CAPITULO DISPOSITIVOS ELECTRÓNICOS DE … electronicos... · Los transistores se encuentran hoy en...

Facultad de Ingeniería Mecánica Edificio W Ciudad Universitaria Morelia, Michoacán

Ignacio Franco Torres 2012-2013 [email protected]

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CAPITULO

3 DISPOSITIVOS ELECTRÓNICOS DE TRES TERMINALES

(8 Hrs) Objetivo: El alumno explicará el funcionamiento básico de los principales dispositivos

electrónicos de tres terminales y conocerá algunas de sus aplicaciones.

3.1 El transistor Bipolar (BJT).…………………………………………………………………………………(2 Hrs)

Es un dispositivo formado por la unión de dos uniones PN ó NP formando un nuevo dispositivo de tres zonas capas semiconductoras alternativas que serían NPN o PNP.

3.1.1Transistores NPN y PNP. Historia del Desarrollo del Transistor BJT. Inventado en 1950 en los laboratorios Bell (USA), su desarrollo se dio por los físicos W. Shockley, J. Bardeen y W. Brattain, allá en el año 1947 Su nombre se deriva de “transfer resistor” (resistencia de transferencia), primera denominación que recibieron. Se le conoce también como BJT por las siglas del Ingles Bi Junction Transistor. Su principal característica es que permiten amplificar voltaje o corriente. Antes esta labor podía ser realizada solamente mediante tubos al vacío o “bulbos”. Los transistores se encuentran hoy en día en forma “discreta” o formando parte de todo circuito integrado existente. En este último caso su tamaño es de sólo algunos micrómetros, de tal forma que millones de ellos pueden ser incluidos al interior de un circuito integrado, no más grande que una estampilla postal. Construcción del Transistor Bipolar (BJT). Internamente, el BJT se compone de tres capas de silicio, según las configuraciones mostradas en la Figura 3.1. Como puede apreciarse en la Figura 3.2, la flecha que indica el tipo de transistor, apunta al sentido de la corriente convencional o de cargas positivas en polarización directa del diodo BE. En principio, parece una estructura simétrica, en la que es imposible distinguir el emisor del colector. Sin embargo la función que cumple cada uno es completamente distinta, y en consecuencia, se fabrican con diferentes características. Por lo tanto no es un componente simétrico. En términos de cómo esta fabricado un transistor en sus diferentes zonas podemos expresar sus características en la tabla 3.1.

Figura 3.0: Fotografía del primer transistor

BJT y detalle de uno actual.

Figura 3.1: Estructura interna del

transistor bipolar (BJT), PNP y NPN

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Emisor Colector Base

Volumen Medio Mayor Pequeño

Dopado Alto Bajo Medio

Tabla 5.1 Características de fabricación del BJ

En la figura 3.2 se muestran los símbolos que se usan para representarlos en diagramas esquemáticos y debemos de recordar que el sentido de la Flecha en el símbolo representa el sentido convencional de la corriente es decir el sentido de los portadores positivos

La principal característica del transistor es que el flujo de una pequeña corriente desde la base al emisor (IB), permite controlar una corriente mucho más grande desde el colector al emisor (IC).

Un transistor tiene dos formas principales de operación: como un interruptor o como una resistencia variable (Amplificador). En la figura 3.3 se muestra un modelo hidráulico análogo al funcionamiento de un Transistor BJT tipo NPN.

Figura 3.3: Modelo Hidráulico de un transistor BJT NPN y PNP

3.12 BJT como amplificador. Polarización de un BJT. Igual que en el caso de los diodos, para operar a los BJT se les debe polarizar, pero a diferencia de ellos los BJT se polarizan solo con CD y tienen dos usos principalmente:

Como Amplificadores. Como Interruptores.

Para entender la polarización usaremos el circuito que se muestra en la figura 3.3

Figura 3.2: Símbolo de los dos tipos de

transistor BJT







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A)B)C)

Figura 3.3 A) Circuito de Polarización B) Dibujo simplificado del circuito A) en el cual las tierras se muestran separadas. C) Diagrama más simples donde se omiten las Fuentes. Debemos recordar que el principio de funcionamiento del transistor requiere hacer circular una corriente en la base (IB) la cual a su vez hará circular una corriente en el

Colector (IC) y la relación entre ellas se llama BetaB

C

I

I

Analizando el circuito de la Figura 3.3 vemos que la IB se genera de la Fuente VBB y de la Resistencia RB.

Del mismo circuito de la Figura 3.3 vemos que la IC se genera por la IB, de la Fuente VCC y de la Resistencia RC.

Para ver más clara la polarización transformaremos el transistor mostrando sus uniones en un modelo de diodos como se muestra en la figura 3.4. Analizaremos el circuito para un Transistor NPN y vemos de la figura que para que circule la corriente IB se requiere Polarizar en Directa (PD) la unión BE y para que circule la IC se debe polarizar el circuito donde esta el Colector y el Emisor haciendo mas positivo al Colector que al Emisor.

Figura 3.4 Modelo de un Transistor donde muestran las Uniones.

Para analizar la polarización observemos lafigura 3.5 Plantearemos las ecuaciones que se muestran en los dos circuitos (entrada y salida): Para el circuito de entrada es decir donde está la IB (ya que esta genera a la IC) se tiene que usando la LKV:

VBB-VRB-VBE=0V ó también

VBB-IBRB-VBE=0V

Figura 3.5 Polarización del BJT







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Para el circuito de salida es decir donde está la IC(ya que la IC es generada por la IB) se tiene que usando la LKV:

VCC-VRC-VCE=0v ó también

VCC-ICRC-VCE=0v Adicionalmente a estas 2 ecuaciones se tiene que:

Beta=B

C

I

I que expresa la relación entre I C(Salida) e I B (entrada), típicamente Beta

es mucho mayor que 1. Con esta ecuación y los anteriores y observando el circuito de la Figura 3.5 podemos deducir que: IE=IC+IB Ya que se conoce Beta que relaciona la corriente de salida (IC) y la de entrada (IB), también podemos encontrar a Alfa que relaciona la corriente de Entrada (IC) y la de salida (IE).

Alfa=E

C

I

I que expresa la relación entre IC(Entrada) e IE (entrada), típicamente Alfa

se aproxima a 1 si Beta es grande.

Expresando Alfa en función de Beta nos da que:11 B

B

E

C

I

I

I

I.

Con estas ecuaciones estamos listos para analizar las diferentes configuraciones que se pueden armar con un BJT. ¿Cuáles son las razones de analizar circuitos de polarización como es este caso? La respuesta puede ser simple: para ver cuáles son las condiciones de voltaje y corriente en los terminales del BJT y en los elementos asociados con ellos. Sin embargo el análisis va más allá y podemos decir que nos servirá para descubrir en qué forma de operación está trabajando: como un interruptor o como una resistencia variable (Amplificador). Para descubrir en que región trabaja un BJT tendremos que recurrir a representar su operación en una grafica X-Y (V-I) como se hizo para los diodos y ahí identificar esas dos formas de operación, para ello considere el circuito de la Figura 3.5 y haciendo las siguientes consideraciones tratemos de describir el funcionamiento en la salida del mismo mediante una Gráfica. De la ecuación de salida VCC-VRC-VCE=0v ó VCC-ICRC-VCE=0v. Obtendremos los valores límite máximos y mínimos de la IC y del VCE







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Se observa que para IC

IC será máximo (ICmáx) cuando el VCE es mínimo (VCEmín) esto implica que VCEmín=0V del circuito.

IC será mínimo (ICmín) cuando el VCE es máximo (VCEmáx) esto implica que VCEmáx=VCC del circuito.

De las dos observaciones anteriores podemos deducir los valores máximo y mínimo de IC:

El valor máximo de IC se obtiene de la ecuación VCC-ICRC-VCE=0v y considerando

VCEmín=0V por lo que: C

CC

C

CC

C

CECCCmáx

R

V

R

VV

R

VVI

0

El valor mínimo de IC se obtiene de la ecuación VCC-ICRC-VCE=0v y considerando

VCEmán=VCC por lo que: AR

V

R

VV

R

VVI

CC

CCCC

C

CECCCmáx 0

0

Si graficamos esto en plano V-I mejor dicho (VCE-IC) tendremos la grafica mostrada en la figura 3.5.

Figura 3.5 Circuito de Polarización de un BJT y Gráfica de Salida

Esta gráfica que expresa el circuito de salida se denomina “Recta de Carga”. Sin embargo la polarización del circuito con los valores que se muestran no está especificado en dicha gráfica, la grafica muestra al par ordenado

cortellamalesequeVA CC,0 que se le llama corte) unido por una línea al par ordenado

saturaciónllamalesequeVAR

V

C

CC 0, .

El circuito de polarización deberá de poner al transistor mostrado en algún punto de dicha recta. Es decir debemos de encontrar que valor de VCE y de IC se obtiene en dicho circuito de polarización, a este punto de operación se le denomina Punto Quisciente o punto Q, por lo cual los valores a encontrar se podrán renombrar como VCEQ y de ICQ, la forma de obtener estos valores lo veremos un poco después en este curso. Además de esa gráfica es importante recordar que la IC depende de la IB y esa relación la podemos obtener si polarizamos al transistor como se muestra en la figura 3.6(a) y







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variando IB como se muestra ahí mismo se obtendrían las gráfica de la misma figura 3.6(b).

Figura 3.6 Circuito para obtener las gráficas típicas que relacionan IC con IB.

Observando con mas detalles la figura 3.6(b) generamos la gráfica 3.7 en la cual se muestran las tres zonas de operación de un BJT.

Figura 3.7 Zonas de operación de un BJT NPN

Figura 3.8 Línea de Carga sobre grafica de Ib Vs Ic

Para que un transistor funcione como amplificador debe polarizarse en la zona lineal. Y existen varios circuitos que permiten al BJT funcionar como amplificador, las más simples y comunes son: emisor común, colector común y base común Emisor Común. Para analizar esta configuración consideremos de nuevo el circuito de la figura 3.6 del cual haremos algunos agregados y la siguiente observación:







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Figura 3.7 Amplificador en Emisor Común.

Obsérvese que Circuito de entrada y el de salida tienen como punto común al emisor. Visto de esta manera a este circuito se le conoce como EMISOR COMUN debido a esa característica particular del circuito. De esta manera las ecuaciones obtenidas en el inciso anterior se aplican para el análisis de este circuito. A este circuito si se usa para amplificador se le aplicará la señal de entrada entre base y emisor y la salida entre colector y emisor.

Figura 3.8 Amplificador en Emisor Común con divisor de tensión y retroalimentación de

emisor.

Figura 3.8 Amplificador en Colector Común.







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Figura 3.9 Amplificador en Base Común.

3.1.3 BJT como Interruptor.

Figura 3.10 Transistores NPN y PNP como Interruptor

Transistor en saturación Para obtener Ic se sigue el siguiente procedimiento:

Considere Vcc=12V, Transistor de Silicio con 200<β<300, Vbe=0.7V, Vcesat=0.2V,

motor de 12V y 1.2W de potencia De la fórmula de Potencia:

Potencia del Motor=1.2W=>P = VxI. Despejando I se obtiene: I=Ic=P/V= 1.2 watts/12 voltios = 100 mA

Se escoge el β (beta) menor (200) para asegurar de que eltransistorse sature.

La corriente de base es: Ib=Ic/β=100mA/200=0.5 mA.

Esta es la corriente de base necesaria para que eltransistorse sature y encienda el motor. ParacalcularRb se hace una malla en el circuito dela base:

12 V=Rb x Ib + Vbe

Rb= (12V–0.7V)/Ib= 11.3 V/0.5 mA = 2260 Ω. Para efectos prácticos Rb= 2.2 KΩ valor comercial más cercano inferior al calculado







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Figura 3.11 Circuito mejorado de Transistor NPN como Interruptor

Para mejorar el tiempo que dura el transistor de pasar de corte a saturación se acostumbra dividir la Rb en dos partes (Rb1 y Rb2) y colocar en una de ellas (Rb2 por ejemplo) un capacitor Cb en paralelo esto permite que al momento de que Cb esta descargado “momentáneamente” cortocircuita a la Rb2 aumentando instantáneamente la Ib a un valor mayor que el calculado, esto hace que la Ic se eleve mas fuertemente y de manera mas más rápida el BJT pasará de corte a saturación. Para mejorar el tiempo que dura el BJT de pasar de Saturación a Corte y asegurar que la Base se conecte a tierra se acostumbra conectar otra Rb3 entre Base y tierra. Transistor en corte Para que el motor se apague, basta que la corriente (Ic) que pase a través de él sea cero.

Para lograrlo se hace que la corriente de base Ib sea cero (Ic=βxIb) posición B de la

figura 3.11 de la figura, poniendo el voltaje que alimenta el circuito dela baseen cero (0 Voltios) 3.1.4 Circuitos Darlington con BJT

Figura 3.12 Par Darlington y Par Sziklai (Darlington complementario ó Darlington

compuesto)

Para el Par Darlington se obtiene Para el Par Sziklai se obtiene:

21 TRTRtotal

21 TRTR VbeVbtotalVbe

2TRdelsaturaciónVcetotalsaturaciónVce

Velocidad menor que TR1 y TR2

21 TRTRtotal

1TRVbtotalVbe

2TRdelsaturaciónVcetotalsaturaciónVce

Velocidad menor que TR1 y TR2







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3.1.5 Circuito oscilador de onda cuadrada con BJT. Este circuito presenta una aplicación no lineal de los BJT y está constituido por circuitos RC, amplificadores y retroalimentación positiva.

Figura 3.13 Oscilador de onda cuadrada, Con leds para ver sus salidas

El circuito está basado en la carga y descarga de condensadores. La corriente de la base del transistor provoca la carga del los condensadores, que luego se descargarán a través de las resistencias de R-2 y R-3. El proceso de carga y descarga es alternativo. Si R-1 estuviese energizada T1 estaría saturado (conduciendo) y T2 bloqueado o en corte (no conduce). El condensador de C-2 se carga con la corriente de la base de T1 y de R-4 hasta alcanzar la máxima carga, mientras el condensador de C-1 se descarga. Cuando el condensador C-1 se ha descargado, empieza a circular corriente por la base de T2 lo que provoca su saturación y que la base de T1 queda polarizada negativamente y por tanto en corte, apagando R-1. Se pueden variar los tiempos variando los condensadores o las resistencias de descarga. 3.2 El Transistor de Efecto de Campo (FET)………………………………………………………………… (2 Hrs) Construcción y Características de los JFET. El JFET es un dispositivo de tres terminales, siendo una de ellas capaz de controlar el flujo de corriente entre las otras dos terminales. En general hay dos tipos de JFET, denominadas de canal N y canal P. Para el análisis utilizaremos fundamentalmente el JFET canal N y por analogía se darán párrafos dedicados a los efectos resultantes del uso de un JFET de canal P. 3.2.1 El JFET canal N y Canal P La construcción básica del JFET de canal N se muestra en la figura 3.14. Observe que la mayor parte de la estructura es el material tipo N que forma el canal entre las capas difundidas en material tipo P. El extremo superior del canal tipo N se conecta mediante contacto óhmico a la terminal denominada como drenaje (drain) (D), mientras que el extremo inferior del mismo material se conecta por medio de contacto óhmico a la terminal llamada la fuente (source) (S). Los dos materiales tipo P se encuentran conectados juntos y al mismo tiempo hacia la terminal de compuerta (gate) (G). Por tanto, el drenaje y la fuente se conectan en esencia a los extremos del canal tipo N y la compuerta, a las dos capas del material tipo P.







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En ausencia de cualquiera de los potenciales aplicados, el JFET tiene dos uniones p-n bajo condiciones sin polarización. El resultado es una región de agotamiento en cada unión, como se ilustra en la figura 3-1 a), que se parece a la misma región de un diodo bajo condiciones sin polarización. Recuérdese también que una región de agotamiento es aquella región carente de portadores libres y por lo tanto incapaz de permitir la conducción a través de la región.

a) Estructura b) Simbología

Figura 3.14: Transistor de unión de efecto de campo (JFET) canal N. Muy pocas veces las analogías son perfectas y en ocasiones pueden ser engañosas, pero la analogía hidráulica de la figura 3.15 proporciona un sentido al control del JFET en la terminal de compuerta y a la conveniencia de la terminología aplicada a las terminales del dispositivo. La fuente de la presión del agua puede asemejarse al voltaje aplicado del drenaje a la fuente, el cual establecerá un flujo de agua (equivalente al flujo de electrones) desde el grifo o llave (fuente). La "compuerta", por medio de una señal aplicada (potencial), controla el flujo del agua (carga) hacia el "drenaje". Las terminales del drenaje y la fuente están en los extremos opuestos del canal-n, como se ilustra en la figura 1, debido a que la terminología se define para el flujo de electrones. En la figura 3.16 se ha aplicado un voltaje positivo VDS y a través del canal y la compuerta se ha conectado en forma directa a la fuente para establecer la condición VGS=0 V. El resultado es que las terminales de compuerta y fuente se hallan al mismo potencial y hay una región de agotamiento en el extremo inferior de cada material p, semejante a la distribución de las condiciones sin polarización de la figura 1. En el instante que el voltaje VDD (=VDS) se aplica, los electrones serán atraídos hacia la terminal de drenaje, estableciendo la corriente convencional ID con la dirección definida de la figura 3.16. La trayectoria del flujo de carga revela con claridad que las corrientes de fuente y drenaje son equivalentes (ID=IS). Bajo las condiciones que aparecen en la figura 3.16, el flujo de carga es relativamente permitido y limitado únicamente por la resistencia del canal-n entre el drenaje y la fuente.

Figura 3.15: Analogía hidráulica para el

mecanismo de control del JFET. (VGS=0V, VDS cualquier valor positivo)







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Es importante observar que la región de agotamiento es más ancha cerca del extremo superior de ambos materiales tipo p. La razón para el cambio en la anchura de la región se puede describir mejor considerando que entre Drain y Gate, se tiene un diodo polarizado inverso, por tal razón, se tendrá una zona desierta en la juntura. Esta situación es distinta con respecto al Source pues en el no se tiene un diodo inverso. El hecho de que la unión p-n esté inversamente polarizada en la longitud del canal da por resultado una corriente de compuerta (Gate) de cero amperes, como se ilustra en la misma figura. El hecho que IG=0A es una importante característica del JFET.

Figura 3.16: JFET en la región VGS=0 V y VDS> 0 V.

En cuanto el voltaje VDS se incrementa de 0 a unos cuantos voltios, la corriente aumentará según se determina por la ley de Ohm, pues el canal N representa a una resistencia de bajo valor. La gráfica de ID versus VDS aparecerá como se ilustra en la figura 3.18. La relativa linealidad de la gráfica revela que para la región de valores inferiores de VDS, la resistencia es esencialmente una constante. A medida que VDS se incrementa y se aproxima a un nivel denominado como VP en la figura 3.18, las regiones de agotamiento de la figura 3.17 se ampliarán, ocasionando una notable reducción en la anchura del canal. La reducida trayectoria de conducción causa que la resistencia se incremente, y provoca la curva en la gráfica de la figura 3.18. Cuanto más horizontal sea la curva, más grande será la resistencia, lo que sugiere que la resistencia se aproxima a "infinitos" ohmios en la región horizontal. Si VDS se incrementa hasta un nivel donde parezca que las dos regiones de agotamiento se "tocarían", como se ilustra en la figura 3.19, se tendría una condición denominada como estrechamiento (pinch-off). El nivel de VDS que establece esta condición se conoce como el voltaje dé estrechamiento y se denota por VP, como se muestra en la figura 3.18. En realidad, el término "estrechamiento" es un nombre inapropiado en cuanto a que sugiere que la corriente ID disminuye, al estrecharse el canal, a 0 A. Sin embargo, como se muestra en la figura 3.18, es poco probable que ocurra este caso, ya que ID mantiene un nivel de saturación definido como IDSS en la figura 3.18. En realidad existe todavía un canal muy pequeño, con una corriente de muy alta densidad. El hecho de que ID no caiga por el







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estrechamiento y mantenga el nivel de saturación indicado en la figura 3.18, se verifica por el siguiente hecho: La ausencia de una corriente de drenaje eliminaría la posibilidad de diferentes niveles de potencial a través del canal de material n, para establecer los niveles de variación de polarización inversa a lo largo de la unión p-n. El resultado sería una pérdida de la distribución de la región de agotamiento, que ocasiona en primer lugar el estrechamiento.

Figura 3.17:ID contra VDS para VGS=0V.

Figura 3.18: Estrechamiento (VGS=0V, VDS=VP).

A medida que VDS incrementa su valor más allá de VP, la región de estrechamiento cubre las dos regiones de agotamiento y aumentará en longitud a lo largo del canal, pero el nivel de ID continúa siendo fundamentalmente el mismo una vez que VDS>V. Por lo tanto, se puede decir que el JFET posee las características de una fuente de corriente. Como se muestra en la figura 6, la corriente está fija en ID=IDSS, pero el voltaje VDS (para niveles VDS>VP) se determina por la carga aplicada. La elección de la notación para IDSS se deriva del hecho de que es la corriente de drenaje a fuente con una conexión en corto circuito de la compuerta a la fuente. Relaciones de corrientes y voltajes:

Si consideramos el BJT, podemos obtener que IC=β*IB. Desgraciadamente, esta relación lineal no existe entre las cantidades de salida y entrada de un JFET. La relación entre ID y VGS se define por la ecuación de Shockley:

Ecuación. (1)







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El término cuadrado de la ecuación dará como resultado una relación no lineal entre ID y VGS, produciendo una curva que crece exponencialmente con el incremento de los valores de VGS. Para el análisis de cd, será más fácil y directo en general aplicar un enfoque más gráfico que matemático. Sin embargo, el enfoque gráfico requerirá una gráfica de la ecuación anterior para representar el dispositivo y una gráfica de la ecuación de la red relacionando las mismas variables. La solución está definida por el punto de intersección de las dos curvas. Es importante tener en cuenta cuando se aplique el enfoque gráfico, que las características del dispositivo no se afectarán por la red en la que se emplea el dispositivo. La ecuación de la red puede cambiar junto con la intersección entre las dos curvas, pero la curva de transferencia definida por la ecuación de Shockley (1 ) no se afecta. Por lo tanto, podemos decir que “las características de transferencia definidas por la ecuación de Shockley se mantienen sin afectarse por la red en la que se emplea el dispositivo”. La curva de transferencia puede obtenerse utilizando la ecuación de Shockley. En la figura 3.18 se suministran dos gráficas con la escala vertical en miliamperes. Para cada gráfica. Una es la gráfica de ID contra VDS, mientras que la otra es de ID contra VGS. Si observamos las curvas, se puede trazar una línea horizontal desde la región de saturación denotada por VGS=0 V hasta el eje de ID . El nivel de corriente resultante para ambas gráficas es IDSS. El punto de intersección sobre la curva de ID contra VGS se encontrará como se ilustra, ya que el eje vertical se define como VGS=0 V. En resumen: Cuando VGS= 0 V, ID=IDSS.

Figura 3.18: Curva de transferencia a partir de las características de drenaje.

Cuando VGS=VP=-4 V, la corriente de drenaje es de 0 mA, y define otro punto sobre la curva de transferencia. Es decir: Cuando VGS=VP, ID=0 mA. Es importante indicar que las características de drenaje relacionan la corriente de salida (o drenaje) con el voltaje de entrada (o compuerta). Ambos ejes se definen por

No polarices en directa (PD) las uniones del JFET, las corrientes de la compuerta en

directa mayores a 50 mA queman al JFET!







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variables en la misma región de las características del dispositivo. Las características de transferencia son la gráfica de una corriente de salida (o drenaje) contra una cantidad controlada de entrada. Existe, por lo tanto, una "transferencia" directa de variables de entrada a variables de salida cuando se emplea la curva a la izquierda de la figura 3.18. Si la relación fuera lineal, la gráfica de ID contra VGS resultaría en una línea recta entre VDSS y Vp. Sin embargo, se obtendrá una curva parabólica debido a que el espaciado vertical entre los pasos de VGS sobre las características de drenaje de la figura 3.18 decrece notablemente a medida que VGS se hace cada vez más negativo. Compárese el espaciado entre VGS=0 V y VGS=-1 V con el que se da entre VGS=-3 V y el estrechamiento. El cambio en VGS es el mismo, pero el cambio resultante en ID es muy diferente. Si se dibuja una línea horizontal desde la curva para VGS=-1 V hasta el eje de ID y luego se extiende hasta el otro eje, puede localizarse otro punto sobre la curva de transferencia. Nótese que VGS=-1 V sobre el eje inferior de la curva de transferencia con ID=4.5 mA. Aplicación de la ecuación de Shockley La curva de transferencia de la figura 3.18, puede obtenerse en forma directa mediante la ecuación de Shockley (1), dando simplemente los valores de IDSS y VP. Los niveles de IDSS y VP definen los límites de la curva sobre ambos ejes y dejan solamente la necesidad de encontrar unos cuantos puntos intermedios de graficación. La validez de la ecuación (1) como una fuente para la curva de transferencia de la figura 3.18 se demuestra mejor al examinar unos cuantos niveles específicos de una variable y hallando el nivel resultante de la otra, en la forma siguiente: Sustituyendo VGS=0 V se obtiene

2

22

010

11 DSS

P

DSS

P

GSDSSD I

VI

V

VII

0GSVDSSD II

Al sustituir VGS=VP resulta que:

2

2

111 DSS

P

PDSSD I

V

VII ó bien

VpVDGS

AI 0

Como se muestra en la figura 3.18. Se debe advertir la precaución con la que se manejan los signos negativos para VGS y VP en los cálculos anteriores, pues, la pérdida de un signo daría un resultado totalmente erróneo. Dado IDSS y VP (Valor que proporcionan las hojas de especificaciones), el nivel de ID puede hallarse para cualquier nivel de VGS. A la inversa, por medio del uso de álgebra básica podemos obtener [de la ecuación (1)] una ecuación para el nivel resultante de







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VGS para un nivel dado de ID dando como resultado:

DSS

DPGS

I

IVV 1

Ejemplo. Calcule el nivel de VGS que resultará en una corriente de drenaje de 4.5 m A, para el dispositivo con las características de la figura 3.18

VVVmA

mAVVGS 1)25.0(45625.014

8

5.414

El JFET VS EL TRANSISTOR (BJT): La siguiente tabla, nos muestra las relaciones más importantes entre el transistor bipolar de juntura (BJT) y el transistor de efecto de campo (FET). Lo cual muestra que ambos elementos pueden ser utilizados en forma similar, sin embargo el JFET tiene una impedancia más alta a la impedancia de entrada del transistor, sin embargo, los JFET tienen la problemática de trabajar con potencias no muy altas.

Transistor MOSFET Las prestaciones del transistor MOSFET son similares a las del JFET, aunque su principio de operación y su estructura interna son diferentes. Existen cuatro tipos de transistores MOS: Enriquecimiento (incremental ) de canal N (E-MOS Canal N) Enriquecimiento (incremental ) de canal P (E-MOS Canal P) Empobrecimiento (Decremental ) de canal N (D-MOS Canal N) Empobrecimiento (Decremental ) de canal P (D-MOS Canal P) Los símbolos son:







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Figura 3.19: Transistores MOSFET

La característica de construcción común a todos los tipos de transistor MOS es que el terminal de puerta (G) está formado por una estructura de tipo Metal-Óxido-Semiconductor. El óxido es aislante, con lo que la corriente de puerta es prácticamente nula, mucho menor que en los JFET. Por ello, los MOS se emplean para tratar señales de muy baja potencia. Principio de Operación De entre todos los tipos de transistores MOS existentes se va a analizar el principio de funcionamiento de dos de ellos: los NMOS de enriquecimiento y empobrecimiento. NMOS de enriquecimiento En la Figura 3.20 se presenta el esquema de un MOS de canal N de enriquecimiento. Supongamos que se aplica una tensión VDS mayor que cero mientras que VGS se mantiene en cero. Al aplicar una tensión positiva a la zona N del drenaje, el diodo que forma éste con el sustrato P se polarizará en inversa, con lo que no se permitirá el paso de corriente: el MOS estará en corte. Sigamos suponiendo, y pensemos ahora que aplicamos un potencial VGS positivo, mientras mantenemos la VDS positiva también. La capa de aislante de la puerta es muy delgada, tanto que permite al potencial positivo aplicado repeler a los huecos y atraer a los electrones del material P. A mayor potencial aplicado, mayor número de electrones será atraído, y mayor número de huecos repelido. La consecuencia de este movimiento de cargas es que debajo del terminal G se crea un canal negativo, de tipo N, que pone en contacto el drenaje con la fuente. Por este canal puede circular una corriente. Recapitulando, por encima de un valor positivo VGS = VTH se posibilita la circulación de corriente ID (Figura 3.21). Nos encontramos ante una región de conducción lineal.

Figura 3.20: Esquema del transistor NMOS de enriquecimiento







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Si el valor de VDS aumenta, la tensión efectiva sobre el canal en las proximidades del drenaje (VGS - VDS) va disminuyendo, con lo que el canal se estrecha en dicha zona, y se pierde la linealidad en la relación ID - VDS. Finalmente se llega a una situación de saturación similar a la que se obtiene en el caso del JFET. NMOS de empobrecimiento (D-MOS)

En la Figura 3.22 se presenta el esquema de un MOS de canal N de empobrecimiento. En este caso el canal ya está creado. Por lo tanto, si con VGS=0 aplicamos una tensión VDS aparecerá una corriente de drenaje ID. Para que el transistor pase al estado de corte será necesario aplicar una tensión VGS menor que cero, que expulse a los electrones del canal. También

en este caso, la aplicación de una VDS mucho mayor que VGS provoca una situación de corriente independendiente de VDS. Curvas Características Con los transistores MOS se manejan dos tipos de gráficas: la característica VGS - ID, con VDS constante, y la VDS - ID con VGS constante. Transistor NMOS de enriquecimiento En la Figura 3.24 se pone de manifiesto cómo la intensidad ID aumenta bruscamente cuando se supera la tensión umbral VTH (Threshold Voltage) y se crea el canal. Es un componente idóneo para conmutación, puesto que pasa de un estado de corte a uno de conducción a partir de un valor de la señal de control. En los dispositivos con el terminal de puerta de aluminio y el aislante de óxido de silicio, la tensión umbral está en torno a los cinco voltios.

Figura 3.21: Esquema del transistor NMOS de enriquecimiento en conducción

Figura 3.22: Esquema del transistor NMOS de empobrecimiento

Figura 3.23: Esquema del transistor NMOS de empobrecimiento en corte

Figura 3.24: Característica VGS-ID del transistor NMOS de enriquecimiento







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La característica VDS - ID del transistor NMOS de enriquecimiento es muy similar a la del JFET, pero los valores de VGS cambian: en este caso la conducción se da para voltajes positivos por encima del umbral. NMOS de empobrecimiento

El NMOS de empobrecimiento puede funcionar también como transistor de enriquecimiento. Si la tensión VGS se hace positiva se atraerán electrones al canal. Además, a diferencia de los JFET, la impedancia de entrada continua siendo muy elevada. Parámetros Comerciales

Se presenta a continuación algunas de las características de los transistores FET que ofrecen los fabricantes en las hojas de datos: IDSS: Es la corriente de drenaje cuando el transistor FET se encuentra en configuración de fuente común y se cortocircuita la puerta y la fuente (VGS=0). En la práctica marca la máxima intensidad que puede circular por el transistor. Conviene tener en cuenta que los transistores JFET presentan amplias dispersiones en este valor. VP (Pinch-Off Voltage): es la tensión de estrangulamiento del canal. Al igual que IDSS,

presenta fuertes dispersiones en su valor. RDS(ON): Es el inverso de la pendiente de la curva ID/VDS en la zona lineal. Este valor se

mantiene constante hasta valores de VGD cercanos a la tensión de estrangulamiento. BVDS (Drain-Source Breakdown Voltage): es la tensión de ruptura entre fuente y

drenaje. Tensiones más altas que BVDS provocan un fuerte incremento de ID. BVGS (Gate-Source Breakdown Voltage): es la tensión de ruptura de la unión entre la

puerta y la fuente, que se encuentra polarizada en inversa. Valores mayores de BVGS provocan una conducción por avalancha de la unión.

Polarización del JFET Al igual que el transistor BJT, existen diferentes métodos de polarización, entre los cuales se encuentran: TABLA No. 3 Configuraciones polarización de FET

TIPO CONFIGURACIÓN ECUACIONES PERTINENTES

Figura 3.25: Característica VDS-ID del transistor NMOS de enriquecimiento

Figura 3.26: Característica VGS-ID del transistor NMOS de enriquecimiento







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JFET Con polarización fija

(Source Común)

GGGSQ VV

SDDDDSQ RIVV

JFET

Con autopolarización

(Source Común)

SDGSQ RIV

)( SDDDDDSQ RRIVV

JFET

Con polarización mediante

divisor de voltaje.

(Source Común)

2

21

RRR

VV DD

G

SDGGSQ RIVV

SDDDDDSQ RRIVV

Compuerta común

JFET

SDSSGSQ RIVV

SDDSSDDDSQ RRIVVV







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JFET (VGSQ = 0 V)

VVGSQ 0

DSSDQ II

JFET (RD = 0 Ω)

(Drain Común)

VGSQ = -IDRS

VD = VDD

VS = IDRS

VDS =VDD - IDRS

MOSFET de tipo decremental

(DMOS) (todas las

configuraciones de arriba)

VGSQ = + VGG

VDS = VDD - IDRS

MOSFET de tipo decremental

(DMOS) polarización mediante

divisor de voltaje

VG = R2 VDD/(R1 + R2)

VGS = VG - ISRS

VDS =VDD - ID(RD + RS)

MOSFET de tipo incremental

(EMOS) configuración por

retroalimentación

VGSQ = VDS

VDS = VDD - IDRS







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MOSFET de tipo incremental

(EMOS) Polarización mediante

divisor de voltaje

VG = R2 VDD/(R1 + R2)

VGS = VG - IDRS

TABLA No. 4: Zi Zo Av para las diferentes configuraciones FET

CONFIGURACIÓN Zi Zo i

oV

V

VA

Alta (10 MΩ) = RG

Media (2 KΩ) =RD || rd

≈ RD

Si: rd ≥10RD

Media (-10) = -gm (rd || RD) ≈ -gm RD

SI: (rd ≥ 10RD)

Alta (10 MΩ) = RG

Media (2 KΩ) =RD || rd ≈ RD Si: (rd ≥10RD)

Media (-10) = -gm (rd || RD) ≈ -gm RD SI: (rd ≥10RD)







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oV

V

VA

Alta (10 MΩ) = RG

Media (2KΩ)

d

sDsm

D

r

RRRg

R

1

≈ RD/(1 + gmRs) Si: (rd ≥ 10(RD+Rs))

Media (-2)

d

sDsm

Sm

r

RRRg

Rg

1

sm

Sm

Rg

Rg

1

Si: (rd ≥ 10(RD+Rs))

Alta (10 MΩ) = R1 || R2

Media (2 KΩ) =RD || rd

≈ RD

Si: (rd ≥ 10RD)

Media (-10) = -gm (rd || RD) ≈ -gm RD

Si: (rd ≥ 10RD)

Alta (10 MΩ) = RG

Baja (100 kΩ)

m

Sdg

Rr1

||||

m

Sg

R1

||

Si: (rd ≥ 10RS)

Baja (<1)

Sdm

Sdm

Rrg

Rrg

||1

||

Sm

Sm

Rg

Rg

1

Si: (rd ≥10RS)

Baja (1 KΩ)

dm

DdS

rg

RrR

1||

m

Sg

R1

||

Si: (rd ≥ 10RD)

Media (2 KΩ) = RD || rd

≈ RD

SI: (rd ≥ 10RD)

Media (+10)

d

D

d

D

Dm

r

R

r

R

Rg

1

DmRg

Si: (rd ≥ 10RD)







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oV

V

VA

Media (1 kΩ) = (RF + rd || RD)/(1+gm(rd || RD)) » RF/(1+gm·RD)

Media (2 kΩ) = RF || rd || RD

≈ RD

Si: (RF rd ≥ 10RD)

Media (-10) = - gm (RF || rd || RD) ≈ - gmRD

Si: (RF rd ≥ 10RD)

Media (1 MW) = R1 || R2

Media (2 KW) =RD || rd » RD (rd ³ 10RD)

Media (-10) = -gm (rd || RD) » -gm RD (rd ³10RD

PRINCIPALES APLICACIONES DE ESTE DISPOSITIVO PODEMOS DESTACAR:

APLICACIÓN PRINCIPAL VENTAJA USOS

Aislador o separador (buffer)

Impedancia de entrada alta y de salida baja

Uso general, equipo de medida, receptores

Amplificador de RF Bajo ruido Sintonizadores de FM, equipo para comunicaciones

Mezclador Baja distorsión de intermodulación

Receptores de FM y TV, equipos para comunicaciones

Amplificador con CAG

Facilidad para controlar ganancia

Receptores, generadores de señales

Amplificador cascodo

Baja capacidad de entrada Instrumentos de medición, equipos de prueba

Troceador Ausencia de deriva Amplificadores de cc, sistemas de control de dirección

Resistor variable por voltaje

Se controla por voltaje Amplificadores operacionales, órganos electrónicos, controlas de tono







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APLICACIÓN PRINCIPAL VENTAJA USOS

Amplificador de baja frecuencia

Capacidad pequeña de acoplamiento

Audífonos para sordera, transductores inductivos

Oscilador Mínima variación de frecuencia

Generadores de frecuencia patrón, receptores

Circuito MOS digital Pequeño tamaño Integración en gran escala, computadores, memorias

MANEJO DE LOS MOSFET La delgada capa de SiO2 entre la compuerta y el canal de los MOSFET tiene el efecto positivo de proporcionar una característica de alta impedancia de entrada para el dispositivo, pero debido a que es extremadamente delgada introduce una inquietud acerca de su manejo, la cual no se hizo presente para los transistores BJT o JFET. Con frecuencia hay suficiente acumulación de electricidad estática (la cual recogemos de nuestro entorno) para establecer una diferencia de potencial a través de la delgada capa que puede acabar con ella y establecer la conducción a través de la misma. Es imperativo, por tanto, que dejemos la laminilla (o anillo) de cortocircuitado (o conducción) conectando las terminales del dispositivo juntas hasta que éste se inserte en el sistema. El anillo o segmento de corto circuito previene la posibilidad de que se aplique un potencial a través de cualquiera de las dos terminales del dispositivo. Con el anillo la diferencia de potencial entre cualquiera de ellas se mantiene a O V. Como mínima precaución, tóquese siempre un conducto a tierra para permitir la descarga de la electricidad estática acumulada antes de manejar el dispositivo, y siempre tome el transistor por su encapsulado. A menudo existen transitorios (cambios bruscos en voltaje o corriente) en un circuito cuando son removidos o insertados elementos y la fuente de energía está encendida, los niveles transientes pueden ser con frecuencia más de lo que el dispositivo puede soportar y, por lo tanto, la fuente de energía siempre deberá apagarse cuando se efectúen cambios en el circuito. El máximo voltaje de compuerta-fuente por lo general es proporcionado por el fabricante del dispositivo. Un método para asegurarse de que no se exceda este voltaje (quizás a causa de efectos transitorios) para cualquier polaridad es introducir dos diodos Zener. Una desventaja introducida por la protección Zener es la resistencia de entrada, puesto que la resistencia del diodo zener en estado de bloqueo es menor a la establecida por la capa de SiO2 que tiene el MOSFET. El resultado es una reducción en la resistencia de entrada, pero aun así es lo suficientemente alta para la mayoría de las aplicaciones. CMOS Un circuito lógico muy efectivo se puede establecer al construir un MOSFET de canal p y un MOSFET de canal n sobre la misma compuerta o Gate, como se muestra en la figura 18. La configuración denominada arreglo MOSFET complementario, abreviada







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CMOS, tiene una extensa aplicación en el diseño de computadoras. La impedancia relativamente alta, rápidas velocidades de conmutación y bajos niveles operativos de energía de la configuración CMOS han ocasionado el surgimiento de una disciplina completamente nueva conocida como diseño lógico de CMOS.

Figura 18: Inversor CMOS.

3.3 Los Tiristores (Elementos de electrónica de Potencia)………………………………………….. (2 Hrs) Durante muchos años ha existido la necesidad de controlar potencia eléctrica en los sistemas de tracción y en los controles industriales impulsados por motores eléctricos; esto ha llevado a un temprano desarrollo de sistemas que tengan por objeto controlar el flujo de energía eléctrica, por ejemplo obtener un voltaje de CD variable para el control de motores. La electrónica de potencia es una rama de la electrónica encaminada a manejar grandes cantidades de energía para lo cual los transistores normales BJT y FET no son adecuados. Los elementos básicos de esta área se les llama TIRISTORES, los cuales son una versión semiconductora de una familia de válvulas al vacío capaces de manejar grandes potencias denominados TIRATRONES. La electrónica de potencia combina la energía (sistemas de potencia), la electrónica y el control como se muestra en la figura.

En donde:







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LA ELECTRONICA: Se ocupa de los dispositivos y circuitos de estado sólido requeridos en el procesamiento de señales para cumplir con los objetivos de control deseados. SISTEMAS DE POTENCIA: Se ocupa de la generación, transmisión distribución y utilización de grandes cantidades de energía eléctrica. CONTROL: Se encarga del régimen permanente y de las características dinámicas de los sistemas de lazo cerrado. La electrónica de potencia se basa, en primer término, en la conmutación de dispositivos semiconductores de potencia. Con el desarrollo de la tecnología de los semiconductores de Potencia, las capacidades del manejo de energía y la velocidad de conmutación de los dispositivos de potencia se han incrementado tremendamente. APLICACIONES: La electrónica de potencia ha alcanzado ya un lugar importante en la tecnología moderna y se utiliza en una gran cantidad de productos de alta potencia que incluyen:

Controles de calor.

Controles de Iluminación.

Control de Motores.

Fuentes de alimentación.

Sistemas de C.D. de alto Voltaje (HVDC).

Control de Potencia Reactiva.

Control de Hornos.

Balastros para lámparas gaseosas de descarga eléctrica.

Arranque y control de máquinas sincronas.

Etc.

Dispositivos electrónicos que funcionan como interruptores, se les considera la versión de estado sólido de los Tiratrones, que eran en base a válvulas al vacio. Solo funcionan en dos estados: On y Off. Hay tres tipos de tiristores

1. No controlados. Aquellos cuyo cambio de Off a On (Encendido) y sus cambios de On a Off se llevan a cabo por medio de las condiciones de polarización del circuito en donde estén conectados.

2. Semicontrolados: o Con control de Off a On y sin control de On a Off.

3. Controlados. o Con control de Off a On y con control de On a Off.

Dispositivos semiconductores de potencia







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3.1.1 El Rectificador Controlado de Silicio (SCR). Es el primer dispositivo de electrónica de potencia, es básicamente un diodo rectificador con un terminal de control mediante el cual podemos encenderlo cuando deseemos y este polarizado adecuadamente.

Circuito Cerrojo=modelo del SCR con BJT, dispositivo de 4 capas SCR (Silicon Controlled Rectifier) Rectificador Controlado de Silicio

l Curvas reales l Curvas ideales

Características:

Dispositivo semicontrolado: sólo puedo forzar el turn-on (de OFF a ON ).

Corriente unidireccional y tensión bipolar. Usos: Altas potencias. y bajas frecuencias. (I < 5kA, V < 6kV, f < 500Hz). 3.1.2 El Tiristor de Apagado por Compuerta (GTO).

GTO (Gate Turn-off Thyristor)







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Tiristor Activado/desactivado por Compuerta

Curvas reales Curvas ideales

Características: Dispositivo controlado: se puede cortar con un pulso iG <0 (grande iA/4), pero también se corta cuando la corriente pasa por cero. Corriente unidireccional y tensión bipolar. Usos: menos potencia y más frecuencia que tiristor (f < 5kHz). 3.1.3 El Tríodo de Corriente Alterna (TRIAC)

TRIAC (triode for alternating current), TRIODO DE CORRIENTE ALTERNA

I Curvas reales l Curvas ideales

Características:

Dispositivo semicontrolado: un pulso iG >0 o iG <0 pasa de OFFa ON.

Corriente bidireccional y tensión bipolar. Usos: menos potencia y misma frecuencia que tiristor (P < 1kVA).







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3.1.4 FOTOSCR =LASCR LASCR son las siglas para Light Activated Silicon Controlled Rectifier. En otras palabras, un LASCR es un rectificador controlado de silicio común con la característica de que su funcionamiento se ve afectado por la potencia en longitudes de onda efectiva que excita sus uniones pn. En esencia, la respuesta espectral del LASCR es la del propio silicio, cuya energía de brecha es de 1.2 eV. Para un dispositivo de este tipo la curva es bastante similar a la de un LED o un fototransistor, siendo sensible a un ámbito de frecuencias con un pico de recepción en una longitud principal: Capacitancias de las uniones del LASCR Por su geometría, al igual que el rectificador de silicio común, el LASCR presenta dos capacitancias principales: la capacitancia ánodo-compuerta y la capacitancia compuerta-cátodo. Como en cualquier dispositivo semiconductor, la capacitancia es aproximadamente inversamente proporcional al cuadrado del voltaje, y en base a esta característica se obtienen otras como los tiempos de conmutación y las curvas de respuesta en frecuencia. Disparo de una LASCR El LASCR es en el fondo un diodo cuya polarización se ve impulsada por la presencia de luz en sus uniones. Por eso el análisis del funcionamiento básico se puede hacer mediante un gráfico que define el disparo o no disparo del LASCR según la potencia irradiada y la temperatura de trabajo de la unión. En la siguiente figura se nota que el disparo no está exactamente definido para un valor de H específico, sino se define una región de no disparo, una región de posible disparo y una región de disparo seguro. De esta manera, de acuerdo a la temperatura de la unión se obtiene cuánta potencia es necesaria para disparar el LASCR. Es importante mencionar que esta curva difiere para distintos valores del voltaje de ánodo del rectificador, la curva mostrada es un ejemplo para una polarización de ánodo de 6V.

3.4 Reguladores de Voltaje de 3 terminales………………………………………………………………… (2 Hrs) La tensión continua disponible a la salida del filtro del rectificador puede que no sea lo suficientemente buena, debida al rizado, o que varíe su valor ante determinado tipo de

Respuesta Espectral







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perturbaciones, como variaciones de la tensión de entrada, de la carga o de la temperatura. En estos casos se necesitan circuitos de regulación o estabilización para conseguir que la tensión continua a utilizar sea lo más constante posible. Lo ideal sería que la tensión de salida fuera constante para cualquier condición del circuito, pero esto es imposible debido a: a) La tensión de red puede tener variaciones de hasta el 20% de su valor nominal. b) El circuito de carga conectado al rectificador puede absorber más o menos

corriente. Al aumentar la corriente por la carga, la tensión de salida disminuirá debido a la caída en la resistencia del transformador y la de los diodos.

c) En la salida aparece un rizado.< d) Cuando se utilizan dispositivos semiconductores, la tensión de salida varía con la

temperatura

FUENTE ESTABILIZADA O REGULADA.

Para iniciar el tema consideraremos el caso más general en donde la mayor parte de las fuentes de poder obtienen su energía de la red eléctrica de CA., por esta razón se considerara para el análisis de este tema, el diagrama a bloques que se muestra en la Figura 1.1 Una fuente de tensión estabilizada o regulada es aquella que cumple:

Una fuente de corriente estabilizada o regulada es aquella que cumple:

Figura 1.1

REPASO DE RECTIFICADORES DE ONDA COMPLETA.







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Por ser el rectificador más eficiente, solo se considera a los circuitos Rectificadores de Onda Completa (ROC) en sus dos variantes que son: el Tipo Puente y Derivación Central como se muestra en la Figura 1.2.

Figura 1.2 Rectificador Onda Completa (ROC) Tipo Puente y Derivación Central.

Para estos ROC tenemos que:

VrmsVmVrmsVmVcd 9.0636.0222

LLLLL R

Vrms

R

Vm

R

Vcd

R

Vrms

R

VmIcd 9.0636.0

222Im

2

Vm = Voltaje máximo o Voltaje Pico de la onda Senoidal, también lo podemos denotar como Vp.

Vrms = Voltaje de alterna (Senoidal) en unidades RMS. RECTIFICACION Y FILTRADO. Se observa de la figura anterior que aunque el rectificador produce una señal de CD, en realidad está formada por una señal de CD más una señal de CA. Por esta razón se le debe agregar al rectificador una etapa encaminada a obtener solamente una señal de CD y eliminar la componente de CA, a esa etapa adicional se le llama FILTRO. 1.1.2 FILTRO SIMPLE CON CAPACITOR En la Figura 1.3 se observa un ROC tipo Derivación Central con una etapa de filtrado que en este caso será un Capacitor.

Figura 1.3 Filtro de CA con Capacitor

Las ecuaciones anteriormente descritas ya no funcionan para este nuevo circuito por lo que procedemos a obtener algunas adecuadas para el mismo, para lo cual tendremos que analizar la forma de onda de salida que se produce al agregar al circuito rectificador el filtro C. Como se muestra en la Figura 1.4 donde se muestra el cambio de la señal de voltaje y en la Figura 1.5 lo concerniente a los cambios en la señal de corriente.







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Figura 1.4 Gráfica de Voltajes del circuito 1.2

Figura 1.5 Gráfica de Corrientes del circuito 1.2

Es necesario definir algunos términos: Regulación de Voltaje:

%100%100cargaplenaavoltaje

cargaplenaavoltajecargasin voltaje..

PC

PCSC

V

VVVR

Se define el Rizo como: %100)(

cddevoltaje

rizodevoltaje

cdV

rmsVrr

Y el voltaje de directa: 32

p)-(pVrpcd VV

Una ecuación para la señal de voltaje de rizado presente expresada en unidades rms es:

cd

p

V

V

fC

IcdrmsVr

34)(

Para cargas ligeras Vp Vcd y para f=60Hz se tiene que:

CR

Vcd

C

IcdrmsVr

L

4.24.2)(

Para estas ecuaciones: Icd=mA, RL =K , C= fd, Vcd =V







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De la gráfica de corriente de la Figura 1.5 se observa que la corriente de conducción en los diodos se ve alterada debido a que estos solo conducen durante un cierto intervalo de tiempo del ciclo de la señal de alterna de frecuencia = 60 Hz. Esta nueva forma de conducción en forma de pico se le denomina Ipico la cual se puede calcular a partir de la siguiente ecuación:

C

xIcdIpico180

Donde: C

= ángulo de conducción del diodo en grados

12C

)31(32

tan180 1

2rr

31

311 Sen

Esta Ipico deberá de ser soportada por los diodos rectificadores, por lo cual se seleccionaran diodos que cumplan con este parámetro Sin embargo otro parámetro de interés es expresar esta Ipico en una corriente en unidades rms es decir se debe saber cuál será la Isec(rms)) (corriente del secundario del transformador en rms).

C

IcdrmsI180

)sec( Para ROC tipo puente

C

IcdrmsI2

180)sec(

Para ROC tipo Tab Central

También es importante expresar el Vcd requerido en unidades rms es decir Vsec(rms) (Voltaje del secundario del transformador en rms)

2

diodo/sde)sec(

VVprmsV

Finalmente la potencia del transformador en watts:

)sec()sec()sec( rmsIrmsVrmsP

Tipos de Fuentes: Además de la clasificación en fuentes de corriente y fuentes de tensión, cabe distinguir dos tipos: a) Fuentes estabilizadas: Consiguen la estabilización de la magnitud de salida (tensión

ó corriente) utilizando directamente la característica no lineal de un dispositivo electrónico. (Sin retroalimentación o en lazo abierto)

b) Fuentes reguladas: consiguen la estabilización de la magnitud de salida mediante un sistema de control o de realimentación negativa que corrige automáticamente dicha magnitud de salida. (Con retroalimentación negativa o lazo cerrado)

Otras clasificaciones:







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De acuerdo a la posición con respecto a la carga a) Paralelo b) Serie

De acuerdo a su voltaje de salida a) Fijas b) Ajustables

De acuerdo a la polaridad e de voltaje a) Positivos b) Negativos

3.4.1 Reguladores Serie y Paralelo. Esta clasificación se hace en función de como se encuentra el elemento regulador con respecto a la carga (RL) como se muestra en la Figura 1.6, donde presenta en diagramas a bloques los dos tipos de reguladores mencionados:

Figura 1.6 Diagrama a bloques de un regulador serie y paralelo.

La Figura 1.7 muestra circuitos típicos con elementos electrónicos de ambos reguladores:

Regulador Serie: VSAL=VD1-Vbe

Regulador Paralelo: VSAL=VD1+Vbe

Figura 1.7 Diagrama eléctrico un regulador serie y paralelo a transistores. REGULADORES DE VOLTAJE CON Y SIN RETROALIMENTACIÓN.

Figura 1.8 Diagrama a bloques de un regulador con y sin retroalimentación

3.4.2 Reguladores Positivos y Negativos.







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Figura 1.19 Reguladores de voltaje, Positivos y negativos, de 2 Terminales

3.4.3 Reguladores Fijos y Ajustables.

Figura 1.10 Reguladores de voltaje, fijos y ajustables, positivos y negativos.

Para los reguladores ajustables la ecuación para el voltaje de salida o el Voltaje en RL es:

2

1

21 RI

R

RVrefVout Q

Vref es el voltaje mínimo de salida del regulador y es el que se mide entre el terminal OUT y el terminal ADJ

Si I1 >> IQ entonces I2 I1 y la ecuación se puede reducir a:

1

21

R

RVrefVout

Los Reguladores ajustables se pueden usar como reguladores fijos, si el resistor ajustable se reemplaza por un resistor fijo del valor adecuado para el voltaje fijo deseado. Los Reguladores Fijos también se pueden hacer variables si le colocamos resistores como a los ajustables.







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3.4.4 Reguladores de Corriente. Las aplicaciones de los reguladores de voltaje se amplían

cuando de manera ingeniosa se usan en aplicaciones para las cuales inicialmente parecían no haber sido hechos.

Figura 1.11 Regulador de corriente variable con BJT y fijo con CI

Este el caso de cómo un Regulador de Voltaje de CI se puede transformar “fácilmente” en un regulador de corriente. Considere el circuito de la Figura 1.11 en la cual se observa la forma de conexión de un Regulador de voltaje en una aplicación como regulador de corriente. Para el caso del Regulador de Corriente con CI la Corriente de Salida es:

1R

VrefIsal

Donde Isal está en Amperes si Vref está en Volts y R1 está en Ohms La potencia en:

1R

VrefIsal

Donde PR1 está en Watts, si Vref está en Volts y Isal está en amperes

3.4.5 Cargador de Baterías. Existen baterías que pueden ser recargadas o regeneradas y utilizarse por varias veces hasta finalmente agotarse o reducirse enormemente su capacidad de recarga.

Primarias

Comunes General Gran mayoría en el mercado

Zinc carbón General

Alcalina de manganeso

General

Botón

Óxido de mercurio

Aparatos auditivos y equipos fotográficos.

Óxido de

plata

Calculadoras, relojes electrónicos y cámaras fotográficas

.

Zinc-aire Aparatos auditivo. Se desarrolló para sustituir a la pila de óxido mercúrico

utilizada en los audífonos.

Litio Relojes y equipos fotográficos, sistemas de soporte de

memoria, aplicaciones industriales y militares.

Secundarias (recargables)

Níquel-Cadmio

Herramientas electro-portátiles, cámaras de video,

teléfonos celulares, dispositivos de seguridad, iluminación de emergencia, equipos médicos. También

en satélites que están en la órbita de la Tierra.

Más común y más usadas: Cerca del 80 % de las baterías recargables son de níquel cadmio (Ni-Cd). Pueden recargarse

cientos de veces, lenta o muy rápidamente.

litio-ion

productos de alta tecnología: terminales para computadoras laptop y teléfonos celulares, donde lo

importante es el tamaño pequeño, alta capacidad de energía con baja tasa de descarga.

Es la tecnología más nueva que ha incorporado la industria de pilas. El proceso de recarga esconsiderablemente más

complicado que el de las Ni-Cd o Ni-MH, y requiere un sistema de recarga mucho más caro.







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níquel-hidruro

metálico

productos donde son importantes una capacidad de

energía alta o un tamaño físico pequeño. (computadoras laptop, celularesy videocámaras).

Plomo ácido selladas Electro-portátiles, juguetes, luces de emergencia, suministro de

energía continuopara telecomunicaciones y sistemas de alarmas, sistemas solares, etc.

Alcalinas recargables Sólo compiten con las NiCd en aplicaciones de bajo consumo

(laptops y notebooks, celulares)

La carga adecuada es uno de los factores más importantes a considerar al usar baterías recargables de acido-plomo libres de mantenimiento. El desempeño y la vida de servicio de las baterías serán directamente afectados por la eficiencia del cargador utilizado. Los 3 métodos de carga más común son los siguientes:

Carga a voltaje constante Carga a corriente constante Carga a voltaje constante en dos etapas

Carga a voltaje constante La carga de voltaje constante es la más conveniente y más comúnmente usada para la carga de baterías de acido-plomo selladas. Las figuras 1 a 6 muestran las características de carga de la batería cuando son cargadas con cargadores de voltaje constante a 2.30 Volts/celda, 2.40 Volts/celda y 2.50 Volts/celda cuando la corriente de carga inicial es controlada a 0.1 CA y 0.25 CA. En la siguiente figura se muestra un ejemplo de un circuito para carga a voltaje constante. En el circuito la corriente de carga inicial es limitada por la resistencia en serie R1.

Carga a corriente constante Este método de carga no es normalmente utilizado para baterías selladas de acido-plomo, pero es un método efectivo para la carga de múltiples baterías al mismo tiempo, y como una carga ecualizadora para corregir variaciones en capacidad entre baterías en grupo. Se deben tomar precauciones cuando se carga en corriente constante. Si la carga es continua a la misma frecuencia por un periodo de tiempo prolongado después que la batería ha alcanzado un estado de carga completa, una sobrecarga severa podría ocurrir resultando en un daño a la batería. La figura 8 muestra las características de una batería bajo condiciones continuas de carga.







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Carga a voltaje constante en dos etapas Este tipo de carga es recomendado para cargar baterías selladas de acido-plomo en un periodo de tiempo corto, y manteniendo la batería en carga completa en estado de espera o en carga flotante. La figura 10 muestra las características de un cargador a voltaje constante en dos pasos. En la etapa inicial de carga, la batería es cargada por corriente constante. El voltaje de carga aumenta al mismo tiempo que la carga continua hasta que alcanza los 2.4 Volts/celda, en este punto el modo de carga automáticamente cambia a carga en voltaje constante. Durante la etapa de carga en corriente constante (A-B) la corriente de carga, que ha descendido al punto de cambio, es detectada, y el voltaje de carga es cambiado a un nivel flotante de 2.275 Volts/celda.

Este método de carga es uno de los más eficientes. El tiempo de recarga es minimizado durante la etapa de carga inicial mientras la batería es protegida de sobrecargas por el sistema cambiando a carga flotante en el punto de cambio. La figura ilustra un ejemplo de un cargador de voltaje constante de dos etapas y corriente constante. Básicamente este es un circuito de una fuente de poder estabilizada, con una función de corriente limitante, utilizando un circuito integrado hibrido de voltaje constante. La diferencia entre este circuito y el circuito de voltaje constante mostrado en la figura 6 es la adición del circuito VD el cual sirve para incrementar o disminuir el voltaje de salida como una función de la variación en la corriente de entrada. En otras palabras, el voltaje de salida es establecido cambiando, junto con la resistencia R6, la proporción potencial del voltaje detectado del circuito IC el cual detecta la reducción de voltaje en ambas terminales de la resistencia R1. Al usar este método de carga, se deben tomar en cuenta los siguientes valores:

Corriente inicial de carga: 0.25CA a 1.0CA máx. Voltaje de carga:

o 1ra etapa 2.40V/celda (2.35 a 2.43V/celda, máx.) o 2da etapa 2.275V/celda (2.25 a 2.30V/celda, máx.)

Corriente de cambio de: 1ra Etapa a 2da Etapa: 0.05CA (0.04 a 0.08CA)







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Nota: Este método de carga no puede ser usado en aplicaciones donde la carga y la batería están conectadas en paralelo. Voltaje de carga El voltaje de carga debe ser regulado de acuerdo al tipo de servicio en el cual la batería será usada. Generalmente, los siguientes voltajes son usados:

Para uso flotante o en stand by 2.275 a 2.30 volts por celda Para uso cíclico 2.35 a 2.45 volts por celda

En un sistema de carga a voltaje constante, una gran cantidad de corriente fluirá durante la etapa inicial de carga, y disminuirá mientras el proceso de carga continúe. Al cargar a 2.30 volts por celda, la corriente de carga al final de la etapa de carga descenderá hasta la cantidad de 0.002 CA. Cuando una batería ha sido cargada hasta un nivel de 100% de los amperes-horas descargados, la energía eléctrica almacenada y disponible para la descarga será de 90%, o más, de la energía aplicada durante la carga. El voltaje de carga debe ser regulado en relación a la temperatura ambiente. Cuando la temperatura es alta, el voltaje de carga debe ser más bajo. Cuando la temperatura es baja, el voltaje de carga debe ser más alto. Similarmente, el volumen de carga accesible de la batería (medido en amperes-horas) variará con el tiempo en relación directa con la temperatura ambiente. El volumen de carga en un periodo de tiempo determinado será mas grande a altas temperaturas y mas pequeño a bajas temperaturas Limite inicial de corriente de carga Una batería descargada aceptara una corriente de carga inicial más alta en la etapa inicial de carga. Altas corrientes de carga pueden causar calentamiento interno anormal que podría dañar la batería. Por lo tanto es recomendado que la corriente de carga sea normalmente limitada a 0.25CA. Sin embargo, en uso stand by, las baterías son diseñadas que aun cuando la corriente de carga es más alta que el limite recomendado, no aceptaran mas de 2CA, y la corriente de carga será reducida a un valor relativamente pequeño en un corto periodo de tiempo. Por lo tanto, en uso stand by, no se requiere límite de corriente. Al diseñar un cargador, es recomendable que una función limitante de corriente sea puesta en el cargador para prevenir fallas del cargador debido al sobrecalentamiento del transformador u otro daño resultado de maltrato, por ejemplo cortocircuito o polaridad inversa. Carga tope (Carga suplementaria) Ya que cualquier batería pierda capacidad por su auto descarga, es recomendado que una carga tope sea aplicada a cualquier batería que haya sido almacenada por un largo periodo de tiempo antes de conectar la batería. Exceptuando condiciones en las cuales







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la temperatura de almacenamiento ha sido inusualmente altas, la carga de tope es recomendada dentro de los siguientes parámetros:

Edad de batería Recomendaciones

Hasta 6 meses después de fabricada

4 a 6 horas a corriente constante de 0.1 CA o 15 a 20 horas a voltaje constante de 2.40 volts por celda

Hasta 12 meses después de fabricada

8 a 10 horas a corriente constante de 0.1 CA, o 20 a 40 horas a voltaje constante de 2.40 volts por celda

Para realizar una carga tope exitosa en una batería almacenada por más de 12 meses, el circuito abierto de voltaje debe ser más alto que 2.0 volts por celda. En ese caso, siempre cheque el circuito abierto de voltaje antes de aplicar la carga tope. Carga de recuperación después de una descarga profunda

Una batería que ha sido sobre descargada requiere un periodo de carga mayor al normal. En la figura 14 se muestra que la corriente de carga aceptada por una batería sobre descargada durante la etapa inicial de carga será bastante pequeña como resultado de la resistencia interna, pero incrementara rápidamente sobre los primeros 30 minutos hasta que se sobrepase la resistencia interna. En vista de la anterior, se debe considerar el hecho de que si el método de carga usado es por voltaje

constante en el cual el cargador emplea sensado de corriente por indicación del estado de carga o ya sea por reducción de voltaje (Cargador de dos etapas), durante la etapa inicial de carga de una batería sobre descargada el cargador podría dar una indicación de carga completa falsa o podría iniciar una carga a voltaje flotante. En vista de la anterior, se debe considerar el hecho de que si el método de carga usado es por voltaje constante en el cual el cargador emplea sensado de corriente por indicación del estado de carga o ya sea por reducción de voltaje (Cargador de dos etapas), durante la etapa inicial de carga de una batería sobre descargada el cargador podría dar una indicación de carga completa falsa o podría iniciar una carga a voltaje flotante. Compensación de temperatura La actividad electroquímica de una batería incrementa al mismo tiempo que la temperatura. Similarmente, mientras la temperatura descienda, la actividad electroquímica descenderá. Por lo tanto, opuestamente, mientras la temperatura aumenta, el voltaje de carga debe ser reducido para prevenir sobrecargas e







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incrementarla cuando la temperatura descienda para prevenir cargas bajas. En general, para asegurar una vida optima de la batería, es recomendable el uso de cargadores con compensadores de temperatura. El factor de compensación recomendado para baterías es de -3 mV por celda en modo stand by y -4 mV por celda para uso cíclico. El punto central estándar para la compensación de la temperatura es 20 ºC. Al diseñar un cargador equipado con un compensador de temperatura, el sensor de temperatura debe sensar solo la temperatura de la batería. Por lo tanto, se debe considerar aislar la batería y el sensor de temperatura de otros componentes del sistema que generen calor. Eficiencia de carga La eficiencia de carga de una batería es expresada por la siguiente fórmula:

μ = Ah descargados después de carga / Ah entregados a la batería durante la carga La eficiencia de carga varía dependiendo del estado de carga de la batería, temperatura, y tasa de carga. La figura de la izquierda muestra el concepto de estado de carga y eficiencia de carga. Como es mostrado en la figura de la derecha, la batería muestra una alta eficiencia de carga aun cuando es cargada a tasas de carga bajas.




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