Balasto Electrónico.

download Balasto Electrónico.

of 20

Transcript of Balasto Electrónico.

Electrnica de Potencia

Balasto Electrnico

Balasto Electrnico.Ctedra: Electrnica de PotenciaTitular de la Ctedra: Ing. Carlos Espinosa Jefe de Trabajos Prcticos: Ing. Daniel Graff Ayudante: Ing. Oscar Lopetegui

Grupo 7Alex Arrigo Alejandro Di Franco

Grupo 7 Alex Arrigo Alejandro Di Franco

Electrnica de Potencia

Balasto Electrnico

ndice 1. Objetivo 2. Introduccin 2.1 2.2 2.3 2.4 2.5 3 Informe 3.1 Diagrama esquemtico de conexin 3.2 Diseo y clculo de los componentes 3.2.1 Clculo de Cp y Cs 3.2.2 Clculo de Cboot 3.2.3 Clculo de C5, C6 y R2 3.2.4 Clculo del tiempo de conmutacin entre frecuencias 3.3 Lista de componentes 3.4 Costo de los materiales ms importantes 3.5 Mediciones 4 Desarrollo Terico 4.1 Caractersticas elctricas del IRF740 4.2 Topologa semipuente 4.3 Descripcin del Driver Diagrama en bloques Fase de Precalentamiento Fase de Ignicin Fase de Rgimen permanente Circuito Resonante RLC

Grupo 7 Alex Arrigo Alejandro Di Franco

Electrnica de Potencia

Balasto Electrnico

1 - ObjetivoDisear un balasto electrnico de bajo costo capaz de manejar lmparas fluorescentes.

2 - IntroduccinLas lmparas de descarga son fuentes de energa luminosa cuya luz es producida por la energa radiante generada por la descarga de un gas. La mayora de las lmparas de descarga funcionan en serie con un dispositivo que limita la corriente. Este circuito auxiliar, llamado normalmente balasto, limita la corriente a un valor determinado para cada lmpara. El balasto, en otras palabras, ser el encargado de proporcionar la tensin de arranque y funcionamiento en rgimen permanente de la lmpara. En las siguientes figuras se muestran los dos balastos tradicionales utilizados en alimentacin de lmparas de descarga. Por un lado, el balasto ms simple y consiste en una inductancia electromagntica colocada en serie con la lmpara. Aunque estos balastos son econmicos y de bajo costo, presentan el inconveniente de una baja regulacin ante fluctuaciones de la red. Por ejemplo, una fluctuacin del 5% de la tensin de red provoca una variacin de la potencia entregada a la lmpara de un 10%. Por lo tanto este balasto no es recomendado en aquellas lneas cuya tensin de red flucte por encima del 10%. trabajando en alta frecuencia. En el caso del autotransformador de potencia constante el dispositivo consiste de una reactancia de elevado valor junto con un condensador que est situado en serie con la lmpara. El uso de un condensador proporciona una mayor estabilidad en cuanto a las variaciones de potencia que se provocan cuando varia la tensin de la red.

Como ejemplo podemos decir que para variaciones de un 5% de la tensin de red producen una variacin del 2% de la potencia entregada a la lmpara. Este balasto se utiliza cuando la tensin de red flucta por encima del 5%. Aunque el balasto electromagntico presenta gran simplicidad y bajo costo, stos tienen que trabajar a frecuencia de red y por ello presentan elevado peso y gran volumen as como bajo rendimiento. Por ello los balastos electrnicos de alta frecuencia son utilizados hoy en da para la alimentacin de lmparas de descarga. Comparado el balasto tradicional electromagntico con el electrnico, este puede proporcionar mayor rendimiento, control de la potencia de salida, larga vida a la lmpara y volumen reducido.

Grupo 7 Alex Arrigo Alejandro Di Franco

Electrnica de Potencia

Balasto Electrnico

En este informe se presenta un balasto electrnico con un circuito de potencia que usa una configuracin semipuente con transistores del tipo mosfet. El circuito integrado cumple las funciones de driver, manejando las partes baja y alta del semipuente y las operaciones de precalentamiento, ignicin y rgimen permanente de la lmpara. La frecuencia de operacin en rgimen permanente es de 43 KHz de modo tal que no interfiere con las comunicaciones del tipo infrarojo (32 36 KHz). Mantenindose por debajo de los 50 KHz (3 armnico < 150 KHz), proporciona una mejor caracterstica RFI. Para una operacin confiable del sistema y una vida til mas larga de la lmpara, primero el tubo es precalentado a niveles de corriente y tensin apropiados que luego resulta en una menor tensin de encendido y por lo tanto en un menor estrs elctrico para dicho tubo.

2-1 Diagrama en bloque

Puente

220V

Rectificador

C

Semipuente + Circuito LC

Lamp

2-2 Fase de precalentamientoLos transistores mosfet conducen en forma alternada introduciendo una onda cuadrada en el punto medio del semipuente, que oscila entre 0 y +V. Durante este perodo la frecuencia de trabajo estar muy por encima de la resonancia del circuito tanque serie (L-C) por lo general entre 1.5 y 2 veces la frecuencia de operacin, tal que la cada de tensin sobre C sea lo suficientemente baja para que la lmpara no encienda. La combinacin de L y C est dada por el requerimiento de corriente de la lmpara y de la frecuencia en rgimen permanente. Esta etapa da un requerimiento adicional para el lmite mnimo de C para una L dada, determinada por la tensin de no ignicin, es decir por debajo de los 250 Vrms. A medida que la frecuencia desciende, la corriente de alterna aumenta. Por un perodo de tiempo de alrededor de un segundo, el sistema permanece en esta fase de operacin en donde la corriente del electrodo es controlada calentndose en forma ptima. Luego de este tiempo est listo para pasar a una suave ignicin.

2-3 Fase de ignicinDespus del tiempo de precalentamiento la frecuencia de conmutacin sigue disminuyendo y como la carga es an inductiva, la tensin sobre C subir. Tpicamente la tensin de ignicin de la lmpara puede exceder los 460 Vrms, valor que incluso garantiza el encendido a bajas temperaturas. Los valores de L y C deben ser elegidos de tal forma que la tensin de la lmpara pueda alcanzar estos niveles tan altos. La tensin de ignicin mnima requerida determinar un lmite para el valor mximo de C para una L dada. Durante la ignicin, la frecuencia est unos pocos KHz por encima de la resonancia del circuito LC. Una vez encendida la lmpara pasa al estado permanente.

Grupo 7 Alex Arrigo Alejandro Di Franco

Electrnica de Potencia

Balasto Electrnico

2-4 Fase de rgimen permanenteEl semipuente alimenta al circuito de la lmpara una onda cuadrada con amplitud igual a la mitad de la tensin rectificada principal y a una frecuencia de 43 KHz. Bsicamente la lmpara puede ser vista como una carga resistiva en paralelo a C. Las tres fases del tubo quedan esquematizadas en el grfico siguiente.

2 -5 Circuito resonante RLC

La frecuencia de resonancia es:

0 =

1 LxC

Fuera de resonancia, la impedancia es:

Z = R 2 + (L

1 2 ) C

Cuando la frecuencia es igual a la resonancia, la impedancia cae a un mnimo: Z = R El factor de calidad del filtro es:

Grupo 7 Alex Arrigo Alejandro Di Franco

Electrnica de Potencia

Balasto Electrnico

Q=

LR

Durante las fases de precalentamiento y de ignicin se puede asumir que la resistencia de la lmpara es infinita resultando un circuito serie LC. Una vez que la lmpara ha iniciado su ignicin la R empieza a disminuir, el sistema se vuelve de bajo Q. La corriente que fluye a travs de la lmpara es principalmente dependiente del valor del inductor.

Grupo 7 Alex Arrigo Alejandro Di Franco

Electrnica de Potencia

Balasto Electrnico

3 - Informe3-1 Diagrama esquemtico de conexin

3-2 Diseo y clculo de componentesCondiciones de Diseo Bajo Costo Circuito de Potencia en configuracin semipuente con transistores MOS Frecuencia de operacin permanente de 43khz.

Valores adoptados Tanto el tubo como la inductancia estaban disponibles por lo que usamos los mismos y a partir de ellos realizamos el diseo. Tubo Philips TLD 15W/54 Cuyas caractersticas principales son: Tensin del tubo Corriente del tubo 51 Vef 0,34 A

Inductancia

1,5mHy (adoptada)

Grupo 7 Alex Arrigo Alejandro Di Franco

Electrnica de Potencia

Balasto Electrnico

3-2-1 Clculo de Cp y Cs

IL

ICP CP

ICP

ITUBO

VTUBO

Cp

Itubo Vtubo.2. . f

Siendo f la frecuencia de diseo pedida, 43khz

Cp

0,34 A 51v.2. .43.10 3 hz

Cp 24,67nf

1

La frecuencia de trabajo responde a la siguiente frmula

f = 2

1 l.Cp.Cs Cp + Cs2

Consideraciones para Cs Para tener en vaco toda la tensin de cebado en el condensador Cp, el condensador Cs debe ser mayor que el Cp. Tomamos

Cs = 10.Cp

Por lo tanto, de 2, tenemos

Grupo 7 Alex Arrigo Alejandro Di Franco

Electrnica de Potencia 1 2 10.Cp .l 11.Cp2

Balasto Electrnico 1

f =

= 2

10.Cp.l 11

Cp =

11 11 = = 10nf 2 (2. . f ) .l.10 (2. .43.10 3 hz )2 .1,5.10 3 Hy.10

Valor que cumple con la condicin 1 Por lo tanto, los valores adoptados son

Cp = 10nf y Cs = 0,1f3-2-2 Clculo de Cbs (C7)

Cbs

QG + QCS + I LK .TH ( ON ) QTOT = AV VCC VD VDS ( ON ) VGS ( MIN )V D = 1v

VCC = 15,6v

VDS (ON ) 0vI LK = 50 A

VGS ( MIN ) = 12v TH ( ON ) = 1 = 11,63s 2. f

QG = 63ncCbs

QLS = 20nc

QTOT 63nc + 20nc + 50 A.11,63S = = 32,14nf AV 15,6v 1v 0v 12v

Adoptamos

Cbs = 470nf que cumple con la especificacin.Nota: En el apartado 4-2 del Desarrollo Terico se explica la topologa semipuente y la funcionalidad del Cbs

3-2-3 Clculo de C5, C6 y R2Los transistores mosfet conducen en forma alternada introduciendo una onda cuadrada en el punto medio del semipuente, que oscila entre 0 y +V. Durante este perodo la frecuencia de trabajo estar muy por encima de la resonancia del circuito tanque serie (L-C) por lo general entre 1.5 y 2 veces la frecuencia de operacin Por practicidad adoptamos

fpc = 2. fDurante el rgimen estable las condiciones del driver imponen que:

f =

1 1,38.( R2 + 75).(C 5 + C 6 )

Pero durante el precaldeo C5 no interviene por lo tanto

Grupo 7 Alex Arrigo Alejandro Di Franco

Electrnica de Potencia

Balasto Electrnico

fpc =

1 1,38.( R2 + 75).C 6

Adoptar fpc = 2. f es adoptar que C 5 = C 6 El fabricante del IR2153 impone las siguientes condiciones

Adoptamos

C 5 = C 6 = 470 pfY calculamos R2

R2 =

1 1 75 = 75 = 17,85k 3 1,38. f .(C 5 + C 6 ) 1,38.43.10 hz.(470.2).10 12

Dado que necesitamos con esta resistencia poder ajustar la frecuencia, colocaremos un preset y para evitar dejar accidentalmente a la misma en 0, lo hacemos en serie con una resistencia fija de valor superior al valor mnimo indicado por el fabricante. Por lo tanto

R2 = 5,6k + Pr eset (30k )

3-2-4 Clculo del tiempo de conmutacin entre frecuencias.Para conmutar las frecuencias utilizamos un circuito como el que se adjunta. Al recibir la alimentacin, C4 se carga a travs de R4. Esto proporciona una constante de tiempo necesaria para pasar de una frecuencia a la otra.

Vc = Vcc.(1 eV R ( t ) = Vcc.e

t R .C

)

1

t R .C

Vcc R.C i (t ) = .e R

t

Grupo 7 Alex Arrigo Alejandro Di Franco

Electrnica de Potencia

Balasto Electrnico

De 1:

R.C =

t Vc(t ) ln 1 Vcc

Vcc = 15,6v

Alimentacin Tensin Umbral del transistor para conducir

Vc(t ) = 0,65v

t = 5seg Tomamos un tiempo grande para que el mismo sea independiente de que C4 se haya descargado o noCon estos valores:

R.C =

5seg = 117,5seg 0,65v ln 1 15,6v

Adoptamos

C 4 = 220f y R 4 = 560k3-3 Lista de componentestem C1 C2 C3 C4 C5 C6 C7 Cp Cs D1 x 4 D2 Entrada F1 IC1 L1 Q1 Q2 Q3 Q4 R1 R2 R3 R4 R5 T1 Valor 0,1f 47f 100f 220f 470pf 470pf 47f 10nf 0,1f 1N54008 UF4007 Bornera 3 Polos Fusible IR2153 1,5mHy 2N3906 2N3904 IRF740 IRF740 56K 5,6k + Preset 30K 560K 22K 22K Filtro de Lnea Porta fusible Comentarios 250v Electroltico 400v Electroltico 50v 50v Multicapa Multicapa polister 50v 2kv 400v

PNP NPN

1 Watt

Grupo 7 Alex Arrigo Alejandro Di Franco

Electrnica de Potencia

Balasto Electrnico

3-4 Costo de los materiales ms importantesU$S x Cdigo Cpsula uni. UF4007 DO-41 0.80

Categoria DIODOS

Subcategoria Fast diodes Diodos rapidos Rectifier diodes (general)

Descripcin DIODO RAPIDO 1A 1000V 75ns DIODO RECTIFICADOR 3A1000V PNP SW 40V 0.2A 0.310mW NPN 0.2A 40V SWITCH CANAL N 10A 400V 125W RDS0.55

U$S x 5 U$S x 50 0.70 0.40

DIODOS TRANSISTORES TRANSISTORES

1N5408 2N3906 TO92 2N3904 TO92

0.15 0.20 0.20

0.12 0.18 0.18

0.10 0.12 0.12

TRANSISTORES

IRF740

TO-220

1.80

1.60

N/A

IR2153

1.30

N/A

1.15

Excepto para el IR2153, en todos los dems casos la fuente es el listado de precios actualizado al 1 de Septiembre de Dicomse Doblas 1126, Capital Federal. Para el IR2153 es de Radio Aceto Uruguay 356, Capital Federal

3-5 MedicionesNota: Habiendo calculado cada componente segn se indic en prrafos anteriores, al trabajar con el circuito se quem la inductancia. Ante la imposibilidad en ese momento de conseguir otra de igual valor, se reemplaz la de 1,5mHy por una de 0,8mHy. Con este nuevo valor de inductancia, y un nuevo valor de capacidad para el tanque, la nueva frecuencia de rgimen permanente fue de 52 Khz siendo la de precaldeo de 103Khz. Con el osciloscopio se obtuvieron las formas de onda de tensin y de corriente de las mediciones en distintos partes del circuito segn detalle adjunto

3-5-1 Tensin sobre la carga Fase de Precaldeo60 Vpp 103 Khz

Grupo 7 Alex Arrigo Alejandro Di Franco

Electrnica de Potencia

Balasto Electrnico

3-5-2 Tensin sobre la carga - Rgimen permanente

124 Vpp, 52 Khz

3-5-3 Corriente sobre la carga

150 mA ef (medido con multetro Trae rms)

3-5-4 Tensin sobre la salida del semipuente320 Vpp

Grupo 7 Alex Arrigo Alejandro Di Franco

Electrnica de Potencia

Balasto Electrnico

3-5-5 Corriente sobre la salida del semipuente

500 mA pp, medido con el osciloscopio 450 mA ef, medido con multmetro rms

3-5-6 Vds y su ripleVds Riple de Vds

310 Vpp

= 51%

Grupo 7 Alex Arrigo Alejandro Di Franco

Electrnica de Potencia

Balasto Electrnico

3-5-7 Ids

190mA ef Medidos con multmetro true rms. Tsw(on) = 480 nseg Tiempo muerto entre pulsos Tsw(off) = 600 nseg 700nseg

3-5-8 Vgs

Igs = 4,6 mAef (medidos con multmetro true rms) Vgs (on) = 10Vpp Vgs (pl) = 4,5 Vpp

Corriente entregada por la fuente de alimentacin Is= 196 mAef (medidos con multmetro true rms)

Grupo 7 Alex Arrigo Alejandro Di Franco

Electrnica de Potencia

Balasto Electrnico

4- Desarrollo terico4-1 Caractersticas elctricas del transistor Mosfet IRF740OFF

ON

Dinmico

Switching ON

Switching OFF

Grupo 7 Alex Arrigo Alejandro Di Franco

Electrnica de Potencia

Balasto Electrnico

4-1-1 Energa disipada en el encendido

TswON = 480ns

Id = 537mA( pp)

1 1 E SW ( ON ) VDD .I D .TSW ( ON ) = 310v.537.10 3.480.10 9 = 40joule 2 2

4-1-2 Energa disipada en el apagado

TswOFF = 600ns 1 1 E SW ( OFF ) VDD .I D .TSW ( OFF ) = 310v.537.10 3.600.10 9 = 50joule 2 2

4-2 Topologa Semipuente

Grupo 7 Alex Arrigo Alejandro Di Franco

Electrnica de Potencia

Balasto Electrnico

La tensin de alimentacin del circuito de control estar en funcin de la tensin que necesitan los Mosfet para asegurar que cuando se activan, entran en la zona hmica o de saturacin respectivamente. El valor adoptado, que asegura la operacin, es de 15,6v Una caracterstica muy importante de los circuitos de control es la tensin que soporta el pin Vs. Cuando Q1 est en ON y Q2 en OFF, en este terminal se tiene respecto de masa la tensin del puente (311v). La tensin Vbs (Vb Vs) alimenta al driver que excita el transistor de la parte alta del semipuente. Esta alimentacin tiene que estar en el rango de 10 a 20 v para asegurar que el transistor puede entrar en zona hmica. La tensin Vbs es una tensin flotante que se expresa tomando como referencia Vs. Cuando se pretende poner en ON a Q1 la tensin en Ho respecto de masa tomar un valor superior a los 311v. Idealmente toma el valor

V HO = 311v + VGS ( ON )Hay muchos mtodos para conseguir esta tensin pero el mtodo comn a todos los circuitos integrados es mediante la tcnica del bootstrap donde la alimentacin est formada por un diodo Dbs y un capacitor Cbs. El mtodo tiene como principal ventaja la sencillez y bajo costo. Los inconvenientes estn impuesto por el proceso de carga del capacitor. Estos son que el tiempo que est conduciendo Q1 es limitado porque depende del tiempo que tarda en descargarse Cbs y que la frecuencia mxima de trabajo se limita por el tiempo que dura la carga del dicho condensador. El circuito Bootstrap opera de la siguiente forma Durante el tiempo que el transistor Q1 est en OFF, y el transistor Q2 est en ON, el condensador Cbs se carga a un valor de tensin aproximadamente de Vcc . La carga es muy rpida porque la constante de tiempo es muy pequea, de valor aproximado

c = Cbs ( Rdson2 + Rd bs )Donde Rd bs es la resistencia en directa del diodo Dbs.

Cuando Q2 pasa a OFF y se desea que Q1 pase a estado ON, el diodo Dbs queda polarizado en inverso (tal como se puede observar en la siguente figura). Con la tensin almacenada en Cbs durante el estado anterior, se polariza al driver superior del circuito de control con el que se excita a Q1, de tal forma que ste pasa a estado ON.

Grupo 7 Alex Arrigo Alejandro Di Franco

Electrnica de Potencia

Balasto Electrnico

4-3 Descripcin de DriverLo conforman un IR2153(S), que es utilizado como un oscilador programable de potencia, similar al CI 555, que define la actividad de los IRF740 dejando un tiempo muerto entre ambos. El IR2153 pertenece a la tercera generacin de ICs y representa una versin mejorada del popular IR2151 (de segunda generacin) e incorpora driver de alto voltaje de semipuente. El IR2153 provee ms funcionalidades y es ms fcil de usar que los previos ICs. En el pin CT se ha diseado una funcin de apagado por lo que ambas salidas de Gate pueden ser deshabilitadas con una seal de control de bajo voltaje. Posee una frecuencia de oscilacin programable segn la siguiente frmula

f =

1 1,38 x(RT + 75 )xCT

Rt estar dado por una resistencia fija ms una variable que permita ajustar la frecuencia de oscilacin. Otras caractersticas son: Genera los pulsos de control (RT y CT) Tabla Tensin del bus de continua 600 V Corriente para manejar el circuito de puerta de los Mosfet 200/420mA Ofrece seal de control digital para cortar pulsos de salida sobre el pin CT. Posee un diodo Zener de 15,6v entre Vcc y COM

4-3-1 Diagrama funcional

Grupo 7 Alex Arrigo Alejandro Di Franco

Electrnica de Potencia

Balasto Electrnico

Nota: El D1 es un diodo de Bootstraping que viene incorporado en el IR2153D. En el caso del IR2153(S) es externo

Indicar si el circuito se auto protege o no frente a los siguientes casos sobre la carga: cortocircuito, ausencia del tubo, si el filamento se rompe y si el tubo se rompe pero los filamentos quedan intactos. En caso de no cumplir que modificacin introducira en el circuito. Bibliografia: AN1543/D Electronic Lamp Ballast Design On Semiconductor AN1576 Reduce Compact Fluorescent Cost Motorola AN98091 CFL 13W demo PCB with UBA2021 Philips IR2151 Self-Oscillating Half-Bridge Driver International Rectifier DT98-1 Variable Frequency Drive using IR215x International Rectifier A New Procedure For High-Frequency Electronic Ballast Design International Rectifier AN978 HV Floating MOS-Gate Driver ICs Inverter Basics.htm Inverter Basics diseno_puentesH.pdf International Rectifier Power designers

Grupo 7 Alex Arrigo Alejandro Di Franco