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DISEfiO Y CONSTRUCCIÓN DE UN PROTOTIPO DE
SISTEMA DE COMUNICACIÓN DE DATOS POR
MEDIO DE RADIO FRECUENCIA
BLADIMÍR HUERTA ANDRADE.
PABLO LASSO PLAZA,
TESIS PREVIA A LA OBTENCIÓN DEL TITULO DE
INGENIERO ELÉCTRICO EN LA ESPECIAL IZACION DE
ELECTRÓNICA Y TELECOMUNICACIONES
DE LA ESCUELA POLITÉCNICA NACIONAL
FEBRERO - 1995
CERTIFICO QUE BAJO MI DIRECCIÓN
LA PRESENTE TESIS FUE REALIZADA
EN SU TOTALIDAD POR LOS SEÑORES:
BLADIMIR HUERTA ANDRADE,
PABLO LASSO PLAZA.
. ANTONIO CALDERÓN E
DIRECTOR DE TESIS
i i
AGRADECIMIENTO :
AL ING. ANTONIO CALDERÓN E,, POR HABER
COMPARTIDO SIN REPARO ALGUNO SUS CONO-
CIMIENTOS EN LA DIRECCIÓN DE ESTA TESIS.
UN AGRADECIMIENTO ESPECIAL AL ÁREA DE
DISERO POR SU CONSTANTE COLABORACIÓN Y
A TODAS LAS PERSONAS QUE CON SU PACIEN-
CIA Y PERMANENTE APOYO, IMPULSARON A LA
CULMINACIÓN DE ESTE TRABAJO.
i v
INDI CE.
Dedicatoria iii
Agradecimiento iv
Introducción x
Las Comúnicae i ones en el Mundo Actúa I xi
Futuro de las Comunicaciones xív
CAPITULO I : GENERALIDADES.
1.1 Configuraciones de Red. 2
1.1.1 TopologíaenEstrella. 3
1.1.2 T o p o l o g í a e n A n i l l o . 5
1.1.3 Topología en Bus Común. 6
1.1.4 Topología Jerárquica. 7
1.1.5 Topología en Malla, 8
.,2 Hed iosdeTransmisión. 9
1.2.1 Línea de Dos Conductores, 10
1.2.2 Cables Coaxiales. 12
1.2.3 Guías de Onda. ' • 15
1.2.4 .Fibras Ópticas. 16
1.2.5 Propagación Atmosférica. 20
1.2.5.1 Propagación en Linea Recta, 21
1.2.5.2 Propagación de Ondas Terrest res. 22
1.2.5.3 Propagación Ionosférica. 23
1.2.5.4 Propagac ion por Dispersión Troposférica, 24
1.2.5.5 Propagación por Dispersión Local. 25
1-3 TiposdeProtocolos. 26
1.3.1 Contención. 27
1.3.2 Exploración y Selección. 28
1.3.3 Clasificación de los Protocolos. 29
1.3.3.1 Protocoios Orientados a Caracteres. 30
1.3.3.1.1 Protocolo Bisincrónico ( BYSYNC ). 30
1.3.3.1.2 Protocolo HDLC ( High Level Data Link
Control ) 32
1.3.3.1.3 Protocolo X.25 del CCITT. 34
1.3.3.1.4 Protocolo ALOHA. 36
1.3.3.2 Protocolos Orientados a Bytes y a Bits. 37
1.3.3.2.1 Pro'tocólos de Con tro 1 Si ncró ni co del
Enlace de Datos ( SDLC ). 38
i.4 Descripción y Justificación del Sistema
a Imp1 ementarse. 40
CAP í TULO I I : TERM I NALES,
2. 1 Carácterísticas y Estructura Básica, 44
2.1.1 Códigos Hamming. 47
2.1.2 Modulación FSK. 51
2 . 2 -De ser i pe ion de la Estructura y Fuñe iones
del Microcontro1 ador. 54
2.2.1 Organización de la Memoria. 56
2.2.2 Estructura de los Puertos y Operación. 58
2.2,V3 Puerto .Serial , 59
2.2.4 Generación del Baud Rate. 61
2-2.5 Funciones que Desempeña el Microcon—
trolador en el Terminal. 62
2.3 Pórtico de Entrada-Salida para
Comúni cae iones, 63
2.3.1 Tipo de Transmisión Terminal-Tranceptor. 68
2.3.2 Velocidad de Transmisión. 70
2.4 Diseño del Tranceptor. 73
2.4.1 EtapadeTransmisión. 73
2.4.1.1 Diplexor. " 73
2.4.1.2 AmplificadordePotencia. 78
2.4. 1.3 Preamp I i-Picador, 89
2.4.1.4 Ose ilador-Modulador. 95
2.4.2 Etapa de Recepción. 98
2.4,2. 1 Red de Acop 1 amiento Amp 1 i -f icador—
Demodu1 ador. 99
2.4.2.2 Demodulador. 10O
2.4.2.3 Etapa Amplificadora. 106
2.4.2.3.1 Tercera Etapa A3 en Emisor-Común, 107
2.4.2.3.2 Segunda Etapa A2 en Base-Común. 116
2.4.2.3.3 Primera Etapa Al en Base-Común. 124
2.4.2.4 Red de Acoplamiento a la Antena. 133
2.4.2.5 Diplexor. 136
2.4.3 Interíace entre Tranceptor y Computador. 139
2.4.3.1 Parte Intel i gente del Sistema, 141
2.4.3.2 Sistema Muítip1exor/Demu1tip1exor, 141
2,4.3-3 Circuito de Control de la Polarización
delTransmisor. 145
2.4.4 Software Empleado para la Común icae i ó n
entre Computador y Tranceptor. 146
2.4,4,1 Programa de Comunicación. 148
vi i
2.4.4.2 Software que cumple las funciones de
Protocolo entre Tranceptor y Central. 150
2.5 Const ruccióndel tranceptor. 151
CAPITULO I I I : EQUIPO INTERMEDIO O CENTRAL.
3.1 Funciones del Equipo Intermedio o Centra. 1 . 162
3.2 Protocolo de Comunicación. 163
3.3 Tipo de Microcontro1 ador utilizado. 171
3.4 Diseño. 172
3.4.1 Etapa de Transmisión. 172
3.4.1.1 Díplexor. 173
3.4-1-2 Amplificador de Potencia. 176
3.4.1.3 Preamp1 ificador.• 185
3.4.1.4 Oscilador—Modulador. 192
3.4.2 Etapa de Recepción. 195
3.4.2. 1 Demodulador. 196
3.4.2.2 Red de Acoplamiento Amplificador-
Demodulador. 201
3.4.2.3 Diseno del Bloque Amplificador del
Receptor. 2O2
3.4.2.3.1 Tercera Etapa A3 en Emisor-Común. 204
3.4.2.3.2 Segunda Etapa A2 en Base-Común. 212
3.4.2.3.3 Primera Etapa Al en Base-Común. 221
3.4.2.4 Red de Acoplamiento a la Antena. 229
3.4-2.5 Diplexor. 233
3.4.3 Sistema de la Habilitación o Deshabili—
tación de la polarización en el tran—
ceptor. 234
3.4.4 Sistema de control para el Establecí—
miento de las Comunicaciones.
3.5 Construcción de la Central.
235
235
CAPITULO IV : CONCLUSIONES Y RECOMENDACIONES
4.1 Conclusiones y Recomendaciones, 249
BIBLIOGRAFIA.
ANEXOS.
Anexo I :
Anexo I í :
Anexo I I I :
Anexo IV :
Anexo V :
Anexo V I :
Anexo V I I :
Anexo V I I I :
Anexo IX :
Anexo X :
Anexo XI :
Anexo XI I :
Anexo X I I I :
Anexo XIV :
Anexo XV . ;
Anexo XVI :
Microcontrolador MCS8051AH
Laten SN7475
Latch SN74LS373
Demultiplexor SN74LSI39A
Multíplexor SN74LS157
Contador SN74LS390
Prescaler MCÍ2013
Manejador TTL a RS-232C MC1488
Manejador RS-232C a TTL MC1489
Oscilador Controlado por Vo1taje .MC1648
Memoria ROM 2764
Demodulador FSK XR-2211
Transistor 2N9IB
Núcleos Toroidales
Abacos de Antenas
Diodos Varactores
i x
INTRODUCCION.
La imperiosa necesidad de informarse que el hombre ha
tenido a través de los tiempos, lo ha llevado a perfec—
cionar y seguir creando formas de comunicarse-
Cuando Samuel Morse transmite el primer mensaje tele-
gráfico, a través de un medio alámbrico, se da inicio a la
era de las comunicaciones eléctricas.
Mas tarde, después de que Hertz verifica la teoría de Max-
well, Marconi demostró satisfactoriamente y patentó un sis-
tema telegráfico inal á.mbr ico completo.
Con los primeros descubrimientos en el campo de la
electrónica ( 1.942 ), indudablemente el área más benefi-
ciada fue el de las comunicaciones, puesto que ya se pu-
dieron desarrollar sistemas que hasta esa época no eran
posibles de imp1 ementarse; claros ejemplos son : el radar
y los enlaces vía microondas.
Luego con la aparicion de las tecnologías de la elec-
trónica de estado sólido, los sistemas de transmisión clá-
sicos progresaron, ya que la gran mayoría de los elementos
electromecánicos y de vacío que utili zaban, fueron reem—
p1 abados por sem iconductores, con lo cuaI se logró mejorar
en eficiencia y versatilizar los serv icios que prestaban
dichos sistemas.
Es evidente que con la aparición de los elementos
electrónicos de estado sólido, el desarrollo de las comuni-
caciones en general creció a pasos gigantescos y'sin lugar
a dudas dio paso a la era de las comuni cae iones electróni—
cas, las cuales se apoyan en tecnologías so-fist i cadas.
LAS COMUNICACIONES EN EL MUNDO ACTUAL.
Como ya se ha dicho, la aparición de los semiconducto-
res, marcó de manera definitiva la evolución de Las teleco-
municaciones. En años posteriores como es lógico, el volu —
men de i nformacion que debia ser difundida se multiplicó;
además, las distancias a las cua1 es deb ia llegar, eran mu-
cho mayores a. las que hasta ese momento se habían alcanza-
do, esto provocó que se busquen y desarrollen sistemas que
pudieran solventar dichas necesidades.
Consecuentemente, con el advenimiento de la era aspa—
cial, fueron los satélites los que asumieron en gran medida
el tráfico de las comunicaciones mundiales, puesto que es-
tos actúan simplemente como antenas elevadas, es decir, una
estación transmite un conjunto de señales hacia el satéli—
te, el mismo que posteriormente retransmite a una estac ion
terrena situada lejos del emisor. De esta manera se obvia-
ron las dificultades técnicas que
distancia, incrementándese de esta forma la capacidad de
transmisión de información en todo el mundo.
x i
supone la. transmisión a
A medida que se precisó i
municae iones, debido a que I as necesidades cada vez son
mayores, ha sido indispensable
capaces de soportar significa
Al momento, se cumple ese obj
las denominadas Fibras Ópticas, las cuales nos posibilitan
transmitir mucha más i nformacion que los medios convenció—
ncrementar el tráfico de co —
desarrollar medios que sean
tivas cantidades de tráfico.
¡ t i vo, con la utili zac ion de
na les que hsta el momento se d
soporte conductor o del soporte radio.
En un inicio las transmis
co, puesto que las señales se
guna magnitud física variara
isponían, ya sea a través del
iones fueron de tipo anatógí—
transmitían haciendo que al-
en forma continua en fuñe ion
del tiempo. Sin embargo, en los actuales momentos con el
desarrollo que experimentó 1
consecuencia principal ha sido la aparición de computadores
digitales, los mismos que trabajan no con señales continuas
sino con señales binarias (unos y ceros), la tendencia ha
ca.mb iado, dando como resultad
siones dé tipo digital, la misma que tiene muchas ventajas
con re Iac ion a las analógicas.
Esto se justifica porque
tipo de señal es; es así como
etc. pueden ser convertidos
junto con datos pueden multi
del mismo tipo) y ser • transmí
a electrónica digital, cuya
o la realización de transmí—
es factible dígítalizar todo
la voz, la música, el video,
a una forma digital y en con—
iplexarse (por ser ya señales
idas por un mismo canal , con
x 11
lo cual se logra mayor eficiencia en el uso del medio de
transmisión y del equipo empleado. Igualmente debemos tomar
en cuenta que, a medida que el costo de los circuitos inte—
grados vaya disminuyendo, es probable que se popularicen
aún mas las transmisiones de tipo digital y en consecuencia
las transmisiones analógicas vayan d i sm i nuyendo.
Como se ha visto, todos estos esfuerzos por mejorar
las formas de comunicación imponen como objetivo a este
trabajo de investígacion, la implementación de un sistema
alternativo para transmisión de datos.
Primordialmente, nuestro sistema será utilizado para
ínterconectar computadores mediante la atmósfera., siendo
éste un medio que se aparta de lo tradicional para aplica—
ciones similares. Debe destacarse que la forma en que se
plantea su funcionamiento, por contar con varios usuarios,
tendrá, la capacidad de enviar y receptar en forma indepen-
diente mensajes que interesan únicamente a los terminales
que intervendrán en la comunicación.
Cuando hablamos de varios usuarios, podríamos pensar
que se realizan enlaces punto a punto con la utilización de
frecuencias de transmisión tantas como usuarios existan,
sin embargo la forma de administración es mediante una cen-
tral inteligente, la cual mediante software establece
correctamente los termínales que necesitan in
xi i i
La central empleará únicamente dos frecuencias porta-
doras, una para transmisión y otra para recepción que son
comunes a todos los usuarios. De esta manera, se logra op-
timizar el espectro de frecuencias, cuyo gerenciamiento
constituye un problema realmente grande para las insti tu—
clones alrededor de todo el mundo, encargadas de realizar
dicha gestión.
Puede colegirse que al no tener que usar medios -físi-
cos para interconectar los terminales remotos (considerable
á.rea. de cobertura), los costos para iraplementar el sistema
serán menores que para un equipo similar, pero i nterconec—
tado físicamente y además la velocidad de transmisión del
equipo irnplementado resulta ser comparable con las velo —
cidades utilizadas por equipos comerciales.
FUTURO DE LAS TELECOMUNICACIONES.
El futuro de las Te 1ecomun icaciones, sin duda es pro-
misorio,'puesto que muchos de los sistemas ya implementados
pero que al momento representan un costo elevado para los
poteñe iales usuarios, se irán di fund iendo a medida que es-
tos costos, se reduzcan,
A corto plazo, será corriente utilizar sistemas tales
como el correo electrónico, consistente en la interconexión
de abonados, mediante terminales computari zados, en los
x i v
cuales aparecerán reflejadas los mensajes. Así mismo será
común el realizar lo que se denomina teJeconferencias~. Este
nuevo tipo de comunicación consiste en establecer un enlace
auditivo entre un conjunto de abonados que se encuentran en
sitios diversos, de tal manera que todos estarán en capaci-
dad de escuchar la voz de los demás abonados.
El desarrollo de los computadores, que ya desde hace
varios años ha experimentado un avance vertiginoso, presen-
tará a pesar de lo manifestado un cambio brusco, puesto que
hasta el momento sus funciones están limitadas al p roce—
miento de datos, ahora se busca que los computadores proce-
sen conocimientos.
Esto implica que los nuevos ordenadores comprenderán
e I 1 engua je natural de los usuarios y por tanto, podrán ser
utilizados con tanta facilidad como hoy lo es el teléfono.
Los nuevos ordenadores aceptarán asi mismo la información
suministrada con la útil i zac ion del lenguaje cotidiano de
1 os usuari os.
Además, a futuro se proyecta dar a los computadores
mayores velocidades, mediante la sustitución de los ca.mi —
nos conductores existentes en las tarjetas de elementos que
las consti tuyen, por medios similares a fibras ópticas en
las cuales ya no viajan señales eléctricas, sino señales
luminosas que se propagan a mayor velocidad,
xv
CAPITULO I
GENERALIDADES
1.1 Configuraci ones de Red.
1.2 Medios de Transmisión.
1.3 Tipos de Protocolos.
[-1.4 Descripción y Justificación del Sistema a
Implementarse.
GENERALIDADES.
1.1 CONFIGURACIONES DE RED.
La configuración de una red suele conocerse como topo —
Iog/a de la misma, la topología no es más que la forma fí-
sica en que se conecta la red.
El momento de establecer" la topología de una red se
deben tener en cuenta tres objetivos principales :
~ "Proporcionar la máxima fiabilidad posible, para garan-
t i zar la recepción correcta de todo tráfico,
- Encaminar el tráfico entre el ETD (Equipo terminal de
datos! transmisor y el receptor a través del camino más
económico de la red (aunque, se consideran más importan-
tes otros factores, como la fiabilidad, este camino de
costo mínimo puede no ser el más conveniente).
- Proporcionar al usuario final un tiempo de respuesta óp-
timo y un caudal eficaz máximo".1
Cuando se habla de fiabilidad de una red, se refiere
a la capacidad que presenta dicha red para transportar da-
tos correctamente de un ETD a otro y también a la capad —
1 U. BLACK, Redes de Computadoras JPrMDtoco 1 os, Nojrmas eInter-fases, (Ra~Ma, Madrid, 1989), p, 6.
dad que debe presentar la mi sma en corregir errores que se
hayan producido por fallas en el canal.
Las topologías de redes más comunes son :
— Topo logia en estrella,
— Topología en anillo.
— Topo logia en bus común.
— Topo logia jerárquica (árbol).
- Topología en malla.
Todas estas configuraciones de redes antes mencionadas
se muestran en la figura 1.1 .
A continuación se presentan las características más
relevantes de cada una de estas configuraciones.
1.1.1 TOPOLOGÍA EN ESTRELLA.
Este tipo de configuración es una de las más usadas en
los sistemas de comunicación de datos. Esta red presenta la
gran facilidad de que su software no es complicado de con-
trolar y su flujo de tráfico es sencillo.
En esta configuración todos los terminales están co-
nectados a un nodo central, a través del cual pasan todos
1 os datos.
TDPOLOCIO KN MPU-fl.
Figura # 1.1
El nodo central por lo general tiene una gran capaci-
dad de procesamiento, paro en ocasiones se reducen sus -fun-
ciones al encaminar el tráfico hacia el resto de los compo-
nentes de la red. En el caso de redes que utilizan fibras
ópticas como medio de transmisión, el nodo central tiene
solo una fuñe ion pasiva de difusión.
La mayor deficiencia que presenta esta topologia es en
la fiabilidad; pues, cualquier falla en el nodo central,
provoca el paro total de la red. La baja fiabilidad de la
red tipo estrella puede ser mejorada a través de redun—
dancia, pero esto implica un mayor costo del sistema.
Además la expansión de la red y el fuñeionamiento de
la misma, están limitados por la capac idad de proceso del
nodo central.
1.1.2 TOPOLOGÍA EN ANILLO.
La estructura en anillo es otra de las configuracio—
nes muy utilizadas, toma su nombre por el aspecto circular
del flujo de datos.
Si bien estas redes pueden transmitir datos bidirec—
cionalmente, el interface se complica, por lo que se ha
preferido que los datos fluyan en una sola dirección y cada
estación reciba la seííal y la retransmita a la siguiente
de1 anilio.
El uso de la topología a n i l l o resulta bastante atrae—
tiva, pues evita en gran parte el congestionamiento de in-
formación, -fenómeno que es frecuente en los sistemas de es-
trella o árbol. Sin embargo la red an i l l o como todas las
redes presenta algunas desventajas, siendo la más i mpor—
tante que todos los terminales están unidos a un mismo ca-
nal. Si falla el canal entre dos nodos, toda la red se
interrumpe, es por eso que algunos fabricantes para pro-
porcionar mayor flabilidad a la red han ideado conmuta-
dores que redirigen los datos automáticamente, saltándose
el nodo averiado, "hasta el siguiente nodo del anillo.
Debido a la natural eza de los i n ter faces de esta topo —
logia, la red en un principio puede crecer ilimitadamente,
sin embargo la inserción de un nuevo terminal, provocará un
retraso adicional, lo cual perjudica, en algún momento la
eficiencia de la red.
1.1.3 TOPOLOGÍA EN BUS COMÚN.
Esta' estructura es frecuente en las redes de área lo-
cal, en esta organización los terminales comparten el medio
de transmisión a través de interfaces pasivos porque única-
mente están constituidos por un medio de transmisión.
Para redes interconectadas con sistemas bus—común, re-
sulta relativamente fácil controlar el flujo de tráfico
entre los distintos ETD, ya que el bus permite que todas
las estaciones reciban las transmisiones realizadas por un
terminal cualquiera.
En términos de fiabilidad, la organización en bus
ofrece la mejor potencia, dado que el interfaz, al ser pa-
sivo, no afecta al funci onara iento global de la red en caso
de f a l i a .
La limitación para expand ir una red con este tipo de
topología, son las carácter ísticas físicas del medio de
transmisión, puesto que a partir de un cierto número de in—
terfaces, se hace necesario la instalación de repetidores
con el fin de mantener un nivel aceptable de la señal.
1.1-4 TOPOLOGÍA JERÁRQUICA.
La estructura jerárquica o tipo árbol es una de las
más ut i 1 i zadas en la actualidad, el software que adminis-
tra la red es relativamente simple y la topología propoi—
ciona un punto de concentración de las tareas y de resolu-
ción de errores. En la mayoría de los casos el ETD si tuado
en el nivel más elevado de la jerarqu ía es el que controla
1 a red.
Muchos de los fabricantes incorporan a esta topología
un cierto carácter distribuido, porque entregan a ciertos
ETDs subordinados el control sobre ETDs que ocupan jerar-
quías inferiores, con lo cual se consigue la reducción de
7
la carga de trabajo del nodo central.
Aunque la topología jerárquica resulta interesante por
ser fácil de controlar, pueden presentarse problemas de
congestión de datos en la estación central porque por lo
general esta estación controla todo el flujo de datos en la
red. Este hecho no solo puede causar saturac iones de datos,
sino también presentar serios problemas de flabilidad, de
ah Í que si este ETD falla toda la red deja de fuñe i onar a
no ser que exista otra estación que sea capaz de encar-
garse de todas las funciones del ETD averiado.
1,1.5 TOPOLOGÍA EN MALLA.
"La topología en mal l a se ha venido empleando en los
ú1tirnos años. Lo que la hace atractiva es su relativa i n—
munidad a los problemas de congestión de datos y averías.
Gracias a la multiplicidad de caminos que ofrece a
través de los distintos ETDs y ECDs (equipos de conmuta-
ción de datos), es posible orientar el tráfico por trayec—
torias alternativas en caso de que algún nodo esté averiado
u ocupado.
A pesar de que el empleo de este método es complejo y
caro (para proporcionar estas funciones especiales, la ló-
gica de control de los protocolos de una red en malla puede
1 legar a ser sumamente complicada) , muchos usuarios prefie~
8
ren la fiabílidad de una red en malla a otras alternati
vas
1,2 MEDIOS DE TRANSMISIÓN.
Los medios de transmisión de señales han jugado un pa-
pel muy importante desde hace mucho tiempo en el desarro-
l l o de los sistemas de comunicaciones. Es así como desde
las primitivas líneas de dos conductores paralelos y los
experimentos de Marconi con ondas hertzianas, se ha llegado
hoy en dia a sistemas de transmisión altamente tecnificados
como son las -fibras ópticas y los ^sistemas satelítales.
De acuerdo a lo anterior se puede ver que los siste-
mas de transmisión estructural mente se dividen en dos
grupos distintos; aquellos en los cuales las señales via-
jan a través de una linea material y aquellos sistemas
donde las señales son propagadas en la atmósfera de la
Tierra o en el espacio.
Un sistema de transmisión en términos generales, está/
configurado de la siguiente manera :
FUENTE DE TRflSMISQR MEDIO DE REOTPTOR DESTINOUFORMPtC, -KOULñDCR TRANSMISIÓN r-EMOOUUflO,
Figura # 1.2
Ib ídem, p. 10.
Como se observa en la figura # 1.2 el medio de trans-
misión constituye el en]ace entre la fuente de información
y el destino, de ahí que cada uno de los medios presenta
ventajas o desventajas, dependiendo de la aplicación y con-
diciones bajo las cuales va a traba jar.
Es por eso que para realizar una selección adecuada
del mismo deben tenerse en cuenta algunos parámetros como
son por ejemplo, la frecuencia de transmisión, los tipos de
datos a ser transmitidos, el ancho de banda requerido, etc.
Los medios de transmisión que consideramos ser los más
representativos e importantes son:
— Línea de dos conductores.
— Cata 1 e Coaxia1 ,
— Guías de Onda.
— Fibras Ópticas.
— Propagación atmosférica.
A continuación se describen brevemente algunos aspec-
tos sobre cada uno de estos medios de transmisión.
1.2.1 LINEAS DE DOS CONDUCTORES,
La carácter ística más importante de las líneas de dos
conductores, es que son lineas de transmisión balanceadas.
10
(Par Tratnzado.
Figura # 1.3
Constituyen todavía el med io de transmisión más útil i —
zado en el mundo de las comunicaciones y su aplicación
principal la encontramos en redes telefónicas.
Un tipo común de línea de transmisión de dos conduc-
tores, es la de Par Trenzado o Par Pro teg ido, el mismo que
consiste en dos alambres de cobre aislados, en general de
1 mm de espesor. Los alambres se entrelazan en forma heli-
coidal con el objeto de reduc ir la interferencia eléctrica
con respecto a los pares cercanos que se encuentren a su
a 1 rededor.
La distancia que se puede recorrer con estos cables es
de varios kilómetros, sin necesidad de amplificar las seña-
les. Los pares trenzados se pueden utilizar tanto para
transmisión analógica como digital y su ancho de banda de-
pende del calibre del alambre y de la distancia que
11
recorre.
Para líneas de transmisión de cables paralelos y con
conductores circulares sólidos idénticos, es necesario te-
ner presente que la -falta de simetría cilindrica causa el
denominado Efecto de Proximidad, que no es más que el au-
mento de la resistencia distribuida en la linea, lo cual
también está en función del tipo de material del que está
construida la línea, del radio y de la separación de los
conductores y también de la frecuencia de trabajo. En cir-
cuitos DC este efecto no existe, pero en circuitos AC, es-
pecialmente a frecuencias altas, el efecto de proximidad
debe ser cons iderado porque aumenta no tab 1.emente el valor
de la resistencia distribuida de la línea.
A pesar de que este tipo de sistemas han perdido reí a—
tivamente su importancia, debido a la introducción de nue-
vos sistemas de transmisión (Fibras ópticas por ejemplo),
siguen siendo hoy en día la solución más económica para es —
tab1ecer comunicaciones te 1efónicas.
1,2.2 CABLES COAXIALES.
El. cable coaxial está constituido por un conductor ex-
terior en forma de tubo metálico y un interior aislado y
centrado dentro del primero, el aislamiento se logra por
medio de un dieléctrico sólido y contí nuo, a su vez el ma-
terial aislante está rodeado por un conductor cilindrico
12
que frecuentemente se presenta como una malla de tejido
trenzado, como se indica en la figura 1.4.
Figura # 1.4
Una ventaja que presentan los cables coaxiales es que
pueden eliminar las pérdidas por radiación, porque ninguna
radiación puede ir más a l l á del conductor exterior, cons-
tituyéndose en un medio de transmisión perfectamente blin-
dado .
Hay dos tipos de cable coaxial muy utíli zados :
Cable de 50 ohms, que se utiliza en la transmisión digital
y cable dg 75 ohms, que se emplea en la transmisión analó-
gica.
Para los cables coaxiales de 50 ohms, (denomi nad os
sistemas de banda base) el ancho de banda que se puede ob-
tener depende de la longitud del cable, por ejemplo para
cables de 1 Km es factible obtener velocidades de datos de
hasta 10 Mbps, obviamente que para distancias menores se
pueden conseguir velocidades superiores.
13
Este tipo de cable es ampl iamenté útil i zado en redes
de área local y para transmísiones de larga distancia del
sistema tele-fónico.
El cable de 75 ohms, denominado de banda ancha, es
uti 1 izado comúnmente para el envío de la señal de televi-
sión por cable. En determinadas aplicaciones dichos cables
soportan hasta los 300 MHz. y pueden extenderse a longitu-
des de hasta los 100 metros.
Este tipo de cable puede transmitir señales digitales,
a pesar de que -fueron diseñados básicamente para utilizarse
con señales analógicas (por ser de naturaleza menos critica
que las seña les digitales), las mismas que serán adap tadas
al medio con convertidores analógico digitales, así por
ejemplo un cable de 300 MHz, puede mantener ve loe idades de
transmisión de datos hasta 150 Mbps,
Una diferencia importante entre los sistemas de banda
base y los de banda ancha es que en éstos últimos se nece-
sitan amplificadores que refuercen la señal en forma perió-
dica, estos amplificadores solo pueden transmitir las se-
ñales en una dirección,
La i ns ta 1 ac ion de sistemas de banda base es muy simple
y económ ica y utiliza interfaces baratas, en cambio los
sistemas de banda ancha tienen requerimientos tecnológicos
más el evados y sus costos de implementación son más repre—
14
sentativos, es por eso que para la mayoría de las aplica—
clones, el ancho de banda adicional de los sistemas de ban-
da ancha no llegan a justificar su complejidad y elevado
costo, de tal manera que los sistemas de banda base son los
de mayor uso.
1,2,3 GUIAS DE ONDA.
Las guías de onda son medios de transmisión utilizados
en el rango de las microondas (generalmente sobre 1 GHz).
Las guías que en la práctica se utilizan, tienen sec-
ción rectangular o secciones de tipo circular, son posibles
otras -formas de secciones transversales, pero en general
estas no ofrecen ventajas eléctricas sobre las formas más
simples en uso y son más caras de fabricar.
DS«occ5én Oircular
Figura # 1.5
15
Las guías de onda de sección rectangular pueden mane-
jar modos de propagación TE (transversal eléctrico) o TM
(transversal magnético), (en líneas de transmisión estos
modos generalmente no se propagan, caso contrario en las
1ineas se generarían irremediablemente pérdidas excesivas) ,
se usan comúnmente para aplicaciones de bajas pérdidas y
alta potencia. La frecuencia de operación de las guías de
onda recomendada está, nominalmente un 30 % por encima de la
-frecuencia de corte en el extremo de baja frecuencia y un
30 % por debajo del siguiente modo de orden superior, en el
extremo alto del intervalo de frecuencia.
Los modos de propagación TE y TM no pueden iradiarse
por debajo de una determinada frecuencia de corte la cual
se calcula para cada modo separadamente a partir de las di —
mensíones físicas de la guía.
Las guias de onda de sección circular, tienen ap1ica—
ciones únicas, por ejemplo, en articulaciones giratorias de
alimentadores de antena.
1.2,4 FIBRAS ÓPTICAS,
Los desarrollos recientes en el campo de la tecnolo—
gía óptica han hecho posible la transmisión de i nformac i ó
mediante pulsos de luz.
La estructura básica de las guías ópticas consiste en
16
n
un "alma" o núcleo cilindrico de cuarzo (Si02) o de otro
material transparente, este núcleo está rodeado de un "man-
to" generalmente del mismo material con un índice de re-
fracción 1 evemente i nfer ior al primero con el objeto de que
se produzca el fenómeno de reflexión total, éste no permite
que la luz escape del alma de la guia óptica, de esta mane-
ra los rayos de luz pueden propagarse a lo largo de varios
kilómetros sin tener, vi rtua1 mente, ni nguna pérdida.
Entre las principales caracterieticas que presenta
este medio de transmisión tenemos las siguientes :
— Bajas pérdidas ( típicamente 2.5 dB/Km a 0,85 jjm y 0.7
dB/Km a 1.3 jjm) .
~ Elevado ancho de banda.
- Pequeño tamaño y poco peso.
— Inmunidad a interferencias electromagnéticas y ausencia
de radiaciones.
— La diafonía entre canal es paral e los prácticamente no
exi ste.
Existen tres tipos fundamentales de fibra óptica :
- Multimodo de índice escalonado.
— Multimodo de índice graduado.
— Monomodo.
Todas estas fibras se muestran en la figura 1.6.
17
iriliiLiti: rrp
n1
iHmmimwmmiimmimmmimmmmiiimmmímiimtmuí
iHÍiIt»üiInHinimIiiUiti»himii¡üi¡iniiiiiiiiiit¡hii!l!¡¡ii¡Uin{«0
ni O
ilj ffp iiitjm {üii íjüi ¡I hff ü iiiiiij Hjtiiliiiiilii iiii ili¡( igy=!H:fm!!HíhlHÍÍ!E!Ií;iÍ!íEÍÍSmiííínHÍ!iHííÍítim!ííHHEíí!iÍÍ*l2
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ItniiHiiiiiimiiüiiimí»ií;í;)iit*:jj;i¡ii:ii¡::*i:¡íij*íí:í;ij;ii;;¡¡niiíiiíniíiiiiíiiiníiüíiííiiíiiHiMíi
Figura # 1.6
La íibra rnultimodo de Índice sscal onado tiene un alma
de vidrio cuyo índice de re-fracción es superior al del re—
vest imiento . Los rayos de luz que ^e desplazan en el núcleo
con ángulos de incidencia mayores que el ángulo crítico se
reflejan internamente por completo en la interficie alma-
revestimiento y son atrapados completamente en la -fibra.
18
Este tipo de fibra es la más simple y económica de fa-
bricar pero tiene como desventaja la pequeña banda útil
para transmisión.
En las fibras de índice gradual, ios rayos de luz tam-
bién se atrapan debido al gradiente del índice de refrac-
ción existente en este tipo de fibra, el mismo que va desde
un máximo en el eje de la fibra hasta un va lor menor en el
manto,
En las fibras de índice graduado los rayos viajan a—
proximadamente a la misma velocidad, mientras que en ¡as de
índice escalonado los rayos con menor ángulo de incidencia
viajan con más lenti tud , de ahí que un pulso de luz que se
desplaza en una fibra con índice escalonado está más exten-
dido, lo que da por resultado una menor velocidad de trans-
misión permisible de pulsos.
Si el diámetro de la fibra se reduce al valor de la
longitud de onda de la luz, la fibra actúa como una guía de
ondas y la luz se propaga en línea recta, sin rebotar, pro —
duciendo asi la fibra denominada "monomodo". La principal
ventaja de este tipo de fibra es el gran ancho de banda de
transmisión debido a que no existe influenc ia del retardo,
pero presenta la desventaja que debido al pequeño diámetro
se hace difícil el empalme entre estas fibras y que para
operar con suficiente potencia óptica requieren usarse
fuentes con diodos láser, (cuyo costo es el evado) pero con
19
aquellos se asegura una mayor eficiencia y pueden utilisai—
se en distancias muy largas sin la necesidad de regenerado-
res
1.2,5 PROPAGACIÓN ATMOSFÉRICA.
La propagación de una onda de radio se basa en la in-
teracción de las ondas a transmitirse con la atmósfera de
la Tierra, la superficie de ésta y cualquier obstrucción o
falta de uniformidad que pudi eran presentarse.
Los mecanismos principales de propagación son :
- En línea recta.
— De ondas terrestres.
— I onó sfera.
— Por dispersión troposférica.
— Por dispersión local.
Cada uno de estos mecanismos crea un canal con sus
propias características que varían dependiendo de la f re —
cuencia, distancia de enlace, hora del día, así como tam-
bién las condiciones solares y atmosféricas,
A menudo actúan varios de estos mecanismos juntos, sin
embargo uno de ellos domina a los demás, por lo tanto es
posible modelar al canal, como si únicamente un mecanismo
estuviera en operación.
20
1.2.5.1 PROPAGACIÓN EN LINEA RECTA.
Un canal de linea recta o de trayectoria óptica di —
recta puede establecerse siempre y cuand o una trayectoria
recta entre el transmisor y el receptor esté libre de obs-
trucciones importantes. Una obstrucción importante es aque—
l i a cuyas dimensiones comparadas con la longitud de onda
sean grandes, estas obstrucciones causan la dispersión de
la onda en múltiples trayectorias. Sin embargo, a pesar del
diseño y la ubicación cuidadosa del equipo que conforma el
enlace para evitar las obstrucciones, la Tierra y la atmós—
fera pueden propiciar la recepción de trayectoria múltiple.
Dado que las ondas directa y reflejada han viajado
distancias diferentes, suelen no estar en fase y si son de
la mi sma magnitud incluso podrian cancelarse entre si y
producir un campo neto recibido igual a cero.
TV. Rx.
Figura # 1.7
21
1.2.5.2 PROPAGACIÓN DE ONDAS TERRESTRES.
En este tipo de propagación es conveniente dividir la
señal de la onda terrestre en :
— Espacial y
— Superficial.
La onda espacial está conformada por la señal que si-
gue el trayecto directo del transmisor al receptor y tam-
bién la parte de energía recibida por reflexión en la su-
perficie terrestre.
La onda superficial, es aquella que viaja por la su-
perficie de la Tierra y debido a que la misma es un con-
ductor i mperfecto, las ondas de rad io penetran algo en la
superficie, por lo que su intensidad de campo disminuye rá-
pidamente con la profundidad y se propagan más lentamente
que en el ai re.
Superficiala».—.—-
Figura # 1,
22
Esto origina que la onda superficial sea una onda
guiada a lo largo de la superficie de la tierra de un modo
parecido a la onda electromagnética guiada por una línea de
transmi s i ó n.
Este tipo de propagacion es útil solo para f re—
cuencias relativamente bajas (MF y LF, VLF) , y para comuni-
caciones relativamente cortas ( 200 Km..y 2000 Km.),
1.2.5,3 PROPAGACIÓN IONOSFÉRICA.
La i ono sf era es aquelia región de la atmósfera en la
que los gases constitutivos están ionizados por las rad i a—
cíones que le llegan del espacio exterior a ella (princi-
palmente las radiaciones solares). De ahí que la composi-
ción de la ionosfera depende en gran medida de la actividad
solar, de la hora del día, de la estación del año y de la
latitud geográfica.
Durante el día, la masa i oni zada está comprendida en—
tre alturas de 90 a 1000 Km. siendo la densidad electróni-
ca de unos 104 electrones por cm3 . Dentro de la i onosfera
hay rea. 1 mente varias capas en las cuales la densidad de io—
ni zac ion alcanza un máximo o permanece cas i constante.
Estas regiones se designan con las letras D, E y F,
según alturas crecientes. Durante el día la capa F se des-
dobla en dos subcapas, las mismas que se denominan F, y F2 -
23
lonoafértoB
Figura # 1.9
Se debe destacar que las capas E y F son permanentes,
esto hace posible las radiocomunicaciones a gran distancia
med iante ondas ref 1 e jadas.
1.2.5.4 PROPAGACIÓN POR DISPERSIÓN TROPOSFÉRICA.
Se considera como troposfera la región de la atmósfe-
ra adyacente a la tierra y que se extiende hasta unos 10
Km. de altura. Los índices de refracción de estas capas son
tan diferentes que se experimenta algo de dispersión de
regreso a la tierra en las bandas de VHF y UHF hasta las
frecuencias en las que la absorción de los gases y vapor
atmosférico comienza a provocar seria atenuación. La d i s—
pers í ó n troposférica es mucho menos propensa a cambios en
las condiciones que afectan a la propagación ionosférica,
aunque varí a muy notablemente con la ubicación geográfica
y es de mayor utilidad en las zonas templadas que en los
24
trópi eos.
Dado que la dispersión ocurre a altitudes reducidas,
las comunicaciones con este mecanismo pueden hacerse a
distancias pequeñas ten el mejor de los casos cientos de
K i 1 ornetros) ,
1.2,5.5 PROPAGACIÓN POR DISPERSIÓN LOCAL.
Este mecanismo de propagación no pertenece al grupo de
los canales "clásicos" que aprovechan las propiedades de la
atmósfera, más bien es apiicable cuando la trayectoria de
enlace es relativamente corta.
Cuando el receptor está rodeado de obstrucciones, son
ellas mismas (edificios, árboles, colinas) las que propor-
cionan una multitud de trayectorias para la señal de radio.
Figura # 1.10
La señal recibida de este canal llega desde muchas al-
iones y por varios mecanismos, en el caso de grandes
25
obstruco iones, la señal se refleja, se difracta o ambas a
la vez, sí son pequeñas obstrucciones ocurrirá dispersión
y cada partícula actuará como un débil radi ador omnid i rec~
c i o nal , El efecto neto es como si la antena receptora, estu-
viese rodeada por un gran número de díspersores colocados
aleatoriamente, actuando cada uno de ellos como una fuente
de la misma señal pero con fase, retardo y amplitud alea-
tor ios.
1,3 TIPOS DE PROTOCOLOS,
Un sistema de comunicación podría estar conformado por
solo dos terminales remotos tsistema punto a punto), o por
más de dos terminales remotos (sistema multípunto).
Obviamente, si solo existen dos terminales en el sis—
tema, un protocolo de común icae iones en ocasi ones resu 1ta—
ría innecesario; mientras si el sistema de comunicaciones
dispone de varios terminales remotos, se hace imprescindí—
ble el disponer de un protocolo de comunicaciones para ma-
nejar el" intercambio de mensajes.
>
Protocolo es un conjunto de normas y reglas encargadas
de manejar las .comunicaciones entre terminales, terminales—
computadoras y entre computadoras.
Las funciones primordiaI es que deben cumplir un proto-
colo s'on : evitar que dos dispositivos transmitan simul —
26
táneamente sobre el mismo canal y asegurar que cuando un
dispositivo transmita, éste sea escuchado por el disposi—
tivo destino del mensaje.
Los procedimientos utilizados por los protocolos de
comunicaciones para, regular el intercambio de mensajes bá—
sicamente se reducen a dos :
— Contención (Content ion)
— Exploración y Selección (Po1 1 ing—Sefecting) ,
1.3.1 CONTENCIÓN.
En este modo de operaci ón, todos los termi nal es remo-
tos se encuentran en estado de reposo cuando no hay ínter—
cambio de mensajes, es decir, en este estado no se produce
ningún intercambio de señales de control.
Cuando algún terminal desea realizar una comunicación,
éste solicita el uso del medio de transmisión mediante un
carácter de pedido, establee iendose la común icaei ó n hasta
cuando dicho terminal declare cerrada la transmisión me—
diante un carácter de fin. En definitiva, a este procedí—b
miento se lo puede resumir asi : "primero que llega, prime-
ro que se atiende". A -fin de evitar la concurrencia simul —
tánea de más de un termi na 1 al proceso de comunicación, se
puede asignar a alguno o algunos de ellos prioridades a fin
de que. puedan acceder con más f ac i 1 idad al medio de trans—
27
misión.
1.3.2 EXPLORACIÓN Y SELECCIÓN.
El procedimiento de exploración se utiliza principal-
mente en sistemas multipunto. En este mecanismo, el equipo
emisor y el equipo receptor intercambian i nformac ion de
control todo el tiempo, dicha i nformac ion puede verse como
mensajes de la siguiente manera :
~ Desea enviarme información? (exploración).
— Puede recibir información? (selección).
Evidentemente, para ejecutar este procedimiento se re-
quiere establecer que dispositivo es el encargado de reali-
zar las preguntas, por lo general, se le asigna estas fun-
ciones al equipo central del sistema de comúnicae iones.
Actualmente exiten dos tipos de procedimientos de ex-
ploración en uso : Exploración Central y Exploración con
Rotac ion.'
En la exploración central, el equipo central hace las
preguntas correspondientes a cada estación remota en un
orden predetermi nado - Cada termina.! al recibir la pregunta
contesta con una señal de "no tráfico" sí no desea real izar
alguna comunicación, en cambio enviará una señal de "tráfi-
co" si quiere útil i zar el medio de común icae ion. La expío —
28
ración continua después de la recepción del mensaje, por
tanto, el tráfico de mensajes puede ser en cualquier sen-
tido. En este procedimiento también se puede establecer
prioridades mediante la asignación de mayor número de ex—
ploraciones a determinado terminal remoto.
En la exp1 orae ion con rotación la primera pregunta la
hace el equipo central, si la estación remota desea enviar
información, contesta a la pregunta con una sefíat de "trá-
fico" y luego desplaza la información; caso contrario, la
estación remota se encarga de realizar la exploración de la
siguiente estación remota y así sucesivamente. Por tanto,
en este procedimiento no existe la señal de "no tráfico".
Cuando la estación central ha recibido información de
una estación remota, dicho mensaje es transferido inmedia-
tamente a la estación destino para luego la estación cen-
tral realizar la primera pregunta de exploración a la si-
guiente estac ion remota y dar lugar nuevamente al desarro-
l l o del p_roceso .
1.3,3 CLASIFICACIÓN DE LOS PROTOCOLOS.
Un método conveniente para clasificar los diferentes
tipos de protocolos es mediante las técnicas de alineación
de mensa je que se usan- Básicamente existen dos tipos de
protoco los :
29
— Protocolos orientados a caracteres y
— Protocolos orientados a bytes y a bits.
1.3.3.1 PROTOCOLOS ORIENTADOS A CARACTERES.
Se han desarrollado una variedad de protocolos orien-
tados a caracteres, entre los cuales destacan: El BISYNC
desarrollado por IBM, El HDLC de la ISO, El protocolo X. 25
del CCITT, Los protocolos ALOHA desarrollados por la Uni-
versidad de Hawaiir etc.
1.3.3.1.1 PROTOCOLO BISINCRONICO (BISYNC).
El protocolo Binary Synchronous Communications (BSC o
BISYNC) diseñado por IBM tiene su aplicación únicamente pa-
ra comunicaci ones ha 1f—dup1 ex. Se aplica a las confi gura—
ciones de red punto a punto y multipunto? en el primer caso
bajo el procedimiento de Contención y en el segundo caso
utilizando el procedimiento de Exploración y Selección .
El p'rotocolo BSC tiene la propiedad de ser transparen-
te, es decir, permite la transmisión de caracteres de con-
trol con el mismo patrón de bits de los caracteres de da-
tos. Además el BSC se acomoda a un amplio rango de veloci-
dades de transmisión.
Con el protocolo BSC solo se permite uno de los tres
siguientes códigos para transmisión de datos en una red
30
particular: 1) EBCDIC, 2) ASCII y 3) Transcódigo de 6 bits.
Los caracteres utilizados en este protocolo y sus signifi-
cados son :
CARÁCTER
SYN
SOH
STX
ETX
BCC
ITB
ETB
EOT
ENQ.
ACK '
WACK
NAK
DLE
RVI
TTD
DLE EOT
SIGNIFICADO
Libre y sincronismo
Inicio de cabecera
Inicio de texto
Concluye el texto
Bits de verificación de cuadros
Fin de transmisión de bloque
i ntermed i o
Fin de transmisión de bloque
Fin de transmisión
Pregunta
Reconocimientos afirmati vos
Espera, antes de transmitir un ACK
Reconoc i miento negativo
Escape del enlace de datos
Interrupción inversa
Retardo temporal del texto
Secuencia de desconexión para 1ínea
conmutada
La trama BSC básica se muestra a continuación t
SOH ENCABEZADO STX TEXTO BCC
Carácter ún i co op ta t ivo
31
El protocolo BSC tiene numerosas limitaciones para las
redes de datos más avanzadas; por ejemplo, se diseñó para
usar lo únicamente con "caracteres de para y espera".
En este protocolo se pueden realizar control de erro-
res, para detectarlos se util i za métodos de paridad como :
— Verificación de Redundancia Longitudinal {VRL) o
— Ver i i5 i cae ion de Redundanc i a Vertical ( VRV ) , aunque tam—
bien se puede emplear el método de Verificación de Redun-
dancia Cíclica (VRC), La técnica VRC-12 se utiliza en el
transcódigo de 6 bits, mientras que la VRC-16 y VRL/VRV
se usan en los códigos de transmisión de 8 bits como el
ASCI 1 y el EBCDIC.
1.3.3.1.2 PROTOCOLO HDLC (HIGH LEVEL DATA LINK CONTROL)
El protocolo de Control de Enlace de Datos de Alto Ni-
vel o HDLC ( según sus siglas en inglés) -fue diseñado por la
ISO para trabajar en los modos half~duplex y full-duplex.r
Este protocolo viene a ser un perfecc ionamiento del
Bisíncrónico BSC, ya que, elimina muchos procedimientos del
BSC reduciendo por tanto los tiempos de espera.
Una ventaja importante del protocolo HDLC respecto al
BSC, radica en que el primero no divide a los mensajes en
paquetes de menor longitud excepto cuando son mensajes de-
32
mas i ado extensos; mientras que el protocolo BSC a los men-
sajes siempre los corta en una serie de bloques pequeños.
La estructura de las tramas en el protocolo HDLC es
exactamente !a misma sea el mensaje extenso o corto. Este
protocolo puede ser útil izado para comúnicae iones sincróni —
cas como para asincrónicas. En el modo sincrónico se utili-
zan caracteres de sincronismo al inicio de la transmisión.
En cambio en el modo asincrónico se utiliza un bit para in-
dicar que se transmite un carácter y bit final para señalar
que se ha comple tado el carácter.
El protocolo HDLC utiliza tramas en las cuales la a—
pertura y cierre de las mismas se lo hace mediante caracte-
res similares 1 1 amados FLAG. Cada trama es numerada en se—
cuencia a más de cada una de ellas lleva un registro del
número de tramas ya enviadas,
La estructura de la trama en el protocolo HDLC es :
FLfx: D. E. U-FQRMftCION CONTROL DIRECCION FLftG
FLAG:
D. E. :
INFORMACIÓN
CONTROL:
Bandera de cierre y apertura de la Trama
01111110
Detección de Errores en 16 bits.
Contiene el mensaje a ser transmitido.
Puede ser extendido a dos bytes y es usado
pa.ra controlar la operación del terminal
33
remoto por parte de la central así como pa-
ra responder desde el remoto a la central.
DIRECCIÓN: Lleva la dirección del secundario que se co-
munica con la central.
La secuencia de bits de las banderas de apertura y
cierre deben ser únicas. A -fin de evitar que una estructu-
ra similar aparezca en cualquier otro lugar que no sea la
posición de bandera, se inserta un "O" binario después de
cuaIquier sucesión continua de cinco unos ( 1) binarios. El
"O" se elimina en el receptor; los ceros que se insertan y
se quitan no se incluyen en la verificación de error.
Para detectar los mensajes que han sido transmitidos
de manera errónea, se utiliza el método de Veri-ficacíón de
Redundancia Ciclica (VRC), El mismo que es una sucesión de
16 bits que representan un polinomio de orden 15, que es el
resto de la división del polinomio de los bits de la trama
para un polinomio estándar de orden 16 (VRC-16). La infor-
mación recibida en la trama correspondiente a la detección
de errore's es comparada con la evaluación que se realiza en
la estación remota, si no son iguales, la trama se desecha
por contener errores.
1.3.3.1.3 PROTOCOLO X.25 DEL CCITT.
Este protocolo ha tenido gran aceptación en Europa y
por la ISO. El objeto del protocolo es el establecer re-
34
glamentaciones a la transmisión de datos con conmutación
por paquetes a fin de f ac ilitar la interconexión i n ter na-
cional . Este protocolo es bastante similar en cuanto a -for-
mato al protocolo HDLC, por ejemplo, las banderas. A con —
tinuación se especifica la trama tipica X.25 :
FUX; DIRECCIÓN CONTROL TEXTO VERJF. cuaoRoe F1_AG
FLAG: 01111110
VERIF CUADROS; Tiene una extensión de 16 bits y son em-
p1eados para la detección de errores.
Por la similitud con el protocolo HDLC, muchas veces
se dice que una red pública de datos X.25 utili za el pro-
tocolo HDLC.
En el CCÍTT X.25 se recomienda que la longitud máxima
del campo de datos debe ser 126 octetos, dejando en liber-
tad a que algunas empresas telefónicas utilicen otras lon-
gitudes máximas, indicándose además que estas longitudes se
tomen en base a potencias de dos: 16, 32, 64, 256, 512 y
1024 bytes, aunque excepcíonalmente puede ser 255 octetos.
En el CCITT se permiten dos modos de operación para
este protocolo: Principal—Principal y Principal—Secunda—
ría. En la operación Principal—Principal cada una de las
dos estaciones que se conectan al enlace de datos pueden
35
actuar como estación principal. Mientras en et modo Prin-
cipal—Secundaria una de las dos estaciones que se enlazan
desempeña la función de principal y la otra la de Secunda-
ria.
Para la detección de errores se u t i l i za la técnica de
Verificación de Redundancia Cíclica (VRC-16).
1,3,3.1.4 PROTOCOLOS ALOHA.
En la década de 1970, Norman Abramson y sus colegas de
la Universidad de Hawaii desarrollaron los protocolo ALOHA.
La idea primordial de un sistema ALOHA es dejar que los
termínales remotos transmitan información siempre que la
tengan. En caso de colisiones, las tramas sufrirán obstruc-
ción. Pero debido a la propiedad de retroalimentación de la
difusión, el que envía la información podrá averiguar si su
trama se destruyó.
En el sistema ALOHA todas las tramas tienen un tamaño
uniforme á fin de poder conseguir el máximo rendimiento.
Siempre que dos tramas traten de ocupar simultáneamen-
te el mismo canal habrá colisión y ambas serán destruidas,
Es así que si el último bit de la una trama se superpone
con el primer bit de la segunda trama, ambas tramas se
destruirán por completo, aplicando la idea de: "lo malo
siempre es malo".
36
Existen dos tipos de protocolos ALOMA :
- El ALOMA puro y
- El ALOHA ranurado.
En el sistema ALOHA puro, un terminal transmite un pa-
quete de información en cualquier instante, siendo muy "fac-
tible que se presente una colisión con otra trama. Mientras
en el ALOHA ranurado, el terminal antes de transmitir una
trama i escucha que en el medio de comunición no exista otra
trama en viaje a fin de tratar de asegurar que la trama por
e 1 enviada no se pierda.
En el sistema ALOHA en general, cuando una trama sufre
colisión, el terminal remoto se encarga de retransmitirla
cuantas veces sea necesario hasta cuando su transmisión sea
exi tosa.
En este protocolo no se u t i l í za ningún método de de—
tecc i ó n de errores, puesto que ni hasta un Código de Re-
dunda, ncia Cíclica (VRC) puede reconstruir la í nformacion
perdida por la colisión.
1.3.3.2 PROTOCOLOS ORIENTADOS A BYTES Y A BITS.
En la actual id a. d se han diseñado algunos protocolos
ded ícados exctusivamente a bytes y a bits de i nformac ion,
37
De todos ellos, el más conocido y utilizado es el protoco-
lo SDLC desarrollado por IBM.
1.3.3.2.1 PROTOCOLO DE CONTROL SÍNCRONO DEL ENLACE DE DA-
TOS (SDLC).
Este protocolo es muy similar al protocolo HDLC orien-
tado a caracteres. El protocolo SDLC presenta cuatro carac-
terísticas estructurales esenciales :
— Se usa una gramática comían.
— Se incrementa la conf ia,b i 1 idad del equipo de enlace de
datos para la detección y recuperacion del error.
— Existen dos niveles de jerarquía constituidos por las
estaciones primarías y secundarías.
- Cada bloque de transmisión de datos, denominado "trama.",
tiene un -formato específico.
En la siguiente figura s'e ilustra la trama del SDLC :
FT-ftG DIRECCIÓN COtsTTROL INFGRMPCIGN VER3FI. CUADROS FLAG
FLAG;
DIRECCIÓN:
Inician y cierran la trama, constituidas
por: O111111O
Conformada por 8 bits para indicar la es—
tacíón remota qué se comunica, con la cen-
tral .
38
CONTROL: Constituido por 8 bits para controlar la
operación del secundario,
VERIF. CUADR.: Realiza la detección de errores en 16 bits.
Para evitar que la secuencia de bits correspondiente
a las banderas aparezcan en otro lugar diferente, se sigue
el mismo procedimiento empleado en el protocolo HDLC.
El campo de i nformac ion puede ser de cualquier longi —
tud pero siempre en múltiplos de 8 bits. Para la detección
de errores se utiliza la Verificación de Redundancia Cicli—
ca ( VRC—16). En el extremo de la trasmisión, en el casille-
ro de Veri ficación de Cuadros (Ver i f. Cuad r. ) se al macena
i nfo rmac ion de control después de realizar la Ver i ficae ion
de Redundanc ia Ciclica en una trama específica; en el re-
ceptor se realí za un cómputo similar sobre la trama que se
recibe, si el resultado no es el mismo que se recibe, la
trama en cuestión se desecha por errónea.
En tíl control sincrono del enlace de datos existen dos
niveles jerárquicos: los que constituyen la estación prin-
cipal y uno o más secundarios. En la estación principal es-
tá el control del sistema; las estaciones secundarias se
pueden conectar a la central en base a un enlace punto a
punto, multipunto, a n i l l o , etc. En este control sincrono se
puede tener los procedimientos de Conteción o de Explora-
ción.
39
1.4 DESCRIPCIÓN Y JUSTIFICACIÓN DEL SISTEMA A IM-
PLEMENTARSE.
El sistema a implementarse es un sistema de comuni ca—
ción muí t iusuario que esta conformado por una estación cen-
tral y dos terminales remotos. El sistema tiene capacidad
de expansión a ocho estaciones remotas.
Cada estación remota esta constituida por un equipo
modem al que se encuentra conectado un- computador i nte L i —
gente, el medio de unión entre el modem y el computador es
la 1 inea física.
El sistema utili za como medio de transmisión entre
terminales remotos, la atmósfera, dichas estaciones remo-
tas podrán estar alejadas una distancia máxima de 100 me-
tros .
El equipo central es el encargado de real izar la admi-
nistración de la comunicación entre los terminales, el mis-
mo que en 'el proceso de trasnmisión desempeña la función de
un repetidor activo. La retransmisión por parte de la cen-
tral lo hace a una frecuencia diferente a IB. utilizada para
la transmisión por parte de las estaciones remotas, a fin
de evitar posibles i nterferene ias que puedan p roduc i rse
dentro del sistema de comunicaciones.
La estación central esta conformada básicamente por un
40
equipo modem, el mismo que se encuentra unido a un sistema
inteligente encargado de ejecutar el protocolo de comuni-
cación, así como también de almacenar temporal mente y de-
tectar errores en el mensaje recibido por la central pre-
vio a su retransmisión.
El mensaje a trasnmitirse es objeto de división en
bloques de 1024 bytes de información cada uno. En caso de
no poderse completar un bloque con 1024 bytes de longitud,
e I f aItante será llenado mediante una cadena de ceros (O)
b i narios.
Los 1024 bytes de información que constituyen el pa-
quete se los obtiene de la siguiente manera :
Los datos a transmitirse primero pasan por un proceso
de compresión, para luego conti nuar con una operación de
codificación. El código empleado es el de Hamming (7,4),
pero como los bytes tienen capac idad para 8 bits, el octavo
bit corresponde a un bit de paridad. El proceso inverso se
cumple cuando el paquete llega al equipo remoto de destino.
La estación central no realiza ningún proceso de codi-
ficación y decodificación, lo que si ejecuta es un control
de errores. Tanto las estaciones secundarias como la cen-
tral, el momento que detectan una cantidad considerable de
errores solicitan retransmisión.
41
CAPITULO II
TERMINALES
2.1 Características y Estructura Básica.
2.2 Descripción de la Estructura y Funciones
del Microcontrolador.
2.3 Pórtico de Entrada—Sal ida para comunica—
c i ones.
2.4 Diseño del Tranceptor.
2.5 Construco ion del Tranceptor.
TERMINALES.
2.1 CARACTERÍSTICAS Y ESTRUCTURA BÁSICA.
Una vez que ya tenemos los conocimientos generales pa-
ra implementar el sistema de comunicación local propuesto,
presentamos a continuación, mediante un diagrama de blo-
ques, las partes que conforman un terminal como puede ob-
servarse en la figura 2.1 .
COMPUTADOR
CONTROL DEPOLARIZACIÓN MICROCONTROLADOR
CONTROL DECOMUNICACIONES
TRANSMISOR
DIPLEXOR
RECEPTOR
Figura #2.1
Las características que nuestro sistema presenta, aho-
ra son expuestas resumídamente :
El computador a ut11 I zarse, pertenece a la fam i 1 ia de
44
los PC, PS/2 IBf-1 o comp a tibies, resulta ser el componente
principal de los terminales, porque es en él donde se al ma—
cenan o desde donde se toma la información que será recibi-
da o transmitida respectivamente.
El ci rcuito de control, el mismo que está constituido
por el microcontro1 ador MCS8031AH, se encarga de establecer
el control de todo el equipo existente fuera del computa-
dor. El microcontro1 ador además realiza la tarea de codifi-
cación y decodificación mediante la implementación de un
software, siendo también el encargado de habilitar o desha-
bilitar al terminal para establecer las comunicaciones con
otro elemento del sistema.
La fuente de polarización, ésta no forma parte del di-
seño, es una fuente tipo switching con varios taps de sali-
da. La fuente tiene las siguientes especificaciones :
Voltaje de entrada : 100 - 125 V.
Corriente de entrada : 2 A.
frecuencia : 50-60 Hz.
Para los taps de salida :
Voltajes C V] , Corrientes [ A] .
5 4.80
12 1-10
- 5 O.12
-12 0.34
45
Su -función es la de proveer voltaje de polarización
para la circuitería externa al computador.
f
El circuito transmisor, el cual se encarga de generar
una señal modulada en frecuencia con portadora de 44 MHz y
entregar la potencia necesaria para cubrir el enlace de 100
metros.
El ci rcui to receptor, cuya sensibilidad se ha -fijado
en 5 mV/m (nivel residencial ) , la portadora en recepción es
de 48 MHz. Med iante amplificadores recupera la señal nece-
saria para que ésta pueda ser entendida por el circuito di-
visor de frecuencia y luego sea dernodulada.
El diplexor, se encarga fundamentalmente de atenuar
las señales que se generan en el transmisor a 44 MHz con el
objeto de disminuir las interferencias en el receptor. De
igual manera atenuar las señales de 48 MHz que llegan desde
la central, para no interferir con las señales generadas
por el transmisor.
. El código que se utiliza para el tratamiento de detec-
ción y corrección de errores es de tipo Hamm ing. A cont i —
nuación se presentan las principales carácter isti cas de es-
tos códigos.
46
Z.l.l CÓDIGOS HAMMING.
Estos códigos constituyen un ejemplo de los códigos de
bloque que contienen m bits de información y k bits de
prueba.
En general los códigos bloque (n,k) tienen 2k bloques
distintos a ser cod i-f icados, asociados en correspondencia
uno a uno a 2h bloques distintos de longitud n, los cuales
conforman el código.
n = m -f k, n : longitud de la palabra código,
m : bits de información,
k : bits de prueba.
Además los códigos Hamming son lineales, esto signi-
fica que al realizar la suma módulo 2 de cualesquiera dos
palabras válidas del código, obtenemos como resultado otra
palabra código, la lineal.idad de un código bloque facilita
los procesos de codificación y decodificación.
Nosotros utilizamos concretamente el código Hamming
(7,4), el mismo que tiene una distancia mínima = 3.
La distancia entre dos pal abras código se define como
el número de lugares en los cuales ambas pal abras difieren.
Ten iendo en cuenta esta definición anterior, se dice que la
distancia minima de un código bloque lineal es la distancia
47
Donde : DI = Bits de datos.
PI = Bits de paridad.
Si aplicamos el principio de equivalencia que dice que
dos códigos son equivalentes si uno puede transformarse en
el otro solo por transposición de elementos, entonces pode-
mos escribir nuestras palabras código de la siguiente mane-
ra :
Po • Pi Do P2 D! D2 D3 PT
La manera para determinar los bits de paridad de nues-
tras palabras código es :
Po = Do + D, + D3
P, = Do + D2 + D3
P2 = D! + D2 + D3
Hemos incluido en la estructura de la palabra código
un bit extra Pr , el mismo que se encarga de mantener la pa-
ridad de l'L transmitidos, es decir, si hay un número par de
unos Pr - 0L caso contrario PT = 1L • La forma de calcular
este bit es la siguiente :
PT = PO + p, + Do + P2 + Di + D2 + Ds
Para obtener la detección y corrección del código ge-
nerado, se forman tres series, de tal manera que en cada
49
serie sea par el número de unos, así :
Serie 1 Yi = P0 + D0 + Di + D3
Serie 2 Y2 = PI + D0 + D2 + D3
Serie 3 Y3 = P2 + Di + D2 + D3
De tal manera que cada vez que Y( = 1, significa que
la serie tiene error.
Para detectar cual es el bit que tiene error se ana-
liza la siguiente tabla :
Yt Y2 Y3
O O O N o e x i s t e e r r o r .
O O 1 P2 e r róneo .
O 1 O PI e r róneo .
0 1 1 D2erróneo.
1 O O Po erróneo.
i O 1 Dj erró neo.
1 1 O Do erró neo.
1 1 ' i D3 erróneo.
Podemos concluir que la ubicación del bit de -falla
está determinada por la combinación binaria de las señales
Y3 , Y2 , YI , siendo Y3 el bit más significativo.
La técnica que se emplea para modular la portadora, es
del tipo 2FSK (modulación binaria) cuyas características
50
describimos brevemente
2.1.2 MODULACIÓN FSK .
En términos generales, la modulación es un proceso me-
díante el cual se hace variar alguna característica de la
•forma de onda conforme a otra forma de onda.
Una señal sinusoidal tiene tres características que la
distinguen de cualquier otra, estas son :
— Amp 1 i tud .
- Frecuencia y
— Fase .
Estas propiedades hacen que ss puedan generar dis-
tintas formas de modulación, dependiendo del parámetro que
se man i pu 1 e .
Para el objeto de la radiotransmisión con modulaci ó'n
en frecuencia, que es nuestro caso, se define a la misma
como el proceso por medio del cua 1 se hace variar la fre—
cuencia de una onda portadora d© conformidad con la i nf or-
i ó n a transmitirse.
La modu 1 ac ion FSK (manipulación por desplazamiento de
frecuencia) es una técnica digital de modul ac ion en f re—
cuencia, este tipo de modulación para una señal con muí ti —
51
pies niveles de voltaje (en general la multiplicidad suele
ser una potencia de 2 distinta de cero), genera la denomi-
nada modulación nFSK, en consecuencia se tendrán tamb ien
múltiples desviaciones de frecuencia.
Debido a que nuestra señal únicamente tiene dos nive-
les, esto es 1L y OL, toma la denominación de modulación
binaria o 2 FSK.
La expresión matemática que modela nuestra señal 2FSK
es la siguiente :
f(t) ~ cos(o>c + b& * Ád>) *t ec. 2.2
donde : o>a es la frecuencia de la portadora.
bn es una señal digital en banda base,
Ád) es la diferencia de frecuencia
entre las dos señales,
t es el tiempo.
De la última ecuación se puede concluir que la des-
viación que producen los niveles de la señal en banda base
son :
+Sw para un 1L y O para un OL • (En la -í i gura 2.2 se muestra
una onda modulada 2FSK.)
Existen dos tipos de modulación FSK, estas son modula-
ción coherente y modulación no coherente.
52
£»Ptd Mocblada 2FSK.
Fig # 2.2
La modulación coherente se produce,cuando en el ins-
tante en que se da el camb io de frecuencia se mantiene la
fase de la señal (el gráfico anterior,, es un ejemplo de
modulación coherente), proviene de un mismo oscilador sobre
el que se realizaría el cambio en la frecuencia en función
de la señal de datos.
En modulación no coherente, por el contra rio de la an—
ter-ior, el momento que .se produce el cambio de frecuencia
existirá en la mayoria de las conmutaciones saltos de fase.
La modulación no coherente se obtiene de. la conmuta-
ción de dos osciladores independientes.
53
2-2 DESCRIPCIÓN DE LA ESTRUCTURA Y FUNCIONES DEL
M1CROCONTRQLADQR.
La familia de microcontro1 adores de 8:bits MCS-51 con-
siste de los siguientes dispositivos que se enumeran a con—i
tinuación :
Elemento ROM RAM TIMERS
8031 O K 128 bytes 2
8051 4 K 128 bytes 2
8751 4 K (EPRQM) 128 bytes 2
8032 O K 256 bytes 3
8052 8 K 256 bytes 3
8752 8 K' (EPRQM) 256 bytes 3
Todos estos microcontro1 adores se basan en la arqui-
tectura que se muestra en la figura 2.3 .
Nosotros trabajamos con el microcontrolador MCS8031AH
el mismo que tiene las siguientes características principa-
p a l e s :
- CPU de 8 bits.
- Circuiterla de oscilador y reloj.
- 32 lineas de entrada salida.
— Posibilidad de manejar 64 Kbytes de memoria de datos ex-
ternos .
— Manejo de 64 Kbytes de memoria de programas externos.
54
-i.-:
Jí
.. '
co rt ÍH 3 DO
— Dos temporisadores/contadores de 16 bits.
- Cinco fuentes de interrupciones con dos niveles de prío-
ridad.
— Pórtico serial Full dúplex.
— Procesador Boleano.
2.2.1 ORGANIZACIÓN DE LA MEMORIA.
El microcontro1 ador MCS8031AH tiene bloques de direc-
ciones diferentes para memoria de programa y memoria de da-
tos. La memoria de datos puede consistir de una RAM de 64
KBytes exterior al circuito y de 128 bytes localizados en
el C.I. (circuito integrado) más registros de función espe-
cial los mismos que se listan a continuación :
Símbolo Denominación Dirección
*ACC Acumulador OEOH
•B Registro B OFOH
-PSW Palabra de status ODOH
de programa
SP ' Puntero de p i l a 081H
DPTR Puntero de datos
DPH 083H
DPL 082H
• PO Pórtico O 080H
• Pl Pórtico 1 090H
• P2 Pórtico 2 OAOH
• P3 Pórtico 3 OBOH
56
SImbolo
' IP
* 1E
TMOD
TCON
TCON
THO
TLO
TH1
TL1
• SCOIM
SBUF
Denominación Dirección
Control prioritario OB8H
de interrupción.
Control de habilita- OA8H
ción de interrupción
Modo de T/C : 089H
Control de T/C OC8H
Control de T/C OC8H
T/C O (byte alto) 08CH
T/C O (byte bajo) . 08AH
T/C 1 (byte alto) 08DH
T/C 1 (byte bajo) 08BH
Control puerto serial 098H
Buffer datos seriales 099H
Las funciones marcadas con * son di rece ionab1 es como
byte o a nivel de bits 3.
Es posible tener instrucciones que ocupen las mismas
direcciones sin que se presente ningún conflicto, ya que
las mismas son específicas para cada tipo de memoria.
En la estructura de la RAM interna, al C. I . se cuenta
con 4 bloques de registros de trabajo, los mismos que ocu-
pan las siguientes direcciones :
3 Mayor información sobre ¡os registros, especiaJes listados,pueden encontrarse en los anexos corespondientes al microcontro-tador.
57
Primer bloque : OOH - 07H
Segundo bloque : 08H - OFH
Tercer bloque t 10H - 17H
Cuarto bloque : 18H - 1FH
Como se puede ver estos bloque ocupan un total de 32
localidades. Estos bloques toman mucha importancia cuando
se trabaja con sub-rutinas. Todas las demás localidades de
la memoria RAM interna, es decir desde la 20H a la 7FH pue-
den ser destinadas a la pila.
2.2.2 ESTRUCTURA DE LOS PUERTOS Y OPERACIÓN.
Todos los puertos del microcontrolador son bidirec—
cionales, cada uno de e l l o s consiste de un retenedor, un
manejador de salida y una memoria intermedia de entrada.
Los manejadores de sal ida de los puertos O y 2 y la
memoria intermedia de entrada del puerto O son utilizadas
para acceder a memoria externa, así la salida del puerto O
representa el byte bajo de la dirección de la memoria ex-
terna, muítiplexada en el tiempo con el byte que ha sido
leído o escrito. En cambio la salida del puerto 2 represen-
ta el byte alto de la dirección de memoria externa cuando
se requiera una dirección mayor a FFH.
Todos los pines del puerto 3 son mu 1 t i fuñe i o na 1 es , no
solo se utilizan como pines del puerto, sino que prestan
58
servicios especiales, los mismos que a conti nuac ion se des—
cr iben :
Pin del puerto Función alternativa.
P3.O RXD Entrada puerto serial,
P3.1 TXD Salida puerto serial.
*P3.2 INTO Interrupción externa O.
* P3 . 3 INT1 Interrupc ion externa í.
P3.4 TO Entrada externa T/C.
P3.5 TI Entrada externa T/C
*P3,6 WR Se 1ección de escri tura de me-
moria externa de datos.
* P3 .7 RD Selección de lectura de
memoria externa de datos.
Los pines que están precedidos del símbolo * , se acti-
van en estado bajo.
2.2.3 PUERTO SERIAL.
El puerto serial de la familia MCS-51 es full dúplex,
esto significa que se puede transmitir y recibir simultá-
neamente .
Tanto la transmisión como la recepción son realizadas
a través del registro especial SBUF, escribiendo en SBUF se
carga el registro a. transmitirse y leyendo SBUF se accesa
separadamente al registro de recepción.
59
E1 puerto seria1 puede operar en 4 modos, estos son :
Modo O.- Las entradas y las salidas se realizan a través de
las lineas RXD y TXD respectivamente. Se transmiten o reci-
ben 8 bits de datos y el baud rate está fijo en 1/12 de la
frecuencia del oscilador.
Modo 1.™ Se transmiten 10 bits sobre la línea TXD o se re—
ciben los bits sobre RXD. En este modo se tiene un bit de
inicio, 8 bits de datos y un bit de parada. El último bit
mencionado en recepción se localiza sobre RB8 del registro
especial SCQN. En este caso el baud rate es variable.
Modo 2.- En este modo se transmiten o reciben 11 bits, los
cuales tienen la siguiente estructura :
1 bit de inicio, 8 bits de datos, el noveno bit de datos
programab le y un bit de parada. En transmisión el 9 bit de
datos se encuentra en TB8 del registro especial SCON al
cual se lo puede asignar el valor de O o 1, resulta ser muy
útil, por ejemplo mediante este bit se puede llevar infor-
mación de'la paridad.
En recepción el noveno bit se lo encuentra sobre RB8,
mientras que el bit de parada es ignorado. El baud rate es
programable, pudiendo ser 1/32 o 1/64 de la frecuencia de
ose i 1ac ion.
Modo 3.— En este caso también se transmiten o reciben 11
60
bits, se comporta el modo 3 de idéntica manera, que el an-
terior, excepto el baud rate que es variable.
2.2.4 GENERACIÓN DEL BAUD RATE.
Para el modo O, el baud rate es fijo e igual a :
Baud Rato M Frecuencia del oscilador12
Para el modo 2, el baud rate depende del valor que to-
me el bit SMQD de! registro especial PCQN, cuando SMOD sea
O el baud rate será igual a 1/64 de la frecuencia del osci-
lador y cuando SMOD sea I, el baud rate es 1/32 de la fre-
cuencia del oscilador, esto se deduce a partir de la si-
guiente fórmula :
Baud Rate = — - * Frecuencia del oscilador ec. 2.464
Para nuestro mi crocontrol ador en los modos 1 y 3 el
baud rate'puede ser calculado mediante la siguiente ecua-
ción :
Esta ecuación puede ser aplicada cuando el T I MER 1
opere como Tempor i 2:ador y en el modo de autorecarga (sig—
61
nifica que el nibble alto del registro TMOD = 0010B), pu~
diendo ser deshabilitada la interrupción del TIMER 1 en es-
tas condiciones.
Mediante la ec. 2.5, nosotros vamos a generar el baud
rate que utilizamos en la transmisión de datos.
2.2,5 FUNCIONES QUE DESEMPEÑA EL MICROCONTRQLADQR EN EL
TERMINAL.
Las funci ones básicas que desempeña el microcontrola—
dor MCS9031AH dentro de los terminales son :
- Solicitar la comunicación entre el terminal y la central
en caso de que se quiera transmitir datos o tamb ién tiene
la misión de comunicar a la central que el terminal está
disponible o no para recibir mensajes. Estas operaciones
se realizan mediante un protocolo de comunicaciones que
reside en el microcontrolador.
~ Una vez'que los datos provenientes del computador llegan
al microcontrolador, estos son codificados y luego alma-
cenados en una memoria tipo RAM, para luego ser organi-
zados en tramas de datos para su transmisión vía atinó s—
fera hacia la central, mediante la inserción de cabeceras
y colas al inicio y final respectivamente.
— En recepción el proceso se invierte, es decir los datos
62
que llegan son almacenados en la memoria intermedia, para
luego de que se han suprimido las colas y cabeceras, pa-
sar por un proceso de detección y corrección de errores.
Finalmente la información es decodificada y llevada al
computador receptor.
— Controla las polarizaciones del transceptor, mediante una
línea del puerto 1, en otras palabras para cuando se
recepte, la polari zac ion del transmisor será desconecta-
da.
— Finalmente por medio de un sistema de multiplexaje para
recepción y demultíplexaje para transmisión, los mismos
que están controlados por lineas del puerto i del micro—
controlador, enrutan los datos ya sea hacia el computador
o hacia el transceptor.
2.3 PÓRTICO DE ENTRADA-SALIDA PARA COMUNICACIONES.
La transferencia de información desde un computador a
un periférico, o cualquier equipo de proceso de i nformac ion
fuera del computador, de una forma u otra es transmitida en
unidades denominadas palabras, que suelen tener de 5 a 8
bits. Existen dos formas de real i zar la transmisión, estas
son :
1.— Me todo paralelo, el cual se lo efectúa transmitiendo
simultáneamente por lineas separadas todos los bits de
63
1 a pa1 abra,
2.- Método serie, el mismo que se lo realiza, en forma se—
cuencial en el tiempo, todos los bits de la palabra son
transmitidos uno tras otro por una sola linea de datos.
El método paralelo es utilizado para transmisiones en
altas velocidades lo cual es muy deseable, sin embargo
cuando la distancia de separación aumenta, los costos de
los equipos para utilizar dicho método se incrementa gran-
demente .
Nosotros al considerar que la distancia de separación
entre la central que maneja el sistema y los terminales es
considerable (semejante a 100 m.) y además nuestro medio de
transmisión es la atmósfera, vamos a utilizar el puerto de
comunicaciones serie asi ncró nicas RS—232—C disponible en
los computadores.
Estos sistemas serie, han alcanzado un alto grado de
estandarización, pues existen normas uní versal mente acepta-
das que fijan completamente todos los detalles de la comu-
nicación, incluyendo aspectos mecánicos como son los tipos
de conectores y distribución de señales en los pines, as-
pectos eléctricos fijando niveles de voltaje y formas de
las señales, aspectos lógicos como son los sistemas de co-
dificación y sincronización y también la descripción de
todos los circuitos de datos, control y tiempo. Estas cua—
64
1 i dad es hacen que se puedan realizar con toda facilidad IB.
conexión indistinta de un computador con cualquier perifé-
rico.
A continuación se enumeran algunas de las caracterís-
ticas más importantes para la norma RS—232—C que correspon-
de a la tercera versión revisada de la norma original
RS—232 -, esta fue propuesta por la Asociación de Industrias
Electrónicas (EIA).
Su versión internacional se encuentra incluida en la
recomendación V,24 de 1 CCITT que es parecida pero difiere
un poco en algunos circuitos que son utilizados muy ocasio-
na 1 mente.
- En cuanto a las especificaciones mecánicas :
* Es un conector de 25 patillas, el cual consta de un co-
nector macho como de un conector hembra.
X En la fila superior se numeran las patillas de 1 al 13
(de izquierda a derecha), en tanto que en la fila infe-
rior están numeradas desde el 14 a 25 en el mismo sentido
que en la fila anterior.
— En cuanto a las espec ificaciones eléctricas :
•* Son circuitos de enlace asimétricos con velocidades de
transmisión inferiores a 20 Kbits/s.
•X- Requ iere niveles de voltaje de :
U Vt < ~3 V.
0L Vi > +3 V.
6.5
Cuando -3 V £ Vi £ +3 V es una zona de tránsito, donde el
nivel de señal i zac ion no está definido.
% Debe soportar voltajes de hasta ± 25 V.
•Jí La impedancia de salida > 300 Q.
* La impedancia de entrada 3 KQ < Ru < 7 KQ.
-* Longitudes máximas de enlace vía cable 15 m.
— En cuanto al nivel lógico, nos vamos a limitar a presen-
tar una comparación entre el RS-232-C y V. 24 * como se
observa en la tabla 2.1 .
Una vez que se ha descrito la constitución física del
puerto que utilizamos para realizar las comunicaciones, va-
mos a enumerar rápidamente las funciones que puede realizar
el puerto serie de los computadores.
A los servicios que presta este puerto, es posible ac—
cesar mediante instrucciones que traen los lenguajes de al-
to nivel como son el BASIC, C, PASCAL, etc, así como tam-
bién mediante las operaciones del lenguaje ensamblador y
los servicios que presta la ROM BIOS respecto al manejo de
este puerto.
Hay cuatro servicios de comunicaciones serie comunes
a todos los modelos de IBM, Estos servicios son 11 amados
mediante la Í nterrupc ion 14H y seleccionados a través del
registro AH.
* Andrew S. Tanenbaum, Redes de Ordenadores, (Prenti ce—Ha 11rMéxico, 1968), p. 90.
66
RS-232-C
Código
AA
AB
BA
BB
CA
CE
CC
CD
CE
CF
CG
CH
CI
DA
DB
DD
SBA
SBBSCA
SCBSCP
Patilía.
1
7
2
3
4
5
6
20
y?
8
21
23
18
24
15
17
14
1619
1312
Circuito
Tierra de pro-tección .Tierra de laseña I .
Datos transía i tí-ríos.Datos recibidos.
Solicitvd de en-vío.Libre para envío
Establ ed mientode datos ¡isto.Termina! de da-tos ¡isto.Campani ! ¡a indi-cadora de llama-da.Detector de lí-nea.Cal i dad de ¡aseñal .Velocidad de!ETD.Velocidad delETCD.
Temporizad ó ndel ETD.Temporizad óndel ETCD.Temporizad ó nde! receptor.
Datos transmiti-dos.Datos recibidos.Solicitud de en-vío.Libre para envíoDetector de lí-nea .
CCITT V.24
CódiSo
101
102
103
104
105
106
107
108
125
109
110
111
112
136126
113
114
115
116
119120
121122
PatiHa.
1
7
y
3
4
5
6
20
i?
8
21
23
18
11
24
15
17
14
1619
1312
Circuí to
Tierra de pro-tección.Tierra de laseña ! .
Datos transmi-tidos.Datos recibidos
Solicitud deenvío.Listo para en-vío.Es tablee i mientode datos listo.Termina! de da-tos listo.Indicador de1 1 anjada .Detector de lí-nea .Calidad de 1 aseña! .Velocidad delETD.Velocidad delETCD.Seña! nueva.Selección defrecuencia .
Temp o r i za c i ó ndel ETD.Temporizad óndel ETCD.Temporizacióndel receptor.
Datos transmi-tidos.Datos recibidosSeñal de línea.
Canal listo.Detector de lí-nea .
Tabla 2.1
Además la ROM BIOS del PS/2 contiene dos servicios
adicionales los cuales proporcionan soporte extra al puerto
serie de estos modelos de computador. Estos servicios son:
67
Inicial i zacion del
registro AH.
OOH
O1H
02H
03H
04H
05H
Descrípci ón.
Inicial izar puerto serie.
Enviar un carácter.
Rec ibir un carácter.
Obtener estado del puerto serie
Inicial izar puerto serie exten-
dido.
Controlar puerto serie de comuni-
caciones extendido.
2.3.1 TIPO DE TRANSMISIÓN TERMINAL-TRANSCEPTOR.
Existe una serie de métodos para organi zar la seña 1 es
que se desean enviar, los más importantes son :
1. Transmisión Serie/Paralelo.
2. Transmi sión Asincrónica/Si nerón ica.
3. Transmisión Simplex/Half-duplex/Ful1-duplex.
Anteriormente ya hemos especificado que nuestra trans-
misión es de tipo serial, sin embargo es importante preci-
sar cuales son las otras características de organización de
las señales., para lograr una adecuada comunicación entre
computador y transceptor.
Como ya se ha dicho, el puerto de comunicaciones
RS-232—C es asincrónico, es decir la transmisión se contro-
68
la por bits de inicio y de -final que enmarca cada carácter
transmitido, estos bits son utilizados por el receptor para
sincronizar su reloj con el transmisor en cada carácter.
La estructura que toman los bits en una transmisión
asincrona, es como se muestra en la -figura 2.4 :
a, b„ c. d.
donde : a. son bits de parada,
b. bit de paridad.
c. bits de datos,
d . bit de inicio.
Figura #2.4
Cuando no se envían datos por la linea esta se mantie-
ne en estado de 1L , luego cuando se desea transmitir un ca-
rácter, primero se pone a la linea a cero med iante el bit
de inicio durante el tiempo de un bit. Después se envían
todos los'bits del carácter a transmitirse con los interva-
los que marca el reloj de transmisión.
Seguidamente del último bit del carácter transmitido,
se envia el bit de final, el mismo que se encarga de retor-
nar a la linea al estado de 1L durante por lo menos el
tiempo de 1 bit, con el propósito de que el bit de inicio
del próximo carácter a transmitirse provoque la transición
69
de 1L a O L r permitiendo de esta manera la sincronización
del siguiente carácter. Este bit sirve también para dar
tiempo a que el sistema receptor acepte el dato recibido.
Como ventaja la transmisión asincrona permite enviar
caracteres a ritmos variables y también es un método de co-
municaciones estándar entre ordenadores y periféricos.
Como inconveniente se puede citar principalmente, la
presencia de bits que no contienen información útil para el
usuario, esto provoca que la eficiencia en la comunicación
de cierta manera disminuya.
La configuración de la estructura que tendrán los bits
para la transmisión es posible modificarla, utilizando el
servicio OOH de la interrupción 14H de la ROM BIOS de los
ordenadores.
Nuestro tipo de transmisión también tiene la caracte—
rístíca de ser HaIf—duplex, es decir, la transmisión se
lleva a cabo alternativamente en uno u otro sentido, exi—
guiendo un cierto tiempo para cada i nversi ó n, lo cual redu-
ce la eficiencia del sistema.
2.3.2 VELOCIDAD DE TRANSMISIÓN.
En general la veloc idad de transmisión viene modelada
por la siguiente expresión :
70
Donde : m es el número de canales en paralelo.
TI es el intervalo para el canal i (expresado en
segundos).
ni es el número de estados significativos de la
señal digital en el canal i.
Para el caso de nuestro canal (transmisión serial), el
cálculo de la velocidad se reduce a (I/T)*1og?n. Como nues-
tra señal tiene únicamente dos niveles, Iog2n = 1, por lo
que la velocidad de transmisión simplemente será 1/T.
Para transmitir una señal digital, se necesita de un
medio con ancho de banda infinito, sin embargo los medios
de transmisión reales tiene un ancho de banda limitado. Por
lo tanto de acuerdo 9. las carácteristicas fisicas del medio
de transmisión se establece un ancho minimo del pulso y ló-
gicamente una velocidad máxima de transmisión,
Al igual que era posible establecer la trama de bits
mediante los servicios de la ROM BIOS existente en el com-
putador, también se puede decidir la velocidad de transmi-
sión a través del servicio OOH de la interrupción 14H de la
ROM BIOS.
Este servicio establece cuatro parámetros para rea.I i —
zar las común i cae i ones, los cua les son una combinación de
71
ocho bits sobre el registro AX como se muestra a continua-
ción :
B I T
7 6 5 4 3 2
X X X
X X
X
0
X X
Uso
Código de Baud rata.
Código de paridad.
Código de bits de parada.
Código de tamaño de carácter
Al realizar las posibles combinaciones con los bits 5,
6 y 7 sin importar los demás bits del registro AX, logramos
las siguientes velocidades de transmisión :
BIT
7 6 5
0 0 0
0 0 1
0 1 0
O l í
1 0 0
1 0 1
1 1 0
1 1 1
Ve 1oc i dad
(bi ts/SBgundo)
110
150
300
600
1200
2400
4800
9600
No sotros vamos a trabajar a una veloci dad de trans-
misión de 120O bits/s, principalmente porque en el circuito
demodulador de los receptores, a veloc idades más altas de
transmisión la detección de los pulsos se vuelve critico.
72
2.4 DISEÍ3O DEL TRANSCEPTOR.
2.4.1 ETAPA DE TRANSMISIÓN.
El transmisor que se ha implementado para establecer
la comunicación entre los distintos componentes del s i ste—
ma, consta de los siguientes bloques, como se muestra en la
figura 2.5
Figura #2.5
A continuación se realiza el diseño en forma detallada
del transmisor.
2.4.1.1 DIPLEXOR.
Está constituido por dos condensadores y una bobina
que están interconectadas, por un lado al circuito amplifi-
cador y por el otro a la antena que conforma la carga del
transmisor como se indica en la figura 2.. 6 , La frecuencia
de portadora que se utiliza es de 44 Mhz para transmisión
y 48 MHz para recepción.
Conociendo que la antena, que utilizamos tiene una lon-
gitud física de 90 cm (monopolo), se determina su longitud
73
Figura # 2.6
eléctrica con la siguiente ecua—
c i ó n :
Á =300
f[MHz]longitud de onda.
ec. 2,7
'eléctrica ¡
ec. 2.8
Entonces las longitudes eléctricas para transmisión y
recepción son :
Transm±sión :
Recepción
0,96.818 m.
0.9 m6.25 m.
" 0.132 X
= 0.144 X
Debido a que las longitudes eléctricas de la antena
encontradas no son 1/4 de la longitud de onda, también te-
nemos presente una parte reactiva, que para calcularla es
necesario conocer el radio de la sección transversal de la
antena, que en nuestro caso es de O.238 cm., representando
este valor a O.O0039 de la longitud de onda.
En base a las longitudes eléctricas y al radio de la
antena se logró determinar que las i mpedanc ias son : s
Transmisión : Z.fT, = 7.5 — 270 j.
Recepc ion : Z » t R , =,11 — 2100-
5 Edward C. Jordán Keith G. Baltnain, Ondas Electromagnéticasy Si s tema s fía d is. n t es, (Segunda edición, 1978), p. 615
74
La función que desempeña el diplexor es la de bloquear
las señales que deben llegar solo a la parte de recepción
a una frecuencia de 48 MHz, med i ante el tanque formado por
el condensador Ci y la bobina Lt y dejar circular libremen-
te a la señal que va del amplificador de potencia a la an-
tena .
Como se observa en la figura 2.6 se compensará la
parte reactiva de la antena para transmisión, mediante 1 a
utilización de una reactancia Xd , la misma que forma parte
de una red transformadora de impedancias que servirá para
acoplar el amplificador de potencia con la antena.
Para cumplir con nuestro objetivo antes planteado, se
analiza la red de la figura 2.6.
Ü — Jír * -A/-* "*" -"
Z = . +JWL,
Z =
Arreglando los términos de la última expresión, llega-
mos a la siguiente ecuación :
w" -Z = i ,
Jfw * -£j C2
CTSi r C = —1
75
, -TSe tiene que : Z ~ . *
jwC
Con :
2" =
Con w • hr30 se tiene que Z - O
¿?_Z circuito se comporta como resonante
serie f £¿ y Ce<z J .
Con w = v3^ se tiene que Z = infinito
J£l circuito se comporta como resonante
paralelo ( L± y C¿ ) ,
El gráfico de la figura 2,7 ilustra como varía la im-
pedancia del circuito resonante como una función de la fre-
cuencia angul'ar { W )
Figura # 2,7
76
Ahora, se calculan los valores correspondientes a los
condensadores C¡ , C2 y a 1 a bobina LI .
Sea C] = 39 pF, , entonces Lt tendrá un valor de :
LI2 * n * 48 * 10*
1(2 * n * 4B * 106)2 * 39 * 10~ia
Lr = 0.282
La bobina LI ha sido construida de aire, para calcular
su número de espiras se ha utilizado la ecuación que se
muestra a continuación:
fltim espiras = inductanciaV 0.394 + r2
ec, 2.9
donde : 1 = Longitud de la bobina Ccm],
r - Radio de la bobina Ccm].
ReempIazando los valores en la ec. 2.9 obtenemos el
número de espiras necesarias, asi:
( (9*0*35 +10*0.9) * 0.282Num espiras = }¡— —V 0.394 * 0.352
espiras =8.43 #9 espiras.
77
C» q = Ci + C2 y tamb i en :
t = 2 * n * 44 * 10*
C . _** (2 * n * 44 * 1Ü*)3 * 0.28,2 *
* 46.4 pF entonces C2 •* 45. 4 - 39 - 7.6"
Finalmente calculemos la impedancia de carga que ob-
servará e¡ transmisor como un equivalente paralelo del va-
lor encontrado anteriormente ( Z, ( T, ), así :
7.5 - 270J RM(T} J ZmfT)
= 1.028 * 10"4 + 3.0085 * 10~3j7,5 - 27Oj
'. R6(T) = 9727,5 y Xa(Tj = -270.21 j
2.4,1,2 AMPLIFICADOR DE POTENCIA.
El amplificador que se construyó para este -fin, se
ilustra en la figura 2.8 .
Es un amplificador en clase C, para el cual debemos
ca1 cu 1ar la poteñe ia que debe suministrar a la antena para
cubrir un enlace de 10O m. La ecuación que se utili za en
este propósito es la siguiente :
78
ovcc
9727.5 Ohms,
R.T.I = Tr«n»-form»dar«i
Pt
Figura t 2.8
(E0 * d)ec. 2.10
30 * gt * gz
donde : i; = Factor de pérdidas para el trayecto
E0 ~ Campo eléctrico en recepción .
d ~ Distancia entre transmisor- receptor
gt " Ganancia de la antena transmisora
gz = Ganancia de la antena receptora
Es necesario que calculemos la ganancia de las ante-
nas, con 'el objeto de aplicar la fórmula anterior. En la
práctica, se considera a una antena como corta cuando
6H < 45°, donde fi igual a Constante de fase y H igual a
longitud física de la antena.
Para nuestro caso
360'
79
m
Entonces podemos decir, que la antena que utilizamos
no es corta. Ahora calculemos las ganancias de esta antena
a 44 y 46 MHz, de la siguiente manera : fr
g =
* sen p(H - z) dzI0
2 ** (1 - COSfl H)
^ -cas 47. 52°)
* 1 -eos
= 0.38 m.
Las resistencias de rad iación (Rr * d ) para, la antena a
Is.s -frecuencias utilizadas son :
44 Mhz Rr i - = 5 Q.
48 MHz Rr . „ = 7 Q. ^
6 Ibidem. p. 431
7 Ib ídem. p. 612.
80
120 *'44 MHf
0.352 j26.818
#44 Mz = °-63
'48 MBS 7r . 1
6,25
\ 1.1 * * 1¿>"3 * 100)330 * 0.63 * 0.625
Pt » 23 mW,
En base a la po teñe ia calculada, a la disponíbil i dad
de una fuente para polarización del circuito de 12 V. y
proporcionando una ganancia de voltaje Av — 2, dimensiona—
remos los elementos de este arnpl if icador.
y =v op
= 2 * (12 ~ 1) __= 7.33 V.
En el desarrollo de la. úl-
tima expresión, para calcu-
la, r el voltaje pico de s a—
1 ida del amplificador (v0p )
se ha. tomado en cuenta, que
es posible que la señal de
sa1 ida y la de entrada se
Figura # 2.9 crucen lo cual provocarla
distorsión. Por e l l o se ha considerado dejar un voltio en-
81
tro los picos de i as seña 1 es para, evitar que ocurra este
indeseado efecto.
Entonces la potencia real que va a disipar el tran-
sí sto r será :
P =
donde : r\ Factor cíe pérdidas en el circuito
VOPÍ - Voltaje de salida pico ideal
voj>r ~ voltaje de salida pico real
Pd - Potencia de disipación ideal
Pd •* Potencia de disipación real
Pd = 37 mW.
Esta potencia es posible conseguir, porque el tran-
sistor 2N918 que es el que se utiliza tiene la posibilidad
de disipar como máximo 300 mW.
Fisura # 2.10
X- =
82
V.CE
2
376 V
= 6 V
= 6.16
- cc = !„ *
R = 12 V
12.32 mA
Rac = 974 Q
Vemos que la resistencia R,e que necesita el ampli-
ficador de potencia es diferente a. Sa que se tiene como
carga (antena), de ahí que se hace imprescindible utilizar
una red de acoplamiento.
La red de acoplamiento es de tipo pi como se muestra
en la. figura 2.11 .
974 Ohms *i X3 x2 3727.5 Ohme.
Figura # 2.11
BP = V * GI)
^ f"D /T ** f^1 \ f-Djn ~ &y * tr /
Además se conoce gue : Bp = B± + B3
Bs = Ba + B3 y
También se deben cumplir las siguientes condiciones
83
1. B. 2 > B P *B,
2. B.2 > Gg * GL
3. Bp y B, son pos i t ivos o negativos a la vez,
Tomando en cuenta estos c r i t e r ios c a l c u l e m o s los e l e -
m e n t o s que componen la red.
G974 L 9727.5
Gs = 1.0267 mS GL = 0.1028 RlS.
sea C, = 10 pF - X* = -J 2 * n * 44 * 106 * 10 * 10~13
X, = 362 Q .'. — - B. = 2.76 mS.
Lo cual cumple con el criterio de que 5¿ ¿ Gg * GL
* (7.62 * 10-* - 0.10550.1.02$
Bp = 8.663 mS,
= /0.1028 + (7.62 * 10~* - 0.1055 * 10~*)s V 1.0267
BK = 0,867 mS.0
BL = Bp - B3 B± = 5.903
B2 - Bg - B3 B2 = -1.893
Los va lo re s encont rados sa t i s facen p l e n a m e n t e l as con-
diciones que se mencionaron anteriormente, entonces la red
de a c o p l a m i e n t o queda de la s igu ien te manera :
Xi = — 1 6 9 . 4 j [£21 que e q u i v a l e a un condensador de 21.35 pF.
X2 = 528.26 j [Q] que e q u i v a l e a una bob ina de 1.91 pH.
84
Una vez obtenidas las reactancias tanto de la red acó —
piadora, como del equivalente paralelo de la antena, nos es
posible calcular el valor de la reactancia Xc (figura 2.6),
la mi sma que es :
528.26 270.21 Xc
1 _ 1 . 1Xc 528.26 270.21
-- = 5.594 * 10~3
Xc = 178,77 Q
2 * n * 44 * 10*' 0.647
Para calcular el número de espiras necesarias sobre el
núcleo en el cual construiremos la bobina, se utiliza la
siguiente ecuación proporcionada por el fabricante :
Número Espiras = 100 * L ™iorf cAtapgi*y AL [fíH/100 espiras]
ec. 2.11
AL es una constante que se la obtiene de la tabla ad-
junta en el anexo XIV.
Para el tipo de núcleo T— 50~1O que es el utilizado pa-
ra, construir dicha bobina AL ~ 31, reemplazando los valores
en la ec. 2.11, tenemos :
85
Mira espiras L3 = 100 * )i f
espiras L3 =14.75 * 15 espiras
De las especificaciones del transistor que utilizamos,
el parámetro CDb = 1-7 pF como máximo.
Aplicando el equivalente Miller, para encontrar la ca-
pacitancia parásita a la salida del circuito Centre colec-
tor y la re-fe rene ia), tenemos :
* (A - 1)
A ~ 2 ( Ganancia de voltaje
de la etapa. )
- 1-7 PF * (2~1)C,
= 0.85 pFFigura #2.1:
Para independizar al circuito del efecto de la capaci-
tancia parásita tomamos un valor de C ~ 15 pF (figura 2. 12)
el mismo que es significativamente mayor que el parámetro
parási to.
Ahora se calcula la bobina ( L figura 2.8) que está en
paralelo con C para conformar el ci reui to resonante de sa—
lida e 11 esta etapa.
L =í * (C
86
L = ¿(2 * x * 44 * IC*,)2 * 15.65 * 1Q~1Z
L = 0. 825
Aplicando la ec . 2,9 para un 1 ~ 1.1 cm, y r = 0-5 cm.
se requiere de 11.4 espiras para lograr el valor antes cal-
culado (bobina con núcleo de aire).
La frecuencia de corte fT, para la corriente de colec-
tor de polarización calculada anteriormente (ver fig 2,10)
y Vc E = 12 V., vamos a las curvas proporcionadas por el
-fabricante en el anexo X I I I , encontrando que fT = 900 MHz.
f)0 - -^ ; f0 = Frecuencia de trabajo£Q
f0 = 44 MHz
25 mv.IB
vOP • T =" "
I = n974 Q * it
'• *.-"•«>í? í?
A _ «c _» D _ ac~ " R ~ "~ "
RK = -?-!~±- - 10,4 -* R,, » 470 QE 2 s
Con el -fin de dar reíerenc ia a la base de este ampli
87
-Picador se ha colocado una resistencia Re cuyo valor debe
ser mayor que Zi n T .
Zínr = (P +D * (r* +R¿
= 21 * 480.4 — Z,_ » 10000 Q
-* Í?B = 33 KÜ
Es necesario calcular la capacitancia parásita que se
observa a la entrada del amplificador de potencia porque va
influir en la sal ida de la etapa preamplificadora (ver fi-
gura 2. 12) , así :
Donde : C o b t — Capac itancia parásita que se observa entre
base y referencia al api icar el efecto Mi —
ller a la juntura base colector.
C. b i - Capacitancia parásita que se observa entre
base y referencia al api icar el efecto Mi -
ller a la juntura base emisor.
Cobí = Cob * (A - 1) ; A=2
Cobí = 1.7 pF * (2 - 1) - C^ = 1.7 PF.
Resulta necesario calcular la ganancia de voltaje que
tiene el amplificador en la configuración de colector común
( Ac c ) , para ca 1 cu 1 ar C. b i , as i :
88
- A =470 + 10.4
- 0.575
«bj - ob * I-*- co/
-*• C, -r 7 7 nF*"•"¿n -*- • ' J-'jr •
2.4.1.3 PREAMPLIFICADOR-
El preamp 1 ificador que se presenta en la. figura. 2,13,
tiene una configuración de base común, a la misma, que se le
ha. proporcionado una ganancia de voltaje de 6.
RBi
-QVCC
L
Cal
2N9181.7
REÍ
7S74 Ohrrr*.
C8 -]| < Modulador
RESCa2
Figura * 2.13
Como carga para esta etapa se t i ene la impedanc ia de
en t rada del a m p l i f i c a d o r de po tenc ia , consis tente en un ca-
pac i to r de 1,7 pF en p a r a l e l o con una resis tencia que es
igual a :
89
Jf 33 KQ * 10 KOKc*iff* " 33 Kü + w
= 7.674 KÜ
Existe un condensador C. t , este cumple la función de
desacoplar el voltaje continuo presente en el colector del
prearnp I i f icador y la base del transistor de la etapa de po~
teñe ia.
- = 77 Q
2 * n * 44 * 10* * 77
Cal = 46 pF f C^ = 0,1 nF
El capacitor parásito que observa este preamp1 ificador
a. su salida es una combinación del paralelo entre la capa—
citancía de entrada del amplificador de potencia y el pro-
ducido por la juntura base colector del transitor 2N9 18 del
preamp 1 if icador, puesto que la base de este transitor, está
conectada para 'señal directamente a tierra, mediante un
condensador CB (ver figura 2.13) cuyo valor garantiza el
propósi to menc ionado anteriormente.
El efecto parásito total que se tiene a la salida del
preampIificador es de 1.7 pF + 1.7 pF = 3,4 pF.
9O
Para minimizar el efecto del parásito, se toma un
valor para el capacitor del tanque C = 27 pF ( fig 2,13),
entonces la bobina será :
L -(2 * n * 44 * 106)2 * 27 * 10~12
Resulta un L = 0,485
Esta bobina se ha construido sobre un núcleo de Fe —
rrita tipo T-30-2 la misma que tiene un AL - 43 como se ob-
serva en el anexo XIV, de ahi que mediante la aplicación de
la ec. 2.11 el número de espiras de esta bobina es de apro —
ximadamente 11.
Ahora se calcula la corriente pico de salida para esta
e tapa , asi :
VR^
op op
Se ha tomado un valor de 4.2 V. para VD p debido a que
el amplificador de potencia requiere un nivel de voltaje en
su entrada de 3.6 V, pero debemos recordar que son necesa—
ríos de 0.6 voltios extras con el objeto de compensar la
pérdida en la juntura base emisor del transistor de la eta-
pa, de potencia.
91
Para continuar con el diseño del preamplificador se
considera una Ic - 3 mA, la misma, que es mayor que la i o p
y un VE igual a 5 V.
Es per-fectamen te posible utilizar un voltaje de pol a—
r i zacion para emisor igual a 5 V, porque al ser nuestra
fuente de 12 V, el VCE es igual a 7 V, además conocemos
que :
( * ver figura 2.9 ) / Av = 6
Vn = 4.2 V + 4'** V + 1 V6
V" ^ 5.5 V.
Como vemos de análisis anterior, el VcE requerido es
menor que el disponible, lo cual nos asegura que no existi-
rá distorsión producido por el cruce de la onda de entrada
y de sal ida.
El fT para las condiciones de Ic = 3 mA. y Vc c = 7 V,
es aproximadamente de 800 MHz, por lo que el 6 resulta ser
igual a 18.
T - -+ r - r - n 77 mAIB ~ ~ IB ~ B ~
Is - 3 MA + 0.17 mA — Is = 3.17 IttA
= 25 ^e 3,17 mA
92
7674
R = 1271 Q — tf = 1200 O
VE = 5 V. ¡ R =
Pero J?_ = R- + R
R, ~ 1577 - 1200 -> R, = 377 QC-t C*t
JO
Ahora se calcula los elementos que conforman el cir-
cuito de polari zac ion para base :
V» *V9 + Vn. -* Va - 5 V + 0. 7 V
VB = 5.7 V.
Donde Ii es la corriente que circula sobre la resis-
tencia RE i . aplicando el criterio de que I i » 1 * para es-
tabilidad del circuito, tomamos Ii " 4 mA, entonces :
R = (12 ~5.7) V _ R1 4 mA
RB "1.5i
93
B ^ R 5.7 V- IB ** (4 - 0.17)
= 1488 Q -* Ra - 1500 Q
E1 capacitor CB debe asegurar que el circuito de base
para, señal tenga un valor lo más pequeño posible, de tal
manera que la ganancia del preamplificador este en función
ónicamenté de la resistencia REÍ , entonces con CB — 470 pF
cuyo va 1 o r react i vo es aproximadamente 7 Q asegura la con-
dición antes mencionada.
La capacitancia de entrada que observa el bloque osci-
lado r~modu 1 ador resulta ser igual a C. b del transistor del
preamp1ificador.
- Ceb = 2 pF.
Entonces la carga que observará la etapa conformada
por el oscilador—modulador será :
Z^ - 390 I 1208 — Zía - 295 Q
C, 2 cumple la función de desacoplar la etapa preamp1i-
ficadora con el circuito modulador—oscilador, garantizando
ser prác ticamente un cortocircuito para la señal. Procede-
mos a calcular dicho valor a continuación :
94
^ < Z¿* - *ca =29 Q
c = I42 2 * n * 44 * 106 * 29
Ca2 = 12.5 nF ; C^ - 0.1
2.4.1.4 OSCILADOR-MODULADOR,
Los transmisores que se utilizan en las terminales ge-
neran la serial de portadora mediante el circuito integrado
MC1648P, el mismo que es un VCO cuya máxima frecuencia de
oscilación es de 225 MHz, a este circuito integrado se lo
polariza mediante una fuente de 5 V.
El circuito que hemos imp1 ementado con la finalidad de
generar la portadora y a la vez modular a la misma en f re—
cuencia se presenta en la figura 2.14 .
En el anexo X, en donde se detalla las carácter isticas
del circuito, podemos apreciar que la salida del mismo nor-
malmente se la realiza mediante el pin # 3 que no es más
que el emisor de un transistor.
Con el objeto de lograr una mejor señal, al pin 3, se
le ha conectado a la referencia mediante un condensador
C2 =0.1 jjF, consiguiéndose de esta manera la amplitud de
voltaje necesaria (0,7 v) para el circuito preamp1 ificador.
La salida de la señal a transmitirse está sobre el pin
95
ÍPfíEflr-PLIPICftPQR >
caá
Figura # 2. 14
1 que es el colector del transistor de salida del circuito
integrado MC1646P, al mismo que se le ha incluido un cir-
cuito resonante paralelo a la frecuencia de 44 MHz., con-
formado por la bobina Li y Ci como se aprecia en la figura
2. 14 .
Con Ci ~ 15 pF. la bobina LI tendrá, un valor de
i1 (2 * K * 44 * 1Q6)2 * 15 * ID"12
L1 = 0.872 fíH.
LI requiere aproximadamente 17 espiras según la ecua-
ción 2,11, para un núcleo T—50—10.
El pin 5 del circuito MC1G48F es el control automático
de ganancia (CAG,), este pin ha sido conectado a la refe-
96
rencia mediante un condensador C3 —0.1 F con el objetivo
también de tener en la salida la máxima ganancia de voltaje
en el circuito integrado.
La. fijación de la frecuencia de oscilación del cir-
cuito depende de la bobina L2, el condensador fijo C3 , el
condensador variable C6. Con la bobina Lz igual a 0,5 ¡\H 1 a
cual ha sido construida mediante un núcleo T-30-2 con 11
espiras, para los 44 MHz, se necesita un condensador C. q
igual a :
C . í*" (2 * ff * 44 * 10*)2 * 0.5 * Id'6
C^ = 26.1pF.
C^-Cs* C6
Con C. = 22 pF Es suficiente que Cs = 1.8 a 10 pF,
La modulación en frecuencia se logra gracias a la ca-
racterística de los diodos varactores de cambiar su capaci-
dad con la variación de voltaje aplicado a sus terminales.
La señal modulante está constituida por los datos que
llegan codificados desde el microcontro1 ador MCS8031AH al
cátodo del diodo varactor MV2107 a través de la 1 i nea
correspondiente del demu1tipIexor y un potenciómetro, este
potenciómetro (P figura 2.14) no ayuda básicamente a con-
trolar el corrimiento de la frecuencia portadora al hacer
posible la vari acion de amplitud de la señal modulante.
97
El desplazamiento de frecuencia que utilizamos es de
aproximadamente 150 KHz (ancho de modulación máximo permi-
t ido) , es dec i r :
•fi = 44 MHz y fz = 44.15 MHz. Para la frecuencia f2 el C. „
requerido es de 25.9901 pF., por lo tanto la variación de
capacidad es de 0.1775 pF.
Experimental mente se logró determinar que la variación
de voltaje para alcanzar la desviación de -frecuencia de 150
KHz. para este caso es de 50 mV.
2,4.2 ETAPA DE RECEPCIÓN,
La frecuencia de trabajo para recepción en los equipos
terminales es de 48 MHz. Nuestro prototipo ha sido concebi-
do para que tenga una sensibilidad de 5 mV/m., la misma que
nos da una señal mínima de :
\ "
h
Vmín
donde : Vm i n
E
h
= E * h
Señal mí nima,
Campo Eléctrico
Al tura de la an-
tena .
Figura # 2. 15
98
* 0,9 m
= 4,5 mV.
A fin de que La señal en recepción tenga un nivel a-
ceptable, para el diseño vamos a considerar una serial míni-
ma de entrada de :
Vmín - 4 mV.
La etapa de demodulación que es posterior a la de am—
p 1 i -f icac i ón , requiere de una señal por lo menos igual a 200
mV (ANEXO V I I ) .
Además, debemos tomar en cuenta que la atenuación que
provoca la red de acopiamiento utilizada en la salida de la
etapa amplificadora, es considerable, por esta razón debe-
mos dar a la etapa amplificadora en conjunto una ganancia
por lo menos igual a 180.
2.4.2.1 RED DE ACOPLAMIENTO AMPL IF ICADOR-DEMODUL ADOR.
Vamos a considerar una resistencia de carga para la
etapa amplificadora igual a 200 Q para poder diseñarlo, la
misma que deberá ser acoplada a la impedancia de entrada
del circuito prescaler MCI 20 13 que es de 2O Q, tal como lo
indican sus carácter! st icas (Anexo V I I ) ,
99
XI
Figura # 2,16
L = 20 Q.
X, = +
200 Q * 20 Q/20 U * (200 Q ~ 20 Q}
67 Q .-. L. ~ Qr22
X2 = - - 20 U)
Xz = -J60,Q Q .: C. = 55 26 pF.
2.4.2.2 DEMODULADOR,
El b1 oque demodulador está constituido por dos sec-
ci ones :
- Sección divisora de frecuencia y
- Sección deraodul adora, propiamente dicha.
Entrada
ETAPA DIVISOR DE
FRECUENCIA POR
200 VECES
ETRPfl DGIQOULflRQRR Salida
Figura * 2.17
Debido a que el circuito integrado demoduI ador tiene
100
como límite 300 KHz en frecuencia y considerando que la
seña. I a recibirse está, al rededor de 45 MHz, se hace im-
prescindible reducir esa frecuencia, lo cual se logra me—
diante la utilización de los circuitos integrados conoci-
dos como Frescalers.
Si la frecuencia la reducimos en unas 200 veces, ob —
tendríamos una del orden de 240 KHz. que se encuentra den-
tro del rango de trabajo del circuito demodulador,
A fin de obtener la división por 200 en la frecuencia,
es necesario el empleo de dos circuito prescalers : •
El MC12013 que permite dividir la frecuencia por 10 y por
11, y el circuito SN74390 que permite realizar divisiones
de hasta por 100 (Anexos VII y VI).
El circuito MC12013 permite introducir señales ana-
lógicas de tipo senoidal , obteniéndose en su sal ida seña-
les digitales aptas para el circuito SN74HC390 que solo
puede aceptar señales digitales. No es prudente utilizar
dos circuitos MC12013 puesto que no alcanzaríamos el factor
de división requerido; mientras que no se puede utilizar
dos circuitos SN74HC390 porque no pueden recibir señal es
del tipo analógico.
Para conseguir el propósito, el circuito MC12013 tra-
baja como un prescaler módulo 10, mientras el circuito
SN74390 lo hace en módulo 20, Para el efecto, se siguió en
101
detalle las recomendaciones del fabricante disponibles en
las hojas de especificaciones incluidas en este trabajo
(Anexos VII y VI), tal como lo indica la siguiente figu-
Figura # 2,18
Las seña, les que recibe este bloque tiene dos frecuen-
cias que son : 48 MHz y 48,15 MHz, debido al corrimiento de
150 KHz que tiene la modulación FSK a fin estar de acuerdo
con los estándares.
LB. parte demodul adora propiamente dicha., está, basada
en el circuito i ntegrs.do XR2211, que es un PLL monolítico,
diseñado especialmente para comunicaciones. Es recomendado
para aplicaciones de demodulac ion FSK.
La señal dividida en frecuencia entregada por los
prescalers es introducida, en este circuito integrado a fin
de obtener la señal de información en ella contenida. El
circuito utilizado es el recomendado por las hojas de espe~
102
ci-ficaciones incluidas en el Anexo X I I , donde además cons-
tan las fórmulas de cálculo que deben emplearse pa.ra deter-
minar el valor de los elementos pasivos que acompañan a. 1
circuito integrado. En la figura 2.19 se visualiza el cir-
cuito demodulador FSK,
Figura # 2.19
PROCESO DE CALCULO.
£ =1
48 MHz
200
f
=240 KHz
48,15 MHZ200
= 240, 75 JOÍ2.
240,75 KHz
fn ~ 240,375 KHz.
1O3
tomamos :
CF = 2,2 nF,
Para calcular CD tenemos :
* , 16 r «7
Capture Range [Ez] lfí J
Donde :
Capture Ranve = 15° KHz200
Capture Ranffe = 750
1€ n-, -, -C >750
aceptamos :
CD = 22 nF.
El momento de calibrar este circuito hubo necesidad de
útil i zar en R* un potenciómetro de ajuste fino.
2,4,2.3 ETAPA AMPLIFICADORA.
Por ser tal la ganancia, como ya se mencionó anterior—
mente, es necesario emplear tres etapas amplificadoras, dos
de las cuales está.n en la confi gurac ion de Base—Común y 1 a
restante en Emisor—Común a fin de evitar oscilaciones en el
conjunto. En i a. figura 2.20 presentamos un diagrama de blo —
106
ques del conjunto amplificador.
x
Ri=eB-C
ñ2=6B-C
ñ3=SE-C
AMPLIFICPDOR DE RECEPCIÓNRL200
Figura # 2.20
2,A.2.3-1 TERCERA ETAPA A3 EN EMISOR-COMÚN
La configuración circuital de esta etapa se muestra en
la figura 2.21 .
SPLTOA
EHTHflDfl
RL
F i gura # 2.21
Para el diseño de la misma se toman en cuenta los si
gui entes parámetros como datos :
107
de
R,a *A3
- 3,55 Q - 35, 05 Ü
Rs =
recalculando la ganancia obtenemos :
200 Q36 £1 + 3,95
5,006
De las curvas características del transistor 2N9 18
(Anexo X I I I ) , obtenemos las capacidades parásitas :
Cob = 2 pF. y - 2 pF.
Aplicando el Teorema de M i l l e r tenemos :
i"11"' I I
Figura # 2.22
Cobi - 2 * (5 - 1) pF.
C.
C0jt>3 = 1,6 pF.
Para Cbe necesitamos la ganancia considerando al am—
110
plificador en configuración de Col ector-Común
rg 36 Q + 3r95 Q
= (1 - 0,9) * 2 pF.
C^_ - 0,2 pF.
A
A* ce
0,9)
ct>*2 = 0,222 pF.
Para determinar el valor de RB i tenemos :
- VBE = 4 V - O, 7 V
V =3,3 V.
Í = 3 mA
i 3'3 v = 1100 Q"B1 I, 3 mA
RB1 = 1200 Q
recalculando la corriente 1 1 :
111
RB2
VB = 2.2 V
_ VB _ 2,2 VI2 2,417 mA
RB2 - 910,22 Q
Tomamos para. RE 2 el v a l o r
RS2 = 910 ü
ZiT = (p +1)* (rm + RB1)
Z1T = (IB + 1)*(3,97 Q i- 36 Q)
ZÍT - 759,43 Q
Ahora c a l c u l a m o s la impedanc i a de entrada a la etapa
de a m p l i f i c a c i ó n :
Z± 1200 ü 910 Q 759,43 Q
Z± = 307,8 Ü
A p r o x imadamente tenemos :
Zi = 300 Q.
El condensador de ganancia y los de paso, los cal—
culamos teniendo encuenta la frecuencia de operación, la
misma, que está en los 48 MHz,
113
c * íE 2 * X * f * (la + RW1)
c ^ íz 2 * K * 48 MHZ * (3,95 Q + 36 ü)
Cs > 83 pF.
Tornamos para CE el va lo r :
Cs = 1 nF.
c > í = IB 2 * K * f * Z± 2 * n * 48 MHz * 300 O
CB >- 13,26 pF.
A fin de dar segur idad al condensador de paso, tomamos
para CB el v a l o r :
CB = 1 nF.
c » =c 2 * x * f * RL 2 * n * 48 MHz * 200 ü
16r5B pF.
Con la misma idea, para Cc elegimos el valor
Cc - 1 nF.
La capacitancia parásita a la entrada del amplifica
dor es :
114
cí - ¿X * C*ai = 8 pF + 0,2 pF
C¿ =8,2 pF.
Esta capacitancia de entrada en ésta etapa debe ser
considerada como parte de la carga que ve la etapa prece-
dente, pero su efecto debe ser minimo a fin de garantizar
independencia de capacidades parásitas en la etapa 2.
En el col.ector del amplificador tenemos un circuito
resonante compuesto por una bobina y un condensador, asi :
vccioo L
yN 2N3Í8
Figura # 2,23
L =
Tomamos para el capacitor variable
el v a1 o r ;
C = 25 pF.
El valor de C es mucho mayor a la
capacitancia, parásita en la salida
<y2 * C
1(2 * n * 48 MHz)2 * 25 pF
L = 0,44
Para determinar el valor de Vcc aplicamos la ecuación
115
? - 4 V + 1.5 V
= 5,5 V.
Para asegurar, escogemos el valor
V.
2.4.2.3.2 SEGUNDA ETAPA A2 EN BASE-COMÚN.
Esta etapa fue diseñada a partir de la configuración
que se muestra a continuación :
ii
Figura # 2.24
Los datos necesarios para el diseño de esta etapa son
RL = 300 Q.
CL = 8,2 pF.
v0 * 144 mV.
v, = 24 mV.
116
La capacitancia CL corresponde a la capacidad parásita
en la entrada de la etapa siguiente.
Calculamos ahora la ganancia de voltaje de la etapa y
la corriente de salida iD :
A ~ 2- 144 mVv ~ v¿ 24 mV
Av * 6.
í - v° = J^4 mV0 " RL 300 Q
Í0 - 0,48 JSA.
Tomamos una corriente de colector igual a :
Ic = 5 mA.
El voltaje colector—emisor minimo es :
y = y + y + 1 V.
V^ = 24 mV + 144 mV + 1 V.
VCR = 1'168 V.
Escogemos para Vce el valor :
Vez = V.
Con te y Vce vamos a las curvas características del
transistor (ANEXO X I I I ) y determinamos la frecuencia fT del
mismo :
117
fT = 880 MHz.
68° MHzf0 48 MHz
Entonces para el parámetro de amplificación de
corriente S imponemos el valor de 18 .
Ahora procedemos a calcular las corrientes de base y
de em i sor :
r -B ~¿3
IB = 0,278 mA.
XE = Ic + IB = 5 mA + 0,278 mA
IE = 5,278 mA.
La resistencia de emisor debida a efectos té rmicos :
r - V** = 25 mV* " IE 5,278 mA
re * 4,74 Ü.
A partir de la expresión de la ganancia calculamos la
resistencia de base para A.C.
RB = ( - re) + (0 + i) = ( - 4,74 U) * (18A 6
116
RB «• 859,94 Q donde: —
Ahora c a l c u l a m o s la resistencia RB ,
V = V - Vv RBI v CE v BB
*ÍtBJt _ -3,3 V"
O-
recaículando II :
VRBI _ 3,3 VRBÍ 1800 Q
~ 0,278
I 2 » 1 f 55 JttA ,
A s u m i m o s el v o l t a j e de emisor con el s igu ien te cri
ter í o :
Vs= 2V.
.: VR = 2,7 V.
119
Procedemos al c á l c u l o de R B 2 a par t i r del vo l t a j e de
base y la cor r ien te I 2 :
• • - * - "35, 71 fl
Pero RB z es la serie entre Rfi 2 t y RB 2 2 . RD 2 t la po-
demos c a l c u l a r a pa r t i r de RB y RB i :
RB RBI 859,94 Q 1800 O
RB21 = 1646,59 ü
RB21 = 1500 Q.
, 71 Q - 1500
RB22 = 235,71 ü.
RS22 - 220 Q.
ER = —* = - _ - = 378,93 Q
IE 5,278
.-. RE - 390 Q.
La i r apedanc ía de entrada al t r ans i s to r es :
ZÍT = 50 Q
La impedancia de entrada a la etapa resulta ser
120
aprox i mando :
1
Zi " Z1T I RE
50 Q 390 O
Z¿ = 44,3
45
De las hojas técnicas del transistor empleado, se de-
terminan las capacidades parásitas (Anexo X I I ! ) :
CU = 2 pF. 2 pF.
Aplicando el teorema de M i l l e r podemos llevar las
capacidades parásitas a la entrada y salida de la etapa.
=*
1
DUT
can:
Figura # 2.25
A.R,
Para determinar la capac i —
dad parásita. en la sa 1 i da
necesitamos conocer la ga-
na nc ia de la etapa en la
configurac ion Emí sor-Común,
3004,74 +390
0,76.
121
A3
A. "Oto
076
« 0,63 pF
Para calcular la capacitancia parásita de entrada ne-
cesitamos conocer la ganancia de la etapa considerándola en
Co 1ector—Común :
RE 390 QRs f r0 390 Q + 4,74 Q
A3 » 0,988.
'** A2¿cc
C - (1 ~ °'988) * -*** " 0.988
cb*3 = °' °24 PF-
La capacidad parásita presente a la entrada de la eta-
pa de amplificación es :
r*. ~ c = o n?4 nF\*j, j ™^ \^f h* \f f \J £* c A-'J- •
Las capacidades parásitas presentes en la salida de la
etapa son :
C0 = C¿ + Coba - 8,2 pF + O, 63 pF
C0 = 8,83 pF.
Este valor debe ser significativamente menor que la
capacidad presente en el circuito resonante a fin de evitar
i nestab i l" i dad es .
EL CIRCUITO RESONANTE.— Conformado por una, bobina y un con-
densador en paralelo, el mismo que está ubicado en el co-
lector del transistor.
vccioo
yfy 2N9IB
Asumimos el valor para el conden-
sador ;
C = 35 pF.
A partir del condensador, podemos
calcular la inductancia :
1 -i
C 2 * n * 48 MHz * 35 pF
L = 0,314
Figura # 2.26
Ahora calculamos el mínimo valor de voltaje de pola—
rización que requiere la etapa :
Vcc - 6 V.
Deb ido a que en el voltaje de emisor VE dimos la sufi
cíente tolerancia, podernos tomar para polarización el míni
123
mo va 1 or .
Dimensionando los condensadores CE y
C
2 * n * f * R 2 * TT * 148 220
CB > 15,07 pF,
CB =
ce 1 12 * n * 48 MHz * 390
Cs = InF,
2.4.2.3.3 PRIMERA ETAPA Al EN BASE-COMÚN.
Los datos para el diserio de esta etapa son
RL = 45 Q,
CT = Q, 024 pF
24
- 4 mV.
Esta etapa también presenta
comúnt tal como lo indica la figura
124
una configuración base-
2.27
Figura # 2.27
La capacidad CL corresponde a la capacidad parásita en
la entrada de la etapa amplificadora 2.
La ganancia de voltaje en esta etapa es
Calculando la corriente de salida i0 tenemos
24 mV
Por tanto, escogemos una corriente de
Ic = 5
El voltaje colector-emisor mínimo
partir de la ecuación :
125
co1ector de
lo encontramos a
r _j. _ •-_ Vtfc 25 mV
Is 5,278
, = 4,74 JO.
A partir de la ganancia de voltaje, encontramos la re-
sistencia RE para señal, así :
R
rj * 45 Ú - 4,74 Q) * 19.
ra :
Rs = 52,44 Q. donde: RB = RB, / R
La resistencia RBi es calculada de la siguiente mane—
7P = Vp. - VnKgj <_C íí
VR » 3,3 V.
- 2 raA,
M 3'3 V - Í6"50 £í2 mA
= 1800 Q
recaí cu 1 ando I I :
3,3 VRB1 1800 Q
127
j = 1, 833 mA.
I2 = Ix - IB = lr 833 mA - 0,278 mA
T, = 1, 55
Necesitamos asumir el voltaje en
mos con los siguientes criterios ;
VE > IV.
V
VB - 1,2 V.
= VB + VBE " 1<2V
VB = 1,5 V,
RB2= !'9 v
lr 55 mA B2
e m i s o r , lo cual hace-
0,7V
,42 Q
R•B21 R RB1 52,44 ü
RS31 =54,01 Q
1800 Q
En va lo re s ' n o r m a l izados tenemos
RB21 - 56 Ü
- Rn = 1221,42 O - 56 Q
R, = 1165,42 Q.
P o n i é n d o l e en va lo res es tándar
126
R = 1200 Q
1,2 V5,278 mA
= 227,03 Q
Normal i zado :
RB = 220 O
La impedancia de entrada al transistor es
Z -*•> ~~ = 4,74
= 7,5 O.
La i m p e d a n c i a de ent rada al a m p l i f i c a d o r . e s
- Z iT
7,5 Q 220 Ü
ZL = 7,25 ü.
aproximando: L = 7,3 Q
De las curvas características d
X I I I ) obtenemos las capacidades
Cob - 2 pF,
s paras
= 2
Aplicando el Teorema de M i l l e r
129
el transistor ( Anexo
i tas :
podemos encontrar las
capacitancias parásitas de entrada y salida de la etapa am-
p1 i ficadora.
Para poder encontrar 1 s. ca-
pacidad paras i ta en t a sa—
lída, necesitamos conocer
1 a gananc i a de IB. etapa
considerándola en Emisor-
común .
R,
trt-p JI h
T i !I _ o u r _
1 11"' :•w i fr
k.
Figura t 2.28
45 Q4,74 Q + 220 O
A, = 0,2.
a e, ,ob
Para determinar la capacitancia a la entrada de la
etapa, debemos conocer la ganancia de la misma considerán-
dola como Co1ector—Común :
RB 220 üRs + 220 O + 4,74 Q
A, = 0,979J-/T-
130
22° ®Q + 4,74 O
A. = 0,979J-cc
co' A "* 0,979-Lcc
cbt>3 = G' °43 PF-
La capacidad parásita a la entrada es :
= Ot 043 pF,
PF
Las capacidades parásitas presentes en la salida de la
etapa son t
C0 = 8,024 pF.
Este valor debemos hacerlo significativamente menor a
la capacidad presente en el circuito resonante para garan—
tizar la estabilidad de la etapa amplificadora.
EL CIRCUITO RESONANTE.- Es similar al utilizado en las eta-
pas precedentes tal como se aprecia en la figura # 2, 29
Asumimos el valor para el condensador del circuito re-
sonante :
C = 4 O pF
131
Con esto podemos calcular el valor de la inductancia
VCC
J_
2N31S
Figura # 2.29
L =c*>z * C
L =(2 * n * 48 MHz)2 * 40 pF
L = 0,275
El valor mínimo de la fuente de pola-
rización lo obtenemos así :
VCT = V + V
V^ = 5,2 V.
A fin de establecer un valor de Vcc igual a las demás
etapas amplicadoras y busca.ndo conseguir un valor normali —
zaclo, determinamos para esta etapa también el valor de :
Vcc= 6 V.
El condensador que está en paralelo con REZZ y el de
paso, los obtenemos asi :
1CB> 2 * n * £ *RB22
2 * n * 48 MHz * 1200 Q
CB=lnF.
= 2,76 pF.
Escogemos un valor normalizado y que nos garantice ver
la impedancia calculada a la entrada del amp I i-f í cador :
132
Cs = 1 nF,
C2 * n * r * R,
K 2 * n * 48 MHz * 220 Q
Cs > 15,07 pF.
Un valor comercial y que cumple con nuestras necesi
dades es :
CE = l nF.
2.A.2.4 RED DE ACOPLAMIENTO A LA ANTENA,
Según los abacos que se ubican en el (Anexo XV), la
antena de nuestro equipo presenta una impedancia de :
11. Ohm*.
15,79
1 Wvn*. 15.71
Z = 11 - 210j Q
A1 obtener el equi va lente paralelo
de esta impedancia tenemos :
11 -= 2.45*10' + j 4.75*10-3
Si invertimos cada uno de los compo-
nentes encontrados como resultado de
1 a operac ion anterior, tenemos :
133
2.49*IQ~3= 4020.1 y
4.75*10— = - j 210,6
Ja.CR) = 4020.1 - j 210.6 [O]
Por otra parte, se compensó al transmisor mediante una
bobina que -forma parte de la red de acoplamiento del trans-
misor con la a.ntena. El valor de esta bobina es de 0,647 j H
que a la -frecuencia de recepción representa, una reac tañe i a
de 195 Q, este valor influye sobre la entrada al receptor.
Acoplemos la antena al circuito receptor mediante una
red L, así :
B.&47 uH.7,3
RMR. = Rtd
Figura t 2.30
Rraf = 4020.1 Q RL = 7.3 Q
X, = - ***•£ *
4020.1 * 7.3/ 7.3 * (4020.1 - 7.3}~
X1 ~ - j 171.5 Q
134
=> Xz = /7.3 * (4020,1 -
X3 = j 171.2 Q
Lz = O . 568
De esta manera queda acoplado efectivamente la parte
real de la antena y el receptor, sin embargo la parte reac-
tiva todavía no está, acop lada, por lo que debemos ca leu lar
el elemento que compense el valor reac t i vo :
J 171.5
-J 171.5 >7.3 Ohms,
Equiv»l«nt
Figura t 2.31
171.5 155 X 210.6
1. 2. 3. 4.
Donde : 1, Valor reactivo calculado para Xs de la red de
acoplamiento (L),
2, Es la reactancia de la bobina de acoplamiento
del transmisor.
3. Es el valor reac t ivo que debemos colocar en la
135
red de acoplamiento CL), de tal manera que se
obtenga el valor requerido de Xj en dicha red.
4. Es la parte reactiva del equivalente de antena.
Al resolver la última ecuación vemos que X = -j 161 Q,
lo mismo que equival e a poner un condensador de 20 . 6 pF.
Por lo tanto nuestra red ( L) de acop 1 ami ento entre
antena y receptor queda constituida por :
Ct = 20.6 pF y L2 = 0,568 fíH
2,4.2,5 DIPLEXOR,
Pa.ra la recepción en los terminales se útil iza un -fil-
tro cuya -final i dad es la de atenuar la señal que se genera
en el transmisor a una frecuencia de 44 MHz y dejar circu-
lar libremente las señales que llegan al equipo con f re —
cuencia de 48 MHz, Este circuito se muestra en la figura
2.32 .
De la mí sma, manera en la que se
procedió para. la. parte del cir-
cuito diplexor del transmisor,
anal icemos ahora el c i rcui to
propuesto en la figura. 2,32 ,
Figura # 2.32
136
Z = X, IX' + X,•**! Uj ¿j2
JWL, * -j
+ 1
jw * (LZ + L3 - W2*L2*L-L*C1)
1 - W2*L1*C1
Arreglando los términos de la última expresión, llega-
mos a la siguiente ecuación :
L. * Ly
~^f *c', Jj-T T -Í-J-T
Z s 71
J l
Se tiene que : Z = j1
Con : Oi
Z =
Con v = w30 se tiene que Z = O
El circuito se comporta como resonante
serie ( Le(ly C¿ ) -
137
Con w * wz0 se tiene que Z * infinito
.: El circuito se comporta como resonante
paralelo ( L¿ y C¿ ) .
El gráfico de la -figura 2.33 ilustra como varia la. im-
pedancia del circuito resonante como una función de la -fre-
cuencia angular ( w ) .
Figura # 2.33
Una vez realizado el análisis para la red diplexora en
recepción, calculemos ahora el valor de la bobina Lj , si el
condensador Ci es igual a 15 pF :
c.
= 2 * n * 106
276.46 * 10a
138
(276,46 * 10S)2 * 15 * 1Q~12
L, = 0.872
como sabemos L.q = LI L2 y también
L =r ±"* (2 * ÍT * 48 * 105;2 * 15
cíe donde : L » 0.733
I£2 L(
1
Jí 0.733 * 10~€ 0.872 * 10~€
L2 * 6 . 8 1
2,4.3 INTERFACE ENTRE TRANSCEPTOR Y COMPUTADOR.
El interface que utilizamos para comunicar un computa-
dor y el transceptor está compuesto principal mente por un
microcontro1 ador, el cual cumple dos tipos de funciones es-
cencia1 mente :
3., Establecimiento de comunicaciones por medio de un soft-
ware residente en el microcontrolador.
b. Control de toda la circuitería que compone el trans-
ceptor .
139
COMPUTADOR
MEHORIPS
MICROCOMTROLñDOR
HODEM
MUX/DEMUX
INTERFftCES
TRANCEPTOR
Titl*
DIfiGRñMft DE BLOQUES Hf
tRDH
ftRE DE COHTROL
_>»-t •:
7 ,
En la anterior página, se presenta un diagrama de blo-
ques del hardware que nos ayuda a realizar el control del
proceso de comunicaciones.
2.4.3.1 PARTE INTELIGENTE DEL SISTEMA.
Consta básicamente de un microcontro1 ador MCS—51, una
memoria RAM 6262, una memoria EPROM 2764, un circuito latch
74373, El diseño de este bloque se lo ha realizado siguien-
do las recomendaciones del manual INTEL MCS-51 especialmen-
te de los ejemplos de aplicación del capítulo 9. El diagra-
ma del circuito se lo presenta en la siguiente página.
2.4.3.2 SISTEMA MULTIPLEXOR/DEMULTIPLEXOR.
Las comunicaciones en el equipo terminal tienen dos
sentidos, así : la transmisión de un mensaje desde el ter-
minal puede tener como destino el equipo central o el com—
putador conectado al módulo terminal; igual cosa acontece
con el proceso de recepción.
Ante tal situación, se hace necesario un sistema de
multiplexaje demultip1exaje que ayude a dirigir inequívoca-
mente las comunicaciones. Dicho sistema es controlado por
el microcontrolador del equipo terminal, para lo cual se
utilizan las líneas 1, 2, 3 y 4 del pórtico 1 (Pl.O, Pl.l,
P1. 2 y P1. 3 ) .
El proceso de recepción en el microcontrolador, re—
141
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quiere una muítip1 exación , esta labor se la realiza a tra-
vés del circuito integrado 74LS157, El C.I, es un cuádruple
multíplexer de dos líneas a una.
La línea del microcontro1 ador que controla el multi-
plexaje de recepción es la número 4 CP1.3).
Por el contrario la transmisión necesita demu1tip1exar
las señales provenientes del microcontrolador para ser en—
viadas ya sea al computador o al transmisor. Este efecto se
logra con el circuito integrado 74LS139 , que dispone de dos
demultiplexers de dos linea a cuatro. Esta, acción es con—
trolada por la. 1 inea número 3 del microcontrolador (P1.2) .
Resu Ita necesari o ut i 1 i zar un circuito retenedor o
Laten, como el 7475 con si objeto de que las señal es de
control se mantengan el tiempo requerido hasta finalizar el
servicio que se este prestando. Este circuito latch requie-
re de una señal para habilitación y deshabilitación de la
retención, la misma que ha sido preveida en la línea 2
t Pl. i ) del 'microcontrolador.
Un diagrama del circuito completo que cumple con éstos
propósitos se encuentra en la página, siguiente.
Es importante mencionar que las señales que maneja el
puerto serie asi ncró n i co RS—232—C (nivel de —12 V para IL
y + 12 V para O,.) no son compatibles con las señales que
143
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maneja el puerto serie del microcontro!ador MCS8031AH (ni-
ve1 es TTL) ,
Debido a esta incompatibilidad, resulta necesario uti-
lizar algún tipo de circuito que permita adaptar las seña-
les dependiendo de la operación que se esté efectuando.
En el caso de transmisión del computador al microcon—
trolador, el circuito que se encarga de transformar las se-
ñales de RS-232-C a TTL es el MC1489.
En el caso contrario, es decir, cuando se desee reci-
bir datos que llegan del microcontro1 ador al computador, el
circuito que ut i 1 i zaraos para cambiar los niveles de TTL a
RS-232-C es el MC1488-
Las especificaciones que reúnen estos dos circuitos
pueden ser revisadas en los anexos V I I I y IX.
2,4,3.3 CIRCUITO DE CONTROL DE LA POLARIZACIÓN DEL
TRANSMISOR.
La finalidad de este control es: conectar el oscilador
local del transmisor el momento de un envío de i nf ormac ion,
manteniendo 1 o desconectado en los procesos de recepción.
Tod o esto tiene por finalidad evitar interferencias
del transmisor en el receptor.
145
Para et efecto utilizamos un transistor ECG159, el
mismo que trabaja en corte y saturación, es decir, a manera
de interruptor. En su emisor ponemos la toma de +5 V,, en
su colector a manera de carga el circuito integrado MC1648,
mientras que por la base a. través de un resistencia limita-
dora tenemos la señal proveniente del microcontrolador por
intermedio del circuito retenedor 7475. La línea del micro-
controlador utilizada para controlar la polarización del
oscilador del transmisor es la número 1 correspondiente al
Pl.O del puerto 1, Como se necesita una señal que habilite
y deshabilite el circuito laten, utilizamos la línea 2 del
microcontro1 ador correspondiente al Pl.l del puerto 1, Esta
línea es compartida también para los procesos de múltiple-
xaóe y demultiplexaje.
Un esquema completo de la circuiteria impl ementad3.
para el control de polarización se muestra en el diagrama
de 13. página siguiente.
2.4.4 SOFTWARE EMPLEADO PARA LA COMUNICACIÓN ENTRE
COMPUTADOR Y TRANSCEPTOR,
El programa que se ha desarrollado para cubrir las ne-
cesidades del sistema a imp1 ementarse , trabaja bajo el sis-
tema operativo D.D.S. Hemos tomado este sistema operativo
porque en nuestro medio todavía es el má.s diíundido y tam-
bién presenta la -facilidad de utilizarlo sin mayores com-
plicaciones. Como sabemos el D.O.S. desde sus primeras vei—
146
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si o ñas ha ido mejorando, prestando cada vez, más facilida-
des para Llevar a cabo las tareas comunes que el usuario
requiere. En la actualidad una de las versiones más utili-
zadas del D.O.S. es la 5.0 (al momento la versión más desa-
iro 1 1 ada es la 6.2} siendo una de sus principales ventajas
sobre las versiones anteriores la de poder manejar discos
duros mayores a 32 HBytes, evitándose de esta manera las
particiones del disco duro para trabajar bajo un mismo am-
biente.
Nosotros utilizamos las tareas más comunes que el sis-
tema, operativo ofrece y que fueron desarrolladas ya en ver—
siones anteriores, es por eso que es posible trabajar con
versiones D.O.S. desde la 3.0 en adelante sin ningún pro-
b 1 ema,
Segu idamente exponemos las características que tiene
el programa de comunicaciones entre computador y transcep—
tor.
2,4,4,1 PROGRAMA DE COMUNICACIÓN.
El programa de comunicaciones ha. sido escrito en len-
gua, je C++, sin embargo se apoya en parte de los servicios
que presta la B IOS del computador y del programa
compresor/decompresor de datos PKWARE versión 1.0.
Para su correcto funcionamiento se requiere un compu—
145
tador que satisfaga los siguientes requisitos :
- Funcionamiento bajo ambiente D.CKS. con versiones supe-
riores o igual a la 3.0.
- Espacio de memoria RAM mínimo de 200 Kbytes.
- Unidad de disco duro o floppy disk con capacidad de alma-
cenamiento de 720 Ktaytes o más. (eventual mente se puede
trabajar con discos flexibles de 3GO Kbytes en el caso de
que los archivos a transmitirse sean pequeños)
— Un pórtico serial de comunicaciones RS—232.
Se ha tratado en lo posible que el manejo de este
prog rama se lo rea líce de la forma má.s sene i l l a , es por eso
que con un solo menú que se despliego, en el monitor luego
de llamar al programa, se podrá realizar las operaciones de
transmisión y recepción entre computador y transceptor.
Este menú consta de 4 partes que son las siguientes :
— Un recuadro de transmisión inmediato, en donde se podrán
escribir mensajes de hasta 180 carac teres,
— Un recuadro de búsqueda de archivos dentro del cual el u—
suario tiene acceso a toda la información al macenada ya
sea en disco duro o disco flexible.
— Un recuadro de recepción, a donde llegará el mensaje i n—
mediato de hasta 130 caracteres y también 13. información
pertinente a los requerimientos de memor i a de almacena—
miento que debe tener el terminal receptor.
- Finalmente un recuadro en donde se indica de manera vi —
149
sual como operar las opciones anteriores.
Con el objeto de mejorar la eficiencia de las transmi-
siones, se optó por real i zar una compresión de datos me-
diante el programa PKZIP, en cambio en recepción los datos
son decomprimidos mediante el programa PKUNZIP.
No se entregan mayores detalles de estos procesos de
compresión y decompresión de datos, porque la utilización
de estos programas antes mencionados son transparentes al
usuar i o. B
2.4,4,2 SOFTWARE QUE CUMPLE LAS FUNCIONES DE PROTOCOLO
ENTRE TRANCEPTOR Y CENTRAL.
El hecho de que el tranceptor deba mantener una cons-
tante comunicación con la central, es necesario, la exis-
tencia en el equipo terminal con un programa que desempeñe
1 as -fuñe iones de protocolOj el mismo que es e ser i to en 1 en—
guaje ASSEMBLER del KCS8031AH.
Este programa debe contener las preguntas y respuestas
que el diálogo entre equipos central y terminal exige. Un
detalle de los códigos empleados para cumplir esta meta se
muestran en el Capitulo I I I en lo referente al Protocolo de
s En caso de requerí rse mayor in formad ón sobre e!ut i I itarío PKWARE, puede escri hi rse a la siguiente di recci ónsolicitando información : PKWARE, Inc., 7545 North PortWashington Road, Suite 205, Glendale, WI 53217-3422.
150
E N V I Ó CÓDIGOS
HIWP R E G U N T A ?
CÓDIGO DEHO
A C E P T A C I Ó NE N V I Ó CÓDIGOS
E N V Í A C Ó D I G OV ESPERA EL
Í1EHSAJE
C Ó D I G OCORRECTO?
1EHSAJECOtIPLETO?
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E N V I Ó ELM E N S A J E ALC O N F U T A D O R
PIDER E T R A H S I 1 I S I O N E H V I O B L O Q U E
DE IHFQRñA-C I O I 1
SI / P I D E N X HOR E I R A H S -
I1ISION?E H V I O C Ó D I G O S
DE FIN DEI1ENSAJE
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ITi:
EQUIPO INTERMEDIO O CENTRAL,
3.1 FUNCIONES DEL EQUIPO INTERMEDIO O CENTRAL.
El Equipo Intermedio es el encargado de administrar la
comunicación entre los equipos terminales, ya que, es el
que ejecuta el proceso de investigación, determinación y
control de los equipos remotos que formarán el enlace, en
definitiva es el que dirige el protocolo de común icae ion.
Una vez definidos los equipos terminales que forman el
enlace, la central hace las veces de un repetidor activo,
puesto que, recibe el mensaje en paquetes uno a uno desde
el terminal transmisor, chequea errores, solicita si es el
caso retransmisión y luego envía el paquete de información
hacia el equipo terminal receptor.
Una vez que se han transmitido todos los paquetes de
información desde el equipo central hacia el equipo termi-
nal , este detecta el final del mensaje siendo el encargado
de i nterrumpir el enlace de comunicación entre los equipos
terminales para regresar a un nuevo proceso de investiga-
ción y determi nac ion de los equipos remo tos para un nuevo
en1ace.
Debido a las funciones que debe realizar el equipo in-
termedio, este dispone de una etapa de transmisión, una fa-
se de recepción y una parte inteligente. La etapa inteli-
162
gente está apoyada en un microcontro 1 ador, el mismo que es
asistido por una memoria RAM y una memoria EPRQM. La memo-
ria RAM tiene como finalidad almacenar el paquete de infor-
mación que llega a! equipo intermedio para un posterior en-
vío hacia el terminal destino; mientras que en la memoria
EFROM se a t macena el programa que ejecuta el Protocolo de
Comunicación, así como también el software encargado de ve-
rificar los posibles errores que pueden presentarse en el
paquete de información.
Las partes de Transmisión y Recepción son las encarga-
das de ser el nexo de unión del equipo intermedio con el
medio exterior y son etapas analógicas; mientras que la fa-
se inteligente es puramente digital. En consecuencia, el
equipo centra. 1 dispone tanto de partes a na lógicas como di-
gitales en su consti tuc ion.
3,2 PROTOCOLO DE COMUNICACIÓN.
El prototipo de sistema de comunicación implementado,
no utíl'iza ningún protocolo de comunicación estándar, ya
que, por ser tal sus fuñe iones resultan posiblemente l i m i —
tadas y en consecuencia es factible una incompatibilidad
del sistema con los paquetes de software de comunicación
comerc ia1 .
Además el objetivo del presente proyecto es desarro-
llar tanto hardware como software, dando pautas a las gene-
163
raciones siguientes de lo que se puede lograr en base de
nuestras conocimientos.
El Protocolo de comunicación imp1 ementado tiene mucha
similitud con el Protocolo Estándar Po1!ing-Selecting,
puesto que el equipo central todo el tiempo se encuentra
preguntando a los equipos termina les en secuenc ia, si a 1 gu~
no de ellos requiere enviar información.
Si el equipo terminal consultado no desea enviar i n—
f ormac ion, este se encuentra, en 1 ibertad de contestar la
pregunta con una respuesta negativa o simplemente no con-
testar; ambas situaciones son entendidas de la misma manera
por parte del equipo central, el mismo que continúa con la
misma, pregunta pero hacia el termina.I remoto siguiente,
Esta es la diferencia con el Protocolo Po11ing-Selec-
ting, puesto que, este procedimiento normalizado establece
un diálogo permanente entre los equipos central y terminal.
Por lo expresado anteriormente, en el sistema prototipo
puede que se de un dialogo permanente o no.
En caso de que el equipo central reciba una respuesta
positiva a su pregunta por parte de algún equipo terminal,
dicha respuesta, viene acompañada por la dirección del ter—
minal remoto al cua 1 se desea llegar con la i nf ormac ion, y
el siguiente paso de la central es preguntar, a 1 destino si
acepta o no la información que desean enviarle.
164
igual al caso anterior, si el abonado destino no desea
recibir la información, puede contestar negativamente a la
pregunta o bien no contestarla, siendo interpretado por la
central ambas situaciones como una negativa al envió del
mensaje; ante tal situación, la central informa de esta de-
cisión al equipo terminal emisor y luego prosigue con la
pregunta de búsqueda de una nueva trasnmisión con el si-
guiente equipo terminal.
Si la respuesta recibida por la central desde el abo-
nada destino es positi va, el equipo intermedio solicita al
terminal origen el envió del primer paquete de información;
una vez que lo recibe, la central envia unos códigos indi-
cadores que ha recibido el mensaje, posteriormente, chequea
y corrige los errores que pueden haberse presentado. Sí hay
errores no corregidos en una cantidad mayor al 2 % de todo
el mensaje, el equipo central solicitará una retransmisión
de la información por parte del terminal origen. La peti-
ción de retransmisión la puede realizar hasta dos veces,
pasado este número, la central procederá a enviar el men-
saje con los errores que pudiera tener hacia el equipo
terminal de destino.
Si habiendo chequeado y contabilizado los errores en
la central, se obtiene que es menor al 2 %, el equipo in-
termedio acepta el mensaje y por tanto envia primero un
acuse de recibo positivo hacia el abonado origen, para, lue-
go proceder a transmitir dicho mensaje hacía el abonado
165
desti no.
El equipo destino, una vez recibido el mensaje envía
hacia la central un código indicándole que ha recibido el
paquete de información, luego revisará los posibles erro-
res y según sea el caso pedirá retransmisión o dará un
acuse de recibo positivo. Igual que en el caso de la cen-
tral, el equipo terminal de destino solo puede solicitar
hasta un máximo de dos retransmisiones hacia el equipo cen-
tral .
Posterior al último bloque de información enviado por
parte del abonado origen, este emite un código hacia la
central indicando que no hay más información. Una vez de-
tectado esta si tuac ion por la central, esta hace una cosa
similar hacia el abonado destino e interrumpe automática-
mente el enlace de comunicación para reiniciar nuevamente
la búsqueda de un abonado que desee utilizar el canal de
comunicación.
El protocolo utiliza un grupo de códigos compuestos
por cinco bits, los mismos que unidos a las direcciones
forman las palabras utilizadas para preguntar como para
responder. A fin de evitar malas interpretaciones, los
procesos de preguntas y respuestas utilizan redundancia, es
decir, se envían con repetición las palabras.
Cada pregunta o respuesta está constituida por cuat ro
166
palabras de ocho bits cada una.
Sea ### la dirección del equipo terminal origen de la
transmisión y &&& la dirección del abonado destino. Hay pa-
labras que contienen solo direcciones y por tanto tienen
bits de relleno que los vamos a representar con @, los mis-
mos que en la práctica son 0L ; las demás palabras siempre
tendrán los cinco bits más significativos como código y los
tres restantes seña laran una dirección. A continuación se
describen las palabras código utilizadas.
- Pregunta desde la central hacia un abonado que posible-
mente requiera hacer una transmisión i
00000### OOOOOt** OOOOOtttt
la palabra de la derecha es la primera en ser enviada; la
parte de los códigos así como también los bits de relleno
son resal tados,
- Respuesta del equipo terminal hacia la central indicando
que SI va' a transmitir :
0000 1&&& 0000 !### 0000 !###
Respuesta del equipo terminal hacia la central señalando
que NO va a transmitir :
OOQ1G### QOOlOtttt 0001O###
167
Pregunta que envía la central hacía el abonado destino,
averiguando si acepta o no el mensaje :
00011### 0001 i###
Respuesta afirmativa por parte del abonado destino hacia
1 a centra 1 :
OO10O&&& QOIOO&&& OOiOO8<£í&
Respuesta de no aceptación del mensaje por parte del a
bonado destino hacia la central :
OOJLOl&fc&c 001O1&&&
La central solicita al equipo terminal origen el envió
del primer bloque de información.
00110#*#
La central indica al abonado origen que la comunicación
no es posible porque el equipo terminal de destino no lo
acepta :
Cabecera del mensaje enviado por el equipo terminal ori
gen :
01QOO### OlOOOtttt OlOOOtt## O1OOO##*
168
Cola del mensaje enviado por el equipo terminal de ori-
gen :
01001*** 01001*** 01001*** 01001***
Acuse 'de recibo que se envía una ves que la central a re-
cibido todo el bloque de información hacia el terminal o~
rigen :
01010*** 01010*** 01010*** ©***©***
Acuse de recibo afirmativo que se envia desde la central
hacia el terminal de origen, una ves que se han chequeado
y corregido los errores y el número de los mismos está
dentro del límite tolerable :
01011*** 01011*** 01011*** @***@***
Solicitud de retransmisión por parte de la central hacia
el abonado origen, puesto que el mensaje adolece de erro-
res :
01100*** 01100*** 01100*** @***@***
Cabecera del mensaje enviado por la central hacia el e-
quipo terminal de destino :
169
Cola del mensaje enviado por la central hacia el abonado
destino :
01110&&& OtllOScStSc
Acuse de recibo por parte del abonado destino cuando éste
ha recibido todo el bloque de información :
Acuse de recibo afirmativo que se envía desde el equipo
terminal de destino hacia la central después de revisar
los errores :
10OOO£tíi&: 100OO&&& 10OOO&&&
Solicitud de retransmisión dirigida hacia la central por
parte del equipo terminal destino, cuando el mensaje ado—
1 ece de muchos errores :
La central indica al abonado destino que el mensaje con
cluyó y no hay más bloques de información t
!OOlO8t8íSt
El equipo terminal origen indica a la central que no t i e
170
ns más bloques que transmitir :
10011*** 10011*** 10011*** 10011***
A continuación indicamos un diagrama de flujo del
software creado para cumplir con el protocolo de comunica-
ciones planteado. El conjunto de instrucciones que confor-
man dicho software se encuentra en el compendio de progra-
mas anexo a la tesis.
3.3 TIPO DE MICROCONTROLADOR UTILIZADO.
Nuestro prototipo transmite bloques de información de
1024 bytes de 8 bits cada una, por tanto requiere de una
memoria RAM pequeña para su almacenamiento temporal.
También hay que considerar que el software creado para
el prototipo a nivel de assembler excede ligeramente los 2
Kbytes, por tanto, la memoria Eprom de 8 Kbytes satisface
plenamente las necesidades. En conclusión, nuestro micro—
controlador deberá ser capaz de manejar i nformac ion de 8
bits y tener capacidad de direccionar memorias de 8 Kbytes,
tales situaciones las satisface plenamente el microcont,ro —
lador Intel MCS8031AH, cuyas características fueron de-
sarrolladas en el capitulo 1 1 .
Para la interconexión de las memorias, circuito rete—
171
EHUIO CÓDIGOSDE
SONDEO
HAYRESPUESTftCORREC-
TA?
EHUIA CÓDIGOSAL DESTINO
TRAHSHISIOHBEL hEHSAJEAL DESIIHO
nedor tlatch) y buffers con el microprocesador, se han se-
guido atentamente las instrucciones dadas por el manual
1NTEL MCS-51, en especial las del capitulo 9 con sus e jem~
píos de aplicación.
Cabe indicar, que el m icroprocesador del equipo cen-
tral desempeña también la función de habilitar y deshabili-
tar la. po 1 ar i zac ion del transmisor para, evitar interferen—
cias en el receptor del mismo- Para el efecto, fue necesa-
rio utilizar un circuito retenedor adicional.
Para efectos de pruebas, se instaló adiciona1 mente un
conjunto de dips switchs que tienen por finalidad permitir
al usuario escoger opciones del programa para, ajuste y ca-
libración del equipo.
El diagrama completo de la parte inteligente se mues-
tra en la pá.gina siguiente en la figura 3.1 .
3,4 DISEWO.
3.-4,1 ETAPA DE TRANSMISIÓN
El transmisor que se ha imp 1 ementado para la central,
consta de los siguientes bloques, como se muestra en la. fi-
gura 3.2 :
172
S-PLIFICADORDE POTENCIR
Figura #3.2
En base a este diagrama procedemos entonces a dess.~
rrollar el diseño del transmisor.
3.4,1,1 DIPLEXOR.
Está constituido por dos bobinas y una. condensador que
están interconectadas, como se indica en la figura 3.3 .
La frecuencia de portadora que se utiliza es de 48
Mhz para transmisión y 44 MHz para recepción. De la misma
manera que se hallaron las impedancias de la antena vistas
como carga por el transmisor y como entrada para el recep-
tor, en el transmisor de los terminales, determinamos que:
ñntena
Cl
Figura # 3.3
173
Transmisión : Z, (T j . = 11 - 210j.
Recepción : Z, ( R , == 7.5 - 270j.
La función que desempeña este lado del diplexor es la
de bloquear las señales que llegan al receptor a una fre-
cuencia de 44 MHz, mediante el tanque formado por el con-
densador Ci y la bobina Ls y dejar circuí ar 1 ibremente la
señal que va del transmisor a la antena.
El gráfico de la figura 3,4 ilustra como varía la
impedancia del circuito resonante como una función de la
frecuenci.a angular (w) .
Como se observa en la -figu-
ra 3.3 se ha compensado la
parte reactiva de la antena
para el transmisor, median-
te la ut i 1 i zac ion de una
reactancia Xc, la misma que
Figura # 3.4 forma parte de una red de a—
cop1 amiento entre la antena y el amplificador de potencia
y será, cal cu 1 ado su valor oportunamente.
Utilizando el análisis de la red de la figura & 2.32
del capitulo anterior, calculamos los valores correspon-
dientes a los bobinas L! t L2, y al condensador Ct . Toma-
mos G! ~ 15 pF, entonces LI tendrá el valor que calculamos
a continuación :
174
G)r = 2 * U * 44 Miz
1(2 * n * 44 * 106)2 * 15 * 10~12
.-. L± = 0.872 \J,H.
La bobina Lj ha sido construida sobre un núcleo toroi—
dal T-50-10, para dicho valor de inductancia, aplicando la
ec 2.11 se requieren de 17 espiras aproximadamente,
L. q = Li L2 y también :
<ot = 2 * n * 48
(2 * TI * 48 * 106)2 * 15 * ID'12
L = 0.733
Ahora podemos determinar el valor para L2 :
1
0 , 7 3 3 \lH 0 ,872
.-. 1 = 4 , 5 9 \iff.
Como L2 se realiza sobre el núcleo T-50-10, aplicando
la ec. 2-11 se necesitan aproximadamente 39 espiras.
175
Al igual que para nuestro equipo terminal, se va a
calcular la impedancia de carga que observará la e.tapa de
potencia del transmisor como un equival ente paral e 1 o
(ZalT)), así:
1
1
11 - 210j Ra{:n
= 2.488 * 10"* + 4.749 * 10"3^
= -210.57j Q
X.
11 - 210J
= 4020.1 Q y
1 12 * n * f * C.
c = = -a 2ir * 48 Mff2 * 210,57 ti
.*. C. = 15,7 pF.
3.4.1.2 AMPLIFICADOR DE POTENCIA.
El amplificador que se construyó para este fin tiene
la configuración que se muestra en la figura 3.5 :
R.T.I = Red Trans-f armador e de
Figura # 3.5
176
Es un amplificador en clase C, que al igual que los
transmisores que se encuentran presentes en los terminales
debe proveer a la antena una potencia de 23 mW, para cubrir
la. distancia de enlace que es de 100 ra .
Conociendo que la potencia de salida es de 23 mW, la
fuente de polarización disponible es de 12 V. y dando a es-
ta etapa una ganancia de voltaje f\ = 2, d imensionamos los
elementos de esta etapa amp 1 if icadora .
V ~vcc _ SE
v = = 7 .33 V' ' -?~' V •
En el desarrollo de la úl-
tima expresión, para, cal-
cular el voltaje pico de
sal ida, del amp 1 if icador
( VD p ) se ha. tomado en cuen—
taque es posible que la se-
ñal de salida y- la de en-
Figura # 3.6 trada se crucen, lo cual pro-
vocaría distorsión. Por ell o se ha consi derado dejar un
voltio entre los picos de las señales para evitar que ocu-
rra este i ndeseado efec to.
Entonces la potencia real que va a disipar el tran—
177
sistor utilizado en esta etapa será
o(>r
donde \ Factor de pérdidas en el circuito
voPí ~ Voltaje de salida pico ideal
vppr = Voltaje de salida pico real
Pdi - Potencia de disipación ideal
Pd - Potencia cíe disipación real
La potencia de salida en un amplificador clase C es
P0 = 2 * Pc 23
= 11,5
1.2 -3
37
Esta potencia es posible conseguir, con el transistor
2N9 18 cuya potencia de disipación máxima es de 300 mW.
Fisura # 3.7
•*• f*CE,
V,csr.
TT s
122
37
= 6 V
V"
, nc= 6 . 16
= Jr * 2c
Vac 12.32 mA
= 974 Q
178
Vemos que la resistencia óptima R«c que necesita el
amp 1ificador de potencia es di fe rente a la que se tiene
como carga, de ahí que se hace imprescí ndib1 e uti 1 i zar una.
red de acoplamiento.
La red transformadora de impedancia utilizada es del
tipo pi cuyo diagrama se indica a continuación :
374 Ohms 4020. 1 Ohms.
Figura t 3.8
Además se conoce-. Sp ~ B1 + B3
También se deben cumplir las siguientes condiciones
1, BB2 > BP*B,
2, BB2 > Gq * Gu
3, Bp y B, son positivos o negativos a la vez.
179
Tomando en cuenta estos criterios calculemos los
elementos que componen la red.
G.-1 ~ 1ff 974 L 4020.1
Gff = 1.0267 mS. GL = 0.249
sea C3 = 10 pF -»• Ba = 3 .02
Gg * GL = 1.0267*10~3 * 0.249+10"3
G« * GT = 0.256*10-6
B*
= I1-0267. * (9.1 * 10"6 - 0.2554 * 10'G)Y 0.249
B« = 6.039
Be = J-°'0a¿697 * (9^1 * lO"6 - 0.255 * 10~6)
B0 = 1.465 mS.H
BÍ =* Bp - S3 = 6, 039 mS ~ 3, 02 mS
:. BÍ = 3.023 J mff.
B2 = Bs - B3 = 1.465 raS - 3,02 JTiS
.-. B2 = - 1.555 J mfí.
Los va lo res e n c o n t r a d a s sat isfacen p l e n a m e n t e l as
condi. clones que se mencionaron anteriormente, entonces la
recl de a c o p l a m i e n t o queda de la s igu ien te manera :
180
13,023 j
= - 330,8 j Q
C, =
2 * u * JT * C,
1 2 * n * f * XL 2 * n * 48
= 10
* 330,8
X, = 1B2 - 1,555 J
= 643,1 j Q
643,12 •* n * 2 * * * 4 g
2,13
Una vez ob ten idas las reactancias tanto de la red aoo —
piadora especialmente X z , como de l e q u i v a l e n t e p a r a l e l o de
la antena, Xt ( T j = — 3 210.6 52. nos es pos ib le calcular el
v a l o r de la reactancia Xc la. m i s m a que es :
xf
643,1 210,6 Xc
1 . 1643,1 210,6
X,= 6 , 3 * 10 -3
Xc = 158,73 Q X < r = 2 * W * f * . L e
158r73c 2 * 48 * 106
= 0,526 M.ÍÍ.
181
Utilizando el núcleo T-50-IO para construir la. bobina
Le y utilizando la ecuación 2,11, obtenemos que se requie-
ren 13 vueltas para conseguir dicha inductancia.
Conocidos la corriente de colector Ic y el voltaje
colector-emisor Vc E en el punto de trabajo, podemos deter-
minar la frecuencia fT en las especificaciones proporcio-
nadas por el fabricante las cuales constan en el Anexo X I I I
obteniéndose un valor para fT de 900 KHz.
R - -Í£KO
= frecuencia de trabajo
f = 48 MHz.
Po = . - P
vr = m J -* T E•L-S
. = JW = 7,33 Vop # 974 Q
,. iop = 7,53
^ = 2.395 nA.
25 mv. , _ r -10.44 Q2.395 *
RS + ¿e
182
- 10.44 O = 476,56 O
.-- Rs = 47 O ü
Con el fin de dar referencia a la base de este ampli-
ficador se ha colocado una resistencia RB cuyo valor debe
ser mayor que Z¡ n T .
- 20 * (470 + 10.44) = 9608,8 Q
aproximadamente: » 9600 Q
:. RB = 33
De las especificaciones del transistor que utilizamos
( Anexo X I I I ), se obtiene un valor para el parámetro
CDb - 1.7 pF.
Aplicando el equivalente Miller, para encontrar la
capacitancia parásita a la salida del circuito íentre co-
lector y la referencia), tenemos :
Cob.
Cobl
I I• * iCb*2 •coba
_ obC * (A - 1)
A =
°^ A
2 (Ganancia de vol-
taje de Ja etapa)
Figu ra # 3.9
183
'Ob21.7 pF * (2 - 1)
* 0,85 pF
Para independizar al circuito del efecto de la capaci-
tancia parásita tomamos un valor de C = 15 pF (figura 3.5) f
el mismo que es significativamente mayor que el parámetro
para.sito ,
Aho ra se calcula la bobina L que está, en para lelo con
C para conformar el circuito resonante de salida en esta
etapa.
L *
L, ~ 1
* ce + cofc2)
(2 * * * 48 * 106)2 * (15 pF + 0.85 pF)
L = 0.694
Aplicando la ec, 2.9 para un 1 = 1.1 cm. y r - 0.5 cm.
se requiere de 1O.2 espiras para lograr el valor antes ca 1 —
culado (bobina con núcleo de aire).
Es necesario calcular la capacitancia, parásita que se
observa a la entrada del amplificador de potencia porque va
a influir en la salida de la etapa preamp1 ifioadora { ver
184
figura 3.9 ), así :
Ci n = CD b j -1- C. b i t Capacitor de carga para el preamplifi-
cador )
donde : C 0 b i ~ Condensador parásito visto entre base y
tierra (Aplicando efecto Mi 1 Ier a CDb).
CB b i — Condensador parásito visto entre base y
tierra ( Aplicación del efecto Mi 1 Ier a
C. „ ) .
COM = C* * (A - 1)
C = 1.7 pF * (2 - 1) -* Cobl = 1.7 pF,
Cj»i * C^ * (1 - Acc)
Donde : Acc es la ganancia de voltaje
en la configuración de colec-
tor común.
a =+ r*
470cc 470 + 10,44
Acc = 0 .978
CeM » 2 pF * (1-0.978)
B ° => C = C = l i7
3,4,1,3 PREAMPLIFICADOR.
El preamp 1 i f icador que se presenta en la figura 3-10,
185
tiene una configuración de base común, a la misma que se le
ha proporcionado una ganancia de voltaje igual a 6.
Conocidos todos los parámetros necesarios del ampli-
ficador de potencia, nos es posible ahora calcular la carga
que observa este preampl if icador :
o^cc
7440 Ohrr*.
Figura # 3. 10
= R
33 JCU * 9.6 JCUL 33 KQ + 9.6 JCQ
RL = 7 . 4 4
Este será el valor de la resistencia de carga, que ve
el preamplificador.
Existe un condensador C. i , el mismo que cumple una
función de desacoplar el voltaje continuo entre la entrada
del ampl i-f icador de potencia y la salida por colector del
preamplificador,
186
<RL ; *t = 7,44
Tomamos: X = 744 Q
2 * 71 * 48 * 106 * 744
CaJ = 4.45pF .-. Cal = 0.1 nF.
Calculemos ahora cual será la corriente pico de salida
para este preamp1 ificador :
Rr
= 4-2 _^7440
= 0.56 mA
Conocida la corriente pico de salida, podemos escoger
la corriente de colector de polarización lc •
;. Ic *= 3
Se ha tomado un valor de 4,2 V para VD p debido a que
este voltaje debe ser suficiente para polarizar la juntura
del transistor y cumplir el requerimiento de voltaje de en-
trada para el amplificador de potencia (3.6 Vp ) ,
El voltaje colector— emisor VCE es :
Vv'
187
. - rA *A
R = 7440 _ 7
EI 6
= 1232.2 Q /. tf = 1200 Q
Con Vs = 5 V.
I 3 . 19
Rs = 1567 .4 fi
Pero .Rjj = í?g_ + R~
RBí = 1567 .4 - 1200 -* í? = 367 .4 Q
.P ~ 390 O
Nos ha sido posible tomar un VE — 5 V, ya que al tener
una polarizacion de 12 V y con un voltaje entre colector y
emisor de 7 V, nos permite tener 5 V en emisor.
Con el valor escogido para VcE se está garantizando
que no exista cruce entre el voltaje de salida y el de en-
trada, además se asegura la no distorsión de las señales.
Ahora se calcula los elementos que conforman el cir—
cuito de polarización para base :
** V"ff- 5 V+ 0.7 V
VB = 5.7 V.
I,
Donde I ¡ es la cor r i en te que c i r c u l a sobre la res is—
189
tencia R B 1 , Aplicando el criterio de que U » \ para e-
fecto de estabilidad se escoge un I x ^4 mA, entonces :
p - (12 - 5.7) Vf\a — "~~ - •*
^ 4 RÍA
Jt u *"- -L • O
-* Ra =
Ra = 1575 Q
5.7 F(4 - 0.19)
J? = 1496 Q --. RB} = 1500 Q
El capacitor CB debe asegurar que la impedancis, del
circuito de base para señal sea muy pequeña, de tal manera
que la ganancia, del preamp 1 i f icador este en -función única-
mente de la resistencia RE ! , entonces con un CB = 470 pF
cuyo ve. lor reactivo es aprox imad amenté 7 £3 a la f recuenc i a
de t raba, jo, nos asegura dicha condición.
La impedancia de entrada que presenta esta etapa es :
= 390 II 1207.8 -* = 295 Q
De las especificaciones del transistor, se han tomado
los valores de C0b = 1,7 pF y Cb. = 2 pF. Como se aprecia
en la figura 3,10 la base del transistor está, conectada, di-
rectamente hacia IB. referencia mediante el capacitor CB ,
por lo tanto las capacidades parásitas por efecto propio de
la etapa preamp 1 i fí cadora B. la entrada y salida, del circuí-
190
to, son las mencionadas en las líneas anteriores.
La capacitancia parásita influyente en la salida es,
13. suma de :
Cp » r * , í t o a la entrada amplificador de potencia — 1,7 pF.
Cp . r* , i t0 a la salida del preamp1ificador = 1.7 pF.
Para minimizar el efecto de la capacidad parásita, en
la salida del preamp1 ificador (3.4 pF) , se toma un valor
para el capacitor del tanque C — 27 pF. (figura 3.10), en-
tonces la. bobina (L) será :
(2 * n * 48 * 106)2 * 21 * 1CT12
.Resulta un L = 0.41 \iH,
Esta bobina se ha construido sobre un núcleo de
Ferrita tipo T-3Q—2 la misma que tiene un AL = 43 como se
observa en en el anexo XIV, de ahi que mediante la apli-
cación de'la ec. 2.11 el número de espiras de esta bobina
es de aproximadamente 10.
La capacidad C.z cumple la función de desacoplar los
voltajes continuos de la etapa preamp lifica.doraconel c i r—
cuito modulador oscilador. Cumpliendo con el criterio de
que Xc.2 debe ser mucho menor que Z t n , cale u I amos el valor
de dicho condensador í
191
•- X - 30 Q
2 * rc * 48 * 106 * 30
Ca2 = O .11 nF .-. Cn2 = 1 nF.
3.4.1.4 OSCILADOR-MODULADOR.
El transmisor que se utiliza en la central genera la
señal de portadora mediante el circuito integrado MC164SP,
que es el mismo que se u t i 1 i z;a en los terminales del sis—
tema .
El circuito que hemos impl ementado con la fina lida.d de
generar la portadora y a la vez modular a la misma en fre—
cuencia se presenta.a continuación :
JPREftMPLIFICftDOR >
Figura, t 3.11
192
En los anexos en donde se detalla las características
del circuito (Anexo X), podemos apreciar que la salida del
mismo normalmente se la realiza mediante el pin # 3 que no
es más que el emisor de un transistor.
Con el objeto de lograr una mejor señal, al pin 3, se
le ha. conectado a la referencia mediante un condensador
C2 =0.1 ^F, consiguiéndose de esta manera la amplitud de
volt a. je necesaria (0,7 v) para el circuito preamp 1 ifica.dor,
La salida de la serial a transmitirse está sobre el pin
# 1 que es el colector del transistor de salida del circui-
to integrado MC1648P, al mismo que se lo polariza mediante
un circuito resonante conformado por la .bobina LI y Ci .
Con Ci ~ 15 pF, la bobina, Lt tendrá, un valor de :
1(2 * 1t * 48 MHZ)Z * 15
LL = 0.733
LI requiere aproximad amerite 15 espiras según la. ec.
2.11., para un núcleo T-50-10.
El pin 5 del circuito MC1648P es el control automático
de ganancia (CAG.) el mismo que ha sido conectado a la re-
ferencia mediante un condensador C3 =0.1 j;F con el objeti-
vo de tener en la salida la máxima ganancia de volts.je en
el o i rcui to.
193
La fijación de la -frecuencia de oscilación del circui-
to depende de la bobina L2 , el condensador fijo CB , el con-
densador variable C6 . La bobina L2 tiene un valor de 0.5 jjH
la cual ha sido construida mediante un núcleo T-30-2 con 10
espiras; para los 48 MHz de la frecuencia de portadora, se
necesita un condensador C. , igual a :
c =
B<1 (2 * -rc * 48 MHz)2 * 0.5 \ifí
C^ = 22 pF.
CW = Cs + C6
Con C5 - 15 pF
Es suficiente C6 = 1.8 pF a 10 pF.
La modulación en frecuencia se logra aprovechando la
característica de los diodos varactores de cambiar su ca-
pacidad con la variación de voltaje aplicado a sus termí-
nales, de esta manera cumplirnos con la car s.cteris tica de
tener modulación 2FSK coherente.
La serial modulante esta constituida por los datos que
llegan codificados desde el microprocesador MCS8031AH al
cátodo del diodo varactor MV21O7 mediante un demu I t i p 1 exor
como se muestra en la figura 3,11 .
El desplazamiento de frecuencia que utilizamos es de
150 KHz (ancho de modulación máximo permitido) , es decir :
ft = 43 MHz y fr - 45.15 T1Hz, Para la frecuencia f2 el C. q
194
requerido es de 20,9712 pF., por lo tanto la variación de
capacidad es de O.1286 pF.
Experimental mente se logró determinar que la variación
de voltaje para alcanzar la desviación de frecuencia de 150
KHz. es de 30 mV.
3.4.2 ETAPA DE RECEPCIÓN.
La etapa de recepción tiene dos bloques básicos :
sector de amplificación de la señal recibida a la frecuen-
cia de 44 MHz. y zona, de demodulación de la misma.
ENTRftDFlPMPLJTICflDORDE RECEPCIÓN
DEMDOULPDORSfiLIDft
EL R E C E P T O R
Figura # 3.12
El bloque de amplificación está constituido por tres
etapas a.mp 1 i fíe ador as y dos redes acop I adoras de impedan—
c i a. El factor de amp 1 i f ícac ion debe ser tal que permita
una seña 1 adecuada, en el bloque de demodulación, compen-
sando las atenuaciones que tienen lugar en las redes de
acoplamiento, así como también, dando un margen de segu-
r ida.d .
Para la parte de demodulac ion se requiere de una se —
195
fía 1 mínima de 500 mV, la misma que en su inicio debe ser
dividida en frecuencia hasta alcanzar un valor tal que
permita su demodulación mediante un circuito integrado PLL,
capaz de permitir demodulación FSK.
3.4,2.1 DEMODULADOR.
El bloque demodulador está, constituido por dos seccio-
nes
Fase divisora de f r e c ue nc i a y
Fase demodu1ado ra propiamente dicha.
Entrada _
ETOFA DIVISO FÍA De
FRECUENCIA POR
SM VECE3
ETfiPfl DQIQOULñRORñ 3«Uda
Figura # 3.13
Debido a que el circuito integrado demodulador tiene
los 300 KHz como limite en frecuencia y considerando que la
señal a recibirse está alrededor de los 44 MHz, se hace ne-
cesario reducir esa. frecuencia, lo cual se logra con la
utilización de los circuitos integrados conocidos como
Presea 1ers.
Si la frecuenc ia la reducimos en unas 200 veces, ota —
tendríamos una del orden de 220 KHz. que le permi te traba-
jar ai circuito demodulador.
196
A fin de obtener la división por 200 en la frecuencia,
es necesario el empleo de dos circuito prescalers: el
MC12013 que permite dividir la frecuencia por 10 y por 11,
y el circuito SN74390 que permite realizar divisiones de
hasta por 100 (Anexos VII y VI).
El circuito MCI2013 permite introducir seriales analó-
gicas de tipo senoidal , obteniéndose en su sal ida señales
digitales aptas para el circuito SN74HC390 que solo puede
aceptar señales digitales. No es prudente utilizar dos cir-
cuitos MC12O13 puesto que no alcanzamos el factor de divi-
sión; mientras que no se puede utilizar dos circuitos
SM74HC390 porque no pueden recibir señales del tipo analó-
gico.
Para conseguir el propósito, el circuito MC12013 tra-
baja como un prescaler módulo 10, mientras el circuito
SN74390 lo hace en módulo 20. El diagrama circuital que se
muestra en la figura. 3,14 recoge las recomendaciones dadas
por el fabricante en las hojas de especificaciones ( Anexos
V I 1 y VI ).
Las seña.les que recibe este bloque tiene dos frecuen—
cias que son: 44 KHz y 44,15 MHz, debido al corrimiento de
150 KHz que utilizamos en la modulación FSK,
La parte demoduladora propiamente dicha, está, basada
197
en el circuito integrado XR2211, el cual es recomendado pa-
Figura # 3. 14
ra comunicaciones que requieran de demodulación FSK.
La señal dividida en frecuencia entregada, por los
prescalers es introducida en este circuito integrado a fin
de obtener la señal de información en ella contenida. El
circuito imp 1 ementado es el aconsejado por las hojas de es-
pecificaciones incluidas en el Anexo X I I , donde además
constan las fórmulas de cálculo para determinar el valor de
los elementos pasivos que complementan al circuito integra-
do, ver figura 3.15 -
TÍ» T -
timrn
5 f.
Ice ti» t«f
i*.»** ti• E»»Ltf Ti.itafino LO iII !•+ RV ht
n f it n
91»-W- 1
F i g u r a # 3.15
195
PROCESO DE CALCULO.
f = 44 MHz1 200
í± = 220 KHz
f _ 44,15 MHz2 200
, = 220,75 KHz.
f = 220 KHz. + 220,75 KHz2
f0 = 220,375 KHz.
Para la resistencia RO r el fabricante del circuito in-
tegrad o sugiere que se escoja su valor entre 10 KQ y 1OO KQ
aunque recomienda que sea próximo a 20 KQf por lo cual es-
cogemos para R0 el valor de :
RQ = 18 XQ.
A fin de poder calibrar la frecuencia central, dicha
resistencia está, en serie con un potenciómetro Rx :
Rx = 5XQ .
El condensador C0 se calcula en base de la siguiente
ecuac ion :
C -0 P * f
K * ro o
199
Para, determinar el va 1or de CF nos servimos de
F ~ Baud Rate
* 1200 bps
Cr = 2,5 nF.
tomamos el valor norma.lizado :
CF =* 2,7
Para ca 1 cul B.T d> tenemos :
D Capture Rango [Hz]
Donde :
150 KHzCapture Range =200
Capture Range = 750
T C
= 21,33
aceptamos :
Cn = 22
3.4.2,2 RED DE ACOPLAMIENTO AMPLIFICADOR-DEMODULADOR.
Como consideramos una resistencia, de carga para la
2O 1
etapa amplificadora igual a 200 Q, esta debe ser acoplada
a l a - impedancia de entrada del circuito prescaler MC12O13
que es de 20 £2, tal como lo indican sus características
(Anexo V I I ) ,
<sn—i
Rret = 200 O. RL = 20 Q.
200 Q * 20 Q
Figura # 3.16
V20 U * (200 U - 20 U)
- j 66,67 O .-. 1 - 0,24
U * (200 U - 20 U)'
O A C = 60,29
3,4.2,3 DISEFiO DEL BLOQUE AMPLIFICADOR DEL RECEPTOR.
La frecuencia de trabajo es fo — 44 MHz. Nuestro pro-
totipo ha, sido concebido pensando en una sensibilidad de 5
mV/m,, la misma que nos da una señal mínima de :
hdonde:
Figura t 3. 17
= Señal mínima
E - Campo Eléctrico
h = altura de la antena
202
V < = 5mín J 0,9 ja.
A fin de garantizar la recepción de señales, para di-
seño consideramos una señal mínima de entrada de :
Vmín - 4 mV.
La etapa de demodulación que es posterior a la de am—
plificación,.requiere de una señal por lo menos igual a. 200
mV, (ANEXO X I I ) , Ademas, tomando en cuenta que la atenua-
ción en la red de acoplamiento de salida^es considerable,
se optó por dar a la etapa de amplificación 150 veces de
gananc ia.
Por ser tal la ganancia, es necesario emplear tres
etapas amplificadoras, dos de las cuales deben ser en Base —
Común y la restante en Emi sor—Común a fin de evitar oscila—
ciones indeseables en el conjunto.
/
ftl=SB~C
A2=GB-C
A3=5E-C
ftMPLIFTCñOOR DE RECEPCIÓNRL200
Fisura # 3.18
203
Consideramos una resistencia de carga de 200 £2 por dar
factibílidad al diseño, siendo necesario acoplar la impe—
dancia de 200 £2 a 20 Q, que es la impedancia de entrada del
circuito integrado Prescaler MCI2013 (Anexo VII).
3,4.2,3.1 TERCERA ETAPA A3 EN EMISOR-COMÚN
La configuración circuital de esta etapa se muestra en
la fisura 3.19 ,
Vcc
SftUTDft
Figura # 3.19
Para el diseño de la misma se toman en cuenta los si1
guiantes parámetros como datos :
v0 = 720 mV.
V, = 144 mV.
RL = 200 O.
5 .
204
Calculamos la corriente de sal ida i
i = J_£ 720Rr 200 Q
Í0 = 3,6 mA.
Tomamos una corriente de colector de
Xc = 6 mA
Para el voltaje colector emisor tenemos :
VCB = Vip + Vop + \
VCE = 144 mV + 720 mV + 1 V.
VCT = 1,84 r.
que es el m í n i m o necesario para que la señal no sufra
distorsión. Elegimos un voltaje colector emisor igual a :
VCE = 4. V.
Con Ic y Vc E vamos a las curvas características del
transistor (ANEXO X I I I ) y determinamos la frecuencia fT del
mismo :
£T = 900 Miz
* 00 = 2 0 , 544
2O5
Tomamos para e! Factor de Ampl i fie ac ion de Corriente
6 el siguiente valor :
* 21.
Cono o ido el parámetro de ganancia de corriente, nos es
posible calcular las corrientes de base y emisor :
T = IcB 21
IB = 0,286
-Vs ~ -*• c
Is - 6 mA. + 0 ,286 /nA
I = 6,286
Entonces podemos calcular la resistencia interna, de
emisor r» debida a efectos térmicos :
- vttt 25 mV6,286 TOA
re - 3,98 Q.
de :
Rr _ -R,a —~3 ,- , « "Bl 7t **
REÍ = - 3,98 CJ = 36,02 Q
RB1 = 36 O.
206
volviendo a calcular la ganancia obtenemos
200 Q36 Q + 3,98 Q
= 5,002
De las especificaciones del transistor 2N918 (ANEXO
X I I I ) , obtenemos las capacidades parásitas :
Cob = 2 pF. y Cbs = 2 pF,
Aplicando el Teorema de Miller tenemos :
I I I
Figura # 3.20
= 2 * (5 - 1) pF,
•j-i>\ ' -* f
- 1)
Cob2
C..,- = 1,6 pF
Para Cbe es necesario la ganancia considerando al am-
plificador en configuración de Co1ector—Común.
RBl 36 Q3CC R + rs 36 D + 3,98 QEÍ
ce -~ 0 , 9
207
ZiT= (P + l)*(re + RBÍ)
ZiT = (21 + 1) *(3,98 O + 36 Q)
ZÍT ~ 879,56 Q
Ahora ca l cu l a rnos la impedanc ia de entrada a la etapa
de a m p l i f i c a c i ó n :
1 _ 1 1 1Z± 1200 ü 910 O 879,56 fi
Z-t = 325,82 O
AproxÍmadamente tenemos :
Z¿ = 325 Q.
El condensador de ganancia y los de paso, los calcula-
mos teniendo encuenta la frecuencia de opera.c ion, la misma
que está en los 44 MHz,
c. >
C >E 2 * 7t * 44 MHz * (3/98 Q + 36 Q)
CK * 90,47 pF,
Tomamos para Ce el valor :
Cg = 1
21O
c :> a _ _5 2 * it * i: * 2 * * * 44 fflz * 325 Q
CB > 11,13 pF.
Dando segur i dad al condensador ds paso , tomamos para
el va l or :
Cs = 1 nF.
"c 2*7i*f*fíL 2 * * * 44 MHz * 200 Q
Cc > 18,09 pF.
Con la m i s m a idea, para Cc escogemos el v a l o r
Cc = 1 nF.
La capacitancia, parásita a la entrada del amplificador
+ 0,2
= 8,2 pF.
Esta capacitancia de entrada en esta etapa debe ser
considerada como parte ds la carga que ve la etapa prece-
dente, pero su efecto debe ser mínimo a fin de garantizar
independencia de capacidades parásitas en la etapa 2.
En el colector del amplificador tenemos un circuito
resonante compuesto por una bobina y un condensador, asi:
211
vcciL
2N918
Figura # 3.21
Tomamos para el capacitor variable
el va 1or ;
C = 25 pF.
El valor de C es mucho mayor a la
parásita de en la salida Cob2 .
L = 1
L =
<o2 * c
l(2 * * * 44 MHz}2 * 25 pF
L = 0,523 \iH.
Para determinar el valor de Vcc aplicamos la idea si
; u i e n t e :
V = V + V = 4 V + 1 C ¡ VY fvt ^* r f*rrr * Y cr ~ *m v * _L • »j f
ce
Para asegurar y por facilidad, escogemos el valor
= 6 V.
3.4.2.3.2 SEGUNDA ETAPA A2 EN BASE-COMÚN.
Esta etapa fue diseñada a partir de la configuración
que se muestra en la figura 3.22 .
Los datos necesarios para el diseño de esta etapa son :
212
CL
Figura # 3.22
= 325 fi .
CL = 8,2 pF.
v0 » 144
= 24
La capacitancia CL corresponde a la capacidad parásita
en la entrada de la etapa siguiente.
Calculamos ahora la ganancia de voltaje de la etapa y
la corriente de salida iD :
V0 144 mVv± 24
A,, = 6 .
_VQ _ 144 mVRL 325 Q
13
y en el emiso r :
T -JL n —n
B 21
JB = 0,238 ma.
= Jc+ JB = 5raA + 0 , 2 3 8
J = 5,238
La res is tencia de emisor deb ida a efectos t é r m icos
= V<* - 25 mV6 I 5,238
Te = 4,77 Q.
A partir de la expresión de la ganancia calculamos la
resistencia de base para A. C,
+S + 1
(P + 1) - ( - 4,77 Q) * (21
1086,73 O donde: -—• = -~- +
Ahora c a l c u l a m o s la resistencia RB i
RB1 ss ^ ^ V- J f J v .
215
Pero RB 2 es la serie entre RH 2 i y RB 2 z * RB 2 i la pode-
mos c a l c u l a r a pa r t i r de RB y RB i :
J?B " REÍ B R 2í
1 1 1 1 1RB2i RB RBI 1086,73 Q 2700 O
~ 1818,77 D
.-. RB21 = 1800 Q.
= RB2 - RB2i = 2743,9 Cl - 1800 Q
RB22 = 943,9 Q.
910 Q.
= 381,83 Q.IE 5,238
:. Rs = 390 Q.
La impedanc ia de entrada al t rans is tor es :
ÍT • 1 + P 22
ZiT = 54,17 Q
La impedancia de entrada 3. ! a etapa resul ta ser
rj I pí - ¿*±T | -"-ff
~^i ~ ~ZÍT ~&E 54,17 Q + T90 CJ
Z± - 47 ,56 O
217
aproximando :
45 O
De las hojas técnicas del transistor empleado, se de-
terminan las capacidades parásitas (ANEXO X I I I ) :
CDb = 2 pF. C,= 2 pF,
Aplicando el teorema de M i l l a r podemos llevar las ca-
pacidades parásitas a la entrada y salida de la etapa.
Figura # 3.23
AlBC
'01)2
•ot>2
Para determinar la capa-
cidad parásita en la, sa-
lida necesitarnos conocer
la ganancia de la etapa
en I 3, configuración Emi-
sor-Común ,
325 Q4,77 ü + 390 Q
= 0,82.
* Cob
0,82
= 0,44
F.
Para calcular la capacitancia- parásita de entrada, ne-
215
cesitamos conocer la ganancia de la etapa considerándola en
Co1ector-Común :
a _ RE 390 QRE + re 390 Q + 4,77-Ü
A™ = 0,988.
= . + F_fce2 0,988
0,024 pF.
La capacidad parásita presente a la entrada de la eta
pa de amp 1 if icación es :
= 0,024 pF,
Las capacidades parás i tas presentes en la s a l i da de la
etapa son :
C0 = CL + Cotí = ^ , 2 pF + 0 ,44 pF
C0 = 8,64 pF.
Este valor debe ser significativamente menor que la
capacidad presente en el circuito resonante a fin de evitar
inestabilidades por capacidad parásita.
EL CIRCUITO RESONANTE.- Conformado por una bobina y un con-
densador en paralelo, el mismo que está ubicado en el co-
lector del transistor del amplificador.
219
vcciL
2N9Í8
Figura * 3.24
Asumimos el va lar para el condensa-
dor :
C = 35 pF.
A partir del condensador, podemos
calcular la inductancia :
L = 1
L =
co2 * C
1(2 * ft * 44 MHz}2 * 35 pF
L = 0,374 \íff.
Ahora calculamos el mínimo valor de voltaje de polari—
zac ion que requiere la etapa :
*CC ^ CE + *
Vcc = 6 V,
Debido a que en el voltaje de emisor VE dimos la su-
ficiente tolerancia, podemos tomar para polarización el mí-
nimo valor.
Dimensionando los condensadores Ce y CB :
£ * RB2y. 2 * ir * 44 MHZ * 910 Q
C. •> 3,97 pF.
.-. CB = 1
22O
c > i = _ i _2 * K * f * R 2 * tt * 44 AfTfz * 390 Q
> 9 , 27
3,4.2,3.3 PRIMERA ETAPA Al EN BASE COMÚN.
Los datos para el diseño de esta etapa son
RL - 45 O .
CL = 0,024 pF.
v0 = 24 mV.
= 4
Esta ©tapa tamb ién presenta una configuración base-
común, tal como lo indica la figura 3.25 :
vcc
RBi
SPLIDfl
H:^CB ¡
* J /I
tí
f RB21CE EKTRfiDfl
)l " <> RL> ^i
|) RE >
> RB22 1<
>
>>
Figura # 3.25
221
La capacidad CL corresponde a la capacidad par asi ta
presente en la entrada de la etapa amplificadora 2.
La ganancia cíe voltaje en esta etapa es :
A = Zl 24 MVv v 4 mV
Calculando la corriente de salida ia tenemos
• = Z° 24 mVla RL 45 Q
Í0 - 0,533 mA.
Por tanto, escogemos una corriente de colector de :
Jc = 5 mA,
El voltaje colector—emisor mínimo lo encontramos a
partir de la siguiente expresión :
CE = *%+ OP + 1 V. = 1,028 V.
Tomamos para V c E el v a l o r :
VCT = 4 ^.
Con le y V cE vamos a las especificaciones del tran-
sistor (ANEXO X I I ) y determinamos la frecuencia fT.
79.7.
V. = 1,2 V.
f* = = 1, 2 V + 0,7
= 1,9 V.
1,9 VJ, 1,595
.-. Rn9 = 1191,22 Q
1
RB2I R•si 60,06 D 1800 Q
.Rn?T = 62,133 fl
En va lo r e s norma 1 i zados tenemos
- 68
- 68 £2
= 1123,22 Q.
Poniéndole en valores estándar :
R = 1200 Q
1,2 VE Is 5,238
= 229,1 Q
Norma1 i zado
RB = 220
La impedancia de entrada al transistor es
225
R.
p + 1 O 6Q'0622
= 7 , 5 O .
La impedancia de entrada al amplificador es
~ ZÍT
7,5 D 220 Q
Tj =7,25 fl.
aproximando : ZL =7,3 Q.
De las curvas características del transistor (ANEXO
X I I I ) obtenemos las capacidades parásitas :
Cnh = 2 pF, Cbe> - 2 pF,
Aplicando el Teorema de M i l l e r podemos encontrar las
capacitancias parásitas de entrada y salida de la etapa, de
amp1ificación :
JJL
JIUL
•Cflli2
F i g u r a # 3.26
Pars. poder encontrar la
cap ac i dad paras i ta en IB.
sal ida, necesitamos cono-
cer la ga na. no i a de la e—
tapa considerándola en
Emisor—común.
228
45 QIEC 4,77 ü + 220 Ü
0,22 PF
Par 3. determina, r la capacitancia a la. en t rada de la e—
tapa, debemos conocer la ganancia de la misma, considerándo-
la como Colector-Común :
220 fíRs + 220 Q + 4,77 Q
- 0,979
LCC 0,979
= 0,043
La capacidad parásita a la entrada, es :
= 0,043 pF.
Las capacidades parásitas presentes en la sal ida de la
etapa, so n :
227
Cob2 = O, 024 pF + 8 pF
C0 = 8,024 pF.
Este valor debemos hacerlo significativamente menor a
la capacidad presente en el circuito resonante para garan—
tizar la estabilidad de la etapa amplificadora.
EL CIRCUITO RESONANTE.- Es similar 3.1 utilizado en las eta-
pas precedentes tal como se ap rec i a en la figura 3-27 .
Asumimos el va 1 or para, el condensa-
dor del circuito resonante :vcc
_L
(C 2N9I8
C = 40 pF
Con esto podemos calcular el va. 1 or
de la i nduc tañe i a :
L =(o2 * C
L =
Figura # 3.27
(2 * n * 44
L = 0,327 \íK.
40 pF
El valor mínimo de la fuente de polarización lo obte-
nemos asi :
V= 5,2 V.
A fin de establecer un valor de Vcc igual a las demás
228
etapas amp 1 icadoras y buscando conseguir un valor normal i
zado , determinamos para esta etapa también el valor de :
Vcc = 6 V.
El condensador de ganancia y el de paso, los obtenemos
asi
C2 * Tt *
VB2J2
2 * u * 44 MHz * 1200 Q
CB = 1
-3,01 pF.
Escogemos un valor normal izado y que nos garantice
C
CB = 1 nF,
s 2 * n * f * R,
1E 2 * n * 44 MHz * 220 fl
CE > 16,44 pF.
Un v a l o r comerc i a l y que c u m p l e con nues t ras necesida-
des es :
CE = 1 nF.
3.4,2.4 RED DE ACOPLAMIENTO A LA ANTENA.
Según los abacos que se ubican en el (Anexo XV), la
229
antena de nuestro equipo presenta una impedancia de
•7. E Ovns.
13.4 pF,
Z = 7 .5 - 270j Q
AI obtener el equi va lente para, í e 1 o
de esta, impedancia tenemos :
37H7.E Ohm*. 13.30
7.5 - 27= 1.03*1(T4 + 3.7*10~3
Si invertimos cada uno de los compo-
nentes encontrados como resultado de
la operación anterior, tenemos :
=9727.5 y- - -1.03*10-* 3.7*10~3
- Za.R = 9727 .5 - j 270 .2 [O]
= - j 270.2
Por otra parte, se compensó al transmisor mediante una
bobina que. forma parte de la red de acoplamiento del trans-
misor con la antena. El valor de esta bobina es de 0. 526 j H
que a la frecuencia de recepción representa una reactancia
de 1 45 .4 Q. , este valor influye sobre la entrada al recep-
tor .
Acoplemos la antena al circuito receptor mediante una
red L , as i :
23O
0.E2G uH.
RMR. = Red MuItIresonante.
7.3
Figura # 3.28
Rraf = 9727 .5 Q = 7.3 O
=> JE, = -9727.5 * 7 .3
i/7 .3 * (9727 .5 - 7.3)
i = - J 266.6 Q
= V * (9727 .5 - 7.37
X, = j 266.4 Q
¿2 = 0.964
De esta manera queda acoplado efectivamente la parte
real de la antena y el receptor, sin embargo la parte reac —
tiva todavía no está acoplada, por lo que debemos calcular
el elemento que compense el valor reactivo :
231
J I.-4G.4I
37S7=í=-J 270.2 JX
I
sí 266.1
-J 2GG.E >7,3 OHns.
Equlvalanta da fint*no Red de Acoplamiento
Figura #3.29
1
266,6 145.4 X
1. 2. 3.
270.2
4.
Donde : 1 . Va lor reactivo calculado para Xi de la red de
acoplamiento (L) .
2 . Es la reactancia de la bobina de acoplamiento
del transmisor.
3, Es el valor reactivo que debemos colocar en la
red de acoplamiento (L), de tal manera que se
obtenga el valor requerí do de Xi en dicha red.
4. Es la parte reactiva del equivalente de antena.
Al resolver la última ecuación vemos que X ~ -j 144 £2,
lo mismo que equíva le a poner un condensador de 25 pF.
Por lo tanto nuestra red (L) de acoplamiento entre an
tena. y receptor queda constituida por :
q - 25 pF y Lz = 0,964
232
3.A.2.5 DIPLEXDR.
Para, la recepción el diplexor está compuesto por dos
condensadores Ci , C2 y una bobina Ll , con el objeto de ate-
nuar la serial que se genera en el transmisor y dejar pasar
la señal que se recibe por medio de la antena. Esta parte
del diplexor, se muestra en la figura 3.30 .
czo,cae OH.
Li
F i sura # 3.30
U t i l i z a n d o el a. n á l i s i s rea l i z a d o
en el t ransmisor de los t e rmina -
les para, e l d i p l e x o r ( f i g # 2 , 6 )
p rocedemos a c a l c u l a r Ci , C2 y
L! .
Sea Ci - 39 pF, entonces la bo-
ta i na L¡ será :
1-y<4
w t = 2 * TÍ * 48 * 10'
(2 * n * 48 * 106)2 * 39 * 10
-! = 0.282 \iH.
C. q = Ct + C-z y t a m b i é n C.q es i g u a l a
1
~12
233
r = 2 * TÍ * 44 * 10'
(2 * n * 44 * 106)2 * 0.282 * 10
= 46.4 pF.
C2 = 46 .4 pF - 39 pF
<> C2 « 8
El gráfico de la -figura.
3,31 ilustra como varis,
ls. impedancia del cir-
cuito resonante como
fuñe ion de (W) .
Figura # 3.31
3.4,3 SISTEMA DE LA HABILITACIÓN O DESHABfLÍTACION DE LA
POLARIZACIÓN EN EL TRANCEPTOR.
En el -equipo centra!, también se utiliza una etapa si-
milar a la de los equipos terminales, cuya fi na. 1 i dad es la
de deshabilitar el transmisor cuando se esta útil i zando e 1
receptor, a fin de evitar las interferencias que se produ-
cen en éste por la acción del transmisor.
El circuito implementado ut i 1 i za al microcontrolador
para manejar dicho proceso, tal como se lo hizo en los e—
234
quipos terminales. Un diagrama de este proceso de presenta
en la página siguiente, figura 3.32 ,
3.4.4 SISTEMA DE CONTROL PARA EL ESTABLECIMIENTO DE LAS
COMUNICACIONES
El sistema de control de las común i cae i ones es en de-
finitiva el hardware desarrollado en base al m icroprocesa—
dor MCS8031AH, con ayuda de un software mé.s completo.
Justamente las dos funciones que desempeña la parte
inteligente son : Mane jar y controlar las comunicaciones.
3,5 CONSTRUCCIÓN DE LA CENTRAL.
La construcción del Equipo' Intermedio o Centra 1 se la
hizo en dos partes : primero la parte analógica (trancep—
tor) y luego la. parte inteligente ( m icrocont ro 1 ador ) .
La parte analógica se la d i v i d i ó a su vez en dos eta-
pas : transmisor y receptor. Las primeras pruebas fueron
con estas dos etapas por separado, las siguientes pruebas
fueron de carácter mancomunado, pero siempre en circuitos
i mpresos.
En algunas ocasiones fue necesario realizar ajustes a
los elementos calculados en los diseños mediante su reem-
plazo por elementos variables.
235
32
RX
DT
XD _,
ALE
/PP
5E
N
P2
.7P
2.6
P2
.SP
2.4
P2
.3P
2.2
P2
. 1
P2
.O
ÍPO
.7P
O.6
PO
.SP
O.4
PO
.3P
O.2
PO
. i
PO
.O
P1.7
P1.6
Pi.S
P1
.4P
1.3
P1.2
Pl.i
Pi.
Q Ti
TO
INT
lIN
TO
RE
SE
T
X2
XI
E7Í/V
P
_§_
~~f~ 1
Í4_
, 18
^L_
7
r^-
Tul
SiD
2
fi2
D3 g
D4
|4
'C12
>C
34
7475
16 í
VCC
1K
ECG159
OSCILADOR
LOCAL DEL
TRANSMISOR
8O31
Tit 1* CONTROL DE POLARIZACIÓN DE LA CENTRALTÍEV1
3. 155 gt
Una vez obtenido en circuito impreso del tranceptor,
se procedió a. armar la. parte inteligente en base de la téc-
nica de Wire Grap. En esta parte una vez obtenido resul ta—
dos sat i sfactor ios se procedió a unir esta parte con el
tranceptor. Cabe senalarse que en la parte microprocesada
no se requieren de mayores ajustes.
Con resultados óptimos en las pruebas totales del
Equipo Cent ral se paso toda la circuitería analógica a una
sola placa de circuito impreso a la cual se la completó con
e! circuito inteligente en Wire Grap para realizar la prue-
ba definitiva conjuntamenté con los equipo terminales, la
misma que resultó favo rab1 e,
En ¡as páginas siguientes se muestran diagramas acom-
pañados con un listado de elementos de todos los bloques
que constituyen el equipo central.
DIFLEXOR.
Condensadores Val or
Ci 15 pF
C2 8 pF
C3 39 pF
Bobi ñas Valor
Li 0,872 WH
L2 4,590 jjH
237
Ll
Cl
X7
02
\( \\3
i
\( \\3
LC
T±t 1'
DIPLEXOR OE Lfl
CENTRAL
RE
VI
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L;
Fy.b
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" 7
. 1995
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l -°J
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C
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-^
C6
\ R9
\
3
1-4
^
tt2n918
R4
; ce
cío
cu
-Ifr
2n918
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CONCLUSIONES Y RECOMENDACIONES.
El diseño y construcción del equipo para comunicación
de da. tos por medio de radio frecuencia, exigió la api ica—
ción en gran parte, de los conocimientos recibidos durante
los cursos de pregrado y de otros que durante el desarro—
l i o del mismo fue necesario adquirirlos.
Se debe tomar en cuenta que para implementar un equipo
de radio frecuencia, la. experiencia, que se tenga en este
campo a n i v e l práctico, resulta un complemento escencia 1
del conocimiento teórico, por el contrario, para implemen—
tar los sistemas que hacen posibles los enlaces y la admi-
nistración de las comuni cae iones, a más de requerirse al-
guna experiencia, el nivel teórico juega un papel muy im-
porta n t e ,
Cabe destacar, que la construcción del equipo, ha de—
jado en nosotros conocimientos más ele vados en el campo de
las comunicaciones, el mismo que muy d i f i c i l m e n t e , se lo
adquiere.en las aulas- Es asi que, del resul tado de todas
estas experiencias y de las soluciones que se fueron dando
a. los problemas encontrados a lo la.rgo del desarrollo de
este trabajo, presentamos a. conti nuac ion un extracto de
e l l o .
4.1 CONCLUSIONES Y RECOMENDACIONES.
Inicia Imen te se intentó a. limen tar todos los equipos
249
con el empleo de fuentes switching, pero resultó que éstas
no son adecuadas para 'po1arizar los circuitos de radio fre-
cuencia, debido a que presentan un ruido considerable en el
rango que va desde los 16 a 25 MHz, lo cual afecta a la es-
tabilidad y calidad de ías señales portadoras. La razón ex-
puesta motivó a que se emplearan dichas fuentes únicamente
para alimentar la parte digital de los diferentes equipos.
Para, polarizar los semiconductores relacionados con la
radío frecuencia, se recurrió a la construcción de fuentes
reguladas, para sustituir las switching, lográndose menores
niveles de ruido; de esta manera se contribuye a mantener
bastante estables las portadoras (corrimientos de frecuen-
cia debido a las fu entes 5 KH z) .
~ Para evitar las capacidades parásitas en los cables de
interconexión de los diferentes bloques de los equipos, se
recomienda usar pares trenzados y también la opción de ban-
da de cables multihilos, pero utilizarlos no uno al lado
del otro, sino más bien, dejar algunos sin uso en medio de
los rea í men'te útil i zado s, a fin de dar una distancia mayor
de separación entre éstos, con lo cual se logra que el
efecto de proximidad disminuya y en consecuencia decrezca
la capacidad parásita que esos cables introducen.
- Para las partes de alta frecuencia, indispensablemente
se debe considerar en el diseño que las bobinas que ínter—
vienen, deben poseer bl indaje, puesto que el ¡as son las que
250
en forma determinante provocan inestabílidad en el funcio-
namiento de la radio frecuencia. En lo posible se debe tra-
tar de que todos los circuitos de radio estén blindados.
- Para el montaje de las bobinas en los circuitos impre-
sos recomendamos tener las siguientes preca.uc i o nes :
3.. Ubicar las bobinas en las placas lo más lejos posible
una respecto a las otras, en caso de no ser posible mon—
tarlas en cuadratura; de tal manera que se eviten los
efectos indeseados de acoplamiento.
b. Las bobinas con núcleo de aire deben ser ubicadas de tal
manera que estén lo suficientemente fijas; con el afán
de evitar que las dimensi o nes de las mismas cambien, lo
cual implicaría un alteración del valor de inductancia.
— Cuando se requieran de elementos variables para cali —
brac ion, es recomendable que los mismos sean multivueltas
y presenten la mayor linealidad posible.
- Ninguna prueba, en cuanto a circuitos de alta frecuen-
cia, es recomendable realizarla en protoboard, puesto que
las capacidades parásitas existentes en él, siempre provo-
can que los resul tados obtenidos no se ajusten a la rea 1 i —
dad . Por tanto , recomendamos que toda prueba en este campo,
debe ser realizada sobre circuito impreso.
- La ut i 1 i zac ion de cajas metalicas para la presentación
251
de los equipos es muy común. Estas cajas deben estar debi-
damente referidas a tierra, con la. finalidad de evitar
inestabilidades electromagnéticas provocadas por el medio
externo y la influencia de personas que están cercanas al
equipo. Cuando no se puede dar la debida referencia a estas
cajas es preferible u. t i l i zar otros materiales como carcaza
del equipo, en nuestro caso utilizamos madera con lo cual
se logró disminuir en alto grado los efectos perjudiciales
del medio externo.
— Es recomendable también que las pruebas se las reati-
cen trabajando con la circuiteria completa, ya que los re-
sultados no son los mismos cuando se prueba, en pequeños
bloques aislados. Evidentemente esto es válido, porque nun-
ca se puede simular con exactitud las cargas que miran
realmente cada uno de los bloques, cuando estos se integran
en uno solo.
— Se debe tener muy presente que el reloj del computador
puede afectar el funcionamiento de este tipo de MODEMS,
puesto que" de coincidir la frecuencia principal del reloj
o de armónicas provocadas por éste, con la frecuencias por-
tadoras de transmisión o recepción, existe la posibilidad
de que se produzcan i nterferene ias.
— Para el proceso de demodulación fue necesario reducir
la. frecuencia de portadora de la señal mediante prescalers
(los mismos que tuvieron un funcionamiento acorde a lo que
252
esperábamos), debido a la limitación del circuito EXAR-2211
cuya frecuencia máxima de operación es de 300 KHz.
Este circuito integrado no presentó un funcionamiento
adecuado para nuestra aplicación, puesto que la frecuencia
central del VCQ del mismo es inestable, sea cual sea el
medio de transmisión utilizado.
Este problema consideramos que se produjo por varios
'motivos, siendo los factores más importantes :
a. Variación en la temperatura del equipo.
b. Cambios en los componentes circuitales ajenos a este
c i rcu i to .
Se comprobó que estas inestabilidades ocasionaron s ig —
nificativos inconvenientes; sin embargo, éstos influencia-
ron más, al probar el software del microcontro1 ador , espe-
cialmente a nivel de protocolo y cuando el enlace del sis-
tema era atmosférico; la razón fundamenta 1 obedece a la
corta duración de la información, a pesar de que la misma
es redundante. En algunos casos esta transmisión no era en-
tendida ya sea por los terminales o por la central, porque
el demodulador entregaba datos incorrectos que confunden a
la parte inteligente del equipo. Es por ello que para futu-
ras investigaciones, recomendamos que se busque un circui-
to demodulador que provea la eficiencia y confiabi 1 idad ,
que requiere un sistema con las carácter isti cas expuestas
253
en el desarrollo de este trabajo.
— Una de las mayores dificultades que se detectaron du-
rante las pruebas del equipo, fue el medio de transmisión,
ya que en el canal empleado, se introduce mucho ruido en
comparación con los canales físicos.
Además del ruido influyó en gran parte la generación
irremediable de trayectorias múltiples y de reflexiones,
debido a que nuestra antena propaga la energía, omnidirec-
ció na 1 mente.
Como solución a este incoveniente se podria incremen—
tar la potencia del transmisor y/o en su defecto la sensi—
bilidad del receptor, todo esto acompañado de un medio
donde no tengan influencia los factores antes citados.
En el transcurso de las pruebas, nos vimos obligados
3. que éstas se realicen utilizando como medio de transmi-
sión un cable coaxial, el cual nos brindó seguridad contra
los pro'blemas que encontramos al enlazarnos vía atmósfera.
Cabe destacar que bajo estas condiciones, el sistema
funcionó satisfactoriamente, cumpliendo los objetivos que
nos planteamos inicialmente.
Al instalar las antenas, el sistema presentó como pro —
b í ema. el i ncr emento de errores de los datos transmitidos.
254
En determinadas oportundades no permitió el enlace con el
terminal destino. Además, si bien se produjo el enlace, en
otras instancias el tiempo que tardó fue mayor que el espe-
rado ,
# Hay que especificar que la velocidad de transmisión
propuesta es de 1200 b/s, la cual se cumple efectivamente
entre NODEMS y computadores, pero en las pruebas se pudo
observar que en el trayecto de enlace la velocidad efectiva
se redujo a 3OO b/s. Esto se debe principalmente a los
retardos que se producen para lograr el enlace y también
por el volumen de datos transmitidos que resulta ser mayor
3. la información útil para el usuario.
La velocidad efectiva de transmisión es susceptible de
mejorarse, aplicando los siguientes mecanismos :
# Emplear velocidades de transmisión más elevadas.
# Disminuir las cabeceras que conforman cada pregunta y
respuesta del protocolo, así como también de las de in~
f o rmac i ó'n.
Estos mecanismos disminuirían el tiempo necesario para
enlazar el sistema, con lo cual la velocidad efectiva de
transmi si ón se i ncrementar ía .
— Para este tipo de sistemas, concluimos que lo más re—
comendable es que se mantengan transmisiones Ha 1f—Dúplex,
255
puesto que los sistemas de filtros (diplexorJ no aseguran
que las señales transmitidas no influencien sobre el re-
ceptor del mismo equipo, así como también 1 as seña les re-
cibídas, perturben al transmisor.
Nosotros, para, evitar este problema (deficiencia en el
comportamiento del diplexor), optamos por el tipo de trans-
misión antes recomendado , con lo cual nos fue perfectamente
posible deshabilitar al transmisor [para cuando se cumplen
funciones de recepción), mediante la acción de un transís—
tor el cual está, manejado por el microcont rol ador existente
en cada, equipo,
~ Por otra parte recomendamos que los programas realiza-
dos en Assembler no se prueben de una sola vez en toda su
extensión, puesto que a pesar de que se cuente con un simu-
lador de dicho software y los resultados proporcionados en
la simulación sean satisfactorios, no tenemos la certeza de
que el dispositivo real se comporte de la manera esperada.
La ventaja que se tendrá., al realizar las pruebas en
forma parcial, es que se pueden detectar errores fácilmen-
te; e l l o implica una opt imi zs.ción de tiempo de pruebas y
puesta en funcionamiento del software en su totalidad. Adi-
ciona Imen te los procedimientos puntúa.lizados en lineas an-
teriores fueron puestos en prá.ctica en esta investigación
para, pruebas de los programas de enlace y de protocolo. Co-
mo resultado de ello fue posible depurar los programas rá.~
256
pidamente y también mejorar la ve loe idad de transmisión.
- De las pruebas realizadas, pudimos determinar que las
preguntas de sondeo realizadas por la central, deben conte-
ner menor cantidad de información redundante que las res-
puestas de los terminales, porque debemos tener siempre
presente que existe ía probabilidad de colisiones de infor-
mación, cuando ocurra que tanto central, como terminal re-
ceptor transmitan al mismo tiempo.
— Seria recomendable en futuros estudios que el sistema
operativo que utilicen los terminales, tengan el carácter
de multiusuario, con lo cual se evitará que el computador
esté sirviendo exclusivamente al sistema, de comunicaciones.
257
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259
ANEXO I
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. L'. . tr»rry or bono* oui of bil 3..
Ivon cytlc lo indícale in oddj tvxnnumlxr of "one" bilí in ihc »ecumu-Uior. i.t.. nci piriiy.
PSW.5 Fl»|0 '. . 5ti;c!c»rtd/tejted by ioft»-»rc
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Kot«— !t«CTin!t1li.-/lRS!. ,
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Fíguft 4. P3W—Progr»m Stitut Word Organluillon
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SM2 SCON.5 ScrUI port Mode control bit í. Sel bysoftware to díwble rccepiion of Fr»me»
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opTR.-djai»
AJÍ ipvdirrtl RAM lo AccomuluorAdd immrduic din to Arcu-nulilerAad .n|Tiirr 10 Accvnuliio' »nri CurjAdd dirrtl b«f lo A ~ilh Ctrry fliiAdd indina RAM 10 A «nlh Cirrj fli(. 'Add ImmrdUit d.u 10 \h Ctrry '1*1SuWrici irfTHi-r from A »ilh Bonn»Surnr»ci dinti kyit from A »¡lri Rorro*Subirm indirrcí RAM (rorn A * R«»rowSublf^cl ímfnrd.. d*Ti ftOm A » ÍOírO1"
IncitTTCni AfcumuliiúfIncrtmrnl rtfiíttrIncrtmcnl dnnl byitInertmcm tndirw RAM r * .Dftrtmtm AttumulitotCkcrfmcm rttíuFrDtcnmtrrl dincí bvtr
Incnmrnl Din PoinlrrMuhipIyAti ' •D>v-dt A Kj- BDícinul Adjun Actomul«ior
DmVtiHftft' iAND rtfíiirrio AceoTiuUlarAND dirm t~i( lo AccumuUioíA.ND Indirtct RAM la ActumuliioiAND !mm*di»w diU lo Acrymulitcw-ANO A^urmjLfliar 10 d*rtd byle É
AND immtdÍ>lí d"l» lo dirrcí VjitOR r»»J««-f le AícumyUlor ,OR diirrt tmt lo ActumuUtofOR indlrrct RAM 10 AccumulniorOR tmmulimu diu ID A«umut»iwOR Aecum^kiof i» dt*«ct b^T» 'OR ínrrrw^Uir d>t« to dírrr^ ^y^E"dw*ív<-OR rfftHrr lo AitumwUlofEicloihT-OR dlrrcl fcjT1 '" Acrvm»l»loiE«l«i*»OR lnd¡r«l RAM lo AEidmitF-OR lmi>cdí»lt dm 1* ALic|irti>*-OR Arn.rml.ior lo <t¡mn hjtiE^do»*^-OR Immcdíjie dn» lo dlrííi
R fc^rr'ufrRoi'li A Ltfi ihriruih [V Citry fl"|RiHiit AtcumuUtiM Ri(:hiRomt A RifM ihroujh Orrj fli|
D"triprton ' ' ' "Movt ninler lo AccumutaiofMo><dirto b>ir to Accumul.lurMovr iwdiml RA.M la AccomulilotMo>t ÍTnmniLut ím lo Aixumatíter •M<m AccumuUur to rrfiílcr .Mo*-* rflrtn bjif ío rryíiJrfMovt immídiitr din lo itf'ttiMo*<t Acc^mul»io' lo dirtci bjtí 'Mov« rrfíiicr >o dirítt bjlcMo*t dirctl bpr 10 dJrítt .Mon ímJirtc» RAM lodlrtcibiicMo-i Ímm«l¡itr d>u lo dinct tjrtMo-rr Actumulilot lo Indino RAMMo-%t dirrcí bfn to indirctt R AMMoi-t irtinviltitt •*>!» lo índimt RAMLo»d Oill Po."nlcr »ilrl > 1Hl¡! conilinl
•f.'
1
1
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1,1, CTC1 í11111111 JJ 11 1J I1I 1] 1J J
•
MOVC A,?A'DPTR Mo,« Cc-lUmt rt'.tKr la DPTR lo A-MOVC A.<J\'PC Mo.íC-iíWirr.l.i.v.-to PC lo A .MOVX A.fRí MovIE.itr,.!«A.M(»-Si,lWrMo A 'MOVX A.-®OPTR M,-.. Eiirrr.iIRAWUM-.iuídrlto AMOVX lT*I.A WOT.MO E'lrrnl RAM l».buj,ddtlMOVX * OPTR.A Un, A lo E-urniIRAM [lft^-HJd,jPU.1H dimr Puih dirtíl bjlt onlo UiíkPOP diíict Pop dirttl bflt fr.^m il«:kXCH A.Rn E*cb*nf£ rrpítfT — **h Actumu^iorXCH •A.diircí E«b.f|( dinti hur -iih AccgmiíUtorXCH A'íBri Ettt>jntf iiHÍiitr» R\ »ith AXCHD A.(?Ki EitKmjc [o«-ordtr D^rK i™1. RAM -.A
"1ODI.EAN VARPABLIMA.NIPCLATION
— -Mr-r*'»o«Jí (VvHpIfrwCl ft C CVnr Ctrry füf " . _ * •CLR t«i CVmr d^ci btr.SET» c • • : s^ic.rr,n.i • :. rSET1 hri SCT Jirtti B.i >CPL C Compkrm-nt Cirrrll.1 ' - ' ' - ' - •'•
ANL C.tíi ANDdirm t^. m arryfUi"ANL C. t"'! ANOcomplrmrnlüId™ ».t to C.rryORL C.bil OR dinti í-n 10 Cirrj ílj|ORL C, oii OR Cf>mpkrvt"'1 of dfrrcf ^pt 10 C«irrMOV C.Wl Movidrrta bit loC.rrftU| .MOV hu.C Mftvf Cirtj Ojc to !f*tt btl
PROCRAM AND .MÁOflNC CONTROL - - ',
AC^LL nfdrll AK*fllB^ 5utrto*líní CiHLCAUL wldrl* ' • L<wf SutrouHiw Cifl • *' -RÍT - im- Itnuní írom V^TOVIÍACRETÍ RnirfnftO'nipiTnupiAJMf tddrtl Abutvn Jt,mpUMT .ddrlt V—^J.mpSJMP rrl ÍVmi J.ryíf (rr)ih-i k«rlJMP »A-DPTR Ju-if Mirrcí »l>n*t mth* DPTRJI " ni i"*} 'J Acvomulitof k ím> ,
JNI r»l _ hmf il AccumulJIoi • N« ZrroK ' nt ' J««f if Cirrr (T«I Íi "tJ>C fri _ hmpif.NoOrr) fU| ....JB' bii.rtr ' ' íwrff a*imi Bit «i
JBC rin.rtf ', lnwf ¡rdrrrcl B:I niel* Oír tMONE A. <Jfrm.nl . ConroxT dtrrel to A ¿ )«rrp it &* Eaml.CJNE A.*diu,rtl Cowp. immtd. 10 A * Junp ¡f Nw Eq— 1CINE Rn.*dili.rel Cr-np. immfd la rtt_ 4 Jump i(>o< E^^lCJNE ff Ri.Mití.rd Comp imntd. lo ir-J, * Jumf ¡( N>* Eya*IDIÑE Rn.ríl tVtmr»*M nfiTtrr -fc Juir-p pf Noi ir™DJNZ ttíitíl.™) Drtrtmcrn dirra A Jomp iT Nol Zcr»NOP "t* oprrihon '
NolmwiJ.I. tdJrndn ntn:
Rn Wortmi rf(Í«o- fÜ-RTitiirct 1 tt inttrral R\ hxjiioni. iny 1 O pon. cooTroí or mivi^Ri líxlirri.1! tntemri RAM tocitÍDi íiJdmKd bv rffirtrr RíJ ofM*<i .H-hi ctintuní i-íuart ín iniinHit-nMI Ii 1 A IO-VHI ironiitnl wl->dw< si h^ici 7 A 1 ni ¡ntin'criOHM II* «Jl-iri raqi. >p%y 1 O pl«, cp«tro( o» u. luí Im
Noln t— fra¡tm títri 4i ) -wJrv'
Jddrlf t IXiiiniiirn >d*m lo. LCAl L * LJMP rn-y W inv»hIhí M-Kilnb)-icfn.fTim rrKm.,rv .Jdif-ii ip>ct.
.vídill Dr-Hf"iion »d*-ni r« ACAlL A AJMP -ill 1» itim1-Kilflbvit p>fi"( prufT»m mtmor) 11 llw Trvl bjlc oí !>•*imtriKtíun.
rcf ,S JMT* .r>d .11 c*rttiTH>ml jufnri írxludc Ju> T-bíi ofTuí bp-I1T -i;i bflo JT!«Ú>-< 10 rirM b)H oí trv lolloxi-t imrw
AO nnrmnntn coppIíhttJC Imri Co'pn'tiínn ITTT
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E -a1! i1
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t*l
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TTO
ftw
off
nn
ANEXO 1
TYPES SN5475, SM5477, SN54L75, SN54L77, SN54LS75, SN54LS77,SN7475,SN74LS75
4-BITBISTABLELATCHESM -Rf. k 1SE ti CtC.il.'BE M 1PF1!
logíc
FUNCT1ON TAHLE
1NPUTS
D
L
H
X
C
H
H
U
OUTPUTS
Q O
L H
H L
f* °o
H - h!yh **vtJ. L - tow W, X - ktit inii
QO - tfw l vd ot O befar» 1h» h!gh-to tov, fn-xlimn pf G
descriptlon
lotThrre Ifitche* BI?
slaragfl lor blnaiy inioim»lion lintwiffjn prnr-psiHp nniín
and inpiit/cnilpirt o< Hidiwio' uniti. IriloTruilion p'"-1'!
BI * date (D) hiput h iransIcfTcvl lo ihp O mitpul wlit^i
ihe enable ICI re higli nnd ihe O ou![wu wíll lollaw ilie
data ¡npul as long as Ihe pnshle remainr higH Whrin ihe
enable poce low. th« luloimalidí (Ihal was prrscnl si
tha dais ínpiit ni Ihf lim* Ihí iran^H'on occmrpdl li rr
tainod al ihe Q outpol unitl the enable Vs poimlned lo po
high.
^n1;sfY Q «lidThfl 75, 'L75. nnd 'IS75 feaiuie
Q oolpulí l'oin a 1-bh hlch, «nd ar« ür.>ni'.*ülp >
1 6-p¡n pactftges. FOT highe- corn(jonpni ríonsity
tions, ths 77. 'L77. snd 'LS77 4-b!i latdins ata
In 14.ptn (Iffi p*ckag«,
di culis BIP cfMTiplelwty co">P»Iible íih ni! ¡inpulnr
TTL familíes. AH Inputs »<r dÍDdc-dnrrppf! To mínlrnií*?
trsnsfr»sslon-ltne etlíds «nd «impli[y ly lom dosígn
Sttl-s 54. 541.. and MLS dsvices ar; c'isrftCImlted IGI
operallon nver ihe (ully rrrilltery lempeíalure fBnge o!
- 55'C to 125'C; Scriei 7J. »nd 74LS dcvicw a'r
chw»cl5rired foi operelion Irom O'C to 70' C.
SN5175, SNS4LS7S . JORWPACKf tGESN54L7S . . JPACKAGE
SN7*75 .. . J O R N P A C K A Q E. .. D .JORN FACKAGE
(TOP VIEWl
10 C1DL2D C
3C, 4C L
VCC C3DL
4 D C4Q[1
i T:3
3
4
5
6
7
B
7Í6
15
14
13
13
11
10
9
3 10u 20J 2Q
3 1C. 2C
3 GND
3 3O
330
3 - Q
filYS477.EN5M.S7J W PACKACCSN54L77 , . T PACKAQE
(TOPVIEWl
i n CÍí~O
3C, 4C L
NC
] 10J 7 0
3 1C. 2
J GND
] NC
] 3 Q
FOR CHIP CARRITO INFORMATION.
CONTACT THE FACTORY
Ht-
abiolulB máximum ratíncp over opeming Iree-air lempetalurp range {unlesi otherwí« noted}
Supply vollage, VCG ltEE Dle " ......
Input voluge. 75. PL7S.'77. *L77 ....... . . . .
'LS75,'tS77 ............ '. .
InteremilUí voltagí [see Note 2) ..........
Operating trre-sil Umperalure rsnge: SNB'I1
SN74' . . . .
Stoisge tempere tur e renge ...... . . . . . .
- \»
2. TW«
7 V
5.5 V7 V
5.5 V-55:Cto 125rC
O'Cto 70'C
-65°Cto 1SOeC
l~ hpul ]• vvttur «ni W r»?l 'LS7S noli 'LS77.
Hitll
-Ilindirí <jir|>n!t ri«*»C1ti« («cmini ií">
TF.XASINSTRUMENTS 3-305
TYPES SN5475, SN5477, SN54L75, SN54L77, SN54LS75, SN54LS77,SN7475, SN74LS754-BITBISTABLELATCHES
logíc díavrarm (aacli laichj'76. '77. 'L.75, 'L77
E N A 6 I £C ÜA1 A
l'JS ind'L75l
TUHIHt'HI ATCH
schematiis of inputs and outputs
'75. '77
Om<Omc/i
EQUIVAL ENT QF EACM INPUT
'76. É77
T-n TO rOIHER •* »LAICH I
EUUIVAI ENT OF EACH INPUT
II,,, - 3 Hi
1VPICAL OF ALl OUTPUTS OF ALL OUTPUTS
•LS7S.'LS77
EOUIVALENT OF EACH lNf>UT
•LS7B.'LS77
TYPICtL OF ALL OUTPUTS
•'CC
3-306
TYPESSN5475,SN5477,SN74754-BITB1STABLEUTCHES
»»t<xnmended operating conditions
WcC'T valúa-, V(;c
M^ívltvtl ouipui curren), IQHLa™-lml output cuntni, |QJ_
I»***!»! «•^blinopolM.l,,
Mlup Ilmt, ],u
HoH nmt.lf,
Op-r-tinslr..-.^ I.rPo*iMmr.7A
SN5475.SNW77
MIN NOM MAX
4.5 5 5.5
-400
16
30
70
5
-55 176
SN7475
M!N NOM MAX
4.75 5 5.36
-400
16
70
70
E
0 70
UNIT
V
tA
mí-
T
ni
•M
c-
•toctrical charBcteríitict over recommended op«rating IrfrB eir tempernture rangc (unlen olherwÍM nbted)
PARAMETEH
V|H H-Bh-l^.l lncu, voltio
Vil LoW'ltv*! inpxJí volt»Qf
VIK lnpu)cl.movDlt^
VO(H Hi'o'i'livil outpU! voll»o*
VQL Low-ltvrl outaul voltJittí
l| Itip-JI currrnl n mtdmum tnpu) voli»n*
|H r,f .nputcur
IL 0
D iripin
Cir-pul
D ip'nmC .MP,I,
TEST CONDITIONS1
VCC " MtN (l ' ~13 m"V C C - MIN, V I H - 2 V .
V|L - 0 B V. |OH - ~*PO uA
V(;c * MIN' VIH ' 1 v-
Vcc*^^^ - V | - 6 G V
CC x- 1 3 *
SN&4
^ SN74
'.-rf • M A X . S'JM
S-r Nnlf ^ S'-'Í4
MIN TYf! MAX
2
o e-1 5
14 3*
0.3 0 *
1
BO
1GO
-3 3
-6 4
-yo -57- IB -51
37 10
37 53
UMIT
V
V
V
V
r^t
"
ml
1 FO- cnndlllQ-l ihown *i MIN C' M A -I
ÍA1I tyP'C"! v.iut,írt 11 Vcc - 5 V. TA - 2! C
iwitchíng characteríitics, V^C B 5 V, T A = 26' C
P A R A M E T E R
'PLH
'PHL ,
IPLH'
TPHL'
'PLH
'PHL
IPLH'«CHL*
FF1OM
(INrUTl
1O
(DUTPUTIT E S T COHDIT1ONE MIN Trr MAX
1C 3(1
1* 76
7< 40
I 1E.
1F .111
7 Ib
ir, 30J 15
UNIT
n>
TEXAS *INSTRUMENFS 3 30-?
TYPES SN54L75, SN54L774-BITBISTABLELATCHES
reeommendfld opatating conditioni
VCC kiWlv *utno*
VIH Hij'vlrv*! iniMit volnp»
V|L Lo- !"»<«' inpui voiugr
'OH H'gn l«>il oulpul CUP'tnl
|QL Lri« Irvtl oij|[^>i cu"*nl • k
;1,, Wiilln o< inibiiiifl pulH
llu S«1UU IHIM
i,, Hotd \irtii
I*. Oirfi'lmB lr« •>! ittripíiilutr
MIN NOM MAX
15 5 55
I
O B
- 0 2
e
100
40
10
-65 125
UNtT
V
V
V
mA
mA
ni
ni
nt
rc
ic*! charBcierinici over fecomtn«ndBd opetaiiiifl (rea aír tempersture raiifje (unían olherwíw noted)
PARAMEIíH
VIK
VOH
vni
_ "l
IIM
IIL
[1 Inpi.l
C tmxii
D inpul
C !n[iui
'OS(
lci:
TEST COMOITIONSl
Vcc - MIN. 1, - - U niA
vcc - MIN. VIH - 2 v, VIL - os v i0,( » ~ a 3 mA
VC C-MIN. V | H " 2 V , V | L - t l 6 V ¡ U L - B m A
l/CC • MAX. V| • 5 5 V
VCG • W A X v, • 2< v
VCC " UA*. V| - 01 V
V C C - M A X ,
^CC " MAX £tc Nül* 3
MIN TYPt MAK
- 1 5
2-4 3 ^
02 0*
1
¿0
BO
- 1 6
- 3 2
- 10 -39
J6 33
UNIT
V
V
V
mA
MA
mA
mA
mA
HHr—
Om
Omc/)
iwitching charactcriitící, Vrr = 5 V, Ta = 25' C
P A R A M E t E R
"Pt.H
'PUL
'l-LMl
"PLMl
'PLH
'fHL
'Pl MI
'PL Hl
FROM
IINPUT1
TO
ÍOUTPUTl
_
TtST CONOITIONS MIN TVP MAX
32 60
2B 50
48 80
1* 30
31 60
M 30
3) 60
14 30
UNIT
ni
m
n,
ni
n,
n,
n,
n,
ÍKXA.Sf?l IMI-N r<í
TYPES SN54LS75, SN54LS77, SN74LS754-BITB1STABLELATCHES
recomrr>«nded op^ralíng cOndílíoni
Supgly .oluy. Vcc
igh liv*l ouipul eurnni, I
Low-l*»tl ouiixii turrtnl, I
5-tup |lm». l
HoW tm». I
fmfi«»tul*.
.
.. . .. —
EN54US76
SN54LS77MIN NOM MAX
4 5 í 6.5-*OO
4
70
70
S
-55 175
SN.J4LS75
MIN
4.75
NOM MAX
5 57b
-4OO
El
70
X
5
0 70
UN'T
U™_
•nA.
ni
ni
"T"
«lectrical char»ctBfiitici OVBT recommended opmatlng Ittíc slr Ifimpwshir* rsnp^i (unlfrn othcrwítc nottd)
PÁRAMETE»
V,H H-gM-rvffl.npulvoltwr
VIL Low-lev«| inpul volt*!)c
V|K Inpui cl»fnp volt»g«
VOH H«jh (fvFl ourpul voltear
VQL Low-í vpl ou tpul voít-^je
InfHJt cu» mil M
máximum Inpyí vr>lt»o^
l,H H^.^^,^,^
IIL
'05
'ce
Low lí Bl iniwl ruiirnl
Shod-ct'cuit nutnul cuitrnl '
S«pp!y cu.fíii
TEST CONDIT10N"
VCG ' Wlr(. l| - - IB mA
Vcc • MIN. VIH • 2 V.
VIL • VIL "i". IOH - -<tKuVcc - MIN. V,H • I V,
V , L -V | L m«
Vc c- MAX. V| - T V
V C C -MAX. V | - 3 f V
VCG " *•***. V| - n4 v
VCG - ^AX
VCG - MA>(. s- Nni/7
L11!:™.I) input
í) [i mT
c it^c;'("l iti|i,ií
nWIN o* M A X , Ih» »i.[iFOf.it«l t
KHS4LS75
ÍN54LI7I
MIN T Yp ! MAX
2
0.7
-1.6
15 35
0 75 04
0 1
0.4
70
«0
- 0 4
-1 E
70 100
F 3 17
6 9 U
EN74US75
MIN TYP¡ MAX
7
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• 1 S
7.7 35
075 0 <
035 0 5
0 1
0«
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frtl
- n 'i fi
-70 1ÍX5
83 17
UNIT
V
V
V
V
"\
^A
A
'.P-Í. v*(u.. .-. .t cc • , A - ;a c
N O T E ? ' >CC *" "-"«a ~l'tl *'l >"DUti »-o.jnrf~1 .nd »ll (Kilpu li o
iwítching chsrBcterlitícs, VCG " 5 V, TA = 25 C
t-AflAMETERl
'PLH
'PHL
'PLH
'PHL
'FLH
'P1HL
'PLH
'PHL
FROM
1INPUK
D
D
C
C
TO
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. TEXASINSTUUMENTS 3-309
TYPES SN5475, SN5477, SN54L75, SNML77, SN54LS75, SN54LS77,SH7475, SN74LS754-BtTBISTABlEUTCHES
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Orn<Orn
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TYPES SN54LS373, SN54LS374, SN54S373, SN54S374,SN74LS373, SN74LS374, SN74S373, SN74S374OCTAL D-TYPE TRANSPARENT LATCHES AND EDGE-TRIGGERED FLIP-FLOPS
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ScJirmii ifiüyu" tujllaed inpuit ai llia wia!iUi'i.li.K.v hives oí iha 'S373 Bnd 'S37^ dewce*, umplify tyíieai fle*>gn st[iti<»« ti!|uci«>'i » -nn><uvt.<J tiy lyiiiu>0y 4!M) niV Oim lo ll>e «iput hyílwe** A bolluftid oolpui conuol mpul con be u
Th« wyhl (xni«jli «i tilhiui a ritmiuil Inijic (lau [higfi Oi low loyiC tevolil or o hiyti impedance ilole In Iheí »lal« llit ixjlpuli rveilliui k«iil nui ll'ivu llití bui tutea »n)ni|ic¿r\l|y
llv« iiuttKJi ciKiuut iJ^xa ciui OÜL-L! il'o iiiiuittn' i>t>«iai(un ul ih« laiüves w llip lk>ti* Thnl is. ihe oíd dala can be ieiBin«C *•m,v. üdla can L* tnluon.! BWI vtiilc iliu ijuliniu a<\: ull
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110-ft&"
TYPES SN54LS373, SN54LS374, SN741S373, SN74LS374OCTAL D-TYPF. TRANSPARENT LATCHES AND
F.DGE-TRIGGEREDFUP-FLOPS
Inputs ar>d outputt) 'ffi m> i
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, TEXASINSTRUMENTS
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3 1023
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Om<Omen
TYPES SN54LS373, SN54L5374, SN74LS373, SN74LS374OCTAL D-TYPE TRANSPARENT LATCHES ANDEDGE-TRIGGERED FLIP-FLOPS
«btoluta máximum ratingí over operating íree-air temperature range (unlesi otherwhe not&d)
Supply voltage, VQC fiee Note II .Inpui vúltage . . . . .
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HJ24 , ItXASINSIUUMENÍS
TYPES SN54LS373, SNS4LS374, SN74LS373, SN74LS374OC1AL D-TYPETRANSPARENTLATONES AND
EDGE-TRIGGERED FLIP-FLOPS
rttehtn-0 charBCteristics, VCG ** 5 V. Tfl = 25 "C
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3 1025
TYPES SN54S373, SNS4S374, SN74S373, SN74S374
OCTAL D-TYPE TRANSPARENT LATCIIES AND
EDGE-TRIGGEREO FLIP-FLOPS
vchematíc oí inputi ond outpun
IÜUIVAIENT Of EACH INHUI
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TYPICAL OF ALL OUTWJTS
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Inpot vullageülí tlale ouipui ioll>9«Opoisiir-g \ife atr temperalure j SNb45'
SNÍ-1S
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0°C lo 70°C-65DC to 1SO"C
conditicMii
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yicnl characieriitíci over recommomler) 'ifhíratinn 'ic" níi ipn rangn (unlirss otherwre n
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TYPES SNS4LS373, SN54LS374, SN54S373, SN54S374,SN74LS373, SN74LS374, SN74S373, SN74S374OCTAL D-TYPETRANSPARENT LATCHES AND EDGE-TRIGGERED FLIP-FLOPS
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3-1028 XASi N S l RUMENTS
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i - .,•- . i.. .v-,. . ' . - - . , • -^-^•^••-'.f^
¡ Yl'tiS SNMLS139A, SN54S139, SN74LS139A, SN74S139DUAL 2-LINE TO 4-LINE DECODERSÍDEMULTIPLEXERS
schemalics of inputi ar>d outputi
absolutB n
Stipply vInpul VQ
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o 125°Cto 7DrCo 150°C
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, TEXASIMS 1 RUMEN TS 3-533
'T nn« TIM1J -
TYPES SN54LS139A, SN74LS139ADUAL 2-LlNE TO 4-UNE DECODERS/DEMUL1IPLEXERS
recomnienóftd op«riting condíiioru
H.y>l«v»l uipui
H'úfo-Wv^J c-jtpol tu'Ttfrt
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ftdiínfl characiwrttici, VQQ "5V f T^"25 ' í C (m6 rtntc 2)
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31 RL - Títn !L C|_- 15 pr
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5
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UNIT
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M O T E J - Ewi
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, TEXASINSTRUMENTS
II" Iff "ti* ÍJW1J " DALl'! Tt'.tS
.1-535
ANEXO V
1YPE5- SÍI54LV. SU5*L157, SNMLS157, SN54LS158, SN54S157, SN54S158,
SNM 157, SN74LS157, SN74LS15a, SN74S157, SN74S158
QUAUniJPl.P ?»I.INE TC 1-UNE DATA SELECTORSÍMULTIPLEXERSt* OECEMBER
Bufferwd InputJ flnd Oirtputs
Threfl SpeodfPower Rangej Avnllnule
TYFEK
TYP1CAL
AVEBAOE
PROPAQATION
TIME
TYPICM
OFSSIPATInN
'157 9 ni l&OmW
•L167 Iflni TBrr'W
'L51B7 O ni <R inW
•SI 67 5n. 3SOmW
'LS158 7 ni 24 mW
•5158 4 ni 19SmW
Bppliortioni
• Expftnd Any Data Input Point
• Multiptex Dual Data Ekiseí
• Genérate Fo-tJr Function* of Two Variables(One Variable It Common)
• Sourca Programmable Countari
ttetcription
Th«< monolithlc data wtectori/tmlltipl<t>"'rt rontnlnInverieti sod driven to tupfilv Kill nn chlp dMsíotedlon lo the lour output guiri. A fpnrstf iliohíInptil li ptovldod. A A bll wotri li ftfctnl Irom or>«o! twn toufce* «nd ii rouied in Ihr (mir niiipiiti The'157. 'U157. 'LS157, and '5157 prwrnl inif dflnwhecew Ihí 'LS158 and 'S15R piT<mt InvpTiwd diinto rninírnlze nfop»íjfl!ion delny lirnr
IWUTS
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SELECT
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L
. . . J Ofl W PACKAQESH61I.157 IPACKAGE
ENT41B7, . JORNPACKAGESN?-!! 1 57. EN7iS 1 67.
KN74LBl5a.SN7*S158 . .. D, J QR N PACKAGE
(TOP VTEW)
1AC1BC
2AC
2 Y C
U,
D3B
D3Y
BN54SJ5B . . . FK PACKAOE
EN74LE1B7. EN7*R157. KN 7*LK 1 BB.8N74S1BH . TNPACKAOE
[TDPV1EWI
LOUUO>LUQ
absoluto máximum ratingt ovor np*)inlii]0 (rofl aír temperature rnnge {unle« otherwíie noted)
&ipolv voltígí, VCG I we Noli 1) 7 VInput voltsge: '157,'1,157,'S158 5.5 V
•L.S157. 'LR15B • • . . . 7 _ VOp*>r»T[ng lrs*'SÍt températele r*nrjp- 5UM'. . . . - 55 C ID 12S C
.S(J7d'. . . . . 0"C lo 70 C
Stori>itc frmpptsture i^noe . . . . -• (55 C tn 150 CNOír 1 Volita- —lu-i r-i «ith rr.p.t! 10 ."l.-PlV ainuo" l«.-.--"l
H¡' ítcnr-,-1.1 riílilii hf-irnurtl-n l.rfr'.' II
T".ili"íii—i n" rh- l«mi -r! l"«- h«n- >-ir TEXASINS'I RUMEN TS 3 589
TYPES SN54157, SN54L157. SN74157QUADRUPLE 2-LJNE TO 1-LlNE DATA SELECTORS/MULTIPLEXERS
IOQÍC d
1A
1B
IB
3B
4A
SELECT A/B
«TROBE O °SI
(4)
am
Om
inpuli wxl outpuU
EQU1VALIKT QT EACH INfUT TYMCA.L Of ALL OUTPUTS
1ST B - IDO II NOMI B J F> • 2OO 11 NDM
3-590 TEXASINSIKUMENÍS
O F U C t «O* 11*013 * I)*L1*J 1(><S DIBl
f VPES SN54LS157, SNMLS158, SN54S157, SN54S158,SN74LS157. SN74LS158, SN74S157, SN74S158
F 2 -I INF TQ 1-iJNE DATA SELECTORS/MULTIPLEXERS
k>gic dlagrarm
.12)
•U1HT.-S1B7 tchematia of ínpim and outputi'L31B7,'LS15B
— 1151STRDBEG
8ELCCT A/B
TEXASINSTRUMENTS
f ICE ro> TIMU « O*LL« Tt
3-591
TYPESSN54157,SN74157QUADRUPLE 2-UHE TO 1-UHE DATA SELECTORS^MULTIPLEXERS
r«comni«ndad opflrtling conditíoni
Supo'*
l l«-»l QUtp-JI CU'IKll, I
Outp-jl uj'lint,
Op*'ilin8 ''•« •*(
— —SN 54157
M1H HOU MAX
4 5 S 55
-800
18
-65 135
SN74167
MIN NOM MAX
4.7S E 6.25
- eoo16
0 70
UNIT
V
uA
ftiA
'c
eloctrVcal cK*r»cterulicj owr r»conwmn<iod op«rit¡i>g IrM ftir t*mp«rilur« rangt (unlftU otherwin noled)
rAHAMtTER
V|H ll-gt.w^.^i.olu».
V,i I.OV.IM! «puivolliq»
* 1 R. 1 r«fsji c L*T^J vtitlfQ*
VrjH H i W-.*4 ouLpvl vol'-*jf
VQ i Lo-. k*v*J C"^lpOl vOllaga
1, IfH^t curial .im..HT^m.npol-0"i-^
'|H Hpgtf-t V*vd «xxjl turftni
IK Lo^l*^ irHHiiCuutnl
IQJ S*XMl C-CU*1 pilli>Jl CtJrTiOL •
ICC Suroty CU...N.
Vcc • MIN. l| - 13 mA
VC C-MIN. V m - 7 V
V,, - 0 B U l|jn • BOOt-AV C C - MIN VIH • 7 V.
V,L • 0 B V, I,}1 • 16 ni*y c c .MAX. V , -6 ! .V
Vcc - MAH V, - J 4 V
V CC ' M*x V( • 0 4 V
VCC " M* *VCC - MAX. 6..N».. 2
KN541B7
MIN TYPl MAX1
O S
- t 6
2 4 3 4
0 3 0 4
1
40
- 1 G
70 -65
30 *8
SM741B7MIN TYPl MAX
2
O B
-1 S
3 4 3 4
0.2 0 4
1
40
-i e-18 -BE
30 4a
V
V
V
-V
mA
WA
mA
-^*ni*
iwitching ch*f scteriitlcí, VCG " 6 V, T A " 25 C
DE
VIC
ES
PARAMCTERl
<PIH
IPHL
'PLH
'PHL
LPl H
'PHL
FROW ÜN.PUTI
D.1J,
Snob» G
&*<KI AlB
T t S T CONDITIOMS
nL - 40011,S« Notí 3
MIN TYf MAX9 14
9 14
13 2014 21
15 23IB 27
UNIT •
ni
r,,
nt
h>eh l*w«I ouluu
NOTt 3 Sj« Gf'fr' bilc-m»!'
3 592 TEXASINSTRUMENIS
TYPESNML157OUADRUPLE 2-LINE TO 1-LINE DATA SELECTORS/MULTIPLEXERS
recommended operating_conditíom
VCC Sopply voilKj.
"OH HiyiJftl oulpui curnm
IQL Low-lov»! OOIP I currtnl
TA Openllnfl lir»-«Jf ttrnftftfit
MIN
«.5
NDM MAX
S G.5
— «OO
B
-55 135
UNIT
V
HA
mA
'C
otectrical chwnctBrljtlcí ovw rftcatnowndwri operotlrvg frm-nir twnpwrnture r*ogo (unleta oth«rwl*fl notwd)
PÁRAMETE*VIH H>(/i>l»vtl ínpui vrJCTot
VIL Lov-Wd InDui .olttgi
V[K 1nc«il dwr*) «i<u^«
VOH Hl i'lwil O-JUMII voii»^
VQL Lo**-Wv»l ff*j^>ul ¥TVt»9?
l| IIHHJI curmit ti m«*lmmn ln)xj| vcJl»o«
'|H High-kv»! l"f»Jl tvirtnl
l^l_ Lo** Irvrl Vif-jl curfml
'OS Shorl-cirewlt oulpul cutr»nl 1
'CC S«PP'¥ curunl
TE17 CONDITIOM»'
VCC- MIN, 1, - -11 mA
VGC • Ml". VIH ' 3 v-V | L - t j B v . IOM- -^ooitAVGC • MIN. VIH • 5 v.V|L- 0.8 V, IOL* 8 m*Vc c- MAX, V[ - 5.5 V
VGC • MAX- vi ' 2-* vVcc" MA>;. vl • °-* vVCC • MAX
VCC* MA><. 6** N"" 2
MIN TYP1 MAX1
o.a-1.E
7.4 3.*
0.3 U.*
1
20
-0.8
-9 -3B
16 2<
IJNIT
V
V
V
V
V
mA
»A
mA
mA
mA
' 1=0' ctfdftlQm rf-3-.n n MIN w M AX. — IK« ^Mi.t
ÍAII tyolc.1 v^u« .1. .1 Vcc • S V. TA • JB'C.
• Nol r*x^** 1h*n on* oirtoul Bhould !>• «horiB^ n A ll
HOTt 1: IQI " m«wf»<l — hji *.S V «ool^n 10 «II tnt/)
UJ
twítching charecterirtla, VCG " 5 V, TA " 25"C
PARAMETER'«•LH
IPHL'PLH
IPHL'PLH
IPHL
f RDM (INPUII
"•'•Sl-nt- Tí
W^SIB
TEST CONDITIONS
nL • noo n.S— Ñor» 3
MIN TYP MAX
IB 78
IB 7B26 407B 1730 4636 54
UNIT
n,
n,
n.
UJQ
h-
MOTE 3' S*t C- 5*c""^ I oí ("•"I •
'TEXASINSTRUMENTS
ril" ti' I ir ( PO-
3-593
TYPES SNS4LS157, SN54LS1$8, SN74LS157, SN74LS158CUÁDRUPLE 2-UNETO 1-UNE DATA SELECTORS/MULTIPLEXERS
r»comm«rnJ»d op*rilíng cooditloni
Vcc |UPP'> w>H«^
lOH t*tfi J*««l outpui curr»nl
lQl_ LCf«-l*»»l outpui einr»oi
TU Op«nir Irw-Wr t*T<t>*'iturt
•HMLT
M1N HOU MAX
* 5 S S.I
-«00
4
-U 1ÍS
•M74LT
MIN MOM MAX
4.TS S B.26
— 4OC
10 Tí
UM1T
V
*AmA
'C
ctor»ct*f{ftic* ov«r r*cofnrh*r\rf«d opctatíng fr*« »lr tempArtture rwngt (unten othtrwba notad]
PAKAMCTCn
V|H H.yt-U^.neuivoiiafi
V,L Lo— U~<lot~|,ol»«.
V,K lopoi cUov rolo*.
VI>H Hi«K4«*t «u iul volnw
VJ-JL Li>" >*••< «uViri votUfi
HXWl oolUfl
inpul currvnt
Ljp* l+*9l
Wipul cun»«il
A/l o. C
A •• •
AJÍ w Q
Aw l
A/Vo. C
A wB
103 E .-ó.cu.ioJVJie-T .l
lcc .UWYQ^«
TtBT CONCMTKJNS1
VCC-««N. l , - - l fmA
Vn- - MIM, VIH • 3 V IniLA. in _1¿1_• 4 mA
• ImA
VCC-UAX. V . - T V
VCC~ UAX- V,- 3 J V
Vcc-UAX, V| - 0 4 V
Vcc- MAX
VCC-MAX. ^No.2
VCG' "*x.AU A >n0uti ,1 4 t V.
All •** Inpuu « 0 V
•U1B7
'LI1U
LUÍ*
•NMUT
MIM Tyíl MAK
2
0.7
-1-t
J.I J.4
0.2Í 0.4
01
0.1
40
20
-0»
-0.4-20 -100
OJ 10411 fl
es 11
•NT4LT
MIN TVr* MAK
2
08
-1Í
3.T 3.4
0.21 0,4
0.3B 0,6
0.3
0.1
4O
30
-0,*
-O.4
-20 -100
t.T ti
4J |
B E 11
UNIT
V
V
V
V
V
mA
**
mA
mA
mA
aiom
I M*< -
NOTt «1 olih 4 » V **»u«l u MI k<trvti vxl »<l outpu
- 5 V, TA - 2S" C
FAJULMtTtMl
'rift'fHL
tfLH
fHL
>niL
PHOM
(INfUTl
D«u
krOÍ-S
hJ.0 A>6
HIT CONDITIOH1
CU - lipf.
PL - 2 t>n.t*i MU 3
"JJ1B7M»N TY? *AX
9 14
0 1413 JO
1« 311» 23
1i U
1_I1W
MW TYT* MAXT 13
ID 18
11 1T16 113 20IB X
UtílT
n>
nt
nc
3-B94 TEXASINSTRUMENTS
•OtT O'FICl »O* TIOJ13 » 0*UIM Tt**J H»l
TYPES SN54S157, SMHS158, SN74S157, SN74SÍ58QUADRUPLE 2-UNETO 1-LINE DATASELECTORSÍMULTIPLEXERS
recommended operating conditioní
Supplv voítogí. V(;c
Hlgh-l«w»l oultxil curnnt, IQH
Low-l*v*l cHJfput curtínl, iQL
Opvritíng (r**-tlr tcinpvriturt, TA
SN 5451 67
SN5451S8
MIN NOM MAX
4.E S 6.E
-1
70
-65 >25
SNÍ43167
EN74S1S8
MIN NOM MAX
4.76 5 6.25
-1
20
0 70
UNIT
V
mA
mA
C
Blectrical charsctnrtttíci error recommended oporatíng fnw-air temperatura ranga (unten otherwiw noted)
r*.RAMÍTER
VIH Hlffh-lrv»l tnput voltag*
V | L LOTívJiv»! 1r>pui vo4(»g*
V(K; Inpul tl»«TO volt»g»
VQM Hl ' -lív*' ouiput ¥D'l*ffi
VOL Lo— .
l| 1r>pui curr»oi rt fT»*>"HJ
I|H Hlgh-l*v*1 Inpul curr»nl
I|L LoviJ«v«l Inpul currvit
'OS Short-clrcult oupcl curr»
m lnpul volug*
Mi w5A 0 f B
A/8 ex "G
A ix BTl| J
TEÍT CONDITIONSt
Vcc - MIN. l¡ • - IBmA
VGC - MIN, V | | | - 3 V É Sftin S4S
V I L - O . R V . | O H - _ 1 m A Sf,in74S
Vcc • W1N. VIH • 2 V,
VIL - 08 V, 1OL - TOmA
VCC " MAX. V| - 5.6 V
VCC' M*K. V, • 1.1 V
VCC ' W A X - V| - 0 E V
vcc - "*xVCC - MAX, All Inpuii .I*.5 V,
5>t Nnli 2
VCC - MAX, A inputiM 4.5V.
B.G.S, inputi «I 0 V. E-» Notf 3
SN54S157
SN74S157
MIN TYPt MAX
3
0 R
-1.3
2.5 3.4
2.7 3.4
0.5
1
100
60
-4
-2
~ «0 -100
EO 76
8NS4S158
KN74S1M
MIN TYPl MAX
2
0,B
-1.3
2.5 3.4
2.7 3.4
O.S
1
100
60
—4
-3
-40 -100
39 81
81
UNIT
V
V
V
V
U
mA
vA
mA
mA
.A
ÍAII typít." v.1v*t ».* ti Vcc - 5 V. TA - 2E*C.
5 Nol man th"fi or^ cnjrpuT thould b« ihortxl >t • Itm*. >ru1 rtiir*llt>n af t^> tho*l tí<tull ihauld no
chnmcterlrtlcs, Vcc " 5 V, TA " 25"C
FAflAMCTIKl
'PLH
tPHU
'PLH
'PHLtpLH
'PHl.
rnoM
(1M*^JT(
Strob« G
TESTCONDITIDMS
°
K*7«157
MIN TYP MAX
5 7.5
4.5 6.5
8.5 12.5
7.5 12
95 15
9.5 >5
RN74S1M
MIN TYP MAX
4 B
4 6
6.5 11.5
7 12
fl 12B 12
UNIT
C/JUJo>UJQ_J
1=
NOTE 3: 5«
TEXASINSTRUMENTS
prncf acm JiMii • D*LL»s TEí
3-595
ANEXO VI
"I YPES SN54390, SNG4LS390, SNM393, SM54LS393,SN74390, SN74LS390, SN74393, SN74LS393
DUAL 4-BITÜECADE AND BINARYCOUNTERSO C T O H E " I 9 I O
• Dual Vertiom of the Popular '90A, 'LS90 ,•nd '93A, 'LS93
• '390, 'LS390 . . . Individunl Clocki for A tind BFlíp-Flop! Próvido Dual 4 2 ftnd r 5 Counlnri
• '393, 'LS393 . .. Dunl 4-Bit Bintiry Counturwith Individual Clockt
• All Have Direct Clesr for E»ch4-Bít Countar
• Duel 4-Bít Vetiloni Can Significantly ImproveSyttBm DenJÍtíes by Reducing Counter PechogeCount by 50%
• Typical Máximum Count Frequency ... 35 MHi
• Bulfered Outputi Reduce Poiiibílily of GollBctorCommutatíon
d«cription
Each oí theje monolíthic círcuíti containi «ight
msiter-jlave flip-llopt and sdditiorial gsting lo imple-
meni rwo individual four.bít counren in a lingle
pack«fe. The '390 írtd 'LS390 incorpórale dual
divide-by-two snd divide-by five couniert, which can
bfl used to ¡mDlerr>«nt cycle lengthi eaual lo »ny
whole and/or cumulative multipleí of 2 ind/or 5 up
lo divide-by-1 DO. When conn&ctcd si * bí-quiníry
counter, the «uarale d¡*tde-by-two citcuit can be
used to provide lyrnrrveiry (a tqusre wavfi) at the linal
output ttage. Th? '393 »nd 'LS393 each compriií
two índepcndent Inur-bil binary «junten each having
a clear and a dock input. N'bit b'nary counlen can
be implKrrvnlrri «¡ih ínch pncksge provldinq Ihc
capabilily oí dlv¡de-bv-256. Thp '390. 'LS3S10, '3Í)3.
and 'LS3B3 haví» parstlcl outputi Irom ench counter
iio^í co thal sny lubmullipl» oí ih* inpitl count
Irsauency ¡i avaijable lor tvstern'tíniing tionalí.
Seriei 5-1 and Ser¡« MUS circuiti ars ctiatact'iizrri
lor operation over Ihe lull military temperslurc lantje
cil ~55"C lo 125'C; Scriti 74 anrt Ser ies 71LS
ciiKUili ate ch3iact?ri7cd fut otieratinn liom O C
to 70"C.
SNS4190. 5N54LE390 . J OR W PACKAGESN74390 . . JORNPACKAOE
SH7'1!S390 . D.JORN PACKAGE
|TOP V1EW|
1 f Y A [
tc ín [_10AL
ICKB [_
'Oc L
firin[
8N5-1I S3PO FK PACKAOEEN74LS3^O . .FNPACHAOE
(TDP VIF^V)
SNR1.193.SH5'U.S393 . . J Ofl VY PftCKAGE
EH74393 1 OR N PACKAGEBN741S393 . . . D. J OR N PACKAGE
ITOP VJFW) enUJ
o>LUQ
J20C?0D
SN-51IS393 . . FK PACKAOEKM71I.S393 r^ PACtiAOE
(TflPYlFW]
te tj
CÍ < u u
H1A
ni
J 7 1 7(1 19 \5 L
l*t9 10 II U 13
HC
30 E,
ÍKh tfocB"íl pobllll
[pKldcilioI1.ntl.nl «
Un
•ir
PBODUCT10» DSI*
n dn- Piml-irlip*i Ir-i l^fmi írl T«ir.nlj. Pindvcllí- ci
k
íilrrmtet,11 P.
Tlft| ÍC*I
"TF.XA.SINSTFÍUMÍ
-JN fS
3 1
TYPES SN54390, SN54LS390, SN54393, SN54LS393,SN74390, SN74LS390, SN74393, SN74LS393DUAL 4-B1T DECADE ANÜ BINARY COUNTERS
FUNCTION TABLES -393, "LS393'390 'IS3W '390. 'LS39O COUNT SEÜUENCE
BCD CCIUNT SEÜUENCE BI-QUINARY IB 21 IEACH COUHTER)IEACH CUUNTEHl IEACH COUNTER]
1
1
3
4
se
B
B
OUIPUT
DD QC Qfl QA
L 1. 1 1.l. L L U
1 L H LL L M H
L H 1- L
L H 1 HL H H t
H L L 1H L L H
1
2
3
*5
6
B
9
OUTPUT
OA QD Qc °eL L L LL L L HL L H LL L H HL H L LM U L LH U L HH L H LH L H HH H L L
c
B. Outnul UQ li [tir>i..M~J IU I».|hu1 A lut lil.gulrnn
3
4
S
6
7
8
10
13
OUTPUT
L L H H
L H U LL H L HL H H LL H H HH L 1. L
H L H L
H H L H
logic diagrorm
•390.'LS390
i lityn liulMiri'i »'t \u< U J U' <l B»Ckou«"
3 lUbfi , TEXASINSTRUMENTS
Mil U'HCl 8O« 1ÍSO13 • D*LL»£ T E S * S 15361
TYPES SM54390, SN54LS390, SN54393, SN54LS393,SN74390, SN74LS390, SN74393, SN74LS393
DUAL 4-BIT DECADE AND BINARY COUNTERS
diagramj (continued). i-U. Q U T F U r
CLÍftR 13 I3I|1HPU1
tchernatici of inputi and outputiIWl.'.M]
EQUIVALEN! OF EACH IMPIM
A 13901 3 V | !
B |-390) . . I 5 MI
" C3931 3 Hl
Anv clf»r HKi l
CAí OF ALI. ourrUTS
--*— v,-,i itvi i¡ rio*j>
(— ninrui
EQUIVALEN? OF EACH
.A AND B INHJT
V G C . t
"•.i
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¥ !L_ ^/T
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1
T
A ['1.53901 4 3 Vil
B riSÍEUM 7 7 V ! l
A ['LS3931 1 3 kll
EOUIV/V1 FM
Cl FA"
'"' i^
1
1 flf FACM
Npur
1P i-l! NOM
—'
TYTICAl or AUL OVITPUTS
1 1?0 11 fIQM
"" |V*->f|- — DUTPUT
4.
UJO
>UJQ
, 'ÍKXA5INSUÍHME.NIS 1057
TYPES SN54390, SN54393, SN74390, SN74393DUAL 4-BIT DECADE AND BINARYCOUNTERS
chorBCteriitici, VCG ~ 5 V, 25" C
fARAMETCR'
W
tPLH
'PHL
'PLH
'PUL
'PLH
'PHL
'PLH
'PHL
IPLH'PHL
IPHL
FROM
IINPUII
A
B
A
A
B
B
B
Clea.
T»
(DUTPUIi
OA
°B
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oc <ii '.TMOD ot '393
QB
°c
°D
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''i
I1!
r*
(VIS'390
MIN TYP MAX.
70 357(J 30
17
13
70
70
3J Rí
39
13
H
60
21
21
24 J9
2G 3913
U
21
21
71 33
•393
MIN TYP MAX
25 35
17
13
10
40
70
70
r,o60
34 3-3
UNÍ!
MHi
ni
n,
ni
oí
m
•K>TE 3: S**
...IKXA.S
INSM^UMENTS 3-1059
TYPES SN5439Q, SN54393, SN74390, SN74393DUAL 4-BIT DECADE AMD BINARYCOUNTERS
iiuximuin ííilhitjs UM:I D|h:idtinu litíu a¡r tbinperatlire ranga (uriless otherwise noted}
íiii|j¡i!, n t fU^c VC U
lJ |)«i.!!i<icj t i c e dit u-iu|.fi ii.iu I4H.J, ¡ ,IJ!tUlK). SMrv43í)3ñt l / l UIU.SN7J3Ü3
I V .
SI. i1'.
, . -55"Cto m't !
. . . . 0°C to 70"í i(
. . -G5°Clo
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3-1058 TEXASiNbIRUMENTS
TYPES SN54390, SN54393, SN74390, SN74393DUAL 4-BIT DECADE AND BINARY COUNTERS
PARAMETER MEASUREMEIMT INFORMATION
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3 1060TEXAS
INSIKUMENTS
TYPES SN51LS390, SNMLS393, SN74LS39Q, SH74LS393DUAL 4-BIT DECADE AND BINARY COUNTERS
máximum rntíngs over opeming free-elr tempwnimfl
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PARAMETER MEASUREMENT INFORMATION
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These devlces are two-modulus prescateis vvliích wít| divide by5 and 6, 8 and 9, and 10 and 11, tespec:t¡vely. A MECL-to-TTLtransistor is provided lo inKjrlacc tilinclly wilh llin MC12Q14Counler Conlrol Logic. In addilion, lliem Is n ImlÍRied clonk Inputand MECU bias voltaga source. Delails ni opptnlion are on theMC12012 data sheet.
600 MHz (Typ) TocóleMC12009 1 + 5/6), MC12011 1 >. B'9). MC12013
1*10/11)MECL lo TTL Translalor on C!i¡|)MECL and TTL Enable Inpuls+ 5.0 or -5.2 V Operatíon"Bufíered Clock Input— Serles Inpul RCTyp, 20 Ohms
and 4 pFVgg Reference Voltaga310 MÜIiwatts (Typ)
TWO-MODULUSPRESCALER
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ID E3 MECL
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TTL
Tftni-Ittor
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APPLICAIIONS 1NPORMATION
The primary appllcatíon of tríese devices la as a liigli-»peed variable modulua prescaler ín the divide by N sec-tion of a phase-locked loop synthesizer used as Uie localosclllator of two-way radios. The theory and ailvantngeaoí variable modulus prescaling, along wítli typlcal uppll-CBtions. are covered Ín detall on the data aheet for theMC12012.
Proper VHFtermlnat'ion technlques should be fnllowodwhcn the dock ls separated from the prescnler hy any•ppreclable distance.
In thetr basic form, these devices will divide hy 5/6,8/9, or 10H1. División by 5, 8, or 10 occura when atiy oneor all of the flve gate inputs E1 through E5 ate high.División by 6, 9, or 11 occurs when all Inputs E1 throughES are low, (Unconnected TTL inpuls are normally high,unconnected MECL Inpuls are normally low.) With theaddillon of extra parís, many dillerent división configu-rations may be obtained (20/21, 40M1, 50/51, 100/101,etc.), A few of the many configuralíons are shown below,only for the MC12013/MC12513.
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r'iHlori ¡or MECLnot thown, bul nr«
7-70
ANEXO V I I I
MOTOROLA MC1488
OUAD LINE DRIVER
The MCM88 is a nicitialithic i]ti;i(] lim: (Itiwui tfi<sl(inu(l l'i niliir
íace dala terminal equiprnenl v^llli [lula communicationi cquipment
inconfocrnance wilh the specilicaiitimol 6 lA Standard Nü. HS-232C.
Features:
• Currenl Límiii;d Out|)ul
í 10 inA lyri
" Power-OII Source Impedarici;
300 Ohms rniri
• Simple Slew Rait: Control wilh Exturniíl Capücnur
• Flexible Opttfütinij Supply Fiíiorjií
• Compülilil.! wilh AII Mmimil.] Muí L .uní M II U lw\w F.iniiliüs
TYPICAL APPLICATION
|IM riMIUltl liillnilil.NIMI'rl.
—i P--
QUAD MDTL LINE DRIVERRS-232C
SILICON MONOLITHIC
INTEGRATED CIRCUIT
L SUFF1X P SUFFIXCERAMlC PACKAGE PLÁSTIC PACKAGE
CASE 632.02 CASE 646-05MO-001AA
PIN COIMMECTIONS
CIRCUIT SCHEMATIC
Ll/1 l)h CIKCUII ÍÍHMWNI
MOTOROLA LINEAR/INTERFACE DEVICES
7-39
MC1488
MÁXIMUM RATINGS (TA
R«I¡ng
Po—*r Suoply Vollaoc
Inpu! Vottng" Ilnngn
Ouiput Si0nal Voltsae
Poive- DeratinglPackagR tjTiiíatlQn.Dirijmiuand P!;mit: Dual In 1.1'": P.ickag.'1)
Dcrutc nbovf TA - t35°C
Oli»m!l'lq Amtiirnl Trili|ii'inHiii' Haiiqi-
Sloiíflf Temtutrtiufc Rangc
Symbol
vccVEE
VIH
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PU»»,ijA
IA
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V»lu.
*15-15
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1000
G 7
0 ID ' 75
•f>5 h> ' 1 Ib
Unil
Vdq
Vdc
Vdc
mW/°C
DC
"C
ELECTRICAL CHARACTER1STICS [Vcc r i g.Q * 10% Vtlc. VEE - 9.0 • 10% Vdc. TA ^ <] lo 75'C imless olherwíse noleri.)
Cnaracli-rntlc
l<i|>u! Curmil LIHV UMIH: Stnii- !V|, ¡11
li'lmt i:uririil Hpgli Loqic Klalr IV, l{ • 5 U VI
Uutjnll Vpllat)-! Hit]li Lliqn- ñtalc
[VIL • oñ vdc. ¡iL :i ov.ii v(:(; • 'ü o vth:. VF^ n o viii i
IV|L n H vite, u, :i n v.n, v(;c - n:i ? vijr. VFF 1:1 ? viiii
Diiiinii viiii.ii|iá (nw 1 IIIIK rli.nit1(VIH l Ü V r f c . (1[ • ailUI.Vct; 'íl 0 Vil. . V['|- ' l l IVit i l
ÍV jM - 1 n Vrd:. R| - ^0 MI. V(;l- i 1 '( ? Vilr. Vf t 1 !t ',' Vili 1
f'nítuvc Ünipiil 15'ini I CKCIMI Cnrtrtit 1 1 1
Nrq.H'vp üuli'iil Shoil ('.iri-iiit Cutrcul (11
Oulttül Metuliincp |VCC. V E E 0. | VO | *2 (1 V]
PinutvrSuiii.lv Cutrrt i t II), .-)
<V(H ' ' $ Vdc. VCC ¡U 0 Vtlc)
IV, L - 0 B Vdc. V(jC ' ifl 0 Vilcl
[V(H - 1.0 Vi!f. VCC - i 1? V()f(
IV|L • 0.8 Vil.:. V(;C • i 1? Vtlc)
(V|H - 1 9 Vdf. Vyc ' '15 Vdcl
(VIL - 0 8 Vdi-, VCC - t 15 Vilu-l
NegaUve Supiily Cuneni !HL * H|V|H - l.g Vdc. VEE ' -90 Vtli-1|VIL * 0 8 Vdc. VEE - -9 0 Vrtcl(V|H ' 1.9 Vtic, Vgg - -13 Vtli:)IV|L • 0 B Vele. VEg - -12 Vtlcl
(V|H ' '.9 vdc. VEE ' -15 Vricl• [V1L - O.B Vdc, VE6 - -15 Vdc)
Po^n Cotniimoiion
'VCC ' 9'° Vdc- VEE ' -9'° Vdcl
IVCC • 12 Vdc. VE 6 • -12 Vdc]
Follín
1
1
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A
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Svmliol
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Vil-
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I..C.
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mA
ítiW
SWITCHING CHARACTERISTICS lvcc » ^9.0 + 1% Vdc.VEE - -9 o + 1% Vtlc. TA t2s"C.)1 -
Ptowgation DF la y Time (i| T 3.0 k entí 1 5 pF 1
Ftll Timo li| - 3.0 k and 15 pF)
PjOMflJilion Dclay Time [í1 • 3.0 k nncj 15 oF)
Rii* TíiTW (í| - 3,0 k and 15 pF)
G
6
G
G
IPLH
'1HL
IpHL
tTl H
7!5
45
1 10
55
350
75
175
100
ni
oí
ni
ni
1 1) Máximum owít Dini pellón irwy lie cxcerdeií II olí tt: ilintli'lf ¡itiiultaticriuilv.
MOTOROLA LlNSAR/INTEFlFACe DEVICES
7-in_J
MC1488
CHARACTERISTIC DEFINITIONS
FIGURE 1 - INPUTCURRENT
' 9 V - S V
FIGURE 3 - OUTPUT SHORT-CI RCU1T CURRENT
VCC VE E
FIGURE 1 - OUTPUT VOLTAGE
t S V -5 V
FIGURE 4 ~ QUTPUT RESISTANCE IPOWEH.QFF)
FIGURE S - POWER-SUPPLY CURRENTS FIGURE 6 -SWITCHING RESPONSE
T
vn-
VE E
MOTOROLA UNEAR/INTERFACE DEVICES
7-41
MC1488
TYPICAL CMARACTERIST1CS
A ~ f^B0^ iinliiMOilicirwiw noi'if
FIGURE 7 - TRANSFER CH ARACTERISTICS
v«ríuj POWER.SUPPLY VOLTAGEFIGURE B - SHORT-CinCUIT OUTPUT CUHHENT
vinmTEMPERATlJRE
FIGURE 9 - OUTPUT SLEW RATE venus LOAD CAPACITANCE
1000 r~
' FIGURE 10 - OUTPUT VOLTAGE
ANDCUnRENT-LIMITING CHAHACTERISHCS
Jil i i n uiim m MU"
T[ HAfACIlANf.! I|.M V» lIlflNJl Vl|| 1AI1I (VI» III
FIGURE 11 - MÁXIMUM UPE HAT IMG TEMPE R A T U R E
Í3 17
0 111
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1 4,1
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B 3 VQ-*^S:*—
1 HO- /vV-
...
-
11 'J'i 'Jb '!?>,
i. i v u r t r t A M i n f tnci
MOTOHOLA
7-42
MC1488
APPLICATIONS INFORMATION
The Electfonic Industries Assoclalion IEIA] HS232C BUoeifiemíoitdetall llie lecjutrerriants for th« ¡morlaco botwoen d;ila rirocasilnn;equ¡pm<inl and ttata commimlcatitins «quifimuiit. Thia standardspecifies riol only Ihs numbei ancl typo oí inloduta Itads, tiui alia |ha«iltafle laval) IQ ba used. TU* MCH8B quart ilríver «ntj ÍU cuinpanitmcircuit, Itie MCH89 qusd IBCUIVHI, pttjvida a complBiri inlui¡;ice sy5|uni
batucan DTL oí TTL logic l«vuts and ihe RS2D2C tlolinutl loveli. IhuRS232C (eauliemtnts 8) apnliiid ID dñveri ero discitssori heroín.
The re'iuuetl rjnver voltagei a(c dcfmed as IjEtweKn B añil 1 5.vijlls m maguí tullir añil are jnitilivc luí a loyic "O" añil ncgjtivij leua logit "1" Iinüe vuliaijuí jru so delined vjlti;» ih« MMVIMS ai uterminar, en with a 3000 tu JOUO utun duiitr.it 1 tu: MtJHIin uiiiciiitns «oltage te(|uirEirii;nt by conveititig a UT L/TTl. Idi|iC h-vel IIMUHSV32C leui.Js witli onp VIÜQÍ oí »is,i;(sit)n
lh« HSV33f; vlmtilii-aiiini Imiliui rp(|inri.-s lliai itiiiin<] liiiinilioiii. ihe ilrwet oi|i|iui 5li><( ule muit IIDI t.ti:^il ;iü utilü ¡n:rftiifiídiutoiiil Tht; iiiti-ítciit ili:« rali! o! t )n< MCl'lHH i\i lnu
VCC
FIGURE 13 - POWER-SUPPLY PROTECT1ONTO MEGT POWER OFF FAULT CONOITIONS
FIGURE 12 - SLEW RATE
FUR Isc '
iut CAPACIT AIJCE
+ 4-
.1
í. [AC;.(.UArjc[ luí i
lasi ID( thii (einiireinent The ':uiriPii liniilfd oiii|nil ni the [Invitetan lie uíeri 10 tutitiol (lut iHji'í rdlfi by 1.01111^1:11119 a i,j|i,i.:in>r U)e-iüi ilnucr ouliiui lili: itiimteil ca|i;ii.iiiK Laii lis e.iíily dulcímmedhy Hitrig llie itldliunslii|) C -*!OS "• ¿I'¿V IJÍIMI wh<t;h f iguti- 17ii
di;n-eil A,LcoíiJinqty. a 33U |iF caii.ir.imi un isir.h uiii¡ii.l willguj'anle'; a v-.uíii LJSU v!-;^ rijit' uf I!Q voUí |>«f inii.riucconit
Tht mieifaíE driv^i n alio requiretl to wiihitanü an oixulcmal!huíi lo any olhei (.uniluLlcií in .m iMIPrciiMni-tiiiHji atih; I li>; iviitst[joliible ^igtiai mi any tunililtl'n wuuld IIB üiiuth'.-r itrivL'i nirui nplus or tinnus 15 valí. 50(] ni A u¡ii(L<¡ llift MCMHB is di¡iiync:d tuindelmilely yiíliiland luch j tliijil m M Inuí i)ii!|íuls ni d ivjct.iyeBI long ¿í [he i>j^ei-iiip[lly vahaqes al E yieaier th¡m 9 U viilii de,^CCÍ13 D v¡ vEE«J-^-° vl '" *ume povwei surjply ilengtit. J Inssoí sysieai (JQVJÍI cauíci a low inipedance on ihe powet supiily out-puli VJtien ihis occurs. i low impcdance to grmmd woulij c«iü iilIhe powcr .nouii la the MCI4B8 «([«ctivRly ihorling thij 30Q ohmoulpui lesislDii 10 giouncj. II all louf QUIJIUIS weie Ihen íhilrloiila pluí ot roinus 15 volts, rlie po*vcr dinipaiiQü m these leilstois
ttlMKIHj ....... ^ l.liitl 11,11,1.11,111 lllUM! Kvil ijmil,^, ,11 illIHvtl III
1 iii-ifit til. i;itul(! In: iiü.-d lo .litriiupU' ..II llio itnviíi |iaiV...qm m jsvxiiüix. | T lii-^í uní"! ilimliis will oMnw .hu- MCH8B i" wiihit.iiiri.niHHi'i.l.iiy -.lililí', In !!<,• I ;»! viih InniH ini-nlii'il ni \)if u.nt.,-1'.',! ..... t.K.l H:;-.';!'.'li ) l l>i- .xl ..... on oí ihn .iu>,l,'s ,,1vo i>,'i-mh HitMUl'lHH 10 wiilntjiii) fjutu .ilh (K)IWI iuppln:! oi lu-u itirtH ihe!] O vtilu M.KftJ iihitvu
Itii: iiM^nmim -.Imn cni'lnl i:inri;iil dllo^aíile IIIM|L>I [.uill con-'li! ..... s lí nmn; llun gki.tií)iittuti liv l»e |ii«u.onsly nu'nlioncilU) inA uaiimi (iiiiiin! I ..... nng
Olhur Apphcdiioiu
riii; MCI'IBU is an MKirenialy VI:IS.HI|K Ime ilrwir wilh a myiiadoí |uliiiUle d|i|)lic¿iliuns Seveul k'Jluies oí thc dilveis enlianceIhts vi'isjhlny
I Oiiituii Cutiirnl I inining tti» Biialilei the ciiciut designerK» ilülmc liif? «uitiiil vtihage levéis in(ie¡iKinlenl uf poivcr suopliu-sund i.,iu I>K y^i.niMillivlicii by diDrie ctaniniMg oí llie autfiui pins.í:igure M sliaws (hit MCI 488 used as a DTL to MOS iranslalorwt»;iK thc lii(]ti Itíufll vollagt- ou!|Hit is clanijied one diodc almve[)<minil I liu lüsiiiuf dwuitr sliijivii lí u sed lo reduce the onlpu!vttllai)<! l-'low lint 30U inV .iliuve gniiinil MOS in|HM levi-l tumi
? I'tikViíí Supply Range as can lie seen dom Ihe ichcittalicdia^nig Oí llie ilíivais, ih» juisiiivc anii npgaiiue dnuitig eletnenliul lti« tliívicc aie essenti.illy niileiicnden! ani| do nú! icnune matchmg nower íU|i|>lii:s. In lacl, iho poüiive supfily can vaiy liom a,mmirmim suven volli lieiimreil ti» ilnvmg [he negatiue pullilu^niiruiniill lu Ihi: niaxiifuin siieü'lied IB volls Illa negaiive siipplyuan u,-ify tíititi .l|i¡lio»i¡iiiately -3 5 volü 10 ihe ininimum ipeuified
15 volts. Ih« MCHHB ^ill Ulive U»; uulput 10 withm 2 vol isolllio IIOSIIIVK tu negalive tu|ipliet a! lodg ai Ihe cunen! output Itmitsd'e iiol e«ucB[leil Thc combination o! Ihe curien! liniiling anusupply voltage leatmes allow a wnle cornbinatlon o! poisibit out[mil iv i lili n the (ante qua'.l {lackage. Thus il ooly a poition oí IheInuí itnv&is ato UMHJ lor driumg HS?33i; Imes, ihe leniainder couldbeiiiL'il Im HTLloMOSor evenDI~t,!o D fL translalion. Figuie 15shoivi one sucli conUtinalton.
MOTOnOLA LINEAR/INTERFACE DEVICES
7-43
MC1488
FIGURE 14 — MDTL/MTTL-TO-MOSTRANSI.ATOR
• U V
I.1G5QUIPUIIWITH Vss- GNDt
FIGURE 15 - LOGIC TRANSLATDñ APPLICATIONS
wrmIIICUI * .i!/ V I n - 3 I
_ _ . ..•Inv
MOTOROLA LINEAR/INTERFACE DEVICES
7-44
ANEXO IX
(M) MOTOROLA
QUAD LINE RECEIVERS
The MC1"589 monotiihic quad Imtí fEceiveis me ileslgneil tu Ínter!<icé data terminal tquijimem with dula coinrmiMicalium equipmentm cunlo t manee v- ilh the specilicülluris ul ElASldiidíini No. (15 23ÍC
• Inpui Hesííiance 3 0 k to 7 0 kiltihmb
• (npiit Sigriul ñünije - t 30 Vull^
• R üir'on'.L- Controlal Logic Thrushnld Shiltirtijti) ¡nriiil Nuiw (:iltf;inir¡
TYPICAL APPLICATION
UNÍ liHI.IH l>"< H I C Í t w l H
J , - v M"\ J '^
ZT1 11 ,NiiHci.XNrui'.r. 1
i 1
MC1489MC1489A
QUADMDTLLINE RECEIVERS
RS-232C
SILICON MOPJOLITHICINTeanATEDCIRCUIT
L SUFFIX P SUFFIXCERAMIC PACKAGE PLÁSTIC PACKAGE
CASE K32-02 CASE 646-05MO-OOIAA
T— 1 1 — BOulliul A la tí P i 12]"* '^^ — T r— -JÍ.--..«ÍD
OU.P..I H [ s ; - c ( l , — g r;,"^ i \T CIRCUIT SCHEMATIC (1M OF CIRCLJIt SHOWN)
li
, j" :
L-'3 8 k ^ ^
,_, , 1: f°L
l.KCH»" "l" '»CUt3* 1UtrTfifr|-ptrt~j 1 1
V
it 1.71
MOTOROLA LINEAR/INTERFACE DEVICES
7-45
MC1489, MC1489A
MÁXIMUM RATINGS !TA • <?5°C unfest oihrrv
Ritlna
Poiver Supply Votla(J°
Inpul Voltage flan;»
Olitpul Lo»d Curren)
Powrr DitiipsilanlPacfcoge Límltoliati, Cernmre uncí Plaillc Ounl In-UnePscItaB*!
Derale above T A - I25°C
Operaiíng Ambianl Tempe'JIure Range
Slorage Tcmperalure Flanee
SymtMil
VCGVIR
"U
PU"HJA
'A
n.g
V>lu«
10OU
70
1000c ;
O m 1 7 5
-155 lo ' 175
Unli
Vdc
VrJc
mA
tnWmW/°C
C
C
ELECTHICAL CHARACTERISTICS [Rnstmnsn control riln !s o|inn.) (VCC " ' B.O Vi)c
olhiirwisD nalnd]115%, TA - O lo i 75'C untes»
CharaciBilstlcJ
Posllive tnpul Cutrent [V|^ - i 25 Vilcl|Vm - 13.0 Vdc|
Negallvo Inpul Citrronl . [V||_ - 25 Vdc)[V|L - 3.0 Vdc]
Input Turn-On Threshold VoltageITA = +25"C, VQL •? o.46 v| MCUBB
MC1-1B9A
Inpul Tutn-OII Ih'esholrJ VollsgeITA » *25-C, VOH * 2.5 V, IL " -O.SrnA) MCH89
MC1489A
Oulput Vollagc High [VjH - 0.75 V. t(_ - - O.S mA]Hhpii! Open Circuit, l¡_ " 0.5 niA)
Outpul Voltage Low |V|[_ •- 3.0 V. IL - 10 mA|
Outpui Shori-Clfcuil Curren!.
Power Supply Currcnl (All Gates "on," loui ' 0 mA. VIH - i 5.0 Vdc)
Power Ctmsumptlari (V|H " 1 5.0 Vdc)
Symbol
ItH
'IL
VIH
VIL
VOH
VOL'osIcePC
Mln
3 00.13
3 6• 0.43
1.01.75
0.750.75
2.52.5
—
—
-
„
Typ
1.95
0.8
•1.04.0
0.2
- 3.0
1G
BO
Max.
B.3
-8.3
1.52.25
1.251.25
5.05.0
0.45
-4.0
26
130
Unlt
mA
mA
Vdc •
Vdc
Vdc
Vdc
mA
mA
mW
SWITCHING CHARACTERISTICS (Vcc -- 5.0 Vdc • 1%. TA ' 25"C, SCE Figiirn 1.)
Pfopagallon Ootay Time
Hrse Time
Piopagnllori üclay Time
Fall Time
(RL • 3.9 ni)IRL 3.9 UH
inL 3Do un¡HL 3!ioun
'PLH —
'rLH
IPHL -
IIHL —
TEST CIRCUITS
FIGURE 1 —SWITCHING RESPONSE FIGURE Z — RESPONSE CONTROL NODE
L [>[]..,I ni ni"Vl l i f ll.PrlIn.M Hi.ll.i-1
15 pr Iglal paiasil'c cspacitíntt. wMch IncluiJpipbe nnd wíting capjcilantes
MOTOROLA LINEAn/INTERFACE DEVICES
MC1489, MC1489A
TYPICAL CHARACTERISTICS
c. TA ' '25°C unleu oih«rwi>
FIGURE 3 — INPUT CURRENT FIGURE 4 — MC1499 INPUT THRESHOLDVOLTAGE ADJUSTMENT
in in n •:<: -ni
V,,,. ir iPUT V O M A G t IVtJUSt
FIGURE 5 — MC14B9A INPUT THRESHOLDVOLTAGE ADJUSTMEHT
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FIGURE 6 — INPUT THRESHOLD VOLTAGEversus TEMPERATURE
• 1 0 II • ) ( ) -ÍO - J O -
v¡.iNPuivou*cíivntisi
7 — INPUT THRESHOLD venusPOWER-SUPPLY VOLIAGE
vcc. POWER suprir VOLTAGE IVOLTSI
MOTOROLA LINEAR/1 NTERFACE DEVICES
7-47
MC1489, MC1489A
APPLICATIONS INFORMATION
General Inforrnalion
The Electronic Industries Assoclalion 1EIA) has releasedthe R_S-232C specificatlon detaillng the requirements (orthe Interface between data processíng equipment anddata communlcatlons equipment, Thig standard specl-lies not only the number and type of inleríace leads,bul also the vcllage lévela lo be used. The MC148B quarfdriver and its companlon círcult, the MC1489 qund ro.ceíver, provide a complete mterloce syslem betweenDTL or TTL logíc levols and tina RS-232C deflned levéis.The RS-232C requírcments as applied to reccívers arediscussed hereín.
The requlred Inpul impedance !s deflnud as between3000 ohms and 7000 ohms for input voltages between3.0 and 25 volts in magnllude; and any voltagñ on thqreceiver input ¡n an open clrcuit condítion must be IESStlian 2.0 volls in magnltude. The MC1489 circuils meetthese requlrements w!th a máximum open clrculi voll-age of one Vgg,
The receiver shall detect a voltage between -3,0 aiid— 25 volts as a Logic "1" and ínputs between +3.0 and+ 25 volts as a Logic "O," On some Interchange lends,an open cíicuit of powec "QFF" eondltion [300 ohms ormote lo gfound) shall bedBCodedasan"OFF"condilbnor Logic "1." For this reason, the Input hysteresisthresholds o[ the MC1499 circuits ate all ebove ground,Thus an open or grounded input w¡|l cause the sameoutput as a negative or Logic "1" Input.Devlce Charscterlstics
The MC1489 interface receivers have interna! feedbackfrom the second stage to the Input stage providíng Input
hysteresis (or noise rcjection. The MCM89 input hastypícal lurn-on voltage of 1.35 volls and turn-off of 1.0.volt for a typlcal hysteresis of 250 mV. Thfi MC1-189Ahas lypical turn-on of 1.95 volts and turn-oil of 0,9 vollfor typically 1.15 volls of hysteresis.
Each teceíver section has an exlernal response con-Irol node in addition to the inpul and ouipul píns,llioreliy allnwlng thc designer to vary the inpul thresh-oíd vollage Icvuls. A insistor can be connected belweenihis node and an extetnal power-supply. Figures 2, 4andSIIIustiatelheinput threshotd vollage shilt possiblethrough this lechnii|ue.
Th!s response node can also be used lor the filteringof high-Irequiincy, hlgh-enefgv noise pulses. Figures 8and 9 show typical noisc-pulse rejectiün for externalcapacitors of vorious sízes.
Tliese two opnrations on the renponse node can becornbmed or used indiviriually lor many combinationsofinteríacino, applicalions. The MC14B9 circuits are pat-ticitiarlyuscful lor inlertacmg between MOS circuits andMDTUMTTL logic syslemE. In this applícation, the ínoutIhreshold vollages fiie adjusled (wlth the appropriatesupply and resistor valúes] lo fall in the center oí theMOS voltage logíc levéis. (See Figure 10)
Thu íesponse node may also be used as Ihe receiverinpul as long es the designer reallies tlial he may notdrlve ihis node wíih a low impedance source to a volt-age groaler ihan one díorie above ground or less ihanone diode bñlow ground. 'Ihis fealure ís demonsltaledin Figure 11 wliere IWQ «¡cuivers are slaved lo Ihe samelina Ihat must siill meet the HS-232C impedancereciuiíemenl.
FIGURE B — TYPICAL TUflfl-ON THRESHOLD vsrfiiiCAPACITANCE FROM RESPONSE CONTROL PIN TO GND
FIGURE 9 — TYPICAL TURN-ON THRESHOLD VOHIMCAPACITANCE FHOM RESPONSE CONTROL PIN TO GND
IUOO
PU15E WIDTH |ml
ID DO lO.DM
IUPIII PUISE WID1H |ni|
MOTOROLA LINEAR/INTERFACE DEVICES
'NÍC1489, MC1489A
APPLICATIONS INFORMATION (corii,mii.-<i>
FIGURE 10 — TYPICAL TRANSLATOR APPLICATION —MOS TO DTLORTTL.
FIGURE 11 — TYPICAL PARALLELING OF TWO MCHB9.A RECEIVERS TO MEET RS-23ÍC
MOTOROLA LINEAR/INTCRPACE DEVICES
7-49
ARKXO X
MC1648/MC1648MVOLTAGE-CONTROLLEDOSCILLATOR
Hlns Polín m n
Tjintt 17 c>
-cr~n i
AGC
Inpiu CapncilnncQ T G pF IYP
Máximum Siripo nfisistfinnn I [ir ! (I y ii"n;il
tnr lueíaMcel - 50 ii ly|)
Pnwnr Dissipa ilon " 150 nWV tyn i'1 'i
( ' 5 0 Vilc Simply)
Máximum Oí) trun f' ret]iicii(:v '.'.T' í.iMí IV
Mi" WC Ifí'lB r i'qiMrrí .TI> "• l"i n.nl nnrnlM
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tiriuk tiv couplirig ilie lj;iia oí itariíisior O7 10 llie
coi toctor ai QB An nuiumutic: Qai" contto! (AGC)
íi Iricorpotatad ui llniil lile cu ríen i itirough itm
ern l i tMi cuiiiJloil ¡uir uí füiiiiiiun IU7 dinl OiH üfii)
oltow opilmuní Iroiii'oncv ras|ionsa oí ilie os;:iü-Jtur.
In oti lar lo nijlmaíii tila lugli Q al lile osci l l Jlor.
and próvido high ipenra! [luritv al the olllput,
liarmiiof O4 h IÜBI! tu lonttjte tlie oscll laiur sig
nal lo lile ouipui dil lorentiJ' pair Q2 jnd Q3.
Ü2 nrid Q3, 1n cuniuni:tiofi wltli oiiipm uamtiior
Ql, próvidas a tiighlv bijllaiuiJ oitiptu wl>¡cli P'O
ducos a iquara wave, T iansis tors Q9 and Ql 1 pro
vicie the tilas dr íve [or tlie oscillaiot und uuiput
bufler. Figura 2 indícales the high spact ra l puriiy
OÍ ihe oscíllator otiiput (pin 3).
When opefating the ose illa lor ¡n ihe vol taga
coriTrol led rnorie !F Ígure4 ] > ii should be noied tliai
F IGUliE > T H E MC»64B QPERATING IM THE VOLTAG6CONTROLLED MUDE
Itie cüihrjilo oí iha varactor diode (D) should balíias.jd .it loail 2 VBE abo va Vr£¡= (Sí 1,4 V for pos-
it ivo sii^ply operation).
Wliiüi ihr MC16-18 íi ifseci with a constant de voltage
lo lili! vdtJrini ilii)(!'¡. trie out|iul Irequency will vaiy
stujhtly U'iirfiiii: oí inieinal noise. This variaiion Íi ploned
vi;isti5 i)|M;ia!iny lre(]uency ¡n Pigure 5,
FIGURES - N O l S E O e V I A T t O N T E S T C1RCUI1 AND WAVEFORM
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Voltr.l.I»!
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4-6
MC1648/MC1648M
TRANSFER CHARACTEniSTICS IN THE VOLTAGE CONTRULLED MODEUSING EXTERNAL VARACTOn DIODE AND COI L. TA = 25°C
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4-7
MC1648/MC1648M
Typlcal Uansfer ullaiacterlstics ¡ür Ihe
oscillator ¡n tiie vol tage conirolleii niocle are
shown ín Figures 6, 7, and 8. Figures 6 and 8
show uansler charact eiíslics employing only
the capachance o( tile va rac to r diodo (plus ihe
input capaciíance of trie osclllatar, 6 pF lypi
cal). Figuro 7 ¡I lustraras die oscillator opoialing
In n vnltárja comrollud muilti with Illa ouiput
Iruquuncy limgB limitad. 'I liís is acliluved bv
adding n capacitor ¡n |iurallol with tlio lank
circiiit os sliown. T ha I kií resistor I nF lgu resG
and 7 ¡s used to protcct ihc varac tor diodo
duiinp. losiiiig It Is nol nucossuiy as king
as tho de input voltnga doos not cause tliu diodo
to lidcoiiiü lorward biasnd. I he largor v.iluodrrtíitor (51 V.¡1) |ii h lyuro 8 |J itiquljod lo
próvido liolnllon lor the Jilgh ¡mpodnnce
inundan: al llia iwo vuraclot tliodas,
T he lililí no rallUQ OÍ I he dscil lator In lile
uoluge coi i t ro l fed JDDIÍS tuay he ualculateil as;
l i l i l í I
2rn/UCD(max) i Cs)
Cg " shunt capacítanos íinpul plus ex te rna l
CQ = vaiaclor capac i tance as a llinctlon
of tiias voliage.
Good H F and low íieqiionr.y bypasslng is
necassary on the powut supply pins. ISou
Flgirie 2.)
CH|jacitori (Cl and C2 oí Figure 4) should
lie usad lo bypass Ihe AGC polnt and the VCO
input ( va rac to r diode), guaranteeing only
de lauols ai thase polnts,
Fot output frequancv operation hetvveen
1 MU/ and SO MHz a 0.1 ;jF capacitor Is sulll-
ciunl luí t:l ai i t f C2. At highar ttaquancies,
sinulluí ualims oí capanitanco sliould ha uscil;
al tuvvui lioquenclos, largar waluus oí capacl'
tjiu.ü Ai lilgli irequencies the ualua ai bypass
ca[iaci iois dopends direcily upon the physlcal
luyuíii oí tlia sysleni. A11 bypasslng ihould be
as i fusu to tbo packano pins as possible to
iiiiiiíiirliH unwained lead induclnnc",l l iw iiiiuk In iieuK iwliin oí tlie lonk circuí!
|j inr Inioinally by tho AGC clrcuitiy. Since
vultnuo IWÍIIQ al Iba tank clrcujt próvidos tho
dilvo Irji día output buller. the AGC potomlal
lili eclly eMüUU tile output waualorm, II It Ij
duslrttd |o tiaue a slne wave at the output of
tlm Mdfí-lñ, a series fasistor ¡s ded (rom tha
AGC j to ln t lo the rnosl negatiue power poten-
llal liJiDtiilil H i 5.0 uoll supply |s Ltsed, -5.2
uolis M ,i iidijative siipply is used) as shown in
F igui u t 0.
At Irbipitincios above 100 MHi typ, ¡1 Inay
bo ilusiiati lo U) iiicrease the tank clrcuil peak-
to pt;ak vt i t t í iya in order to sha pe the signal
at Ihe oiit|iu[ oí the MC1G48. This Is accom
plisheil liy lylng a soties resistor 11 kil míni-
mum) ti on' itia AGC to til a most positivo
powcr puionliiit I I 5.0 vo l ts if 3 i 5.0 volt iup-
ply is iiiud. ¡¡imnul ![ a -5.2 volt supply ¡s
t jsut t ] . F- iijiije 11 ¡Ilustra tes this principie.
APPLICATION INFORMATION
Tho rihasa lockad loop shown in Figuie 9
illusiraloi tho uso o) die MC1G4B as a volty|]ii
controllei l oscl l lator. Tho I ¡gura il lusli íllus
a íiequency lymhosUer uiultil in lunats lor
FM broadcast. goneial auiaiion, maiitiino and
liirirlmoMIo coruriiiinica t ioiis, ainuieur aru)
Cu racaívor j , Tbo sviteni opéralos Ironi a siiljllu
I 5.0 Vdc iiipptv, üiid ruriuíios no Iniuinol nans
laiions. sílice all coiiiponants aie compnlible.
Fioiiiiancy guiiuiiiiion oi this iyim oífun
Iha advoniagus oí single crysliil opeía tion,
simple c balín el sclection, and elimination oí
special circuínv lo preuent harnionic lotíkup.
Additional leatutes ínclude de diglial switching
Ipi uluí dliln nvui 11F switclling with a múltiple
c iys tu l sysiui i i ) , iind a broad rouge o) tunlng (i'P
til 1 bu MI U, lll« langu balng sat by tho varactor
dlodu).
T he un nuil írsquencv o( the symhasUer
luop Is ilEJiuiirili lcd bV die rolcronce Irnliuencyund tl»« minibur (irograiiiinod al Iha prograni-
nuiblu i:riuii|or; l,im " NI,Q|. The channel
tpjcint] Is uquiíl 1" fioquency (lra|).f ur ddilíliim.il inlofination on applicatíons
añil diiiigiis (oí phaso lockcd loops and digital
(requoncy svnlhuslíors. soe Motorola AppMca-
llon Nutiü A W 532A, AN 535, AN 553. AN-
4-8
MC1648/MC1G48M
FfGURE 9 - TVPICAL FREQUEfJCY SVNTHESIZER APPL1CAIIOM
i'i""^_^"i I ">• ]
Fígirie 10 shows ilis MCIS'IS ín tile var ia h'*1 (in<|iii<m:ynirjtlí orwiaiiriq liom a 15,0 Vite siififily To nlilain ,1 tint*
wavc al ific outjiut, a resiitof ¡s adddi linrii llin AÍ1C:
círcuil [|)in 51 lo V^g.
Figure 11 shoivs ttic MC1G48 ¡n tlie vaiialitn Irpiiuciiuy
niode Ofieratírig froin a 15.0 Vdc sii[][ily lo nxlpnd Nin
iiwítjl rauge oí Ihe dcvíce (iii.iiiii.iin a üiniiirr wsw ont ju t i
above 1 ?5 MH/J. a resistor h addrd lo lli« /\Gt; cin;ii!i -itpin 5 (1 k-ohm itiiniíiium).
FlguiP 1? shows lh- MCI64R o|fr3l¡nq liuní i5 O Vdc
nucí ifl O Vdc pt)wi;t iniiplici. Ttiis pniniil! a liiglurt vottaq"-twinc) nnd liiqlin nuliiill pnivci Ih.in íí |)r>ií¡||lc Iront ilic
MECÍ, oiitfiíil (|iin 31. Plotí oí ouljinl [inwri VPIÍIIS mtnlCfilIrRtni ln;id ii'tiii.mrr al iiin 1 ,nc givcn ¡n Fiquio^ ID
añil M (oí 100 MU? antl 10 MH/ oiy-tation. Thf lolalriillriflrir )n,id incliidi'í fl Ni p.iinltr! witti llp oí L1 añil
CU ^! irdHiani'r Ih'! opliniiini vnlur l(i( fl al IOÍ) MM7 íí,-|p|iiriví[n¡i|i-ly fiíif) íihins.
FIGURE 1 0 - M E T H O D O F O B T A I N I N G A SIME W A V E OUTrlMricime 11 - MGTHODQFEXTENDINGTHEUSEKUUFIANGE
OF THE MClfi-10 ISOUAriE WAVE OUTPUTl
i-I ül¡
4-9
MC1648/MC1648M
FIGURE 12 - CIRCUIT USED FOR
COLLECTOR OUTPUT OPERATION
T X
FIGURE 13- POWER OUTPUT v»,iui COLLECTOR LOAD
S»> i MI circuí!. Figure 12. ( 100 MHi
C3 3 O . 35 ¡if
Coll.tiur mikLl G 33 ull Ct 1 O • J O [iFfl - 50 II • lOk l l
HP of Ll "1,1 Cl 1 I kll* 100 Mil/ H.
(JUlll-IO- l<""
L2 a lu-ni BIO AWfi 3'16" IDC7 • I D - 1 O |iF
7
71
10O 1OOQ
T O T A L COLLECrOH LOAD (olinii)
SJ
FIGURE 11 - POWER OUTPUT «,su, COLLECTOR LOAD
S«e ti-lt CHIiill. F Iguí* 12, f ' 1O MHíC'i d;u iifCuli", luí I <•!>>•-
II t i J.K Cl • 24 200 [iF •II ¡>l! II 10 k II
ll|. n! 1 I .nrl Cl 6 BM1<U lOMMi Rniontnc.
Oti.lll^UIF Illlk
\'2 1 I lili
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lili At, COLLECTOn LOAD iohiii«]
4-10
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olijorithm thi-.i is now avj/'/a/j/ií on co/iunofc/o/gr,iM,-n&fs. T/je ptogramming time is lyptcally 5ííís/h>'fe or 2 minutes für all IGK byl&s oí iht¡ 2/1<ff,T^io P/6-J requiív; onty hj¡¡ uf ¡tus íinit!. obout a mín-ale for 8K byífís. Tlns lastcr time improv^smanuldciuríng thfüuyhput /IÍTIO by nours ovst cün-vóittional 50 ms ctfjotttnms. Commercial prúgram-nifirs (ti.g. Data //O, Pro-log. Diíjolcc, Koníron, andStng) have implemünltuJ this ¡¿st altjoitthm li>rS££0's SPROMs. I! desifed, both EPRÓMs muy lio
27726' (5743JPRODUCT U L ^ i
us'mg thu convántfanal 50 msspücilicsuon of vltiüf gúnüfátíon EPHO.'.:¡;
ud on SEEQ's EPROAís is'Silicon Signa-¡mu". Silicon Sigr.aluiú ,con'¿ 'vs encodud c/.ira\\-l\ich idcntifios S££Q as rhó ¿.I /O/.f manu!^ -¡ut _'í/iu prociuci's lab locatinn, a.'id proyramming infor-muíion. This data is enccdvd m fíOAí /o prcvunt
by ultfdviulut tiglit. '• '
Absoluto Máximum Síicss
Temperatura • •e ..................... -GííaC l o ~ \)
Utnfur Ü/as .................... -10" C to -\Í'.0°CAI! ¡npitls or O i i i p i i í á vw// i
Rüspeüt lu Gtoiinü ................ -\7V ¡ó -ü.íjfV¡>p Üunntj p!0'jí<í¡n:ninij wilh
/fui-pCíCÍ to Gruund ............... -I 221' ío -O.íJ^Vt\lliitii} un A[t v-'ü!)
liiíL-iJ'jCt ÍO GijiJ.t-J ............. t lli.^V tu -ü 'JV
; S//csses übovn i/iose Hstüd untítir "AbsolvióMi/i1" nniy Ciiüiu / ,ÍK¿/)Í.'/I/ ií¿m('ii;fc /o í/te
(ÍL-i-'Ktü T/J IS e; d ¿'í/úsi íjff.'iy u/t.'i^.j IL unctif '"•' '.'pm irn'mu/ í/io- í/tív/u.c; j f í/ií-it or üuj' (.'i' * cuíit/.fjj/ji .i;jOiv f¡o:oj,j!iic';ii£,'t; i l/ic- oiwtiittQnal sccno.'ss oí Í/KS sptícihc^i'On isnui i/np//cJ. £¿jíjsufü ío aoso/uK; inúMinui.) r ^ u f i g coniít-ííd,.;; íor
jíí/j GCÍ;I JÍ'Í
VCC Skip¡)l/ VollJ-jf: '-!
TL'M)pi;ia!iifi3 í»;¡n;jt' iRí; IL! Uodu)
Vpp During Ptügrutnniing ^^
*.'/ X \ - ' .í1 ; , A ''-i.: ';
^/XX-.,l.;i, L ' /AA- l -ü
íi V 1 1lJ"u
U lo ' t ] J C
2 1 i (1 5 V •
.. :
' * • ' ¿7XK 2, IT/XX-^, i.'/ XX •+
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ti l^'/v) C
21 ¿ 05 V
DC Opcraiíng Chsrdcíeristlcs During /íeací or
Synihül
IIN
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Ippiai
ICCl12'
ICCK'2'
V,L
VIH
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VOH
' ' . ' • : ' 'Paranieler
Iriput l.fiakíuje Cmrent
Oulpiil l.c.^ikíifje Currtjnt
Vpp Cuireiit Rtíad Müdü
Prü;j Moclu
Veo Slíuiüby Cutrenl
VCG Aclivu Currcnt
Inpul L üw Vulliitjü
Input 1 ligh Voliatjo
Oulptn Luv/ Vallarte
Cintptit High VoUagu
Llinllt
Min.
*
-0.1
2
2 4
MüK.
10
11
b
CvO
30
10C
O.B
Vcc + 1
0^5
'
¿
Unll
í'A
MA
mA
rriA
(TI A
rnA
V
V
V
V
Tcbt Condilions
Vi;i = Ven Mnx.
VOUT •= Vcc f.'.fu..
Vi-p = VCc. f/a\P « 21 5V
CE » V,H
Cl* « Oí = Vii.
IOL = 2.1 u. A
lOtl -" -l'.íj MA
NOTES:j 7 ha iil3J ¡:n
t i u p l y . I n ú !>|2. VÜ riiusl b¿
0,0fp
ií 51-1ÍJ hnvii the sjinio riioh nutnt i f j rá «Mil o|n-inl<i vnHi ilio Sflrnn opoiljllnn condlllona ni » - Q 276-1 ont) ?"MÍO ff",|}«• i'GiliCfilioiis aro a*at:Hy Uto ^íl^ll!.
p Hj>[.hca biinuliotií-ously or [ jo lo te V|-c mu-l i - j - i - ' ' ''•"-',t|.i jniincfjur.ly ur a l tor V|,f.;
7'<'(./t/io/(iii/.
; 2/u4 (5133): '¿7123 (5143)'.PflOOUCT DESCniPTlOH
iC OpL'rjf/n/7 C. '>aracft>rfSf /c£ Durltig fíoací
Symbol
IAÍ:C
ICE
be
'UF
tüH
-
•
•
Pa^ameler
A.Jdtess lo Ojia Vatid
Cliíp Enable to DaU: Valid
Oulput Enuble to DataValiil
Output Enable lo Oulput
l-'l'jjl
Oulput Hold liorn ChtpEn<*l)!a, AcJdrtfbbuS. Cf
Oulput Eiuible whicncvorencunad lirsi
Llmiis27XX-2
27XX ?()ú
Muí.
0
0
MJK.
20Ü
ZOO
75
60
27 X X -2 SOMin.
0
0
M.K.
?íiO
'JbU
10'J
61 J
MMJL}
27XX-3
27XX-300Mm.
U
0
Max.
3ÚÜ
31)0
120
105
27XX-1
27XX-4^0Min.
0
0
MJK.
•JbÜ
-150
150
130
,
TeslConditions
CÉ«OÉ" VIL
¿5e = VIL 1CE - VIL
CE^VIL .
¿"tí - ÓE -- VIL
* J
!1
Synibüt
Cíw
Cour
Pa/aniííliír
Input Ccpacitñnce
Ouipul" C?pacilánce
Typ.
4
6
Max.
S
12
Llt i . t
p[-
Pf
Ciinililiuli^
Vih -- ov.Vou^ = Ov
A.C. Tosí CondíUonsQiífpuf Load: 1 TTL g¿1e and CL
Input fti&e anc/ Fvli Times; <Input f'ulse Le.Ysl$,:0.45Vio 24Vl ' t t t , . ! ' : } .'.•'t¿*.,:>ii;>.tr:>-jti! H'i'-unfsr.ti
/í.-^-jír iX-' ¿mi ¿H'Qutputs O.dV
A.C,
V A L I I J
i*cc
VAL IU ÜUIPUT
WUU5 -s '1 TMIi t'í At.U l ' ^ l i > * M 1 ' L t D A N Ü I á r . C I I I K J ' . T E L I E U
2. £l( MAT OÍ ULL -i^Llj U/ ID u,-,- ~ I, , *I 'til Hit FMLINf. Ultjt Of Ct wl IMOÉI T 'Uc AC T ÜM r
3. lü« li SPECiHtU f ^CiM út UH CE Wllli Mt /LH uCCUHS FlHiT.
Att-Z* ]A N E X O X I . I
SK Dernodulator/Tone Decoder
ENERALDESCRIPTION
[he XR-2211 is a monoliihlc ptíase-locked 'loop (PLL)
/siern especially dustgned for data Communications, li is
larticularly well suited for FSK modem applícations. It
Iperates over a wide supply voltage range of 4.5 to 20 V
Ind a wide frequency range of 0.01 Hz to 300 kHz. It canIccommodate analog signáis between 2 mV and 3 V, andtan interface with conventipnal DTL, TTL, and £CL logic
lamines. The circuit. consists oí a basic PLL for tracking an
Input signal wllhin the pass band, a quadrature phase delec-lor which provides carrier detection, and an FSK voltagebomparator which. provides FSK dernodulatlon. E'xternal^omponents are used toíndependenlly set center frequency,
landwidth, and output delay. An ¡nternal voltage reference
jroportional to the power supply- provides ratio metríc
Dperation for low system' performance variations with
Ipower supply changes. ,
The XR-2211 is available ¡n 14 pin.DTL ceramíc or plástic
packagrjj specified for commerciai or müitary temperature
ranges. '.
IFEATURES
0.01|Wtde Frequency Rnnrje
¡Wide Supply Vohage Range
DTL/TTL/ECL Logic Compaiíbility
FSK Demodulation, with Carrier Detection
HZ toSOOkHz
4.5 Vio 20 V
Wide Dynamíc Range
Adjustable Tracking Range (±1%to±80%)
Excellent Temp. Stabiliw j
APPLICATIONS | .i
FSK Demodulation ,
Data Synchronizatíon |
Tone Decoding ¡FM Detection •
Carrier Detection ii
ABSQLUTE MÁXIMUM RAT1NGS!
Power Supply
Input Signal Leve! !
2 mVto3 Vrms
20ppm/°C. tYP.
-20.V3 V rms
Cer/amic Pa
Plástic Package '?-. "V '
Dtirate above-T.A - +25°C
mW
(' ;6mV/°C
' ' 625 mWB.O
FUNCTIONAL BLOCK DIAGRAM
1 REF10 I VOLTAGE-_ÍJ OUT
rLOCK O
DETECTOUTPUTS Q
DATAOUTPUT
ORDER1NG INFORMATIONParí Number
XR-2211M
XR-2211CN
XR-2211 CP
XR-2211 N
XR-2211P
Package
Cera mi cCeramicPlásticCeramicPlástic
FSKCOMP INPUT
Operatíng Temperature
-ri5°C lo-H25°C0°C to + 75°C0°Cto+ 75°C
-40°CtoH- 85°C-40°Cto+ 85°C
SYSTEM DESCRIPTION
The maín PLL within the XR-2211-Is constructed írorn an '
input preamplifíer, analog- multiplier used as a phase detec-
tor, and a precisión voltage controlled oscillator (VCO).
The preamplifier is used as 8 limíter such that input signáis
above typicaily 2MV RMS are ampliíied to a constant high
luvul signul. Thu multiplinfj-lyrjo fihuüu dutuclot ar;ts üs a
digital exclusive or gate. Its output (unfiltered) produces
sum and difference frequencies of the input and the VCO
oulput, f ¡npul + f input (2 f input) and f inpul • f Vnput
(O Hz) when the phase detector output to remove the
"sum" frequency component "while passing the difference
|DC) component to drive the VCO. The VCO is actually
a current controlled oscillator with ¡ts nominal input
current (fg) set by a resistor (R0) to ground and its drivíng
current with a resistor (R -j) from the phase detector.
The other sectíons of the XR-2211 act to: determine if the
VCO ¡s driven above or below the center írequency (FSK
cornparator); produced both active high and active low out-
puts to indícate when the main PLL is ¡n lock (quadrature
phase detector and lock detector cornparator).
Imcgrated Systems, Inc., 750 Palomar Avenue. Sunnyvale, CA 940B6 * (408) 732-7970 * TWX 910-339-9233
IELECTRICALCHARACTERISTICST«t Condiiíons: Test Círcuii o! Figure 1. V+- V - 6V, TA *+25°C. C - 5000 |.r. R, - R2 - R3 - f\ -20Kn,RL-4.7 KÍl
Bínary Inptíis grourxled, S) »nd Sj clnsed unless ollierwistí spocHiud.
11 PARAMET6RS
XR-2211/2211M
MIN. TYP. MAX.
XR-2211C
MIN. TYP. MAX.
UNITS CONDITIONS
GÜNGRAL
Supply VoliaQB .Supply Current
4.54
2O7
4.55
209
VniA
IOSC1LLATOR SECTION
Frequency Accuracy
Frequency StabÜityTemperatura
Power Supply
Upper Frequency LímiiLowest Practical
Operating FrequencyTiming Resistor. RQ
Operating RangeRecommtnded Range
100
5
15 •
±1
±200.05
0.2300
±3
±500.5
0.01
2000• -100 •
5• 15
^1
±200.05
0.2300
0.01
2000100
%
ppm/ CW%/V
kH/
Hz
KílKH
R0>10 Kíl SeeFig.4
DeviaTion (rom (Q - 1/RoCoRI - v,Sf:e Fig. B.V+ = 12±l V. Sée Fíg. 7.
V+-5±0.5 V. Soe Fig.7.RO = B.2 KÍI C0 • 400 pF
R Q - 2 MU, C0-50MFSct¡ Fig. 5.
St'.K Fig, 7 :ind 8.
LOOP PHASEDETECTOR SECTION
Peak Outpui CurrentOuipui Oitsut Currf.ni 'OUIPUT ImpedanceMáximum Swing
"±150
±4
±200ill
±5
±300 ±100
±4
±200
±21
±5
±300 MA
MA
MÍ1 .
V
MifiístirtKj at Pin 1 1.
Ríílerenced 10 Pm 10.
QUADRATURE . .PHASE DETECTOR • ' M'Msurwi ;ji Pin 3,
PeaK Ouifnii Cnrruní0'Hpui lmp(;danccManinnitn Swlng
100""
1ÍjO
111
IbO1
11
MA
Mfi
v M p
INPUT PHEAMP SECTION . M ,,,... ! ,,1 Pin 2.
Input Hnpednnce >Input Signnl
Voliage Regiiíred lo >Cause Lirnilíny
20
• 2 10
.20
2
KÍ1
,
mV ruis
-
VOLTAGE COMPARATOR-SECT10NS
Input ImpedanceInput Bias CurremVoltage Ga!nOuiput Vohage LowOutpur Leakage Current - t
. 55
21OO
• 703000.01
55
210070
3000.01
MH
nAdBmVíiA
Mfíasuied al Pifis 3 and 8.
R(_= 5.1 «H
IQ =3 rnA
V Q - 12 V
INTERNAL REFERENCE
Voltage LevelOutput Impedance
i
4.9 5.3100
5.7 4.75 5.3100
5.85 Vn
Measured at Pin 10.
XR-2211
. "— "
LOO' 0»TAimllH riLIl"
— J-D
1-
I
- JTc
ET - Q ^ L3:
" Q: x^
1 EKr\^tn)ir^ji
H>?r fíl
COMP
IOCK DEItCTOUTPOTS
LOC* OtIECT 1.OCK DETECTf«.lEH COWP
^ ^ *~ ' — "•
MPUTfft£
-L o i AMp
T"WPUT
SIONAL
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* 1 Ct>«P
VCO — O-4 ,—O—— *"EHH»1. 1 I REFEHENCC
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i — i~i toen o *
nD 1 MIECT
^~^ i Íc^ ^^
1:' Functional Block Diagram of a Tone and FSK
Decodíng System Uiing XR-2211
leference Voltage, VR (Pin 10): This pin is internaliy hias<fl
ihe refertíncí: vulUiyu luwl. VR: VR = V + /2 - tífiO inV. ^
"he de voltage IÜVQ! ai this pin forrns nn inierna! rtiftiruiiai "
the voltage levéis at Pins 5, 8. 11 and 1?. Pin 10 mttstje bypussed tu qround with a 0.1 pF capacitor for proper
ipiíraúon oí the drcuit.
Loop Phase Detector Outpirt (Pin 11}: This terminal provicleshíyh impedance output for the loop phase delector. The
|PLL Inop filter is fonned by R] and C-\d tn Pin 11(siiu Firjiíri; 2). Wílh nn infiui síyn:il, or with no plinsí: error
Iwithin thu PLL. llu¡ di; lev.:l u I Pin 11 is vury nuarly <¡qu,illio VR. The pi¡ak voliatjeswinifavailableat the phase deier-
lor output is equa! to ±VR.
VCO Control Input (Pin 12). VCO free-running frcquencyis deiermined by external timiny resistor. RQ. connectedtrom this tej-rninal tn ground. The VCO free-running fre-quüncy. ÍQ,"IS":
fn =1
R0CC
where CQ is the timínq capadtor across Pins 13 and 14. Forojjitinum letiijjümiuru siability. :jRu musí be/m thb ranye of
/ * • * ;'•• H ' t i - 1 >¡i! •'- • •'•• ?''''i^is'a'low'impedance p:oiht;-arid is internaliy
de lüvel equal io VR.'TI;e máximum timing
curri.-nt drawn^rro'm Pin 12 must be limíted'lo'O mA for
proper operationof the Circuit.
Figure 2: Generalized Circuit Connectíon for FSK and
Tone Detection
VCO Timing Capacitor (Pins 13 añil 14) : VCO frequurir.y !s
invtírsdy pn>|)oriiun.il m ihf¡ «xujrnal línutiy cnpacilor , CQ.
r.iJnnii'rittirl ¡ífross Tliftsi! tiirtniri.ils (sne Figute 5). CQ musí be.
nnnpoUir. nnd in ihf; rnni]ij ni 200 pF 10 10 |iF.
VCO Frequency Adjustment: VCO can be íine-tuned by
conntíctiny a potentiomeit/r. R^, in series wiih RQ at Pin 12
(see Figure 9).
VCO Free-Running Frequency, ÍQ: XR-221 1 does not have
a 5t'p;iraic: VCO output termiiidl. Insie-ad. ihe VCO outputs
,iri¡ ¡nuirn.illy ('onnected lo ihe phase dcter.itjr suctions of
ihe ctraiit. However. for 'set-up or adjustment purposes.
VCO free-runniny (requency can be measured ai Pin 3 (with
CQ disconnected), with no input and with Pin 2 shorted to
Pin 10. ' ' .
DESIGN EQUATIONS(See Figure 2 lor definilion of cornponents.l
1. VCO Center Frequency, ÍQ:
2. Internal Refference Vollacje, VR (rneasured al Pin 10):
VR = V4/2-G50mV
3. Loop Low-Pass Filter Time Constant, T:
Loop Damping. i":
Loop Tracklng Bandwídih. ±A1/!0:
FSK Data Filter Time Constant.rF:
rF = RFCF
Loop Phase Detector Conversión Gain, K0: (Ki/> is thedifierentíal de voltage across Pins 10 and 1 1 , per unitof phase error ai phase detector input):
K0 = -2Vp/7T volts/radian
VCO Conversión Gain, KQ: (Kg is ihe amount ofchange ín VCO frequency, per unit of dcvoltage changeat Pin 111: •
H//volt
J9. Tmal Loop Gain, K-p:
KT = 2nK0K0 = 4/CQR! rad/sec/volt
10. Peak Phase Detector Current l^:
IA = VR (volts}/25 mA'
APPLICATIONS INFORMATION
FSK DECODING:
Figure 9 shows the basic'circuit connection for FSK decod-ing. With reference to Figures 2 and 9, the functions ofexiernal cornponiínts are düfined as follows: Rgand CQ sutthe PLL center frequency, R-¡ sets the system bandwídth,and C-j sets the loop filter time constant and the loopdamping factor. Cp and Rp form a one-pole post-delectionfilter íor the FSK data output. The resistor Rg (= 510 Kíí)from ttiiiaBA7B.in;roxIuGeii.p .tlyeJ«adbaíJi.ac¿tí5s theFSK comparator to facilítate rapid transitíon between
I ^*"- • - *
[*-Rér:on;i,nTended cornpüiitnt valúes for some oí the mostcommonlyjJsetíLFSK bands are given in Table 1.
^^**_ ^¿ '.
Deiign Initructíoni:
The circuit of Figure 9 can be taüored íor any FSK decodingapplication by the choice oí uve key circuit coinpormrm:
R0- R1- CG- C] and Cp- Por a [)¡vc;n sel of FSK mark andspace frequencles, f 1 and Í2- t'iese parameiers can be calcit-laled as follows:
a) Calcúlale PLL center frequency.
b) Choose valué oí tirtúng resistor RQ. to be Ín the rangeof 10 KQ to 100 Kíi, This choice is arbitrary. Therecommended valué is RQ= 20 Kíí. The final valué ofRQ is normally fine-tuned whh the series potenti-omeier, R^.
c) Calcúlate valué of CQ from design equation (1 ) or from'Figure 6;
M)T0
d) Calcúlalo R-| lo tjive a Ai ücinal lo thtí mark space
e) Calcúlale C^ to sel loop damping. (See desujn equationno. 4.):
Normally. f ~ 1/2 is recommendad.
Then: C} ~ C0/4 iorf* 1/2
f) Calcúlale Data Filter Capacitance, Cp:
For Rp = 100 KÍI. RB = 510 KO, the recommendedvalué of Cp ¡s:
Cp«3/(Baud
Note: All calculated component valúes except RQ can berounded to the nearest standard valué, and RQ can' bevaried to fine-tun? center frequency, through a seriespotentiometer, R^. (See Figure 9.)
i i
v. í V*R" 13**MV* |jHji,,OKj
|F¡gure 3: Desenjitizing Input Stage
Figure 5: VCO Frequency vs Timing Resiitor
^Figure 7: Typical tQ vi Power Supply Charactertítíc»
4 1 I 10 11 H U 11 » 13
vtx.TK)£. V»
Figure 4: Typical Supply Current vi V"*" {Logic Outputs
Open Circuited).
Figure 6: VCO Frequency vi Timing Capacitor
-K -M
Figure 8: Typical C»nt«r Frequancy Dríft vi Ttmp«ratur» j
-2211
lure 9: Circuit Connection for FSK Decoding
[slgn Example:
Bdurj FSK demodulaior wtth mark space frequenckis of110/1170 H2;
•p 1. C;ikul.jii! 1(j. f0 = (1110 -i- 1170) (1/2) = 1140 H/-lep 2: Choose RQ =-20 KÍ7 (18 KÍ7 f ixed resistor in series
with 5 KH potentiometer)3: Calculare Cg from Figure 6: Cn = 0.044 pFA: Calcúlate R^R, = .R0 (2240/60} = 380 Kíl
5" Calcúlate C-¡ :C} = C0/4 = 0.011 fiF
Inie1 Ali valúes except RQ can be roundec! to nearest
landard valué.
fable 1. Recommended Component Valúes ior
Commonly Used FSK Bands.(See Circuit of Figure 9.)
• FSK BAND
1 300 Baud• Í1 = 1070 Hz1 f2= 1270 Hz
1 300 Bsud1 f, =2025Hz
•I 1200 Baud
ÍT = 1200 HZf2 = 2200 Hz
COMPONENTVALUES
C0 = 0.039 tiF
R! = 100 KH
C0 = 0.022 ¡¿PC-¡ = 0.0047 ijFR ! = 200 KSi '
C0 = 0.027 ¡iPC-, = 0.01 /iFR! =30 KH
C F ^ 0.005 pFR 0 = 18 Kfií
CF = 0.005 pFR0= 18 Kíl
Cp= 0.0022 AJFRQ- 18 Kíí
FSK DECODING WITH CARRIER DETECT:
The lock deteci seclion of XR-2211 can be used as a carrierdeteít-.optjon,- Hr FSK ducodinq. The rccornniendtx) círcuii
fai i --.-—*—•-*-—*«-U.MV >' . ,, - - - - ' - - . . - - -f—T"- —*^*^.« . ^ » 4»- • —
connection for this appllcation is stiown in Figure 10. Theopen i¡pU?p.tp[í [ock detect outputoPin^G, is sliorted to dataoutpuí (Pin 7). Thus, data output will be disabled at "Iow"
<í?Tatgv. until thure i.s a carrier with'in the detectíon band ofthe PPb~,-a7vd^iIie Pin 6 output goes "high," to enable thedata
Thií [ntnitt i i i tn valúe oí Ihe loch dciect til tur capad ianb¡ CQis inversely prnprjnion;il to ihií capture rango, ¿Afc. This isihf ranijfi of inrornint] írequennos over which tlií; loop can
¡ict|iiirt! lork nuil í;; alw.'iy; Itiss thnn ihu U;ii:l;int| raiu|i¡. h is
furtlicir liiníifd hy C-|, For mora anplícations. Aíc > Af/2.For Rp = 470 Kí^, the approximaie rninímuní valué ofCQ cnn ni.; iJeicrniinod by
CQ I/JF) > 10/caplUfU rnn(|[¡ in H/.
With valúes o! CQ ihat are too small, chaiter can be ob-servad on the lock dutect outnin as an ¡ncoming signalfrtjquency approaches tht¡ capture .bandwidih. Excessivtjlylarga valúes of CQ will slow thu response lime of tf ie lockclfitnct omput.
Figure 10: Externa! Connectors for FSK Demodulationwith Carrier Detect Capability
Note: Data Output is "Low" When No Carrier is Present.TONE DETECTION:
H- ü t
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TOWf IHPUT —
-MCD =!
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?'L03LOGIC . 1
Y " Q OUTPUI J *-
•=• JL
Fiíjuri! 1 1 shows the tjünerali.'uil circuii (.oiniuciion for tone;deteclion. The logic outputs. Q and O al Pins 5 and 6 arenorrnally ai "hiyh" and "iow" logic stales. respectively.When a tone is present within the deiection band of thePUL, the Ingic s tate at these outputs become reversed forihe duratíon oí the input tone. Each logic outpui can sink5 mA of load current.
Bolh ioijir oui[)uts til Pius 5 and G art; opiin wtluoiot typeslagesrand require exlernal pull-up resístors R^_^ and R|_2-as shnwn in Figure 11.
Figure 11: Circuit Connection for Tone Detection.
reference to Figures 2 and 11, the funciions o) the>rnat circüit components can be explained as lollows:land Cn set VCO cenler írequency; Rj sets the detectíonIdwidth; Ci sets the low pass-loop filter time constan!
the loop damping factor. R|_-|_and RL2 are the respec-pull-up resistors for the Q and Q logic outputs.
lign Instructions:
le circüit of Figure 11 can be optimized (or any toneIcction application by the cholee of the 5 key circuít[nponents: RQ, RI. Cf> C^ and CQ. For a gívfin input,
tone frequuncy, íg, iheso paramelers are Cíilnutaiod
Ifollows:
a) Chnosc RQ lo bu iii thu runyi: o( 15This choleéis arbitrary.
to 100 KH.
b) Calcúlate CQ to set center frequencv. ffj eclua' to
(see Figure 61: CQ = 1 /Rfj fS "
c) Qili:uliite RI lo sel bandwidth ±Af (5*.ni dtísiyti [;qilíon np. 5):
Note: The total detection bandwidth covers iho íre-quency range of ÍQ ± Af,
ü) Calcúlate valué of C-) for a given luúp dampiny fnctbr;
G! =C0/1GJ:2
Jorrnally f ^ 1/2 is optímum for iiiost tone detector appli-^atinns, gíving C^ = 0.25 Cg.
llncreasing C-| improves the out-of-band sígrval rejection, bui
[increases the PLL capture time.,
e) Calcúlate valué of filter capacitor CQ. To avoidchatter at the logic butput, with RQ = 470 KH, CQmust be;
CQ[^IF) > (16/capture range in Hz)
Increasíng CQ slows down the logic output response time.
Design Exampleí:
+ 20 H?:
potontiorneier).i C0 íor
.ÍÍ8 «í ín series ''with 5 Kíí
kH7 Ifrom Figure 6): C0 = 0.05
1
Figure 12; Linear FM Detector Using XR-2211 and anExternal Op Amp. (See jection on DesignEquation for Componen! Valúes.)
c) Calcúlate R 1 :R 1 - |RQJ (1000/20) = 1 MH.
d) Calcúlate C^for f = 1/2. C} = 0.25, CQ = 0.013
c] CalculntiíCD:CD =16/38 = 0.42MF.f ) Fine-tune center frequency with 5 Kíl
Rv.
LINEAR FM DETECT1ON:
XR-22H can be used as a linear FM detector íor a widerange of analog Communications and telcmetry applications.Tlie recomniended circüit connection íor this application isshown in Figure 12. The demodulated ouiput is laken íromthe loop phnse detector oinput (Pin 11), through a post-detection filter made up ot Rp and Cp. and an externalbufier amplífier. This buffer amplifíer is necessary becauseoí ihe hígh írnpedance outp'ut al P.ín 11. .Normally. a non-invertlng unity gain op amp can be used as a'buffer ampü-fier, as shown in Figure 12.
The FM detector gain, Í.e., the output voltage change perunít of FM devlation can be given as:
Vout= R1 VR/100 R0 Vo!ts/%deviation
where Vp is the Internal reference voltage (V^ = V+/2 —650 mV}. For the choice of external components R I ( RQ,CQ, C-] and Cp, see section on design equations.
HNCIPLESOFOPERATION
Ignal Input (Pin 2): Signa! is ac coupled to this terminal,internal impedance at Pin 2 is 20 Kíl. Recommended
Luí signal leve! is in the ranga o( 10 mV rms to 3 V mis.
phaie Detector Output (Pin 3): This ís Ihii híijhuiudance output oí quadrature phasu doiector and is
Inernally connected to the ínput of lock deiect voltage r.om-laraior. In tone detectlon applicatíops. Pin 3 is connuclüd
ground through a paralle! combinatíon of RD and CQlee Figure 2) to elimínale the chatter at lock deiect outputs.
the tone detect section is not used, Pin 3 can be left open
ircuiied.
L.ock Detect Output, Q (Pin 5). The outpui al Pin 5 is ai
l'hígh" siate when the PLL is out of lock and goes lo "low"Lr conducting state when the PLL Ís locked. It is an openlollector type ouiput and requires a pull-up resistor, R L. to
-f ior proper operation. At "low" state. it can sínk up to
mAof load current.
Lock Detect Complemant, Q (Pin 6): The ouipm at Pin 6 Ísthe logic comptement of the locl; deiett output at Pin 5.This uulput Ís ;ilso an open collumoi wpu stayí: wliích QHIsínV. 5 mA oí load curreñt ai low or "on" statc.
FSK Data Output (Pin 7)'. This ouifiui is an npen cull(¡r,iorloyic Siagti whicli requires a pull-up resistor. R |_, lo V+ furproper operation. It can stnk fi mA o( lontl r.urrunt. Whcndecoding FSK signnls, FSK dala output is al "high" or "oí!"siaie for low ínput frequoncv. aixJ at "low" or "on" siaiaior high inptu frequcncy. lí'no inpui signal Ís preseni, theloyic state ai Pin 7 Ís indeiermínaie.
FSK Comparitor Input (Pin 8): This Ís the high itnpedanceinput to ihe FSK voltage coniparator. Normally, an FSKpost-deteclion or data iílier Ís cnnnecteri beiween thisterminal and the PLL phase deitíctor outpui (Pin 11). Thisdata filtur is formed by Rp and Cpoí Figuro2.Theihreshuldvoliage of the coniparator Ís sel by the internál reference--
voltage, V^, available at Pin 10.
EQUIVALENTSCHEMATICDIAGRAM
(") vOLl*Ct C) C)OU1PU1 1HPU,
wiríHí;;.;- ."•«:££«• \-.-.. ::
LOC"; DCTECTOOTÍ-UIS
J
R*v. 8/B3
ANKXU X
3t/)t/)Q)Ooo.
;'
- - • •
3 NationalSemiconductor
:' Process 4NPN VHF/UHFOscillatc
<""• DESCRIPTION10 lili
_ . _. °!!íí . _._ Process 43 Is an overlay, double-dillused, slllcon eplln
'//y/devlce.
/ ' / / / / / £!°í! APPLICATION : . í -
/ ,' ,O • /^~-^y£~~?'7^~/ — L' togj i , TtiisdevícewasdesIgnedloruseasRFampliliers.osd/ / /' // //'
//•/~7/ /
/ / / ,/ / /
/////
Pótamele!
OLEMF
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. UFEVCElSAI)
^BElSAI)
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3V(^[jQ*
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CDO*
ERO
' \* / / ó ijgii tors and mullipilets wllli collecloi cutranl in llie 1
^ y7te// / • 2mA/ x'~7r o o i s
A/y-v ,,iiu PRIM
7\//>v i^ ]///, ."-«!« T0.92
V V / X ''
range,
^IPAL
,EBC:
X p ^ S' /' ''' TO-92, ECB:
_. . • Mil
¡ijllii
Condlllons
= 200 MHz, l c=5mA. Vce=U)V
= 60 MHz, c= 1 mA, Vct= IOV,1S = 20011
= 500 MHz. lc = 6 mA. VLE =. 15V
= 900 MHz. lc = 8 mA, Vr/E = 15V
c = 5 mA, Vce = 10V, ! = 100 MHz
^79.8 MHí. VUEs= IOV, !E = 8|ilA
Vca = IOV. 'E^O'VtB-05V, |C = Q
G=1mA,VC E=iVG = 5rnA.Vc e=lOV
c = 30mA,VCE^10V
c= 10 mA, \=- 1 mA
c= 10 mA, \= 1 mA
c = 3 mA
C=10|iA
E= 10,,A
Vctl = 20V
VLB = 3y
Mln
1-1
20
3.0
6,0
25
40
30
15
30
4
DEV1CETYPES
2(1918
PN3563PH51302H3B63
Typ
18
3.5
35
6.0
9.0
10
1.2
1.4
80
0.25
0.9
Max
6.0
25
1.7
2.0
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Ic-CDLLtCTORCURREPIT ImA) 1 -FREOUIKCY (WHil i' .V?
ANEXO X I V
inON-POWDER TOROIDAL CORESIron Powdcr loroidal cores are avoilable ín numerous sizes ronging (rom .05 melles lo more
I non 5 ¡nchei Ín oul er díame! e r. T be te ore lwo baile ma lefia! groups: The CaibonyI tro ni and
ihe Hydrogen Reduced Ironi. The Corbonyl IronJ are eipecíclly noled For iheír sxcellenlslobilíly o ver a wide range oF tempe rolures ond Flux levéis. Their permeability ronge Ii from
less ihan 3 mu lo 35 mu and con oFfer excellenl 'O' factors Por the 50 KHz lo 200 MHz Fre-qucncy rcnge . They ore ídeolly tuilcd for a varíefy oF RF opplícolioni. The frequency ranqe
specified For eoch mal e nal ís especia I ly Importan! for luned círcuíls where high 'O' ís eisenlia!.
Tríese lame maíerials can clso be Used Ín brxjadbond appflcations where 'O' is no longer o pri-
mary concern ond con, Iriereforo, be useful to comlderably hlgber frequencíes. The Hydrogen
Reduced Irons bave permeabilílleí rongíng From 35 mu !o 90 mu. Somewhot lower 'Q' valúesshould bo expected from (liis group oF corei. They are mainly uied For EM1 Filler* and |ow
frequency chokes. In rece^ yeari ihey have been vory much ín dernand For use In bolb Inpuf
and oulput filien for iwílched-rnode power suppliei.To rolda! corcí, ín general, are ihe moil eFFicíent of any coto conFíguralíon. They are Iiíghly
iclf-ihiclding lince most oF ihe lín^i of flux oto contalncd wilhFn ihe loroídal forni. Tbe fluxUnes are csienlially uniform over ihe enltre mngnfllíc polh lcr>glh and comcí]Ucn!ly ílroy mog-
nelíc fíelds wíll hove very líllle etfecr on o loroidal Inductor. It is sc[dom necesiary la ihíeld
or íiololc o loroidal inductor to prevent feedbock or crosi-laltí. Toroidal inductor* simply do
not like lo talk to cach olher. The number of lurns requlred for a specífic induclonce moy be
calculated by u-.íng Irte Aj_ valué For ihe lelecled core and tlie formula below. See A[_ valué
chart eliev/here ín ihis paper. Parí number key also jhown below.
MaterialsMATERIAL '3 (permcabilíly 35) A Carbonyl 'HP' powdcred Iron material havir-g eKCclIenl
slabrlüy ond good 'O' For the lower frcqucncles From 50 KHz,rMTERIAL '15 (permeobilily 25} A Carbonyl 'GS61 powdered Iron rroleriol offerirg good
stabilíty for the commercial broadcasl1 frequencícs vhcre good 'Q' and o high arder oF pcrme-
abílíly must be rnaíntained. ,RMTERIAL 'l (permeabilily 20) A Corbonyl 'Q' powdered irán molería! very similar lo
material '3, bul hai higher volóme resiilívlly arvJ oíFen bcller slobility.IMTERIAI. '2 (pcirneabüíty 10) A Carbonyl 'E1 powdered Iron molería! hovíng hígh voUime
resislivíly and oFFers high 'O' for ihe 1 MHz lo 30 MHz Frequency ronge. 'osI widcly uscd
of all powdered íron maleríali.MATERIA!. '¿ (permeabilily B) A powdered iron, Carlxjnyl '5F', nnlcrlal very liniilar to
ihe *2 materia!, but has an ímproved 'O' For frequencies From 30 MHz lo 50 í>\llz.íy*ATER!AL '10 (permeabilily 6) A Caibonyl 'V/' iron powder malerial ofFeting Kígh 'O'
and goocl ilabílify for frequencies to 100 MHz.
MATERIAL '12 (permcobllityS) A synlhel¡c-oxide moleríal having good 'O' ond modérale
ilabilily For fcequencies abave 100 MHz.MATERIAL 'O (permeobilily 1) This material has a permeability of one. /Aisi commorily
uied For frequeticies above 200 MHz.MATERIAL "26 (permeabílüy 75) A Hydrogen Reduced maleríal highe;t Ín permeability
oF all powdered íron malcriáis. Well luílcd for DC chokes and EM1 lino filien whcre high
'O1 Ís ral rcquUcd. 26 malcrió! Is very similar lo the olí1 Mi molería! bu! olfers an
extended frequency rarge.
Parí number key: loroíd fvtalenalTTu
<J LTi I * d U I- \\í I I f
AL valué (uh/100 l)
AMIDON Associates, Inc. 111s EAST GLADWICK STREET, DOMÍNGUEZ KILLS. CAUFORHIA ÍOIIO.U.S.A..TEL: 3IÍ-763-Í770 FAX: 313-763-1I50
IR ON-P OW DER TOR01DAL CORES
I-
m*Je!
u- I iuu - 1 N*
- tMlvcitokl. í"l>"l l't*.1- rx*<*K-i hj G>n ^5i< Ir. ipot
«Fr,v¡d_Í ¡
I ^
*) *•" t<-r^>|*
1
• r°"
.U—I' - 1!- 1!. -'-'•-!'• '- ••*-
-..!•_..»— . 1 1 - ! ' H - - . U - •
I !
AMIDON AssocUtes, IIK. MÜEAST CLADWICK SIUEFT. noMiNOiiFZ HILLS. CAUFORNIA 90110.uj.A.TELr 713-763-5770 FAX' 71Í-76J-I750
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loi
ANEXO X V I
MV2101thru MV2115(S!UCON)
vvc-Hh
SILICON EP1CAP DIODES
. . . designed ín the popular PLÁSTIC PACKAGE for high volumerequírementsof FM Radio and TV tuning and AFC, general frequencycontrol and tuning applications; províding solid-state reliabilhy Ínreplacemenl of mechanical tuning rnethods,
High Q with Guarantecd Miriírnum Valúes
Conirolled and UmformTuning Ratio
Standard Capacltance Tolerance — 10%
Complete Typícal Design Curves
Case T0'92 with Two Leads
MÁXIMUM RATINGS
Ritmo
Rcvefie Voltaje
ForwBrdt Cuirrnl •
Dcvíce Diulp-tlon £ TA • 25°C
Df(>n *bov(2SQC
Junclion Ttinpeniurc
SlorBffe Temp^fítuic R*t*9r
SvmtKíI
VR
IFPO
Tj
T«3
VJU*
30
200
280
ZB
••125
-65 to +150
Unil
VolB
mA
mWniW/°C
°C
°C
VOLTAGE-VAR1ABLECAPACITAN CE DIODES
6.8-100 PF30 VOLTS
CMHODE
ODIiú«l)
OKHDlItTYP)'
D1J5
(lli
3-991
MV2101 thru MV2115 (continued)
ELECTR ICAL CHARACTERISTICS [TA = 25°c unira otherwisa notCW»«»"itlc~AII Typ«a
R*v»-» BrMkdown Volt»o«(IR -10nAdc|
R-rvrrn Volutg» Ua»lc»9» Currrnt|Vn-23Vdc.TA-25°CI
S*f!«« Inducranc»(f - 250 MHi,U*d Lwvjtti =a 1/1Q")
Cw C»p«ctt»nc»(I -.1.0 MHl. Lnd L«fl9th = 1/18"l
DKKÍ* C*D»c¡ |M>C« T«"1P«>tU'» CkuffTcItnt
tVn - 4.0 Vdc. f - 1.0 MHl)
Symbol
BVfl
"R
LS
cc
TCC
Min
30
-
-
-
-
TyP
-
—
8.0
0.18
380
Mw
-
0.10
«,
'-
40O
Unit
Vdc
jiAdc
nH
pF
porp/ C
D«v'-ct
MVH01MV2102MV2103MV2104MV2105
MV2106MV2107MV2108MV2109MV2HO
MV2I11MV21I2MV2113MV2114MV2115
CT, Woót Cjp^eiljrvc.
Vfl - 4.0 Vck. 1 - 1.0 MHlpF
Mín
6.17.490
10.813.5
16.219.824.329.735.1
42.3S0.461.273.390.0
Nom
s.a8.3
10.012.015.0
18.022.027.033.039.0
47.056.06S.O82.0
100.0
Ma*
7 5. 9.011. 013.216.5
19.824.239.736.342.9
51.761.674.890.2
110.0
Q. Ftgur» o) Merit
VR - 4.0 Vdc.
1 - SO MHi
Min
4504504004OO400
350350300200ISO
. 150150150100100
TR, Tuning H-ilioC2'C;¡0
f - 1.0 MHl
M¡n
2 52 52.5252.5
2.57.52.52.52.5
2.52.62.6262.6
TYO
2.72.82.92.92.9
7.9- 2.9
3.03.03.0
3.03.03,03.03.0
M«
3 23.2323.23.2
3.2323.23.23.2
3.23.33.33.33.3
PARAMETER TEST METHODS
1. LS.SERIESINOUCTANCELS li m««mr»d on • ttiortíd pncfcsg» «t 250 MHz uilrtg «i
(Boonton R»dlo Mod«l 250A RX Mew).
2. GC, CASE CAPACITANCG
GC !t (ne»iu(9d on »n op»n p»ck»7« «t 1,0 MHi uiíng s cicvtcltanc»bfldg» (Boonlon Elacttonld Mod»( 75A or tqulvalsnt).
3. CT. DIODE CAPACÍTANOSICy * CG + Cjl, CT í« mauurad »t 1.0 MHl uilnj a capscltanc»brida» iBoonton Elsctiontc» Modal 75A or *qutv*Unt).
4- TR.TUNING RATIO
TR li Iha rallo of Cj rtnaíuriid at 2.0 Vdc dMdsd b¥ Cy rrwMurndat 30 Vdc;
5. O. FIGURE OF MÍRIT
Q ti c»'cglst»d by taking tlii G and Creadinj» ot an adminanetfldgaJt th< ipecifísd frequancy and lutratltuting in Iha lollowtnequattora;
o
(Boonton Electranlcí Modal 33AS8). U«t Liad UengTh =1/16".
8. TCC, DIOOE CAPACITANCE TEMPERATURE COEFFICI ENTTCc '' 9u»r»nts«d bv eornpadnq CT »t Vn - 4.0 Vdc. f - 1.0MHl, TA - -6S°C with CT « VR - 4.0 Vdc. I - 1.0 HHt. TA -*85°CIn th* roltowtng íquaiion whlch dafíneiTCc:
TCG-CT[í-S50C) -CTl-65°C) 106
85 *65 CR125°C]
Accuracy limitad by mea jure man t of CT to ± 0.1 pF,
3-992
MV2101 thru MV2115 (continued)
TYPICAL DEVICE PERFORMANCE
FIGURE 1 - DIODE CAPACITANCE vmoi REVERSE VOLTAGE
VR. REVERSE VDLTAGE (VOLTS]
FIGURE 2 - NORMALIZED DIODE CAPACITANCE
w*ui JUtJCTIONTEMPER ATURE
25 50 75 IDO Itt
K TEUPÍRATURE (°Q
FIGURES -REVÉRSECURRENT
<mui REVERSE B1AS VOLTAGE
VR, REVERSE VOL1A.GE {V
FIGURE*- FIGURE OF MERIT REVERSE VOLTAGE FIGURE 6 - FIGURE OF MERIT .muí FHEOUENCY
2H 5 0 10 20 30
VR, REVERSE VOLIAEE (VOLTS!
3000
1000
1000
MW
JOO100
inn
K
X70
— — i
'.
L—
^^~
-—
_^^
TA.-WCVn-«JVd(-
S._
-^
s.
MV¿I
1
i».
1
-,
f\J^ —
-^-UV
)i-
__in
—
10 JO M 100
1. FREQUEHCY(MHi)
3-993
MV2101 thru MV2115 (continued)
EPICAP VOLTAGE-VARIABLE CAPACITANCE DIODE DEVICE CONSIDEHATIONS
A, Epiop r'«r™orle Pnrwotnion
The «iiiivilrní clrcu¡( ¡n Flyjit 6 iho«i the voli*9* capaciunc»
mtj pjfMÍitc tltmenn al an 6PICAP dúxfe. Foc deiign DufeotM Ji
t¿\l very hi*jh and >cry low f'ítjuínc'ts, Lj, Fij, -«nd C^ c*n t^
rv^eeltd. The lirrpliiirf tnuivjttnl circuit oí Figu'r 7 rep'tKnn
ihe dio<í* undíf thc-w corxlihoni.
Dcfinítioni.
Cj - Voll*)í-V*rijblt JunCTlon Csp-tcitanc*
Rg - Serífi Hrjiítir-o lwmíco"dgclof bulk. contJCI, ind
Cr - GJW Cap*ci(arxrí
LS • SfiT«i Inducunct
Rj - Vol 1*91-Variable Junction Rniílirvce [nKXU.Hil
r^h^ís
CG
"5 '-S
TOe molí ¡mpwlint deiijn chjf*etffitt¡c oí jn EPICAP dioíí Íi
rr*í CT »-ínji VR vifUríon »i tíiow*i In •^uatíoni 1 irvj 7. Turvng
BalTo, TR, bílv-*«n irif lv-o voli>jt ¡x>inl] on curvt oí eijujiion [71
rt dtlermitifd liom equationi 13) i"d (•().
CT . CC ' , -—
Vjriailoniin EPICAP effectíve cao^lt^ce, as t íunclion o( opwjiing Irrauíncy^ can b* derivad !rom a i'mplífi-d ?quÍJjl*nt circuir
limilir (o ihji oí Fi^urf 6. bul ni-jlpciini Rg ind Rj. fhc .idmillanct
•ip<tnion lor wch ¡ circuTi íi gívtn ín t-r'alíon 5. Elimina tío n o!—WJiíon 5 yWrii ihi Ii}llowín7 Information1
Al low )r-nufnclei, C^ «-* Cj; ii vcrv high IríquerKÍ'i II "~* °°l
C. "» Ce.
Al frcaucncv li Íncresi»d from 1.0 MHr. C , !ne'e«ei unlil íl i<ínajrírTium it tj* • l/L^Cj; iixí ai u^ íi íncrfaiíd from ULgCj
lowJ'd InlinllV, C ,, mcreaín Irom > .try ntgatíve capaciunc*
(inductancf) lowjrd C,,, • Cf;, > poiitívf CiOíCÍtance,
Very limplt ealculitioni for Cpq al fiijhcr (requenciej indícale
tbr pioblerm encounl((e<J >^en Eap*cíly mnaiurerrirnti ir« rrv*de
oíxjve 1.0 MHr. Al u approichei Uo - l^/UsCj, im>l! vwiítioni¡n L^ caust í^trerrn varíatíoni m rfieuured díodí capscitaricc.
CJ1Tñ Junciion •
CJ2 \R1 •
Cjn cJi ' ccCT2 CJ2 " CC
Conditinni-C0 - Cj 31 Vñ - O
•?, Cont.ict Potrnl1.il, = O.G Ve
]<->cea ~'¡>
13)
D- EPICAP f\fi" oi N»«iit IQI md CulnH Fi*qu«ncy ([„)
Til» ílfic'sncy oí EPICAP («ponií lo m Inpul !r»qurr>cy ¡! !»-
litrrí lo Iht Picjun oí Mtcll o( Iha d?vice « definfd ¡n squslion 6,
fot very low Irr^uenciej, fr^uailon 7 spplíej wherpu al hígh fte-
qu«oc¡«. wtwn Rj csn bfl neglfci«J, rquiiion 6 may b* ff^iltten
Into the lamUiar (orm oí «quillón 8.Anolher unrlul pjfanwlcí- lor EPICAP dn'icct ii Ihc cutofl írs-
quíncy lltot, Jfd H Ihí IfeflUency point ivhefí O ¡i cqiiíl lo 1.Equalion 9 giv« tnii reUtionihip.
Rj
!co '2-RsCBVR
(61
17)
(B)
191
E. H..mon-cGífwilionU«nfl EPICAPS
Eííicltnt hj'monic 9»netJi¡on ¡i posjíblí wíih F.PICAPSb*c»un oí [heit tiígfi culoll íreijutncy md brtaVdO"fi voliagí.
Sinee EPICAP |ur-;tion cap3cilinc« vn'iti !rr,ef»lr wllh Ihe íqua'eroot of Ihe brtakdown voltagc, harmoníc orocraio* p^rfo'mance can
b* jccuralcly prdictcd Itom virioui Ideal [itd modoli. Equaiíon 10glvcj thelevelol ma<!muminpui pov^t [of Ihe ÉPlCAPind rquitioo
11 gív« the rFlitíonfhipt govetnlng EPICAP circuí! eHiciíncy. In
theie eqUütlant. .«duquain h(»l ilriklng hai tw^n ínumtrf.
M(BVn
"S 'e
0.0285;M(x31 - 0.0
6(1- 1 -H —'co
rí(.2l - 20.8¡N|x3) -
M and N aie C
nol
(II)
3-pcM