Antecedentes - CENIDET Maria Elena... · PARA LA PRODUCCIÓN DE LUZ CON BASE EN LA DBD. Director de...

DISEÑO E IMPLEMENTACIÓN DE UNA FUENTE DE ALIMENTACIÓN

PARA LA PRODUCCIÓN DE LUZ CON BASE EN LA DBD.Director de tesis: Dr. Mario Ponce Silva Tesista: ICE Ma. Elena Campos Osorio

Desarrollar una fuente de alimentación para

lámparas fluorescentes, operando bajo el

principio de la descarga de barrera

dieléctrica, que alimente a la lámpara con

formas de onda pulsantes. La fuente de

alimentación deberá:

•Tener alta eficiencia

•Evitar el regreso de energía

a la fuente.

Problema a solucionar

Objetivo General

Justificación Aportación del trabajo

Análisis comparativo de la fuente de alimentación propuesta.

Desarrollo de una metodología de diseño.

Implementación del sistema.

Objetivos Particulares

Es necesario desarrollar e implementar un sistema de

alimentación para lámparas fluorescente, que proporcione

una alta eficiencia, y que se base en formas de ondapulsantes.

Antecedentes

En los últimos años en CENIDET se ha desarrollado un línea de estudio

en torno a la descarga de barrera dieléctrica (DBD) y sus aplicaciones,

dichas aplicaciones han sido enfocadas principalmente a la producción

de luz , y a la producción de ozono . De estos estudios se sabe que la

DBD es una técnica novedosa, interesante y poco estudiada dentro del

área de iluminación; por lo que se representa una opción atractiva de

investigación.

Estudio de la topología a utilizar para el diseño

de la fuente de alimentación.

Sistema de alimentación

para LF.

Incrementar la vida útil

Operando con la DBD

Reutilización de lámparas

http://images.google.com.mx/imgres?imgurl=http://asset3.pnn.com/graphics/show/1083/600/image.jpg&imgrefurl=http://www.dforceblog.com/2008/05/28/tips-sencillos-para-el-cuidado-del-medio-ambiente/&h=395&w=480&sz=17&hl=es&start=45&um=1&tbnid=YaVTMyi0RaleiM:&tbnh=106&tbnw=129&prev=/images?q=MEDIO+AMBIENTE&start=36&ndsp=18&um=1&hl=es&sa=N

http://images.google.com.mx/imgres?imgurl=http://www.domokyo.com/wp-content/uploads/2007/07/energia.jpg&imgrefurl=http://www.domokyo.com/page/125&h=361&w=400&sz=10&hl=es&start=2&um=1&tbnid=YQteN4CIKz6ViM:&tbnh=112&tbnw=124&prev=/images?q=ENERGIA&um=1&hl=es

i

Contenido

Lista de figuras ............................................................................................................................ v

Lista de tablas ............................................................................................................................ ix

Simbología.................................................................................................................................. x

Abreviaturas y acrónimos ......................................................................................................... xv

Capitulo 1. Antecedentes ............................................................................................................ 3

1.1 Antecedentes ............................................................................................................................ 3

1.1.1. Tipos de descarga .............................................................................................................. 3

1.1.2. Descarga de Barrera Dieléctrica ........................................................................................ 4

1.1.2.1. Tipos de DBD ............................................................................................................. 6

1.1.3. Selección del tipo de lámpara ........................................................................................... 7

1.1.4. Influencia de los electrodos externos ............................................................................... 8

1.1.5. Modelado de la lámpara operando con la DBD .............................................................. 10

1.1.6. Efecto de la pendiente de la forma de onda ................................................................... 11

1.1.6.1. Factor de cresta ...................................................................................................... 13

1.1.7. La fuente de alimentación ............................................................................................... 14

1.1.8. Conclusiones ................................................................................................................... 15

1.2. Planteamiento del problema .................................................................................................. 15

1.3. Hipótesis .................................................................................................................................. 15

1.4. Justificación ............................................................................................................................. 15

1.5. Objetivos ................................................................................................................................. 16

1.5.1. Objetivo general .............................................................................................................. 16

1.5.2. Objetivos particulares ..................................................................................................... 16

1.6. Estado del arte ........................................................................................................................ 16

1.6.1. Conclusiones generales del estado del arte .................................................................... 21

1.7. Propuesta de solución ............................................................................................................. 21

ii

Capitulo 2. Análisis de la topología seleccionada y desarrollo de la metodología de diseño ........ 25

2.1. Amplificador clase E con un inductor y un capacitor en la red de carga ................................ 25

2.1.1. Acerca de la topología seleccionada ............................................................................... 26

2.1.1.1. Simulación ............................................................................................................... 28

2.1.1.2. Análisis de la topología seleccionada ...................................................................... 29

2.2. Desarrollo de la metodología de diseño ................................................................................. 33

2.2.1. Tiempo tx ......................................................................................................................... 35

2.2.2. Número de ciclos x .......................................................................................................... 36

2.2.3. Periodo Tr ......................................................................................................................... 37

2.2.4. Constante de amortiguamiento α ................................................................................... 38

2.2.5. Tiempo tmax ...................................................................................................................... 38

2.2.6. Capacitor C....................................................................................................................... 40

2.2.7. Inductancia primaria LP .................................................................................................... 40

2.2.8. Corriente máxima ILpmax ................................................................................................... 41

2.2.9. Tiempo de encendido ont ................................................................................................ 42

2.2.10. Frecuencia de conmutación f ....................................................................................... 42

2.2.11. Ciclo de trabajo D ............................................................................................................ 42

2.3. Metodología de diseño ............................................................................................................ 42

2.3.1. Programación de la metodología de diseño .................................................................... 45

2.3.2. Protocolo de pruebas para la validación de la metodología de diseño .......................... 47

2.3.2.1. Ejemplo de diseño 1 ................................................................................................ 48



2.3.3. Efecto del capacitor Cs ..................................................................................................... 51

2.4. Funcionamiento de la metodología y algunas recomendaciones para diseños futuros ......... 54

Capitulo 3. Diseño y construcción del banco de pruebas y caracterización de las lámparas ......... 62

3.1. Diseño de la fuente de alimentación para el banco de pruebas ............................................. 62

3.2. Construcción del prototipo ..................................................................................................... 63

3.2.1. Circuito de disparo .......................................................................................................... 63

3.2.2. Diseño del transformador ............................................................................................... 64

iii

3.2.3. Interruptor ...................................................................................................................... 65

3.2.4. Diodo ............................................................................................................................... 66

3.2.5. Placa ................................................................................................................................ 67

3.3. Lámparas de vapor de mercurio de baja presión ................................................................... 67

3.3.1. Lámparas con precalentamiento .................................................................................... 69

3.3.2. Lámparas de arranque instantáneo ................................................................................ 69

3.3.3. Lámparas de arranque rápido. ........................................................................................ 69

3.4. Caracterización de las lámparas. ............................................................................................. 70

3.4.1. Modelos seleccionados ................................................................................................... 70

3.4.2. Adaptación de las lámparas ............................................................................................ 70

3.4.3. Proceso de medición y diseño de experimentos ............................................................ 71

3.4.4. Esquema general de medición ........................................................................................ 73

3.4.5. Resultados experimentales ............................................................................................. 73

3.4.5.1. Lámpara Philips 32W ............................................................................................... 74

3.4.5.2. Lámpara NEC 27 W .................................................................................................. 75

3.4.5.3. Lámpara NEC 22W ................................................................................................... 77

Capitulo 4. Diseño y construcción de la fuente de alimentación para la lámpara Philips TL081 .... 81

4.1. Sobre la lámpara seleccionada. ............................................................................................... 81

4.2. Diseño de la fuente de alimentación para el prototipo final .................................................. 81

4.2.1. Diseño del transformador ............................................................................................... 83

4.3. Resultados experimentales ..................................................................................................... 83

4.4. Análisis comparativo ............................................................................................................... 86

Capitulo 5. Conclusiones ........................................................................................................... 91

5.1. Acerca de la topología seleccionada ....................................................................................... 91

5.2. Acerca la metodología de diseño ............................................................................................ 91

5.3. Acerca de la caracterización de las lámparas .......................................................................... 92

5.4. Acerca del prototipo final ....................................................................................................... 92

5.5. Aportaciones ........................................................................................................................... 93

5.6. Contratiempos......................................................................................................................... 93

iv

5.7. Referencias .............................................................................................................................. 94

Anexo A: Resumen de la revisión del Estado del Arte ................................................................ 97

Anexo B: Programas de la metodologia de diseño. .................................................................... 98

Anexo C: Formas de onda del efecto del capacitor Cs. ............................................................... 103

Anexo D: Gráficas de la respuesta de las variables .................................................................... 106

Anexo E: Diseño del transformador para el banco de pruebas .................................................. 111

Anexo F: Diseño del transformador para el prototipo final ....................................................... 115

v

Lista de figuras

FIGURA 1.1. DESCARGA DE BARRERA DIELÉCTRICA ................................................................................................... 4

FIGURA 1.2. CONFIGURACIONES BÁSICAS PARA LA DESCARGA DE BARRERA DIELÉCTRICA. ................................................ 5

FIGURA 1.3. DIAGRAMA ESQUEMÁTICO QUE RESUME EL PRINCIPIO DE LA DESCARGA DE BARRERA DIELÉCTRICA Y SUS

PRINCIPALES APLICACIONES. ........................................................................................................................ 6

FIGURA 1.4. FOTOGRAFÍA DE MICRODESCARGAS Y FIGURA DE LICHTENBERG OBTENIDA DE LA EMULSIÓN DE UNA PLACA

FOTOGRÁFICA QUE SIRVIÓ AL MISMO TIEMPO DE BARRERA DIELÉCTRICA. CÁMARA DE DESCARGA DE AIRE 1MM A

PRESIÓN ATMOSFÉRICA. ............................................................................................................................. 7

FIGURA 1.5. BOSQUEJO DE ELECTRODO APLICADO A LAS LÁMPARAS PARA UN ELECTRODO EN FORMA DE ANILLO COLOCADO

EN LOS EXTREMOS. .................................................................................................................................... 9

FIGURA 1.6. CORTE TRANSVERSAL DEL CONJUNTO LÁMPARA-ELECTRODO PARA UN ELECTRODO EN FORMA DE ANILLO

COLOCADO EN LOS EXTREMOS. .................................................................................................................... 9

FIGURA 1.7. CONFIGURACIÓN BÁSICA PARA UNA DBD. ......................................................................................... 10

FIGURA 1.8. SIMPLIFICACIÓN DE MODELO, A) MODELO ORIGINAL, B) MODELO DE LA DESCARGA INSTANTÁNEA, C) MODELO

SIMPLIFICADO. ........................................................................................................................................ 11

FIGURA 1.9. A) PULSOS CORTOS, B) FORMA DE ONDA DE LA PENDIENTE. .................................................................. 13

FIGURA 1.10. COMPORTAMIENTO DEL FACTOR DE CRESTA EN UNA SEÑAL SINUSOIDAL EN FUNCIÓN DE N. ....................... 14

FIGURA 1.11. CIRCUITO ESQUEMÁTICO DEL SISTEMA DE ALIMENTACIÓN. .................................................................. 14

FIGURA 1.12. AMPLIFICADOR CLASE E CON UN MOSFET COMO INTERRUPTOR; TOPOLOGÍA PROPUESTA POR [1]. ........... 17

FIGURA 1.13. INVERSOR PUENTE COMPLETO, TOPOLOGÍA PROPUESTA POR [25]. ....................................................... 18

FIGURA 1.14. INVERSOR PUENTE COMPLETO, TOPOLOGÍA PROPUESTA POR [31] ........................................................ 18

FIGURA 1.15. INVERSOR PUENTE COMPLETO, TOPOLOGIA PROPUESTA POR [29] ........................................................ 19

FIGURA 1.16. AMPLIFICADOR CLASE E TOPOLOGÍA PROPUESTA POR [19] ................................................................. 19

FIGURA 1.17. TOPOLOGÍA PROPUESTA POR [28] .................................................................................................. 19

FIGURA 1.18. INVERSOR PUENTE COMPLETO CON DOS RAMAS DE ERC PROPUESTA POR [27] ....................................... 20

FIGURA 1.19. INVERSOR PUENTE COMPLETO CON DOS RAMAS DE ERC PROPUESTA POR [32]. ...................................... 20

FIGURA 1.20. TOPOLOGÍA PROPUESTA. ............................................................................................................... 22

FIGURA 2.1. AMPLIFICADOR CLASE E CON TRANSFORMADOR Y UN CAPACITOR EN LA RED DE CARGA. ....................................... 26

FIGURA 2.2. A) TOPOLOGÍA PROPUESTA, B) TOPOLOGÍA SIN EL CAMBIO DEL CAPACITOR C. .................................................... 27

FIGURA 2.3. TOPOLOGÍA PROPUESTA. ......................................................................................................................... 27

FIGURA 2.4. FORMAS DE ONDA DE VOLTAJE DE LA TOPOLOGÍA PROPUESTA. ........................................................................ 29

FIGURA 2.5. FORMAS DE ONDA CORRIENTE DE LA TOPOLOGÍA PROPUESTA. ......................................................................... 29

FIGURA 2.6. CIRCUITO EQUIVALENTE EN EL ESTADO ENCENDIDO. ...................................................................................... 30

FIGURA 2.7. CIRCUITO EQUIVALENTE EN EL ESTADO DE APAGADO. ..................................................................................... 31

FIGURA 2.8. CIRCUITO EQUIVALENTE EN EL APAGADO, SIN EL CAPACITOR CSR. ...................................................................... 33

FIGURA 2.9. DEFINICIÓN DE ALGUNOS PUNTOS DE LA RESPUESTA SUBAMORTIGUADA. .................................. 35

FIGURA 2.10. COMPORTAMIENTO DE VLP ANTE DIFERENTES NÚMEROS DE PULSOS DE RESONANCIA. ........... 37

FIGURA 2.11. PANEL FRONTAL DE LA METODOLOGÍA DE DISEÑO DESARROLLADA EN LABVIEW. ..................... 46

FIGURA 2.12. CIRCUITO UTILIZADO PARA LA SIMULACIÓN. ............................................................................................... 48

FIGURA 2.13. FORMAS DE ONDA DEL DEVANADO PRIMARIO PARA EL EJEMPLO 1. A) VOLTAJE DE CONTROL. B) VOLTAJE EN EL

DEVANADO PRIMARIO. C) CORRIENTE EN EL DEVANADO PRIMARIO. ........................................................................... 49

vi

FIGURA 2.14. FORMAS DE ONDA DEL DEVANADO PRIMARIO PARA EL EJEMPLO 2. A) VOLTAJE DE CONTROL. B) VOLTAJE EN EL


FIGURA 2.15. FORMAS DE ONDA DEL DEVANANDO PRIMARIO PARA EL EJEMPLO 3. A) VOLTAJE DE CONTROL. B) VOLTAJE EN EL


FIGURA 2.16. VARIACIÓN DE LA FRECUENCIA DE CONMUTACIÓN. ...................................................................................... 56

FIGURA 2.17. VARIACIÓN DEL VOLTAJE DE LA FUENTE DE ALIMENTACIÓN VCD. ..................................................................... 56

FIGURA 2.18. VARIACIÓN DEL CICLO DE TRABAJO D. ....................................................................................................... 57

FIGURA 2.19. VARIACIÓN DE LA CONSTANTE A2. ............................................................................................................ 58

FIGURA 2.20. VARIACIÓN DEL NÚMERO DE PULSOS PU. ................................................................................................... 58

FIGURA 3.1. CONFIGURACIÓN DEL CIRCUITO TL494. ...................................................................................................... 64

FIGURA 3.2. DEVANADO ENTRE CAPAS PARA TRANSFORMADORES. .................................................................................... 65

FIGURA 3.3. VOLTAJE DE BLOQUEO DE LOS INTERRUPTORES, FIGURA TOMADA DE [40]. ......................................................... 65

FIGURA 3.4. CAPACIDAD DE CORRIENTE DE LOS INTERRUPTORES, FIGURA TOMADA DE [40]. ................................................... 66

FIGURA 3.6. PROTOTIPO DEL BANCO DE PRUEBAS. .......................................................................................................... 67

FIGURA 3.7. REPRESENTACIÓN ESQUEMÁTICA DE LA FORMA EN QUE EL ÁTOMO DE MERCURIO (HG) EMITE LUZ ULTRAVIOLETA,

INVISIBLE PARA EL OJO HUMANO Y COMO EL ÁTOMO DE FOSFORO (P) LOS CONVIERTE EN FOTONES DE LUZ BLANCA VISIBLE, TAL

COMO OCURRE EN EL INTERIOR DEL TUBO DE UNA LÁMPARA FLUORESCENTE. ............................................................... 68

FIGURA 3.8. DIVERSOS MODELOS DE LÁMPARAS FLUORESCENTES. ..................................................................................... 69

FIGURA 3.9. LÁMPARAS CON ELECTRODOS EXTERNOS. .................................................................................................... 70

FIGURA 3.10. UBICACIÓN DE LAS VARIABLES PRIMARIAS. ................................................................................................. 71

FIGURA 3.11. FIGURA DE LISSAJOUS PARA LA LÁMPARA NEC DE 22W EN 16inv VOLTS. .................................................. 72

FIGURA 3.12. ESQUEMA GENERAL DE MEDICIONES. ........................................................................................................ 73

FIGURA 3.13. COMPORTAMIENTO DEL VALOR DE RS CON RESPECTO A LA POTENCIA DE LA LÁMPARA PHILIPS DE 32W. ................ 74

FIGURA 3.14. EFICIENCIA DE LA FUENTE DE ALIMENTACIÓN A DIFERENTES POTENCIAS PARA LA LÁMPARA PHILIPS T9 DE 32W. ..... 75

FIGURA 3.15. COMPORTAMIENTO DE RS CON RESPECTO A LA POTENCIA, PARA LA LÁMPARA DE 27W. ..................................... 76

FIGURA 3.16. EFICIENCIA DE LA FUENTE DE ALIMENTACIÓN PARA LA LÁMPARA DE 27W. ...................................................... 76

FIGURA 3.17. COMPORTAMIENTO DE RS CON RESPECTO A LA POTENCIA DE LA LÁMPARA NEC DE 22W.................................... 77

FIGURA 3.18. EFICIENCIA DE LA FUENTE DE ALIMENTACIÓN. ............................................................................................. 78

FIGURA 4.1. CORRIENTE DE ENTRADA MEDIDA EN LA PRÁCTICA. ............................................................................... 84

FIGURA 4.2. CORRIENTE EN EL INDUCTOR PRIMARIO MEDIDA EN LA PRÁCTICA. ............................................................ 84

FIGURA 4.3. CORRIENTE EN LA CARGA MEDIDA EN LA PRÁCTICA. ............................................................................... 85

FIGURA 4.4. VOLTAJE EN EL INTERRUPTOR MEDIDO EN LA PRÁCTICA. ......................................................................... 85

FIGURA 4.5. VOLTAJE EN LA CARGA. MEDIDA EN LA PRÁCTICA. ................................................................................ 86

FIGURA B.1. PANTALLA DE LA METODOLOGÍA DE DISEÑO DESARROLLADA EN MATHCAD 13. ........................................ 98

FIGURA B.2. PARTE DE LA METODOLOGÍA DE DISEÑO DESARROLLADA EN MATCAD 13 (PASOS 4-8) ............................... 99

FIGURA B.3. PARTE DE LA METODOLOGÍA DE DISEÑO DESARROLLADA EN MATHCAD 13 (PASOS 16-19). ...................... 100

FIGURA B.4. DIAGRAMA DE FLUJO DE LA METODOLOGÍA DE DISEÑO. ....................................................................... 100

FIGURA B.5. PANEL FRONTAL DEL PROGRAMA DE LA METODOLOGÍA DE DISEÑO DESARROLLADA EN LABVIEW . .............. 101

FIGURA B.6. MUESTRA PARTE DE LA PROGRAMACIÓN A BLOQUES DESARROLLADA EN LABVIEW 8.2 .............................. 102

FIGURA C.1. FORMAS DE ONDA DEL DEVANADO PRIMARIO PARA EL EJEMPLO 1. A) VOLTAJE DE CONTROL. B) VOLTAJE EN EL

DEVANADO PRIMARIO. C) CORRIENTE EN EL DEVANADO PRIMARIO. ................................................................. 103


DEVANADO PRIMARIO. C) CORRIENTE EN EL DEVANADO PRIMARIO. ................................................................. 104

vii


DEVANADO PRIMARIO. C) CORRIENTE EN EL DEVANADO PRIMARIO. ........................................................................ 105

FIGURA D.1. RESPUESTA DE LAS VARIABLES LP, LS, C Y FC ANTE LA VARIACIÓN DE LA FUENTE DE ALIMENTACIÓN. ............. 106

FIGURA D.2. RESPUESTA DE LAS VARIABLES LP, LS, C Y FC ANTE LA VARIACIÓN DE LA FRECUENCIA DE CONMUTACIÓN. ....... 107

FIGURA D.3. RESPUESTA DE LAS VARIABLES LP, LS, C Y FC ANTE LA VARIACIÓN DEL CICLO DE TRABAJO D. ....................... 108

FIGURA D.4. RESPUESTA DE LAS VARIABLES LP, LS, C Y FC ANTE LA VARIACIÓN DE LA CONSTANTE A2. ............................. 109

FIGURA D.5. RESPUESTA DE LAS VARIABLES LP, LS, C Y FC ANTE LA VARIACIÓN DEL NÚMERO DE PULSOS. ........................ 110

ix

Lista de tablas

TABLA 1.1. RESUMEN DE LOS FACTORES DE PENDIENTE PARA LAS FORMAS DE ONDA ANALIZADAS EN [21]. ..................... 12

TABLA 2.1. PARÁMETROS DE DISEÑO PARA LA SIMULACIÓN DE LA NUEVA TOPOLOGÍA. ................................................ 28

TABLA 2.2. INTERVALO DE VALORES DE LOS DATOS DE DISEÑO. ................................................................................ 47

TABLA 2.3. PARÁMETROS DE DISEÑO DE LOS 3 EJEMPLOS PARA LA VALIDACIÓN DE LA METODOLOGÍA. ........................... 48

TABLA 2.4. DATOS CALCULADOS EN LA METODOLOGÍA DE DISEÑO PARA LOS 3 EJEMPLOS. ............................................ 48

TABLA 2.5. COMPARACIÓN ENTRE LOS DATOS CALCULADOS Y LOS OBTENIDOS EN SIMULACIÓN PARA EL EJEMPLO 1. ......... 49



TABLA 2.8. COMPARACIÓN ENTRE LOS DATOS CALCULADOS Y LOS OBTENIDOS EN SIMULACIÓN AGREGANDO EL CAPACITOR

CSR, PARA EL EJEMPLO 1. .......................................................................................................................... 53





TABLA 2.11. PARÁMETROS DE DISEÑO DE LA SIMULACIÓN BASE. ............................................................................. 55

TABLA 3.1. DATOS DE DISEÑO DE LA FUENTE DE ALIMENTACIÓN PARA EL BANCO DE PRUEBAS. ...................................... 63

TABLA 3.2. CARACTERÍSTICAS DEL COOLMOS SELECCIONADO. ................................................................................ 66

TABLA 3.3. CARACTERÍSTICAS DEL DIODO SELECCIONADO. ...................................................................................... 67

TABLA 3.4. DATOS DE LAS LÁMPARAS CARACTERIZADAS. ........................................................................................ 70

TABLA 3.5. VARIABLES PRIMARIAS. ..................................................................................................................... 71

TABLA 3.6. VARIABLES SECUNDARIAS. ................................................................................................................. 71

TABLA 4.1. CARACTERÍSTICAS DE LA LÁMPARA SELECCIONADA. ................................................................................ 81

TABLA 4.2. DATOS DE DISEÑO DEL PROTOTIPO FINAL ............................................................................................. 82

TABLA 4.3. PARÁMETROS CALCULADOS CON LA METODOLOGÍA DE DISEÑO. ............................................................... 82

TABLA 4.4. ANÁLISIS COMPARATIVO ENTRE EL DISEÑO PROPUESTO CON EL SISTEMA DE PLANON Y EL PROTIPO. ................ 87

TABLA A.1. RESUMEN DE LA REVISIÓN DEL ESTADO DEL ARTE .................................................................................. 97

TABLA E.1. DATOS DE DISEÑO PARA EL TRANSFORMADOR. ................................................................................... 111

TABLA E.2. DATOS DEL NÚCLEO. ...................................................................................................................... 112

TABLA F.1. DATOS DE DISEÑO PARA EL TRANSFORMADOR DEL PROTOTIPO FINAL. ..................................................... 115

TABLA F.2. DATOS DEL NÚCLEO. ...................................................................................................................... 116

xi

Simbología

Conductividad del material conductor

Constante

Ángulo

dvout/dt Pendiente del voltaje de salida

Frecuencia de amortiguamiento

ε0 Permitividad del gas

εr Permitividad relativa al material de la barrera dieléctrica

Número pi

Constante de tiempo de Rsr y C

e Constante de tiempo de Rsr y Ce

A1 Constante igual al valor del voltaje de cd

A2 Constante

C Capacitor paralelo con el devanado primario

Caux Capacitor externo auxiliar para la medición de potencia

Cd Capacitor cilíndrico formado por el dieléctrico

Ce Capacitor equivalente

Cg Capacitancia del área de descarga en estado activo

Cs Capacitancia equivalente que presenta la LDBD en estado activo

Csr Capacitancia equivalente que presenta la LDBD en estado activo reflejado al devanada

primario

D Ciclo de trabajo

ELp Energía almacenada en el devanada primario

f Frecuencia de conmutación

Fc Factor de cresta

fr Frecuencia de resonancia

H Altura del cilindro o anchura del electrodo

Id Corriente del diodo

ini Corriente instantánea de entrada

Iin Corriente promedio de entrada

ILpmax Corriente máxima en el devanado primario

xii

ci Corriente instantánea del capacitor C

Lpi Corriente instantánea del devanado primario PL

Qi Corriente instantánea del interruptor Q

oi Corriente instantánea de salida

Rsri Corriente instantánea de la resistencia srR

ILP Corriente eficaz en el devanado primario

ILS Corriente eficaz en el devanado primario.

Io Corriente promedio de salida

IO Corriente eficaz de salida

Kg Constante Geométrica

Espesor de la lamina de cobre utilizada para los electrodos

Lp Devanado primario

Ls Devanado secundario

m0 Pendiente de la señal de voltaje de alimentación

Mmax Pendiente máxima de la señal de voltaje de alimentación

Mprom_max Pendiente promedio de la señal de voltaje de alimentación

n Número entero positivo

N Relación de transformación

P0 Potencia de salida

P0_prom Potencia promedio de salida

Pin Potencia de entrada

Pin_prom Potencia promedio de entrada

PU Número de pulsos de resonancia

Q Interruptor

Cauxq Carga almacenada en el capacitor C

R Resistencia eléctrica de los electrodos

r1 Radio menor o el radio del interior de la lámpara

r2 Radio mayor o radio exterior de la lámpara

Rd Resistencia de drenaje a fuente en estado activo para el MOSFET

RS Resistencia equivalente que representa la LDBD en estado activo

Rsr Resistencia equivalente que presenta la LDBD en estado activo reflejado al devanada

xiii

primario

t Tiempo

tfinal Tiempo en el cual se conmuta para el encendido del interruptor

tmax Tiempo en el cual se alcanza el voltaje pico máximo en el devanado primario

toff Tiempo de apagado

ton Tiempo de encendido

Tr Periodo de la frecuencia de resonancia

TC Periodo de la frecuencia de conmutación

tx Tiempo en el cual el voltaje en el devanado primario es cero por primera vez.

Va Voltaje pico de la señal

Cv Voltaje instantáneo del capacitor C

Csrv Voltaje instantáneo del capacitor srC

dsv Voltaje instantáneo drenaje-fuente del interruptor

gsv Voltaje instantáneo compuerta-fuente del interruptor

Lpv Voltaje instantáneo en el inductor primario PL

Rsrv Voltaje instantáneo en la resistencia srR

ov Voltaje instantáneo de salida

CauxV Voltaje promedio del capacitor auxC

VCD Voltaje de entrada de la fuente

vin Voltaje instantáneo de entrada

VLp Voltaje promedio en el devanado primario

VLpmax Voltaje máximo alcanzado en el devanado primario

Vo Voltaje promedio de salida

Vo_max Voltaje de salida máximo

VQ Voltaje en el interruptor

vRsr Voltaje de la resistencia equivalente que presenta la LDBD en estado activo reflejado al

devanada primario

x Número de ciclos de resonancia

rex Número de ciclos de resonancia re-calculado

Xcd Reactancia capacitiva de Cd

xiv

Frecuencia angular

0 Frecuencia de resonancia

d Frecuencia natural de resonancia

r Frecuencia angular resonante

xv

Abreviaturas y acrónimos

CA Corriente Alterna

ACE Amplificador Clase E

CO2 Dióxido de carbono

DBD Descarga de Barrera Dieléctrica

LDBDs Lámparas de descarga de barrera dieléctrica

LFs Lámparas Fluorescentes

PDP Pantalla de plasma (Plasma Display Panel)

PWM Modulación por ancho de pulso (Pulse Width Modulation)

cenidet Diseño de una fuente de alimentación para la producción de luz con base en la DBD

1

Capítulo 1

Antecedentes

En la primera parte de este capítulo se presenta un resumen de la tesis doctoral titulada:

“Análisis y determinación de las características de operación y modelado de lámparas

fluorescentes convencionales, trabajando con descarga de barrera dieléctrica”. Se consideró

incluir esta sección ya que dicho trabajo es la principal referencia para el desarrollo de ésta

tesis; de este modo se espera que el lector tenga a la mano la información más relevante que

precede a este trabajo. La segunda sección presenta cuál es el problema que aborda esta tesis,

el planteamiento de la hipótesis, la justificación, el objetivo general y los objetivos particulares.

Finalmente, se incluye un estudio del estado del estado del arte referente a las topologías de la

fuente de alimentación estudiadas para la selección de la que se empleará.


3

Capitulo 1. Antecedentes

1.1 Antecedentes

a descarga eléctrica es una técnica utilizada en la actualidad en las modernas

fuentes de luz; esto se debe a las ventajas que ésta ofrece sobre la

incandescencia. Las lámparas que trabajan con descarga eléctrica son de las más

eficientes en el uso de energía; además de tener una vida útil más larga, en comparación con

otras fuentes de luz [1].

El proceso de la descarga eléctrica se inicia cuando un flujo de electrones, que pasa a través

de un gas, excita los átomos y moléculas para emitir radiación con el espectro característico de

los e lementos presentes. Normalmente se utilizan dos metales, sodio y mercurio, porque sus

características dan lugar a radiaciones útiles en el espectro de luz visible, a su vez la descarga

que genera el plasma se puede realizar con la ayuda de electrodos internos. Los electrodos

tienen la función de iniciar el proceso liberando electrones cuando circula una corriente a

través de ellos. Cuando los electrodos pierden la capacidad de emitir electrones, el proceso de

generación de plasma no se puede iniciar y la lámpara llega al fin de su vida útil.

Los electrodos son el punto débil de las lámparas de descarga [2], [3], [4], [5], [6]; en [1] se

propone incrementar la vida útil de las mismas eliminando la dependencia que éstas presentan

de los electrodos.

1.1.1. Tipos de descarga

De acuerdo con [1], en la literatura se reporta que la descarga sin electrodos se puede

clasificar según la forma de crear el plasma.

Estas formas de generar el plasma corresponden a diferentes tipos de interacción de los

campos electromagnéticos con el plasma (dado que éstos proveen la energía extra requerida

por los átomos y los electrones). Ésta interacción depende, a su vez, del tipo de acoplamiento

existente entre los campos electromagnéticos y el plasma, produciéndose los tipos de descarga

[7], [8], conocidos como:

descarga inductiva, derivada de un acoplamiento inductivo, que a su vez se basa en la

aplicación de un campo magnético [9], [10].

descarga capacitiva [11], [12] o descarga de barrera dieléctrica (DBD) [13], [14], presente

con un acoplamiento capacitivo que se basa en la aplicación de un campo eléctrico

L

4 Antecedentes

descarga de forma de onda sostenida o de microondas, desarrollada por un acoplamiento

de microondas que se basa en la aplicación tanto de campos eléctricos como magnéticos

[15], [16].

En años recientes, en CENIDET se ha desarrollado una línea de estudio en torno a la

descarga de barrera dieléctrica y sus aplicaciones, enfocadas principalmente a la producción de

luz [1] y de ozono [17] , [18], [19]. De estos estudios se sabe que la DBD es una técnica

interesante y poco estudiada dentro del área de iluminación; por lo que representa la opción

más atractiva de investigación.

1.1.2. Descarga de Barrera Dieléctrica

El principio de funcionamiento de la descarga de barrera dieléctrica, consiste en aplicar

un alto voltaje a un gas estático, evitándose la formación de un arco de descarga por medio de

un dieléctrico; el alto voltaje produce micro-descargas de baja intensidad las cuales generan

radiación ultravioleta. En la figura 1.1, se puede observar la configuración de la descarga de

barrera dieléctrica en una lámpara; en este caso se aplica un alto voltaje entre el cátodo y el

ánodo, el gas contenido dentro de la lámpara es Xenón, y la ampolla de vidrio funge como

dieléctrico.

La DBD se caracteriza principalmente por la presencia de al menos un dieléctrico

ubicado entre sus electrodos, los cuales pueden ser circulares o planos, ver figura 1.2. Como

consecuencia de la presencia del dieléctrico, este tipo de descarga requiere de voltajes alternos

o pulsados para su funcionamiento [1]. Otra función que desempeña el dieléctrico es evitar que

los electrodos se encuentren en contacto con el plasma, y, por tanto, se encuentran libres de la

acción corrosiva a la que están sujetos los electrodos en una descarga en arco, por ejemplo.

La constante dieléctrica y el grosor del dieléctrico, en combinación con la derivada del

voltaje aplicado con respecto del tiempo dv dt , determinan la cantidad de corriente de

desplazamiento que puede pasar a través del dieléctrico(s). Para que fluya corriente en el área

Figura 1.1. Descarga de barrera dieléctrica


5

de descarga el campo eléctrico tiene que ser lo suficientemente elevado para causar el

rompimiento dieléctrico en el gas.

Los materiales usados para el dieléctrico son vidrio, cuarzo, cerámica, o también capas

de polímeros [20]. Dependiendo de la aplicación, la amplitud de la cámara de descarga pueden

variar desde 0.1 mm en pantallas de plasma, 1 mm en generadores de ozono hasta varios

centímetros en láseres de CO2 [9]. El intervalo de frecuencias aplicadas a la DBD varía desde

frecuencias por debajo de la de línea hasta varios gigahertz.

Entre las aplicaciones de la DBD se encuentran: la generación de ozono, la modificación

superficial de polímeros, la excitación de láseres CO2, las lámparas excimer y planon y, más

recientemente, las pantallas planas de plasma de grandes aéreas. En la figura 1.3 se muestra

un esquema en el que se engloban los conceptos básicos en torno a los fenómenos físicos de la

descarga de barrera dieléctrica, a los procesos químicos de la generación del plasma, y algunas

de las principales aplicaciones de la DBD.

Fuente de

AC

Electrodo de alto

voltaje

Barrera

dieléctrica

Cámara de

descarga

Electrodo aterrizado

a) b)

e)d)c)

Figura 1.2. Configuraciones básicas para la descarga de barrera dieléctrica.

6 Antecedentes

Campo

Eléctrico

“Breakdown”

Electrones e

Iones

“Excited

Species”

Reacciones

químicas

Formación

excimerControl de

contaminaciónLaseres CO2

Tratamiento de

superficies

Hidrogenación

de CO2

Generación

de Ozono

Lámparas ExcimerPantallas de plasma

AC

Física de

la

descarga

Química

del

plasma

Figura 1.3. Diagrama esquemático que resume el principio de la descarga de barrera dieléctrica y sus

principales aplicaciones.

1.1.2.1. Tipos de DBD

Existen dos diferentes formas en que se presenta este tipo de descarga; la filamental,

que es la más ampliamente conocida, y la difusa, homogénea o luminiscente [9].

La DBD filamental se caracteriza porque se lleva a cabo por medio de pequeñas

descargas, del orden de los µA, en forma de filamentos, ver figura 1.4. Este tipo de descarga es

ampliamente usada en la generación de ozono, y en el tratamiento de superficies y de gases

[20].


7

Figura 1.4. Fotografía de microdescargas y figura de Lichtenberg obtenida de la emulsión de una placa

fotográfica que sirvió al mismo tiempo de barrera dieléctrica. Cámara de descarga de aire 1mm a presión

atmosférica.

La DBD homogénea o difusa tiene la característica de estar constituida por pocas

descargas aunque de amplitud considerablemente mayor que las generadas en el tipo

filamental, y pueden ser incluso del orden de los ampers. Se puede conseguir este tipo de

descarga con una configuración como la que se muestra en la figura 1.2 c), que incluye dos

dieléctricos. Este tipo de descarga se conoce como luminiscente, ya que produce más energía

luminosa que la filamental; normalmente se emplea en aplicaciones que incluyen la producción

de luz, como en la lámpara Planon o en las lámparas del tipo excimer, entre otras [9].

1.1.3. Selección del tipo de lámpara

Otro punto tratado en [1] es la selección del tipo de lámpara. Se examinó la factibilidad

de colocar los electrodos externamente, y su funcionamiento bajo el principio de la DBD.

Las lámparas de descarga en arco de alta presión se caracterizan por tener dos tubos de

descarga; uno para la descarga y otro exterior para la protección del usuario, por lo que se

consideró que no sería posible su empleo con electrodos externos.

Se encontró que entre los tipos de lámpara en las que se puede implementar la DBD

con electrodos externos, se encuentran las lámparas de vapor de mercurio de baja intensidad

de descarga, comúnmente conocidas como lámparas fluorescentes convencionales (LFs). Por

otro lado, existe una lámpara comercial la cual ya tiene integrada esta tecnología, conocida

comercialmente como Planon y fabricada por Osram. Ante el hecho de que esta última resulta

muy costosa, ya que no se comercializa en México y se tiene que importar bajo las políticas de

OSRAM de México, dentro de las cuales se incluyen volúmenes mínimos de compra, se decidió

solamente utilizar LFs, específicamente lámparas del tipo compacto, circular y lineal.

8 Antecedentes

Adicional a la facilidad de conseguir las LFs, se visualizó la posibilidad de reutilizar las

lámparas fluorescentes de desperdicio y de esta forma comprobar la teoría planteada

originalmente, la cual es alargar la vida útil de las lámparas de descarga si se trabaja sin

electrodos internos.

1.1.4. Influencia de los electrodos externos

Una vez definido el tipo de lámpara que se usaría, el paso siguiente fue saber la

ubicación y geometría de los electrodos externos; los siguientes párrafos resumen el trabajo

hecho en [1] relacionado a este punto. Para la ubicación se consideraron dos opciones, que

éstos se encuentren a lo largo de la periferia de la lámpara o que se ubiquen en los extremos

de ésta. Como resultado de las pruebas de con las diferentes configuraciones de electrodos, se

obtuvo que la mejor opción fue colocar los electrodos en los extremos de las lámparas, esto

tanto para las lámparas lineales como para las circulares.

Para seleccionar las dimensiones de los electrodos se tomó en cuenta que éstos se

encuentran en el camino del flujo principal de la corriente, por lo cual es de esperar que la

potencia que se disipa en ellos, debido a su resistencia eléctrica, afecte directamente a la

eficacia de la lámpara. La ecuación (1.1) calcula la resistencia eléctrica del electrodo.

e

RA

(1.1)

La forma de disminuir las pérdidas en los electrodos es disminuyendo su resistencia

eléctrica, lo cual se puede lograr incrementando el área del electrodo. No obstante, entre

mayor es el área que ocupa el electrodo menor es el área de emisión de luz, por lo cual se

requiere establecer un compromiso entre dichas áreas para poder establecer las dimensiones

más adecuadas.

Cuando los electrodos se colocan en los extremos de la lámpara, tal como se muestra

en la figura 1.5, se forma un capacitor entre el electrodo, el vidrio, que en este caso es el

dieléctrico, y el plasma que se forma en el momento de la descarga. En la figura 1.6 se muestra

un corte transversal del electrodo y la lámpara, se aprecian también tanto el electrodo, que

está en la parte exterior de la figura, como el tubo de vidrio de la lámpara. En la parte interna

del tubo, el plasma (que es un conductor) se genera en el momento de de la descarga, de tal

forma que una buena aproximación del valor de este capacitor se puede calcular por medio de

la ecuación (1.2), [1].


9

0

2

1

ln

rd

hC

r

r

(1.2)

donde 0 es la permitividad del gas, r es la permitividad relativa del material de la barrera

dieléctrica, h es la altura del cilindro o anchura del electrodo, 1r es el radio menor o del interior

de la lámpara y 2r es el radio mayor o exterior de la lámpara. El valor que se obtiene con la

ecuación (1.2) en realidad es sólo una aproximación, ya que r es función de la temperatura.

Figura 1.5. Bosquejo de electrodo aplicado a las lámparas para un electrodo en forma de anillo colocado en

los extremos.

Figura 1.6. Corte transversal del conjunto lámpara-electrodo para un electrodo en forma de anillo colocado

en los extremos.

La reactancia capacitiva de dC , que está relacionada con la impedancia que se presenta

en el flujo principal de la corriente en los electrodos se puede calcular por medio de la ecuación

(1.3), [1].

10 Antecedentes

2

1

2

0

ln1

2 2cd

d r

r

rX

fC f h

(1.3)

Se puede observar en la ecuación (1.3) que, para un tipo de lámpara y frecuencia de

operación f definida, la única variable que se tiene es h . La reactancia varía de forma

inversamente proporcional a la anchura del electrodo, lo cual indica que, a mayor dimensión

del electrodo, menores serán las pérdidas de éste. Sin embargo, dado que los electrodos no son

translucidos, a mayor dimensión del electrodo menor será el área por la cual se permite que la

energía luminosa salga de la lámpara; por esta razón, se debe ser cuidadoso con las

dimensiones de éstos.

1.1.5. Modelado de la lámpara operando con la DBD

Una vez obtenidas las principales características referentes a la lámpara, en [1] se

propone desarrollar una configuración que las incluya y que represente adecuadamente a la

DBD. Se parte de la figura 1.7 en donde se muestra un contenedor de vidrio en cuyas

terminales se colocan los electrodos; en este caso las paredes del contenedor trabajan como un

dieléctrico.

Lámpara

fluorescente

Electrodos

de cobre

Figura 1.7. Configuración básica para una DBD.

En [1] se propone también el modelo de la figura 1.8 a). En este modelo se considera

que la descarga trabaja bajo condiciones de valores de pendiente de voltaje altos. Este régimen

de operación se conoce como DBD luminiscente y está caracterizado por tener valores de alta

intensidad de microdescargas y un número reducido de éstas.


11

La figura 1.8 a) muestra el modelo eléctrico propuesto para la DBD, que está formado

por la capacitancia del área de descarga gC y por el capacitor cilíndrico dC , los cuales están

conectados en serie. En este modelo, cuando se alcanza el encendido, el interruptor se cierra

conectando en serie el capacitor ( )gC P , dC y la resistencia (1/ )SR P , en este caso ( )gC P y

(1/ )SR P son función del valor de la potencia P , quedando por tanto el modelo eléctrico

constituido por tres elementos conectados en serie, dC , ( )gC P y (1/ )SR P como ilustra la

figura 1.8 b).

Es posible simplificar el modelo obtenido calculando un capacitor total equivalente de

dC y ( )gC P . Si se considera que la DBD trabajará con voltajes de pendientes suficientemente

altas, el voltaje 0 ( )v t con el que las descargas inician puede ser considerado cero, lo cual

implica que el interruptor de la figura 1.8 a) siempre estará cerrado. Por lo tanto, el modelo

puede simplificarse al presentando en la figura 1.8 c) sin interruptor. Bajo estas condiciones, el

modelo de la DBD puede simplificarse a un capacitor SC y una resistencia SR conectados en

serie, como se observa en la figura 1.8 c). Sin embargo estos elementos no son constantes

debido a que varían con la potencia promedio entregada por las microdescargas 0P . Pero si el

punto de operación, que es la potencia, se mantiene constante, la consideración es válida.

Cd

Cd

Cg

RS(1/P)

RS(1/P)

Cg(P)

Cg(P)

RS(1/P)

Cs(P)

a) b) c)

v0(~)v0(~) v0(~)

Figura 1.8. Simplificación de modelo, a) modelo original, b) modelo de la descarga instantánea, c) modelo

simplificado.

1.1.6. Efecto de la pendiente de la forma de onda

Las consideraciones del modelo anterior, propuesto en [1], sugieren que se necesita

trabajar con pendientes de voltaje muy elevadas, para lo cual será necesaria una fuente de

alimentación de alto voltaje. La selección de la forma de onda óptima que esta fuente debe

entregar a la carga se obtuvo del análisis presentado en [21]. En tal estudio se encontró que la

12 Antecedentes

pendiente de la forma de onda de la señal aplicada en una DBD es el factor medular en la

transferencia de energía en dicha descarga. Para conseguir dicho propósito en [21], se analizó

el comportamiento de la pendiente de las siguientes formas de onda:

Sinusoidal.

Pulsos sinusoidales positivos.

Trapezoidal (Cuadrada Práctica).

Triangular.

Exponencial.

El parámetro que diferencia el comportamiento de la pendiente de cada forma de onda

es el factor de cresta, el cual es la relación entre el valor pico de la pendiente (pendiente

máxima) y el promedio de la pendiente positiva como se muestra en la ecuación (1.4).

max

.

C

prom pos

MF

M

(1.4)

El promedio de pendiente positiva se refiere a omitir el intervalo de tiempo donde se

tiene pendiente negativa, ya que se sabe que las microdescargas en la DBD ocurren en la

pendiente positiva de la forma de onda aplicada. Los resultados obtenidos en [21] se resumen

en la tabla 1.1.

Tabla 1.1. Resumen de los factores de pendiente para las formas de onda analizadas en [21].

Forma de onda Factor de cresta

Sinusoidales 3.1416

Pulsos sinusoidales positivos 125.67; n=20 (2πn)

Cuadrada practica (trapezoidal) 200*

Triangular 2

Exponencial 10.52*

Asi, en [1] se propone trabajar con la forma de onda de pulsos sinusoidales positivos.

Esta forma de onda tiene como principal característica el ser unipolar. Está formada por el

semiciclo positivo de una señal sinusoidal que tiene una frecuencia de resonancia rf , y que se


13

repite a una frecuencia f , existiendo un periodo de tiempo en el cual no se tiene señal, de tal

forma que rf nf . Donde n es un número positivo. Esta forma de onda se muestra en la

figura 1.9.

Figura 1.9. a) Pulsos cortos, b) Forma de onda de la pendiente.

1.1.6.1. Factor de cresta

El factor de cresta para la forma de onda de pulsos positivos sinusoidales es una función

lineal que está expresada por la ecuación (1.5) y su comportamiento se puede observar en la

figura 1.10 [1].

max

. .

22r a

C

prom pos r a

M f V nF n

M f V

(1.5)

14 Antecedentes

Figura 1.10. Comportamiento del factor de cresta en una señal sinusoidal en función de n.

1.1.7. La fuente de alimentación

Para la selección del circuito que pudiera cumplir con los requerimientos de entregar

pulsos unipolares de alto voltaje y frecuencia elevada, se analizó la literatura referente a los

circuitos conocidos como ignitores, los cuales son muy usados dentro de la alimentación de

lámparas de descarga. La topología seleccionada resulta ser una variante del amplificador clase

E, ver figura 1.11. Este esquema ya ha sido propuesto por otros autores [22]. Sin embargo, en

ningún caso se ha empleado para la alimentación de LDBD y se busca hacer uso del efecto de

resonancia.

Figura 1.11. Circuito esquemático del sistema de alimentación.

Esta fuente trabaja por medio de pulsos unipolares de corta duración, aprovechando de

esta manera principalmente el dv/dt proporcionado por el flanco de subida del pulso, logrando

con esto hacer más eficiente la descarga.

Partiendo del análisis del circuito realizado en [22] y adaptándolo al modelo propuesto

de la lámpara se obtiene una metodología de diseño de la fuente de alimentación; esta

metodología permite calcular los elementos de la fuente a partir de unas pocas


15

especificaciones derivadas del modelo de la lámpara para tener conmutación a voltaje y

pendiente cero.

1.1.8. Conclusiones

Las conclusiones generales del trabajo realizado en [1] se presentan a continuación. Se

trabajó con el circuito de alimentación basado en pulsos de voltaje de corta duración, en esta

ocasión funcionando en una zona diferente de operación, lográndose una mejor transferencia

de energía a la lámpara y, sobre todo, una mejora en la conversión de energía lumínica. En este

punto se considera que se ha logrado una buena eficacia de la lámpara, pero también se

considera que se requiere incrementar la eficiencia de la fuente de alimentación. Si se mejora

la eficiencia de la fuente de alimentación por medio de un diseño optimizado del

transformador se podrá proponer el nicho de aplicación de estas lámparas, ya que la misma

naturaleza de las DBDs no permite conseguir potencias altas, al menos no con la configuración

que se tiene. Con un nicho de aplicación bien definido se podrá plantear de manera completa la

factibilidad de la reutilización de las lámparas fluorescentes.

1.2. Planteamiento del problema

Del sistema de alimentación que se reportó en [1] se concluye que, aunque se logró una

buena eficacia en la lámpara, se requiere mayor eficiencia del sistema de alimentación. Esto se

debe a que el sistema de alimentación propuesto no cuenta con algún elemento que impida el

regreso de energía a la fuente ni tampoco alguna red de recuperación de energía. Por esta

razón, será necesario desarrollar e implementar un sistema de alimentación que proporcione

una alta eficiencia, y que al igual que en [1], se base en formas de onda pulsantes.

Adicionalmente, se explotará la posibilidad que el sistema resultante sea de costo bajo, y con

un mínimo número de elementos.

1.3. Hipótesis

Al diseñar una fuente de alimentación para lámparas fluorescentes, basada en una variante

del amplificador clase E y ponérsele un diodo a la entrada del voltaje de cd, se evitará el regreso

de energía a la fuente; y de esta forma se espera obtener una alta eficiencia de la fuente de

alimentación.

1.4. Justificación

Implementar un sistema de iluminación eficiente para su aplicación en lámparas

fluorescentes con electros externos, representaría un avance significativo dentro de los

16 Objetivos

sistemas de alimentación para lámparas fluorescentes y un desarrollo atractivo para las

lámparas de DBD. Adicionalmente con la implementación de un sistema de iluminación como

éste, se haría posible la reutilización de lámparas fluorescentes, logrando con así contribuir a

reducir la contaminación por mercurio (que es el gas contenido en las lámparas fluorescentes),

ya que es un gran contaminante de ríos y mares.

1.5. Objetivos

1.5.1. Objetivo general

Desarrollar una fuente de alimentación para lámparas fluorescentes, operando bajo el

principio de la descarga de barrera dieléctrica, que alimente a la lámpara con formas de onda

pulsantes. Se buscará que esta fuente de alimentación sea más eficiente, con respecto a las

topologías similares encontradas en la literatura, y, que tenga un número reducido de

componentes.

1.5.2. Objetivos particulares

Los objetivos particulares planteados son:

Estudio de la topología a estudiar para el diseño de la fuente de alimentación.

Desarrollo de la metodología de diseño

Caracterización de la lámpara

Implementación del sistema

Análisis de la fuente de alimentación propuesta

1.6. Estado del arte

Hasta la fecha en la que se redacta esta tesis, existe un solo modelo comercial de

lámpara que trabaja bajo el principio de la DBD [23]. Una de las principales ventajas de este

tipo de lámparas es el incremento sustancial en su vida útil, comparada con el resto de las

lámparas comerciales existentes. Otra característica importante es que no utilizan mercurio

como gas de relleno; lo cual resulta por demás benéfico, ya que este metal es unos de los

principales contaminantes de ríos y mares [24].

A partir de lo anterior, la revisión del estado del arte se enfoca en las características

básicas de la fuente de alimentación para hacer funcionar una LF con electrodos externos, bajo

el principio de la DBD. Tales características son:


17

Forma de onda entregada a la carga sinusoidal, cuasi-sinusoidal o pulso.

Como consecuencia de la presencia del dieléctrico este tipo de descarga requiere de

voltajes alternos o pulsados para su funcionamiento [9].

Conmutación a alta frecuencia. La intensidad de la descarga de barrera

dieléctrica depende directamente de la pendiente del voltaje aplicado a la carga

[21]. Lograr una pendiente alta depende principalmente de dos variables: el voltaje

pico alcanzado y de la frecuencia de la señal; por esta razón, se prefiere que la

fuente de alimentación pueda conmutar a altas frecuencias.

Alta eficiencia. Se busca aumentar la eficiencia de la fuente de

alimentación reportada en [1], lo que permitirá trabajar a potencias superiores a los

15 W.

La información recopilada se obtuvo de bases de datos reconocidas, como la IEEE. La

búsqueda se orientó a generadores de ozono considerando que éstos son la primera y una de

las principales aplicaciones de la DBD; fuentes de alimentación para pantallas de plasma, que

también trabajan bajo principio de la DBD, y fuentes de alimentación con circuito de

recuperación de energía. Este último punto surgió porque el principal problema del sistema de

alimentación reportado en [1] es precisamente que, al no tener un circuito de recuperación de

energía, ésta tiende a regresarse a la fuente sin haber sido aprovechada por la carga.

Del análisis de estos documentos se pueden hacer los siguientes comentarios. En lo

referente a la frecuencia de conmutación a la que trabajan las fuentes de alimentación, la

mayoría trabaja a frecuencias medias [17], [19], [25], [26], [27], [28], [29] y altas [1], [30], [31],

[32], o en su defecto sus interruptores tienen la capacidad de conmutar a frecuencias mayores

a las usadas en esa aplicación. Por ejemplo, se puede apreciar en la figura 1.12 una variante del

amplificador clase E en el que se usa un MOSFET como interruptor. En conclusión, la frecuencia

de alimentación no es un dato crítico que pudiera limitarnos en la selección de la topología.

Figura 1.12. Amplificador Clase E con un MOSFET como interruptor; topología propuesta por [1].

18 Estado del arte

La forma de onda pulsante o CA es también una característica que no fue limitante para

las fuentes de las referencias consultadas [1], [17], [19], [28]; se observó que las fuentes que

trabajan con formas de onda diferentes a las requeridas fueron las que alimentan a las

pantallas de plasma [27], [29], [30], [32].

Se encontró una limitante al tratar de evaluar el desempeño de las fuentes de

alimentación con respecto a su eficiencia; porque la mayoría de ellas no incluyen esa

información. Las referencias en las sí sé incluye este dato fueron la [27] que reporta una

eficiencia del 95%, la [19] en la cual es de 88%, la [28] que es de 91% y en [1] que tuvo una

eficiencia del 56.9%.

Se hicieron otras observaciones que se consideran relevantes para la selección de la

topología de la fuente de alimentación que se usará. Las topologías típicas empleadas tanto en

los generadores de ozono como en las fuentes de alimentación para pantallas de plasma son

inversores puente completo [25], [29], [30], [31], [32], [33], lo que implica la presencia de

varios dispositivos semiconductores como interruptores y diodos, como se observa en las

figuras 1.13, 1.14 y 1.15.

Figura 1.13. Inversor puente completo, topología propuesta por [25].

Figura 1.14. Inversor puente completo, topología propuesta por [31]


19

Figura 1.15. Inversor puente completo, topologia propuesta por [29]

Otra de las topologías empleadas para los generadores de ozono es el amplificador

Clase E [19], [18], esta topología es una de las más sencilla de entre las que se estudiaron, la

figura 1.16. muestra el esquema del amplificador clase E.

Figura 1.16. Amplificador Clase E topología propuesta por [19]

Una variante del Amplificador Clase E en la que se incluye un diodo en serie con la

fuente de alimentación se presenta [28] y es empleada en un generador de ozono. En este

trabajo se reporta una de las eficiencias más altas de entre las referencias consultadas. No

obstante a que esta topología presenta una etapa de rectificación y filtrado, la estructura

básica se compone de pocos elementos.

Figura 1.17. Topología propuesta por [28]

Cf Cp Rp

Lg

LfLe

T1

M1 Ce

Celda generadora

de ozono

+

-Vcc

20 Estado del arte

Se observó que las fuentes de alimentación para pantallas de plasma recurren al uso de

una [30], o dos [27], [32] ramas de circuitos de recuperación de energía ERC (Energy Recovery

Circuit), esto se debe a las pérdidas de energía ocasionadas por el comportamiento capacitivo

de la pantalla de plasma; así como a las pérdidas por interferencias electromagnéticas [32]. Sin

embargo, con esto se aumenta tanto el tamaño como el costo final del prototipo, lo cual

representa una característica poco deseada si pensamos en que estamos eligiendo un sistema

de alimentación para una lámpara. Las figuras 1.16 y 1.17 muestran dos topologías en la que se

incluyen dos ramas de ERC.

Figura 1.18. Inversor puente completo con dos ramas de ERC propuesta por [27]

Figura 1.19. Inversor puente completo con dos ramas de ERC propuesta por [32].

La topología mas recurrida de ERC es la propuesta por Weber [34], o en su defecto un

variante de esa misma topología.


21

1.6.1. Conclusiones generales del estado del arte

Se considera que la frecuencia conmutación no es un factor limitante la selección de la

topología; por que como se dijo anteriormente, todas las topologías tienen dispositivos de

conmutación que manejan amplios intervalos de frecuencia.

Con el parámetro de eficiencia se tiene el problema de que es un dato omitido en la

mayoría de las referencias consultadas, por lo cual resultaría desatinado considerarlo como un

parámetro decisivo en la selección de la topología.

Así, tenemos que el factor limitante para la selección de la topología es la forma de

onda entregada a la carga, porque es justamente la forma de onda pulsante la que genera las

microdescargas que producen luz en la lámpara [9].

Con la finalidad de resumir las características de la revisión de los artículos del estado

del arte, se presenta la tabla A.1. en el anexo A.

1.7. Propuesta de solución

Con base en las conclusiones del estado del arte, se propone el diseño e

implementación de una fuente de alimentación para lámparas fluorescentes, basada en formas

de onda pulsante; la cual tendrá como base la topología usada en [1], que es una variante del

amplificador clase E, al que se le agregará un diodo en serie con la fuente de alimentación,

como se empleo en [28], evitando así el regreso de energía a la fuente.

La topología seleccionada ofrece la ventaja de tener una estructura más sencilla ya que

el número de elementos que la componen es considerablemente menor comparada con las

otras fuentes de alimentación consultadas en el estado del arte [25], [30], [31], [33]. De igual

forma reúne las características básicas de frecuencia de conmutación y la forma de onda que

entrega a la carga. Cabe señalar que sólo cuenta con un elemento magnético, a diferencia de la

mayoría de las fuentes presentadas en el estado del arte.

Se espera tener alta eficiencia en la fuente de alimentación con el diodo D (ver figura

1.20); el cual tiene la función de evitar el regreso de energía a la fuente sin la necesidad de usar

complejos circuitos de recuperación de energía.

22 Propuesta de solución

D

C LP

CS

RS

Q

Rd

LS

PULSO

Lámpara DBD

VCD

N

Figura 1.20. Topología propuesta.


23

Capitulo 2

Capítulo 2

Análisis de la topología seleccionada y

desarrollo de la metodología de

diseño

Este capítulo presenta la descripción de la topología seleccionada para la alimentación

de la lámpara fluorescente con electrodos externos. Se muestra el análisis matemático

desarrollado para esta topología. De igual forma se incluyó el desarrollo de la metodología de

diseño; con un apartado en el que se explica su funcionamiento y algunas recomendaciones

para diseños futuros.

24 Capitulo 2


25

Capitulo 2. Análisis de la topología seleccionada y desarrollo de la

metodología de diseño

2.1. Amplificador clase E con un inductor y un capacitor en la red de

carga

a topología seleccionada para alimentar a la lámpara fluorescente con electrodos

externos, es una variante del ACE (Amplificador Clase E). Esta versión del clase E

fue presentada por Sokal, y su principal ventaja es la sencillez, debido a que el

número de componentes es mínimo. Su operación y análisis se basa en los principios del ACE,

por lo que se le considera como una variante simplificada de la topología básica. La mayor

desventaja de esta topología es que la forma de onda del voltaje alimentado a la carga es una

señal de voltaje asimétrica [22].

Éste circuito es apropiado para aplicaciones en donde el contenido armónico y ruido de

modulación de fase no son factores importantes, por ejemplo donde es necesario proporcionar

energía para calentamiento, generación de sparks, arcos, plasma o como control de entrada de

una etapa de alta potencia.

No obstante su sencillez, el análisis del ACE con un solo inductor y un solo capacitor en la

red de carga es complejo, debido a que todos los parámetros están interrelacionados, por lo

que obtener una combinación perfecta es casi imposible. Esta circunstancia complica el análisis

e impide la obtención de soluciones analíticas, por lo que es común el uso de métodos

numéricos para solucionar los problemas.

En la figura 2.1 se muestra un diagrama del ACE con un solo transformador y un capacitor

en la red de carga; se puede apreciar la sencillez del circuito.

L

26 Amplificador clase E con un inductor y un capacitor en la red de carga

C

Lp

Cs

RS

Q

Rd

Ls

PULSO

Lámpara DBD

VCD

N

.

.

Figura 2.1. Amplificador Clase E con transformador y un capacitor en la red de carga.

2.1.1. Acerca de la topología seleccionada

Se explicó en el capítulo 1 que, para lograr que la fuente de alimentación aumente su

eficiencia con respecto a lo reportado en [1], en este trabajo se agregará un diodo en la salida

de la fuente de CD, con el cual se obligará a que toda la energía entregada por la fuente sea

aprovechada por la carga [28].

Como consecuencia de la adición del diodo D surgió la necesidad de reubicar el

capacitor C como se muestra en la figura 2.2 a). Esta reubicación evita que se dañe el

interruptor Q al permitir la descarga del capacitor C a través del devanado PL , como se

observa en la figura 2.2 a). De no ser así, este capacitor estaría permanentemente cargado

como se observa en la figura 2.2 b), provocando encendidos y apagados duros en el interruptor

e inclusive la destrucción del mismo.


27

DC Lp

Cs

Rs

Q

Rd

Ls

PULSO

Lámpara DBD

VCD

N.

.

D

C

Lp

Cs

RS

Q

Rd

Ls

PULSO

Lámpara DBD

VCD

N.

.

a) b)

Figura 2.2. a) Topología propuesta, b) Topología sin el cambio del capacitor C.

Con estas modificaciones la topología seleccionada quedó como se aprecia en la figura

2.3.

D

C Lp

Cs

Rs

Q

Rd

Ls

PULSO

Lámpara DBD

VCD

N

Figura 2.3. Topología propuesta.

Es importante aclarar que de acuerdo al análisis realizado en [22], si el circuito está bien

sintonizado y cuenta con un solo pulso, el diodo es innecesario. Sin embargo, esta situación se

da sólo para un punto de operación, el cual es imposible de alcanzar en la vida real; por lo

tanto, al desintonizarse el circuito, el diodo en serie impide el retorno de energía hacia la

fuente por lo que se aplican varios pulsos de voltaje a la carga en lugar de sólo uno. El análisis

del circuito bajo estas condiciones no se ha reportado en la literatura por lo que se procedió a

efectuarlo bajo premisas diferentes a las que se indican en la referencia [22].


2.1.1.1. Simulación

Puesto que el circuito de la figura 2.3 trabaja bajo condiciones diferentes a las

expuestas en [22], es necesario partir desde cero en el análisis del mismo; por tal razón, el

primer paso fue obtener las formas de onda características, para tal fin se partió de los datos

presentados en [1] y se realizó una simulación en Spice con lo cual se obtuvieron las formas de

onda esperadas; los datos se tomaron del ejemplo 3; y se pueden ver en la tabla 2.1

Tabla 2.1. Parámetros de diseño para la simulación de la nueva topología.

Parámetro Valor Unidad

VCD 129.9 V

F 1 MHz

D 0.5 -

PO 5 W

Rs 3.5 kΩ

En donde CDV es el voltaje de alimentación, f es la frecuencia de conmutación, D es

el ciclo de trabajo, OP la potencia de salida y SR es la resistencia del modelo de la lámpara.

Con la simulación se obtuvieron las formas de onda características de la topología

propuesta, las cuales sirvieron de base para el análisis matemático de la propuesta. Se debe

señalar que las siguientes figuras nos presentan valores numéricos, porque el objetivo de éstas

es mostrar únicamente la forma de onda de voltaje y corriente en los componentes del circuito.

Las formas de onda de los voltajes obtenidos en la simulación se muestran enseguida.

La figura 2.4 a) muestra el voltaje de control en la compuerta. En la figura 2.4 b) se aprecia el

voltaje en el devanado primario el cual, como se puede observar, se carga y se mantiene al

mismo nivel del voltaje de alimentación durante todo el tiempo de encendido. El voltaje en el

interruptor Q se muestra en la figura 2.4 c); es posible observar la conmutación a cero voltaje

de Q tanto en el apagado como en el encendido. El voltaje en la carga se muestra en la figura

2.4 d).

En la figura 2.5 a) se observa el voltaje de control de la compuerta, en ella se pueden

identificar los dos estados de operación del interruptor. La figura 2.5 b) muestra la corriente del

capacitor. En la figura 2.5 c) se observa la corriente en el devanado primario; durante el

encendido ésta corriente es la misma que la corriente del interruptor, la cual se muestra en la

figura 2.5 d). En la figura 2.5 e) se aprecia la corriente en la carga, que al estar conectada


29

directamente con el devanado secundario es un reflejo de la corriente del devanado primario,

afectada por la relación de transformación y por la polaridad.

Figura 2.4. Formas de onda de voltaje de la topología propuesta.

Figura 2.5. Formas de onda corriente de la topología propuesta.

2.1.1.2. Análisis de la topología seleccionada

Para el análisis del circuito se estudiará a continuación la respuesta del mismo en sus

dos estados: cuando Q está cerrado, es decir en el encendido; y cuando Q está abierto, es decir

en el apagado. Para este análisis se tomaron las siguientes simplificaciones:


1. El interruptor se comporta como un cortocircuito durante el estado de

encendido (( ) 0d onR ).

2. El interruptor se comporta como un circuito abierto cuando está abierto.

2.1.1.2.1. Estado de encendido (Q cerrado)

En la figura 2.6 se observa el circuito equivalente para el estado de encendido; en

donde CDV es el voltaje de alimentación, D es el diodo, C capacitor paralelo con el devanado

primario, PL es el devanado primario, SL es el devanado secundario, N es la relación de

transformación, SR es la resistencia del modelo de la lámpara y SC es el capacitor del modelo

de la lámpara.

A partir de este diagrama es posible obtener, las expresiones para el cálculo de la

corriente en el devanado PL y el voltaje en el capacitor C . Estas expresiones son la (2.1) y la

(2.2) respectivamente.

VCD D

C Lp

Cs

RsLs

N

Figura 2.6. Circuito equivalente en el estado encendido.

P

p

L ENC

L

p

v ti

L

(2.1)

PL CDv V

(2.2)

Estos valores representan la corriente y el voltaje pico que alcanzan estos componentes

durante el estado de encendido.

2.1.1.2.2. Estado de apagado (Q abierto)

La figura 2.7 muestra el circuito equivalente para el estado de apagado; por cuestiones

de sencillez este diagrama se simplificó reflejando hacia el primario los componentes

conectados al secundario. Durante este estado ocurre un efecto de resonancia entre los

componentes C, Lp, Csr y Rsr; generándose un pico de alto voltaje en la carga como se aprecia en

la figura 2.4


31

C

ic iLp iRsr

Rsr

Csr

Lp

Figura 2.7. Circuito equivalente en el estado de apagado.

Analizando la figura anterior, con la ayuda de la primera ley de Kirchhoff que dice: “la

suma de las corrientes entrantes a un nodo son iguales a la suma de las corrientes salientes”; se

puede determinar la corriente de la bobina con la siguiente expresión:

( ) ( ) ( )Lp Rsr Ci t i t i t

(2.3)

Se desarrollan las expresiones de corriente para cada término de la ecuación (2.3), se

obtiene la ecuación (2.4)

( )1

( ) ( ) 'RsrLp C

p sr

v tv t dt Cv t

L R

(2.4)

Esta expresión contiene 3 variables ( )Lpv t , ( )Rsrv t , ( )Cv t ; se requiere encontrar una

ecuación que dependa sólo de una variable.

Según la ley de voltajes de Kirchhoff la tensión en la resistencia Rsr es

( ) ( ) ( )Rsr Lp Csrv t v t v t

(2.5)

En donde

1( ) ( )

srC Rsr

sr

v t i t dtC

(2.6)

Por otro lado, de (2.3) se puede conocer el valor de ( )Rsri t


1( ) ( ) ( ) '

pRsr L C

p

i t v t dt Cv tL

(2.7)

Sustituyendo (2.6) y (2.7) en (2.5), encontramos una expresión integro-diferencial

para ( )Rsrv t

1 1( ) ( ) ( ) ( ) 'Rsr Lp Lp C

sr p

v t v t v t dt Cv t dtC L

(2.8)

El voltaje ( )Cv t se puede expresar también como ( )Lpv t , ya que PL y C están

conectados en paralelo; así, la expresión (2.8) queda como

1 1( ) ( ) ( ) ( ) 'Rsr Lp Lp Lp

sr p

v t v t v t dt Cv t dtC L

(2.9)

Sustituyendo (2.9) en (2.4) y derivando encontramos que

1 1

( ) ( ) ' ( ) ( ) ' ( ) ''P

P P P

L

Lp L L L

P sr P sr sr sr sr

v Ct v t v t dt v t Cv t

L R L C R R C

(2.10)

Ordenando la ecuación (2.10) y aplicando la segunda derivada

( ) '' ( ) ' ( )

( ) ''' 1 0P P P

P

L L L

L

sr sr P P sr sr

v t v t v tCCv t

C R L L C R

(2.11)

Dividiendo (2.11) entre C, se encuentran una ecuación diferencial que describe el

comportamiento de ( )Lpv t

( ) '1 1

( ) ''' ( ) '' ( ) 0P

P P p

LsrL L L

sr sr P P sr sr

v tC Cv t v t v t

R C C L C L C CR

(2.12)

Se define que


33

sr

sr

CCCe

C C

(2.13)

e sr eR C

(2.14)

sr srR C

(2.15)

1

r

PL C

(2.16)

La ecuación (2.12) queda como

2

21( ) ''' ( ) '' ( ) ' ( ) 0r

Lp Lp r Lp Lp

e

v t v t v t v t

(2.17)

La expresión (2.13) deja ver que la relación que existe entre los capacitores C y srC

tiene la forma de dos capacitores conectados en serie. Es posible observar que a medida que la

diferencia entre estos sea mayor, la influencia de srC sobre C será menor al punto de llegar a

ser despreciable; siempre y cuando srC C . Debemos recordar que el capacitor srC es el

capacitor SC reflejado hacia el primario; por lo cual el valor de srC estará afectado siempre por

el valor de la relación de transformación al cuadrado, es decir:

2

sr SC N C (2.18)

Considerando entonces que srC C podemos despreciar el valor de SC y desarrollar

un análisis con solo 3 elementos en la red resonante, como se muestra en la figura 2.8.

C Rsr

LP

Figura 2.8. Circuito equivalente en el apagado, sin el capacitor Csr.

2.2. Desarrollo de la metodología de diseño

Para el desarrollo de la metodología de diseño, se consulto el trabajo presentado en

[28]. En esta tesis se presenta dos metodologías de diseño, en ambas se requiere un proceso

34 Desarrollo de la metodología de diseño

iterativo para obtener el cálculo de las variables deseadas. Ambos procedimientos mostraron

resultados satisfactorios.

Se considera que los cálculos que se exhiben en [28] como metodología de diseño 1

pueden ser adaptados para los fines de esta tesis. Se presenta el siguiente análisis tomando

como base el análisis presentado en [28]. Aquí se considerará a la frecuencia de conmutación y

al ciclo de trabajo como datos de diseño.

Este análisis se basa en la respuesta subamortiguada de una red RLC paralelo. Esta

respuesta es bien conocida y su ecuación característica es

1 2( ) ( cos )t

Lp d dv t e A t A sen t

(2.19)

En donde se define 0 como

0

1

PL C

(2.20)

El coeficiente de amortiguamiento α como

1

2 srR C

(2.21)

y la frecuencia amortiguada

2 2

0d

(2.22)

Para desarrollar el procedimiento de diseño es necesario hacer algunas definiciones

importantes que se usarán de aquí en adelante, las cuales se enlistan a continuación y se

muestran en la figura 2.9 [28]:

A. LpV : Es el voltaje inicial con el que se inician las resonancias.

B. xt : tiempo en el que la respuesta se hace cero por primera vez.

C. rT : Periodo de las resonancias se define como 2

r

d

T

D. Envolvente exponencial: Es la curva tangencial que toca los puntos máximos de la

respuesta subamortiguada, la formula es: 2 2

1 2( ) tv t e A A


35

E. Voltaje final: Representa el voltaje al que se conmuta para el encendido. Este valor

debe ser aproximadamente igual a CDV , ya que de lo contrario la corriente y el voltaje

en la conmutación no serán cero.

F. offt : Tiempo de apagado, en el cual se presentan las resonancias.

G. maxLpV : Voltaje máximo que se alcanza en el devanado primario.

Para el desarrollo del análisis, se parte de que consideraremos a la frecuencia de

conmutación f , los coeficientes 1A

y 2A de la ecuación característica de la respuesta

subamortiguada, la relación de transformación N y el valor de la resistencia del modelo de

lámpara SR como parámetros conocidos; es decir: datos de diseño.

2.2.1. Tiempo tx

Se desea conocer el instante en el que ( )Lpv t es cero. Sustituyendo ( ) 0Lpv t , xt t en

(2.19) tenemos

1 2[ cos ] 0t

d x d xe A t A sen t (2.23)

Agrupando senos y cosenos de un lado y del otro los exponenciales

G

E A

B C

D

F

Figura 2.9. Definición de algunos puntos de la respuesta subamortiguada.


1

2

cos t

d x

t

d x

A t e

A sen t e

(2.24)

1

2

cos1d x

d x

A t

A sen t

(2.25)

Aplicando la identidad de la tangente tenemos

1

2

tan d x

At

A

(2.26)

Despejando xt de (2.26); obtenemos la expresión (2.27) con la cual podemos conocer el

tiempo en el cual Lpv es cero

1 1

2

tan

x

d

A

At

(2.27)

2.2.2. Número de ciclos x

En esta metodología de diseño se pretende manipular el número de ciclos que se

presentan durante el tiempo de apagado, al cual llamaremos x . Podemos definir entonces que

[28]:

off x rt t xT (2.28)

Se desea que la conmutación en el encendido ocurra cuando ( )Lp CDv t V , asegurando

así que no se presenten picos de corriente en el encendido. Para que esto ocurra será necesario

conmutar antes de completar el último ciclo de resonancia.

Para determinar el valor de x ; definiremos otra variable a la que llamaremos UP ; esta

variable representa el número de semiciclos negativos de ( )Lpv t , la cual estableceremos como

dato de diseño y en todo momento será un número entero. Así pues, podemos calcular el valor

x en función UP como se muestra en la formula (2.10) [28]:


37

0.25Ux P (2.29)

Este valor considera que la conmutación ocurra siempre en el mismo punto,

independientemente del número de pulsos de resonancia que se proponga. La figura 2.10 muestra

la respuesta de ( )Lpv t con diferente número pulsos de resonancia y el punto en el cual se pretende

que ocurra la conmutación. Más adelante, con el cálculo de algunas otras variables, se propone

recalcular este valor y así obtener más precisión del punto de conmutación.

2.2.3. Periodo Tr

Se puede conocer el valor de Tr si sustituimos (2.27) en (2.28) y hacemos

2d

rT

[28]

1 1

2

tan

2

r

off r

AT

At xT

(2.30)

Despejando rT

0

a) Tiempo

Vo

lta

je

0

b) Tiempo

0

c)

Tiempo

0

Tiempo

0

e) Tiempo

0

f) Tiempo

Vo

lta

je

Vo

lta

je

Vo

lta

je

Vo

lta

je

Vo

lta

je

2 pulsos 1 pulsos 3 pulsos

9 pulsos 6 pulsos 12 pulsos

0.75 ciclos 2.75 ciclos 1.75 ciclos

5.75 ciclos 8.75 ciclos 11.75 ciclos

d)

Figura 2.10. Comportamiento de VLP ante diferentes números de pulsos de resonancia.


1 1

2

tan

2

off

r

tT

A

Ax

(2.31)

Obtenemos el valor rT en función de valores previamente conocidos

2.2.4. Constante de amortiguamiento α

Esta constante puede ser despejada de la expresión (2.19). Evaluando (2.19) en 0t ,

encontramos que 1(0)Lpv A ; es decir el valor inicial de ( )Lpv t en el apagado. Ahora, para

calcular el valor de , sustituimos 1(0)Lpv A y offt t en (2.19); ya que es en el tiempo de

apagado donde suceden las resonancias, para las cuales se calcula la constante de

amortiguamiento y, como se mencionó, 1A presenta el valor inicial de ( )Lpv t en el apagado.

Así, nos queda la expresión (2.32) [28]

1 1 2cosofft

d off d offA e A t A sen t

(2.32)

1

1 2cos

offt

d off d off

Ae

A t A sen t

(2.33)

despejando encontramos que:

1 2

1

cosln

d off d off

off

A t A sen t

A

t

(2.34)

2.2.5. Tiempo tmax

Se refiere al tiempo en el que ( )Lpv t alcanza su valor máximo; esto es, el primer punto

en el que la derivada de ( )Lpv t es cero. Para determinar entonces maxt , hacemos homogénea la

expresión (2.19) y agrupamos los términos semejantes [28]

2 1 1 2( )cos ( )t t

d d d de A A t e A A sen t

(2.35)


39

2 1

1 2

( )

( ) cos

d d

d d

A A sen t

A A t

(2.36)

Se puede reescribir (2.36) utilizando la identidad trigonométrica de la tangente como

sigue

2 1

1 2

( )tan

( )

dd

d

A At

A A

(2.37)

Ahora, si definimos a como

2 1

1 2

( )

( )

d

d

A A

A A

(2.38)

Y además hacemos que

maxt t

(2.39)

Obtenemos la expresión (2.40) con la que calculamos el tiempo en el cual se presenta el

valor máximo de ( )Lpv t , siempre que se cumpla que 0

1

max

tan

d

t

(2.40)

Existe una consideración que debe hacerse en el cálculo de maxt , cuando el valor de

0 , se debe completar el ángulo calculado como 1tan ( ) ; así, la expresión (2.40) queda

como [28]

1

max

tan

d

t

(2.41)

La expresión (2.40) se puede usar para calcular otros puntos de ( )Lpv t , por ejemplo,

calcular con precisión el tiempo en el que ocurre la conmutación para el encendido; a este

tiempo lo llamaremos finalt . Para obtener este valor debemos considerar el número de pulsos

de resonancia UP , así aseguramos ubicarnos en la última cresta de ( )Lpv t , que es donde ocurre

la conmutación para el encendido. Así, calculamos finalt como [28]


1tanfinal

d

t

(2.42)

En donde:

o 2 UP , cuando 0

o (2 1)UP , cuando 0

Para obtener el valor de ( )Lpv t en el cual ocurre la conmutación, se evalúa (2.19) con

finalt t

1 2cosfinalt

Lpfinal d final d finalv e A t A sen t

(2.43)

Debemos recordar que el valor de x es un valor propuesto, y ahora con el cálculo de

finalt podemos calcular x con más precisión con la siguiente fórmula

final x

re

r

t tx

T

(2.44)

Este valor nos permite tener cálculos más precisos, por lo que se propone recalcular las

variables T , d , xt , y , usando ahora el valor de rex . Una vez obtenidos los nuevos valores de

T , d y xt se continua el análisis con el cálculo de C [28].

2.2.6. Capacitor C

De (2.21) se puede despejar el valor de C como sigue

1

2 s

CR

(2.45)

2.2.7. Inductancia primaria LP

Si sabemos que

2 2

r d

d r

TT

(2.46)

De (2.46) y de (2.34) se puede conocer 0


41

2 2

0 d

(2.47)

Despejando PL de (2.20) obtenemos

2

0

1PL

C

(2.48)

2.2.8. Corriente máxima ILpmax

Este valor se refiere al valor máximo de corriente que se alcanza en el inductor primario.

Para calcular este valor, definiremos los valores iníciales de 1A y 2A . En el caso de 1A este valor es

igual a CDV ; porque es el voltaje máximo que alcanza ( )Lpv t durante el encendido [28].

Para encontrar el valor de 2A derivamos (2.9)

2 1 1 2( ) ' [( )cos ( ) )]t

Lp d d d dv t e A A t A A sen t

(2.49)

y la evaluamos en 0t

2 1(0) ' ( )Lp dv A A

(2.50)

El valor de la primera derivada evaluada en t=0, se puede obtener en función de los

valores iníciales de la ecuación integro-diferencial (2.7)

0

0

1( ) ( ) ( ) ' 0

t

RsrLp C

p sr

vv t dt t Cv t i

L R

(2.51)

Recordemos que ( ) ( )C Lpv t v t

(0) (0) ' (0) 0RsrLp

sr

vCv i

R

(2.52)

La derivada de (2.51) en t=0 es

(0) (0)(0) 'Lp

sr

v iv

R C C

(2.53)

Igualando (2.50) y (2.53), y despejando A2 obtenemos la siguiente expresión

42 Metodología de diseño

2 1

1 (0) (0)

d sr

v iA A

R C C

(2.54)

De (2.54) se despeja la corriente (0)i , que expresa la corriente máxima de PL a la que

se llega en el encendido [28],

max 2 1

1Lp d

sr

I C A AR C

(2.55)

2.2.9. Tiempo de encendido ont

De la expresión que define la tensión en un inductor tenemos

max

1

Lp P

P

LP

P Lp

on

div L

dt

didt L

v

L It

A

(2.56)

2.2.10. Frecuencia de conmutación f

De (2.56) y el valor offt podemos calcular f

1

on off

ft t

(2.57)

2.2.11. Ciclo de trabajo D

El ciclo de trabajo se encuentra con la siguiente expresión

offD t f

(2.58)

2.3. Metodología de diseño

Con el análisis anterior se puede obtener una metodología de diseño; a continuación se

presenta un listado de los parámetros de diseño.

Parámetros de diseño


43

Voltaje de alimentación CDV

Resistencia de la carga SR

Coeficiente 2A (debe ser negativo, porque se trata del coeficiente del

coseno de la respuesta de Lpv , cuya primera resonancia es negativa)

Frecuencia de conmutación f

Ciclo de trabajo D

Relación de transformación N

Numero de pulsos UP

Se enlista un procedimiento de 19 pasos para el cálculo de los componentes de la

fuente así como de esfuerzos de voltaje y corriente de algunos de ellos.

Paso 1. Resistencia reflejada al primario

Debido a que es un análisis en el cual todos los elementos son reflejados hacia el

primario, los cálculos se hacen con el valor de SR reflejado al primario. Por lo tanto

2

Ssr

RR

N

(2.59)

Paso 2. cT representa el periodo para un ciclo completo y se calcula con la siguiente fórmula

1cT

f

(2.60)

Paso 3. x

Se obtiene x de la expresión (2.29)

Paso 4.offt y ont

Se calcula offt con la siguiente expresión

off

Dt

f

(2.61)

y ont con


on c offt T t

(2.62)

Paso 5. rT

Representa el periodo de la resonancia que se presentan durante el tiempo de apagado.

Se calcula con

off

r

tT

x

(2.63)

Paso 6. d

La frecuencia de resonancia natural d se calcula con la siguiente fórmula

2d

rT

(2.64)

Paso 7.

El factor de amortiguamiento se calcula con la expresión (2.34)

Paso 8. , maxt y maxLpV

De la expresión (2.38) se obtiene el valor de y de las expresiones (2.40) y (2.41) el valor

de maxt , conviene recordar que se debe poner atención al signo de , porque de esa

consideración es que se obtiene un valor coherente de maxt

Paso 9. Tiempo final finalt y voltaje final

finalV

Se calcula finalt con (2.42) y se sustituye en (2.19) con finalt t , este voltaje representa el

voltaje en el cual se conmutara para el encendido, y debe aproximarse a CDV

Paso 10. rex

Con (2.44) se calcula rex , y se sustituye rex x en (2.63); enseguida se repiten los paso 6-9;

y se continúa con el paso 11. De esta manera se asegura que final CDV V

Paso 11. Frecuencia angular de resonancia 0

De (2.2) se obtiene el valor 0

Paso 12. Capacitor C

Para el cálculo de C se usa la ecuación (2.45)


45

Paso 13. Inductor PL

De la expresión (2.48) se calcula PL

Paso 14. Corriente máxima maxLpI

Con la expresión (2.55) obtenida en el análisis podemos encontrar el valor de maxLpI

Paso 15. Energía en PL

La energía contenida en PL se obtiene de la siguiente expresión

2

max

2

Pp L

Lp

L IE

(2.65)

Paso 16. Recálculo de ont , Cf , D

De (2.56) se recalcula ont , de (2.57) se calcula la frecuencia de conmutación, y de (2.58)

el ciclo de trabajo

Paso 17. Inductor SL

De la relación de transformación N y del inductor PL se puede calcular SL como

2

s pL L N (2.66)

Paso 18. Potencia de la fuente inP

in LpP E f (2.67)

Paso 19. Voltaje máximo en la carga _ maxoV y la pendiente del voltaje en la carga 0m

_ max maxo LpV V N (2.68)

_ max

0

2 o

p

Vm

t (2.69)

2.3.1. Programación de la metodología de diseño

Como se pudo observar, la metodología de diseño desarrollada consta de 19 pasos.

Algunas de las expresiones propuestas en estos pasos conllevan cálculos poco triviales. Para


facilitarnos la tarea del diseño hoy en día existen diversas herramientas que nos ayudan a

programar complejos cálculos numéricos. Estos programas son llamados sistemas de algebra

computacional (Computer Algebra System).

En el desarrollo de la metodología de diseño, se usaron 2 programas diferentes;

MathCad 13.0 que es un entorno de documentación técnica con prestaciones de cálculo

numérico y simbólico [35] y Labview 8.2 que es un entorno de programación gráfico [36].

Presentar la metodología de diseño en dos ambientes de programación diferentes no obedece

a alguna razón en particular. Las ventajas de cada programa dependen del interés del usuario.

Por un lado el ambiente gráfico de Labview es más amigable para el usuario dejando

transparente los cálculos realizados; sin embargo, la programación simbólica de MathCad

permite observar las fórmulas y sus resultados. Sea cual sea el caso, en el anexo B se agrega la

programación que se hizo en los dos diferentes programas.

En seguida se explicará el panel frontal del programa de la metodología de diseño

desarrollada en Labview 8.2; se considera que no será necesario explicar la versión desarrollada

en MathCad 13.0, por que el usuario puede guiarse con la sección 2.3.

La figura 2.11 muestra el panel frontal del programa de diseño. Este se encuentra

dividido en 2 secciones; la sección superior es un menú de 8 variables que corresponde a los

datos de diseño que el usuario debe ingresar, incluyendo el valor de la resistencia del modelo

de la lámpara. La sección inferior muestra los resultados arrojados por la metodología de

diseño.

Figura 2.11. Panel frontal de la metodología de diseño desarrollada en Labview.


47

La tabla 2.2 proporciona los valores máximos y mínimos de los datos de diseño según fueron programados. Por ejemplo, para el caso del voltaje de alimentación, se limitó su intervalo de variación a un valor máximo de 120 V y un valor mínimo de 1 V, el control permite al usuario variar este valor con un incremento de 1 V. Existe también la opción de teclear el valor numérico deseado dentro de la caja de control, con la restricción de que este valor se encuentre dentro de los límites establecidos.

Tabla 2.2. Intervalo de valores de los datos de diseño.

Dato de

diseño

Descripción Valor

máximo

Valor

mínimo

Variación

VCD Voltaje de alimentación 120 1 1

F Frecuencia de

conmutación

300 kHz 1 kHz 1 kHz

D Ciclo de trabajo 0.9 0.1 0.05

N Relación de

transformación

15 0.5 0.5

PU Número de pulsos de

resonancia

20 1 1

A2 Constante -1 -1000 -10

RS Resistencia del modelo de

la carga

N/A N/A N/A

2.3.2. Protocolo de pruebas para la validación de la metodología de diseño

Una vez establecida la metodología de diseño, en este apartado se presentan 3

diferentes ejemplos de diseños desarrollados con esta metodología y simulados en OrCAD 10.5.

El circuito usado en la simulación se puede ver en la figura 2.12. La finalidad de estas pruebas

es mostrar la validez de la metodología de diseño, comparando los resultados obtenidos en

simulación, con los resultados calculados por la metodología. Todas las simulaciones se

realizaron con elementos ideales, ya que para este caso en particular lo que nos interesa es

únicamente validar la metodología de diseño.


D

C Lp Rs

Q

Rd

Ls

PULSO

Lámpara DBD

VCD

N

Figura 2.12. Circuito utilizado para la simulación.

La tabla 2.3 presenta los datos de diseño de los 3 ejemplos desarrollados. En los 3

ejemplos se ajustaron los parámetros de diseño con la finalidad de obtener 3 niveles de

potencia distintos, uno bajo (5 W), uno medio (14 W) y uno alto (62 W).

Tabla 2.3. Parámetros de diseño de los 3 ejemplos para la validación de la metodología.

VCD F D A2 RS N Pu

Ejemplo 1 30 V 55 kHz 0.35 -600 4kΩ 3.75 5

Ejemplo 2 20 V 200 kHz 0.5 -300 3k5Ω 3 5

Ejemplo 3 24 V 80 kHz 0.5 -470 8kΩ 1.7 10

Los valores de C , PL , SL , D , y f calculados para cada uno de los tres ejemplos se

muestran en la tabla 2.4. Las siguientes graficas muestran las formas de onda más

representativas.

Tabla 2.4. Datos calculados en la metodología de diseño para los 3 ejemplos.

C PL SL D f

inP

Ejemplo 1 3.73 nF 12.08 µH 169.87 µH 0.398 94.595 kHz 62.3 W

Ejemplo 2 1.18 nF 5.86 µH 52.818 µH 0.331 267.40 kHz 14.00 W

Ejemplo 3 379.1 pF 27.36 µH 79.073 µH 0.241 121.39 kHz 5.05 W

2.3.2.1. Ejemplo de diseño 1

En la figura 2.13 a) se observa el voltaje de control de compuerta obtenida en la

simulación del ejemplo 1. La figura 2.13 b) muestra la forma de onda del voltaje del devanado

primario en la cual se señala el voltaje máximo obtenido en simulación, y en donde se aprecian


49

también los 5 pulsos de resonancia. En la figura 2.13 c) apreciamos la corriente en el devanado

primario y el punto máximo de corriente alcanzado en el encendido.

Figura 2.13. Formas de onda del devanado primario para el ejemplo 1. a) Voltaje de control. b) Voltaje en el

devanado primario. c) Corriente en el devanado primario.

En la tabla 2.5 se muestra el error que se presenta entre los resultados de simulación y

los cálculos de la metodología de diseño. Esto tiene como finalidad evaluar la confiabilidad de

la metodología de diseño. Es notable que el error más grande ocurre en el cálculo de maxLpI ,

mientras que el más pequeño ocurre en inP . Estos errores pueden deberse a que el punto de

conmutación es un valor aproximado y no exacto.

Tabla 2.5. Comparación entre los datos calculados y los obtenidos en simulación para el ejemplo 1.

Datos Calculados Simulación Error

VLpmax - 513 V -513.9 V -0.175%

ILpmax 10.45 A 10.63 A -1.72%

Pin 62 W 63.03 W -1.66%


Las siguientes figuras corresponde a las formas de onda del ejemplo de diseño 2. La

figura 2.14 a) es el voltaje de control de la compuerta. En la figura 2.14 b) se observa el voltaje

del devanado primario y su valor maximo alcanzado para este ejemplo. Por otra lado la

2.01 2.02 2.03 2.04 2.05 2.06 2.07 2.08 2.09 2.1 2.11

x 10-4

0

5

10

15

a)

Vo

lts(V

)

2.01 2.02 2.03 2.04 2.05 2.06 2.07 2.08 2.09 2.1 2.11

x 10-4

-400

-200

0

200

b)

Vo

lts(V

)

2.01 2.02 2.03 2.04 2.05 2.06 2.07 2.08 2.09 2.1 2.11

x 10-4

-10

0

10

c)

Tiempo (s)

Co

rrie

nte

(A)

-513.9 V

10.63 A


corriente en el devando primario se muestra en la figura 2.14 c), en donde se señala tambien el

valor de la corriente maxima alcanzada durante el encendido.

Figura 2.14. Formas de onda del devanado primario para el ejemplo 2. a) Voltaje de control. b) Voltaje en el devanado primario. c) Corriente en el devanado primario.

De la misma forma que para el ejemplo 1, la tabla 2.6 muestra el error de los valores de

de voltaje, corriente y potencia calculados por la metodología con los obtenidos en simulación.

Para este caso el error más grande se presenta también en maxLpI , y el más pequeño en inP .


Calculados Simulación Error

VLpmax -260.2 V -260.3 V +0.038%

ILpmax 4.22 A 4.29 A -1.65%

Pin 14.0 W 14.3 W -2.14%


Finalmente para el ejemplo de diseño 3, el voltaje de control de la compuerta en la

compuerta se puede observar en la figura 2.15 a). En la figura 2.15 b) observamos el voltaje en

el devanado primario y el valor de voltaje máximo obtenido en la simulación. Se diseñó este

ejemplo con 10 pulsos de resonancia, los cuales se pueden observar en esta misma figura. La

2.015 2.02 2.025 2.03 2.035 2.04 2.045 2.05

x 10-4

0

10

a)

Vo

lts(V

)

2.015 2.02 2.025 2.03 2.035 2.04 2.045 2.05

x 10-4

-200

0

200

b)

Vo

lts(V

)

2.015 2.02 2.025 2.03 2.035 2.04 2.045 2.05

x 10-4

-4

-2

0

2

4

c)

Tiempo (s)

Co

rrie

nte

(A)

4.29 A

-260.3 V


51

forma de onda de corriente y su valor máximo alcanzado durante el encendido, se puede

apreciar en la figura 2.15 c).

Figura 2.15. Formas de onda del devanando primario para el ejemplo 3. a) Voltaje de control. b) Voltaje en

el devanado primario. c) Corriente en el devanado primario.

Para el ejemplo 3, los porcentajes de error entre los valores de voltaje y corriente

calculados y los obtenidos en simulación se presentan en la tabla 2.7. De igual forma que para

los ejemplos 1 y 2, el porcentaje de error más grande se presenta en el cálculo de maxLpI y el

más pequeño en inP .


Calculados Simulación Error

VLpmax - 435.4 V -435.5 V +0.022%

ILpmax 1.74 A 1.75 A +0.58%

Pin 5.05 W 5.2 W +2.9%

2.3.3. Efecto del capacitor Cs

Las simulaciones presentadas en la sección anterior se realizaron sin el capacitor

Cs del modelo de lámpara ya que, por las razones mencionadas en la sección 2.1.1.2.2, este

capacitor no se incluyó en el desarrollo de la metodología de diseño. En esta sección se

2.06 2.07 2.08 2.09 2.1 2.11 2.12 2.13 2.14

x 10-4

0

10

a)

Vo

lts(V

)

2.06 2.07 2.08 2.09 2.1 2.11 2.12 2.13 2.14

x 10-4

-400

-200

0

200

400

b)

Vo

lts(V

)

2.06 2.07 2.08 2.09 2.1 2.11 2.12 2.13 2.14

x 10-4

-1

0

1

2

c)

Tiempo (s)

Co

rrie

nte

(A)

-435.4 V

1.75 A


pretende mostrar el efecto de este capacitor en la respuesta de la topología, con el objetivo de

tener una repuesta más cercana a la que se obtendrá en la práctica.

De acuerdo a lo planteado en [1], el valor del capacitor SC es el resultado de la suma de

las capacitancias dC y gC conectadas en serie (este punto se trató a detalle en el Capítulo 1).

dC es el capacitor equivalente que se forma por el dieléctrico y por los electrodos de la

lámpara; mientras que gC corresponde a la capacitancia del área de descarga en estado activo.

Es posible conocer el valor de la capacitancia dC según [1], usando la fórmula

0

2

1

ln

rd

hC

r

r

(2.70)

donde 0 es la permitividad del gas, r es la permitividad relativa al material de la

barrera dieléctrica, h es la altura del cilindro o anchura del electrodo, 1r es el radio menor o el

radio del interior de la lámpara y 2r es el radio mayor o radio exterior de la lámpara. El valor

que se obtiene con la ecuación (2.55) en realidad es sólo una aproximación, ya que r es

función de la temperatura. Sin embargo el valor de la capacitancia gC es sólo medible en la

práctica por lo cual para este valor se tomó como referencia el ejemplo 3 de [1].

Se usarán los 3 ejemplos de la sección anterior. Considerando que el valor de SC no

influye dentro de la metodología de diseño no habrá necesidad de diseñar nuevamente. El

circuito que uso en las siguientes simulaciones es el de la figura 2.3. De esta forma sólo se

presentan las tablas con las variaciones en los resultados de simulación. Las formas de onda se

pueden observar en el anexo C .

La tabla 2.8 muestra el porcentaje de error entre los valores de voltaje y corriente

calculados por la metodología y los obtenidos en simulación, con y sin capacitor srC . Se

observan también los valores de maxLpV ,

maxLpI y inP tomados de la simulación de la topología,

en la que se incluye el capacitor srC . En el caso de las 3 variables presentadas, el error es más

grande cuando se incluye el capacitor srC en la simulación. Sin embargo el porcentaje de error


53

se puede considerar aceptable en todos los casos ya que es menor al 10%, y se puede comparar

con la tolerancia que presentan los elementos pasivos comerciales.

Tabla 2.8. Comparación entre los datos calculados y los obtenidos en simulación agregando el capacitor Csr,

para el ejemplo 1.

Datos Calculados Simulación

con Csr

Error sin

Csr

Error

con Csr

VLpmax -513 V -480 V -0.175% +6.43%

ILpmax 10.45 A 9.51 A -1.72% +8.99%

Pin 62 W 56.8 W -1.93% +8.38%

En la tabla 2.9 se muestran ahora los datos de error para el ejemplo 2. La tendencia, al

igual que en el ejemplo 1, es que el error se hace más grande en comparación con la simulación

que no incluye el capacitor srC . Para este caso también se considera que el porcentaje de error

es aceptable, ya que es menor al 10.

Tabla 2.9. Comparación entre los datos calculados y los obtenidos en simulación agregando el capacitor Csr,

para el ejemplo 2.


con Csr

Error sin

Csr

Error con

Csr

VLpmax -260.2 V -250.5 V +0.038% +3.83%

ILpmax 4.22 A 4.06 A -1.65% +3.79%

Pin 14.0 W 12.95 W -2.14% 7.5%

Los datos de error para el ejemplo 3 se muestran en la tabla 2.10. Se puede apreciar

que, para las 3 variables presentadas, el porcentaje de error es mayor cuando se compara con

el error en el que no se incluye el capacitor srC . El voltaje maxLpV y la potencia inP aumentaron

con respecto a la simulación sin srC , mientras que la corriente maxLpI disminuyó con respecto a

la misma simulación.

54 Funcionamiento de la metodología y algunas recomendaciones para diseños futuros

Tabla 2.10. Comparación entre los datos calculados y los obtenidos en simulación agregando el capacitor

Csr, para el ejemplo 3.


con Csr

Error sin

Csr

Error con

Csr

VLpmax - 435.4V -427.7 V +0.46% +1.22%

ILpmax 1.74 A 1.71 A +0.58% +1.72%

Pin 5.05 W 5.02 W +2.9% 0.59%

2.4. Funcionamiento de la metodología y algunas recomendaciones para

diseños futuros

La metodología de diseño propuesta en este trabajo tiene como base la respuesta de un

circuito RLC paralelo, en su caso particular de una respuesta subamortiguada. Los estudios

establecidos sobre este tipo respuesta hicieron posible el desarrollo matemático de la

metodología de diseño. Se aprovechó el efecto de resonancia del circuito, y se logró manipular

el número de resonancias presentes en la carga, lo cual es uno de los puntos con mayor

impacto para el diseño de la fuente de alimentación.

Por otro lado, es importante mencionar los alcances y limitaciones de esta metodología.

Uno los compromisos establecidos fue dejar el parámetro de la potencia de la fuente inP como

un parámetro calculado y no uno de diseño. Como, se deben hacer ajustes en los parámetros

de diseño para lograr la potencia deseada.

Para facilitar futuros diseños se presenta enseguida un estudio en el que se tomó como

base un diseño hecho para 15 W; con base en él, se variaron los parámetros de diseño con la

finalidad de observar cómo impacta cada parámetro en la potencia de la fuente y en los

esfuerzos de voltaje y de corriente de los demás elementos. En la tabla 2.11 se pueden

encontrar los parámetros de diseño de la simulación base. Para las variaciones se consideró

limitar los parámetros de diseño al intervalo de valores que se muestra en la tabla 2.2.


55

Tabla 2.11. Parámetros de diseño de la simulación base.

Parametro Valor

VCD 20 V

f 100 kHz

D 0. 5

Pu 5

A2 -317

RS 3k5

Las unidades se normalizaron con respecto a la simulación base. En la figura 2.16 se

puede observar la respuesta de la corriente máxima del devanado primario maxLpI , la potencia

de la fuente inP , el voltaje máximo de salida _ maxoV

y la pendiente de la forma de onda 0m con

respecto a la variación del voltaje de alimentación CDV . El parámetro que se ve más afectado

ante la variación de CDV es inP , el segundo es maxLpI , se observa una tendencia de incremento

lineal para ambos casos. El _ maxoV y la 0m presentan la misma tendencia; por lo cual las líneas

que representan su respuestas esta traslapadas.

La figura 2.17 muestra la respuesta de 0m con respecto a la variación de la frecuencia de

conmutación f . Se muestra únicamente este parámetro porque los demás permanecen sin

variación. La 0m tiende a aumentar porque al aumentar la frecuencia de conmutación, la

frecuencia de resonancia de los pulsos aumenta también, dando origen al incremento de

pendiente del voltaje en la carga.


Figura 2.16. Variación de la frecuencia de conmutación.

Figura 2.17. Variación del voltaje de la fuente de alimentación VCD.

La variación del ciclo de trabajo D se presenta en la figura 2.18. Esta variación no

presenta afecto alguno en maxLpI , inP y

_ maxoV ; motivo por el cual no se presentan sus líneas de

tendencia. Sin embargo, el valor 0m decrece exponencialmente cuando D aumenta. Es

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3

0

0.5

1

1.5

2

2.5

3

FRECUENCIA DE CONMUTACIÓN fC

UN

IDA

DE

S N

OR

MA

LIZ

AD

AS

m0

0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4 4.5 5

0.5

1

1.5

2

2.5

3

3.5

VOLTAJE DE ALIMENTACIÓN VCD

UN

IDA

DE

S N

OR

MA

LIZ

AD

AS

ILpmax

Pin

Voutmax

m0


57

importante señalar que, aunque el ciclo de trabajo es un parámetro de diseño, éste no es el

dato final que se usará para la implementación; ya que la metodología lo recalcula con la

finalidad de obtener una conmutación en el punto óptimo. El D que se está considerando para

esta gráfica es el de diseño.

Figura 2.18. Variación del ciclo de trabajo D.

En la figura 2.19 observamos cómo el valor más afectado ante la variación de la

constante 2A es inP . Inicialmente inP incrementa su valor con la misma tendencia que maxLpI ,

0m y _ maxoV ; sin embargo, se dispara de los demás valores llegando hasta 35 veces más

potencia, cuando 2A aumenta 3 veces su valor con respecto a la simulación base.

De la figura 2.20 se puede decir que el numero de pulsos de resonancia afecta a los 4

parámetros presentados en la gráfica; el más afectado es 0m y los menos afectados _ maxoV y

inP .

0.2 0.4 0.6 0.8 1 1.2 1.4 1.6 1.8

0.5

1

1.5

2

2.5

3

3.5

4

4.5

5

CICLO DE TRABAJO D

UN

IDA

DE

S N

OR

MA

LIZ

AD

AS

m0


Figura 2.19. Variación de la constante A2.

Figura 2.20. Variación del número de pulsos PU.

Se espera que con la ayuda de estas gráficas y las presentadas en el anexo D , en las

que se incluye la respuesta de los valores de PL , SL , C , y Cf ante la variación de los

parámetros de diseño, se facilite el uso de la metodología de diseño propuesta en este trabajo

de tesis.

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5

0

5

10

15

20

25

30

35

CONSTANTE A2

UN

IDA

DE

S N

OR

MA

LIZ

AD

AS

ILpmax

Pin

Voutmax

m0

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4

0

1

2

3

4

5

6

7

PULSOS DE RESONANCIA PU

UN

IDA

DE

S N

OR

MA

LIZ

AD

AS

ILpmax

Pin

Vmax

m0


59

Capitulo 3

Capítulo 3

Diseño y construcción del banco de

pruebas y caracterización de las

lámparas

En este capítulo se hace uso de la metodología de diseño desarrollada en el capítulo

anterior para diseñar un banco de pruebas que permita caracterizar diferentes modelos de

lámparas fluorescentes. Se explica la selección de los modelos que se caracterizaron y se

muestra la respuesta obtenida para cada modelo.


61

62 Capitulo 3. Diseño y construcción del banco de pruebas y caracterización de las lámparas

Capitulo 3. Diseño y construcción del banco de pruebas y

caracterización de las lámparas

3.1. Diseño de la fuente de alimentación para el banco de pruebas

as lámparas disponibles en CENIDET son de diversas potencias y geometrías. La

finalidad de este banco de pruebas es caracterizar algunas de ellas a potencias

superiores a las presentadas en [1]. Usando la metodología de diseño propuesta

en el capítulo 2, se diseñará una fuente de alimentación robusta que tenga la capacidad de

alimentar a los diferentes modelos de lámparas disponibles aquí en CENIDET.

Recordemos que la metodología de diseño contempla conocer uno de los valores del

modelo de la lámpara. Este valor es la resistencia SR ; como punto de partida este valor se

tomará del ejemplo 3 de [1].

En el proceso de diseño se consideró poner especial atención en los valores que

tomarían los siguientes parámetros:

Frecuencia de conmutación f . Se creyó conveniente mantener este valor por

debajo de los 100 kHz; con el propósito de mantener al mínimo las pérdidas por elementos

parásitos en el CoolMOSTM.

Número de pulsos UP . Es en los flancos positivos de la forma de onda que

alimenta a la lámpara en donde se producen las microdescargas [21]; por lo tanto resulta

conveniente tener el mayor número de pulsos posibles dentro de un mismo periodo.

Pendiente 0m . De [21] se sabe que la intensidad de las descargas depende

directamente de la magnitud de outdv dt . Por este motivo es importante mantener un

valor elevado de pendiente, en el mayor porcentaje de pulsos por periodo.

Es importante recordar en este punto que no contamos con alguna base para

determinar la potencia máxima que este tipo de lámparas soportará al trabajarlas con

electrodos externos y bajo el principio de la DBD. Así pues, se seleccionó la potencia final de la

fuente de alimentación aumentando 50% al valor nominal de la lámpara Philips PL-T

42W/830/4P de 42 watts; que es la lámpara de mayor potencia de las que se dispone. Para

conseguir esta potencia se ajustaron los valores de los parámetros de diseño con la finalidad de

obtener los 63 watts propuestos; la tabla 3.1 muestra cuáles fueron estos valores.

L


63

Tabla 3.1. Datos de diseño de la fuente de alimentación para el banco de pruebas.

Parámetro Valor

VCD 30 V

F 55 kHz

D 0.35

PU 5

A2 -600

RS 4k

No se muestran las formas de onda obtenidas en simulación, porque este diseño se

presentó en el capítulo 2 como ejemplo para validar la metodología. En la sección 2.3.2, se

pueden encontrar tanto las formas de onda como el error entre lo calculado y lo obtenido en

simulación.

3.2. Construcción del prototipo

Una vez que se obtuvo el valor de los componentes de la fuente de alimentación, se

seleccionaron los dispositivos que cumplieran con las características requeridas de voltaje y

corriente calculadas; considerando además las que se tomaron de la simulación de la topología.

En seguida se describe cada uno de los componentes seleccionados, así como el proceso de

construcción del transformador, y finalmente el de la placa.

3.2.1. Circuito de disparo

El circuito que controlará las conmutaciones del interruptor, generando el patrón PWM,

es el TL494. Con este circuito se puede variar la frecuencia de la señal en un intervalo de 1 a

300 kHz; de la misma forma se puede variar el ciclo de trabajo en un intervalo de 0 a 90%. Para

proveer de la potencia necesaria a la compuerta del interruptor se usó la configuración

conocida como “totem-pole”. La figura 3.1 muestra la configuración usada.

64 Construcción del prototipo

1

2

4

7

16

15

13

3

9

10

6

5

8

11

12

14

IN+

IN-

2IN+

2IN-

EI

E2

C1

GND

RT

CT

DTC

OUT

CTRL

FEED

BACK

C2

VCC

REF

10nF

50k

4.7k

100k

10u

330 33010

BD138

BD137

T

L

4

9

4

AL

INTERRUPTOR

12VCD

Figura 3.1. Configuración del circuito TL494.

3.2.2. Diseño del transformador

Existen diversos métodos para el diseño de transformadores; el método a usar depende del

tipo de transformador que se desee diseñar. En nuestro caso, se requiere de un transformador

de alta frecuencia, con núcleo de ferrita. El procedimiento de diseño seleccionado se basa en la

constante geométrica Kg, en el que se establece una densidad de flujo óptima para la cual el

núcleo no se saturará. Este procedimiento es una combinación del diseño de un transformador

y el diseño de un inductor. Lo anterior obedece a la necesidad de que el transformador,

además de aislar y elevar el voltaje, pueda almacenar energía como sucede en un simple

inductor. El desarrollo del diseño se encuentra en el anexo E.

Las pérdidas que más afectan a los transformadores de alta frecuencia son:

Pérdidas por efecto piel.

Pérdidas por efecto proximidad.

El efecto piel es la tendencia de la corriente de alta frecuencia a concentrarse en la

superficie del conductor. Este fenómeno puede mitigarse con el uso de “hilo de litz” [37],[38].

Para la construcción de ambos devanados se utilizó hilo de litz; disminuyendo así las pérdidas

ocasionadas por este fenómeno.

El efecto proximidad son las corrientes parasitas en un conductor debidas a un campo

magnético de otro conductor próximo. Para disminuir las pérdidas producidas por este

fenómeno, en el desarrollo del transformador se hizo uso de la técnica de devanado entre

capas [39]. El principio de este método es separar el devanado primario y el secundario en

pequeñas capas e intercalarlas como se muestra en la figura 3.2 [37].


65

Figura 3.2. Devanado entre capas para transformadores.

3.2.3. Interruptor

La selección del interruptor se basó en el estudio presentado en [40], en el cual se

realizó una revisión de los catálogos de interruptores discretos de potencia media y baja de

cinco fabricantes: ST Microelectronics, Fairchild Semiconductor, International Rectifiers,

Infineon Technologies y On Semiconductor. De este trabajo se tomaron las siguientes gráficas.

En la figura 3.3 se muestra el voltaje de bloqueo de los 3 principales interruptores usados en

fuentes conmutadas; se incluyen también algunas matrículas y el tipo de encapsulado.

Figura 3.3. Voltaje de bloqueo de los interruptores, figura tomada de [40].

La capacidad de corriente de los interruptores la podemos ver en la figura 3.4

66 Construcción del prototipo

Figura 3.4. Capacidad de corriente de los interruptores, figura tomada de [40].

De acuerdo a la información mostrada en las gráficas anteriores, se encontró

conveniente usar como interruptor un SJ-MOSFET, también conocido como CoolMOSTM. ste

dispositivo tiene su nicho de aplicación en fuentes de alimentación conmutadas, balastros

electrónicos para lámparas y control de motores eléctricos [41].

El CoolMOSTM usado fue el SPP17N80C3 con las siguientes características, ver tabla 3.2.

Tabla 3.2. Características del CoolMOS seleccionado.

Vds 800 V

RDS(on) 0.29

ID 17 A

3.2.4. Diodo

De acuerdo a los esfuerzos de corriente y voltaje calculados y los vistos en simulación,

se seleccionó el diodo HFA15TB60, el cual tiene las siguientes características, ver tabla 3.3:


67

Tabla 3.3. Características del diodo seleccionado.

VR 600 V

IF(AV) 15 A

VF(TYP) 1.3 V

trr(TYP) 23 ns

3.2.4. Placa

La construcción de prototipo se muestra en la figura 3.5, se aprecian todos los

componentes de fuente de alimentación; la etapa de control del PWM está limitada por una

línea negra punteada.

Figura 3.5. Prototipo del banco de pruebas.

3.3. Lámparas de vapor de mercurio de baja presión

Como se mencionó en el capítulo 1, las lámparas requeridas son las fluorescentes

convencionales. En los siguientes párrafos se describen con más detalle las características de

este tipo de lámparas.

Las lámparas fluorescentes, son lámparas de descarga que se llenan con vapor de

mercurio de baja presión y con una pequeña cantidad de gas inerte (comúnmente argón) para

68 Lámparas de vapor de mercurio de baja presión

facilitar el proceso de encendido. Cuando se aplica un voltaje apropiado se produce un arco

debido a la circulación de corriente entre los electrodos a través del vapor de mercurio, dando

origen al proceso de descarga en la lámpara. La descarga eléctrica dentro del gas genera una

radiación electromagnética que en su mayor parte se encuentra fuera del espectro visible,

particularmente en la zona de radiación ultravioleta. La radiación ultravioleta se convierte en

luz visible por medio de polvos fluorescentes que recubren la parte interna del tubo de la

lámpara. La figura 3.7, muestra la reacción de los átomos de mercurio y fósforo ante la

descarga eléctrica, generada por la diferencia de voltaje creada entre los electrodos.

Según su forma exterior existen diversos tipos de lámparas fluorescentes; pueden ser

lineales, en forma de “u”, circulares, helicoidales, etc. como puede observarse en la figura 3.7.

Las más empleadas son las de tipo tubular y compactas. Para indicar el diámetro de estas

lámparas, en Europa se emplean las dimensiones en milímetros; en cambio, en Estados Unidos

se emplea la letra “T” seguida del valor del diámetro en octavos de pulgada. Las series más

empleadas son: T12, T8 y T5.

Figura 3.6. Representación esquemática de la forma en que el átomo de mercurio (Hg) emite luz ultravioleta, invisible para el ojo humano y como el átomo de fosforo (P) los convierte en fotones de luz

blanca visible, tal como ocurre en el interior del tubo de una lámpara fluorescente.


69

Figura 3.7. Diversos modelos de lámparas fluorescentes.

Las lámparas fluorescentes se caracterizan por tener una eficacia luminosa alta, por lo

que a largo plazo permiten obtener un ahorro de energía eléctrica considerable.

A su vez este tipo de lámparas se pueden clasificar en lámparas con precalentamiento,

lámparas de arranque instantáneo y lámparas de arranque rápido.

3.3.1. Lámparas con precalentamiento

En un principio todas las lámparas se manejaban con el sistema de precalentamiento.

Como su nombre lo indica, los electrodos de la lámpara se calientan antes de aplicar un alto

voltaje a través de la lámpara. Las lámparas que se diseñan para esta operación se caracterizan

por tener dos pines para facilitar el calentamiento de los electrodos. El calentamiento requiere

sólo unos instantes y se logra al hacer circular corriente a través de los electrodos de los

filamentos.

3.3.2. Lámparas de arranque instantáneo

En las lámparas de arranque instantáneo el inicio del arco de descarga depende

solamente del voltaje aplicado a la lámpara de 400 V y 1000 V. Debido a que no se requiere un

electrodo de precalentamiento, las lámparas de arranque instantáneo tienen un solo pin en

cada extremo de la lámpara.

3.3.3. Lámparas de arranque rápido.

Las lámparas de arranque rápido utilizan electrodos de baja o alta resistencia que se

calientan de manera continua por medio de devanados auxiliares de bajo voltaje que se

contemplan en el diseño del balastro. Los requerimientos para el voltaje de encendido son

similares a los que se tiene para lámparas con precalentamiento. Este tipo de lámparas

usualmente arrancan en uno o dos segundos, que es el tiempo requerido para calentar los

filamentos hasta una temperatura apropiada [37].

70 Caracterización de las lámparas.

3.4. Caracterización de las lámparas.

Una vez construido el banco de pruebas, el siguiente paso fue seleccionar de entre la

variedad de modelos disponibles, los tipos de lámparas a caracterizar.

3.4.1. Modelos seleccionados

El criterio para selección de las lámparas fue usar diferentes potencias nominales,

además de diferentes formas. Con base en lo anterior se seleccionaron dos lámparas circulares

y una lineal, de las características de la tabla 3.4.

Tabla 3.4. Datos de las lámparas caracterizadas.

Marca Philips NEC NEC

Modelo TL841 - MR20SG

Watts efectivos 32W 27W 22W

Salida total de lúmenes 2950 - 1300

Lúmenes/W 92.1 - 59.1

Tipo Lineal Circular Circular

3.4.2. Adaptación de las lámparas

En la adaptación de los electrodos externos se usó lámina de cobre de 0.12 mm de

espesor. La forma, tamaño y posición de los electrodos se consideró según [1]. La figura 3.9

muestra las lámparas adaptadas.

Figura 3.8. Lámparas con electrodos externos.


71

3.4.3. Proceso de medición y diseño de experimentos

Las variables que se usaron en el proceso de medición se definen a continuación.

Existen dos tipos de variables: variables primarias y variables secundarias. Las variables

primarias son aquellas que se obtienen directamente del prototipo por medio de puntas de

tensión y corriente. Así, las variables primarias que se consideran para este caso se muestran

en la tabla 3.5 y su ubicación en la figura 3.9. [40].

Tabla 3.5. Variables primarias.

Voltajes Corrientes

inv ini

ov oi

Cauxv

dsv

Figura 3.9. Ubicación de las variables primarias.

Las variables secundarias son el resultado de cálculos realizados sobre las primarias,

para encontrar otras cantidades de interés [40]. En nuestro caso las variables secundarias de

interés y la ecuación para su cálculo se muestran en tabla 3.6.

Tabla 3.6. Variables secundarias.

Variables

secundarias

Cálculo de las variables

secundarias


Po(t) ( ) ( )o o oP v t i t

IO 21( )

T

O o

o

I i t dtT

Rs _

2

o prom

S

o

PR

I

Pin(t) ( ) ( )in in inP v t i t

Eficiencia _

_

100o prom

in prom

PEficiencia

P

Se debe mencionar que la técnica tradicional para estimar la potencia consumida por la

carga es la de las figuras de Lissajous. Esta técnica permite obtener la potencia en descargas

parciales como las DBDs; para este caso con gráficas de outv vs cauxq , en donde

Cauxq es carga

instantánea que circula por la lámpara y se obtiene conectando un capacitor auxiliar en serie

con la carga. El área de la figura es la energía consumida por la carga durante un ciclo. Sin

embargo, esta técnica considera que la figura de Lissajous es un paralelogramo. Como se puede

observar en la figura 3.10, la figura de Lissajous que se obtuvo para este caso es una serie de

óvalos anidados. Los óvalos de la figura representan el número de pulsos que se obtiene por

ciclo. Se consideró entonces poco práctico tratar de obtener el área de cada uno de los óvalos,

así que se optó por calcular la potencia en la carga outP como se muestra en la tabla 3.6.

Figura 3.10. Figura de Lissajous para la lámpara NEC de 22W en 16inv volts.


73

3.4.4. Esquema general de medición

El procedimiento que se siguió para la caracterización de cada modelo de lámpara se

describe en la figura 3.11. Inicialmente, por medio de las puntas de voltaje y corriente, se

obtienen las variables primarias. Los vectores de éstas se trasfieren a la computadora a través

del osciloscopio. Una vez capturados los vectores en la computadora, se realizan los cálculos

para obtener las variables secundarias.

Este procedimiento se repitió variando inv en un volt. Todas las muestras se iniciaron en

1inv volt; sin embargo, la última muestra tomada varió en función del valor de ov máximo

alcanzado. Este voltaje está limitado por el valor calculado en la metodología para el diseño del

banco de pruebas y corroborado en simulación, el cual fue de 1923 volts. Dicho de otra forma,

la última muestra tomada no debía sobrepasar 1923 volts en la carga, independientemente del

valor de inv .

Fuente de

alimentación

Puntas

Osciloscopio

Variables

Primarias

Cable de red

Vectores

Procesamiento

de datos

Registro

Cálculos

Visualización

Variables

Secundarias

v(t)

i(t)

(t, v, i)

Figura 3.11. Esquema general de mediciones.

3.4.5. Resultados experimentales

El propósito de la caracterización de las lámparas es obtener el valor de la resistencia de

carga SR en función de la potencia en la carga. Esto con la finalidad de diseñar un prototipo

específico para esa carga; ya que la metodología de diseño propuesta contempla el valor de SR

como dato de diseño. Otro dato de interés es la eficiencia de la fuente de alimentación en

función de la potencia en la carga; de esta forma tenemos otro parámetro de referencia para

seleccionar el tipo de lámpara y la potencia con la cual trabajará el prototipo final. Los

resultados que se muestran en seguida son gráficas del comportamiento SR ante la potencia

en la carga y gráficas de la eficiencia de la fuente ante la potencia de la carga.


3.4.5.1. Lámpara Philips 32W

La figura 3.12 representa una gráfica de SR en función de la potencia de la carga, para

la lámpara Philips TL841. En esta gráfica se distinguen dos comportamientos, el primero de

ellos representa una relación directamente proporcional entre SR y oP con la lámpara

apagada; y el segundo una relación inversamente proporcional entre los mismos parámetros

con la lámpara encendida. En la práctica se observó que el primer comportamiento se revierte

después de haber logrado el encendido de la lámpara; el cual se dio en 4.53oP watts.

Para este modelo se tomaron 20 muestras, como se mencionó en párrafos anteriores,

la primera muestra se tomó en 1inv Volt y la última para este caso fue en 20inv Volts.

Figura 3.12. Comportamiento del valor de RS con respecto a la potencia de la lámpara Philips de 32W.

La figura 3.13 es un reflejo del comportamiento de la eficiencia de fuente de

alimentación en función de la potencia en la lámpara. En esta gráfica se pueden observar

también dos comportamientos diferentes, el primero es un comportamiento inversamente

proporcional entre la eficiencia y oP ; el segundo es un comportamiento directamente

proporcional entre los mismos parámetros. Al igual que para el caso de la resistencia, la

eficiencia cambia su comportamiento inicial después de haberse alcanzado el encendido de la

lámpara.

0 5 10 15 20 25 30 350.4

0.6

0.8

1

1.2

1.4

1.6

1.8x 10

4

POTENCIA (W)

RE

SIS

TE

NC

IA (

OH

MS

)

Lámpara encendida

Lámpara

apagada


75

Figura 3.13. Eficiencia de la fuente de alimentación a diferentes potencias para la lámpara Philips T9 de

32W.

3.4.5.2. Lámpara NEC 27 W

En la figura 3.14 la gráfica de la resistencia SR en función de la potencia en la carga,

para la lámpara NEC de 27W. El valor de SR tiene la misma tendencia que la del modelo

anterior; es decir, tienen una relación inversamente proporcional con oP , una vez alcanzado el

encendido de la lámpara, que para este modelo fue en 1oP watt. Las muestras tomadas para

este modelo fueron 16, iniciando con 1inv Volt y terminando con 16inv Volts.

0 5 10 15 20 25 30 3540

45

50

55

60

65

70

75

80

POTENCIA (W)

EF

ICIE

NC

IA (

%)

Lámpara encendida Lámpara

apagada


Figura 3.14. Comportamiento de RS con respecto a la potencia, para la lámpara de 27W.

Este modelo presentó las eficiencias más bajas de entre los tres modelos. Para este

caso, el comportamiento de la eficiencia cambia una muestra después de haberse logrado el

encendido de la lámpara es decir en 1.26oP watts, como se observa en la figura 3.15.

Figura 3.15. Eficiencia de la fuente de alimentación para la lámpara de 27W.

0 2 4 6 8 10 12 14 163000

4000

5000

6000

7000

8000

9000

POTENCIA (W)

RE

SIS

TE

NC

IA (

OH

MS

)

0 2 4 6 8 10 12 14 1630

35

40

45

50

55

60

65

POTENCIA (W)

EF

ICIE

NC

IA (

%)

Lámpara encendida

Lámpara encendida

Lá

mp

ara

ap

ag

ad

a

Lá

mp

ara

ap

ag

ad

a


77

3.4.5.3. Lámpara NEC 22W

Las últimas dos figuras corresponden a la caracterización del modelo NEC de 22 W. En la

figura 3.16 se puede observar el valor de SR en función de la potencia de la lámpara. En este

modelo el encendido de la lámpara ocurrió en 0.53oP watts; punto después del cual el

comportamiento de SR cambia y presentan un comportamiento inversamente proporcional a

oP , excepto en los puntos mencionados 2.53oP watts y 4.4oP watts. Las muestras para

este modelo fueron 15, iniciando con 1inv Volt y terminando con 15inv Volts.

Figura 3.16. Comportamiento de RS con respecto a la potencia de la lámpara NEC de 22W.

La eficiencia en función de la potencia de la carga para este modelo se puede observar

en la figura 3.17. El comportamiento de la eficiencia tienda a ser directamente proporcional a

oP después de haber pasado el punto del encendido de la lámpara, que para este caso fue de

0.53oP ; aunque presenta una discontinuidad en el comportamiento de la eficiencia cuando

6.98oP watts.

0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20 222000

3000

4000

5000

6000

7000

8000

9000

POTENCIA (W)

RE

SIS

TE

NC

IA (

OH

MS

)

Lámpara encendida

Lá

mp

ara

ap

ag

ad

a


Figura 3.17. Eficiencia de la fuente de alimentación.

0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20 2220

30

40

50

60

70

80

POTENCIA (W)

EF

ICIE

NC

IA (

%)

Lámpara encendida

Lá

mp

ara

ap

ag

ad

a

Capítulo 4

Capítulo 4.

Diseño y construcción de la fuente de

alimentación para la lámpara Philips

TL081.

En este capítulo se muestra el diseño y los resultados experimentales de la fuente de

alimentación para la lámpara Philips TL081; que fue seleccionada. Además, se hace un estudio

comparativo de la eficiencia de la fuente y la eficacia de la lámpara con los resultados obtenidos

con otros sistemas similares.

80 Capítulo 4


81

Capitulo 4. Diseño y construcción de la fuente de alimentación

para la lámpara Philips TL081

4.1. Sobre la lámpara seleccionada.

n el proceso de caracterización, interesaba obtener el valor de SR del modelo

de la lámpara; porque la metodología de diseño desarrollada contempla este

valor como dato de diseño. En este proceso se obtuvo también la eficiencia de

la fuente de alimentación como función de la potencia de la lámpara. Este último dato fue el

punto clave en la selección del modelo de la lámpara que se usaría para el prototipo final.

El criterio de selección fue precisamente la eficiencia que la fuente de alimentación

presentó ante los 3 diferentes tipos de lámparas. Así, se seleccionó el modelo que presento

mayor eficiencia la cual fue de 78.71% a una potencia de 36.6 W; las características de esta

lámpara se pueden ver en la tabla 4.1.

Tabla 4.1. Características de la lámpara seleccionada.

Potencia

(Watts)

Descripción Rendimiento

de color

Vida

promedio

(Hrs.)

Flujo

luminoso

(lúmenes)

Temperatura

correlacionada al

color

32 F32T8/TL841 86 20,000 2950 4100 K

4.2. Diseño de la fuente de alimentación para el prototipo final

Para el diseño del prototipo final se obtuvieron los datos de: potencia de la lámpara y el

valor de SR de la caracterización; debemos considerar que la potencia medida en la lámpara es

menor a la de la fuente, debido las pérdidas en los semiconductores y en el transformador. Por

esta razón, la potencia de diseño será mayor que la obtenida de la caracterización.

Es importante mencionar que la principal limitación práctica fue el diseño del

transformador. A pesar de que con la metodología de diseño se podría trabajar con una mayor

cantidad de pulsos de resonancia, las características del material magnético disponible

limitaban esta posibilidad; principalmente por la frecuencia máxima a la que trabaja la ferrita.

E

82 Diseño de la fuente de alimentación para el prototipo final

Teniendo en consideración los comentarios anteriores, se ajustaron los datos de diseño

para obtener una potencia de entrada mayor que la potencia obtenida en la caracterización; de

igual forma, se trató de tener el mayor número de pulsos resonancia posibles. Los datos de

diseño para el prototipo final se muestran en la tabla 4.2.

Tabla 4.2. Datos de diseño del prototipo final

Parametro Valor Unidad

VCD 25V V

f 54 kHz

D 0.5 -

PU 7 -

A2 -520 -

RS 4.3 k

N 3.5 -

Los resultados que se obtienen con la metodología de diseño con base a los parámetros

de diseño se pueden en tabla 4.3.

Tabla 4.3. Parámetros calculados con la metodología de diseño.

Parámetro Valor Unidad

Lp 10.91 µH

Ls 133.75 µH

f 72652 kHz

D 0.32 -

C 4.34 nF

VLpmax -464 V

Pin 42 W

ILP 10.31 A

Se tomó como base el prototipo construido para el banco de pruebas. Los dispositivos

semiconductores usados cumplen con los esfuerzos de voltaje y corriente necesarios para este

caso. Por otro lado, la frecuencia de conmutación y el ciclo de trabajo pueden ajustarse a los


83

valores calculados a través de los potenciómetros incluidos en el diseño de la sección de

control del PWM.

Los cambios significativos entre el banco de pruebas y el prototipo final son el

transformador y el capacitor C . Para el capacitor C , se usaron dos capacitores de

polipropileno de uno de 1 nF y uno de 3.3 nF conectados en paralelo con los que se consiguió

un valor muy aproximado al calculado. El diseño del transformador se presenta en la sección

siguiente.

4.2.1. Diseño del transformador

Este transformador, al igual que el del banco de pruebas, se diseñó con el método de la

constante geométrica Kg; los datos de diseño y el desarrollo del procedimiento se presentan el

anexo F.

4.3. Resultados experimentales

Con el prototipo final listo, se siguió el proceso de medición presentado en el capítulo 3

en las secciones 3.4.3. y 3.4.4.; sólo que esta vez para un solo valor de voltaje inv .

Las siguientes figuras representan los vectores de voltaje y corriente medidos en la

práctica.

En la figura 4.1 podemos observar la forma de onda de la corriente de entrada tomada

del prototipo ini . El valor de la corriente pico máxima medida en la práctica tiene fue de 9.9 A.

84 Resultados experimentales

Figura 4.1. Corriente de entrada medida en la práctica.

La figura 4.2 muestra la forma de onda de la corriente en el devanado primario Lpi ,

resultado de las pruebas experimentales. El valor máximo registrado fue de 9.8 A que es 4.9%

menor al valor calculado por la metodología de diseño.

Figura 4.2. Corriente en el inductor primario medida en la práctica.

La corriente en la carga oi , tuvo un valor máximo de 326 mA y su forma onda se

muestra en la figura 4.3

0 5 10

x 10-6

-6

-4

-2

0

2

4

6

8

10

Tiempo (s)

Corr

iente

(A)

9.9 A

0 5 10

x 10-6

-8

-6

-4

-2

0

2

4

6

8

10

a)

Tiempo (s)

Co

rrie

nte

(A)

1.075 1.08 1.085 1.09

x 10-3

-8

-6

-4

-2

0

2

4

6

8

10

b)

Tiempo (s)

Co

rrie

nte

(A)

Sin Cs

Con Cs

9.8 A 10.34 A


85

Figura 4.3. Corriente en la carga medida en la práctica.

El esfuerzo de voltaje del interruptor, que en este caso fue el CoolMOS™ SPP17N80C3

se puede ver en la figura 4.4. El valor maximo alcanzado fue de 545 V.

Figura 4.4. Voltaje en el interruptor medido en la práctica.

En la figura 4.5 se muestra el voltaje en la carga ov , obtenido en la pruebas

experimentales; el valor maximo de ov es 3.9% menor a lo calculado en la metodologia de

diseño. Se pueden ver los 7 pulsos de resonancia presentes en el apagado.

0 5 10

x 10-6

-0.4

-0.3

-0.2

-0.1

0

0.1

0.2

0.3

0.4a)

Tiempo (s)

Corr

iente

(A)

1.075 1.08 1.085 1.09

x 10-3

-0.4

-0.3

-0.2

-0.1

0

0.1

0.2

0.3

0.4b)

Tiempo (s)

Corr

iente

(A)

Sin Cs

Con Cs

326 mA

248 mA

376 mA

1.074 1.076 1.078 1.08 1.082 1.084 1.086 1.088 1.09 1.092

x 10-3

-400

-300

-200

-100

0

100

200

300

400

500

b)

Tiempo (s)

Volts(A

)

-4 -2 0 2 4 6 8 10 12

x 10-6

0

100

200

300

400

500

a)

Tiempo (s)

Volts(V

)

545 V

86 Análisis comparativo

Figura 4.5. Voltaje en la carga. Medida en la práctica.

La eficiencia final fue de 80.95%. El flujo luminoso fue de 1009 lúmenes por tanto la

eficacia lumínica de la lámpara fue de 28.85 lúmenes/Watts.

4.4. Análisis comparativo

Con la finalidad de evaluar los resultados obtenidos en las pruebas experimentales, se

presenta la tabla 4.4. En ésta, se compara la fuente de alimentación implementada, la fuente

de alimentación reportada en [1] y el balastro y la lámpara Planon de Osram [23]. Cabe aclarar

que esta última comparación se hace con el único propósito de comparar la funcionalidad de

un sistema probado, como lo es la lámpara Planon, con los sistemas desarrollados en CENIDET.

Además, Osram es el único fabricante que hasta la fecha tiene colocado en el mercado un

sistema de iluminación que trabaja con el principio de la descarga de barrera dieléctrica; por lo

tanto, es la única referencia con la que contamos.

Dicho lo anterior, los parámetros de comparación fueron la eficiencia de la fuente y la

eficacia de lámpara. Como se puede observar la eficiencia y eficacia más altas se consiguieron

con la fuente de alimentación propuesta en esta tesis. Otro punto importante es que la eficacia

lumínica es muy cercana a la eficacia que tiene la lámpara Planon. Se debe notar que la

potencia conseguida fue 900% más que la conseguida en [1].

0 5 10

x 10-6

-1000

-500

0

500

1000

1500

a)

Tiempo (s)

Vo

lts(V

)

1.075 1.08 1.085 1.09

x 10-3

-1000

-500

0

500

1000

1500

b)

Tiempo (s)

Vo

lts(V

)

Sin Cs

Con Cs1560 V

1620 V1528 V


87

Tabla 4.4. Análisis comparativo entre el diseño propuesto con el sistema de Planon y el protipo.

Fuente de alimentación Potencia

nominal

Eficiencia de la

fuente

Eficacia de la lámpara

Pulso con resonancia [1] 5 W 44.8% 22 lúmenes/Watt

Planon de osram [12] 90 W 75.5% 27 lúmenes/Watt

Propuesta en este trabajo

de tesis

45 W 80.95% 28.85 lúmenes/Watt


89

Capitulo 5

Capítulo 5

Conclusiones

En este capítulo se presentan las conclusiones generales de los temas desarrollados en

esta tesis.

90 Capitulo 5


91

Capitulo 5. Conclusiones

5.1. Acerca de la topología seleccionada

a selección de la topología para la fuente de alimentación desarrollada, fue

uno de los puntos medulares en el desarrollo de esta tesis. Las características

deseadas de alta eficiencia, sencillez así como de un tipo de forma de onda

específica generada por la fuente, limitaron las opciones a unas cuantas topologías.

El ACE en su variante de un solo inductor y capacitor en la red de carga, fue la topología

en la que se encontró la mayoría de las características deseadas. Sin embargo, la baja eficiencia

reportada en [1] para la misma aplicación, dio lugar a un par de modificaciones en la topología

original; con la propósito de corregir esta baja eficiencia. La inclusión del diodo D tuvo como

finalidad evitar el regreso de energía a la fuente de CD, situación que se considera era una de

las principales causas de la baja eficiencia que reportaba la topología original. El cambio del

capacitor C es una consecuencia de la inclusión del diodo, y su principal ventaja es darle una

ruta de descarga al mismo a través del inductor PL y no a través del interruptor Q ; con lo que

se evita el daño del interruptor y adicionalmente forma parte del circuito resonante en el

apagado, que dan lugar a las resonancias que alimentan a la carga.

Como consecuencia de los cambios hechos en la topología original, hubo la necesidad

de desarrollar un análisis para la nueva topología. Una de las consideraciones tomadas fue no

incluir el capacitor SC del modelo de la lámpara fluorescente en el desarrollo del análisis;

porque su valor se considera despreciable, siempre que se cumpla que srC C . Con este

cambio se observó que la topología podía ser analizada como un circuito RLC en su caso sub-

amortiguado, considerando sólo la respuesta del circuito en el apagado; ya que es en este

estado en donde se presenta la transferencia de energía a la carga.

5.2. Acerca la metodología de diseño

Se consiguió con éxito desarrollar una metodología de diseño para la topología

seleccionada. En ella, se logró manipular el número de resonancias en el voltaje Lpv , que

finalmente se reflejaba a la lámpara a través del transformador. Esta característica fue una de

las principales ventajas logradas en el desarrollo de la metodología; porque permitió obtener

los siguientes efectos:

L

92 Acerca de la caracterización de las lámparas

Más de un pulso de resonancia en Lpv para el mismo periodo de conmutación,

obteniendo así dos frecuencias, la de conmutación f y la resonancia de los pulsos rf .

El que rf f tiene como ventaja obtener pendientes altas de voltaje en la

carga, con voltajes pico de apenas un par de kilovolts.

Altas pendientes de voltaje provocan microdescargas más intensas y

consecuentemente se incrementa la producción de luz en la lámpara.

Mantener una f baja permite disminuir las pérdidas por conmutación en el

interruptor.

Los compromisos establecidos para controlar el número de resonancias en Lpv , fueron

tener como datos de diseño parámetros poco convencionales y dejar fuera a la potencia de la

fuente, como un dato de diseño. Esto trajo como consecuencia que el usuario deba ajustar los

parámetros de diseño para obtener la potencia deseada en la fuente, esto es se vuelve un

método iterativo. Pese a estos inconvenientes, la precisión que se obtuvo entre los datos

calculados por la metodología y los obtenidos en simulación, aprueban la validez y el uso de la

metodología de diseño.

5.3. Acerca de la caracterización de las lámparas

Con la mejora del sistema de alimentación se pudo aumentar la potencia de la fuente

de la fuente de alimentación, con lo cual el modelo matemático establecido para el cálculo de

SR

y SC se volvió insuficiente. Así, hubo la necesidad de llevar a cabo nuevamente la

caracterización para obtener la impedancia de las lámparas a potencias superiores que las

obtenidas con el modelo matemático, e incluso a potencias mayores que la potencia nominal

de la misma lámpara. Otro que resulto de la caracterización fue la eficiencia de la fuente, la

cual se estableció como criterio para la selección de la lámpara y la potencia con la que se

trabajaría el prototipo final.

5.4. Acerca del prototipo final

Se implementó con éxito una fuente de alimentación para la lámpara Philips TL841,

obteniendose una eficiencia de la fuente de alimentación de 80.95% y una eficacia de la

lámpara de 28.85 lúmenes/Watts. Se logró también que esta fuente de alimentación tuviera

una estructura sencilla y de tamaño reducido.


93

Esta fuente hizo posible la reutilización de una lámpara inservible, haciéndola

trabajar con electrodos externos bajo el principio de la DBD, con lo cual se comprueba la

hipótesis planteada inicialmente.

5.5. Aportaciones

Las aportaciones de este trabajo se enlistan a continuación

Análisis matemático del circuito

Metodología de diseño

Caracterización de 3 modelos diferentes de lámparas fluorescentes

Fuente de alimentación con mejor eficiencia

5.6. Contratiempos

En el desarrollo de este trabajo se tuvieron principalmente dos inconvenientes. El

primero de ellos tiene que ver con el material magnético para la construcción del

transformador, ya que las ferritas disponibles no eran apropiadas para la frecuencia con la cual

trabajaría el transformador. La solución fue reducir los pulsos de resonancia, para obtener una

rf menor y de esta forma utilizar las ferritas disponibles.

En la medición de la potencia de la lámpara se tiene establecido el método a utilizar

para el tipo de descarga que con la cual trabaja la lámpara. Sin embargo, el método establece

que la gráfica obtenida de ov vs Cauxq debe tener la forma de un paralelogramo; sin embargo,

en nuestro caso esta gráfica dibujo una serie de óvalos anidados. Es por esto que hubo la

necesidad de usar un método diferente, pero igualmente confiable; sin embargo con este

último no se pudo calcular el valor del capacitor SC , dejando la caracterización de las lámparas

solo con el valor de SR .

94 Referencias

5.7. Referencias

[1] V. Olivares, "Análisis y determinación de las características de operación y modelado de

lamparas fluorescentes convencionales, trabajando con descarga de barrera

dieléctrica.," Cuernavaca, México: CENIDET, 2008.

[2] B. Cook, "High efficiency lighting in industry and commercial buildings," Power

Engineering Journal, vol. 12, pp. 197-206, 1998.

[3] B. Cook, "New developments and future trends in high-efficiency lighting," Engineering

Science and Education Journal, vol. 9, pp. 207-217, 2000.

[4] M. F. Gendre, "Two centuries of electric light source innovation," Eindhoven University

of Technology, Eindhoven.

[5] M. W. Kwok-tin, "Induction Lamps Installations at Kowloon Bay Indoor Games Hall,"

2003.

[6] D. O. Wharmby, "Electrodeless lamps for lighting: a review," Science, Measurement and

Technology, IEE Proceedings A, vol. 140, pp. 465-473, 1993.

[7] V. A.Godyak, "Radio frequency light sources," in Industry Applications Conference, 2000.

Conference Record of the 2000 IEEE, 2000, pp. 3281-3288 vol.5.

[3] U. Kogelschatz, "Dielectric-Barrier Discharges: Their History, Discharge Physics, and

Industrial Applications," Plasma Chemistry and Plasma Processing, vol. 23, pp. 1-46,

2003.

[9] U. Kogelschatz, "Filamentary, patterned, and diffuse barrier discharges," Plasma

Science, IEEE Transactions on, vol. 30, pp. 1400-1408, 2002.

[10] L. R. Nerone, "Novel self-oscillating class E ballast for compact fluorescent lamps,"

Power Electronics, IEEE Transactions on, vol. 16, pp. 175-183, 2001.

[11] J. L. Duarte, J. Wijntjens, and J. Rozenboom, "Getting more from fluorescent lamps

through resonant converters," in Industrial Electronics, Control, Instrumentation, and

Automation, 1992. Power Electronics and Motion Control., Proceedings of the 1992

International Conference on, 1992, pp. 560-563

[12] V. A. Godyak, Piejak, R.B. , "Ion power losses at the electrode sheaths in a symmetric

RFdischarge," IEEE International Conference on Plasma Science, pp. 212-213, 1990.

[13] Y. Yin, J. Messier, and J. A. Hopwood, "Miniaturization of inductively coupled plasma

sources," Plasma Science, IEEE Transactions on, vol. 27, pp. 1516-1524, 1999.

[14]___"http://www.lamptech.co.uk/Spec%20Sheets/Osram%20Planon.htmhttp://www.lampt

ech.co.uk/Spec%20Sheets/Osram%20Planon.htm." [2008].

[15] M. Takeda, Horii, S., Hochi, A., "Plasma Spectroscopic Study of an Electrodeless HID

Lamp Contained TII and Zn," IEEE Conference Record, Plasma Science, ICOPS´96, pp.

120-121, 1996.

[16] B. P. Turner, Ury, M.G., Leng, Y., Love, W.G. , "Lamps–Progress in their development,"

Journal of the IES, vol. 2, pp. 10-16, 1997.


95

[17] J. Fernández, "Estudio, caracterización y modelado de celdas generadoras de ozono,"

Cuernavaca, México CENIDET, 2005.

[18] J. Aguilar, "Fuente de alimentación para la generación de ozono en aplicaciones de

desinfección de agua," Cuernavaca, México: CENIDET, 2005.

[19] E. Beutelspacher, Calderón, J., , "Diseño y construcción de una celda generadora de

ozono," Cuernavaca, México: CENIDET, 2005.

[20] U. Kogelschatz, Eliasson, B., Egli, W. , "From ozone generators to flat television screens:

history and future potencial of dielectric-barrier discharges," Internatinal Symposium on

Plasma Chemistry, pp. 1809-1918, 1999.

[21] E. Dueñas, "Estudio del efecto de la pendiente en la forma de onda de excitación sobre

la DBD en fluidos," Cuernavaca, México: CENIDET, 2009.

[22] M. Kazimierczuk, "Exact analysis of class E tuned power amplifier with only one inductor

and one capacitor in load network," Solid-State Circuits, IEEE Journal of, vol. 18, pp. 214-

221, 1983.

[23] " www.planon.ed." [2009].

[24] M. Ponce, "Un granito de arena para reducir la contaminación con mercurio y sus

efectos en el medio ambiente," Confluencia, pp. 10-11, 2006.

[25] Y. Huang, L. Wang, P. Lin, and Z. Zhang, "Research on the power supply of the ozonizer

based on a novel control strategy," in Power Electronics and Motion Control Conference,

2004. IPEMC 2004. The 4th International, 2004, pp. 822-826 Vol.2.

[26] J. M. Alonso, C. Ordiz, M. A. D. Costa, J. Ribas, and J. Cardesin, "High Voltage Power

Supply for Ozone Generation Based on Piezoelectric Transformer," in Industry

Applications Conference, 2007. 42nd IAS Annual Meeting. Conference Record of the

2007 IEEE, 2007, pp. 1901-1908.

[27] S. K. Han, G. W. Moon, and M. J. Youn, "Zero-voltage and zero-current switching

energy-recovery circuit for plasma display panel," Electronics Letters, vol. 40, pp. 475-

476, 2004.

[28] E. Moreno, "Diseño e implementación de una fuente de alimentación para generadores

de ozono basada en formas de onda pulsantes," Cuernavaca, México.: CENIDET, 2009.

[29] J. H. Y. Dong Y. Lee, and Bo H. Cho, "Novel Energy-Recovery Driving Circuit for Plasma

Display Panel using Regenerative Transformer," PESC03, vol. 2, pp. 656-659, 2003.

[30] M. Ling-Guo, L. Zhi-Hu, and L. Chun-Liang, "Energy Recovery Circuit with Auxiliary Power

Supply for AC Plasma Display Panel," Consumer Electronics, IEEE Transactions on, vol.

53, pp. 765-768, 2007.

[31] H. Horng-Bin, C. Chern-Lin, L. Song-Yi, and L. Kun-Ming, "Regenerative power

electronics driver for plasma display panel in sustain-mode operation," Industrial

Electronics, IEEE Transactions on, vol. 47, pp. 1118-1125, 2000.

96 Referencias

[32] T. S. Kim, S. K. Han, G. W. Moon, and M. J. Youn, "High performance series-resonance

energy-recovery circuit for plasma display panel," Electronics Letters, vol. 42, pp. 629-

630, 2006.

[33] W. Ki Woong, Jin Ho, Yang, "Energy Recovery driver Circuit for AC Plasma Display

Panel." vol. 6538627, U. S. Patent, Ed., 2003.

[34] L. F. Weber, Wood, M.B, "Energy recovery sustain circuit for the AC plasma display,"

Proc. Symp. Society for Information Display, pp. 92-95, 1987.

[35] "http://www.addlink.es/productos.asp?pid=43." vol. 2009].

[36]___"http://digital.ni.com/worldwide/spain.nsf/web/all/AF4C3DCD8ED8042C80256C68004

330AB?OpenDocument." [2009].

[37] W. F. Keung, "High Frequency Transformer for Swiching Mode Power Supplies," in

Faculty of Engineering and Information Technology Brisbane Australia: Griffith

University, 2004, pp. 29-49.

[38] M. Sippola, "Developments for the high frequency power transformer design and

implementation," Espoo, Finland: Helsinki University of Technology Applied Electronics

Laboratory, 2003, pp. 14-21.

[39] R. W. Erickson, Maksimovic, Dragan. , Fundamentals of power electronics. United States

of America, 2001.

[40] E. H. Morales, "Estudio y caracterización del par interruptor-diodo en un convertidor cd-

cd.," Cuernavaca, México: CENIDET, 2009.

[41] E. Guerrero, "Estudio del desempeño del amplificador clase E conmutado a voltaje cero,

utilizando diferentes dispositivos semiconductores de potencia como interruptor,"

Cuernavaca, México: CENIDET, 2004.


97

Anexo A: Resumen de la revisión del Estado del Arte

Tabla A.1. Resumen de la revisión del estado del arte

Referencia. Eficiencia %

ERC ZVS ZCS Frecuencia (Hz)

Forma de onda entregada por

la fuente

Interruptor Año de publicación

TIPO DE DOCUMENTO

(Huang, Wang et al. 2004) [25]

__ no no si Entre 10k y 30k

corriente sinusoidal

IGBT 2004 ARTICULO

(Beutelspacher 2005) [19]

88 no si no 25k sinusoidal MOSFET 2005 TESIS CENIDET

(Fernández 2005) [17]

__ no si si 17.5k sinusoidal MOSFET 2005 TESIS CENIDET

(Alonso, Ordiz et al. 2007) [26]

95 no si no 40.6k sinusoidal MOSFET 2004 ARTICULO

(Weber 1987) [34]

__ si si no 100k alterna no sinusoidal

MOSFET 2003 PATENTE (USA)

(Han, Moon et al. 2004) [27]

__ si si si 50k alterna no sinusoidal

MOSFET 2004 ARTICULO

(Ling-Guo, Zhi-Hu et al. 2007) [30]

__ si si no 100k alterna no sinusoidal

MOSFET 2003 PATENTE

(Olivares 2008) [1] 56.9 no si no 50k- 500k pulsos sinusoidales

MOSFET 2008 TESIS CENIDET

(Horng-Bin, Chern-Lin et al. 2000) [31]

__ si no si 90 k cuadrados positivos

MOSFET 2000 ARTICULO

(Horng-Bin, Chern-Lin et al. 2000; Kim, Han et al. 2006) [32]

__ si si no 200 k sinusoidal MOSFET 2006 ARTICULO

(Moreno 2009) [28]

91 no no no 8.7 k pulsos sinusoidales

IGBT 2009 TESIS

98 Anexo B: Programas de la metodologia de diseño.

Anexo B: Programas de la metodologia de diseño.

En esta sección se presenta la programación de la metodología de diseño en los dos

diferentes ambientes que se utilizaron. El primero que se presenta es el de MathCAD, la Figura

B.1 es una imagen de parte del programa de la metodología de diseño, en la cual se pueden ver

los datos de diseño que el usuario debe ingresar, incluido el dato de la resistencia del modelo

de lámpara. El intervalo de los valores que se pueden ingresar está definido por el mismo

MathCAD.

Figura B.1. Pantalla de la metodología de diseño desarrollada en MathCAD 13.

La Figura B.2 es la otra parte de las fórmulas de la metodología de diseño, se muestran

los paso 4 al 8.


99

Figura B.2. Parte de la metodología de diseño desarrollada en MatCAD 13 (pasos 4-8)

Los últimos pasos de la metodología en los que se calcula el voltaje máximo en la carga

y la pendiente de voltaje se presenta en la Figura B.3

Para el diseño en Mathcad el usuario se puede guiar del diagrama de flujo de la

metodología de diseño que se muestras en la Figura B.4


Figura B.3. Parte de la metodología de diseño desarrollada en MathCAD 13 (pasos 16-19).

Figura B.4. Diagrama de flujo de la metodología de diseño.


101

La Figura B.5 es del panel frontal del programa desarrollado para la metodología de

diseño en LabVIEW 8.2; esta pantalla es la interfaz del usuario en la que se ingresan los datos

de diseño y se visualizan los resultados.

Figura B.5. Panel frontal del programa de la metodología de diseño desarrollada en LabVIEW .

La Figura B.6 es la parte del panel de programación en LabVIEW. Una de las

características de este programa es precisamente que la programación se hace con base en la

interconexión de bloques así como se observa en esta imagen.


Figura B.6. Muestra parte de la programación a bloques desarrollada en Labview 8.2


103

Anexo C: Formas de onda del efecto del capacitor Cs.

Las siguientes gráficas corresponden a los resultados de simulación de la topología

propuesta, en la cual se agregó el capacitor srC .

En la Figura C.1 a) se observa el voltaje de control de compuerta. La Figura C.1 b)

muestra la forma de onda del voltaje del devanado primario, se puede ver el voltaje máximo

obtenido en simulación; este voltaje es inferior al obtenido en la simulación sin el capacitor srC

, para el mismo ejemplo, que en este caso fue el llamado ejemplo 1. Se aprecian también en

esta figura, los 5 pulsos de resonancia. En la Figura C.1 c) vemos la corriente en el devanado

primario y el punto máximo de corriente alcanzado en el encendido, la corriente pico máxima

fue también menor con respecto a la simulación sin el capacitor srC .

Figura C.1. Formas de onda del devanado primario para el ejemplo 1. a) Voltaje de control. b) Voltaje en el


Las siguientes formas de onda corresponden a la simulación del ejemplo 2. La Figura C.2

a) es el voltaje de control. En la Figura C.2 b) se observa el voltaje del devanado primario y su

valor maximo alcanzado. Por otra lado la corriente en el devando primario se muestra en la

Figura C.2 c), en donde se aprecia el valor de la corriente maxima alcanzada durante el

2.02 2.04 2.06 2.08 2.1 2.12

x 10-4

0

5

10

15

a)

Vo

lts(V

)

2.02 2.04 2.06 2.08 2.1 2.12

x 10-4

-400

-200

0

200

400

b)

Vo

lts(V

)

2.02 2.04 2.06 2.08 2.1 2.12

x 10-4

-5

0

5

10

c)Tiempo (s)

Co

rrie

nte

(I)

9.51 A

-480 V

104 Anexo C: Formas de onda del efecto del capacitor Cs.

encendido. La tendencia es la misma que para el ejemplo 1, el voltaje pico y la corriente pico

alcanzados en el devanado primario son menores, en comparación con la simulación hecha sin

el capacitor srC .



Finalmente para el ejemplo 3, el voltaje de control de la compuerta en la compuerta se

puede observar en la Figura C.3 a). Figura C.3 b) observamos el voltaje en el devanado primario

y el valor de voltaje máximo obtenido en la simulación del ejemplo 3. Se diseño este ejemplo

con 10 pulsos de resonancia, los cuales se pueden observar en esta misma figura. La forma de

onda de corriente y su valor máximo alcanzado durante el encendido, se puede apreciar en la

Figura C.3 c). La tendencia es la misma que para los otros dos ejemplos, el valor máximo del

voltaje y corriente disminuyen con respecto a la simulación hecha sin el capacitor srC .

2.055 2.06 2.065 2.07 2.075 2.08 2.085 2.09

x 10-4

0

5

10

15

a)

Vo

lts(V

)

2.055 2.06 2.065 2.07 2.075 2.08 2.085 2.09

x 10-4

-200

0

200

b)

Vo

lts(V

)

2.055 2.06 2.065 2.07 2.075 2.08 2.085 2.09

x 10-4

-4

-2

0

2

4

c)Tiempo (s)

Co

rrie

nte

(I)

-250.5 V

4.06 A


105



Para los tres ejemplos anteriores, otro efecto observado fue la disminución de la

potencia de la fuente inP ; lo cual resulta lógico ya que los valores de corriente y voltaje

disminuyeron en todos los casos.

2.06 2.07 2.08 2.09 2.1 2.11 2.12 2.13 2.14

x 10-4

0

5

10

15

a)

Vo

lts(V

)

2.06 2.07 2.08 2.09 2.1 2.11 2.12 2.13 2.14

x 10-4

-400

-200

0

200

400

b)

Vo

lts(V

)

2.06 2.07 2.08 2.09 2.1 2.11 2.12 2.13 2.14

x 10-4

-2

0

2

c)Tiempo (s)

Co

rrie

nte

(I)

-427.7 V

1.71 A

106 Anexo D: Gráficas de la respuesta de las variables

Anexo D: Gráficas de la respuesta de las variables

En la Figura D.1 podemos observar la variación del parámetro de diseño CDV y la

respuesta de las variables pL , sL , C y f

ante tal variación. Se nota fácilmente que todas las

variables se ven afectadas por CDV , especialmente el valor del capacitor C , las expresiones

(2.45) y (2.34) pueden dar cuenta de esta relación. El siguiente parámetro en el que tiene

mayor impacto CDV es f ; esta influencia se hace evidente en el cálculo f , el cual se puede

consultar en el capítulo 2; en las expresiones (2.57). El valor de pL tiende a ser menor

conforme CDV aumenta, sin embargo la variación no es tan dramática como en el caso de las

otras tres variables. El valor de sL tiene la misma tendencia que el de pL , ya que el cálculo del

primero está hecho en función del segundo; de ahí que las líneas de tendencia aparezcan

superpuestas. Es oportuno aclarar que la variable f a la que se hace referencia en éste y el

resto de ejemplos de variación de parámetros, es la f que se calcula y no la que se propone.

Figura D.1. Respuesta de las variables Lp, Ls, C y fc ante la variación de la fuente de alimentación.

En la Figura D.2., el parámetro de variación fue la frecuencia de conmutación como dato

de diseño, y se muestra, la respuesta de la frecuencia de conmutación como dato calculado por

0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4 4.5 5

0.4

0.6

0.8

1

1.2

1.4

1.6

1.8

2

2.2

2.4

VOLTAJE DE ALIMENTACIÓN VCD

UN

ID

AD

ES

N

OR

MA

LIZ

AD

AS

LP

LS

C

fc


107

la metodología. Dicho de otra forma, la variación se hace en la f de diseño y se observa la

respuesta de la f calculada. La tendencia de la f calculada, es aumentar linealmente según

el aumento de la f de diseño. Las variables pL , sL y C presentan el mismo comportamiento

entre si, decrecen exponencialmente con el aumento de la f . Recordemos que una de las

ventajas de aumentar la frecuencia de conmutación en las fuentes de alimentación

conmutadas, es precisamente la disminución de los elementos magnéticos; esta tendencia se

puede ver perfectamente en la figura d.2. En cuanto al valor de C , éste se encuentra ligado a

la constante de amortiguamiento , la cual depende directamente del tiempo de apago, que a

su vez depende de la frecuencia de conmutación, lo que hace entonces que el valor C varíe

con la variación de f .

Figura D.2. Respuesta de las variables Lp, Ls, C y fc ante la variación de la frecuencia de conmutación.

En la figura d.3 vemos la respuesta de las variables, pL , sL , C y f ante la variación del

ciclo de trabajo D . Cabe mencionar que a pesar de que el ciclo de trabajo es un parámetro de

diseño, la metodología lo re-calcula con la finalidad de obtener el número de pulsos de

resonancia deseados y además hacer que la conmutación en el encendido ocurra cuando

Lp CDv v . Aclarado este punto, la variación que se presenta es la del ciclo de trabajo como

parámetro de diseño. El impacto más grande es en la f calculada; debido a que esta variable

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3

0

1

2

3

4

5

6

7

8

9

10

FRECUENCIA DE CONMUTACIÓN FC

UN

ID

AD

ES

N

OR

MA

LIZ

AD

AS

LP

LS

C

fc


está en función del ciclo de trabajo. La tendencia indica que a menor D mayor f ; se puede

decir entonces que a menor D , menor valor de pL , sL

y C , y lo demuestra las líneas de

tendencia de tales variables.

Figura D.3. Respuesta de las variables Lp, Ls, C y fc ante la variación del ciclo de trabajo D.

La constante 2A es el coeficiente que multiplica la función seno de la respuesta

característica de un circuito RLC paralelo, con un comportamiento subamortiguado; la cual se

usó como base para el desarrollo de la metodología de diseño propuesta en este trabajo. Este

coeficiente es un dato de diseño, y afecta a las variables PL , SL , C y f . En la figura D.4,

vemos que la variable más afectada por 2A es Lpv ; ésta relación es directa por lo que el

incremento de 2A , aumenta el valor de Lpv . La f se ve afectada inversamente con el

aumento de 2A ; por lo cual la respuesta en PL , SL , C , es contraria a la de f ; recordemos a

mayor frecuencia, PL , SL y C , se vuelven más pequeños.

0.2 0.4 0.6 0.8 1 1.2 1.4 1.6 1.8

0

1

2

3

4

5

6

7

CICLO DE TRABAJO D

UN

ID

AD

ES

N

OR

MA

LIZ

AD

AS

LP

LS

C

fc


109

Figura D.4. Respuesta de las variables Lp, Ls, C y fc ante la variación de la constante A2.

Como se observa en la figura D.5., la variación del número de pulsos de resonancia que

se desean en el apagado, afecta a la mayoría de las variables que se muestran en ésta grafica;

exceptuando el valor de C . El efecto más visible es el de la variable f calculada; esto sucede

porque la frecuencia de resonancia de los pulsos rf es función directa del número de ellos, lo

cual se puede observar en la expresión (2.63). En cuanto a la variable LpV ésta es función de rT

y d , por lo que también se ve afectado directamente con la variación del numero de pulsos.

Los valores de PL , SL y C varían inversamente a la frecuencia de conmutación f .

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5

0.4

0.6

0.8

1

1.2

1.4

1.6

1.8

2

CONSTANTE A2

UN

ID

AD

ES

N

OR

MA

LIZ

AD

AS

LP

LS

C

fc


Figura D.5. Respuesta de las variables Lp, Ls, C y fc ante la variación del número de pulsos.

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4

0

5

10

15

20

25

30

35

PULSOS DE RESONANCIA PU

UN

ID

AD

ES

N

OR

MA

LIZ

AD

AS

LP

LS

C

fc


111

Anexo E: Diseño del transformador para el banco de pruebas

Las especificaciones requeridas en este procedimiento de diseño se presentan en la

tabla e.1.

Tabla E.1. Datos de diseño para el transformador.

Variable Descripción Valor Unidades

Los volts segundos aplicados al devanado primario 1.478m V/s

ILP La corriente rms aplicada al devanado primario. Este

valor de tomo de las simulaciones. Este valor fue

tomado de simulación.

3.9 A

ILS La corriente rms aplicada al devanado secundario.

Este valor de tomo de las simulaciones. Este dato fue

tomado de simulación.

106m A

N La relación de transformación

3.75

Lp El valor del inductor primario 12.08µ H

Ptot La estimación de las pérdidas totales; usualmente

representa el 5% de la potencia en la carga

3 W

Ku Factor de utilización. Representa la fracción del área

de ventana del núcleo que se rellena con el alambre

de cobre. El valor típico es de 0.4

0.2

Resistividad del alambre magneto 1.72µ Ohm-cm

µ0 Permeabilidad del aire=4π10-7 4π10-7

Β Exponente de pérdidas en el núcleo. 2.6

Bmax Máxima densidad de flujo magnético 0.23 Tesla

Pv Perdidas volumétricas del material 200 kW/m3

La Tabla E.2 muestra los datos del núcleo RM14 de material Ferroxcube 3F3. El material

de la ferrita juega un papel importante en el diseño del transformador, ya que éste determina

112 Anexo E: Diseño del transformador para el banco de pruebas

la frecuencia y la densidad de flujo magnético máxima que a la que el transformador puede

trabajar.

Tabla E.2. Datos del núcleo.

Variable Descripción Valor Unidad

Ac Sección del área transversal del núcleo 1.98 cm2

WA Área de ventana 1.12 cm2

MLT Longitud media por vuelta 7.1 cm

Lm Longitud de la trayectoria magnética 7 cm

Este procedimiento de diseño es una combinación del diseño de un transformador y el

diseño de un inductor. Lo anterior obedece a la necesidad de que el transformador además de

aislar y elevar el voltaje; pueda almacenar energía como sucede en un simple inductor.

A continuación se enlista la serie de pasos de dicho procedimiento:

Paso 1. Determinar la constante feK mediante la siguiente formula

33

max

6.011 10

vfe

p WK

T cmB

(E.1.)

Paso 2. Calculo de las pérdidas totales en corriente totI

4.29tot LP LSI I N I A

(E.2)

Paso 3. Calculo del valor requerido de gfeK

2 2 2

8

( 2)/10 0.01349

2 ( )

tot fe

gfe

u tot

I KK

K P

(E. 3)

Paso 4. Calculo del valor de gfeK para el núcleo RM14 y su comparación con el gfeK requerido


113

22

2(1 1/ )2 2

2/0.02437

2 2

A Cgfe

W AK

MLT lm

E.4)

gfeK necesitado es gfeK RM14 requerido por lo tanto se puede usar este núcleo.

Paso 5. Calculo de las vueltas en el devanado primario y secundario

4

max

10 13.822

p

C

n vueltasB A

(E.5)

51.83S Pn n N vueltas

(E.6)

Paso 6. Calculo del entrehierro

240

310 3.95

1 10

C Pg

A nl mm

L

(E.7)

Paso 7. Calculo del calibre del alambre magneto

1 0.9075LP

tot

I

I

(E.8)

2 0.0924LS

tot

IN

I

(E.9)

3 21 22 10u Awp

P

K WA N cm

n

(E.10)

Lo que corresponde a un calibre #14

6 22 599 10u Aws

S

K WA cm

n

(E.11)


Paso 8. Resistencia de los devanados

114 Anexo E: Diseño del transformador para el banco de pruebas

7.6p

P

wp

n MLTR m

A

(E.12)

1.05sS

ws

n MLTR

A

(E.13)

Paso 9. Cálculo de las pérdidas en el cobre

2 116pcu LP pP I R mW

(E.14)

2 12.82scu LS SP I R mW

(E.15)

Paso 10. Pérdidas en el núcleo

max 6.21fe gfe C mP K B A L m

(E.16)

Paso 11. Profundidad piel

3

0

2.14 10C

C

cmf

(E.17)

Con lo cual se recomienda usar un calibre máximo #26, para evitar pérdidas por “efecto piel”

(skin effect).


115

Anexo F: Diseño del transformador para el prototipo final

Las especificaciones requeridas en este procedimiento de diseño se presentan en la

tabla f.1.

Tabla F.1. Datos de diseño para el transformador del prototipo final.

Variable Descripción Valor Unidades

Los volts segundos aplicados al devanado primario 2.53m V/s

ILP La corriente rms aplicada al devanado primario. Este

valor se tomó de las simulaciones.

3.58 A

ILS La corriente rms aplicada al devanado secundario.

Este valor se tomó de las simulaciones

87m A

N La relación de transformación

3.5

Lp El valor del inductor primario 10.91µ H

Ptot La estimación de las pérdidas totales; usualmente

representa el 5% de la potencia en la carga

2 W

Ku Factor de utilización. Representa la fracción del área

de ventana del núcleo que se rellena con el alambre

de cobre. El valor típico es de 0.4

0.25

Resistividad del alambre magneto 1.72µ Ohms-cm

µ0 Permeabilidad del aire=4πx10-7 4π10-7

Β Exponente de pérdidas en el núcleo. 2.6

Bmax Máxima densidad de flujo magnético 0.35 Tesla

Pv Pérdidas volumétricas del material 180 KW/m3

Se necesitan también los datos del núcleo que se pretense usar, ver Tabla F.2.

116 Anexo F: Diseño del transformador para el prototipo final

Tabla F.2. Datos del núcleo.

Variable Descripción Unidades

Ac Sección del área transversal del núcleo 1.98 cm2

WA Área de ventana 1.12 cm2

MLT

Longitud media por vuelta 7.1 cm

Lm Longitud de trayectoria magnética 7 cm

El procedimiento de diseño es una combinación del diseño de un transformador y el

diseño de un inductor. Lo anterior obedece a la necesidad de que el transformador además de

aislar y elevar el voltaje; pueda almacenar energía como sucede en un simple inductor.

El procedimiento de diseño consiste en los siguientes pasos:

Paso 1. Determinar la constante feK mediante la siguiente fórmula

33

max

2.7581 10

vfe

p WK

T cmB

(F.1)

Paso 2. Cálculo de las pérdidas totales en corriente totI

4.1tot LP LSI I N I A

(F.2)

Paso 3. Cálculo del valor requerido de gfeK

2 2 2

8

( 2)/10 0.0238

2 ( )

tot fe

gfe

u tot

I KK

K P

(F.3)

Paso 4. Calculo del valor de gfeK para el núcleo RM14 y su comparación con el gfeK requerido

22

2(1 1/ )2 2

2/0.0243

2 2

A Cgfe

W AK

MLT lm

(F.4)

gfeK necesitado es gfeK RM14 requerido por lo tanto se puede usar este núcleo.


117

Paso 5. Cálculo de las vueltas en el devanado primario y secundario

4

max

10 18.252

p

C

n vueltasB A

(F.5)

63.88S Pn n N vueltas

(F.6)

Paso 6. Cálculo del entrehierro

240

310 3.59

1 10

C Pg

A nl mm

L

(F.7)

Paso 7. Cálculo del calibre del alambre magneto

1 0.925LP

tot

I

I

(F.8)

2 0.07418LS

tot

IN

I (F.9)

3 21 14.2 10u Awp

P

K WA N cm

n

(F.10)


6 22 325 10u Aws

S

K WA cm

n

(F.11)


Paso 8. Resistencia de los devanados

15.73p

P

wp

n MLTR m

A

(F.12)

2.4sS

ws

n MLTR

A

(F.13)

118 Anexo F: Diseño del transformador para el prototipo final

Paso 9. Cálculo de las pérdidas en el cobre, pérdidas en el núcleo y la profundidad piel.

2 227pcu LP pP I R mW

(F.14)

2 18.20scu LS SP I R mW

(F.15)

Pérdidas en el núcleo

max 21.53fe gfe C mP K B A L mW

(F.16)

Profundidad piel

3

0

2.14 10C

C

cmf

(F.17)

Con lo cual se recomienda usar un calibre máximo #26, para evitar pérdidas por “efecto piel”

(skin effect).

Diseño de una fuente de alimentación para la producción de luz con base en la DBD

Autor:

Ma. Elena Campos Osorio

Resumen

Esta tesis presenta el diseño e implementación de una fuente de alimentación para

lámparas fluorescentes; a las que se adaptaron electrodos externos y se hicieron trabajar con

base en la descarga de barrera dieléctrica. El objetivo principal fue desarrollar una fuente

sencilla y eficiente, la cual permitiera el reciclado de lámparas fluorescentes, logrando así

incrementar el tiempo de vida útil de éstas.

La configuración seleccionada para la fuente de alimentación se baso en el

Amplificador Clase E en su variante de un solo inductor y capacitor en la red de carga. Se

modificó esta configuración agregándole un diodo en serie con la fuente, con la finalidad de

mejorar su desempeño para en esta aplicación. Como consecuencia la operación del circuito

cambio y se desarrollar un análisis para la nueva configuración. Con base en trabajos previos y

con el análisis realizado se desarrolló una metodología de diseño.

Por otro lado, la caracterización de las lámparas trabajando bajo el principio de la

descarga de barrera dieléctrica consultada en trabajos anteriores, fue limitada para nuestra

aplicación, por que ésta se realizó a bajas potencias. Fue entonces que, se diseñó un banco de

pruebas para la caracterización de 3 distintos modelos de las lámparas. Con esta

caracterización se tuvo con mayor exactitud el valor de la resistencia SR del modelo de la

lámpara. Este dato fue utilizado para un diseño más preciso de la fuente de alimentación

Los resultados obtenidos se enfocan en la respuesta de la fuente y la respuesta de la

lámpara. De la fuente de alimentación se midió la eficiencia obtenida y de la lámpara la

eficacia lumínica; ambos datos son comparados con los de dos sistemas previos que trabajan

bajo el mismo principio de la DBD.

Design of a power supply for the generation of light based on DBD

Author:

Ma. Elena Campos Osorio

Abstract

This thesis presents the design and the implementation of a power supply for

fluorescent lamps, which were adapted with external electrodes; the lamps were driven by

the dielectric barrier discharge or DBD. The main objective of this work is to develop a simple

and efficient power supply, which allows the recycling of fluorescent lamps, so that their

useful life may increase.

The selected topology for the power supply is based on the class E power amplifier

with only one inductor and one capacitor variant as the network load. In order to improve its

performance, this configuration was changed by adding one diode in series with the voltage

source. In consequence, the operation of the circuit changed and an analysis was developed

for the new configuration. Therefore, based on previous works and on this analysis, a

methodology of design was proposed.

On the other hand, the existing characterization of the lamps, working under the

principle of the dielectric barrier discharge presented in previous works, is limited for our

application, because it was obtain under low powers. Therefore, a testing bench to

characterize three different lamps models was designed. A higher accuracy on the resistance

value of the lamp model was achieved due to this characterization. This information provided

a more precise design of the power supply.

The obtained results were focused in the response of the power supply and the

response of the lamp. The power supply efficiency and the light efficiency of the lamp were

measured; the data were compared with two previous systems that work under the same

DBD principle.

Antecedentes - CENIDET Maria Elena... · PARA LA PRODUCCIÓN DE LUZ CON BASE EN LA DBD. Director de...

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