CENTRO NACIONAL DE INVESTIGACIÓN Y DESARROLLO ... - … Rodolf… · agradecer al Di-. Sergio...

SEP SElT DGlT ~~

CENTRO NACIONAL DE INVESTIGACIÓN Y DESARROLLO TECNOLÓGICO

cenidet SíNTESlS DE UN REGULADOR MONOFÁSICO DE TOMAS DE C.A.

PARA APLICACIONES DE MEDIA Y BAJA TENSIÓN

T E S I S PARA OBTENER EL GRADO DE

DOCTOR EN CIENCIAS EN INGENIERIA ELECTRÓNICA P R E S E N T A

M.C. RODOLFO ARTURO ECHAVARRíA SOLíS

8 2 - 0 6 6 4 CUERNAVACA, MORELOS MAYO 2002

DOCTORADO EN CIENCIAS EN INGENIERIA ELECTRÓNICA COLEGIO DOCTORAL

ACEPTACION DE TRABAJO DE TESIS DOCTORAL

Cuernavaca, Mor. Dr. Jesús Arnoldo Bautista Corral Director del cenidet Presente

Ati'n: Dr. Enrique Quintero-Mármol Márquez Jefe del Depto. de Electrónica

Los abajo firmantes, miembros de Comité Tutorial de la Tesis Doctoral del alumno Rodolfo Arturo Echavarría Solís, manifiestan que después de haber revisado su trabajo de tesis doctoral titulado "Síntesis de un Regulador Monofásico de Tomas de CA para Aplicaciones de Media y Baja Tensión" realizado bajo la dirección de la Dra. María Cotorogea Pfeifer y del Dr. Abraham Claudio Sánchez, el trabajo presentado se ACEPTA para proceder a su impresión.

.

/ /' Q o?. C C G - 3

Dr. Sergio Horta Mejia Dr. Victor Manuel Cárdenas Galindo

ITESM - Querétaro -* Dr. María Cotoi' gea Pfeifer

CENI~ET

UASLP n

Dr. L Mo U. de Concepción, Chile

C.C.P.: DI. Jaime Eugenio Arau Roffíel I Subdirector Académico Lic. Olivia Maquinay Diaz / Jefa del Depto. de Servicios Escolares Expediente.

INTERIOR INTERNADO PALMIRA S/N. COL, PALMIRA, A.P. 5-164, CP. 62490. CUERNAVACA. MOR. - MEXICO TELS. (777) 312 23 14. 318 77 41. FAX (777) 312 24 34 EMAIL [email protected]

. j . . . .. . . . ,, .. ,, . -

., .

Centro Nacional de Investigación y Desarrollo Tecnológico

Cuernavaca, Mor., 15 de enero de 2002

A QUIEN CORRESPONDA

Por medio de la presente se hace constar lo siguiente:

La propuesta inicial del presente habajo se ha originado en el marco del prograrná de desarrollo de estabilizadores de tomas rápidos establecido entre la Universidad de Oviedo y la Universidad Nacional de Educación a Distancia (UNED), coordinado por D. Miguel Ángel l'érez Garría y D. Salvador Martínez García, y al amparo de los convenios de colaboración suscritos entre el CENIDET y dichas universidades.

cenidef Interior Internado Palmira SIN . Col. Palrniro, Cuernovoco 62490. Mor.. México Apartado Postal No. 5.164. Cuernavaca 62050. Mor.. México lelr. y Fax: +52 (777) 3-12-23-14, 3~18-77-41. 3-12~24-34

w.cenidet.edu.rnx

!

Dedicatoria

A mi padre, Joaquín Rodo'fo: Como hombre, me hubiera gustado ser como tú,

como padre, espero ser igual que tú, como hijo, nunca seré igual de bueno como lofuiste tú.

A mi madre, M a n a del Carmen: Gracias por hnber elegido ser sólo nuestra madre.

Por que no existe amor más grande.

A mis hermanos, Juan José, Joaquín y Jorge Alberto: No saben lo orgulloso que estoy de ustedes.

Gracias por todos los momentos que me han regnlndo.

A mi hermana, Luz Alelí: No iuiporta cuantos años pasen, para mí

siempre serns esa niña por la que iba a la priniarin.

A mi esposa, Lizbeth: El que hayas aceptado bailar conmigo esa noclle, Iiace niás de quince años,

es lo mejor que me ha pasado en la rrida. Por que yo sin ti, quién sabe que vida llernnh.

A mi hijo, Rodoifo: Después de todo, parece que no me he portado tan mal

si Dios me ho dado un regalo como t i Mírame, hijo, a ver si tus ojos me dicen por qué llegó a mi vida el regalo de tu oida

Míranos, Rodo'fito, para que nos mire Dios.

Los quiero.

ÍNDICE

xi11 PROLOG0 ........................................

RESUMEN ................................................................................................................................................... ...................... XVII

..... .. . . . . . . . . , . . . . .. . . . , , , . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . ... . . . . . . . ... . . . . . . . . ...... . .. . . . ... ... . . . . . . .......

CAPÍTULO I INTRODUCCI~N

1.1 Calidad de la energía ..................

1.3 Regulación de tensión ..................................................................................................................................... 1.4 Equipos para regulacion en media tensión ................................................................ 1.5 Equipos para regulación en baja tensión .....................................

. ....... . . . . ...... . . . . ............................ .. .. . . . .. .. . . . . . .......... . . ..... .. ....... .. ..... ....... . . . . .. ... ... . . . . .. ... ... . 1.2 Perturbaciones principales de la red eléctrica ......................... . . ... .... , . , .... ... .. .. ..... .. .. . .. . . .. ... .. . .. . ... . .

....................................

. ......... .... ....... ......... .. ..... .. .. . .... 1.6 Tipos de reguladores de tensi 1.7 Planteamiento del problema

. . . . . . . , . , . , . . . . . . . . . . ... . . . . . . . . .. ... . . .. . . . ... . . . . . . . . . . . . . . . . . . ........ . . . . ..... . .. ., ... ...

, . . . . . . .. , , .. , . .. .. . . . .... ., . , , . , . ......... ..... ..... ..... .. , . , . . . . ..... .... , .... ......... ..... ... ,..... ... .... .... ... . 1.8 Objetivo .........................................................................................................................

CAPÍTULO II REGULADORES DE TOMAS

11.1 Reguladores de tomas ............................................................................ . ........... .................................................... 11.1.1 Funcionamiento con transformador cornpensador .............................. 11.1.2 Conexión trifásica de los reguladores de tomas ...................................... 11.1.3 Principales características de los reguladores de tomas ...................

11.2 Reguladores rápidos de tomas (RRT) ...................... . . , . . . . . . , . . , . , . . , .. . . . ............................... . ... ........ . ..... ..

CAPiTULO I11 ANÁLISIS Y SINTESIS DEL RRT CON CONMUTACIÓN DURA

111.1 Análisis de la etapa de potencia .. ........................................................................................... ...... ........ 111.2 Síntesis de la etapa de potencia ..................................... 111.3 Diseño de la etapa de potencia .....................................................................................

.................................. . ......... ......................

........... .. ........ ......... .........

1 2 5 6

13 20 22 24

25 28 30 31 32

35 39 47

IX

Sintesis de un regulador rnonofasico de tomas de C.A. para aplicaciones de media y baja tensión

111.4 Análisis de variación de parámetros ....................................... ...................................................................... 111.4.1 Análisis paramétrico en simulación .......................................................... .........

111.4.2 Análisis paramétrico experimental ........................... .......................................................... 111.5 Conclusiones sobre la respuesta del regulador ..................................................... .....

CAPITULO IV ETAPA DE CONTROL DEL RRT CON CONMUTACI~N DURA

IV.l Introducción .............. ..........................................

IV.1.2 Control digital de sistemas electrónicos de pote IV.1.3 Control de los reguladores de tomas ...........................

IV.l.1 Control de si electrónicos de potencia ......... ..........................................................

IV.2 Selección del microprocesador .............................................................................. .......... ...

IV.3 Tarjeta basada enel DSP ..................................................................

.......................................

.......................................................... IV.4 Programación del DSP ............

.......................................................... dor ...................................................................... ........................................

IV.7 Algoritmos de control implementados .................................. .......................................................... IV.7.1 Control de dos posicio IV.7.2 Control proporcional-integral ....................................... ...........................................................

..........................................................

IV.8 Conclusiones .................................. .................................................................

CAPITULO V RESULTADOS EXPERIMENTALES DEL RRT CON CONMUTACI~N DURA

V.l Pruebas estáticas ...........................................................

V.2 Proceso de conmutación .................................. .............................................................................................

..................................................................................................

- 60 60 65 71

73 73 75 76 77 77 80 82 83 85 85 86 94

95 97

V.3 Pruebas en lazo abierto .................................................................................................................................................... 102 V.4 Control por liistéresis ...................................................................... ............................................................................. 105

V.4.1 Escalón de tension ................................................................................................................................................... 105

V.5 Control PI ............................................ ..................................................................... 109 V.5.1 Escalón de tensión .................................................................................................. 110 V.5.2 Flicker ................................................................................................................................................................................. 111 V.5.3. Distorsión armónica ........................ .......................................................... 114 V.5.4 Pruebas con carga no lineal ......... ....................................... 115

117

. I

V.4.2 Rampa de tensión ................................................................................................ 107 ............

..........

V.6. Conclusiones ........................................................ .................................................................

CAPITULO V1 RRT CUASIRRESONANTE

VI.1 Introducción ........................................................... .......................... 179 VI.2 Análisis de la etapa de potencia ................................................................................................................................ 121 VL3 Síntesis de la etapa de potencia ... .......................................... 124 VI.4 Análisis paramétrico .............................................................. 125 VI.5 Etapa de control ............................................................................................... .............................................. 133

.............................................. 134 V1.6 Resultados experimentales .... .............................................................. VI.7 Conclusiones ................................................................ .. 137

...........................................................

........................................................... ................................................................

..................................................................................

X

indice

CAPITULO VI1 CONCLUSIONES

VII.1 Conclusiones del trabajo desarrollado ........................................................................ .......................... .......... 139

VIL3 Publicaciones generadas ..................................................................................................................................... 141 V11.2 Sugerencias para trabajos futuros ......................................................................... ........................... 140

APÉNDICE 1 143 BIBLIOGRAFÍA ....................................................... . . , . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . , . ... ...... ............. .. , ........ ...................

APÉNDICE 2 LISTA DE SIMBOLOS ................................... 147

XI

Sintesis de un regulador monofdsico de tornas de C.A. para aplicaciones de media y baja tension

PRÓLOGO

Esto, más que un prólogo, se podría decir que es una sarta de agradecimientos. Debido a que es un trabajo que duró cinco años, existen muchas personas que intervinieron directa o indirectamente en mi formación doctoral. Primeramente, hablaré en orden cronológico de todos las profesores que contribuyeron a este trabajo, posteriormente comentaré sobre las personas que me han enriquecido durante su estancia en el CENIDET, y al final hablaré de mi familia, parte fundamental de mi existencia.

Dicen que los artistas y futbolistas recuerdan con aprecio a la persona que les dio su primera oportunidad, bueno, aunque dcfinitivamente no soy ni io uno ni io otro, de todos modos quiero agradecer al Di-. Sergio Horta, quien fue mi asesor de tesis de maestría, y al final de la misma pugnó para que se realizara mi contratación por parte del CENIDET, lo cual resultó una excelente opción para n-i desarrollo profesional.

Otra persona importante, quien mantuvo en los momentos difíciles la idea clara de que el trabajo debía continuar, es el Dr. Jaime Arau. Gracias a su capacidad de convencimiento, pudo incluir a nuevas personas en el proyecto y este trabajo pudo seguir adelante, por lo cual le esto! agradecido.

A continuación, quiero agradecer a la Dra. María Cotorogea, quien tuvo que entrar al quite en este proyecto, supo conducir el trabajo además de darle otra visión y diferentes puntos de vista. En especial, quiero agradecerle su apoyo para concluir la tesis y lograr una buena presentación de la misma.

Asimismo, hay que mencionar la función desarrollada por el Dr. Abraham Ciaudio, quien además de ser un buen amigo, aportó nuevas ideas para desarrollar el trabajo, la publicación de artículos, y actualmente realiza propuestas para continuar la investigación sobre esta línea.

Aparte hay que mencionar la labor de asesoría, especialmente en cuestiones digitales, desarrollada por el Dr. Víctor M. Cárdenas, a quien conozco desde hace varios años, ya que fuimos compañeros de generación en la maestría y desde entonces he sido testigo de su extraordinaria capacidad académica y su amistad.

Xl l l

Siniesis de un regulador rnonofásico de tomas de C.A. para aplicauones de media y baja tension

También es justo mencionar la participación en el comité de revisores del Dr. Hugo Calleja, quien ha sido también mi profesor, y desde hace varios años he disfrutado de SUS consejos y sobre todo de su inteligente conversación, la cual puede ir desde el futbol hasta los microprocesadores.

De igual manera, quiero agradecer al Dr. Luis Morán, investigador reconocido internacionalmente y revisor extranjero de esta tesis, quien mostró una gran disposición or colaborar y cuyos consejos fueron primordiales, en especial para la presentación final y redacción del trabajo de tesis.

Asimismo, debo mencionar a otras personas que fueron muy importantes en la concepción de este trabajo, en primer lugar, quiero agradecer al Dr. Salvador Martú-iez, ejemplo de integridad y educación, a quien debo bastante, en especial toda la ayuda que me proporcionó para que pudiera llevar a cabo una estancia en la UNED, de Madrid, España. Mención aparte merece su esposa, Loii (excelente cocinera y mejor persona), así como sus hijas Ana y %fía, quienes se encargaron de que mi esposa la pasara muy bien en España y no sintiera demasiada nostalgia, razón por la cual les estoy muy agradecido.

Otras personas muy importantes durante la estancia en la UNED, fueron el Dr. Joaquín Vaquero, a quien le agradezco todas las atenciones que tuvo con nosotros, asimismo quiero agradecer a nuestra queridísima guía de turistas, María Luisa.

Durante el inicio de este trabajo, tuve oportunidad de realizar oka estancia en España, en la Universidad de Oviedo, en Gijón. La persona que tuvo mucho que ver con que se hiciera realizar dicha estancia fue el Dr. Miguel A. Perez, excelente persona y amigo, quien tuvo con nosotros un trato que fue más allá del plano académico; también quiero agradecer a Toñi, quien también tuvo muchas atenciones con nosotros y se encargó de que la pasáramos muy a gusto en la costa asturiana.

Bueno, que conste que dejé claro al inicio de este prólogo que el mismo estaría plagado de agradecimientos, continúo: no puedo dejar de mencionar al jefe del departamento de la fuerza mística, el Dr. Gerard0 Vela, quien me ha brindado su amistad, además de todo su apoyo para concluir este trabajo. Asimismo, quiero agradecer la amistad que me han brindado el Dr. Mario Ponce y el Dr. Carlos Apilar, compañeros desde hace varios años.

Acabo de cumplir nueve años y medio en el CENIDET, ha pasado tiempo desde que llegué a estudiar la maestría, durante este tiempo he disfrutado de la amistad, apoyo y compañerismo de muchas personas. Siento que sería injusto mencionar a todos los amigos que he tenido aquí, debido a que corro el riesgo de omitir a alguien. Sin embargo, mencionaré a unos cuantos que me vienen a la mente en este momento: Alfredo, Raúl, Lorena, Marcia, Adolfo, Ángeles, Héctor, María Elena, Armando, Rubén, Beristáin, Pedro, Chan, Carlos, José A,, Miguel, Anita, Roger, Irene, .Albino, Elías, Mónica, Alberto, Iván, Jorge y Víctor. Quiero agradecer especialmente a la secretaria del departamento, Liliana, quien ha sido una excelente amiga.

Por O t r o lado, y aunque supongo los comentarios que despertará esta mención, quiero agradecer la amistad de mi compadre Ciro y de su esposa Marisol, quienes en algún momento se convirtieron en una extensión de mi familia. Además, deseo mencionar a mi estimado amigo Héctor, quieii comparte conmigo el gusto por el futbol y ha sido pieza fundamental en la obtención de los dos campeonatos que tiene nuestro equipo, La Real Sociedad, en el torneo del CENIDET.

XIV

Prdlogo

A continuación, me gustaría hablar de mi familia política, quienes siempre me han hecho sentir parte de ellos, en especial mi suegra, Doña Concha. Asimismo, quiero mencionar a mis cuñadas, Maricruz (t), Fabiola, Ana, Mónica, Carla, mi cuñado Pepe, mis concuños Neto y Pablo, y a mi concuña Liliana. Todos ellos me han apoyado y han seguido con interés mi carrera. Aparte quiero mencionar a mi querido suegro, Don Pepe, un personaje de época, quien partió de este mundo mientras me encontraba redactando la tesis, sólo espero que desde donde esté pueda sentir mi cariño y agradecimiento por todo el buen trato que tuvo conmigo.

Pasando a mi familia, quiero empezar por agradecer a mi primo Alfredo, quien en realidad ha sido un hermano para mí, así como a su esposa, Liliana. También deseo agradecer el apoyo incondicional que siempre me ha brindado mi tío Aifredo, quien ha sido como un segundo padre para todos mis hermanos y para mí. Aparte deseo agradecer a mi tia Lupita, por que su eterna inocencia me da otra forma de ver la vida.

Quisiera aprovechar para enviar un agradecimiento, por todo el bien que me dieron durante su paso por este mundo, a algunas personas que ya han emprendido el viaje sin retorno, en especial a mi abuelita Alelí, mi hermano Rodolfo, mi tia Laura y el siempre añorado Don Leoncio. Sus vidas enriquecieron la mía significativamente.

Bueno, espero no aburrir a nadie con este prólogo, pero como a menos que escriba un libro, no habrá otra forma de dedicar mi creación literaria a alguien, me he alargado un poco. A continuación, quiero hablar de mis hermanos, Juan, Joaquín, Jorge y Alelí, con quienes he compartido mi vida y de quienes afortunadamente sólo tengo recuerdos gratos, espero que siempre nos sigamos llevando tan bien. Asimismo, deseo agradecer a mis cuñadas, Susana y Pilar (así como a su mamá, Doña Claudia), y a mi cuñado, Pepe, quienes han contribuido a hacer más grande y mejor a nuestra familia.

Claro que nunca podré corresponder como se debe a mis padres, Rodolfo Y Carmen, Por todo el cariño que nos han dado. Siempre nos inculcaron el amor y la unidad en la familia, así como el deseo de estudiar para poder mejorar en la vida. Parece que aquel pizarrón que teníamos de niños, surhó efecto.

A continuación quiero agradecer muy en especial a la mujer de nu vida, Lizbeth, a quien Dios PUSO en mi camino hace varios años y desde entonces me ha querido y aguantado, al grado de cometer la locura de casarse conmigo.

Quiero terminar este prólogo hablando de todos mis sobrinos, quienes se han encargado de traer nuevas alegrías a la familia y a demostrarnos que la vida siempre se renueva a sí misma. En especial, quiero dedicar este trabajo a mi hijo, Rodolfito, por que su llegada ha cambiado por completo mi vida.

;Gracias a todos por todo y gracias al Todo por todos!

Rodolfo Arturo

Cuernavaca, México, inicios de la primavera del año de Nuestro Señor de dos mil dos.

xv

Sintesis de un regulador rnonofisico de tomas de C.A. para aplicaciones de media y baja tensión I

RESUMEN

Los aspectos relacionados con la calidad de la energía eléctrica han cobrado gran importancia en los últimos años, debido principalmente a un mayor uso de las cargas electrónicas, una mayor conciencia en lo que respecta a la eficiencia de los equipos y al empleo de tarjetas basadas en sistemas digitales, los cuales son más sensibles a las perturbaciones.

Dentro de las perturbaciones presentes en la línea, se encuentran las variaciones de tensión de corta y larga duración, así como la distorsión de tensión. Por otro lado, existe un problema relacionado con la regulación de tensión, la cual debe de mantenerse dentro de ciertos límites especificados.

Con el propósito de mantener la tensión regulada tanto en baja, como en media y alta tensión se ha desarrollado diversos tipos de equipos, entre los cuales cabe destacar a los reguladores de tomas. Este tipo de reguladores ha sido ampliamente utilizado, sin embargo, presenta la desventaja de un tiempo de respuesta grande, lo que lo limita para corregir únicamente variaciones lentas de tensión.

Con el propósito de superar la desventaja anterior, se ha propuesto el desarrollo de reguladores rápidos de tomas, los cuales, mediante la sustitución de los interruptores por dispositivos semiconductores de potencia modernos y la adición de una tarjeta de control digital, son capaces de corregir variaciones rápidas de tensión y distorsión armónica, además de las variaciones lentas de tensión.

Los reguladores rápidos de tomas se pueden clasificar en dos tipos principales, el primero que involucra a aquellos que utilizan varias tomas y conmutación dura y el segundo, que abarca a los que utilizan dos tomas y conmutación suave.

En el capitulo I se muestra una introducción al tema de calidad de la energía, haciendo énfasis en las perturbaciones relacionadas con el trabajo desarrollado. Asimismo, se presenta un panorama general del tema de regulación de tensión y de las soluciones existentes, en particular de los reguladores de tensión.

Síntesis de un regulador monofásico de lomas de C.A. para aplicaciones de media y baja tensión

En el capítulo I1 se aborda el tema de los reguladores de tomas, estableciendo sus principales características. Se presenta también el concepto de los reguladores rápidos de tomas, mostrando las ventajas que ofrecen estos esquemas frente a las topologías clásicas. Se establecen dos tipos básicos de estos nuevos reguladores, aquellos que utilizan varias tomas y emplean conmutación dura, y los que utilizan únicamente dos tomas y emplean conmutación suave.

El capítulo 111 presenta el análisis de la topología de potencia del regulador rápido de tomas con conmutación dura. Dicho análisis incluye los elementos parásitos, con el propósito de establecer cómo influyen en el comportamiento de los principales parámetros de la topologia. Con este mismo fin, se realizó un análisis paramétrico, del cual se muestran los resultados. Asimismo, se presenta la síntesis de la topología de potencia.

En el capítulo N se muestra el diseño de la etapa de control del regulador rápido de tomas con conmutación dura. Dicha etapa consiste en una tarjeta digital basada en un procesador digital de señales (DSI'). Se presentan los algoritmos de control implementados, así como la simulación de la respuesta del regulador.

En el capítulo V se presentan los resultados experimentales obtenidos con el regulador rápido de tomas con conmutación dura. Dichos resultados muestran la respuesta del regulador, en lazo abierto y en lazo cerrado, ante distintas perturbaciones en la tensión de línea.

En el capítulo VI se muestra el desarrollo de un regulador rápido de tomas que utiliza la conmutación cuasirresonante. Se presenta el análisis de la topología de potencia, incluyendo los elementos parásitos. Asimismo, se presenta el análisis paramétrico desarrollado con el fin de observar la influencia de los elementos parásitos en el comportamiento de los principales parámetros de la topología. Se muestra también la etapa de control implementada y los resultados experimentales obtenidos.

Por último, en el capítulo VI1 se muestran las conclusiones del trabajo desarrollado así como las sugerencias para futuras investigaciones y las publicaciones generadas.

XVIII

CAPÍTULO I

INTRODUCCI~N

En el presente capítulo se muestra, como primer punto, una breve introducción al tema de calidad de la energía eléctrica, haciendo énfasis en las perturbaciones relacionadas con el trabajo desarrollado (sobretensión y bajatensión, tanto de larga como de corta duración, y parpadeo). Posteriormente se muestra el panorama general de la regulación de tensión, en media y baja tensión, así como las soluciones existentes, en especial el uso de los reguladores.

1.1. Calidad de la energía

El concepto de calidad de la energía se ha vuelto muy importante desde principios de 10s años ochenta, tanto para las compañías generadoras de energía como para los usuarios. Dicho concepto involucra varios aspectos (algunos no necesariamente nuevos). Existen varias razones para que este concepto adquiera cada vez más interés:

Las cargas actuales se han vuelto más sensibles a las perturbaciones en la red eléctrica que las cargas utiIizadas en el pasado. Existe una gran cantidad de ellas que contienen tarjetas de control basadas en microprocesadores y dispositivos electrónicos de potencia, los cuales son sensibles a distintas perturbaciones.

Existe un interés creciente en la mejora de la eficiencia de los sistemas de potencia, lo cual ha dado como resultado una mayor utilización de equipos destinados a reducir las pérdidas. Estos equipos pueden ocasionar un aumento en el contenido armónico existente en la línea.

Se ha incrementado el interés de los usuarios (especialmente los industriales), acerca de los conceptos relacionados con la calidad de la energía. Esto ha contribuido a un mayor compromiso, por parte de las compañías generadoras, de mejorar las características que presenta la k e a de corriente alterna.

La mayoría de los equipos se encuentran interconectados a través de las redes eléctricas, lo que ocasiona que la falla de uno de ellos tenga consecuencias sobre los demás.

1

Sintesis de un regulador monofásiio de tomas de C.A. para aplicaciones de media y baja tensidn

Se pueden encontrar diferentes definiciones para el concepto de calidad de la energía: las compañías eléctricas pueden definirlo de acuerdo a la confiabilidad que presenta la red eléctrica según sus estadísticas, los fabricantes de equipo eléctrico pueden definir la calidad de la energía como las características que debe presentar la red eléctrica para que sus equipos trabajen adecuadamente. Dado que la calidad de la energía es un concepto muy relacionado con los usuarios, su percepción tiene prioridad en la definición del concepto. De acuerdo a [l], la calidad de la energía se puede definir de la siguiente manera:

"Cualquier problema de potencia manifestado en una desviación de la tensión, corriente ofrecuencia, lo cual resulta en unafalla o mala operación de tos equipos del usuario".

1.2. Perturbaciones principales de la red eléctrica

Los fenómenos asociados a la calidad de la energía (perturbaciones) se pueden dividir en dos categorías [2]:

Permanentes.- Cuando una característica de la tensión o corriente (por ejemplo: la frecuencia o el factor de potencia), nunca es igual al valor nominal o deseado. Las desviaciones pequeñas de dicho valor son llamadas "variaciones de tensión" o "variaciones de corriente". Una propiedad de cualquier variación consiste en que siempre presenta un valor en cualquier instante de tiempo, por ejemplo: la frecuencia nunca es exactamente igual a 50 Hz o 60 Hz, el factor de potencia nunca es igual a la unidad.

A1eatorios.- Cuando la tensión o corriente se desvía significativamente, pero de manera ocasional de su forma de onda ideal o normal. Estas desviaciones repentinas son llamadas "sucesos" o eventos" (events). Como ejemplos se pueden anotar una caída de tensión debida a la operación

de un fusible o relé de protección (circuit breaker), lo cual constituye un "evento de tensión" y una sobrecorriente distorsionada debida a la conexión de un transformador sin carga, lo cual constituye un "evento de corriente".

I ,

No siempre es posible clasificar dichos fenómenos en una sola de las categorías anteriores, ya que dicha clasificación depende del tipo de problema presente. En la tabla 1.1 se muestran los principales tipos de perturbaciones de la red eléctrica, de acuerdo a los estándares empleados por el institute of Electrical and Electronics Engineers (IEEE), en coordinación con la I n ternntionnl Electrotechlzical Commission (IEC). A continuación se definen únicamente las perturbaciones relacionadas con el trabajo desarrollado. Debido a que en algunos casos no existe un término comúnmente aceptado en español, para cada tipo de perturbación se menciona el término en inglés entre paréntesis.

Variaciones de tensión de larga duración

Una variación de tensión se considera de larga duración cuando el valor eficaz (rms) correspondiente se desvía de ciertos límites, especificados por el American National Standards Institute (ANSI) en [3], durante un tiempo superior a 1 minuto. Las variaciones de tensión de larga duración se pueden presentar en forma de sobretensión o baja tensión, las cuales se definen a continuación.

a) Sobretensión de larga duración

'

2

Tabla 1.1. Categorías y caracter-ticas de las periurbaciones de la red eléctrica.

Categoría 'ransitorios

Impulcivos Nanosegundo Microsegundo Milisegundo

Baja frecuencia Media frecuencia Alta frecuencia

Iariaciones de corta duración

Oscil~torios

Instantáneas Interrupción

Swell

Interrupción

Swell Temporales

Interrupción

Swell

Sag (dip)

Momentáneas

Sag (dip)

Sag (dip)

Iariaciones de larga duración Interrupción sostenida Baja tensión Cobretensión

lesbalance de tensión listorsión de la forma de onda

Desplazamiento de CD Armónicos Interarmónicos Ranuras Ruido

kciuaciones de tensión Jariaciones de frecuencia

Contenido espectral típico

5 11s tiempo de subida 1 p tiempo de subida 0.1 ms tiempo de subida

< 5 kHz 5 - 500 kHz 0.5 - 5 MHz

O - 100' armónico O-6kHz

Banda ancha < 25 Hz

Duración típica

< 50 ns 50 ns - I ms > I m s

0.3 - 50 ms 20 ps 5 P

0.5 - 30 ciclos 0.5 - 30 ciclos 0.5 - 30 ciclos

30 ciclos - 3 s 30 ciclos - 3 s 30 ciclos - 3 s

3s - 1 min 3 s - l m i n 3 s - 1 min

> lmin > lmin > lmin . .. ... .

Estado estable

Estado estable Estado estable Estado estable Estado estable Estado estable intermitente < l o s

~ ~~

Magnitud típica

o - 4 p.u. O - 8 p.u. o - 4 D.U.

< 0.1 p.u. 0.1 - 0.9 p.u. 1.1 - 1.8 p.u.

< 0.1 p.u. 0.1 - 0.9 p.u. 1.1 - 1.4 p.u.

< 0.1 p.u. 0.1 - 0.9 p.u. 1.1 - 1.2 p.u.

0.0 p.u. 0.8 - 0.9 0.u 7.1 - 1.2 p.u. 0.5 - 2%

o - 0.1 o. o - 20 Pi o - 2 %

0 - 1 % 0.1 - 7 ?A

Una sobretensión de larga duración (overuoltnge) es un incremento en el valor rms de la tensión, de forma tal que la misma alcanza un valor mayor a u n 110% de la tensión nominal, a la frecuencia de operación durante un tiempo mayor a 1 minuto. Las sobretensiones generalmente son el resultado de la conmutación de cargas (por ejemplo: la desconexión de una carga grande). Se producen debido a que el sistema no es capaz de proporcionar la regulación de tensión deseada o los controles de tensión no son los adecuados. Otra causa puede ser la selección de una toma ( tap) incorrecta e n los transformadores de distribución.

b) Baja tensión de larga duración

Una baja tensión de larga duración (underuoltnge) es un decremento e n el valor rms de la tensión, de forma tal que la misma alcanza un valor menor que el 90% de la tensión nominal, a la frecuencia de operación, durante un tiempo mayor a 1 minuto. Las causas de esta perturbación son

3

Síntesis de un regulador monofásico de lomas de C.A. para aplicaciones de media y baja tensi6n

inversas a las que producen las sobretensiones, por ejemplo, la conexión de una carga grande. También se pueden deber a una sobrecarga de las líneas.

Variaciones de tensión de corta duración

Dentro de esta categoría se encuentran comprendidas aquellas variaciones de tensión con una duración menor a 1 minuto. Dependiendo de dicha duración, se clasifican como instantáneas, momentáneas o temporales, tal como se muestra en la tabla 1.1. A continuación se definen dps de los principales tipos de variaciones de tensión de corta duración (baja tensión y sobretensión).

a) Baja tensión de corta duración

Una baja tensión de corta duración (sag o dip) es un decremento en la tensión o comente que ocasiona que éstas alcancen un valor entre el 10% y el 90% de su valor nominal, con una duración entre 0.5 ciclos a 1 minuto. Este tipo de perturbación es asociado generalmente con la conexión de grandes cargas o el encendido de motores. Dicha perturbación se muestra en la figura 1.1-a. Diversos estudios al respecto sobre las causas y efectos de los sags se han realizado en [4]-[11].

b) Sobretensión de corta duración

Una sobretensión de corta duración (srueil) es un incremento en la tensión o corriente que ocasiona que éstas alcancen un valor entre el 110% y el 180% de su valor nominal, con una duración entre 0.5 ciclos a 1 minuto. Aunque se asocia a fallas en las condiciones del sistema, no es una perturbación tan común como la baja tensión. Generalmente aparecen en una fase cuando existe una baja tensión de corta duración en otra; también se puede producir por la desconexión de grandes 'cargas. En la figura 1.1-b se muestra una forma de onda de tensión con presencia de este tipo de perturbación.

Armónicos

Los armónicos (hurmonics) son tensiones o corrientes senoidales cuya frecuencia es un múltiplo entero de aquella a la cual está diseñado el sistema (denominada la frecuencia fundamental, comúnmente 50 o 60 Hz). Se describen de acuerdo al contenido de su espectro, aunque es común utilizar una cantidad para esto, la cual se denomina distorsión armónica total (total hrmonic disfortion, THD). El estándar para los niveles máximos de contenido armónico que se deben presentar en el sistema de potencia se encuentra definido por el IEEE en [12] y [13]. En la figura 1.1-c se muestra una forma de onda de tensión distorsionada por la presencia de armónicos de bajo orden.

Parpadeo

Las fluctuaciones de tensión (volfagefluctuations) son variaciones sistemáticas de la envolvente de la tensión o cambios de tensión aleatorios. Dichos cambios se encuentran entre el 90% y el 110% del valor nominal, de acuerdo a lo especificado en [3]. Los distintos tipos de fluctuaciones de tensión se definen en 1141-[17]; este tipo de perturbaciones se conoce comúnmente como parpadeo ylicker), debido al efecto que tiene sobre la operación normal de las lámparas, ocasionando un parpadeo visible y molesto. Siendo técnicamente correctos, las fluctuaciones de tensión son un fenómeno electromagnético, mientras que el parpadeo es un efecto indeseable que causa dicho fenómeno sobre algunos tipos de cargas. Sin embargo, los dos términos son utilizados de manera conjunta en los estándares.

4

tiempo (mr)

.. I O 10 20 30 40 50

tiempo (mr)

(c) Figura 1.1. Principales perturbaciones de la red eléctrica:

1.0

0.5 - n =!

= o P - c -

-0.5

-1.0

.l 51 I

(4

O 50 1 O0 150 200 250 tiempo (ms)

a) sag, b) srocil, c) distorsión armónica, d)flicker.

Debido a lo anterior, se utilizará el término parpadeo de tensión (71oltngeJ7icker) o simplemente parpadeo Vicker), para definir a este tipo de perturbación. La figura 1.1-d muestra una forma de onda de tensión, en la cual está presente el flicker. Diversos estudios al respecto se han realizado en 1181- [22j, los cuales muestran las principales- características y problemas asociados a este tipo de perturbación.

1.3. Regulación de tensión

Las compañías generadoras de eneigía electrica tratan de mantener la tensión suministrada a los usuarios dentro de un sango igual al + 5 % del valor nominal. En condiciones de emergencia, durante cortos periodos, el estándar ANSI 034.1 permite una variación del - 6% al +13 % de la tensión nominal [3]. Sin embargo, resulta necesario aclarar que algunas cargas sensibles permiten una variación mucho menor para su correcto funcionamiento y por otra parte, es un hecho que los equipos operan de manera más eficiente con una tensión de entrada cercana a la nominal. La principal causa de la mayoría de los problemas de regulación de tensión está basada en la alta impedancia que existe en el sistema de potencia que alimenta a las cargas, tal como se muestra en la figura 1.2. Debido a lo anterior, la tensión cae a un valor bajo cuando existe una demanda grande de corriente. Por otro lado, si la tensión se aumenta para compensar esta caída, puede existir una sobretensión en caso de que la carga disminuya. Las acciones correctivac generalmente involucran ya sea la compensación de la impedancia Z, o la compensación de la caída de tensión en la impedancia de línea, R + jX.

5

CinteSiS de un regulador monof.4sico de lomas de C.A. para aplicaciones de media y baja tensi6n

L .. 1. 7 = R + i X <, m IR r v Carga V,

(a) (b) Figura 1.2. Sistema de alimentación de energía eléctrica: a) esquema general,

b) tensiones y corrientes presentes en el diagrama.

Las opciones para mejorar la regulación de tensión se pueden dividir en aquellas utilizadas para media y alta tensión, y las que se emplean para baja tensión. A continuación se presentan los equipos utilizados en ambos casos.

1.4. Equipos para regulación en media tensión

Entre las opciones para mejorar la regulación en media tensión se encuentran las siguientes:

0

instalación de condensadores, en serie o paralelo uso de compensadores estáticos de Volt-Amperes reactivos (VAR) empleo de transformadores con conmutación en carga uso de reguladores de tensión por pasos

Los condensadores en paralelo ayudan a mantener la tensión en el valor especificado mediante la reducción de la corriente en las líneas. Sin embargo, al compensar los circuitos inductivos, se puede alcanzar un pico de tensión. Con el propósito de mantener una tensión constante, los condensadores se pueden conmutar de acuerdo a la carga, algunas veces en pequeños incrementos para poder seguir las variaciones de la misma. Si el objetivo principal consiste en mantener la tensión en un valor mayor que el especificado, se utilizan condensadores de valor fijo (sin conmutación) para prevenir una condición de baja tensión de larga duración.

El uso de condensadores en serie es relativamente raro, sin embargo, son muy útiles para algunas cargas impulsivas como taladros para roca (rock crucliers). La mayoría de los usuarios potenciales desisten de su uso debido al cuidado extremo que se debe de tener para su instalación. Sin embargo, los condensadores en serie son muy efectivos bajo ciertas condiciones del sistema, principalmente ante la presencia de g r a d e s cargas que varían rápidamente ocasionando flicker. Los condensadores en serie son capaces de compensar la mayoría de la inductancia del sistema, adelantándolo. Si el sistema es altamente inductivo, lo anterior representa una reducción significativa en la impedancia de línea. Si el sistema no es altamente inductivo, pero tiene una alta proporción de resistencia, los condensadores en serie no son muy efectivos. Esto es típico en la mayoría de los sistemas industriales los cuales presentan cables de gran longitud entre el transformador y la carga. . Para lograr una reducción significativa de la impedancia es necesario cambiar el cableado o el transformador.

Otra solución al problema de las cargas que ocasionan flicker consiste en el uso de compensadores estáticos de VAR. Dichos equipos pueden reaccionar en unos cuantos ciclos para mantener la tensión prácticamente constante mediante el control de la potencia reactiva. Con utilizados comúnmente en industrias que emplean hornos de arco y otros tipos de cargas que varían

6

: ,. .- <, V )

Introducción

aleatoriamente, donde el sistema presenta una impedancia elevada y el flicker resultante afecta a los usuarios cercanos.

Por otro lado, se encuentran los transformadores con cambio de tomas en carga (on-loud tap cliungerc) mecánicos o electrónicos, la mayoría se basa en el uso de autotransformadores, aunque en muchas aplicaciones se utilizan transformadores. Los equipos mecánicos son utilizados para variaciones lentas de carga, mientras que los electrónicos pueden responder en un corto tiempo a los cambios de tensión.

Condensadores para regulación de tensión

Los condensadores pueden ser utilizados para regulación de tensión, ya sea en configuración serie o paralelo.

a) Condensadores en paralelo

De acuerdo a la figura 1.3-a, la conexión de condensadores al final de la línea de alimentación, en paralelo con la carga, produce un aumento gradual de la tensión a lo largo de la misma. Sin embargo, al utilizar condensadores con esta configuración, el porcentajede variación de la tensión es independiente de la carga. Por lo tanto, se utiliza la conmutación automática para obtener la regulación deseada con cargas grandes, y prevenir sobretensión con carga baja. Lo anterior puede resultar en sobretensiones transitorias en las instalaciones del usuario. La conexión de condensadores en paralelo puede ocasionar problemas de armónicos.

b) Condensadores en serie

Los condensadores conectados en serie, cuyo esquema de conexión se muestra en la figura 1.3- b, a diferencia de aquellos conectados en paralelo, producen un aumento de la tensión que varía directamente con la corriente de carga. Dicho aumento de tensión es igual a cero sin carga, e igual a un valor máximo a plena carga, Debido a lo anterior, no es necesario conmutar los condensadores en serie de acuerdo a los cambios que se presenten. Además, un condensador en serie necesita ser especificado a una menor tensión y potencia (kV y kVAR) con respecto a un condensador en paralelo que proporcione la misma regulación.

Sin embargo, los condensadores en serie presentan serias desventajas. La primera consiste en que no pueden realizar compensación de potencia reactiva a las cargas conectadas y por lo tanto no reducen sigmficativamente las pérdidas del sistema. Los condensadores en serie sólo pueden liberar capacidad adicional del sistema si esta se encuentra limitada por una excesiva caída de tensión. LOS condensadores en paralelo, en cambio, son efectivos. también cuando la capacidad del sistema está limitada por una corriente alta.

La segunda desventaja principal consiste en que los condensadores en serie no pueden tolerar una falla de corriente, la cual puede resultar en una sobretensión considerable y debe de prevenirse mediante un circuito auxiliar de desconexión y reconexión. Existen otros aspectos que se deben evaluar antes de .conectar un condensador en serie, entre los cuales se pueden mencionar la resonancia con los motores de inducción y síncronos, además de la ferrorresonancia con los transformadores. Debido a lo anterior, resulta muy limitado el uso de los condensadores conectados en serie con la línea de distribución. Sin embargo, su aplicación para reducir la impedancia de la línea, y por lo tanto elflicker, ha presentado importantes ventajas.

7

Sintesis de un regulador monofhsico de tomas de C.A. para aplicaciones de media y baja tensi6n

Aumento de tensión debido al mndencador

Linea de distribución _____-_ -_ - - - - - - - -

- - - - - _ _ _ _ _ - - - - -__ = = = - - - - - - -

Caida de tension debida

Linea de Aumento de tension debido al candensador distribución __- - - - - - -

Tensión

&,ida de tensión debida a la carga

Carga i (a) (b)

Figura 1.3. Conexión de condensadores para regulaci6n de tensión: a) en paralelo, b) en serie.

Compensadores estáticos de VAR

Los compensadores estáticos de VAR (static uar compensators) pueden aplicarse ya sea a los sistemas de distribución o industriales. Su función consiste en mantener la tensión regulada mediante una respuesta rápida para compensar la potencia reactiva (mediante su consumo o suministro), lo anterior actuando con la impedancia del sistema para aumentar o disminuir la tensión con una base ciclo a ciclo. Existen dos tipos principales de compensadores estáticos de VAR, tal como se muestran en la figura 1.4. El esquema con reactor controlado por nristor (thyristor controlled reactor, TCR), mostrado en la figura 1.4-a, es quizás el más utilizado. Emplea un banco de condensadores fijo para proveer la potencia reactiva en adelanto y una inductancia controlada por tiristor el cual es conmutado varias veces para compensar el efecto de los condensadores. Éstos se configuran generalmente como filtros para corregir la distorsión armónica causada por los tiristores. El esquema que emplea condensadores conmutados con tiristores (thyristor switched cnpacitorj, mostrado en la figura I.4-b, opera mediante la conmutación rápida de varios pasos de condensadores para cumplir con los requerimientos de la carga tanto como sea posible. No ofrece una regulación tan fina como el TCR, pero generalmente es suficiente. El punto de conmutación es controlado de tal forma que no existan transitorios ni armónicos de corriente.

Reguladores de tensión por pasos

De acuerdo al estándar C57.131-1995 del IEEE [23], el cambiador de tomas en carga (loud tnp cluinger, LTC), se define como "un equipo con interruptor selector, el cual puede incluir conmutadores para interrumpir la corriente, utilizado para cnnibiar Ins tomas de un transformador, cuando éste se encuentrn operando y manejando In carga nominal". Dicho estándar se refiere a cambiadores de tomas instalados en transformadores de 'potencia y transformadores reguladores de tensión, de todos los niveles de tensión y de potencia (kVA).

Aunque el estándar anterior se refiere principalmente a los transformadores sumergidos en aceite mineral, puede ser utilizado para cualquier tipo de fluido aislante y otras condiciones. Este tipo de equipos puede contener un mecanismo con accionamiento por motor para realizar el cambio de tomas.

8

(4 (b) Figura 1.4. Compensadores estáticos de VAR a) reactor controlado por tiristor,

b) condensadores conmutados por tiristores.

:arga

Figura 1.5. Esquenias básicos de reguladores de tensión por pasos.

Por otro lado, el estándar C57.15-1999 del IEEE [24] define al regulador de tensión por pasos (step-vollage regulator) como "un dispositivo de inducción, conteniendo uno o más devanados ej7 paralelo, excitados a partir de un devanado primario, además de contener uno o más devanados en serie enlre el primario y la salida regulada; todo lo anterior adaptado para el control de la tensión y10 el úngulo de fase de la salida regulada a (ravés de pasos mediante el cambio de tomas sin interrumpir la alimentación de la carga". El regulador basado en cambiadores de tomas utilizado en media y alta tensión generalmente puede regular la tensión de línea en un rango de entrada de +lo% mediante 32 pasos de 0.625%. Aunque existen algunas variantes, la mayoría de los reguladores son de este tipo. Los transformadores de distribución de las subestaciones generalmente contienen cambiadores de tomas en carga trifásicos, los cuales están constituidos'por tres módulos monofásicos, mientras que los reguladores en las lííeas de alimentación yeeders) son de tipo monofásico, generalmente 111.

La figura 1.5 muestra los dos esquemas principales de los reguladores de tensión por pasos. Aunque el concepto de un autotransformador con cambiador de tomas es simple, un regulador de tensión de línea es un equipo complejo, el cual está compuesto por varios dispositivos y disefíado para obtener un mecanismo de conmutación de tomas de alta confiabilidad y larga duración. Los reguladores anteriores son relativamente lentos. El tiempo de retraso a partir de que la tensión se sale del rango especificado es de al menos 15 s, con un valor típico de 30 a 45 s. Lo anterior no resulta viable cuando la tensión varía en cuestión de algunos ciclos o segundos. Su aplicación principal consiste en elevar la tensión en líneas de gran longitud; El rango tipico de variación de tensión

9

Sintesis de un regulador rnonofásico de tomas de C.A. para aplicaciones de media y baja tensión

permitido a la salida es de 1.5 a 3.0 V, teniendo como base una tensión de 120 V. El control puede ser especificado para mantener la tensión en un punto del sistema de distribución que se encuentre muy alejado, mediante el uso del compensador de la caída de tensión de la línea. Lo anterior tiene como resultado una respuesta de tensión de mayor nivel promedio, además de que ayuda a prevenir sobretensiones a los usuarios que se encuentran conectados cerca del regulador. Los controles se encuentran integrados al equipo y cada fase se controla por separado. A continuación se analizarán algunos tópicos particularmente importantes en calidad de la energía: el uso del cornpensador de la caída de tensión de línea para mejorar el comportamiento de la misma, y el rechazo de carga en la aplicación de los reguladores en serie.

a) Compensador de la caída de tensión de iínea

Los reguladores son muy efectivos para aliviar las condiciones de baja tensión en los sistemas de distribución cuando la carga ha superado la capacidad de los mismos en las horas de demanda pico. Debido al tiempo que tomaría determinar los parámetros correctos para la compensación, los valores de R y X de la impedancia de línea son frecuentemente puestos a cero y el punto de referencia (set point) de regulación de tensión es puesto cerca del máximo valor disponible (125 o 126 V con un valor nominal de 120 V). Lo anterior tiene como resultado que la tensión del sistema de distribución permanece en un valor cerca del máximo la mayor parte del tiempo, debido a que la carga alcanza su valor pico durante un pequeño porcentaje de las horas del día. Esto resulta suficiente para la mayoría de los casos, sin embargo, presenta las siguientes desventajas:

Los transformadores operan cerca del punto de saturación, produciendo corrientes armónicas y pérdidas, contribuyendo por lo tanto a la distorsión armónica del sistema, lo cual puede ser especialmente problemático con una carga baja. Los usuarios pueden necesitar un reemplazo más frecuente de sus lámparas incandescentes.

El propósito del compensador de la caída de tensión de I í e a consiste en mejorar el comportamiento de la misma, de tal forma que cuando se tenga un pico de demanda el regulador proporcione la elevación de tensión necesaria, mientras que cuando haya una disminución en la carga la tensión se mantenga en un valor cercano al nominal. En la figura 1.6 se muestra un esquema de regulación sin compensación de la caída en el cual la tensión permanece en un valor, 5% mayor al nominal (126 V, en un sistema con un valor nominal de 120 V!. Debido a que existe tina histéresis en el control, la tensión podría alcanzar un valor superior. En la figura 1.7 se puede observar que la tensión se ajusta a 120 V (100% del valor nominal) con el compensador conectado a cierta distancia del sistema de distribución. Cuando existe un pico de demanda, la tensión se eleva a un valor igual al 105% del nominal, para asegurar que se tendrá dicho valor nominal al final de la iííea de distribución. Sin embargo, con una carga pequeña, la tensión se ajusta a un valor muy cercano al nominal. Existen varios métodos para determinar los valores necesarios para la compensación de la caída de tensión. Los fabricantes proveen programas de computadora para el cálculo de los parámetros, una vez que se conocen ciertos valores del sistema. Algunas compafúas generadoras han determinado puntos de referencia estándar, los cuales han sido muy efectivos. A veces se determinan los valores de R y X enviando a un técnico a un punto de baja tensión mientras otro ajusta los parámetros. Lo anterior debe de realizarse, idealmente, en un momento de pico de demanda, de tal manera que los valores encontrados sean acordes a esta condición. Además, se debe de analizar el comportamiento del sistema durante varios días para estar seguros que los valores son los adecuados. Obviamente, el proceso anterior toma tiempo, además de que no resulta óptimo enviar al personal a realizar las mediciones. Debido a esto, los fabricantes están dotando a sus equipos de sistemas de telecomunicación, con lo cual el ajuste se puede realizar desde un centro de control [i].

10

di * Introduccion

Generación Subestación Regulador Distribucibn y transmisión

Comportamiento de la tensión ante una carga

pequena

@---E= y 105%

100% - 95%

Comportamiento de la tensión ante un pico de

de rn a n d a Figura 1.6. Comportamiento de la tensión de línea sin compensación de la caída.

Punto de colocacibn del compensador de la caida de tensibn de

linea Distribución Generación

y transmisión Subestación Regulador

2. 2 Comportamiento de la tensibn ante una car a

pequeña :::: I;+ - - - - - - - -_____ - - - - - -__ _ _ _ _ 95%

Comportamiento de la tensión ante un pico de

demanda

Figura 1.7. Comportamiento de la tensión de línea con compensación de la caída

b) Reguladores en serie

En áreas pobladas que se encuentran muy alejadas no es raro encontrar dos o más bancos de reguladores en serie en las líneas de distribución extremadamente largas que alimentan cargas remotas. Las dos áreas principales en que se lleva a cabo esta aplicación son la minería y los sistemas de irrigación, donde las líneas se extienden por varios kilómetros con cargas ocasionales. Dichas aplicaciones requieren consideraciones especiales para prevenir problemas de calidad de la energía.

Una consideración importante para la coordinación de los reguladores consiste en especificar correctamente el tiempo de retraso. El regulador más cercano a la subestación se ajusta con el tiempo de retraso más corto, tipicamente de 15 a 30 s. Los reguladores más alejados se ajustan con tiempos de retraso mayores a 15 s. Lo anterior minimiza el cambio de tomas en los reguladores que se encuentran al final de la línea de alimentación, manteniendo las variaciones de tensión al mínimo y alargando así, la vida útil de los contactores. El principal problema que se presenta en estos casos es el rechazo de carga, tal como se muestra en la figura 1.8. Si la carga se desconecta repentinamente, lo cual puede ocurrir después de una faila, puede ocasionar un aumento de tensión muy grande al final de la línea, debido a que se va sumando el aumento de tensión que produce cada regulador, el cual puede ser igual a un 20% o más del valor nominal. La propia saturación del transformador y si existe un poco de carga pueden ayudar a bajar la tensión, sin embargo, ésta puede permanecer en valores muy elevados. Con el propósito de minimizar el daño a las cargas, los reguladores emplean un esquema de control, el cual reduce el tiempo normal de conmutación de los reguladores a un valor tan bajo como sea posible, con 2 6 4 s para cada cambio de toma.

0 2 - 0 . 6 6 4 11

Cintesis de un regulador monofásico de lomas de C.A. para aplicaciones de media y baja tensión

Subestación Regulador Regulador Y iransmisión Distribución 2r

B h.

I I - - - _ Cornponamiento de la

tensión despubs del '. rechazo de carga I - - _ - _ - - - - - - - j

- - - _ _ - - - - - - - _ _ _ _ _ _

95% __ Comportamiento de la

lensión antes del rechazo de Mrga

Figura 1.8. Sobretensión debida al rechazo de carga en condensadores en serle

Mejoras y aplicaciones de los reguladores de tensión por pasos

Los reguladores anteriores emplean generalmente elementos electromecánicos para el cambio de tomas, lo cual presenta las desventajas de un tiempo de respuesta considerable, además de requerir un mantenimiento frecuente. Diversos esquemas se han propuesto en [25]-[31] para superar estas desventajas, los cuales se basan en la sustitución de los interruptores electromecánicos por tiristores, con lo que se elimina la necesidad de un mantenimiento frecuente, además de que se reduce el tiempo de respuesta. Sin embargo, este tiempo aún puede ser igual a varios ciclos de línea, dependiendo del salto de tomas necesario.

En [32] se reporta el diseño y la implementación de un cambiador de tomas utilizado para la mejora de la regulación de tensión en subestaciones ferroviarias. Asimismo, en [33] se reporta otra aplicación importante de los cambiadores de tomas, la cual consiste en el control del ángulo de fase (plinse nngle reg ih for) , basada en la variación del ángulo de desplazamiento de la tensión de fase de la línea de alimentación. Lo anterior se consigue mediante la suma o resta de una componente de tensión Perpendicular a la tensión de la línea. Dicha componente perpendicular se obtiene a partir de un transformador conectado entre las otras dos fases. El rango de regulación del ángulo de fase depende del número de devanados, de la relación de transformación de cada uno y del sentido en que se conectan.

Comparación de los distintos equipos para regulación en media tensión

En la tabla 1.2 se muestra una comparación de las distintas opciones existentes para regulación en media tensión. Dicha tabla incluye, entre otras, las siguientes características: respuesta, eficiencia, ventajas, desventajas y aplicación.

12

Introducci6n

Tabla 1.2. Características principales de los equipos para regulación en media tensión.

Ventajas Tensión

proporcional a la corriente de

carga, no necesitan ser conmutados, especificación

de V y VA menor

Reducen la zorriente en las íneas, conexión

simple, tolerancia a

corrientes de corto

Compensan potencia reactiva

Nombre Condensadores

en serie

Condensadores en paralelo

Desventajas Aplicación NO Sistemas de

compensan distribución e potencia industriales,

reactiva, no taladros para toleran una roca, cargas corriente de grandes que

corto, varían resonancia, rápidamente instalación complicada

Necesitan ser Sistemas de conmutados, disi~ibución e

picos de industriales tensión,

armónicos

Usos de Sistemas de componentes distribución e

activos, industriales, armónicos homos de arco,

cargas que varían rápida y aleatoriamente

Zompensadores estáticos de

VAR

Reguladores de tensión por

pasos

Compensa I Eficiencia

tensión de larga duración, flicker

Variaciones de tensión de larga

duración

Variaciones de tensión de larga duración, flicker

Variaciones de tensión de larga

duración

Alta

Alta

Alta

Respuesta Rápida

Rápida

Muy rápida

Lenta sencillos

rechazo de líneas con carga impedancia

1.5. Equipos para regulación en baja tensión

Entre las opciones para mejorar la regulación en baja tensión se encuentran las siguientes:

conjuntos motor-generador sintetizadores magnéticos sistemas de alimentación ininterrumpible transformadores ferrorresonantes reguladores de tensión reguladores automáticos de tensión troceadores de CA

A continuación se mencionan las características principales de cada uno de estos equipos.

13

Sintesis de un regulador monofdsico de tomas de C.A. para aplicaciones de media y baja tensidn

Figura 1.9. Esquema general de un conjunto motor-generador . .

Salida TrifASil2

Síntesis de la forma de onda y almacenamiento inductivo de

energia

Transferencia de energia y aislamiento de linea

1 1 1 I Almacenamiento capacitivo I de energia

Figura 1.10. Diagrama general de un'sintetizador magnético

Conjuntos motor-generador

Los conjuntos motor-generador (motor-generotor sets, M-G), cuyo esquema se muestra en la figura 1.9, pueden ser utilizados para regulación de tensión. Estos equipos desacoplan por completo la carga de la red eléctrica, aislándola de cualquier transitorio. La regulación de tensión se obtiene mediante el control del generador. La principal desventaja de este tipo de equipos consiste en su tiempo de respuesta ante variaciones de carga, ya que pueden tomar varios segundos para hacer que la tensión vuelva al nivel especificado, por lo tanto, son muy lentos para cierto tipo de cargas, especialmente aquellas que varían rápidamente. Los conjuntcs motor-generador se pueden utilizar para compensar cogs, mediante el almacenamiento mecánico de energía. Los M-G se fabrican en una variedad de tamafios y configuraciones. Como ejemplo se puede mencionar el M-G que utiliza un generador síncrono accionado por un motor, el cual puede producir una onda de salida a una frecuencia constante de 60 Hz, independientemente de la velocidad del mismo.

Sintetizadores magnéticos

Los sintetizadores magneticos son utilizados principalmente para compensación de sngs, sin embargo, también se pueden utilizar para regulación de.tensión en estado estable. Algunos equipos' presentan como características una variación permitida de la tensión de entrada igual a I 40%, con una regulación de la tensión de salida de & 5% a plena carga. Los sintetizadores magnéticos son equipos utilizados generalmente para grandes cargas, las cuales deben de ser del orden de varios kVA para poder justificar el costo de estos equipos. Se utilizan para alimentar computadoras grandes y otros equipos electrónicos que son sensibles a la variación de tensión. El sintetuador magnético es un equipo que toma la potencia de entrada y la regenera en una tensión de salida sin distorsión, trifásica, independientemente de la calidad de la energía eléctrica de entrada. La figura 1.10 muestra el diagrama general de este tipo de equipos.

La transferencia de energía y el aislamiento de la línea de CA se logra mediante el uso de inductores no-lineales, lo cual elimina problemas tales como el ruido de línea. Mediante la combinación de distintos pulsos obtenidos a partir de transformadores saturados, se construyen las

14

,.a,

Introducci6n

O - inversor Rectificador cargador

Linea de CA

formas de onda de la tensión de CA de salida. La energía necesaria para las formas de onda se almacena en los transformadores saturados y en condensadores en forma de tensión y corriente. Lo anterior permite obtener a la salida una forma de onda con una distorsión armónica muy baja.

Sistemas de alimentación ininterrumpible

Los sistemas de alimentación ininterrumpible (uninternrptibk power supply, UPS) son capaces de compensar sags e interrupciones, por lo tanto pueden ser utilizados para regular tensión, siempre que la tensión de entrada sea lo suficientemente elevada para mantener cargadas las baterías. Es una solución común para computadoras críticas y pequeñas cargas de control electrónico en ambientes industriales donde se tienen cargas muy grandes y variables, lo cual ocasiona que la tensión varíe. Sin embargo, presentan como senas desventajas un costo muy elevado y una eficiencia media (dependiente del modelo y la potencia).

a) UPS en lííea

La figura 1.11 muestra la configuración tipica de un UPS en línea (on-line), en este caso, la carga siempre se alimenta a través del UPS. La línea de CA de entrada se rectifica a CD, con lo que se carga un banco de baterías, posteriormente, la energía es invertida a CA para alimentar a la carga. Si la lííea de CA falla, el inversor se alimenta de las baterías y continua suministrando energía a la carga. Además de alimentar a la carga ante cortes largos de energía, el UPS on-line proporciona un excelente aislamiento para una carga crítica ante cualquier perturbación de la Imea.

b) UPS fuera de línea

La figura 1.12 muestra el esquema básico de un UPS fuera de línea (of-line o standby), en la cual la carga se encuentra alimentada normalmente por la línea de CA, y sólo en caso de una falla, se conmuta a la alimentación a través del UPS. Un parámetro muy importante es el tiempo que le toma realizar la conmutación, el cual no debe ser mayor a 8 ms, de acuerdo a la curva CBEMA [34].

c) UPS híbrido

La figura 1.13 muestra la configuración básica de un UPS híbrido, el cual es similar al esquema off-line, con la adición de un transformador ferrorresonante a la salida para proporcionar alimentación a la carga y una alimentación momentánea cuando se realiza la transferencia de alimentación de la lííea al UPS.

b Carga - - o

interruptor estático

Bat e r 1 a c

Figura 1.11. Diagrama general de un UPS on-lim.

15

Sintesis de un regulador monofásim de lomas de C.A. para aplicaciones de media y baja tensi6n

Conexión normal a la linea

O - Linea de CA - Inversor Rectificador cargador

-8

Interruptor estático

Bat e r í a s

Conexión normal a la línea

Rectificador , - Inversor Transformador íerrorresonante O - Linea de CA

cargador

Figura 1.12. Diagrama general de un UPS off-line.

Carga -

16

Carga

Devanado Devanado

1 4 0 1 Tensión de salida

I .

. . . . . . . I -.. I I

I I

I I

\, Comente de . entrada . , , . . .* . . . . . .

-L 2

- - 1 6

- - 1 2

--O8

- - o 4

O

10

O 25 50 15 100

Porcentaje de carga

Figura 1.16. Tensión del sag permitida contra porcentaje de la carga manejada por el bansformador ferrorresonante.

Los transformadores ferrorresonantec deben construirse para una potencia cuatro veces mayor que la de la carga. La curva de la figura 1.16 muestra la magnitud permitida de un sag, como porcentaje de la tensión nominal, contra la potencia manejada por el transformador. Se puede observar que para una carga del 25% la magnitud permitida del sag es del 30%, lo cual significa que la tensión de salida se mantendrá en un valor superior al 90% del valor nominal, cuando la tensión de entrada es igual o mayor a un 30% del valor nominal. Lo anterior es importante debido a que la tensión rara vez cae a un valor menor al 30% durante un sag. Conforme la carga aumenta, la capacidad de tompensación del transformador va disminuyendo.

17

Sintesis de un regulador monotasiw de tomas de C.A. para aplicaciones de media y baja tensi6n

Reguladores de tensión

LOS reguladores de tensión son equipos utilizados desde la aparición de los primeros sistemas de generación, transmisión y distribución de energía eléctrica. Su función consiste en mantener una tensión de salida constante, o dentro de un margen estrecho ante variaciones en la tensión de entrada. Su aplicación puede dividirse en dos grupos: para media y alta tensión, los cuales se colocan en las líneas de transmisión y distribución, y para baja tensión, que se colocan a la entrada de los equipos cuya tensión se requiere que sea constante. Este tipo de equipos sólo puede corregir las variaciones de tensión de larga duración y dependiendo del tipo, algunas de corta duración. Su tiempo de respuesta típico va desde varios milisegundos hasta decenas de segundos. Dependiendo de su construcción, algunos son capaces de compensar transitorios impulsivos, interrupciones, ranuras y ruido.

Es importante recalcar que todos estos equipos son de tipo monofásico. En caso de que la aplicación involucre la necesidad de utilizar un equipo trifásico, éste se implementa mediante tres módulos monofásicos independientes. En la sección 1.6 se muestran las distintas topologías actuales utilizadas en los reguladores de tensión.

Reguladores automáticos de tensión

Con el propósito de reducir el tiempo de respuesta de los reguladores, se han propuesto otros esquemas en [35]-[39], los cuales utilizan técnicas de modulación de ancho de pulso (PWM), además de dispositivos de potencia modernos, tales como el transistor bipolar de compuerta aislada (IGBT). Dichos convertidores han sido denominados reguladores automáticos de tensión (nufonmtic 7KIhgr regulators, AVR) o acondicionadores de línea de CA (ac line conditioner).

El esquema básico de estos convertidores se muestra en la figura 1.17. Aunque los reguladores automáticos de tensión presentan claras ventajas frente a los esquemas clásicos, utilizan una topología diferente a los reguladores clásicos, por lo que la sustitución de éstos no se puede realizar de manera directa.

Troceadores de CA

Otro tipo de soluciones propuestas se basan en el uso de un troceador (chopper) de C.4, cuyo esquema básico se muestra en la figura 1.18. Estas topologías presentan las ventajas de un alto factor de potencia, bajo contenido armónico de la corriente de entrada y respuesta rápida. Sin embargo, los prototipos desarrollados hasta ahora han sido de muy baja potencia [40]-[43].

Comparación de los distintos equipos para regulación en baja tensión

En la tabla 1.3 se muestra una comparación de las dis-tas opciones existentes para regulación en baja tensión. Dicha tabla incluye, entre otras, las siguientes características: eficiencia, respuesta, potencia y costo.

- r-,,

Introducción

AVR

Troceadores

- -

Convertidor Carga

potencia

duración domésticos, comerciales e industriales

y larga duración distribución

y larga duración pequeIias

Variaciones de corta Alta Rápida Media Medio Sistemas de Medio

Variaciones de corta Alta Rápida Baja Medio Cargas Bajo

Figura 1.17. Esquema básico de regulador automático de tensión

Tensión de

entrada

O Figura 1.18. Esquema básico de un troceador de CA.

19

Sinlesis de un regulador monofhsico de tomas de C.A. para aplicaciones de media y baja tension

1.6. Tipos de reguladores de tensión

a) Regulador de tensión ferrorresonante

El estándar 449-1998 del IEEE 1441 define la regulación ferrorresonante de tensión como "el efecto que se obtiene mediante la acción limitadora de la característica de saturación del material nmgnético en un circuitoferrowesonante, lo cual regula la tensión sobre un rango especijicado de tensión de entrndn y a irnn frecuencia específica de excitación". El regulador de tensión ferrorresonante está basado en el principio anterior y su esquema se puede dividir en dos tipos básicos, e1 regulador serie, el cual consiste en la conexión en serie de un inductor saturable y un condensador, y el regulador serie-paralelo, el cud consiste en un inductor no saturable conectado en serie con un circuito paralelo formado por un inductor saturable y un condensador. Estos equipos han sido muy utihzados debido principalmente a SU alta confiabilidad, ya que no utilizan elementos activos. Su rango típico de variación de la tensión de entrada puede ser desde +lo% hasta un f20%, con una variación de la tensión de salida de +3%. Tienen un tiempo de respuesta de alrededor de 30 m.

Presentan además las ventajas de que pueden atenuar ruidos y transitorios impulsivos tanto en modo común como en modo diferencial, y son capaces de compensar interrupciones de alrededor de 2 m. Por otra parte, presentan las desventajas de un peso elevado, baja eficiencia (alrededor de 70% para una potencia de 2 kVA), y una dificultad para su uso en potencias mayores, debido a las altas pérdidas del núcleo. Lo anterior se debe a que manejan una potencia reactiva del orden 2.5 veces la nominal y deben de funcionar con el núcleo saturado, de acuerdo a su principio de operación. En la figura 1.19 se muestra el diagrama básico de este tipo de regulador, en configuración serie-paralelo.

b) Regulador por divisor inductivo

La operación del regulador por divisor inductivo se basa en el efecto reductor que se consigue con una inductancia fija y otra variable, tal como se muestra en la figura 1.20, en la cual se puede observar que la tensión.de salida será proporcional a la inductancia variable. Esta inductancia se implementa mediante una bobina fija de un valor menor y un triac en serie. Controlando el ángulo de encendido del triac, se consigue regular la inductancia efectiva de la bobina hasta un valor infinito (triac apagado). El rango de variación de la tensión de entrada puede ser desde +15% a un +20%, con un rango típico de variación de la tensión de salida de alrededor del 3 2 % . Este tipo de regulador se derivó del regulador ferrorresonante, pero debido a su principio de operación produce corrientes armónicas, principalmente de orden 3, con lo cual es necesario conectar un filtro a la salida. Debido a la potencia reactiva que maneja, puede compensar interrupciones de alrededor de 2 ms. Presenta una eficiencia mayor que el ferrorresonante, pero aún se considera baja.

Tensión de entrada

Figura 1.19. Esquema básico de un regulador ferrorresonante, en configuración serie-paralelo

20 . . - . -~

http://tensin.de

._ ,* . . introducción

Tensión de entrada

- " Figura 1.20. Esquema básico de Un regulador por divisor inductivo.

O I I I O

Figura 1.21. Diagrama general de un regulador por autotransformador controlable mediante escobillas

c) Reguiador por autotransformador controlable mediante escobillas

Este tipo de regulador está formado por un autotransformador con una toma de salida deslizable sobre el devanado mediante una escobilla motorizada controlada por un circuito que tiende a mantener la tensión de salida constante. La escobilla toca una o dos espiras, con lo cual se puede producir una corriente de cortocircuito, de valor admisible. El esquema básico de este regulador se muestra en la figura 1.21. Aunque en realidad la tensión de salida da saltos iguales a la tensión que aparece en media espira, debido a que ésta es muy pequeña, se pueden considerar como de resolución continua. Su principal ventaja es su robustez, ya que soportan sobrecargas de valor elevado y corta duración. Sus desventajas principales son su alto precio (comparados con los reguladores de tomas), su respuesta lenta (alrededor de 0.5 s), y su incapacidad de trabajar en atmósferas sucias y explosivas. Presentan un rango de variación de la tensión de salida alrededor del +2%. Actualmente su aplicación principal se encuentra en potencias mayores a 50 kVA.

d) Regulador de tomas

El funcionamiento de los reguladores de tomas (on-load tap changer) de baja tensión se basa en un autotransformador o transformador cuyo secundario se conecta a través de tomas seleccionadas por interruptores estáticos, generalmente constituidos por triacs, [45]. Dependiendo de la tensión de entrada, el circuito de control selecciona la toma adecuada para mantener la tensión de salida dentro del rango especificado. El margen de la tensión de entrada suele ser de +15%, con una variación de la tensión de salida de f3%. Su tiempo de respuesta es de alrededor de 100 ms. Son equipos muy utilizados actualmente debido a su alta relación calidad/precio, propiciada por la aparición de los triacs de bajo precio en encapsulado de plástico. Las tomas se pueden colocar en el primario o en el secundario. Desde el punto de vista de aislar el circuito de control y filtrar los ruidos, es preferible colocarlas en el secundario, El esquema básico de este tipo de regulador se muestra en la figura 1.22.

"""I CENIDET 21 l?:NTRO DE INFORMACION

Sintesis de un regulador rnonofhsico de lomas de C.A. para aplicaciones de media y baja tensidn

I . . . . . . .

Figura 1.22. Diagrama general de un regulador de tomas

e) Comparación de los reguladores

En la tabla 1.4 se muestra las principales características de los reguIadores para baja tensión mostrados en esta sección. Dicha tabla incluye, entre ohas, el tiempo de respuesta, la vanación de la tensión de entrada y salida, la eficiencia y la potencia de cada uno de los equipos.

1.7. Planteamiento del problema

Tal como se ha presentado, los reguladores basados en cambiadores de tomas, tanto en media como en baja tensión, representan una buena alternativa para la regulación de la misma. En media tensión generalmente están constituidos por interruptores electromecánicos (los cuales requieren un mantenimiento frecuente), mientras que en baja tensión se utilizan tiristores como interruptores para el proceso de conmutación entre tomas. Los reguladores de tomas presentan diversas ventajas frente a 10s otros esquemas de reguladores de tensión. Estas ventajas son: una alta relación calidad/precio, viabilidad para utilizarse en potencias bajas y medias, buena eficiencia, operación en ambientes explosivos o polvorientos.

Sin embargo, este tipo de reguladores presenta como desventaja principal el uso de interruptores electromecánicos (en el caso de media y alta tensión) o tiristores (en el caso de baja ten3ión). Lo anterior resulta en una respuesta muy lenta, la cual puede ir desde decenas de milisegundos, para los equipos de baja tensión, hasta varios segundos, en el caso de 10s reguladores de media tensión. Esto ocasiona que los reguladores de tomas sólo sean capaces de compensar variaciones de tensión de larga duración, siendo incapaces de compensar otras perturbaciones, tales como variaciones de corta duración,Picker y distorsión armónica.

Resulta obvio, que si se sustituyeran los interruptores actuales por dispositivos semiconductores de potencia modernos, con mejores características, se podría mejorar el tiempo de: respuesta, con lo cual sería posible responder en un tiempo menor a un ciclo de línea. Lo anterior daría lugar a una compensación no sólo de las variaciones de larga duración, sino también de las variaciones rápidas.

Un aspecto importante que deben de cumplir los nuevos esquemas basados en interruptores modernos de potencia es el que permitan una sustitución directa de los esquemas actuales, ya que únicamente es necesario cambiar los interruptores de potencia y adicionar una tarjeta moderna de control, manteniendo la misma topología (transformadores e inductores).

Tabla 1.4. Características de los principales tipos de reguladores de baja tensión.

Eficiencia

Baja

Baja

Alta

Alta

Tipo I Compensa Tiempo de Variación de Variación de Genera Atmósferas Potencia Demanda Costo respuesta la tensión de la tensión de armónicos sucias o de uso

explosivas (ms) entrada salida

f 20% 30 i 15% f 3% No sí Baja Medio Medio

3

i 15% + 1.5% sí si Baja Muy bajo Medio + 20% * 2% 50

500 15% f 2% No No Media Medio Alto

100 f 15% i 2.5% No sí Media Alto Bajo 2 20%

Ferrorresonante Ruido, transitorios impulsivos,

interrupciones

variaciones de lar a duración

Divisor inductivo Interrupciones < Zms,

variaciones de I larga duración lutotransformador I Variaciones de

Sintesis de un regulador monofhsiw de tomas de C.A. para aplicaciones de media y baja tensibn

Por lo tanto, los nuevos esquemas para reguladores de tomas deben de reunir las siguientes características:

compensación de:

empleo de interruptores modernos de potencia respuesta en un tiempo menor a medio ciclo de línea

- variaciones lentas de tensión - flicker - distorsión armónica

sustitución directa de los esquemas actuales

1.8. Objetivo

El objetivo principal de esta tesis ha consistido en investigar y desarrollar nuevos esquemas de reguladores rápidos de tomas de CA, de acuerdo a la idea original presentada por el Dr. Salvador Martínez, de la UNED. El trabajo central de la tesis se ha basado en el desarrollo de un esquema que utiliza.tomas múltiples y conmutación dura (cuyo diseño se presenta en el capítulo HI). Como parte de los objetivos adicionales se encuentran los siguientes: análisis de la topología de potencia incluyendo los elementos parásitos, análisis paramétrico de la misma, síntesis de la etapa de potencia y el diseño de la etapa de control, así como la comprobación experimental del funcionamiento del regulador. Dicho regulador debe ser capaz de compensar, además de las variaciones lentas de tensión, las variaciones rápidas comentadas en un tiempo menor a medio ciclo de !ínea. Otro objetivo adicional ha consistido en el desarrollo del esquema de regulador de tomas rápido cuasirresonante (presentado en el capítulo VI), el cual incluye los mismos puntos de análisis y síntesis de la topología.

CAPÍTULO 11

REGULADORES DE TOMAS

En el presente capítulo se aborda el tema de los reguladores de tomas, con el propósito de establecer sus principales características, así como sus ventajas y desventajas. Posteriormente se presentan las ventajas que presenta el uso de nuevos esquemas, llamados reguladores rápidos de tomas.

11.1 Reguladores de tomas

Tal como se presentó en el capítulo anterior, los reguladores de tomas son equipos ampliamente utilizados en los sistemas de transmisión y distribución.de energía eléctrica, así como en los puntos de conexión de las cargas utilizadas por los usuarios. El proceso de conmutación de tomas puede realizarse de manera electromecánica (para media tensión) o electrónica, en cuyo caso se emplean tiristores (para baja tensión). El esquema del regulador elechóNco de tomas, que utiliza triacs, como interruptores de potencia se muestra en la figura 11.1. El principio de operación de dicho regulador consiste en que el circuito de control selecciona una toma del secundario del transformador con el propósito de mantener la tensión de salida dentro del rango especificado. Dependiendo del salto de tomas necesario, el tiempo de respuesta puede llegar a ser del orden de 100 ms.

Tensiónde I Entrada

L - - -

Figura 11.1. Diagrama general de un regulador de tomas.

25

http://distribucin.de

Síntesis de un regulador monofásiu, de lomas de C.A. para aplicaciones de media y baja tensi6n

El número de tomas necesarias depende del margen de tensión de entrada y de salida, además de las caídas de tensión, tal como se define en la siguiente ecuación:

Rango tensión entrada (?!) Rango lensiónsaiida (“h) + cuidas de fensión (YO)

No. de lomas = (11.1)

El rango típico de variación de tensión de entrada es del orden de i35%, con rango de variación de tensión de salida igual al 13%.

El problema principal de este tipo de reguladores consiste en la corriente de cortocircuito que se establece entre el interruptor que conduce y el nuevo interruptor encendido. Existen tres soluciones para este problema [46]:

Implementar un circuito sensor de paso por cero de la corriente, con el propósito de permitir la conmutación entre tomas sólo en ese instante, eliminando el solape del interruptor anterior con el nuevo. Esta solución complica el circuito de control.

Efectuar la conmutación sin la previsión anterior y confiar a la resistencia del devanado entre dos tomas consecutivas la limitación de la corriente de cortocircuito que se establecería durante medio ciclo de línea. Lo anterior obliga a devanar entre tomas con alambre más delgado del que corresponde, lo que ocasiona un mayor calentamiento y un peor rendimiento en régimen normal de operación. La confiabilidad se reduce debido a que los triacs son utilizados cerca de su límite de corriente de pico no repetitivo.

Insertar una bobina limitadora de sobrecorriente de devanados múltiples entre cada toma y el interruptor. Esta bobina reduce considerablemente los picos de corriente durante las conmutaciones, además de que permite el funcionamiento en paralelo de dos interruptores contiguos. Dicha bobina es relativamente pequeña y no encarece demasiado el equipo.

Además del problema relacionado con la corriente de cortocircuito, los rewladores de tomas - presentan un retardo considerable en su respuesta ante una variación de tensión, ya que al utilizar tiristores como interruptor, resulta necesario un tiempo de espera mínimo igual a medio ciclo de la tensión de línea, para realizar una conmutación entre tomas. Lo anterior tiene como consecuencia, en el caso de una respuesta que involucre varias conmutaciones entre tomas, un retraso igual a vanos ciclos de línea, lo que imposibilita a este tipo de reguladores a responder variaciones de tensión de corta duración.

En la figura 11.2 se muestra el proceso de conmutación de tomas, de una toma superior a una inferior, con corriente positiva, en el instante X, de acuerdo a la solución (b). Se puede observar un pico de corriente durante todo un semiciclo, el cual puede alcanzar un valor cercano a su valor máximo de corriente de pico no repetitivo, como ya se comentó.

La figura IL3-a, muestra la evolución de las corrientes en los interruptores para la misma solución @). En este caso la conmutación se efectúa de una toma inferior a una superior, con corriente positiva, en el instante X, de acuerdo al circuito mostrado en la figura 11.2-b.

a, '?*,&.;...

Reguladores de tomas

wt

'SWB 1,. (a) (b)

Figura 11.2. Proceso de conmutación de una toma superior a una inferior: a) evolución de las corrientes, b) diagrama.

(a) (b) Figura 11.5. Proceso de conmutación de una toma inferior a una superior:

a) evolución de las corrientes, b) diagrama.

La corriente de cortocircuito que se establece entre las tomas contiguas está limitada únicamente por la impedancia del devanado, y es igual a:

(11.2)

En la figura 11.4 se muestra la solución (c), la cual consiste en insertar una bobina iimitadora de corriente. Si el regulador funciona con carga no compartida (conduce normalmente un solo triac), la bobina actúa como autotransformador de toma media durante las conmutaciones (se enciende el nuevo triac y se apaga el anterior al mismo tiempo) durante un tiempo máximo igual a medio ciclo de la comente de línea. L a corriente de pico a través de los triacs anterior y nuevo se reduce considerablemente debido a la inductancia de magnetización del autotransformador que se forma por los dos devanados en serie.

En modo de trabajo normal (conduciendo un solo triac), la inductancia de una bobina queda en serie con la carga y debe ocasionar en la salida una caída de tensión despreciable (del orden de 0.5%). Debe establecerse un compromiso entre el pico de corriente admisible durante el proceso de conmutación y la caída de tensión a plena carga. Normalmente este compromiso es poco crítico.

Sintesis de un regulador monofásico de lomas de C.A. para aplicaciones de media y baja tensión

Figura 11.4. Regulador de tomas con bobinas limitadoras de corriente.

'mag

112 iCA

Figura 11.5. Modo de operación con carga compartida

Si el regulador opera con carga compartida (dos triacs contiguos conduciendo al mismo tiempo), cuyo esquema se muestra en la figura 11.5, la bobina funciona normalmente como autotransformador con toma media y durante las conmutaciones limita la corriente de pico. Una ventaja considerable es que se aumenta el número de tomas disponibles, ya que a éstas se suman las tomas virtuales .que se establecen con dos devanados operando con carga compartida.

11.1.1. Funcionamiento con transformador compensador

Tanto el regulador de tomas sin carga compartida como con carga compartida rio aprovechan ' totalmente los triacs en cuanto a tensión ya que deben soportar con el control desconectado, hasta un 30% más de la tensión nominal de entrada, mientras que con el equipo en funcionamiento barren una zona aproximadamente igual al 30% de dicha tensión. Se puede conseguir un aprovechamiento mucho mejor utilizando un circuito con transformador compensador, mostrado en la figura 11.6.

Para potencias mayores a 4 kVA resulta aconsejable utilizar la topología que incluye dicho transformador cornpensador, el cual suma o resta una tensión a la entrada para mantener la tensión de salida dentro del margen establecido. El primario del transformador compensador se alimenta a partir de la selección de una toma del transformador de aislamiento. Como la relación de vueltas de

28

,, .---*1..,. ' . + , .


este transformador es del orden de 3 a 6 aproximadamente (dependiendo del rango de tensión a compensar y de la corriente permitida en los interruptores) para un regulador con un rango de tensión de entrada de i.15%, la corriente que manejan los interruptores de potencia se ve reducida en dicha relación respecto de la corriente nominal de salida. Existen tres formas básicas de conectar el transformador compensador, las cuales se muestran en la figura 11.6.

Control

29

Sintesis de un regulador monofásico de tomas de C.A. para aplicaciones de media y baja lensión

A la entrada (figura 11,6-a), conectado con el primario del transformador principal, con el propósito de que éste trabaje a tensión constante. Este sistema es muy utilizado en reguladores con autotransformador, para reducir el tamaño del núcleo.

A la salida (figura 11.6-b), conectado con el secundario del transformador principal. Esta opción permite aislar la carga y el circuito de control, además de filtrar el ruido.

A la salida (figura IL6-c), conectado con el primario del transformador principal. Esta opción no permite aislar la carga, pero sí permite aislar el circuito de control y protegerlo contra el ruido. Además, esta forma de conexión reduce significativamente el tamaño requerido del transformador principal, ya que s610 una parte de la potencia es manejada por su primario.

Generalmente los esquemas de reguladores de tomas se implementan de acuerdo a la potencia que manejan, tal como se muestra a continuación:

11.1.2. Conexibn trifásica de los reguladores de tomas

Para una potencia de 0.5 kVA a 4 kVA, se utilizan tomas directas. Para una potencia de 5 kVA a 10 kVA, se incluye transformador compensador. Para una potencia de 15 kVA a 45 kVA, se utiliza configuración trifásica.

L.os reguladores de tomas con autotransformador se pueden conectar en distintos esquemas para su aplicación en sistemas trifásicos, tales como estrella aterrizado, estrella abierto, delta cerrado, delta abierto [47]. Se pueden considerar como tres módulos independientes, donde cada uno de ellos ajusta su tensión de salida dependiendo de la tensión fase-neutro. Las características de operación dependen del tipo de conexih. En la figura 11.7 se muestra la configuración en estrella, para reguladores con autotransformador. Si el sistema se encuentra balanceado, no hay comente a través del neutro; en caso contrario, circulará una corriente a través de éste. Para el caso de la conexión en deita de los reguladores, cada uno de éstos ajusta la tensión de salida dependiendo de la tensión entre líneas de entrada. Para esquemas con transformador de aislaLmiento, la conexión puede ser delta- estrella, la cual produce un retraso de 30" en la tensión de salida respecto de la entrada. Este esquema se muestra en la figura 11.8.

Regulador Regulador fase b fase c

Vob voc

Va Vb

vc o-,--]

Figura 11.7. Conexión en estrella de un regulador hifásico con autotransformadores.

30

Reguladores de tornas

Neutro

Figura 11.8. Conexión delta-estrella de un regulador trifásico con transformadores de aislamiento.

11.1.3. Principales características de los reguladores de tomas

De acuerdo a lo que se ha presentado, los reguladores de tomas presentan diversas ventajas frente a los otros esquemas de regulación, las cuales son: buena eficiencia, alta relación calidad/precio, tiempo de respuesta de varias decenas de milisegundos, viabilidad para su operación en ambientes explosivos o polvorientos, no requieren mantenimiento frecuente (en el caso de los que utilizan tiiistores).

Sin embargo, este tipo de reguladores presenta como desventaja principal una respuesta lenta, la cual puede ir desde decenas de milisegundos, para los equipos de baja tensión, hasta varios segundos, en el caso de los reguladores de media y alta tensión (los cuales utilizan interruptores electromecánicos).

Tal como se ha comentado, para el caso de los reguladores de tomas que emplean triacs como dispositivos interruptores, el tiempo de respuesta está limitado por la frecuencia de operación de estos dispositivos, lo cual ocasiona que cada salto entre tomas deba realizarse en un tiempo mínimo igual a un ciclo de línea. Esto ocasiona que los reguladores de tomas sólo sean capaces de compensar variaciones de tensión de larga duración, siendo incapaces de compensar otras perturbaciones, tales como variaciones de tensión de corta duración, fZickr, y distorsión armónica.

Con base en lo que se ha presentado, se puede resumir que los parámetros más importantes del regulador de tomas son los siguientes:

tensión entre tomas

rango de variación de la tensión de entrada rango de variación de la tensión de salida

corriente de cortocircuito entre tomas tiempo de respuesta del interruptor inductancia (incluyendo la de dispersión) entre tomas

31

sintesic de un regulador rnonofasico de tornas de C.A. para aplicaciones de media Y baja tensi6n

11.2. Reguladores rápidos de tomas (RRT)

Si se sustituyen los interruptores actuales por nuevos dispositivos de potencia, como el IGBT, se puede tener una respuesta rápida ante distintas perturbaciones. La necesidad de reguladores con tiempos de actuación menores a los actuales ha sido prevista desde 1974 [48]. Dichos reguladores deben de presentar las siguientes características:

0

compensación de:

empleo de interruptores modernos de potencia respuesta en un tiempo menor a medio ciclo de iííea

- variaciones lentas de tensión - flicker - distorsión armónica

sustitución directa de los esquemas actuales

Lo anterior ha dado origen al desarrollo de los reguladores rápidos de tomas de CA (RRT), conocidos en inglés como fast on-load top chnnger regulator, cuyas topologías básicas han sido originalmente propuestas en [49]. Cabe hacer notar que el propósito principal de este tipo de reguladores consiste en sustituir de manera directa los actuales cambiadores de tomas con tiristores. Esto se realiza mediante la sustitución de estos interruptores de potencia por IGBT's, además de adicionar una tarjeta de control moderna, para así mejorar sus características y poder compensar las variaciones de tensión en un tiempo menor a un ciclo de línea.

Las topologías de los reguladores rápidos se pueden dividir en dos esquemas básicos. El primero de ellos, propuesto en [50] y [51], se muestra en la figura 11.9 y consiste en un transformador con dos tomas, las cuales conmutan a alta frecuencia a través de interruptores formados por IGBT's. A partir de lo anterior se obtiene una señal de alterna troceada, la cual pasa a través de un filtro LC, a fin de recuperar la componente fundamental, tal como se muestra en la figura 11.10.

Este tipo de regulador puede utilizar tanto conmutación dura como conmutación suave. Sin embargo, con el propósito de reducir las pérdidas en los interruptores, se introduce la conmutación a corriente cero (zero current sruitclzing, ZCS), la cual prácticamente no ha sido estudiada en convertidores CA-CA. Debido a la característica anterior, este esquema es llamado regulador de tomas rápido cuasirresonante,

En la figura 11.11; se muestra el diagrama general del regulador rápido de tomas cuasirresonante, en el cual se pueden observar los elementos' que forman la red resonante del circuito de potencia.

El segundo esquema, propuesto también en [49], se basa en un transformador con tomas múltiples. Debido a que la conmutación entre tomas no es continua, sino que se realiza únicamente cuando existe una variación en la tensión de entrada, no es necesario utilizar la conmutación suave para minimizar las pérdidas en los interruptores. Por lo tanto, se ha optado por emplear la conmutación dura en esta topología. Dependiendo de la tensión de entrada y/o salida, la tarjeta de control selecciona una toma para compensar la variación, y así mantener la tensión de salida regulada dentro de un margen pequeño. El esquema de este regulador se muestra en la figura 11.12. De manera similar a los reguladores clásicos, este tipo de regulador rápido puede utilizar un esquema con transformador compensador, tal como se muestra en la figura 11.13, debido a las ventajas que esto representa.

32

'9" 1 *.c c. * * ,


Tensión de

Figura 11.9. Esquema del RRT cuasirresonante

Tensi6n de la red electrica

Tensi6n del regulador antes del filtro de salida

Tensión de salida del regulador (señal filtrada)

Figura 11.10. Proceso de compensación de tensión del RRT cuasirresonante

Salida

Figura 11.11. Diagrama general del RRT cuasirresonante, con bobina auxiliar.

Resulta necesario aclarar que al igual que los esquemas de reguladores de tomas clásicos, estos nuevos reguladores rápidos son equipos monofásicos; en caso de ser utilizados para una aplicación trifásica deben de implementarse mediante tres módulos monofásicos independientes en la conexión que resulta más apropiada.

Los parámetros críticos para el diseño de un RRT son iguales a aquellos definidos para un regulador de tomas clásico que utiliza tiristores.

33

Sintesis de un regulador monofhsim de tomas de C.A. para aplicaciones de media y baja tensión

r---l sw. I L. I

Tensidn de salida

Tensibn de entrada

Figura 11.12. Esquema del RRT con conmutación dura. - - .-

Transformador compensador - - - - - - - -

- - - - - - - - Carga Tensi6n Tensión

de entrada de salida

LA",

SWA",

Figura 11.13. Esquema del RRT con conmutación dura utilizando transformador compensador

34

CAP~TULO 111

ANÁLISIS Y S~NTESIS DEL RRT CON CONMUTACIÓN DURA

En el presente capítulo se muestra el análisis de la topología de potencia con conmutación dura, utilizada para la implementación del regulador rápido de tomas de C.A. Dicho análisis incluye los elementos parásitos, con el propósito de evaluar la manera en que afectan a la topología de potencia. Asimismo se muestran la síntesis de la topología de potencia y los resultados de un análisis de variación de parámetros, tanto en simulación, como de manera experimental.

111.1. Análisis de la etapa de potencia

La topología seleccionada utiliza conmutación dura, debido a que dicha conmutación no necesita ser continua y sólo debe presentarse en caso de una variación de tensión. La figura 111.1 muestra el esquema general de la etapa de potencia propuesta. Consiste principalmente en un transformador con tomas múltiples en el secundario, los cuales se conectan d través de interruptores basados en IGBT's, bobinas limitadoras de sobrecorriente (L,) y una bobina auxiliar (LAux), las cuales están muy bien acopladas. Los interruptores principales (SW,) son bidireccionales en tensión y en corriente, misntras que los interruptores auxiliares (SWmx) son unidireccionales en corriente. El análisis del proceso de conmutación ha sido desarrollado en [49]. Sin embargo, tal como se ha presentado en (521, resulta necesario incluir los elementos parásitos, tales como las inductannas de dispersión y las resistencias parásitas, en el modelo matemático, con el propósito de obtener una mejor caracterización de la etapa de potencia. Los supuestos de partida para el análisis son:

La carga tiene una inductancia serie lo suficientemente grande como para asumir que durante las conmutaciones la corriente demandada por la misma no cambia, así que la carga se modela como una fuente de corriente constante. El acoplamiento del transformador con la red eléctrica es ideal. Todos los devanados están perfectamente acoplados. La frecuencia de conmutación enbe las tomas del regulador es mucho mayor que la frecuencia de h e a , por lo tanto la tensión senoidal que existe entre las tomas se puede asumir como una fuente de tensión constante durante el proceso de conmutación.

35

Sintesis de un regulador monofásico de tomas de C.A. para aplicaciones de media y baja iensión

I----

Figura 111.1. Esquema del RRT con conmutación dura.

En la figura 111.2 se muestran los circuitos equivalentes durante cada intervalo, mientras que en la figura 111.3 se muestra la evolución de las corrientes en dichos intervalos. Se considera que la tensión entre tomas es positiva así como la corriente de carga. Si se considera que los elementos y parámetros de cada una de las ramas (inductancias, elementos parásitos, caídas de tensión) son iguales (Li=L2, Lki=L!d, Rpi=Rp2, Vswi=V~w2), el proceso de conmutación se puede explicar de la siguiente manera:

Intervalo 1 [to - tl]

La figura 111.2-a muestra el circuito equivalente durante este intervalo. Inicia en el instante to, con el interruptor SWi conduciendo toda la corriente de carga ICA, y finaliza en el instante ti, cuando se cierra el interruptor SW2. La corriente a través de SWI está dada por:

i lb ) = 4, (111.1)

intervalo 2 [tl - t?]

La figura 111.2-b muestra el circuito equivalente durante este intervalo. Inicia en el instante ti, cuando se cierra SWz y fluye una corriente de cortocircuito a través de SWI y SW2. Dicha corriente es limitada por los devanados LI y L2. La corriente ii es igual a:

(111.2)

mientras que la corriente i2, la cual fluye a través de SW2, es igual a:

(111.3)

Este intervalo finaliza en el instante t2, cuando se abre el interruptor SWi.

36

Analisis y sintesis del RRT con conmulación dura

. ' I

ICA

' 2

L A

'AUX

"<;W

" O S W

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I L W X

L - f s c

. . . . . . . .

+ * :\ Ai,, : : f . . . . . . . .

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I I * I I

t, t2 1, f <

u lsc )c 1"

37

Sintesis de un regulador monofásico de tomas de C.A. para aplicaciones de media y baja tensión

Intervalo 3 [t2 - h]

Comienza en el instante t2 cuando se abre el interruptor SWi y se cierra el interruptor SWAUX, correspondiente, y finalizará cuando por la bobina limitadora de sobrecorriente L2 circule toda la corriente de carga ICA; lo anterior sucede en el instante t3, en el que se extingue la corriente por el devanado auxiliar. El circuito equivalente de este intervalo se muestra en la figura IIL2-c. Para que la magnetización en el núcleo común de las bobinas limitadoras y el devanado limitador se mantenga y no. se produzca una sobretensión 'no deseada debida a un salto brusco de las comentes de magnetización, el flujo provocado por la corriente que circulaba por el devanado Li debe encontrar un camino alternativo. Dicho camino alternativo lo ofrece la bobina auxiliar LAW, para lo cual se debe excitar el interruptor de potencia adecuado SWnux, en el instante tz. El precio pagado por limitar las sobretensiones inherentes al proceso de magnetización es el alargamiento de este proceso.

La corriente iAUX está dada por:

donde:

(111.4)

(111.5)

intervalo 4 [t3 - t4] El circuito equivalente de este intervalo se muestra en la figura 111.2-d. Inicia en el instante t?,

cuando se apaga el interruptor auxiliar y SW2 conduce toda la corriente de carga. En instante t el circuito está listo para un nuevo proceso de conmutación. La corriente i2 está dada por:

i, (I)= icA

Transfonnador principal sw, L,

Transformador cornpensador

Tensión de entrada

LA", c .

(111.6)

I I Figura 111.4. Esquema del RRT implementado.

38

Anhlisis y sintesis del RRT con conmutacidn dura

111.2 Síntesis de la etapa de potencia

La figura 111.4 muestra la configuración de la topología de potencia. Aunque, como se verá más adelante, la potencia del regulador implementado es baja, se utiliza transformador compensador con el fin de estudiar su funcionamiento dentro del prototipo. Se ha optado por utilizar el transformador compensador en serie con el secundario del transformador principal, debido a que esta topología presenta la ventaja de que los interruptores y sus circuitos de disparo están aislados galvánicamente de la entrada. Su funcionamiento consiste básicamente en que el transformador compensador colocado en serie con la salida suma o resta una tensión dependiendo de la desviación de la tensión de entrada para que la de salida se mantenga dentro de un margen pequeño de variación. Cabe hacer notar que la adición del transformador compensador no modifica el análisis del proceso de conmutación de tomas, por lo tanto éste sigue siendo válido.

El diseño del regulador tiene como puntos de partida los siguientes datos: tensión y corriente de entrada, así como la variación de las tensiones de entrada y de salida permitidas. El primer paso consiste en analizar las situaciones o casos extremos de funcionamiento, que son cuando el regulador está operando con tensión de entrada mínima y carga nominal, y cuando está operando con tensión de entrada máxima y vacío.

Si la variación de la tensión de entrada es mayor en un sentido que en otro, se debe variar la relación de transformación Ni/Ni del transformador principal, con el propósito de que en el primario del transformador compensador aparezca la misma variación en los dos sentidos, y de esta forma se optimice su aprovechamiento. Se puede deducir la siguiente ecuación, con la que es posible encontrar la relación de espiras final del transformador principal:

(111.7)

Por lo tanto, la tensión que debe de tomar el devanado primario del transformador compensador para cada caso extremo es diferente, por lo que la toma media del devanado secundario del transformador principal no estará exactamente en el punto medio del mismo. Se puede deducir la posición a la que debe estar la toma media, la cual depende de las tensiones que aparezcan en el primario del transformador compensador en los casos extremos, y es igual a:

rn= , f,,, V N k (111.8) VN,",," + (VN4mar fJ

donde el factor de pérdidas (fper), el cual depende de las caídas de tensión que presente el transformador compensador en los casos extremos, es igual a:

(111.9)

La tensión que se debe tomar para el caso de tensión de entrada mínima y carga nominal, deberá estar afectada por un factor igual a rn, mientras que para el caso de tensión de entrada máxima y vacío, debe afectarse por un factor igual a I-rn.

39

Cintesis de un regulador monofásico de tornas de C.A. para aplicaciones de medla y baja tensidn

La tensión que aparece en el devanado N4, para el caso de tensión mínima y carga nominal está dada por la siguiente ecuación:

(111.10)

mientras que para el caso de tensión máxima y vacío, dicha tensión es igual a:

VNdmar=VCNTmoxnPRl(l+a)(l-%,,) (111.11)

Por otro lado, el transformador compensador tendrá distintas caídas de tensión dependiendo del caso en que se encuentre. Para el caso de tensión de entrada mínima y carga nominal, la caída será mayor, y con sentido primario-secundario, ya que el flujo de energía es en este sentido, debido a que se le suma tensión a la red. Para el caso de tensión de entrada máxima y vacío, la caída de tensión será menor y con ur~sentido Secundario-primario, debido a que el flujo de energía es en este otro sentido, ya que 5e está restando tensión a la red.

Tensión de entrada mínima y carga nominal

En la figura 111.5-a se muestra el esquema del regulador operando con tensión de entrada mínima y carga nominal. La tensión en el devanado N2 es igual a:

VN,",, =VENT",", UPRl o -%PW ) (111.12)

mientras que la tensión en el devanado N3 está dada por:

y la tensión en el devanado N4 es:

VN4mi>i =VN2", ,> , +VN3", , ," (111.14)

Por Io tanto, la tensión que debe de sumar el transformador compensador es igual a :

La tensión que aparece en el devanado primario del transformador compensador es:

VNlmrn = m V N 4 m m ('-%,S/,) (111.16)

entonces, la relación de transformación que debe de tener el transformador compensador está dada por la siguiente ecuación:

(111.17)

40

,*.$ .- . L .

Analisis y sintesis del RRT con conrnutaci6n dura

(4 (b) Figura 111.5. Casos extremos de operación del regulador: a) tensión de entrada mínima y carga nominal,

b) tensión de entrada máxima y vacío.

La corriente que circula por el devanado primario del transformador compensador es igual a:

(111.18)

Por otra parte, la corriente que circula por el devanado primario del transformador principal está dada por:

La eficiencia del regulador, para este caso, es igual a:

(111.19)

(111.20)

Tensión de entrada máxima y vacío

Para el caso de tensión de entrada máxima y vacío, el cual se muestra en la figura III.5-b, la tensión en el devanado N2 está dada por:

(111.21) V.wolar =Vfijvfit,ox niw . .

mientras que la tensión en el devanado Ni es igual a:

v,~'3",ur =*vNl.,oy (111.22)

y la tensión en el devanado N4 es:

Por lo. tanto, la tensión que debe de restar el transformador compensador está dada por la siguiente ecuación:

41

Sintesis de un regulador monofasico de tornas de C.A. para aplicaciones de media y baja tensidn

v,u:s, =VNZmm -Lm& (111.24)

La tensión que aparece en el primario del transformador cornpensador es igual a:

mientras que la tensión que aparece en el secundario de dicho transformador es:

(111.25)

(111.26)

Cálculo del número y la distribución de tomas

El cálculo del número y la distribución de tomas se inicia encontrando el número de saltos necesarios en el secundario del transformador principal. Este número depende de la variación de la tensión de entrada y de la variación permitida de la tensión de salida. Se debe tener en cuenta la caída de tensión en el transformador principal, las bobinas y los interruptores de potencia. El número de saltos necesarios en el secundario del transformador será igual a la variación total de la tensión de entrada (incluyendo las pérdidas) dividida entre la variación total permitida de la tensión de salida, tal como se define en la siguiente ecuación:

(111.27)

A la variación de la tensión de entrada se agrega, como segundo sumando del numerador, la caída de tensión en el transformador principal. Se suele agregar un salto para compensar la caída de tensión en los interruptores de potencia, las bobinas y el transformador compensador. Para obtener el número de tomas necesarias en el secundario del transformador principal sólo hay que sumar un uno al número de saltos obtenidos.

N,,,, =Nu,., + 1 (111.28)

En el secundario existe un número de tramos de espiras igual al número de saltos calculado, v un número de tomas igual al número de saltos más uno. En torno a cada toma existe un margen de variación de tensión igual a la variación permitida de la tensión de salida. Como la tensión de entrada del transformador principal no es la misma para cada toma en funcionamiento, si se pretende mantener éste margen de variación en torno a una toma constante, el número de espiras de cada tramo debe variar en función de la tensión de entrada, es decir debe ser proporcional a ésta. En la figura 111.6 se muestra el método gráfico de cálculo de las tensiones de salto de una toma a otra.

De acuerdo a la gráfica de la figura 111.6, VENT^^" y VENT,^ representan la tensión minima y máxima admisible a la entrada, respectivamente. De manera similar, VSAM" y V S A L ~ ~ representan la tensión mínima y máxima permitidas en la salida, respectivamente. Asimismo, V V A R ~ ~ I es la diferencia entre la tensión máxima y la mínima a la salida. Se puede encontrar VTAP de acuerdo a la relación que guardan V S A L ~ ~ J V E N ~ ~ ~ y VVAR~~I/VTAP. Una vez obtenido VTAP se establece un nuevo valor de V E M ~ ~ resultante de la diferencia (VENT,, - VTAP) y se calcula la siguiente VTAP. Se continúa así hasta que el último tramo coincide con VENT^^". A continuación se presenta el procedimiento con más detalle.

42

:rf*UI.."?. .*I ? -'

Andlisis y Sintesis del RRT con conmutacidn dura

Figura 111.6. Método gráfico de cálculo del margen de tensiones que abarca cada toma. Para obtener la tensión de salto de cada toma, primero hay que obtener la tensión entre tomas,

la cual está dada por:

Donde: i = 1 ......... n n = número de tomas

"SALmrrr (111.29)

Para la primera toma, la VENT^^ es igual a la VENT^^^, el proceso se realiza iterativamente, siendo la tensión de salto de cada toma igual a la tensión de entrada máxima de la siguiente toma. Esta tensión está dada por:

(111.30)

De esta forma se pueden establecer las tensiones de salto correspondientes a cada toma del secundario del transformador principal. El cálculo de espiras de cada toma se efectúa a partir de la tensión de salto de cada una, para lo cual se utiliza la siguiente ecuación:

(111.31)

Transformador principal

Para el transformador principal es necesario definir la potencia del mismo, la tensión y corriente de entrada, así como la relación de espiras. Tal como se ha comentado, dependiendo de la variación de la tensión de entrada en cada sentido se debe dar una relación de espiras al transformador, esto con el propósito de que la tensión que se deba compensar sea la misma en cada sentido y así optimizar la potencia del transformador compensador. El diseño del hansformador se realiza de acuerdo al método propuesto en [53] y [54].

Transformador compensador

La relación de transformación del transformador compensador se define de acuerdo a las características de los casos extremos en que opera el regulador. El diseño del transformador compensador se realiza mediante el método propuesto en [53] y [54] teniendo como datos de partida

43


la tensión, corriente y potencia. La relación de transformación depende de la tensión aplicada ai primario, y de la tensión que debe de sumar o restar el transformador compensador a la red mediante el secundario.

Bobinas limitadoras de corriente

La función de estas bobinas consiste en limitar la corriente de cortocircuito que se establece durante el tiempo de solapo, en el cual conducen simultáneamente dos tomas del transformador principal. Debido a que durante este tiempo se encuentran dos bobinas limitadoras en serie, la inductancia total que se presenta para la limitación del cortocircuito local es igual a cuatro veces el valor de una de d a s . Por lo tanto el incremento de corriente magnetizante durante el tiempo de traslapo es igual a:

(111.32)

por lo que el valor de la bobina limitadora de corriente necesaria está dado por la siguiente ecuación:

(111.33)

donde la variación de la corriente de cortocircuito, Alcc, permitida puede tomarse del orden del 10% de ICA.

Bobina auxiliar

La función de la bobina auxiliar consiste en limitar los picos de tensión que se producen tras los solapos y procurar un medio de desmagnetización al núcleo magnético. Por lo tanto, se encuentra enrollado sobre el mismo núcleo que las bobinas limitadoras de corriente, para que tenga un buen acoplamiento con las mismas. El valor al que debe limitarse la sobretensión que aparece en las bobinas limitadoras de corriente durante las conmutaciones debe ser aproximadamente igual a la mitad de la tensión que cae en una de ellas durante el tiempo de haslapo. El valor de la bobina auxiliar debe ser tal que cumpla la condición de que la corriente que circula por esta bobina sea nAux veces menor que la que pasa por las bobinas limitadoras. De acuerdo con la relación entre cada bobina limitadora y la bobina auxiliar, el valor de esta última está dado por:

2 = nAllX Li (111.34)

L 4 SWn

Figura 111.7. Interruptores principales y auxiliares

44

Análisis y SlnteSiS del RRT con conmutación dura

(8) (h) Figura 111.8. Casos posibles de conmutación: a) caso I, b) caso II, c) caso 111,

d) caso IV, e) caso V, f ) caso VI, g) caso VII, h) caso VIII.

45

Sintesis de un regulador rnonoíasico de tomas de C.A. para aplicaciones de media Y baja tensi6n

Tabla 111.1. Condiciones de conmutaci6n

Interruptores de potencia

El uso de dispositivos semiconductores de potencia modernos, tales como el IGBT, resulta en una mejora considerable de la respuesta dinámica del regulador, además de la confiabiiidad del sistema, en especial en el caso de la sustitución de interruptores electromecánicos (reguladores de media tensión) por estos dispositivos. La mejora de la respuesta dinámica tiene como consecuencia que el regulador sea capaz de compensar otras perturbaciones, además de las variaciones de tensión de larga duración, tal como se ha comentado. El diagrama de potencia del regulador estudiado consta de un interruptor estático SW, (bidirectional en tensión y en corriente) para cada toma, así como de dos interruptores CWAUX (unidireccionales en corriente) para el devanado auxiliar. Un aspecto importante en las bobinas limitadoras de corriente es el tiempo de conmutación, dado que cuanto mayor sea el tiempo que tarda el interruptor en conmutar, mayores serán las pérdidas en conmutación. Sin embargo, cuanto mayor sea el tiempo de conmutación, menor será el efecto de las inductancias dispersas de lac bobinas, ya que tendrá más tiempo para adaptarse a la nueva situación causada por la apertura de un interruptor. Por lo tanto, deberá llegarse a un compromiso entre estos dos efectos, contando además con que el tiempo de conmutación debe ser del orden de unos pocos microsegundos, menor al tiempo de solapo.

La figura 111.7 muestra el esquema de conexión de los interruptores auxiliares (designados como SWxi, SWxz, SWYI, SWY~). Dependiendo del tipo de salto (toma superior a inferior o viceversa), la polaridad de la tensión entre tomas y el sentido de la corriente, se selecciona el interruptor auxiliar adecuado, con el propósito de proporcionar un camino al flujo almacenado en el devanado limitador de sobrecorriente. En la tabla 111.1 se muestran los distintos casos de conmutación. En la figura 111.8 se muestra cada uno de los casos de conmutación, donde se puede observar el interruptor auxiliar correspondiente que entra en operación en la apertura del interruptor principal, dependiendo de la polaridad de la tensión y la corriente en la toma.

Red de amortiguamiento

Debido a la velocidad de conmutación del interruptor y los valores relativamente altos de las inductancias limitadoras en serie con éste, se tendrá un sobreimpulso de tensión elevado en el momento del apagado. Aunque en el presente diseño se propone el uso de bobinas auxiliares para limitar este sobreimpulso, tal como se detalla en el análisis presentado, resulta conveniente el uso de redes de amortiguamiento (snubber) en cada IGBT, tal como se muestra en la figura 111.9. De acuerdo al proceso de diseño mostrado en [55], el valor del condensador está dado por:

46

iwayl . I, ,, . .

Analisis y siniesis del RRT con conmutacidn dura

?

7 Figura 111.9. Esquema del snubber de los interruptores de potencia,

mientras que el valor de la resistencia es igual a:

la potencia manejada por la resistencia es igual a:

c v: W, =- 2

el tiempo de descarga del condensador, a un valor igual a 0.1 Vd, está dado por:

t,,, = 2.3RC

(111.35)

(111.36)

(111.37)

(111.38)

111.3. Diseño de la etapa de potencia

A continuación, se presenta el diseño de la etapa de potencia del regulador implementado. Se ha propuesto una potencia nominal del prototipo igual a 1 kVA, a la cual es posible analizar de manera adecuada el comportamiento del regulador, siendo extrapolable a mayores capacidades. Asimismo, se ha propuesto una variación admisible de la tensión de entrada igual a la típica en los reguladores de tomas clásicos. Los datos de partida para el diseño del regulador son los siguientes:

P = 1 kVA ICA = 7.87 A

%Ern = +10 %, -15% VENT= 127V

%SAL= f1.5 %

El proceso de diseño comprende los siguientes puntos:

casos extremos de operación

transformador principal número y distribución de las tomas

47

- . . . 0

.

Sintesis de un regulador monof&ico de tomas de C.A. para aplicaciones de media y bajatensi6n

transformador compensador bobinas limitadoras de corriente bobina auxiliar interruptores de potencia circuitos impulsores red de amortiguamiento transmisores y receptores de fibra óptica sensor de corriente sensor de tensión

Con el propósito de que haya una mayor tensión entre las tomas, se ha añadido un devanado extra en el secundario de transformador principal, en serie con NU con un número de espiras igual al 60% del mismo. Lo anterior es con el propósito de poder observar mejor la evolución de las comentes y tensiones durante el proceso de conmutación, ya que se propone utilizar un número grande d2 tomas en el secundario del transformador principal.

De acuerdo a la ecuación (1117), la relación de espiras que debe añadirse al transformador principal, suponiendo una caída de 1.5% en el transformador principal, es igual a:

= 1.042 2(127V) nP* = 1.1(127V)+0.85(127V)(0.985)

(111.39)

Suponiendo una caída de tensión en el transformador compensador, igual al 8%, para el caso de tensión mínima, y del 2.5%, para el caso de tensión máxima, se obtiene el factor de pérdidas, el cual, de acuerdo a la ecuación (111.9), es igual a:

y,, =(1.08)(1.025)=1.11 (111.40)

Utilizando la ecuación (111.10) se puede encontrar la tensión que aparece en el devanado primario del transformador compensador (igual a la tensión presente en el devanado N4), para el caso de tensión mínima y caiga nominal. Suponiendo una caída de tensión del 3.5% en el transformador principal, y una caída de tensiSn del 2% en los interruptores y bobinas, dicha tensión es igual a:

Vidm," =(0.85)(1.042~1.6~0.965~0.98)V,, =1.34VEN, =170.18V (111.41)

mientras que para el caso de tensión máxima y vacío, la tensión que aparece en el primario del transformador compensador, suponiendo una caída del 1.5% en los interruptores y bobinas, está dada por la ecuación (111.11):

Vi4,,,, =(1.i~1.042~1.6~0.985)VEN, =1.806VEN,. 3229.36V (111.42)

por lo tanto, de acuerdo a la ecuación (IIM), la toma media estará en un punto con un factor respecto del número de espiras de N4:

(1.1 1X1.806)VEN, m = =0.6

1 .34VEN, + ((1.806Xl. 1 l)VENr) (111.43)

48

.,',e- ' * , :I Analisis y sintesis del RRT con conmutación dura

Esquema general del regulador con tensión de entrada mínima y carga nominal

El primer caso consiste en la operación del regulador con tensión de entrada mínima y carga nominal. Resulta necesario establecer las tensiones que aparecerán en cada uno de los devanados, especialmente en el transformador compensador, para comprobar que se suma la diferencia de tensión y se mantiene la salida en el valor especificado dentro del rango. El resultado de este diseño se muestra en la figura 111.10.

La tensión en el devanado N2 está dada por la ecuación (III.12); suponiendo una caída de tensión en el transformador principal igual a 3.5%, dicha tensión es igual a:

V,,,, =O35 VENT (1.042)(0.965) =OX55 VENI. =108.55 V (111.44)

De acuerdo a la ecuación (111.13), la tensión en el devanado N3 es:

V,,,,,," = (0.6)(0.855)VE,, =OS13 VENT =65.13 V (111.45)

por lo tanto, la tensión entre los extremos del devanado N4 es, de acuerdo a la ecuación (111.14):

VN4m,n =O355 VE,, +0.513 VENI. =I .368V6,, =173.68V (111.46)

entonces, utilizando la ecuación (111.15) se puede encontrar la tensión que debe de sumar el transformador compensador, la cual es igual a:

V,,,, ~ 0 . 9 8 5 V,, - 0.855 VCNT =O. 130 VcNl = 16.54 V (111.47)

La tensión en el devanado primario del transformador compensador (Suponiendo un 2% de caídas de tensión en los interruptores y bobinas) está dada por la ecuación (111.16) y es igual a:

VA,,,n =(0.6)(1 .368)VENT (0.98)=0.804 VEwr =I 02.12 V (111.48)

por lo tanto, a partir de la ecuación (111.27) se puede encontrar la relación de transformación del transformador cornpensador, siendo igual a (suponiendo un 8% de caída de tensión):

" I - 0.804V€N, =5,73 nCOMP = - - N , (0.13O)VE,, (1.0s)

(111.49)

mientras qu,e, de acuerdo a la ecuación (111.1¿3), la corriente que circula por el primario del transformador compensador, suponiendo un 2% de aumento por perdidas y magnetización, es igual a:

IcoMp = ~ 1 . 0 2 = 0 . 1 7 8 I , - , =1.4A 5.73

(ii1.50)

49

Síntesis de un regulador monofasico,de tomas de C.A. para aplicaciones de media y baja tensión

V.,"=16.54 V

V,,,=107.95 V=L

I : VN,=17368V I

Ic0,,=1 .4 A V,,,=125.09 V

I Figura 111.10. Tensiones presentes en el regulador operando con tensión de entrada minima y carga nominal,

La corriente en el primario del transformador principal está definida por la ecuación (111.19); suponiendo un 5% de aumento por pérdidas y magnetización, dicha corriente es igual a:

IC' 1.05=1.211, = 9.56 A I,,, = 0.85 V,,,.

La eficiencia del regulador, para este caso, está dada por la ecuación (111.20) y es igual a:

(125.09V)(7.87,4) (107.95V)(9.56,4)

E$c = __ -=95.4%

(111.51)

(111.52)

Esquema general del regulador con tensión de entrada máxima y vacío

El segundo caso de operación consiste en la operación del regulador con tensión de entrada máxima y vacío. El proceso de diseño debe obtener como resultado las tensiones necesarias en cada devanado para compensar la variación de la entrada. La figura 111.11 muestra el resultado de dicho proceso de diseño.

La tensión en el devanado N2 está dada por la ecuación (111.21) y es igual a:

V,,,,, = 1.1 VENT 1 .O42 = 1.146 V =145.57 V (111.53)

mientras que, de acuerdo a la ecuación (II1.22), la tensión en el devanado N) está dada por:

J"3n,m =(0.6)(1.146)VEN,. =0.688VENT =87.38V (111.54)

por lo tanto, utilizando la ecuación (11.23) se puede encontrar la tensión en el devanado Nq, la cual es igual a:

V,,,,, ~ 1 . 1 4 6 VEN,. +0.688 VEw =1.834 VENT = 232.95 V (111.55)

50

Analisis y Sintesis del RRT con conmutación dura

Figura 111.11. Tensiones presentes en el regulador operando con tensión de entrada máxima y vacío.

Entonces, la tensión que debe de restar el transformador compensador es, de acuerdo a la ecuación (111.24):

VREsrA =1.146 VEm - 1.01 5 VEM =O. 13 1 V,, = I 6.52 V (111.56)

La tensión que aparece en el primario del transformador compensador, suponiendo un 1.5% de pérdidas, está dada por la ecuación (111.25) y es igual a:

=(0.4Xl.S34)V,,, (0.985)= O.722VEN,. =92.23V (111.57)

mientras que, de acuerdo a la ecuacibn (111.26), la tensión en el devanado secundario del transformador compensador, suponiendo un 2.5% de pérdidas en sentido secundaric-primario, es igual a:

O. 722 V,,,. 5.73

(1.025) =O. 130 V,:,,. =16.52 V VN2mar = (111.58)

Número y distribución de las tomas

El número de saltos necesario se encuentra a partir de la ecuación (111.27); de acuerdo a la variación de tensión propuesta, donde se considera un 5% de pérdidas, dicho número es igual a:

+1=11 25% 5% 3% NUL,. =

por tanto, de acuerdo a la ecuación (111.28), el número de tomas necesario, es igual a:

(111.59)

(111.60)

51

Sintesis de un regulador monofásiw de tomas de C.A. para aplicaciones de media y baja tenSi6n

Tabla 111.2. Tensiones de salto y número de espiras de cada toma

Toma I Tensión de salto (V) 1 Número de espiras a la toma media 1 I I

A partir de las ecuaciones (111.29) y (111.30) se encuentran las tensiones de salto de cada una de las tomas. Asimismo, el número de espiras de cada una de las tomas a la toma media está dado por la ecuación (111.31). Los resultados de este proceso se muestran en la tabla 111.2. Resulta necesario aclarar que aunque el número de tomas, y por lo tanto de interruptores principales, es elevado, se consideró viable implementar el prototipo con estas características, para poder observar de una mejor manera el caso extremo de conmutación (salto entre todas las tomas) y las limitaciones en la respuesta dinámica que esto conlleva.

Transformador principal

De acuerdo a los cálculos presentados, el devanado extra del transformador principal, N3,

operará únicamente para el caso de tensión de entrada mínima y carga nominal. De acuerdo a las ecuaciones (111.45) y (111.50), la tensión que aparece entre sus terminales y la corriente que fluye a través del mismo son, respectivamente:

V,, =65.13V, I,,=I,,,,, =1.4A (111.61)

Por 10 tanto, la potencia que maneja, considerando un 10% de pérdidas es igual a:

PN4 =l.lV,, I,, =100.3VA (111.62)

Sumando esta potencia a la potencia nominal del regulador se obtiene la potencia total del transformador principal. Además se afecta por un factor, ya que se considera que trabaje con una inducción igual a 1.1 T y la tabla presentada en [53] está calculada para una inducción igual a 1.4 T.

PP, =(lo00 VA +1 O0 VA)- =1400 VA 1.4T 1.1T

(111.63)

De acuerdo a la ecuación (111.51) y al esquema de la figura 111.10, la corriente en el devanado primario del transformador principal y la corriente en el devanado secundario N2 son, respectivamente:

I , , =9.56 A, I,, = I N A (111.64)

52

Análisis y sintesis del RRT con conmutaci6n dura

A partir de los datos anteriores se diseña el transformador principal de acuerdo al procedimiento mostrado en [53], con lo que se obtienen los siguientes datos.

Material: Dimensiones del núcleo El sin desperdicio: Número de espiras del devanado Ni: Número de espiras del devanado N2: Número de espiras del devanado N3: Diámetro del alambre para el devanado Ni: Diámetro del alambre para el devanado N2: Diámetro del alambre para el devanado N3:

Acero al silicio 180 mm* 150 mm*ó5 mm 144 espiras 150 espiras 90 espiras 2.5 mm 2.3 mm 0.95 mm

Transformador cornpensador

De acuerdo a las ecuaciones (I11.48) y (111.50) ia tensión y corriente que maneja el primario del transformador compensador son, respectivamente:

VA, =102.12v I;, =I,,,, = i . 4 ~ (111.65)

mientras que, de acuerdo a la figura 111.10, la corriente que circula por el devanado secundario es igual a la nominal, y la tensión en el secundario es igual a la definida por la ecuación (111.47):

IL2=7.87A, VA2=16.54V (111.66)

entonces, la potencia que maneja el transformador compensador, considerando un 10% de pérdidas, es igual a:

=1.1(16.54V)(7.87A)=l43.2A (111.67)

multiplicando este dato por un factor para compensar el hecho de utilizar el transformador con una inducción máxima de 0.9 T, en lugar de 1.4 T, valor al cual está calculada la tabla presentada en[53], se tiene la potencia del transformador compensador:

1.4T 0.9T

PcoMp = I 43.2 VA-=222.75VA (111.68)

De manera similar, se diseña el transformador compensador de acuerdo al método mostrado en 1531, obteniéndose los siguientes valores:

Material Acero al silicio Dimensiones del núcleo El sin desperdicio: Número de espiras del devanado 1’: Número de espiras del devanado 2‘: Sección de alambre para el devanado 1’: Sección de alambre para el devanado 2’:

96 mm* 80 mm* 50 mm 343 espiras 55 espiras 0,8 mm 1,9 mm

53

Síntesis de un regulador monofasic0 de tomas de C.A. para aplicaciones de media y baja tensidn

Bobinas limitadoras de corriente

El tiempo de solapo propuesto para el proceso de conmutación entre tomas es de 10 ps, la tensión entre tomas para este caso será de un valor máximo igual a la tensión pico que aparezca entre dos tomas de N ~ 3 0 V, mientras que la sobrecorriente de magnetización permitida es de 0.1 ICOMP. Por lo tanto, de acuerdo ala ecuación (111.33), el valor de la bobina limitadora es igual a:

(111.69)

El núcleo seleccionado es el E65/27, de PHILIE, con material N27, con las siguientes características:

Línea magnética media 1= 1 4 7 m Area transversal s = 535-2

Permeabilidad del núcleo Densidad de flujo de saturación Densidad de flujo Área de la ventana

Permeabilidad relativa pr= 2000 pn = 2.514 x 10-3 H/m B, = 0.510 T B, = 0.25 T A, = 5.37 cm2

Siguiendo el procedimiento mostrado en [53] para el caso de las bobinas limitadoras, el número de espiras es igual a:

la longitud del entrehierro necesario es igual a:

(111.70)

(111.71)

(111.72)

(111.73)

De acuerdo a la corriente nominal que va a manejar la bobina, el alambre necesario es de un diámetro de 0.9 mm.

Bobina auxiliar

El valor de la bobina auxiliar será tal que cumpla la condición de que la corriente por la bobina sea 5 veces menor que en las limitadoras, por lo tanto, de acuerdo a la ecuación (111.34), es igual a:

LA, =25(536m)=13,4mH (111.74)

54

Analisis y síntesis del RRT con cnnmulaci6n dura

Se ha tomado como tensión máxima de pico entre devanados 30 V y se limita la sobretensión que tiende a aparecer en las conmutaciones a aproximadamente la mitad de la tensión que cae en una bobina limitadora durante el tiempo de traslapo, es decir, en cada bobina limitadora cae la mitad de la tensión entre tomas. Por lo tanto, la mitad de esta tensión es la cuarta parte de la tensión entre tomas, 7.5 V pico. Como la relación de transformación entre las bobinas limitadoras y la bobina auxiliar es de 5, la tensión máxima a la cual debe estar sometida la bobina limitadora será igual a 37.5 V pico. Por razones de economía y sencillez se utilizan tomas ya existentes en el secundario del transformador principal.

De acuerdo a la ecuación (111,70), el número de espiras está dado por:

(111.75)

mientras que, de acuerdo a la ecuación (111,72), el entrehierro necesario es igual a:

(111.76) 1 -0.147~1 -=0.007mm (4Oe)(0.4A)(2.5 14xlO-’H / m)

0.25T ] 2000 1, =

de acuerdo a la corriente nominal que va a manejar la bobina, el alambre necesario es de un diámetro de 0.4 mm.

Debido a que resulta muy importante el perfecto acoplamiento entre la bobina auxiliar y las bobinas limitadoras, se han enrollado en un mismo núcleo. Además, se realizaron mediciones de la inductancia de dispersión de cada bobina limitadora con respecto de la bobina auxiliar, dando un resultado de LK = 4 pH.

Interruptores de potencia

La selección del interruptor de potencia depende de las especificaciones del regulador. La tensión máxima que tendrá que soportar el interruptor de un extremo será cuando se tenga la tensión de entrada máxima, por lo que, utilizando la relación de transformación y de elevación del transformador principal, el resultado es:

(111.77)

(111.78)

Por lo tanto, si se da un margen de seguridad cercano a 2, el dispositivo de potencia debe soportar una tensión entre sus terminales igual a 600 V. La corriente que debe manejar el interruptor depende de la relación de transformación del transformador compensador y de la corriente de carga, por lo tanto es igual a:

.

(111.79)

55

Sintesis de un regulador monofbico de tomas de C.A. para aplicaciones de media y baja tensión

? (a) (b)

Figura 111.12. Esquemas de los interruptores de potencia: a) interruptor para las bobinas iimitadoras de corriente, b) interruptor para la bobina auxiliar.

-1.4A 7 .87A 5.6 IC,,, = ~ - (111.80)

lo que representa un valor pico de la corriente aproximadamente igual a 2 A. ,

El tipo de dispositivo seleccionado es un IGBT, debido a las ventajas que presenta para su aplicación en este rango de potencia. Dicho dispositivo seleccionado es el IRGBC30UD2 de International Rectifier, el cual soporta una corriente de colector continua IC = 12 A y una tensión colector-emisor de ruptura V ( B R ) ~ = 600 V.

Debido a que el interruptor va a trabajar con corriente alterna, es necesario montarlo con un puente rectificador. En la figura 111.12 se muestra el esquema del interruptor para las bobinas limitadoras de corriente y para la bobina auxiliar. Los diodos utilizados deben ser del tipo de recuperación rápida (ultrafist recovery).

Circuitos impulsores

De acuerdo a las características de la compuerta del iGBT seleccionadu, se ha optado por utilizar el circuito impulsor IR2110, de la compañía International Rectifier, el cual presenta buenas características en lo que respecta a la corriente de salida, tiempo de retardo, y fuente de alimentación necesaria.

Diseño de la red de amortiguamiento

Los datos de partida para el diseño del snubber son los siguientes:

Corriente de carga: Io= 2 A

Tensión de alimentación Vd= 330V Tiempo de apagado tr= 52011s

De acuerdo a la ecuación (III.35) el valor del condensador está dado por:

(111.81)

mientras que, de acuerdo a la ecuación (IIL36), el valor de la resistencia es igual a:

56

-. .._* , . ,. . . ..I , .

Análisis y sintesis del RRT con conmutaci6n dura

330V 0.2(2A) =”” R =

la potencia manejada por la resistencia está definida por la ecuación (111.37) y es igual a:

=0.086mW (1.58nF)(330V)2 2

w, =

(111.82)

(111.83)

mientras que el tiempo de descarga del condensador a un valor igual a 0.1 Vd está dado por la ecuación (111.38) y es igual a:

t,,,,, = 2.3RC = 2.3(825Q)(1.58nF)= 2 . 9 ~ (111.84)

Considerando que cada interruptor dura encendido al menos un tiempo igual al de desmagnetización, la descarga del condensador está completamente asegurada para todas las conmutaciones. Los valores finales utilizados son los siguientes:

C = 2.2 nF R = 820 R

El diodo utilizado es el 31DF4, de International Rectifier del tipo ultrafast recovery

Diseño de los acondicionadores para los transmisores y receptores de fibra óptica

Con el propósito de conseguir un buen aislamiento entre las etapas de control y de potencia, se ha considerado el uso de fibra óptica. Aunque el empleo de este tipo de aislamiento puede parecer sobrado para la potencia del regulador implementado, se ha considerado interesante utilizar esta tecnología con el fin de asimilarla para su aplicación futura en equipos de mayor potencia. El circuito transmisor utilizado es el HFBR-1414, mientras que el circuito receptor es el HFBR-2414, ambos de la compañía Hewlett-l’ackard. El montaje de estos dispositivos es sencillo. sólo se necesita implementar un pequeño circuito de acondicionamiento de seiíal. En la figura 111.13 se muestra el circuito transmisor, mientras que en la figura 111.14 se observa el circuito receptor. Se ha implementado un circuito t r a n s ~ s o r y receptor para cada uno de los 16 interruptores de potencia (12 principales y 4 auxiliares). Los interruptores son comandados por la tarjeta de control, a través de la tarjeta de salidas digitales, la cual se describe en el capítulo IV.

Y -*5v

cc i

R,= R2 = R, = 33 Ohms R.= 1000hmr R,= 10 Ohms C,= 220 pF C y O 1°F

Figura 111.13. Circuito transmisor de fibra óptica.

57

Sintesis de un regulador monofasiw de tomas de C.A. para aplicaciones de media y baja tensión

v,, = +5V

K

I Figura 111.14. Circuito receptor de fibra óptica.

SENSOR DE EFECTO HALL

- "cc

Transformador de medición 12N112V

500 mA I I - -M

50 mV/A Tensión de

-GND entrada

(a) (b) Figura 111.15. Circuitos de medición: a) corriente, b) tensión

Implementación del sensor de corriente

Con el propósito de medir la corriente de entrada y de salida, se ha seleccionado un sensor de Efecto Hall, debido a las ventajas que ofrece tales como sencillez y linealidad; su esquema se muestra en la figura 111.15-a. El dispositivo seleccionado es el SHR-100, el cual es alimentado por una fuente dual de * 15V y entrega a la salida una tensión proporcional a la corriente, con una relación de 50 mV/A. Dicha señal de tensión se conecta a la tarjeta de adquisición, para que sea analizada por la tarjeta de control.

Implementación del sensor de tensión

Para medir la tensión de entrada y la tensión de salida, se ha utilizado un transformador, con una relación de 127 V/12 V y una corriente nominal de 500 mA. Con el propósito de que la señal medida se encuentre en fase con la tensión de entrada se coloca una resistencia en paralelo con el devanado secundario para demandarle la corriente nominal y así conseguir que ésta predomine sobre la corriente inductiva. El valor de la resistencia R es igual a 24 R, mientras que el valor del potenciómetro Pot, el cual se utiliza para calibrar la salida al valor requerido por el convertidor de la tarjeta de adquisición, es igual a 50 kR. El esquema de este circuito se muestra en la figura 111.15-b.

Resumen de los resultados

En la tabla 111.3 se muestra el resumen del diseño completo del RRT a partir de la síntesis presentada en este capítulo.

58

Análisis y sintesis del RRT con conmutacibn dura

Tabla 111.3; Resumen de resultados de la cíntesic.

entrada máxima y

tomas

de corriente

59

de ",, regulador monofasico de tomas de C.A. para aplicaciones de media Y baja @nsi4*

Tabla 111.3. Continuación.

111.4. Análisis de variación de parámetros

Con el propósito de observar la manera en que influyen los principales parámetros de la topología, incluyendo los elementos parásitos, en el comportamiento de las comentes y tensiones durante el proceso de conmutación, se realizaron dos análisis de variación de parámetros, tanto en simulación como de manera experimental. De acuerdo a la síntesis de la topología de potencia, presentada en este capítulo, los valores nominales del circuito son los siguientes:

I c o M P ( ~ ~ ) = 1.4 A, I C O O M P ( ~ ~ ~ ~ ) = 2 A, VTAP = 30 V, VAUX E 30 V, Li = 536 pH, LAUX = 13.4 mH

111.4.1. Análisis paramétrico en simulación

Con base en los valores anteriores, se realizó la simulación del comportamiento de la etapa de potencia durante el proceso de conmutación en el paquete MATLAB, para lo cual se utilizaron las ecuaciones (111.1) - (111.6) del modelo presentado al inicio del presente capítulo. El caso analizado corresponde a la conmutación de un interruptor superior (SWI) a uno inferior (SW,), con corriente y tensión positivas. La figura 111.16-a muestra la evolución de la corriente a través del interruptor principal SWi, mientras que en la figura 111.16-b se muestra el comportamiento de la corriente a través del interruptor principal SWz. Asimismo, la evolución de la corriente a través del interruptor auxiliar SWAUX se muestra en la figura 111.16-c. Se puede observar que la' evolución de dichas corrientes es similar a la presentada en la figura 111.3. A partir del caso y las ecuaciones comentadas en el párrafo anterior, se realizó un análisis paramétrico utilizando el paquete MATLAB para observar la influencia que tienen los parámetros principales (incluyendo los parásitos) de la topología en el comportamiento de las variables más importantes del sistema. En la tabla 111.4 se muestran las corrientes analizadas así como los parámetros variados. Se tomaron como punto de partida los valores nominales encontrados en el proceso de síntesis variándolos dentro de un cierto rango.

...

. . . . . . ... . . . . . 2

O 5 I O 15 20 25 30 O IM 2M 3w 4cn tiempo (!-I tiempo @SI e m p o (PI

(4 (b) (4 Figura 111.16. Evolución de las corrientes durante el proceso de conmutación: a) ii, b) iL c) iA"X.

60

Efecto de los elementos en la corriente de la rama principal 1

A continuación se muestra el efecto que produce en la corriente ii de la rama principal 1 la vaiiación de los distintos parámetros del circuito.

Se procedió a variar el valor de la inductancia limitadora de corriente Li, en un rango de 200 p H a 2 mH, con saltos de 200 pH. El pico máximo de corriente corresponde al valor mínimo de inductancia, mientras que el pico mínimo de corriente corresponde al valor máximo de inductancia, tal como se muestra en la figura 111.17-a. Asimismo, en la figura 111.17-b se puede observar que conforme aumenta el valor de la inductancia principal, se reduce el pico de corriente de manera exponencial.

La figura 111.18-a muestra el resultado de variar el valor de la inductancia de dispersión L ~ I en un rango de O pH a 50 pH, con saltos de 5 pH, lo cual representa, en su valor máximo, un 10% del valor nominal de la inductancia principal. Como se puede observar en la figura II1.18-b, el pico de corriente prácticamente no se ve afectado por esta inductancia de dispersión.

En la figura 111.19-a se muestra el resultado de variar la tensión entre tomas, VTAP, en lin rango de 5 V a 50 V, con saltos de 5 V, se observa el efecto que se produce, el cual consiste en un aumento de la corriente proporcional a la tensión que aparece entre las tomas, tal como se detalla en la figura 111.19-b.

61

Sintesis de un regulador monofisico de tomas de C.A. para aplicaciones de media y baja tensión

2.6

. . . . . . . . . . . . .

. . . . . . / . . _ . . . - 2 4 0

n 2.2

r ._ ._ s

. . . . . . . . . . . . . W c W - ._ :: 6 2.0

O 5 10 15 20 25 30 1.8 Tiempo (ps)

(a)

2

- 1.5 9 - W l

g 0.5

- .- C W

0

._

O

. . . . . . . . . . . . . . . . .............................. , . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . , .................... , . . . . . . . . . , . . . I . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . ........................................... . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

a 0.6 1 1.4 1.8 L, (mH)

(b) Figura 111.17. Efecto de los elementos e n la corriente ii: a) variación de Li, b) curva LI vs. ii.

. . . . . . .

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . I , , , ! - / . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

O 5 10 15 20 25 30 Tiempo (ps)

O 10 20 30 40 Lk, W )

(a) (b) Figura 111.18. Efecto de los elementos en la corriente ii: a) variación de Lu, b) curva Lri vs. ii ,

2.6

- 2 4 0 r .-

._ s 2.2

I c W ._ t 6 2.0

1.8

Tiempo @)

(al

. . . . . . . . .

. . . . . . . . . i . . . . . . .

. . . . . .

. . .

10 20 30 40 50 "TAP 0

. . \ ~ ~ ,

Figura 111.19. Efecto de los elementos en la corriente ii: a) variación de la tensión VTAP, b) curva V m p vs. ii.

62

I *I!* ' - * : Y ! , , .

Análisis y sintesis del RRT con wnmutacidn dura

Efecto de los elementos en la corriente de la rama auxiliar

A continuación se observó el efecto que provocan en la corriente inux (valor máximo y tiempo de desmagnetización) de la rama auxiliar algunos de los principales parámetros del circuito.

En la figura 111.20-a se muestra el efecto de variar la tensión que se aplica al devanado auxiliar, VAUX. Dicha tensión se varió de un valor de 10 V a 60 V, con intervalos de 5 V. El menor tiempo de desmagnetización corresponde a la mayor tensión aplicada, y el mayor tiempo a una menor tensión. En la figura 111.20-b se puede observar como el tiempo de desmagnetización (tAUX) disminuye de manera exponencial conforme se aumenta la tensión en el devanado auxiliar.

En la figura 111.21-a se muestra el efecto de variar la relación de transformación del devanado auxiliar y los devanados principales, nA"X. Esta relación se varió de un valor de 2 a 8, con intervalos unitarios. A mayor relación le corresponde un menor tiempo de desmagnetización y un menor pico de corriente, por otro lado, a menor relación de transformación le corresponde un mayor tiempo de desmagnetización y un mayor pico de corriente. En la figura 111.21-b se observa como el tiempo de desmagnetización y la corriente a haves del devanado auxiliar decaen conforme se aumenta la relación de transformación m u x .

I.... - so 6 . . . .

L . . . .

x 2 . . . . ._ W F 0.4 . . . . ._ z 0 0.2 . . -

. . . . I . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

. . . . . . .

. . . . . . . .

. . . . . . .

. . . . . .

. ...... i l . . . 0 . .J. ./. u\\\\ 5 \ : \ : \ . . . VAUx= 5 0 V : : . . .

O 0.4 0.8 1.2 1.6

Tiempo (ms)

(a) Figura 111.20. Efecto de los elementos en la corriente

9 1.5 .;. . . . . . . . . . . . . . . :. . . . . x 3

. . . . . . . . . . : . . . . . . .

. . . . . . o

O 0.2 0.4 0.6 0.8 1.0 1.2 Tiempo (mc)

I I

(b) iAUX: a) variación de VAUX, b) curva VAVX vs. t.+cx.

I I

2

9 x1.5 3 U ._

W + g 1.0 'E O O

0.5

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . hi ! 1 2 *

o 1 I 2 3 4 5 6 7 8

"AUX

(a) (b) ' '

Figura 111.21. Efecto de los elementos en la corriente iAUX: a) variación de m u x , b) cuma nAux vs. tAcs e iAux

63

Sintesis de un regulador rnonofásico de lomas de C.A. para aplicaciones de media y baja tensión

La figura 111.22-a muestra el resultado de variar el valor de la inductancia de dispersión LkAUX,

en un rango de O pH a 50 pH, con intervalos de 5 pH, En la figura 111.22-b se puede observar que la corriente de desmagnetización prácticamente no se ve afectada por el valor de esta inductancia.

La figura 111.23-a muestra el efecto de variar el valor de la inductancia auxiliar LAUX. Dicho valor se varió de 4 mH a 40 mH, con intervalos de 4 mH. A mayor inductancia le corresponde un mayor tiempo de desmagnetización y viceversa. Tal como se puede apreciar en la figura III.23-b, el tiempo de desmagnetización aumenta de manera proporcional al valor de la inductancia auxiliar.

En la figura 111.24-a se muestra el efecto de variar la tensión entre tomas, VTAP, de un valor de 5 V a 50 V, con intervalos de 5 V. En dicha figura se puede observar que a una menor tensión le corresponde un menor pico de corriente y un menor tiempo de desmagnetización, mientras que a una mayor tensión le corresponde un mayor pico de corriente y un mayor tiempo de desmagnetización. En la figura 111.24-b se observa la forma en que varía el tiempo de desmagnetización y la corriente a través del devanado auxiliar conforme aumenta el valor de VTAP.

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

.....................

..............................

. . . . . . . . . . . . .

O 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 Tiempo (ms)

(a)

1.4

- <II

E 1.0

E, O n

F 0.6

0.2

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . i I I , . . . . . . . , . . . . . . . < . . . . . . . . . . . . . . .

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . i / . . . . . . . / . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

10 20 30 40 50 LA", (P")

íb) \ , . .

Figura 111.22. Efecto de los elementos en la corriente Lux: a) variación de LkAux, b) curva LLAUX vs. tmx

1.4

z 1.0 E v

8 0.6

i=

0.2

5 10 Tiempo (ms)

la)

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

I

. . \ ~ ~ ,

Figura 111.23. Efecto de los elementos en la corriente imx: a) variación de LAUX, b) curva LAUX vs. tAUX.

64

. . -~ ~ .-..... ~ . .. - ~ . . - ,, ,"'.''lly,nL%p .

Análisis y sintesis del RRT wn conmutación dura

O 0.2 0.4 0.6 Tiempo (ms)

ía)

. . . . . . . . . 1.4 -

0 3 1 .o ,-* al C al .- ::

0.6 8

0.2 I

. . , I Figura 111.24. Efecto de los elementos en la corriente iAm: a) variación de VTAP, b) curva VTAP vs. txx e iAux

Conclusiones del análisis paramétrico en simulación

Del análisis paramétrico se puede concluir que para esta topología los elementos parásitos no inciden sigruficativamente en el comportamiento de las corrientes en las ramas principales y la rama auxiliar durante el proceso de conmutación. Asimismo, los elementos que influyen en la corriente a través de las ramas principales son las bobinas limitadoras, mientras que la corriente a Lravés del devanado auxiliar se ve afectada por la tensión entre tomas principales y auxiliares, la relación de transformación y el valor de la bobina auxiliar.

111.4.2. Análisis paramétrico experimental

Con el propósito de validar los resultados de la simulación se implement6 un prototipo que incluye la parte de la etapa de potencia correspondiente al proceso de conmutación. Dicho prototipo incluye los siguientes elementos: dos interruptores principales, un interruptor auxiliar, dos bobinas limitadoras de corriente y una bobina auxiliar, tal como se muestra en la figura 111.25-a. A continuación se muestran los resultados obtenidos. El caso analizado corresponde a la conmutación de 1 interruptor principal SWi al interruptor principal SWt con tensión y corriente positivas. En la figura 111.25-b se muestra la secuencia de conmutación de los interruptores, la cual es similar a la utilizada en el análisis realizado en simulación.

En la tabIa 111.5 se muestra la corriente y tensión analizada así como los parámetros variados. Se partió de los valores nominales encontrados en el proceso de síntesis variándolos dentro de un cierto rango.

65

1 c 'l.* ;*,t.p.

Analisis y sintesis del RRT con conrnutaci6n dura

50 V/div.

100 mA/div.

100 */div.

50 V/div.

200 mA/div.

100 */div.

50 V/div.

200 mA/div.

50 V/div.

200 mA/div.

100 ps/div.

R X l"": 100kIII "4 R" ($3 +--e

. . . . . . . . . .

100 ps/div (4

Figura 111.26. Efecto de LI en VCWI (cup.) e iAux (inf.): a) L1=150 pH, b) L1=350 pH, c) L1=550 pH, d) Lr=750 pH.

67

Sintesis de un regulador monofhsico de tomas de C.A. para aplicaciones de media y baja tensión

Bobina auxiliar

A continuación se analizó el efecto que produce la variación de la bobina iimitadora de corriente. Se varió su valor desde 6 mH hasta 15 mH, con incrementos de 1.5 mH. En la figura 111.27 se muestra en la parte superior la tensión en el interruptor principal SWr, y en la parte inferior la corriente a través de la bobina auxiliar LAUX. Se puede observar como aumenta el tiempo de desmagnetización conforme aumenta el valor de la bobina auxiliar. Asimismo se observa el pico de tensión que se produce al momento que entra en operación el interruptor awúliar, dicho pico de tensión va disminuyendo al incrementarse el valor de la bobina auxiliar.

50 V/div.

200 mA/div.

50 V/div.

200 mA/div.

100 p /d iv . 100 p/div.

.

50 V/div. 50 V/div.

. . . . . .

200 mA/div. 200 mA/div.

50 V/div.

200 mA/div.

100 p/div.

TekR"": 100111s H i @ S '& , 50 V/div.

200 mA/div. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

100 ps/div. (e)

Tag 8"": I O O k I l l "I ;* , I . . . . . . . . . . . . I .+ . . . . . . . . . . . . . .

100 p/div. 100 ps/div. (4 (9

Figura 111.27. Efecto de LAUX en Vswi (superior) e i A u x (inferior): a) LAUX=7.5 mH, b) L.ux=~ mH, C) L~ux=10.5 mH, d) L A U X = ~ ~ mH, e) LAUX=i3.5 mH, f ) LAux=15 mH.

68

Análisis y sintesis del RRT con conmutaudn dura

Tiempo de apertura del interruptor auxiliar

a) VTAP-90 v, vAUX=3ov A continuación se procedió a variar el tiempo de apertura del interruptor auxiliar. Para este

caso se aument6 la tensión entre tomas principales a un valor igual a 90 V. La figura 111.28-a muestra, en la parte superior, la tensión en el interruptor principal CWi, y en la parte inferior, la corriente en la bobina auxiliar. El tiempo de apertura del interruptor auxiliar se reduce a un valor igual a 136 ps, con lo que se provoca que la bobina no termine de desmagnetizarse provocando un pico de tensión de 300V. De manera similar, la figura 111.28-b se muestra el aumento del tiempo de desmagnetización a un valor igual a 200 ps y se puede observar como disminuye el pico de tensión. En la figura 111.28-c se muestran los resultados al permitir que la bobina se desmagnetice por completo (tAUX= 280 ps), de esta manera se puede observar que disminuye considerablemente el pico de tensión.

I k RY": 5 0 0 u n HI Re, L..-.~ -,..y!+

100 p / d i v (b

"I Pi, I Te* 8"": IOO*I,< ____- ,

100 V/div.

500 mA/div.

100 ps/div (4

Figura 111.28. Efecto de tAUX en VSWI e iAUXr con VTAP=90 V: a) tAux= 136 p, b) t A u x = 200 p, c) k u x = 280 p

69

Sintesis de un regulador monofásico de tornas de C.A. para aplicaciones de media y bala tenSi6n

b) V T A F ~ O v, V A U X = ~ ~ v La figura 111.29 muestra el resultado de variar el tiempo de apertura del interruptor auxiliar

manteniendo las condiciones nominales de operación, con una tensión entre tomas principales igual a 60V. En la parte superior se muestra la tensión en el interruptor principal SWi, y en la parte inferior la corriente a través de la bobina auxiliar LAUX. El tiempo de desmagnetización implementado tuvo los siguientes valores: 136 ps, 179 p, 200 p, los cuales se muestran en las figuras III.29-a, b, c, respectivamente. Se puede observar que conforme se recorta el tiempo de desmagnetización se presenta un pico de tensión, el cud puede alcanzar niveles considerables, hasta cuatro veces el valor de la tensión entre tomas presente (200 V, en este caso).

50 V/div.

100 mA/div.

50 V/div.

200 mA/div.

50 V/div.

200 mA/div.

(a) 50 p/div T e k m 5 l " g l . l . g >.OPMI,,

. . . . . . . . . . . . . , . . ,

. . . . . . . . , ... . . .

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

/ . . ; . [ . . ; . . . . : . . . ! , r . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . ~ ~

1 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . +-+.-.j ..... > ~ . + t .....

: r . . j . . .k. . . . . . . +

A, . : . . . . . . . . * -1 . . 1

. r n "?A" N10,O"I <"I I Jm,"

(c) 50 p / d i v Figura 111.29. Efecto de tAUX en Vswi (superior) e iAuX (inferior): a) t~ux'i36 ps,

b) t~ux-179 p, C) t,wx=ZOO p.

70

Analisis Y sintesis del RRT con u>nmutacibn dura

A partir de este Punto se puede comentar que el hecho de aumentar la tensión entre tomas, lo equivale a que el regulador efectúe saltosentre tomas no contiguas, tiene como consecuencia un

aumento en el tiempo de desmagnetización de la bobina auxiliar. Si se reduce el tiempo que Permanece cerrado S ~ A U X , para compensar dicho efecto, se presentan sobretiros considerables de tensión en los interruptores principales.

Conclusiones del análisis paramétrico experimental

. .

El propósito principal del análisis anterior consistió en observar el efecto que se tiene sobre la tensión en el interruptor de potencia la variación de la tensión entre tomas y del tiempo de desmagnetización.

Se pudo observar que un aumento en la tensión entre tomas (lo que equivaldría a realizar un salto entre dos tomas no contiguas) tiene como consecuencia un aumento en el tiempo de desmagnetización, siendo necesario abrir el interruptor auxiliar antes del tiempo especificado, lo que conlleva un sobretiro de tensión considerable.

Por otra parte, si se mantiene el salto sólo entre tomas contiguas y se disminuye el tiempo de desmagnetización, con el propósito de aumentar la velocidad de respuesta del regulador, se tiene una sobretensión en el interruptor principal.

111.5. Conclusiones sobre la respuesta del regulador

De acuerdo a los resultados mostrados, el regulador implementado consta de 12 tomas principales. Considerando un tiempo de desmagnetización ae la bobina auxiliar igual a 500 ps, el número de saltos que puede realizar es igual a 11, tal como se muestra en la figura 111.30. Lo anterior significa que la frecuencia máxima de conmutación entre tomas es igual a 1320 Hz. Para poder compensar una variación de tensión entre los casos extremos (del -15% al +lo% para este caso) el regulador necesitaría de an tiempo igual a medio ciclo. Se han omitido las conmutaciones en un intervalo de f30° alrededor de los cruces por cero, ya que de acuerdo a [56] no inciden significativamente en la regulación de tensión.

Dicha respuesta se puede mejorar si se reduce el número de tomas, lo que implicaría tener una vaÍlación de la tensión de salida mayor y un mayor pico de corriente entre tomas. Otra opción para aumentar la velocidad de respuesta del regulador consiste en reducir el tiempo de espera para la desmagnetización, sin embargo, esto ocasiona que se presenten picos de tensión en los interruptores de las ramas principales.

71

Síntesis de un regulador monofásico de tomas de C.A. para aplicaciones de media y baja iensi6n

Figura 111.30. Número de saltos entre tomas posibles en el regulador propuesto.

72

CAPÍTULO IV

ETAPA DE CONTROL DEL RRT CON CONMUTACIÓN DURA

A continuación se presenta el diseño de la etapa de control del regulador implementado, la cual está basada en un procesador digital de señales (DSP). Como primer punto, se presentan las características generaies del control correspondiente a un regulador de tomas clásico. Se muestran las características principales, tanto del DSP, como de la tarjeta de control. Asimismo, se presenta el diseño de los algoritmos de control implementados y la simulación de la respuesta del regulador.

De acuerdo a lo presentado en el capítulo tres, el tiempo de desmagnetización necesario es de un valor considerable, lo cual afecta al proceso de conmutación entre tomas. Debido a lo anterior, el USO de controlador clásico no afectará demasiado la respuesta del regulador. Sin embargo, se ha optado por implementar un control con histéresis y uno del tipo proporcional-integral (PI) con el fin de evaluar la respuesta del regulador y de complementar el análisis de la etapa de potencia.

IV.l. Introducción

Los recientes desarrollos en electrónica de potencia son motivados principalmente por los requerimientos cada vez mayores de las aplicaciones industriales, en lo que respecta a un mejor comportamiento, mayor confiabilidad y menor costo. Dichos desarrollos se deben principalmente a 10s avances en ciertas áreas, como los dispositivos semiconductores de potencia, la teoría del control y la tecnología de los microprocesadores [57].

W.1.1. Control de sistemas electrónicos de potencia

El control de un sistema electrónico de potencia requiere de diversas funciones, tales como, el filtrado, medición, monitorización, generación de las señales de control, protecciones, etc. Durante mucho tiempo, la implementación de estas funciones se realizó utilizando principalmente circuitos analógicos (amplificadores operacionales y circuitos discretos) y circuitos integrados digitals. Estos últimos eran utilizados para la implementación de funciones lógicas combinacionales y secuenciales.

73

Slnlesis de un regulador rnonofdsico de lomas de C.A. para aplicaciones de media y baja tensidn

Convertidor SLWSOres n Y de potencia

Señales de c ~ n t r d

Sistema

control

Referenaas

Figura IV.1. Esquema general de un sistema de electr6nica de potencia

El desarrollo de los microprocesadores ha promovido el uso de tecnología digital en el control de sistemas de electrónica de potencia utilizando una programación que proporciona una mayor flexibilidad y un mejor comportamiento del sistema. La figura iV.1 muestra el esquema general de un sistema de electrónica de potencia, el cual consta de tres partes principales: el convertidor de potencia, el sistema de control y la carga. La implementación del sistema de control se puede realizar de dos maneras básicas, la primera es del tipo alambrada (hardwired) y la segunda está basada en el USO de un microprocesador. Las características principales de ambas se comentan a continuación.

implementación alambrada

realizan funciones fijas, conectados de tal manera que cumplan una función específica. En este tipo de implementación se utilizan circuitos integrados analógicos y digitales, que

Los dispositivos analógicos tales como los amplificadores operacionales, combinados con resistencias y condensadores, son utilizados para el procesamiento de la señal y los circuitos de control. Los dispositivos no lineales (comparadores, generadores de funciones, etc.) son utilizados para la generación de las señales, el tiempo de retardo, etc. Los circuitos integrados digitales (compuertas lógicas, j tp-Jops, contadores, registros, etc.) son utilizados para implementar funciones lógicas tales como la generación de secuencias, circuitos de distribución de pulsos, etc.

La ventaja principal de la implementación alambrada es la operación "en paralelo" de los bloques de funciones, lo que resulta en una alta velocidad de ejecución. Por otro lado, su desventaja principal radica en la rigidez del diseño, debido a que cualquier modificación requiere de cambios en el circuito implementado. Además, la complejidad de dicho circuito se incrementa con la complejidad de los algoritmos de control, siendo muy difícil implementar algoritmos avanzados.

Implementación basada en microprocesador En este caso, las funciones de control son definidas y realizadas por la programación (sofhuare)

contenida en la memoria del sistema. La ventaja principal de la hplementación basada en microprocecador consiste en su flexibilidad. Las funciones implementadas mediante sofiuare pueden ser modificadas sin necesidad de cambiar los circuitos (hardruare). Se puede llevar a cabo el diseño, modificación, adaptación y actualización del sistema de control para una aplicación específica, aún cuando se haya instalado todo el luirdruare necesario.

74

r a

Etapa de control del RRT de tornas con conmutaci6n dura

Desventajas y limitaciones

Sistema de I

diglal I

el cirnilio de

Almacenamiento flexible Requiere convertidores de datos Métodos de análisis y diseño complejos El muestre0 y retención pueden afectar la

Respuesta afectada por la temperatura Requiere ajustes periódicos Modificaciones necesarias en el hardware

Lhica del

Algontmor de datos de control

procesamiento

Controles sencillos

Sensible al ruido Sin comunicación Sui almacenamiento efectivo

u Comandos Sal¡& de deentrada lasvatiablrts

del sistema

Figura N.2. Funciones básicas del control digital de un sistema de electrónica de potencia.

lV.1.2. Control digital de sistemas electrónicos de potencia

El control digital de un sistema electrónico de potencia requiere de una tarjeta de control basada en uno o varios microprocesadores. Este tipo de control se basa en dos estructuras básicas, ei hardware y el sofkuare. La primera depende del procesador, el bus y los circuitos de interfaz utilizados, mientras que la segunda depende principalmente de las funciones desarrolladas y del sistema de control. La figura iV.2 muestra el esquema general del sofhuare de un control digital de un sistema de electrónica de potencia, en el cual se pueden observar las siguientes funciones: adquisición y procesamiento de señales, comunicación, algoritmos de control y lógica del sistema, interfaz con el circuito de potencia, así como las funciones auxiliares (prueba y diagnóstico, despliegue de datos, monitorización y protección, almacenamiento).

Tabla IV.1. Ventajas y desventajas de los controles analógicos y digitales.

respuesta ~

Los retardos en el cómputo pueden afectar la estabilidad Acceso difícil a las variables intermedias El redondeo puede afectar la precisión

I ' I ' u '

- I , , I I I Arreglo 16gico

Y aalamiento

En la tabla iV.l se muestran las ventajas y desventajas de los controles basados en sistemas digitales O en circuitos analógicos. En dicha tabla se pueden observar las ventajas que conlleva el uso de un sistema de control digital en un convertidor de potencia.

iV.1.3. Control de los reguladores de tomas

LOS reguladores de tomas generalmente constan de una etapa de control bastante sencilla. La variable de medición suele ser la tensión de entrada, lo cual significa que no responderá a ninguna variación de la tensión de salida debida a la carga. En algunos esquemas se incluye un ajuste a partir de la medición de la corriente de carga.

Tal comcj se muestra en la figura iV.3, a partir de la medición de la tensión de entrada, ésta se rectifica y filtra para obtener un nivel de CD correspondiente. Dicha tensión de CD se acopla a un arreglo de comparadores, el cual proporcionará, a través de un arreglo lógico, una salida digital para activar la toma correspondiente dependiendo de la tensión de entrada.

Resulta obvio que el esquema de control presenta un retardo debido al filtrado de la tensión de entrada, lo cual lo inhabilita para responder a perturbaciones de corta duración presentes en dicha tensión, además de las limitaciones propias de la etapa de potencia, la cual está constituida generalmente por tiristores

El control de un regulador de tomas debería realizarse a partir del muestre0 en tiempo real de la tensión de CA, en su valor instantdneo, para que la etapa de control pueda responder ante cualquier perturbación. Asimismo, resultaría conveniente realizar la medición de la tensión de salida, con el propósito de compensar cualquier variación que se presente debida a la carga, además de aquellas que aparecen en la tensión de entrada. Todo lo anterior puede llevarse a cabo de una manera efectiva mediante el empleo de UM tarjeta de control moderna basada en el uso de un microprocesador.

d - , I , , A los t t Interruptoresde --r potencia - -

76

'ez6nTllr entrada Aislamiento

Re$i;dor

Etapa de control del RRT de tomas con conmutación dura

IV.2. Selección del microprocesador

Debido a los diversos factores que deben de ser considerados en el diseño de un sistema de control basado en un microprocesador, resulta difícil establecer reglas universales para la selección del microprocesador. La elección puede llevarse a cabo sólo después de haber definido todas las funciones que debe de ejecutar el sistema así como el comportamiento del mismo. Algunos puntos importantes son: tipo de dato, longitud de la palabra, arquitectura, velocidad de procesamiento, capacidad matemática, etc. Para un sistema de control dado, la selección de un microprocesador depende también de ciertos criterios que dependen de la aplicación, tales como: comportamiento deseado (tiempo de muestreo, precisión del control, tiempo de respuesta, etc.), hardrunre, sofhuflre y costo del sistema.

Procesadores digitales de señales (DSP)

En los últimos años se han desarrollado diversos microprocesadores entre los cuales se pueden destacar los procesadores digitales de señales (DSP), los procesadores con instrucciones reducidas (RISC) y los procesadores en paralelo. El comportamiento de estos procesadores es significativamente mejor que los convencionales. Sus características tienen como el resultado que puedan trabajar a una mayor velocidad y realicen una compilación adecuada de los lenguajes de alto nivel.

Los DSP's empezaron a aparecer alrededor de 1979, desde entonces, varias generaciones de DSF's, con mejores características, han sido desarrollados por diversas compañías. Este tipo de circuitos ha sido desarrollado específicamente para aplicaciones de procesamiento de señales digitales en tiempo real. La mayoría de los DSF's son construidos mediante una arquitectura Hanwrd en la cual los datos e instrucciones ocupan memorias separadas y viajan a través de buses separados. La operación de los DCF's es optimizada de tal forma que la mayoría de las instrucciones son ejecutadas en un solo ciclo. La gran capacidad de procesamiento de los DSF's ha sido explotada en el control de los sistemas de electrónica de potencia. Lo anterior, con el propósito de alimentai la frecuencia de muestreo e implementar un procesamiento complejo de la señal utilizando un algoritmo de control avanzado.

Para la etapa de control se ha optado por utilizar una tarjeta que tenga como núcleo de control un DSP. Lo anterior debido a que dicho procesador está diseñado para realizar operaciones matemáticas en tiempo real, además de las ventajas que ofrece en cuanto a velocidad, capacidad de realizar operaciones matemáticas, flexibilidad en la programación, etc. Otro punto importante para su elección está basado en el hecho de que ya se han realizado trabajos previos en el CENIDET en la línea de filtros activos con este procesador [58], por lo tanto, se ha pensado aprovechar la asimilación de la tecnología, para poder utilizarlo en esta aplicación.

iV.3. Tarjeta basada en el DSP

El DSP seleccionado es el ADSP-2101 de la compañía Analog Devices. La familia ADSP-2100 comprende una colección de microprocesadores programables que comparten una arquitectura optimizada para el procesamiento digital de señales y otras aplicaciones de procesamiento de alta velocidad. Los procesadores de esta familia difieren principalmente en el tipo de periféricos que agregan a la arquitectura base, aunque cada uno dispone de memoria integrada, puertos serie, reloj y un puerto de interfaz paralelo. Las principales unidades con que cuenta esta familia de DSP son las siguientes [59]:

77

Sintesis de un regulador monofásico de tomas de C.A. para aplicaciones de media y baja tensi6n

Unidades computacionales.- Contiene tres unidades computacionales independientes: la unidad aritmética y lógica (ALU), un multiplicador-acumulador (MAC) y un registro de corrimiento (barrel shifter). Estas unidades procesan datos de 16 bits y ofrecen el soporte para realizar operaciones de multiprecisión.

Generador de direcciones de datos (DAG) y secuenciador de programa (program sequencer).- Dos generadores de direcciones y un secuenciador de programa proporcionan las direcciones para el acceso a la memoria interna o externa. Ambas unidades mantienen a las unidades computacionales trabajando continuamente.

Memoria.- La familia ADSP-2100 utiliza una arquitectura Harvard modificada en la cud la memoria de datos almacena los datos y la memoria del programa almacena instrucciones y datos. La velocidad de la memoria interna permite al procesador tomar dos operandos (uno de la memoria de datos y uno de la memoria de programa) en un ciclo.

Puertos serie (SPORT).- Los puertos serie proporcionan una interfaz serie con capacidad para compresión y expansión de datos. Se pueden conectar fácilmente a una gran variedad de dispositivos comerciales para interfaz serie. Cada puerto serie puede generar una señal de reloj interna o aceptar una señal externa.

Reloj (timer).- Un reloj-contador de 8 bits, genera interrupciones periódicas.

Puerto anfitrión de interfaz (Host Interface Port).- Este puerto permite conectar el DSP a otros procesadores, tales como el Motorola 68000, el Intel 8051 u otro DSP de la familia 2100.

En la figura iV.4 se muestra la arquitectura básica del DSP utilizado. En un ciclo de trabajo, el ADSP-2101 puede realizar las siguientes funciones:

Generar la siguiente dirección del programa. Tomar la siguiente instnicción. Realizar uno o dos movimientos de datos. Actualizar uno o dos apuntadores de direcciones. Realizar una operación de cómputo. Recibir y / o transmitir datos por el puerto serie.

En el DSP, cuatro buses internos conectan la memoria con las demás unidades: bus de direcciones de la memoria de datos, bus de datos de la memoria de datos, bus de direcciones de la memoria de programa y el bus de datos de la memoria del programa. El DSP especifico utilizado es el ADSP-2101 BG-80 de 16 bits, el cual realiza operaciones de punto fijo con una velocidad de 20 MHz. En la figura iV.5 se muestran los principales pines y bloques del DSP ualizado.

78

’* t I I~

Etapa de control del RRT de tomas con conmutacidn dura

BUS

BUS

BUS

BUS

R BUS /

Figura IV.4. Arquitectura básica del ADSP2101.

CLK IN BOOT MEMORY

ADDRESS 4 !----+ DATA - - CLK OUT RESET

I I Figura IV.5. Distribución de los bloques del ADSP2101

El sistema mínimo utilizado está formado por una tarjeta constituida por el DCP, la memoria de arranque y cuatro ranuras de expansión para colocar tarjetas de aplicación. El sistema cuenta con la ventaja de que el programa a ejecutarse puede ser cargado directamente desde una computadora personal (PC), a través de la conexión con el puerto paralelo de la misma. Lo anterior permite una flexibilidad en la programación, ya que no es necesario emplear una memoria ROM para almacenar el programa. Las ranuras de expansión permiten el acceso a todas las líneas del DCP, tanto de direcciones como de datos y control. En estas ranuras se coloca la tarjeta de adquisición y la tarjeta de salidas digitales y analógicas [58]. La figura IV.6 muestra el esquema general del sistema mínimo.

79

Sintesis de un regulador monofásica de tomas de C.A. para aplicaciones de media y baja tensi6n

PC

Tarjeta de Sistema nilnimn

lnteríaz a la PC

Sa I i d a s digitales

Tarjeta de Sistema minimo adquisici6n del DSP

Sa I i d a s anal6gicas .

Lr\l digitales tl/ I inte

u Figura iV.6. Diagrama a bloques de la tarjeta de control.

La programación del DSP se realizó en lenguaje ensamblador, ya que los compiiadores de alto nivel están optimizados para minimizar el trabajo de programación, y no para generar un código en ensamblador optimizado en tamaño y tiempo de ejecución, lo cual se busca en la presente aplicación.

Tarjeta de adquisición

La tarjeta de adquisición tiene las siguientes características:

6 canales de entrada rango de tensión de entrada de k2.048 V convertidor analógico-digital multiplexado palabra de conversión de 12 bits canal de conversión seleccionndo por programación

Los sensores de tensión y corriente, explicados en el capítulo anterior, forman parte del sistema de adquisición.

Tarjeta de salida

La tarjeta de salida del sistema de control cuenta con cuatro canales analógicos de 12 bits y dos canales digitales de 16 bits cada uno, Las salidas digitales actúan directamente sobre la etapa de potencia del regulador, mientras que las salidas analógicas sirven para observar el comportamiento de las variables del mismo.

IV.4. Programación del DSP

El DSP cuenta con 16 salidas digitales, DO - D15, de las cuales los 12 bits menos significativos (DO - Dll), se utilizan para accionar los 12 interruptores principales, mientras que los 4 bits restantes (Dl2 - D15) se utilizan para accionar los interruptores auxiliares. Debido a los circuitos de acondicionamiento para la transmisión y recepción de las señales, la generación de éstas es con lógica negada, por lo que el O significará que se envía la señal de encendido al interruptor de potencia, mientras que el 1 signihcará el apagado del mismo. Las señales de control para las tomas principales (considerando las tomas auxiliares apagadas) se encuentran distribuidas de acuerdo a la Tabla iV.2. A manera de ejemplo, en la tabla IV.3 se muestran las señales necesarias para llevar a cabo un proceso

80

Etapa de control del RRT de lomas con wnrnulaci6n dura

de conmutación, de la toma 1 a la 2. Este mismo proceso de conmutación, desarrollado en binario se encuentra en la tabla lV.4.

El diagrama de flujo básico de un programa que conmuta entre tomas dependiendo de la tensión de entrada se muestra en la figura lV.7. Básicamente, el programa genera una onda senoidal de referencia, cuyo valor instantáneo es comparado (excepto alrededor de los cruces por cero, tal como se comentó en el capítulo anterior) con el correspondiente a la tensión de entrada, a partir de esta comparación, y de la polaridad de la tensión y corriente, se selecciona la toma correspondiente para compensar la variación.

Tabla IV.2. Lógica de las señales de control

Condición interruptor 1 conduciendo interruptores 1 y 2 conduciendo Interruptor 1 se abre, se cierra el interruptor auxiliar correspondiente Se abre el interruptor auxiliar, conduce sólo el interruptor 2

Tabla IV.3. Señales de control para un proceso de conmutación

Hex ad e c i m a 1 FFFE FFFC EFFD

FFFD

Tabla IV.4. Señales de control, en binario, para un proceso de conmutación.

81

28

up!suai eres A e!paw ap cauopngde eied ap sew08 ap m!sejouow iopelnfiai un ap s!salu!S

:-u.*.

Etapa de control del RRT de tomas con conmutaci6n dura

t

Figura IV.8. Respuesta de un filtro butternorth

Los parámetros mostrados están definidos de acuerdo a [60]:

W, = Frecuencia de corte, igual a 600 Hz. W, = Frecuencia de inicio de la banda de rechazo (stopband). AtP = Atenuación en Wp, igual a - 3 dB: At, = Atenuación, en Ws, igual a -20 dB.

La forma general de la ecuación de un filtro buttenciorth está dada por:

B(z) - b,+b ,z - '+b ,z -2+ _..... +b&" z =-- H ( I A(z) a ,+a ,z - '+u2z-2+ ...... +U"z-"

mientras que la ecuación de diferencias es igual a:

M K Y ( n ) = ~ b k x ( n - k ) + ~ a k y ( n - k )

k=O k 4 (lV.2)

Desarrollando la ecuación anterior, SE obtiene:

~ [ n ] = b ~ x [ n ] + b , x [ n - ij+b,x[n - 2]+ .......+ U,& -i]+a,y[n - 2]+ ...... (N.3)

Utilizando el paquete de simulación MATLAB, tal como se presenta en [61], es posible obtener los coeficientes del filtro digital, para lo cual es necesario conocer la frecuencia de muestre0 (igual a 20 kHz.) y normalizar la frecuencia de corte del filtro. La expresión del filtro digital implementado está dada por:

y[n]=O.O913x[n]+ 0.091 3x[n - 1]-0.8173x[n - 21 W.4)

La ecuación de diferencias anterior se grabó en una subrutina del programa general de control del DSP.

iV.6. Esquema general del regulador

En la figura N.9 se muestra el esquema general del regulador de tomas rápido. Las principales partes que lo forman son:

83

Fuentes U Alimentación

Figura IV.9. Esquema general del regulador de tomas rápido.

Computadora personal y tarjeta de RAM- Estos elementos no forman parte del sistema, pero se utilizaron para programar el DCP y realizar los cambios necesarios en los programas de prueba. Sin embargo, una vez cargada la memoria, el sistema puede operar de manera autónoma.

Sistema mínimo con DCP- Es el núcleo del sistema de control.

Tarjeta de salida- Acondiciona las salidas digitales para que sean enviadas a los transmisores de fibra óptica.

Fibra óptica- Funciona como aislamiento entre las etapas de control y de potencia.

Circuitos de medición- Su propósito es medir la tensión y la corriente de salida para ser analizadas por la tarjeta de control, a través de la tarjeta de adquisición.

Tarjeta de adquisición- Su propósito es acondicionar las seriales de medición de tensión y de corriente para su análisis en el DCP.

Tal como se puede observar en la figura N.9, las variables de entrada a la etapa de control del regulador implementado, son la tensión y corriente de salida, con lo cual puede corregir las perturbaciones que se presenten en la carga y no únicamente aquellas asociadas a la tensión de entrada. También es necesario comentar que debido a que se comparan los valores instantáneos de la tensión de referencia con la tensión de salida, es posible corregir algunas variaciones de corta duración, de acuerdo a lo que se ha presentado en los capítulos anteriores.

84

Etapa de control del RRT de tomas con conmutacibn dura

iV.7. Algoritmos de control implementados

iV.7.1. Control de dos posiciones

Una de las acciones básicas de control consiste en el control de dos posiciones (oil@). Sea la señal de salida del control m(t) y la señal de error actuante eft), 1621 En un control de dos posiciones, la señal m(t) permanece en un valor máximo o mínimo, dependiendo si la señal de error actuante es positiva o negativa, de modo que:

mff)= Mi para eft) >O mft) = M2 para e(t) < O

En la figura iV.10 se muestra el diagrama de bloques del control de dos posiciones. El rango en el que se debe desplazar la señal de error actuante antes de que se produzca la conmutación se le llama banda de histéresis, la cual hace que la salida de control m(f) mantenga su valor hasta que la señal de error actuante haya pasado de cero. El esquema de control de dos posiciones con banda de histéresis ha sido seleccionado para realizar las primeras pruebas de regulación en lazo cerrado. El esquema básico a bloques del regulador se muestra en la figura IV.11. El tipo de control utilizado está basado en un comparador con histéresis, tal como se muestra en la figura iV.12. +QyjTk *-p

(a) (b) Figura IV.10. Esquema de control de dos posiciones: a) sin banda de histéresis, b) con banda de histéresis.

POTENCIA

Figura IV.11. Esquema básico del regulador

85

Sintesis de un regulador monofasico de tomas de C.A. Para aplicaciones de media y baja tensidn

I REGULADOR I DE TOMAS

Tensibn de

entida I RAPID0

"I Adquisición mH dedatos I Comparado

con histeresis

Figura IV.12. Esquema de control utilizado basado en un comparador con histéresis.

En el siguiente capítulo se muestran los resultados experimentales obtenidos con el regulador operando con los distintos tipos de control implementados.

N.7.2. Control proporcional-integral

Con el objeto de mejorar las características del control implementado, se ha aplicado una estrategia de control basada en el controlador proporcional-integral. Dicho control es del tipo clásico y ha sido probado ampliamente en muy diversas aplicaciones, presentando una muy buena respuesta. La acción de dicho control está definida por

u( t )= K p e ( f ) + - KP ' je(f)df T o

mientras que la función de transferencia del controlador está dada por:

donde Kp es la ganancia proporcional y Ti es el tiempo integral. Estos dos parámetros son ajustables; el tiempo integral ajusta la acción de control integral, mientras que un cambio en el valor de K p afecta las acciones de control tanto proporcional como integral. La figura W.13 muestra el diagrama de bloques de un controlador proporcional-integral. Si la señal de error e@) es una función escalón unitario, tal como se muestra en la parte superior de la figura IV.14, entonces la salida del controlador u@) es igual a la mostrada en la parte inferior de la misma figura.

Figura IV.13. Diagrama de bloques del controlador PI.

86

Etapa de control del RRT de lomas con conmulacidn aura

eft------

Parámeíro Rc X, Re,

Xeq

Transformador principal Transformador compensador 937.93 R 4.4 kR 501.98 R 3 kR 0.844 R 8.57 R 0.83 R 0.83 R

87

Sintesis de un regulador monofásiw de tomas de C.A. para aplicaciones de media y baja lensi6n

- - Figura IV.15. Circuito equivalente de un transformador

Bobina limitadora

4

Transformador principal Transformador corn pensador Figura IV.16. Circuito equivalente de la etapa de potencia del regulador.

La función de transferencia del sistema está dada por:

donde:

A. = Rc, Ro + Rc, Lm, (N.10) A, = Lm, (N.ll) A, = L o (N.12)

(N.13) (N.14) (N.15) . (IV.16)

Bo = Rc, + Rc, (Re 9 , + R,) B, = Rc, + Lm, + Lm, Re 4 , + Lm, R, + Rc, Leq, + Rc, Lo B, = Lm, Leq, + Lm, Lo

C, =(Rc2 +Rc, Req, +Rc, R,)Req, +Rc, Req, +Rc, R, C, =(Lm, +Lm, Req, +Lm, R, +Rc, Leq, +Rc, Lo +Lm, Leq,)Req, +

(Rc, + Rc, Req, + Rc, R,)(Ley, + L,)+Lm, Req, +Lm2 R, +Rc, Leq2 +Rc2 LO (N.17)

(N.18) C, = R e q , Lm, Lo +(Lm, +Lm, Req, +Lm, R, +Rc2 Leq, +Rc, Lo +Lm, Leq,)(Leq, +L,)+Lm, Leq, +Lniz LO

C, = ( ~ e q , + L , ) L ~ , L, (N.19) Do = Rc, + Rc, Re 9 , + Rc, R, (N.20)

(N.21) D, = Lm, Lo (N.22)

Los parámetros son los mostrados en la tabla N.5. De acuerdo a la figura N.16, el subíndice 1 se refiere a los parámetros del transformador principal, mientras que el subíndice 2 se refiere a los valores del transformador compensador.

D, = Lm, + Lm, Req, + Lm, R, + Rc, Leq, + Rc, Lo + Lm, Leq,

88

Etapa de control del RRT de tomas con mnmutaci6n dura

Sintonización del controlador

El siguiente paso consistió en la sintonización de los parámetros del controlador, para lo cual se utilizó el método desarrollado por Ziegler-Nichols [62]. Dicho método consiste principalmente en aplicar una entrada escalón unitario al sistema y evaluar su respuesta en lazo abierto, la cual se muestra en la figura iV.17. Hay que mencionar que para esta prueba se utilizó el modelo desarrollado, el cual está realizado considerando el regulador operando a plena carga.

La respuesta del sistema ante el escalón en la entrada se simuló mediante un programa en MATLAB. De esta manera, se puede encontrar de forma analítica el punto de inflexión y los valores de L y T, tal como se muestran en la figura anterior. De acuerdo al método desarrollado, los valores de los coeficientes K p y T, están dados por:

1 K,=0.9- L

L T = - ' 0.3

(N.23)

(N.24)

La figura IV.18 muestra la respuesta en lazo abierto obtenida mediante la simulación. A partir de la simulación realizada, se encontraron los siguientes valores:

L = 5.772 x 10-6 s T = 0.3928 s K, = 61247.4 T, = 19.24 x 10-6

Una vez sintonizado el controlador PI, se realizó nuevamente la simulación en MATLAB del sistema, esta vez en lazo cerrado, incluyendo la ecuación del controlador en la función de transferencia del mismo. El esquema en lazo cerrado se muestra en la figura N.19.

En la figura iV.20 se muestra la respuesta del sistema, ante un escalón unitario en la entrada, con los valores de K p y T, calculados.

4 L L : c j

Figura IV.17. Respuesta en lazo abierto del sistema

89

Síntesis de un regulador monofásiw de tomas de C.A. para aplicaciones de media y baja tensi6n

Control PI

I I

d Planta - - Salida

Figura IV.18.

- n

. . . . . . . . . . . . . . ....................... . . . . . .

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . .:. . . . . .:. . . . . . .

0.2 ... . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

0.1. ................................

0 1 I O 0.05 0.1 0.15 0.2 0.25 0.3 0.35

segundos Respuesta del sistema en lazo abierto obtenida mediante simulación.

Realimentación b~~ Figura IV.19. Diagrama a bloques del sistema en lazo cerrado

O 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 milisegundos

Figura IV.20. Respuesta del sistema en lazo cerrado

En la figura IV.21 se muestra el diagrama de raíces del sistema en lazo cerrado, en la cual se puede observar como los polos se encuentran ubicados en el lado negativo del eje real, lo que asegura la estabilidad del sistema. Por otra parte, en la figura IV.22 se muestra el diagrama de Nyquist del sistema en lazo cerrado, en la cual se observa que la curva de respuesta se mantiene alejada del cero, con lo cual podemos asegurar también la estabilidad del sistema.

90

,

Etapa de control del RRT de lomas con conmutación dura

3 .

2 . O ._ i l .

.$-l.

._

! O ._

-2

-3.

-eo'.'" ..........o ' . . . . . . . . . . . -

Figura IV.21. Diagrama de raíces del sistema en lazo cerrado.

Figura 1V.22. Diagrama de Nyquist del sistema en lazo cerrado

La figura N.23 muestra el diagrama de Bode del sistema en lazo cerrado. Se puede apreciar que la frecuencia de corte del sistema está ubicada alrededor de l o 5 rad/s (=16 kHz.) en la cual se tiene un desfase aproximado de 40 grados. Sin embargo, en el rango de frecuencias bajas donde está ubicada la correspondiente a la operación del sistema (377 rad/s = 60 Hz.) el sistema presenta una respuesta con ganancia unitaria y la salida en fase con la entrada.

Cabe recordar que el modelado de la etapa de potencia incluye únicamente a los transformadores y bobinas, este modelo establece únicamente la dinámica del sistema en cuanto al tiempo en que se reflejará la variación de la tensión de entrada en la salida. El proceso de conmutación entre tomas no está incluido en el modelado, dicho proceso, tal como se ha comentado, retrasa considerablemente la respuesta del regulador y hace que la operación del controlador no sea útil al sistema.

91

Sintesis de un regulador monofásiw de lomas de C.A. para aplicaciones de media y baja lensi6n

20

- 0

-20 L Ln o

(II

4 0

2 -60 %O

1 o2 IC? I@ 1 os Frecuencia (radie)

Figura IV.23. Diagrama de Bode del sistema.

Controlador PI digital

A continuación se procedió a desarrollar el algoritmo de control PI digital, con el propósito de implementarlo en el DSP. La función de transferencia de un controlador PI está determinada en forma general por la siguiente ecuación [64]:

(N.25)

Debido a que se va a implementar el control en un procesador, se requiere de un control PI digital, por lo tanto es necesario discretizar y pasar del dominio o plano S al dominio discreto O plano Z. La ecuación anterior se puede escribir de la siguiente manera:

(iV.26)

Donde T, representa el tiempo de muestreo. Se puede expresar la ecuación en términos de Z inversa, como se muestra a continuación:

donde:

U = E = Error. K, = Constante proporcional discretizada

Kj = Constante integral discretizada.

Señal de control aplicada.

*

(N.27)

92

Etapa de control del RRT de lomas con wnmulacibn dura

aplicando un común denominador, la ecuación anterior se puede expresar como:

(N.28)

La conversión de los parámetros analógicos en parámetros discretos se realiza mediante las siguientes equivalencias:

ip = KP (1 - 5) (N.29)

(N.30)

A partir de la ecuación (N.28) se puede obtener la siguiente expresión sin denominadores:

G(z-')=ü(l- z - ' )=kPE-kpz-IE+kiE (N.31)

aplicando la transformada inversa de 2 a la expresión anterior y resolviendo, se obtiene la siguiente ecuación de diferencias:

(N.32) AU = u[k]-u[k - i] = k,e[k] - k,,e[k - i]+ K,e[k]

De la expresión anterior se obtiene la siguiente ecuación,

A u = k P Ae[k]+ k,e[k] (IV.33)

donde Ae es la delta del error y está dado por:

A e = e [ k ] - & - I ] (N.34)

Los valores de K , y Ki discretos se escalan al rango de operación del converticior de entrada, el cual es de 12 bits (1 bit de signo y 11 bits para el valor), lo que resulta en un rango de operación de -0.0625 a 0.0625 en formato 1.15. La señal proveniente del sensor correspondiente a la tensión de salida se escala de manera similar de acuerdo ai rango de operación del convertidor.

Como señal de referencia se utiliza una senoidal, la cual se genera de manera digital en una subrutina del programa grabado en el DSP. Dicha senoidal se sincroniza de manera digital con la tensión de entrada mediante otra subrutina del programa. El esquema general de control se muestra en la figura IV.24. La señal de realimentación se compara con la referencia senoidal, con base en el error resultante se genera la señal de control, la cual debe estar dentro del rango permitido de la tensión de salida. Cuando el error es mayor que el rango de histéresis, se activa el proceso de conmutación para seleccionar una toma superior o inferior.

Una vez implementado en el DCP el algoritmo de control PI digital, se procedió a realizar distintas pruebas, las cuales se muestran en el capítulo V.

93

Control PI

Figura IV.24. Diagrama a bloques del esquema conholador PI-regulador.

-

+ Histéresis - Regulador - b Salida

2/ Tensibn

de entrada

toma 1 Controlador Tabla de toma 2

on-off tensiones de t?ma 3 I , I , I , 3 , I D

toma 10 toma 11 toma 12

Figura IV.25. Esquema de control on-offcon tabla para selección de toma.

iV.8. Conclusiones

Con base en el análisis presentado y las gráficas de respuesta en lazo cerrado se puede concluir que el sistema presenta un buen comportamiento en cuanto a estabilidad, respuesta en frecuencia y fase. Sin embargo, resulta necesario aclarar que dicho controlador estará limitado por el proceso de conmutación entre tomas, el cual involucra un tiempo de retraso mucho mayor que el tiempo de respuesta del controlador. Debido a lo anterior no existirá una diferencia considerable entre la respuesta del sistema operando con un controlador on-ofcon banda de histéresis o con un controlador PI.

A partir del controlador on-ofise puede disexiar un esquema de control que selecciona la toma correspondiente dependiendo de la tensión que tiene en la entrada (tabla 111.2), tal como se muestra en la figura IV.25. Dicho controlador puede establecer el salto directo entre una toma y otra (sin pasar por tomas intermedias), sin embargo, presentaría el problema de la corriente de cortocircuito presente, con lo cual tendría que esperar el cruce por cero de la misma, o permitir un valor mayor de sobrecorriente, dependiendo del caso. De cualquier manera, lo anterior ocasionaría problemas para responder ante la presencia de flicker o distorsión armónica.

94

CAPÍTULO v

de entrada máxima y vacío. El valor rms de la tensión de entrada es VENT^^ = 139.1 V y la tensión de salida es V S A L ~ ~ = 128.4 V. La figura VI-a muestra la forma de onda de la tensi6n de entrada mientras que la figura V.l-b muestra la tensión de salida.

La siguiente prueba consisti6 en operar el regulador con tensión de entrada mínima y media

RESULTADOS EXPERIMENTALES DEL RRT CON CONMUTACIÓN DURA

En el presente capítulo se muestran los resultados de las pruebas realizadas al RRT con

perturbaciones en la tensión de entrada, tales como variaciones lentas y rápidas de tensión, picker !’

i ’ conmutación dura. Dichas pruebas se han realizado con el regulador operando tanto de manera estática como dinámica. Estas últimas comprenden la realización de pruebas en lazo abierto y cerrado (control por histéresis y control Pi). Se ha evaluado la respuesta del regulador ante distintas

distorsión armónica.

! V.1. Pruebas estáticas

,

I

I i‘

A continuación se presentan los resultados de las primeras pruebas en estado estable realizadas al regulador, el cual, en todos los casos ha operado de manera autónoma controlado desde la tarjeta de DSP, una vez grabada la información necesaria en la memoria. La tensi6n de entrada es tomada directamente de la red, y el esquema de control ha consistido simplemente en fijar la toma que estará activa. Los casos extremos evaluados son similares a los mostrados en la figura 111.5.

’ ,

, 1

I

I

I

I 95

Sintesis de un regulador monofásiw de tomas de C.A. para aplicaciones de media y baja tensión

Tsk Run: l o . o L s / ~ simple r e k m Io .0ks~s 58 ACqS ......... L T -4

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

100 V/div.

100 V/div.

. . .

Qm IOOmV (Bm lOOmV

5 ms/div. 5 ms/div. (a) (4

Figura V.1. Respuesta del regulador ante el caso extremo de tensión de entrada máxima y vacío: a) tensión de entrada, b) tensión de salida.

100 V/div.

100 V/div

. . . . ~.

. , , , 1 , , , , , , , ! . I

hm.oom6 chi I a MS.oOmr Cnl I O A ~m ioomv ~m ioomv

5 ms/div. 5 ms/div. (a) (b)

Figura V.2. Respuesta del regulador para el caso de tensión de entrada mínima y media carga: a) tensión de entrada, b) tensión de salida.

La siguiente prueba consistió en operar el regulador con tensión de entrada rrúnima y carga nominal (demandándole una corriente ICA =8 A). El valor rms de la tensión de entrada es VENT^^^ = 108 V, mientras que la tensión de salida es V S A ~ " = 125.1 V. La figura V.3-a muestra la forma de onda de la tensión de entrada mientras que la figura V.3-b muestra la tensión de salida.

i

La figura V.4 muestra la corriente de salida para este caso de tensión de entrada mínima y carga nominal. A partir de los resultados anteriores, se puede concluir que el regulador opera de manera correcta en los casos extremos de funcionamiento, ya que la salida se mantiene dentro del rango especificado. Los resultados de estas pruebas se muestran en la tabla V.1.

96

i

5 Aldiv.

5 ms/div. carga nominal.

Figura v.4. corriente de salida para el caso de tensión de entrada y

97

Sintesis de un regulador monoiásico de tomas de C.A. para ap~ i~c ioneS de media y baja

T e k ~ 2 s , ü k s / s l37Acq1 ,-5-..---

. . . . . . . . . . . . .

. . . . . . . . . . .

. . . . . . .

2 ms/div. Figura V.5. Señales de control durante las conmutaciones (de amba hacia abajo): SWi, SWz, CWxt SWui.

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

10 Vjdiv.

. . . . . . . . . . . .

. . . . . . . . . . . . .

l 0 . O V

5 ps/div. 200 p / d i v . (a) (b)

Figura V.6. Señales de control durante las conmutaciones (de arriba hacia abajo): C W i , SW2, SWrz. a) Vista general, b) acercamiento.

La figura V.5 muestra las señales de control de los interruptores principales SWi y SWz durante un proceso de conmutación de la toma 1 a la toma y viceversa, así como los intemptores auxiliares ~ W X Z y SWyi. Se puede observar como entra en operación el interruptor auxiliar correspondiente en el momento que se abre el interruptor principal.

La figura V.6 muestra dos ampliaciones de las señales de control mostradas en la figura v.5. En la figura V.6-a se puede apreciar el traslapo de 10 ps en las señales de control de los interruptores principales SWi y SW, además del encendido del interruptor auxiliar SWxz. Asimismo, en la figura V.6-b se pueden observar las señales de control para dichos interruptores principales, además de la duración de la señal de control del interruptor auxiliar SWXZ.

La figura V.7 muestra la corriente a traves de los interruptores principales SWi y SWz al momento de conmutar de la toma 1 a la toma 2, así como las señales de control correspondientes; en dicha figura se puede apreciar la sobrecorriente durante el tiempo de traslapo de 10 ps, de acuerdo a la ecuación (111.67). La figura V.7-a muestra la corriente a través del interruptor principal swi en dicho instante de conmutación y la señal de control correspondiente. Asimismo, la figura V.7-b muestra la corriente a través del interruptor principal SWZ y su señal de control correspondiente.

98

Resultados experimentales del RRT con conmutacidn dura

n r ~ s . o o ~ n r , r SIOAcqr --.~.-T.-~..~---i

. . . 200

mAldiv. 200

mA/div. . . . . .

. . . . . . . .

20 V/div. 20 V/div.

10 p.sidiv. 10 ps/div. (a) @)

Figura V.7. Corriente en los interruptores principales durante la conmutación de la toma 1 a la toma 2. a) sup.: corriente a través de CW,, id.: señal de control de SWi, b) sup.: corriente a través de CWu inf.: señal de

i control de CW2.

T e k m 1.00MSIs 2 ncqr . .---F---l

50 ps/div. Figura V.8. Apagado del interruptor principal SWi. sup.: tensión colector-emisor, cen.: señal de control,

inf.: corriente a través de la bobina auxiliar.

En la figura V.8 se puede observar, en la parte superior, la tensión colector-emisor en el interruptor principal SWi, al momento del apagado. Tal como lo muestra la figura, no existe un pico de tensión durante la conmutación. Asimismo, esta figura muestra la señal de control de SWi y la corriente a traves de la bobina auxiliar, en la parte central e inferior, respectivamente.

I I

En la figura V.9 se muestran (de arriba hacia abajo) las tensiones colector-emisor de los interruptores SWi y SWz, la señal de control del interruptor auxiliar, y la tensión de entrada al convertidor A/D. En la figura V.9-a se observa el caso de conmutación de una toma inferior a una toma superior, con tensión negativa y corriente negativa (carga resistiva). Se puede comprobar que el interruptor auxiliar encendido durante la conmutación es el correcto (SWyz). Asimismo, la figura V.9- b muestra el paso de una toma superior a una toma inferior con tensión positiva y corriente positiL-a, usando una carga resistiva. Se observa que el interruptor auxiliar encendido durante la conmutación es el correcto (SWx2).

1 1 I

99

Síntesis de un regulador monofdsico de tomas de C.A. para aplicaciones de media y baja lensidn

100 V/div.

100 V/div.

10 V/div.

2V/div.

n k m ~S.OLS/I 1 I Acql ,.-- T

. . . . . . . . . . .

. . . . . . . . .

100 V/div

100 V/div

10 V/div.

2V/div.

2 ms/div. 2 ms/div, (a) @)

Figura V.9. Señales de control durante las conmutaciones (de arriba hacia abaio) tensión colector-emisor de , , - SWi, CWZ, señal de control del interruptor auxiliar, tensión de entrada al convertidor AID.

a) paso de una toma inferior a una superior con tensión y corriente positiva, b) paso de una toma superior a una inferior con tensión y corriente negativa

T e k m SO.OkI/s 31 Acql c.----++

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

. . . i-n,ti-~-i.+ I i..*..-lit++ ‘-tl . . .

. . . .

1 mddiv 6)

Figura V.10. Conmutación de SWz. Superior: tensión colector-emisor, inferior: corriente en L ~ L \

La figura V.10 muestra en la parte superior la tensión colector-emisor del IGBT correspondiente al interruptor SWI en el momento del encendido y del apagado. En la parte inferior se aprecia la corriente en el devanado auxiliar (LAux), en la cual se puede observar la forma en que la corriente cambia de sentido dependiendo de las condiciones de conmutación, en este caso se conmuta de la toma 1 a la 2 y viceversa.

100

Resultados expeiimentaies del RRT con conmutaci6n dura

. . . . . . .

. . . . .

. . .

. . .

. . . . . . . .

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

I

I

200 p/div. 20 p/div. (a) @)

Figura V.11. Encendido de SW2. Superior: tensión colector-emisor, inferior: corriente en LAUX, a) Vista general, b) acercamiento.

5 ms/div. Figura V.12. Tensiones y corrientes en el RRT. De arriba hacia abajo: tensión de entrada al convertidor A/D.

tensión en L A w tensión en L,, corriente en la bobina auxiliar.

La figura V.11 muestra, en la parte superior, la tensión colector-emisor de CW2, durante el encendido y en la parte inferior la corriente a través del interruptor auxiliar, el cual se activa en e1 momento que se apaga el interruptor que estaba conduciendo la corriente principal (SWi, en este caso). En la figura V.11-a se puede observar que el tiempo de desmagnetización del devanado es aproximadamente 500 p. En la figura V.ll-b se pueden observar los mismos parámetros de la figura V.ll-a, pero con una base de tiempo ampliada para observar el comportamiento durante el tiempo (10 p) que dura el traslapo entre las dos tomas que conmutan.

La figura V.12 muestra, de arriba hacia abajo, la tensión de entrada, la tensión en LAUX, la tensión en la bobina de la toma principal 2 (L2) y la corriente en LAW. Se puede apreciar que la tensión en la bobina auxiliar es mayor que la que aparece en la bobina de toma principal, la cual queda fija a un valor cinco veces menor, aproximadamente.

I

101

Sintesis de un regulador monofásico de tomas de C.A. para aplicaciones de media y baja tensidn

Estas formas de onda corresponden a las señales de control, además de las tensiones y corrientes en 10s interruptores durante Ias conmutaciones. El propósito ha consistido en comprobar la operación adecuada de los interruptores principales y auxiliares y la evolución de la tensión y corriente en el proceso de conmutación. Para estas pruebas se utilizó la tensión de línea, por lo tanto en la figura V.13 se aprecia una ligera distorsión armónica de la misma.

V.3. Pruebas en lazo abierto

El primer esquema de regulación ha consistido en medir la tensión de entrada y con base en SU valor seleccionar una toma del transformador principal, con el propósito de que no sobrepase el valor nominal.

Tal como se comentó en el capítulo 111, de acuerdo a [56] es posible inhibir las conmutaciones en 10s puntos cercanos a los cruces por cero de la onda senoidal de tensión, por lo tanto, para este primer caso se ha dejado una ventana de 30" a cada lado de dichos cruces. Por otro lado, se ha agregado un retardo de 1 ms para prevenir cualquier problema en estas pruebas iniciales. Además, el tiempo programado para esperar la desmagnetización de la bobina auxiliar es de 1 m. Los resultados de las pruebas mostrados en las figuras de este inciso se realizaron aplicándole media carga (500 VA) al regulador.

De acuerdo a la información presentada en el capítulo 111, es necesario conocer la polaridad de la tensión y la corriente en el IGBT de la toma del interruptor principal que se abre, con el propósito de poder decidir cual interruptor auxiliar se cierra y darle un camino a la energía almacenada. Para medir la corriente que circula en las tomas principales, se colocó un sensor de efecto Hall en el punto común de las tomas principales. Se modificó el programa inicial, que sólo mide tensión, para considerar también la corriente.. El diagrama de flujo respectivo se muestra en la figura V.13.

Con el propósito de realizar distintas pruebas al regulador, se utilizó una fuente de tensión de CA programable Hewlett Packard, con la cual es posible proporcionar una tensión con distintas perturbaciones, tales como saltos de tensión, Picker y distorsión armónica. El esquema utilizado se muestra en la figura V.14.

Resulta muy importante comentar que todas las pruebas que se realizaron para evaluar la respuesta del regulador ante distintas perturbaciones fueron hechas utilizando como valores mínimos y máximos de éstas los límites de variación de entrada del regulador (108 V, - 140 V-). Por 10 tanto, todas las respuestas mostradas corresponden al peor caso, en el cual el regulador debe de realizar saltos entre las 12 tomas, siendo lógico que si alguna perturbación requiriera un salto menor, la respuesta sería en un tiempo menor.

102

Resultados experimentales del RRT con conmutación dura

FUENTEDECA PROGRAMABLE REGULADOR

RAPID0 DE TOMAS

ia senoide de

O

O Tensión regulada

Tensión con perturbaciones

Figura V.14. Esquema fuente de CA- regulador utilizado

103

SinleSiS de un regulador monofAsiw de lomas de C.A. para aplicaciones de media y baja lensi6n

a) Escalón de tensión a O"

La figura V.15 muestra la respuesta del regulador ante un escalón en la tensión de entrada; en la parte superior se observa dicho escalón de 108 V,, VENT^^") a 140 V,, VENT^^), mientras que en la parte inferior se observa la tensión de salida del regulador, la cual tarda aproximadamente dos ciclos en estabilizarse.

La figura V.16 muestra la respuesta del regulador ante el mismo escalón de 108 V, a 140 V,, con la base de tiempo ampliada. Se puede apreciar el tiempo de respuesta del regulador, el cual es aproximadamente igual a tres ciclos de la tensión de línea.

T e k m s l n g l e s e q 2.50WIs +-----w-----l

100 V/div.

100 V/div.

20 ms/div. Figura V.15. Respuesta del regulador ante un escalón de la tensión de entrada

Superior: tensión de entrada, inferior: tensión de salida.

100 V/div.

100 V/div.

10 ms/div. Figura V.16. Respuesta del regulador ante un escalón de la tensión de entrada

Superior: tensión de enbada, inferior: tensión de salida.

104

Resumados experimentales del RRT con conrnutaci6n dura

100 V/div.

100 V/div.

10 msjdiv

Figura V.17. Respuesta del regulador ante un escalón de la tensión de enbada. Superior: tensión de entrada, inferior: tensión de salida.

b) Escalón de tensión a 90"

Como se comentó, el tiempo de retardo de 1 ms se implement6 para realizar las primeras pruebas del regulador, previniendo cualquier problema en las conmutaciones. Después de realizar estas pruebas se eliminó dicho tiempo de espera y se probó el funcionamiento del replador ante escalones de tensión, con lo que se pudo apreciar una reducción del tiempo de estabilización de la tensión de salida. La figura V.17 muestra la respuesta del regulador ante un escalón en la tensión de entrada de 108 V, a 140 V,,, el cual se aplicó a 90" de la forma de onda. Se observa que el tiempo de estabilización de la tensión de salida es de un ciclo de lííea aproximadamente.

V.4. Control por histéresis

El primer esquema de control en lazo cerrado probado fue de tipo on-off con histéresis. Para realizar las pruebas ante escalones de la tensión de entrada se redujo la ventana de inhibición de las conmutaciones a 5" a cada lado de los cruces por cero, además de que se redujo el tiempo programado para la desmagnetización de la bobina a 800 p, con lo cual es posible realizar 10 conmutaciones por cada medio ciclo. Asimismo, se utilizó la fuente de CA programable en todas las pruebas, con una carga de 500 VA.

V.4.1. Escalón de tensión


La figura V.18 muestra la respuesta ante un escalón de la tensión de entrada de 108 V,, a 140 v, y se puede apreciar la estabilización de la tensión en un tiempo menor a un ciclo de k e a (tres cuartos de ciclo de lííea aproximadamente).

105


100 V/div.

100 V/div.

5 ms/div. Figura V.18. Respuesta del regulador ante una escalón de la tensión de entrada

Superior: tensi6n de entrada, inferior: tensión de salida.


La figura V.19 muestra la respuesta del regulador ante un escalón de la tensión de entrada de O V, a 140 V,. En este caso, el cual se puede considerar como crítico, el regulador estabiliza la tensión de salida en un tiempo menor a un ciclo de línea.

La figura V.20 muestra la respuesta del regulador ante un escalón de 108 V, a 140 V,, aplicado a los noventa grados de la forma de onda de la tensión de entrada. Se puede observar la estabilización de la tensión de salida en un tiempo menor a un ciclo de línea.

100Vjdiv.

100 V/div.

.

5 ms/div. Figura V.19. Respuesta del regulador ante una escalón de la tensión de entrada


106

.., ,*,,+". .. ..i r\:* i s

? I ' . '!. . * Resultados experimentales del RUT con conmutaci6n dura

IOOVfdiv.

100 V/div.

5 msfdiv. Figura V.20. Respuesta del regulador ante una escalón de la tensión de enbada.


V.4.2. Rampa de tensión

Posteriormente se aplicaron escalones de tensihn con distintas pendientes; estas perturbaciones se pueden considerar, de acuerdo a lo visto en el capítulo I, como variaciones de tensión de corta duración. En los resultados mostrados en la figura V.21 aún se mantenía la ventana de 30". Dicha figura muestra la respuesta del regulador ante una tensión de entrada con una variación de 108 V, a 140 V,, y una pendiente de 190 V/s. Se puede observar que la tensión de salida se mantiene constante ante las variaciones de la tensión de entrada.

Los resultados de las figuras V.22 y V.23 se realizaron con una ventana igual a 5" alrededor de los cruces por cero. La figura V.22 muestra la respuesta del regulador ante una variación de la entrada de 108 V,, a 140 V,,, con una pendiente de 320 V/s, mientras que la figura V.23 muestra la respuesta ante el mismo escalón, con una variación de 100 V/s. En ambos casos se puede comprobar que la tensión de salida se mantiene constante.

T e k ~ s i n g i e rep I . o o k s / ~ I - I L - 1 - -

100 V/div.

100 V/div.

50 msfdiv. Figura V.21. Respuesta del regulador ante un escalón en la tensión de entrada, con una pendiente de 190 V/S.


107

Sintesis de un regulador monofásico de tomas de C.A. para aplicaciones de media y baja lensibn

Figura V.22. Respu

100 V/div.

100 V/div.

50 ms/div del regulador ante un escalón en la tensión de entrada, con una pen mte de 320 V/s.


100 V/div.

100 V/div.

50 ms/div. Figura V.23. Respuesta del regulador ante un escalón en la tensión de entrada, con una penaiente de 100 V/s.


V.4.3. Fiicker

La siguiente prueba consistió en aplicar una tensión de entrada confliclier. En la figura V.24 se puede observar la respuesta del regulador ante dicha entrada, en la cual el flicker varía de 108 Vrm a 140 V,, y una frecuencia de 2 Hz.

En la figura V.25 muestra la respuesta del regulador ante una tensión de entrada con la misma variación, pero en este caso, a UM frecuencia de 4 Hz. Se observa que la tensión de salida se mantiene constante. Estas pruebas se llevaron a cabo manteniendo una ventana de treinta grados a cada lado de los cruces por cero. La figura V.25-a muestra la respuesta a un ciclo del flicker presente, mientras que en la figura V.25-b se puede observar la respuesta a dos ciclos de dicha perturbación.

108

50 ms/div. Figura V.24. Respuesta del regulador ante una tensión de entrada conflicker a una frecuencia de 2 Hz.

Superior: Tensión de entrada, inferior: tensión de salida.

100 V/div.

100 V/div.

100 V/div.

100 V/div.

50 ms/div. 50 ms/div. (a) (b)

Figura V.25. Respuesta del regulador ante una tensión de entrada conflicker a una frecuencia de 4 Hz. (sup.: tensión de entrada, inf.: tensión de salida). a) 1 ciclo, b) 2 ciclos.

V.5. Conírol PI

Como siguiente punto, se implement6 el control PI, cuyo diseño se mostró en el capítulo W . Una vez más, es importante recordar que todas las pruebas heron realizadas aplicando una variación en la tensión de entrada del valor mínimo al máximo permitido. Por lo tanto, los resultados muestran la respuesta del regulador ante el peor caso, en el cual se tiene que conmutar desde la toma 1 a la toma 12, con todos los saltos intermedios correspondientes.

109

Síntesis de un regulador monofhsico de tomas de C.A. para aplicaciones de media y baja tensidn

V.5.1. Escalón de tensión


En la figura V.26 se observa la respuesta del regulador ante el mismo escalón de entrada, con la diferencia de que en este caso se aplicó a O". Se puede observar la buena respuesta del regulador, que estabiliza la tensión en un tiempo menor a un ciclo.


Como primer punto, se operó el regulador a media carga. En la figura V.27-a se observa la respuesta del regulador ante un escalón en la tensión de entrada de 108 V, a 140 V,, a 90". La respuesta se puede considerar buena, ya que se regula la tensión de salida en un tiempo menor a un ciclo. La figura V.27-b muestra la respuesta del regulador ante el mismo escalón en la tensión de entrada aplicado a 90 O, con una base de tiempo ampliada.

100 V/div.

100 V/div.

100 Vldiv.

100 V/div.

10 ms/div. 5 ms/div. (a) @)

Figura V.27. Respuesta del regulador ante un escalón de la tensión de entrada a 90" (sup.: tensión de entrada, id.: tensibn de salida). a) Vista general, b) ampliación.

110

V.5.2. Flicker

A continuación se evaluó el comportamiento del regulador ante tensiones de entrada con picker a diferentes frecuencias. Lo anterior se realizó con el propósito de comprobar que el regulador cumple con los objetivos planteados de corregir no sólo las variaciones lentas de tensión, sino también las variaciones rápidas tales comoflicker. Todas las pruebas se realizaron con variaciones de tensión de 108 V, a 140 V, a diferentes frecuencias. En todos los casos se aplicó media carga.

La figura V.28-a muestra la respuesta del regulador ante un Picker de 6 Hz, mientras que la figura V.28-b muestra la respuesta a dos ciclos de la misma perturbación.

De manera similar, la figura V.29 muestra el comportamiento del regulador ante una tensión de entrada conflicker a 8.8 Hz, mientras que en la figura V.30-a y V.30-b se muestra la respuesta a 2 y a 4 ciclos de la misma perturbación, respectivamente.

K¶msingieseq 2 SOLsfs , . EI13issingie Srq I OOkS/s, I , , . . . . . .

100 V/div.

1 O0 V/div.

20 ms/div. 50 ms/div, (a) (U)

Figura V.28. Respuesta del regulador ante una entrada conflicker de 6 Hz (sup.: tensión de entrada, inf.: tensión de salida). a) 1 ciclo, b) 2 ciclos.

100 V/div.

100 V/div.

20 ms/div. Figura V.29. Respuesta del regulador ante una entrada conflicker de 8.8 Hz.


111

Sinlesis de un regulador monofásico de lomas de C.A. para aplicaciones de media y baja lensi6n

100 Vjdiv.

100 V f div.

100 V/div.

100 Vldiv.

100 Vf div

100 V/div.

. . . . ~ . . . . . . . . . , , n i 100 rn

50 ms/div. 50 ms/div (a) (b)

Figura V.30. Respuesta del regulador ante una entrada conflicker de 8.8 Iiz (sup.: tensión de entrada, inf.: tensión de salida). a) 2 ciclo, b) 4 ciclos.

gmgsingie seq 1 . O O k w 1

100 Vfdiv.

100 Vldiv.

20 mc/div. 50 ms/div. (a) (b)

Figura V.31. Respuesta del regulador ante una entrada conflicker de 10 Hz (sup.: tensión de entrada, id: tensión de salida). a) 1 ciclo, b) 2 ciclos.

La figura V.31-a muestra el comportamiento del regulador ante una tensión de entrada con flicker a 10 Hz, mientras que y la figura V.31-b muestra la respuesta a dos ciclos de la misma perturbación.

De manera similar, en la figura V.32-a se observa el comportamiento del regulador ante un flicker de 12 Hz, y en la figura V.32-b se muestra la respuesta del regulador ante dos ciclos de la misma perturbación.

112

P*., $46, f ,*kl,* , I ) ’ > ~

Resultados experimentales del RRT con wnmuiacibn dura

100 V/div.

100 V/div.

10 ms/div. (a)

100 V/div.

100 V/div.

20 ms/div. (b)

Tipo de

Figura V.32:Respuesta del regulador ante una entrada conjicker de 12 H z (sup.: tensión de entrada, inf.: tensión de salida). a) 1 ciclo, b) 2 ciclos.

Tabla V.2. Resumen de resultados de la respuesta del regulador.

113

sintesis de un rnonofásim de tornas de C.A. para apiicaciones de media Y baja tensib"

V.5.3. Distorsión armónica

Otro de los propósitos del desarrollo del regulador rápido de tomas consiste en que sea capaz de corregir distorsión armónica(THD) de tensión. En la figura V.33 se muestra la tensión de entrada, a 110 V, con presencia del tercer armónico, al lo%, así como la tensión de salida del regulador, en la cual se puede observar como'disminuye la distorsión.

La figura V.34-a muestra el espectro del contenido armónico de la tensión de entrada, con un valor del 3er armónico igual al 10%. Mientras que en la figura V.34-b se muestra el espectro de la tensión de salida, donde se puede observar una disminución del tercer armónico a un valor aproximado del 5%, con un THD=5.2%.

Con el propósito de observar la distorsión ann6nica que produce la conmutación entre tomas del regulador se realizó una prueba, la cual consistió en aplicar una tensión de entrada senoidal pura y realizar conmutaciones entre las tomas extremas del regulador. En la figura V.35-a se muestra el contenido armónico de la tensión de entrada con un THD=0.34%, mientras que en la figura V.35-b se muestra la tensión de salida, con un THD igual al 2.32%.

re*6qm 10.Okwl 5 1 A I -.c9

50 V/div.

5 ms/div. Figura V.33. Tensión de entrada con presencia del tercer armónico y tensión de salida corregida.

. . . . . . . . . .

. . . . . . , . ,

. . . . . . . , .

. . . . . . , . .

1 O0 1000 100 1 O00 Frecuencia (Hz) Freuiencia (Hz)

(a) (4 Figura V.34. Contenido armónico: a) tensión de entrada, THD=lO%, b) tensión desalida, THD=5%.

114

!?, iw r, ,!l.

Resultados experimentales del RRT con conmutacibn dura

. . . .

. . . . . , . . . . . . . .

. . . . . . . . . . .

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . ,

. . . . . . . . . . .

1 O0 1 O00 1 O0 1000 Frecuencia (Hz) Frecuencia (Hz)

(a) (b) Figura V.35. Contenido armónico: a) tensión de entrada, THD=0.31%, b) tensión de salida, THD=2.32%.

V.5.4. Pruebas con carga no lineal

A continuación, se realizaron pruebas para evaluar la respuesta del regulador teniendo una carga no h e a l conectada a la salida. En la figura V.36 se muestra el circuito de dicha carga, la cud está constituida por un rectificador monofásico. El valor del condensador es igual a 5000 pF y la carga demanda una potencia de 300 VA. La figura V.37 muestra la tensión y corriente demandada por la carga no lineal. Se puede apreciar una ligera distorsión de tensión y una distorsión considerable en corriente que ocasiona picos considerables, En este caso se tiene conectada la carga directamente a la fuente de C.A., sin el regulador.

50 V/div.

10 A/div.

Figura V.37. Tensión y corriente demandada por la carga no lineal.

115

Sintesis de un regulador monofásico de tomas de C.A. para aplicaciones de media Y baja tensión

. . . . . . .

. . . . . . . , . . . . . . , . . . , . .

Frecuencia (Hz) Figura V.38. Contenido armónico de la tensión a la entrada de la carga no lineal sin el RRT, THD=3.4%.

50 V/div.

. . . . . . , .

1.uov 5.00mr

Figura V.39. Tensión presente en la carga no lineal con y sin el regulador.

Figura V.40.

. . . . . . . . . . . . . .

. . . . . . . . . . . .

1 O0 1 O00

Contenido armónico de la tensión a la entrada de la carga no lineal con el RRT, THD=1.8%. Frecuencia (Hz)

En la figura se puede observar la distorsión armbnica de tensión que genera la carga no lineal, la cual es de un valor igual a 3.6%. La figura V.39 muestra la tensión a la entrada de la carga no lineal sin y con el regulador conectadc. Se puede observar una mejoría en la forma de onda al conectar el regulador. En la figura V.40 se muestra la distorsión armónica a la entrada de la carga no lineal con el RRT, la cual es se reduce a un valor de 1.9%.

116

Resultados experimentales del RRT w n wnmutación dura

Se puede comentar que la mejora en la forma de onda depende directamente de la capacidad de respuesta del regulador, la cual lo limita para corregir únicamente los armónicos de bajo orden.

V.6. Conclusiones

A partir de las pniebas realizadas al regulador se puede concluir que presenta una buena respuesta ante diversas perturbaciones, tales como variaciones lentas de tensión, variaciones rápidas de tensión yjicker. En todos los casos se observa un tiempo de respuesta menor a un ciclo de línea.

Asimismo, se demuestra que el regulador es capaz de corregir armónicos de bajo orden, sin embargo, su buena respuesta queda restringida a la compensación del tercer armónico. Lo anterior es debido a la limitante que representa el tiempo de desmagnetización de la bobina auxiliar para la frecuencia de conmutación.

La principal desventaja del RRT, como se ha comentado, radica en que el proceso de conmutación, en particular el tiempo de desmagnetización de la bobina auxiliar sigue siendo muy grande para ciertas aplicaciones.

Debido a lo anterior, se puede concluir que el algorihno de control implementado, en este caso un conbol PI, no representa una gran ventaja frente a un control por histéresis, ya que no se puede explotar toda su capacidad. La razón consiste en que aunque la lógica de control tenga listo el comando para efectuar inmediatamente otro cambio de tomas, este debe ocurrir después de que haya pasado el tiempo de desmagnetización, el cual es de un valor considerable para tratar de corregir ciertas perturbaciones.

117

Sintesis de un regulador monofasiw de lomas de C.A. para aplicaciones de media y baja tensibn

118

CAPÍTULO VI

RRT CUASIRRESONANTE

En el presente capítulo se muestra el desarrollo de un regulador rápido de tomas que utiliza la conmutación cuasirresonante. Se incluye el análisis matemático de la topología de potencia, en el cual se toman en cuenta los elementos parásitos. Asimismo, se presenta el análisis paraméhico desarrollado, con el propósito de observar la manera en que los elementos parásitos afectan al comportamiento del circuito. Se muestra también la etapa de control implementada y los resultados experimentales obtenidos.

VI.1. Introducción

Como parte de la investigacihn desarrollada en este trabajo se implement6 otra topología de regulador rápido, la cual incluye la conmutación suave, cuya aplicación en convertidores CA-CA prácticamente no ha sido estudiada. El objetivo principal, además del estudio de la conmutación resonante en este tipo de convertidores, consistió en analizar y desarrollar un regulador conmutado a alta frecuencia, para lo cual, con el fin de reducir las pérdidas en los interruptores se implementó la conmutación a corriente cero.

Las metas del trabajo concemienies al regulador rápido de tomas cuasirresonante han consistido en la realización de un análisis y síntesis de la etapa de potencia, incluyendo los elementos parásitos más representativos de la topolo@a, para de esta forma realizar un análisis paramétrico que permita caracterizar dicha topología de potencia. Como otros puntos importantes se pueden comentar el hecho de probar la técnica de conmutación a corriente cero en la conversión C.A./C.A. y obtener un prototipo monofásico del regulador. A continuación, se muestran los puntos más importantes del trabajo llevado a cabo, el cual ha sido reportado en su totalidad en [65].

En la figura VLl se muestra el esquema general de este regulador, el cual consta principalmente de dos tomas, las cuales son conmutadas a alta frecuencia, con lo cual se proporciona una forma de onda troceada. En la figura V1.2 se muestra el proceso de compensación, teniendo como entrada una tensión distorsionada, la cual es hoceada con el fin de recuperar únicamente la componente fundamental.

119

Sinlesis de un regulador monofásiw de lomas de c A para aplicaciones de media Y bala tensidn

Figura VLI. Esquema básico del RRT cuasirresonante

Tensidn de la red Tensidn del regulador Tensi6n de salida del elbclrica antes del 811ro de salida regulador (seflai filtrada)

Figura VI.2. Proceso de compensación de tensi6n del RRT cuasirresonante.

Tension de

Entrada Salida c -

Figura VI.3. Diagrama eléctrico del RRT cuasirresonante

La figura VI.3 muestra el diagrama eléctrico del regulador propuesto, el cual está basado en un regulador diferencial (dos tomas) con una rama resonante (LR-CR), la cual se incluye con el propósito de lograr la conmutación a corriente cero. La topología de potencia está formada básicamente por un transformador con dos tomas principales y dos auxiliares, dos bobin& limitadoras de corriente (LI, Lz) y una bobina auxiliar (LAux). La operación del regulador consiste en conmutar entre las dos tomas principales a una frecuencia fija y mediante el control del ciclo de trabajo de cada uno de los interruptores principales regular la tensión de salida. Esta topología se puede considerar como un convertidor CA-CA con un filtro LC a la salida, el cual es utilizado para recuperar la componente fundamental a 60 Hz de la tensión de iííea. La función de las bobinas principales y auxiliares es similar a la que cumplen aquellas utilizadas en el esquema con conmutación dura.

120

RRT cuasirresonante

V U . Análisis de la etapa de potencia

La figura VI.4 muestra el circuito equivalente de la etapa de potencia del regulador propuesto, incluyendo los elementos parásitos. De manera similar al análisis presentado en el capítulo 111, se asume lo siguiente:

La carga se modela como una fuente de corriente. La tensión a través de las tomas es constante. La caída de tensión en los interruptores se modela como una fuente de tensión. Cada rama del regulador incluye las resistencias parásitas y las inductancias de dispersión.

El proceso de conmutación de la toma superior a la toma inferior tiene las siguientes condiciones iniciales: tensión y corriente positivas, interruptor principal SWi cerrado, interruptor principal SW2 abierto. La figura V1.5 muestra los circuitos equivalentes durante cada intervalo del proceso de conmutación, mientras que en la figura VI.6 se observa el comportamiento de los principales parámetros durante dichos intervalos.

intervalo resonante [to - ti] La figura VL5-b muestra el circuito equivalente durante este intervalo, el cual inicia cuando se

enciende el interruptor SW2 (to). La rama resonante produce una oscilación en la forma de onda de corriente, forzando a aquella que circula por el interruptor SWi a cruzar por cero. El intervalo finaliza cuando se apaga SWi en el segundo cruce por cero de la corriente (tt). Se elige dicho cruce por cero con el propósito de que los valores de corriente y tensión de la rama resonante se encuentren más próximos a sus valores finales, evitando así los efectos transitorios de la conmutación. Las condiciones iniciales de la corriente a través de los interruptores principales son

La corriente a través de CWi está dada por:

i , (t )= M , A(t)+ M , B(r)+ M,c(~)+ M , D(t )

Figura V1.4.

I Tension

salida

Circuito equivalente de la etapa de potencia del regulador

121

(VI.2)

propuesto.


VGSW

VOSW*"X

vEcLl T

-b

+ i i I I 10 1, 1, '3 1,

vE+c2L-l T

íd) \ ~~, (e)

Figura VIS. Circuitos equivalentes durante cada uno de los intervalos: a) condiciones iniciales, b) resonante, c) cuasi-lineal, d) desmagnetizante, e) final, f ) condiciones finales.

.

.. .

RRT cuasirresonante

donde:

A( / )= u2e-O' + ((w: + w,(? ;Zub))cospf ) ) -b ' ~ ( ( ( - o + b ) + ~ ~ ' - b')senjii;r))-" (VL3)

w:+(a-b)2 w, w, +(a-b)2 w, w, +(a-b)2

-ub+w:)sen(w, t )+aw, cos(wlt))-b' -ae-" + w,(w: + ( a - b y ) w; +&by

C(f)= e-" - (w, cos(w,f)+ (-a+ b)sen(w,f))e-b' w: +(u-b)2 w, (w: + (a - b y )

mientras que la corriente a través de CW2 es igual a:

i2(í)=NiB(/)+N2C(t)+N,D(t) (vI.7)

y la corriente que circula por la rama resonante está dada por:

ic(/)=il (t)-i2(t)-íc.A (vI.8)

Intervalo cuasi-lineal [ti - tz] El circuito equivalente durante este intervalo se muestra en figura VE-c. Este intervalo inicia

cuando se apaga el interruptor CWi y se enciende el interruptor auxiliar CWHUX. Debido a la apertura de CWi, se produce un cambio en la corriente de magnetización de las bobinas limitadoras de corriente, lo cual provoca una sobretensión que es limitada por la bobina auxiliar. El intervalo finaliza cuando la tensión a través del devanado auxiliar es mayor que la tensión VAUX y por lo tanto, conduce el diodo DAW (t2). La corriente a través de CW2 está dada por la siguiente ecuación:

w2 -e-'' (w, cos(w2/)- c sen(w,t)) 2 2 w2 - c

C + N&'" sen(w2t ) -N,

mientras que la corriente a través de la rama resonante es igual a:

ic(t)=- i2( t)- í ( :4 (VI.10)

Intervalo desmagnetizante [t* - b] La figura VI.5-d muestra el circuito equivalente durante este intervalo, en el cual fluye una

corriente a través del devanado auxiliar, imponiendo una tensión constante a través de las bobinas limitadoras de corriente. El intervalo finaliza cuando dicha corriente es igual a cero (t3). El intervalo desmagnetizante es el de mayor duración de todo el proceso de conmutación. La corriente a través del interruptor CW2 está definida por la siguiente ecuación:

123

Sintesis de un regulador monofásico de tomas de C.A. para aplicaciones de media y baja tensidn

w, -e?'(w3 cos(w,t)- d sen(w3t)) w: - d 2 i,(f)=N,e-" +jy,e-" sen(w,t)-N9

(vI.11)

mientras que la corriente a través de la rama resonante está dada por la siguiente ecuación:

i,(t)= -i2(t)-ícA (vI.12)

intervalo final [b - t4] En la figura VI.5-e se observa el circuito equivalente para este intervalo, el cual inicia cuando

la corriente a través del interruptor auxiliar SWAUX se vuelve cero y por lo tanto, es apagado. En este momento la corriente de carga es manejada por el interruptor principal SWZ. El intervalo finaliza después de un tiempo de estabilización (b), cuando el circuito se encuentra listo para un nuevo proceso de conmutación. El comportamiento de la corriente a través de SWZ está dado por la siguiente ecuación:

w2 -e-"(w2 cos(w,t)-csen(i<irj)\ J (''.I3) 2 2 1 ( wz - c ( wz

c i, (t)= NI ,e-'' cos(ct)- -sen(w2f) + N,,e-" sen(w,t)-N,

mientras que la corriente a través de la rama resonante está dada por:

i, (I)= -i2 ( t ) - ~ ~ . ~ (V1.14)

VI.3 Síntesis de la etapa de potencia

El proceso de síntesis de la etapa de potencia es mostrado en su totalidad en [65]. A continuación, se muestran únicamente los puntos más importantes del mismo. Los datos del RRT cuasirresonante son los siguientes:

P = l k V A ICA = 7.87 A VENT = 127 V %Em= ?: 20 % O /OSAL = f 3 %

mientras que los valores calculados de los principales parámetros de la etapa de potencia se muestran en la tabla VLI.

La implementación de los interruptores principales y auxiliares se realizó de manera similar al caso del RRT con conmutación dura, mostrado en el capítulo 111.

124

RRT cuasirresonante

Variable Símbolo Tensión entre tomas principales VTAP

Impedancia de la bobina de la rama resonante Frecuencia de resonancia de la red resonante

X u fo

Valor 1 1 1

125


Tabla VI.4. Variables base del análisis no1mabx-b.

Tensión base El 86.5 A Impedancia base XBASE 0.416 C2 Frecuencia base fsAsE 52.13 ldlz Periodo base 19.18 pS

Variable Símbolo Valor

Resulta necesario aclarar que cada una de las inductancias de dispersicn de las ramas del regulador incluye la inductancia de dispersión del transformador principal así como la inductancia de dispersión de las bobinas limitadoras de corriente. Esto mismo sucede en el caso de las resistencias parásitas que aparecen en cada rama del regulador. La tabla V1.4 muestra las variables base obtenidas a partir de las variables de normalización de la tabla V1.2.

A continuación, se muestran algunos de los resultados obtenidos al analizar el comportamiento de las principales variables del circuito para el caso de conmutación de la toma superior a la toma inferior, realizada en el valor pico de la tensión, siendo el valor de ésta y de la corriente, positivo. El reporte completo de este análisis se muestra en [65].

Inductancia de dispersión de la rama resonante

El proceso de evaluación de este parámetro consistió en variar su valor desde cero hasta tres veces el de la bobina resonante. En la figura VI.7-a se muestra el efecto producido en la corriente de la rama superior (il) del regulador durante el intervalo resonante. Se puede ver cómo el pico de corriente se reduce conforme se incrementa el valor de LU. Asimismo, se observa que el aumento de LU ocasiona que se incremente el tiempo en el cual la corriente de la rama superior alcanza el segundo cruce por cero. Tal como se muestra en la figura VI.6, las corrientes a través de las ramas resonante (ic) e inferior (i2) del regulador evolucionan de manera similar a ii durante el intervalo 1. Debido a lo anterior, el aumento en el valor de LU ocasiona que se reduzcan los valores picos de corriente en las ramas resonante e inferior, tal como se observa en la figura VI.7-b.

La figura VI.8-a muestra el efecto que tiene el aumento del valor de LU sobre la corriente a traves del devanado auxiliar (iAUX) durante el intervalo desmagnetizante. Se puede observar cómo aumentan las oscilaciones en la corriente conforme aumento el valor de Lu. Asimismo, la figura V1.8- b muestra que el pico de corriente en el devanado auxiliar aumenta conforme lo hace La.

La figura VL9-a muestra la forma en que varía la duración de los intervalos resonante y cuasi- h e a l del proceso de conmutación. De manera similar, la figura VL9-b, muestra la duración del intervalo desmagnetizante. En ambas figuras se puede observar la forma en que la duración de 10; intervalos aumenta conforme se incrementa el valor de Lu, tendiendo la mayor influencia en la- duración del intervalo cuasi-lineal.

126

M q Y < ; *

RRT cuasirresonante

0.15

o 1

o os

3 Q n - -0.05

2 4.1

o

L ._ c u L -0.15 ._ o 4.2

4.25

4.1 J Tiempo (P.u.)

(a) (b) Figura V1.7. Mluencia de la inductancia de dispersión de la rama resonante: a) en la evolución de la corriente a

través de la rama superior, ii, b) en el valor pico de las corrientes a través de las ramas principales.

(a) (b) Figura VI.8. Influencia de la inductancia de dispersión de la rama resonante: a) en la evolución de la corriente a

través del devanado auxiliar, ¡my, b) en el valor pico de la corriente a través del devanado auxiliar.

o11

0.6 :

o o 1 n

F F 13.8 j 5 0.3 1 0.2

I

136 o O,L, 06L, Lr I.4U I.8U 2.2u 2.eu 3u

o.< 1 0 I-- _ ~ _ _ _ - * ~- --

o 0 . lU 0.BU L, , ,u IOU U L r m L r 3u Lkz Lw

(a) (b) Figura VI.9. Influencia de la inductancia de dispersión de la rama resonante: a) en la duración de los intervaios

resonante (ti-to) y cuasi-lineal (t2-tl), b) en la duración del intervalo desmagnehnte (b-t2).

127

sintesis de un regulador monofasiw de tomas de C.A. para aplicaciones de media Y baja tensi6n

Inductancia de dispersión de las ramas principales

El proceso de evaluación de este parámetro consistió en variar su valor desde cero hasta cuatro veces el valor de LR. Debido a que se considera que el valor de las inductancias de dispersión tanto de la rama superior como de la rama inferior son iguales, se les asignó el mismo valor en cada punto de evaluación. La figura VI.10-a muestra cómo el incremento en el valor de Lki y Lw ocasiona una reducción en el valor pico de la corriente de la rama superior durante el intervalo resonante, así como un aumento en el tiempo en el que esta corriente alcanza el segundo cruce por cero. La figura VI.10-b muestra la manera en que se reducen los valores pico de las corrientes en las ramas resonante e inferior conforme aumenta el valor de Lki y Lw.

La figura VI.11-a muestra cómo un aumento en el valor de Lkl y LU ocasiona una oscilación en la corriente del devanado auxiliar de tensión. Asimismo, en la figura V1.11-b se observa la forma en que el pico de corriente en el devanado auxiliar aumenta conforme se incrementa el valor de Lkl y Lw. En la figura VI.12-a se muestra la forma en que vana la duración de los intervalos resonante y cuasi- h e a l del proceso de conmutación. De manera similar, la figura V1.12-b, muestra la variación de la duración del intervalo desmagnetizante. En ambas figuras se puede observar cómo la duración de los intervalos aumenta conforme se incrementa el valor de Lkl y Lw, teniendo una mayor influencia en la duración del intervalo cuasi-lineal.

\ 0.9 ,

- 0 3 1

Tiempo (P.u.)

(a) (b) Figura V1.10. Influencia, de la inductancia de dispersión de las ramas principales: a) en la evolución de la corriente a través de la rama superior, b) en el valor pico de las corrientes a través de las ramas principales.

o , -

, 0 2 3 6 h , , , . , , -

o 03Lroeu L< I 4 L r I 8 ! J P 2 U 2 B U 3Lr ISLr 4 ” -0 3 J

Lk, Tiempo (P.u.)

(b) (a) Figura VI.11. Influencia de la inductancia de dispersión de las ramas principales: a) en la evolución de la corriente a través del devanado auxiliar b) en el valor pico de la corriente a &aves del devanado auxiliar.

128

, I 7:

RRT cuasirresonante

1 145 1

33.7 13.8 L__ O 0.3Lr0.6Lr Lr I1LrI.8u2.2Lr2.8~r flr 1.5" 4 ~ r 0 Q.3LrO,6Lr Lr 1 , 4 L r I . 8 L r 2 2 ~ r 2 ~ ~ r J L ~ ~ S L , ,ir

"Ul , , ,

Lk I Lkl

(a) (b) Figura VI.12. Influencia de la inductancia de dispersi6n de las ramas principales: a) en la duración de los

intervalos resonante (ti-b) y cuasi-lineal (t2-t1), b) en la duración del intervalo desmagne~,ante (t3-tz).

Resistencia parásita de la rama resonante

El proceso de evaluación de este parámetro consistió en variar su valor desde cero hasta uno en el que la corriente en la rama superior se encuentre cerca de perder la conmutación a corriente cero.

La figura VI.13-a muestra cómo el pico de corriente de la rama superior disminuye conforme aumenta el valor de Rk2. Se puede observar que la conmutación a corriente cero está a punto de perderse cuando el valor de R u es igual 10. La figura Vl.13-b muestra cómo los picos de corriente en las ramas resonante e inferior se ven reducidos cuando aumenta el valor de RH.

La figura Vl.14-a muestra la manera en que las oscilaciones en la corriente del devanado auxiliar de tensión disminuyen con el aumento de Ru, hasta llegar a desaparecer. La figura VI.14-b muestra cómo se reduce el valor pico de la corriente del devanado auxiliar.

La figura VI.15 muestra cómo se modifica la duración de los 3 primeros intervalos de la conmutación de tomas con el aumento de Rk2. Se puede observar en la figura Vl.15-a que la duración del intervalo resonante disminuye con el aumento de Ru. Este hecho se debe a que el pico de la corriente de la rama superior disminuye, razón por la cual alcanza en menos tiempo el segundo cruce por cero. Asimismo, se observa que la duración del intervalo cuasi-lineal aumenta con el incremento de Ru. En la figura VI.15-b se muestra la variación de la duración del intervalo desmagnetizante, en la cual se puede comprobar que dicha variación es mínima.

129

I ..I.:

RRT cuasirresonante

Tensión entre tomas principales

La figura VI.16-a muestra que tanto el pico de corriente de la rama superior como el tiempo en que tarda en llegar al segundo cruce por cero, aumenta conforme lo hace la tensión entre tomas principales. La figura VI.16-b muestra como aumenta el valor pico de las corrientes a través de las ramas principales conforme se incrementa el valor de VTAP.

La figura V1.17 muestra la manera en que la duración de los intervalos resonante y cuasi-lineal aumenta conforme se incrementa el valor de la tensión entre tomas principales.

0.2

O 1 - Q - 0

Q c <u 4 . 1

? r .- -

.- 5

6 . 2

0 3

1'2 1 - ? 0.8 - 9 c .- a 0.6 . C <u c

O 2 i 0 .j .--.. __--__-

n.4 ' 06Vlsp O.7Vlap O.8Wap O.9Wap Vlap 1.1VlSP l 2 V l a P

Tiempo (P.u.) V,,p (P.U.)

(a) (b) Figura V1.16. Influencia de la tensión entre tomas principales: a) en la evolución de la corriente a través de la

rama superior, b) en el valor pico de las corrientes a través de las ramas principales.

0.6

o 1 1 !

0.- -~ ..._l-____?-- ~ - O6Vfap OTYfap O.8Vlap 0.9Vtsp Vlap 11Vtap l.2VLaP

v,,p (P.U.)

Figura VI.17. Influencia de la tensión entre tomas principales en la duración de los intervalos resonante (tl-to) y cuasi-lineal (h-ti).

131

Sintesis de un regulador monofbsico de tomas de C.A. para aplicaciones de media y baja tensi6n

Tensión en el devanado auxiliar

El análisis de la influencia de este parámetro se realizó solamente para el intervalo 3, debido a que el devanado auxiliar sólo opera durante este intervalo. El valor de este parámeho se varió desde 0.4 a 1.4 veces la tensión de toma principal.

La figura V1.18-a muestra que el aumento de VAUX ocasiona que se incremente el pico de corriente en el devanado auxiliar y disminuya la duración del intervalo desmagnetizante. En la figura VI.18-b, se puede observar la forma en que varía el pico de corriente en el devanado auxiliar conforme aumenta VA^.

En la figura VI.19 se puede observar que la duración del intervalo desmagnetizante disminuye con el aumento de VAUX, esto se debe a que el proceso de desmagnetización se realiza con mayor rapidez a una mayor tensión en el devanado auxiliar.

0.05 .. . ... .. ~~

O

O 05 - = Q 0 1

x ._ 20.15 al - 6 0 . 2 ._ L 8 0.25

O?

- 025

z 02

v 2 < ._

O o n 015 al C

._ - O O5

O

.. . . .

-0.35 I Tiempo (P.u.)

(a) . . Figura V1.18. Influencia de la tensión en el devanado auxiliar: a) en la evolución de la corriente a través del devanado auxiliar, b) en el valor pico de la corriente a través del devanado auxiliar.

04Vtap OBVtap OQVlap vtap 1.2 vtsp 14wap

VAUX (P.U.)

Figura VI.19. Influencia de la tensión en el devanado auxiliar en la duración del intervalo desmagnetizante.

132

.<_ - . RRT cuasirresonante

Como conclusiones del análisis paramétrico desarrollado se pueden anotar lo siguiente:

La influencia de 10s elementos parásitos de la etapa de potencia puede afectar la conmutación a ‘Orriente las

Parásitas afectan la magnitud de la corriente del intervalo resonante, lo cud la Conmutación a corriente cero de los interruptores principales, Esto marca una

diferencia en 10s modelos equivalentes obtenidos, ya que las magnitudes de corriente y tensión que se obtienen del modelo sin elementos parásitos se encuentran alejados de la realidad, debido a que no contempla la influencia de los mismos.

El hecho de aumentar la tensión en el devanado auxiliar acelera la desmagnetización de las bobinas acopladas magnéticamente (Li, Lz, LAUX). Sin embargo, esto significa un mayor esfuerzo de corriente en los interruptores del circuito del devanado auxiliar de tensión. De igual forma se observó que aumentar la tensión entre tomas produce picos de corriente resonantes más grandes en las ramas principales, lo cual puede permitir manejar un nivel mayor de corriente de carga.

Las caídas de tensión de los interruptores principales reducen el pico de corriente resonante de las ramas principales, con lo cual se afecta la duración del intervalo resonante y se puede comprometer la condición de conmutación a corriente cero si su efecto se conjuga con el de otro elemento parásito.

El aumento de la frecuencia de resonancia de la red RLC acorta la duración de los intervalos del proceso de conmutación de tomas del regulador. Este hecho es favorable si se considera que es una característica deseable en el regulador para que pueda conmutar un número de veces mayor en cada ciclo de tensión de red. Sin embargo, aumentar la frecuencia de conmutación reduce el pico de la corriente resonante, lo cual compromete la conmutación a corriente cero de los interruptores principales.

La influencia de los elementos parásitos de la etapa de potencia es negativa Para 1 o P r la condición de conmutación a corriente cero. Este análisis ha permitido determinar 10s elementos parásitos que más influyen son la inductancia de dispersión y la resistencia Parásita de la rama resonante, debido a que afectan directamente la frecuencia de resonancia de la red RLC de la rama resonante.

en 10s interniptOreS principales. Tanto las inductancias de dispersión

V1.5. Etapa de control

La etapa de control del regulador de tomas rápido cuasirresonante se basa en el microcontrolador PIC16C74. Dicha etapa se encarga de establecer la lógica para la selección adecuada de los interruptores de la etapa de potencia del regulador. Además, debe controlar la operación de los interruptores principales para que estos trabajen en condición de conmutación a corriente cero. La etapa de control del regulador opera en lazo abierto. La figura VI20 muestra el esquema general de la misma.

133

~~

Sintesis de un regulador monofasico de tomas de C.A. para aplicaciones de media y baja iensidn

I ' I Figura VI20 Esquema general de la etapa de control.

--Q

Tensi6n de

salida

-Q

VI.6. Resultados experimentales

La potencia nominal del prototipo implementado es de 1 kVA, con una tolerancia en la tensión de entrada de +20% del valor nominal de la tensión de línea y una tolerancia en la tensión de salida de +3 %. Se utilizó un control en lazo abierto.

A continuación, se presentan formas de onda del regulador operando con una carga resistiva. Las formas de onda fueron obtenidas con un osciloscopio digital con salida a archivo de datos. Las mediciones se realizaron con una carga de 370 VA conectada en las terminales de salida del regulador. Para la realización de las siguientes pruebas se utilizó una fuente de C.A. programable.

En la figura VI.21-a se muestra la corriente a través de interruptor SWi y la señal de control correspondiente. Tal como se puede observar, tanto en el apagado como en el encendido de dicho interruptor, se produce un pico de corriente, el cual corresponde al intervalo resonante del proceso de conmutación, el cual permite el apagado a corriente cero. En la figura Vl.21-b se observa a detalle la corriente a través del interruptor SWi durante el apagado.

De manera similar, en la figura VI.22-a se muestra la corriente a través del interruptor SWZ y la señal de control correspondiente. Se observa que la corriente presenta un pico en las conmutaciones, el cual corresponde al proceso de resonancia para lograr el apagado a corriente cero. La figura VI.22-b muestra a detalle la corriente a través de SWZ durante el apagado del mismo.

La figura VI23 muestra la corriente en la rama superior y la tensión en el condensador de la.. rama resonante ( V c ) . Tal como se puede observar, la tensión en el condensador invierte su polaridad cuando se presenta el pico de corriente en el apagado de SWi. El mismo efecto se presenta cuando comienza nuevamente a circular corriente en la rama superior.

134

RRT cuasirresonante

. . . . . . . . . . . . . . . . . .

: < I I *

.I j . . . .

5 A/div.

5 V/div.

. . . .

, . . . . . .

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

2 A/div.

5 V/div.

. . . . . .

135

Síntesis de un regulador monofdsico de tomas de C.A. para aplicaciones de media Y baja tens1611

La figura VI.24-a muestra las corrientes de las ramas superior e inferior durante un ciclo de red. Puede observarse en esta figura el troceo de la tensión de red realizado por el regulador. La figura VI.24-b muestra a detalle las mismas corrientes durante el semiciclo positivo de la tensión de red.

La figura Vl.25-a muestra la corriente en la carga con el regulador operando sin el filtro de salida. Se puede observar que dicha corriente es la suma de las corrientes de las ramas superior e inferior de las figuras VI.24-a y Vl.24-b. La figura Vl.25-b muestra la tensión y corriente en la carga con el regulador operando con el filtro de salida. Se observa que el filtro de salida recupera la componente fundamental de la tensión de red.

2 A/div.

2 A/div.

2 A/div.

2 A/div.

50 ps/div. 50 &div. (a) (b) Figura V1.24. Corrientes en los interruptores principales: a) durante un ciclo de red, superior: ii, inferior: iZ, b)

detalle que muestra el semiciclo positivo de la tensión de red, superior: ii, inferior: il.

2 A/div.

I . , , , , I i

100 V/ div.

2 A/div.

5 ms/div. 5 ms/div. (a) (b) Figura VI.25. Formas de onda de salida: a) corriente en la carga sin filtro de salida, b) superior: tensión en la

carga con filtro de salida, inferior: corriente en la carga.

136

RRT cuasirresonante

V1.7. Conclusiones

En el desarrollo del trabajo sobre el regulador de tomas rápido cuasirresonante se realizó primero el análisis matemático de la etapa de potencia del regulador sin considerar los elementos parásitos de la topología, el cual se presentó en [65]. Dicho análisis permitió el diseño de los elementos de la etapa de potencia del regulador y la demostración mediante simulación de que la topología permitiría la conmutación entre los interruptores de sus tomas a corriente cero.

Sin embargo, en la práctica la topología de potencia del regulador resultó ser muy sensible a los efectos producidos por los elementos parásitos de las bobinas acopladas y el transformador. Esto se debe principalmente a que los valores de las resistencias parásitas y de las inductancias de dispersión son prácticamente del mismo valor de la resistencia de la red resonante y de la bobina resonante respectivamente. Aunque sería posible plantear un nuevo cálculo de los elementos de la red resonante para que sus valores fueran mayores a los valores de los elementos parásitos, esto comprometería la conmutación a corriente cero de los interruptores principales, ya que el incremento del valor de la bobina resonante, principalmente, ocasionaría la reducción del pico de corriente resonante.

Debido a lo anterior y con el propósito de obtener una caracterización más completa de la etapa de potencia del regulador, se obtuvo un modelo matemático de la etapa de potencia que incorpora los elementos parásitos más significativos.

A partir de este nuevo modelo, se realizó un análisis paramétrico con el objetivo de determinar la sensibilidad del regulador ante la variación de algunos de los parámetros de la topología. El análisis paramétrico comprueba que la etapa de potencia del regulador es sensible a los efectos originados por los elementos parásitos. Los efectos producidos por los elementos parásitos consisten principalmente en la reducción del pico de corriente resonante y e1 incremento de la duración del proceso de conmutación entre las tomas del regulador. Los elementos parásitos más críticos en la etapa de potencia se encuentran en la rama resonante de la topología del regulador. Por otra parte, el análisis paramétrico también permitió determinar que conforme se aumenta la frecuencia de resonancia de la red RLC de la rama resonante, se reduce el tiempo necesario para realizar la conmutación entre tomas. Sin embargo, con ello se compromete la apertura a corriente cero de los interruptores principales, además de hacer más sensible la etapa de potencia a la variación de parámetros. En general, el análisis paramétrico ha permitido una caracterización más completa de la etapa de potencia del regulador de tomas rápido cuasirresonante.

Por otra parte, la apertura de los interruptores principales en el segundo cruce por cero de la corriente que circula a través de ellos complica la implementación del circuito de control. Esto se debe principalmente a los efectos originados por los elementos parásitos y el hecho de que la duración de la corriente resonante y su valor pico se van modificando conforme varía la tensión de C.A. de entrada, lo cual dificulta la detección confiable del segundo cruce por cero.

Sin embargo, los resultados experimentales comprobaron que es posible la conmutación a corriente cero de los interruptores principales del regulador. Además, los resultados demostraron que el regulador puede realizar la conmutación subcíclica entre sus tomas, lo cual potencialmente permitiría la compensación de algunas de las perturbaciones de la red, tales como: variaciones de tensión, flicker y armónicos de tensión.

137


No obstante, el rango de regulación de la tensión de entrada sobre el cual puede operar el regulador no es muy grande, debido, en parte, a que el tiempo en que debe mantenerse conectada cada toma es aún grande. El rango de regulación se podría mejorar aumentando la tensión entre las tomas principales. Sin embargo, esto provocaría que aumentará la THD de la tensión de salida, la cual con las especificaciones actuales del regulador ya es de un valor significativo.

De manera similar al RRT con conmutación dura, la principal limitante que presenta ia topología cuasirresonante radica en el tiempo de desmagnetización de la bobina auxiliar, el cual sigue resultando muy elevado para ciertas aplicaciones.

El regulador de tomas rápido cuasirresonante ofrece un panorama de investigación interesante en el uso de técnicas de conmutación suave en convertidores C.A./C.A., con la finalidad de mejorar la calidad de la red. Por otra parte, el desarrollo del trabajo ofrece un estudio completo de la topología del regulador, incluyendo los efectos producidos por los elementos parásitos de la topología.

138

CAPÍTULO VII

CONCLUSIONES

VII.1. Conclusiones del trabajo desarrollado

Se han presentado nuevos esquemas de reguladores de tomas, los cuales mejoran las características de los equipos utilizados actualmente en cuanto a tiempo de respuesta y corrección de perturbaciones. Dichos esquemas de reguladores rápidos se pueden dividir en dos categorías principales. La primera involucra a aquellos reguladores que utilizan varias tomas y conmutación dura, y la segunda se refiere a los esquemas que utilizan únicamente dos tomas y conmutación suave. El presente trabajo se enfoca principalmente al RRT con conmutación dura y describe solamente los puntos más importantes del RRT cuasirresonante.

Para desarrollar el prototipo del RRT con conmutación dura se ha llevado a cabo un análisis de la etapa de potencia, en el cual se incluyen los elementos parásitos de la misma. Asimismo, se realizó la síntesis de dicha etapa de potencia, con lo cual se procedió a diseñar el regulador. Otro punto importante consistió en el diseño e implementación de la etapa de control, la cual está basada en un DSP.

A partir de los puntos comentados, se realizaron las pruebas experimentales al regulador, con las cuales se pudo comprobar que mejora notablemente la respuesta dada por un regulador de tomas clásico, ya que responde a las perturbaciones en un tiempo menor a un semiciclo de la tensión de línea, además de que es capaz de corregir variaciones de tensión de corta duración, como 10s sags, el picker. Como un punto importante cabe resaltar la atenuaci6n de armónicos de bajo orden, lo anterior sumado a la capacidad de corregir variaciones de tensión de larga duración.

Debido a lo anterior, se puede comentar que se ha mostrado la factibilidad de reemplazar los reguladores de tomas clásicos por reguladores rápidos, cambiando únicamente los interruptores de potencia y la etapa de control. Asimismo, se han puesto de manifiesto las ventajas que representa el uso de una etapa de control basada en un microprocesador moderno, como es el caso del DSP.

Asimismo, se ha realizado un estudio detallado de los parámetros más importantes (bobinas iimitadoras, bobina auxiliar, tensión entre tomas, etc.) con el propósito de observar la manera en que

139

Sintesis de un regulador monofhsico de tomas de C.A. para aplicaciones de media y baja tensión

influyen en las principales variables del circuito. Lo anterior se analizó con el fin de OPtimizar el funcionamiento del regulador manteniendo un compromiso entre los principales parámetros.

Sin embargo, se ha observado que para ciertas aplicaciones, como la corrección de la distorsión armónica, el tiempo de respuesta no es lo suficientemente pequeño, lo que no permite responder adecuadamente a dicha perturbación.

Por lo tanto, ha quedado claro que la principal limitante que presenta el esquema del RRT consiste en el tiempo de desmagnetización, lo cual sigue siendo grande para corregir algunas perturbaciones. Lo anterior también tiene como consecuencia la limitación de las capacidades que puedan tener los algoritmos de control implementados.

Por otro lado, se ha presentado el análisis de la etapa de potencia correspondiente al esquema de regulador rápido cuasirresonante. Debido a que se observó que dicha topología es muy sensible a los elementos parásitos (inductancias de dispersión y resistencias parásitas), se desarrolló un modelo matemático además de un análisis exhaustivo para observar la influencia de dichos elementos en las principales variables del circuito. Asimismo, se realizó un análisis de variación de parámetros, comprobándose que los elementos parásitos influyen notablemente en el comportamiento de las principales variables del regulador.

Los resultados experimentales de las pruebas realizadas al regulador cuasirresonante - comprobaron que es posible realizar la conmuta&~n a corriente cero en este tipo de convertidores CA-CA.

La principal limitante que presenta el regulador cuasirresonante, de manera similar al RRT con conmutación dura, radica en el tiempo de desmagnetización, el cual puede considerarse grande para tratar de corregir ciertas perturbaciones. Lo anterior también redunda en que la frecuencia de conmutación no es tan alta como para justificar el uso de la conmutación suave en los interruptores. Sin embargo, con el desarrollo de este trabajo se abre un panorama de investigación interesente en el área de convertidores CA-CA con conmutación suave.

VII.2. Sugerencias para trabajos futuros

El desarrollo de la tesis ha demostrado que es posible implementar nuevos esquemas de reguladores de tomas, los cuales mejoran notablemente las características de los esquemas utilizados actualmente, con lo que se ha abierto un campo de investigación interesante para este tipo de equipos.

Tal como se ha comentado, el esquema de regulador rápido que utiliza conmutación dura y el esquema con conmutación suave presentan como desventaja el uso de UM bobina auxiliar de desmagnetización, lo cual representa un retardo que puede ser considerable para ciertas aplicaciones. Por lo tanto, se recomienda la eliminación de dicha bobina.

También resulta necesario investigar la implementación de un esquema de conmutación que no necesite dicha bobina auxiliar y realice la conmutación a corriente cero de manera natural. Por otro lado, con la eliminación del tiempo tan grande de desmagnetización sería posible explorar todas las ventajas que representa el uso de algoritmos avanzados de control. Todo lo antenor daría lugar a un aumento en la frecuencia de conmutación y una mejora en el tiempo de respuesta del regulador.

140

.

Conclusiones

0'0 punto importante consiste en estudiar la aplicación del regulador con conmutación dura trifásicas, con 10 cual se probaría el comportamiento de estos equipos a mayores en

potencias.

VI1.3. Publicaciones generadas

Como consecuencia directa del presente trabajo de tesis se publicaron 10s siguientes

Co~gresOS internacionales de mayor prestigio

R. Echavamía, V. Sánchez, M. Ponce, A. Claudio, M. Cotorogea, Parametric analysis ofa qiiasiresonant fasf on-load tap changing regulator, 33rd IEEE Power Electronics Specialists Conference, PESCO2 Junio 2002, Queensland Australia.

R. Echavamía, V. Sánchez, M. Ponce, M. Cotorogea, A. Claudio, Analysis ofa pmcier topologijfor a quasi- resonant fast on-load tap changing regulator, IEEE International Symposium on Circuits and System, ICCAC'02, Mayo 2002, Scottsdale, Arizona, USA.

R. Echavarría, M. Cotorogea, A. Claudio, V. Sánchez, Design and implementation of a fast on-load tap changing regulator, IEEE Industry Applications Society Annual Meeting, IAC'OO, Rome, Italy. Octubre 2000.

V. Sánchez, R. Echavarría, M. Cotorogea, A. Claudio, Design and impkmentntion ofa fast on-load tap changing regulator using soft siuitcking commutation techniques, 31~1 IEEE Power Electronics Specialists Conference, PESC'OO, Galway, Ireland, Junio 2000.

Otros congresos internacionales

R. Echavzrría, V. Sánchez, M. Ponce, M. Cotorogea, A. Claudio, Analysis of parameters rlariatio?~ Of0 quasi-resonant fast on-load tap clmnging regulator, VI11 IEEE International Power Electronics Congress, ClEP'02, Guadalajara, Méx., Octubre, 2002.

R. Echavarría, M. Cotorogea, A. Claudio, V. Sánchez, A noriel fast on-load tap changing regulator, "11 IEEE International Power Electronics Congress, CIEF'OO, Acapulco, Méx. Octubre 15-19,2000.

V. Sánchez , R. Echavarría, M. Cotorogea, A. Claudio, , A novel sclzmefor a qunsi-reso~~ant fast on-load tap changing regulator, VI1 IEEE International Power Electronics Congress, CIEFOO, Acapulco, Méx. Octubre 15-19,2000.

Congresos nacionales

V. Sánchez, R. Echavarría, J. Vaquero, Panorama actual de los reguladores de CA, 1- Congeso Nacional de Ingeniería Electrónica del Golfo, Conagolfo'99, Orizaba, México, Noviembre 15-19,1999.

V. Sánchez, R. Echavarría, J. Vaquero, Estado actual y tendencias futuras de los reguladores de tenSióJl de a, Ix Congreso Interuniversitario de Electrónica, Computación y Eléctrica, Guanajuato, MéX., Marzo 22-26,1999.

141

Cintesis de un regulador monofasic0 de tomas de C.A. para aplicaciones de media y baja tensión

Además, se present6 la siguiente tesis de maestría:

ing. Víctor M. Sánchez Huerta, Regulador de Tontas Rápido Cuasirresonante, asesor: M.C. Rodolfo A. Echavarría Solís, Centro Nacional de Investigación y Desarrollo Tecnológico, CENIDET, 13 de Julio del 2000.

Mientras que se encuentra en desarrollo la siguiente tesis de maestría:

Ing. Sergio Velasco Vargas, Optimización de un Regulador Rápido de Tomas de C.A., asesor: M.C. Rodolfo A. Echavarría Solís, Centro Nacional de Investigación y Desarrollo Tecnológico, CENIDET.

142

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1997.

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145 b i ' h


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146

LISTA DE SÍMBOLOS

%ENT

%SAL

%SWL

A k IC

ICA ICAIN ICOMP isc KP LAUX

%PRI

%VCOMP

l e L k n

L" m N nAUX Nffirto

NSALT NTAP

P

nPRl

PCOMP

PPRl RP

swn Ti t x

SWAUX

tAUX

Variación permitida de la tensión de entrada Caída de tensión del transformador principal Variación permitida de la tensión de salida Caída de tensión en los interruptores y bobinas Caída de tensión en el transformador compensador Variación permitida de la corriente de cortocircuito entre tomas Corriente de colector Corriente de carga nominal Corriente en el devanado primario del transformador principal Corriente en el devanado primario del transformador compensador Corriente de cortocircuito entre tomas contiguas Ganancia proporcional Inductancia de la bobina auxiliar Entrehierro Inductancia de dispersión Inductancia de una bobina limitadora Toma media Número de espiras de una bobina Relación de transformación entre una bobina limitadora y la bobina auxiliar Número de espiras de cada toma Relación de del transformador principal Número de saltos entre tomas disponible Número de tomas Potencia nominal del regulador Potencia del transformador compensador Potencia del transformador principal Resistencia parásita Interruptor auxiliar interruptor de potencia Tiempo de desmagnetización Tiempo integral Tiempo de solapo entre tomas

147

Sintesis de un regulador monofácico de tomas de C.A. para aplicaciones de media y baja tensión

V(üR)CEC

V A U X

VENT VGSW"

VRWA Vsaito

VCUMA VSW"

Z ZCC

V N n

VTAP

. . .

Tensión colector-emisor de ruptura Tensión en el devanado auxiliar Tensión nominal de entrada Señal de control de un interruptor de potencia Tensión en los devanados Tensión que debe de restar el transformador compensador Tensión de salto de cada toma Tensión que debe de sumar el transformador compensador Caída de tensión en un interruptor de potencia Tensión entre tomas contiguas Impedancia de la línea Impedancia de cortocircuito entre tomas contiguas

o=-- RPl L, + L,

i. . . . :

148

Lista de símbolos

R P 2 + R P 3 c = 2(h + LR + LK2 + L K 3 )

L2 LPAUX l n 2

L 2 + L P A ü X / n 2 LEQ =

C, N 9 =- Lk w3

CENIDET 1F;NSRO DE INFORMACION

149

~

Sintesis de un regulador monoiásico de tomas de C.A. para aplicaciones de media y baja lenci6n

150

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