Diseño de Circuitos Electrónicos para Comunicaciones ATE-UO DCEC RxTx 00 CONTENIDO RESUMIDO: 1-...

Diseño de Circuitos Electrónicos para

Comunicaciones

ATE-UO DCEC RxTx 00

CONTENIDO RESUMIDO:

1- Introducción.

2- Sintetizadores de frecuencias.

3- Amplificadores de potencia para comunicaciones.

4- Técnicas de mejora de rendimiento de amplificadores de potencia.

5- Componentes y subsistemas para receptores y transmisores ópticos.

6- Circuitos electrónicos para receptores, transmisores, transceptores y repetidores regenerativos.

7- Circuitos electrónicos para concentradores, conmutadores y encaminadores.

Estructura mínima de un receptor de RF

Cualidades de un receptor:• Sensibilidad: capacidad de recibir señales débiles. Se mide como

tensión en la entrada necesaria para obtener una relación determinada entre señal y ruido a la salida.

• Selectividad: capacidad de rechazar frecuencias indeseadas. Se mide como cociente de potencias de entrada de las señales de frecuencias indeseadas y de la deseada que generan la misma señal de salida.

• Fidelidad: Capacidad de reproducir las señales de banda base para una distorsión especificada.

• Margen dinámico: cociente entre niveles máximos y mínimos de potencia de entrada que garantizan funcionamiento correcto del receptor.

Antena Información

Amplificación y filtrado en alta

frecuenciaDemodulación

Amplificación en banda base

ATE-UO DCEC RxTx 01

Tipos de receptores:• Homodino o de detección directa o de conversión directa. • Reflex. • Regenerativo o receptores a reacción.• Superregenerativo o receptores a superreacción.

• Superheterodinos• De simple conversión. • De conversión múltiple.

Filtro de RF 1

Antena

Información

Etapa de RF 1

Demodulador

Amplificador de banda base

Filtro de RF n

Etapa de RF n

Receptor homodino (I)Hay n etapas de RF, todas sintonizadas a la frecuencia a recibir.

Sólo interés histórico

ATE-UO DCEC RxTx 02

Receptor homodino (II)

Presenta importantes limitaciones:

• Muy desaconsejado si el margen de frecuencias a recibir es ancho, ya que hacen falta varios filtros de banda agudos y variables.

• La selectividad obtenida varía en función de la frecuencia de recepción.

• Posibilidad de oscilaciones por acoplamientos parásitos entre entrada y salida, al operar todas las etapas de RF a la misma frecuencia.

Antena

Demodulador

Filtro 1Etapa 1 Filtro 2 Etapa 1 Filtro n Etapa n

Variable en función de la frecuencia a recibir

Antena

Demodulador

Filtro 1Etapa 1 Filtro 2 Etapa 1 Filtro n Etapa n

AntenaAntena

Demodulador

Filtro 1Etapa 1 Filtro 2 Etapa 1 Filtro n Etapa nFiltro n Etapa n

Variable en función de la frecuencia a recibirVariable en función de la frecuencia a recibir

ATE-UO DCEC RxTx 03

Sin embargo, es útil si:• La banda de recepción es relativamente estrecha.• El demodulador es del tipo detector coherente.

Receptor homodino (III)

Ejemplo: Receptor de SSB (I)

Antena

Información

vo(Ot)


Filtro de banda base

Filtro de RF

Amplificador de RF

Detector coherenteAntena

Información

vo(Ot)



Filtro de RF

Amplificador de RF

Detector coherenteAntenaAntena

Información

vo(Ot)



Filtro de RF

Amplificador de RF

Detector coherente

vf

0Swm

vf

vpUSB, wpUSB = wp+ Swm

Se sintoniza wo = wp

vpUSB

wp wp+Swm0

wO

0


El filtro de banda base fija la selectividad del receptor

ATE-UO DCEC RxTx 04

• Características de diseño:

- Poca ganancia de RF (se evitan oscilaciones parásitas).

- Alta ganancia en banda base (barato).

Receptor homodino (IV)vpUSB1,

wpUSB1

vpUSB2,

wpUSB2Antena

Información

vo(Ot)



Filtro de RF

Amplificador de RF

Detector coherenteAntena

Información

vo(Ot)



Filtro de RF

Amplificador de RF

Detector coherenteAntenaAntena

Información

vo(Ot)



Filtro de RF

Amplificador de RF

Detector coherente

vf

Problema: dos señales de frecuencias cercanas.

wO

0

wp1

vpUSB1

wp1+Swm1

0

wp

2 wp2+Swm2

vpUSB2 Filtro de banda base

0Swm1

vf

(wO-wp2-Swm2)

Señal no inteligible, que no se puede filtrar en la entrada de RF.

No se elimina la “banda imagen”

ATE-UO DCEC RxTx 05

Receptor homodino (V)

Antena

Información



Filtro de RF

Amplificador de RF

Detector coherente con mezclador I/Q

vo(wOt)

vf1

p/2

p/2

-/+

vf2

vf2’


Solución: uso de un detector coherente con mezclador I/Q

0Swm1

vfvpUSB1

wp1

wp1+Swm1

0wO

wp

2 wp2+Swm2

vpUSB2

vpUSB1,

wpUSB1

vpUSB2,

wpUSB2


ATE-UO DCEC RxTx 06

Receptor superheterodino de simple conversión (I)

Antena

Información

Filtro de RF

Amplificador de RF

Mezclador

Filtro de IF

Amplificador de IF

Demodulador

Amplificador de BB

Es el tipo de receptor de uso general

Variable en función de la frecuencia a recibir

Idea fundamental: convertir todas las frecuencias a recibir a una constante llamada “Frecuencia Intermedia”. El mayor esfuerzo en filtrado y amplificación en alta frecuencia se hace a la frecuencia intermedia. La sintonía se lleva a cabo modificando la frecuencia del oscilador (oscilador local) y la del filtro de entrada (si el margen de frecuencias a recibir es amplio).

ATE-UO DCEC RxTx 07

Antena

Información

Filtro de RF

Amplificador de RF

Mezclador

Filtro de IF

Amplificador de IF

Demodulador

Amplificador de BB

Antena

Información

AntenaAntena

Información

Filtro de RF

Amplificador de RF

Mezclador

Filtro de IF

Amplificador de IF

Demodulador

Amplificador de BB

Filtro de RF

Amplificador de RF

Mezclador

Filtro de IF

Amplificador de IF

Demodulador

Amplificador de BB

Variable en función de la frecuencia a recibirVariable en función de la frecuencia a recibir

Receptor superheterodino de simple conversión (II)

Gfiltro IF [dB]0

-20

-40

-60400 f [kHz] 500

• Ejemplo: Receptor de radiodifusión en OM (MF, modulación en AM).

fRF_min = 520 kHz y fRF_max = 1630 kHz.

fIF = 455 kHz y DfIF = 10 kHz (usando filtro cerámico).

Elecciones posibles de fosc:

fosc = fRF + fIF (mejor en este ejemplo).

fosc = fRF - fIF.

Cálculo de fosc_min = 975 kHz y fosc_max = 2085 kHz.

fosc = 975 - 2085 kHz

fIF = 455 kHzfRF = 520 - 1630 kHz

ATE-UO DCEC RxTx 08

Receptor superheterodino de simple conversión (III)

455 kHz1630 kHz520 kHz fRF

455 kHz fosc2085 kHz975 kHz

0 f

Señal 1MHz1455 kHz

0 f

• Ejemplo: Sintonía de una emisora de AM en 1 MHz.

1MHz455 kHz

Señal 455 kHz

455 kHz

Señal 475 kHz

455 kHzFuera de sintonía: con oscilador a 1475 kHz

El filtro de IF fija la selectividad

En sintonía: con oscilador a 1455 kHz

ATE-UO DCEC RxTx 09

Receptor superheterodino de simple conversión (IV)

Ventajas del receptor superheterodino:

• La mayoría de los filtros de alta frecuencia trabajan a frecuencia fija (a la frecuencia intermedia fIF).

• La selectividad la fija el filtro de frecuencia intermedia y es, por tanto, fija.

• El cambio de frecuencia disminuye la posibilidad de oscilaciones por acoplamientos parásitos entre entrada y salida.

Limitaciones del receptor superheterodino:

• Hay que cambiar simultáneamente la frecuencia del oscilador local y del filtro de RF (esto último si el margen de frecuencias a recibir es amplio).

• Un nuevo problema: la influencia de la frecuencia imagen.

Filtro de RF

Amplificador de RF

Mezclador

Filtro de IF

Amplificador de IF

Filtro de RF

Amplificador de RF

Mezclador

Filtro de IF

Amplificador de IF

ATE-UO DCEC RxTx 10

Receptor superheterodino de simple conversión (V)

fosc2085 kHz975 kHz

455 kHz1630 kHz520 kHz

fRF

455 kHz0 f

• El problema de la frecuencia imagen en el ejemplo anterior, sintonizando una emisora de AM en 1 MHz:

1455 kHz

0 f

1MHz455 kHz Señal 1910 kHz

1910 kHz - 1455 kHz = 455 kHz455 kHz

La señal de 1910 kHz es también amplificada por la etapa de IF

455 kHz

1430 kHz 2540 kHz

Banda imagen

ATE-UO DCEC RxTx 11

Receptor superheterodino de simple conversión (VI)

fant

fosc

fIF

• Generalización con mezclador ideal:

fIF = ½fant ± fosc½,

siendo fant o bien fRF o bien fim.

¡¡OJO!!:

El filtro de RF no suprime completamente la fim.

Tres posibilidades de diseño:

1- Frecuencia intermedia diferencia, con el oscilador “por debajo”(fosc < fRF): fIF = fRF - fosc Þ fosc = fRF - fIF

2- Frecuencia intermedia diferencia, con el oscilador “por encima”(fosc > f RF): fIF = fosc - fRF Þ fosc = fRF + fIF

3- Frecuencia intermedia suma (poco habitual y sólo en MF y HF): fIF = fRF + fosc Þ fosc = fIF - fRF

Filtro de RF

Amplificador de RF

Mezclador

Filtro de IF

Amplificador de IF

Filtro de RF

Amplificador de RF

Mezclador

Filtro de IF

Amplificador de IF

ATE-UO DCEC RxTx 12

Concepto de “rechazo a la frecuencia imagen”, IR, en receptores superheterodinos

½vfitro_RF(f) / vfitro_RF(fo) ½ [dB]

-40

-35

-30

-25

-20

-15

-10

-5

0

0,5·fo fo 1,5·fo 2·fo 2,5·fo

fRF fim

IR

¿Cómo mejorar (aumentar) el IR? ATE-UO DCEC RxTx 13

Métodos para mejorar el rechazo a la frecuencia imagen en receptores superheterodinos

• Usar estructura de mezcladores con rechazo de banda imagen (I/Q). • Usar un filtro de RF más agudo.• Separar más la frecuencia imagen.

vo

p/2

p/2

-/+

vf2’

vs

Antena

Filtro de IF

Amplificador de IF

Mezcladores con rechazo de banda imagen

ATE-UO DCEC RxTx 14

• Problema técnico: los desfasadores de 90º sólo se pueden construir si la frecuencia cambia relativamente poco.

Ejemplo de receptor con rechazo de banda imagen por estructura I/Q (I)

PLL

Amplif. de bajo ruido

Mezclador I/Q

ATE-UO DCEC RxTx 15

Ejemplo de receptor con rechazo de banda imagen por estructura I/Q (II)

ATE-UO DCEC RxTx 16

Ejemplo de receptor con rechazo de banda imagen por

estructura I/Q (III)

ATE-UO DCEC RxTx 17


estructura I/Q (IV)

ATE-UO DCEC RxTx 18


estructura I/Q (V)

ATE-UO DCEC RxTx 19

AGC

Filtro de entrada

Varicaps del PLL

Control del PLL

Montaje para su uso

MOD

TANK

PREOUT

Ejemplo de receptor con rechazo de banda imagen por estructura I/Q (VI)

• Partes del PLL integradas:

• El divisor se puede anular o programar como divisor de doble módulo. ATE-UO DCEC RxTx 20

Salida del VCO

Salida del VCO

TANK

VCO ADJUST

Ejemplo de receptor con rechazo de banda imagen por estructura I/Q (VII)

ATE-UO DCEC RxTx 21

• El divisor del PLL:

Uso de un filtro de RF más agudo para mejorar el rechazo a la frecuencia imagen (I)

IR’


-40

-35

-30

-25

-20

-15

-10

-5

0

0,5fo fo 1,5fo 2fo 2,5fo

fimfRF

IR • Fácil de conseguir si fRF cambia

relativamente poco.

• Se pueden usar varios circuitos resonantes o “SAWs” (en UHF o VHF)

• En caso contrario, hay que usar condensadores variables de varias secciones o varios diodos varicap.

Al amplificador de RF

Osciladorlocal

Condensadorvariable de tres secciones Control del oscilador local

ATE-UO DCEC RxTx 22

+ Vcc

G D

S

Al mezclador

Osciladorlocal

Control del oscilador local

Uso de un filtro de RF más agudo para mejorar el rechazo a la frecuencia imagen (II)

G D

SOscilador

local

Control con diodos varicap

ATE-UO DCEC RxTx 23


-40

-35

-30

-25

-20

-15

-10

-5

0

0,5fo fo 1,5fo 2fo 2,5fo

fimfRF fim’

IRIR’ • ¿Cómo se puede aumentar la

diferencia entre fRF y fim?

• Aumentando fIF. Esto ocurre con las tres posibilidades de diseño del receptor:

Aumento de la diferencia entre fRF y fim para mejorar el rechazo a la frecuencia imagen (I)

• Diseño Caso 1 (fosc = fRF - fIF): fRF - fim = 2fIF Þ crece con fIF

• Diseño Caso 2 (fosc = fRF + fIF): fim - fRF = 2fIF Þ crece con fIF

• Diseño Caso 3 (fosc = fIF - fRF): fim - fRF = 2(fIF - fRF) Þ crece con fIF

ATE-UO DCEC RxTx 24

• Problema: la selectividad del receptor está fijada por la del filtro de IF. Si aumenta fIF aumenta su ancho de banda (para igual Q) y, por tanto, disminuye la selectividad del receptor. Para solucionar este problema hay dos soluciones posibles:

• Usar filtros de más calidad (filtros cerámicos de alta calidad o filtros de cristal de cuarzo en vez de cerámicos).

• Usar una estructura de conversión múltiple (doble o triple).

• Superheterodino de doble conversión:

Aumento de la diferencia entre fRF y fim para mejorar el rechazo a la frecuencia imagen (II)

RF 1ªIF 2ªIF Demodulador

fosc1

fIF1fRF

fosc2

fIF2 < fIF1

ATE-UO DCEC RxTx 25

Receptor superheterodino de doble conversión

Dos frecuencias intermedias:

• La primera frecuencia intermedia, fIF1, se elige relativamente alta para conseguir buen rechazo a la frecuencia imagen.

• La segunda frecuencia intermedia, fIF2, se elige relativamente baja para obtener una buena selectividad.

La solución se puede generalizar a más conversiones

RF 1ªIF 2ªIF Demodulador

fosc1

fIF1fRF

fosc2

fIF2 < fIF1

fosc2

fIF2 < fIF1

2ªIFRF

fosc1

fIF1

1ªIF Demodulador

fRF

fosc3

fIF3 < fIF2

3ªIF

ATE-UO DCEC RxTx 26

Receptor superheterodino de doble conversión y frecuencia variable de recepción (I)

• Mejor solución si el margen de variación de fRF es grande.

• El oscilador de más alta frecuencia es el variable (posibles problemas de estabilidad térmica.

• La solución es usar PLLs o DDSs.

Posibilidades :

1ª. Primer oscilador variable y primera IF constante:

ATE-UO DCEC RxTx 27

RF 1ªIF 2ªIF

fosc1_min

fosc1_max

fIF1fRF_min - fRF_max

fosc2

fIF2 < fIF1

Sintonía

Demodulador

DemoduladorRF 1ªIF 2ªIF

fosc2_min - fosc2_max

fIF1-min - fIF1-max fRF_min - fRF_max

fosc1

fIF2 < fIF1

Sintonía

• El oscilador de más alta frecuencia es de frecuencia fija (mejor desde el punto de vista de la estabilidad térmica).

• Solución sólo adecuada si el margen de variación de fRF es pequeño.

En caso contrario, existen problemas con el ruido y con el margen dinámico, ya que toda la banda a recibir es procesada por los amplificadores de RF y 1ª IF, que deben ser de banda ancha.

2ª. Primer oscilador constante y primera IF variable:

ATE-UO DCEC RxTx 28

Receptor superheterodino de doble conversión y frecuencia variable de recepción (II)

Demoduladores de AM: el detector de pico (I)

+

-vdp

RvpAM

+

C

D

vpAM

vdp

ATE-UO DCEC RxTx 29

Demoduladores

• En general, es materia abordada en la titulación de grado.

• Aquí recordaremos unos pocos ejemplos.

+

-

vdp

Filtro pasa altos

+

-vdpsc

Detector de pico+ Vcc

GD

S

1:n

RC

D

C1

R1

Amplificador de IF

LmCR

• Realización práctica de un detector de pico de media onda:

vpAM vdp

vdpsc

vpAM

+

-

Demoduladores de AM: el detector de pico (II)

ATE-UO DCEC RxTx 30

Demoduladores de AM: el detector coherente (I)• Principio de operación:

- Señales de entrada:

vpAM(wmt, wpt) = Vp·[1 + vm(wmt)]·cos(wpt)

vo(wot) = Vo·cos(wot + f)

- Salida del mezclador:

Recuerdese:

cosA·cosB = 0,5[cos(A+B) + cos(A-B)]

vmez = k·0,5·Vp·[1 + vm(wmt)]·Vo·[cos[(wp + wo)t + f] + cos[(wo - wp)t + f]]

- Salida del filtro:

vf = k·0,5·Vp·[1 + vm(wmt)]·Vo·[cos[(wo - wp)t + f]]

- Si la señal del oscilador coincide en frecuencia y fase con la portadora, es

decir, wo = wp y f = 0º, entonces:

vf = k·0,5·Vp·[1 + vm(wmt)]·Vo que es proporcional a vm(wmt) + una componente

de continua, que se elimina fácilmente con un condensador de bloqueo.

- ¿Cómo conseguir wo = wp y f = 0º?

vf

Mezclador

vpAM(wmt, wpt)

vo(wot)

vmez

ATE-UO DCEC RxTx 31

• Recuperación de la portadora:

vf = k·0,5·Vp·[1 + vm(wmt)]·Vo

vfca = k·0,5·Vp·Vo·vm(wmt)

vpAM(wmt, wpt) Mezclador

vo(wpt)

f = 0º

vfvmez

V = k(DF)

PLL

vfca

Demoduladores de AM: el detector coherente (II)

ATE-UO DCEC RxTx 32

• Principales formas de onda con f = 0º:

Mezclador

vpAM

vo

vmez vf vo(wpt)

vpAM(wmt, wpt)

vmez(wmt, 2wpt)

vf(wmt)Moduladora con nivel

de continua

Demoduladores de AM: el detector coherente (III)

ATE-UO DCEC RxTx 33

• Principales formas de onda con f = 90º:

Mezclador

vpAM

vo

vmez vf vo(wpt)

vpAM(wmt, wpt)

vmez(wmt, 2wpt)

vf

Como el valor medio de vmez

es cero, no se obtiene la

moduladora por filtrado.

Demoduladores de AM: el detector coherente (IV)

ATE-UO DCEC RxTx 34

Demoduladores de FM: El detector de cuadratura (I)

• Principio de funcionamiento (I):

vpFM = VP·cos[wpt + Dwp·∫ xm(wmt)·dt]

t

-¥

Mezclador vf

vmez

Retardo tr

vpFM

vpFM’

vpFM’ = VP·k1·cos[wp(t - tr)+ Dwp·∫ xm(wmt)·dt]

t-tr

-¥

vmez = VP2·k2·k1·cos[2wpt - wptr + Dwp·∫ xm(wmt)·dt + Dwp·∫ xm(wmt)·dt]

+ VP2·k2·k1·cos[wptr + Dwp·∫ xm(wmt)·dt]

t

-¥

t-tr

-¥ t

t-tr

vf = VP2·k2·k1·cos[wptr + Dwp·∫ xm(wmt)·dt]

t

t-tr • Como xm(wmt) no cambia apreciablemente en tr segundos, queda:

vf = VP2·k2·k1·cos[wptr + Dwp·tr·xm(wmt)]

• Y como la red de retardo se calcula para que valga 90º a wp, queda:

vf = VP2·k2·k1·cos[p/2 + Dwp·tr·xm(wmt)] = -VP

2·k2·k1·sen[Dwp·tr·xm(wmt)] ATE-UO DCEC RxTx 35

vf

vpFM

vf = -VP2·k2·k1·sen[Dwp·tr·xm(wmt)] » -VP

2·k2·k1·Dwp·tr·xm(wmt)

vf = -VP2·k2·k1·sen[Dwp·tr·xm(wmt)]

vpFM’

vmez

¡Ojo! vf depende también de Vp2

Þ Hay que usar un limitador

vf

tr

Limitador

ve

vsvpFM

• Principio de funcionamiento (II):

ATE-UO DCEC RxTx 36

Demoduladores de FM: El detector de cuadratura (II)

• Como se cumple que:

wp·tr » p/2, ½xm(wmt) ½ £ 1 y Dwp << 2wp, entonces:

Dwp·tr·xm(wmt) = p·xm(wmt)·Dwp/(2wp) << 1, y, por

tanto:

0

10,7 MHz10,5 10,9

vf/k2·VP2

Cs=C/20

+

-

vdFMR

LC

Cs

+

-

vdFM’

¿Cómo se genera el retardo?

• Calculamos la transferencia de la red:

• vdFM’/vdFM = LCss2/[1 + Ls/R + L(C + Cs)s2]

Q = 1510

5

vmez = VP·cos(wt)·2k2·½vdFM’/vdFM½· VP·cos[wt – arg(vdFM’/vdFM)] Þ

vf = k2·VP2½vdFM’/vdFM½cos[arg(vdFM’/vdFM)]

• Efectuamos un análisis senoidal permanente (s = jw). Sólo es válido si wm << wp:

vdFM’/vdFM = -LCsw2/[1 - L(C + Cs)w2 + jLw/R. Por tanto:

• Se define Q = R/(Lwp):

Demoduladores de FM: El detector de cuadratura (III)

ATE-UO DCEC RxTx 37

-4 -3 -2 -1 0 1 2 3

0

0,5

1

1,5

4vd/VT

iC2/(iO)

-4 -3 -2 -1 0 1 2 3

0

0,5

1

1,5

4vd/VT

-4 -3 -2 -1 0 1 2 3

0

0,5

1

1,5

0

0,5

1

1,5

4vd/VT

iC2/(iO)iC2/(iO)

+ VCC

vsQ1

iC2

R

+

-

- VCC

Q2

iO

+

-vd

+ VCC

vsQ1

iC2

R

+

-

- VCC

Q2

iO

+

-vd

Etapa diferencial

+ VCCve

vs

+ VCC+ VCCve

vs

3 etapas con margen dinámico muy pequeño

Con diodos

+/-=

+/-=

ve vs

+/-=

+/-=

+/-=

ve vs

• Son necesarios en los detectores de cuadratura:

ATE-UO DCEC RxTx 38

Demoduladores de FM: Ejemplos de circuitos limitadores

Demoduladores de FM: Demodulador con PLL

V = k(DF)

SalidaEntrada

vpFM vosc

Vcont_osc

vcont_osc

vdFM

• Principio de funcionamiento:

• Condición de diseño: el PLL debe ser suficientemente rápido para

seguir las variaciones de frecuencia Þ

frecuencia de corte del PLL >> frecuencia máxima de la moduladora.

wcorte PLL >> wm max

Frecuencia de corte alta

ATE-UO DCEC RxTx 39

Demodulador de PM con PLL

vdPM

• Principio de funcionamiento:

• Condición de diseño: el PLL debe ser suficientemente lento para que

su salida sea insensible a las variaciones de frecuencia Þ

frecuencia de corte del PLL << frecuencia mínima de la moduladora.

wcorte PLL << wm min

V = k(DF)

SalidaEntrada

vpPM vosc

vDF


Frecuencia de corte muy baja

ATE-UO DCEC RxTx 40

Demoduladores de FSK: con batería de filtros

vpFSK

vf1

vf2

+vdFSK

vd1

-vd2

ATE-UO DCEC RxTx 41

voscV = k(DF)vpFSK

vdFSK

Demoduladores de FSK: con PLL


Demodulador de BPSK: Con bucle elevador al cuadrado

• El bucle elevador al cuadrado sirve para recuperar la portadora:

vmez

vs

ATE-UO DCEC RxTx 42

vpBPSK

vo(wpt)

f = 0º

vfvmez

PLLx2

Recuperación de la portadora

vs

2

Demodulador de QPSK: con detector coherente I/Q (I)

vpQPSK

vo(wpt)

vo(wpt-p/2)

vmez1

vmez2

I 00 0 01 1

vsI

000 0 11Q

vsQ

(coincide con 4 QAM)

ATE-UO DCEC RxTx 43¿Cómo se recupera la portadora?

vsI

vpQPSK

p/2

vsQ

vmez1

vo(wpt)Recuperada de la portadora

vmez2

Demodulador de QPSK: con detector coherente I/Q (II)

ATE-UO DCEC RxTx 44

• Recuperación de la portadora:

vpQPSK

Recuperación de la portadora

x2 PLL 4

vsI

p/2

vsQ

x2

vpQPSK

vo(wpt)

Demodulador I/Q (de cuadratura) de propósito general

ATE-UO DCEC RxTx 45

vsI

vIF

-p/4

vsQ

vmez1

vmez2

+p/4

vLO

• Existen muchos circuitos integrados para esta función.

• Las entradas y salidas son diferenciales.

• Se usan para demodular QAM y QPSK.

Ejemplos de demodulador I/Q de propósito general (I)

ATE-UO DCEC RxTx 46

Ejemplos de demodulador I/Q de propósito general (II)

ATE-UO DCEC RxTx 47

Ejemplos de demodulador I/Q de propósito general (III)

ATE-UO DCEC RxTx 48

Ejemplos de demodulador I/Q de propósito general (IV)

ATE-UO DCEC RxTx 49

PLL

Np

DF +Filtro

50 kHz

NF1

NF2

Ejemplo de receptor de conversión simple

98,2-118,7 MHz

Demodulador de cuadratura de 10,7 MHz

RF IF AFDEM

10,7 MHz87,5 - 108 MHz,

Sintonía digital

mC

• Receptor de radiodifusión en FM (VHF, modulación en FM de banda ancha) con sintonía sintetizada con PLL:

fRF_min = 87,5 MHz, fRF_max = 108 MHz, fIF = 10,7 MHz, DfIF = 250 kHz (usando

filtro cerámico), fosc_min = 98,2 MHz y fosc_max = 118,7 MHz (Diseño “Caso2”).

ATE-UO DCEC RxTx 50

Ejemplo de CI para receptor de conversión simple (I)

ATE-UO DCEC RxTx 51

Ejemplo de CI para receptor de conversión simple (II)

ATE-UO DCEC RxTx 52

Ejemplo de CI para receptor de conversión simple (III)

ATE-UO DCEC RxTx 53

Ejemplo de receptor de doble conversión

• Receptor de radioaficionado de la banda de 2 m (VHF, modulación en FM de banda estrecha):

fRF_min = 144 MHz, fRF_max = 146 MHz, fIF1 = 10,7 MHz (filtro cerámico), fIF2 = 455

kHz (filtro cerámico), DfIF2 = 15 kHz, fosc1_min = 154,7 MHz y fosc1_max = 156,7 MHz

(con PLL), fosc2 = 10,245 MHz (diseño “Caso 2”en la primera conversión y

“Caso 1”en la segunda conversión ).

PLL

Np

DF + Filtro

5 kHz

NF1

NF2

154,7-156,7 MHzDemodulador de cuadratura

de 455 kHz

RF IF AFDEM

10,7 MHz144 - 146 MHz

Sintonía digital

mC

IF

10,245 MHz

455 kHz

ATE-UO DCEC RxTx 54

Ejemplo de CI para receptor de doble conversión

ATE-UO DCEC RxTx 55

Criterios:• Evaluar los valores necesarios de selectividad y rechazo a frecuencia

imagen. Teniendo en cuenta el coste, decidir la estructura de conversión y el tipo de filtro de IF a usar.

• Evitar que la frecuencia intermedia coincida con una de las posibles del oscilador local. En caso contrario y como el mezclador no es ideal, la señal del oscilador entrará en el amplificador de IF y provocará su saturación.

• Evitar que la frecuencia intermedia coincida con uno de los posibles armónicos de las posibles frecuencias del oscilador local. Las razones son las mismas que en el caso anterior.

• Evitar coincidencia entre una de las posibles frecuencias de RF y la frecuencia de IF. En caso contrario y en un diseño “Caso 1”, el oscilador llegaría a frecuencia 0. En un diseño “Caso 2” y como el mezclador no es ideal, las señales de mezcla y la de entrada pueden tener problemas de fase. Además podría haber oscilaciones parásitas por coincidencia de frecuencias entre entrada y salida.

• Intentar usar frecuencias normalizadas por los fabricantes de filtros piezoeléctricos.

Elección de los valores de las frecuencias intermedias de un receptor superheterodino

ATE-UO DCEC RxTx 56

AGC en un receptor de AM

Subsistemas de control en receptores• El control automático de ganancia (AGC o CAG). • El silenciador o “squelch”.

RF IF AF

AGC

AGC• Disminuye la ganancia de las etapas en función de la amplitud de las

señales.• Es muy necesario cuando la modulación usada es de envolvente no

constante.

Línea de AGC

ATE-UO DCEC RxTx 57

• Se utiliza en receptores de transmisiones en VHF y UHF moduladas en FM.

• Silencia el amplificador de audio cuando no hay señal de RF para evitar el “soplido” o ruido de fondo, con objeto de evitar las molestias que causa y para ahorrar consumo de baterías.

RF IF

Demodulador de cuadratura

AFDEM

Squelch

El silenciador o “squelch”

• Se detecta la presencia del “soplido” por filtrado “pasa altos de audio” y detección de pico.

• Si existe soplido, se silencia el amplificador de baja frecuencia.

• Si existe señal de RF entonces no existe el soplido y, por tanto, no se silencia el amplificador de baja frecuencia.

• El filtro “pasa-altos de audio” no debe dejar pasar las señales de la frecuencia de la moduladora. ATE-UO DCEC RxTx 58

Estructura de un receptor óptico (I)

• Son normalmente receptores de tipo homodino.

• Frecuentemente la luz se modula en ASK.

• A veces se incorpora Control Automático de Ganancia (AGC).

Detector

Amplificador de AGC

Etapa preamplificadora

CC/CC

Decisión

Recuperación del reloj

Etapaamplificadora

Convertidor serie-paralelo

ATE-UO DCEC RxTx 59

Demodulador Amplificador en banda base Tratamiento digital

Estructura de un receptor óptico (II)

• A veces se intenta cancelar el efecto del posible nivel de continua en la salida para optimizar el margen dinámico:

Etapa preamp.

CC/CC

Decisión


EtapaAmp.


ATE-UO DCEC RxTx 60


Detectorde CC

Estructura de un receptor óptico (III)

• Ejemplo de circuito práctico con cancelación de nivel de continua en la salida para optimizar el margen dinámico:

ATE-UO DCEC RxTx 61

Estructura de un receptor óptico (IV)

• Cuando se usan fotodiodos de avalancha, el sistema de AGC actúa sobre la polarización inversa del fotodiodo para regular su sensibilidad:

Etapa preamplificadora

Detector

CC/CC

Decisión


Etapaamplificadora


Amplificador de AGC

ATE-UO DCEC RxTx 62


• Es posible modular la luz con una portadora de RF modulada:

Estructura de un receptor óptico (V)

CC/CC

Demodulador“óptico”

Receptor de RF(con demodulador de RF)

Preamplificador

Amplificador de AGC

fosc

fIF

IF DemoduladorSeñal en

banda base

ATE-UO DCEC RxTx 63

Ejemplo de receptor óptico

• Combinación de los circuitos integrados MAX3664 y MAX3675 de Maxim:

ATE-UO DCEC RxTx 64

• Estabilidad de frecuencia.

• Pureza espectral de la señal de salida.

• Potencia (requiere definiciones específicas en función del tipo

de modulación).

• Rendimiento del transmisor.

• Fidelidad de la modulación.

• Margen dinámico.

Cualidades de un transmisor

• Modulación a nivel de potencia: sólo en AM y ASK.• Modulación a nivel de señal: es la más versátil y frecuente.

Estructura en función de dónde se realiza la modulación

BB

RF

Modulador

BB

RFA nivel de potencia

Modulador

BB

RF RF

A nivel de señal

ATE-UO DCEC RxTx 65

Ejemplos de transmisores con modulación a nivel de potencia (I)

• Transmisor de AM a frecuencia variable con PLL:

fXtal·NP·NF1/NF2

Banda base

Información

Antena

RF

Banda base

Modulador

fXtal·NP·NF1/NF2

PLL

NP

DF+F

NF1

NF2

Sintonía digital

mC

fXtal

Clase C/D

Clase C/D

ATE-UO DCEC RxTx 66

fXtal·NP·NF1/NF2

Banda base

Información

Antena

RF

Modulador

fXtal·NP·NF1/NF2

PLL

NP

DF+F

NF1

NF2

Sintonía digital

mC

fXtal

Clase C/D

Clase C/D

• Transmisor de ASK a frecuencia variable con PLL:

ATE-UO DCEC RxTx 67

Ejemplos de transmisores con modulación a nivel de potencia (II)

Estructura de un transmisor con modulación a nivel de señal

• Modulación a frecuencia de transmisión (estructura homodina).

Modulador

BB

RF RF

fRF

Modulador

BB

IF RFRF

fXtal

fVFO

fRF = fXtal + fVFO

• Modulación a frecuencia intermedia (estructura heterodina).

ATE-UO DCEC RxTx 68

- Muy frecuentemente la modulación debe realizarse a frecuencia fija.

- Si la transmisión debe ser a frecuencia variable, se debe elegir la estructura heterodina.

Moduladores

• En general, es materia abordada en la titulación de grado.

• Aquí recordaremos unos pocos ejemplos.

vp

vm

vpDSB

Filtro a cristal

vpSSB

Modulador de SSB por filtrado de la banda lateral indeseada

wp0

vpUSB vpLSBFiltro a cristal

Generación de USB

ATE-UO DCEC RxTx 69

Modulación de SSB con mezclador I/Q

Ecuaciones:

vmez1 = k1·Vp·Vm·cos(wmt)·cos(wpt) =

k1·0,5·Vp·Vm·[cos((wp + wm)t) + cos((wp - wm)t)]

vmez2 = k1·Vp·Vm·cos(wmt - p/2)·cos(wpt - p/2) =

k1·0,5·Vp·Vm·[-cos((wp + wm)t) + cos((wp - wm)t)]

Con signo + en el sumador:

vs = vmez1 + vmez2 = k1·Vp·Vm·cos((wp - wm)t) =

vpLSB

Con signo - en el sumador:

vs = vmez1 - vmez2 = k1·Vp·Vm·cos((wp + wm)t) =

vpUSB

vs

vmez1

vmp/2

+/-

vp

vmez2

p/2

Dificultad: realizar el desfasador de banda base (banda ancha) con tecnología analógica.

f1

f2vm

Se construyen dos cadenas de desfasadores tal que f2 - f1 = p/2 basados en amplificadores

operacionales.

ATE-UO DCEC RxTx 70

+

vm(s)

-KDF F(s) 2pKV/s

Df(s) fosc(s)vc(s)vDF(s)

fp(s)Conv. F/V Filtro pasa-bajos VCO

fosc(s) = fp(s) + vm(s)2pKVKDFF(s)/s

1 + 2pKVKDFF(s)/s

2pKVF(s)/s

1 + 2pKVKDFF(s)/s

Modulador de fase con PLL (I)

• Se diseña el PLL con ancho de banda suficiente para fosc siguiera perfectamente a fp en un PLL sin vm:

≈ 1 ≈ 1/KDF

Por tanto: fosc(s) ≈ fp(s) + vm(s)/KDF Þ

vosc ≈ Voscpsen(wpt + vm/KDF), que es una señal modulada en fase.

ATE-UO DCEC RxTx 71

Modulador de fase con PLL (II)

• Por tanto: fosc(s) ≈ NfXtal(s) + Nvm(s)/KDF Þ

vosc ≈ Voscpsen(NwXtalt + vmN/KDF)

• La desviación de fase varía con N.

• Se puede usar el PLL para obtener una frecuencia de salida mayor que la del oscilador a cristal:

+

vm(s)

-KDF F(s) 2pKV/s

Df(s) fosc(s)vc(s)vDF(s)fXtal(s)

Conv. F/V Filtro pasa-bajos

VCO

N

ATE-UO DCEC RxTx 72

+

vm(s)

-KDF F(s) 2pKV/s

Df(s) fosc(s)

vc(s)

vDF(s)

fp(s)Conv. F/V Filtro

pasa-bajosVCO

fosc(s) = fp(s) + vm(s)2pKVKDFF(s)/s

1 + 2pKVKDFF(s)/s

2pKV/s

1 + 2pKVKDFF(s)/s

Modulador de frecuencia con PLL (I)

≈ 0 a w ³ wm_min

≈ 1 a w << wm_min

• Condición de diseño del PLL: su frecuencia de corte debe ser mucho menor que la mínima frecuencia de vm.

≈ 2pKV/s a w ³ wm_min

≈ 1/KDFF(s) a w << wm_min

(señal modulada en frecuencia)vosc ≈ Voscpsen(wosct + 2pKV ∫ vmdt)

t

-¥

• Por tanto, para wm_min < w < wm_max:

ATE-UO DCEC RxTx 73

Modulador de frecuencia con PLL (II)

• La desviación de frecuencia no varía con N.

• Se puede usar el PLL para obtener una frecuencia de salida mayor que la del oscilador a cristal:

+

vm(s)

-KDF F(s) 2pKV/s

Df(s) fosc(s)

vc(s)

vDF(s)fXtal(s)

Conv. F/V Filtro pasa-bajos

VCO

N

ATE-UO DCEC RxTx 74

vosc ≈ Voscpsen(NwXtalt + 2pKV ∫ vmdt) t

-¥

Moduladores de FSK con PLLs

V = k(DF)wXtal

vpFSK

NN1, N2vm

N1wXtal, N2wXtal

wXtal

vpFSK

V = k(DF)

N1

V = k(DF)

N2vm

N1wXtal

N2wXtal

N1wXtal, N2wXtal

ATE-UO DCEC RxTx 75

Modulador de PSK binaria (BPSK)

• El acondicionador digital genera una señal moduladora digital vm, sincronizada con el oscilador a cristal, que toma valores positivos +VM en el 1 lógico y negativos -VM en el 0 lógico.

• Por tanto, el 1 lógico corresponde a:

vsBPSK = k·VM·vp (portadora sin invertir)

• Y el 0 lógico corresponde a:

vsBPSK = -k·VM·vp (portadora invertida)

vm

vp

vsBPSK

+VM

-VM

Oscilador a Xtal

Informacióndigital

fXtal1

Acondicionador digital

Reloj

vsBPSKvm

vp

ATE-UO DCEC RxTx 76

011 01 1

vmez I

p/2 +

vp

vmez Q

vm

Demultiplexadorcon retención y cambio de nivel

vpQPSK

Reloj

I

Q

01 1

0 11

Modulador de PSK cuaternaria (QPSK)

ATE-UO DCEC RxTx 77

• El reloj del acondicionador digital (“demultiplexador con retención y cambio de nivel”) y el oscilador de portadora deben estar sincronizados.

• Esta modulación coincide con la 4 QAM.

Modulador I/Q (de cuadratura) de propósito general

• Existen muchos circuitos integrados para esta función.

• Las entradas y salidas son diferenciales.

• Se usan para modular QAM y QPSK.

veI

vsm-p/4

veQ

vmez1

vmez2

+p/4

vLO +

CDA

CDA

Siste

ma d

igita

l (DS

P)

ATE-UO DCEC RxTx 78

Ejemplo de modulador I/Q de propósito general (I)

ATE-UO DCEC RxTx 79

Ejemplos de modulador I/Q de propósito general (II)

Realimentación del nivel de señal

• Conexionado de las entradas desde un convertidor D/A:

ATE-UO DCEC RxTx 80

• Transmisores de SSB:

Antena

Clase A/B

RF

Oscilador de frecuencia variable, PLL o DDS

fV fXtal + fV

fXtal + fV

Clase A/B

RF

Oscilador a Xtal

Banda base

Información

fXtal

Filtro a cristal

• Con filtro a cristal:

Antena

Clase A/B

RF

Oscilador de frecuencia variable, PLL o DDS

fV fXtal + fV

fXtal + fV

Clase A/B

RFInf. p/2

+/-

p/2

OsciladorBanda

base

• Con mezclador I/Q:

fXtal

Ejemplos de transmisores con modulación a nivel de señal (I)

ATE-UO DCEC RxTx 81

• Transmisores homodinos de FM o FSK de frecuencia constante:

Banda baseInformación

Antena

Clase C

RF

fXtal

fXtal

Multiplicador de frecuencia

La desviación de frecuencia también se multiplica por el mismo factor

Información

Antena

Banda base

Clase C

RF

N1·N2·fXtal

x N1 x N2

fXtal

ATE-UO DCEC RxTx 82

Ejemplos de transmisores con modulación a nivel de señal (II)

- Frecuencia de transmisión coincidente con la del modulador:

- Frecuencia de transmisión múltiplo de la del modulador:

• Realización práctica con un circuito integrado MC2833 (I):

Ejemplos de transmisores con modulación a nivel de señal (III)

ATE-UO DCEC RxTx 83

Banda base

Información

Antena

Clase C

RF

fXtal

fXtal

Banda base

Información

Antena

Clase C

RF

fXtalBanda

base

Información

Antena

Clase C

RF

fXtal

fXtal

Información

Antena

Banda base

Clase C

RF

N1·N2·fXtal

x N1 x N2

fXtalInformación

Antena

Banda base

Clase C

RF

N1·N2·fXtal

x N1 x N2

Información

Antena

Banda base

Clase C

RF

N1·N2·fXtal

x N1 x N2

Antena

Banda base

Clase C

RF

N1·N2·fXtal

x N1 x N2

Banda base

Clase C

RF

N1·N2·fXtal

x N1x N1x N1 x N2x N2

fXtal

- Tipos de estructura posibles:

Ejemplos de transmisores con modulación a nivel de señal (IV)

• Realización práctica con un circuito integrado MC2833 (II):

ATE-UO DCEC RxTx 84

• Transmisor heterodino de FM, PM o FSK de frecuencia variable:

Ejemplos de transmisores con modulación a nivel de señal (V)

Información

Antena

Clase C

RF N·fXtal2 + fXtal1

Sintonía digital

mCPLL2Sintonía

N·fXtal2

PLL1Modulación

fXtal1

fXtal2

fXtal1

IFBanda base

• Transmisor heterodino de BPSK de frecuencia variable:

Antena

RFN·fXtal2 + fXtal1

Sintonía digital

mCPLLSintonía

N·fXtal2fXtal2

Informacióndigital

fXtal1

Acondicionador digital

Reloj

IF

ATE-UO DCEC RxTx 85

• Realización práctica con un circuito integrado MAX2900 (I):

Ejemplos de transmisores con modulación a nivel de señal (VI)

ATE-UO DCEC RxTx 86

Ejemplos de transmisores con modulación a nivel de señal (VII)

ATE-UO DCEC RxTx 87

• Realización práctica con un circuito integrado MAX2900 (I):

Modulador

Filtro-regulador del PLL

PLLOscilador a cristal

Red de adaptaciónRFPA

Modulador de FM

Ejemplos de transmisores con modulación a nivel de señal (VIII)

• Transmisor heterodino de QPSK de frecuencia variable:

p/2+

p/2

OsciladorInformacióndigital

fXtal1

Acond. digital

Reloj

I

Q

Antena

RF

N·fXtal2 + fXtal1

Sintonía digital

mCPLL2Sintonía

N·fXtal2fXtal2

vsm

• Transmisor heterodino de QAM de frecuencia variable:

- Usando un modulador I/Q de propósito general en el esquema anterior.

ATE-UO DCEC RxTx 88

Ejemplos de transmisores con modulación a nivel de señal (IX)

• Realización práctica de un transmisor de QPSK:

ATE-UO DCEC RxTx 89

Ejemplos de transmisores con modulación a nivel de señal (X)

ATE-UO DCEC RxTx 90

Subsistemas de control en transmisores

• El control automático de nivel (ALC o CAN). • El control automático de ganancia de banda base (p. e., audio).• El medidor de ondas estacionarias (en transmisores de

frecuencia variable).

ALC y control automático de ganancia de audioActúan como los AGC de los receptores, para garantizar el funcionamiento lineal de los amplificadores de potencia de RF (en el caso del ALC) y de audio. También se encargan de que no se produzcan sobremodulaciones. La elección de sus constantes de tiempo puede llegar a ser compleja.

ALCAGC

ATE-UO DCEC RxTx 91

RFAntena

Clase A/B

RF

Clase A/Baudio

Filtro a cristal

Clase A

VFO, PLL o DDS

• Transmisor de SSB:

Estructura de un transmisor óptico

• Son normalmente transmisores de tipo homodino.

• Frecuentemente la luz se modula en ASK.

• Se controla la operación del diodo (LED o láser).

Etapa de potencia

Generación del reloj


Prepolarización

LED

Control

Etapa de potencia

Generación del reloj


Niveles

Láser

Op. Laser

Fotodiodo

• Transmisor de LED:

• Transmisor de láser:

ATE-UO DCEC RxTx 92

Ejemplo de transmisor óptico con diodo láser

• Realización práctica con los circuitos integrados MAX3867 y MAX3890:

ATE-UO DCEC RxTx 93

Ideas generales sobre transceptores de RF

Información

Red de adaptación

Modulador y amplificador

de RF


Línea de transmisión

Antena

Oscilador

TX

Demodulador

Información

Amplificador y filtro de alta frecuencia

Amplificador en banda

baseLínea de

transmisión

AntenaRed de

adaptación

OsciladorOscilador

RX

• ¿Qué partes pueden o deben ser comunes?

• La respuesta depende de las especificaciones de diseño del sistema.

• Un transceptor es un sistema que incluye un transmisor y un emisor.

ATE-UO DCEC RxTx 94

Alimentación

Transceptor de RF compartiendo antena, la red adaptadora y fuente de alimentación

• La conmutación se puede realizar con interruptor mecánico, con relé, con diodos o con transistores.

Información


de RF


Oscilador

TX

Demodulador

Información

Amplificador y filtrado en alta

frecuencia

Amplificador en banda

base

OsciladorOsciladorRX

Red de adaptación

Línea de transmisión

Antena

ATE-UO DCEC RxTx 95

Oscilador TX

Oscilador RX foscRX = foscTX - fIF

Información

Amplificador de banda

base

Alimentación


de RF

TX

Red de adaptación

Antena

RX

RF

RF

IF

IFDemodulador

Información

Transceptor a frecuencia constante con transmisor homodino y receptor superheterodino

ATE-UO DCEC RxTx 96

Información

RX

RFIF-RX

fIF-RX fRFfIF-RX = fRF - fV

Banda base DEMOD

Se diseña fIF-RX = fIF-TX

Transceptor a frecuencia variable con transmisor heterodino y receptor superheterodino (I)

• Para garantizar que las frecuencias de transmisión y recepción coincidan en todo momento, se comparte el oscilador de frecuencia variable:

ATE-UO DCEC RxTx 97

Oscilador XtalInformación

fXtal = fIF-TX

RF

VFO, PLL o DDS

fV

fIF-TX + fV

IF-TX

Red de adaptación

Antena

TX

fRF = fIF-TX + fV

MODBanda base

fIF-TXfIF-TX

TX

IF

Filtro acristal

VFO, PLL o DDS

Banda base

RFRF-RX

RF-TX

Banda base

RX

Transceptor a frecuencia variable con transmisor heterodino y receptor superheterodino (II)

• El filtro de IF en algunos caso (por ejemplo, transceptores de SSB) es un elemento muy caro, por lo que interesa compartirlo en transmisión y recepción.

• Si el demodulador es coherente y se comparte el filtro de IF, conviene también usar un oscilador único para el modulador y el demodulador.

ATE-UO DCEC RxTx 98

PLLs

Sintonía digital

mC

NF2

Np

DF+F

NF1

Np

DF+F

NF1

fRF

TX-AMVoz

RFClase A

Red de adaptación

Antena

Audio

Clase C/D

Clase A Clase B

fRF

RX-AM

VozRFIF

fIF

fRF

Audio

fRF + fIF

Ejemplo de transceptor: Transceptor de AM con

PLL

ATE-UO DCEC RxTx 99

Ejemplo de transceptor: con receptor homodino y transmisor homodino con demodulador y modulador I/Q

ATE-UO DCEC RxTx 100

Ejemplo de transceptor: con receptor homodino con demodulador I/Q y transmisor homodino (I)


Ejemplo de transceptor: con receptor homodino con demodulador I/Q y transmisor homodino (II)



Ejemplo de transceptor: con receptor homodino con demodulador I/Q y transmisor homodino (III)

Red de adaptación y balun

fRF_RX

Antena receptora

Receptor completo fRF_TX

Antena transmisora

Transmisor completo

Banda base

Repetidores de RF (vía radio)• Como los transceptores, son sistemas que incluye un transmisor y un

emisor.

• Al contrario que los transceptores, la información transmitida es la misma que la recibida.

• Por tanto, son elementos intermedios en la cadena de comunicación.

• Las antenas receptora y emisora apuntan en direcciones opuestas.

• La frecuencia de recepción y de transmisión son distintas. Su diferencia se llama “desplazamiento”.

• Opciones:

- Bajar la señal hasta banda base.

- Bajar la señal hasta una frecuencia intermedia.

Repetidor bajando a banda base


• Ecuaciones:

- En el repetidor: fdes = fRF_RX - fRF_TX

- En el transmisor: fLO_TX = fRF_TX - fIF

- En el receptor: fMX = fRF_RX - fIF

- En el mezclador común: fMX = fLO_RX + fLO_TX

IF

fLO_RX

Antena transmisora

RF

PAfRF_TX

fLO_TX

Antena receptora

fRF_RX

RF

LNA

fIF

fMX

fLO_RX = fdes

Repetidor bajando a frecuencia intermedia


Repetidores de RF (vía cable)

• Son amplificadores.

• Pueden ser de banda ancha o de banda estrecha.

• A veces la alimentación se lleva en el mismo cable que la señal, para evitar tener que llevar un cable más:

CA/CC

VCA

T de polarización(bias-T) Repetidor

VCC VCC

Repetidor


VCC + señal

VCC + señal

Repetidores de señales digitales por cable

• Son comparadores rápidos.

• Los comparadores con histéresis resultan adecuados.

• Ejemplo de comparador con salida con señalización diferencial de baja tensión (Low Voltage Differential Signaling, LVDS):


Ejemplo de repetidor de señales digitales por cable (I)


The LMH7220 is a high speed comparator with LVDS outputs. The LVDS (Low Voltage Differential Signaling) standard uses differential outputs with a voltage swing of approximately 325 mV on each output. The most widely used setup for LVDS outputs consists of a switched current source of 3.25 mA. The output pins need to be differentially terminated with an external 100Ω resistor, producing the standardized output voltage swing of 325 mV. The common mode level of both outputs is about 1.2V, and is independent of the power supply voltage. The use of complementary outputs gives a high level of suppression for common mode noise. The very fast rise and fall times of the LMH7220 enable data transmission rates up to several hundreds of Megabits per second (Mbps).

Ejemplo de repetidor de señales digitales por cable (II)



Ejemplo de repetidor con aislamiento galvánico para señales digitales por cable (I)

Ejemplo de repetidor con aislamiento galvánico para señales digitales por cable (II)


Repetidores regenerativos de señales de comunicaciones por fibra óptica

• Existen dos tipos:

- Los basados en transformación óptica-eléctrica-óptica.

- Los basados en amplificadores ópticos.

Repetidores ópticos-eléctricos-ópticos (OEO)

• Existen tres tipos, en función del tratamiento de la señal eléctrica:

- De amplificación de los pulsos eléctricos exclusivamente.

- Con conformación de los pulsos.

- Con conformación y recolocación temporal de los pulsos.

Tratamiento eléctrico

RX óptico

Fibra ópticaTX óptico

Fibra óptica


Fibra óptica

• Los más comunes son los basados en fibras ópticas dopadas con Erbio (Erbium Doped Fibre Amplifier, EDFA)

• La bomba láser genera una radiación más energética (820, 980 o 1480 nm) que la de comunicaciones (1550 nm).

• La radiación de la bomba láser genera pares electrón hueco en la fibra dopada con Erbio.

• Cuando llega la radiación con información se produce emisión estimulada, aumentando el número de fotones salientes y, por tanto, produciéndose amplificación óptica.


Repetidores basados en amplificadores ópticos

Filtro y aislador

Bomba láser

Alimentación del láser

Fibra óptica dopada con Erbio

Aislador y filtro

Fibra óptica

Diseño de Circuitos Electrónicos para Comunicaciones ATE-UO DCEC RxTx 00 CONTENIDO RESUMIDO: 1-...

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