1.3: AMPLIFICADORES CLASE B Y ABEn este tipo de amplificador el punto de operación se ubica en la zona de corte, tanto para el BJT como para el FET. La señal circula durante 180° de su período. Cuando esto sucede, se dice que el amplificador trabaja en clase B.Para amplificar la onda completa es necesario usar dos de estos amplificadores.Cuando el punto de operación se ubica antes de la zona de corte, de manera que la señal circule más de 180° y menos de 360° de su período, se dice que el amplificador trabaja en clase AB. Esto se hace para evitar la distorsión de cruce, que se verá más adelante. Sin embargo, como el punto de operación normalmente sigue cerca de la zona de corte, se le puede seguir tratando como un amplificador clase B A continuación estudiaremos las configuraciones más conocidas.

1.3.1: AMPLIFICADOR DE POTENCIA CLASE B, EN SIMETRIA COMPLEMENTARIA

Este tipo de amplificador es uno de los más utilizados y emplea dos transistores complementarios (uno NPN y otro PNP) de manera que uno amplifica el semiciclo positivo de la señal y el otro el semiciclo negativo. Tal amplificador es llamado AMPLIFICADOR DE SIMETRIA COMPLEMENTARIA.Se denominan transistores complementarios (o par machado o matched pair) a un par de transistores tipo PNP y NPN cuyas características de ganancias, corrientes, tensiones, potencias, etc., son iguales o muy similares.

1.3.1-1: CIRCUITO BASICO

Fig. 1.39: Circuito básico de un amplificador de simetría complementaria.En la figura 1.39 vemos que la condición que deben cumplir V1 y V2 es que polaricen de tal modo a Q1 y Q2 que éstos trabajen simétricamente y en clase B (corrientes en reposo cero).

Se hace con la finalidad que: y los dos transistores

estén al corte simultáneamente (clase B). De lo contrario, si V1 es mayor que V2, entonces conducirá Q1 y se cortará Q2 (ICQ1 > 0, ICQ2 = 0); y si V1 es menor que V2

1

entonces conducirá Q2 y se cortará Q1 (ICQ2 > 0, ICQ1 = 0), lo cual no permite una operación simétrica de los dos transistores.

La tensión continua en la unión de los emisores será:

Se puede ver con las condiciones anteriores que:e

Podemos estudiar ahora qué ocurre cuando la tensión de señal V in toma valores positivos y negativos:

En el semiciclo positivo de Vin (figura 1.40a) la tensión en las bases se hace más positiva que la tensión en los emisores:

Lo cual hace que Q1 conduzca y Q2 permanezca en corte.El sentido de la corriente se indica en la figura. Nótese que IL1 = iE1

Para el semiciclo negativo:

Lo cual corta a Q1 y hace conducir a Q2. El sentido de la corriente se muestra en la figura 1.40b, e IL2 = iE2. De este modo, la carga está alimentada medio ciclo de Vin por Q1 y el otro medio ciclo por Q2

1.3.1-2: DISTORSION DE CRUCE: Debido a que las características de entrada base-emisor de los transistores reales (ver figura 1.41) es tal que para tensiones pequeñas base-emisor, el transistor prácticamente no conduce. Recién éste comienza a hacerlo cuando se supera la tensión de codo o tensión umbral (Vγ), que es aproximadamente 0.2V para transistores de Germanio y de 0.6V para los de Silicio.

2

0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.80

0.5

1

1.5

2

2.5

3

3.5

4

4.5

5x 10

-9 CURVA CARACTERISTICA DE LA JUNTURA BASE-EMISOR

V (voltios)

I (am

perio

s)

Fig. 1.41La tensión de salida tiene la forma que se observa en la figura 1.42:

Fig. 1.42

Se puede notar en esta figura, que existe cierta zona alrededor de los puntos Vb = 0, para los cuales ninguno de los transistores conduce, lo que acarrea una distorsión en la forma de onda en la salida (proporcional a la señal iB1 – iB2), llamada distorsión por cruce (o de cross over). Esta distorsión se evita polarizando directamente las junturas base-emisor de Q1 y Q2 de modo que exista entre ellas una tensión igual a la tensión de codo (Vγ).Una forma simple de lograr esto, es colocando una resistencia (de pequeño valor) entre las bases de Q1 y Q2 de modo que se ocasiona una caída de tensión en ella suficiente para tener polarizados ligeramente a los transistores (ver figura 1.43).

3

R4R

ECa1

VCC

+Vin- Q3

RL

C2

Q2E

R2

+

Vrd

-

IL1R1

Ird

VDD

RD

Q1

Parlante

Fig. 1.43

Debe cumplirse:RD se escoge de modo que cumpla con la anterior ecuación y que:

(para el Germanio) ó 0.6V (para el Silicio).La elección de RD para polarizar adecuadamente la juntura base-emisor de Q1 y Q2, es un poco delicada, debido a que una pequeña variación de la tensión VBE

provoca grandes cambios de corriente de colector, por lo cual, con un valor demasiado pequeño de VRD no se eliminará satisfactoriamente la distorsión de cruce. En cambio, si la tensión es demasiado grande, trae como consecuencia distorsión para niveles grandes de señal, ya que cada transistor conducirá más de medio ciclo, lo cual hará que las corrientes de conducción de un transistor se traslapen con las corrientes que conduce el otro transistor.Prácticamente, entonces, el amplificador debe trabajar en clase AB. Pero la corriente de colector, para evitar la distorsión de cruce, es tan pequeña que se puede decir que su forma de trabajo es clase B. La polarización de las junturas base-emisor se hace para que cumpla dos funciones:

a) Evitar la distorsión de cruce o “cross-over”.b) Estabilizar la polarización de Q1 y Q2 contra variaciones de temperatura.

La forma más simple de polarizar en clase AB es mediante una red resistiva. Este esquema no es satisfactorio debido a que si la polarización es poca, la distorsión de cruce sigue siendo severa y, si es mucha, la corriente de colector será alta, los transistores disiparán más potencia pudiendo destruirse o acortar drásticamente su tiempo de vida y la eficiencia disminuirá. Este tipo de polarización es más efectiva cuando la fuente de alimentación es regulada pero no permite la compensación por variación de temperatura en las junturas base-emisor.

1.3.1-3: ESTABILIZACIÓN DE LA POLARIZACION CONTRA VARIACIONES DE TEMPERATURA

Para obtener mejor regulación y compensación de temperatura con la red resistiva, se conecta uno o dos diodos entre las bases de ambos transistores.

4

Estos diodos deben elegirse cuidadosamente para permitir la exacta caída de voltaje necesaria. Pero, si esta polarización cambia con la edad del equipo, la polarización también sufrirá cambios.En la figura 1.43 se puede notar que la tensión base-emisor de los transistores esta determinada por la caída de tensión en la resistencia de polarización RD, lo cual dará una cierta corriente de colector pequeña a Q1 y Q2 a fin de que eviten el cross over, el cual, como se mencionó, debe tener un valor óptimo para evitar distorsión.Pero, si por cualquier motivo (variación de temperatura ambiente, calentamiento del transistor, etc.) la temperatura del transistor varía, esto causa una variación de la tensión base-emisor (aproximadamente –2.5mV/ºC) como se ve en la figura 1.44, lo cual ocasionará una variación de la corriente de colector que puede llevar a clase C al amplificador (para bajas temperaturas) o a clase A (para altas temperaturas) lo cual ocasionará gran distorsión y/o disipación de potencia.

Fig. 1.44

Una forma de evitar estos efectos indeseables es haciendo que la tensión VRD

varíe de manera similar a la variación de VBE con la temperatura, lo cual se logra colocando, en lugar de RD, un termistor NTC (Negative Temperature Coefficient) de similar coeficiente de temperatura que el diodo base-emisor. De esta forma la tensión en el termistor disminuirá del mismo modo como VBE disminuye manteniendo siempre la corriente de colector (proporcional a la corriente de base) en un valor casi constante.La figura 1.45 muestra 4 formas típicas de polarización. En la figura 1.45a se coloca una resistencia en paralelo con el termistor con el fin de aproximar el coeficiente de temperatura equivalente al del diodo base-emisor.Las figuras 1.45b y c muestran la polarización por diodo, estos trabajan polarizados en sentido directo y deben exhibir el mismo coeficiente de temperatura que el correspondiente a los diodos base-emisor de los transistores. En 1.45b, Rd ayuda a conseguir la necesaria polarización de base-emisor y en 1.45c, Rd1 y Rd2 sirven como divisores de tensión cuando VD es mayor que la necesaria, para polarizar las junturas base-emisor.Se aumenta mucho más la estabilidad contra variaciones de temperatura colocando resistores en los emisores de los transistores (figura 1.45d).

5

Las combinaciones de los casos a, b, c y d ofrecen una gran estabilidad de la corriente de colector de los transistores contra variaciones de temperatura (Pueden usarse varios de estos métodos a la vez).

Rd1

(c)

VCC

Q1

D

VCCQ1

Re+Vd-

Q2

(a)

Rd

Q2

+Vd-

(b)

VCC

Q2

(e)

Q1

tNTC

VCC

Q1

Rd2

Q2

Re

Rd

Figura 1.45

Los problemas anteriores son eliminados en forma más efectiva cuando se emplea un transistor regulador. Dado que el punto de operación, extremadamente crítico, es difícil de mantener, podemos usar un transistor regulador de voltaje y lograr controlar fácilmente al punto de operación mediante un potenciómetro.En la figura 1.46, Q1 y Q2 forman el amplificador de simetría complementaria. El transistor Q3 se encarga de controlar en forma precisa el punto de operación de Q1

y Q2, actuando como regulador. También compensa automáticamente contra variaciones de temperatura. El potenciómetro permite ajustar el punto de operación.La entrada es aplicada mediante dos condensadores de acoplo.El empleo de dos fuentes de alimentación simétrica evita el uso del condensador de salida (C2 en la figura 1.43).

Q3

R1

- VCC

C

Entrada

Q1

P

R2

+ VCC

C

Q2RL

6

Figura 1.46

1.3.1-4: PUNTOS DE OPERACIÓNSea el circuito de la figura 1.47:Haremos las siguientes aproximaciones (justificadas en la práctica):

Q1 complementario de Q2

Si las condiciones anteriores se cumplen, podemos afirmar que: iC iE

RECTAS DE CARGA ESTATICA:

Como:

VCC

RL

Q1

Re

Entrada

C

Q3

E

VDD

R1

R3R2

C1 Q2

Re

R4

Figura 1.47(1.80)

(1.81)Además los transistores están polarizados al corte:

IEntonces:Recta de carga DC para Q1:

De (1.80) .................

(1.82)Recta de carga DC para Q2:

De (1.81) ................. (1.83)

7

Esta recta se ilustra en la figura 1.48. Dado que , el punto de operación ya esta determinado.

VCE

IC

VCE = VCC / 20

Figura 1.48RECTAS DE CARGA DINAMICA: En el circuito de la figura 1.47, para a.c:

(1.84)

(1.85)Para poder graficar estas rectas en el plano Ic-Vce es necesario hacer el cambio de coordenadas con ayuda de las siguientes relaciones:

iC = ic + ICQ (1.86)vCE = vce - VCEQ (1.87)

Reemplazando (1.86) y (1.87) en (1.84):vce 1 – VCEQ1 = - (ic1 + ICQ1)(Re+RL)Pero como:ICQ1 =0 y VCEQ1 = Vcc/2Se tiene:

vCE1 = (Vcc/2) – ic1(Re+RL) (1.88)Y en forma análoga:

vce2 = (Vcc/2) – ic2(Re+RL) (1.89)En la practica se hace RL >> Re a fin de que no haya demasiada pérdida de potencia en Re. Entonces (1.88) y (1.89) se convierten en:Recta de carga a.c. para Q1:

vce1 = (Vcc/2) – ic1RL

(1.90)Recta de carga a.c. para Q2:

vce2 = (Vcc/2) – ic2RL (1.91)Estas rectas de carga a.c. deberán pasar por el punto Q, entonces bastará buscar el otro punto de la recta. Cuando:vce1 = 0 ic1 = Icm máx = Vcc/2RL (1.92)vce2 = 0 ic2 = Icm máx = Vcc/2RL

(1.93)Y vemos que: Icm1 máx = Icm2 máx

8

En la figura 1.49 se observan las dos rectas de carga para cada transistor:

VCC / 2RL

AC

AC

DC

vEC2

vCE1

iC1

VCE = VCC / 2

iC2

VCC / 2RL

DC

VCC0

Q

Figura 1.49Se puede ver en la figura 1.49 que Q1 conduce medio ciclo de corriente y en este medio ciclo hay una tensión alterna entre Colector y Emisor de Q2 debida a la tensión alterna en la carga. En el semiciclo en el cual Q1 esta abierto (ic1 =0), aparece una tensión vCE1, debida a la tensión que hay en RL por la corriente que conduce Q2. La tensión pico que soporta el transistor llega a tener un valor cercano al de la fuente.Similar análisis se hace para Q2: Cuando Q2 no conduce, vCE2 se debe a la tensión que cae a través de RL por conducción de Q1. El otro semiciclo en la carga se debe a la conducción de Q1.

1.3.1-5: CÁLCULOS DE POTENCIAComo ya se vió, Q1 y Q2 trabajan en forma simétrica, de modo que en lo sucesivo designaremos a las variables sin subíndices.

1.3.1-6: POTENCIA ENTREGADA A LA CARGA: PL

La potencia máxima en la carga PLmáx ocurre cuando Icm alcanza su máximo valor teórico:

Icm máx = Vcc/2RL

Para onda sinusoidal:PLmax = (Icm máx) 2 RL/2 = V2

cc/8RL (1.94) La potencia para cualquier valor de Icm es:

PL = (iLeff)2RL = 0.5 (Icm/)2RL

PL = (Icm)2RL/2 (1.95)

1.3.1-7: POTENCIA ENTREGADA POR LA FUENTE: PCCVCC entrega corriente sólo durante el semiciclo positivo de Vin.

9

iCC = corriente que entrega la fuente. Icc = Icm / valor medio de iccLuego:

Pcc = VCCIcc = VccIcm/ (1.96)La potencia máxima entregada por la fuente ocurre cuando:Icm máx = VCC/2RL

Reemplazando en 1.96: PCCmáx = V2CC/2RL

(1.97)

1.3.1-8: POTENCIA DISIPADA EN COLECTOR: PCEn la figura 1.47 se puede observar que Q1 y Q2 sólo disipan potencia en el semiciclo en el cual conducen, ya que en el resto del ciclo la corriente a través de ellos es cero. Podemos plantear lo siguiente: La potencia disipada en cada colector Pc es entonces:

PC = 0.5 (VCCIcm/ – (Icm)2RL/2) (1.98)

Este mismo resultado se pudo haber obtenido aplicando sumatoria de potencia:PCC = 2PC + PL

VALOR MÁXIMO DE PCDado que la ecuación de PC no es lineal (es una parábola cóncava hacia abajo), PCmáx no tiene porqué ocurrir para Icm máx. Hallamos entonces el valor Icmx para el cual ocurre la máxima disipación de colector, derivando respecto a Icm e igualando a cero: (dPc/dIcm) = (Vcc/2) – (IcmRL/2) = 0Obtenemos: Icmx = Vcc/RL (1.99)Reemplazando en (1.98) obtenemos:

PCmax = V2cc/42RL

(1.100)

1.3.1-9: EFICIENCIA DEL CIRCUITO: η

= PL / Pcc = ((I2cmRL)/2)/ (VccIcm/ ) (1.101)

En condiciones máximas, cuando: Icm máx = Vcc/2RL:Reemplazando en (1.101)

máx = /4 = 0.785En porcentaje: máx = 78.5%

1.3.1-10: FIGURA DE MERITO: F

F = PCmax / PLmax (1.102)

(1.100) y (1.94) en (1.102) se tiene: F = 1/5 = 0.2

Estos valores de y F, son los mismos que se pueden lograr teóricamente con los otros tipos de amplificadores clase B, para el caso ideal.

10

PROBLEMA 1.12: En el circuito mostrado en la figura 1.50, considere: Q1= AC127, Q2= AC128, germanio, VCE1sat = VEC2sat = 1 VRc se ajusta de modo de obtener: VE = Vcc/2 = 6 VDetermine:a) PLmáx b) PCCmáx c) PCmáx d) La eficiencia e) La figura de mérito

Q1AC127

RL81

Ca1

R2

Vin

Q2AC128

Re5.7

VDD

RC

E

Ca2

R1

Re5.7

+ 12V

R3

Q3

Figura 1.50SOLUCION:a) Cálculo de PLmáx:

Recta de carga d.c.:VCE = Vcc/2 para Q1 y Q2Como: ICQ = 0 (en corte) el punto de operación será: VCEQ = Vcc /2 con: ICQ=0

Recta de carga a.c.:Se puede notar, que debido a VCEsat, iC sólo podrá excursionar hasta el valor Icm dado por:

Icm = ((Vcc/2)- VCE,sat) / (RL+Re)Icm = (6-1) / 86.7 = 57.7 mA

De la ecuación 1.94, la máxima potencia obtenible en la carga esta dado por:PLmax = I2

cm RL / 2PLmax = (57.7)2 x 81 / 2

PLmax = 135mWComo se puede comprobar, este valor está por debajo de su máximo valor ideal que ocurre cuando Icm = 69.2mA (o sea, cuando VCE,sat = 0)PLmaxideal= (69.2) 2 x 81 / 2 = 194mWb) Cálculo de PCCmáxDe la ecuación 1.97, la máxima potencia entregada por Vcc es:

PCCmax = VccIcm/ = 12V x 57.7mA/ = 220.3 mWEl valor máximo ideal es:

Pccideal = 12 x 69.2/ = 264.3 mW

11

c) Cálculo de PCmáx:En la potencia disipada por cada transistor hay que distinguir entre dos cosas:

1. La potencia disipada en el colector no es máxima cuando la excursión en la salida es máxima, o sea cuando: Icm máx = 57.7mA.Además: PRe = I2

cm Re / 2 = (57.7)2 x 5.7 / 2 = 9.49 mWPc = (Pcc – PL – PRe) /2 = (220-135- 9.49) / 2 = 37.76mwObservamos que la potencia disipada en Re se puede despreciar en comparación con las otras cuando se cumple: Re << RL

2. La Potencia máxima disipada en colector, la cual como se demostró en 1.99, ocurre cuando: Icmx = Vcc /[ (RL + Re)] = 12 / [ x(81 + 5.7)] = 44.06 mAEn el cálculo anterior se incluye el efecto de Re, dado que no la estamos despreciando.Con este valor y reemplazando en (1.100)Pcmax = V2

cc/[42 (R L + R e)] = 122 / [42(86.7)] = 42.1 mWd) Cálculo de la eficiencia máxima:máx (en %) = (PLmax/PCCmax) x 100 = (135/220.3)x100 = 61.3% < ideal = 78.5%e) Cálculo de la Figura de Mérito

F = Pcmax / PLmax = 42.1/135 = 0.312 > Fideal = 0.2La figura de mérito debe ser lo menor posible.

PROBLEMA 1.13: En el circuito de la figura 1.51, Q1 y Q2 son un par machado con β = 50 y VCE,sat = 0.5V. Determine:a) PLmáx , b) PCmáx , c) PCC máx , d) La eficiencia , e) Especifique los transistores

R2

R1

Q1

Ca2

T1

Re = 0.5

R3

+ 12 V

Vin

R4

Re = 0.5

Q2

RL = 8

Figura 1.51SOLUCION:a) Cálculo de PLmáx:

12

Recta de carga d.c.:VCEQ = Vcc /2 con: ICQ=0

Recta de carga a.c.:En este caso no despreciaremos Re para mostrar la forma de cálculo cuando debe ser tomada en cuenta.Se puede notar, que debido a VCEsat, iC sólo podrá excursionar hasta el valor Icm

máx dado por:Icm máx = ((Vcc/2)- VCE,sat) / (RL+Re)Icm máx = (6 - 0.5) / 8.5 = 647 mA

De la ecuación 1.94, la máxima potencia obtenible en la carga esta dado por:PLmax = I2

cm máx RL / 2PLmax = (0.647)2 x 8 / 2 = 1.67 Wb) Cálculo de PCmáx:La Potencia máxima disipada en colector, la cual como se demostró en 1.99, ocurre cuando: Icmx = Vcc /[ (RL + Re)] = 12 /[ x 8.5] = 449.4 mACon este valor y reemplazando en (1.100)

Pcmax = V2cc / [42(RL + Re)]= 122/[42x8.5] = 429 mW.

c) Cálculo de PCCmáxDe la ecuación 1.97, la máxima potencia entregada por Vcc es:

Pccmax = VccIcm/ = 12 x 0.647 / = 2.47 Wd) Cálculo de la eficiencia máxima:máx (en %) = (PLmax/PCCmax) x 100 = (1.67/2.47)x100 = 67.6% e) Especificación de los transistores:La máxima tensión que soporta cada transistor es igual a la fuente de alimentación. Entonces debe cumplirse:BVCEO > 12 VLa máxima corriente que conduce cada transistor es: Icm máx = 0.647 AEntonces: iC máx > 0.647 A Se ha calculado que la máxima potencia que disipa el transistor en el circuito es: PC máx = 0.429WElegiremos un transistor que cumpla con: PC > 0.429W a la temperatura de trabajo

1.3.1-11: ALGUNAS OBSERVACIONES IMPORTANTES SOBRE Q3:Se habrán uds. Preguntando: ¿Porqué no es conectada la resistencia del colector de Q3 (Rc) directamente a Vcc en lugar de hacerlo a VDD? La razón es la siguiente: Refiriéndose al circuito de la figura 1.47, en las bases de Q1 y Q2 debe haber una excitación (señal) de valor ligéramente mayor que la tensión de los emisores (señal, que es la misma que hay en la carga), ya que son dos seguidores emisivos, como se ha visto anteriormente, la tensión de VCE de cada transistor excursiona desde vCE = 0V hasta vCE = Vcc (esta es la misma excursión en Rc), lo cual significa que Q3 debe ser capaz de desarrollar una tensión en colector que oscile entre 0V y Vcc.El límite inferior es fácil de lograr, esto se consigue excursionando hasta casi la saturación de Q3 (tensión VCE3 = 0V) el límite superior no se alcanzará nunca si VDD = Vcc ya que en Rc habrá una caída de tensión debida a la corriente de base

13

(en señal) de Q1, lo cual hará que el máximo valor de tensión de VCE3 sea menor que VCC.Esto hará que Q3 no excite al máximo a Q1 y Q2 y por tanto no se podrá lograr máxima excursión en la salida.Una forma de lograr una suficiente excitación de Q1 y Q2 es conectando la resistencia de colector Q3 a una tensión VDD > Vcc, suficiente para compensar la caída en Rc.Debido a que no siempre es posible contar con dos fuentes diferentes, se utiliza un artificio que se ve en la figura 1.52 en la cual al condensador C se le conecta el terminal positivo de la fuente a través de D1 y la resistencia del colector al extremo de la capacidad C, cuya tensión es igual a VE más la tensión a la cual se ha cargado en DC el condensador. Como VE excursiona desde más o menos 0 hasta VCC, cuando llega a Vcc, la tensión en el extremo superior de RC será Vcc + tensión DC en el condensador = 3Vcc/2 lo cual suministra una “tensión de refuerzo” a Q3 de modo que éste pueda compensar suficientemente la caída en Rc. Otra forma de lograrlo es reemplazando D1 por un resistor; la tensión de refuerzo será menor pero suficiente para permitir la máxima excursión.En el circuito de la figura 1.52, C suministra el efecto mencionado, con la ventaja de tener la carga conectada a tierra.

Q1AC127

RL

Ca1

R2

Vin

D1

Q2AC128

C

Re

RC

E

Ca2

R1

Re

+ 12V

R3

Q3

Figura 1.52

1.3.1-12: AUTOESTABILIZACION EN DC:Como se ha visto, es factor indispensable para evitar la distorsión y lograr la máxima excursión simétrica, que la tensión DC en los emisores sea siempre constante e igual a VCC/2 (funcionamiento simétrico de los transistores). Por tanto, hay que estabilizar está tensión por los efectos que pueda tener en VL: La variación de la tensión de fuente VCC, cambio de transistores, temperatura, etc. Esto se logra por ejemplo, en el circuito de la figura 1.53 polarizando a Q3 con la tensión existente entre los emisores.Veamos ahora cómo se logra la auto estabilización: Suponiendo que VE tiende a disminuir por debajo de su valor óptimo VCC/2, esto hará que la corriente de base y por lo tanto del colector de Q3 disminuya. La disminución hará que disminuya la caída de tensión en RC y por lo tanto la tensión en el colector aumenta llevando a la tensión VE a su valor original.

14

Se puede ver que igual compensación ocurre cuando VE tiende a aumentar.En los amplificadores comerciales se acostumbra emplear un amplificador diferencial (estudiado en el capítulo 3) como etapa de entrada, el cual también se encarga de que se cumpla: VE = VCC / 2.

RL

Re

Re

RC

Q1

C3

Vin

Q2

C4

R3

R4

+ 12V

Ca1

R1

D1

R2

Ca2

Q3

E

Figura 1.53

1.3.2: AMPLIFICADOR PUSH PULL CLASE BEste es otro tipo muy conocido de amplificador clase B. A pesar de haber sido superado por los amplificadores de simetría complementaria y cuasi complementaria (que se verá más adelante) aún es muy usado, por ejemplo, en amplificadores de perifoneo debido a que permite el acoplo de la carga y también elevar la tensión para reducir las pérdidas en los conductores cuando los parlantes están alejados (como sucede en los edificios y plantas industriales)

1.3.2-1: CIRCUITO BASICOEn la figura 1.54 se muestra el circuito básico con dos transistores NPN. Observamos que la señal de entrada se acopla por un transformador de entrada con una relación típica de 1:1; mientras que la carga es acoplada por el transformador de salida con una relación n:1Q1 y Q2 están inicialmente en corte debido a que en las uniones base-emisor no hay polarizaciónLos devanados secundarios de T1 son idénticos para evitar la distorsión de la señal de entrada.Los devanados primarios de T2 son idénticos para evitar la distorsión de la señal de salida.

1.3.2-2: PRINCIPIO DE FUNCIONAMIENTOVemos que en los transformadores están marcados los puntos de igual polaridadCuando Vin es positiva, el terminal 2 del transformador de entrada tendrá polaridad positiva respecto al terminal 11.

15

VCC

1:1

Vin

1:1n:1Q1

n:1

T2

2

75

8

116

RL

T1

2

75

8

11 6Q2

Figura 1.54En los secundarios, el terminal 8 tendrá polaridad positiva respecto al terminal 5 (polarizando directamente la unión base-emisor de Q1) y el terminal 7 tendrá polaridad positiva respecto al terminal 6 (polarizando inversamente la unión base-emisor de Q2). Esto hará que Q1 conduzca y Q2 permanezca cortadoEn el transformador de salida (T2) circulará la corriente de colector de Q1 por el devanado primario superior, mientras que en el devanado inferior no habrá corriente pero sí habrá tensión inducida por el flujo magnético originado por Q1Cuando Vin es negativa, el terminal 2 del transformador de entrada tendrá polaridad negativa respecto al terminal 11.En los secundarios, el terminal 8 tendrá polaridad negativa respecto al terminal 5 (polarizando inversamente la unión base-emisor de Q1) y el terminal 7 tendrá polaridad negativa respecto al terminal 6 (polarizando directamente la unión base-emisor de Q2). Esto hará que Q2 conduzca y Q1 quede cortadoEn el transformador de salida (T2) circulará la corriente de colector de Q2 por el devanado primario inferior, mientras que en el devanado superior no habrá corriente pero sí habrá tensión inducida por el flujo magnético originado por Q2Podemos observar que en ambos casos la fuente VCC entrega corriente en el mismo sentido, ya sea al devanado superior como al inferior.Debido a que sólo funciona un devanado primario a la vez, la impedancia reflejada será Rp = n2 RL

1.3.2-3: PUNTOS DE OPERACIÓNRECTA DE CARGA ESTATICA:En continua no hay corriente de colector. Por lo tanto.

VCE1 = VCC (1.103)VCE2 = VCC (1.104)

RECTAS DE CARGA DINAMICA: En el circuito de la figura 1.53, para AC:

vCE1 = VCC - iC1 n2 RL (1.105)

vCE2 = VCC - iC2 n2 RL (1.106)Estas rectas de carga AC deberán pasar por el punto Q; entonces, bastará buscar el otro punto de la recta. Cuando:vCE1 = 0 Icm1 máx = Vcc/ n2 RL (1.107)

16

vCE2 = 0 Icm2 máx = Vcc/ n2 RL (1.108)Y vemos que: Icm1 máx = Icm2 máx

En la figura 1.55 se observan las dos rectas de carga para cada transistor:

VCCvCE2

vCE1

2 VCC

AC

DC

IC1 e IC2

VCC / n2 RL

Q0

Figura 1.55

1.3.2-4: POTENCIA ENTREGADA A LA CARGA: PL

La potencia máxima en la carga PLmáx ocurre cuando Icm alcanza su máximo valor teórico:

Icm máx = Vcc/ n2 RLPara onda sinusoidal:

PLmax = (Icm máx) 2 n2 RL /2 = V2cc/2n2 RL (1.109)

La potencia para cualquier valor de Icm es:PL = (iLeff)2RL = (Icm/)2n2 RL/2PL = (Icm)2 n2RL/2 (1.110)

1.3.2-5: POTENCIA ENTREGADA POR LA FUENTE: PCCiCC = corriente que circula por la fuente.Icc = 2Icm / valor medio de iccLuego:

Pcc = VccIcc = 2VccIcm/ (1.111)

La potencia máxima entregada por la fuente ocurre cuando:Icm máx = Vcc/ n2RL

Reemplazando en 1.96: PCCmáx = 2V2cc / n2RL (1.112)

1.3.2-6: POTENCIA DISIPADA EN COLECTOR: PCEn la figura 1.54 se puede observar que Q1 y Q2 sólo disipan potencia en el semiciclo en el cual conducen, ya que en el resto del ciclo la corriente a través de ellos es cero. Podemos plantear lo siguiente:

PCC = 2PC + PL (1.113)PC = 0.5(PCC – PL) = 0.5(2VccIcm/ - (Icm)2 n2RL/2) (1.114)

VALOR MÁXIMO DE PC

17

Dado que la ecuación de PC no es lineal (es una parábola cóncava hacia abajo), PCmáx no tiene porqué ocurrir para Icm máx. Hallamos entonces el valor Icmx para el cual ocurre la máxima disipación de colector, derivando respecto a Icm e igualando a cero: (dPc/dIcm) = (2Vcc/) – (Icm n2RL) = 0Obtenemos: Icmx = 2Vcc / n2RL (1.115)Reemplazando en (1.114) obtenemos:

PCmax = V2cc/2 n2RL (1.116)

1.3.2-7: EFICIENCIA DEL CIRCUITO: η

= PL / PCC = ((I2cm n2RL)/2) / (2VccIcm/ ) (1.117)

En condiciones máximas, cuando: Icm máx = Vcc/n2RL

Reemplazando en (1.101) máx = /4 = 0.785

En porcentaje: máx = 78.5%

1.3.2-8: FIGURA DE MERITO: F

F = PCmax / PLmax (1.118)

(1.116) y (1.109) en (1.118) se tiene: F = 2 / 2 = 1/5

Estos valores de y F, son los mismos que se pueden lograr teóricamente para el caso ideal, con los otros tipos de amplificadores clase B.

1.3.2-9: COMPARACIÓN ENTRE PUSH-PULL Y SIMETRÍA COMPLEMENTARIA.

a) Una ventaja en el uso de los transformadores en push-pull es el poder acoplar impedancias fácilmente, pero tiene un gran número de desventajas como:

Bajo rendimiento: Es muy difícil conseguir un transformador de potencia con eficiencia mayor de 80%.

La rotación de fase introducida por los transformadores dificulta el empleo de técnicas de realimentación negativa (para disminuir la distorsión) ya que corre el riesgo de aparición de oscilaciones para algunas frecuencias.

El peso de los núcleos utilizados aumenta considerablemente el peso total de los equipos.

El tamaño de los transformadores evita poder construir equipos compactos.b) Una de las ventajas del amplificador de simetría complementaria es que estando la etapa excitadora acoplada directamente, la respuesta en frecuencia mejora.c) Una dificultad del amplificador en simetría complementaria consiste en lograr obtener dos transistores apareados (machados) npn y pnp. Esto se hace más difícil conforme aumenta la potencia requerida, de modo tal que prácticamente estos amplificadores en simetría complementaria sólo se usan para potencias menores a 20W. Por arriba de estas potencias se utilizan los amplificadores cuasi

18

complementarios, los cuales utilizan el mismo principio, pero evitan el empleo de un par machado en la etapa de salida.

PROBLEMA 1.14: En el circuito de la figura 1.56, los transistores tienen las siguientes características: Q1 = Q2, silicio, VCE,sat = 1V, β = 100, Vγ = 0.6VDetermine:a) R1 b) PLmáx c) PCC d) PCmáx e) η

ViVCC

12V

1:1

1:1

2 6

97

104

RL8

Re1

C 2:1

2:1

26

97

10 4Re1

Q1

Q2

R2100

C es muy grande

R1

Figura 1.56SOLUCION:a) Cálculo de R1:El amplificador trabaja en clase AB para evitar la distorsión de cruceDebe cumplirse: VCC R2 / (R1 + R2) = Vγ + IE ReComo se cumple prácticamente que: IE = 0Podemos hallar R1: R1 = 1900Ωb) Cálculo de PLmáx:La impedancia reflejada al primario es: Rp = n2RL = 32 ΩRecta AC: vCE = VCC - iC (n2 RL + Re) = 12 - 33 iCComo debe considerarse la región de saturación, el mínimo valor de vCE es VCE,sat; en ese caso iC alcanza su valor máximo: Icm máx = (12 – 1) / 33 = 333 mAAsumiendo que el transformador es ideal, dado que no nos dan más datos sobre él, la potencia máxima entregada a la carga es: PLmax = (Icm máx) 2 n2 RL /2

Reemplazando y efectuando: PLmáx = 1.89 Wc) Cálculo de PCC:La máxima corriente promedio que entrega la fuente es: ICC = 2Icm máx/ = 212.2 mALuego, de 1.111: Pcc = VccIcc = 2VccIcm máx / = 2.55 Wd) Cálculo de PCmáx: Si no despreciamos la potencia disipada por Re, debemos plantear la siguiente ecuación:PCC = PL + 2PC + PeDonde Pe es la potencia disipada por los dos resistores del emisorReemplazando las expresiones en función de Icm:2Vcc Icm / =I2cm n2 RL /2 + 2PC + I2cm Re /2Derivando PC respecto de Icm e igualando a cero hallamos el valor de Icmx:

19

Icmx = 2Vcc / (n2RL + Re) = 231 mALuego, PCmáx = 0.437 We) Cálculo de η: De la definición de eficiencia: η = PLmáx / PCCmáx = 74.1%

PROBLEMA 1.15: En un circuito similar al de la figura 1.54 se tiene: Q1 = Q2, silicio, VCE,sat = 1V, β = 100, Vγ = 0.6V, ICQ = 0. Si cuando VCC = 15V el circuito entrega una potencia máxima a la carga de 6 W. ¿Qué potencia máxima entregará a la carga si se hace VCC = 12V?SOLUCION:Tenemos: PLmax = (Icm máx) 2 n2 RL /2 = (VCC - VCE,sat) 2/2n2 RL = 6De donde: n2 RL = (15 – 1) 2 / 12 = 16.33 ΩCuando VCC disminuye a 12 V: PLmax = (12 - 1) 2/(2*16.33) = 3.7W

PROBLEMA 1.16: Un cierto transistor de potencia puede disipar hasta 10 W. Determine la potencia de salida máxima que puede obtenerse de un amplificador push pull clase B, como el de la figura 1.54, usando dos de estos transistores. Asuma que la excitación es sinusoidal y que el amplificador tiene una eficiencia del 75%.SOLUCION:Tenemos: PLmax = (Icm máx) 2 n2 RL /2 = (VCC - VCE,sat) 2/2n2 RL Además: PCmax = VCC 2/2 n2RL = 10Entonces: VCC 2 = 102 n2RL

Como la eficiencia es dada por: = PLmáx / PCCmáx = ((Icm máx n2RL)/2) / (2Vcc/ ) = 0.75Además: Icm máx = (VCC – VCE,sat)/n2RL

Reemplazando: 0.75 = [(VCC – VCE,sat)/2] / (2Vcc/ )De donde: 3VCC / = (VCC – VCE,sat)Reemplazando en PLmáx:PLmax = 9(VCC 2)/2n2 RL 2 = 9(102 n2RL)/2n2 RL 2 = 9(102)/22 = 45W

PROBLEMA 1.17: Se desea entregar 10 W a una carga de 10 Ω, mediante un amplificador push-pull clase B, como el de la figura 1.54. Si se dispone de transistores que tienen BVCEO = 40V, silicio, VCE,sat = 2V, β = 50, Vγ = 0.6V; halle:a) El valor de la fuente VCCb) El máximo valor de n requeridoc) PCmáx de cada transistorSOLUCION:a) Cálculo de VCCComo la tensión de ruptura es 40V y el transistor en el amplificador push pull soporta una tensión máxima igual á 2 VCC, no se puede emplear una fuente mayor de 20 VEntonces, emplearemos: VCC = 20Vb) Cálculo del máximo valor de n requerido:Tenemos: PLmax = (VCC - VCE,sat) 2/2n2 RL = 10WReemplazando valores: PLmax = (20 – 2)2/2n2 RL = 10W

20

De donde: n2 RL = 16.2 ΩLuego: n = 1.27Dado que hemos calculado n con la máxima tensión posible, dicho valor es el máximo.c) Cálculo de PCmáx en cada transistorDe la ecuación 1.116: PCmax = V2

cc/2 n2RL = 2.5W

PROBLEMA 1.18: En un amplificador push-pull clase A se desea cambiar el transformador de entrada por un circuito que emplee un transistor. ¿Cuál sería la disipación de este circuito? Explique su funcionamiento.SOLUCION:El circuito de entrada de un amplificador push pull debe ser capaz de entregar dos señales con la misma amplitud, pero desfasadas 180°. Como el push pull trabaja en clase A, sus dos transistores deben estar polarizados en la zona activa. A continuación se muestra, en la figura 1.57, un circuito que puede hacer dicha operación:

B

R

R

Vg

R2

A

Ca1

R1

Q

10V

Figura 1.57

Las resistencias de colector y emisor deben ser iguales para asegurar que los niveles de tensión también sean iguales. La señal en el colector está desfasada 180° respecto a la de emisor.En los nudos A y B además de señal también hay tensión continua, la cual puede usarse para polarizar a la etapa de potencia.Esta etapa debe trabajar en clase A para que funcione en la forma requerida. En este caso, la máxima disipación del circuito se producirá en el punto de operación, cuando no haya señal de entrada.

21

ESQUEMAS DE AMPLIFICADORES DE SIMETRÍA COMPLEMENTARIA

Amplificador de audio para televisor Fapesa

65

100pF

1

640uF

t130NTC

Q412K

Q1

320uF

640uF+12Vdc

15 100

320uF

10

Q3

680 5 Ohm

3K3

1

Q2

3K318K

40uF

4K7

Figura 1.58

Amplificador de audio para televisor Philips

Figura 1.591.3.2-10:PREGUNTAS RELATIVAS A AMPLIFICADORES PUSH-PULL1) Dibuje una configuración básica de un amplificador push-pull para que funcione

en clase A. Deduzca las rectas de carga y relaciones de potencia.2) Indique las ventajas y desventajas comparativas entre las tres configuraciones

básicas en push-pull (operando en clase A, AB, B)3) Para push-pull clase AB, se puede colocar un diodo zener para reducir el cross-

over? ¿Porqué? ¿Si se pudiese, como se haría? ¿Sería práctico hacerlo?4) En la polarización de entrada cómo y para qué:

Emplearía un termistor NTC? Emplearía un termistor PTC?

22

5) En el desfasador de entrada, ¿se puede emplear la disposición de un transistor con salidas desfasadas en colector y emisor, para un push-pull clase B? ¿Porqué? ¿En general, cómo intervienen las impedancias de salida de dicho desfasador?

6) Si se emplean resistencias en emisores, para qué servirían? ¿Se pueden desacoplar con condensadores? ¿Porqué? ¿Se puede emplear una sola resistencia para ambos emisores? ¿Cómo?

7) ¿Es importante o no, considerar la regulación de fuente DC en operación clase B? ¿Porque?

8) ¿El acoplamiento a la carga, se puede realizar con autotransformador? ¿Cómo? ¿Qué ventajas y desventajas habría con respecto al que emplea transformador?

9) Si en vez de polarizar al corte para trabajo en clase B, se polariza en saturación, ¿qué ocurriría?

10) ¿Qué características deben tener los transformadores empleados en la entrada como en la salida de los amplificadores push-pull, clase A? y en clase B?. ¿Es indiferente o no a la ubicación de los puntos de igual polaridad?

11) Del estudio del circuito básico clase B, la tensión de señal en el primario (= nVL), ¿Puede ser mayor que Vcc? ¿Puede ser menor que Vcc?

12) En las relaciones deducidas, ¿Interesa que el transformador sea ideal?¿Intervendrían en un caso real los parámetros reactivos del transformador?

13) ¿La recta de alterna puede cruzar la hipérbola de disipación máxima del transistor? Si se pudiese, cuán alejada de ella? ¿Y si la operación es con pulsos?

14) Para evitar o reducir la distorsión por cross over en transistores bipolares, es mejor excitar con tensión o con corriente? ¿Por qué? ¿Cómo se logra lo anterior?

15) La inductancia de dispersión del transformador de salida tendrá influencia apreciable en clase B?

16) Las capacidades e inductancias del transformador ¿Podrían reducir la distorsión por cross-over? ¿Cómo?

17) La fuente DC de un Push Pull necesita de un mayor o menor filtrado que las etapas simples en clase A?

18) ¿Qué ocurre con la distorsión armónica en los Push Pull? ¿Qué tipos de distorsión pueden presentarse y debido a qué?

19) Si se tiene un amplificador Push Pull clase B funcionando a todo volumen y se desconecta el parlante, ¿Qué ocurre respecto al Push Pull clase A? ¿Al simple clase A con choke en colector? ¿Y al acoplado por transformador?

20) ¿Es indiferente, siempre, que la carga sea flotante o que esté puesta a tierra?

DIVERSOS ESQUEMAS DE AMPLIFICADORES EN PUSH-PULL

23

1. En la figura 1.60 se tiene un amplificador, con driver, clase A acoplado por transformador, que puede entregar una potencia de 400mW con 10% de distorsión y 50 mW con 3% de distorsión; respuesta en frecuencia: 100Hz – 5.5KHz

Figura 1.60

2.Clase B con salida en serie, sin transformador 3. Clase B con salida en serie, con

de salida y con 2 fuentes de alimentación. 1 fuente de alimentación, sin

transformador de salida.

Figura 1.61

4. En la figura 1.62 se tiene un Amplificador que puede entregar 600 mW (mínimo). Empleado como amplificador previo y salida de un tócasete.

24

Figura 1.62

5.- Etapa de audio de televisor CROWN (modelo CTV-12)

R7

1k2C250uF

R268k

R10R

R410

R31k

R112.2R1

15k

+10.6V

PARLANTE

60 Ohm

2500Ohm

T12

75

8

11 6

C3

10uFC1

10uF

R51k2

Q12SB117

-11V

Q32SB77

R6

3k3

Q22SB77

R83k3

Figura 1.63

6.- Etapa push pull con salida acoplada directamente:

25

R7 100

C2100uF

R6 100

R210k

R162k

T12

75

8

11 6

R52k7

R410

R31k

R95

+4.5V

PARLANTE

36 Ohm2500Ohm

C1

10uF

R105

Q1OC71

-4.5V

Q3

2SB77

Q2

2SB77

R82k7

Figura 1.64

26

AMPLIFICADORES CUASI COMPLEMENTARIOSEl inconveniente principal del amplificador de simetría complementaria es la necesidad de dos transistores complementarios (NPN y PNP). Estos transistores deben tener características eléctricas idénticas. Esto hace difícil conseguir transistores que cumplan dichos requisitos (par machado o matched pair) para potencias de salida mayores de 30W. Los amplificadores de simetría cuasi-complementaria resuelven este problema al permitir que los transistores de potencia sean del mismo tipo.Estas etapas se denominan así por el hecho de estar constituidas por un par pnp o npn de salida, excitados por otro par del tipo complementario pnp o npn, como podemos ver en el siguiente circuito. (Figura 1.65)

V1 = VCC/2

Q2

Q1

Vin

Q3

VCC

V2 = VCC/2Q4

RL

Figura 1.65Q3 y Q4 son los transistores de potencia encargados de alimentar a la carga, RL .Q1 y Q2 son transistores drivers de menor potencia.Q1 y Q3 forman una configuración Darlington.Q2 y Q4 forman una configuración PNP simulado.En el esquema básico de la figura 1.61, los transistores encerrados con la línea segmentada forman un excitador de simetría complementaria que proporciona la excitación y la fase necesaria.Básicamente un amplificador casi complementario consiste en considerar el resultado de conectar un transistor pnp a un transistor de salida npn para alta potencia como vemos en la figura 1.65. La corriente del transistor pnp se convierte en la corriente de base del transistor npn. El transistor npn que funciona como seguidor de emisor proporciona ganancia adicional de corriente sin inversión. Si se considera al emisor del transistor npn como colector efectivo del circuito compuesto, resulta evidente que el circuito equivale a un transistor pnp de alta ganancia y alta potencia (figura 1.66).

Q4

ie equiv.

ic equiv.

Qequiv.Q2

27

Figura 1.66

Consideremos que los transistores Q2 y Q4 tienen una relación de corriente de transferencia directa pulsada estática hFE2 y hFE4 respectivamente:icequiv. = ie4

ieequiv= ic4 + ie2

ic2 = ib4

ie4 = (hFE4 +1)ib4

ic2 = hFE2 ib2

hFEequiv = icequiv/ibequiv = ie4/ib2 = (hFE4 +1)ib4/ib2 = (hFE4 + 1)ic2/ib2

hFEequiv = (hFE2 + 1)ic2/ib2 = (hFE4 +1)hFE2 ib1/ib1 = hFE2 (hFE4 + 1)hFEequiv = hFE2 ( hFE4 + 1) si: hFE4>>1hFEequiv = hFE2 hFE4

La otra sección es simplemente un Darlington compuesto de dos transistores npn, (Figura 1.67) a continuación hallaremos la ganancia equivalente, suponiendo que los transistores son apareados (matched).Tomemos hFE1 para Q1 y hFE3 para Q3:

Q3

ic equiv.

ie equiv.

Q1

Figura 1.67

icequiv = ic1 + ic3

ieequiv = ie3

ibequiv = ib1

ie1 = ib3

ic1 = hFE1ib1

ic3 = hFE3ib3

ie3 = (hFE3+1)ib3

hFEequiv = icequiv/ibequiv = (ic1+ic3)/ib1 = (hFE1ib1 + hFE3ib3)/ib1

hFEequiv = (hFE1ib1 + hFE3ie1 = (hFE1ib1 + hFE3(hFE1 + 1)ib1)/ib1

hFEequiv = hFE1 + hFE3 + hFE1hFE3

si: hFE1>>1, hFE3>>1hFEequiv hFE1hFE3

La preferencia a usar el par final del tipo npn se debe a los siguientes motivos:1. A niveles de potencia superiores en los circuitos de simetría complementaria se requiere un transistor excitador en clase A que pueda disipar considerable calor, con la inconveniencia del uso de un disipador térmico relativamente grande. Además, el drenaje de corriente en reposo de la fuente de alimentación llega a ser

28

importante y se requieren capacitores de filtro excesivamente grandes para mantener bajo el nivel de zumbido.Por estas razones la potencia de salida máxima práctica para un verdadero amplificador de simetría complementaria se considera alrededor de 20W, por lo que para potencias mayores usamos el amplificador de simetría cuasi-complementaria.2. El transistor pnp de potencia en el par complementario de salida es aún más caro que el npn y en general tiene regímenes de seguridad más reducidos que su compañero npn, como el control de la difusión de base es más difícil en los dispositivos pnp el costo de estos transistores es generalmente 25% mayor que el de los npn correspondientes.Los transistores de salida pnp de potencia para circuitos complementarios generalmente son de germanio y se utilizan para potencias inferiores a los 30watts.En general un circuito cuasi complementario es menos estable que uno de simetría complementaria, pero con transistores de silicio no presenta problemas.Los resistores de drenaje (Rd) de la figura 1.68 proveen las siguientes ventajas:

Q1

Q3

Rd

Re

Re

Rd

Q4

Q2

Figura 1.68

1. Mejora de la respuesta en alta frecuencia2. Mejora de la estabilidad del transistor de salida ya que se provee de una

derivación para la corriente de fuga ICBO.3. Se aumenta el BVCEO poniendo al transistor en el modo VCER, que en los

transistores de silicio de potencia para una Rd igual a 100 ohmios en general produce un aumento de 10V.

En el circuito de la figura 1.68, se observan también los resistores puestos en emisor de los transistores de salida (Re) que sirven para estabilizar el punto de operación con respecto a la temperatura, en algunos circuitos se pone un diodo para evitar las pérdidas producidas en Rd y proveer mayor estabilidad, ya que este diodo está acoplado mecánicamente al mismo disipador del transistor de salida, mejorando así la estabilidad por realimentación térmica.

29

Como se indica en la figura 1.69, los circuitos de salida en serie puede emplearse con fuentes positivas y negativas separadas; en este caso no se necesita capacitor de salida en serie.La eliminación de este capacitor puede resultar una ventaja económica aun cuando se utilice una fuente de alimentación adicional debido a que este capacitor de salida necesario cuando se usa una sola fuente de alimentación, debe tener un alto valor para obtener un buen comportamiento a bajas frecuencias (por ejemplo se requiere un capacitor de 2000F para proporcionar un punto de 3 db. á 20Hz. para una impedancia de carga de 4). Sin embargo, las fuentes de alimentación divididas plantean ciertos problemas que no existen en el caso de una fuente: La salida del amplificador debe mantenerse a potencial cero como en condiciones de reposo para todas las condiciones ambientales y variaciones de los parámetros del dispositivo.Asimismo, la referencia de masa de entrada ya no puede estar en el mismo punto A, porque este punto está al potencial negativo de la fuente en un sistema de fuente dividida.

R8

R4

Q2

Q3

+ VCC

C4

C1

R12

D1

C3

R5

R10

R9

R7

Q1 Q4

Q6

- VCC

C2

R6

D3

R11

RL

R2

Q5

R3

D2

R1

30

Figura 1.69

Si la referencia del punto a masa para la señal de entrada fuera un punto común entre las fuentes divididas, cualquier ondulación residual presente en la fuente negativa excitaría efectivamente al amplificador a través del transistor Q5, con el resultado de que esta etapa funcionaría como amplificador de base común con su base conectada a masa a través de la impedancia efectiva de la fuente de señal de entrada. Para evitar esta condición, el amplificador debe incluir un transistor adicional pnp como se ve en la figura 1.69Este transistor (Q6) reduce los efectos de excitación de la ondulación residual de la fuente negativa debido a la alta impedancia de colector (1M o más) que presenta a la base del transistor Q1. En la práctica, puede ser reemplazado por un par Darlington para reducir los efectos de la carga en el pre-excitador pnp.Se aplica realimentación negativa de cc desde la etapa de salida a la entrada a través de R1, R2 y C1 de manera de mantener la salida a un potencial aproximadamente cero.En realidad, la salida se mantiene aproximadamente a la tensión base-emisor de polarización directa del transistor Q6, lo que puede causar inconvenientes en algunos pocos casos, pero ello puede eliminarse. El capacitor C1 deriva la fuente de alimentación negativa de cc a todas las frecuencias de la señal.

PROTECCIÓN CONTRA CORTO CIRCUITOSUn aspecto importante en el diseño de los amplificadores de alta potencia es la aptitud del circuito para soportar condiciones de corto circuito.Un primer método consiste en el indicado en la figura 1.70R es un sensor de corriente, si se produce cualquier condición que haga conducir corriente de carga superior a la normal, los diodos D1 y D2 conducen en semiciclos alternados proporcionando una realimentación muy negativa que reduce eficazmente la excitación de los amplificadores. Esta realimentación no debe exceder el margen de estabilidad del amplificador. Esta técnica no afecta de ninguna manera al normal funcionamiento del amplificador.

RCR1

+ VCC

CR2

RL

31

Figura 1.70

Un segundo método para limitar la corriente está representado en la figura 1.71. En este circuito se usa una red de polarización de diodos para establecer un límite de corriente fijo a los transistores de excitación y de salida. En condiciones sostenidas de corto circuito, sin embargo, los transistores de salida deben tolerar este límite de corriente y un semiciclo de la tensión de alimentación de CC.

Figura 1.71

En la figura 1.72 se ilustra la técnica de limitación de disipación que proporciona protección positiva para todas las condiciones de carga la acción limitadora de este circuito aparece en la figura 1.73. Esta técnica limitadora de área segura permite el uso de transistores de excitación y salida de baja disipación y disipadores térmicos más pequeños en las etapas de salida.El uso de los disipadores más reducidos es posible porque la disipación para el peor de los casos es un funcionamiento normal a 4 en lugar de las condiciones de corto circuito. Gracias a esta técnica, las cargas muy inductivas o capacitivas ya no constituyen un problema y son innecesarios los interruptores térmicos; además la técnica es poco costosa.

32

Q5

Q2 RL

D2

R5

Q3

Q6

R6 R9

R2

R10

D1

R8

R2

R1

Q4

+ VCC

Q7

R3

Q1

R7

R4

Figura 1.72

Ic

Vce

LIMITE

Figura 1.73

Otro tipo de protección usada es con diodo zener como lo indica en la figura 1.74.

33

Q3

D4

RL

D1

Q2

Q5

D3

D2

R6R8

R7

R9

R1

R3

Q4

R4

+ VCC

Q1

R2 R5

Figura 1.74

En la figura 1.75 se muestra la disposición básica de un circuito de simetría casi complementaria, por lo general estos poseen transistores de salida npn de silicio de tipo homotaxil (o difusión única) que se caracterizan por su solidez y altas corrientes. Estos transistores y los transistores excitadores para el amplificador complementario funcionan en clase AB en una disposición que asegura un pequeño drenaje de corriente con señal cero. Otras características del circuito son las etapas pre amplificadoras y pre excitadora acopladas directamente y la protección contra corto circuitos o limitación de área segura. La etapa preamplificadora se compone de un circuito puente balanceado Q1 y Q2 que mantiene una tensión de reposo de CC cero en la salida. La realimentación se acopla a través del resistor R6 y se provee referencia de masa a través del resistor R2 y del capacitor C2.Los emisores comunes son retornados a la fuente positiva a través del resistor R3 y el diodo D1 y el resistor R5. El diodo D1 y el capacitor C4 reducen al mínimo los transistores de apagado y proporcionan desacoplamientos de la fuente de alimentación. El circuito puente está acoplado directamente a una etapa pre excitadora clase A (Q3), la que se acopla a los excitadores complementarios (Q4 y Q5) a través de R12. El circuito de protección para limitación de disipación esta también conectado a este punto. El propósito de este circuito es, como ya se mencionó, impedir que la etapa de salida comience a conducir si se produce una disipación anormalmente alta.El circuito limitador de disipación proporciona una derivación para la corriente de excitación desde el excitador asociado y los dispositivos de salida. El resistor R12 proporciona cierta limitación de corriente que el transistor Q9 debe soportar durante la sobrecarga. El capacitor C9 puentea a R12 para mejorar la respuesta a transitorios. Los diodos D2, D3, D4 y el resistor R11 suministran una polarización directa controlada a los excitadores y a los dispositivos de salida, de manera que se mantiene el funcionamiento en clase AB.

34

D6

R1

R13

R12

Entradade audio

R20

R8

D3

D8

C14

- VCC

C6

R17

Q8

Al parlante

R2

R14R21

C8

+ VCC

Q7

Q2

R18

R6

D10

Q4

Q6

R4

R9

C12

C4

R3

C5

R13

D2

R22 R25

D7

C11

R15

R7Q9

D9C2

D1 R5

Q5

D4

C15

D5

R24

C10

Q3

R16

C16

R10

C1

D11

C9

Q1

C7

R23

R11

L110 uH

Figura 1.75El capacitor bootstrap C6 suministra el refuerzo de tensión adicional necesaria para saturar el par de salida superior (Q4 y Q6) a través de los resistores R8 y R10.El capacitor C7 proporciona una oscilación de tensión controlada a través de R9 y R13 para superar las pérdidas normalmente introducidas por el resistor R12. El resistor R13 y el capacitor C8 proporcionan desacoplamiento a altas frecuencias para la línea de alimentación negativa de CC. Los resistores R20 y R21, junto con R22 y R23 permiten la necesaria estabilización para los transistores de salida Q6 y Q7. La corriente pasa a través del resistor R23 para detectar los ciclos positivos y se acopla al transistor Q8 a través del resistor R17. El resistor R14 y el diodo D6 proporciona la detección simultanea de tensión. La corriente es detectada a través del resistor R22 para la limitación de los ciclos negativos, acoplándose al transistor Q9 a través del resistor R18. La detección de tensión mediante los resistores R15 y R16 y el diodo D7 produce una variación en la pendiente de la curva de limitación. Los resistores R24 y R25, los capacitores C13 y C15 y el inductor L1 proporcionan la reducción de altas frecuencias, de manera que es posible mantener un buen margen de estabilidad en cualquier condición de carga C10, C11 y C12 proveen estabilidad adicional durante la limitación. Los diodos D5 y D8 impiden la polarización directa de las junturas colector-base de los transistores Q8 y Q7 durante los semiciclos alternados de la señal. Los capacitores C14 y C16 se encargan de la supresión de parásitos. El diodo D9 y el resistor R18 aseguran la adaptación de transconductancias entre los pares Darlington superior e inferior para reducir al mínimo la distorsión a bajo nivel.

35

Los diodos D10 y D11 protegen los transistores de salida de los potenciales inversos que se producen durante la conmutación en el caso que se use una carga acoplada por transformador.

AMPLIFICADORES DE AUDIO CON CIRCUITO DISCRETO

R200.39

R1247

R22

22

R121K

-32Vdc

Q9

D51N4004

C5

20nF

+32Vdc

R7

18K

Q8

D8

1N4004

D1

1N4004

D2

1N4004

R1

1.8K

C347uF

R15 68

R415K

R8390

D91N4004

D3

1N4004

Q1

C1250nF

Q3

C447uF

R190.39

C1

4.7uF

C7

47uF

Q7

R92.2K

C1320nF

Q2

R18100

C11

50nF

D7

1N4004

R17 68

D9

1N4004

R6

180

R5560

C820nF

R21100

R14

100

L1

10uH

R11270

Q5

R134.7K R16

68

C6

47uF

R23

22C2

180pFR218K

Q6

R3680

Q4

D61N4004

R10

2.7K

C9

50nF

C10

50nF

Parlante

8 / 20W

D4

1N4004

36

Figura 1.76

R192K2

D5

1N5395Q5D386

R290.22/5

Q2BC549

POTENCIA DE SALIDA: 200W EN 4 OHMIOS

R102K2

Q82N3773

R280.22/5

R65K6

R32M2

C5100/50

Q6D1046

Q102N3773

R132K2

Q122N3773

C9100/50

C2

0.2

R418K

D1

1N4004

Q4B649R9

15K

Q92N3773

R14680

Q132N3773

R7

470K R181M

R15270

Q1BC549

Q112N3773

D3

1N4004

R250.22/5

R1

22K

R247K

C1

2.2/50

Q3B649

C7100/50

C4

330pF

AMPLFICADOR DE POTENCIA DE AUDIO CON SIMETRIA CUASI COMPLEMENTARIA

R17220K

R82K2

+ 45Vdc

R1122K

Q7D816

D4

1N5395

R260.22/5

R2347/1

R201K5

RL4 OHM

R2112

C8

200pF

R5270

R240.22/5C3

10/50

C6

47K

C10

100pF

R16

4K3R2247/1

R12270

D2

1N4004

R270.22/5

- 45Vdc

Figura 1.77

AMPLIFICADORES EN CIRCUITO INTEGRADO

En la actualidad existen módulos híbridos (porque combinan parte integrada y parte discreta en el mismo módulo), con los que pueden construirse amplificadores de audio de diferentes potencias con muy buena respuesta en frecuencia.1) A continuación mostramos un modelo de baja potencia acoplado por transformador, que emplea el integrado CA3007:

37

31N4148

4K7

2N2102

15

6

4816 OHM

4.7 uF

18

18

9Vdc

11

1

4.7uF

10K

1K8

9

10

2

4.7uF

12

7

2N2102

8

4.7uF

6

CA3007

1N4148

Figura 1.78

2) STK084: AMPLIFICADOR HÍBRIDO DE 50W PARA AUDIOFRECUENCIA.Características máximas (temperatura ambiente de 25 ˚C) Máxima tensión de alimentación: ± 50Vdc Máxima corriente de colector: 7 A Resistencia térmica (Θjc): 1.7 ˚C/W (para Tc = 25 ˚C) Temperatura máxima de carcasa (Tc): 85 ˚CCondiciones de operación recomendadas: Tensión de alimentación: ± 35 Vdc Resistencia de carga (RL): 8ΩCaracterísticas de operación (Ta = 25 ˚C , Vcc = ± 35 Vdc , RL = 8Ω) Corriente de polarización: Icco = 100 mA Potencia de salida: Po = 50W mínimo (con THD = 0.2% y 20Hz ≤ f ≤ 20

KHz) Respuesta en frecuencia: 10 Hz – 100 KHz (para: Po = 1W y 0 á –1db) Resistencia de entrada: 52 K Ω (para: Po = 1W y f = 1 KHz)

Diagrama del circuito y aplicación típica:

38

10uF/50V

2

-35Vdc

Q5

1uF/63V

8

D2

6

R9

4

10uF/50V

D5

Q6

+35Vdc

R8

3

Q31K

7

Q7

10

Q8

2pF

Z1

Q10

R7

47

R3

Q9

R10

56K

R115

Q4

1

R6

R2

R1

47nF

D3

220uuF/50V

R4

100

C1

C

470pF

56K

2K7

Q2

100

R5

D4

D1220uF/50V

9

Q1

47uF/16V

RL

8

Figura 1.793) TBA820M (de THOMSON)Este es un amplificador de potencia de audio integrado monolítico, con las siguientes características principales:

Tensión de alimentación de 3 á 16 V Baja corriente de polarización: 4 mA (típica), 12 mA (máxima) Alta eficiencia (que lo hace aplicable a equipos portátiles con batería) Potencia de salida hasta 2 W (típica), sin disipador externo (medida con RL

= 8Ω, Rf = 120 Ω, f = 1 KHz y distorsión total de 10%) Alta impedancia de entrada Baja corriente de polarización de entrada: 0.1 uA ( típica) Alto rechazo al rizado No tiene inestabilidad térmica No tiene distorsión de cruce Requiere pocos componentes externos Encapsulado DIL de 8 pines Corriente pico de salida: 1.5 A (máxima) Temperatura de almacenamiento: -40 á +150°C Temperatura de juntura: 150°C Resistencia térmica: 80 °C/W Sensitividad de entrada: 60 mV (típica, medida con VCC = 9V, PL = 1.2W,

RL = 8Ω, Rf = 120 Ω y f = 1 KHz) Resistencia de entrada: 5 M Ω (típica) Respuesta en frecuencia (á – 3db): 25 á 20,000 Hz (medida con VCC = 9V,

RL = 8Ω, Rf = 120 Ω y CB = 220pF)

39

Ganancia de tensión sin realimentación: 75 db (típica, medida con VCC = 9V, RL = 8Ω y f = 1 KHz)

Ganancia de tensión con realimentación: 34 db (típica, medida con VCC = 9V, RL = 8Ω, Rf = 120 Ω y f = 1 KHz)

Voltaje de ruido de entrada: 3 μVrms (típico, medido con VCC = 9V y ancho de banda (3 db) de 25Hz á 20KHz)

Corriente de ruido de entrada: 0.4 nA (típico, medido con VCC = 9V y ancho de banda (3 db) de 25Hz á 20KHz)

Relación señal a ruido: 70db (típica, medida con VCC = 9V, RL = 8Ω, Rf = 120 Ω, R1 = 100KΩ, PL = 1.2W y ancho de banda (3 db) de 25Hz á 20KHz)

Rechazo a la fuente de alimentación (PSRR): 42db (típica, medida con VCC = 9V, RL = 8Ω, Rf = 120 Ω, C6 = 50μF y frecuencia de rizado de 100 Hz)

CIRCUITO INTERNO EQUIVALENTE:Podemos observar que Q2 y Q5 forman un amplificador diferencial de entradaQ1 y Q2 forman una etapa Darlington de entrada que permite elevar la resistencia de entrada y disminuir la corriente de polarización de baseQ3 y Q4 forman un espejo de corriente. Al actuar Q3 como fuente de corriente constante, puede presentar una alta impedancia para señal al colector de Q2 y ello permite que dicho transistor logre máxima ganancia de tensión.Q6 es una fuente de corriente (forma parte de un espejo de corriente múltiple integrado además por Q7, Q12 y Q16) y se encarga de polarizar al amplificador diferencial asegurando un alto rechazo al modo común.

Q4

R1

2KQ14

Q6

D1

Q10

Q7

R5

6K

Q5

6

Q1

R25.9K

Q12

Q13

7

R42K

Q3

8

5

3

2

D6

D2

D9

Q17

Q11

Q16

1

Q9

Q8

R36K

R62K

Q2

Q15

4

Q18

Figura 1.80Q8, Q9 y Q10 se encargan de polarizar al espejo de corriente múltiple y ajustar la polarización de Q5.Q5 está conectado en DC y AC directamente a la salida para asegurar que el voltaje DC de salida esté exactamente a la mitad de la fuente de alimentación e introducir realimentación negativa para ampliar el ancho de banda y reducir la

40

distorsión. Adicionalmente, se tiene acceso al lazo de realimentación mediante el pin 2 para poder ajustar la respuesta en frecuencia.Adicionalmente, a través del pin 1 hay acceso al circuito de entrada para introducir compensación y evitar posibles oscilaciones.Al pin 8 se conecta una capacidad de filtro (C6) que permite mejorar el factor de rechazo a la fuente. De esta manera el amplificador se hace menos sensible a las variaciones del voltaje de la fuente, impidiendo que ello genere oscilaciones de baja frecuencia.Al terminal 7 se conecta otro condensador de filtro para alimentar al circuito de entrada con una tensión constante y ligeramente más alta que la fuente para poder lograr la máxima excursión simétrica. Este efecto se logra conjuntamente con un resistor que se coloca entre los pines 6 y 7.Q11 es un amplificador clase A que se usa como driver de la etapa de potencia. El transistor Q12 le permite actuar con su máxima ganancia permitiendo que el circuito logre la ganancia de tensión final.Los diodos D1, D2, D3 y D4 permiten la compensación térmica y estabilidad del punto de operación de la etapa de potencia.La etapa de salida formada por Q13, Q14, Q15, Q17 y Q18 forman un amplificador de simetría cuasi complementaria, que es el encargado de dar prácticamente la ganancia de corriente total del circuito.

CIRCUITOS DE APLICACION:a) Amplificador con carga conectada a la fuente:

C1100uF

C30.22uF

C5

500uF5

Rf

C2100uF

7

6

TBA820M

C40.1uF

R21

RL

ViR110K

3CB

1

+VCC

4

C650uF

8

2

Figura 1.81b) Amplificador con carga conectada a tierra:

41

C1100uF

C30.22uF

C7100uF

5

Rf

C2100uF

6

TBA820M

C40.1uF

R21

R356

ViR110K

3CB

8

RL

C650uF

1

+VCC

4

7

2

Figura 1.824) TDA2030 (de THOMSON)Este es un amplificador de potencia de audio integrado monolítico, con las siguientes características principales:

Tensión de alimentación máxima simétrica de +/- 6V á +/- 18V y puede alimentarse con una sola fuente de + 36V (máxima).

Corriente de polarización: 40 mA (típica), 60 mA (máxima) Baja corriente de polarización de entrada: 0.2 uA ( típica), 2 uA (máxima) Alta corriente de salida (hasta 3 A), con protección contra cortocircuito. Potencia de salida: 18 W (típica, medida con RL = 4Ω, Av = 30db, f = 1

KHz, TC = 90°C y distorsión armónica total de 10%) Incluye un sistema de protección térmica Alta impedancia de entrada: 5 M Ω (típica) Voltaje offset de entrada: +/- 20 mV (máximo) Corriente offset de entrada: +/-200 nA (máxima) Voltaje offset de salida: +/- 22 mV (máximo) Muy baja distorsión de cruce Temperatura de almacenamiento: -40 á +150°C Temperatura de juntura: -40 á +150°C Resistencia térmica: 3 °C/W Sensitividad de entrada: 215 mV (típica, medida con Av = 30db, PL = 12W,

RL = 4Ω y f = 1 KHz) Respuesta en frecuencia (á – 3db): 10Hz á 140KHz (medida con Av = 30db,

RL = 4Ω, PL = 12W) Ganancia de tensión sin realimentación: 90db (típica, medida con f = 1 KHz) Ganancia de tensión con realimentación: 30 db (típica, medida con f = 1

KHz) Voltaje de ruido de entrada: 10 μVrms (máximo, medido con RL = 4Ω y

ancho de banda (3 db) de 10Hz á 25KHz) Corriente de ruido de entrada: 200 pA (máximo, medido con RL = 4Ω y

ancho de banda (3 db) de 10Hz á 25KHz)

42

Temperatura de cápsula: 110°C (mínima, para activar la protección térmica) Rechazo a la fuente de alimentación (PSRR): 50db (típica, medida con RL

= 4Ω, Av = 30db, RG = 22 KΩ, Vrizado = 0.5 Vrms y frecuencia de rizado de 100 Hz)

CIRCUITO INTERNO EQUIVALENTE:

Q11

Q13

Q2

Q1

Q6

D3

R4

PROTECCION CONTRACORTOCIRCUITOY CORTE TERMICO

D2

Q15

D4

PROTECCION CONTRACORTOCIRCUITOY CORTE TERMICO

Q4

R7

2

D6

R5

Q7

Q16

Q17

Q10

Q3

3

Q9

R6

R2

D5

R3

4

Q5

D7

D1

1

Q14

Z1

5

Q12

R8

R1

Q8

Figura 1.83

Podemos Observar que se trata de un amplificador de simetría cuasi complementaria, donde Q14 y Q15 forman la etapa de salida NPN Darlington y Q13, Q16 y Q17 forman la etapa de salida PNP simulado.Q1, Q2, Q4 y Q5 forman un amplificador diferencial con etapas Darlington, lo cual permite elevar la impedancia de entrada y minimizar la corriente de polarización de base.R1 y R2 introducen realimentación negativa en el amplificador diferencial a la vez que contribuyen a elevar más la impedancia de entrada.Q3 y Q11 forman un espejo de corriente polarizado por medio de la tensión en D2 y los transistores Q7 y Q8. La corriente es suministrada por Q8, el que actúa como fuente de corriente constante.El Mosfet Q7 actúa también como fuente de corriente constante y polariza al zener Z1, el cual está encargado de mantener constante la corriente de Q8.D3, D4 y D5 polarizan la etapa de potencia y dan estabilidad térmica al punto de operaciónQ6 actúa también como fuente de corriente presenta una alta impedancia de salida, para señal, al transistor Q4, permitiéndole una máxima ganancia de tensión.

43

Q12 forma la etapa amplificadora clase A, que es el driver para el amplificador de potencia y logra máxima ganancia de tensión debido a Q11 que actúa como fuente de corriente y le ofrece alta impedancia para señal

CIRCUITOS DE APLICACION:A continuación veremos algunas aplicaciones típicas, en la que se incluye un amplificador tipo puente que es una configuración que permite cuadruplicar la potencia de salida para la misma resistencia de carga.

a) Amplificador con fuentes de alimentación simétricas:

C222uF

C70.22uF

4

C5100uF

R2680

D21N4004

5

D11N4004

TDA2030

C30.1uF

R41

R122K

Vi

-VCC

R322K

1

R5

C30.1uF

RLC8

+VCC

3

C5100uF

C1

1uF

2

Emplear: R5 = 3R2 y C8 = 100 pF para ancho de banda de 20 KHz y Av = 38dbFigura 1.84

b) Amplificador con una sola fuente de alimentación:Para asegurar que la salida esté a la mitad de la fuente y tener máxima excursión simétrica, debe polarizarse el terminal 1, por medio de resistores, a la mitad de VCCc) Amplificador tipo puente con fuentes de alimentación simétricas:

44

22uF

1

22K

4

RL8

C5100uF

680

1N4001

5

TDA2030

1N4001

TDA2030

C30.1uF

0.22uF

22K

Vi

-VCC

3

0.22uF

22K

11

5

22K

D11N4001

C30.1uF

1

22K

R2680

C222uF

2

4

+VCC

3

C5100uF

1uF

D21N40012

Figura 1.85

La señal de entrada es recibida por el amplificador de la izquierda. Su salida está desfasada 180° respecto de la entrada. Esta señal es atenuada para luego ser ingresada al amplificador de la derecha. La salida de este último está en fase con la entrada. Esto hace que si la salida es del amplificador es VL, la tensión en la carga es 2VL. Como la potencia de salida es proporcional al cuadrado del voltaje, entonces dicha potencia es cuatro veces la que puede dar uno solo de los amplificadores. La resistencia de carga efectiva que “ve” cada amplificador es 4Ω

45

PROBLEMAS PROPUESTOSPROBLEMA P1.13: En un amplificador de simetría complementaria, como el mostrado, explique por que el voltaje pico positivo, de salida, no puede llegar a ser igual al voltaje pico negativo

+VCC

R

-VCC

RL

Figura 1.86PROBLEMA P1.14: Se desea entregar 15W a una carga de 8Ω, mediante un amplificador push-pull clase B. Si se disponen de transistores que tienen BVCEO = 100 V con β = 50 y VCE,sat = 2 V. Halle:a) El valor de la fuente DC (VCC).b) El mínimo valor de la relación de transformación (n) requerido.c) La potencia máxima que disipará cada transistor.

PROBLEMA P1.15: Un cierto transistor de potencia puede disipar hasta 40 W. Determine la potencia de salida máxima que puede obtenerse de un amplificador push pull usando dos de estos transistores cuando son operados en clase B. Asuma que la excitación es sinusoidal y la eficiencia del amplificador es de 65%

PROBLEMA P1.16: Explique por qué de las siguientes afirmaciones: a) La resistencia térmica limita la disipación de calor en un transistor de potencia.b) La máxima disipación de potencia de un transistor depende de la temperatura.c) La zona de saturación recorta el pico negativo de la señal de salida.d) En un amplificador de potencia clase B, la impedancia de entrada es no lineal.e) La máxima disipación de potencia en un transistor está representada por una hipérbola en el plano Ic vs. Vce. f) Los transistores de potencia en un amplificador push pull deben ser idénticos.g) Los transistores de potencia del amplificador de simetría complementaria deben tener las mismas características eléctricas.h) En clase B se produce la distorsión de cruce.

PROBLEMA P1.17: Se desea entregar 10 W a una carga de 8Ω, mediante un amplificador Push Pull clase AB. Si se dispone de transistores con BVCEO = 80 V, β = 50 y VCE,sat = 2V. Asuma que los transformadores son ideales, el de entrada con n = 1 y el de salida con n = 3. Halle:a) El valor de la fuente DC (VCC).b) La potencia entregada por la fuente.

46

PROBLEMA P1.18: Diseñe un amplificador clase B de simetría complementaria para obtener una potencia de salida de 10W en una carga de 8Ω. Especifique:a) Las características de los transistores. b) La tensión de alimentación. c) La potencia entregada por la fuente.

PROBLEMA P1.19: En el circuito mostrado, determine:a) Las corrientes de polarización de todos los transistores b) PLmáx c) PCCmáx d) PCmáx e) La eficiencia total f) ¿Para qué sirve Q1?Asuma: Que todos los transistores son de silicio con β = 50, VCE,sat = 0.5V, C1 y C3 son muy grandes

Q1

RL40

R91.5K

R61K

D2

Q2

R722

R822

Q3

C1

Vg

R3180K

R5

15KR433

+ 9 Vdc

Q4

R268K

D1

R1

68K

C2100uF

C3

Figura 1.87PROBLEMA P1.21: En el circuito mostrado, halle las características de cada transistor y determine: a) PCC b) PLmáx c) PCmáx d) La eficiencia total

Q82N3773

D3

1N4004

R290.22/5

R14680

+ 45Vdc

R270.22/5

Q112N3773

R260.22/5

R17220K

C7100/50

Q7D816

R2247/1

R2112

C1

2.2/50

- 45Vdc

Q2BC549

R12270

R192K2

R247K

R418K

R82K2

Q1BC549

Q5D386

R7

470KQ3

B649

R1122K

Q102N3773

R5270

RL

4 OHM

R32M2

Q132N3773

R102K2

R250.22/5

R280.22/5

R15270

C5100/50

D4

1N5395

R2347/1

R132K2

Q4B649

C4

330pF

D1

1N4004

R201K5

R240.22/5

R181MR1

22K

R16

4K3

Q6D1046

C8

200pF

R65K6

C10

100pF

R915K

Q92N3773

D2

1N4004

C6

47K

Q122N3773

C2

0.2

C9100/50

D5

1N5395

C3

10/50

Figura 1.88

47

PROBLEMA P1.20: En el circuito mostrado es un amplificador push pull clase A, determine expresiones para: a) PCC b) PLmáx c) PCmáx d) La eficiencia total e) La figura de mérito

VCC

Q2

T2 2

75

8

116

RL

R14

R

1:12

75

8

11 6

VBB

Q1

Ig

1:1Ideal

Figura 1.89

PROBLEMA P1.21: Analice el circuito mostrado y determine la máxima potencia de salida y la máxima potencia que disipa cada transistor.

48

BIBLIOGRAFIA1).- CIRCUITOS MICROELECTRONICOS: ANÁLISIS Y DISEÑO

Muhammad Rashid Editorial: International Thomson Editores

2).- MICROELECTRONICA: CIRCUITOS Y DISPOSITIVOSMark N. HorensteinEditorial: Prentice – Hall Hispanoamérica S. A.

3) MICROELECTRONICA: CIRCUITOS Y DISPOSITIVOSSedraSmithEditorial: Oxford

4).- CIRCUITOS ELECTRONICOS IIM. A. Martino, M. Leureyros Copias del curso – UNI 1980

5) ELECTRONIC CIRCUITS: DISCRETE AND INTEGRATEDSchilling, Donald L.Belove, CharlesEditorial: Mc Graw-Hill Kogakusha, Ltd.

6) DISPOSITIVOS Y CIRCUITOS ELECTRÓNICOS Millman, JacobHalkias, Cristos C.Editorial: Mc Graw-Hill Book Company

7).- ANÁLISIS Y DISEÑO DE CIRCUITOS ELECTRÓNICOS INTEGRADOSPaul E. Gray Robert MeyerEditorial: Prentice – Hall Hispanoamérica S. A.

8).- COMMUNICATION CIRCUITS: ANALYSIS AND DESIGNClarke, KennethHess T. DonaldEditorial: Addison-Wesley Publishing Company

9).- MANUAL RCA – SC1510).- MANUAL DE AMPLIFICADORES DE BAJA FRECUENCIA

TRANSISTORIZADOSFrancisco Ruiz VasalloEditorial: Ediciones CEAC – Barcelona 2da. Edición – 1979

11).- MANUAL DE BAFFLES Y ALTAVOCESFrancisco Ruiz VassalloEditorial: Ediciones CEAC – Barcelona 3da. Edición – 1981

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