desea que el tiempo de carga a través de E. \¿_ sea muy

corto y el tiempo de descarga a través de Rpsea muy

lento.

la resistencia R/g debe ser cerca de 100 veces mayor que

El capacitor Cs a su ves será el que permita la carga o

descarga mencionadas.

El diodo sener D u establece un valor fijo e igual a Yz,

según se puede apreciar en la parte positiva de. -la for-

ma de onda (4) Voltaje Zener = 1 0 Voltios.

En la fotografía 3.7-2 se observa la relación entre la

señal obtenida en el capacitor C^ (forma de onda (5)) y

la señal proveniente del multivibrador (forma de onda

(2)).

- 96 -

fotografía 3.7-2

Para "un nivel de señal mayor en la entrada invertida de

Á4, su salida adquiere un nivel de saturación negativa.

Se utiliza la siguiente figura para explicar la relación

del multivi"brador con este circuito.

- 97

oVR

Figura 3*7-7

Siendo M la salida del multivibrador (forma de onda (8))«

Ss la entrada invertida del amplificador operacional Ai»

Para M = -1 5 V S « + VREP

Para M = +15 Y S = 15 V

Se observa que para el tiempo en el cual la salida M del

multivibrador es negativa, debido al diodo De, únicamente

aparece el voltaje de referencia establecido por los dos

diodos D<t y D)0 en la entrada S.

- 98 -

Tara el tiempo corto de duración del pulso del xaultivi-

"brador en el cual M es positivo, el diodo Dg conduce y

la entrada S toma el valor del pulso.

Si se compara esta señal S (forma de onda (2)) con la

entrada no invertida de A 4 (forma de onda (1)); se ob-

serva que la entrada S será mayor hasta que la entrada

no invertida de A¿\a un nivel de señal mayor al

voltaje de referencia. Esto es, se produce un tiempo de

retardo ™RP controlado por los elementos que producen la

carga del condensor C¿u

En la fotografía 3-7-3 se observa la relación entre Q y

la señal obtenida a la salida del amplificador operacional

A^J (forma de onda (3))»

Q

Fotografía 3.7-3

- 99 -

CURVA LE CARGA BEL CAPACITOR

1.6IV

Figura 3-7-8

Para esta forma de onda:

-t NY = VI + Yp (1 - e BC. )

Y = 1' + 4 (1 - e )

Para la salida Q utilizada:

Cero lógico 1 Y

(0.3 V + 0.7 Y de caída directa del diodo D f. )

Uno lógico = 5 Y

Y = 1,6 Y Valor de referencia

El valor de referencia esta dada en este caso por la caída

directa de los diodos Dq y D/o *

1 . 6 = 1 -!- 4 (1 - e "Re" )

- 100 -

-t;0.85 '= e~~Rc

— = 0.16RC

t = 0.16 RC

El tiempo que se considera de retardo es equivalente a

0.16 RC.

Ampliando este análisis a un estudio comparativo con el

ancho del pulso del circuito multivi tirador:

• Se de"be proporcionar un tiempo de retardo a la nueva

carga del capacitor G para que la medición alcance a ser

realizada, de otra forma se tiene que en cuanto aparece

el pulso de medida dado por el inultivi"brador, el suiche

activado por 5*EíE se cierra y el condensador C empieza a

cargarse nuevamente. En la figura 3*7-9 se aprecia el

tiempo de retardo;' IR (forma de onda para carga y des-

carga de C ) respecto a las señales Q (flip-flop JZ) y M

(multivitirador)«,

101 -

tRp

Figura 3.7-9

Siendo;

tp; Ancho del pulso del multivibrador

TR: Tiempo de retardo

trp: Tiempo de retardo del pulso de medida» (Dado por el

retardo propio del multivi"brador).

Consideramos: tp RC del muítivibrador, debe ser pe-

queño R C

Para el circuito utilizado: tp - 10" seg.

Consideraciones para este análisis?

TR > trp

- 102 -

tp

Podemos asumir que ;

TR - tp en la práctica

El pulso de medida tiene la misma duración que el tiempo

de retardo.

3.7-4) ANÁLISIS LSL MULíDIVIBRALOR

En el momento en que "baja el pulso del do"blador de fre-

cuencia, salida Q de la compuerta JK, se necesita un

pulso que haga actuar al sistema, ésto se consigue con

un circuito rnonoesta'ble que produzca un pequeño pulso.


19

AD, AR 20

M

-I5V

Figura 3.7-10

103 -

En el circuito de la figura 3.7-10 CJJT, Rjf y DH permi-

ten el paso de un impulso en la "base del transistor Qar

lo cual produce un cambio de estado en el colector de Q2.

(forma de onda (9)).

A su vez el transistor Qj cambia de estado, (forma de

onda ('8 )) o

El transistor Qano va a cambiar de estado para pulsos

positivos debido al diodo DH , pero para pulsos negati-

vos conduce Dpj y se aplica una señal negativa provenien-

te de la carga del capacitor G? en la "base de Qz., este

pasa al estado de corte aplicando +15 V en el FET Qs y

en el diodo DS> (forma de onda (P))«. El ancho del pulso

dado por el multivibrador, en cuanto a tiempo va ha estar

determinado por el capacitor C¿ y la resistencia RIS*

DISEÑO DEL CIRCUITO MTJLTIVIBRADOR

Diagrama:

- 104 -

I5V

Q .o

-I5V

Figura 3*7-11

Estado inicial:

Voltaje de salida = -15 Y

Voltaje en la base de Q £_ = -14,4 V

Asumiendo un /3dc de 40 para los transistores Q/ y

Asumiendo R| 100

Ic 5*5mA

Calculo de

Valor usado

V= 5.4

5.1

40

- 105 -

I"b = 110mA Corriente de "base de saturación.

Para calcular RíS se asume que la diferencia de voltaje

entre el emisor y la "base de Q| deberá ser 0.6 Y e

igualmente que la corriente 2 Ib se reporte igualmente

a la base de Qi y a R {6 .

R* = ^110/íA

R \(Q — 5 * í? K. Jb

Calculo de RiS : Se tiene que circulara la corriente

2 rb =

Diferencia de voltaje:

15 Y - (-U,4 Y ) 29

29 YRfg = £¿-JL

Ríe & 100

Calculo de R ¡5 :

Diferencia de voltaje:

+15 V - (»H.4 Y ) 29 Y

Como la corriente de "base de saturación es 110^A, asta

resistencia RJS debería ser grande para que Ib sea pequeña^

de otra forma Qe no dejaría de saturarse aunque se coloquen

pulsos negativos en la "base.

Asumimos Ri5 = 100

106

3.7-5) ETAPA DE MEDIDA

Explicación del circuito "básico: "SÁMELE & HOLD"

Figura 3,7-12

En este circuito^considerando que se cierra el suiche S,

existirá realimentación y el capacitor C se carga al

valor ei . Si en estas condiciones se a"bre el suiche S,

el capacitor C permanece cargado al valor e/ , no existe

camino de descarga deMdo a la impedancia alta del am-

plificador operacional.

El capacitor G de todos modos se descarga aunque muy

lentamente, para hacer aun mas lento su descarga, se

coloca un FST, quedando el circuito de la siguiente

manera:

- 107 -

ei o-

-I5V

-o-M5V

-o eo

c

Figura 3.7-13

Considerando el circuito de la figura 3»7-13*

Al cerrar el suiche S, el capacitor C se descarga con un

Talor:

ef -AY (valor pequeño de voltaje en el PET)

Para que no circule mucha corriente por el PET, el valor

de R de~be ser grande»

Colocando en lugar del suiche manual otro suiche a base

de otro ?ET con canal tipo 13•

108

Figura 3.7-14

Para -15 Y en el GATE, el EST se abre

Para 4-15 V en el GAEB, el PET conduce

Se desea evitar que el DRAIN de Q^ adquiera los valores

de *15 Y o -15 Y ya que Q4 no conduciría o abriría en

esas circunstancias. Se coloca el diodo DIS para que en

saturación positiva, exista un voltaje zener de 10 voltios

El diodo D{£ se utiliza para obtener el valor máximo de

carga en el capacitor C's* MEDIDA MÁXIMA.

Se necesita que la relación R2)

Rzo

sea un valor alto para

que la salida 6o sea la más semejante posible a la

- 109 -

entrada.

Modelo desarrollado de

i-IOV8K> D

200¿V lOOJíA A A

G

— v*/' V1

Figura 3«.7~15

Considerando q.ue tenemos una señal de entrada de 10 Y

lOVc

I5V

IOOJO-oeo

v

Raíeo * 0.6

IZOKJb

Pigura 3.7-16

- 110 -

Corriente Ii = la: Circulación de corriente de GATE a

DRÁIN.

Para los valores dé. resistencia utilizados en el cir

cuito :

R¿l = 1ZO KJl

R£0 = 2

- OQ 6 6o

120 KJb 2 KJfc

&°. + .H * J: = eo « 1060 60

I U *r ' ' == S-o ^ I + •— »— j

60 60

eo = 10,07

De la ultima expresión se desprende que para una entrada

de 10 Y, la salida sera de 10.07 V, para £L- - 50R20

G-eneraliaando esta expresión para una relación:

A = —RA

10 + :. eo (1 +

A A

Guando A —*

Q.O = 10 La salida seráT igual a la entrada.

CIRCUITO DE DESCARGA DEL CAPACITOR

Para la descarga del capacitor Geff se desea que la des-

carga del mismo no se efectué liacia -15 Vf ni tampoco

- 111

directamente a tierra para proteger al capacitor, sino

a través de una resistencia de valor "bajo.

'Se utilisa el siguiente circuitos

-J5V

Figura 3*7-17

Diseño:

Resistencia Rzs 100jipara la descarga del capacitor.

Con las resistencias Rz? y Re-q queremos que luego de pre-

sionar el suiche HESBT y no haya movimiento, se registre

cero en la aguja del medidor y no un voltaje positivo

que podría estar dado por el FEO) Q^. Para ello se ne-

cesita hacer el punto 1) de la figura 3*7-17 ligeramente

negativo con una resistencia y un potenciómetro.

Rango establecido;

entre -0.8 Y y -1 .2 V

Asumiendo:

112 -

«*"

iOOjb

-0.3V

I5V

Figura 3» 7-1 8

100.0; s R¿i_

0.3 14.7

Rz« = 4.9

Diagrama total del circuito de medida;

t,fe

113 -

figura 3*7-19

El seguidor de voltaje se coloca para aumentar la impedan-

cia de entrada. El medidor colocado a continuación in-

dica la corriente proporcional a la señal de voltaje pre-

sente en la entrada del seguidor de voltaje;

Los pulsos .de muy corta duración provenientes del multi-

vibrador activarán el suiche representado por el EET Q^,

el cual conduce durante estos pulsos y permite la medi-

ción de voltaje.

114

(formas de onda (5) y (8)).

El instante en que se produce el pulso positivo, se cierra

el circuito y el capacitor Cs se carga al valor corres-

pondiente corno se observa en la forma de onda (5).

Este valor es indicado en el medidor de corriente I y

permanece fijo hasta que se cierre el suiche RESET y se

efectué una nueva medida,

Si la frecuencia correspondiente a la velocidad que se

mide llegara a aumentar, el punto de descarga al cual se

realiza la medida tendría un valor de voltaje mayor« Esto

a su vez produciría una corriente mayor en el medidor.

En la figura 3*7-20 se observa un diagrama total del cir-

cuito detector y medidor de movimientos.

- 116

CAPITULO IV

CONSTRUCCIÓN Y EXPERIMENTACIÓN

- 117 -

4.1) NOTAS DE CONSTRUCCIÓN

- Amplificador de Audio:

Las conecciones correspondientes a la fuente de alimen-

tación para el amplificador operacional Aj deben utili-

zar directamente las mismas fuentes, de +15 "V" y -i 5 Y

. que utiliza la etapa de transistores para evitar oscila-

ciones que podrían presentarse en el caso de utilizar

fxientes diferentes.

Transistor Q^ PJtfP de"be ser de silicio? esto evita com-

pensaciones de temperatura, si se utilizara transistores

de gerraanio, deberían ser dos transistores físicamente

unidos y exactamente compensados para temperatura.

- Problema presentado diirante la construcción:

Ruido producido por el parlante; al ser conectado se

produce una modulación en la fuente, la cual tiene que

entregar mas corriente, ese ruido alterno es detectado

por el parlante, ya que entra directamente al oscilador.

Se plantean dos soluciones:

1) Conectar la tierra del parlante directamente a la

tierra del transformador, ya que en otro punto asu-

mido como tierra puede liaber cierto voltaje difer- -

ente.

2) Conectar un diodo y condensador en cada fuente que

llega a polarizar 'el oscilador.

Se efectúan estas dos soluciones en la construcción del

oscilador y amplificador de audio.

118 -

Los elementos constitutivos de los circuitos se in-

cluyen en cuatro tarjetas impresas y sus controles

principales dispuestos en el panel frontal.

En la fotografía 4-. 1-1 se observa la disposición de

las tarjetas de circuitos impresos utilizadas en el en-

samblaje del equipo.

Fotografía 4-1-1

/La construcción del equipo incluye fuentes de alimen-

/•tacion para todo el sistema, so"bre este aspecto existe

sun apéndice descriptivo.

Los transductores fueron instalados en forma separada

del-modulo principal, lo cual permite localizarlos in-

- 119 -

distintamente con el fin de realisar prue~bas con difer-

ente distancia y direccionalidad dentro de itna habitación.

En la fotografia 4.1-2 se incluye una vista total del

equipo en la cual se .puede o"bservar también los dos

transductores utilizados*

Fotografia 4*1-2

- 120

4.2) SXPERIMSNTÁCION

Con frecuencia de trabajo igual a fo = 23

G-anancia:

Y en - 1 Y pp

Y sal = 3.5 Y pp

G-anancia;

A = 3.5s /

Se efectúan varios experimentos con el micrófono y parlante

utilizados.

Ejemplo: En la entrada del amplificador para el micrófono

se coloca un corto circuito con un condensador grande 2Q/Í-Í-,

= a* CIRCUITOÁMP O PILTRO

Figura 4.2-1

La entrada del filtro se conecta a tierra para evitar

señales flotantes.

El interés de esta prueba es comprobar que no deberia ha-

ber salida del amplificador bajo estas condiciones.

De esta forma se optimiza el funcionamiento del amplifica-

dor en ausencia de señales de entrada.

~ 1121

CIRCUIDO MEZCLADOR

Se efectúan pruebas mencionadas en el capitulo III

sección 3.2-2 hasta optimizar el funcionamiento de este

circuito.

CIRCUITO DETECTOR DE MOVIMIENTOS

En forma experimental se efectúan curvas de varios puntos

^ del circuito general para comparar y relacionar varias

formas de onda (figura 3.7-6).

Para realizar las curvas mencionadas, se utiliza un oscil-

ador local, cuyo volumen debió ser calibrado de la sigui-

ente manera:

1) l^Tivel de detección (UMBRAIi): lo menos sensible.

2) Subir el volumen del oscilador hasta que se tiene in-

dicación luminosa de alarma (LSD de alarma).

£$•• • 3) Se deja el volumen del oscilador en esa posición y se

jL disminuye la sensibilidad a -J-.

¿J En estas condiciones se obtiene las formas de onda men-

fSb clonadas, que permiten observar el px-oceso de detección

\^f con ayuda de un osciloscopio.

Calibración de la aguja del medidor para las diferentes

frecuencias.

Variando el valor de la resistencia % en el circuito de

la figura 3*7-5 se obtiene una variación amplia para el

movimiento de la aguja correspondiente a los valores de

- 'i 22

frecuencia entre 20Hz y 200Hz*

Al variar R^se varia la curva de descarga en el punto ©

Finalmente se o"btiene una respuesta adecuada para Rj3 = 8*2 K/l

Cuadro de medidas realizadas¿

V (m/s)

.147

.22

.295

.369

.44

.517

.59

.66

.739

.81

.886

.961 .031 .11 .181 .251.331.41.4781.842.22.93.64.45.7.3

f(Hz)

2030405060708090100110120130140150160170180190,2002503004005006007001000

A (mA)

.11

.19

.27

.33

.36

.4

.44

.46

.48

.5

.51

.525

.54

.55

.56

.565

.57

.58

.59

.6

.61

.64

.65

.66

.67

.675

Cuadro 4-2-1

Curva de defleccion de la aguja del medidor (MA) en fun-

ción de la frecuencia. Figura 4.2-2

t

Def

legi

ón;

: u.

-|-i-

}

'rri.Á

44.1

. U

-ffi

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Ul-

L.L

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J-U

J.4

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44

44

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-!-•

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4-U

J44

i-H-H

-H-H

-

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L ¡. i4

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300

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...

rr

-i T

rfi

ro í

rvi-

rrrr

- 124 -

CAPITOLO Y

COITCLUSIOttES

» 125 -

CONCLUSIONES

El objetivo en la construcción de este equipo detector

sónico de movimientos ha sido realisar un modelo experi-

mental que permita apreciar los efectos de absorción y

reflección de ultrasonido principalmente en personas.

Es claro que las diferentes circunstancias ambientales/

como son el material de las paredes de la habitación,

material de recubrimiento de el objeto o persona en movi-

miento influye en la sensibilidad de detección del equipo,

pero bajo condiciones aceptables y en un rango de distan-/

cia adecuado (hecho dependiente de la potencia de emisión)

el equipo detecta con certeza cualquier movimiento,

Un modelo comercial de este equipo podria suprimir ciertas

secciones, o utilizar etapas mas integradas (como los fil-

tros) concluyendo en un equipo de menor volumen y compleji-

dad.

El presente tema ha permitido verificar prácticamente los

conceptos del efecto Doppler y asegurar que a pesar de la

muy pequeña proporción de sonido que llega al micrófono

proveniente del objeto o pársona móvil, este puede ser

aislado, amplificado y presentado mediante un indicador.

Una aplicación practica del equipo es básicamente como un

sistema de alarma para recintos pequeños. Para este caso/

se dispone de una salida con indicación luminosa, ques /

podria adaptarse a una indicación audible, regulable con

el control de sensibilidad del equipo. Como complemento al

126 -

punto de %rista practico se tiene la medición de velocidad

/del objeto o persona móvil»

La proyección de este tema ha sido realizar el dia-eñp y

construcción de un. aparato para la investigación de un

fenómeno físico y sus aplicaciones.

127

APÉNDICES

- 128 -

APÉNDICE I

Fuente de poder utilizada en el equipo

Salidas: + 1 5V Regulados

- 15V Regulados

+ 15V No Regulados

- 15V lío Regulados

t29

Puente de poder? 157"

Lüa:

2>m

S

LO-fr-

—iHi'

oo

4

5 2

LO

OC\I

LO

LO

<?O

>oCM

tLO

ID

S 2

oLÜCC

O

LO

4-

y.

O

- 130 -

APÉNDICE II

Diagramas para coneccion de circuitos integrados utilizados

en el diseño. . -

1. FLIP PLOP JKSN74EST07

14 13 12 II 10 9 8n n n n n n n.

n u u3 4 5 G 7

GND

SN741 3TRIG-GER

14 13 12 II 10 9 8n n n n n n n

131 -

3. COMPUERTAS NATO

SK74-00

VCC 4B 4A 4Y 2® .3A 3Y14 13 12 II 10 9 8n n p n p g n

•"LJ U Ü LJ U Ü CTI 2. 3 ^ 5 6 7

IA IB IY 2A 2B 2Y GND

•REGULADOR ^A7 2 3

Utilizado para fuente de

íi.

1 0 \/f*Jj¿x\/rf vc Vout'10L

í

í,

\¿

¡y"TX

non t

inv compRS< ?íR (opcional

- 132 -

APÉNDICE III

CARACTERÍSTICAS DE LOS AMPLIFICADORES OPERAGÍCHALES

UTILIZADOS:

Amplificador operacional GA 3130T utilizado en la/

construcción del filtro Pasa Banda.

Amplificador operacional y((A741t' utilizado en el

resto de circuitos*

CA 3130T /1A741

Fuente de poder

P (mw)

Entrada;

(25°) Volt, Max.

VoltiOfset

Corriente Max Ofset

Corriente Max Bias

Rango CM

Imp, Diff.

Salida Min Volt

p.p (AV)

Salida Min Corriente

P-P (¿V)

15

225

30p

10

1.5T

13

13

30

500n

1«,5n

24

300Z

20 (p.p volt)

5eOin (p.p corr)

1- I

REF^RTDNCIÁS

Ref. 1-1

Tomado de "Medidas 7£Lectroacusticasü publicado por

Bruel & Kjaer, Dinamarca,,

Ref. 3-4

La curva de la figura 305-4 fue realizada en la mini-

computadora Tektronix, Modelo 451 y graficador digital

Modelo 4632 a "base de un programa realisado con lenguaje

Basic.

134 -

BIBLIOGRAFÍA

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OPERATIQNAL AMPLIEI3R Circuit Design, McG-raw-Hill Incc?

1976.

- To"bey/Graeme/HuelsTnan Editores, QPSRATIONAL AMILIffIERS

Deaign and Applications9 Burr-Brov/n Researcli Corp», 1971

« Gerald G, Graerae, DESIGNCTG vm?H OPERADIOML_ Al PLIPISRS

Applications ^Vlternatives g Burr-Brown Research. Gorpflf

1977.

- Don lancaster, ACTIVE PILTSR pOOKBOOK, Howard ¥0 Sams &

Co» Inc.r Primera Edición 1975»

- M.J. Hugues/M.A. Colvíell, PRINTED GIRGUIÍD ASSEMBLY,

Butterv/ortli & Coe Ltd0, Reimpreso en 1977»

- LA MEDIDA DEL SONIDO, Bruel & Kjaer

- Henning Moller, MEDIDAS ELECTROACÚSTICAS, Bruel & Kjaer

2 LINEA 16

-12 LIMAS 2 Y 3

91 1IHEA 10

la ve-

opción»! At»

Oio°

I

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