CENTRO NACIONAL DE INVESTIGACION Y DESARROLLO ... - … Aleja… · 3.4.2 tapa^ de Funcionamiento....

9 4 0 0 9 5

S.E.P. 8.E T. D.0 ,T.

CENTRO NACIONAL DE INVESTIGACION Y DESARROLLO TECNOLOGICO

cenidet DISER0 DE UN CONVERTIDOR CD/CD DEL TIPO

C&UIRESONANTE CONMOTADO A CORRIENTE CERO

T E S I S P A R A O B T E N E R - L G R D O D E

M A E S T R O E N C I E N C I A S

EN INGENIERIA LLECTRONICA

P R E S E N T A

ALEJANDRO TRIUNFO CRüZ

CENTRO DE INFORMACON C E N i D E T

c DIRECTOR DE TESIS:

DR. JAIME ARAU ROiFlEL

CUERNAVACA, MORELOS 1684

SISTEMA NACIONAL DE INSTITUTOS

Centro Nacional de Investigación y Desarrollo

c TBCNOLOGICOS

Tecnológico

ACADEMIA DE LA MAESTRIA DE ELECTRONICA

FORMA R9

ACEPTACION DEL TRABAJO DE TESIS

Cuernavaca, Mor., 5 d e Julio d e 19. 94

C. Víctor Manuel Alvarado Martlnez Jefe de la Maestrla de Electrónica C E N I D E T

DesDLiés de .haber revisado el trabaio de tesis titulado: DISENO DE - UN'CONVERTIDOR CD/CD DEL TIPO CUASI-RESONANTE CONMUTADO elaborado por el a1umno:Ina. ALEJANDRO TRIUNFO CRUZ A CORRIENTE CERO.

n n r r r r i

A t e n t a m e n t e , w C . M. C. GILDARDO JIMENEZ M.

C.C.P.: Presidente de la Academia Director de Tesis Alumno Tesista

Interior Internado Palmira S/N C.P. 62490 Apartado Postal 5-164, C.P. 62050 Cuernavaca, Mor. M6xic:o

. Tels.: (73) 18 77 41 y (73) 12 76 1.3

DEPTO. DE INGENIERIA ELECTRONICA

SUBO IRECC ION ACADEMICA

Cuernavaca, Mor., julio 12 de 1994.

Ing. Alejandro Triunfo Cruz Candidato al Grado de Maestro en Ciencias en Ing. Electrónica P r e s e n t e

Después de haber sometido a revisión su trabajo final de tesis titulado:

“DISEÑO DE UN CONVERTIDOR CD/CD DEL TIPO CUASI-RESONANTE CONMU- TAD0 A CORRIENTE CERO”

y habiendo cumplido con todas las indicaciones que el Jurado Revisor de Tesis le hizo, se le comunica que se le concede au- torización para que proceda a la impresión de la misma. como

dpl grado.

Jefe del Departamento de Inge Electrónica

C. C.,^.: Depto. de Servicios Escolares

Interior Internado Palmi S/N C.P. 62490 Apamdo Postal 5-164, C.P. 62050 Cuemavaca, Mor. México

Tels.: (73) 18 77 41 y (73) 12 76 13 cenidet /

DEDICATORU

Dedico este trabajo con mucho carim a mi familia, a mi novia.

Gracias Padre.. ,

Gracias Madre.. .

Gracias Hermanos.. .

Gracias Emma.

Por todo el apoyo y amor que me han dado.

RECONOCIMiEhTOS

Deseo agradecer la ayuda recibida de t& aquellas personas e instituciones que cooperaron en la realización de esta tesis: Al M. C. Jaime Arau Roflel, al Consejo Nacional de Ciencia y Tecnologfa, al Centro Nacional de Investigación y Desarrollo Tecnológico, a la Universidad de Oviedo, a la Universidad Politécnica de Madrid y a todas las personas que contribuyeron de alguna manera con sus comentarios, críticas y sugerencias.

INDICE INDICE OBJETIVOS Y RESUMEN LISTA DE SIMBOLOS CAPITULO 1 INTRODUCCION 1.1 Introducción. 1.2 Consideraciones Previas. 1.3 Interruptor Resonante. 1.4 1.5

Clasificación de los Convertidores Resonantes. Características Principales de los Convertidores Cuasi-Resonantes Conmutados a Comente cero (ZCS-QRC 's). 1.5.1 Convertidores Cuasi-Resonantes Conmutados a

Margen de Aplicación de los Convertidores P W y los Resonantes.

Comente Cero (ZCS-QRC 's). 1.6

CAPITüLO 2 TEORIA DE FUNCIONAMIENTO D E L CONVERTIDOR CUASI-RESONANTE CONMUTADO A CORRIENTE CERO (ZCS-QRC)

2.1 Introducción. 2.2

2.3 Régimen Estacionario.

Principio de Operación del Convertidor Cuasi- Resonante Conmutado a Comente Cero (ZCS-QRC).

2.3.1 Relación de Conversión de Voltaje DC. 2.4 Comparación entre el uso de Interruptor Unidireccional

6 Bidireccional. 2.5 Control del Interruptor. CAPITULO 3 MEMORIA DE DISEÑO 3.1 Introducción. 3.2 Especificaciones de Diseño. 3.3 Selección de la Topología. 3.4 Teoría de Funcionamiento de la Topología Forward.

3.4.1 Topología Cuasi-Resonante.

i i11

vi1

9

10

11

13

13 19 19

21 21

23 23 23 24 24

I

3.4.2 tapa^ de Funcionamiento.

3.4.4 Bwciones ~or~t~alizadas Y Plano de Estado. 3.4.5 Análisis EstátiW.

3.5.1 Dispositivos Magnéticos. 3.5.2 Dispositivos Semiconductores. 3.5.3 otros. Simulación en PSPICE de la Etapa de Potencia. Análisis Dinh im del Forward ZCS-QRC.

3.4.3 Análisis del Forward ZCS-QRC Modo onda cO"'P1eta.

3.5 Selección de Componentes.

3.6 3.7 CAPITULO 4 RESULTADOS EXPERIMENTALES 4.1 Introducción. 4.2 Comparación entre las Formas de Onda Obtenidas

en el Prototipo y las del Paquete de Simula - ción PSPICE.

4.3 Relación de Conversión. 4.4 Eficiencia. 4.5

4.6 Regulación de Línea. 4.7 Regulación de Carga. CAPITULO 5 CONCLUSIONES 5.1 Sugerencias para Futuros Trabajos. 5.2 5.3 otros. BIBLIOGRAFIA APENDICES: A

B

c

Evolución de la Frecuencia de Conmutación como Función del Voltaje de Entrada y la Carga.

Publicación de Ariículos sobre el Tema.

Solución de las Ecuaciones de Estado de un BUCK ZCS-QRC. Teoría de Funcionamiento del Fornard ZCS-QRC: Caso 1 y Media Onda. Listados de Programas de Diseño. c 1 Programa CAD de Diseño. c 2

D Diagrama Eléctrico del Prototipo. Programa de Simulación en PSPICE.

- 25 26 37 41 46 46

41 48 50 51

59

59 60 61

62 63 63

66 67 67

68

IX

XIV

xxv xxv 1

XXVIII

Objetivos y Resumen de la Tesis

OBJETIVOS Y RESUMEN DE LA TESIS Introducción:

Ante la constante evolución de los equipos electrónicos de almacenamiento y tratamiento de información, referente a la constante miniaturización y concentración de funciones, el conseguir similares características de su fuente de alimentación a convertido a estas Últimas en una parte muy importante de cualquier equipo electrónico .

En los Últimos años se han centralizado los esfuerzos en mejorar las características de las fuentes de alimentación con tecnologfa PWM (Pulse Width Modulation), en el entendido de que la tecnología lineal no tiene posibilidad de competir con ventaja, debido a sus no muy buenas características de eficiencia y densidad de potencia. Actualmente se esta empleando las familias de convertidores cuasi-resonantes (QRC 's) y multi-resonantes (MRC 's)para la realización de fuentes de alimentación[4], las cuales permiten la operación a frecuencias del orden de MHz, con una importante ventaja en cuanto menor tamaño de los componentes y mayor densidad de potencia (en comparación con las topologías PWM).

Objetivos:

Los objetivos generales de este proyecto de tesis pueden resumirse de la siguientes forma:

introducirse en el conocimiento de las familias de convertidores CD-CD cuasi- resonantes, las cuales actualmente incorporan la generación de formas de onda cuasi- senoidales en los interruptores de potencia de los convertidores CD-CD, como una medida de reducir las pérdidas de conmutación y posibilitar su operación a más alta frecuencia, y en consecuencia obtener mejores especificaciones en términos de densidad de potencia (watt~/pulg.~).

Análisis y diseño de un convertidor cuasi-resonante conmutado a comente cero (ZCS- QRC) de una potencia aproximada a 25W y un rango de frecuencia de operación entre los 500 y 700KHz, el cual se aplicará en un sistema de alimentación distribuida.

Resumen:

En al actualidad los esfuerzos de los diseñadores va encaminado a obtener una mayor densidad de potencia en los convertidores CD-CD. Una medida para lograrlo es incrementar la frecuericia de conmutación en los convertidores CD-CD P W M convencionales, sin embargo, estos encuentran limitaciones asociadas a problemas que debido a que los elementos parásitos provocan fuertes incrementos en las pérdidas en la coninutación[4].

Para superar estas dificultades, una nueva familia de convertidores denominada cuasi- resonante fue propuesta a finales de la década anterior[3]. Estos convertidores operan bajo el principio de conmutación a tensión o comente cero (no ambas a la vez), apoyándose en una red

111


LC que se coloca en serie o en paraieio con el interruptor principal[3][41.

En esta tesis se presenta el análisis y diseño de un convertidor cuasi-resonante conmutado a comente cero (ZCS-QRC) utilizando la topología FORWARD. Esta topología resulta válida en el manejo de potencias por debajo de los 1OOW.

Se puede decir que las características de este convertidor ( se detalla en el capítulo 3) podrían encajar plenamente con los requerimientos actuales exigibles a los denominados convertidores de tarjeta (On-Board) [26] dentro de la arquitectura de un sistema de alimentación distribuida[40].

Las especificaciones del prototipo implementado con el propósito de evaluar las prestaciones de los convertidores cuasi-resonantes del tipo conmutado a comente cero (ZCS) son:

Voltaje de entrada: 48V * 10% Voltaje de salida: 5V. Potencia de salida: 5W-25W. Frecuencia de conmutación: 500-7ooKHz.

Durante la fase de diseño se realizó un programa de apoyo (CAD) para encontrar el punto de funcionamiento (relación de conversión-frecuencia normalizada) del convertidor de acuerdo a las especificaciones antes mencionadas. Este programa determina los esfuerzos (de voltaje y comente) en los dispositivos semiconductores, diseño del filtro resonante y de salida. Adicionalmente, se presentan simulaciones en PSPICE de la etapa de potencia del convertidor para validación de la selección de componentes, así como los resultados de la implementación práctica del prototipo realizado.

El trabajo que aquí se presenta aparece estructurado en cinco capítulos con los contenidos que a continuación se resumen:

En el capítulo 1 se hace una introducción a la tesis, poniéndose de manifiesto en primer y la término, la necesidad de la conversión continua-continua (CD-CD) en alta frecuencia

problematica asociada a la misma.

Por otra parte se hace énfasis en los problemas que presentan los cónvertidores PWM convencionales al incrementar la frecuencia de conmutación@érdidas en la conmutación) para obtener mayores densidades de potencia, presentándose como una opción interesante los Convertidores cuasi-resonantes para reducir estas pérdidas.

Se finaliza el capítulo describiendo el margen de aplicación de los convertidores CD-CD P W y resonantes en función de las pérdidas y de la frecuencia de conmutación.

En el capítulo 2 se describe el principio de operación (comportamiento del circuito en estado estable) del convertidor cuasi-resonante conmutado a comente cero (ZCS-QRC) describiendo

IV

Objetivos y Resumen de la Tesis !

las diferentes etapas por las que pasa durante un ciclo de conmutación, relación de conversión de voltaje DC.

Además se realiza una comparación entre el uso de interruptor unidireccional 6 bidireccional y diferentes maneras de implementar el control del interruptor de potencia.

En el capítulo 3 se describen los aspectos críticos del diseño del prototipo, las cuales I comprenden:

* Especificaciones de diseño.

* Selección de la topología.

* Análisis teórico de las diferentes etapas de funcionamiento por las que pasa la topología forward durante un ciclo de conmutación, obteniéndose las ecuaciones de estado de cada etapa. Es importante remarcar que esta topología difiere su funcionamiento respecto a los ZCS-QRC debido a que las condiciones iniciales no son conocidas al inicio de un ciclo de conmutación, por lo que para poder encontrar el punto de funcionamiento (relación de conversión-frecuencia normalizada) se empleo un algoritmo iterativo.

Este algoritmo matemático parte de ciertos parámetros conocidos como son: el voltaje de entrada, voltaje de salida, potencia de salida, frecuencia de conmutación, así como de la solución de las ecuaciones de estado de las diferentes etapas de evolución del convertidor durante un ciclo de conmutación.

Adicionalmente el programa determina los esfuenos de voltaje y comente en los componentes semiconductores, el valor del tanque resonante, así como del filtro de salida.

* Validación de la selección de los dispositivos semiconductores de !a etapa de potencia, utilizándose como herramienta de comprobación el paquete de simulación de propósito general PSPICE.

Es importante remarcar que aunque se propone en las especificaciones de diseño una frecuencia de conmutación, el valor de esta estará en función de las variaciones de la carga y del voltaje de DC de entrada, dado que el trabajar a frecuencia variable es una característica de 10s ZCS-QRC 'S.

* Diseño de los dispositivos magnéticos (transformador de potencia, bobina resonante y de filtrado).

* También en este apartado se hablará del circuito de control (UC3860) utilizado para disparar el interruptor de potencia.

* Análisis dinámico de la topología Forward.

V


Para determinar la respuesta en frecuencia del convertidor tipo forward se realiza un análisis en pequeña señal utilizando el concepto de dispositivo conmutado a corriente cero (ZCSD).

Se incorpora el modelo de ZCSD dentro la topología resonante obteniéndose el circuito equivalente en pequeña señal, utilizando variables de estado promediado[l4]las ecuaciones dinámicas son obtenidas. Una vez encontrada la respuesta en frecuencia del convertidor en lazo abierto, aplicamos los criterios de estabilidad para elegir el tipo de compensador a utilizar para cerrar el lazo de retroalimentación.

El capítulo 4 se dedica a la presentación de los resultados experimentales obtenidos sobre el prototipo de laboratorio construido, además se realiza una comparación entre estos resultados y los obtenidos por la simulación en el paquete de simulación de propósito general (PSPICE) para verificación de la teoría expuesta. Se ilustran adecuadamente con los oportunos comeniarios, las experiencia realizadas.

Para finalizar, en el capítulo 5 se incluyen las conclusiones más importan- extraídas del trabajo realizado, por otra parte se apuntan futuros trabajos posibles como complemento a la presente tesis y los artículos que se generaron durante las diferentes etapas de este trabajo.

VI

b Lista de Simbolos

Cr Cf

cos, cu. COS E M

Fn= fslfr Fs Fr Fw Hw

I,

i,

1,

i,,

1,

1.

Io i'

I,' Lr Lf M= VolVi N

pal PWM PRC SRC

LISTA DE SIMBOLOS

Capacitor resonante

Capacitor de filtrado Capacitancia de salida del MOSFET Capacitancia de entrada del MOSFET Capacitancia compuerta-fuente del MOSFET interferencia electromagnética

Frecuencia normalizada Frecuencia de conmutación Frecuencia resonante Onda completa

Media onda Comente magnetizante Comente eficaz en el primario Comente eficaz en el secundario Comente máxima en el MOSFET

Comente resonante Corriente en el interruptor Comente de salida

Comente normalizada Comente magnetizante normalizada Bobina resonante Bobina de filtrado Relación de conversión Relación de transformación Pérdidas en el encendido Modulación por Ancho de Pulso Convertidor Resonante Paralelo Convertidor Resonante Sene

Lista de SimLolos ~~

m

RDS@)

t,

tr Tm Vcr

VOS

VDS

Vi v o

V D

VD,

V D 2

v,, V' VCO zcs ZCSD

zvs ZCS-QRC ZVS-QRC ZVS-MRC

zn

Resistencia de carga normalizada Resistencia de encendido del MOSFET Tiempo de subida

Tiempo de bajada Tiempo de encendido Voltaje en el capacitor resonante

Voltaje compuerta-fuente Voltaje drenaje-fuente

Voltaje de entrada Voltaje de salida

Voltaje en el capacitor resonante Voltaje máximo en el diodo D1 Voltaje máximo en el diodo D2 Voltaje máximo en el MOSFET

Voltaje normalizado Oscilador Controlado por Tensión Conmutación a Comente Cero

Dispositivo Conmutado a Comente Cero

Conmutación a Voltaje Cero Convertidor Cuasi-Resonante Conmutado a Comente Cero Convertidor Cuasi-Resonante Conmutado a Voltaje Cero Convertidor Multi-Resonante Conmutado a Voltaje Cero Impedancia Resonante

VI11

CAPITULO 1

INTRODUCCION

1.1 .- Introducción. 1

1.2.- Consideraciones Previas. 1

1.3.- interruptor Resonante. 5

1.4.- Clasificación de los Convertidores Resonantes. 8

1.5.- Características Principales de los Convertidores Cuasi-Resonantes Conmutados a Corriente Cero (ZCS-QRC 's). 9

1.5.1 .- Convertidores Cuasi-Resonantes Conmutados a Corriente Cero (ZCS-QRC 's). 10

1.6.- Margen de aplicación de los Convertidores PWM y los resonantes. 11

Introducción capítulo 1

INTRODUCCION

1.1- Introducci6n

En este capítulo inicial se pone de manifiesto en primer término, la necesidad de la conversión continuaiontinua (CD-CD) en alta frecuencia y la problemática asociada a la misma.

Se muestran las formas de onda y los objetivos perseguidos en función de la mejoia del rendimiento y la integración de los elementos parásitos del convertidor.

Por otra parte se hace énfasis en los problemas que presentan los convertidores PWM convencionales al incrementar la frecuencia de conmutación (pérdidas en la conmutaci6n)para obtener mayores densidades de potencia, presentándose como una opción interesante los convertidores cuasi-resonantes para reducir estas pérdidas.

Se presentan las características principales de los convertidores Cuasi-Resonantes conmutados a comente cero (ZCS-QRC 's) estableciendo como criterios de valoración el control del interruptor, la dependencia con la carga y con la tensión de entrada, el aprovechamiento de los elementos parásitos, el aumento de los esfuerzos eléctricos, etc.

Se finaliza el capítulo describiendo el margen de aplicación de los convertidores CD-CD P W y resonantes en función de las pérdidas y de la frecuencia de conmutación.

1.2.- Consideraciones Previas

En principio es neceho hacer constar, que la totalidad de los sistemas electrónicos mdógicos y digitales precisan un voltaje de alimentación de comente continua y estable ante variaciones de la fuente de energía primaria o en la carga de salida. Será por tanto preciso un sistema de adaptación de energía apropiado, que puede ser un convertidor alterna-continua o continua-continua, en función de cual sea la fuente de energía primaria. En cualquiera de los dos casos, el proceso de conversión continua-continua va estar presente dentro del sistema como todo o parte del mismo.

Resulta importante recordar la clásica división de estos convertidores, en dos categorías:

- Convertidores lineales (disipativos) - Convertidores conmutados (no disipativos)

En la busqueda de reducidos tamaños y rendimientos elevados, la elección se inclina por estos últimos, pues son ya bien conocidas las limitaciones de los primeros en ese sentido y las ventajas que presentan los segundos tales como: rendimiento teórico del 100% sólo disminuido por las pérdidas debidas a la no idealidad de los componentes, capacidad de elevar la tensión de salida por encima de la de entrada, mejores relaciones potencialtamaño y potencidpeso

1

introducci6n Caplhllo 1

posibilidad de aislamiento galvánico entrada-salida y mejor respuesta dinámica, entre otras.

bs necesidades actuales se centran, fundamentalmente en la disminución del tamaño Y el pew de 10s convertidores. Caben dos caminos paralelos para cubrir esos requerimientos, aunque no son excluyentes entre si:

- Integración de dispositivos y modificación de encapsulados, lo que conduce hacia tecnologías de montaje superficial, la hibridación e integración de circuitos de mando, protecciones y los propios dispositivos semiconductores de gobierno[28].

Reducción de los elementos reactivos que, normalmente, son los más voluminosos del circuito. En este sentido, será necesario incrementar la frecuencia de conmutación para que los elementos inductivos y capacitivos reduzcan su valor. El aumento de la frecuencia conlleva la ventaja adicional de la mejora de la respuesta dinámica.

No obstante, esta segunda opción, que puede ser la más atractiva dado el gran volumen de los elementos reactivos dentro del conjunto del equipo, presenta una serie de inconvenientes como son la generación de perturbaciones de alta frecuencia, que por conducción o por radiación afectan a los equipos a alimentar y a otros equipos contiguos además de una disminución de la eficiencia del convertidor. En los convertidores con formas de onda cuasi-rectangulares, denominados tradicionalmente PWM en la bibliografía técnica existente[29], en los instantes de conmutación de los dispositivos semiconductores, se presenta en forma simultánea el voltaje y la comente que provoca una disipación de energía que aumentará proporcionalmente a la frecuencia de conmutación. La consecuencia inmediata de esto, es de que a un aumento de la frecuencia de conmutación la eficiencia del convertidor se verá reducida. En la figura 1.1 se muestra la evolución del voltaje y la corriente en un interruptor controlado y la potencia disipada, así como la trayectoria en el espacio de estado en un convertidor de formas de onda cuasi-rectangulares conmutado clásico (PWM).

-

Como puede apreciarse, el paso brusco de conducción a bloqueo y viceversa provoca la presencia simultanea de voltaje y comente en el dispositivo semiconductor, esto produce como consecuencia una disipación de potencia.

Estos importantes efectos hacen que en este tipo de convertidores se encuenhe una c i m limitación de la frecuencia de trabajo en unos pocos cientos de KHz[l3],[301,[31].

De manera resumida, podemos decir que las pérdidas por conmutación en los convertidores PWM al incrementar la frecuencia de operación son causadas por:

* La capcitancia parásita de los dispositivos semiconductores es la mayor causa de las pérdidas por conmutación.

* Las pérdidas por el traslapamiento de la forma de onda de comente y voltaje son

2

Introducci6n capitulo 1

causadas por la capacitancia compuertadrenaje.

Las pérdidas capacitivas son causadas por la descarga de la capaciiancia de salida del mosfet y por la carga de la capacitancia del rectificador cuando el mosfet es encendido.

*

I

Fig. 1.1.- Pérdidas en conmutación. (a) Formas de onda de comente y voltaje, (b) Disipación de potencia y (c) Interruptor.

La idea clave para reducir esas pérdidas sería que las conmutaciones se llevarán a efecto sobre los ejes en la representación en el espacio de estado, en ese caso, la disipación sería nula pues no existiría área encerrada en la curva de disipación de potencia.

Esta solución resulta materialmente imposible con dispositivos reales[4],[9],[15], pero marca el camino idóneo al cual aproximarse[32]. Se pretende pues, obtener formas de onda próximas a las representadas en la figura 1.2.

3

introducción CapftUl0 1

(a) (C)

Fig. 1.2.- Conmutación en interruptor resonante.

Existen dos caminos para conseguir la "conmutación suave" en los interruptores de potencia:

a) Añadir redes de "suavización" de los flancos que &lo actúen en los instantes de conmutación del interruptor tal como se ilustra en la figura 1.3 [33],[34].

Es importante remarcar que las pérdidas en el interruptor de potencia durante la conmutación son trasladadas a la red de suavización (snubber). Por lo tanto, la inserción de estas redes no mejora las pérdidas globales del convertidor. La solución a este problema va por otros caminos.

b) Utilización de circuitos resonantes, que fuercen a que voltajes y comentes evolucionen de manera senoidal hacia valores nulos 1351.

En esta segunda opción, se puede distinguir, a su vez, dos caminos bien diferenciados:

4

caplhilo 1 Introducción

t

" 1 Ds

J

Zona de Descarga

"CS

t

& cs Fig. 1.3.- Redes de suavización y formas de onda.

- Convertidores totalmente resonantes: con varios interruptores (PRC,SRC,LCC)[17],[36], o bien con interruptor Único (clase E) [27],[28]. Los primeros disponen de varios interruptores controlados, con topologtas en medio puente o puente completo, están orientados a potencias por encima de 1OOW. Las formas de onda que presentan son prácticamente senoidales en su totalidad.

Convertidores Cuasi y Multi-Resonantes. Se generan a partir de los clásicos (PWM) y con la sustitución del interruptor de gobierno por uno de tipo resonanje que será definido más adelante. Se obtienen formas de onda cuasi-senoidales (parte trapezoidal-parte senoidal). Su campo de aplicación se suele dar en convertidores de baja potencia e interruptor controlado único. Se tienen una gran variedad de topologtas de convertidores de este tipo. [1],[2],[4].

-

1.3.- interruptor Resonante

El principio de conversión de potencia de los convertidores cuasi-resonantes es el mismo que los convertidores PWM, s610 se le añade una red resonante(LC), para la conmutación de

5

caplhilo 1 Introducción

la forma de onda de comente o voltaje. Así que los interruptores de potencia [2] están operando bajo la condición de conmutación a comente cero, popularmente conocida ZCS (fig. 1.4a ) 6 conmutación a voltaje cero, conocida como ZVS (fig.l.4b).

I. I.

(a) (b) Fig. 1.4 Interruptores Resonantes, a) Conmutado a Comente Cero (ZCS), y b) Conmutado a Voltaje Cero (ZVS).

Para mejorar las condiciones de conmutación de los interruptores de potencia en las topologfas PWM al incrementar la frecuencia de conmutación, se descubrieron nuevas familias de convertidores cuasi-resonantes desarrolladas en el "Virginia Power Electronics Center" por el grupo del Dr. Fred c. Lee: Una es la conmutación por voltaje cero y la otra la conmutación por corriente cero, en la cual se centra este trabajo.

El concepto de interruptor resonante puede ser directamente aplicado a un número grande de convertidores PWM convencionales. Simplemente reemplazando el interruptor en los convertidores P W M convencionales por un interruptor resonante, derivándose nuevas topologías de convertidores, llamadas en la actualidad cuasi-resonantes [l]. En la fig. 1.5 se presentan las diferentes topologfas [2] existentes en este tipo de convertidores.

El fin que se persigue con la conmutación a comente cero es que la comente que circula por el interruptor resonante pase a cero antes de que se presente voltaje en el interrutor mosfet (no se traslape la forma de onda de comente con la de voltaje en el instante de conmutación del interruptor mosfet), lográndose con esto una reducción de pérdidas en la conmutación(fig. 1.6).

6

capftulo 1 Introducción

FORWARD BUCK -

RL fm =VI pn/ BOOST - FLYBACK -

Di

BUCK-BOOST -

Fig. 1.5 Topologfas Básicas de Convertidores Cuasi-Resonantes conmutados a comente cero (ZCS-QRC ’s).

Lr

+Vs-

Fig.l.6 Concepto de Conmutación a Corriente Cero (ZCS).

7

capltulo 1 Introducción

1.4.- Clasuicación de los Convertidores Resonantes

Una enorme cantidad de tecnología de circuitos para convertidores resonantes fue generada en la década pasada, y reportadas en numerosas revistas técnicas, conferencias, etc. La comprensión de esta tecnología puede ser muy amplia introduciendo una significativa clasificación técnica la cual consiste en reconocer y enfocarse en sus elementos fundamentales y sus características de funcionamiento.

En la fig. 1.7 se muestra el esquema de clasificación de los convertidores de potencia resonantes, además se presenta de manera resumida la características de cada uno de los convertidores.

MODULADO

r zcs CONVERTIDORES I RESONANTES

I CONVENCIONAU MODULADO POR ‘CICLO DE TRABAJO CONVERTIDORES

RESONANTES CONVERTIDORES

CUASI-RESONANTES (QRC‘s)

Lzvs ,MODO HW

-I

zcs

L zvs ZCS: coWMülAUoN A CORRIENTE CERO ZVS: CONWAGW A VOLTAJE CERO Hw: Moo0 MEOW ONW ~ M O O O C U D A ~ T A

Fig. 1.7 Clasificación de los Convertidores Resonantes.

Los Convertidores resonantes convencionales, a menudo son referidos como convertidores resonantes serie (SRC) y convertidores resonantes paraieios (PRC). generalemte son controlados usando la técnica de modulación en frecuencia (FM).

8

capitulo 1 introducción

Si los PRC o SRC están operando abajo de la frecuencia resonante, los intemptores de potencia son conmutados naturalmente (conmutación a comente cero). Si estos son operados abajo de la mitad de la frecuencia resonante, los interruptores de potencia son encendidos bajo conmutación a comente cero. Sin embargo si los PRC o SRC son operados arriba de la frecuencia de resonancia, todos los interruptores de potencia son encendidos bajo voltaje cero. Estos circuitos, aunque les dan diferentes nombres tal como controlado por fase, controlados por ciclo de trabajo, operan esencialmente bajo el mismo principio.

Los convertidores cuasi-resonantes (QRC 's) son considerados como circuitos híbridos de los convertidores PWM y convertidores resonantes.

El principio de conversión de potencia es el mismo que los convertidores PWM, sólo se le añade una red resonante LC (estratégicamente colocada) para conmutación de la forma de onda de comente 6 voltaje. Así que los interruptores de potencia están operando bajo la condición de conmutación a comente cero (ZCS) o conmutación a voltaje cero (ZVS). Los QRC 's son más convenientes para trabajar a frecuencias en el rango de los MHz debido a las reducidas pérdidas por conmutación y esfuerzos. Ambos QRC's (ZCS y ZVS) pueden operar en modo media o n d a m y modo onda completa 0, en modo de operación HW el convertidor es más sensibles a las variaciones de la carga, mientras que en modo de operación FW es más estable a las variaciones de la carga[4]. Los ZCS-QRC's modo HW tienen eficiencias más altas que los de operación en FW debido a la comente circulante adicional en la operación en FW[4]. La operación en FW para ZCS-QRC's es menos práctica porque la energía almacenada en el capacitor de salida del interruptor MOSFET es disipada en el interruptor durante el encendido, por esa razón se restringe el propósito de ZCS. Los ZCS- QRC 's en operación HW tienen un rango limite de carga pero puede ser ampliado a expensa de mayores esfuerzos de voltaje en el interruptor.

La familia de convertidores Multi-Resonantes(MRC 's) fue propuesta para ampliar el rango de cargaL41. Estos convertidores pueden ser implementados con ZCS y ZVS. La familia de ZVS- MRC 's son deseables para conversión de potencia a frecuencias altas. Empleando la técnica de multi-resonante ZVS, todos los componentes semiconductores pueden ser operados bajo la condición de conmutación a voltaje cero (ZVS). La inductancia de dispersión y la magnetizante del transformador y otros elementos parásitos importantes pueden ser fácilmente absorbidas dentro de la operación del circuito. Los MRC 's son deseables para operación a frecuencias muy altas y pueden operar desde sin carga a carga completa. El mayor inconveniente es cuando los MRC's son operados bajo una amplia variación del voltaje de entrada. ¿a conversión de potencia es eficiente a línea baja, mientras es considerablemente deficiente a línea alta.

1.5.- Características Principales de los Convertidores Cuasi-Resonantes Conmutados a Corriente Cero (ZCS-QRC 's).

El objetivo de conseguir conmutaciones "suaves", con evoluciones senoidales en los instantes próximos a las mismas con paso por cero puede lograrse de diversas maneras, a partir de la inclusión de elementos reactivos (estratégicamente colocados) en el convertidor clásico

9

Capítulo 1 introducción

PWM dando lugar a distintos tipos de convertidores de interruptor resonante, en este apartado se presenta únicamente las características principales de los convertidores cuasi-resonantes conmutados a comente cero. En las referencias [1],[2],[3],[4] se puede encontrar un estudio más profundo sobre este tema.

1.5.1.- Convertidores Cuasi-Resonantes Conmutados a Corriente Cero (Zcs- QRC’s).

Se pretende que la comente a través del interruptor gobernado sea cuasi-senoidal, Este fragmento de comente se genera por medio de la resonancia entre una bobina, conectada en serie con el interruptor, y un condensador que ocupará una determinada posición relativa dentro de la topología del convertidor. La resonancia se iniciará con el paso a conducción del interruptor de gobierno y en el instante en que la propia evolución haga que la comente sea cero, se deberá de provocar el “apagado” del interruptor conseguiéndose de este modo, una disminución evidente de pérdidas en el paso a bloqueo[3], [ 181.

Centrándonos en una serie de criterios de valoración de interés, se pueden enumerar las siguientes características:

(a) Parámetro de control.

Se controlan a frecuencia variable y manteniendo fijo el tiempo de conducción del interruptor principal. La correlación existente es tal que el aumento en la frecuencia de conmutación provoca el aumento en el voltaje de saiida[3].

@) Dependencia frecuencidcarga en la salida

Si el interruptor es de onda completa, teóricamente no hay dependencia aiguna aunque en los casos reales sí existe aunque en pequeña medida.

Por el contrario, si el interruptor es de media onda existe una gran dependencia entre la frecuencia de conmutación y la carga, así sirva como indicación el hecho de que para corregir una variación de carga que vaya desde lORL hasta RL, la variación de la frecuencia a realizar es del 400% sobre la frecuencia más baja [18].

(c) Elementos parásitos de los semiconductores.

Los interruptores con conmutación a comente cero permiten integrar la capacitancia parásita de los diodos rectificadores pero no la del interruptor principal (MOS de potencia habitualmente).

Si no se realiza la conmutación de este dispositivo a tensión cero, la carga almacenada en la capacitancia parásita causa pérdidas importantes que limitan la frecuencia de trabajo por debajo de 1 MHz.

10

capitulo 1 introducción

(d) Elementos parásitos del transformador.

Resulta posible integrar la inductancia de dispersión del primario del transformador, en las topologfas con aislamiento galvánico, dentro de la inductancia resonante, normalmente situado el condensador resonante en el secundario del transformador. De esta manera, se integra la capacitancia parásita del devanado secundario. Esta integración tiene, no obstante, un cierto efecto negativo y es que ambos devanados son recorridos por las comentes resonantes con la consiguiente necesidad de aumento de sección en los conductores[l4],[37l.

(e) Aumento de los esfuerzos eléctrico en relación con los convertidores PWM.

Los niveles de voltaje soportados por los dispositivos semiconductores, transistor de potencia y diodos rectificadores, no sufren aumentos significativos. No así las comentes que sí experimentan considerables elevaciones respecto a los valores máximos manejados en el caso de los convertidores PWM[38].

(f) Comportamiento sin carga.

La situación de comente de carga nula no plantea ningún problema en especial. Simplemente decir, que en condiciones de carga baja el rendimiento del convertidor decae por efecto de la gran cantidad de energfa reactiva manejada comparativamente hablando siempre en relación a los P W M convencionales.

En general, y a modo de resumen, se puede indicar que los convertidores cuasi-resonantes de onda completa no son sensibles a la variación de la carga, por tanto, la frecuencia de conmutación se mantiene prácticamente constante ante variaciones en la comente de salida. Los de media onda sí que deben presentar importantes variaciones de frecuencia para mantener regulado el voltaje de salida.

Para aplicaciones AClDC a partir de línea (Off-Line) y frecuencias de hasta lMHz, la técnica de comente cero resulta efectiva puesto que compensa en alguna medida, las pérdidas de conmutación en el paso a conducción del interruptor MOS. Se consigue una forma de onda cuasi-senoidal de la comente de conmutación y cuasi-cuadrada del voltaje. El esfuerzo de voltaje no se ve aumentado, pero las pérdidas en conducción son superiores a las de los convertidores P W M con mayores valores eficaces de las comentes.

1.6.- Margen de aplicación de los convertidores PWM y los resonantes.

La reducción de las pérdidas en conmutación en los interruptores debida a la evolución senoidal hacia cero de las tensiones o corrientes (no ambas a la vez), se consigue a base de aumentar las pérdidas en conducción en los mismos intenuptores@ese a lo cual el balance resulta, afortunadamente, positivo). En efecto, todos los convertidores CD-CD de estructura resonante trabajan con mayores energías reactivas que los PWM. Esta energía adicional circulante por todos o algunos de los elementos de potencia del convertidor incrementa las

11

capfhilo 1 Jntrdu¿ción

comentes ylo las tensiones en dichos elementos, con lo cual aumenta las pérdidas en los mismos. Así, las pérdidas en conducción en los interruptores y en los elementos reactivos y la necesidad de que los mismos deban soportar tensiones más alias que las soportadas en estructuras PWM, representan una seria desventaja de los convertidores que nos ocupa en esta tesis frente a los PWM convencionales.

Por las razones que acabamos de mencionar, los convertidores resonantes tienen su campo de aplicación en frecuencias elevadas, en las que el trabajo con estructuras PWM hm’a descender el rendimiento del convertidor. La frontera entre unos y otros, con los componentes existentes en la actualidad, cabría fijarla alrededor de los 200-400 KHz. Por encima de esta frecuencia el uso de estructura PWM no resulta rentable, siendo más aconsejable la utilización de estructuras resonantes, pese al excesivo manejo de potencia reactiva y al aumento de pérdidas en conducción que ello representa. Por debajo de esta frecuencia es más rentable prescindir de las menores pérdidas de conmutación que presentan las estructuras resonantes, con tal de no tener que sufrir sus pérdidas de conducción, tal como puede verse en la fig. 1.8.

PERDIDAS

ZONA OPTIMA PARA CONMRTICQRES PWM j CONVERTIDOR RESONANTE

ZONA OPTIMA PARA ( W )

c,-

!

PWM

RESONANTE PERDIDAS EN

CONMUTACION

PERDIDAS EN

! !

! ! ! ! CONDUCCION m ! ! I

! ! ! FRECUENCIA 200-400KHz 1 MHZ 3-5 MHz

Fig. 1.8 Pérdidas en los Convertidores CD-CD PWM y Resonantes en función de la frecuencia de conmutación.

Puesto que los convertidores CD-CD resonantes resultan ventajosos sólo a altas frecuencias de operación, el diseño de sus componentes ha de hacerse teniendo en cuenta esta característica adicional. En general, todos los componentes, tanto interruptores como elementos reactivos, presentan características más lejanas a las ideales a medida que se aumenta su frecuencia de trabajo. Este hecho que no se debe a la estructura resonante, sino a la frecuencia de trabajo, debe tenerse muy en cuenta en el diseño de todos los componentes (en particular, de los elementos reactivos de los convertidores resonantes).

12

CAPITULO 2

TEORIA DE FUNCIONAMIENTO DEL CONVERTIDOR CUASI- RESONANTE CONMUTADO A CORRIENTE CERO (ZCS-QRC)

2.1 .- Introducción. 13

2.2.- Principio de Operación del Convertidor Cuasi- Resonante Conmutado a Corriente cero (ZCS-QRC). 13

2.3.- Régimen Estacionario. 19

2.3.1.- Relación de Conversión de Voltaje DC. 19

2.4.- Comparación entre el uso de Interruptor Unidireccional 6 Bidireccional. 21

2.5.- Control del Interruptor. 21

Teoría de funcionamiento del ZCS QRC capfhilo 2

TEORIA DE FUNCIONAMIENTO DEL CONVERTIDOR CUASI-RESONANTE CONMUTADO A CORRIENTE CERO (ZCS-QRC).

2.1.- Introducci6n

Una vez justificada la importancia de los convertidores de interruptor resonante, se procede en este capítulo al desarrollo de un completo análisis desde el punto de vista estático.

Se presentan las etapas de funcionamiento por las que pasa el convertidor, sus ecuaciones de estado, así como las formas de onda de operación en media onda, onda completa y los objetivos perseguidos en cada caso, en función de la mejora del rendimiento y la integración de los elementos parásitos del convertidor. o * Por otra parte se realiza una descripci6n de las características en DC que nos permita encontrar el funcionamiento del convertidor para poder diseñar los elementos de la etapa de potencia, además de una comparación entre el uso de interruptor unidireccional o bidireccional.

Se finaliza el capitulo describiendo las diferentes maneras de implemeniíu el control del interruptor de potencia.

2.2.- Principio de Operación del Convertidor Cuasi-Resonante Conmutado a Corriente Cero (ZCS-QRC). 4

Los QRC 's realizan la transferencia de energía de una manera similar a los convertidores PWM. Sin embargo, junto al interruptor de potencia (mosfet) hay siempre un circuito tanque LC, el cual no d lo se emplea para conformar las formas de onda de la tensión y de la comente del interruptor, sino también para almacenar y transferir la energía desde la entrada a la salida de una manera similar a los convertidores resonantes convencionales [1],[2],[3],[4].

Para un mejor entendimiento de como se realiza la transferencia de energía en este tipo de convertidor, utilizamos el circuito de un convertidor cuasi-resonante a comente cero (ZCS-QRC) con una topología tipo BUCK (Reductor) fig. 2.1, para nuestro análisis.

Este mismo análisis se puede extender para otros tipos de topologías.

Fig. 2.1 Topología BUCK de un ZCS-QRC.

13

Capítulo 2

Supongamos que se cumplen las siguientes condiciones: Tea% de funcionamiento del ZCS QRC

- - Lf>>Lr

El filtro de salida Lf-Cf se comporta como una fuente de comente. - Todos los elementos se consideran ideales.

Denominemos como Io a la comente que circula por la bobina Lf y que suponemos constante, fr a la frecuencia resonante del conjunto Lr-Cr y Zn a la impedancia característica de dicho circuito. Teniendo en cuenta esto se cumplirán las siguientes relaciones:

1 f r =

2 n W

Zn= - '4: r2.11

P.21

Para analizar el funcionamiento del circuito de la fig. 2.1 vamos a referimos a las fig. 2.2a y 2.2b.

Fig. 2.2 Formas de onda de un BUCK ZCS-QRC. (a) modo onda completa. @) modo media onda. De la parte de arriba hacia abajo: Voltaje compuerta-fuente (Vgs), comente en el inductor resonante (i,,,), voltaje en el capacitor resonante (Vc,), voltaje drenaje-fuente (VM).

En la primera de ellas el estado de cierre del intemptor S se ha prolongado hasta el instante Tb(=T3) en el que la comente que circula por el intenta hacerse positiva y en la segunda, dicho estado sólo se mantiene hasta el instante Ta(=T2) en el que la comente intenta hacerse negativa. Para conseguir que el estado de apagado del intemptor coincida con T3 o "2

14

capitulo 2 Temía de funcionamiento del ZCS-QRC

basta con adoptar para S una de las configuraciones mostradas en la fig. 2.3, y gobernar el transistor en ellas representado con una señal compuerta-fuente Vgs que aparece en las figuras 2.2a y 2.2b. El interruptor de la fig. 2.3a es bidireccional, mientras que el de la fig. 2.3b es unidireccional. Ambos se gobiernan con formas de onda de Vgs, que son esencialmente iguaies y que deben cumplir la condición de pasar a valer cero en el intervalo (n,T3).

D

(a) (b)

Fig. 2.3 Implementación del interruptor de potencia en ZCS-QRC's.(a) Bidireccional, (b) Unidireccional.

La comprensión de las formas de onda de las fig. 2.2a y 2.2b se puede describir de la siguiente manera: Cerrando el interruptor S en el instante To, el diodo D1 no se bloquea(no se apaga), sino que sigue conduciendo hasta que la comente que lo atraviese intenta inverthe. En estas condiciones, la Corriente iL, empieza a crecer lineaimente, manteniéndose en esta situación hasta que alcanza el valor de Io. En ese momento(instante T1) el diodo deja de estar directamente polarizado, por lo que la situación cambia. El circuito equivalente válido en el intervalo (To,Tl) es el mostrado en la fig. 2.4a, en el que el diodo Do está en conducción en todo el intervalo.

A partir de T1, Do deja de conducir, por lo que el circuito equivalente que se obtiene es el mostrado en la fig.2.4b. En el, la comente por el capacitor sigue una evolución senoidal. Esta corriente, sumada al valor constante de Io, genera la forma de onda de i, mostrada en la fig.2.2. Después de alcanzar un valor máximo i, desciende, alcanzado el valor cero en el instante n. Si el interruptor es unidireccional, en este instante se modifica el circuito equivalente, pasando a ser el representado en la fig.2.4~. Si el intemptor & bidirectional (a base de tener un diodo en antiparaielo con el interruptor), ia comente no se interrumpe en el instante R, sino que sigue fluyendo en todo el intervalo V , T 3 ) . El instante T3 es aquel en que la Comente i , intenta Volver a hacerse positiva, lo que no ocurrirá porque habrá sido re t ida la orden de conducci6n en el transistor.

Observamos que en el caso de ser unidireccional el interruptor, el instante T3 esta definido como aquel en el que el voltaje en el capacitor resonante desciende hasta valer Vi.

A partir del instante T2, si el interruptor es unidireccional, o T3 si es bidireccional, el

15

Capítulo 2 Teoría de funcionamiento del ZCS-QRC I

I

(C) (d)

Fig. 2.4 Etapas de funcionamiento de un BUCK ZCS-QRC. (a) Etapa de Carga del Inductor, (b) Etapa Resonante, (c) Etapa de Descarga del Capacitor, (d) Etapa de Funcionamiento Libre.

circuito equivalente sería el representado en la fig.2.4~. En el, la fuente de comente Io descarga al capacitor Cr a comente. constante, por lo que su voltaje disminuye linealmente hasta cero, valor que se alcanza en el instante T3. Cuando esto ocurre y el voltaje en el capacitor intenta invertirse, el diodo comienza a conducir, obteniéndose el circuito equivalente representado en la fig. 2.4d, en el que la comente suministrada por la fuente de comente circula por el diodo Do, que está en conducción. Esta situación se prolonga hasta que en el instante T4 (inicio de To) se vuelva a comenzar un ciclo de conmutación al dar la orden de conducción al transistor.

A continuación se presentan las cuatro etapas topologicas por las que pasa el BUCK ZCS-QRC durante un ciclo de conmutación, además de las ecuaciones de estado de cada etapa. La metodología de solución de estas ecuaciones se encuentra en el apéndice A.

1.- Etapa de carga del inductor [To,Tl] (Fig.2.4a)

La ecuación de estado es:

16

capitulo 2 Teorla de funcionamiento del ZCS-QRC

la solución de esta ecuación

la duración de esta etapa, i,(O) =O y ifld,) =Io, así:

Lr [%)=K

nos da:

. v i i =-Td, U L r

12.31

f2.41

Td,( =T1-To), puede ser solucionada con condiciones iniciales

12.51 Lrzo Td, =- vi

2.- Etapa Resonante [Tl,"2] (Fig.2.4b)

Las ecuaciones para esta etapa son:

cr [%)- -i,,(t)-Io

con condiciones iniciales

VJO) =O, i,,(O) =lo

por lo, tanto,

i&) =lo + - sen(w t) [ 2)

12.61

12.81

12-91

La duración de esta etapa, Td2(=T2-T1), puede ser solucionada a partir de la ec. 2.9, por condición I,(Td&=O. Asf:

Al tiempo "2, V, = Vcb, y puede ser solucionada de la ec. 2.10.

17

caplhlio 2 Teoría de íuncionamiento del ZCS-QRC

rc

capítulo 2 Teoría de fuocionamiento del ZCS-QRC

V,,=O

Td,=T.%-Td,-Td,-Td, [2.18]

donde Ts es el periodo de un ciclo de conmutación.

2.3 Régimen Esiacionano.

2.3.1 Relación de Conversión de Voltaje DC.

El voltaje de salida Vo puede ser solucionado por la ecuación de energía de entrada por ciclo, Ei, y energía de salida por ciclo, Eo.

donde: n 1

de las ecuaciones 2.5, 2.11, 2.12, 2.13 y 2.14,

Vi(: +Td, +Td,)

Ts vo =

[2.19]

[2.20]

i2.211

Dando los valores de Io y Ts, la duración de las etapas (Tdl, Tdz y Td3) pueden ser solucionadas a partir de las ecuaciones 2.5, 2.6-2.12 y 2.14 y el voltaje de salida puede ser solucionado de la ecuación 2.21.

Sin embargo, es usualmente más deseable para resolver la relación de conversión de voltaje en términos de la resistencia de carga RL y la frecuencia de conmutación fs. Si Vo=R*Io, la ecuación 2.21 puede ser reescrita como:

[2.22]

Sí definimos la relación de conversión como M= Vo/Vi y la resistencia de carga normalizada m= RL/Zn, la ecuación 2.22 puede ser escrita como:

19

capitulo 2 Teoría de funcionamiento del ZCS-QRC

definimos sen" -- =e , entonces: ( 3 3 .n 2 Para modo media onda:

x

capítulo 2 Teda de funcionamiento del ZCS-QRC

(vi - VO) Ilt - vo (Ts - In)= o

Reordenando la ecuación 2.24, obtenemos:

[2.25]

Este método aproximado muestra que la relación de conversión de voltaje es independiente de la resistencia de w g a w ) , y es determinada solamente por la frecuencia de conmutación normalizada, fn=fs/fr.

2.4.- Comparaci6n entre el uso de interruptor Unidireccional6 Bidireccional

La comparación entre el funcionamiento con interruptor bidireccional o unidireccional puede hacerse en función de varios puntos de vista.

Desde el punto de vista de optimizar el cáiculo de los elementos reactivos del filtro de salida y el uso de los semiconductores, resulta más interesante trabajar con pequeñas variaciones de frecuencia, ya que en caso contrario hay que dimensionar los elementos reactivos suficientemente grandes como para que filtren correctamente a la frecuencia más baja y los semiconductores suficientemente rápidos como para que conmuten correctamente a la frecuencia más alta. Desde este punto de vista, resulta más Út i l el uso de interruptor bidireccional.

En cuanto al paso de encendido, en el caso del interruptor bidireccional, no se producen pérdídas apreciables en el transistor, ya que cuando se le aplica voltaje en 73 ya llevaba parte del intervalo W,T3), sin conducir (idealmente, todo el intervalo). Sin embargo en el diodo, la aplicación de voltaje es brusco, por lo que puede haber una disipación apreciable en el pico de recuperación. A una situación semejante se llega si se utiliza un interruptor unidireccional, siendo en este caso el diodo colocado en serie que puede presentar una disipación apreciable en un paso ai estado de apagado. Por tanto desde el punto de vista de disipación de potencia en los semiconductores, el utilizar cualquiera de ellos no representa ninguna ventaja o inconveniente adicional.

Lo más usual, por tanto, es utilizar un interruptor bidireccional, ya que en este caso, el margen de variación de frecuencia es menor y se optimiza el diseño del filtro de salida y de los semiconductores.

2.5.- Control del interruptor.

Los requerimientos de control del interruptor de potencia serán modificar la frecuencia de conmutación manteniendo constante el tiempo de conducción (etapas 1 y 2) hasta que la comente

I 4

21

capítulo 2 Teoría de funcionamiento del ZCS-QRC

en el interruptor alcance el cero (tal como se puede apreciar en la fig.2.2). A la hora de la implementación práctica de este circuito de control caben dos posibilidades: Un circuito que Sea capaz de detectar el paso por cero de la corriente en el interruptor S y provocar la conmutación en ese instante o bien que mantenga el tiempo de conducción constante en la señal de control del transistor. En este segundo caso el circuito resulta más simple pues básicamente consta de un oscilador controlado por voltaje y un monoestable que fija el tiempo de conducción.

Como conclusi6n de este capítulo podemos decir que utilizando la propiedad de conmutación a corriente cero (ZCS), el interruptor resonante ofrece muchas ventajas, incluyendo: reducción de las pérdidas por conmutación, la forma de onda de comente en el interruptor resonante es aproximada a una onda senoidal, por lo que, los niveles de EM1 (interferencia electromagnética) son reducidos, etc.

Las características de DC fueron analizadas utilizando la topología básica BUCK, aun cuando este mismo análisis se puede extender a otras topologías. El análisis nos muestra que la relación de conversión de voltaje DC de un convertidor resonante conmutado a comente cero (ZCS-QRC) es insensible a la carga usando un interruptor resonante modo onda completa, mientras es sensible a la carga usando un interruptor resonante modo media onda.

22

CAPITULO 3

MEMORIA DE DISENO

3.1 introducción. 3.2 Especificaciones de Diseño. 3.3 Selección de la Topología. 3.4 Teoría de Funcionamiento de la Topología Forward.

3.4.1 Topología Cuasi-Resonante. 3.4.2 Etapas de Funcionamiento. 3.4.3 Análisis del Forward ZCS-QRC Modo Onda Completa. 3.4.4 Ecuaciones Normalizadas y Plano de Estado. 3.4.5 Análisis Estático.

3.5 Selección de Componentes. 3.5.1 Dispositivos Magnéticos. 3.5.2 Dispositivos Semiconductores. 3.5.3 Otros. Simulación PSPICE de la Etapa de Potencia. Análisis Dinámico del Forward ZCS-QRC.

3.6 3.7

23 23 23 24 24 25 26 37 41

46 46 47 48 50 51

capftldo 3 Memoria de diseiío

MEMORIA DE DISEÑO

3.1.- Introducción

En este capftulo se hablará de toda la fase de diseño del prototipo implementado, las cuales comprenden: Las especificaciones de diseño, selección de la topología, análisis estAtico y dinámico de la topología para encontrar el punto de funcionamiento del convertidor, esfuerzos (voltaje y corriente) en los dispositivos semiconductores.

Además se hablará del diseño de los componentes magnéticos, dispositivos semiconductores, ya que al trabajar a frecuencias altas estos componentes presentan pérdidas durante la conmutación y que de alguna manera se pueden reducir seleccionándolos adecuadamente.

También se hablará del circuito de control utilizado y del diseño del circuito impulsor.

3.2.- Especificaciones de diseño.

Con el propósito de mejorar las características del sistema de alimentación del equipo SAC IBUS-I11 que se encuentra localizado en el Departamento de Electrónica del Instituto de Investigaciones Eléctricas. En la búsqueda de enconm la mejor opción de alimentación para SAC, Se evaluaron diferentes arquitecturas de alimentación en las que cada una presentaba sus propias ventajas y aportaciones [40].

Después de un estudio realizado, la que mejores prestaciones presentabá era el implementar una arquitectura distribuida[40], sin embargo, está se descartó ya que se tendría que colocar convertidores CD-CD en cada tarjeta con la consiguiente complicación de rehacer los circuitos impresos en un sistema terminado. Finalmente la opción que se implemento en SAC fue una Arquitectura Semi-Distribuida [40] la cual cuenta con Post-Reguladores (convertidores CD-CD) que proporcionan la potencia maxima necesaria en cada una de las tensiones requeridas en el sistema.

Es en la parte de post-regulación donde se realizó el diseño e implementación de un ZCS- QRC, el cual presenta las siguientes especificaciones:

Voltaje de entrada: 48V í 10% Voltaje de salida: 5V Potencia de salida: 5W-25W Frecuencia de conmutación:500-700KHz.

5.3.- Selección de la topología.

En función de las especificaciones antes mencionadas y el tener que utilizar un aislamiento ;alvanico entrada-salida exigido en la gran mayoría de las actuales normas, además de emplear in intemptor gobernado único, las topoiogías que cumplen con estos requerimientos son: la

23

Memoria de c seiio capfhllo 3

flyback y la forward.

En cuanto a la evaluación de las pérdidas [5] , la topología que presenta menores pérdidas globales al incrementar la frecuencia de conmutación es la forward, además de que la flyback al no utilizar una bobina de filtrado el tamaño de su transformador de potencia es mayor con el consiguiente aumento de la induciancia de dispersión provocando un pico de voltaje drenaje- fuente más grande.

De acuerdo a lo antes expuesto la topología que se utilizó en el convertidor CD-CD fue la

I Forward. 3.4.- Teoría de funcionamiento de la Topología forward. I . Una vez explicado en el capítulo anynor el funcionamiento general de los convertidores

cuasi-resonantes a el funcionamiento teórico de la

3.4.1 Topología Cuasi-Resonante.

disposición práctica más favorable es la' que se muestra en la fig. 3 .1~ . Esta configuración resulta favorable, ya que podemos integr/ir la induciancia de dispersión del transformador en la bobina resonante y la capacitancia parásita de manera conjunta con las capacitancias parásitas de los diodos.

esta parte a describir detalladamente en el prototipo construido.

Existen diferentes forward (fig. 3.1), sin embargo, la

I Como se podrá comprobar a lo lango de este capítulo el funcionamiento de esta topología difiere del comportamiento general de los convertidores Cuasi-Resonantes a Corriente Cero i (ZCS-QRC 's). La disposición del capacitor resonante en el secundario del transformador permite la circulación de comente a h v 6 s de dcho devanado en ambos sentidos, lo que posibilita la desaparición de un devanado desmagdetizador y de un diodo de alto voltaje existentes en la topología forward PWM convencional [21].

Es importante remarcar que I el mecanismo de desmagnetización del núcleo del transformador lo proporciona la posición del capacitor resonante Cr. Al abrif el interruptor S, la comente magnetizante puede cirdular a través del devanado secundario y del capacitor resonante. Para mantener una condiiión estable en régimen permanente, el valor medio del voltaje en la inductancia magnetizan) debe ser cero a lo largo de un período de conmutación. Así pues la tensión media V, en el diodo (fig. 3. lc) deberá ser cero durante un período.

Otra consideración que es preciso realizar, es que en todos los convertidores cuasi- resonantes básicos el voltaje en el capacitor resonante tiene una polaridad Única por su posición relativa con el diodo, mientras que 'en este caso, el voltaje en el capacitor puede tener ambas polaridades por la presencia de los hiodos D, y D, y marcará en cada momento, cuál de ellos

i I

1

24 I

Memoria de disefio capftulo 3

(C) (d)

Fig. 3.1 Configuración de la Topologia Forward, (a) PWM convencional y cuasi-resonantes: @) con resonancia en el primario, (c) y (d) con resonancia en el secundario.

es el que conduce.

3.4.2.- Etapas de funcionamiento.

A continuación se determinan las diferentes etapas que componen un ciclo completo de conmutación a través de las ecuaciones de estado. La solución de estas ecuaciones nos permite obtener las evoluciones de las magnitudes eléctricas del convertidor a lo largo de un período.

Para este análisis se utiliza un interruptor bidireccional (modo onda cornpieta) por ser el adecuado para nuestras especificaciones de diseño (variaciones de la carga).

Se supondrá, el transformador ideal de relación N 1, una inductancia de dispersión incluida

25

Memoria de dise50 capfhilo 3

en Lr y una inductancia magnetizante de valor Lm, una comente de bajo rizado Im( comente magnetizante) y que se consided constante en un periodo.

A continuación definimos los pdmetros caracteristicos del circuito resonante: Impedancia característica:

Frecuencia Resonante:

1 fr= 2 l I 4 i G F

siendo,

puesto que el capacitor resonante se encuentra en el secundario.

3.4.3.- Análisis del convertidor Forward ZCS modo onda completa.

Este modo se presenta cuando el interruptor S es bidireccional en comente, lo que se logra agregando al transistor un diodo en antiparalelo. Esto es importante ya que s610 se tiene control del interruptor en un sentido (el del transistor), mientras que el diodo entrará y saldrá de conducción según las condiciones del circuito.

Cuando el interruptor es bidireccional (Fig. 2.3a, cap. 2), la Corriente que circula por 61 puede tomar valores positivos y negativos. Es el segundo paso por cero el que determina el final de la conducción de comente por el interruptor, pero la evolución del convertidor se presentará diferente según que condición se alcance primero:

Caso 1: El segundo paso por cero de la Corriente que circula por el interruptor.

Caso 2: El capacitor resonante alcanza el valor de cero.

Tomando en cuenta que en el caso 2 el convertidor es casi insensible a las variaciones de la carga, en este apartado se determinarán las expresiones para este caso. Tanto el caso 1 como el modo media onda las expresiones son las mismas, estas se indican en el apéndice B.

A continuación se determinan las expresiones para el caso 2. El circuito a analizar es el que se muestra en la fig. 3.2.

(1) Etapa Lineal.

26

Memonade i&io caplhilo 3

Fig.3.2 Esquema Eil&trico y formas de onda representativas del convertidor Forward ZCS-QRC, para análisis de sus modos de operación.

En esta etapa el interruptor se encuentra apagado y la tensión V, es negativa, por lo cual el diodo D1 se encuentra apagado y D2 en conducción.

El circuito equivalente es el que se muestra en la Fig. 3.3 y las condiciones iniciales serán:

VD(0) = v,

Meamria de c iseño capíhilo 3

I I I I I I I I

I 1 I 1

I I

'S

"0

Fig. 3.3 Circuito para la Etapa 1 (lineal).

Designamos la duración de esta etapa como T1 con lo que al de final de esta primera etapa se tiene:

(2) Etapa Resonante

Esta etapa, como en el caso anterior, comienza cuando se cierra el interruptor S . Debido a que el capacitor resonante está cargado a un voltaje negativo, el diodo D1 permanecerá apagado mientras que el diodo D2 conduce la comente de salida. Se tomará como nuevo origen de tiempo el inicio de la etapa.

Haciendo esto, las condiciones iniciales son: i,(O 3 =O VJO 'I =V&",)=vD, 13.81

28

capítuio 3 Memoria de diseño

El circuito equivalente durante esta etapa es el que se muestra en la fig. 3.4. Las ecuaciones que rigen el funcionamiento del convertidor durante esta etapa son:

C,dr dVD =n(i,-Zm)

Teniendo en cuenta las condiciones iniciales, las soluciones de estas ecuaciones resultan:

siendo el ángulo dado por la expresión:

13.91

[3.10]

13.111

13.121

13.131

La etapa finaliza con el paso por cero del voltaje en el capacitor resonante, pues será el momento en que tendena a ser positivo y el diodo D1 enw’a en conducción modificándose la t~pología y por tanto la etapa.

Aplicando esta condición, la duración resulta ser la dada por la expresión:

11 vi Yi-nVD,)2 13.141 Las condiciones al final de esta etapa marcan las condiciones iniciales de la siguiente.

(3) Etapa Resonante

El interruptor continúa cerrado, pero la situación de los diodos ha cambiado. Ahora es DI el que está en conducción y D2 el que está apagado. Fijando un nuevo origen de tiempo al comienzo de la etapa, las condiciones iniciales que se tienen son:

V,(O”) =V,(TZ>=O ¿,(O ”) =iS2>O [3.15]

En esta etapa se debe verificar que:

29

Memoria de disefio capftulo 3

[3.16]

Fig. 3.4 Circuito para la Etapa 2 (resonante).

El circuito equivalente que representa esta etapa es el que se muestra en la fig. 3.5, la ecuación de estado de esta etapa es:

que, teniendo en cuenta las condiciones iniciales, y aplicando la transformada de iaplace, resulta ai integrarla:

30

capihilo 3 Memoria de diseño

en donde:

[3.18]

[3.19]

[3.20]

Es la condición de finalización de esta etapa la que marca las diferencias entre los distintos modos de funcionamiento. Como ya se explicó anteriormente, si se utiliza un interruptor bidireccional (modo onda completa), el final de la etapa puede venir fijado por el segundo paso por cero de la comente. En este caso, el interruptor principal se debe apagar en cualquier instante intermedio entre los dos pasos por cero. La etapa finaliza cuando el diodo antiparalelo sale de conducción, de forma natural, al producirse el segundo paso por cero. Si el convertidor funciona de esta forma, se encuentra en el caso 1.

La duración de esta etapa, se producirá cuando la corriente pase por cero la segunda vez. Se obtiene entonces:

[3.21]

Las condiciones finales de la etapa son:

is(T3) =O

[3.22]

[3.23]

Antes de continuar con la etapa 4, conviene analizar que condiciones deben cumplirse para que la evolución del convertidor se produzca según el caso 1 o el caso 2, ya que son las propias características del convertidor las que determinanln su futura evolución.

31

Memoria de diseño capihdo 3

I 1 , T i I T21 T3 jT4j

n 1 d I 1 I 1


Para este estudio, se empleará el diagrama angular de evolución en el tiempo como el que aparece en la fig. 3.6.

En dicha representación, el voltaje en el capacitor resonante V, estará definido por la diferencia entre la proyección sobre el eje Y del punto de inicio de la etapa, punto A, y la proyección sobre el mismo eje, desde el punto que representa la evolución en un instante t. De manera similar, la comente por el interruptor multiplicada por la impedancia característica &, será la diferencia entre la vertical a distancia Z,(Im+Io/n) del eje Y y la proyección sobre el eje X del punto que representa la evolución del convertidor en un instante t.

32

. capltulo 3 Memoria de oiseño

Fig. 3.6 Diagrama Angular para la Etapa 3.

El punto de partida de la etapa corresponde con A y en dicha representacih se muestran dos valores posibles de la suma (I,+Io/n) denotados con los subindices 1 y 2. Los puntos B1 y B2 representan el primer paso por cero de la corriente i, con am6os valores 1 y 2 mientras que C1 y C2 corresponden al segundo paso por cero de is. El punto D representa el paso por cero del voltaje en el capacitor. Observando el gráfico, queda claro que puntos como C1 corresponden a funcionamiento del convertidor en el caso 1, y puntos como el C2 corresponden a funcionamiento en el caso 2.

Por tanto al entrar en la etapa 3 ya tenemos un criterio para definir en que caso nos encontramos:

e

Memoria de cis&% capfhllo 3

cosexosqJ si e>q

con lo que se obtiene que: zo Id2(Zm+-) CASO 2

r3.271

13.291

13.301

[3.31]

La duración de la etapa corresponderá en cualquier modo a un punto como D (caso 2) haciendo referencia a la gráfica angular. Por tanto la duración seria en el caso 2:@unto D)

Las condiciones finales de la etapa serán distintas en una u otra situación. En el caso 2 tendremos:

[3.33] n n

(4) Etapa resonante (Caso 2).

El interruptor S está en conducción mientras D1 está en bloqueo y D2 conduce. El circuito correspondiente a esta etapa es el que se muestra en la fig. 3.7, las condiciones iniciales para esta etapa son:

v,(0‘”)=0 ¿*(o”-)=l~

capihllo 3 Memoria de d :eño

[3.36]

I I

IT41 I

‘I 1 ‘ I , T i ;T21 T3


y resolviendo tras aplicar transformada de laplace, se obtiene:

35

Memoria de diseíio Capitulo 3

vi Zn

ia(t) = I, + (IJ - I,,,) co~(w,t) + - sni(wrt) t3.381

V&)=-[yi-yi 1 m(w>+Z&-Z,Jsen(w,Z)] [3.39] n

que pueden expresarse de otra manera como: [3.40]

en donde:

[3.42]

La etapa finalizará cuando la comente por el interruptor S se haga cero, momento en que se deberá realizar la conmutación del interruptor. Apoyándonos de un diagrama angular como el que se muestra en la fig.3.8 se puede obtener ia duracidn de mane? simple,

Fig. 3.8 Diagrama Angular para la Etapa 4 (caso 2).

se deduce pues:

r3.431

36

Memoria de d seiio capítulo 3

y al final de esta etapa se cumple:

i,

1 Memoria de diseáo capítulo 3

I Para el caso 2 de onda completa las ecuaciones son: I

I

Etapa 1: Se dan las siguientes expresiones: is*(t ' )=O

I

[3.50]

[3.51]

[3.52]

La etapa inicia con un valor negativo y se dbplaza sobre el eje horizontal y hacia la izquierda en el plano de estado de acuerdo a la fig. $9, alcanzando un valor que dependerá de la propia duración de la etapa. I Etapa 2: En este caso se dan las siguientes evoluciones:

donde:

[3.53]

[3.54]

[3.55]

I

I . I

Se pede eliminar la variable tiempo entre las expresiones (3.53 y 3.54) para relacionar i,' con

[3.56] VD', luego:

(nvi - í)z+(is* -I;)~;=I: +(i -nvi,)z En el plano de estado, representa la ecuación de una circunferencia con centro en el punto de coordenadas (l,h*) y de radio:

[3.57]

[3.58]

1 I

siendo la duración normalizada de la etapa: 1 [3.59]

I Memoria de diseño capihilo 3

Etapa 3 I

~

hs expresiones para esta nueva etapa resonante son:

i,*(t?=Z;+-- zo n ,jd I + Zs-Zm-- m ( 2 x t * + i j ) siendo:

i3.601

[3.61]

[3.62]

procedemos de modo similar a la etapa 2, eliminamok el padmetro tiempo entre las ecuaciones 3.60 y 3.61 para obtener:

ecuación de una circunferencia que tiene por centro el punto de coordenadas:

y por radio: I

[3.63]

[3.65]

En este caso tras el primer corte con el eje de abcids continuará la trayectoria hasta cortar el eje de ordenadas en (O,Is3) fig. 3.9, momento en sud finaliza la etapa 3 tras haber transcurrido un tiempo normalizado: I

[3.66]

Etapa 4 Se debe verificar que: I .

[3.67]

39

Memoria de d i d o capitulo 3

1 x Ti=- 2-n

[3.68]

.I /- I: \I --+-arme 2

[3.69]

La eliminación del tiempo entre la ec 3.67 y 3.68 nos proporciona: (n.Vi- i)'+(is*-iJ'=i +(i:-i,;>' 13.701

expresión que representa una circunferencia en el plano de estado con centro en (1 ,In) y radio: €$=/-

La duración de esta etapa resulta ser:

[3.71]

[3.72]

En la fig. 3.9 se indica la representación en el plano de estado de las diferentes etapas normalizadas, por medio de estas los esfuerzos máximos en los semiconductores resultan sencillos de obtener en sus valores normalizados a partir de esta representación.

Fig. 3.9 Representación en el plano de estado para el caso 2 de onda completa.

Memoria de d i d caphllo 3

3.4.5.- Análisis d t i c o : Relación de conversi6n-frecuencia U O I I n a h d a .

En régimen permanente se cumplirá que el valor medio de la tensión soportada por el diodo D2 (fig.3.10) coincidirá con la tensión media en el capacitor del Ntro de salida. Dado que se asume la hipótesis de bajo rizado en el condensador de salida, el valor medio en el condensador Cf será la tensión de salida (continua). Por tanto el valor medio de la tensión inversa en D2 será la tensión de salida. A su vez, dado que el valor medio de la tensión en el capacitor resonante debe ser nulo para asegurar una comente magnetizante constante, se cumplirá también que la tensión media inversa en el diodo D1 deberá ser igual a la media en el diodo D2 y a su vez, a la tensión de salida.

Fig. 3.10 Distribución topológica del convertidor Forward ZCS.

Si empleamos las ecuaciones normalizadas, por ser el valor base paraías tensiones el correspondiente a la tensión de entrada (Vi), el valor medio de la tensión inversa normalizada en cualquiera de los diodos nos proporciona directamente la relación de conversión tensión de entrada - tensión de salida:

[3.73] será por tanto necesario determinar esos valores medios partiendo de:

V

41

Memoria de diseño caprtulo 3

Dado que el parámetro de control final será la frecuencia normalizada, el procedimiento para encontrar la relación de conversión en función de dicha frecuencia sería determinar por un lado la frecuencia en función de la duración normalizada de la primera etapa T1' y por otro, el valor medio normalizado de la tensión en D1 6 D2, que resulta también dependiente de Tl'. De este modo, será posible extraer la relación existente entre M = Vo/Vi y fn = fdfr.

No obstante, no es posible obtener una expresión explícita como ocurre en el caso genérico de los ZCS-QRC (ec. 2.25), pues son desconocidos a priori valores tales como la intensidad magnetizante o la tensión en el condensador resonante en el inicio de la etapa 1 (V,). Se deberá de acudir pues a un algoritmo iterativo para la determinación de los sucesivos puntos que constituyen la grilíica M - fn, una vez fijados los valores de la carga normalizada rn y de la relación de espiras del transformador N.

En este algoritmo, se fijan los valores de N y ni, se supone que se parte siempre en el caso 1 de onda completa con tensión nula en el capacitor resonante y se elige un valor inicial para la duración de la etapa 1 (Ti') con lo que queda determinada la tensión en el condensador resonante al final de la etapa 1 de manera normalizada (V,,? que es realmente, equivalente a conocer V,*y T1' para el cálculo de las duraciones e integrales asociadas con el resto de las etapas. Al ir calculando con este Tl', sucesivos valores y llegar a la etapa 3, ya podemos distinguir si efectivamente, nos encontramos en el caso 1 tal como habíamos supuesto en el inicio o por el contrario nos encontramos en el caso 2 con anulación de VD' previa a la de is'. Conocido ya el caso correspondiente, se sabrá en cuál de las dos posibles variantes de la etapa 4 deberíamos entrar con su correspondiente duración y valor final para VD'(T4'). Si este fuera nulo ya se conocería que el supuesto caso 1 de partida era válido y se obtendría directamente el valor medio de VD' y el de M para su inclusión en el algoritmo global.

Por el contrario, si se entra en el caso 2 de onda completa, con la tensión VD'(T4') distinta de cero, por tanto, se deberá establecer una corrección a la hipótesis de partida realizada. Si el valor final aludido resulta ser mayor que el final de la etapa 1 (VDii (teniendo en cuenta que ambos son negativos), se puede suponer que la etapa 1 tenía una duración menor que la supuesta inicialmente, pero suficiente como para que se alcance al final de la misma el mismo valor supuesto inicial de VD1 en el algoritmo y no necesitar modificar el resto de las sucesivas etapas. De este modo, se obtendría una duración corregida normalizada de la etapa 1 que designaremos como Tlc' (esta idea se ilustra en la fig, 3.11).

La determinación de la duración corregida se obtiene a partir de la expresión:

[3.75]

Una vez obtenida la duración corregida de la etapa 1 sólo se hace preciso rehacer los

Memoria de diseño Capftulo 3

cálculos de la integral de V,'(t*)en ésta, manteniendo el cálculo en el resto de las etapas, así como modificar el período de conmutación (y en consecuencia la frecuencia):

[3.76]

[3.78]

Fig. 3.11 Duración corregida de la etapa 1 .

Si por el contrario, a la hora de realizar el cálculo a lo largo de todas las etapas, nos encontramos con que el valor final obtenido y designado como V,' resulta menor que el de VDi', no procede la corrección en la duración normalizada de la etapa 1 y será preciso entrar en el algoritmo con un valor más elevado de TI*.

El algoritmo total se muestra en la fig. 3.12.

.

Se realiza un barrido en la variable TI' y se obtiene la curva de M-fn para valores de N y m propuestos.

El algoritmo se implementa a través de un programa de cáiculo matemáticó específico como es el MatchCAD cuyo archivo de descripción se adjunta en el apéndice [Cl]. El empleo sistemático del citado programa nos permite generar la curva M-fn.

De acuerdo a las especificaciones antes mencionadas y con un valor propuesto de relación de espiras del transformador, N=3 y una resistencia de carga normalizada de m = 0.1 la gráfica del punto de funcionamiento del convertidor que se obtiene del programa CAD es la que se muestra en la fig. 3.13.

43

Memoria de dise.ño cnpltulo 3

I l-5 ncrementar T1 1 I

Cálculo de

Etapa 2

Etapa 3

Etapa 4.1

ci ". I I V I lSi&+$y I

Se obtiene la gráfica

Fig. 3.12 Algoritmo para el caso 2 de onda completa.

En la cual podemos apreciar que para una relación de conversión de 0.094 su correspondiente frecuencia normalizada es de aproximadamente 0.26 ( punto de operación a frecuencia de conmutación mínima), a partir de este punto de operación, el programa matemático determina el valor del tanque resonante y del filtro de salida, así como los esfuerzos de voltaje y corriente antes variaciones del voltaje de entrada y la carga de salida en el convertidor.

Valores del tanque resonante: Lr = 726nH, Cr = 65.34nF, Z,= 10, Fr =2.192MHz.

Valores del filtro de salida: Lf 5 7uH, Cf 5 7uF

En las tablas I y I1 se presentan los valores de las comentes y voltajes que se presentan en los dispositivos semiconductores, además de la excursión de la frecuencia de conmutaci6n ante variaciones del voltaje de entrada y la carga de salida.

44

Memoria de diseño capitulo 3

t 0.127 rn.0.5 / Punto de operadón a la fs rnlnlma.

_ _ _.____ 0,007 -

0.087 y 0.249 0.268 0.271 0207 0.300 0.814 0.969

Frecuencia normalizada (Fn)

Fig. 3.13 Gráfica M-Fn del convertidor forward.

Tabla I Esfuerzos de voltaje y corriente para carga mínima.

Tabla ii Esfuenos de voltaje y corriente para carga completa.

Memoria de diseño capítulo 3

3.5.- Selección de Componentes.

En este apartado vamos a incidir en otro aspecto que presentan también una problemática específica en los convertidores CD-CD de estructura resonante y hace que su cálculo difiera del efectuado con estructura PWM. Nos referimos a los elementos reactivos del convertidor: capacitores, bobinas y transformadores.

Puesto que los convertidores CD-CD resonantes resultan ventajosos s610 a altas frecuencias, el diseño de sus componentes ha de hacerse teniendo en cuenta esta característica adicional. En general, todos los componentes tanto interruptores como elementos reactivos, presentan características más lejanas a las ideales a medida que se aumenta su frecuencia de trabajo. Esté hecho, que no se debe a la estructura resonante, sino a la alta frecuencia de operación, debe tenerse muy encuenta en el diseño de todos los componentes (en particular, de los elementos reactivos del convertidor).

La problemática específica que presenta el diseño de los componentes reactivos (capacitores, bobinas, y transformadores) es debida, fundamentalmente: A la operación a frecuencia variable, elevadas tensiones y10 comentes y alta frecuencia de trabajo.

3.5.1.- Dispositivos magnéticos.

El transformador fue diseñado con un núcleo TDK EPC-19. El devanado primario tiene 9 vueltas, con hilo de litz del 175/40. El secundario tiene 3 vueltas de hilo liiz (dos conductores 175/40 para soportar la corriente eficaz máxima). La relación de vueltas, N, del transformador es de 3. La medición de la inductancia magnetizante y la de dispersión en el lado del primario, a 700 KHZ, son: Lp=18uH y Lk=378nH respectivamente.

En esta parte del diseño cabe aclarar que para los devanados del transformador, así como de las bobinas (resonante y de fütrado a la saiida) se utilizó hilo de lib por su baja resistencia serie (varios hilos en un sólo conductor) reduciendo con esto el efecto piel. También, los núcleos de materiales de bajas pérdidas operando a una densidad de flujo baja (30-50 mT) son requeridas para minimizar las pérdidas en el núcleo. La inductancia de dispersión debe ser menor o igual que el valor de la bobina resonante.

La bobina resonante Lr fue diseñada con un núcleo T68-2 (de micrometals corporation), con 8 vueltas de hilo de litz del 175140. La medición de la inductancia resonante fue de 386nH (este valor se suma a la inductancia de dispersión del transformador para dar un total de 764nH).

El capacitor resonante Cr debe ser estable con la temperatura, operando con voltajes bipolares y tener una resistencia sene equivalente ESR muy baja ya que la corriente resonante es grande y esto puede causar una excesiva disipación de potencia. Por lo tanto, un capacitor cerámico MKP de aproximadamente 68nF fue seleccionado.

46

Capitulo 3 Memoria de dise50

E1 filtro de salida Lf-Cf es diseñado con una frecuencia de corte a fp=l2KHz usando Lf=18uH (núcleo TDK EPC-27) y Cf=10uF/12V (MKT).

3.5.2.- Dispositivos sedconductores.

El interruptor usado en este diseño es el dispositivo IRFP341 con rango de 350V y 11A con una resistencia de encendido de 0.5 Ohms. El dispositivo tiene una resistencia de encendido alia y, consecuentemente, una capacitancia baja. La capacitancia baja es deseable en los ZCS-QRC’s a frecuencias altas de operación y voltajes altos de entrada. La capacitancia de salida baja C, reduce las pérdidas en el encendido ocumdas durante la descarga capacitiva. Las pérdidas están dadas por:

y directamente afecta la eficiencia del convertidor y limita la operación a alia frecuencia.

La capacitancia de entrada C,, es baja, por lo que reduce la demanda en la capacidad de comente y disipación de potencia en el circuito driver. Para IRF341, C,,=210pF, C,,= 13OOpF a Vgs=OV y V,=25V.

Selección de los diodos rectificadores es critica cuando manejamos voltajes de salidas bajos (en este caso 5V) por lo que debemos seleccionar diodos con baja caída de voltaje en dírecia. Como los diodos conducen comentes resonantes grandes un compromiso entre funcionamientolcosto es necesario como parte de la selección. El dispositivo dual IR 18CP060, con un rango a 6OV y 8A, fue seleccionado.

Selección de los diodos del interruptor bidireccional

Como mencionamos anteriormente (capítulo 2) la operación onda completa del convertidor puede ser obtenida colocando un diodo en serie con el mosfet de potencia y otro diodo en antiparalelo con la combinación serie para transporta la corriente inversa.

Al utilizar una configuración bidneccional (operación onda completa) el diodo en antiparaielo en conjunto con la bobina resonante, provoca un pico alto de voltaje drenaje-fuente y oscilaciones cuando el diodo es apagado. Para reducir estos efecto es n e c e d o utilizar diodos de recuperación rápida, aunque no se eliminan las pérdidas durante el encendido debido a la descarga de la capacitancia de salida del mosfet. El diodo serie se utiliza para eliminar el tiempo de recuperación inversa del diodo body del mosfet de potencia, este diodo debe ser de un bajo voltaje en directo, para esto utilizamos diodos Schottky.

Los diodos seleccionados para la configuración bidireccional son:

Diodo serie: MBR1060, Diodo paralelo: MUR860.

47

capltulo 3 Memoria de diseño

3.5.3.- Otros

Selección del Dispositivo de Control.

Todos los convertidores cuasi-resonante utilizados actualmente se controlan a frecuencia variable. Este hecho se convierte en un inconveniente cuando la excursión de frecuencia es porcentualmente muy grande, ya que entonces no se permite una optimización simultánea de los interruptores y de los elementos reactivos, puesto que los primeros han de responder tan rápidamente como exija la frecuencia más alia utilizada y los segundos han de ser capaces de filtrar componentes de frecuencia tan baja como la menor alcanzada.

Si bien todos los convertidores trabajan a frecuencia variable, no todos trabajan con igual ciclo de trabajo. Así, poddamos clasificarlos en dos grandes familias:

- Convertidores que trabajan con ciclo de trabajo constante. - Convertidores que operan con ciclo de trabajo variable, manteniendo el tiempo de conducción o no conducción constante.

Los ZCS-QRC's necesitan tiempo de conducción constante en su intemptor gobernado. En la fig. 3.16 puede apreciarse las forma de onda de mando en los ZCS-QRC's.

T'

1 t i = tl' I T c t2 7 t2' (variable)

Fig. 3.16 Forma de onda de gobierno en ZCS-QRC 's, Circuitos de mando de tiempo de conducción constante.

Para la generación de este tipo de formas de onda existen varios procedimientos que a continuación pasamos a describir.

48

Memoria de diseóo capitulo 3

La primera filosofía seguida es la de disponer un VCO (oscilador controlado por tensión) seguido de un monoestable que fije el tiempo de conducción. Esta filosofía se puede realizar prácticamente acudiendo, pro ejemplo, ai uso de un LM566 y de un uPD74HC132AC o de algún circuito equivalente.

Los circuitos integrados expresamente pensados para el control de convertidores resonantes también utilizan esta filosofía, por lo que propiamente deberíamos decir que están pensados para controlar convertidores cuasi-resonantes. A continuación pasamos a mencionar los que se encuentran en ei mercado.

Hasta los últimos meses de 1993, sólo existen tres circuitos integrados diseiiados para el fin que nos ocupa. Son el LD405, GP605 de Gennum Corporation y el UC3860 de Unitrode Integrated Circuits. Si bien los tres tipos corresponden a la filosofía VCO + Monoestable, incorporan un número semejante de protecciones y presentan la posibilidad de dar salida de gobierno en un terminal o en dos desfasadas 180 grados, el UC3860 incorpora un amplificador de error lo que no ocurre con los otros dos.

El circuito de control que se utilizó fue el UC3860' el cual presenta las siguientes características principales:

* Un VCO lineal con una frecuencia de oscilación de hasta 3MHZ sobre un rango de 100: 1. * Amplificador de error con ancho de banda de 5Mhz. * Programable tiempo de conducción. * Una referencia de precisión de 5V. * Dos salidas de totem pole de 2A pico. * Arranque suave. * Programable detecci6n de falla y restablecim

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