CIRCUITOS DEMOSTRATIVOS Y TUTORIAL PARA EL DISEO...

CIRCUITOS DEMOSTRATIVOS Y TUTORIAL PARA EL DISEÑO Y

CONSTRUCCIÓN DE CIRCUITOS DE RF

T.G. 0411

EVELIO JOSE BARRIOS ACOSTA

MARIO ENRIQUE RUBIANOGROOT SALADEN

BOGOTA D.C.

PONTIFICIA UNIVERSIDAD JAVERIANA

FACULTAD DE INGENIERIA

CARRERA DE INGENIERIA ELECTRÓNICA

2004

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CIRCUITOS DEMOSTRATIVOS Y TUTORIAL PARA EL DISEÑO Y

CONSTRUCCIÓN DE CIRCUITOS DE RF

EVELIO JOSE BARRIOS ACOSTA

MARIO ENRIQUE RUBIANOGROOT SALADEN

Director Ing. Adolfo León Recio Vélez

Trabajo de grado presentado como requisito para obtener el titulo de Ingeniero Electrónico

BOGOTA D.C.


FACULTAD DE INGENIERÍA

CARRERA DE INGENIERÍA ELECTRÓNICA

2004

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FACULTAD DE INGENIERÍA

CARRERA DE INGENIERÍA ELECTRÓNICA

RECTOR MAGNÍFICO: R.P. GERARDO REMOLINA VARGAS S.J. DECANO ACADEMICO: Ing. ROBERTO ENRIQUE MONTOYA VILLA DECANO DEL MEDIO UNIVERSITARIO: R.P. ANTONIO JOSÉ SARMIENTO

NOVA S.J.

DIRECTOR DE CARRERA: Ing. JUAN CARLOS GIRALDO CARVAJAL DIRECTOR DEL PROYECTO: Ing. ADOLFO LEÓN RECIO VÉLEZ

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AGRADECIMIENTOS Agradecemos inmensamente a la señora Marta Manrique por su colaboración en el laboratorio de automatización industrial, y de manera especial a los ingenieros Germán Yamhure, Juan Alberto Paz, Camilo Otálora y Adolfo León Recio, cuyo valioso aporte y conocimiento en el área, hizo realidad la culminación de este trabajo de grado. De igual forma agradecemos inmensamente al laboratorio de la facultad de ingeniería electrónica y a todos sus personajes como Carlos, Marlon y Leopoldo que nos apoyaron en las labores técnicas y necesarias para cumplir con los objetivos de este trabajo de grado.

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ARTÍCULO 23 DE LA RESOLUCIÓN No.13 DE JUNIO DE 1946

“La universidad no se hace responsable de los conceptos emitidos por sus estudiantes alumnos en sus proyectos de grado. Sólo velará porque no se publique nada contrario al dogma y la moral católica y porque los trabajos no contengan ataques o polémicas puramente personales. Antes bien, que se vea en ellos el anhelo de buscar la verdad y la justicia”.

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CONTENIDO

LISTA DE FIGURAS LISTA DE TABLAS 1. INTRODUCCIÓN 2. MARCO TEORICO

2.1. PARAMETROS S 2.1.1. Que son los parámetros S? 2.1.2. Definición 2.1.3. Matriz de dispersión de 2 puertos 2.1.4. Reciprocidad 2.1.5. Estabilidad

2.2. LÍNEAS DE TRANSMISIÓN 2.2.1. Características de las líneas de transmisión 2.2.2. Longitud eléctrica de una línea de transmisión 2.2.3. Impedancia característica de una línea 2.2.4. Pérdidas en la línea de transmisión

2.2.4.1. Pérdidas del conductor 2.2.4.2. Pérdidas del dieléctrico

2.2.5. Microstrip 2.2.5.1. Formulas para constante dieléctrica, impedancia característica

y atenuación.

2.3. TRANSFORMADOR Λ/4 3. ESPECIFICACIONES

3.1. CIRCUITOS PASIVOS 3.1.1. 1° circuito: Híbrido de Cuadratura 3.1.2. 2° circuito: Filtro de líneas acopladas 3.1.3. 3° circuito: Filtro de Banda Ancha 3.1.4. 4° circuito: Filtro de impedancias altas y bajas

3.2. CIRCUITOS ACTIVOS 3.2.1. 1° circuito: Amplificador de pequeña señal 3.2.2. 2° circuito: Amplificador de Banda Ancha

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3.2.3. 3° circuito: Oscilador

3.2.4. 4° circuito: Oscilador controlado por voltaje (VCO)

4. DESARROLLO

4.1. CIRCUITOS PASIVOS 4.1.1. 1° Circuito: Híbrido de Cuadratura 4.1.2. 2° circuito: Filtro de líneas acopladas 4.1.3. 3° circuito: Filtro de Banda Ancha 4.1.4. 4° circuito: Filtro de impedancias altas y bajas.

4.2. CIRCUITOS ACTIVOS 4.2.1. 1° circuito: Amplificador de pequeña señal 4.2.2. 2° circuito: Amplificador de Banda ancha 4.2.3. 3° circuito: Oscilador por resistencia negativa 4.2.4. 4° circuito: Oscilador controlado por voltaje (VCO)

5. ANÁLISIS DE RESULTADOS

5.1. CIRCUITOS PASIVOS 5.1.1. 1° Circuito: Híbrido de Cuadratura 5.1.2. 2° circuito: Filtro de líneas acopladas 5.1.3. 3° circuito: Filtro de Banda Ancha 5.1.4. 4° circuito: Filtro de impedancias altas y bajas.

5.2. CIRCUITOS ACTIVOS 5.2.1. 1° circuito: Amplificador de pequeña señal. 5.2.2. 2° circuito: Amplificador de Banda ancha. 5.2.3. 3° circuito: Oscilador por resistencia negativa.

5.2.4. 4° circuito: Oscilador controlado por voltaje (VCO).

6. CONCLUSIONES BIBLIOGRAFÍA ANEXOS

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LISTA DE FIGURAS

1. Figura No.1. R,L,C y G: resistencia, inductancia, capacitancia y conductancia por unidad de longitud.

2. Figura No. 2. Circuito equivalente de una línea de transmisión. 3. Figura No.3. Configuración clásica de la microstrip. 4. Figura No.4 Transformador λ/4 5. Figura No. 5. Diagrama en bloques del proceso de desarrollo del trabajo de

grado con sus respectivas fases. 6. Figura No.6 Representación de un Híbrido de Cuadratura de 180° 7. Figura No.7 Esquema del Híbrido de Cuadratura en forma de “Rat Race” 8. Figura No.8 Arte o “layout” del Híbrido de Cuadratura en dos dimensiones 9. Figura No.9 Layout del Híbrido de Cuadratura de 3 dimensiones 10. Figura No.10 Pérdidas por inserción del Híbrido de Cuadratura. 11. Figura No.11 Desfase entre los puertos de salida. 12. Figura No.12 Pérdidas por Retorno del híbrido de Cuadratura. 13. Figura No.13 Representación de un filtro de líneas acopladas. 14. Figura No.14. Layout del filtro de líneas acopladas con cada una de sus

respectivas secciones. 15. Figura No.15. Pérdidas por inserción del filtro de líneas acopladas. 16. Figura No.16. Pérdidas por retorno del filtro de líneas acopladas 17. Figura No.17. Esquemático e implementación del filtro de líneas acopladas 18. Figura No.18. Representación de las transformadas de Richards 19. Figura No.19. Primera identidad de Kuroda. 20. Figura No.20. Segunda Identidad de Kuroda. 21. Figura No.21. Esquemático usando elementos concentrados del filtro de

banda ancha 22. Figura No.22. Primer paso de la transformación usando Kuroda 23. Figura No.23 Segundo paso de la transformación usando Kuroda 24. Figura No.24 Esquemático del filtro de banda ancha. 25. Figura No.25 Arte del impreso para el filtro de banda ancha 26. Figura No.26. Pérdidas por inserción S(1,2) 27. Figura No.27. Pérdidas por retorno S(1,1) 28. Figura No.28. Circuito prototipo de filtro pasa bajo 29. Figura No. 29. Implementación del filtro con impedancias bajas y altas. 30. Figura No.30. Implementación con líneas de transmisión de altas y bajas

impedancias 31. Figura No.31. Arte del impreso del filtro de altas y bajas impedancias 32. Figura No.32 Implementación del filtro con “stubs” en abierto.

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33. Figura No.33 Pérdidas por inserción usando diferentes modelos y simulación electromagnética

34. Figura No.34 Pérdidas por Retorno 35. Figura No.35 Implementación del filtro para la simulación electromagnética

(3 dimensiones). 36. Figura No.36. Implementación del filtro por capas para la simulación

electromagnética (2 dimensiones) 37. Figura No.37 Círculos de estabilidad de entrada y de salida para el

transistor. 38. Figura No.38 Esquema de los acoples de entrada y salida. 39. Figura No.39. Red de polarización para el amplificador de pequeña señal 40. Figura No.40 Implementación del amplificador en el simulador 41. Figura No.41 Comparación de ganancia entre el transistor NE696 y el

amplificador con sus acoples de entrada y salida. 42. Figura No.42 Pérdidas por retorno en la entrada y la salida del amplificador 43. Figura No.43. Arte del impreso o”Layout” del amplificador de pequeña señal 44. Figura No.44 Entorno de Microwave Office para la escogencia de

componentes 45. Figura No.45. Escogencia de componentes con la polarización requerida. 46. Figura No.46. Modelo del transistor NE696 con la polarización incluida 47. Figura No.47. Círculos de estabilidad entrada y salida del transistor NE 696 48. Figura No.48.Circulo de estabilidad de salida del transistor pata determinar

resistencia de estabilidad 49. Figura No.49. Modelo del transistor polarizado y con resistencia de

estabilidad. 50. Figura No.50. Círculos de estabilidad con la resistencia de estabilidad 51. Figura No.51. Configuración del amplificador con la red de retroalimentación 52. Figura No.52. Esquemático del amplificador con los acoples de entrada y

salida. 53. Figura No.53. Circuito de polarización para el amplificador de banda Ancha 54. Figura No.54. Ganancias del amplificador en lasdiferentes configuraciones 55. Figura No.55. Arte de Impresión o “Layout” del amplificador de Banda

Ancha 56. Figura No.56. Configuración del transistor en gate común 57. Figura No.57. Circulo de estabilidad en la salida (Drain) 58. Figura No.58. Esquema en gate común con inductancia de inestabilidad 59. Figura No.59. Círculos de estabilidad a la salida (Drain) 60. Figura No.60. Impedancia vista en Drain 61. Figura No.61 Parámetro S(1,1) 62. Figura No.62. Parámetro S(1,2) 63. Figura No.63. Parámetro S(2,1) 64. Figura No.64. Parámetro S(2,2) 65. Figura No.65. Impedancia en Source (Entrada) 66. Figura No.66. Implementación en Microwave Office del oscilador 67. Figura No.67. Espectro de potencia y frecuencia de oscilación

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68. Figura No.68. Formas de onda de la corriente para el oscilador.

69. Figura No. 69. Arte de impreso o “Layout” del oscilador 70. Figura No.70. Polarización del FET para el oscilador 71. Figura No.71 Implementación del oscilador controlado por voltaje 72. Figura No. 72. Modelo no lineal de los varactores implementado en el

simulador 73. Figura No.73 Archivo TOM para el transistor NE 68519 74. Figura No.74. Respuesta en frecuencia del VCO a través del voltaje de

control 75. Figura No.75. Arte del impreso o “layout” del VCO 76. Figura No.76. S21 y S41 del híbrido. Resultados medidos. 77. Figura No.77. S21 y S41 del híbrido. Resultados simulados. 78. Figura No. 78. Comparación de resultados. 79. Figura 79. Pérdidas de retorno. Resultados medidos. 80. Figura 80. Pérdidas de retorno. Simulación. 81. Figura 81. Resultados comparados. 82. Figura 82. Desfase entre los puertos de salida. Medidos. 83. Figura 83. Desfase entre los puertos de salida. Simulación. 84. Figura 84. Pérdidas por inserción. Resultados medidos. 85. Figura 85. Pérdidas por inserción. Resultados simulados. 86. Figura 86. S21 comparado. 87. Figura 87. Pérdidas por retorno. Resultados medidos. 88. Figura 88. Pérdidas por retorno. Simulación. 89. Figura 89. Pérdidas por retorno. Comparadas. 90. Figura 90. Pérdidas por inserción. Resultados medidos. 91. Figura 91. Pérdidas por inserción. Simulación en MWO. 92. Figura 92. Comparación de resultados. 93. Figura 93. Pérdidas por retorno. Resultados medidos. 94. Figura 94. Pérdidas por retorno. 95. Figura 95. Comparación de S11. 96. Figura 96. Pérdidas por inserción. Medición. 97. Figura 97. Pérdidas por inserción. Resultados del MWO. 98. Figura 98. Comparación de pérdidas por inserción. 99. Figura 99. Pérdidas por retorno. Medidas en el analizador. 100.Figura 100. Pérdidas por retorno. Simulación electromagnética. 101.Figura 101. Comparación de gráficas. 102.Figura 102. S21 medido. 103. Figura 103. S21 simulado. 104. Figura 104. Comparación de medidas y simulación. 105. Figura 105. S21 comparado. 106. Figura 106. Pérdidas de retorno. Comparación. 107. Figura 107. Espectro del oscilador. Simulación. 108. Figura 108. Espectro del oscilador. Medida tomada. 109. Figura 109. Potencia total del oscilador. 110. Figura 110. Linealidad del VCO.

10 111. Figura 111. Potencia de VCO.

LISTA DE TABLAS

1. Tabla No.1. Valores de los elementos para filtros con 0.5 dB Equal Ripple..............................................................

2. Tabla No.2. Datos del filtro de líneas

acopladas........................................... 3. Tabla No. 3. Valores de los elementos para

el diseño de un filtro Butterworth........................................................... 4. Tabla No. 4. Valores de los elementos para filtros con respuesta Maximally flat............................................................... 5. Tabla No.5. Parámetros S del transistor NE 696 para la polarización escogida...........................................

6. Tabla No.6. Parámetros S del transistor NE 696 para la polarización requerida..........................................

7. Tabla No.7. Condiciones de estabilidad del

transistor................................... 8. Tabla No. 8. Parámetros S del conjunto transistor con resistencia de estabilidad....................................................... 9. Tabla No.9. Condiciones de estabilidad para la nueva configuración........................................................ 10. Tabla No.10. Parámetros S con la red de

retroalimentación......................... 11. Tabla No 11. Linealidad del VCO..............

Pag. 33 35 41 47 60 66-67 67 70-71 71 74 118

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1. INTRODUCCIÓN

Como el nombre de este proyecto de grado lo enuncia: “Circuitos Demostrativos y Tutorial para el diseño y construcción de circuitos de radiofrecuencia”, buscamos y logramos generar con este proyecto un procedimiento o compendio para diseñar circuitos de radiofrecuencia, pero este no es el fin último de este proyecto, si no también el de despertar el interés de los demás estudiantes de la facultad de ingeniería electrónica de la Pontificia Universidad Javeriana, en esta rama de su carrera que es la radiofrecuencia. Investigando trabajos de grado anteriores caímos en cuenta también de que eran pocos los trabajos de grado realizados en la facultad de electrónica en el área de la radiofrecuencia. Estos trabajos de grado se centraban en el estudio y análisis de las líneas de transmisión y su respectivo comportamiento, otros se centraron en alguna aplicación especifica de microondas. Cabe anotar que éstos trabajos de grado se realizaron en la universidad y ya hace algunos años, tomando éste lapso de tiempo como un incentivo más en el desarrollo de este proyecto. No sólo la falta de investigaciones en el área nos motivó Sentimos también que los mismos estudiantes ven esta área de la electrónica como algo bastante complicado, y son muy pocos aquellos que se atreven a trabajar en esta materia, con excepción de aquellos que ven la asignatura electiva de circuitos de radiofrecuencia. Siguiendo esa visión, uno de los objetivos del trabajo de grado es generar la motivación necesaria para que el campo de investigación escogido tenga más acogida en el estudiantado, esto dependerá en gran medida de la oportunidad que tenga el cuerpo estudiantil de continuar viendo la electiva de circuitos de RF, y del apoyo de los mismos docentes de generar proyectos de investigación en esta rama. Teniendo en cuenta todas estas ideas, decidimos elaborar una serie de circuitos de radiofrecuencia que estuvieran de acuerdo al proceso de enseñanza de la electiva, tomando como base algunos de los pocos proyectos ya realizados y los más recurrentes en los textos consultados. La elección de dichos circuitos, dependió directamente de la capacidad de construirlo, de su utilidad en el proceso de enseñanza y obviamente del factor económico que en este tipo de proyectos limita mucho el alcance del mismo.

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Éste trabajo de grado está dirigido a todos aquellos interesados en aprender un poco sobre una de las ramas más importantes de la carrera. En él, intentamos aproximar al lector al procedimiento básico de diseño en radiofrecuencia, tanto los circuitos activos como los circuitos pasivos, de los cuales se construyen cuatro de cada tipo, con características diferentes, pero con un proceso de elaboración similar. Cabe resaltar que el trabajo de grado consta de cuatro etapas claramente diferenciables a saber: diseño, simulación, construcción y comparación de resultados. En la etapa de diseño nos dedicamos de lleno al cálculo de cada uno de los circuitos especificados en el anteproyecto, así como de algunos cambios teniendo en cuenta la disponibilidad de componentes en el laboratorio de Electrónica. En ésta etapa se definió la topología a utilizar de cada uno de los circuitos, los materiales a utilizar y las características esperadas de éstos. En la segunda etapa se trabajó exclusivamente con el software Microwave Office 2003, reconocido simulador de circuitos de alta frecuencia. La capacidad de simulación del programa es de admirar, teniendo a disposición herramientas que facilitan el trabajo en cualquier proyecto de RF, muchas de ellas no utilizadas en este proyecto, por ejemplo el simulador de antenas. Claro que ésta etapa no puede estar desvinculada de las siguientes, más específicamente, en el laboratorio de la facultad se tiene a disposición un analizador de redes con frecuencia máxima de 3 GHz, siendo éste el tope usado en la simulación, aunque el programa tiene una frecuencia máxima muy superior. En la siguiente etapa, la de construcción, se contó con la asesoría de la empresa Microcircuitos Ltda. quienes prestan el servicio de tallado de circuitos impresos con una resolución óptima para nuestras necesidades. El material sobre el cual se van a hacer los circuitos, es proporcionado por la empresa Taconic (http://www.taconic-add.com/), en la división de dieléctricos avanzados (Advanced Dielectric Division), quienes proporcionan materiales de muestra de manera gratuita a ingenieros diseñadores y universidades. La referencia comercial utilizada es el Taconic RF-35, y sus características serán expuestas al lector más adelante. Los componentes necesitados en cada uno de los diseños, son en su gran mayoría aporte del laboratorio de la facultad. Los que no estaban disponibles en el momento fueron solicitados a Digi-key Corporation, (http://www.digikey.com/) reconocido en el mundo como distribuidor de componentes para electrónica. Para el montaje de estos componentes sobre la microcinta ya procesada, contamos con la ayuda invaluable del laboratorio de Electrónica, ya que la técnica de soldadura de montaje superficial requiere de cierta experiencia para su correcto desempeño.

3 La etapa final es quizás la más importante, ya que se trata la comparación de resultados esperados. Lo que se busca es generar los archivos de salida

http://www.taconic-add.com/

http://www.digikey.com/

del analizador de redes Hewlett-Packard 8714ES y compararlos con los obtenidos en el simulador Microwave Office. En este punto se analizan los resultados obtenidos, y se discuten las posibles causas de desavenencias entre las mediciones en el analizador de redes y lo esperado por el simulador. Con esto se resume el desarrollo de nuestra tesis, alcanzando de manera satisfactoria los objetivos propuestos en el proyecto de grado, y esperando que la idea original de generar un mayor interés hacia el área de la radiofrecuencia tenga un final satisfactorio como el de este trabajo.

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2. MARCO TEORICO

2.1 PARÁMETROS S:

2.1.1 ¿Qué son los parámetros s?1 Los parámetros s, también conocidos como parámetros de scattering, tienen una analogía con el billar. Se toma la bola blanca y se tira hacia un arreglo de otras bolas. Después del impacto, la energía y la inercia en la bola blanca se divide entre todas las bolas involucradas en el impacto. La bola blanca dispersa los objetivos estacionarios y a su vez es desviada o dispersada por éstos. En un circuito de microondas, el equivalente a la energía y la inercia de la bola blanca es la amplitud y la fase de la onda incidente en una línea de transmisión, analogía bastante flexible. Esta onda incidente es dispersa por el circuito y su energía es dividida entre todas las posibles ondas salientes en todas las otras líneas de transmisión conectadas al circuito. Los parámetros S, son propiedades fijas del circuito que describen como la energía se acopla entre cada par de puertos o líneas de transmisión conectados al circuito. Formalmente, los parámetros S pueden ser definidos para cualquier arreglo de componentes electrónicos lineales. Están algebraicamente relacionados a los parámetros de impedancia (Z), a los parámetros de admitancia (Y) y a una característica de la impedancia característica de las líneas de transmisión. 2.1.2 DEFINICIÓN: Una red de microondas de n puertos tiene n brazos en los cuales pueden entrar o salir potencia. En general, la potencia puede llegar de cualquier brazo (como entrada) a cualquier otro (como salida). Por esto hay n ondas incidentes y n ondas reflejadas. Se puede observar que la potencia puede ser reflejada por un puerto, así que la potencia de entrada, puede dividirse entre todos los puertos de la red para formar ondas reflejadas. Asociada con cada puerto está la noción de plano de referencia en la que la amplitud de la onda y la fase se definen. Usualmente el plano de referencia asociado con cierto puerto está en el mismo lugar respecto a las ondas entrantes y salientes.

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1 Tomado de: http://www.fnrf.science.cmu.ac.th/theory/rf/Scattering%20parameters.html

La amplitud compleja de la enésima onda entrante es designada por la cantidad compleja a

n, y la amplitud compleja de la enésima onda saliente es designada por

la cantidad compleja bn. Las cantidades de onda entrante son ordenadas en un

vector A (1xn), y las salientes en un vector B (1xn). Las ondas salientes son expresadas en termino de las entrantes por la ecuación matricial, donde S es una matriz cuadrada nxn de números complejos llamada matriz de dispersión (scattering). Ésta determina completamente el comportamiento de la red. En general, los términos de esta matriz, denominados parámetros S, dependen todos de la frecuencia. Por ejemplo, la ecuación matricial para n=2 son:

(1)

Y para n=3:

(2) Las amplitudes de onda a

n y b

n, son obtenidas de la corriente y el voltaje del

puerto, por las relaciones:

; (3)

; (4)

Hay que notar que el término reduce el valor pico a un valor RMS, y el término

hace la amplitud normalizada respecto a la potencia.

6

El parámetro de dispersión para n=1, es simplemente el coeficiente de reflexión gamma (Γ), y como es sabido se puede relacionar gamma con la impedancia de carga z

LOAD:

(5) Por la fórmula:

(6) Similarmente, dada una matriz de impedancia Z (nxn), para una red de n puertos, se puede obtener la matriz S de la fórmula:

(7) Aquí la matriz I es la matriz unitaria nxn. La matriz Z es la inversa de la matriz de parámetros Y. 2.1.3 MATRIZ DE DISPERSIÓN DE 2 PUERTOS: En el caso de una red de microondas que tenga solo dos puertos, una entrada y una salida, la matriz S tiene cuatro parámetros s, denominados s

11, s

12, s

21, s

22.

Éstas cuatro cantidades complejas en realidad contienen 8 números separados; las partes real e imaginaria, o el módulo y el ángulo de fase de cada uno de los parámetros s. Consideremos el significado físico de éstos parámetros s. Si el puerto de salida 2 está terminado, es decir, que la línea de transmisión esté conectada a una carga con impedancia acoplada tal que no se presenten reflexiones, luego no hay onda de entrada en el puerto 2. La onda de entrada en el puerto 1 (a

1) genera una onda reflejada en el puerto 1 (s

11a

1) y una onda

transmitida en el puerto 2 que es absorbida en la carga. El tamaño de ésta onda es s

21a

1.

Si la red no tiene pérdidas ni ganancias, la potencia de salida debe igualar a la potencia de entrada así que debe cumplirse que:

7

(8)

Por eso se ve que el “tamaño” de s

11 y s

21 determinan como la potencia de entrada

se divide entre los posibles camino de salida. Claramente, si nuestra red de microondas de dos puertos representa a un buen amplificador, necesitamos s

11 pequeño y s

21 más bien grande. En general, los

parámetros s nos dicen cuanta potencia sale o cuanta potencia entra, cuando se “arroja” potencia a una red. También contienen información de desplazamiento en fase. 2.1.4 RECIPROCIDAD: La reciprocidad trata con la simetría de la matriz S. Una matriz S recíproca tiene simetría respecto a la diagonal principal. Muchas redes son recíprocas; en el caso de una red de dos puertos, eso significa que s

21 = s

12 e intercambiar los puertos de

entrada y de salida no afecta las propiedades de la transmisión. La sección de una línea de transmisión es un ejemplo de una red recíproca de dos puertos. Un acoplador direccional doble es un ejemplo de una red recíproca de cuatro puertos. En general para una red reciproca s

ij = s

ji.

Los amplificadores no son recíprocos y es necesario que así sea, de lo contrario serían inestables. Los dispositivos de ferrita son no recíprocos deliberadamente y se usan para construir aislantes, desplazadores de fase, circuladores y mezcladores de potencia. 2.1.5 ESTABILIDAD. Si una red de un puerto tiene ganancia reflejada, su parámetro s tiene módulo mayor a la unidad. Se refleja más poder que el que incide. Esta potencia usualmente viene de una fuente DC; los diodos Gunn pueden ser utilizados como amplificadores en combinación con circuladores que separan las ondas entrantes y salientes. Supongamos que la ganancia de reflexión de nuestra red de un puerto es s

11, que tiene módulo mayor a la unidad. Si esta red es conectada a una línea

de transmisión con una impedancia de carga, y que tiene coeficiente de reflexión

8

g1, entonces la oscilación puede ocurrir si el producto s

11 por g

1 es mayor que 1.

La ganancia total de conjunto debe ser uno o más para un desfase que sea múltiplo de 2π. Este es llamado “criterio de Barkhausen para oscilaciones”. Si un amplificador tiene s

11 o s

22 mayor a la unidad, entonces es muy probable que

se vuelva inestable o que oscile para ciertos valores de impedancia ya sea de fuente o de carga. Si un amplificador (que debe tener s

21 alto) tiene un s

12 que no

se puede despreciar en comparación, y si la entrada y la salida están desacopladas, la ganancia en malla cerrada puede ser mayor a 1 dando pie a oscilaciones. Si la línea de entrada tiene un generador desacoplado con coeficiente de reflexión g

1, y la impedancia de carga en el puerto 2 está

desacoplada con coeficiente de reflexión g2, es posible que haya inestabilidad si:

(9)

2.2 LINEAS DE TRANSMISIÓN2. Una línea de transmisión es cualquier sistema de dos conductores adyacentes separados por un medio dieléctrico; uno de los conductores es el positivo y el otro tierra. Los más utilizados son: • Par trenzado: Es una línea de cables formados por hilos de cobre recubiertos de plata y rodeados por un aislante. Los cables se trenzan de a pares para disminuir la interferencia, y cada par forma un circuito que puede transmitir datos. • Líneas de cinta: Las líneas de cinta son muy utilizadas en aplicaciones electrónicas. Son usadas

9

2 Adaptado de www.pue.udlap.mx/~tesis/lem/loranca_r_ya/capitulo2.pdf

http://www.pue.udlap.mx/~tesis/lem/loranca_r_ya/capitulo2.pdf

por su facilidad de construcción en circuitos integrados y para crear componentes de circuitos como filtros, acopladores, resonadores, antenas y otros. Hay variantes de la línea de cinta normal (stripline) y las líneas de microcinta (microstrip). • Cable coaxial:

El cable coaxial consta de un conductor interno rodeado de un material plástico (polietileno o poliuretano). Encima del plástico va una malla conductora, y todo va cubierto de una capa de polivinilo o caucho que lo protege del exterior. Eléctricamente, cualquier línea de transmisión se puede modelar por elementos distribuidos: resistencia e inductancia son asociadas con el conductor, mientras que capacitancia y conductancia se asocian con el dieléctrico. Las líneas de transmisión son estructuras de guiado de energía cuyas dimensiones, salvo una, son pequeñas frente a la longitud de onda de los campos electromagnéticos. Es posible considerar a la línea como una sucesión de cuadripolos de tamaño infinitesimal en cascada. Para estos cuadripolos entonces se puede aplicar la aproximación cuasi-estática. Esta descripción circuital se conoce como de parámetros distribuidos. En el caso de las líneas ideales, en este caso no existen pérdidas y el cuadripolo exhibe solamente elementos reactivos. Resultan ecuaciones de onda para tensión y corriente a lo largo de la línea que queda definida por dos parámetros: la velocidad de propagación de las ondas y la impedancia característica, que da la relación entre las ondas de tensión y corriente de una onda progresiva. Las dos ecuaciones diferenciales ligadas para la tensión y la corriente a la entrada del cuadripolo son las llamadas ecuaciones del telegrafista para la línea ideal. En el caso de las líneas reales se incorporan las pérdidas en los conductores y el dieléctrico. Esto lleva, en el caso de las ondas armónicas, a una constante de propagación compleja (que indica la propagación con atenuación) y a una impedancia característica compleja. En la practica de son de interés las líneas de bajas pérdidas.

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Una línea cargada generalmente presenta reflexión de potencia, y en el caso ideal, ondas estacionarias. En general, modificando las impedancias de carga y la longitud de la línea es posible obtener cualquier impedancia de entrada, lo que permite utilizar a las líneas como elementos circuitales.

Para líneas de transmisión de energía o información, la reflexión de potencia es habitualmente perjudicial, y está acompañada de sobre tensiones y sobre corrientes en la línea, que pueden dañarla. El parámetro que define usualmente la importancia de la reflexión es la relación de onda estacionaria (ROE). Se presenta un coeficiente de reflexión generalizado que da la relación de la tensión de la onda reflejada y la tensión de la onda incidente en cualquier punto de la línea. 2.2.1 CARACTERÍSTICAS DE LAS LINEAS DE TRANSMISIÓN: Las características de una línea de transmisión se determinan por sus propiedades eléctricas, como la conductancia de los cables y la constante dieléctrica, y sus propiedades físicas, como el diámetro del cable y los espacios del conductor. Estas propiedades, a su vez, determinan las constantes eléctricas primarias: • Resistencia del conductor en serie. (R) • Inductancia en serie. (L) • Capacitancia del dieléctrico en paralelo. (C) • Conductancia en paralelo. (G) La resistencia y la inductancia ocurren a lo largo de la línea, mientras que entre los dos conductores ocurren la capacitancia y la conductancia. Las constantes primarias Figura No.1 se distribuyen de manera uniforme a lo largo de la línea, por lo tanto, se les llaman comúnmente parámetros distribuidos. Los parámetros distribuidos se agrupan por una longitud unitaria dada, para formar un modelo eléctrico artificial de la línea.

Figura No.1. R,L,C y G: resistencia, inductancia, capacitancia

y conductancia por unidad de longitud.

11 Si la longitud de onda de la señal es menor a la longitud del cable, el voltaje y la

corriente varían continuamente; la corriente a través de los elementos es función de la posición y no se puede representar por elementos discretos. Las características de una línea de transmisión se llaman constantes secundarias y se determinan con las cuatro constantes primarias. Las constantes secundarias son impedancia característica y constante de propagación.

2.2.2 LONGITUD ELECTRÍCA DE UNA LÍNEA DE TRANSMISIÓN. La longitud de una línea de transmisión relativa a la longitud de onda que se propaga a través de la línea es una consideración importante cuando se analiza el comportamiento de una línea de transmisión. A frecuencias bajas (longitud de onda grande), el voltaje a lo largo de la línea permanece relativamente constante. Sin embargo, para frecuencias altas, varias longitudes de onda de la señal pueden estar presentes en la línea al mismo tiempo. Por lo tanto, el voltaje a lo largo de la línea puede variar de manera apreciable. En consecuencia, la longitud de una línea de transmisión frecuentemente se da en longitudes de onda, en lugar de dimensiones lineales. Los fenómenos de las líneas de transmisión se aplican a las líneas largas. Generalmente, una línea de transmisión se define como larga si su longitud excede una dieciseisava parte de una longitud de onda; de no ser así se considera corta. Una longitud determinada, de línea de transmisión, puede aparecer corta en una frecuencia y larga en otra frecuencia. 2.2.3 IMPEDANCIA CARACTERÍSTICA DE UNA LÍNEA.

La existencia de una sucesión de inductancias y capacitancias en una línea de transmisión hace que ésta tenga una impedancia característica, la cual se denomina Z0 y su valor aproximado es :

CLZ =0 (10)

12

Siendo respectivamente L la inductancia y C la capacitancia por unidad de longitud. Esta impedancia equivale a una resistencia pura, o sea que absorberá toda la potencia suministrada por el generador. Si suponemos una línea ideal que no tiene pérdidas ni por la resistencia de sus hilos ni por fugas entre ellos, ¿cómo

se consume esa potencia?, sencillamente trasladándose hacia el extremo opuesto de la línea, que como está en el infinito no llega nunca. Por lo tanto el generador “ve” a la línea como si ésta fuera una resistencia. Figura No.2

Figura No. 2. Circuito equivalente de una línea de transmisión sin pérdidas.

La impedancia característica determina la relación entre la tensión y la corriente sobre la línea, según la ley de Ohm. La impedancia característica se define como la impedancia que se ve desde una línea infinitamente larga o la impedancia que se ve desde el largo finito de una línea que se termina en una carga totalmente resistiva igual a la impedancia característica de la línea. El concepto de la impedancia característica, representa un valor uniforme a lo largo de toda la línea, o bien, el valor de la impedancia en cualquier punto en caso de no existir señal reflejada, condición que se cumple cuando la línea tiene longitud infinita o bien en el caso de que la impedancia de carga sea exactamente igual a Z0. Puesto que la impedancia característica a lo largo de toda la línea es la misma, sus unidades son de Ohms. La impedancia característica de una línea depende de la inductancia de los conductores y de la capacidad entre ellos. Cuanto mayor sea el diámetro de un conductor, menor inductancia por unidad de longitud presenta y cuanto mayor es la distancia entre los dos, menor capacitancia poseen. Por lo tanto dos conductores de diámetro grande y pequeña separación, tienen impedancia característica baja ya que L es pequeña y C es grande, por lo tanto L/C será pequeña. Viceversa, dos conductores de pequeño diámetro y gran separación tendrán impedancia alta ya que L será grande y C pequeña con lo que L/C será grande. En general la impedancia característica es compleja lo que señala que hay un desfase temporal entre la onda de tensión y la onda de corriente, lo cual implica disipación de energía.

13

2.2.4 PÉRDIDAS EN LA LÍNEA DE TRANSMISIÓN. Para propósitos de análisis, las líneas de transmisión frecuentemente se consideran totalmente sin pérdidas. Sin embargo, en realidad, hay varias formas en que la potencia se pierde en la línea de transmisión y estas son:

• Pérdidas del conductor. • Pérdidas por radiación. • Pérdidas por el calentamiento del dieléctrico. • Pérdidas por acoplamiento y descarga luminosa (corona).

Las más frecuentes son las pérdidas por el calentamiento del conductor y el dieléctrico. 2.2.4.1 PÉRDIDAS DEL CONDUCTOR. Debido a que la corriente fluye a través de una línea de transmisión, y la línea de transmisión tiene una resistencia finita, hay una pérdida de potencia inherente e inevitable. Esto a veces se llama pérdida del conductor o pérdida por calentamiento del conductor y es, simplemente, una pérdida por calentamiento. Debido a que la resistencia se distribuye a lo largo de la línea de transmisión, la pérdida por calentamiento del conductor es directamente proporcional al cuadrado de la longitud de la línea. Además, porque la disipación de potencia es directamente proporcional al cuadrado de la corriente, la pérdida del conductor es inversamente proporcional a la impedancia característica. Para reducir las pérdidas del conductor, simplemente debe acortarse la línea de transmisión, o utilizar un cable de diámetro más grande (deberá mantenerse en mente que cambiar el diámetro del cable, también cambia la impedancia característica y en consecuencia la corriente).

14

2.2.4.2 PÉRDIDAS EN EL DIELÉCTRICO. Cualquier dieléctrico a pesar de ser aislante tiene cierta cantidad de pérdidas. Éstas pérdidas dependen de su espesor, tipo y la frecuencia a la cual se emplee. Cuanto más fino sea el dieléctrico y más alta la frecuencia, mayores serán las pérdidas. El mejor dieléctrico es el aire, tiene unas pérdidas muy bajas. 2.2.5 MICROSTRIP. Las líneas de microstrip son comúnmente utilizadas en circuitos integrados de microondas. Como tal, se pueden ver como líneas de transmisión integradas. Son fáciles de fabricar puesto que se utiliza tecnología de circuitos integrados o de circuitos impresos. Hay diversas variantes de construcción de estas líneas, y a modo de ejemplo presentamos la configuración clásica de la figura No.3. Una cinta conductora muy ancha funciona como plano de tierra y sobre ella se coloca un sustrato dieléctrico de permitividad ε y espesor b.

Figura No.3. Configuración clásica de microstrip.

Sobre el sustrato hay una cinta de señal de espesor t y ancho w. La impedancia característica de la línea es de difícil cálculo debido al campo disperso entre los dos conductores. Como es de notar, la microstrip consta de dos materiales conductores separados por un aislante. El espesor del aislante, su permitividad dieléctrica así como el ancho de la línea de señal son los parámetros más importantes en el diseño de la línea de microstrip. Hay una gran variedad de substratos que se pueden usar siendo unos rígidos y otros flexibles.

15

El análisis de las líneas de microstrip se puede hacer en modo cuasi estático, o en modo de onda completa. Aunque el modo de onda completa es el formalmente correcto, la aproximación cuasi-estática es apropiada para frecuencias de microondas bajas (del orden de GHz), por lo que éste es el que se usa generalmente. Sin embargo, una consecuencia importante del modo de onda completa es que la impedancia característica es función de la frecuencia; es decir, son dispersivas y disipativas. Las desventajas principales de las líneas de microstrip son las pérdidas de potencia, asociadas al conductor, al dieléctrico y a la radiación por discontinuidades. Adicionalmente, por la naturaleza de las mismas, éstas no se pueden usar para potencias elevadas. 2.2.5.1 FÓRMULAS PARA CONSTANTE DIELÉCTRICA, IMPEDANCIA

CARACTERÍSTICA Y ATENUACIÓN.3

La constante dieléctrica efectiva de una línea de microcinta esta dada aproximadamente por la ecuación:

Wb

rre 121

12

12

1

+−

−+

+=

εεε (11)

Donde εr es la constante del dieléctrico, b es el espesor de la microstrip y W el ancho de la línea de señal, de acuerdo a la nomenclatura definida en la figura 3. La constante dieléctrica efectiva puede ser interpretada como la constante dieléctrica de un medio homogéneo que reemplaza al aire y a las regiones dieléctricas de la microstrip. La velocidad de fase y la constante de propagación son:

ep

cε

υ = (12)

ek εβ 0= (13)

Donde k0 es 52,35 m-1.

16 3 Tomado de Microwave Engineering. David M. Pozar.

Dadas las dimensiones de la línea de microstrip, la impedancia característica puede ser calculada como:

⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ +=

bW

WbZ

e 48ln60

0 ε para 1≤

bW (14)

⎥⎦

⎤⎢⎣

⎡⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ +++

=444.1ln667.0393.1

1200

bW

bW

Z

eε

π para 1≥bW (15)

Dada una impedancia característica Z0 y una constante dieléctrica εr, la relación

bW puede obtenerse de esta forma:

282 −

= A

A

ee

bW para 2<

bW (16)

⎥⎦

⎤⎢⎣

⎡

⎭⎬⎫

⎩⎨⎧

−+−−

+−−−=rr

r BBBbW

εεε

π61.039.0)1ln(

21)12ln(12 para 2>

bW (17)

donde:

⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛+

+−

++

=rr

rrZA

εεεε 11.023.0

11

21

600 (18)

rZB

επ

02377

= (19)

Considerando la microstrip como una línea cuasi TEM, la atenuación debida a la pérdida en el dieléctrico puede ser determinada por:

( )( )12

tan10

−

−=

re

erd εε

δεεκα ⎥⎦

⎤⎢⎣⎡

mNp (20)

En donde el término tan(δ), es la tangente de pérdidas del dieléctrico. La atenuación debida a la pérdida del conductor está dada de manera aproximada por:

17

WZRS

C0

=α ⎥⎦⎤

⎢⎣⎡

mNp (21)

Donde σ

ϖµ2

0=SR es la resistividad superficial del conductor. Para la mayoría de

los sustratos de microstrip, la pérdida del conductor es mucho más significativa que la pérdida en el dieléctrico, aunque pueden haber excepciones. 2.3 TRANSFORMADOR λ/4.4 Figura No.4 Transformador λ/4 El transformador λ/4 es un circuito práctico utilizado para el acople de impedancias, como se puede ver en el circuito se tiene una impedancia de carga RL, la impedancia característica de la línea Zo, y en el cual las dos se suponen impedancia reales. Estas dos impedancias son conectadas por medio de un segmento de una línea de transmisión sin pérdidas con impedancias característica Z1 y de longitud λ/4, para que éste par de impedancias queden acopladas se

busca que Γ = 0, con lo cual tenemos que L

in RZZ

21= , y para que Γ = 0, se debe

tener que Zin = Zo lo cual nos da una impedancia característica para Z1 igual a: LoRZZ =1 . Con esto se puede garantizar que no habrá ondas estacionarias en la línea de transmisión (SWR = 1), aunque si habrá ondas estacionarias en la sección de acople de λ/4.

18 4 Tomado de Microwave Engineering. David M. Pozar.

3. ESPECIFICACIONES

Para las especificaciones de nuestro trabajo de grado en general, se debe tener en cuenta que éste consiste en el diseño, simulación y fabricación de varios circuitos prototipo de laboratorio sobre sustratos de microcinta, el cual tiene unas características físicas conocidas. Por ende las especificaciones del trabajo de grado se limitan a su vez a las especificaciones individuales de cada uno de los circuitos a construir ya que son circuitos de diferente índole como filtros, divisores de potencia, amplificadores, osciladores, etc. Y además a las especificaciones del sustrato de microcinta a utilizar. Expondremos entonces cada una de las características que debe cumplir cada circuito en forma teórica, es decir, para lo que fueron diseñados. Posteriormente estas especificaciones se verán confrontadas con los resultados del simulador utilizado, en este caso, Microwave Office, resultados que a su vez serán comparados con aquellos resultados prácticos que serán verificados con el analizador de redes. De igual forma se expondrán las características del sustrato de microcinta que se utilizó para el diseño y construcción de cada uno de los circuitos. A continuación exponemos el diagrama en bloques del desarrollo paso a paso de nuestro trabajo de grado.

DESARROLLO TEÓRICO DE LOS CIRCUITOS (DISEÑO Y SIMULACIÓN)

MONTAJE DE COMPONENTES, CONECTORES Y

SOLDADURA

COMPROBACIÓN DE RESULTADOS ESPERADOS EN EL ANALIZADOR DE

REDES

FABRICACION DE LOS CIRCUITOS EN

MICROCINTA

OBTENCIÓN DEL LAYOUT Y REPRESENTACIÓN GRÁFICA

DE LOS CIRCUITOS

19

Figura No. 5. Diagrama en bloques del proceso de desarrollo del trabajo de grado con sus respectivas fases.

Las especificaciones por circuitos son las siguientes: 3.1. CIRCUITOS PASIVOS 3.1.1 1° Circuito: Híbrido de cuadratura Se trata de un divisor de potencia, llamado Híbrido de Cuadratura de 180° y como su nombre lo indica, el híbrido de cuadratura tiene 4 puertos, dos de entrada y dos de salida, y de la relación que exista entre estos puertos depende la funcionalidad del circuito. También es conocido como “RAT RACE” por su figura usual. El híbrido de cuadratura tiene las siguientes propiedades. Los puertos 1 y 2 están desacoplados, al igual que los puertos 3 y 4. Cualquier señal que entre por los puertos 1 o 2 se divide equitativamente entre los puertos 3 y 4, y viceversa. Si se tiene una entrada en el puerto 1 ésta señal se divide y se propaga en ambas direcciones, creando un patrón de onda estacionaria en el anillo de la línea de transmisión. En el puerto 2 no se aprecia voltaje alguno, ya que las ondas llegan a ese punto con 180º de desfase. Cuando los puertos 3 y 4 están acoplados correctamente a la carga, el puerto 2 no se ve afectado. Esto se explica porque la pérdida y el corrimiento de fase experimentados por la onda cuando pasa por el puerto 3 es igual al que cuando pasa por el puerto 4. En ambos puertos 3 y 4 se presentan máximos de voltaje idénticos, con lo que la potencia disponible en ambos puertos es igual.

Frecuencia de operación: 1.8 GHz Impedancias de entrada y de salida: 50 Ω Desfase entre las salidas: 180° Pérdidas por inserción en los puertos de salidas: 3 dB Rechazo en el puerto de entrada (pérdidas por retorno): -30 dB

3.1.2 2° Circuito: Filtro de líneas acopladas

20

Este es un tipo de filtro de acople capacitivo, en el cual las placas del condensador formado no están enfrentadas completamente como en un filtro por acople capacitivo. Dependiendo de la longitud de enfrentamiento (x) que se tenga en las

líneas, se requiere más o menos distancia entre éstas, lo que lo diferencia del filtro por acople capacitivo. Esta configuración permite realizar filtros tanto pasa banda como rechaza banda, pero solamente se analizará el pasa banda.

Frecuencia Central: 2 GHz Tipo de filtro: Butterworth Pasa banda 0.5 dB equal Ripple Orden del filtro: 3 Ancho de Banda: 200 MHz (10 %) Impedancia de entrada y salida: 50 Ω Rechazo de entrada (pérdidas por retorno): -20 dB

3.1.3 3° Circuito: Filtro de Banda Ancha Para el diseño de este filtro se requieren mejores modelamientos y procedimientos de síntesis más exactos. En este circuito se utilizó una topología típica para los filtros de banda ancha, como es la utilización de “stubs” en abierto. En muchos casos estos procedimientos se basan en las transformadas de Richards y en las identidades de Kuroda.

Frecuencia central: 2 GHz Tipo de filtro: Rechaza-banda Orden del filtro: 3 3 dB de ancho de banda de 1600 MHz Impedancia de entrada y salida: 50 Ω Rechazo en la entrada (pérdidas por retorno): -0.15 dB

3.1.4 4° Circuito: Filtro de impedancias altas y bajas Filtro de alta y baja impedancia o filtro de impedancia a paso o también conocido por sus respectivos nombres en ingles como “hi-Z, low–Z filter” o “Stepped impedance filter”, este tipo de topología permite implementar filtros pasabajos en microcinta de una forma bastante sencilla, ya que consiste en alternar secciones de líneas de transmisión de altas y bajas impedancias. Sin embargo debido a las aproximaciones concernientes para el diseño de este tipo de filtros el desempeño eléctrico no es tan bueno, luego el uso de estos filtros queda limitado para aquellas aplicaciones en donde no se necesite mucha exactitud.

21

Frecuencia de corte: 1.8 GHz Tipo de filtro: Pasa bajo Maximally flat response Orden del filtro: 5 Impedancia de entrada y salida: 50 Ω Impedancia Alta: 120 Ω Impedancia Baja: 20 Ω

3.2 CIRCUITOS ACTIVOS 3.2.1 1° Circuito: Amplificador Pequeña Señal Este es un típico amplificador diseñado para trabajar a altas frecuencias, el cual consta de un elemento semiconductor, en este caso un transistor BJT NE696 de NEC, el cual dará la amplificación necesaria y por medio de los parámetros S del mismo se podrá calcular la ganancia máxima que podrá dar este amplificador, como también las condiciones de estabilidad. De igual forma deberá llevar una red de polarización con elementos concentrados (discretos), como también los elementos de desacople de fuentes como bobinas de “Choke” y condensadores. También consta de líneas de transmisión las cuales se utilizan para los respectivos acoples de entrada y salida, estos (acoples) diseñados por el método de “single stubs”.

Banda de paso: 2 GHz Transistor BJT NPN (NE696) parámetros lineales (S) Polarización : Vce = 2 voltios y I colector = 5 mA Ganancia total del amplificador: 16.3 dB Impedancia de entrada y salida: 50 Ω Fuente de alimentación: 12 voltios Rechazo en la entrada (S11): -20 dB

22

Rechazo en la salida (S22): -15 dB

3.2.2 2° circuito: Amplificador de Banda Ancha Este amplificador tiene el mismo principio que el amplificador anterior con la diferencia que no se diseña para una sola frecuencia sino para un rango o intervalo. Para éste caso se debe tener en cuenta que para lograr que la banda de amplificación sea mayor, el elemento amplificador, es decir el transistor NE 696 de NEC, deberá llevar una red de retroalimentación negativa RL, y además se debe garantizar que para todo el rango de frecuencia el amplificador sea estable. Esto se logra visualizando los círculos de estabilidad para cada una de las frecuencias y en dado de caso de que para alguna frecuencia se dé una inestabilidad se debe asegurar que no interfiera colocando una respectiva resistencia de estabilidad. Además se debe tener en cuenta que este diseño se logra con los parámetros S del transistor, luego hay que garantizar una polarización estable para dichos parámetros. Esta polarización será conformada por elementos concentrados (discretos), como también para el desacople de las fuentes se necesitarán elementos como bobinas de “choke” y condensadores de desacople. De igual forma este amplificador cuenta también con acoples de entrada y salida, los cuales son hechos con líneas de transmisión por el método de “single stubs”.

Banda de amplificación: de 0.4 GHz a 1.4 GHz Polarización : Vce = 1 voltio y I colector = 5 mA Ganancia en la banda de amplificación: 13.5 dB Transistor BJT NPN (NE696) parámetros lineales (S) Impedancia de entrada y salida: 50 Ω Fuente de alimentación: 12 voltios Red RL de retroalimentación negativa y resistencia de estabilidad.

3.2.3 3° circuito: Oscilador

23

Para este circuito se utiliza un transistor de efecto campo (FET) NE34018 de NEC con sus respectivas características no – lineales, en condiciones en la cual pueda ser potencialmente inestable, y que además pueda bajo ciertas circunstancias proveer una resistencia negativa, y que adicionalmente colocándole una inductancia asociada pueda llevar el transistor a una región de completa inestabilidad.

Además del elemento activo no lineal, que para este caso será el FET, el oscilador deberá contar un circuito tanque o resonante, el cual llevará a producir una señal senosoidal en estado estable, que será disparada debido al transiente o al ruido. Este circuito resonante se puede implementar por medio de líneas de transmisión usando stubs en abierto o también si dado el caso de que la impedancia del "stub" sea muy grande y no se pueda implementar en microcinta, se puede recurrir a la utilización de algunos componentes concentrados (discretos).

Frecuencia de oscilación: 2.3 GHz Potencia de salida: 2.97 mW Transistor FET NE 34018 parámetros no lineales (modelo TOM) Impedancia de salida: 50 Ω Inductancia de inestabilidad: 4.7 nH Fuente de voltaje: 3 voltios

3.2.4 4° Circuito: Oscilado controlado por voltaje (VCO) Este circuito tiene el mismo principio que el oscilador del punto anterior, consta de un elemento activo no lineal que para este caso será una transistor BJT NE 68519 de NEC, y de un circuito tanque o resonante. Pero este circuito resonante deberá en cierta forma variar para que de igual forma varíe la frecuencia, esto se hace por medio de capacitancias variables o varactores, los cuales al variar el voltaje inverso que cae sobre ellos, estos (varactores) varían respectivamente su valor de capacitancia, haciendo esto posible que el circuito tanque resuene a otra frecuencia. Para llevar a cabo que los varactores varíen su valor de capacitancia, se deberá contar con una fuente de voltaje secundaria variable, la cual a su vez haga variar el voltaje inverso sobre los varactores.

Rango de frecuencias: 1 a 2 GHz Impedancia de salida: 50 Ω Potencia de salida: 6 dBm Fuente de alimentación: 5 voltios Voltaje de control: 0 – 30 voltios Transistor BJT NPN NE 68519 parámetros no lineales (modelo TOM)

24

Capacitancias variables (varactores) con rangos de capacitancia hasta 22 pF (MV3105)

3.3 ESPECIFICACIONES DEL SUSTRATO DE MICROCINTA La etapa final de nuestro trabajo de grado consiste en fabricar los respectivos circuitos en una lamina, la cual tenga unas características físicas conocidas para de esta forma tener certeza en los resultados del simulador y en la fabricación de los mismos circuitos. Este sustrato o lámina utilizada corresponde a una muestra la cual fue proveída por Taconic-Add (Advanced Dielectric Division) y corresponde a la referencia RF-35, este es un laminado orgánico – cerámico con refuerzo de fibra de vidrio entrelazado. Con lo cual el laminado RF-35 conjuga la tecnología del relleno cerámico y de fibra de vidrio, garantizando unas especificaciones bastantes exactas1. Las especificaciones para esta fibra en particular son las siguientes:

Constante Dieléctrica ( rε ): 3.46 Factor de disipación (tangente de pérdidas): 0.0018 Espesor del dieléctrico (H): 1.524 mm Espesor del Cobre (T): 0.018 mm Rho (ρ): 0.6973 Ruptura del dieléctrico: 41 kV Resistividad de la superficie: Mohms 81046.1 ×

25 1 Tomado de la pagina de Taconic-add. www.taconic-add.com/pdf/rf35.pdf

http://www.taconic-add.com/pdf/rf35.pdf

4 DESARROLLOS

Para el proceso de desarrollo tendremos que como los circuitos son de diferentes índoles y de diferentes funcionalidades, entonces cada uno de los circuitos tendrá su respectivo proceso de desarrollo. Y es de entender que para cada circuito existe una topología respectiva, la cual expondremos y explicaremos a su debido tiempo. Para este desarrollo hemos decidido abarcar circuito por circuito, haciendo el procedimiento completo para cada uno. Empezando por los respectivos cálculos previos, pasando por la implementación en el simulador (Microwave Office) y mirando los resultados que este simulador nos entrega como las gráficas de respuesta en frecuencia de las pérdidas por inserción (S12) y las pérdidas por retorno (S11), como también las relaciones entrada – salida en dB. De igual forma el simulador generará a partir de los esquemáticos, los respectivos artes o “Layout” de cada uno de los circuitos. Explicaremos como generar para aquellos circuitos los cuales se den el caso, los archivos “Gerber” y los “Drill files”, archivos necesarios para el momento de la fabricación o tallado final de los circuitos en los sustratos de microcinta. Hasta este punto el procedimiento es igual tanto para los circuitos pasivos como los circuitos activos. En cuanto a los circuitos pasivos incluiremos dependiendo del tipo y clase de filtro, las respectivas tablas de respuesta en frecuencia como “Maximally flat” o “0.5 dB equal ripple”. De igual forma incluiremos en este aparte una simulación electromagnética de uno de los filtros, esto con el fin de comparar los resultados del simulador con los resultados reales o medidos en el analizador, y de igual forma para dejar ese procedimiento que es de bastante utilidad, bien explicado para el futuro uso de esta herramienta. En cuanto a los circuitos activos tendremos que hay una serie de cálculos tales como ganancias, círculos y condiciones de estabilidad, red de retroalimentación, polarizaciones, modelos lineales o no lineales, Γentrada(source), Γsalida(load), etc. De igual forma explicaremos la utilización de los “Data files” y los “Output files” para el manejo de dichos circuitos. El procedimiento para cada uno de los circuitos es como sigue:

26

4.1 CIRCUITOS PASIVOS 4.1.1 1° Circuito: Híbrido de cuadratura El híbrido de cuadratura de 180° es una red de cuatro puertos con un desfase de 180° entre las salidas

Figura No.6 Representación de un Híbrido de Cuadratura de 180°

Tomando como referencia la figura No.6, una señal aplicada al puerto 1 se dividirá en forma equitativa en dos componentes en fase en los puertos 2 y 3, y el puerto 4 quedará aislado. Si la señal es aplicada al puerto 4, esta se dividirá en forma equitativa en dos componentes con un desfase de 180° en los puertos 2 y 3, y el puerto 1 quedará aislado. Cuando se opera como sumador, las señales aplicadas en los puertos 2 y 3 serán sumadas en el puerto 1, y la respectiva diferencia (resta) quedará en el puerto 4. Quedando de esta forma una matriz S de la siguiente forma:

[S]=

⎥⎥⎥⎥

⎦

⎤

⎢⎢⎢⎢

⎣

⎡

−

−−

011010011001

0110

2j (22)

CÁLCULOS Para una frecuencia de operación de 1.8 GHz, tendremos que:

27

mfCvacio 1666.0

108.1103)( 9

8

0 =××

==λ (23)

Tenemos entonces que para el vacío tenemos una longitud de onda 166.66 mm. Para sacar la constante dieléctrica efectiva utilizamos la siguiente formula:

⎥⎥

⎦

⎤

⎢⎢

⎣

⎡⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ −+⎟

⎠⎞

⎜⎝⎛ +

−+

+=

− 221

104.01212

12

1h

WWhrr

efεεε (24)

Donde h = 1.524 mm, rε =3.46 y W es el ancho de la línea de transmisión, la cual se requiere sacar la constante dieléctrica efectiva. Por medio de la implementación de esta fórmula en la calculadora de líneas de transmisión del Microwave Office, tenemos que la constante dieléctrica efectiva será de 2.6466. Y para la microcinta, tendremos una longitud de onda de:

mmmmedioe

o 10244.06466.2

667.166)( ===ελλ

es decir 102.448 mm o 10.244 cm.

Figura No.7 Esquema del Híbrido de Cuadratura en forma de “Rat Race”

28

Al referirnos a la figura No.7, tenemos que para las secciones circulares tendremos una impedancia de Ω== 71.702502oZ y para las líneas de entrada y salida tendremos una impedancia de 50 Ω. Para las respectivas longitudes circulares tendremos que λ/4=25.612 mm y 3λ/4=76.83 mm. Para implementar este diseño en el Microwave Office se utilizaron secciones circulares llamadas MCURVE, las cuales tienen tres parámetros a saber W (ancho), ángulo (en grados) y R (radio de curvatura). Entonces lo que se hizo fue colocar seis secciones MCURVE cada una con un ángulo de 60°, y con el ancho que corresponde a la impedancia por medio de las fórmulas que relacionan la impedancia de la microcinta con su ancho y su espesor2, es decir:

Ω== 71.702502oZ ============> W = 1.9066 mm Ω= 50oZ ============> W = 3.5125 mm

Y en cuanto al radio de curvatura tendremos que la circunferencia completa tiene

mmmm 672.153)448.102(5.15.12

3=×== λλ

Y la circunferencia a su vez es igual a 2πR = 153.672 mm, y despejando el radio tendremos que R = 24.457 mm. Quedando cada sección MCURVE con un ángulo de 60°, con un ancho de 1.9066 mm y con un radio de curvatura de 24.4577 mm. Para las secciones de entrada y salida, se colocaron las típicas secciones de líneas de transmisión llamadas MLIN, las cuales tienen dos parámetros a saber W (ancho) y L (largo). Para esta líneas las cuales tienen una impedancia de 50 Ω, tenemos un W = 3.5125 mm y una L = 10 mm, esta longitud no afecta la respuesta en frecuencia y se utiliza principalmente para dejar un espacio para soldar el conector SMA.

29 2 Referirse a la formula (14) de la sección de Marco Teórico. Pág. No. 16

De igual forma se ubicaron unos codos, llamados MBENDA$, las cuales son secciones de líneas de trasmisión inteligentes con un solo parámetro, el del ángulo del codo. Esto con el fin de que las terminaciones queden en un ángulo recto sobre el borde de la placa. Quedando un arte o “layout” de la siguiente forma:

Figura No.8 Arte o “layout” del Híbrido de Cuadratura en dos dimensiones

30

Figura No.9 Layout del Híbrido de Cuadratura de 3 dimensiones

Las respectivas simulaciones de este circuito dieron como resultado las siguientes gráficas:

1 1.5 2 2.5 3Frequency (GHz)

HQ 180 Perdidas por Insercion

-15

-10

-5

0

1.8 GHz-3.088 dB

DB(|S(4,1)|)cuadratura180


Figura No.10 Pérdidas por inserción del Híbrido de Cuadratura.

31

Aquí vemos la relación Entrada – Salidas, es decir los parámetros S(4,1) y S(2,1), como podemos observar hay una relación de aproximadamente –3 dB, lo cual es lo que al final se busca, que en cada una de las salidas caiga la mitad de la potencia en una frecuencia de 1.8 GHz


Desfase entre puertos de salida

-200

-100

0

100

200

1.832 GHz-174.8 Deg

Ang(S(2,4)) (Deg)cuadratura180

Figura No.11 Desfase entre los puertos de salida.

En esta gráfica se aprecia que para una frecuencia de 1.8 GHz, se tiene aproximadamente un desfase de 180° en las salidas.

32


HQ 180 Perdidas por Retorno

-60

-50

-40

-30

-20

-10

0

1.81 GHz-57.99 dB

1.83 GHz-38.12 dB DB(|S(3,1)|)

cuadratura180


Figura No.12 Pérdidas por Retorno del híbrido de Cuadratura.

En esta gráfica se aprecian las pérdidas por retorno, es decir los parámetros S(3,1) y S(1,1) esto quiere decir los rechazos que se experimentan en la entrada y en el puerto aislado. 4.1.2 2° Circuito: Filtro de líneas acopladas Esta topología para la fabricación de filtros es bastante útil a la hora de diseñar pasa – bandas y rechaza – bandas en microcinta para anchos de banda menores del 20 %. Para mayores anchos de banda se requieren secciones acopladas mucho más cercanas, lo cual se ve limitado en este caso por las máquinas que hacen el correspondiente tallado o impreso del circuito. Este tipo de filtro pertenece a la familia de los filtros de acople capacitivo, en el cual para alcanzar grandes anchos de banda, se requieren grandes valores de capacitancia, lo que implica que se requieren espacios menores de “gap” (S), es decir el espacio entre línea y línea.

33

Figura No.13 Representación de un filtro de líneas acopladas.

CÁLCULOS A partir de la tabla No.1, podemos observar que dependiendo del orden del filtro tenemos unos respectivos valores de:

0,5 dB Equal Ripple N g1 g2 g3 g4 g5 g6 g7 g8 g9 g10 g11 1 0,6986 1 2 1,4029 0,7071 1,9841 3 1,5963 1,0967 1,5963 1 4 1,6703 1,1926 2,3661 0,8419 1,9841 5 1,7058 1,2296 2,5408 1,2296 1,7058 1 6 1,7254 1,2479 2,6064 1,3137 2,4758 0,8696 1,9841 7 1,7372 1,2583 2,6381 1,3444 2,6381 1,2583 1,7372 1 8 1,7451 1,2647 2,6564 1,359 2,6964 1,3389 2,5093 0,8796 1,9841 9 1,7504 1,269 2,6678 1,3673 2,7329 1,3673 2,6678 1,269 1,7504 1

10 1,7543 1,2721 2,6754 1,3725 2,7392 1,3806 2,7231 1,3485 2,5239 0,8842 1,9841

Tabla No.1. Valores de los elementos para filtros con 0.5 dB Equal Ripple

Entonces se requiere diseñar un filtro de orden 3 con 0.5 dB equal Ripple a una frecuencia de 2 GHz. Empezamos por sacar el fraccional de ancho de Banda:

1.02000

1900210012 =−

=−

=∆MHz

MHzMHzW

WW

o

34

De la tabla No.1, observamos que para un filtro de orden 3, tenemos que:

0000.15963.10967.15963.1

4

3

2

1

====

gggg

Ahora por medio de las siguientes ecuaciones para un filtro pasa banda por el método de líneas acopladas para N+1 secciones, tenemos:

3136.0)5963.1(2

)1.0(2 1

1 ==∆

=ππ

gJZo (para la primera sección)

3136.0)0000.1)(5963.1(2

)1.0(2 43

4 ==∆

=ππ

ggJZo (para la ultima sección)

1187.0)0967.1)(5963.1(2

)1.0(2 21

2 ==∆

=ππ

ggJZo

(para las secciones intermedias)

1187.0)0967.1)(5963.1(2

)1.0(2 32

3 ==∆

=ππ

ggJZo

Y ahora las ecuaciones para sacar las respectivas impedancias pares (even) e impares (odd), de la siguiente forma:

[ ]2)( )(1 oooeveno JZJZZZ ++= impedancia en modo par

[ ]2)( )(1 ooooddo JZJZZZ +−= impedancia en modo impar

Después de todos los cálculos tendremos en forma resumida la siguiente tabla:

35

N gn ZoJn Zoeven Zoodd1 1,5963 0,3136 70,59 39,232 1,0967 0,1187 56,64 44,773 1,5963 0,1187 56,64 44,774 1 0,3136 70,59 39,23

Tabla No.2. Datos del filtro de líneas acopladas

Para la implementación de este filtro se utilizaron secciones de líneas de transmisión acopladas llamadas MCFIL, las cuales tienen tres parámetros a saber. El ancho (W), el “Gap” o separación entre las líneas acopladas (S) y la longitud (L). Las dos primeras se sacan iterando por medio de la calculadora de líneas de transmisión (TXLine) que tiene el Microwave Office. Al hacer este procedimiento y a partir de las impedancias en modos par e impar, tenemos un resultado que será el siguiente:

Ω=

Ω=

93.41

1.70

)(

)(

oddo

eveno

Z

Z

mmLmmSmmW

36.225.06.2

===

Para la 1° y 4° sección de líneas acopladas

Ω=

Ω=

03.45

95.56

)(

)(

oddo

eveno

Z

Z

mmLmmSmmW

38.2255.115.3

===

Para la 2° y 3° sección de líneas acopladas

Quedando un arte o “layout" de la siguiente manera:

36

Figura No.14. Layout del filtro de líneas acopladas con cada una de sus

respectivas secciones Para las secciones terminales se tiene una impedancia de 50 Ω, las cuales por medio de la calculadora y a una frecuencia de 2 GHz, tenemos un ancho (W) de 3.4477 mm, y una longitud adecuada de 10 mm para colocar el conector SMA. De igual forma tenemos la respectiva simulación que nos entrega Microwave Office, en las cuales apreciamos las siguientes gráficas:

37


FPB Perdidas por Insercion

-80

-60

-40

-20

02 GHz-0.3711 dB

DB(|S(2,1)|)FPB Lineas acopladas

Figura No.15. Pérdidas por inserción del filtro de líneas acopladas


FPB Perdidas por Retorno

-30

-20

-10

0

2 GHz-14.69 dB


Figura No.16. Pérdidas por retorno del filtro de líneas acopladas

38

Como podemos ver en la primera gráfica, tenemos que las pérdidas por inserción, es decir S(2,1), dando como resultado una respuesta de un pasa banda a una

frecuencia central de 2 GHz y como también se alcanza a ver esta por encima de la máscara de los –3 dB. Para la segunda gráfica, se puede apreciar las pérdidas por retorno, es decir S(1,1), donde observamos que tiene un rechazo a la entrada de aproximadamente –14.7 dB a los 2 GHz. La implementación en Microwave Office, por medio de secciones de líneas de transmisión acopladas se puede ver como sigue:

MSUBEr=3.46H=1.524 mmT=0.018 mmRho=0.6973Tand=0.0018ErNom=3.5Name=SUB1

MLINID=TL1W=3.448 mmL=10 mm

MCFILID=TL2W=2.6 mmS=0.5 mmL=22.36 mm





FW

MSTEPO$ID=SL1Offset=-0.42 mmModes=8

FW

MSTEPO$ID=SL2Offset=-0.42 mmModes=8 FW


FW


PORTP=1Z=50 Ohm

PORTP=2Z=50 Ohm

Figura No.17. Esquemático e implementación del filtro de líneas acopladas

4.1.3 3° circuito: Filtro de Banda Ancha Para la implementación de ese filtro hay que tener en cuenta unos conceptos previos al desarrollo del circuito en si, conceptos que expondremos y explicaremos aquí para el mejor entendimiento del circuito. Este circuito consiste en un filtro de banda ancha, con una respuesta tipo Butterworth, rechaza banda, de orden N = 3, con una frecuencia central de 2 GHz y un ancho de banda de 1600 MHz de 3dB.

39

TRANSFORMADA DE RICHARDS Esta transformación consiste en “mapear “ el plano ω en el plano Ω, la cual se irá a repetir con un periodo de πω 2=

pvl . Esta transformación fue presentada por P.

Richards3 para sintetizar una red LC usando líneas de transmisión como circuitos abiertos y como corto circuitos. La respectiva transformada es la siguiente:

⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛==Ω

pvll ωβ tantan (25)

Entonces si reemplazamos la variable de frecuencia ω con Ω, la reactancia del inductor puede ser escrita como:

ljLLjjX L βtan=Ω= (26)

Y la susceptancia del capacitor puede ser escrita como:

ljCCjjBC βtan=Ω= (27) Estos resultados indican que un inductor puede ser reemplazado con un “Stub” en corto circuito de longitud βl y con una impedancia característica de L. Y de igual forma un capacitor puede ser reemplazado por un “stub” en circuito abierto de longitud βl e impedancia característica 1/C.

40

Figura No.18. Representación de las transformadas de Richards 3 Tomado de Microwave Engineering. POZAR, D. Pág. 462

IDENTIDADES DE KURODA Las identidades de Kuroda utilizan secciones de líneas de transmisión redundantes para conseguir implementaciones de filtros de radiofrecuencia y microondas de una forma más practica. Lo que se quiere con las identidades de Kuroda es lo siguiente:

• Separar físicamente “stubs”. • Transformar “stubs” en serie en “stubs” en paralelo o viceversa. • Cambiar impedancia características irrealizables en impedancias

realizables (fabricables).

Las identidades de Kuroda que se utilizaron para la implementación del filtro pasa banda, fueron las siguientes:

Donde oCZn += 1 Figura No.19. Primera identidad de Kuroda

41

Donde oZ

Ln += 1

Figura No.20. Segunda Identidad de Kuroda.

IMPLEMENTACION DEL FILTRO BUTTERWORTH Para obtener los valores de los elementos para un filtro Butterworth, tenemos la siguiente ecuación:

( )⎥⎦⎤

⎢⎣⎡ −

=n

ksengk 2122 π , donde k = 1,2,3,...,n (28)

De esta ecuación sale la siguiente tabla, como forma de resumir y revisar los valores de los elementos más rápidamente.

Valores de los elementos para un filtro Butterworth n g1 g2 g3 g4 g5 1 2 2 1,414 1,414 3 1 2 1 4 0,765 1,848 1,848 0,765 5 0,618 1,618 2 1,618 0,618

Tabla No. 3. Valores de los elementos para el diseño de un filtro Butterworth.

Después de haber expuesto la teoría necesaria para la implementación del filtro. Empezamos entonces el procedimiento de diseño. Como el filtro es de orden 3 y es un filtro tipo Butterworth, observamos la tabla No.3 y vemos que los valores serán:

000.1000.2000.1

3

2

1

===

ggg

42

Figura No.21. Esquemático usando elementos concentrados del filtro de

banda ancha

Como podemos ver en la figura anterior Rg corresponde a la impedancia del generador y RL corresponde a la impedancia de carga. De igual forma vemos que g1 corresponde a la primera inductancia, g2 a la capacitancia y g3 a la segunda inductancia. CÁLCULOS Y PROCEDIMIENTOS

3763.1)600(2)1000(

2tan =⎟⎟

⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛=⎟⎟

⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛=Ω

ππ

r

CC f

f

Para las inductancias tenemos además que:

okk ZgG = ohms C

kk

GL Ω=

Y para las capacitancias tenemos:

okk ZgG /= mhos C

kk

GC Ω=

Después de estas respectivas transformaciones tenemos como resultados lo siguiente:

L1 = 36.32 H C2 = 0.02906 F

L3 = 36.32 H

43 Y de una vez añadimos dos secciones de líneas de trasmisión redundante

(elementos unitarios de 50 Ω) para empezar el proceso con las identidades de Kuroda.

Figura No.22. Primer paso de la transformación usando Kuroda

Utilizando la segunda identidad de Kuroda (referirse a las identidades de Kuroda) tendremos que L = L1 = L3 =36.32 H y Zo = 50 ohms, entonces

7265.11 =+=OZ

Ln .

Luego las nuevas secciones de líneas de transmisión y las nuevas capacitancias quedaran con los siguientes valores: Za = Zb = nZo = 1.7265 (50 ohms) = 86.32 ohms

mhos

nZnCC

O

008416.0154 =

−==

Quedando un nuevo esquema de la siguiente forma:

Figura No.23 Segundo paso de la transformación usando Kuroda

Por último para sacar las respectivas impedancias de las capacitancias, sabemos que: Zc = 1/C, entonces Ω=== 82.11800841.0/154 FZZ CC y de igual forma

44

Ω== 41.3402906.0/12 FZC , y las líneas de transmisión Za = Zb =86.32 Ω. Los condensadores se implementan en el Microwave Office como “stubs” en circuito abierto llamada MLEF, la cual solo tiene dos parámetros, ancho (W) y largo (L). El ancho se calcula por medio de la calculadora TXLine a una frecuencia de 2 GHZ, dependiendo de la respectiva impedancia que tengan cada una de las capacitancias. En cuanto a las longitudes, todas estas llevarán una longitud estándar de λ/8. El esquemático generado en Microwave Office es el siguiente:


MLINID=TL1W =3.448 mmL=10 mm

1 2

3

MTEE$ID=TL2

MLINID=TL3W=1.227 mmL=23.53 mm

1 2

3

MTEE$ID=TL4

1 2

3

MTEE$ID=TL5



MLEFID=TL8W=0.5236 mmL=24 mm

MLEFID=TL9W=6.009 mmL=22.14 mm

MLEFID=TL10W=0.5236 mmL=24 mm

PORTP=1Z=50 Ohm

PORTP=2Z=50 Ohm

Figura No.24 Esquemático del filtro de banda ancha.

La cual genera un arte o “layout” de la siguiente forma:

45

Figura No.25 Arte del impreso para el filtro de banda ancha

De igual forma observamos las respectivas pérdidas en las gráficas que genera el Microwave Office.

0.2 1.2 2.2 3.2 4Frequency (GHz)

FRB Perdidas por Insercion

-120

-100

-80

-60

-40

-20

0

2 GHz-60.016 dBDB(|S(1,2)|)

Rechaza Banda

46

Figura No.26. Pérdidas por inserción S(1,2)

0.2 1.2 2.2 3.2 4Frequency (GHz)

FRB Perdidas por Retorno

-80

-60

-40

-20

0

2 GHz-0.15409 dB

DB(|S(1,1)|)Rechaza Banda

Figura No.27. Pérdidas por retorno S(1,1)

4.1.4 4° circuito: Filtro de altas y bajas impedancias (Z stepped) Como ya habíamos comentado anteriormente este tipo de filtro es de fácil implementación en microcinta, ya que solo se necesitan alternar secciones alta y baja impedancia. Para el diseño de este filtro se tiene dos grandes limitaciones y estas corresponden respectivamente a las limitaciones de las impedancias en la microcinta. Por una parte la mínima resolución en los anchos de microcinta que pueden ser realizables (Microcircuitos Ltda.) es de 0.5 mm. Para la frecuencia a la cual se diseño este filtro, de 1.8 GHz, esta impedancia corresponde aproximadamente a 120 Ω.

47

Por otra parte la microcinta puede soportar una impedancia mínima (realizable o fabricable), la cual siga cumpliendo con las respectivas ecuaciones de la misma. En cuanto a esta impedancia, se puede tener un margen de cambio, el cual uno puede ajustar. La mínima impedancia que podía soportar la microcinta, es decir que es realizable, era de 10 Ω, pero por cuestiones de prueba se escogió una impedancia de 20 Ω. Entonces tenemos que Z(hi) = 120 Ω. Y Z(low) = 20 Ω. Además según especificaciones de diseño este es un filtro pasa bajos con una respuesta Maximally flat.

Valores de los elementos para un filtro pasa bajos Maximally flat N g1 g2 g3 g4 g5 g6 g7 g8 G9 g10 g111 2 1 2 1,4142 1,4142 1 3 1 2 1 1 4 0,7654 1,8478 1,8478 0,7564 1 5 0,618 1,618 2 1,618 0,618 1 6 0,5176 1,4142 1,9318 1,9318 1,4142 0,5176 1 7 0,445 1,247 1,8019 2 1,8019 1,247 0,445 1 8 0,3902 1,1111 1,6629 1,9615 1,9615 1,6629 1,1111 0,3473 1 9 0,3473 1 1,5321 1,8794 2 1,8794 1,5321 1 0,3473 1 10 0,3129 0,908 1,4142 1,782 1,9754 1,9754 1,4142 0,4142 0,908 0,3129 1

Tabla No. 4. Valores de los elementos para filtros con respuesta Maximally flat

Para este filtro una inductancia en serie puede ser reemplazada con una sección de alta impedancia (Zo = Zh), y de igual forma una capacitancia en paralelo puede ser reemplazada por una sección de baja impedancia (Zo = Zl). Adicionalmente para las longitudes de cada una de las secciones tenemos lo siguiente: Para las inductancias:

48

h

O

ZLRl =β (29)

Y para las capacitancias:

O

l

RCZl =β (30)

CÁLCULOS E IMPLEMENTACIÓN Como se trata de un filtro de 5° orden con respuesta “Maximally Flat”, tendremos 5 elementos, los cuales se obtienen de la tabla No.4. Y los cuales serán:

Figura No.28. Circuito prototipo de filtro pasa bajo

0000.16180.06180.10000.26180.16180.0

6

5

4

3

2

1

======

gggggg

Como podemos ver g1, g3 y g5 corresponden a capacitancias, g2 y g4 corresponden a inductores y g6 corresponde a RL (impedancia de carga).

49

Figura No. 29. Implementación del filtro con impedancias bajas y altas.

Para calcular las respectivas longitudes eléctricas tenemos que:

°==ΩΩ

== 163.14247.050206180.011 rad

RZgl

O

Lβ

°==ΩΩ

== 63.38674.0120506180.122 rad

ZRgl

h

Oβ

°==ΩΩ

== 836.458.050200000.233 rad

RZgl

O

Lβ

°==ΩΩ

== 63.38674.0120506180.144 rad

ZRgl

h

Oβ

°==ΩΩ

== 163.14247.050206180.055 rad

RZgl

O

Lβ

Ahora para saber las longitudes físicas finales aplicamos la siguiente:

Sλπβ 2

= al tener cada uno de los valores de β, despejamos cada una de las

longitudes. Estas longitudes físicas quedaran de la siguiente manera:

50

L1 = 3.746 mm L2 = 11.446 mm L3 = 12.123 mm L4 = 11.446 mm L5 = 3.746 mm La respectiva implementación en Microwave Office como sigue:





MLINID=TL5W =0.5069 mmL=11.44 mm




PORTP=1Z=50 Ohm

PORTP=2Z=50 Ohm

Figura No.30. Implementación con líneas de transmisión de altas y bajas

impedancias

Y el respectivo arte de impresión o “layout”:

Figura No.31. Arte del impreso del filtro de altas y bajas impedancias

51

Para comprobar la validez de las simulaciones, no solo se implementó este circuito con secciones de líneas de transmisión de altas y bajas impedancias; si no que también se implemento por medio de “stubs” en abierto. Esto con el fin de llegado el momento de comparar los resultados en el Analizador Vectorial de redes, comprobar cual de los dos modelos tiene más validez y exactitud. El modelo implementado con “stubs” como se muestra adelante:






1

2

3

4

MCROSS$ID=TL8


MLEFID=TL10W =3.746 mmL=6.077 mm

1

2

3

4 MCROSS$ID=TL11



1

2

3

4 MCROSS$ID=TL14



PORTP=1Z=50 Ohm

PORTP=2Z=50 Ohm

Figura No.32 Implementación del filtro con “stubs” en abierto.

Adicionalmente se utilizó una herramienta con la que cuenta Microwave Office, que es la de la simulación electromagnética. Esto con el fin de indagar cual de los dos modelos se aproximaría más a la realidad. En las gráficas a continuación mostraremos, primero las pérdidas por inserción, es decir el parámetro S(2,1); para las simulaciones de los dos modelos (Impedancias altas y bajas y “Stubs” en abierto) y sus respectivas simulaciones electromagnéticas. Y posteriormente las pérdidas por retorno.

52

0.5 1.5 2.5 3.5 4Frequency (GHz)

Perdidas por insercion

-40

-30

-20

-10

0

1.8 GHz-7.052 dB

1.8 GHz-3.571 dB

DB(|S(1,2)|)EM con Zalto y Zbajo

DB(|S(1,2)|)Z con Zalta y Zbajo

DB(|S(1,2)|)Z con stubs en abierto

DB(|S(1,2)|)EM con stubs en abierto

Figura No.33 Pérdidas por inserción usando diferentes modelos y simulación

electromagnética

0.5 1.5 2.5 3.5 4Frequency (GHz)

Perdidas por retorno

-60

-50

-40

-30

-20

-10

0

1.8 GHz-2.707 dB

1.8 GHz-1.007 dB

1.8 GHz-10.46 dB


DB(|S(1,1)|)Z con Zalta y Zbajo

DB(|S(1,1)|)Z con stubs en abierto

DB(|S(1,1)|)EM con stubs en abierto

Figura No.34 Pérdidas por Retorno

53

Para hacer una simulación electromagnética hay que tener en cuenta las capas o “Layers”. Para este circuito solo hay que tener en cuenta dos capas, la primera del dieléctrico y la segunda seria el aire para este caso en particular. Entre estas dos capas estaría el tallado en cobre con la forma del circuito.

Figura No.35 Implementación del filtro para la simulación electromagnética

(3 dimensiones).

1 21 2

Figura No.36. Implementación del filtro por capas para la simulación

electromagnética (2 dimensiones)

54

4.2 CIRCUITOS ACTIVOS 4.2.1 1° circuito: Amplificador de pequeña señal Para el diseño de este amplificador se utilizó un transistor BJT NPN, más específicamente el NE696 de NEC, usando sus respectivos parámetros lineales, es decir los parámetros S para una polarización determinada. La polarización escogida fue de Voltaje Colector – Emisor de 2 voltios y Corriente de Colector de 5 mA, con una fuente de alimentación de 12 voltios. El diseño fue escogido para una frecuencia de trabajo de 2 GHz y para una máxima ganancia a esa frecuencia. CÁLCULOS Para una frecuencia de 2 GHz y para la polarización antes expuesta, tenemos que los parámetros S son los siguientes: S(1,1) 0.338∠ -165.4° S(2,1) 4.496 61.9° ∠S(1,2) 0.059 27.5° ∠S(2,2) 0.541 -70.7° ∠ Entonces miramos las condiciones de estabilidad para esa frecuencia:

|∆| = °−∠=− 7.1321544.021122211 SSSS (31)

1628.12

1

2112

2222

211 =

∆+−−=

SSSS

K (32)

Como podemos ver |∆| = 0.1544 <1 y K = 1.1628 >1, luego el transistor es incondicionalmente estable y no hay necesidad de agregar ninguna resistencia de estabilidad.

55

0 1.0

-0.

5

-2.0

-3.0

1.0

-1.0

2.0

-2.0

0.2

-0.2

0.5

0.5

-0.5

-0.5

Circulos de entrada y salida para NE696 a 2 GhzS wp Max

2GHz

S wp Min2GHz

p2

p1

SCIR1()ne696m0i1

SCIR2()ne696m0i1

p1: Freq = 2 GHzStability = 1

p2: Freq = 2 GHzStability Index = 1

Circulo de establidad en la salida

Circulo de estabilidad en la entrada

Como los circulos de estabilidad estan por fuera de la cartay los abs(S11)<1 y abs(S22)<1, entonces toda la region dentrode la carta es completamente estable para la entrada y la salida a estafrecuencia de 2 Ghz

Figura No.37 Círculos de estabilidad de entrada y de salida para el transistor. Como podemos ver en la gráfica anterior los círculos de estabilidad están por fuera de la Carta de Smith, como |S(1,1)|<1 y |S(2,2)|<1, entonces las regiones de estabilidad para la entrada y para la salida están por dentro de la Carta de Smith, es decir toda la Carta es región de estabilidad tanto para la entrada como para la salida. Para obtener la máxima ganancia se deben buscar las secciones acople con acoples conjugados.

Γs = Γin* y ΓL = Γout*

Y nos disponemos a calcular cada uno de los Gammas para la entrada y para la salida.

°∠=−±

=Γ 2.1786584.02

4

1

21

211

CCBB

S

Donde °−∠=∆−=

=∆−−+=∗ 2.1783664.0

7977.01

22111

2222

2111

SSC

SSB

56

Y de igual forma:

°∠=−±

=Γ 94.757558.02

4

2

22

222

C

CBBL

Donde °−∠=∆−=

=∆−−+=∗ 94.755554.0

1546.11

11222

2211

2222

SSC

SSB

A partir de esto podemos calcular las respectivas ganancias:

dBGS

S 46.27652.11

12 ==

Γ−= Ganancia del acople de entrada

dBSGO 056.1321.20221 === Ganancia del transistor

dBS

GL

LL 846.02152.1

1

12

22

2

==Γ−

Γ−= Ganancia del acople de salida

Entonces la ganancia total de todo el amplificador será: Gtmax = Gs + Go + GL = 2.46 dB + 13.056 dB + 0.846 dB = 16.362 dB Valor el cual concuerda con la fórmula general para la ganancia máxima:

( ) ( ) dBSS

KKGTMAX 379.1645.431162.1162.1059.0496.41 2

12

212 ==⎟⎠⎞⎜

⎝⎛ −−=−−=

En resumen el amplificador tendrá una ganancia máxima de 16.3 dB.

• Acoples de entrada y salida Para los acoples de entrada y salida, se parte de los valores de Γs y ΓL, por medio de la utilización de la carta de Smith se hacen los respectivos recorridos para acoplar estos coeficientes de reflexión a una carga de 50 Ω .

57 Primero se gráfica el coeficiente de reflexión en la carta de Smith, este coeficiente

se refleja hacia el lado de las admitancias quedando un Y Γ, a continuación se hace un primer recorrido hacia el circulo 1 + jB y posteriormente de este circulo hasta 1 + j0, que representaría el acople perfecto a los 50 Ω.

Figura No.38 Esquema de los acoples de entrada y salida.

Y por último se calcula la polarización, la cual como fue establecida desde un principio, Vce = 2 voltios y Ic = 5 mA. Para la malla de polarización se escogió una configuración la cual garantiza la estabilidad de la corriente de colector en un rango de temperatura y también debido a que por esta configuración se obtienen valores bajos de resistencias4. Adicionalmente se colocaron Bobinas de “choke” y condensadores de desacople de fuentes, esto con el fin de evitar que la señal de alta frecuencia interfiera con el circuito de polarización.

58 4 Tomado de Microwave Transistor Amplifiers. GONZALEZ. Guillermo. Pág.128

Figura No.39. Red de polarización para el amplificador de pequeña señal

Según las hojas de especificaciones del fabricante se tiene que la ganancia de corriente β es de 120 típico y el voltaje base- emisor en actividad es de 0.7 voltios. Con una fuente de alimentación de 12 voltios, encontramos los valores de resistencias de polarización:

AmAII CB µ

β42

1205

=== diseñando para un voltaje Vbb = 1 voltio, entonces

59

Ω=−

=−

= kA

vvI

VVRB

BEBBB 14.7

427.01

µ diseñando para corriente (ibb) de1 mA por el

resistor R2, entonces:

Ω=== kmAv

IVR

BB

BB 111

2

Ω=+−

=+−

= 96014212

1 mAAIIVVR

BBB

BBCE

µ

Ω=++

−=

++−

= kAmAmAIII

VVRCBBB

CECCC 6.1

4215212

µ

Para las bobinas de “choke” se escogió un valor de inductancia de 390 nH y para los condensadores de desacople se escogió un valor de capacitancia de 560 pF, los cuales se mandaron pedir a Digi-key, ya que en el laboratorio de la facultad no se contaban con esos componentes. Hechos los cálculos de estabilidad, de ganancia, de polarización y de los acoples de entrada y salida, podemos implementar el amplificador en el Microwave Office, y de igual forma generar las respectivas gráficas y simulaciones para verificar estos cálculos. IMPLEMENTACION Y SIMULACIÓN Antes de implementar y simular el circuito en el Microwave Office, hay que añadir un archivo llamado “Data File”. Este archivo contiene para este caso especifico los parámetros S del transistor NE696 para una polarización determinada (Vce = 2 voltios y Ic = 5 mA). Esto se logra de dos formas:

• Descargando el archivo de los parámetros S de la pagina de Internet del fabricante, en este caso la pagina de NEC (www.cel.com). Ya sea que se trate de parámetros lineales (S) o parámetros no lineales (TOM).

• Directamente en las librerías XML de Microwave Office, se pueden buscar

las partes por fabricante o por tipo. En estas librerías se pueden encontrar gran cantidad de modelos de componentes de una gran variedad de fabricantes.

60

Después de encontrado el archivo de los parámetros (lineal o no lineal), ya sea por cualquiera de las dos formas anteriormente mencionadas, se prosigue a anexar el respectivo archivo o “Data File” al proyecto. Para esto se ingresa al proyecto

http://www.cel.com/

como tal y en la carpeta de “Data Files”, se le da clic derecho y se escoge “Import Data File” y se anexa el archivo. Para este caso consistió en un archivo de texto con los parámetros S en un intervalo de frecuencia desde 0.4 GHz hasta 7.5 GHz, para la polarización antes mencionada. El archivo tiene la siguiente forma de presentación: ! FILENAME: NE696M0I.S2P VERSION: 12.0 ! NEC PART NUMBER: NE696M01 DATE: 12/96 ! BIAS CONDITIONS: VCE=2V, IC=5MA # GHZ S MA R 50 0.400 0.753 -46.20 11.297 139.60 0.030 59.60 0.871 -27.00 0.500 0.710 -56.90 10.779 131.80 0.036 54.40 0.828 -32.20 0.600 0.668 -65.70 10.044 124.80 0.041 49.90 0.788 -36.50 0.700 0.624 -74.70 9.426 118.20 0.044 46.00 0.750 -40.40 0.800 0.583 -83.40 8.809 111.90 0.047 43.10 0.715 -43.80 0.900 0.546 -90.80 8.229 106.40 0.049 39.70 0.686 -46.80 1.000 0.513 -98.30 7.704 101.40 0.051 37.70 0.660 -49.40 1.200 0.456 -112.40 6.817 92.00 0.053 33.80 0.619 -54.30 1.400 0.414 -125.80 6.071 83.50 0.055 31.20 0.588 -58.80 1.600 0.380 -138.90 5.445 75.90 0.056 29.40 0.566 -62.90 1.800 0.356 -152.30 4.937 68.60 0.058 28.00 0.551 -66.90 2.000 0.338 -165.40 4.496 61.90 0.059 27.50 0.541 -70.70 2.250 0.329 177.70 4.022 53.70 0.060 26.70 0.533 -75.40 2.500 0.333 161.70 3.634 46.00 0.062 27.60 0.530 -80.00 2.750 0.346 147.00 3.297 38.50 0.064 27.50 0.534 -84.90 3.000 0.366 134.10 3.005 31.60 0.066 27.80 0.538 -89.20 3.500 0.419 112.80 2.534 17.90 0.072 29.00 0.555 -98.10 4.000 0.468 97.30 2.169 5.40 0.081 29.40 0.575 -107.70 4.500 0.513 85.90 1.900 -6.90 0.093 28.40 0.592 -119.00 5.000 0.543 77.40 1.697 -19.00 0.107 25.20 0.610 -132.70 5.500 0.566 70.60 1.529 -31.10 0.124 20.70 0.631 -149.30 6.000 0.591 64.30 1.381 -43.20 0.141 14.80 0.666 -167.00 6.500 0.618 57.90 1.217 -54.90 0.158 8.10 0.704 176.30 7.000 0.647 51.30 1.052 -64.70 0.169 1.90 0.742 164.40 7.500 0.686 44.70 0.897 -71.60 0.177 -1.90 0.780 160.30 Tabla No.5. Parámetros S del transistor NE 696 para la polarización escogida

61 A partir de este punto ya se puede implementar el amplificador en el simulador, teniendo como modelo, el transistor con una polarización ya determinada y

con unos parámetros lineales (S), los cuales se pueden observar en la tabla No.5

CAPID=C1C=560 pF


CAPID=C2C=560 pF







1 2

3

MTEEID=TL7W1=3.448 mmW2=3.448 mmW3=3.448 mm

1 2

3

MTEEID=TL8W1=3.448 mmW2=3.448 mmW3=3.448 mm

C

B

E

1

2

3

SUBCKTID=S1NET="ne696m0i1"PORT

P=1Z=50 Ohm

PORTP=2Z=50 Ohm

Figura No.40 Implementación del amplificador en el simulador Como podemos ver en la figura anterior, se tienen los respectivos acoples de entrada y de salida, como también el modelo del transistor con sus parámetros S a la polarización ya antes mencionada. Además se puede observar las capacitancias de desacople en la entrada y la salida antes de los respectivos acoples.

62

0.4 2.4 4.4 6.4 7.5Frequency (GHz)

Ganancia amplificador total AC

-60

-40

-20

0

20

402 GHz16 dB

2 GHz13.1 dB

DB(|S(2,1)|)Amplificador AC

DB(|S(2,1)|)ne696m0i

Figura No.41 Comparación de ganancia entre el transistor NE696 y el

amplificador con sus acoples de entrada y salida.

Como podemos darnos cuenta claramente de la gráfica anterior el transistor solo y polarizado a Vce = 2 voltios, Ic = 5 mA, tiene una ganancia de 13.1 dB, en cambio el transistor polarizado y con los respectivos acoples de entrada y salida tiene una ganancia máxima de 16 dB; que concuerda con los cálculos hechos anteriormente. Estas ganancias no son más que la representación de la magnitud de los parámetros S(2,1) en dB´s. De igual forma podemos apreciar los rechazos en la entrada y en la salida o las pérdidas por retorno en la siguiente gráfica:

63

0.4 2.4 4.4 6.4 7.5Frequency (GHz)

Coeficientes de Reflexion

-20

-15

-10

-5

0

2 GHz-17.91 dB

2 GHz-15.19 dB



Figura No.42 Pérdidas por retorno en la entrada y la salida del amplificador

+V

RFC

RFC

Figura No.43. Arte del impreso o”Layout” del amplificador de pequeña señal

64

4.2.2 2° circuito: Amplificador de Banda Ancha Este amplificador tiene prácticamente el mismo desarrollo que el amplificador anterior con la diferencia que no se calcula la ganancia para una sola frecuencia, sino para un rango o intervalo de ellas. Para lograr esto hay que tener cuenta dos cosas:

• Asegurar la estabilidad del transistor para todo ese rango de frecuencias. • Garantizar una respuesta de ganancia en forma plana para todo el intervalo

de frecuencias por medio de una retroalimentación negativa.

De igual forma como en el caso anterior hay que tener en cuenta condiciones de estabilidad, acoples de entada y salida, polarizaciones y cálculos de ganancias. Para este amplificador se escogió el transistor NE 696 del fabricante NEC, con una polarización de voltaje colector – emisor de 1voltio y una corriente de colector de 5 mA y con una fuente de alimentación de 12 voltios. La banda de amplificación para este circuito será desde 0.4 GHz hasta 1.4 GHz y con una ganancia de aproximadamente 13.4 dB. 1° PROCEDIMIENTO: CONDICIONES DE ESTABILIDAD En este punto iremos mostrando paso a paso, la construcción del amplificador para garantizar la estabilidad del transistor para el rango de frecuencias antes mencionado. Para esto primero que todo debemos anexar el “Data File” con los parámetros S del transistor NE 696 para la polarización ya mencionada (Vce = 1 voltio y Ic=5mA). En las librerías XML de Microwave Office, buscando en partes por fabricante, encontramos una subcarpeta que tiene el nombre de NEC_Devices. En este punto podemos entrar en la subcarpeta Data en la cual encontramos el modelo lineal (parámetros S) con la polarización requerida del transistor NE696.

65

Figura No.44 Entorno de Microwave Office para la escogencia de componentes

66

Figura No.45. Escogencia de componentes con la polarización requerida.

Al añadir el componente al esquemático, automáticamente se anexa el Data File de ese transistor al proyecto. El data file del transistor NE 696 para una polarización de Vce = 1 voltio y Ic = 5mA y para los intervalos de frecuencias que necesitamos (0.4 a 1.4 GHz), es el siguiente: ! FILENAME: NE696M0G.S2P VERSION: 12.0 ! NEC PART NUMBER: NE696M01 DATE: 12/96 ! BIAS CONDITIONS: VCE=1V, IC=5MA # GHZ S MA R 50 0.400 0.728 -52.30 10.962 136.50 0.040 56.00 0.832 -32.90 0.500 0.684 -64.20 10.349 128.40 0.046 51.30 0.779 -39.10 0.600 0.639 -73.80 9.557 121.20 0.052 46.70 0.732 -44.00 0.700 0.594 -83.40 8.885 114.50 0.056 42.10 0.687 -48.50 0.800 0.556 -92.50 8.236 108.30 0.059 38.80 0.647 -52.30 0.900 0.522 -100.70 7.644 102.80 0.062 35.70 0.615 -55.70 1.000 0.492 -108.50 7.116 97.80 0.063 33.80 0.587 -58.60

67 1.200 0.442 -123.40 6.242 88.70 0.067 29.60 0.542 -64.10

1.400 0.406 -137.30 5.522 80.40 0.069 26.80 0.509 -69.10 Tabla No.6. Parámetros S del transistor NE 696 para la polarización requerida

Los parámetros S anteriores son la representación del transistor completamente solo, únicamente con la polarización.

Figura No.46. Modelo del transistor NE696 con la polarización incluida

A partir de los parámetros S de la tabla No.6, calculamos las condiciones de estabilidad del transistor NE 696 para el intervalo de frecuencias requerido, es decir K y |∆|.

Frec. (GHz) K |∆|

0,4 0,276 0,672 0,5 0,338 0,629 0,6 0,398 0,583 0,7 0,463 0,534 0,8 0,522 0,484 0,9 0,579 0,446 1 0,64 0,4

1,2 0,748 0,34 1,4 0,86 0,281

Tabla No.7. Condiciones de estabilidad del transistor

68

Como podemos darnos cuenta para todo el intervalo de frecuencias desde 0.4 GHz hasta 1.4 GHz, K<1 y |∆|<1 luego para estas frecuencias el transistor es potencialmente inestable, entonces se necesita trazar los círculos de estabilidad para averiguar como se puede estabilizar el circuito o en otras palabras que resistencia habría que colocarle en la base (entrada) o en el colector (salida) del transistor para que este se vuelva incondicionalmente estable para todas las frecuencias.

Figura No.47. Círculos de estabilidad entrada y salida del transistor NE 696

Como podemos ver en la gráfica anterior, los círculos de estabilidad tanto de la entrada como de la salida, entran en la carta de Smith, y como los respectivos parámetros S(1,1)<1 y S(2,2)<1, entonces las regiones de estabilidad para la entrada y la salida están dentro de la carta de Smith, es decir la región sombreada en azul. Luego tendremos que colocar una resistencia de estabilidad, la escogencia que se hizo fue colocar esta resistencia en paralelo con la salida. Entonces miramos loas círculos de estabilidad de la salida, y hacemos un corrimiento hasta el eje real para determinar el valor de dicha resistencia.

69

Figura No.48.Circulo de estabilidad de salida del transistor pata determinar

resistencia de estabilidad

En la figura anterior podemos ver la grilla de admitancias de la carta de Smith, ya que como habíamos mencionado antes escogimos colocar una resistencia de estabilidad en paralelo con la salida. La proyección del circulo de estabilidad de salida que más se acerca al centro, tiene un valor de 0.55 mhos, entonces:

Ω== 9.90011.050

55.0 mhosmhos

70

Entonces para asegurar la estabilidad del transistor durante todo el intervalo de frecuencias tenemos que agregar una resistencia de estabilidad en paralelo con la salida. La nueva configuración será la siguiente:

Figura No.49. Modelo del transistor polarizado y con resistencia de

estabilidad.

Y los nuevos parámetros S del conjunto (transistor y resistencia de estabilidad) serán: !freq-unit param-type data-format keyword impedance-ohms # GHz S MA R 50 !----------------------------------------------------------------------------- !Freq MagS11 AngS11 MagS21 AngS21 MagS12 AngS12 MagS22 AngS22 0.4 0.76058 -46.465 7.421 141.38 0.027079 60.875 0.26904 -50.337 0.5 0.72125 -57.417 7.1268 133.79 0.031678 56.693 0.26771 -60.492 0.6 0.68196 -66.298 6.6784 126.86 0.036337 52.364 0.26644 -68.739 0.7 0.64038 -75.382 6.2948 120.31 0.039675 47.912 0.26574 -76.375 0.8 0.60266 -84.102 5.9042 114.15 0.042295 44.651 0.2651 -82.913 0.9 0.56879 -91.96 5.534 108.66 0.044886 41.564 0.26639 -88.419 1 0.53555 -99.584 5.1948 103.63 0.045991 39.631 0.26741 -93.105 1.1 0.5048 -106.31 4.8953 99.342 0.047759 37.429 0.26929 -97.119 1.2 0.48158 -113.9 4.6225 94.456 0.049617 35.356 0.2725 -101.12 1.3 0.4573 -120.37 4.3697 90.522 0.050634 33.897 0.2757 -104.3 1.4 0.43927 -127.52 4.137 86.079 0.051694 32.479 0.27976 -107.44

Tabla No. 8. Parámetros S del conjunto transistor con resistencia de estabilidad

71

Ahora con estos nuevos parámetros S volvemos a calcular las condiciones de estabilidad:

Frec. (GHz) K |∆|

0,4 0,998 0,195 0,5 1,001 0,181 0,6 1,03 0,172 0,7 1,108 0,158 0,8 1,187 0,146 0,9 1,282 0,134 1 1,376 0,123

1,2 1,556 0,1057 1,4 1,748 0,09

Tabla No.9. Condiciones de estabilidad para la nueva configuración

Como podemos ver en la tabla No.8, para todas las frecuencias K>1 y |∆|<1, luego el conjunto transistor polarizado y resistencia de estabilidad es incondicionalmente estable. Esto lo podemos verificar con los círculos de estabilidad:

72

Figura No.50. Círculos de estabilidad con la resistencia de estabilidad

Como vemos en la gráfica anterior los círculos de estabilidad se salieron de la carta de Smith, y como los parámetros S(1,1)<1 y S(2,2)<1, entonces las regiones de estabilidad están dentro de la carta por ende toda la carta de Smith esta en la región estable. 2° PROCEDIMIENTO: RED DE RETROALIMENTACIÓN El siguiente paso consiste en calcular la red RL de retroalimentación negativa para lograr una respuesta de ganancia en forma plana. Por medio de la siguiente fórmula:

( ) ( ) Ω=+Ω=+= 2336606.31501 122 SZR O

Donde 6606.34.13 212

21 ====>= SdBS

73 Y ahora si miramos en tabla No.8, más exactamente la fase del parámetro S(2,1)

no damos cuenta de 1.3 GHz la fase se hace menor de 90°, tenemos entonces que garantizar que la fase para todo el rango de frecuencias sea mayor de 90° para garantizar la retroalimentación negativa. Para asegurarnos de esto hacemos el corte en una frecuencia de 1 GHz, entonces:

MHzfLR 100022 | == ω

Por medio de esta formula despejamos L2, quedando un resultado así:

nHMHz

RL 08.37)1000(2

23322 =

Ω==

πω

Entonces la nueva configuración del amplificador será la siguiente:

Figura No.51. Configuración del amplificador con la red de retroalimentación Estos valores R2 = 233 Ω y L2 = 37 nH fueron optimizados para conseguir una respuesta más plana y pareja en la banda de ganancia. Después de esta optimización tenemos los nuevos resultados, los cuales fueron:

R2 = 344.5 Ω y L2 = 39.5 nH

74

Después de esta última configuración podemos de igual forma sacar los parámetros S del conjunto (transistor – Resistencia de estabilidad – Red de retroalimentación). Los nuevos parámetros S serán los siguientes: !freq-unit param-type data-format keyword impedance-ohms # GHz S MA R 50 !----------------------------------------------------------------------------- !Freq MagS11 AngS11 MagS21 AngS21 MagS12 AngS12 MagS22 AngS22 0.4 0.13247 -15.847 4.6784 161.22 0.090118 -10.903 0.18674 149.26 0.5 0.13848 -25.713 4.8239 156.5 0.086403 -13.599 0.17663 141.35 0.6 0.15616 -32.592 4.8895 151.14 0.083816 -15.546 0.15688 131.55 0.7 0.16881 -41.898 4.9823 145.34 0.080304 -17.607 0.13644 120.56 0.8 0.18451 -52.276 5.0374 138.98 0.075959 -19.334 0.1131 106.59 0.9 0.20111 -62.382 5.0449 132.51 0.071797 -20.341 0.087935 87.993 1 0.21354 -73.105 5.0103 125.93 0.066596 -21.008 0.068354 61.204 1.1 0.22272 -82.893 4.9323 119.8 0.062628 -20.294 0.059749 25.531 1.2 0.2366 -94.193 4.8411 112.81 0.058865 -18.577 0.070071 -11.621 1.3 0.2433 -103.98 4.693 106.76 0.055738 -16.398 0.090271 -36.256 1.4 0.25385 -114.58 4.5329 100.15 0.053286 -13.434 0.11684 -53.202

Tabla No.10. Parámetros S con la red de retroalimentación

Como podemos ver la fase de S(2,1) esta por encima de los 90° para todas las frecuencias y de igual forma la magnitud de S(2,1) esta alrededor de 4.82, es decir

( ) dBS 66.13)82.4log(10log10 2221 ==

3° PROCEDIMIENTO: CALCULO DE ACOPLES DE ENTRADA Y SALIDA Ahora para calcular los respectivos acoples volvemos a retomar las formulas utilizadas para el amplificador a pequeña señal.

Γs = Γin* y ΓL = Γout*

Y nos disponemos a calcular cada uno de los Gammas para la entrada y para la salida.

75

°∠=−±

=Γ 13020096.02

4

1

21

211

C

CBBS

Donde °−∠=∆−=

=∆−−+=∗ 130182.0

9422.01

22111

2222

2111

SSC

SSB

Y de igual forma:

°∠=−±

=Γ 261101.02

4

2

22

222

C

CBBL

Donde °−∠=∆−=

=∆−−+=∗ 26095.0

873.01

11222

2211

2222

SSC

SSB

Y se calculan los acoples de entrada y salida, los cuales quedarán de la siguiente forma:

Figura No.52. Esquemático del amplificador con los acoples de entrada y

salida.

4° PROCEDIMIENTO: POLARIZACIÓN

76

Para la polarización se escogió la misma configuración que para el amplificador de pequeña señal.

Figura No.53. Circuito de polarización para el amplificador de banda Ancha

Y por consiguiente se utiliza el mismo procedimiento para calcular las resistencias de polarización. Recordando tenemos una polarización de Vce = 1 v y Ic = 5 mA, para una fuente de alimentación de 12 voltios, un β = 120 y un Vbe (activo) = 0.7 voltios.

77

AmAII CB µ

β42

1205

=== asumiendo un voltaje Vbb = 0.8 voltios, entonces

Ω=−

=−

= kA

vvI

VVRB

BEBBB 4.2

427.08.0

µ

asumiendo una corriente (ibb) de1 mA por el resistor R2, entonces

Ω=== 8001

8.02 mA

vIVR

BB

BB

Ω=+−

=+−

= kmAAII

VVR

BBB

BBCC 2.111428.012

1 µ

Ω=++

−=

++−

= kAmAmAIII

VVR

CBBB

CECCC 82.1

4215112

µ

Para las bobinas de “choke” se escogió un valor de inductancia de 390 nH y para los condensadores de desacople se escogió un valor de capacitancia de 560 pF. Por último podemos apreciar las respectivas ganancias para las diferentes configuraciones: Rosa: Ganancia del transistor con su polarización. Café: Ganancia del transistor con resistencia de estabilidad. Azul: Ganancia del transistor con resistencia de estabilidad, con red de retroalimentación negativa y con acoples de entrada y de salida.

78

Figura No.54. Ganancias del amplificador en las diferentes configuraciones

Figura No.55. Arte de Impresión o “Layout” del amplificador de Banda Ancha

79

4.2.3 3° circuito: Oscilador por resistencia negativa Para el diseño del oscilador se utilizó el modelo no lineal, es decir el modelo TOM del FET NE 34018 cuyo fabricante es NEC y con una fuente de alimentación de tres (3) voltios. La frecuencia de oscilación es de 2.3 GHz. Los modelos no lineales (TOM), al igual que los modelos lineales (S) de los componentes, se pueden encontrar en las librerías XML de Microwave Office bajo la subcarpeta de NEC_ Devices y seleccionando “Nonlinear”, haciendo alusión a los modelos no lineales de los componentes de NEC. Entonces antes de implementar el circuito como tal hay que anexar un “Data File” con el modelo TOM del FET NE 340148. La configuración del FET que se irá a utilizar es en gate común, esto con el fin de darle inestabilidad al transistor y de igual forma para obtener una resistencia negativa en el Drain.

Figura No.56. Configuración del transistor en gate común

80

Para esta configuración se sacan los círculos de estabilidad para verificar que el transistor efectivamente sea inestable.

Figura No.57. Circulo de estabilidad en la salida (Drain)

Como se puede apreciar los círculos de estabilidad entran en la carta de Smith haciendo al transistor potencialmente inestable. Pero para producir mayor inestabilidad se coloca una inductancia en el gate de FET.

Figura No.58. Esquema en gate común con inductancia de inestabilidad

81

Y miramos enseguida como afectó esta inductancia en la estabilidad del transistor, observando como cambiaron los círculos de estabilidad.

Figura No.59. Círculos de estabilidad a la salida (Drain)

Como se puede observar en la gráfica anterior, los círculos de estabilidad incrementaron su tamaño y están dentro de la carta de Smith, garantizando una mayor inestabilidad para el transistor.

82

Figura No.60. Impedancia vista en Drain

Como se puede ver en la gráfica anterior se tiene una impedancia negativa (parte real). Con lo cual se garantiza que a la frecuencia de oscilación determinada el circuito oscilará. A continuación gráficamente sacamos los parámetros S del conjunto transistor – inductancia de inestabilidad.

0.5 1 1.5 2 2.5 3Frequency (GHz)

S11

-1.8

-1.6

-1.4

-1.2

-1

-0.8

-0.6

0

0.04167

0.08333

0.125

0.1667

0.2083

0.252.3 GHz0.1951

2.3 GHz-1.095

Re(S(1,1)) (L)Oscilador C

Im(S(1,1)) (R)Oscilador C

Figura No.61 Parámetro S(1,1)

83

0.5 1 1.5 2 2.5 3Frequency (GHz)

S12

-0.5

-0.4

-0.3

-0.2

-0.1

0

0.1

0

0.0133

0.0267

0.04

0.0533

0.0667

0.08

2.3 GHz0.04084

2.3 GHz-0.161



Figura No.62. Parámetro S(1,2)

0.5 1 1.5 2 2.5 3Frequency (GHz)

S21

1.5

2

2.5

3

-1

-0.67

-0.33

0

2.3 GHz2.13

2.3 GHz-0.5257




0.5 1 1.5 2 2.5 3Frequency (GHz)

S22

0.9

1.2

1.5

-0.4

-0.2

0

2.3 GHz1.1705

2.3 GHz-0.2201




A partir de estas gráficas y de los valores de los parámetros S, podemos obtener

84

el respectivo gamma de entrada Γin. Adicionalmente podemos saber la impedancia vista en el Source (entrada):

0.5 1.5 2.5 3.1Frequency (GHz)

Impedancia en Source

16

16.5

17

17.5

18

-100

-50

0

50

100

2.3 GHz17.01

2.3 GHz54.31Re(Z(1,1)) (L)

Oscilador C

Im(Z(1,1)) (R)Oscilador C

Figura No.65. Impedancia en Source (Entrada)

Como podemos ver la impedancia tiene una parte real de 17.01 Ω y una parte imaginaria de 54.31, es decir que Zin = 17.01 + j(54.31), entonces de la forma:

Zin = Rin + jXin

Rin = 17.01 Ω y Xin = 54.31

Y a partir de este se puede calcular el circuito tanque o resonante, la cual por medio de fórmulas empíricas se puede saber su valor.

85 3

)()()(

OinL

OinOL

RR

XXω

ωω

=

−=

entonces Ω=

Ω==

−=−=

67.5301.17

3

31.54

inL

inL

RR

XX

Ahora esta impedancia ZL = 5.67 – j(54.31), se implementa por medio de “Single Stubs”, esto corresponde a una inductancia y un “stub” en abierto. A continuación se implementa el diseño en el Microwave Office, quedando un esquemático de la siguiente forma:

Figura No.66. Implementación en Microwave Office del oscilador

86

Al implementar oscilador, estos tiene que ser simulados con una punta especial de prueba para osciladores llamada OSCAPROBE. Esta herramienta tiene varios parámetros como los son:

• La frecuencia de inicio • Frecuencia de parada • Pasos de frecuencia • Pasos de Voltaje

Y a continuación empieza el respectivo análisis para la solución de las ecuaciones del oscilador.

Figura No.67. Espectro de potencia y frecuencia de oscilación

Como podemos ver en la gráfica, se tiene una frecuencia de 2.3 GHz con una potencia en el primer armónico de 2.97 mW.

87

Figura No.68. Formas de onda de la corriente para el oscilador.

Como podemos ver la forma de onda de corriente rosada, es la que pasa por el circuito resonante o tanque, esta un poco deformada debido al aporte o influencia de la 3° y demás armónicas impares. En cambio la forma de onda de la corriente que entrega la fuente (azul) está bastante senosoidal. De todas maneras el circuito del oscilador fue optimizado para obtener mejor respuesta, haciendo más selectivo el circuito resonante para tratar de obtener la máxima potencia de la 1° armónica, y tratando de que las otras armónicas impares no interfirieran.

88

Figura No. 69. Arte de impreso o “Layout” del oscilador

De igual forma como en los casos anteriores de los diseños de los circuitos activos, se tiene desacople de fuentes y bobinas de “choke”, para evitar que la señal de alta frecuencia se introduzca en la red de polarización. Podemos ver también la polarización a través de un recurso que nos ofrece Microwave Office, llamado las anotaciones.

Figura No.70. Polarización del FET para el oscilador

89

4.2.4 4° circuito: oscilador controlado por voltaje (VCO) Para el diseño de este circuito se utilizo un transistor BJT NPN NE68519 cuyo fabricante es NEC. De igual forma se utilizaron los parámetros no lineales (TOM). Este diseño de VCO Colpitts esta diseñado para que funcione en un rango de frecuencias de 1 GHz hasta 2 GHz aproximadamente. La teoría de operación de este circuito es la misma que para un oscilador, un circuito activo y un circuito tanque – resonante. Con la única diferencia es que este circuito tanque tiene que ser variable, para que de esta forma varíe la frecuencia de operación del oscilador. Para este fin se utilizaron dos varactores, MMB 3102LT1 cuyo fabricante es ON Semiconductor, los cuales son diodos que polarizados inversamente colocan en sus terminales una capacitancia. Esta capacitancia varía inversamente al voltaje aplicado sobre el varactor.

Figura No.71 Implementación del oscilador controlado por voltaje

90

Como podemos observar se encuentra el elemento activo no lineal (NE 68519) acompañado por su red de polarización. Y en la base del transistor se tiene el circuito resonante que consiste en una bobina y un par de varactores enfrentados, esto con el fin de obtener valores de capacitancias más bajos a altos voltajes,

mientras que se maneja el voltaje de control sobre un solo varactor. De igual forma se tienen dos condensadores de retroalimentación que consisten en capacitancias de valores de 1.62 pF y 1 pF respectivamente. Los varactores a su vez tienen un modelo no lineal, el cual se implemento en el Microwave Office, teniendo en cuenta las capacitancias, inductancia parásitas y las respectivas pérdidas.

Figura No. 72. Modelo no lineal de los varactores implementado en el

simulador Cómo ya habíamos mencionado el transistor NE 68519 fue utilizado por garantizar el ancho de banda requerido y se utilizaron sus respectivas características no lineales (modelo TOM)

! SPICE orders the nodes of active devices as Drain Gate Source. ! The AWR convention is Gate Drain Source. The translator has reordered ! the nodes for active device elements (B, J, M and Q). The user should ! verify the node order for subcircuits representing active devices. ! ! Polynomial controlled sources have been decomposed to linear devices

91 ! when possible. The user should verify the use of these devices.

! ! * Part: 2SC5010/NE68519 *** ! * Type: BJT *** ! * Version: Ver.1.1 *** ! * Date: 1998/09/22 *** ! * Create: NECxxxxx *** DIM TEMP C FREQ HZ RES OH COND /OH IND H CAP F LNG M TIME SEC ANG DEG VOL V CUR A PWR DBM CKT CAP 2 5 ID=Ccb C=4e-014 CAP 2 6 ID=Cce C=1.2e-013 CAP 7 9 ID=Cbe C=5e-015 CAP 1 2 ID=Cb C=1.8e-013 CAP 2 3 ID=Ce C=1.8e-013 IND 5 7 ID=Lb L=1.25e-009 IND 2 8 ID=Lc L=3.9e-010 IND 6 9 ID=Le L=7.9e-010 IND 1 5 ID=Lb2 L=4e-012 IND 3 6 ID=Le2 L=4e-012 GBJT 1 2 3 0 ID=Qnpn IS=1.86e-016 BF=250 NF=1 VAF=45 & IKF=0.238 BR=19.9 NR=0.99 VAR=1.64 IKR=0.0047 & ISE=1.24e-018 NE=1.12 ISC=1.28e-018 NC=1.13 RB=5.5 & IRB=0.00144 RBM=2 RE=0.9 RC=5 CJE=3.68e-013 VJE=1.75 & MJE=0.77 CJC=2.36e-013 VJC=0.636 MJC=0.36 XCJC=1 & CJS=0 VJS=0.75 MJS=0 FC=0.5 TF=8e-012 XTF=0.746 & VTF=0.05 ITF=5e-006 TR=0 PTF=15 EG=1.11 XTI=3 & XTB=0 DEF3P 7 8 9 q2SC5010_v11

Figura No.73 Archivo TOM para el transistor NE 68519

92

Entonces tenemos los respectivos modelos no lineales del transistor y de los varactores. Y por medio del voltaje de control, el cual variara desde 0 a 30 voltios, de igual forma variara la capacitancia de los varactores causando esto un corrimiento del oscilador en frecuencia. Mientras que la fuente de alimentación primaria tiene un voltaje fijo a 5 voltios. Al implementar el circuito con los modelos no lineales en el simulador, tenemos una respuesta de la siguiente forma:

Figura No.74. Respuesta en frecuencia del VCO a través del voltaje de control

La salida del circuito se hace a través de un condensador de desacople en el emisor del transistor y sobre una de las resistencias de polarización. De igual forma se tiene una capacitancia de 560 pF que sirve de desacople entre la etapa de amplificación (circuito activo) y la etapa o circuito resonante. Por último tenemos el arte de impresión o “Layout” del oscilador controlado por voltaje:

93

94

Figura No.75. Arte del impreso o “layout” del VCO

5. ANÁLISIS DE RESULTADOS

Esta etapa es quizás la mas importante de todo el proyecto, ya que en esta finalmente se podrá saber si la teoría aplicada y este proceso de construcción de los circuitos de radio frecuencia es aplicable para seguir desarrollándolo. Para el ensamblaje y preparación de los circuitos se contó con el apoyo invaluable del laboratorio de la facultad de ingeniería, ya que el proceso de soldadura de estos componentes de montaje superficial requiere de una experiencia y práctica de la cual personalmente carecemos. La medición de cada uno de los circuitos fue realizada en el laboratorio de transmisión de la facultad, teniendo a disposición los instrumentos necesarios para las medidas a tomar, por ejemplo el analizador de redes Hewlett-Packard 8714ES y el analizador Marconi Instruments 2393. Así como las fuentes de voltaje necesitadas. El proceso de medición con el analizador Hewlett-Packard 8714ES requiere de una calibración previa a la medida, ubicando los extremos en frecuencia que barrerá el dispositivo, siendo estos los mismos sobre los que se han simulado los circuitos. Esta calibración es necesaria para lograr una medición más precisa. El kit de calibración esta disponible en el laboratorio y el proceso es bastante sencillo. Simplemente el equipo solicita la conexión de partes estándar en sus terminales, sea un corto, un abierto o una carga, y a esas frecuencias limites ya mencionadas, el analizador se calibra a si mismo. Es importante recalcar la necesidad de fijar y asegurar firmemente los conectores, para reducir la posibilidad de ruido externo afectando la medida. A continuación se exponen los resultados obtenidos, exportados directamente del analizador bajo la supervisión del Ingeniero Adolfo Recio. Los archivos fueron modificado levemente para su representación gráfica utilizando el programa Matlab 7, y la integridad de los vectores que fueron graficados es demostrable.

95

5.1 Circuitos pasivos. 5.1.1 1° Circuito: Híbrido de cuadratura En la gráfica se pueden apreciar los resultados obtenidos del analizador. En la siguiente gráfica se aprecia en detalle el resultado de la simulación en ese mismo rango de frecuencias.

1400 1500 1600 1700 1800 1900 2000 2100 2200-5

-4.5

-4

-3.5

-3

-2.5

-2Circuito Híbrido S21 y S41 dB

Frecuencia(MHz)

dB

S21

S41

Figura No.76. S21 y S41 del híbrido. Resultados medidos.

1400 1600 1800 2000 2200Frequency (MHz)

HQ 180 Perdidas por Insercion

-5

-4

-3

-2

1701.6 MHz-3.026 dB



Y la gráfica detallada del simulador:

Figura No.77. S21 y S41 del híbrido. Resultados simulados.

96 La forma de onda es similar, y el corte donde se determinan los 3 dB de

caída se ubican aproximadamente en el mismo lugar. Las gráficas superpuestas quedan de la siguiente manera:

1400 1500 1600 1700 1800 1900 2000 2100 2200-5

-4.5

-4

-3.5

-3

-2.5

-2S21 y S41 comparados

dB

Frecuencia(MHz)

S21 simulado

S41 simulado

S21 medido

S41 medido

Figura 78. Comparación de resultados.

97

98

La siguiente gráfica muestra el rechazo a reflexiones que tiene el circuito:

1400 1500 1600 1700 1800 1900 2000 2100 2200-45

-40

-35

-30

-25

-20

-15

-10Circuito Híbrido S11 y S31 dB

Frecuencia(MHz)

dB

S11

S31

Figura 79. Pérdidas de retorno. Resultados medidos.

Y la simulación realizada:

1400 1600 1800 2000 2200Frequency (MHz)

HQ 180 Perdidas por Retorno

-60

-50

-40

-30

-20

-101400 MHz-14.69 dB

1400 MHz-17.4 dB



Figura 80. Pérdidas de retorno. Simulación.

De nuevo los resultados son satisfactorios, teniendo en cuenta la simulación y los resultados esperados.

99

1400 1500 1600 1700 1800 1900 2000 2100 2200-60

-55

-50

-45

-40

-35

-30

-25

-20

-15

-10

F rec uenc ia(M Hz )

dB

S 11 y S 31 c om parados

S 11 s im ulado

S 31 s im ulado

S 11 m edido

S 31 m edido

Figura 81. Resultados comparados. Por último tenemos la gráfica del comportamiento de la fase entre los puertos de salida, de igual manera medidos y simulados. En este caso si se aprecia diferencia en la medición realizada y el resultado esperado, visible en la frecuencia en la cual ocurre el salto abrupto en fase. Este margen de error es atribuible a la respuesta en frecuencia de las extensiones para la medición que inducen sobre el circuito, alterando el resultado final. Aunque estas extensiones no inducen en ningún otro parámetro, alteran completamente la longitud eléctrica del circuito en mención, siendo la fase la afectada.

1400 1500 1600 1700 1800 1900 2000 2100 2200-200

-150

-100

-50

0

50

100

150

200

Gra

dos

Frecuencia(MHz)

Desfase entre puertos de salida Figura 82. Desfase entre los puertos de salida. Medidos.

1400 1600 1800 2000 2200Frequency (MHz)

Desfase entre puertos de salida

-200

-100

0

100

200

1400 MHz57.1 Deg

Ang(S(2,4)) (Deg)cuadratura180

Y el resultado que se esperaba según el simulador es el siguiente: Figura 83. Desfase entre puertos de salida. Simulación.

100

Como reseña final, se aprecia que en general los resultados obtenidos fueron muy cercanos a los esperados, a excepción del omnipresente ruido y de las condiciones de medida, parámetros que no fueron tenidos en cuenta en la

simulación porque no se consideraron necesarios, estando en lo correcto en este sentido, dada la similitud de los resultados obtenidos y los que se produjeron en la etapa de simulación. 5.1.2 2° Circuito Filtro de líneas acopladas: Para este circuito como el rango de frecuencia es diferente al anterior, es necesario recalibrar el instrumento con el procedimiento ya descrito anteriormente. Las gráficas correspondientes a éste circuito son las siguientes:

0 500 1000 1500 2000 2500 3000-120

-100

-80

-60

-40

-20

0Pérdidas por inserción

Frecuencia(MHz)

dB

Figura 84. Pérdidas por inserción. Resultados medidos. Y a modo de comparación se tiene la gráfica simulada del mismo parámetro.

101

0.3 1.3 2.3 3Frequency (GHz)

FPB Perdidas por Insercion

-120

-90

-60

-30

0

1.874 GHz-3.084 dB

2.104 GHz-3.087 dB


Figura 85. Pérdidas por inserción. Resultados simulados. Las gráficas son muy similares teniendo en cuenta que las diferencias son en niveles de rechazo, donde de todas maneras no tiene importancia el paso de la señal. La calidad del filtro es aceptable, sabiendo que la banda de paso es prácticamente igual a la que genera el Microwave Office con un error de unos pocos MHz. La gráfica superpuesta sigue a continuación:

102 Figura 86. S21 comparado.

0 500 1000 1500 2000 2500 3000-120

-100

-80

-60

-40

-20

0S 21 com parado

dB

F recuenc ia(M Hz)

S 21 m edido

S 21 s im ulado

103

0 500 1000 1500 2000 2500 3000

-1


FPB Perdidas por Retorno

-30

-20

-10

0

1.871 GHz-3.099 dB

2.107 GHz-3.045 dB


Figura 87. Pérdidas por retorno. Resultados medidos. Los resultados simulados son: Figura 88. Pérdidas por retorno. Simulación.

-25

-20

5-1

0

-5

0

Frecuenc ia(M Hz)

dB

Pérdidas por retorno

0 500 1000 1500 2000 2500 3000

-1

104

Figura 89. Pérdidas por retorno comparadas. En este gráfico se ve que el ancho de banda del circuito medido permite menor reflexión que el simulado, ya que la caída de 3 dB está antes de 1500 MHz a diferencia del simulado. Igual que el caso anterior, no se tiene problema, ya que la diferencia esta en la banda de rechazo. Si bien es cierto que el ancho de banda es mayor que el esperado, se logro el objetivo de permitir el paso de señales de 2 GHz y de bloquear señales de aproximadamente 1800 MHz como se ve en la gráfica de la pérdida de inserción. 5.1.3 3° Circuito: Filtro de Banda ancha. Para este circuito se espera un rechazo a señales de 2 GHz con un ancho de banda para este rechazo de 1600 MHz. Las gráficas son las siguientes.

-30

-25

-20

5-1

0

-5

0

Frec uenc ia(M Hz )

dB

S 11 c om parado

S 11 m edido

S 11 s im ulado

105

1000 1200 1400 1600 1800 2000 2200 2400 2600 2800-70

-60

-50

-40

-30

-20

-10

0 X: 2715Y : -3.892

X: 1202Y : -3.672

Figura 90. Pérdidas por inserción. Resultados medidos.

Frecuencia(MHz)

dB

F iltro Rechazabanda a 2 GHz

1 1.5 2 2.5 2.8Frequency (GHz)

FRB Perdidas por Insercion

-120

-100

-80

-60

-40

-20

0

1.2186 GHz-3.6496 dB

2.7672 GHz-3.167 dB


El resultado obtenido en la simulación es bastante similar al que se logró medir en el analizador. Figura 91. Pérdidas por inserción. Simulados en MWO.

106

1000 1200 1400 1600 1800 2000 2200 2400 2600 2800-120

-100

-80

-60

-40

-20

0S12 comparado

Frecuencia(MHz)

S12 medido

S12 s imulado dB

Figura 92. Comparación de resultados. El resultado obtenido es bastante similar al simulado y al esperado, teniendo en cuenta las obvias diferencias por el ruido presente en el ambiente de medida. El rechazo a ondas reflejadas se muestra a continuación.

1000 1200 1400 1600 1800 2000 2200 2400 2600 2800-6

-5

-4

-3

-2

-1

0

1

X: 1202Y : -3.172

Frecuenc ia(M Hz)

dB

F iltro Rechazabanda a 2 GHz S 11

X: 2647Y : -3.187

Figura 93. Pérdidas por retorno. Resultados medidos.

107

Y la simulación arrojó el siguiente resultado:

1 1.5 2 2.5 2.8Frequency (GHz)

FRB Perdidas por Retorno

-12

-9

-6

-3

0

1.1927 GHz-3.248 dB

2.7553 GHz-3.0875 dB


Figura 94. Pérdidas por retorno. Simulados.

1000 1200 1400 1600 1800 2000 2200 2400 2600 2800-10

-8

-6

-4

-2

0

2

Frecuencia(MHz)

dB

S11 comparado

S11 medido

S11 simulado

Figura 95. Comparación de S11. Al comparar las gráficas obtenidas con las simuladas y los resultados que

108

se esperaban, se puede inferir que el circuito cumplió con las expectativas que se tenían, demostrando la utilidad del método empleado y del simulador. 5.1.4 4° Circuito: Filtro de impedancias altas y bajas. Para la simulación de este filtro se acudió a la herramienta de análisis electromagnético del MWO, siendo ésta una poderosa ayuda para el análisis de circuitos pasivos con una geometría conocida. Partiendo de la geometría que fue calculada, se procede a reproducirla sobre una capa que equivale en características a la microcinta utilizada. Se presentan a continuación los resultados obtenidos junto con los simulados y su respectiva comparación.

0 500 1000 1500 2000 2500 3000-25

-20

-15

-10

-5

0Stepped Z S21

Frecuencia(MHz)

X: 1695Y: -3.032

dB

Figura 96. Pérdidas por inserción. Medición.


Perdidas por insercion

-25

-20

-15

-10

-5

0

1.579 GHz-3.089 dB


Figura 97. Pérdidas por inserción. Resultados del MWO.

0 500 1000 1500 2000 2500 3000-25

-20

-15

-10

-5

0S 21 com parado

dB

F recuenc ia(M Hz)

S 21 m edido

S 21 s im ulado

Figura 98. Comparación de pérdidas por inserción.

109

110

En las gráficas anteriores se aprecia el ruido en la función de transferencia que se midió con el analizador, siendo esta característica común para todos los circuitos. También se ve de manera satisfactoria la similitud en las formas de onda. La onda reflejada tuvo la siguiente función de transferencia.

0 500 1000 1500 2000 2500 3000-70

-60

-50

-40

-30

-20

-10

0

10

X: 1725Y: -3.011

Frecuencia(MHz)

dB

Stepped Z S11 Figura 99. Pérdidas por retorno. Medidas en el analizador. Y el resultado esperado basados en la simulación electromagnética es el siguiente:

111


Perdidas por retorno

-25

-20

-15

-10

-5

0

1.581 GHz-3.074 dB


Figura 100. Pérdidas por retorno. Simulación electromagnética.

0

500 1000 1500 2000 2500 3000

-70

-60

-50

-40

-30

-20

-10

0

10

Frec uenc ia(M Hz )

dB

S 11 c om parado

S 11 m edido

S 11 s im ulado

Figura 101. Comparación de gráficas.

En este parámetro se observan algunas diferencias, por ejemplo la caída de 3 dB esta desfasada en la medición unos 50 MHz con respecto a la simulación. También se ve que por otro lado la simulación presenta una caída mas pronunciada, de manera que si la señal de entrada tiene componentes de baja frecuencia, esta señal no se verá reflejada, por lo que se concluye que el filtro cumple su objetivo. 5.2 Circuitos activos 5.2.1 Amplificador pequeña señal Para el amplificador de pequeña señal, se calculó una ganancia de 15 dB a 2 GHz. Los resultados obtenidos fueron los siguientes:

0 500 1000 1500 2000 2500-25

-20

-15

-10

-5

0

5

10

15

Frecuencia(MHz)

dB

S21 medido Figura 102. S21 medido.

112

113

600 1100 1600 2100 2300Frequency (MHz)

Ganancia amplificador total AC

12

13

14

15

16

17

2068 MHz16.101 dB


La simulación fue la siguiente:

Figura 103. S21 simulado. 20

0 500 1000 1500 2000 2500

15

-25

-20

-15

-10

-5

0

5

10

S21 comparado

dB

Frecuencia(MHz)

S21 medido

S21 simulado

Figura 104. Comparación de medidas y simulación. Analizando las gráficas obtenidas se observa diferencia entre la simulación y el resultado medido. Se aprecia que la ganancia máxima se obtiene alrededor de 1700 MHz cuando se esperaba en el orden de 2 GHz. En la simulación el amplificador no es del todo discerniente entre frecuencias inferiores a 2 GHz y la que se esperaba, lo que genera una utilización de energía que se cree que afectó el cálculo de la frecuencia de trabajo. La ganancia máxima del amplificador resultó ser de 15 dB, a una frecuencia de 1700 MHz, lo que hace satisfactorio el resultado final. 5.2.2 Amplificador banda ancha. Para el amplificador de banda ancha se esperó obtener una ganancia de 15 dB con un ancho de banda de 1 GHz, desde 400 MHz hasta 1,4 GHz. El resultado fue el siguiente:

0 500 1000 1500 2000 2500 3000-20

-15

-10

-5

0

5

10

15

20S21 comparado

Frecuencia(MHz)

dB

S21 medido

S21 simulado

Figura 105. S21 comparado. El nivel de amplificación no fue cercano al esperado, y no se cumplieron las expectativas de ancho de banda o de ganancia. El rechazo a reflexiones del circuito fue el siguiente:

114

115

0 500 1000 1500 2000 2500 3000-45

-40

-35

-30

-25

-20

-15

-10

-5

0

5

Frecuenc ia(M Hz)

dB

S 11 com parado

S 11 m edido

S 11 s im ulado Figura 106. Pérdidas de retorno. Comparación. El rechazo a reflexiones del circuito es aceptable teniendo en cuenta el problema que se obtuvo en el parámetro de ganancia. 5.2.3 Oscilador.

0 4 8 11.58Frequency (GHz)

Espectro

0

1

2

3

p1

2.317 GHz2.97 mW

|Pharm(PORT_1)|[*] (mW)Definitivo

p1: FREQ = 1 GHz

Para el oscilador el resultado de la simulación fue el siguiente: Figura 107. Espectro del oscilador. Simulación.

Figura 108. Espectro del oscilador. Medida tomada.

En el análisis de la medida que resultó del oscilador, se tiene que la frecuencia fundamental de oscilación está en 1,6 GHz como se aprecia en la gráfica. Esta diferencia de 700 MHz respecto a la frecuencia esperada, es atribuible a los cambios de fase que se dan en el circuito por las pequeñas variaciones en el circuito construido y el diseñado. También es posible que este resultado haya sido debido a la falta de calibración del analizador utilizado, ya que se intentó medir el espectro de potencia en un analizador calibrado con frecuencia máxima de 2 GHz y no fue posible obtenerla. La potencia de salida es de 6 dBm en la fundamental, y las armónicas también tienen un aporte importante a la potencia total del circuito, claro que si el efecto no es deseado se puede incluir un filtro a la salida. La potencia obtenida fue de 4 mW llegando a un nivel aceptable. La distorsión que se toma dividiendo la potencia fundamental sobre la total es del 17%.

116

Figura 109. Potencia total del oscilador. Aunque la frecuencia de oscilación no fue igual a la esperada, se tiene un resultado satisfactorio, ya que se logró la oscilación con la topología utilizada, con una potencia aceptable. 5.2.4 Oscilador controlado por voltaje.

117

Para el oscilador controlado por voltaje (“Voltage controlled oscillator”, VCO) el resultado de la simulación no fue satisfactorio, ya que el modelo de varactor utilizado por el MWO no tenia suficientes puntos como para generar

una oscilación que modificara su frecuencia en más de 70 MHz por lo que se desistió de tomar ese resultado como referencia. El VCO tuvo el siguiente comportamiento:

118

Figura 110. Linealidad del VCO.

Frecuencia vs Voltaje

600

700

800

900

1000

1100

1200

0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20 22,5 26,3

Voltaje (V)

Frec

uenc

ia (M

Hz)

Voltios (V) Frecuencia (MHz)

0 651 2 681

14 715 6 740 8 808

10 855 12 970 14 1029 16 1042 18 1051 20 1063

22,5 1076 26,3 1093

Tabla No.11. Linealidad del VCO.

Durante la primera parte del barrido en voltaje, la frecuencia mantuvo una tendencia aproximadamente lineal, hasta llegar a 14 voltios a partir de ese punto se observa una reducción en el incremento de la frecuencia lo que acaba con la linealidad del circuito.

En términos de potencia, el comportamiento fue el siguiente:

Figura 111. Potencia del VCO. La potencia medida en la más baja frecuencia fue de casi 9 mW, lo que resulta en un nivel bastante aceptable de oscilación y potencia.

119

6. CONCLUSIONES

Los circuitos desarrollados cumplen a cabalidad con la función de explicar el proceso de construcción de circuitos de radiofrecuencia. Cumpliéndose uno de los objetivos del proyecto. El hecho de que este proceso sea llamativo y fuera de lo común del proceso de aprendizaje de la carrera contribuye a que éste sea de interés para las futuras generaciones que pretendan continuarlo. El trabajo de grado tuvo un amplio grado de libertad, necesario debido a la imposibilidad de obtener inmediatamente los elementos de construcción de circuitos. Por esta razón es importante asegurar la precisión en las características de los componentes, siendo esta garantizada por el fabricante y demostrada en el desarrollo de este proyecto. Si se tuviese la idea de un proyecto mas especifico que constara de un sistema autónomo de radiofrecuencia totalmente construido en la universidad, pues las especificaciones si serán las que el diseñador necesite y no las que tenga a la mano como fue nuestro caso. El objetivo general del proyecto fue cumplido a cabalidad, se diseñaron, simularon y construyeron los circuitos, lo que nos permitió obtener experiencia en este tipo de tareas. Aunque en algunos de los circuitos se contaba con una topología preestablecida, el diseño de estos depende directamente de los componentes sobre los cuales se este diseñando. Los conocimientos aprendidos en la electiva de circuitos de RF se aplicaron en todos los diseños, siendo de vital importancia para el eventual funcionamiento de los circuitos. Cada uno de los diseños pasó por la etapa de simulación tomando como base el programa Microwave Office, que en la mayoría de los casos, sobre todo en los circuitos pasivos, tuvo un desempeño sobresaliente, con lo que los resultados esperados tienen dos fuentes, el diseño y la simulación, así como se facilita encontrar posibles errores en el diseño. El análisis de los circuitos en los analizadores de redes fue el punto de culminación del trabajo. Aunque no se tuvieron en cuenta trucos de diseño de carácter físico debido al interés demostrativo de los circuitos, el resultado de las medidas fue en la mayoría de las ocasiones igual al diseñado y simulado. En los casos en los que se presento incongruencia o bien ésta era insignificante respecto al desempeño en el punto de interés, o se debió a errores de diseño o topología.

120

La propagación que el proyecto tenga ayudará a cumplir con el objetivo de generar una atmósfera de confianza respecto al área de radiofrecuencia en el cuerpo estudiantil. Siendo posible la continuidad de este proyecto quizás con circuitos que sean utilizados de manera asidua en el laboratorio o con fines comerciales. La utilización de los circuitos construidos en el laboratorio dependerá en parte del apoyo de los monitores tanto como del coordinador del área, o del instructor de la electiva, y servirán como una aproximación al diseño en microcinta.

121

BIBLIOGRAFÍA Y FUENTES DE INFORMACIÓN

1. Microwave Transistors Amplifiers, Guillermo Gonzalez, Prentice Hall. 2. Microwave and RF System Design, David M. Pozar, John Wiley. 3. Microwave Engineering, David M. Pozar, John Wiley. 4. VENDELIN, G., PAVIO, A., and ROHDE, U., Microwave Circuit Design Using

Linear and Nonlinear Techniques, j. Wiley, 1990, pg. 37-44. 5. RIZZI, Peter. Microwave Engineering: Passive Circuits, Prentice Hall.1988. 6. GUPTA, K.C. Microstrip lines and Slotlines. Artech House.1996. 7. BOWICK, Chris. RF Circuit Design. Newnes.1982. 8. VIZMULLER, Peter. RF Design Guide. Artech House.1995. 9. Página de Internet de Taconic Advanced Dielectric Division. www.taconic-

add.com. 10. Nota de aplicación AN 82901-1. California Eastern Laboratories.

www.cel.com. 11. Nota de aplicación Alpha. APN 1006

122



http://www.cel.com/

ANEXOS ANEXO 1 PRÁCTICA DE MWO Elaborado por Alvaro José González Acople con elementos concentrados. Diseñe un acople para la carga que se muestra a continuación (fig1) con dos elementos, condensador o bobina, o ambos, a una frecuencia de f=1GHz y para un generador con impedancia de salida de 50Ω (recuerde las zonas prohibidas en la Carta de Smith).

fig1 ¿Z1 es un condensador o una bobina?¿De qué valor? ¿Z2 es un condensador o una bobina?¿De qué valor? Ahora miraremos nuestra carga en la carta de Smith del MWO. Para eso, abra MWO. Abra un nuevo proyecto: File: New Project Abra una cuadrícula nueva para poner allí sus componentes: Project: Add Schematic: New Schematic. Asígnele un nombre a su esquemático. Especifique la pestaña Elem (Elements), que se encuentra en la parte inferior izquierda de la ventana del MWO. Allí encontrará todos los elementos del programa, como coaxiales, condensadores, bobinas, resistencias, puertos, generadores, microcintas, etc.

123

Especifique la opción Lumped Elements, allí encontrará todos los elementos concentrados del MO. Construya entonces su carga de 30-j50 (tal como en PSpice) teniendo en cuenta la frecuencia de trabajo que es de 1GHz. En la segunda barra horizontal de arriba de la ventana del MO encontrará elementos comúnmente usados como la tierra (gnd) y el generador con 50Ω de salida (port). Utilícelos en su proyecto. Su dibujo debió quedarle de la siguiente manera:

CAP

C=ID=

3.1831 pFC1

RES

R=ID=

30 OhmR1

PORT

Z=P=1 50 Ohm

fig2 Para mirar nuestra carga en la carta de Smith, debemos primero asignarle una frecuencia de trabajo a nuestro proyecto (o un rango de frecuencias). Para eso, especifique la pestaña Proj en la parte inferior izquierda de la ventana del MO y haga doble clic en Project Frequency. Dígale que queremos trabajar a una frecuencia puntual (Single Point) de 1GHz. No olvide oprimir el botón de Apply, y luego OK. Para incluir la carta de Smith, vaya al menú de Project en la primera barra horizontal de arriba de la ventana del MO. Siga la ruta: Add Graph: Smith Chart: OK. Si desea, puede ponerle un título a su gráfica. En este momento debe estar viendo ya la Carta de Smith.

124

Posteriormente debe indicar qué medida quiere apreciar en la Carta de Smith. Para esto, vuelva al menú Project y siga ahora la ruta: Add Measurement: OK. Se dará cuenta que, por defecto, la medida que vamos a hacer es la del S11 de los parámetros del puerto. ¿Es éste parámetro el que nos interesa conocer? ¿Por

qué? Para simular, oprimimos el rayito amarillo que se encuentra en la segunda barra horizontal. Debemos ver una gráfica como la siguiente (fig3):

0 1.0

1.0

-1.0

10.0

10.0

-10.0

5.0

5.0

-5.0

2.0

2.0

-2.0

3.0

3.0

-3.0

4.0

4.0

-4.0

0.2

0.2

-0.2

0.4

0.4

-0.4

0.6

0.6

-0.6

0.8

0.8

-0.8

Carga de 30_j50Swp Max

1GHz

Swp Min1GHz

S[1,1]Circuitos de RF

fig3 ¿Es la simulación que estábamos esperando? Si no queremos trabajar a una sola frecuencia, pero si en un rango de frecuencias, podemos asignar el rango. Ya sabemos cómo y dónde. Si, por ejemplo, asignamos el rango de 0.9GHz a 1.1GHz, con pasos (step) de 0.004GHz, y simulamos nuevamente, debemos ver lo siguiente:

125

0 1.0

1.0

-1.0

10.0

10.0

-10.0

5.0

5.0

-5.0

2.0

2.0

-2.0

3.0

3.0

-3.0

4.0

4.0

-4.0

0.2

0.2

-0.2

0.4

0.4

-0.4

0.6

0.6

-0.6

0.8

0.8

-0.8

Carga de 30_j50Swp Max

1.1GHz

Swp Min0.9GHz


fig4 ¿Qué muestra la fig4? Volvamos a trabajar a una frecuencia puntual de 1GHz. Ahora incluyamos en nuestro circuito el acople que calculamos. El esquemático es ahora alguno de los dos siguientes (si hizo bien el cálculo):

CAP

C=ID=

3.1831 pFC1

RES

R=ID=

30 OhmR1

IND

L=ID=

31.831 nHL1

IND

L=ID=

8.753 nHL2

PORT

Z=P=50 Ohm1

fig5

126

CAP

C=ID=

3.1831 pFC1

RES

R=ID=

30 OhmR1

IND

L=ID=

6.366 nHL1

CAP

C=ID=

2.893 pFC2 PORT

P=1 Z=50 Ohm

fig6 Si simulamos nuestro nuevo circuito, ya con el acople, usando nuevamente el rayito, obtenemos la siguiente gráfica:

0 1.0

1.0

-1.0

10.0

10.0

-10.0

5.0

5.0

-5.0

2.0

2.0

-2.0

3.0

3.0

-3.0

4.0

4.0

-4.0

0.2

0.2

-0.2

0.4

0.4

-0.4

0.6

0.6

-0.6

0.8

0.8

-0.8

AcopleSwp Max

1GHz

Swp Min1GHz


fig7 ¿Hemos construido un buen acople? Para perfeccionar nuestro acople, podemos sintonizar (galletear) los valores de nuestros componentes, o podemos optimizar.

127

Sintonicemos primero: Especifique la pestaña de Var en la parte inferior izquierda de la ventana del MO. En la parte superior (arriba de las pestañas) le aparece el nombre de su proyecto. Dele click. Así le aparecen relacionadas en un cuadro todas las variables de su proyecto, de acuerdo al nombre que tienen en el esquemático. Cualquiera de esas variables puede ser sintonizada por usted. Para eso, decida cuál (o cuáles) variables desea mover. Lo lógico es que mueva el valor de los componentes con los que quiere acoplar, y no los de su carga. Para especificar su decisión, oprima sobre la letra T (de Tune) a la izquierda de cada una de las variables que desea sintonizar, en el cuadro anteriormente nombrado. Ahora haga clic sobre el ícono de la segunda barra horizontal que corresponde a una perilla, y que se llama Tune. Así le aparece una pequeña ventana en la que puede mover las variables que desea, y simultáneamente apreciar en la carta de Smith los valores que toma el coeficiente de reflexión. Si está variando el valor de un condensador, ¿Cómo es la trayectoria que describe el coeficiente de reflexión? ¿Debería ser así? ¿Y si está variando el valor de una bobina? Optimicemos ahora. Para apreciar el poder de MO en la optimización, deje el coeficiente de reflexión alejado del centro de la Carta de Smith. Para optimizar, en el cuadro de las variables debe indicar qué variables desea optimizar, haciendo click encima de la letra O (Optimize) a la izquierda de su variable de elección. Luego vaya al menú de Project (barra horizontal de arriba), y siga la ruta: Add Opt Goal...; Le aparece una ventana en la que usted debe especificar cuál es su meta de optimización. Recuerde que cuando acoplamos buscamos que la magnitud del coeficiente de reflexión se haga cero (centro de la Carta de Smith). Para decirle a MO lo que queremos lograr, haga click encima del cuadro New/Edit Meas...; la nueva ventana que aparece (Specify measurement for goal) le muestra que se va a optimizar la magnitud de S11. Como eso es exactamente lo que queremos, oprima OK. El MO retorna automáticamente a la ventana de New Optimization Goal. Dígale que usted desea que la meta sea lograda de manera exacta (Meas=Goal) y que la meta es que IS11I=0 (Goal=0). Ahora le puede dar OK.

128

Para terminar con la optimización, vaya al menú de Simulate (primera barra horizontal de arriba) y siga la ruta: Optimize: Gradient Optimization: Start. El programa hace que el coeficiente de reflexión se vaya al centro de la Carta de Smith, variando las variables optimizables. ¿Por qué se escogió como método de optimización el Gradiente? ¿Cuáles son los otros métodos? ¿En qué se diferencian uno de otro? Consulte la ayuda de MO. Hay otra gráfica de gran utilidad que es la rectangular. Ampliemos nuevamente el rango de frecuencias de 0.9GHz a 1.1GHz, con pasos de 0.004GHz. En el Menú de Project, siga la ruta: Add Graph: Rectangular. Dele un nombre a su gráfica, si así lo desea. Adicione la medida que desea ver en su gráfica rectangular, de la misma manera como lo hizo con la Carta de Smith: Project: Add Measurement: OK. Simule con el rayito. Debió obtener una gráfica como la siguiente:

0.9 0.95 1 1.05 1.1Frequency (GHz)

Ancho de Banda

0

0.05

0.1

0.15

0.2

0.25|S[1,1]|Circuitos de RF

fig8 Si en su diseño el coeficiente de reflexión no podía exceder un valor de 0.1, ¿cuál es el ancho de banda de su circuito según la gráfica que acaba de realizar?

129

Acople con Stub Simple, usando coaxial. Vamos ahora a acoplar la misma carga usando stubs con cables coaxiales. Calcule la distancia de los cables, si queremos acoplar con circuito abierto en paralelo, como lo muestra la fig9. Tenga en cuenta que se usarán cables BELDEN RG58A/U, cuyas características (obtenidas de la página de BELDEN) son: Z=50Ω V=66%C Losses [dB/m]@50MHz=0.082 ε=2.3 ¿Cómo calcularía la constante dieléctrica si solamente conociera la velocidad del cable? Si continuamos trabajando a una frecuencia de 1GHz, ¿Cuál es la longitud de onda en el cable?

fig9 Ahora vamos a simular nuestro acople en MO. Borre de su circuito actual las bobinas y condensadores que puso para acoplar en el punto anterior. El cable coaxial que vamos a usar lo encuentra haciendo click en la pestaña Elem, luego especificando Coaxial, y finalmente escogiendo coaxi2. Haciendo doble clic sobre el elemento, una vez lo tenga en su circuito, aparece una ventana en la cual se explican cada una de las propiedades del cable que deben ser ingresadas. Ingréselas de acuerdo a las especificaciones de su cable, dadas anteriormente.

130

Si calculó correctamente las longitudes de los cables, su esquemático debe haberse convertido en uno de los siguientes dos circuitos (fig10 y fig11):

RES

R=ID=

15 OhmR1

COAXI2

F=A=K=L=Z=ID=

0.05 GHz0.0833 2.3 12.375 mm50 CX1

COAXI2

F=A=K=L=Z=ID=

0.05 GHz0.0833 2.3 64.625 mm50 CX2

CAP

C=ID=

3.1831 pFC1

PORT

Z=P=501 Ohm

fig10

RES

R=ID=

15 OhmR1

COAXI2

F=A=K=L=Z=ID=

0.05 GHz0.0833 2.3 42.9 mm50 CX1

COAXI2

F=A=K=L=Z=ID=

0.05 GHz0.0833 2.3 34.375 mm50 CX2

CAP

C=ID=

3.1831 pFC1

PORT

Z=P=1 50 Ohm

fig11 Si usted simula el circuito de la fig10 con el rayito, recordando definir nuevamente una frecuencia puntual de 1GHz, obtiene la siguiente Carta de Smith:

131

0 1.0

1.0

-1.0

10.0

10.0

-10.0

5.0

5.0

-5.0

2.0

2.0

-2.0

3.0

3.0

-3.0

4.0

4.0

-4.0

0.2

0.2

-0.2

0.4

0.4

-0.4

0.6

0.6

-0.6

0.8

0.8

-0.8

Acople con CoaxialesSwp Max

1GHz

Swp Min1GHz


fig12 Ahora usted puede optimizar las longitudes de sus cables para obtener un coeficiente de reflexión de magnitud cero. ¿Cuál debe ser la distancia de los cables? Acople con Stub Simple, usando Microcinta Vamos a hacer exactamente lo mismo que en el punto anterior, pero usando microcintas (microstrips). Lo primero que aprenderemos a usar es el Transmission Line Calculator. Es una herramienta que nos brinda MO para calcular el ancho y la longitud que debe tener una línea de cobre (o de cualquier impreso) dadas su longitud eléctrica y su impedancia, o para calcular la impedancia y longitud eléctrica de una cinta de impreso dadas sus cualidades físicas como ancho del substrato, ancho del cobre (o impreso), longitud eléctrica, entre otros. Para abrir dicha ventana, desplegamos el menú Window (en la primera barra horizontal), y vamos a TX Line. Se abre una ventana que muestra, en pestañas horizontales, diferentes técnicas para la fabricación de circuitos impresos de RF. Nosotros escogemos la pestaña de Microstrip. Lo que vamos a hacer es hallar el ancho y el largo del cobre de 1λ (Longitud Eléctrica=360 grados→¿Por qué?). Ingresamos entonces los siguientes valores (estándar) al TX Line Calculator:

132

Height(H)=1,57mm Thickness(T)=0,001mm5

Frequency=1GHz Dielectric Constant=2,6 Conductivity=4,1E7S/m Loss Tangent=0 Electrical Length=360deg Impedance(Ohms)=50 IMPORTANTE: EL TXLINE CALCULATOR NO ACEPTA EL PUNTO DECIMAL COMO PUNTO, SINO COMO COMA Si oprimimos el botón Synthesize, vemos que el TxLine Calculator nos calcula un ancho de pista (Width(W)) de 4,384647mm, y una longitud física (Physical Length) de 203,2332mm. Recordemos que esta última es la longitud de 1λ. Ahora estamos listos para diseñar con microcintas. Recordemos que, en el punto II, cuando calculamos la longitud de los cables coaxiales, obtuvimos los siguientes resultados (fig10):

fig13 Ahora vamos a reemplazar los coaxiales por Microcintas. En nuestro esquemático, debemos quitar los cables. Las Microcintas se encuentran especificando la pestaña Elem, y haciendo luego click en Microstrip. Escogemos el componente MLIN (Microstrip Line), y con él construimos nuestro nuevo stub. El esquemático debe quedar así:

133 5 Para apreciar claramente quiénes son las variables Height(H) y Thickness(T) en el Microstrip, mirar dibujo en la esquina superior derecha de la ventana

RES

R=ID=

30 OhmR1

CAP

C=ID=

3.1831 pFC1

MLIN

L=W=ID=

10 mm1 mmTL1

MLIN

L=W=ID=

10 mm1 mmTL2

PORT

Z=P=50 Oh1

m

fig14 Para ingresar el ancho y la longitud correcta de cada uno de los MLIN, usamos los datos arrojados por el TXLine Calculator, y los valores mostrados en la fig13. Específicamente, tenemos que: MLIN ‘TL1’: W=4.3846mm L=0.062λ=12.7mm MLIN ‘TL2’: W=4.3846mm L=0.326λ=66.33mm Nos hace falta especificar las cualidades del substrato que vamos a usar en nuestra baquelita. Para ello, volvemos a la pestaña Elem y escogemos Substrates. De allí vamos a usar el MSUB. Lo traemos al esquemático y le ingresamos los siguientes valores (haciendo doble click sobre el elemento): Er=2.6 H=1.57mm T=0.001mm Rho=1 Tand=0 ErNom=1 Name=SUB1

134

Para completar el esquemático, sólo falta indicarle a MO que el substrato de nuestros MLIN es precisamente el que acabamos de definir como SUB1. Damos doble click sobre cada uno de los MLIN, y en el parámetro MSUB le nombramos SUB1. El circuito completo debió quedar de la siguiente forma:

RES

R=ID=

30 OhmR1

CAP

C=ID=

3.1831 pFC1

MLIN

MSUB=L=W=ID=

SUB1 12.7 mm4.3846 mmTL1

MLIN

MSUB=L=W=ID=

SUB1 66.33 mm4.3846 mmTL2

MSUB

Name=ErNom=Tand=Rho=T=H=Er=

SUB1 1 0 1 0.001 mm1.57 mm2.6

PORT

Z=P=50 Oh1

m

fig15 Ahora podemos simular, con el rayito, como ya todos sabemos. La simulación se ilustra en la figura 16:

0 1.0

1.0

-1.0

10.0

10.0

-10.0

5.0

5.0

-5.0

2.0

2.0

-2.0

3.0

3.0

-3.0

4.0

4.0

-4.0

0.2

0.2

-0.2

0.4

0.4

-0.4

0.6

0.6

-0.6

0.8

0.8

-0.8

Acople con MicrostripsSwp Max

1GHz

Swp Min1GHz


fig16

135

Como ya es costumbre, debemos ahora optimizar. Lo normal es que optimicemos la longitud de cada una de las microcintas.

¿Cuál debe ser la longitud de cada microcinta para tener un coeficiente de reflexión en todo el centro de la carta?

136

ANEXO 2 INSTRUCTIVO CNC.

PONTIFICIA UNIVERSIDAD JAVERIANA FACULTAD DE INGENIERÍA

DEPARTAMENTO DE PROCESOS PRODUCTIVOS Taller de Procesos

Control Numérico Computarizado 2004

Autores: Lcda. Martha Ruth Manrique Torres Ing. Juan Manuel Marroquín Gutiérrez Ing. Lena Prieto Contreras CONTENIDO 1. Introducción 2. Descripción del lenguaje de programación CNC. 3. Protocolo de operación. 4. Precauciones de manejo 4. Cuidados del equipo. RESUMEN El capitulo pretende recoger los aspectos relacionados con el Control Numérico Computarizado CNC y que permiten la programación y operación de una máquina que involucra este sistema, para tal fin se da inicio contextualizando al lector con lo que ha sido el desarrollo histórico del sistema y la importancia del mismo en el campo productivo

1. INTRODUCCIÓN Los retos para las empresas dedicadas a la producción de bienes son dos: la calidad y la cantidad; la calidad está relacionada con la precisión dimensional y la precisión en la forma, es decir con el factor de repetitividad del producto, mientras que la cantidad está relacionada con la debida eliminación de los tiempos muertos durante el proceso productivo; de ahí que la permanencia en el mercado y la competitividad en esté dependan de la posibilidad que tenga la empresa de convertir estos retos en logros.

137

En consecuencia, la industria ha desarrollado un sin número de metodologías para la manufactura de productos, las cuales podemos agrupar en tres categorías de acuerdo con la función que cumplen dentro del proceso. La primer categoría consiste en dispositivos acoplables a máquinas ya existentes que cualifican sus formas de operar, ejemplo, pantógrafos, elevadores, sistemas rápidos de sujeción

y montaje y alimentadores entre otros; la segunda categoría consiste en una serie de máquinas a las que se les ha incorporado sistemas de control, ejemplo, sensores, controladores lógicos programables servomotores y procesadores y la última categoría consisten en máquinas a las que se les han incorporado componentes de los dos primeros grupos permitiendo nuevas formas de manufactura, dispositivos de control que les permite auto regularse y procesadores que les permiten almacenar datos y manejar variables durante el proceso y es quizá una de las más importantes por su trascendencia, origen y proyección; a esta categoría la denominamos CNC (Control Numérico Computarizado). Esta metodología se originó a finales de la segunda guerra mundial, obedeciendo a la demanda de armas propia del momento, en ese entonces se le conocía como CN. Pasada la guerra, continuó su evolución ya que había logrado incursionar en el sistema productivo pasando a ser dominio de las empresas como herramienta de innovación en sus formas de producción, mas adelante con el desarrollo del procesador y la incorporación del mismo a comienzos de los 70s, el CN debió cambiar de nombre a CNC. Adicionalmente, la incorporación del CNC a la industria permite la reducción en el número de máquinas en relación con las operaciones de trabajo ya que esté otorga mayor flexibilidad en la función y la forma de procesar, un claro ejemplo lo constituye el centro de mecanizado, que incorpora las funciones del taladro, del torno y de la fresadora. El CNC consta de mecanismos simples de tornillos de bolas recirculantes que facilitan el desplazamiento sin vibración y reducen significativamente el desgaste, terminados en servomotores controlados por un procesador y que mantienen comunicación con el usuario mediante un tablero de control y con un lenguaje de programación universal: el lenguaje ISO. Además la evaluación constante del sistema y el proceso de retroalimentación ha unido a los usuarios con los fabricantes de manera que las primeras máquinas con controles particulares han pasado a ser universales, compatibles e intercambiables.

1. DESCRIPCIÓN DEL LENGUAJE DE PROGRAMACIÓN CNC.

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Teniendo en cuenta que el CNC es un sistema productivo, debe ser un sistema universal, luego la programación de este requiere de la codificación de todas las operaciones de la máquina, los códigos deben ser simples de tal manera que ocupen el menor espacio posible en la memoria del procesador, condición

importante teniendo en cuenta la evolución del procesador desde la década de los 70 a la década de los 2000, para esto el lenguaje ISO emplea dos tipos de código los G que corresponden a instrucciones geométricas1 y los M que a su vez corresponden a los misceláneos2; las instrucciones se diferencian por el número que sucede a la letra G o M, por ejemplo G20, G70 o M5, M30, la construcción de un código compuesto por letras y números es lo que permite que se les denominen códigos alfanuméricos. Para comprender el proceso de programación no es suficiente el reconocer e identificar los códigos, se requiere también conocer las formas de trabajo, los ejes de movimiento y los grados de libertad de una máquina CNC. A manera de aclaración se recordará algunos de estos aspectos. - Los ejes de una máquina son x, y, z como ejes principales y los ejes relativos son u, v, w en la misma correspondencia, para ubicar correctamente los ejes se debe tener en cuenta que el plano x, y siempre se ubica perpendicular al husillo3 de la máquina. - Una máquina tiene tres posiciones cero la primera consiste en el cero de fabricación que siempre debe estar en el extremo centro del husillo principal, el segundo cero corresponde a la ubicación de capacidad máxima de la máquina para mecanizar una pieza conocido como home o coordenadas de trabajo y el tercero consiste en cero de posicionamiento sobre la pieza para el proceso de mecanizado. - Las operaciones de mecanizado de cualquier máquina describen movimientos de tres tipos, rectilíneo en cualquier dirección, circular a la izquierda y circular a la derecha. Algunos de los códigos empleados en la programación se describen a continuación: 2.1 Códigos Geométricos G0 Avance rápido N50 G0 X_ Y_ Z_ G1 Interpolación lineal N70 G1 Z_ F100 G2 Interpolación circular horaria 1 Son los que describen la geometría o influyen en ella como la forma y unidades de medida. 2 Son los que sirven de complemento pero que no afecta la geometría de la pieza.

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3 El husillo de una máquina es el elemento de giro que recibe el movimiento principal.

N80 G2 X_ Y_ R_ (radio) G3 Interpolación circular antihoraria N100 G3 X_ Y_ R_ (radio) G04 Parada opcional por el número F de segundos que se asignen. G28 Ir a 0 de máquina G40 Sin compensación de radio de herramienta G41 Compensación de radio de herramienta por izquierda N110 G41 D_ (número offset radio) G42 Compensación de radio de herramienta por derecha N120 G42 D_ G43 Compensación de altura de herramienta dirección + N130 G43 H_ (número de offset altura) G44 Compensación de altura herramienta dirección – G49 Cancela compensación de altura G54 Selecciona Cero de pieza (hasta G59) G70 Unidades en pulgadas G71 Unidades en mm G72 Ciclo de acabado G73 Ciclo de cilindrado en desbaste G80 Cancela ciclo G81 Ciclo de taladrado sencillo G82 Ciclo de taladrado con tiempo de espera en el fondo G83 Ciclo de taladrado con desahogo G90 Coordenadas absolutas G91 Coordenadas incrementales G92 G95 Avance en mm/rev G96 Velocidad de corte constante (mm/min) G97 Velocidad de giro constante (rev/min) 2.2 Códigos Misceláneos M3 Encender husillo horario N60 M3 S_ M4 Encender husillo antihorario M5 Apagar husillo M6 Cambio de herramienta N90 M6 T_ M2 (M30) Fin de programa M98 Llamar subprograma M99 Fin de subprograma Otros códigos empleados en la programación, son los que describen parámetros de trabajo como:

140 S velocidad de giro del husillo en RPM

F avance en mm/min o mm/rev. N línea de programación. T herramienta. R radio i, j, k coordenadas de centro para los ejes x, y, z. Los códigos son únicos sin importar el control, fabricante o tipo de máquina, la variación se presenta en la forma como se escribe el programa, en especial en el encabezado o aprestamiento y este depende de la máquina y del tipo de control, en el mercado existe un número aproximado a 120 tipos de control diferentes, siendo el más reconocido el control FANUC. A propósito de la programación, la estructura de un programa contiene tres etapas encabezado o aprestamiento, cuerpo y cierre, a continuación se presenta un ejemplo. Aprestamiento N10 G90 G71 G40 G49 G80; condiciones iniciales N20 G54; selección del 0 de pieza N30 M6 T1; cambio a herramienta : ejemplo a herramienta 1 N40 M3 S2000; prender husillo horario: ejemplo 2000 rpm Cuerpo (de acuerdo con la geometría de la pieza) N50 . : N200 Cierre N210 M5; apagar husillo N220 G28; ir a home N230 M2; fin de programa 3. PROTOCOLO DE OPERACIÓN 3.1 TORNO EMCO PC 125 3.1.1 PROGRAMACIÓN DE TORNO EMCO PC 125 Algunas consideraciones de la máquina: 2 ejes. Velocidad máxima 50 m/min. Presión de trabajo: 58 – 90 psi Cambiador de herramientas con 8 estaciones sobre carrusel. T01= Buril derecho de desbaste offset 01 T02= Espacio para buril interior T03= Espacio para broca

141 T04= Buril de roscado exterior offset 04

T05= Cuchilla de tronzado offset 05 T06= Buril neutro de acabado offset 06 T07= Buril derecho de acabado offset 07 T08= Cuchilla de ranurado offset 08 T0_0_ - CAMBIO DE HERRAMIENTA T0__ 0___ N35 T0101; Cambie a herramienta 1 con offset 1 3.1.2 Códigos importantes para trabajar en el torno Emco pc 125: M04 – ENCENDER HUSILLO ANTIHORARIO N40 M04 S___; A diferencia de fresado, muy utilizado en torno G95 - AVANCE en mm/rev. Los valores programados para F (avance) son en mm/rev. Vincula el desplazamiento de la herramienta con la velocidad de giro del material G96 – VELOCIDAD DE CORTE CONSTANTE mm/min N45 G96 F__ ; Velocidad de corte constante para buen acabado en operaciones e cilindrado y refrentado (Ejemplo F 0.4) G97 - VELOCIDAD DE GIRO CONSTANTE rev/min CICLOS: Instrucciones simplificadas que se usan en operaciones típicas repetitivas para reducir la cantidad de instrucciones y datos en la programación. G73 - CICLO DE TORNEADO LONGITUDINAL, DESBASTE Dos bloques N60 G73 U_ R_ ; Profundidad de corte U_ mm incremental sin Signo, con retroceso W_. N65 G73 P_ Q_ U_ W_; Offset Información Número Herramienta P: número del bloque inicial que define contorno Q: número del bloque final que define contorno U: sobre material de acabado en X (mm) W: sobre material de acabado en Z G72 - CICLO DE ACABADO Solo puede programarse después del desbaste con G73; ejecuta el acabado llevando la pieza a la dimensión final N70 G72 P_ Q_ ; P: número del bloque inicial que define contorno Q: número de bloque final que define contorno 01 3.1.3 Torno estructura de programa para cilindrado Preparación (Aprestamiento) N5 G90 G71 G40 G80 G95 ; Condiciones iniciales N10 G28 U0 ; Condiciones Iniciales

142 N15 G28 W0; Aproximación a 0 de Máquina

N20 G92 X82 Z__; Referencia 0 de Pieza N25 G92 S3000; Velocidad máxima del husillo N30 G00 X50 Z30; Alejarse de 0 de pieza N35 T0101; Colocar herramienta 1 N40 M04 S1500 G96 F0.4; Giro antihorario del husillo avance 0.4 m/min Ejecución (Cuerpo) N45 G00 X_ Z_; Aproximación a la pieza N50 . : Ciclo de Torneado longitudinal, Desbaste (F0.4) N100 G73 U_ R_; Profundizar U y retirarse R N105 G73 P110 Q180 U__ W__; Bloques del contorno sobre material, definición geométrica del perfil N110 P__ (Línea donde inicia la descripción del perfil) N180 Q__ (Línea donde finaliza la descripción del perfil) N 185 G00 X50 Z50; Alejarse del material N190 T0707; Buril de acabado N195 M04 S1000 G96 F0.2 N200 G72 P110 Q180; Ciclo de acabado (F0.3/0.2) .: Cierre N250 G00 X50 Z50; Alejarse de la pieza N255 T0101; N260 M5; N265 M2; 3.1.4 Operación de torno Emco control Fanuc Descripción del panel de control: El tablero muestra las opciones de teclas para las diferentes funciones de la máquina así: de entrada de datos, de función, de operación de máquina, de funciones complementarias y de pantalla, además, las perillas de selección de operación y de control de cantidad de avance. Teclado para entrada de datos: En el modo de edición y en modo manual permite la digitación para entrada, cancelación o modificación de datos en un programa. Al pulsar la primer tecla por primera vez, inserta las letras y en la segunda pulsación el número, esto para cada dato. Teclado de operación del programa: este teclado permite determinar las siguientes

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funciones(de izquierda a derecha y de arriba hacia abajo) posicionamiento de cero pieza y cero máquina, ir a programa, datos de los referentes de la máquina como: herramientas, ubicación y parámetros, diagnóstico de parámetros, ver alarmas activas y graficador del programa.

Perilla selectora de operaciones: con esta perilla se pueden seleccionar las diferentes operaciones que permite la máquina, en sentido horario: llevar a punto de referencia, correr programa en forma automática, edición, modo de operación manual de la máquina, desplazamiento continuo de los ejes de la máquina, desplazamiento en fracciones de 1mm, desplazamiento en fracciones de 10mm, desplazamiento en fracciones de 1000mm, desplazamiento en fracciones de 1000mm, desplazamiento en fracciones de 10000mm. Perilla selectora de avance: permita la selección de la cantidad de avance en los diferentes ejes y se gradúa entre el rango del 0% al 120% del avance programado. Teclado de operación de la máquina: permite la manipulación de las funciones complementarias de la máquina, de izquierda a derecha y de arriba hacia abajo así: abrir puerta, cerrar puerta, desalojar material (función no activa en la máquina), abrir y cerrar mordazas del plato, retroceder cabezal móvil, avanzar cabezal móvil, giro manual de la torreta de herramientas, activar y desactivar refrigerante, desconectar grupos auxiliares y conectar grupos auxiliares. Teclado para desplazamiento de los ejes: presenta los ejes de desplazamiento de la máquina tanto en sentido positivo como en negativo. Teclado de potencia: muestra la tecla que permite el arranque o puesta en marcha del programa o de la función programada y la de detención de las mismas funciones. 3.1.5 Iniciación de la máquina: Este procedimiento es obligatorio cada vez que se prende la máquina • Libere la parada de emergencia (hale el botón rojo, en el tablero de control de la máquina) • Abra la válvula de aire que viene de la acometida (debe estar contra la pared) • Abra la válvula de aire y gire el pulsador de arranque (en el costado izquierdo de la máquina) Espere hasta que cargue el sistema. • Al terminar la carga del sistema debe aparecer en pantalla una primera alarma que indica “inicializar la puerta de la maquina.” Para inicializar la puerta pulse el botón que tiene la letra “T”, simultáneamente con el botón que indica abrir puerta, luego dejando pulsado el botón con la letra “T” pulse el botón que indica cerrar puerta. La alarma debe desaparecer de la pantalla. • La segunda alarma en aparecer en pantalla es la de “conectar grupos auxiliares”. Pulse la tecla de color verde con las letras “AUX”, podrá escuchar cuando se energizan los motores. La alarma debe desaparecer de pantalla.

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• La tercer alarma en aparecer en pantalla es “referenciar la máquina”. Para tal fin debe seleccionar la operación punto de referencia utilizando la perilla de operaciones y con la perilla de avance porcentual seleccione la velocidad que desea emplear en el proceso de referenciado, luego pulse una de las

teclas de desplazamiento en el eje X con “+X ó – X” y luego en el eje Z con “+Z ó - Z”. • Cuando la máquina se haya posicionado debe pulsar la tecla azul de introducción de datos “POS” y luego cuando en pantalla aparezcan las coordenadas seleccione “REL” con las teclas grises ubicadas inmediatamente debajo de la pantalla, las coordenadas deben aparecer como U y W (coordenadas relativas de X y Z) con valores. • Pulse la tecla con la letra “U” y luego pulse la tecla “CAN” para colocar el valor en cero, las teclas se encuentran ubicadas en el tablero para introducción de datos. Repita la operación con la letra “W”. En pantalla debe aparecer una nueva alarma. • La cuarta y última alarma consiste en “plato abierto”, para cerrarlo debe tener un pedazo de material colocado entre las mordazas, luego pulse la tecla con el icono del plato. La alarma desaparecerá de la pantalla. • La máquina está lista para ser operada. 3.1.6 Digitar un programa: Para Digitar o modificar un programa existente siga el siguiente procedimiento: Centre su atención en el tablero para introducción de datos. • Seleccione, con la perilla de selección de operación, la opción EDIT en el panel de control. • Seleccione PROGRAM, en pantalla debe aparecer el código correspondiente al último programa llamado. • Con las teclas grises que se encuentran en la parte inferior de la pantalla, seleccione la opción BIBLIO correspondiente a la biblioteca que contiene todos los archivos de programa, en pantalla deberá aparecer ésta biblioteca. • Seleccione un número de programa que no haya sido empleado (no use números superiores a 1000) Para nombrar el programa debe colocar la letra O seguida del número del programa así: “O12” si fuera 12 el número seleccionado e insértelo con la tecla INSERT, luego pulse la flecha « correspondiente al cursor. • El programa creado aparecerá en pantalla disponiendo la primera línea para introducir los datos. • Introduzca los datos que corresponden a la línea uno por uno así: digite el código G90, por ejemplo, luego pulse INSERT y así con cada uno de los datos de la línea, sin embargo para insertar el último dato de la línea hágalo usando la tecla “EOB”. Repita el proceso hasta digitar la totalidad de los datos.

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Inconvenientes que puede tener al digitar el programa: Si se equivoca al colocar un dato puede cambiarlo cuando lo ha insertado, para esto coloque el cursor al inicio del dato, digítelo nuevamente en forma correcta cámbielo con la tecla ALTER o coloque el cursor al inicio del dato y elimínelo con DELET, luego coloque el cursor al inicio del dato anterior e introduzca el nuevo dato digitándolo e insertándolo. Si olvidó introducir datos coloque el cursor en el inicio del dato anterior al que va a introducir, digite el dato e insértelo. Si olvidó una o varias líneas colóquese al final de la línea anterior a la olvidada, digite e inserte el número de la línea (este número debe estar comprendido entre los

números de las líneas entre las que va a introducir la nueva línea (N50 N51 N52 N53 N54 N55, digite los datos correspondientes a la nueva línea. Si insertó el ultimo dato de la línea con la tecla INSERT y no saltó a la siguiente línea pulse la tecla EOB esta tecla sin dato previo corresponde al punto y coma (;) dé fin de línea y luego insértelo. 3.1.7 Simular un programa: Al terminar de digitar el programa debe probarlo para verificar su correcto funcionamiento lógico. • Posicione el cursor en el primer dato “_N5”. • Pulse AUX GRAPH en el tablero de introducción de datos. • En el teclado que se encuentra en la parte inferior de la pantalla seleccione GRAPH. • Pulse la tecla de arranque o start que se encuentra ubicada en el tablero de control y espere a verificar la simulación. • Si la simulación se detiene y la pantalla muestra error general de ciclo debe revisar en el ciclo de trabajo programado, es posible que haya equivocado un dato o presente un error de cálculo en una distancia, en un signo o en una magnitud; error de posición se debe a un dato de encabezado o de cierre que es desconocido para la máquina dimensionalmente; dato no encontrado indica que pudo colocar una letra o número que no guarda lógica con el proceso. Por ejemplo colocar M90 en lugar de G90. • Pulse la tecla PROGRAM en el tablero de introducción de datos, haga los cambios y proceda de igual forma a la simulación hasta que no presente problemas. 3.1.8 Correr programa: Para correr el programa o elaborar la pieza, se debe tener activo el programa correspondiente. Si no está activo el programa coloque la perilla selectora de función en EDIT. • Pulse la tecla PROGRAM del teclado de introducción de datos. • En el teclado de la parte inferior de la pantalla seleccione BIBLIO, verifique que su programa se encuentra en memoria. • Llame el programa digitando en la letra O seguida del número del programa deseado. Ejemplo O16 y pulse la flecha del cursor hacia abajo. El programa debe aparecer en pantalla. • Simule el programa para verificar que no ha sido alterado. • Si todo es correcto abra la puerta y coloque el material en el que se elaborará la pieza y cierre nuevamente la puerta. • Seleccione la operación modo de introducción manual de datos colocando la perilla en posición de la mano.

146 • Pulse la tecla PROGRAM e introduzca los datos necesarios para hacer girar el husillo del torno (M4 + IMPUT) + (S1500 + IMPUT), es decir que el husillo

girará en contra de las manecillas del reloj con velocidad de 1500 R.P.M. Pulse la tecla START. • Seleccione desplazamiento (el icono del zig-zag) con la perilla selectora de operación. • Con la perilla selectora de cantidad de movimiento o avance seleccione la velocidad de desplazamiento deseado para la aproximación de la herramienta a la pieza (de 0% a 120%), esta perilla está ubicada en el tablero de control. Puede aproximarse a velocidad elevada pero cuando se encuentre aproximadamente a unos dos mm de la pieza reduzca el porcentaje de avance para no dañar la pieza ni la herramienta con un contacto brusco. • Haga contacto en el material llevando la herramienta hasta el máximo diámetro del material y hasta el extremo próximo a la herramienta utilizando las teclas de “-X” y “-Z”, al ubicarla en este punto deje la herramienta en esta posición mientras gira el material. • Revise las coordenadas relativas de la nueva posición (POS+ REL), tome los valores absolutos para U y W que aparecen en pantalla en especial el de W. • Retire un poco la herramienta de la pieza con las teclas “+X” y “+Z” aproximadamente 20mm o 30mm en cada eje. • Seleccione la operación EDIT con la perilla selectora de operación y pulse PROGRAM en el tablero de introducción de datos. • Ubique el cursor en la línea de datos “G92 X82 Z” al inicio de Z. • Digite el valor tomado de la posición. Ejemplo “Z42.820” y altere pulsando ALTER. • Lleve el cursor al inicio de la primera línea “_N5”. • Seleccione automático colocando la perilla selectora de operación en la flecha ¨ . • Seleccione el porcentaje de avance apropiado con la perilla selectora de desplazamiento. • Pulse la tecla de arranque. • Si desea puede controlar manualmente el porcentaje de avance durante el proceso con la misma perilla selectora de movimiento porcentual. • Al terminar la ejecución la máquina se detiene en la posición programada y la puerta se abrirá automáticamente para que retire la pieza terminada. • En caso que la puerta quede bloqueada deberá operarla manualmente utilizando el pulsar con la letra “T” y las teclas de abrir y cerrar puerta en el tablero de control. 3.1.9 Apagar máquina: Cuando haya terminado la sesión de trabajo retire el residuo de material y apague la máquina siguiendo el procedimiento. • Gire totalmente a la izquierda las perillas selectora de operación y la selectora de avance porcentual. • Oprima el pulsador de parada de emergencia.

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• Cortar el fluido energético de la máquina girando el botón de encendido eléctrico en el costado izquierdo de la máquina y cerrando la válvula de corredera en el mismo costado, para cortar el paso de aire comprimido.

• Cierre la válvula que conecta la red neumática con el sistema de la máquina, esta está ubicada en la pared. 3.2. FRESADORA BENCHMAN VMC 400 3.2.1 PROGRAMACIÓN DE FRESADORA BENCHMAN VMC 400 Descripción Barra de funciones principales: Esta barra de herramientas muestra las funciones (de izquierda a derecha) abrir nuevo documento, abrir documento existente, guardar, cortar, copiar, pegar, imprimir, ayuda, cursor, control de desplazamiento manual, operador, verificación de programa, correr programa y parar programa. Pantalla de entrada al programa Fuente: el programa Barra de operación: Esta barra permita la operación de la máquina, muestra las funciones de izquierda a derecha: activar husillo principal, invertir sentido de giro del husillo principal, encender lámpara, bloqueo de puerta, paro de emergencia, protector de pantalla, inicio de ciclo, para de ciclo, límite positivo, límite negativo, bloqueo de puerta, bloqueo de máquina. Barra de estado de herramientas: Esta barra permite la visualización y la selección de las posibles herramientas de la máquina, en primera instancia muestra las cuatro herramientas indicando que la uno está en uso, es decir, que se encuentra en el husillo; luego muestra el icono para la bloqueo y desbloqueo de la pinza del husillo y por último muestra el icono para configuración de las herramientas. Operador del panel: Permite la operación de la máquina desde la pantalla del computador, muestra las funciones de arriba hacia abajo y de izquierda a derecha: salto opcional en el programa, parada opcional en el programa, correr programa por línea, parada de programa, inicio de ciclo de programa, parada de programa, variador de la velocidad de avance, variador de la velocidad del husillo principal. Panel para el desplazamiento de la máquina

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Permite el desplazamiento de los ejes de la máquina, desde el teclado o con el ratón de computador, muestra las funciones de arriba hacia abajo y de izquierda a derecha: activación del movimiento, desplazamiento en fracciones de 0.025 mm por pulsación, desplazamiento en fracciones de 0.254 mm por pulsación, desplazamiento en fracciones de 254 mm por pulsación, desplazamiento continuo, desplazamiento en velocidad lenta, desplazamiento en velocidad media,

desplazamiento en velocidad baja, desplazamiento Y positivo, desplazamiento Z positivo, desplazamiento X negativo, desplazamiento X positivo, desplazamiento Y negativo, desplazamiento Z negativo. Registro de la posición de la máquina: Este registra la posición de desplazamiento de la máquina en la medida que corre el programa o que se desplaza manualmente, muestra las funciones de arriba hacia abajo y de izquierda a derecha: posición en eje X, posición en eje Y, posición en eje Z, herramienta que está ubicada en el husillo, avance actual de desplazamiento de los ejes, paso que se elabora, línea que se ejecuta, diámetro de la herramienta del husillo, velocidad de giro del husillo, coordenadas de trabajo, total de líneas del programa. Algunas consideraciones de la máquina: La máquina tiene 3 ejes de trabajo X, Y, Z. Velocidad máxima 5m/min. Presión de trabajo: 58 – 90 psi Cambiador de herramientas con 4 estaciones cono ER8 T1= Escariador plano de 8mm de diámetro. D1 H11 (herramienta patrón) T2= Escariador plano de 6mm de diámetro. D2 H12 (herramienta patrón) T3= Escariador esférico de 6mm de diámetro. D3 H13 (herramienta patrón) T4= Escariador esférico de 3mm de diámetro. D4 H14 (herramienta patrón) Ciclos de trabajo : Instrucciones simplificadas que se usan en operaciones típicas repetitivos para reducir la cantidad de instrucciones y datos en la programación. G81 – TALADRADO SENCILLO: N200 G81 G98 Z-_ R0 F__; Donde G81 Llama ciclo taladrado sencillo G98 Retorno rápido a posición inicial una vez finalizado el ciclo. (G99 si retorna es a un plano R de seguridad diferente a Z inicial) Z-_ Profundidad del orificio R- Retorno a plano de seguridad 0 si se usa G98 (posición inicial) __ Valor Z del plano de seguridad si se usa G99 F Avance N210 X_ Y_ (Z-_) ; Repite ciclo N220 X_ Y_ ; Repite ciclo N230 X_ Y_ ; Repite ciclo N300 G80 ; Cancela ciclo. Debe aparecer al final de cada ciclo G82 – TALADRADO CON TIEMPO DE ESPERA EN EL FONDO:

149 N350 G82 G98 Z-_ R0 P_ F__;

Igual a G81 excepto por P = tiempo espera (seg.) G83 – TALADRADO CON DESAHOGO: N360 G83 G98 Z-_ R0 Q_ F__; Igual a G81 excepto por Q = cantidad de penetración Parcial Subprograma: Ejecuta rutinas largas o complejas y repetitivas. Al llamar el subprograma varias veces dentro del programa principal se evita ingresar los datos mas de una vez. El programa principal se interrumpe mientras se ejecuta el subprograma. M98 - LAMAR SUBPROGRAMA O N500 M98 Pxxx; P referencia el primer bloque del subprograma que se escribe al final del programa principal, después de M2, y se identifica con Oxxx Oxxx Reemplaza al código de bloque N en el primer bloque del subprograma y enseguida se listan los bloques N___ (usar # diferentes al programa principal) M99; Fin de subprograma y retorno al programa principal para ejecutar el bloque siguiente al de llamada de subprograma. M98 P__ L__ - LLAMAR SUBPROGRAMA VARIAS VECES N600 M98 Pxxx L__; L indica las veces que el subprograma se repite Usualmente los subprogramas se escriben en coordenadas increméntales en X, Y pues de lo contrario se ejecutarían en el mismo sitio. En Z conviene trabajar coordenadas absolutas para garantizar la ubicación de la herramienta en Z+. 3.2.2 FRESA ESTRUCTURA DE PROGRAMA Aprestamiento N10 G90 G71 G40 G49 G80; condiciones iniciales N20 G54; selección del 0 de pieza N30 M6 T1; cambio a herramienta : ejemplo a herramienta 1 N40 M3 S2000; prender husillo horario: ejemplo 2000 rpm Cuerpo (de acuerdo con la geometría de la pieza) N50 . : N200 Cierre N210 M5; apagar husillo N220 G28; ir a home N230 M2; fin de programa

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3.2.3 OPERACIÓN CENTRO DE MECANIZADO BENCHMAN CONTROL LIGHT Encendido de la máquina Verificar suministro de aire a 90 psi min.(regulador en el costado izquierdo de la maquina) Prender máquina (botón verde en la esquina superior derecha del panel de control) Prender computador y abrir aplicación Benchman Simulate Definir 0 de máquina Solo para arranque inicial una vez prendida la máquina SETUP SET CHECK HOME - HOME Envía las herramientas a posición 0 de máquina SETUP COORDINATE SYSTEM WORKING COORDINATES Coloca X, Y, Z en 0 en el monitor (esquina superior derecha) SETUP/UNITS/METRIC; Verificar unidades 3.2.4. Digitar o cargar programa o para copiar y pegar desde Word: File open ( a: .doc); Control-E (Selecciona todo); Control-C (Copiar); Minimizar o cerrar Word; Control V (Pegar en Benchman); Grabar archivo en Benchman. Aplicar herramienta Apply OK TOOLS SETUP LIBRARY Seleccionar T1 3.2.5. Determinar material y ubicación de 0 de pieza Stock Aceptar SETUP VERIFY SETTINGS Abrir puerta (con botón rojo superior de la barra de herramientas lateral izquierda) MONTAR MATERIAL EN LA PRENSA Cerrar puerta (con el mismo botón de abrir) LLEVAR HERRAMIENTA A 0 DE PIEZA Prender husillo (primer botón barra herramientas lateral izquierda) Hacer contacto usando teclado jog botones: Imaginar desplazamiento de la herramienta flechas para X, Y + - para Z Reconocer 0 de pieza SETUP COORDINATE SYSTEM SETUP Seleccionar G54 Current Position

151 X, Y, Z 0 en el monitor Make active Apply OK

3.2.6. Verificar programa Se localiza el icono de verificación en la barra de herramientas PROGRAM VERIFY PROGRAM 3.2.7. Correr programa (primero correr en vacío con 0 en Z + arriba) PROGRAM RUN Run program

4. PRECAUCIONES DE MANEJO Las precauciones que se deben tener con el equipo están relacionadas con los aspectos de seguridad industrial para la protección personal así como los de operación de un equipo de uso industrial. 5. CUIDADOS DEL EQUIPO Como normas de uso del equipo se deben tener en cuenta las recomendadas en el reglamento del Centro Tecnológico y que están relacionadas con el uso de los equipos del CTAI.

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