S.E.P S.E.1.T S.N .I .T

CENTRO NACIONAL DE INVESTIGACIÓN Y DESARROLLO TECNOLÓGICO .+

$& -. cenidet

“RECTIFICADOR CONMUTADO CON CORRECCI~N DEL FACTOR DE POTENCIA Y CONMUTACIÓN SUAVE DEL

TIPO CUASIRRESONANTE A CORRIENTE CERO”

T E S 1 S PARA OBTENER EL GRADODE MAESTRO EN CIENCIAS EN INGENIERíA ELECTRÓNICA P R E S E N T A : PORFIRIO ROBERTO NÁJERA MEDINA

CENTRO DE INFORErlACiOt

C I N I D E Y DIRECTOR DE TESIS:

DR. JAIME E. ARAU ROFFlEL

DR. ABRAHAM CO-DIRECTOR CLAUDIO DE TESIS: SÁNCHEZ 0 [YENIbET ; I

J

CUERNAVACA, MOR. OCTUBRE DE 1997

g 7 1 o 5.2

S.E.P S.E.1.T S.N.1.T

CENTRO NACIONAL DE INVESTIGACI~N Y DESARROLLO TECNOLÓGICO

cenidet "RECTIFICADOR CONMUTADO CON CORRECCI~N DEL

FACTOR DE POTENCIA Y CONMUTACI~N SUAVE DEL TIPO CUASIRRESONANTE A CORRIENTE CERO"

TESIS QUE PARA OBTENER EL GRADO DE MAESTRO EN CIENCIAS EN INCENIERiA ELECTRÓNICA

P R E S E N T A :

PORFIRIO ROBERTO NÁJERA MEDINA Ingeniero en comunicaciones y electrónica por

la Escuela Superior de Ingeniería Mecánica y Eléctrica del Instituto Politécnico Nacional

DIRECTOR DE TESIS: DR. JAIME E. ARAU ROFFlEL

CO-DIRECTOR DE TESIS: DR. ABRAHAM CLAUD10 SÁNCHEZ

Jurado calificador

Presidente Secretario MC. Alberto Campos Violante 1" Vocal 2" Vocal

Dra. María Cotorogea Pfeifer ,

Dr. Jaime E. Arau Roffiel MC. Víctor M. Cárdenas G.

CUERNAVACA, M O R OCTUBRE DE 1997

S.E.P. S.E.1.T . ’ S.N.1.T

CENTRO NACIONAL DE I N V E S T I G A C I ~ N Y DESARROLLO TECNOL~GICO

ACADEMIA DE LA MAESTR~A EN ELECTRONICA

cenidet

FORMA R I 1 ACEPTACION DEL TRABAJO DE TESIS

Dr. Juan Manuel Ricaño Castillo Director del ceniúef Presente

Cuemavaca, Mor. a 14 de octubre de 1997.

At’n. Dr. Jaime E. Arau Roffiel Jefe del Depto. de Electrónica

Después de haber revisado el trabajo de tesis titulado: “Rectiíicador conmutadocon corrección del factor de potencia y conmutación suave del tipo cuasirresonante a corriente cero”, elaborado por el alumno Porfirio R. Nájera Medina. bajo la dirección del Dr. Jaime Arau Roffiei y el Co-director Dr. Abraham Claudio Sánchez, el trabajo presentado se ACEPTA para proceder a su impresión.

A T E N T A M E N T E n

~&&.c-&9 M.C. Víctor M. Cárdenas G. M C l h f h k n r d r n n n c v ‘ P

M.C. Javier Meneses Ruiz / Pdte. de la Academia de Electrónica Ing. David Chávez Aguilar / Jefe del Depto. de Servirinc Fcrn1ar-c

Expediente.

c e n ¡de f / ApaR;ido 5. lnlenor I 65 Internado 62050 Curmaiaca Palmin SM Mor C P 62490 Mtr;ico

Tels (73) 18-77-11 y 12-76-13. F a 12-24-34

h

e- i

SISTEMA NACIONAL DE INSTITUTOS TECNOLOGICOS . .

CENTRO NACIONAL DE INVESTlGAClON Y DESARROLLO TECNOLOGICO

Cuernavaca. Morelos a 13 de Octubre de 1997

Ing. Porfirio R. Nájera Medina Candidato al grado de Maestro en Ciencias en lngenieria Electrónica Presente

. ,

Después de haber sometido a revisión su trabajo final de tesis titulado: “RECTIFICADOR

SUAVE DEL TIPO CUASIRRESONANTE A CORRIENTE CERO”, y habiendo cumplido con todas las indicaciones que el jurado revisor de tesis le hizo, le comunico que se le concede autorización para que proceda a la impresión de la misma, como requisito para la.obtención del grado.

CONMUTADO CON CORRECCI~N DEL FACTOR DE POTENCIA Y CONMUTACI~N

Reciba un cordial saludo

C.C.P.: Jefe de Servicios lpdaF&

/ Expediente

, /

Interior Internado Palmira S/N C P 62490

Tek (73) 18-77-41 1 12-76-13 Fax 12-24-34 Apanado Postal 5-164 C P 62050 Cuernavaca Mor M e h m cenidet/ /I

!

A

&

I

Esta tesis ía dedico a todos aqueíks que de una u otra manera influyeron en ía decisión de continuar superándome. Tam6ién a hs que me motivaron

para no desmayary nevar a f e í i término este proyecto.

3 mi famiíia por su comprensión y apoyo.

Pero so6retodo 15 dedico aítodopoderoso porque me dio la fortallíza para cumpíir eíjuramento que íe hice.

t

PT

gracias.

I,

. . . . . , .

AGRADEZCO ' .

AI M.C. Gerard0 Lara Orozco por la motivación y facilidades que me brindó.

AI Ing. José Luis Jiménez Vidal por su confianza y apoyo.

Ai Dr. Abraham Claudio Sáncbez por el apoyo brindado.

I/

Especialmente al Dr. Jaime Arau Rofiel, con admiración y respeto, por su confianza

1

A todos mis compañeros de generación

especialmente a . Verónica Ninrod David. Leobardo Rafael Jaime Adrián

AI buen amigo Elías por su ayuda oportuna

A Paco, Carlitos y a todo el grupo de Electrónica de Potencia

Al comité de revisión:

Dra. Mm'a Cotorogea Pfeifer. M.C. Alberto Campos Violante

M.C. Victor M. Cárdenas G.

A todo el personal académico y administrativo de este centro.

. .

:>

TABLA DE CONTENIDO

Página

* /. Lista de figuras. I

y+ Lista de tablas. 3.

Simbología.

Introducción.

Objetivo.

Resumen.

4

6

7

CAPiTULO I.- ANTECEDENTES.

10 I O 12 13 14

1s .16.

1.1.- Introducción. 1.2.- Planteamiento de la problemática.

I .

1.3.- El factor de potencia y su relación con el ahorro de enerda. I .4:- Métodos de corrección del factor de potencia. 1.5.- Corrección activa mediante convertidores CDlCD ' .

1.6.- Rectificador conmutado en conmutación dura.

.

de alta frecuencia.

1.7.- Comportamiento ante el incremento de la frecuencia.

CAPITULO 11.- RECTlFlCADOR CONMUTADO EN CONMUTACIÓN DURA.

85%- 2.1 .- Introducción. 2.2.: Convertidor genérico. 2.3.- Modos de operación.

2.3.1.- Primer modo. 2.3.2.- Segundo modo.

19 19 19 20 21

. . . . CAPITULO 111.- RECTiFiCADOR CONMUTADO EN CONMUTACIÓN SUAVE. !I

. . . . 24

24 3.1 _- Introducción. 3.'2.- Interruptor resonante.

25 3.4.- Principio de operación. 26

33 33 , ,

3.5.- Etapa de control.

34 37 42

3.5.4.1.- Comente promedio en los transistores M, o Mz. 42 3.5.4.2.- Comente promedio en cada uno de los diodosD.43 3.5.4.3.- Comente promedio en cada uno de los diodos 44

' . 3.3.- Rectificador conmutado ZCS-QRC.

. . 3.5.1 .- Introducción. 3.5.2.- Análisis del control. 3.5.3.- Análisis de la frecuencia de conmutación. 3.5.4.- Esfuerzos en los dispositivos.

de libre circulación. 3.5.5.- Factor de potencia. 45

3.6.- Rectificador conmutado ZCS-QRC eficiente. 48

CAPÍTULO 1V.- ASPECTOS CRÍTICOS DE DISENO 4. I .- Introducción. . .

4.2.- Requerimientos de diseño. 4.3.- Diseño.

4.3.1.- Determinación de parámetros de entrada. 4.3.2.- Selección del parámetro a. 4.3.3.- Cálculo de la bobina de entrada. 4.3.4.- Determinación de las frecuencias de conmutación. 4.3.5.- Cálculo del tiempo de encendido de los transistores. 4.3.6.- Cálculo de los elementos resonantes. 4.3.7.- Cáiculo del capacitor de salida C,. 4.3.8.- Determinación de los esfuerzos de comente en los

semiconductores. 4.3.9.- Determinación de las pérdidas de potencia

en conducción de los semiconductores. 4.3.10.- Resistencia t é ~ c a . d e 1 disipador requerido. 4.3. I 1 .- Determinación del factor de potencia.

. .

4,4.- Resultados de simulación.

50 50 51 51 52 52 53 54 ' , ' /, 54 55 55

56

58 60 61

#I

CAPITULO V.- RESULTADOS EXPERIMENTALES

5.1 .- Introducción. 5.2.- Formas de onda obtenidas.

5.2.1 _- Voltaje y corriente de entrada. 5.2.2 .- Voltaje y comente en IGBT a maxima frecuencia. 5.2.3 _- Voltaje y comente en IGBT a mínima frecuencia.

5.3.1 _- Parámetros de diseño obtenidos. 5.3.2.- Comportamiento de la eficiencia ante variaciones

. . 6. 5.3.- Mediciones efectuadas.

5-

65 65. 65 65 66 67 67 67

de voltaje y carga.

de voltaje y carga.

ante variaciones de voltaje y carga.

5.3.3.- Comportamiento del factor de pot,encia ante variaciones .68

5:3.4.-'Comportamiento de la distorsión armónica total 69

5.4.- Comparación de THD obtenida con la noma IEC-1000-3-2. 69 5.5.- Otras pruebas. 70

70 5.5.1.- Diseño a 220 voltios de salida. 70 - 5.5.2.- Comportamiento de la eficiencia con respecto a a.

CAPÍTULO VI.- ESTUDIO DE PÉRDIDAS EN CONMUTACIÓN DEL RECTIFICADOR CONMUTADO.

6.1 .- Introducción. 6.2.- Simulación.

' 6.3.- Resultados experimentales.

CONCLUSIONES.

OTROS LOGROS.

TRABAJOS FUTUROS

BIBLlOGRAFh GENERAL.

+ t.3-

73 77 78

82

83

83

84

r

f Figura G.

1 . 1 1.2

+-

1.3 1.4 1.5 1.6 1.6

2.1 2.2

2.3

3. I

3.2 3.3

3.4 2 3 .5

3.6 - 3.7 3.8 3.9

LISTA DE FIGURAS

Formas de onda de voltaje y comente en una carga inductiva. Etapa de entrada de un sistema de alimentación típico. a) Detalle del puente rectificador y filtrado. b) Formas de onda características. Situación actual de la energía eléctrica demandada en México. Diagrama a bloques de. la corrección mediante convertidor CDICD. Convertidor elevador (boost). Rectificador conmutado. Tendencia de la eficiencia vs frecuencia en el convertidor elevador y rectificador conmutado. Convertidor Boost genérico con mínimas pérdidas en conducción.

Página

10 11 11 1 1 13 14 14 15 17

19 Funcionamiento del rectificador conmutado; primer modo de operación. 20 a) Estados topológicos. 20 b) Señales de control para los dos mosfets. Funcionamiento del rectificador conmutado; segundo modo de operación. 2 1 a) Estados topológicos para el segundo modo de operación. b) Señales de control para los dos mosfets.

20

Configuraciones del interruptor resonante. a) Del tipo conmutado a cero voltaje. b) Del tipo conmutado a cero comente.

. .Rectificador conmutado ZCS-QRC. Circuito equivalente en alta frecuencia del Rectificador, Conmutado-ZCS-QRC. . ,

Etapa lineal de comente. ' .

Etapa resonante. Etapa resonante. Etapa lineal de voltaje. Etapa de transferencia de energía. Principales formas de onda en el rectificador conmutado ZCS-QRC.

3. I O Comente en el transistor ante diferentes mapitudes de la comente de resonancia y comente de entrada pico. a) Comentes iguales. b) Comente resonante menor. c) Comente resonante mayor.

21 21 24 24 24 25 26

27 28 29 30 31 31 32

I

.. 3.1 1 Circuito de Control. 3.12 Comente de entrada y de referencia. 3.13 Modelo análogo eléctrico en pequeña señal.del convertidor

.,. : elevador corrector del factor de potencia. 3.1'4 Modelo en pequeña señal con filtro de salida y resistencia de carga. 3.15 Diagama.de bode de la función de transferencia entrada-salida ' .

en el rectificador conmutado. 3.16 Comente de entrada-y Comente.de referencia. 3.17 Corriente de entrada con ángulo muerto. 3.18 Comportamiento del factor de potencia ante variaciones

. ' del ángulo muerto y rizo en la bobina. 3.19 Variación de la distorsión armónica total ante

diferentes ángulos muertos. 4.1 Diagrama funcional de la topología a implementar. 4.2 Modelo análogo eléctrico del comportamientotérmico~del

montaje del IGBT y el diodo en un solo disipador. 4.3 Formas de onda del voltaje colector-emisor y comente

de colector a frecuencia mínima de operación. 4.4 Formas de onda.del voltaje colector-emisor y comente

de colector a frecuencia máxima de operación. 4.5 5.1 5.2

5.3

5.4

5.5

5.6

6.1

6.2 6.3 6.4 6.5 6.6

Formas de onda del voltaje y comente de enGada. .Voltaje (100 V/div) y comente'de entrada (5 Ndiv). Voltaje (200 V/div) y comente (5 Vídiv) en el interruptor principal máxima frecuencia de operación. Voltaje (200 V/div) y comente ( 5 Ndiv) en el interruptor principal mínima frecuencia de operación. Comportamiento de la eficiencia ante: a) Variaciones de la potencia de salida b) Variaciones del voltaje de entrada. Comportamiento del factor de potencia ante: a) Variaciones de la potencia de salida b) Variaciones del voltaje de entrada. Comportmiento de la distorsión armónica total ante: a) Variaciones de la potencia de salida b) Variaciones del voltaje de entrada. Rectificado1 conmutado.ZCS-QRC a) Circuito simplificado b) Señales de control.. Carga de la bobina de, entrada. Etapa de libre circulación. Comente en el colector del IGBT 'Comente de.colector y voltaje colector-emisor en el IGBT de prueba. Comente de colector y voltaje colector-emisor en el IGBT para td = 4 ps.

. '

.

33 34 35

36 37

38 46 46

47

50 58

61

62

62 65 66

66

67

.68

69

73

.74 75

75 78

2

> 3

i'

6.7

6.8

Corriente de colector y voltaje.colector-emisor en el lGBT

Corriente de colector y voltaje .colector-emisor en el lGBT

79

80 para td = 3 ps.

para td = 2 ps. ..

LISTA DE TABLAS

Tabla. Página

I . 1 'Potencia aparente demandada ante diferentes factores de potencia. 12 5.1 Magnitud de armónicos de comente (ampenos) obtenidos y máximos 70

permisibles para equipo el,echco clase D, según la norma IEC-1000-3-2. 5.2 Comportamiento de la eficiencia ante variaciones de a. 71

'!

3

SIMBOLOGÍ A . . .

CA

CD

c o

a

Al

fP

18,

Io

Po

Fs

fa

Zn

L

rl

, . -

Comente alterna.

Comente directa.

Capacitor de salida.

Parámetro de conmutación.

Rizo de comente de entrada.

Factor de potencia.

Valor pico de la comente de entrada.

Comente de CD de salida.

Potencia de salida.

Frecuencia de conmutación.

.Frecuencia de resonancia.

Impedancia característica.

Inductancia.

Eficiencia.

~

I Componente de comente en pequeña señal.

i, Componente de voltaje en pequeña señal.

C, Capacitor resonante.

L, Bobina resonante.

" P Potencia activa.

S Potencia aparente.

D Diodo.

M Transistor mosfet

Q Transistor IGBT.

11,

V,,

t Tiempo.

t,,,

ZCS Conmutación a comente

Comente en la bobina resonante.

Voltaje en el capacitor resonante.

Tiempo de encendido del IGBT.

cero. THD Distorsión arhónica total. QRC Cuasirresonante.

V, Voltaje de entrada de CA. At incremento en tiempo.

K Ganancia del lazo de comente: G Ganancia. . .

Vo Voltaje de salida de CD. K Factor de escalamiento.

w, Frecuencia angular de resonancia. Ai,," Rizo de la comente de entrada

4

. .

i, .Comente eficaz de entrada. ' . 8icic;ii.r = Resistencia . téimica entre la unión y la cápsula del IGBT.

8,,il = Resistencia térmica entre la unión 8cdIGHT = Resistencia térmica entre la y la cápsula del diodo. cápsula y et disipador del IGBT.

edil = Resistencia térmica entre la edn = Resistencia térmica entre el cápsula y el disipador del diodo. disipador y el ambiente.

T, = Temperatura máxima permisible en T,, = Temperatura ambiente maxima. la unión.

PDl~BT = Potencia que disipa el IGBT.

PDD = Potencia que disipa el diodo. p = Factor de posición del conjunto

TD = Temperatura en el disipador.

disipador dentro del equipo.

n = Factor de corrección por número de . v = Factor por ventilación forzada. semiconductores en un mismo disipador.

5

. .

' ,INTRODUCCIÓN

En la actualidad, la demanda de energkeléctrica está creciendo a un.ritmo muy acelerado quej inclusive, amenaza con rebasar la capacidad instalada de las plantas generadoras del sistema eléctrico nacional. El desarrollo tecnológico, la creación de nuevas industrias y en general el incremento de usuarios domésticos, son^

algunos,de los factores que han originado este problema.

Otra problemática no menos importante es que, dado el desarrollo tan .vertiginoso de la industria electrónica, la mayoría-de las cargas conectadas a la red de^ alimentación son equipos, de naturaleza electrónica, que demandan de la línea comente pulsante. Esto trae como consecuencia que el equipo opere con un factor de potencia (fp) bajo y una distorsión armónica total (THD.por sus siglas en inglés) alta 121.

'

'

Operar con un factor de potencia bajo significa que el equipo no esta aprovechando al máximo la energía suministrada. Por otro lado, una distorsión armónica alta contamina la linea de alimentación y puede provocar fallas, por interferencia, en algunos equipos susceptibles a ello; es decir, estamos haciendo mal uso de la energía eléctrica.

El origen.de-este problema, es la excesiva distorsión de la comente provocada por la fuente de alimentación utilizada, en los de equipos de naturaleza electrónica. La computadora, la televisión, balastros electrónicos, drivers de motores, cargadores de baterías y el control electrónico de cargas industriales, son algunos ejemplos' de equipos que en la actualidad se conectan a la línea de alimentación.

Se puede estimar que alrededor del 50 al 60 % de la potencia eléctrica en los

potencia. Dicho porcentaje esta creciendo a un ritmo tal que el impacto, de las cargas no lineales, actualmente es bastante serio.

- países industrializados, es procesada mediante algún tipo de equipo de electrónica.de . <

2

** Lo anterior ha presentado la necesidad de normalizar sobre los limites

permisibles de armónicos en algún sistema de ,electrónica de potencia. Las instituciones encargadas de normalizar, en este aspecto, son la. Comisión Internacional Electrotécnica (IEC por sus siglas en inglés) y el instituto de Ingenieros en Eléctrica y Electrónica (IEEE por sus siglas en inglés).

,

6

La IEC normaliza los armónicos permisibles en .los equipos. particularmenle en la Norma.'IEC-1000-3-2, mientras que la IEEE recomienda los armónicos permisibles en los sistemas eléctricos de potencia en la Norma IEEE 519.

. .

El cumplir con las Normas es una estrategia que algunos países han puesto en vigor como una política de ahorro de energía. El objetivo es que los equipos disponibles en el mercado las cumplan satisfactoriamente para que utilicen al

z máximo la energía eléctrica suministrada. . .

.- En este marco, en nuestro país también existe la necesidad de realizar esfuerzos en el diseño e investigación de topologías de fuentes de alimentación; que comjan el factor de p0tencia.y que operen con distorsión armónica baja.

OBJETIVO

Dada la importancia de incorporar la corrección'del factor de potencia en los equipos, ante la inminente entrada en vigor de las Normas Internacionales, se plantea la necesidad de desarrollar convertidores de CNCD que las cumplan satisfactoriamente, mediante la integración de rectificadores de~línea de calidad .

Con la integación de rectificadores de calidad en la etapa de alimentación, en los equipos, se utilizará eficientemente la energía eléctrica suministrada, contribuyendo con las políticas de ahorro de energía que en nuestro pais se están implement ando.

Como una alternativa para contribuir a realizar lo anterior, se.presenta el siguiente trabajo de tesis que tiene como objetivo:

Diseño y construcción de un convertidor de CNCD para aplicaciones industriales de mediana potencia (menor a 3 KW) con características tales como:

1 .- Alta eficiencia > 90 YO.

2.-.Alto factor de potencia > 95 YO. .

3.- Que cumpla satisfactoriamente con la Norma Internacional IEC-1000-3-2.

7

I'

. . . .

RESUMEN

,.. , . . , . " .

En el .presente documento, se reportan los resultados obtenidos de la implementación de una tecnologia que está en el estado del arte. Consiste de una. topología de convertidor de CNCD que se conoce como rectificador conmutado. Esta'topología opera eficientemente ya que integra en F a soia etapa los procesos de rectificación y corrección del factor de potencia. 'Su nombre se deriva debido a que los diodos inferiores del puente rectificador son sustituidos por transistores' de potencia que trabajan en alta frecuencia.

El convertidor a desarrollar tiene'caractensticas importante tales como:

1 . - Opera con bajas pérdidas en conducción ya que, .en la configuración, se elimina un dispositivo de potencia en la trayectoria de la comente con respecto al Convertidor elevador tradicional.

2 - Los transistores de potencia trabajan bajo el principio de la conmutación suave del tipo cuasirresonante a comente cero. Esto implica que las pérdidas debido a la conmutación son mínimas aun cuando se esté trabajando en alta frecuencia.

3.- Utiliza transistores bipolares de compuerta aislada (IGBT por sus siglas en ingiés) como interruptores de potencia. Esto implica que se tendrán las menores pérdidas en conducción aún cuando se tenga mayor esfuerzo de coniente en ellos.

Las especificaciones generales del convertidor son las siguientes:

. . 1 . - Voltaje de salida = 300 Veo. 2.- Potencia de~salida =' 700 W. 3.- Voltaje de entrada = 127 V $: IO.%. 4.- Frecuencia de conmutación máxima = 1 O0 K hz. 5.- Voltaje de salida no regulado. e

Antcccdcntcs CaD¡lUlO 1

.

I . 1..- Introducción

Capítulo I Antecedentes

1.2.- Planteamiento de la problemática

1.3.- El factor de potencia y su relación con el ahorro de energía i

1.4.- Métodos de corrección del factor de potencia

1.5.- Corrección activa mediante convertidores CD/CD de alta frecuencia

1.6.- Rectificador conmutado en conmutación dura

1.7.- Comportamiento ante el incremento de la frecuencia de operación

Anicccdcnics .,

CaDiiulo I .

. . . .

. .

: ..* > 1.1- INTRODIICCI~N

En este apartado se presenta una introducción a la problemática originada poi- el incremento de cargas no lineales conectadas a la red de alimentación. Se comentan los métodos utilizados para minimizarla y se explican los antecedentes de la topología propuesta en la realización de este trabajo de tesis;

1.2.- Planteamiento de la problemática

En el pasado la causa principal de un bajo factor de potencia (fp) era el comportamiento inductivo de las cargas debido al uso. de motores de inducción. Este tipo de cargas demanda de la línea voltaje y comente, con forma de onda sinusoidal,. tal como se muestra en la figura 1 . I . .

Fig. 1.1.- Toormas dé onda dé voliaje y comientr en una carga inductiva.

En la figura anterior se observa que existe cierto defasamiento (expresado ~

'

generalmente en grados eléctricos) entre ambas formas de onda. Dicho defasamiento (e) es el responsable de que no se aproveche al máximo la energía eléctrica suministrada.

,

"Lo anterior es cierto porque la potencia activa (P)' que realmente está utilizando la carga. está afectada por un término que depende del ángulo .de fase. La potencia activa se expresa generalmente por la siguiente ecuación:

( 1 . 1 ) P= v I cos e . .

En conclusión, en este tipo de cargas, la potencia activa es afectada,por el término cos 8. Dicho término se conoce como factor de potencia (fp) y se expresa mediante la siguiente ecuación [I]:

' I O

Anicccdcnics Capítulo 1

. Sin embargo> con el advenimiento de la industria electrónica, los avances

tecnológicos y,. más recientemente, el enorme incremento del número de computadoras. televisores y otros equipos que incorporan en su etapa de alimentación rectificadores de, linea (fig. 2.1 .a) seguidos por un capacitor como filtro' han originado que la naturaleza del problema cambie [2].

. ., '

Este'hpo de cargas (no lineales) demanda de la línea comente pulsante con un alto contenido armónico (fig. 12.b). El resultado es un equipo que opera con un factor de potencia pobre, 0.6 o menos, y que no cumple con Normas Internacionales como la IEC-1000-3-2 [3] vigente en Europa.

. ..

Regulador

Db

I I I I I

vi A -- Regulador ' vi:% , "

.

c o Lineal

Conmutado o

- - Ii 4r

.. !Fig. 1.2.- Etapa de entrada de un sistcma dé aGmentación tlpico. a) Detnih dcípucntr rcct$cadoryjitrado. 6) Fo~onnos dé onda características.

En este caso el factor de potencia no puede ser definido como el cos 8 ya que las formas de onda de comente y voltaje no son sinusoidales. Sin embargo, independientemente de las .formas de onda de voltaje y comente, el factor de potencia puede'definirse como la relación de la potencia real o activa (P) absorbida por la carga entre la potencia aparente (S) que demanda, el cual se expresa mediante la siguiente ecuación:

.

1 1 I, ' 971052

. . Anicccdcnics Caoíiulo 1

in K V A 1 I

1.3.- El factor de potencia y su relación con el ahorro de energía

O

El factor de potencia es importante porque es un valor que determina que tan eficientemente se está aprovechando la energía eléctrica suministrada a un equipo. Por ejemplo, la siguiente tabla muestra la potencia aparente necesaria a suministrarse y la no utilizada, para una carga de 800 KW, ante diferentes factores de operación:

d

io KVA 0.8 io KVA 0.5

*

200 K\, 800 K\,

Tabh 1.1.- Potenria apamic &mandada ante diferentes factores &potencia para una carga & 800 7@i?

.

En la tabla anterior se observa que 'cuando el f p es unitario la potencia aparente demandada es igual a la potencia activa, por lo que se está aprovechando al máximo la energía suministrada. Por el contrario, a medida que el f j ~ disminuye, la potencia aparente se incrementa; esto quiere decir que una misma carga demanda de la línea energía excedente que no utilizará.

El trabajar con bajo factor de potencia origina un desperdicio de energía así como la problemática asociada con la necesidad de incrementar la capacidad instalada de las plantas generadoras y sobredimensionar los conductores de las lineas de transmisión y distribución [4].

Resulta evidente la importancia de.&atar de que todas las cargas operen con factor de potencia cercano a la unidad, para contribuir al ahorro de energía y, aprovechar al máximo la capacidad instalada del sistema eléctrico nacional.

Es'claro que se bene un problema de mucha importancia que se debe atender ya que, si bien se observa en la figura 1.3 que del total de energía demandada en el país sólo el 22 % es Utilizada para alimentar cargas domésticas y de oficinas [5] , si analizamos la distribución de usuarios, observamos que casi un 90 % utiliza equipos con esta problemática, por'lo que,nos enfrentamos a un serio problema de dispersión de usuarios en donde la única solución viable ,es que, tras imponerse la normalización, el factor.de potencia y THD se comjan en los propios equipos.

12

Anicccdcntcs CJYitulo 1

. .

Domesiicos

oficinas

Otros w Consuiiio lotal I>istribucii>ii de usuarios

F9.. 1.3.- Situación actualde h energía elktnca demandada en N h j c o .

Estos antecedentes justifican la necesidad de seleccionar una estrategia adecuada para la corrección del factor de poten.cia y su incorporación en una topologia eficiente, con la finalidad.de obtener me.jores resultados en el proceso de conversión de energía de CNCD.

1.4.- Métodos de corrección del factor de potencia

El factor de potencia se puede corregir mediante la utilización de métodos ,

pasivos y métodos activos.

Los métodos pasivos pueden implementarse utilizando filtios L-C , bancos de capacitores y motores síncronos. Estos métodos se caracterizan por tener elementos muy voluminosos y caros, requieren de mantenimiento constante (principalmente los dos últimos). Con estos medios se pueden obtener factores de potencia cercanos a la unidad con algunos . . riesgos, que pueden ser peligrosos, porque el banco de capacitores puede entrar en resonancia con la impedancia de la línea [6 ] .

Los métodos activos pueden implementarse utilizando convertidores CD/CD de alta frecuencia y filtros activos. Estos métodos reportan los mejores resultados, con respecto a los medios pasivos, ya que con su integración a los sistemas de potencia se puede alcanzar un fp muy cercano a la unidad.

13

i

-.

Anlcccdcnlcs CaDitUlO I

1.5.- Corrección activa mediante convertidores CDlCD de alta frecuencia

Nos interesa la corrección activa del factor de potencia, particulamen’te mediante la utilización de convertidores, CDKD de alta frecuencia en la etapa de alimentación. Esto consiste en colocar un convertidor en una^ etapa interme.dia entre el rectificador y el capacitor tal como se muestra en la figura I .4 [4].

. . . . Vi q-g--JT/ - . _ . . CDICD

m

Figis. 1.4.- Diagrama a 6COqucs de lÚ corrección mcdhnte convcrtdor m/m,.

La función del convertidor es mantener el voltaje en el capacitor constante y evitar que se descargue. Sin embargo, dada la evolución senoidal del voltaje de entrada, si deseamos mantener el voltaje de salida constante necesitamos que el convertidor tenga la capacidad de “amplificar” cuando el voltaje de entrada sea cero y quizá “reducir” (depende del voltaje de salida Vo deseado) cuando el voltaje de entrada sea máximo.

. ’ Existen varias topologias que pueden utilizarse como correctores del factor de potencia; la condición es que.amplifiquen o eleven voltaje para que realicen la función ya descrita y puedan comportarse ante la linea como “emuladores” de resistencia [4].

El convertidor generalmente utilizado para corregir el factor de potencia. en fuentes de alimentación monofásicas está constituido por un puente rectificador y un !I

convertidor elevador (boost) el cual se muestra en la figura 1.5 [4].

Lin n5

~ mgLTcq--1 . ’ ,

Rz n.i MI Vi CL. n?

- - Fig. 1.5.- Converttdorefévaáor(6oost)

Antcccdcnlcs Capitulo 1

El convertidor elevador está constituido por la inductancia L,,,. el diodo de libre circulación D5.y el transistor de potencia M , (el cual opera. en alta frecuencia). Algunas características bien conocidas pero interesantes de resaltar son:'

1 .- La corriente de entrada no es pulsante.

2.- La fuente está referida a tierra lo que facilita su control.

3.- El voltaje de salida es mayor que.el. de entrada por lo que la energa se almacena .~

más eficientemenken el capacitor C,, reduciéndose su tamaño.

4.- Siempre existen tres dispositivos de potencia en la trayectoria de la comente.

Una'desventaja de esta topolo@a es que presenta pérdidas por conducción y conmutación importantes, que contribuyen a reducir la eficiencia total [7].

1.6.- Rectificador conmutado en conmutación dura

Como una solución para incrementar la eficiencia del convertidor elevador, en los laboratorios de electrónica de potencia de la Universidad de Texas A&M, se desarrolló una topología que integra las dos etapas: el recificador y el convertidor CDíCD, en una sola. Esta topología fue presentada por Prasad N. Enjeti [8] y; como se muestra en la figura 1.6, el resultado es un circuito con menos elementos y particularmente se observa que el diodo D5 es eliminado.

vi

I I ' I

:t$caáor conmutado.

La topologia se conoce como rectificador conmutado debido a que los diodos inferiores del rectificador se sustituyen por transistores de potencia que operan conmutando en alta frecuencia. Este convertidor trabaja como dos convertidores elevadores, uno para cada semiciclo de red, y presenta las siguientes caractensticas:

'15

..., Antccedcntcs Cauitulo I

c

a'

- I3 1 .- La comente de entrada no es pulsante. . . . . .

2,- La co]ocación de la bobina del lado de CA contribuye a reducir la interfemcia

electromagnética.

3.- Los impulsores de las .compuertas .para MI y M2 están referenciadas al m'ismo

punto.

4.- En cualquier instante dado, siempre hay dos dispositivos en conducción.

En la figura 1.6 se observa que, efectivamente, estamos reduciendo las pérdidas en conducción porque estamos eliminando un diodo en.la trayectoria de la comente. Sin embargo, dado que únicamente estamos eliminando las pérdidas en dicho dispositivo, el incremento. de eficiencia pudiera no ser muy significativo; porque, si consideramos que la potencia total Po = V, 1, y si V, = 300 V. entonces la potencia total Po = 300 I,. Por otro lado, la potencia en el diodo PD = VD I, y si Vo =1 V. entonces la potencia en el'diodo es PO = I,. ' .

'Esto quiere decir que la potencia total, en estas condiciones, es trescientas veces mayor que la potencia en el diodo. En otras palabras las pérdidas de potencia,. en el diodo eliminado, prácticamente son despreciables.

/;

I!

;Esto significa que la topología propuesta por Enjeti no es mucho más eficiente:que ei convertidor elevador tradicional y si a eso le agregamos que las pruebas en el convertidor fueron realizadas a baja frecuencia (36.5 Khz), en realidad no se tienen diferencias significativas en eficiencia entre ambas'topologias.

1.7.- Comportamiento ante el incremento de la frecuencia

Para que realmente se tengan diferencias significativas en el rectificador

convertidor a mayor frecuencia de conmutación. Así, como se observa en la figura .. 1.7;. el rectificador conmutado será más eficiente a medida que la frecuencia de operación se incrementa.

conmutado, con respecto al convertidor elevador 'tradicional, se debe trabajar al !I

1:

Anicccdcntcs Ca!Jitulo 1

f

~ i g . I. 7.- Té&& de Iá e$&n& vsfrcnutn& en cC rowoertido~ eléuBdory rectijiraáor ronmutado.

Además, con .los requerimientos actuales se bene la necesidad de diseñar equipos que tengan la capacidad de manejar mayor densidad de. potencia (W/cm3 )* por lo-que es necesario incrementar la frecuencia de trabajo del convertidor.

Sin embargo, el incremento de la frecuencia de operación implica mayores pérdidas de potencia, debido a la conmutación, ,así como también problemáticas asociadas a la no idealidad de los componentes utilizados, tales como: picos de corriente en el momento del encendido y picos de voltaje. en el apagado. Esta situación obliga a utilizar técnicas de conmutación suave en esta topología, de tal forma que la eficiencia permanezca invariable ante el incremento de la frecuencia [91.

La integración de la conmutación suave a la topología propuesta por Enjeh es el'objehvo principal 'de este trabajo de tesis. En estas condiciones se espera obtener un convertidor de C N C D con las mínimas pérdidas: tanto en conducción como en conmutación. Una'topología, que sin duda alguna; será muy eficiente y permitirá manejar mayor densidad de potencia, a gn costo menor, sin gran complejidad del circuito.

17

Caoitulo 11 Rcciificador conmuiado en conmuiacion dura

' .:

Capítulo I1 Rectificador conmutado en conmutación dura

2.1.- Introducción

2.2.- Convertidor genérico

2.3.- Modos de operación 2.3.1.- Primer modo. 2.3.2.- Segundo modo.

18

Caoiiulo I1 Reciificador conniuiado en conmuiacion dura

. .. 2.1.- IntroducciÓn

'En este capítulo se explica el fiincionamiento del rectificador.. conmutado propuesto por Enjeti [8]. Este ' convertidor opera con menores pérdidas en' conducción, con respecto a los cónvertidores utilizados tradicionalmente, debido a que la comente de entrada circula únicamente' por dos semiconductores de potencia en lugar de tres. Sin' embargo, presenta la desventaja de. que las pérdidas por conmutación pueden ser considerables ante el incremento de la frecuencia de operación, dado que los transistores operan en conmutación dura. También se justifica. la razón- por la cual se utiliza una sola señal de control para ambos

c

. ,, r transistores de potencia.

2.2.- 'Convertidor genérico . .

El rectificador conmutado presentado en la figura 1.6 es básicamente una síntesis de dos convertidores elevadores los cuales funcionan independientemente uno para. cada ciclo de red. Un convertidor genérico puede representarse como un convertidor totalmente simétrico compuesto por dos convertidores elevadores (boost), como se muestra en la figura 2.1':

Fig. 2.1.- Convertidor 6oost genérico con mínimas pérddás en conducción.

Cada convertidor trabajará durante un semiciclo del voltaje de entrada dependiendo de la polaridad del voltaje de entrada en las terminales del cátodo de los diodos D3 y D4 .

2.3.- Modos de operación

El rectificador conmutado presenta dos modos distintos de operación, que están en función del tipo de señales de control que activan a los transistores de potencia. Estos modos de operación se explican a continuación:

19

- C3D¡lulO 11 Rcciificador conmutado cn coiimucación dura

2.3.1 .- Primer modo

En 'el primer modo de operación uno de los dos mosfets está conduciendo durante todo el semiciclo (positivo o negativo) mientras que el otro transistor..realiza la funcion elevadora. La &gura 2.2 muestra el funcionamiento del 'convertidor en este modo de operación, así como las señales de control en la compuerta de los mosfets.

1 ~. .. - . .

V -

FQ. 2.2.- Funcionamiento déCrecty5cador ronmutado; primer modo dé operación. a) Gtados topoíiígicos. 6)seriabs dc contiofpara LÓS dos mosfcts.

. .

El mosfet que permanece activo durante el semiciclo. de red tendrá la posibilidad de conducir comente en sentido inverso, de fuente a drenador, si el. producto del valor eficaz de la comente que circula y la resistencia htema del mosfet no es mayor a 0.7 voltios; en caso contrario, la comente circulará a través.de su diodo interno;

20

Rcctificador coninutado en conmutaci6n dura .. Caoitulo 11

. : . :. . .

.. Esta propiedad reducirá aún más las pérdidas en conducción y aumentara la

. eficiencia del convertidor. Sin embargo, este modo de operación presenta. mayor complejidad en el circuito de control ya que se tienen que generar dos'señales distintas: una para cada transistor [IO].

2.3.2.- Segundo modo.

Este modo de operación bene la característica de que la señal de control es la misma para ambos transistores. Los estados topológicos y las señales de control se muestran en la figura 2.3.

Eg. 2.3.- Funcronamlrtito delrect$cador conmutado; segudo modo de operanón

a) Gtados topológicos. 6)i)scñalés de controlpara los dos mosfeets

21

Caoítulo I1 Rcctificador conmutado en conmutación dura

. .

Si realizamos e, análisis' de conducción 'para el semiciclo positivo, observamos que cuando ambos transistores se encienden la comente fluye en sentido directo' a traves del mosfet-M2 y en sentido inverso por el transistor MI. .Cuando se apagan la comente fluye a través del diodo D2 y por el diodo parásito del mosfet M I . Lo mismo ocurre para el semiciclo negativo, pero con los otros elementos.

En este modo de operacibn *se presentarán pérdidas por conducción un poco mayores comparadas con el primero. Sin embargo, continúan únicamente dos semiconductores en la trayectoria de la comente.

En conclusión, el rectificador conmutado es una topología que presenta menores pérdidas en conducción porque la comente circula únicamente por dos dispositivos de potencia. Con la utilización de transistores mosfet, como interruptores, el principio de la conducción inversa puede ser aprovechado para disminuir aún más las pérdidas en conducción. Si el rectificador conmutado trabaja con el segundo modo de operación, el resultado es una topología muy eficiente y sencilla.

,

22

Capitulo 111 Rcciificador coniiiuiado cn conniulac~oll S u a C

Capítulo 111 Rectificador conmutado en conmutación suave

3.1.- Introducción

3.2.- Interruptor resonante

3.3.- Rectificador conmutado ZCS-QRC

3.4.- Principio de operación

3.5.- Etapa de control 3.5.'1.- Introducción. 3.5.2.- Análisis del control. 3.5.3.- Análisis de la frecuencia de conmutación. . 3.5.4.; Esfuerzos en los dispositivos.

'

,3.5.4. I _- Corriente promedio en el'transistor MI . .

3,5.4.2.- Comente promedio en el~diodo D. 3.5.4.3.- Comente promedio en el diodo de libre circulación.

3.5.5.- Factor de potencia.

3.6.- Rectificador conmutado ZCS-QRC con reducidas pérdidas en conducción

23

Capiiuio 111 Rcciificador conmulado en conmuiación suave

3.1.- introducción

Dado' que se tiene la necesidad de incrementar la frecuencia de operación en el rectificador cokutado para obtener diferencias significativas-. con respecto al convertidor boost -tradicional, se deben buscar topologías que concili'en reducidas pérdidas de conmutación. e integrarlas en el rectificador conmutado. Una de ellas es integrar conmutación suave para los transi,stores de potencia.

1

Con la utilizacbjn de las técnicas de conmutación suave se pretende que el transistor se encienda ante condiciones de. cero voltaje (ZVS-QRC) y que se apague ante Condiciones de cero comente (ZCS-QRC). En estas condiciones se reducen significativamente las pérdidas por conmutación, los sobretiros de comente y voltaje,. así como también el ruido radiado por emisión electromagnética (EM1 por sus siglas en inglés).

%,

!i

3.2.- Interruptor resonante

Las topologías basadas en la conmutación suave utilizan el concepto de interruptor resonante. Su integración a los convertidores PWM tradicionales da como resultado una nueva familia de convertidores que se conocen como cuasirresonantes (QRC) y tienen como caractenstica que la comente o el voltaje en el transistor principal evolucionen de forma cuasi-sinusoidal.

"

El interruptor resonante está constituido por un transistor de potencia (interruptor S) al cual se le agregan elementos resonantes L y C. Hay dos tipos de configuraciones: tipo L y tipo M, las cuales determinan el modo de conectar los elementos resonantes. Estas se muestran en la figura 3.1.

Trg 3.1.- Configuranones deíintemptor resomntC a) Dcf tipo conmutado a cero voítaJe 6)c~citipo conmutado a cero comentc. ' / ' ,

I,

24

. . Capitulo 111 Rcclificador contiiuwdo cn conniulación suwc

. . .

Para el caso particular de este' trabajo se utilizará conniutación suave . . .

cuasirresonante a .comente cero (ZCS-QRC) utilizando la configuración de! tipo-L. . .

L, y C, constituyen un circuito serie resonante cuya oscilación es iniciada cuando el interruptor S es encendido. La bobina'resonante L, se conecta en serie con el

interruptor principal para limitar el - en el momento del apagado y el capacitor C,

tiene la función de almacenar y transferir energía.

di dl -

2'

3.3.- Rectificador conmutado ZCS-QRC

Como una alternativa para disminuir las pérdidas por conducción y por conmutación se propone la implementación de un circuito que integra la topologia propuesta por EnJeti (rectificador conmutado) [8] y conmutación suave del tipo cuasirresonante a comente cero (ZCS-QRC) para los interruptores principales [ I I ] . De esta manera estaremos conciliando bajas pérdidas, por conducción y conmutación. integradas en una topología que se muestra en la figura 3.2.

Fy. 3.2.- @gt$icadarconmutdo ZCS-QW.

En la figura antenor se observa que al rectificador conmutado se le han agregado los elementos resonantes L, y C , los cuales provocan que la comente que circula por los transistores MI y M 2 , cuando están encendidos, sea sinusoidal.

Cuando la comente en' el. transistor es nula se comanda el apagado, ante condiciones de comente cero (principio de la. conmutación suave ZCS), lográndose .

minimizar las pérdidas por conmutación en este instante. :

A continuación se enumeran ' de manera resumida algunas características importantes de esta topología y que justifican en gran medida su implementación:

25

Caoiiulo 111 Reciificador conmutado en conmutación suave

. . :. .

. .

1 .-NO se requiere de transistor auxiliar para conseguir la conmutación suave.

2.7.Comente de entrada sinusoidal mediante el control apropiado.

3.-' La señal de control para ambos transistores es la misma.

4.- Menores pérdidas en conducción ya que sólo existen dos elementos en conducción

en cualquier instante - 5. - Reducidas pérdidas en conmutación

''

3.4.- Principio de operación

Para facilitar el análisis del funcionamiento .del rectificador 'conmutado ZCS- QRC, se realizan las siguientes consideraciones o simplificaciones:

I .- La frecuencia de conmutación es mucho mayor que la frecuencia de línea.

2.- Debido al, punto anterior,.la energia almacenada en la bobina se puede considerar

como una fuente de comente constante en un periodo de conmutación.

3.- El análisis se realizará considerando el valor máximo de la corriente de entrada (IiJ

4.- El análisis lo realizaremos para e1 ciclo positivo de la comente de línea y en un solo . .

transistor.

5.- El transistor M es sustituido por un interruptor S.

De esta manera, al rectificador conmutado ZCS-QRC io podemos representar por un circuito equivalente en alta frecuencia el cual se muestra en la figura 3.3.

Fig. 3.3.- Circuito equivahte en aítntafrenrencia del rectfzcador conmutado m-w.

. 26

Rcclifiwdor conniulado'cn conniuiacion suavc . . . CaPíiulo 111

, .

. . . .

A f;n de facilitar el análisis del circuito anterior se definen algunos parametros normalizados en la técnica de conmutación suave a comente cero.

ZN = Impedancia característica = 6 1 a w~, = Frecuencia angular de resonancia =

z, .I, a = Parámetro de conmutación = __ 1.' o

El análisis del circuito lo realizaremos en cinco etapas las cuales se describen a continuación:

Etapa lineal de corriente (to, ti )

En el inicio de esta etapa la comente en el inductor es igual a la comente de entrada lip. En el instante t = to el interruptor S se cierra y la corriente en L, 'decrece linealmente hasta cero; la comente en el interruptor S crece en la misma proporción. El circuito equivalente en esta etapa se muestra en la figura 3.4.

Fig. 3.4.- Etnpa IlneaClié conientc.

Las ecuaciones que describen el comportamiento de la comente en la bobina y el voltaje en el capacitor, se expresan a continuación:

27

Rcctificador conmutado cn conmutación suavc . .

CaDilUio 111

VCr (t) = vo (3.2)

Esta etapa termina cuando la comente en L, es cero. En este instante el diodo Di deja de conducir y la comente de entrada circula totalmente, por S. La duración de esta etapa se puede determinar évaluando para 11, ( t i ) = O y se define por: . ,

o , A t l = a

Nótese que si a = O, At, = O .

Etapa resonante ( tl, tz)

En t = t l , Dl se bloquea y da inicio la etapa resonante, se iniciará la transferencia de energía del capacitor a la bobina, y la comente en L, decrecerá en forma sinusoidal hasta un valor máximo negativo e invertirá su sentido tomándose ahora positiva. Del mismo modo, el voltaje en el capacitor decrecerá en forma sinusoidal hasta volverse negativo. El circuito equivalente se muestra en la figura 3.5.

Las ecuaciones que describen el comportamiento, de la comente en la bobina y el voltaje en el capacitor: se expresan mediante las ecuaciones 3.5 y 3.6.

Fig. 3.5.- Etapa resonante.

vo I L ~ ( t ) = - - sen (o,, t) 2,

Vcr ( t ) = vo cos (o, t)

28

I1

Reciiiicador coniiiuiado cn coniiiubcióii suavC ..

Cauiiulo 111 .~

I/ k , . . !I

!I

.. ..

. . . Ésta etapa termina cuando l,,r(t2) = li, y la duración la podemos deteminar' . . .

evaluando para esta condición. it

z, * I , p o, At2 = sen-' [ - I;o ] = sen-' (- a) (3.7)

:,

:I . .

Etapa resonante ( ti, t3) p

.I En esta etapa la co.mente en la rama del transistor es negativa y circula por el /I ?

diodo. Así, podemos apagar el transistor ante condiciones de conmutación a comente cero ZCS.'El circuito equivalente se muestra en la~figura 3.6. i/

I!

i! 'Fig. 3.6.- Etapa rcsonante. :;

!'

8 . Las ecuaciones que describen el comportamiento, de la comente en la bobina y ;

el voltaje en el capacitor, se expresan a continuación:

V o * J l - cz2 ILr = I,, cos ( o" t ) + sen (o, t)

vCr = zN I,, sen (o, t - vo K2 cos (o, t) (3.9)

(3.8) , !I

& 1 ,:

Esta etapa termina cuando la' comente en L,(t3) = I¡,. La duración se determina $ / /

evaluando para esta condición.. .#

. . o, At; = - 2 sen-! ki I

I . .

I!' 1 .

/I. !i

~ O i l U l O 111 ~. . Rcciiíicador conniucado en conmuiación suave .. .

Etapa lineal de Voltaje ( t3, t4 )

Cuando la comente IL, es igual a I,, , el capacitor C , es cargado linealmente por la fuente de comente I,, . El circuito equivalente se muestra en la figura 3.7.

Ia DI r y y r : - VI

IL> I

I I I I I

Fig. 3.7.- Eiupa linenílii. voíhjc.

Las ecuaciones que describen el comportamiento, de la comente en la bobina y el voltaje en el capacitor, se expresan a continuación:

ILr (0 = I,, (3. I I )

(3.12)

Esta etapa termina cuando el voltaje en el capacitor resonante es Vo. Así; evaluando para esta condición, la duración de esta etapa se determina por la siguiente ecuación.

i - Iji - a’ a

Nótese que si a = O 3 At4 = O

W, At4 = (3.13)

Etapa de transferencia de energía ( td , ts )

Durante esta etapa la comente de entrada circula por Dl y se transfiere energía de la entrada hacia la carga. Esta etapa termina cuando el interruptor S es colocado nuevamente en conducción iniciándose nuevamente el ciclo de operación.

La duración de esta etapa está definida por la siguiente ecuación:

30

Cadtulo 111 Rcctificador conmuiado cn conmutación suave

.. .

At5 = T - (At, + At2 + At3 +At4 )

Donde T'es el periodo de conmutación.

(3.1.4) . .

La figura 3.8 muestra el circuito equivalente de esta última etapa.

Fig. 3.8.- Etapa de transferencia dé energía.

La figura 3.9 muestra las principales formas de onda que se generan durante el ciclo de operación.

Fig. 3.9.- f i 'nc ipah f o m L& onda en eírcctlfdorconmutndo ZCS-QW.

En la figura anterior se observa que, una vez que .el transistor es encendido, la comente que circula por el colector es lineal y proporcional a la comente almacenada. ' ,I en la bobina.

31

... Caoitulo 111 I Rcctificador’conniulado cn conmulacioii Su3YC

, ’ La resonancia se inicia cuando la comente en la bobina es cero y la comente en el transistor es lip. Esto es importante de entender, porque la amplitud de la comente resonante debe ser de tal magnitud que garantice que -la corriente sea cero posteriormente.

La figura 3.10 muestra el comportamiento de la comente en el transistor, ante diferentes magnitudes de la comente resonante, en función de los parámetros normalizados a, Z, y el voltaje de salida Vo.

~ i g . 3.10.- coniente en eítransistorante diferentes magnitudes de ~a conienie de resonancia y coniente dé entrada pico. a) Conientes iguah. 6) Coniente resonante menor .) Conicnte resonante myor.

idealmente la magnitud de la comente resonante debe ser igual a la comente de entrada pico (fig.3.lO.a). S i n embargo, ante el incremento del voltaje de línea o de la carga pudiera ocurrir que la comente resonante no llegue a cero y .la conmutación suave’no se realice. Si la comente resonante es menor (fig.3.iO.b) nunca se logrará la conmutación suave por lo que es una condición no deseada.

La magnitud de comente que se muestra en la figura 3.1O.c es la adecuada porque aseguramos la conmutación suave ante variaciones controladas del voltaje de línea y de carga. Sin embargo, en estas condiciones ],as pérdidas por conducción se incrementan debido a que el valor promedio de la comente resonante también se incrementa. La siguiente, ecuación es la que se debe cumplir para .asegurar. la conmutación suave: . .

32

(3.15)

De la ecuación 3.15 podemos despejar y obtener el parámetro de conmutación normalizado a:

(3.17)

Seleccionando un valor de a d se asegura la conmutación suave pero también se presenta un incremento en las pérdidas por conducción.

3.5.- Etapa de control

3.5. I _- Introducción.

Para lograr la corrección del factor de potencia se utiliza una estrategia de control a base de un control todo-nada con histéresis, el cual es de los más sencillos. Se aprovecha su inestabilidad natural para generar un tren de pulsos y encender a los transistores principales. Posteriormente se coloca un temporizador para fijar cierta histéresis y limitar la frecuencia de operación.

Consiste en comparar una señal senoidal de referencia IREF = I,, sen o t con la comente en la bobina. Cuando la corriente en la bobina es igual a la de referencia los interruptores MI y M2 entran en conducción y permanecen, en este estado, por un tiempo bn constante fijado por un temponzador. Dicho tiempo corresponde a la suma de tiempos de la primera etapa lineal y las dos etapas resonantes vistas en la sección 3.4.

' El circuito utilizado se muestra en la siguiente figura.

Rcclificidor CmmuUdo

ZCS-QRC

. F&. 3.11.- Circuito de controCpara lÚ & en e[rect+cadorconmutdo m-w.

33

Caoitulo 111 Rcctificador conmutado en conmutación suac

Debido a que el tiempo de conducción es constante los picos de comente'del inductor serán proporcionales a la tensión de entrada (esto también se presenta cuando la comente en la bobina Li,, opera en el modo de conducción discontinuo). De.este modo, como se muestra en la figura 3.12, la corriente de entrada estará confinada entre una comente de referencia senoidal y una envolvente también senoidal, lo que garantiza un factor de potencia bastante elevado.

+J. 3.12.- Conicnte de entraday dc rqérenai.

3.5.2.- Análisis del control.

Haciendo un balance de energías y suponiendo que la potencia de entrada (PI) es igual a la potencia de salida (P,).

P, = P, (3 18)

O también.

(3 19) V, i, = V, I,

La ley de control que gobierna la corriente de entrada es.

(3.20)

Donde K es un factor de escalamiento.

Sustituyendo la ley de control 3.20 en la ecuación 3.19 y despejando para 1, :

1.'2, I, =- KVo (3.21)

34

CaUilUlO 111 - . - 'Reclificador conmutado cn conmutación SU3W

h

5

. . ..

.. . . .

:Fro: tvo,

-

La razón de conversión (G) del sistema'en estado estable se puede determinar mediante la siguiente ecuación:

I.'" Donde: r,= - 1,

(3.23)

Perturbando la ecuación 3.21 se obtiene la siguiente ecuación:

2 G ' - ' 1 A

''o K ro

I , = - IJi - - (3.24)

Donde: Te = Componente de comente de salida en pequeña señal.

Go= Componente de voltaje de salida en pequeña señal.

C, = Componente de voltaje de entrada en pequeña señal

Perhubando también a la ecuación 3.20 tenemos:

(3.25)

Donde: < = Componente de comente de entrada en pequeña señal

35

..

Rcci,fiador conmutado . . en conmuiación S U ~ X CaDitulo11I ' ' - . . .. . . .

. . . .

Agregando el capacitor de salida y. la resistencia de carga al circuito antenor; se obtiene el modelo análogo eléctrico con filtro de salida y carga: .~

':

'Trasladando al dominio de Laplace y resolviendo por e¡ método de nodos se

Fig. 3.14.- Modelo en pcqucña setíatconficro de salda y resisten& de carga.

puede 'determinar la función de transferencia de entrada-salida: h

(3.26) _- - 2.G.r" 1 1 K,, y K(i+S.C,.r,'ii R,)

Para el caso de una carga resistiva la resistencia de pequeña señal ra es igual a la resistencia de carga por lo que la función de transferencia se simplifica a:

(3.27)

La función de transferencia tiene un polo en el semiplano izquierdo y ,

obtendremos su respuesta en frecuencia.mediante un diagrama de bode.

' La razón de conversión G, la resistencia en pequeña señal ro , la resistencia de cargaiRL y el capacitor C, se calculan en el capítulo V en función de los requenmientos de diseño de la topología a implementar . El valor del factor de escalamiento K se propone para obtener un comportamiento adecuado de la función de transferencia. Así .los valores a sustituir en la ecuación 3.27 se muestran a continuación:

G = 1166 r, = 128.5 R. K = 6 C, =.800 pF RL = 128.5.R.

b i

f

i b . 1

. . . .

i

. . ,:

I!

. . . .

36 . . . .

I

/I

Rcclihcador conmutado en conmutación suaw caoihito 111

La función de transferencia a graficar está determinada por la siguiente ecuación:

21'3.3 1 0.3s + 6 F(S) = (3.28)

La gráfica se obtuvo mediante el programa de cómputo CC control, y se muestra en la siguiente figura.

En la figura anterior se observa que, cuando la curva de ganancia cruza cero decibeles, la pendiente de la ganancia es de -20 db/dec y el margen de fase es de 90 grados. Esto garantiza que el sistema no presentará problemas de inestabilidad (criterio de estabilidad de Nyquist).

3.5.3.- Análisis de la frecuencia de conmutación

De las formas de onda de la figura 3.9 y particularmente la correspondiente a la comente en el transistor se observa que una vez que la comente cruza el primer cero estamos en condiciones de apagar el interruptor; sin embargo, esto lo podemos realizar hasta antes de que la comente cruce el segundo cero. Así se definen dos tiempos de encendido del transistor correspondientes a cuando cruza el primer cero; tiempo de encendido mínimo &,,, y hasta antes de que cruce el segundo cero; tiempo de encendido máximo bDmax .

37

Rectificador conmutado en conmutación suave . .

.. Caoíiulo 111

Los tiempos de encendido'mínimo y máxima se pueden calcular en función de la duración de los tiempos y se determinan mediante las siguientes expresiones:

' : : ' , t,,,;, 5 At, + At2 (3.29)

1

0" t, nmiii = - a + r + seii-la (3.30)

b,,, = At, + At2 + At3 (3.31)

En función de la ecuación 3.30 y 3.32 se elige un tiempo to, que será constante en todo momento. Por otro lado, la figura 3.16 muestra las formas de onda de la comente de referencia y de la bobina, resultado de la estrategia de control a implementarse.

Fig. 3.16.- Corriente dé entrada y conienie h rgerencia.

La comente de referencia está definida por la expresión:

Iref (t) = I,, sen (WL t 1 (3.33)

WL = frecuencia angular de la línea. w

i El tiempo de subida de la comente en la bobina se puede determinar por medio de la siguiente expresión:

t, = At] + At2 + At3 + Ab (3.34)

38

, . ~.

Capitulo 111 , I Rectiíicador conmulado en conmutacibn suave

.~ 1

. ,

h

(3.35)

Como la comente de referencia es una senoide, el parhetro a también variará en función de una senoide. Así:

a (t) = a sen (WLt) (3.36)

Sustituyendo (3.36) en (3.35) tenemos:

El tiempo de subida máximo ocurrirá en el valor máximo de la comente de

entrada (o,. t = - ). Sustituyendo en la ecuación (3.37) se obtiene la siguiente

expresión que determina el tiempo de subida máximo t,,, de la comente en la bobina.

IT

2

Por otro lado, el tiempo de subida mínimo t,,,, ocurrirá cuando la comente de entrada sea cero (WL t = 'O ). Evaluando, tenemos que:

(3.39)

El voltaje en la bobina se expresa mediante la siguiente ecuación:

di dt

V,(t) = L - (3.40)

w . Cuando los transistores están encendidos, VL (t) = V, = V, sen (aL t); dt = t, ,

por io que podemos determinar el rizo de comente en la bobina.

39

(3.41)

Capitulo Ill Rcctificador conmutado en coniiiuiacion s u a c

.. .. Evaluando para cuando ocurre el pico máximo del voltaje de entrada:

(3.42)

sustituyendo la ecuación (3.38) en la ecuación anterior tenemos:

La ecuación (3.43) es importante, ya que a partir de un rizo de corriente propuesto podemos determinar el valor de la inductancia de la bobina de entrada.

Cuando los transistores están apagados, VL (t) = V, - V, ; dt = tf

(3.44)

Igualando las ecuaciones 3.44 y 3.42 se determina la expresión para el tiempo de bajada:

(3.45)

Sustituyendo la ecuación 3.37 en 3.45, encontramos la ecuación que determina el tiempo de bajada:

El tiempo de bajada máximo ocurrirá en el valor máximo de la comente de

entrada ( o ~ t = i? ). Sustituyendo en la ecuación (3.46) se obtiene la siguiente

expresión que determina el tiempo de bajada máximo tha, de la comente en la bobina. 2

40

Caolldo 111 Ratificador conmutado cn conmutación sua\c

Por otro lado, el tiempo de bajada mínimo tmln ocurrirá cuando la comente de entrada sea cero (wLt = O ). Evaluando, tenemos que:

(3.48)

La frecuencia de conmutación será variable a lo largo del semiciclo de red debido a la variación de t, y tf ; es decir, el convertidor estará trabajando en frecuencia moduladaFM. .

(3.49)

Sustituyendo las ecuaciones 3.37 y 3.46 en la ecuación 3.49, y resolviendo, obtenemos la ecuación que determina la frecuencia de conmutación a lo largo de un semiciclo de línea:

2 f,.Zn.a.(i - sen(hLf) - c o s (oL')

(wLt) - I ) + a.sen(wL/).(sen-l(a.sen(oL/)) - 2n) + ,,I= - 11 (3.50)

K? "P

Donde: p= -

La mínima frecuencia de conmutación ocunirá cuando el voltaje de entrada sea el máximo y la máxima frecuencia ocurrirá cuando el voltaje de entrada sea cero.

(3.51)

(3.52)

41

Rcctificador conmutado en conmutación suavc ' - ' .. .

CaDiIUlO I11

3.5.4.- Esfuerzos en los dispositivos.

Hasta el momento, hemos analizado y obtenido las ecuaciones que rigen el comportamiento del circuito en alta frecuencia, considerando que la comente de entrada es la máxima. En estas condiciones podemos determinar la comente promedio en los transistores y diodos, del circuito de la figura 3.2, para un periodo de conmutación.

Para determinar la comente promedio en un semiciclo de red debemos integrar los valores promedios, obtenidos en alta frecuencia, durante este periodo.

3.5.4.1.- Comente promedio en los transistores Mi o M2.

Los transistores Mi o Mz están conduciendo durante los tiempos Ati y At2. La comente promedio en cada uno, para un periodo de conmutación y comente de entrada pico, está definida por la siguiente expresión:

Resolviendo la ecuación anterior tenemos que la comente promedio, en el transistor, en un periodo de conmutación es:

Por otro lado, la comente promedio en los transistores para un semiciclo de red está defmida por la siguiente ecuación:

42

I. e

k-

(3.56)

Donde: 0= 01. t.

Sustituyendo la ecuación 3.50 y 3.55, en términos de 0, en 3.56 tenemos:

(3.57)

F = a. sen0

La ecuación 3.57 permite calcular la comente promedio, en cada uno de los transistores, para un semiciclo de línea.

3.5.4.2.- Comente promedio en cada uno de los diodos D

El tiempo durante el cual el diodo está conduciendo es At3. La comente promedio en el diodo D para un periodo de conmutación y comente de entrada pico está definida por la siguiente expresión:

Resolviendo la ecuación anterior tenemos que:

(3.58)

43

cauitulo 111 Rcctificador conmutado cn conniuiacion sua~c

La corriente promedio en el diodo D para un ciclo de red se calcula mediante la ,, siguiente expresión:

Sustituyendo la ecuación 3.50 y 3.59 (en términos de e) en 3.60 tenemos:

(3.61)

Donde:

1 2 2 2

B(0) = P(a +a .cos 8 - 2 . n . 6 + 6 . ~ e n - ~ 6 - 1 + =

3.5.4.3.- Comente promedio en cada uno de los diodos de libre circulación DI o D2

El tiempo durante el cual el diodo de libre circulación está conduciendo es At, y Ats. La comente promedio en el diodo para un periodo de conmutación y comente de entrada pico, está definida por la siguiente expresión:

Resolviendo la ecuación anterior:

La comente promedio en el diodo de libre circulación se calcula mediante la siguiente expresión:

44

Caoíiulo 111 Rccíificador coniiiuiado cn coniiiuiación SuaIC

(3.64) .. ..

Sustituyendo la ecuación 3.50 y 3.63 (en términos de e) en 3.64 tenemos que la comente promedio para un semiciclo de linea en el diodo de libre circulación es:

Donde:

(3.65)

2 ( I -sen& cos 0) c(e) =

D(e) = 6’ + 4 .7~6 -2.6.sen-I 6+2-2.-

3.5.5.- Factor de potencia.

El rizo de alta frecuencia en la bobina reduce el factor de potencia y presenta la necesidad de introducir un filtro de línea para lograr un f$ cercano a la unidad.

La siguiente expresión relaciona el factor de potencia y el rizo de comente en la bobina [ i 21.

f p = 1 - 4 / 12I2,+AZ2, (3.66)

Otro problema asociado con el control por histéresis es que en los cruces por cero de la corriente de entrada, donde la frecuencia de conmutación es máxima, existe la posibilidad de que la comente en la bobina ya no siga a la comente de referencia. Para resolver este problema se introduce un pequeño tiempo o ángulo muerto en la frecuencia de conmutación. Esto origina cierta distorsión en la comente de entrada tal como se muestra en la figura 3.1 7.

45

caoitulo 111 ‘I Rcciificador conmutado en conmutación S u a W

. . . . !I

Fig. 3.17.- Corriente de entra& con ángub muerto.

Esto implica que el factor de potencia disminuya y la distorsión armónica se incremente. La siguiente ecuación relaciona el factor de potencia con respecto al ángulo muerto. [ 121 .

f p = JG II (3.67)

Donde: CT = Ángulo muerto.

La figura 3.18 muestra una gráfica del fp con respecto al ángulo muerto y el rizo de comente en la bobina.

.sa PAC-- -- Porn

. s q .76

O 10 ao 30 ¿O M 60

A ” U 0 MULRTO

Fig. 3.18.- Comportamiento &lfactordepotm& ante variaciones áelánguío muerto y rizo en 1á 606ina.

Cauitulo 111 Rcctificador conniutado en conniutación suaw

La distorsión-armónica también es afectada por los mismos parámetros que afectan ai f p . En este caso la componente del"primei .armónico con respecto al ángulo muerto se puede determinar mediante la siguiente ecuación [ 121.

(3.68)

Las componentes armónicas de mayor orden se pueden obtener restando la componente fundamental I,, (1) , del total de la comente rms de entrada.

Por otro lado, la distorsión armónica total (THD) se define como la relación de las armónicas de mayor orden entre la componente fundamental.

THD = /y (3.69)

De esta manera podemos obtener el comportamiento de la THD de la corriente de línea con respecto al ángulo muerto. Dicho comportamiento se muestra en la siguiente figura:

O (o 20 30 40 50 60 . ?O

Ángulo nmerto ( p r o a a s )

FG. 3.19.- ?/nriaciÓn de h dlrtonión armónica total

ante diferentes ánguCos muertos.

En conclusión, en el método de control utilizado, el factor de potencia y la distorsión armonica total son más pobres con respecto a otros modos de control. Sin embargo, en esta topología se utiliza el concepto de conmutación suave del tipo cuasirresonante, por lo que necesitamos un tiempo de encendido fijo (durante el cual se realiza la resonancia).

47

&Dilulo 111 Roctificador conmutado'cn conmulación suave

Así, el método de control por histéresis presenta mejores caractensticas ya que es muy sencillo y cumple satisfactoriamente con los requerimientos y condiciones que se necesitan

3.6.- Rectificador conmutado ZCS-QRC con reducidas pérdidas en conducción

La integración de la conmutación suave al rectificador conmutado efectivamente es una alternativa para disminuir pérdidas por conmutación. Sin embargo, dado que la forma de onda de la comente que circula es cuasi-sinusoidal, implica mayor esfuerzo de comente en el transistor.

Esto trae como consecuencia que las pérdidas por conducción en los mosfet sean significativas ya que las pérdidas en estos semiconductores se calculan como el producto del valor rms de la comente que circula (de drenador a fuente) y su resistencia interna; esto implica, que de cierta manera regresemos al principio.

Dada la aparición de trksistores de potencia de nueva generación tales como los transistores de compuerta aislada (IGBT por sus siglas en inglés) se tiene la posibilidad de manejar mayor potencia a la salida sin grandes pérdidas, ya que en este caso se calculan en función del producto de la comente promedio y el voltaje colector-emisor de saturación.

Estos dispositivos tienen la desventaja de tener una significativa cola de comente de apagado que limita su frecuencia de operación. Sin embargo, con la implementación de conmutación suave a los transistores de potencia y dado que la comente que circula tiene una evolución cuasisenoidal tenemos la posibilidad de utilizar IGBT, en alta frecuencia, sin'problemas con su cola de apagado.

Con la sustitución de los transistores mosfet por IGBT en el rectificador conmutado ZCS-QRC, se tendrá una topología que realmente operará con las menores pérdidas tanto en conducción como en conmutación. El resultado es una topología que ante estas condiciones tendrá la posibilidad de manejar mayor potencia de salida, que'la hacen una muy interesante alternativa de convertidor de CA/CD en aplicaciones de mediana potencia.

.

48

h p x t o s criíicos dc discfio CaDitulo IV

Capítulo IV ASPECTOS CRITICOS DE DISEÑO

4.2.- Requerimientos de diseño

4.3.- Diseño 4.3.1 .- Determinación de parámetros de entrada. 4.3.2.- Selección del parámetro a. 4 3.3.- Cálculo de la bobina de entrada. 4.3.4.- Determinación de las fiecuencias de conmutación. 4.3.5.- Cálculo del tiempo de encendido de los transistores. 4.3.6.- Cálculo de los elementos resonantes. 4.3.7.- Cálculo del capacitor de salida Co. 4.3 8.- Determinación de los esfuerzos de comente en los semiconductores. 4.3.9.- Determinación de las pérdidas de potencia, en conducción, de los

4.3.10.- Resistencia térmica del disipador requerido. 4.3.1 1 .- Determinación del factor de potencia.

semiconductores.

4.4.- Resultaiios de simulación

CaDilUlO IV A s ~ c i o s criticos dc diseño x

. .

En este capítulo realizaremos el cálculo de los elementos cnticos para el buen funcionamiento de la topología. Es importante que los componentes fisicos a utilizar se aproximen al máximo con los obtenidos en los respectivos cálculos, particularmente 10s relacionados con los elementos resonantes.

4.2.- Requerimientos de diseño

El diseño se realiza en función de las ecuaciones que previamente ya se han desarrollado y, para este caso, los elementos del Rectificador Conmutado. se calculan según los siguientes requerimientos de diseño:

1.- Potencia de salida = 700 W..

2.- Voltaje de' salida = 300 V.

3.- Voltaje de entrada = 127 k 10 YO V.

4.- Frecuencia de conmutación máxima = 100 Khz.

5.- Rizo máximo en la comente de entrada = 15 YO.

La figura 4.1, muestra el diagrama funcional de la topología a implementar.

. .

50

. ~. ~.

A s ~ t o s cniicos dc discao . . CaDiiuio IV

. , ..

El circuito anterior es una variación topológica del presentado en la figura 3.2 sin que la filosofia de dos convertidores elevadores, uno para cada semicic1o.de red, sea modificada. La razón estriba en tener la posibilidad de sensar la comente en la bobina con mayor facilidad.

La comente en cada bobina es sensada por medio de una resistencia R,, de pequeño valor, y luego sumadas ambas para obtener la comente total. Posteriormente es comparada con la comente de referencia obtenida del rectificador de onda completa, generándose los pulsos necesarios para activar al temporizador. La compuerta en la entrada es necesaria para evitar mal funcionamiento del temponzador mientras está en el estado activo y asegurar que la duración del tiempo. Ln sea constante. . .

il

4.3.- Diseño

Los elementos reactivos, así como los parámetros necesarios para el control, se calculan de acuerdo con la siguiente metodología:

.4.3.i .- Determinación de parámetros de entrada

Considerando una eficiencia del 100 %, entonces la potencia de salida Po es igual a la potencia de entrada Pi.

Donde: li = Comente eficaz de entrada.

V, = Voltaje eficaz de entrada.

Cuando el voltaje de entrada es el mínimo se demanda la mayor cantidad de comente de la línea (que es el peor caso). Así:

v, =vi (1-0.1) (4.3)

51

. . ~~

CaDitUlO IV ' k ~ c c t o s criticas de discño

.. . .

. _

La comente pico de entrada: . .

I¡,,= fi li = 8.66 A.

Seleccionamos el rizo de comente de entrada como:

AI¡" = 15 % Ii, = 1;29A.

Que sumado con la comente pico de entrada, se tiene una comente pico máxima en la entrada.

lipmas = lip + AI¡,, = 9.95 A.

4.3.2.- Selección del parámetro a.

Seleccionamos a = 0.6 (ver capítulo VI),

4.3.3.- Cálculo de la bobina de entrada.

El valor de la inductancia, lo podemos calcular considerando el t,, , togma, o el parámetro a. Hasta el momento no hemos calculado los tiempos de encendido y apagado, por lo que calcularemos el valor de la induct&cia mediante la siguiente ecuación (que previamente ya se desarrolló):

0 6 0.6 + 2rr - seW'0.6 + 161.64 1 L,, = -

1.29 2rrt105K

Li. = 1.24 mH

Observando la topología a implementar (fig. 4.1), la bobina de entrada es dividida entre dos, por lo que el valor de cada una de ellas es:

Li, 624.2 pH.

52

. ~ ~ . . ~

Asoccios criiicos dc disciio ' . . < .

. . . , Caoiiulo 1v . .

4.3.4.- Determinación de las frecuencias de conmutación.

El tiempo de subida máximo del rizo de comente se calcula mediante la siguiente ecuación:

c

i Sustituyendo los valores:

Y el tiempo de bajada máximo, se calcula mediante la siguiente ecuación:

Sustituyendo valores:

1 -- 161.64

Con base en los tiempos anteriores, podemos determinar la frecuencia máxima y mínima de operación del rectificador conmutado.

1 = 4 6 . 2 9 K h z f . = smin

L a x + ' .f mar

53

b i o s crítkbs dc dixAo . . . . .

CaDitulo 1v

4.3.5.- Cálculo del tiempo de encendido de los transistores.

. . El tiempo de encendido mínimo que debe estar encendido el transistor se calcula mediante.la siguiente ecuación:

Sustituyendo valores:

( 0.6 + + sen-' 0.6 ) = 6.66 ps. 1 2rr*105K to",," =

Y el tiempo de encendido máximo es:

Seleccionamos un to, = 8.5 ps.

4.3.6.- Cálculo de los elementos resonantes.

-=[:I =.[ 0.6*300 8,66 ] ' = 432.02 C, .

2

L, C, = [ ] = 2.29nF. 2rr *f,

Resolviendo simultáneamente ambas ecuaciones:

C, = 72.9 nF.

L, = 31.5 pF,

54

Astyxtos criiicos dc discAü ' . Capitulo IV . .

4.3.7.- Cálculo del capacitor de salida C,

Para el cálculo del capacitor de salida se utilizan los siguientes parámetros de diseño:

1 .- Potencia de salida = P, = 700 W.

2.- Voltaje de salida = Vo = 300 V.

3.- Rizo de voltaje = AVo = 10 % VO

4.- Tiempo de mantenimiento = th = 10 ms.

La ecuación que define el valor del capacitor [I31 en términos de los parámetros anteriores es:

2 * P , * t , C, = V' , -AV2,

Sustituyendo valores obtenemos que el capacitor de salida C , = 8 18 ps.

Como no existe valor comercial del capacitor calculado, colocaremos dos capacitores en paralelo: uno de 470 pF y otro de 330 pF.

4.3.8.- Determinación de los esfuerzos de comente en los semiconductores

Para el cálculo de los valores promedios de los dispositivos se utiliza el propaha de cómputo MAPLE V.

La comente promedio en los IGBT se obtiene mediante la ecuación 3.57:

La comente promedio en el diodo en antiparalelo (D3 o Dj) se calcula mediante la ecuación 3.61 considerando que únicamente conducen durante un semiciclo de línea:

5s

. . ,

. Durante el Otro semiciclo conducen los di0dos.D; o D6 , cuyas pérdidas también se calculan mediante la ecuación,3.61:

1 ~ 5 6 ~ ~ 0 ~ = 2.75 A.

La comente promedio en cada uno de los diodos de libre circulación.(Di O

D2) se calcula mediante la ecuación 3.65:

4.3.9.- Determinación de las pérdidas de potencia, en conducción, de los semiconductores.

Los transistores utilizados tienen las siguientes características:

IGBT = IRGPHSOF

V C ~ max = 1200 V. IC = 45 A.

VCh, < 3 v . e,, = 0.64 OCIW.

Tjmas = 150 "C.

Las pérdidas por conducción en cada IGBT son:

P~GBT = Vc~sst . ISPROM = 3* I .I3 = 3.39 W.

Los diodos en antiparalelo (D) tienen las siguientes características:

Diodo = RHR30120.

I F = 30 A. v,, = 1200 v .

e,, = I .2 ~ C I W . t, < 65 ns.

V ~ c 2 9 V . TJmax = 175 "C.

Las pérdidas por conducción en cada uno ellos son:

56

Asaicios criiicos de discño . - CaDitulo IV

. ' .. .. .

. . . . . ,...

Los diodos de libre circulación (DI o D2) y los diodos D5 ,' Dh tienen.las siguientes características. .I . . .

Diodo = MUR 860

IF = 8 A. V- = 600 V.

t, =60 ns.

VF < 1.2 v. e,, = 2 "C/W.

TJmax = 175 "C.

Las pérdidas por conducción en cada uno de los diodos de libre circulación son:

Las pérdidas por conducción en cada uno de los diodos Ds o D6 son:

P D S ~ = VF . IDIZPR~M = 1.2 * 2.75 = 3.3 W.

Las pérdidas totales es la suma de las pérdidas en cada dispositivo:

PTOT = 2. PlGBT + 2. PD34 + 2. PDF + 2. PD56 = 6.78 + 1.45 + 4.03 + 3.3 = 15.5 w. En estas condiciones de funcionamiento se presentarán 15.5 W de potencia de

pérdidas, debido a la conducción de los dispositivos, lo que implica que la eficiencia máxima esperada sea del 97.7 %.

57

CaDíiulo 1V ASDCCIOS criticos dc diseño . . .

. . . .

4.3.10.- Resistencia térmica del disipador requerido.

Se pretende colocar cada IGBT, con su respectivo diodo en antiparalelo, en un solo disipador. El comportamiento térmico,~para este caso, se representa por un .. .. modelo análogo eléctrico como el que se muestra en la siguiente figura:

I, .,

... I A

F9. 4.2.- %o&b adbgo e~ctr iCo &[comportnmknto térmico diímontaje áeí iwj eídioáo en un soco dlnpaáot:

Donde: eJC1,~, = Resistencia térmica entre la unión y el encapsulado del IGBT.

eJco = Resistencia térmica entre la unión y el encapsulado del diodo.

&lGBT = Resistencia térmica entre la capsula y el disipador del IGBT.

0 d ~ = Resistencia térmica entre la cápsula y el disipador del diodo.

Oda = Resistencia térmica entre el disipador y el ambiente,

TJ = Temperatura máxima permisible en la unión.

TA = Temperatura ambiente máxima.

TD = Temperatura en el disipador.

PD~GBT = Potencia que disipa el IGBT.

PDD = Potencia que disipa el diodo.

58

'.. Aspxios criiicos de discrio . .

. . . Capitulo I V .'

. . . -

Haciendo un análisis del' circuito de la figia.4.2 se establecen las siguientes ecuaciones:

TD = eda (PDIGBT + PDD) + TA .. (4.4)

TnGBT = PDlGBT (ejc1GBT + ecdlGBT) + TD (4.6)

De las ecuaciones 4.5 y 4.6, se observa que T n c B T # TJD . En estas se debe evaluar de tal manera que se garantice que TnGBT Y TJD sean condiciones

menores a la temperatura critica.

Resolviendo para eda obtenemos las ecuaciones que permiten calcular la resistencia térmica del disipador en función de las caractensticas del IGBT y de las del diodo:

rDJGBi I D D

(4.8)

En relación a las ecuaciones 4.7 y 4.8, seleccionaremos el disipador con @da

menor.

En la operación del conjunto térmico existen otros factores que afectan su eficiencia, por lo que deben considerarse en el cálculo térmico correspondiente [14]. Estos factores son:

1 .- Posición y número de semiconductores en el disipador.

2.- Posición del conjunto disipador dentro del equipo.

3.- Ventilación forzada.

4.- Acabado de la superficie del disipador.

De acuerdo con lo anterior la resistencia térmica del disipador es afectada por dichos factores y se determina por la siguiente ecuación.

59

Capítulo 1v Asuccios criiicos dc disc130

Donde: n = Factor de corrección por número de semiconductores

p = Factor de posición del conjunto disipador dentro del equipo.

v = Factor por ventilacih forzada.

en un mismo disipador.

Sustituyendo valores en las ecuaciones 4.9,4.10 y considerando que n = 0.85, p = 1, V = 1 [I41 y T A = 40 "C :

= 10.76W. (I 50 - 40) - (0.64 + 0.4) * 3.39 0.85+1+1 0dalGBT =

3.39 + 6.5

= 12.59 W. (1 75 - 40) - (1.2 + 0.4) * 6.5 * OdaD = . . 3

0.85 + 1 + 1 3.39 + 6.5

Con base en io anterior cada IGBT, con su diodo en antiparalelo, debe ser montado en un disipador con una resistencia térmica de 10.76 "CIW. En este caso, seleccionamos el TO202 fabricado por Disipadores Electrónicos S.A. (o equivalente).

4.3.1 1 _- Determinación del factor de potencia.

Para calcular el factor de potencia hacemos uso de la gráfica que se muestra en la figura 3.18, considerando los siguientes criterios:

1.- Para asegurar la corrección del factor de potencia en todo momento se propone un ángulo muerto (o) = 10 grados.

2.- El rizo máximo de la comente de entrada se considera el doble del propuesto porque el valor de la inductancia de entrada se dividió entre dos. El valor para (Ai,") = 30 %

Con tales valores, observamos que el factor de potencia esperado es del 99 '70.

60

Asocctos criiicos de diseño . . . .

Cauiiulo 1V . . . -_

. , . .

. . . . ... . , . . .

La distorsion armónica total la podemos determinar mediante la figura 3.19 que como se obseka, el valor esperado es ye1 5 %.

4.4.- Resultados de simulación

Con la intención de verificar el funcionamiento de la topologja, con los cálculos realizados en la sección anterior, se procedió a realizar su simulación en Pspice. Los resultados obtenidos se muestran a continuación.

, La figura 4.3 muestra el comportamiento del voltaje colector-emisor y la comente de colector en el IGBT a la frecuencia minima de operación. En esta figura se observa que las conmutaciones tanto de encendido como de apagado se realizan suavemente minimizando las pérdidas por conmutación.

1 ........ ~~ ....... ~ ............... - ................. ~~ ........................

Fig 4.3.- TOW dé onda déCvoCije co&ctor-em&or y cominte dé coléctorafreawuia minim dé operación

La figura 4.4 muestra el comportamiento del voltaje colector-emisor y la comente de colector en el IGBT a la frecuencia máxima de operación. Se observa también que las conmutaciones se realizan suavemente y sin grandes pérdidas.

61

Aqmios criiicosdc discño . . . .~

CaDiIUlO Iv . . .

< . ..

. . .

. . . . . . . ..

> >

, .................................................................. ? ,

. . .

. . . . . . . . . .

> > ; ...,......... ................................................................................. r2 .52hs 42.5- .2.58"S .2.'i<hnS 42.5.5rb .1.5*s 42.55%", 42.56or. rn w w : c > rn . I C W )

I i U

~ i g . 4.4.- ~oFormar dé onda h í v o í i j e colictor-emisor y coniente dé colictor afrecuencia míxjma & operación.

62

~ .. . . ~~~

. .. Ascccios críticos dc.diseño . ,. Capitulo IV

J

Las figura 4.3 y 4.4 permiten asegurar que, con los valores de los elementos calculados, la topología operará adecuadamente al conmutar suavemente, los transistores principales ,en todo el rango de operación en frecuencia.

La figura 4.5 nos muestra que el circuito demanda comente senoidal y en fase con el voltaje de entrada. Esto nos permite aseverar que la topología operará con un aceptable factor de potencia.

63

. . Resultados esoerimentalcs~

. .

, . . . . caoítulo v

.I

I Capítulo V ~~~

Resultados experimentales

5.1.- Introducción

5.2.- Formas de onda obtenidas 5.2.1 .-'Voltaje y comente de entrada. 5.2.2 .- Voltaje y comente en IGBT a máxima frecuencia. 5.2.3 .- Voltaje y comente en IGBT a mínima frecuencia.

5.3.- Mediciones efectuadas 5.3.1.- Parámetros de diseño obtenidos. 5.3.2 .- Comportamiento de la eficiencia ante variaciones de voltaje y carga. 5.3.3 .- Comportamiento del factor de potencia ante variaciones de voltaje y carga. 5.3.4 _- Comportamiento de la distorsión armónica total ante vanaciones de voltaje y

carga.

5.4.- Comparación de THD obtenida con la norma IEC-1000-3-2

5.5.- Otras pruebas 5.5.1.- Diseño a 220 voltios de salida. 5.5.2.- Comportamiento de la eficiencia con respecto a a.

64

Resuliados ex~nmenialcs Caoiiulo V

. .

5.1.- Introducción

Las formas de onda más importantes, obtenidas de la implementación física del. rectificador conmutado, se muestran a continuación. Es importante aclarar que las formas de onda obtenidas, .asi como la mediciones realizadas, fueron obtenidas mediante el equipo disponible en el laboratorio de electrónica de Cenidet. . ’

5.2.- Formas de onda obtenidas

5.2.1 .- Voltaje y comente de entrada.

Las formas de onda mostradas en la figura 5.1 corresponden al voltaje de entrada y comente de entrada. Se observa que la comente de entrada es bastante parecida a una senoide por lo que el contenido armónico es pequeño. Esto demuestra que en la topologia propuesta sí disminuye la distorsión armónica total.

. .

F$. 5.1.- ‘I/o&jt- (100 ‘I//&)y Comen& & entra& (SP/d?v) fp= 97 % 131(0 = 8.5 %.

5.2.2 .- Voltaje y corriente en IGBT a máxima frecuencia.

Las formas de onda de la figura 5.2 corresponden’ al voltaje colector-emisor y a la corriente.de colector del rectificador conmutado ZCS-QRC. Se observa que las conmutaciones, tanto de encendido como en apagado, se realizan suavemente disminuyendo considerablemente las pérdidas en conmutación. Cabe aclarar que los dispositivos de potencia utilizados no tendrían la posibilidad de trabajar en alta fiecuencia (lOOKhz), debido a que se tendrían problemas con su cola de apagado. Mediante la utilización de la técnica de conmutación suave ZCS-QRC se tiene la capacidad de utilizar estos dispositivos de nueva generación, teniéndose la. posibilidad de utilizar esta topología en aplicaciones de mediana potencia.

65

. . Resuliados exoenmenlales .. . .

caoiiuio v

, . . . . . . , . i . . . . j . , - . - ; ,:,: i ; .,.,:; ....... j ,'..,. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

i t Ii i f : -25.ooc4 U8 0.60000 6 25.woQ "8

Fg. 5.2.- Volt+je (200 V/&v) y comente (5 V/hv) en e l i n t e n u p t o r p n ~ p a l m ~ e ~ e n ~ dé operación

5.2.3 .- Voltaje y comente en IGBT a mínima frecuencia.

La figura 5.3 muestra el voltaje colector-emisor y la comente de colector a la mínima frecuencia de operación (50 Khz). Se observa también que las conmutaciones se realizan suavemente tanto en el encendido como en el apagado.

ii

. . . a . . . . . . . . . ......... . . . . . . . . . . . . . # . : +..:: . . ::::..: . . ,-: ...... L"; . ; , : .i 4 I . : --.- 2 ______I_ .__ .I

-is.Ox!o .us t.3moQ P 29.0000 "6

TG. 5.3.- Voluje (200 V/hv) y coniente (S@iv) en e l

intenuptorpnncipalmínima frecuencia dé operación.

66

Capitulo V Rcsultados emcrimentalcs

. . . . 5.3.- Mediciones efectuadas.

5.3.i.~Parámetros de diseño obtenidos.

Se realizaron las respectivas mediciones para determinar los parámetros más importantes de esta topología. Estas mediciones fueron realizadas con el equipo Dranets power platform modelo ppl, el cual tiene un ancho de banda de 5 Khz. En estas condiciones los resultados que se muestran a continuación son válidos hasta el armonico 83.

Distorsión armónica del voltaje de entrada = 2.5 %.

Distorsión armónica de la corriente de entrada = 8.5 YO. Factor de potencia = 97 YO. Eficiencia = 95.1%.

Frecuencia de conmutación máxima = 99 Kbz.

Frecuencia de conmutación di = 50 Kbz.

5.3.2 .- Comportamiento de la eficiencia ante variaciones de voltaje y carga.

Las gráficas que se muestran a continuación demuestran la eficiencia y buen uso de la energía eléctrica que la topología hace. Se observa el comportamiento de la eficiencia, factor de potencia y distorsión armónica total ante variaciones de la carga y voltaje de entrada.

..

92

9a

88

86

84

a2

n n S6,6

96 84.6

91 93.6

93 92.6

82 - PO 91,s

-

67

. . .i

. . ' 1=5&/d iv I

capitulo v Resuliados emcnmcntalcs

.!

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . I , . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .!. . . . , . . . . . . . . . . . . . , . . : . ; . . . . : ............... : . i . . . . i . .... i . ' . . . I:: ..

! : II i f f -25.0600 u* 0.- ,,I 25.woo " 5

Fig. 5.2.- voltaje (200 V/&) y coniente (5 ~ / L v ) en e[ i n t c r m p t o r p r i ~ p a C m ~ e ~ - a2 operación.

5.2.3 .- Voltaje y comente en IGBT a mínima'frecuencia.

La figura 5.3 muestra el voltaje colector-emisor y la comente de >lector a la mínima frecuencia de operación (50 Khz). Se observa también que las conmutaciones se realizan suavemente tanto en el encendido como en el apagado.

. , . . .

. . . . . . . . . l : . . . . . . . . :. . . . . , . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . i . : . ~ .

I . l . . . j : . . . : . . . . :.' . . . : . . . . . .

. . . . j . . . : : . . . I . . . I . L . . . . .

1: . . . . . . . . . . .

-2S.Wqp ,us c.omoo 6 zs.aooo US

~ i g . 5.3.- Voítaje (200 V/&)y coniene (S.A/¿i+)en eí intermptorprincipaímíima fie& a5 operación

. . ..':. , . . . . . . ..-:................ . . . . . . . . . . -: .... . ~. . , . . - L- : . : , : . .i

L .-_. z

66

caoítulo v Resuliados esDcnrnentalcs

' ' En'las gráficas anteriores se observa que la topología es más eficiente a' , medidaqe se tiene mayor potencia de salida.'Esto es normal, dado que las pérdidas .: por conducción tienen mliy poca variación en todo el rango de vanación de la carga. Esto .origina que dichas pérdidas sean más significitivas. a una potencia menor. "

. .

Por otro lado, cuando el voltaje de entrada es menor se demanda mayor comente de la línea, por lo que las pérdidas por conducción en las bobinas de entrada se incrementan; esto se refleja en una disminución de la eficiencia total. En otras palabras, a medida que el voltaje de entrada se incrementa, las pérdidas disminuyen, por lo que la eficiencia se incrementa.

i

5.3.3 .- Comportamiento del factor de potencia ante variaciones de voltaje y carga.

rp 97.1

fP 97,10 -, - 97.1 97,M 97

9 6 S 96,s

96.85 96.8 96.70

1 Po

97.00

97

96.95

96.9

96,85

96.8 VI

Fig. 5.5.- Comportamiento aéífactordepotencia ante: a) Variaciones de GI potenah dé sarda 6) Variaciones déívoituje dé entraciá.

En las gráficas anteriores se observa que el factor de potencia permanece

el factor de potencia depende del factor de desplazamiento (que es constante) y del factor de distorsión que depende, a su vez, de la distorsión annónica total que, como se observa en la gráfica 5.6, no varía significativamente.

constante ante variaciones de la carga y del voltaje de línea. La razón estriba en que '/

68

CaOiiuio V Resultados emximcntaics ..

&mhnico 3 5

7 9 11 13

i " I

X O ~ M IEC-100&3-2 Raültndos obtendos 2.3 0.42 1.14 0.18 o. 77 0.22 0.4 0.1s

0.33 0.12 0.21 o. 1

5.3.4 .-.Comportamiento de la distorsión armónica total ante variaciones de voltaje y carga., 1, . ,

THD THD . ~ ~~

16 8.6

8 14 12 10

8 7.6 6 4 7 2 O 6.6

1

Vi . .

b)

Fig. 5.6.- Comportamiento dé b & o d n a d n i c a totalante: a) Vatiaciones dé h potencia dé s a r i 6) Vahciones délvoltaje dé entrada. . .

En la gráfica de la figura 5.6.a se observa que la distorsión armónica total

. Esto se hebe a que a menor potencia se demanda menor comente 'de la línea. En tiende.,a' disminuir a medida que nos acercamos' a la potencia nominal de diseño. ~

estas condiciones el rizo de comente presenta mayores efectos en la distorsión.

En el caso del comportamiento de la THD con respecto al voltaje de entrada, a menor voltaje se demanda mayor comente de la línea por lo que el rizo presenta menores efectos en la distorsión que con respecto a un voltaje de entrada mayor ( ya que se demanda menor corriente).

5.4.- C6mparación de THD obtenida con la norma IEC-1000-3-2

La siguiente tabla muestra el contenido armónico de la comente de entrada obtenida, así como los limites máximos permitidos por la norma internacional IEC- 1000-3-2 para equipo eléctrico clase D.

Tabb 5.1.- aagnituddé armónicos dé coniente (ampetios) obtendosy m&jms ' penni.dhpara equipo ekctrico &e (D según h %orma IEC-100@3-2.

i

'I

I

I 69

En la tabla antenor se observa que la comente, que demanda la topología propuesta, cumple satisfactoriamente con la Norma Internacional 'IEC-I 000-3-2 ya que en ningún momento la magnitud de los armónicos que demanda es mayor que los permitidos,

5.5.- Otras pruebas.

5.5.1 .- Diseño'a 220 voltios de salida. !

En este trabajo se realizc OTO diseño mxiderando tin vo!taje de salida V, = 220 V. Las mediciones fueron realizadas con el mismo equipo del punto anterior. Los resultados obtenidos se muestran a continuación:

Distorsión Armónica voltaje de entrada = 2.5 %.

Distorsión Armónica corriente de entrada = 11.3 '%.

Factor de potencia = 96 Yn.

Eficiencia = 95.0. 'h.

Frecuencia de conmutación máxima = 95 Khz.

Frecuencia de conmutación mínima = 36 Khz.

I

Comparando estos resultados con los obtenidos anteriormente prácticamente no existen diferencias significativas.

En este caso la distorsión armónica de la comente de entrada es un poco mayor. Esto se refleja en la disminución del factor de potencia en tres unidades.

Las formas de onda obtenidas tienen la misma configuración y en todo momento se logra la conmutación suave.

. ,

5.5.2.- Comportamiento de heficiencia con respecto a a.

También se realizaron varios diseños para valores de a de 0.48, 0.8, 0.9. Esto con la intención de verificar el. comportamiento de la eficiencia ante estas condiciones.los resultados obtenidos se muestran en la siguiente tabla.

70

.. ..

0.8 0.9

la61á. 5.2.- Comportamiento dr LI e$&ncia ante van’an’oncs dr a.

A partir de la tabla anterior wpueden hacer’algunos comentarios: para un valor de a de 0.48 la comente que circula por el ‘transistor y la bobina tiene mayor magnitud- esto implica, mayores pérdidas por conducción; para a = 0.9 la coi-riente que circula es menor, pero no estamos dando el tiempo suficiente para que las cargas -almacenadas en el IGBT se recombinen, esto .implica mayores pérdidas poi. conmutación.

> El comportamiento de la eficiencia para a entre 0.6 y 0.8 es prácticamente el

mismo: Sin embargo, se recomienda seleccionar un valor de alfa de 0.6 y no de 0.8 para tener mayor margen de protección y evitar que ante variaciones del voltaje de entrada o de la carga, los transistores se “salgan” de conmutación suave.

.t

. . , 71

Esludio dc las DCrdidas cn coniiiuiación.dc1 rcciificador conniuiado . .

,. " . Cauiiulo Vi

..

I

Capítulo VI Estudio de las pérdidas en conmutación

del rectificador conmutado 11

6.1.- Introducción

6.2.- Simulación

63.- Resultados experimentales

72

Capiiulo V1 Esludio dc las otrdidas cn conmutación dcl rcciificador coniiiuiado .! . .~

I.

. .

'I , '.

6.1.- Introducción

En la actualidad los transistores lGBT se utilizan ampliamente en conveddores electrónicos de potencia de uso industrial, tales como rectificadores e' inversores. Estos. dispositivos tienen la capacidad de manejar mayor cantidad de comente con. respecto a los transistores mosfet. Sin embargo, la inherente cola de apagado en los IGBT limita ampliamente la. frecuencia de operación ya que, en altas frecuencias, las pérdidas por conmutación son muy significativas e inaceptables ~ 5 1 .

Con la integración de la conmutación suave a los &mistores utilizados en el rectificador conmutado, se pretende disminuir las pérdidas por conmutación para obtener una topologia eficiente tiabajando en alta frecuencia, con la posibilidad de manejar mayor densidad de potencia. 'f

Por esta razón en el presente capítulo se estudia el comportamiento del IGBT, ante condiciones de conmutación suave del tipo cuasirresonante a comente cero, coa el fin de obtener información referente a las pérdidas que se tienen en función de la kecuencia y, especificamente, demostrar que el valor del parámetro a no debe estar muy cercano a la unidad.

Para este fin. se impiementó un circuito que simula fielmente 'ei comportamiento del rectificador conmutado ZCS-QRC, cuyo objetivo es reproducir el fenómeno de la resonancia en un solo transistor. Dicho circuito, y las.señales de control, se muestra en la siguiente figura:

'I

a) b) ' '

Fig. 6.1.- ~cctfiudorconmutado zcS-Q.c a) Circuito simplificado 6)se7iah dé control ' il

. . , ,

73 '

I

c&iulo VI Estudio dc Ja-fifdht&s cti coiiniuiücioii dcl rcciificadól COlE!!$@ . . :

. .

El circuito opera en modo' iinpulsioiial para teller. la posibilidad de controlar' con mayor facilidad el experimento 1161. Se considera que el capacitor C, esta, cargado inicialmente con el-voltaje V,, qiie para este caso.es de 300 V. Cabe hacer la , aclaración que el transistor bajo prueba es Q,.

El funcionkiento del circuito se puede explicar básicamente en tres etapas las cuales se presentan a continuación:

I1

:: I " Etapa.- Carga lineal de L;,.

En esta etapa se trata de simular el comportamiento de la comente de entrada ante las variaciones del voltaje de línea dada su naturaleza sinusoidal (desde valor mínimo .hasta máximo). Para ello, el transistor Qa está encendido hasta, que la comente en la bobina L;, alcanza un valor previamente determinado ( según el punto donde se desea realizar la prueba). En esta etapa.también se está simulando la . .

operación en frecuencia del IGBT ya que cuando el vo1taje.de entrada es cero' se tiene frecuencia máxima, y cuando ,es máximo, frecuencia minima. El circuito de la figura 6.2 muestra la trayectoria de comente en este caso. 'I

: Bo

i Fig. 6.2.- Carga dé GI 606im de entrada.

Mediante la ley de Faraday podemos determinar el tiempo durante el cual el transistor Qa debe estar encendido:

Donde: L;, = 610 pF (valor propuesto). ' .

7.4

CJiilp VI Estudio dc hx,y3d¡d:is cii coiiniuiacióii d c . l ~ ¡ l ¡ ~ ~ d ~ I co!!!&it&dJ)

I ._ . . . . .

La coniente I¡,, será variable en función del instante en que se desee realizar la, prueba.

23 Etapa.- Libre circulación de comente

En esta etapa ambos transistores están apagados y la comente almacenada en Li,, circula por D, L, y DI..Por esta razón, la bobina resonante L, también se carga con e1 valor de la comente de entrada seleccionada. La trayectoria de comente en esta etapa se'muestra en la figura 6.3.

-- - - -I

QP

-I Qa

Fy. 6.3.- Etapa dé Libre nrculáción

vo

't

3" Etapa.- inicio del proceso de prueba.

En este momento el transistor Qp es encendido; iniciándose así, el proceso de prueba para el IGBT. La forma de onda de comente que circula por el colector se muestra en la figura 6.4.

. t

Fg. 6.4.- Comente en e í c o b c t o r & í I p l

Capitulo Vi Estudio dc las &didas cn conniulación dcl reciirtcador conmui:i&,

S e trata de una.forma de onda cuasi-sinusoidal la cual tiene una corriente cursiva (que corresponde con la corriente de entrada seleccionada).

. . . .

Para asegurar la conmutación suave es claro ,que la magnitud de la comente resonante debe ser mayor'que la comente de entrada. Esta condición se expreso matemáticamente en la ecuación 3.17.

'! . .

Sin embargo, el parámetro a también determina la comente promedio que circula por el colector del transistor y, por ende, las pérdidas asociadas -a este elemento en conducción. 'I

.Modificando el valor ., de a podemos obtener experimentalmente el comportamiento de las cargas residuales en el cuerpo del colector del IGBT, en el mom,ento en que la comente de colector cruza el primer cero. Esto nos permitirá determinar la' frecuencia máxima de operación del IGBT ante estas condiciones de conmutación suave y comente de entrada (variable desde cero hasta un valor máximo).

De la ecuación 3.17 se observa que a es directamente proporcional a la comente de entrada. Variándola podemos simular el comportamiento de la comente en el IGBT para diferentes valores de a.

Por ejemplo, para un valor de a= 0.48 la magnitud de la comente resonante es mucho mayor que la comente pico de entrada lo que resulta en mayor esfuerzo de comente en el transistor y en la bobina resonante; esto implica mayores pérdidas poi conducción (pero aseguramos conmutación suave)..

. .

Para un valor de a= I las pérdidas por conducción son las menores dado qu'e la magnitud de la comente resonante también es la menor. Sin embargo, en estas condiciones el circuito es muy susceptible a las variaciones del voltaje de entrada y de la carga, io que implica que podría salirse de conmutación suave.

Por otro lado. en el momento en que se. comanda el apagado del IGBT una cantidad finita de portadores minoritarios está almacenada en el colector. Estas .cargas tienen un tiempo. de vida (thl') aproximado de entre 0.5 ps y 1 i s ' y son las responsables de las pérdidas por conmutación (en estas condiciones de conmutaciofi suave). .

76

"' . Estudio dc las drdidas cn conniutación dcl reciificadoxonniuiado . .

mmo VI

'I . ... . .

Si el tiempo de conducción del diodo es el suficiente, la mayona de esas '1 cargas desaparece antes de que se presente el voltaje colector-emisor del IGBT [ 151 reduciéndose significativamente las pérdidas.

En estas condiciones no es recomendable seleccionar valores de a muy cercanos a la unidad. Más bien se debe buscar que el diodo conduzca un tiempo razonable para que las cargas almacenadas en el colector .del IGBT desaparezcan ~ 7 1 .

!

6.2.- Simulación

A fin de verificar el funcionamiento del circuito de la figura 4. I se procedió a simularlo en Pspice. Para un valor de f, = 105 Khz y a = 0.6 se calculan los valores de los elementos resonantes, los cuales son los siguientes: C, = 72 nf y L, = 3 1.5 pH,

La gráfica resultante de la simulación se muestra en la siguiente figura: '/

TI&. 6.5.- Conicnte de colictory voChje colictor-emisor en e C I p T á c prueba.

En la figura antenor se observa que el transistor conmuta suavemente El comportamiento para diferentes valores de a se puede obtener. como ya se mencionó, variando el tiempo de encendido del transistor auxiliar

,

\ 77

CaoíiuIo ~1 Esludio de las Dcrdidas en conmutación dcl rcciilicador connulado

I.. . 6.3.- Resultados experimentales.

Se armó el circuito de la figura 6.1 y se probó en el laboratorio Cabe hacer la observación de que el transistor es apagado precisamente cuando la onda cuasisenoidal cruza el primer cero. Esto con la intención de observar el comportamiento de conducción en el IGBT y determinar comportamiento de las cargas residuales. !

Las formas de onda fueron obtenidas mediante un osciloscopio marca Tektronix modelo TDS784A y un s o h a r e , producto de otro tema de tesis, que para este fin fue desarrollado en el cenrder. Es importante aclarar también que sin estos medios sería muy diñcil haberlas obtenido.

Se estudian tres casos correspondientes a diferentes tiempos de conducción del diodo.

Primer caso. f

En este caso, el tiempo de conducción del diodo (td) es de 4 ps. El comportamiento de la comente de colector y el voltaje colector-emisor del IGBT, se muestran en la figura 6.6 donde se observa que el transistor está conmutando suavemente.

F@ra 6.6.- Coniente de co&ctory vo'oIEaje co&ctor-ernlror en e í i p T p a r a td = 4 ps.

78

. . . .

C3DitUIO v[ Estudio de.las &didas en conniutacion del rec¡ihcador conmutado

If

!! . .

Aun cuando el diodo conduce durante 4 ps, las cargas residuales en el 'IGBT no alcanzan a recombinarse en su totalidad, Esto se refleja en la presencia de una .

cola de comente de apagado que, para este caso, tiene una amplitud máxima . . de 2.3 A. y una duración de 380 ns.

,,

'!

.* 'Segundo caso. 'I

.. En este caso el tiempo de conducción del diodo es de 3 ps. Bajo esta

condición el IGBT tiene menor tiempo, que el caso anterior, para que las cargas residuales se recombinen. En consecuencia lo que se espera es un incremento de pérdidas en el momento' del apagado.

El comportamiento de la comente de colector y el voltaje colector-emisor del .t

IGBT, se muestran en la figura 6.7.

'figura 6.7.- Comente de cohctory woltaje

cohctor-emrroren e l i p T p a r a = 3 ps.

En la figura anterior se observa que la cola de apagado tiene una amplitud máxima de 2.6 A. y una duración de 350 ns. Esto implica mayores pérdidas en este . ,

momento.

79

CaDitulo V I Esludio dc las krdidas cn conmulaci6n dcl rcciificador coiiniutadO

Tercer caso i ..

En este caso el tiempo de conducción del diodo es de 2 ps. El' comportamiento de la comente de colector y el voltaje colector-emisor del IGBT se muestran en la figura 6.8.

I

Figura 6.8.- Corriente de cobctory v o h j e coli.ctor-ernrroren e l i w p a r a = 2 ps.

Dado que el tiempo de conducción del diodo es de 2 ps, en este caso se observa que existemayor pérdida de potencia en el momento del apagado ya que, en este caso, la amplitud de la cola es similar al caso antenor pero la duración es de 350 ns.

, . Con base en los resultados obtenidos, podemos realizar las siguientes conclbsiones:

:I

1.- Está claro que con esta técnica estamos reduciendo las pérdidas en conmutación. Sin embargo, existe, un compromiso bastante seno entre el tiempo de, conducción del diodo y la eficiencia. Por ello, se debe .buscar una estrategia, de control que asegure que el diodo conduzca el tiempo necesario y suficiente para un funcionamiento adecuado de la topología, y se tengan las menores pérdidas.

2.- El tiempo de conducción del diodo está muy relacionado' con el parámetro porque es el que finalmente determina, en la topología, l a duración de' las etapas de . '

funcionamiento del rectificador conmutado. ;I

Capiiulo VI Esiudo dc las drdidas cn conmutación dcl rcciificador conniutadoii

3.- El seleccionar un a menor a la unidad nos asegura que. la conmutación suavd ocumrá en'todo momento del semiciclo de linea y que el diodo conducirá el tiempo suficiente. Sip 'embargo, el seleccionar una a pequeña implica mayores pérdidas poi conducción en el transistor y en la bobina reson'ante.' Aunque esto último se solucionaría alimentando ai rectificador 'conmutado'con'mayor voltaje de linea (220 V).

4.- De acuerdo con Io anterior, 'se recomienda seleccionar'un valor de alfa de entre 0.6 a 0.8. !

5.- Finalmente, con el trabajo que se desarrolló en este capítulo es posible determinar el comportamiento del IGBT, ante condiciones reales de operación, sin problemas de destrucción.

I!

I1

.I

!/

X I

I!

CONCLllSlONES

Generales . .

3

En el trabajo que se, presenta en este documento he.mós desarrollado una tecnología que está dentro de los parámetros del estado del arte con'resultados muy satisfactorios. !

Se cumplieron cabalmente los objetivos planteados al obtenerse; en el prototipo, una eficiencia del 95.1 %, un factor de potencia del 97 % y cumplir con la norma intemacional IEC-I 000-3-2.

5

!

Se desarrollaron dos prototipos en circuito impreso que cumplen satisfactoriamente con las especificaciones p1,anteadas en este trabajo. 'r

En base a los resultados obtenidos, podemos afirmar que el rectificador conmutado ZC.S-QRC es una topología de convertidor de energía de C N C D que tiene amplias oportunidades de utilización, ya que dada la posibilidad de utilizar dispositivos de nueva generación (IGBT) 'trabajando en alta frecuencia, y que cumple cabalmente con los requerimientos internacionales, su incorporación en los equipos ayuda definitivamente a utilizar la energía eléctrica con mayor efjciencia y calidad, contribuyendo con las políticas de ahorro de'energía que en nuestro país se están implementando.

I

Lo antenor es importante ya que a pesar de que en México aún no existen Normas que regulen la calidad de la energía eléctrica demandada. debemos estar a la vanguardia en el desarrollo, de fuentes de alimentación de calidad de tal manera que en su momento no dependamos de la tecnología extranjera

Particulares

Las pruebas realizadas en el capítulo VI nos permitieron demostrarque el diodo debe conducir durante un tiempo suficiente, que permita la recombinación de las cargas residuales en el IGBT, para minimizar las perdidas en conducción.

'' Lo anterior también se demostró en el prototipo'ya que se realizaron vario\ diseños, para diferentes valores de a; obteniéndose diferentes tiempos de conducción del diodo y sus respectivos efectos en las pérdidas por conmuta'ción. ' '1

,I

82

,

.I

,~ . .

. .

En estas condiciones, la selección adecuada del parámetro de conmutación a . . es muy importante porque de él dependen las pérdidas asociadas a la topología, en

' I ' conducción y conmutación. . . . .:

Desarrollamos un prototipo de rectificador conmutado con una potencia de salida representativa de mediana potencia, que nos permitió establecer los aspectos críticos de diseño y poder extrapolar los cálculos a otras especificaciones de diseño.

OTROSLOGROS . . .

Este trabajo ha originado la publicación de un articulo en el XVIII Congreso Intemacional Académico de Ingeniería Electrónica ELECTR0'96 organizado por el Instituto Tecnológico de Chihuahua de1'21-25 de octubre de 1996 (ver apéndice 1). !

También, la publicación de otro artículo en el X Congreso Intemacional sobre Investigación en Ciencia Eléctricas, organizado por el Instituto Tecnológico de la Laguna del 25-28 de agosto de 1997 (ver apéndice 1).

TRABAJOS FUTUROS

Con el lazo de comente utilizado estamos corrigiendo el factor de potencia y disminuyendo considerablemente la distorsión qnónica total obteniendo un convertidor de CNCD de calidad; sin embargo, consideramos que a futuro sena interesante cerrar el lazo de voltaje y ofrecer un convertidor de CNCD con voltaje de salida regulado.

Otro aspecto importante es el de tratar de incrementar la potencia de salida,ya que los dispositivos utilizados en la topolo@< permiten el manejo de mayor densidad 'de potencia. Sin, embargo, en estas condiciones, y para continuar

. . ofreciendo un convertidor eficiente, se recomienda alimentar con mayor voltaje de. línea (220 V).

Continuar con el estudio de las pérdidas en el IGBT (ver capítulo vi) y determinar la influencia de la duración del pulso.de encendido en el desalojo' de cargas residuales. Esto permitirá determinar experimentalmente la fkecuencia máxima de operación de algún lGBT en paiticular, así como la influencia de. los paámetros externos (temperatura, etc.) en el comportamiento de las cargas.

83

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