Convertidores multinivel NPC 1 “ Convertidores multinivel NPC ” Emilio José Bueno Peña.

Convertidores multinivel NPC 1

“Convertidores multinivel NPC”

Emilio José Bueno Peña


ÍNDICEÍNDICE

1. Convertidores MPC de diodos clamping.

2. Generación de señales PWM para convertidores NPC.

3. Desequilibrio de tensión en NP en los convertidores NPC.

4. Control del desequilibrio de tensión en los convertidores NPC.


Convertidores MPC

NPC

MPC

1. Convertidores MPC de diodos clamping 1. Convertidores MPC de diodos clamping (1/3)(1/3)

CONVERTIDORESMULTINIVEL

DIODECLAMPED

CONVERTERSFLYING

CAPACITORCONVERTERS

CASCADEDFULL-BRIDGESCONVERTERS

Tipos de convertidores multinivel

VENTAJAS:1.La tensión que soportan los switches es la mitad del DC-bus. Esta característica dobla el rango de potencia de los VSI para unos switches con una determinada potencia (sin añadir componentes adicionales).2.El primer grupo de armónicos de tensión están centrados alrededor de 2fS. Se reduce el tamaño, peso y coste de componentes pasivos y además se mejora la calidad de las ondas de salida.

INCONVENIENTES:1.Los VSI’s de tres niveles necesitan un número elevado de semiconductores2.La complejidad de los controladores y los generadores de PWM aumenta.3.Hay que asegurar el equilibrio de tensión en el punto NP.


1. Convertidores MPC de diodos clamping 1. Convertidores MPC de diodos clamping (3/3)(3/3)

Sistema sobre el que se realizan las simulaciones

INP

Simulaciones realizadas con Simulink y Power System Blockset de MATLAB.

• Tensión de línea 400V/50Hz

• C = 4700F

• IGBT’s simulados por switches ideales

• R = 0.01 y L = 0.01H


2. Generación de señales PWM para convertidores 2. Generación de señales PWM para convertidores NPC (1/16)NPC (1/16)

Introducción

OBJETIVOS:

1.Optimizar la calidad de las señales de corriente en la carga

2.Reducir pérdidas de conmutación en los switches del invesor.

Actualmente las técnicas de modulación más empleadas son las basadas en el concepto de funciones de modulación pues resulta muy fácil implementarlas sobre procesadores digitales. Se dividen en dos tìpos:

• Funciones de modulación continuas

• Funciones de modulación discontinuas

Otra posibilidad es añadir una señal denominada componente de SECUENCIA CERO a una función de modulación. Esto da origen a funciones de modulación continuas y discontinuas.

1.Se presenta un estudio comparativo.

2.Uso de técnicas de dos niveles en convertidores NPC.


Función de modulación cosenoidal (1/3)

cosOFPortadora de Sa1

Portadorade Sa2

Señal moduladora

El índice de modulación de amplitud ma y el índice de modulación de frecuencia se definen como:

siendo Am and fm la amplitud y la frecuencia, respectivamente, de la señal de referencia cosenoidal, y Ac and fc las amplitudes y frecuencias, respectivamente, de las señales portadoras.

m

cf

c

ma

f

fm

Am

Am

1




Tensiones de línea Contenido armónico de la tensión de línea vab




Tensión del carril y variación de tensión en NP Corriente por NP

NPNP VVV



Función de modulación vectorial (2/5)

Vectores espaciales de un convertidor NPC

6 sectores de 60º

24 subsectores (cada triáng. equilátero)

201

220

210

200

202102002

012

022

021

020 120

211100

101212

112001

122011

121010

221110

VREF

21

1

2

Vectores cero:222111000

¿Cómo obtener las señales PWM?

Ubicar VREF dentro de uno de los 6 sectores de 60º

Ubicar VREF en los triángulos 1, 2, 3, ó 4 de uno de los sectores de 60º

Cálculo de los tres ciclos de trabajo

Elección de los patrones de conmutación

VREF: m y



200100

d11d03

d13

211

221

110

VREF

220

210

4

21

3

d01

d21

d04 d14

d24

d23

d02

d12

sin2

sincos3

sincos31

21

11

01

md

md

md

cos3sin1

cos3sin1

sin21

22

12

02

md

md

md

sin2

sincos31

sincos32

23

13

03

md

md

md

sin21

sincos32

sincos3

24

14

04

md

md

md

1.-

2.-

3.-

4.-

sincos3

1

m

sincos3

1

m

sincos3

1

m

sin2

1

m

¿En qué subsector está el vector de referencia?

1.Se ubica al vector de referencia dentro de una de las 6 regiones de 60º.

2.Considerando que m es igual a:

se obtiene el subsector en el que está. 3

35.13

LL

REF

DC

REF

VV

VV

m

Vectores espaciales para 0 60º (valores de tensión de fase)

200211100

221110

VREF

220

210

4

213

DCV31

DCV31

DCV32

Función de modulación vectorial (3/5): Síntesis de VREF

3. Cálculo de los ciclos de trabajo



Función de modulación vectorial (4/5): Patrones de conmutación

0

1

2

0

1

2

0

1

2

c

b

a

100 200 210 211

d0 d1 d2 d0

20d

20d

1d 2d

0

1

2

0

1

2

0

1

2

c

b

a

100 100 200 210

d0 d0 d1 d2

2d0d 1d

ia

ib

ic

INP

VNP

P

N

Sa

Sb

Sc

O

C

C

a

b

c0

12

0

12

0

12

0

1

2

0

1

2

0

1

2

c

b

a

100 200 210 211

d0 d1 d2 d0

40d

20d

21d

22d

20d

22d

21d

211

d0

210

d2

200

d1

100

d0Ejemplo: VREF está en el subsector 3 del primer sector de 60º. Dentro de este subsector hay una única secuencia de conmutación [McGrath, 2001]:

100-200-210-211

Una vez que se obtiene la secuencia de conmutación, se obtienen las señales PWM.

Opción elegida: PWM simétrica.

Modulación asimétrica Modulación asimétrica sin 1 con.

Modulación

simétrica



Función de modulación vectorial (5/5): Resultados

Contenido armónico de la tensión de línea vab


VREF (tensiónde fase)

Tensiones de línea a la salida


Función de modulación cosenoidal continua con secuencia cero (1/2)

La técnica de modulación cosenoidal resulta muy sencilla pero tiene como inconvenientes que:1. la modulación lineal máxima es 0.79, y2. la distorsión de corriente no está minimizada. Ambos factores se pueden mejorar añadiendo una secuencia cero de las ondas de referencia, que únicamente contiene armónicos de tercer orden. En este caso trabajo se ha elegido una secuencia cero que da origen a una función continua y que responde a la expresión [McGrath, 2001]:

2

,,,,max cbacbaZ

VVVmínVVVV

Las secuencias ceros pueden dar origen a funciones de modulación:

1.continuas, y

2.discontinuas



Contenido armónico de la tensión de línea vab Circuito generador de PWM

Función de modulación cosenoidal continua con secuencia cero (2/2): Resultados


Circuito generador de secuencia cero Offset


¿Causas? (1/2)

Corriente por NP

3. Desequilibrio de tensión en NP en los convertidores 3. Desequilibrio de tensión en NP en los convertidores NPC (1/15)NPC (1/15)

• Componente armónica de tercer orden. • Variaciones de las tensiones continuas de los dos bancos de condensadores del DC-bus (rizado de baja frecuencia).

Tensión en NP: NPNP VVV


Es necesario modelar y controlar el desequilibrio de tensión en NP porque afecta directamente a los siguientes elementos:

1.Dimensionamiento de los condensadores (rango de tensiones)

2.Dimensionamiento de los IGBT0s.

3.Calidad de la señal que se entrega a la carga.

ia

ib

ic

INPVNP

P

N

Sa

Sb

Sc

O

C

C

a

b

c0

12

0

12

0

12

¿Causas? (2/2) (función de modulación cosenoidal)

La corriente INP en función de la componente de tercer orden es:

donde I es el valor eficaz de la corriente por una de las fases, y es el desplazamiento de las corrientes respecto a las tensiones de referencia.

tII NP 3cos22

A partir de las modulaciones cosenoidales se obtiene el valor medio de INP en función del offset de las señales de referencia moduladoras:

siendo I el valor eficaz de la corriente por una de las fases, es el desplazamiento de las corrientes respecto a las tensiones de referencia, y el offset de la señal moduladora.

cos6II NP

NP

NP

VV

VV

0

0



Algunas formas de onda (1/2)

Tensión NP para R=1 y L=10mH,ma=0.45 Tensión NP para R=1 y L=10mH,ma=0.9



Algunas formas de onda (2/2)

Tensión NP para R=10m y L=10mH,ma=0.9

CONCLUSIONES:

• VNP es función del índice de modulación de amplitud.• VNP es función de la carga, es decir, del factor de potencia de la carga.



ia

ib

ic

INP

VNP

P

N

Sa

Sb

Sc

O

C

C

a

b

c0

12

0

12

0

12

Vectores pequeños(estado de conmut.

positivo)

INP

Vectores pequeños(estado de conmut.

negativo)

INP

Vectores medios INP

100 ONN ia 211 POO -ia 210 PON ib

221 PPO ic 110 OON -ic 120 OPN ia

010 NON ib 121 OPO -ib 021 NPO ic

122 OPP ia 011 NOO -ia 012 NOP ib

001 NNO ic 112 OOP -ic 102 ONP ia

212 POP ib 101 ONO -ib 201 PNO ic

Efecto de los patrones de conmutación sobre iNP: función de modulación vectorial (1/9)

Hay cuatro tipos de vectores:1. Vectores grandes (vL) (200, 220, 020, 022, 002, 202).2. Vectores medianos (vM). Conectan una fase con NP.3. Vectores pequeños positivos (vS0).4. Vectores pequeños negativos (vS1).

• Los vectores grandes no afectan a iNP.• El efecto de los vectores medianos sobre iNP no se puede controlar.• La reducción de las variaciones de tensión en el punto NP se consigue controlando la duración relativa de los vectores pequeños redundantes (positivos y negativos) dentro de cada período de conmutación.



Cálculo de iNP durante un ciclo completo 0º 360º (6/9)

c

b

a

cba

cba

S

SSS

c

b

a

cbaMNP

i

i

i

SSS

SSS

d

dmm

i

i

i

MMMdi111

000

0

0

1

010

q

d

c

b

a

i

i

i

i

i

32sin32cos

32sin32cos

sincos

q

d

qSSdSS

qSSdSS

q

dqMdMNP i

i

SdmSdm

SdmSdm

i

iMdMdi

11

00

1111

0000

201

220

210

200

202102002

012

022

021

020 120

211100

101212

112001

122011

121010

221110

VREF

21

1

2

(0)

id

iq

00

dt

Para simplificar el análisis de la corriente NP bajo diferentes condiciones de carga, se transforma en un eje de referencia síncrono rotatorio d-q. El eje d es alineado con el vector de referencia. En régimen permanente id e iq será constantes y representan las componentes activas y reactiva de la corriente por la carga, respectivamente.

PARTECONTROLABLE

PARTENO CONTROLABLE




Cálculo de iNP durante un ciclo completo 0º 360º (9/9)

CONCLUSIONES:

• Los factores de peso de los vectores medios son funciones periódicas con valor medio cero sobre un ciclo completo de 360º. Esto significa que en el caso de régimen permanente ideal, id e iq son constantes y el valor medio de la corriente NP debida a los vectores medios es nula en un ciclo completo. Determinar el tamaño del rizado bajo estas condiciones ayuda a determinar el tamaño de los condensadores del DC-bus.

• La relación de los factores de peso de las componentes activa y reactiva es opuesto para los vectores medios y pequeños. Grandes id significan gran capacidad de control sobre la corriente NP manipulando los índices de modulación de corriente de los vectores pequeños, y pequeñas iq implican pequeños rizados debidos a los vectores medios. Dicho de otra manera, grandes iq implican grandes rizados en la corriente NP debida a los vectores medios, y pequeñas id implican pequeña capacidad de control sobre la corriente NP producida por los vectores pequeños.

• Esto confirma el hecho de que es mucho más fácil suprimir el rizado de baja frecuencia con cargas que tienen alto factor de potencia.


Introducción

• Para las funciones de modulación PWM basadas en portadora, todos los esquemas de control se basan en manipular las componentes continuas de las señales moduladoras () (tr.26).

• Para las funciones de modulación vectoriales, los lazos de control están basados en la manipulación de la duración de los vectores pequeños redundantes (la diferencia entre dos tensiones las tensiones de fase de dos vectores pequeños redundantes es la componente continua de offset).

Algunos de los esquemas de control más utilizados son:

1. Control pasivo, donde los vectores pequeños positivos y negativos son seleccionados alternativamente en cada ciclo de conmutación. Este método es aplicable únicamente en el caso de cargas perfectamente balanceadas, lo cual nunca ocurre en la práctica [Steinke, 1992].2. Control del corriente con histéresis. Este método está basado en conocer la dirección de la corriente en cada fase, seleccionando el tipo de vector pequeños que corresponda. El inconveniente es que la corriente por las fases tiene un rizado de la mitad de la frecuencia de conmutación [Marchesoni, 1992].3. Control activo de mS0 y mS1. Requieren la medida del desequilibrio de la tensión en NP, y de las amplitudes de las corrientes por las fases. El inconveniente de estos sistemas es que aumentan las pérdidas en los dispositivos de potencia porque introducen estados adicionales de conmutación, y además son menos robustos que los controles basados en histéresis.

4. Control del desequilibrio de tensión en NP en los 4. Control del desequilibrio de tensión en NP en los convertidores NPC (1/3)convertidores NPC (1/3)

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