DISEÑO E IMPLEMENTACIÓN DE UN VCO Y ACOPLADOR EN...

UNIVERSIDAD DE SEVILLA

ESCUELA SUPERIOR DE INGENIEROS

DPTO. TEORÍA DE LA SEÑAL Y COMUNICACIÓN

DISEÑO E IMPLEMENTACIÓN DE UN VCO Y ACOPLADOR EN TECNOLOGÍA HMIC PARA UN SINTETIZADOR DE

FRECUENCIAS

Autor: Cristina Ángela González Garrido

Tutor: D. Luis Javier Reina Tosina

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Contenido

I. INTRODUCCIÓN.............................................................................................................. 5

1.1. CONSERACIONES GENERALES ............................................................................... 5

1.2. OBJETIVOS ................................................................................................................ 9

1.3. ESTRUCTURA DE LA MEMORIA ........................................................................... 10

II. TECNOLOGÍAS PARA OSCILADORES Y ACOPLADORES ...................................... 11

2.1. INTRODUCCIÓN A LA TECNOLOGÍA HMIC ......................................................... 11

2.1.1. Comparativa de HMIC y MMIC ......................................................................... 14

2.1.2. Proceso de fabricación de HMIC .......................................................................... 16

2.2. LÍNEAS PLANARES MICROSTRIP .......................................................................... 17

2.2.1. Stub de λ/4 ........................................................................................................ 19

2.2.2. Stub radial .......................................................................................................... 22

2.3. LÍNEAS PLANARES MICROSTRIP .......................................................................... 22

2.3.1. Transistor bipolar ................................................................................................ 22

2.3.2. Diodo varactor .................................................................................................... 29

III. INTRODUCCIÓN TEÓRICA.......................................................................................... 32

3.1. INTRODUCCIÓN AL DISEÑO DE OSCILADORES.................................................. 32

3.1.1. Osciladores sinusoidales. Condiciones de oscilación .............................................. 33

3.1.2. Parámetros característicos de los circuitos osciladores ........................................... 43

3.1.3. Ejemplos de osciladores....................................................................................... 45

3.2. OSCILADOR CONTROLADO POR TENSIÓN .......................................................... 51

3.2.1. Introducción........................................................................................................ 51

3.2.2. Elemento activo o amplificador de reflexión ......................................................... 51

3.2.3. Resonador........................................................................................................... 56

3.2.4. Amplificador de aislamiento ................................................................................ 58

3.2.5. Ejemplo de oscilador ........................................................................................... 58

3.3. ACOPLADORES DIRECCIONALES ......................................................................... 59

3.3.1. Acopladores de línea acoplada.............................................................................. 61

IV. DISEÑO DEL VCO Y EL ACOPLADOR........................................................................ 66

4.1. HERRAMIENTAS DE SIMULACION ....................................................................... 66

4.1.1. Microwave office ................................................................................................ 66

4.1.2. Eagle .................................................................................................................. 66

4.2. PROCESO DE DISEÑO ............................................................................................. 67

3

4.2.1. Calibración ......................................................................................................... 67

4.2.2. Diseño de esquemáticos ....................................................................................... 75

4.3. RESULTADOS DE SIMULACIÓN ............................................................................ 93

4.3.1. Amplificador de aislamiento ................................................................................ 94

4.3.2. Oscilador controlado por tensión .......................................................................... 95

4.3.3. Acoplador direccional.......................................................................................... 98

V. RESULTADOS .............................................................................................................. 100

5.1. INTRODUCCIÓN.................................................................................................... 100

5.2. DISEÑO DEL LAYOUT .......................................................................................... 100

5.2.1. Layout del amplificador de aislamiento............................................................... 104

5.2.2. Layout del VCO ................................................................................................ 105

5.2.3. Layout del acoplador ......................................................................................... 107

5.2.4. Montaje de la placa............................................................................................ 108

5.3. RESULTADOS Y COMPARACIONES CON LA SIMULACIÓN ............................. 108

5.3.1. Resultados del amplificador de aislamiento ......................................................... 109

5.3.2. Respuesta del acoplador ..................................................................................... 113

5.3.3. Resultado del VCO............................................................................................ 117

5.4. DISCUSIÓN DE LOS RESULTADOS OBTENIDOS ................................................ 122

VI. CONCLUSIONES Y LÍNEAS FUTURAS DE INVESTIGACIÓN ................................ 123

6.1. RESUMEN .............................................................................................................. 123

6.2. CONCLUSIONES.................................................................................................... 123

6.3. ASPECTOS DE MEJORA ........................................................................................ 124

APÉNDICES ......................................................................................................................... 126

Apéndice 1…………………………………………………………………………………………..127

Apéndice 2…………………………………………………………………………………………..131

Apéndice 3…………………………………………………………………………………………..135

Apéndice 4…………………………………………………………………………………………..142

BIBLIOGRAFÍA…………………………………………………………………………………...148

Capítulo I: Introducción

5

I. INTRODUCCIÓN

1.1. CONSERACIONES GENERALES

El presente Proyecto Fin de Carrera de carrera fue realizado en calidad de prácticas en la

empresa Krohne Messtechnik GbmH. Se trata de una multinacional fundada en 1921 en

Duisburg, (Alemania) líder en el diseño, fabricación y desarrollo de instrumentos de medida de

máxima precisión, fiabilidad y seguridad. Concretamente, todo el trabajo fue desarrollado en el

grupo de trabajo de “Hochfrequenzmesstechnik” (Técnicas de medida en alta frecuencia) en la

Ruhr-Universität Bochum (Universidad de Bochum, Alemania), donde la empresa posee su

departamento de investigación y desarrollo.

La tarea a desarrollar durante el periodo de prácticas viene representada en la figura 1.1.

Se trata básicamente del diseño y realización de un sintetizador de frecuencias para la

generación de una señal estable en un rango de frecuencia determinado.

Figura 1.1: diagrama de bloques del sintetizador de frecuencia

Como se observa, el proyecto consta de tres bloques fundamentales: el primero de ellos

consiste en el diseño de un oscilador controlado por tensión que trabaje en un rango de

frecuencias que varía desde 7 a 9 GHz.; el segundo bloque consiste en la realización de un

acoplador que servirá como señal de entrada al sintetizador PLL ADF4108 de Analog Devices,

ya que ofrece el nivel mínimo requerido por el PLL respecto a la frecuencia de salida del VCO,

sin degradar el nivel de potencia de salida, y la programación del mismo; por último el diseño


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de un multiplicador de frecuencias y un filtro paso bajo para obtener una señal cuya frecuencia

varíe entre 21 GHz. y 27 GHz.

Este sintetizador presenta uno de los bloques principales en el diseño y elaboración de un

radar. Concretamente su utilidad estará dirigida a la medida de la capacidad a la que se

encuentran en cada momento unos contenedores industriales. El funcionamiento de un radar se

basa en emitir un impulso de radio, que se refleja en el objetivo y se recibe típicamente en la

misma posición del emisor. A partir de este "eco" se puede extraer información de la distancia a

la que se encuentra el objetivo. Si adaptamos esta definición a nuestra aplicación, la señal de

barrido generada es transmitida y posteriormente mezclada con la señal reflejada en el

contenido de dichos contenedores (objetivo), el resultado de dicha mezcla nos dará información

de a qué distancia se encuentra el contenido, es decir, información sobre el estado de los

contenedores. Por motivos de confidencialidad, la empresa no nos ha facilitado más detalles

sobre el desarrollo del resto de los bloques que componen el dispositivo radar.

La síntesis en frecuencia es el proceso por el que se pueden generar un amplio rango de

frecuencias de señales estables y con un bajo ruido de fase, todas ellas derivadas de una

frecuencia de referencia de gran pureza espectral y estabilidad. Generalmente se usan

osciladores de cristal para generar dicha frecuencia [13]. La técnica de síntesis empleada en este

proyecto ha sido el método de síntesis indirecta, la cual es muy utilizada en equipos

transceptores, y se basa en sincronizar la frecuencia de un oscilador controlado por tensión a la

de referencia. El método más utilizado para la sincronización, es decir, el seguimiento y control

de la frecuencia de un oscilador, es el uso de un bucle de seguimeinto de fase PLL (Loop Phase

Locked), que actúa como un multiplicador de frecuencia, mediante un mecanismo de

realimentación negativa, para generar una frecuencia a su salida. El diagrama de bloques del

sintetizador PLL se muestra en la figura 1.2.

Figura 1.2: diagrama de bloques de un sistema sintetizador PLL


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Como se observa en dicha figura, la salida del VCO se lleva a un detector de fase donde

se compara con la señal de referencia, la cual ha sido previamente dividida por un factor R. La

señal de error, o de diferencia, generada una vez filtrada en el filtro de lazo paso-bajo actúa

sobre la tensión de control del oscilador, corrigiendo su frecuencia (incrementándola o

disminuyéndola) hasta anular la señal de error, momento en el que se dice que el PLL está

“enganchado”, es decir, las fluctuaciones de fase del VCO son idénticas a las de la referencia.

Cuando se produce el “enganche” se da la siguiente relación:

(1.1)

La única restricción que tiene esta frecuencia es que la mínima frecuencia de resolución,

o mínimo espacio entre canales, viene dado por:

(1.2)

El bloque PFD (Phase Frequency Detector) es un generador una señal proporcional a la

diferencia entre la fase y la frecuencia de la señal de referencia y la de salida del VCO. F(s) es

un filtro paso de baja y se usa para filtrar el ruido de la señal de entrada o del propio sistema. La

figura 1.3 muestra una de las posibles topologías que éste puede presentar.

Figura 1.3: esquema filtro de lazo

En el mercado existe gran variedad de integrados PLL para la síntesis de frecuencias.

Entre los que ofrecen las mejores prestaciones, se encuentran los fabricados por Analog

Devices. El sintetizador PLL usado para este proyecto fue el ADF4108, cuyo diagrama de

bloques funcional es el presentado en la figura 1.4. Este sintetizador tan sólo incluye el PFD y

los divisores programables de frecuencia N y R, es decir, para poder implementar un PLL

completo es necesario añadirle un filtro de bucle y un VCO externo. El diseño de dicho VCO

que sería conectado al integrado PLL constituye una de las tareas propuestas en este proyecto.


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Al tratarse de divisores programables, la frecuencia de salida que el sintetizador genera, puede

cambiarse con sólo variar el valor de N, a cuyo bloque se le ha añadido un preescalador y dos

contadores para poder abarcar valores mayores. Sin embargo, a medida que aumenta dicho

valor lo hace a su vez el ruido de fase de la señal.

Figura 1.4: diagrama de bloque del sintetizador PLL ADF 4108

. Este tipo de sintetizadores operan con una señal de referencia de bajo valor, para poder

generar una separación muy pequeña entre saltos de frecuencia, recordemos la ecuación (1.2), lo

que implica que el tiempo de establecimiento entre canales suele ser elevado. Muchos de los

sistemas de comunicaciones inalámbricos actuales requieren de un mayor tiempo de

establecimiento y menor ruido de fase. Para resolver estos problemas se ha desarrollado el

sintetizador fraccional, en los que la frecuencia de salida es un múltiplo fraccional de la de

referencia, por lo que el valor del divisor N puede reducirse considerablemente, y con ello el

ruido de fase. Al utilizarse frecuencias de referencia elevadas, el tiempo de establecimiento se

reduce. La figura 1.4 muestra el esquema de estos sintetizadores.

Figura 1.5: diagrama de bloque de un sintetizador fraccional


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1.2. OBJETIVOS

Debido a la dificultad que el diseño del VCO presenta, casi la totalidad del periodo de

prácticas se utilizó para el diseño e implementación de del VCO y del acoplador utilizando

tecnología HMIC y líneas microstrip. Es por ello que en este documento tan sólo se tratarán los

aspectos que ambos circuitos implican.

En la figura 1.5 se muestra un diagrama de bloques del desarrollo de este proyecto:

Figura 1.5: diagrama de bloques del desarrollo del proyecto

Las especificaciones de partida que debían cumplir los circuitos finales se detallan a

continuación:

Amplificador de aislamiento: se debe garantizar una ganancia estable en todo el

rango de frecuencias

Banda de amplificación: de 7 a 9 GHz.

Polarización de los transistores: Vce = 2.5V y Ic = 20mA

Ganancia en la banda de amplificación: = 13 dB

Pérdidas por retorno a la entrada y a la salida del amplificador:


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Oscilador controlado por tensión:

Rango de frecuencias: de 7 a 9 GHz

Potencia de salida: 10 dBm

Voltaje de control: de 0 a 5V

Polarización del transistor: Vce = 2.5V y Ic = 20mA

Acoplador:

Pérdidas de inserción:

Acoplamiento:

Impedancia del puerto aislado: 50 Ohm

1.3. ESTRUCTURA DE LA MEMORIA

Este proyecto se va a dividir en 4 bloques. El primero de ellos agrupa el segundo y

tercer capítulo, y en ellos se presenta una introducción sobre los aspectos teóricos necesarios

para la comprensión del desarrollo de este proyecto. En primer lugar se verán los aspectos más

importantes de las tecnologías usadas en la implementación de los circuitos, es decir, se

abordará la tecnología HMIC y se describirán algunos de las características más destacadas de

las líneas de transmisión planares y de los elementos activos, como los transistores npn de unión

y los diodos varicap; y en segundo lugar se describirán los aspectos teóricos de los circuitos

implementados.

El segundo bloque se centrará en el proceso de diseño que se ha seguido para la

elaboración de los circuitos. Se comenzará con una breve introducción a las herramientas

software utilizadas (Microwave Office y Eagle). A continuación se expondrá el proceso de

calibración del analizador de redes para finalizar mostrando los esquemáticos obtenidos, a partir

de un diseño inicial, para cada uno de los circuitos y sus respectivas respuestas en simulación.

En el tercer bloque se mostrarán los distintos layouts diseñados y los circuitos una vez

montados. Se finalizará mostrando los resultados experimentales obtenidos en los distintos

equipos de medida y se compararán con los resultados esperados.

En el último capítulo se realizará una discusión de los resultados obtenidos y se

comentarán posibles aspectos que podrían mejorar dichos resultados.

Capítulo II: Tecnologías para osciladores y acopladores

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II. TECNOLOGÍAS PARA OSCILADORES Y ACOPLADORES

Este capítulo estará estructurado en dos secciones principalmente. En la primera de ellas

se tratará de dar una visión general de la tecnología HMIC y se hará una introducción a las

líneas de transmisión microstrip. En la segunda sección se expondrán las características de los

transistores npn y del diodo variap, elementos principales para la implementación de los

circuitos.

2.1. INTRODUCCIÓN A LA TECNOLOGÍA HMIC

MIC (circuitos integrados de microondas) es una técnica de implementación de circuitos

por la que los elementos discretos y componentes activos que lo forman se incorporan a un

substrato planar. Los objetivos con los que se desarrolló esta técnica iban dir igidos a obtener

una mayor complejidad de los circuitos con menor tamaño, peso y coste. Actualmente la

tecnología MIC es una de las más populares y extendidas entre los diseñadores a la hora de

implementar circuitos en frecuencias microondas. A continuación se analizarán algunos

parámetros que deben ser considerados cuando se utiliza la tecnología MIC.

Substrato

Una elección del material del substrato adecuada es un factor imprescindible a la hora de

diseñar un circuito integrado. Los siguientes parámetros deberán tenerse en cuenta en la

elección:

- Espesor: es inversamente proporcional a la frecuencia de trabajo. A mayores

frecuencias éste debe disminuirse para prevenir pérdidas por radiación y otros efectos

indeseados.

- Constante dieléctrica, εr: es aconsejable que el substrato tenga una εr elevada cuando se

va a trabajar con circuitos en baja frecuencia ya que el tamaño del circuito es menor.

- Baja tangente de pérdidas, tan δ.

- Estabilidad dieléctrica [kV /cm]: toma importancia cuando se trata de aplicaciones de

alta potencia.

- Coste y conductividad térmica.


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El substrato sobre el que montaron tanto el VCO como el acoplador en el desarrollo de

este proyctro fue el de la serie RO4003C de Rogers. Existen varios parámetros que diferencian

los substratos de esta misma serie como el grosor del dieléctrico y del conductor y su constante

dieléctrica. En particular se tomaron:

-

-

- grosor del conductor ½ oz

-

Material conductor

Las características que debe cumplir un buen conductor son:

- Alta conductividad

- Alto coeficiente de expansión térmica

- Escasa dependencia de la resistencia superficial con la temperatura

- Baja resistencia a frecuencias RF y microondas

- Buena adhesión al substrato.

Un circuito integrado de microondas híbrido (HMIC) es un circuito en el que existe una

capa de metalización para los conductores y líneas de transmisión, en que los componentes

discretos (resistencias, capacidades, transistores, diodos, etc.) son soldados superficialmente al

substrato.

Como se mencionó en el apartado anterior, el punto más importante a la hora de

implementar un circuito utilizando esta tecnología es la elección del substrato. Deben tenerse en

cuenta factores mecánicos, térmicos, eléctricos y económicos. Los siguientes aspectos deben ser

considerados:

- Coste

- Rango de frecuencias y tecnologías de capa fina o gruesa

- Aspereza superficial (tendrá influencias sobre las pérdidas del conductor y la capacidad

de adhesión conductor-substrato)

- Estabilidad mecánica, flexibilidad y conductividad térmica

- Área de superficie

Los materiales más comunes usados en HMIC son: alúmina, cuarzo y teflón. La alúmina

al poseer un alto valor de εr reduce el tamaño del circuito; el cuarzo es adecuado para circuitos

que trabajen a altas frecuencias (>20 GHz) puesto que tiene un valor de constante dieléctrica


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bajo, εr ≈ 4; por último el teflón, cuya εr varía entre 2-10, es adecuado para aquellos diseños en

los que no se requiera una fuerte rigidez y una buena transferencia térmica, adicionalmente este

material provee de una gran superficie de substrato a bajo coste. Respecto al material de los

conductores, los más comunes son el cobre y el oro.

Se pueden considerar dos clases de tecnologías hMIC:

- Standard hybrid MIC’s: en el que tan sólo existe un nivel de metalización para los

conductores y líneas de transmisión con los elementos discretos adheridos al substrato.

- Miniature hybrid MIC’s: usa procesos multinivel en los que los elementos pasivos son

fabricados sobre el mismo substrato, mientras que los activos (transistores, diodos, etc.)

se colocan en la superficie.

Presentan menores pérdidas, tamaño y peso que los Standard HMIC, pero a medida que

aumenta la frecuencia de trabajo el espesor del substrato disminuye y ello provoca

limitaciones de fabricación.

Desde principios de los años 70, se viene desarrollando la tecnología MMIC (circuito

monolítico integrado de microondas), en la que tanto los elementos pasivos como activos se

depositan sobre el mismo substrato semiconductor.

En la figura 2.1 se muestra el layout de un circuito monolítico integrado.

Figura 2.1: Ejemplo de un circuito MMIC

Hoy en día la tecnología MMIC se utiliza en multitud de aplicaciones y en muchos casos

presenta mejores características que la HMIC, esto es debido a la gran evolución que ha tenido

desde que se empezó a trabajar con ella y también al uso de potentes herramientas de software


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de diseño de circuitos, entre ellas se ha conseguido que se aumente la frecuencia de trabajo y se

disminuya el tamaño de los circuitos considerablemente.

Una vez mencionadas ambas tecnologías sería conveniente estudiar las ventajas y

desventajas que presentan respecto a la otra.

2.1.1. Comparativa de HMIC y MMIC

Las principales características que diferencian a estas tecnologías se pueden resumir en

los siguientes puntos:

Coste

Debemos distinguir entre el coste de inicio, que en un circuito MMIC resulta bastante

caro, puesto que requiere una gran inversión, y por otro el coste de producción, que en los

MMIC resulta muy bajo en comparación con los HMIC.

El coste de un circuito de microondas se puede relacionar con cinco factores:

o Rendimiento

o Tamaño

o Material

o Volumen de producción

o Automatización

Para relacionar los costes entre ambas tecnologías se usa la siguiente ecuación:

fiabilidad

Los MMIC son más seguros que los circuitos híbridos, puesto que el proceso de

fabricación es controlado y calificado cuidadosamente.

Repetitividad

Es una de las principales ventajas de los circuitos MMIC. Generalmente los resultados

obtenidos en estos circuitos son muy reproducibles, especialmente si vienen de la misma oblea.


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Esto es debido a que los componentes activos y pasivos son producidos en los pasos de

fabricación usando las mismas máscaras fotolitográficas.

Por otra parte, una vez que tengamos un circuito prototipo con un comportamiento

óptimo, es sencillo obtener todos los circuitos idénticos que se deseen. No obstante, existen

teorías que argumentan que se pueden producir pequeñas variaciones en los elementos activos

que pueden provocar que se modifiquen sensiblemente los valores de la ganancia, ruido e

intermodulación del montaje original.

Flexibilidad

Una ventaja que presentan los circuitos HMIC es su facilidad de ajuste y reparación una

vez que el circuito ha sido fabricado, esto es debido a que los componentes se han añadido

superficialmente sobre el substrato, y por lo tanto sus valores pueden ser ajustados mediante

pruebas.

Por otra parte, la flexibilidad de los MMIC puede acrecentarse, con un bajo coste, por la

facilidad que supone la fabricación de FET’s adicionales en el diseño de estos circuitos.

Ancho de banda y funcionamiento

Como resultado de implementar todos los componentes sobre el mismo substrato

semiconductor la frecuencia de operación de los circuitos MMIC se puede situar en el rango

entre 1GHz.-100GHz., siendo muy superior al que se obtiene en los circuitos híbridos (no muy

superior a los 20GHz.).

Generalmente, los MMIC ofrecen un mejor comportamiento en banda ancha, esto se debe

a que los componentes monolíticos integrados tienen mucha menor reactancia parásita que los

componentes discretos.

Tamaño y masa

La principal ventaja de los MMIC respecto a los HMIC es sin duda, que aquéllos tienen

un menor tamaño y masa, lo que conduce a que esta sea la tecnología utilizada cuando se

requiera un circuito de muy pocas dimensiones. Para poder equilibrar esta clara desventaja se

están llevando a cabo técnicas de miniaturización de los circuitos híbridos.

Un resumen de las ventajas y desventajas que presentan ambas tecnologías puede verse

claramente en la tabla 2.1 [6].


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Propiedad HMIC MMIC

Tamaño y masa Grande Pequeño

Coste inicial Bajo Muy grande

Coste producción Alto Bajo

Coste de equipamiento Bajo alto

Ancho de banda Limitado Bueno

Repetitividad Pobre Buena

Fiabilidad Buena Excelente

Frecuencia de operación < 20 GHz. < 100 GHz.

Ajustes y reparabilidad Posible Imposible

Control de parásitos No sí

Producción en masa Imposible Posible

Tabla 2.1: Comparativa entre tecnologías HMIC y MMIC

Tras esta comparativa entre ambas tecnologías se exponen dos de las razones por las

cuales se optó la tecnología HMIC para los diseños de los dispositivos de este proyecto.

En primer lugar no resulta recomendable realizar resonadores en tecnología MMIC que

requieran un alto factor de calidad, lo que presenta un requisito en el diseño de los resonadores

en osciladores, debido a las inherentes pérdidas resistivas presentes en los materiales MMIC.

Además es preferible usar circuitos híbridos cuando se trata de aplicaciones de bajo ruido; y en

segundo lugar, y quizá más importante, el hecho de la capacidad de sintonización y de poder

trabajar con los valores de los elementos discretos añadidos al substrato supone una

característica indispensable a la hora de diseñar un oscilador controlado por tensión.

Adicionalmente, el rango de frecuencias de trabajo permite el uso de dicha tecnología.

2.1.2. Proceso de fabricación de HMIC

Una vez que el circuito ha sido diseñado, mediante herramientas CAD para el diseño de

layouts, comienza el proceso de fabricación de los HMIC.


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El primer paso consiste en realizar una máscara sobre una fina lámina de cristal o

cuarzo para metalizar la capa. El substrato metalizador se recubre con fotoresistencia, cubierto

con una máscara, y expuestos a una fuente de luz. A continuación se ataca al substrato para

eliminar áreas de metal indeseadas. Para crear los via-hole se taladra el substrato. Por último se

sueldan los elementos a los conductores. Esta es la parte de la tarea más intensa en la

fabricación de los MIC híbridos.

2.2. LÍNEAS PLANARES MICROSTRIP

Las líneas microstrip constituyen una de las líneas de transmisión planar más populares

utilizadas para el diseño de circuitos integrados de microondas, debido a su extenso ancho de

banda y a que es capaz de proporcionar circuitos compactos y ligeros, económicos y adaptables

a las tecnologías estudiadas anteriormente.

La geometría de las líneas microstrip se muestra en la figura 2.2, como puede verse se

trata de una línea conductora de anchura W, colocada sobre un material dieléctrico de espesor h,

el cual se sitúa a su vez sobre un plano de masa. Las dimensiones también pueden tratarse en

unidades de “mil”, como será el caso en este proyecto, donde 20 mil = 0.508mm. En cuanto a la

microtira, la cantidad de material se expresa normalmente en oz (cantidad de material por pie

cuadrado, 1 oz = 35.6 μm), y los valores típicos son ½, 1 ó 2 oz.

Figura 2.2: Línea microstrip sobre substrato dieléctrico

Algunas de las características que ofrece esta tecnología es:

- Impedancia característica: 20-110 Ω

- Alta Capacidad de potencia


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- Bajas pérdidas por radiación

- Alto factor de calidad Q

- Baja dispersión

Si observamos las líneas de campo de la línea microstrip (véase figura 2.3), se puede ver

que la mayoría de ellas se concentran en la zona del dieléctrico, mientras que una pequeña parte

se encuentra en la región de aire que está sobre el substrato, por este motivo puede decirse que

las líneas microstrip no pueden soportar un modo TEM puro de propagación.

Figura 2.3: Líneas de campo en la microtira

En la mayoría de las aplicaciones se utiliza un substrato dieléctrico eléctricamente muy

delgado (h<< λ), por lo que los campos pueden considerarse cuasi-TEM, y el análisis de las

ondas se realizará mediante un análisis cuasi-estático [9], de las que se obtienen unas buenas

aproximaciones en el cálculo de los siguientes parámetros:

- Velocidad de fase:

(2.1)

Siendo la constante dieléctrica efectiva de la línea microstrip (1< < ). Este término se

interpreta como la constante dieléctrica de un medio homogéneo que reemplaza al aire y a la

región dieléctrica del microstrip y cuyo valor viene dado por:

(2.2)

- Impedancia característica para unas dimensiones dadas:

(2.3)


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- Relación W/h conocida la impedancia de la línea y su constante dieléctrica:

(2.4)

- Constante de propagación:

(2.5)

donde es el número de onda en el vacío y se define como:

- Atenuación debida a las pérdidas en el dieléctrico y en conductor:

(2.6)

(2.7)

donde es la resistividad superficial del conductor y su conductividad

eléctrica.

Las pérdidas en el conductor son dominantes respecto a las pérdidas en el

dieléctrico o por radiación se usa en diseño con un valor elevado de .

Una vez que se han expuesto los principios teóricos de las líneas de transmisión

utilizadas, es conveniente destacar algunas de las propiedades que poseen y que han sido útiles

en el diseño de los circuitos de este proyecto.

2.2.1. Stub de λ/4

La figura 2.4 muestra una línea de transmisión sin pérdidas terminada en una impedancia

de carga aleatoria.


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Figura 2.4: Línea de transmisión de longitud terminada en carga ZL

La impedancia de entrada de una línea de transmisión sin pérdidas se representan como:

(2.8)

Si se considera una impedancia de carga en cortocircuito, , sustituyendo en (2.8)

se tiene que .

Si ahora se consideras una línea de transmisión terminada en circuito abierto, , y

seguimos los mismos pasos que en el caso anterior, se obtendría una impedancia de entrada

.

Estas líneas de transmisión terminadas en circuito abierto o cortocircuito se las conoce

como stubs. Los stubs son elementos imprescindibles en los circuitos microondas, su usan

principalmente en las redes de adaptación de impedancias y en las redes de polarización. Su

anchura, que es inversamente proporcional a la impedancia característica de la línea, su longitud

y el efecto de su terminación son parámetros a considerar en cualquier diseño. Como puede

observarse la impedancia que el stub presenta cuando la carga representa un cortocircuito o un

circuito abierto es puramente imaginaria, lo que indica que se comportan como inductancias o

capacidades (dependiendo de la longitud y la terminación de la línea).

Si se supone una longitud eléctrica de la línea , o lo que es lo mismo una longitud

de λ/4, las expresiones de impedancia de entrada serían:

- , en el caso de tratarse de un stub terminado en cortocircuito.

- , si se trata de un stub terminado en circuito abierto.

De estos valores obtenidos se puede deducir que una propiedad que los stubs de longitud

λ/4 tienen es la capacidad de convertir un circuito abierto ( en un cortocircuito ( ,

en términos de la impedancia “vista” desde la entrada y viceversa. Si se supone una longitud de

o cualquier múltiplo suyo se tiene que , esto implica que una línea con no

altera la impedancia de carga. Esta propiedad es usada principalmente para el diseño de las


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redes de polarización. La figura 2.5 muestra un ejemplo simple del uso de esta propiedad para

dicho uso. Se trata de dos stubs conectados en serie, de igual longitud eléctrica y diferente

impedancia característica [6].

Figura 2.5: Conexión de dos stubs en serie

El stub terminado en circuito abierto es usado para crear un choque en alta frecuencia en

la rama DC, es decir, permite el paso de la señal DC al mismo tiempo que aísla la señal RF de

la red de polarización. La línea de transmisión con impedancia Zc2 se usa para transformar un

cortocircuito en RF (que equivale a un circuito abierto en DC) en un circuito abierto en RF.

El uso de dos líneas con distinta impedancia característica tiene la finalidad de disminuir

su longitud y por lo tanto el tamaño del diseño. Usando la expresión de impedancia de entrada

(2.8) y aplicándola a Zin2 se tiene:

(2.9)

Si se desea tener una impedancia en cortocircuito en el puerto de entrada, esto es,

, tras hacer algunos cálculos y sustituir en la ecuación anterior se obtiene:

(2.10)

Si ambas impedancias fuesen iguales, entonces , es decir, las líneas tendrían una

longitud de un cuarto de lambda. Sin embargo si tomamos se tendría que , de

lo que se deduce que mientras mayor sea la diferencia entre ambas impedancias, menor será la

longitud de las líneas. En tecnología microstrip el valor de la impedancia de las líneas se

encuentra limitado entre 20Ω-100 Ω. En la práctica la línea con impedancia debe tener una

impedancia muy alta, por lo que una regla de diseño es que su ancho sea lo más pequeño

posible.


22

2.2.2. Stub radial

El stub radial es comúnmente usado en las redes de polarización de elementos activos en

alta frecuencia. Este tipo de stub se presenta como alternativa a la capacidad de bypass (stub

simple λ/4 terminado en circuito abierto). La mayor ventaja que presenta si se compara respecto

al stub simple es que posee una mejor respuesta en una banda más ancha de frecuencias.

Figura 2.6: Modelo de un stub radial

Como se observa en la figura 2.6 los parámetros de diseño de un stub radial son el ancho

de la línea de entrada (Wi), la longitud (L) y el ángulo. Como es de esperar, mientras menor se

haga el ángulo el comportamiento en la banda de frecuencias se degrada y la geometría es

similar a la del stub simple. Otra de las ventajas es el stub radial presenta una longitud menor

que la de una línea de transmisión de un cuarto de longitud de onda, ello puede explicarse

teniendo en cuenta teniendo que su impedancia característica disminuye (el stub se hace más

ancho) y relación comentada en el apartado (2.10). Un inconveniente que tienen es que pueden

llegar a ocupar una gran superficie del substrato.

2.3. LÍNEAS PLANARES MICROSTRIP

2.3.1. Transistor bipolar

Los transistores bipolares o BJT (Bipolar Junction Transistor) es uno de los elementos

activos más utilizado en los dispositivos de microondas y de RF, generalmente en el diseño e

implementación de amplificadores. Fue inventado en 1947 por W. H. Brattain y J. Bardeen de

los Bell Laboratories, y sustituyó a las válvulas de vacío, que hasta entonces habían

proporcionado soporte físico a los circuitos electrónicos, debido a su menor tamaño y consumo


23

de potencia. Poco después del descubrimiento del BJT se patentó el HBT (Heterojunction

Bipolar Transistor), que se diferencia del anterior por tener al menos una de sus dos regiones de

unión formada por semiconductores de materiales diferentes ( algunos ejemplos son GaAs, SiGe

o InP). Este tipo de transistores funciona como un BJT pero tiene mejor respuesta a mayores

frecuencias.

Los transistores BJT se fabrican fundamentalmente en Silicio y están formados por tres

zonas semiconductoras entre las que se forman uniones PN, denominadas base (B), colector (C)

y emisor (E), que deben estar dopadas tipo N y P alternativamente, tal y como se muestra en la

figura 2.7. Existen por lo tanto dos tipos de transistores bipolares: NPN y PNP . Debido a la

mayor movilidad electrónica de los electrones frente a los huecos y su mejor respuesta en alta

frecuencia, los primeros son preferidos cuando se trabaja en frecuencias microondas.

Como se observa en la figura 2.7 un transistor se construye con una estructura no

simétrica de forma que el emisor esté fuertemente dopado respecto a la base y ésta a su vez esté

más dopada que el colector. Se puede considerar por lo tanto una unión de tipo n+-p-n

-. Además

las dimensiones del dispositivo son muy importantes para su correcto funcionamiento.

(a) (b)

Figura 2.7: (a) Estructura transistor bipolar NPN adecuada para el análisis (b) Estructura real

Para usar el transistor como amplificador se polariza en directa la unión base-emisor

(VBE>VT) y en inversa la unión base-colector, a esta polarización se le conoce como activa.

Cuando esto ocurre un gran flujo de e- del emisor es inyectado por difusión en la base P. Como

ésta se encuentra poco dopada, sólo algunos portadores se recombinan con los portadores de

carga contraria de ésta, por lo que la corriente de la base es muy pequeña. Adicionalmente, el

grosor de la base se fabrica muy pequeño por lo que muchos portadores no se recombinan en

ella y son capaces de atravesar a la región del colector donde serán arrastrados al contacto

eléctrico debido a la polarización inversa, y por lo tanto contribuyendo a la corriente. La figura


24

2.8 muestra el flujo de corrientes que aparece cuando el transistor trabaja en activa. La corriente

que circula por la base será la encargada del control de la corriente de salida. Existen tres

configuraciones posibles: colector común, base común y emisor común. Las dos últimas son las

más utilizadas, en ellas la señal entra por el emisor y la base respectivamente y se ve

amplificada en el colector según las relaciones:

, en base común (2.11)

, en emisor común (2.12)

donde y representan las ganancias en base y emisor común. El valor de está en el rango

(0,9…0,99) y el valor de es generalmente muy elevado (>100). La correspondencia entre

ambas ganancias es:

(2.13)

(a) (b)

Figura 2.8. (a) Flujo de corrientes en el transistor NPN (b) Dirección de las corrientes sobre el símbolo del

transistor NPN cuando opera en activa

Por lo general se considera la corriente inversa de saturación, , circula entre el colector

y la base despreciable, sin embargo si se trabaja con pequeñas corrientes de polarización es

posible que no pueda tomarse esta aproximación, la ecuación anterior por lo tanto quedaría

como sigue:

(2.14)


25

A parte de la región de funcionamiento de activa, explicada en las líneas anteriores, e l

transistor puede trabajar en otras tres dependiendo de las tensiones aplicadas:

Corte

En este caso no circula corriente por el transistor (IB = IE = 0). Para trabajar en esta región

basta con que VBE = 0.

Saturación

En esta región las uniones base-emisor y base-colector se encuentran en directa. La

polarización BC provoca que la tensión VCE sea prácticamente nula (VCEsat ≈ 0,2V).

Tanto en saturación como en inversa el transistor opera como si fuese una resistencia

entre los terminales de colector y emisor. En corte con un valor muy alto (circuito

abierto) y en saturación con uno muy bajo, es decir, (cortocircuito).

Inversa

En esta región las polaridades están invertidas con respecto a la región de activa, sin

embargo, la ganancia del transistor trabajando en esta zona es mucho menor puesto que

se desplazan los portadores minoritarios.

CURVA CARACTERÍSTICA

A la hora de diseñar un circuito y elegir un transistor u otro es conveniente conocer las

relaciones entre las corrientes y tensiones de entrada y salida de los mismos. Las figuras 2.9

representan las curvas características de un transistor en emisor común y se indican las distintas

zonas de funcionamiento. Asimismo se ha añadido la hipérbola de la potencia máxima que un

transistor puede soportar, viene definido por la relación P=VCE IC, y su gráfica varía en función

del tipo de transistor (fabricación, características y encapsulado), así como de las condiciones

ambientales.


26

(a) (b)

Figura 2.9: Curvas características del transistor en emisor común. (a) Curva V-I de entrada. (b) Curva V-I de

salida

En general, la curva en la zona lineal de la salida no es plana, sino que presenta una ligera

pendiente. Estos incrementos de la corriente IC a medida que aumenta la tensión VCE , es

conocido como Efecto Early o efecto de modulación de anchura de la base. Al aumentar la

tensión de inversa se provoca una disminución de la anchura efectiva de la base, por lo que el

camino de recombinación de portadores es menor y aumenta la corriente en el colector. Este

efecto es menos pronunciado cuando se tiene una configuración en base común, pero también

ocurre cuando se aumenta la tensión colector-base. Si la tensión colector-emisor aumenta tanto

que en el que desaparece completamente la anchura de la base se produce lo que se conoce

como perforación de la base, y el transistor se destruye al circular una corriente demasiado

elevada entre ambos terminales. Otra causa por la que se puede producir la destrucción del

dispositivo puede ser por efecto avalancha.

El punto de tensión donde todas las curvas de salida conf luyen es conocida como tensión

de Early, - VA, y suele tener un valor entre los 150 y 200V.

MODELO DE PEQUEÑA SEÑAL DEL TRANSISTOR

Cuando se emplea el transistor como amplificador de señales alternas, como es común en

gran cantidad de ocasiones, es necesario comprobar el comportamiento de estos dispositivos

frente a este tipo de señales, para ello es muy útil recurrir a los modelos lineales de pequeña

señal del transistor, modelos h ó π.

El modelo π del transistor bipolar viene dado en la figura 2.10.


27

Figura 2.10: Modelo híbrido π de pequeña señal del transistor

Las capacidades parásitas (Cb’e y Ccb’) y la resistencia rbb’ (resistencia óhmica entre el

contacto eléctrico del pin metálico al semiconductor y la base activa) representan el

comportamiento a alta frecuencia. El valor de la capacidad Ccb’ depende del punto de

polarización del transistor y viene dada generalmente como un dato por el fabricante, por otro

lado la capacidad Cb’e tiene la siguiente expresión:

(2.15)

El parámetro es usado como figura de mérito para caracterizar un transistor en

microondas y se define como la frecuencia a la que la ganancia de corriente con salida en

cortocircuito se hace la unidad.

La transconductancia gm determina la ganancia del transistor, puesto que relaciona la

intensidad del colector en función de la tensión de la base y tiene la siguiente expresión1:

(2.16)

donde es el voltaje térmico (aprox. 26mV a temperatura ambiente).

Otro de los factores que debe tenerse en cuenta a la hora de escoger un transistor para

algunas aplicaciones (como en la implementación de osciladores), es su figura de ruido, que

debe ser lo menor posible. Generalmente el ruido en los transistores es de naturaleza:

- Térmica: generado en las resistencias de los electrodos

1 La expresión que relaciona la corriente del colector con la tensión de base se obtiene a partir de la

ecuación del diodo base-emisor : , donde es la corriente de pérdidas en la un ión

colectora cuando .


28

- Ruido Shot (de disparo): debido a las fluctuaciones de los portadores al cruzar las

uniones semiconductoras.

- Ruido flicker

La figura 2.11 muestra los espectros del ruido presente en los transistores:

(a) (b)

Figura 2.11: (a) Ruido térmico y de disparo. (b) Ruido flicker

Tanto el ruido de disparo como el térmico son planos en el espectro, como el ruido

blanco, y además son proporcionales a las corrientes de polarización, por ello en microondas los

transistores se polarizan en una región con pequeña polarización DC.

CIRCUITO DE POLARIZACIÓN

El circuito de polarización se usará para poder situar el punto de polarización de forma

que el transistor ni se sature ni se corte, y por tanto, sin distorsionar la señal de salida, cuando

esté funcionando como un amplificador. A la hora de escoger un circuito de polarización se

deben tener en cuenta los siguientes aspectos:

- La sensibilidad con la temperatura y las variaciones de los parámetros.

- La sensibilidad con las variaciones de la tensión de alimentación.

- Las tensiones de alimentación requeridas (bipolar, unipolar, etc)

- Las corrientes de alimentación requeridas.

- El número de componentes del circuito.

- La resistencia de entrada del circuito para la señal de entrada.

- La pérdida de ganancia.

El circuito que se usará en este proyecto para la polarización de todos los transistores

utilizados se muestra en la figura 5.7 del quinto capítulo.


29

En este proyecto se van a utilizar los transistores bipolares de Si BFP420 y BFP520f,

ambos diseñados por Infineon. El punto de polarización escogido para ambos ha sido de

VCE=2.5V e IC=20mA. Además de presentar una baja figura de ruido, es conveniente escoger un

transistor que presente una frecuencia de transición, fT, que sea mucho mayor a la frecuencia de

trabajo en la que se va a trabajar. Ambos transistores presentan una fT = 24 GHz, y a la

frecuencia a la que se va trabajar está en torno a los 9 GHz. Otra de las principales causas por

las que se optó por estos dispositivos se debió a su respuesta en ganancia frente a la frecuencia,

dato que puede observarse en las gráficas que el fabricante ofrece en el Datasheet del

componente (ver apéndices 2 y 3).

Aunque todos los detalles sobre estos dispositivos pueden encontrarse en dicho

Datasheet, añadido al final del documento, dos de las principales diferencias entre ellos estriban

por un lado en el encapsulado que presentan y por otro en que la respuesta del BFP520f es

mejor para frecuencias más altas.

2.3.2. Diodo varactor

En la mayoría de los casos éste será el elemento escogido para representar la capacidad

variable del circuito resonador en el diseño de VCO. Se trata de un diodo semiconductor de

unión PN capaz de variar su capacidad asociada entre terminales cuando está polarizado en

inversa (el diodo no conduce). El resultado es que mientras mayor sea la magnitud de la tensión

inversa a la que se somete el diodo, menor será su capacidad asociada.

Las figuras 2.12 presentan la estructura básica del diodo de unión PN y su circuito eléctrico

equivalente:

(a) (b)

Figura 2.12: (a) Esquema del varicap. (b) Circuito equivalente.


30

donde los valores de Rs, Rp y Ls/2 varían con la frecuencia de trabajo, Cc es fija y Cj depende de

la amplitud de la tensión. Estos valores vienen determinados generalmente por el fabricante en

la correspondiente hoja característica.

La expresión de la capacidad de la unión PN inversamente polarizada es:

(2.17)

donde:

- : potencial interno de contacto de la unión (depende del tipo de semiconductor).

- : capacida de la unión a 0V.

- : tensión inversa aplicada.

- M: define la ley de variación del perfin de impurezas y determina cómo varia la

capacidad con la tensión. Puede tener los siguientes valores:

o M=1/2: Unión abrupta

o M=1/3: Unión lineal

o M=1: Unión hiper-abrupta

o M=2: Unión super hiper-abrupta.

La gráfica 2.13 presenta las respuestas en capacidad total e intensidad frente a la tensión

de ruptura aplicada en un diodo varicap.

Figura 2.13: Respuesta de la capacidad total del diodo varicap


31

A la hora de escoger un diodo varicap para una aplicación concreta deben tenerse en cuenta los

siguientes aspectos:

- Debe escogerse el diodo más apropiado en función de los márgenes de frecuencia

requerido y de las tensiones de control que se le vayan a dar (ver tablas ofrecidas por el

fabricante).

- Factor de calidad (Q): este parámetro nos da una idea de cómo se asemeja el

comportamiento del varicap a un condensador ideal. Debe ser lo mayor posible puesto

que un factor de calidad demasiado bajo perjudica el ruido de fase del oscilador.

- Relación entre capacidades o relación de sintonía (TR):

- Factor de cobertura del VCO:

Para este proyecto se utilizó el diodo varactor de Si hyperabrupto de MACOM de la serie

MA4ST2000, concretamente el utilizado fue el MA4ST2200 . Este varicap está diseñado para

trabajar con un bajo voltaje de operación. Uno de los requisitos dados fue el voltaje de control

debía variar entre los 0 y 5V, si se observa su Datasheet (ver apéndice 4), los valores de

capacitancia de este elemento vienen ya dados para este rango de voltaje. Además de esto

también se incluyen tanto el modelo Spice, necesario para su implementación en el Microwave

Office, como los valores típicos de sus elementos y sus gráficas características.

Capítulo III: Introducción a la teoría de los osciladores y acopladores

32

III. INTRODUCCIÓN TEÓRICA

3.1. INTRODUCCIÓN AL DISEÑO DE OSCILADORES

Un oscilador se define como un sistema electrónico autónomo capaz de generar una señal

periódica a partir de una fuente continua de alimentación.

Los osciladores pueden clasificarse según distintos criterios: tipo de resonador que usen,

banda de frecuencias en la que trabajan, tipo de variación de frecuencia o según la forma de

onda que generen.

En el caso que nos ocupa, se considerará una clasificación dependiendo de la forma de

onda a la salida del oscilador, puesto que el desarrollo puesto de este proyecto exige la forma de

onda sinusoidal.

Osciladores de relajación:

Los osciladores de relajación son aquellos que generan una señal onda no sinusoidal

(cuadrada, triangular, tren de pulsos, exponencial, etc.) y son usados mayoritariamente en

circuitos de temporización. La idea básica del funcionamiento de estos osciladores es la de

operar cargando y descargando alternativamente un elemento capaz de almacenar energía

(generalmente un condensador) entre dos valores definidos, resultando una forma de onda

periódica a la salida.

En la figura 3.1 se muestra un ejemplo de un circuito generador de onda cuadrada y su

señal de salida:

Figura 3.1: (a) Oscilador de relajación. (b) Respuesta del oscilador


33

Osciladores armónicos:

Este tipo de osciladores generan una señal de onda sinusoidal, caracterizada por la

expresión:

(3.1)

Uno de los principales usos de los osciladores armónicos es el de generar una señal

portadora en aplicaciones de radar o en sistemas de comunicación inalámbricos (telefonía

móvil, transmisiones vía satélite, etc.). Asimismo, constituyen elementos clave en complejos

sistemas de procesamiento de señal, como los sintetizadores o PLL.

Como se comentó al comenzar esta clasificación, todos los apartados que siguen en este

capítulo se centrarán en el estudio de los osciladores sinusoidales.

3.1.1. Osciladores sinusoidales. Condiciones de oscilación

Los osciladores sinusoidales se pueden clasificar según dos categorías:

a) Osciladores de dos puertos o de realimentación

b) Osciladores de un puerto o de resistencia negativa.

Tras ambos conceptos se esconde el mismo principio: compensar las pérdidas de un

circuito oscilador mediante un dispositivo amplificador.

Ambos modelos se describen con más detalle a continuación.

3.1.1.1. Osciladores realimentados

De forma general podemos representar un oscilador sinusoidal como un sistema

constituidos por dos bloques de circuitos básicos:

a) un amplificador (elemento activo)

b) una red pasiva de realimentación que devuelve una parte de la señal de salida del

amplificador a su entrada

La estructura básica de un oscilador sinusoidal realimentado viene representada en la

figura 3.2.


34

Figura 3.2: esquema del oscilador realimentado

Para el análisis de los osciladores se seguirá el denominado “método de ganancia de

lazo”. Una de sus principales características es que permite el acceso a las distintas fuentes de

corriente y tensión que constituyen el circuito, es decir, realiza un estudio del comportamiento

interno del transistor y de su influencia en el espectro de ruido del oscilador, para de ese modo

poder controlar de forma más precisa su punto de funcionamiento.

A partir de este esquema se deduce fácilmente la expresión de la respuesta del sistema en

lazo cerrado como:

(3.2)

donde A( ) representa la ganancia en lazo abierto, β( es el factor de realimentación y

A( ) β( es la ganancia de lazo.

Si para una frecuencia determinada, , se anulase el denominador se obtendría un valor

infinito en la función de transferencia de la ecuación 2.2 y por lo tanto, a dicha frecuencia el

circuito generaría una salida finita para una entrada nula. Según la Teoría de Sistemas esto

ocurre cuando los polos de , o mejor dicho, las raíces de 2.3 estén situados en el eje

imaginario.

(3.3)

Para que exista oscilación la ganancia de lazo debe ser la unidad, por lo que la parte

activa del sistema debe compensar las pérdidas de la red pasiva de realimentación y ésta última

es la encargada de la elección de la frecuencia de oscilación.

Puesto que A( ) y β( son por lo general números complejos, deben darse

simultáneamente unas condiciones de módulo y fase que vienen descritas a continuación y son

conocidas como Condiciones de Barkhausen.


35

(3.4 a)

(3.4 b)

Atendiendo a la definición de la situación de los polos del sistema, podemos interpretar

las condiciones de Barkhausen de la forma

(3.5 a)

(3.5 b)

La ecuación (3.4 b) indica que la frecuencia a la que operará un oscilador armónico es

aquélla en la que el desfase total introducido por el bucle de realimentación sea 0 (o múltiplo de

2π) y la magnitud de la ganancia de bucle sea la unidad.

A continuación se describirá el comportamiento del circuito cuando el valor de la

ganancia tenga valores distintos al de la unidad:

, no se mantendrán las oscilaciones. En esta situación los ceros de

(3.5) están situados en el semiplano negativo (véase la figura 3.3).

Figura 3.3: Respuesta cuando la ganancia es menor que la unidad

, las oscilaciones tienden a amplificarse indefinidamente hasta que

comienza la saturación del amplificador. Puesto que la saturación es un fenómeno no

lineal da lugar a la aparición de armónicos en el sistema. En esta situación los polos se

encuentran en el semiplano positivo (véase la figura 3.4).


36

Figura 3.4: Respuesta cuando la ganancia es mayor que la unidad

En el diseño de osciladores prácticos la ganancia de lazo se fija ligeramente mayor que la

unidad. Esto se denomina condición de arranque.

(3.6)

Esta condición implica, como se dijo anteriormente, que el sistema sea inestable,

provocando una situación mostrada en la figura 3.4. El fenómeno de arranque de la oscilación a

falta de una señal de entrada, responde al hecho que todos los componentes utilizados en el

circuito son generadores de “Ruido Blanco”, el cual se extiende por todo el espectro de

frecuencias. Aquellas componentes que coinciden con la frecuencia de oscilación se verán

amplificadas y realimentadas. A esto también debemos añadir el ruido inyectado en el momento

en que se polariza el circuito. Esta adición de ruidos, que en principio es muy pequeña, será

amplificada de forma exponencial creciendo indefinidamente hasta que la saturación de

amplificador o algún circuito externo (circuito limitador de amplitud) que consiga que para la

frecuencia de oscilación se llegue a la condición (3.4 a).

Si consideramos en la figura 3.2 una realimentación negativa en lugar de positiva las

condiciones de Barkhausen , quedarían del siguiente modo:

(3.7 a)

(3.7 b)

(3.7 c)

En esta ocasión el circuito oscilara cuando el desfase introducido por el bucle de

realimentación se de 180 º y la magnitud de la ganancia sea la unidad.


37

ESTABILIDAD DE LOS OSCILADORES

Uno de los objetivos más importante cuando se diseña un oscilador es obtener una

máxima estabilidad, tanto en amplitud como en frecuencia. En la práctica aparecen efectos que

dificultan que un oscilador se completamente estable. En este apartado se tratará de explicar

algunas de las posibles causas que provocan esta inestabilidad.

a) Estabilidad en frecuencia

Las desviaciones en frecuencia que aparecen en los osciladores son debidas

principalmente a los cambios en los valores de los componentes que forman el circuito (por

derivaciones térmicas, envejecimiento, etc.), puesto que de ellos dependen las características en

frecuencia del oscilador. Estas son conocidas como variaciones directas. Adicionalmente, como

resultado de reactancias parásitas que introduce el elemento amplificador, aparecen desfases

adicionales que afectarán a , y que denominaremos Las variaciones de frecuencia que se

dan por este motivo son conocidas como variaciones indirectas.

Recordando la condición de Barkhausen en fase, (3.7 c), observamos que la frecuencia de

oscilación, , es aquélla a la que se produce que el cambio de fase en el bucle es 0 ó π (según

se trate de realimentación positiva o negativa).

Para que se mantenga la oscilación estas variaciones de fase deben compensarse, es decir,

(3.8)

Esta variación de fase en la red de realimentación necesaria para que se cumpla la

condición de oscilación producirá una variación en la frecuencia de trabajo (recordemos que

esta red fija ). Matemáticamente se expresa:

, (3.9)

sustituyendo (3.8) en (3.9):

(3.10)

A la expresión del denominador se la conoce como factor de estabilidad en frecuencia, y

vienen dada por (3.11):

(3.11)


38

Cuanto mayor sea más estable será la frecuencia del circuito, puesto que habrá que variar

menos la frecuencia, este hecho puede observarse en la figura 3.5 [3].

Figura 3.5: Variación de la frecuencia de oscilación (a) menor variación de pendiente (b) mayor variación de

pendiente

b) Estabilidad en amplitud

Como se mencionó anteriormente los osciladores necesitan de un circuito externo

encargado de estabilizar la ganancia del dispositivo. Normalmente este bloque no aparece

explícitamente en el esquema de un oscilador, pero implícitamente se encuentra presente.

Existen distintos métodos para el control de la amplitud [8]:

- Uso de una o varias resistencias sensibles a la temperatura como atenuador. Este

elemento posee una atenuación λ que se incrementa proporcionalmente con la tensión a

su entrada. Se colocan en el bucle de realimentación, junto al elemento activo, tal y

como muestra la figura 2.6.

Figura 3.6: Uso de resistores para estabilizar la ganancia

- Uso de un detector de amplitud que suministra una señal de control que actúa sobre un

amplificador interno del bucle de realimentación disminuyendo su ganancia si la

amplitud medida aumenta.


39

- Uso de un elemento activo no lineal que posea un efecto limitante en amplitud. Este

dispositivo irá seguido de un filtro de banda estrecha que tan solo dejará pasar la

frecuencia de oscilación eliminando los armónicos que aquél genere.

- Uso de circuitos limitadores con diodos.

3.1.1.2. Osciladores de resistencia negativa

Esta es la técnica de diseño más común a la hora de realizar estos circuitos a frecuencias

RF y microondas. Para entender este concepto haremos en primer lugar un análisis de un

circuito RLC como el de la figura 3.7.

Figura 3.7: circuito oscilador RLC

Si aplicamos las leyes de Kirchhoff a las corrientes del circuito obtendremos una

ecuación diferencial de segundo grado que equivale a la expresión de en función del tiempo.

(3.12)

Si llamamos y sustituimos en (3.12) obtendremos:

(3.13)

cuyas raíces vendrán dadas por

(3.14)


40

Dependiendo del valor que tome R se obtienen distintas formas en la señal .

Nosotros nos centraremos en aquellas que nos resulten de interés para obtener un circuito

oscilatorio.

Si . Se obtendría una salida sinusoidal como

la mostrada en la figura 3.8 y la frecuencia de oscilación vendría dada por:

Si , en este caso las

oscilaciones crecerían con el tiempo (véase la figura 3.9).

Inicialmente debe darse esta condición de resistencia negativa (condición de arranque),

para obtener oscilaciones en amplitud creciente, pero después hay que conseguir que la señal se

mantenga constate tanto en amplitud como en frecuencia, es decir, es necesario compensar

exactamente las pérdidas introducidas por las resistencias parásitas del condensador y la bobina

para que no existan pérdidas óhmicas en el circuito ( ). Para poder obtener este resultado

será necesario el uso de un dispositivo activo que presente entre sus bornas un valor de

resistencia negativa y de igual en módulo a la del tanque LC paralelo (en este ejemplo).

Figura 3.8: Respuesta estable del

oscilador

Figura 3.9: Respuesta inestable


41

La figura (RLC) y su análisis ayudan a entender el principio de resistencia negativa para

el diseño de circuitos osciladores. Sin embargo, para el estudio de estos circuitos en RF nos

basaremos en el esquema de la figura 3.10, que muestra un oscilador con resonancia en serie.

Figura 3.10: Esquemas circuito oscilador de resistencia negativa

donde = representa la impedancia del dispositivo activo y la del

circuito resonante.

La ecuación que representa a la figura 3.10 (a), aplicando la ley de Kirchoff sería:

(3.15)

Asumiendo los postulados de Kurokawa [2], cuyo desarrollo no se demostrará en este

proyecto, las ecuaciones que relacionan las impedancias y y que determina la condición

de oscilación, asumiendo oscilaciones libres en estado estacionario son:

(3.16 a)

(3.16 b)

(3.16 c)

donde A representa la amplitud de las oscilaciones.

Teniendo en cuenta que >0, para que pueda existir oscilación debe darse que <0.

Otro modo de ver la condición de oscilación en estado estacionario se puede obtener al

desarrollar (3.16 a) en términos de coeficiente de reflexión, definido como:


42

(3.17)

Cuyo desarrollo resultaría:

(3.18)

Puesto que 0< <1, esta relación indica que debe ser mayor que la unidad para que se

produzcan las oscilaciones.

Como se mencionó anteriormente, para que las oscilaciones comiencen es necesario que

el circuito sea inestable a cierta frecuencia, esto es . Será el ruido presente en los

elementos del circuito y la polarización, el que se encargue de causar la oscilación, y a medida

que la corriente del circuito aumenta debe hacerse menos negativa, hasta llegar a cumplir la

condición (3.16 b).

El hecho de considerar un elemento con resistencia negativa en un ancho de banda finito,

hace referencia a la capacidad de éste de absorber potencia en dicho rango o entorno a un cierto

punto de trabajo. Para entender este término es conveniente distinguir entre resistencia estática,

la cual nunca puede ser negativa, y resistencia dinámica o diferencial, que tiene en cuenta las

variaciones de las corrientes y tensiones en bornas del elemento respecto a un punto de trabajo.

La figura 3.11 muestra la característica de salida de un elemento activo con resistencia negativa

y puede darnos una idea gráfica de ambos términos, donde Q1 y Q2 presentan dos puntos de

trabajo del componente.

Se observa que en Q1 al aumentar la tensión en bornas se produce un incremento de la

intensidad, por lo que se da una resistencia dinámica positiva. Por el contrario en Q2 lo que

ocurre al aumentar la tensión es que la intensidad disminuye, esto implica que la resistencia

dinámica es negativa.

De forma cuantitativa, definimos la resistencia dinámica como:

(3.19)


43

Figura 3.11: Salida V-I de un elemento activo con resistencia dinámica negativa

3.1.2. Parámetros característicos de los circuitos osciladores

En este apartado se mencionan algunos de los parámetros más importantes que

caracterizan el comportamiento de los osciladores.

- Frecuencia de oscilación (fo) y rango de sintonía (tuning) si es controlada externamente.

- Pushing o deriva de alimentación: cambio de la frecuencia del oscilador debido a

variaciones del punto de funcionamiento de los transistores. Se mide en Hz/V.

- Pulling o deriva de carga: cambio de la frecuencia de oscilación debido a variaciones

de la fase de la impedancia de carga del circuito. Se mide en Hz/o.

- Estabilidad con los cambios ambientales: la frecuencia de trabajo de un oscilador puede

verse afectada debido principalmente a cambios en las características de los elementos

por envejecimiento o cambios atmosféricos.

- Señales de salida no deseadas (pureza espectral): son señales que aparecen en el

espectro de salida del oscilador a frecuencias distintas a la fundamental de la portadora.

Se clasifican en:

o Armónicas: su frecuencia es múltiplo de la fundamental.

o No armónicas: su frecuencia no está relacionada con fo.

o Paramétricas: su frecuencia es la resultante de adición o sustracción de

otras.

- Ruido: es considerado como toda aquella modificación espontánea que aparece en la

señal de salida del oscilador. Se distinguen tres tipos de ruido:

o Ruido AM: variación de la amplitud de salida.

o Ruido FM: variaciones en frecuencia alrededor de la fundamental.

o Ruido de fase


44

El ruido se mide en dBc/Hz2

- Estabilidad de frecuencia: este parámetro se medirá por la capacidad de un oscilador en

mantener su frecuencia de oscilación lo más constante posible. Las variaciones de

frecuencia que sufre el oscilador se deberán a las variaciones de los valores de los

componentes del circuito, que son los que fijan la frecuencia de oscilación. La

estabilidad de frecuencia viene descrita en unidades de PPM/oC.

RUIDO DE FASE

El ruido de fase se refiere a variaciones en la frecuencia o fase en la señal de un oscilador.

Aunque represente otro tipo de ruido se estudiará por separado y más profundamente, puesto

que constituye uno de los principales problemas en los sistemas de comunicaciones y puede

perjudicar enormemente el funcionamiento de los radares o sistemas receptores en

comunicaciones.

Si se observase el espectro en frecuencia de un oscilador ideal aparecería una función

delta en su frecuencia de oscilación, sin embargo el espectro de un oscilador real presenta una

forma como la que puede verse en la figura 3.12 (b)

Figura 3.12: Espectro de ruido de fase de un oscilador. (a) ideal. (b) real.

El ruido introducido por los componentes del circuito (transistores y resto de elementos

ruidosos) en el bucle de realimentación es el causante de las modulaciones aleatorias de fase en

la frecuencia de salida.

La medida del ruido de fase se define como la relación entre la potencia de ruido de fase

en un ancho de banda de 1 Hz a fm hertzios lejos de la frecuencia central de operación

2 dBc/Hz: dB relative to the carrier per Herz. Esto es, dB de la potencia del ruido, considerando un ancho

de banda de 1 Hz, con respecto a la potencia de la portadora a una frecuencia dada a part ir de la

fundamental


45

considerando únicamente una de las bandas laterales alrededor de fo y la potencia de la señal

total del oscilador y se denota como (fm). En la figura 3.13 se representa el espectro del ruido,

puede observarse que es simétrico respecto a la frecuencia de oscilación y decrece a medida que

nos alejamos de ésta.

Figura 3.13: Espectro del ruido de fase

Para minimizar el ruido de fase en un oscilador deben aplicarse los siguientes criterios de

diseño [12]:

1. Maximizar el factor Q del resonador.

2. Maximizar la energía reactiva en términos de un alto voltaje RF a través del

resonador y obtener un bajo valor del producto LC.

3. Escoger un dispositivo activo con baja figura de ruido, bajo ruido flicker (su efecto

puede ser reducido en la realimentación RF) y alta impedancia (tales como los FET’s)

4. Evitar la saturación del dispositivo activo.

3.1.3. Ejemplos de osciladores

En este apartado se presentan algunos de los ejemplos más representativos que forman

parte del grupo de osciladores sinusoidales.

3.1.3.1. Osciladores RC

En este tipo de osciladores los elementos la red pasiva está compuesta por resistencias y

condensadores. Este tipo de osciladores suelen emplearse cuando se va trabajar en frecuencias


46

menores a 100KHz, para evitar el uso de bobinas que a estas frecuencias puesto que su factor de

mérito Q será demasiado bajo y la estabilidad en frecuencia será pobre.

Se pueden distinguir principalmente dos estructuras básicas de estos osciladores:

Oscilador por desplazamiento de fase

Es uno de los circuitos osciladores más sencillos de implementar. La estructura básica de

este oscilador se presenta en la figura 3.14.

Figura 3.14: Oscilador por desplazamiento de fase

Como puede observarse está compuesto por un amplificador y tres células RC en cascada

cuya función es la producir rotaciones de fase así cumplir el Criterio de Barkhausen. Es decir,

este circuito oscilará a la frecuencia a la que el desplazamiento de la red de realimentación sea

de 180o (360

o de desfase en el bucle completo).

Aunque no se van a realizar los cálculos necesarios, la frecuencia de oscilación viene

dada por:

La ganancia obtenida a dicha frecuencia es y tomando la señal de V i aquella que entra en

el A.O es:

Según las condiciones de Barkhausen, la expresión de la ganancia en un principio debe

ser mayor que 1 para que exista oscilación. Esto nos indica que debemos tener un amplificador

inversor con ganancia mayor que 29.


47

Una de las principales ventajas de este oscilador es que presentan menor distorsión que

los osciladores con puente de Wien, dado que las cascadas RC actúan como filtros de distorsión.

Una de las desventajas que ofrecen es su baja estabilidad en frecuencia.

Osciladores con puente de Wien

Su estructura es muy similar a la del oscilador por desplazamiento de fase, simplemente

consiste en sustituir su red de rotación por un circuito conocido como puente de Wien.

Su esquema básico del oscilador se presenta en la figura 3.14.

Figura 3.14: Oscilador de puente de Wien

Como puede observarse en este esquema existen dos vías de realimentación marcadas en

rojo, a través de la red de realimentación positiva se determinará la frecuencia de trabajo,

mientras que la realimentación negativa por medio de R1 y R2 se encargará de fijar la amplitud

de la oscilación y la ganancia de la etapa amplificadora.

La frecuencia de oscilación de este circuito vendrá dada por:

Aunque tampoco vaya a desarrollarse, la condición de equilibrio del puente implica que:

En la práctica, el valor de se escogerá ligeramente superior al doble del valor de .


48

Este oscilador presenta buenas características de estabilidad de frecuencia, sin embargo la

dificultad del ajuste de los componentes para que haya baja distorsión obliga al uso de circuitos

no lineales de realimentación para controlar la amplitud.

3.1.3.2. Osciladores LC

Este tipo de osciladores son usados para frecuencias mayores que 100KHz. En la figura

3.15 (a) se muestra la estructura básica de un oscilador LC, compuesto por dos impedancias en

paralelo a la salida y entrada de la etapa amplificadora y una tercera en la cadena de

realimentación, y su modelo de pequeña señal, que se empleará para calcular las propiedades

que los elementos deben cumplir para que se den las condiciones de oscilación.

Figura 3.15: Oscilador LC. (a) Estructura básca. (b) Modelo de pequeña señal

En este esquema se ha utilizado un amplificador operacional, sin embargo, a menudo se

hace uso de transistores (FET, BJT, etc.), puesto que presentan unas posibilidades mayores en

cuanto al rango dinámico. En caso de utilizar transistores habría que añadirle un circuito de

polarización del transistor.

Desarrollando las ecuaciones que definirán el criterio de Barkhausen, se llega a la

conclusión de que las impedancias y deben ser reactancias puras, es decir, .

Además para que la ganancia sea real debe darse que:

Aunque no se analizará este resultado, para que se produzca la oscilación debe cumplirse:

donde es la transconductancia del amplificador.


49

Existen dos tipos de configuraciones, dependiendo de cómo se distribuyan las

reactancias:

- Oscilador de Colpitts: si hay 2 condensadores ( y una inductancia ( ).

- Oscilador de Hartley: si por el contrario y son inductancias y es un

condensador.

(a) (b)

Figura 3.16: (a) Oscilador LC de Colpitt. (b) Oscilador LC de Hartley

3.1.3.3. Oscilador de cristal de cuarzo

El diseño de este tipo de osciladores consiste básicamente en el uso de un cristal,

normalmente cuarzo, que presenta un efecto piezoeléctrico y que posee una frecuencia de

resonancia mecánica con un valor de Q muy alto para fijar la frecuencia de oscilación.

Cuando a un cristal piezoeléctrico se le adosan unos electrodos entre sus caras opuestas

formando una placa de electrodos paralelos, puede aparecer una resonancia electromecánica con

un alto Q cuando el sistema el excitado apropiadamente. La frecuencia de resonancia y el factor

de calidad dependerán de propiedades físicas como dimensión del cristal, orientación de las

superficies respecto a los ejes y del montaje del circuito. Debido a la gran estabilidad del cuarzo

frente al tiempo y temperatura, y de su elevado valor de Q, estos osciladores son muy útiles

cuando se desea obtener una frecuencia fija y muy estable.

El circuito equivalente, el símbolo y la reactancia respecto a la frecuencia de los

resonadores de cristal se muestran en la figura 3.17, donde y representan las frecuencias

de resonancia paralelo y serie respectivamente. El condensador Co representa la capacidad del

cristal entre los electrodos.


50

Los valores de dichas frecuencias y la función de la reactancia vienen dados por las

siguientes expresiones:

Teniendo en cuenta que y que , se de que las dos frecuencias son muy

próximas.

Figura 3.17: Oscilador de cuarzo. (a) Símbolo. (b) Modelo. (c) Reactancia

Como puede observarse en 3.17(c), entre ambas frecuencias, el cristal tiene un

comportamiento inductivo, por lo que puede remplazarse por la inductancia en el oscilador de

Colpitts, conocido entonces como oscilador de Pierce, o por una de la inductancias en el

oscilador de Hartley.


51

3.2. OSCILADOR CONTROLADO POR TENSIÓN

3.2.1. Introducción

Un oscilador controlado por tensión (VCO=Voltage Controlled Oscillator) es un

oscilador capaz de variar su frecuencia de salida mediante un voltaje de control. En el diseño de

los VCO uno o varios de los elementos reactivos que determinan la frecuencia de oscilación se

reemplazan por elementos de valor variable dependiente de su tensión de polarización, por

ejemplo, un diodo varactor o capacidades MOS. Esta última no es la más empleada debida a la

incertidumbre del valor inicial de su capacidad a causa de las tolerancias en el proceso de

fabricación, a pesar de tener un mayor rango de sintonía con menor variación del valor de la

capacidad.

Para explicar el desarrollo de diseño de estos sistemas nos centraremos en el modelo de

osciladores de resistencia negativa. El motivo es que la condición de oscilación debida al

desplazamiento de fase que introduce la red de realimentación en los osciladores de dos puertos

no es realizable en banda ancha a frecuencias de microondas.

Este bloque del oscilador sigue las mismas reglas de diseño que las de los osciladores

anteriormente estudiados. En los siguientes apartados se detallarán los tres bloques básicos que

componen un VCO y se mostrarán los pasos teóricos seguidos a la hora de la implementación

del oscilador en el desarrollo de este proyecto, a la vez que sirve como ejemplo de aplicación y

finalmente se añadirán algunos ejemplos de osciladores controlados por tensión ya conocidos.

3.2.2. Elemento activo o amplificador de reflexión

En el diseño de VCO se emplean normalmente transistores bipolares, FET’s,

amplificadores operacionales, etc. para la etapa de amplificación. Si se va a utilizar un

transistor, es conveniente considerar sus propiedades de ruido, frecuencia y potencia en el rango

de frecuencias en el que se desea operar.

A continuación, y como se dijo en líneas anteriores, se mostrarán como ejemplo los

conceptos teóricos utilizados en el diseño del oscilador basado en una estructura concreta [10].


52

Figura 3.19: Modelos simplificado de elemento activo del oscilador

Como puede observarse se va a hacer uso de un transistor bipolar, como elemento activo

que aporta la resistencia negativa. La estructura resonante se conectará al emisor del mismo. Los

valores e representan las admitancias conectadas a la base y al colector respectivamente.

En primer lugar reescribiremos las condiciones de oscilación por 3.16 en términos de

admitancias, puesto que nos facilitarán los cálculos. Recordemos que el subíndice L se refiere al

resonador e in al elemento activo.

(3.20)

(3.21)

(3.22)

Para poder realizar los cálculos en primer lugar se representará el transistor por su modelo

de pequeña señal, y puesto que se trata de un análisis para alta frecuencia se añadirán las

capacidades parásitas que aparecen. El diagrama de bloque de esta situación se muestra en la

figura 3.20.


53

Figura 3.20: Modelo de pequeña señal del amplificador de reflexión

A partir de este esquema se calcula la matriz de admitancias del transistor:

(3.23)

Por simplicidad se tomará:

(3.24)

Como puede observarse esta matriz considera al transistor como un elemento de dos

puertas, sin embargo es usado en los circuitos como elemento de tres puertas. Es necesario por

lo tanto realizar una transformación de la matriz (3.24) a una de tres componentes y de ese

modo poder añadir las entradas que serán necesarias para nuestro cálculo, es decir, e .

Este proceso y sus ecuaciones correspondientes vienen detallados a continuación.

Figura 3.21: Modelo de la red de 3 puertas


54

(3.25 a)

(3.25 b)

(3.25 c)

(3.25 d)

(3.25 e)

A partir de las relaciones 3.25 se puede obtener la matriz de impedancias de tres puertos

describe el comportamiento del transistor.

(3.26)

Si tenemos en cuenta las relaciones

(3.27a)

(3.27b)

Podemos desarrollar la matriz 3.26 de la siguiente forma:

(3.27)

Para resolver el valor de la admitancia de, es decir, el cociente entre y , es

necesario realizar una serie de cálculos sencillos llegándose a la expresión:

(3.28)

Para obtener un valor cualitativo en la elección de las impedancias e , debemos

distinguir entre los valor real e imaginario de la impedancia de entrada , para de ese modo

comprobar bajo qué condiciones se da una parte real negativa. Para este propósito se va a volver

a simplificar el modelo de pequeña señal del transistor (véase la figura 3.22):


55

Figura 3.22: Modelo de pequeña señal simplificado

Haciendo uso del esquema de la figura 3.22 y de las siguientes igualdades:

(3.29 a)

(3.29 b)

(3.29 c)

(3.29 d)

resulta la matriz simplificada de con su respectivo determinante como:

(3.30)

(3.31)

Sustituyendo 3.29 y 3.31 en 3.28 Se obtiene el valor de la admitancia buscada:

(3.32)

Consideramos como una reactancia con y separamos en su

parte real e imaginaria, y se obtiene

(3.33)

Una parte real negativa implicaría de la impedancia de entrada se cumple en el caso que

, por lo tanto la base del transistor debe ir conectado a un elemento inductivo. Una vez

obtenida la ecuación de la impedancia de entrada, el objetivo radica ahora en obtener un valor

de dicha reactancia para que exista oscilación.


56

Tras calcular el valor de la admitancia del elemento activo debe asegurarse que la

condición de oscilación se cumpla en todo el rango de frecuencias. Recordando la condición de

oscilación dada por (3.16) y la expresión de la admitancia de entrada del transistor (3.33), para

garantizar la oscilación en un rango determinado de frecuencias se escogerá un factor de

amplificación que cumpla con la condición (3.34), que relaciona la parte real de la admitancia

de entrada del amplificador, , con la del resonador, .

, con (3.34 a)

Por otra parte, este valor no debe escogerse demasiado elevado, puesto que ello puede

llevar a un empeoramiento del ruido de fase del oscilador.

La parte imaginaria de la admitancia de entrada del amplificador, que debe ser los

más constante posible, debe ser exactamente igual en módulo que la parte imaginaria de la

admitancia del resonador, , para que se cumplan las condiciones de oscilación.

(3.34 b)

Las ecuaciones (3.34) representan las condiciones que deben darse para que exista la

oscilación.

3.2.3. Resonador

Es ya conocido que la frecuencia de trabajo de un oscilador quedará determinada por el

circuito resonante, y particularmente, de los valores de los componentes LC. De esto cabe

esperar que una variación de estos parámetros lleve consigo una variación de la frecuencia de

oscilación.

Generalmente el estudio del circuito resonador de un VCO se realiza sobre un esquema

que tiene la siguiente topología:

Figura 3.23: Modelo del resonador


57

La admitancia de entrada de este circuito tiene la forma:

(3.35)

Donde la frecuencia de resonancia es:

(3.36)

y su factor de calidad a la frecuencia de resonancia viene dado por:

(3.37)

Una vez definida la admitancia del resonador y del circuito que contiene al elemento

activo (ecuaciones sólo es necesario calcular los parámetros que hacen posible que se den las

condiciones de oscilación. Puesto que en el diseño del VCO se desea provocar la oscilación en

un rango de frecuencias determinado se optará por sustituir la capacidad por otra de valor

variable, que en este caso puede tratarse de un diodo varicap, obligando a que dicho valor

cumpla en todo momento las condiciones de oscilación.

Existe también una topología de diseño de un circuito resonador formada por dos diodos

varicap en oposición, conocida como configuración en anti-paralelo.

Figura 3.24: Configuración en antiparalelo de los diodos varicap

Una de las principales ventajas de este montaje es que acepta una mayor tensión en

radiofrecuencia, a la vez que puede mejorar la linealidad y no se pierde rango dinámico. La

linealidad de un VCO viene referida a la curva tensión-frecuencia. En la mayoría de las

ocasiones interesa que ésta sea lineal.

Para esta topología los valores máximos y mínimos de capacidad se simplifican a:

y


58

Si la variación de capacidades no es suficiente para cubrir todo el rango de frecuencias es

posible utilizar resonadores conmutados o bien usar múltiples diodos varicap en

antiparalelo+paralelo.

3.2.4. Amplificador de aislamiento

Es el amplificador conectado tras el bloque del oscilador para desacoplar su señal. Se

trata generalmente de un amplificador de bajo ruido (LNA) cuyos objetivos son, por un lado

amplificar la señal que genera el VCO y por otro producir un aislamiento entre el oscilador y la

carga a fin de que las variaciones de ésta no afecten a la frecuencia de oscilación y así mantener

la estabilidad en frecuencia. Asimismo disminuyen las señales que retroceden por posibles

reflexiones hacia el oscilador, por posibles efectos de un mal acoplamiento a la salida de éste.

3.2.5. Ejemplo de oscilador

En la práctica existen numerosos diseños ya conocidos de VCO. Con el fin de dar una

idea de la topología que presentan se va a mostrar el VCO basado en el oscilador de Colpitts

(véase la figura 2.25).

Se observa que se trata de una configuración anti-paralelo de los varactores. Las

capacitancias C3 y C4 se pueden ajustar y optimizar para conseguir una respuesta en ganancia

lo más plana posible en el rango de frecuencias. La alimentación en corriente DC se realiza a

través de R5 y R6.

Figura 2.25: VCO basado en el oscilador de Colpitts


59

3.3. ACOPLADORES DIRECCIONALES

Un acoplador direccional es un componente pasivo que se encarga de hacer un reparto de

la potencia de entrada. El modelo mostrado en la figura 3.26 representa un acoplador de 4

puertos:

Figura 3.26: Modelo genérico del acoplador direccional

Como puede deducirse de la figura, la mayor parte de la potencia de la señal se transmite al

puerto through, mientras que una parte minoritaria se transmite al puerto coupled y el puerto

isolated queda totalmente aislado.

La matriz [S] de las redes recíprocas ( ) con todos sus puertos adaptados tiene la

siguiente forma:

(3.38)

Si se trata además de una red sin pérdidas, la matriz de dispersión será unitaria. Si se toma

, lo cual ocurre en los acopladores direccionales, las condiciones que deben

cumplirse para que se trate de una matriz unitaria y cuyo desarrollo viene dado por [9] son:

(3.39 a)

(3.39 b)

(3.39 c)

(3.39 d)


60

Las relaciones (3.39) implican que

, (3.40)

Para simplificar estos resultados se escogen referencias de fase en 3 de los 4 puertos.

Tomamos , y . En tal caso las condiciones (3.40) se

reducen a:

(3.41)

Existen dos altertivas:

- Acoplador simétrico:

- Acoplador antisimétrico: y

Observando la figura 3.26 y se deduce que la potencia que el puerto 1 aplica al puerto 3

viene dada por el factor de acoplamiento , mientras que la que se aplica al puerto 2

sigue la relación . En un acoplador ideal no existe traspaso de potencia al

puerto 4, el cual queda aislado.

Las relaciones de potencia que describen el comportamiento de un acoplador direccional

son las siguientes:

- Acoplamiento:

(3.42)

- Directividad:

(3.43)

- Aislamiento:

(3.44)


61

La relación entre ellas es:

(3.45)

El acoplador ideal tendría una directividad y aislamiento infinito ( ), por lo que los

valores de α y β se obtendrían a partir del acoplamiento.

3.3.1. Acopladores de línea acoplada.

Cuando dos líneas de transmisión se colocan lo suficientemente juntas, puede aparecer un

acoplamiento de potencia debido a la interacción de los campos electromagnéticos de cada una

de ellas. La figura 3.27 muestra el esquema de las líneas acopladas en tecnología microstrip y el

circuito equivalente de su sección transversal.

(a) (b)

Figura 3.27: (a) Líneas microstrip acopladas. (b) Modelo de capacidades

La figura 3.27 (b) determina las características eléctricas de las líneas acopladas

asumiendo que las líneas operan en un modo de propagación cuasi TEM. C11 y C22 representan

la capacidad existente entre la línea conductora y el plano de masa del circuito microstrip. Si las

líneas son idénticas en tamaño y en posición relativa respecto a masa entonces C11 = C22.

La línea microstrip presenta dos modalidades de excitación: el modo par, en el que las

corrientes en las líneas tienen igual amplitud y dirección, y el modo impar, donde su amplitud es

también la misma sin embargo circula en direcciones opuestas. El comportamiento de estos dos

modos y su red de capacitancia respectiva son vienen dados en la figura 3.28 [1].

A partir de los circuitos anteriores se pueden calcular las capacitancias respectivas. En el

caso de modo par se trata de la capacidad existente entre la línea y el plano de masa, y en el de

modo impar se calcula la capacidad existente entre ambas líneas.


62

, modo par

, modo impar

Figura 3.28: (a) Excitación par. (b) Excitación impar

Las impedancias características de la línea cuando opera en modo par e impar son:

, modo par

, modo impar

Donde representa la velocidad de propagación en la línea.

Una vez se mencionadas las definiciones de las impedancias características del modo par-

impar, aplicaremos este método de análisis al circuito de la figura 3.29 (a), que representa una

red de 4 puertos de líneas acopladas para calcular sus ecuaciones de diseño y relacionarlas con

las correspondientes al diseño de un acoplador Como puede observarse en la red, tres de los

cuatro puertos terminan en una impedancia de y por el puerto 1 se inyecta la señal mediante

un generador de voltaje y una impedancia interna también de valor .

El estudio del circuito se realizará utilizando las técnicas de análisis del modo par-impar

mediante la superposición de las excitaciones ambos modos mostradas en 3.29 (b) y (c), en

conjunto con la impedancia de entrada de la línea, que viene definida como:


63

(3.46 a)

(3.46 b)

Figura 3.29: (a) Modelos del acoplador con líneas acopladas. (b) Modelo par. (c) Modelo impar

Para conseguir una adaptación de todos los puertos se debe imponer que ,

lo que conllevará a la siguiente relación:

(3.47)

Según el análisis realizado en [9] las tensiones obtenidas a la salida de los puertos tras

aplicar la superposición viene dada por las siguientes relaciones:

(3.48)

(3.49)

(3.50)

(3.51)


64

Donde C, o factor de acoplamiento, se define como

(3.52)

La gráfica que representa las relaciones del voltaje por los puertos through y coupled

frente a es:

Figura 3.30: Respuesta V- de los puertos de through y acoplado

Cuando , se cumple que la longitud del acoplador es λ/4, el acoplamiento en el

puerto 3 es máximo y las ecuaciones 3.50 y 3.49 se simplifican a

(3.52)

(3.53)

la matriz de dispersión resultante sería:

(3.54)


65

Estos acopladores presentan un desfase de 90º entre sus dos puertos de salida además de

una gran directividad.

Para todos estos cálculos se supuso que los modos par e impar de la estructura de líneas

acopladas tienen la misma velocidad de propagación, sin embargo esto no se cumple cuando se

trabaja con, por ejemplo, tecnologías microstrip (no TEM). La consecuencia es que el acoplador

con líneas microstrip presenta una directividad muy pobre. Para solventar este efecto y provocar

que las velocidades de fase de ambos modos se igualen se tiende a usar substratos con un alto

valor de constante dieléctrica efectiva y substratos anisotrópicos.

Un inconveniente y limitación de estos acopladores residen en realizar un acoplamiento

fuerte las líneas deben situarse muy próximas entre sí, y en la práctica, debido a restricciones

tecnológicas, puede no ser realizable.

Capítulo IV: Diseño del VCO y el acoplador

66

IV. DISEÑO DEL VCO Y EL ACOPLADOR

Este capítulo se comenzará dando una breve introducción sobre los programas

Microwave Office (AWR) y Eagle, ya que han sido los software de diseño utilizados en la

implementación de los circuitos. A continuación se mostrarán los esquemáticos obtenidos con el

AWR de cada uno de ellos.

4.1. HERRAMIENTAS DE SIMULACION

4.1.1. Microwave office

El programa utilizado para la simulación fue AWR microwave office versión 2009. Se

trata de un software de diseño de AWR (Applied Wave Research) Corporation, fundada por el

DR. Joseph E. Pekarek y dedicada al desarrollo de software EDA (Electronic Design

Automation) para RF, microondas y alta frecuencia. Entre otros de sus productos se

encuentran Visual System Simulator, Analog Office, APLAC, AXIEM y Analyst.

Microwave Office incluye todas las herramientas esenciales para el diseño de circuitos

integrados de alta frecuencia y PCB (Printed Circuit Board):

- Simuladores de circuitos lineales y no lineales

- Herramientas de análisis EM

- Esquemáticos integrados y layout

- Librerías de parámetros con una función DRC (Design Rule Check)

- Manuales de uso

4.1.2. Eagle

Para el diseño del layout de los circuitos simulados previamente se va a utilizar el

programa EAGLE (Easily Aplicable Graphical Layout Editor). Se trata de una potente

aplicación desarrollada por Cadsoft Computer, Inc. con la que se pueden delinear esquemas

electrónicos y PCB’s con la opción de un Autorouter, es decir, se automatiza el dibujo pistas en

la placa de circuitos impresos.


67

4.2. PROCESO DE DISEÑO

4.2.1. Calibración

Antes de comenzar con el diseño de los circuitos fue necesario realizar una medición de

los parámetros- S tanto de los elementos pasivos (resistencias y condensadores) como de los

transistores para conocer su comportamiento en radiofrecuencia en el substrato sobre el que se

realizará el VCO, y especialmente en el ancho de banda deseado, en este caso entre 7 y 9GHz.

Para ello se hizo uso del analizador de redes HEWLETT PACKARD 8510C.

Figura 4.1: Analizador de redes HP8510C

4.2.1.1. Analizador de redes

Un analizador de redes es un instrumento que permite una medida exhaustiva de redes o

componentes en RF y microondas, especialmente de los parámetros asociados a la reflexión y

transmisión de señales eléctricas (parámetros de dispersión ó parámetros S), pero también se

pueden medir otros tales como los parámetros Z, Y ó H.


68

Existen dos tipos principales de analizadores de redes, los escalares (SNA) y los

vectoriales (VNA). Los primeros miden únicamente los parámetros en amplitud, mientras que

los segundos permiten su medida en amplitud y en fase.

En la figura 4.1 se muestra el diagrama de bloque básico generalizado de un analizador de

redes vectorial:

Figura 4.2: Diagrama de bloques de un analizador de red

El motivo por el que la caracterización de redes a alta frecuencia se define en términos de

parámetros S es que ofrecen una buena descripción de aquéllas a partir de sus coeficientes de

transmisión y reflexión con respecto a las ondas de tensión y corriente que sobre él inciden, y

cuyos valores totales son difíciles de calcular a estas frecuencias. Además se evitan las posibles

oscilaciones que puedan sufrir dispositivos activos, o incluso su destrucción, al conectarse a

circuitos abiertos o cortocircuitos para poder realizar las medidas que describan la red.

Los parámetros S se describen en forma de onda viajera y tienen las expresiones que se

muestran en la figura 4.3.


69

Figura 4.3: Descripción de los parámetros de scattering medidos en el analizador

4.2.1.2. Calibración TRL y estándares de calibración

El objetivo de la calibración es el de eliminar los errores sistemáticos debidos a la propia

arquitectura interna del sistema para así lograr una medida más precisa.

Para el desarrollo de este proyecto se llevo a cabo una calibración Thru-Reflect-Line

(TRL) Full 2-Port. Este proceso de calibración debe ser realizado siempre que se desee hacer

una serie de mediciones sobre el fixture.

El concepto Full 2-Port hace referencia al cálculo y eliminación de 12 términos de error

sistemáticos debidos a la directividad, impedancia de carga y dispersión, medidos tanto en la

transmisión como la reflexión. En la siguiente figura se ilustran estos errores:

Figura 4.4: Errores sistemáticos


70

El concepto de calibración TRL es especialmente útil cuando se trata de medidas de

redes en entornos de microondas o no coaxiles, como fixtures o guías de ondas. La principal

ventaja de esta técnica reside en que los estándares de calibración son relativamente fáciles de

realizar y definir a altas frecuencias. Estos estándares consisten en una línea de transmisión

Through (línea microstrip uniforme de 50 Ohm), Reflect (típicamente una línea microstrip en

cortocircuito o circuito abierto), y otra línea de longitud ligeramente mayor a la de through

(Line).

En la figuran 4.5 se muestra el kit de calibración usado para este proyecto. Se trata de

unas líneas microstrip montadas sobre el substrato RO4003C, que serán medidas entre las

frecuencias 0.5 MHz. Y 26 GHz y posteriormente optimizadas en el rango de 7-9 GHz.

Figura 4.5: Kit de calibración sobre el substrato RO4003C de Rogers

Los tres pasos básicos en el proceso de calibración son los siguientes (ver figuras 4.5 y 4.6):

- THRU: se conecta entre los dos puertos del analizador una línea corta de

transmisión.

- REFLECT: se conecta una línea idéntica a cada puerto con un alto coeficiente de

reflexión.

- LINE: se inserta entre los puertos una línea de transmisión corta. Se requiere una

longitud distinta entre THRU y LINE.


71

Figura 4.6: Conexión de Line al analizador de redes

4.2.1.3. Secuencia de calibración

A continuación se describe el proceso de calibración para la medida sobre el fixture

utilizado.

1. Seleccionar el menú CAL

2. Seleccionar la frecuencia de inicio y final para la medida.

3. Presionar TRL Full 2-PORT. Las calibraciones THRU, S11 RFLECT, S22 REFLECT y

LINE, pueden realizarse en cualquier orden, sin embargo es aconsejable que la de

ISOLACIÓN se haga una vez las anteriores hayan finalizado.

4. Conectar el fixture al analizador y presionar THRU, S11 REFLECT, S22 REFLECT,

LINE o ISOLATION, según la calibración que se desee realizar. El orden no es en

principio importante, sin embargo es aconsejable que la ISOLATION se haga una vez

las anteriores hayan finalizado, en nuestro caso se seleccionará OMIT ISOLATION,

ISOLATION DONE. Cuando las medidas de los parámetros sean completados

aparecerá la correspondiente calibración subrayada, y podrá seguirse el proceso hasta

realizar las c inco. Es muy importante que la conexión del fixture a analizador se haga

correctamente.

En la figura 4.7 se muestra la correspondencia de nuestro kit de calibración utilizado

con sus respectivas medidas de calibración.


72

Figura 4.7: Menú de calibración TRL Full 2 Port

5. Presionar SAVE TRL CAL y seleccionar el canal dónde se desea guardar la calibración,

CAL SET.

4.2.1.4. Parámetros S de los elementos discretos con el analizador de redes

Una vez realizada la calibración del test fixture, el siguiente paso es el de calcular los

parámetros S de un conjunto de resistencias y condensadores comerciales de valores

comprendidos entre 10 y 150 Ohm y 1pF y 15pF respectivamente, así como de varios

transistores BFPxxx de Infineon, para caracterizar su comportamiento sobre el substrato y de

ese modo poder simularlos en el diseño y comprobar cuál de ellos es el que mejor se adapta a

las especificaciones de éste.

Como se puede observar en la figura 4.8 sobre el substrato de calibración se han añadido

una serie de líneas microstrip adicionales a las que se soldarán los DUT (Device Under Test)

correspondientes. Para realizar las medidas se conecta cada extremo de la línea al analizador, de

igual modo que en la calibración y a continuación se selecciona el parámetro de medida

deseado, es decir, los parámetros S en magnitud.


73

Figura 4.8: Resistencias colocadas sobre el fixture de calibración

POLARIZACIÓN DEL TRANSISTOR

En el caso de los transistores, se debe primeramente ajustar el punto de polarización, que

para este proyecto será de Ic=20mA y Vc=2.5V. En las siguientes gráficas representadas en 4.9

se muestran los resultados obtenidos en el analizador de redes de las respuestas de los

transistores BFP420 y BFP520f una vez fijado el punto de polarización de los mismos.

Figura 4.9: Parámetros S de los transistores una vez polarizados medidos en el analizador de redes.

(a)BFP420. (b)BFP520f.


74

La línea rosa de las gráficas presenta la ganancia de los transistores una vez polarizados.

Se puede observar que la ganancia del transistor BFP520f, es claramente mayor en el rango de

frecuencia de nuestro interés.

4.2.1.5. De-embedding

Para corregir los efectos del fixture y de los pads y ajustar los datos medidos a unos

planos de referencia más útiles se van a añadir a los esquemáticos que posteriormente se

realizarán de los modelos de la resistencia y del condensador unas líneas de transmisión

adicionales de anchura y longitud fijas. Este proceso se conoce como de-embedding.

Figura 4.10: De-embedding. Posición de los planos de referencia de interés y los de medida real

La forma resultante del esquemático se muestra en la figura 4.11.


75

Figura 4.14: Esquemático con líneas para la simulación de de-embedding

4.2.2. Diseño de esquemáticos

Como se dijo anteriormente, para la simulación de los circuitos que se vayan creando

durante el desarrollo del proyecto se va a utilizar el programa Microwave Office, una

herramienta software que permite simular y optimizar la respuesta de un circuito en tecnología

planar: stripline, microstrip, etc. Los parámetros físicos del circuito serán descritos a priori

mediante un “esquemático” (circuit schematics) donde se definirá el tipo de substrato a emplear

y las dimensiones físicas del diseño, tales como longitudes, anchuras y grosores de las líneas,

así como la forma global del circuito o la disposición de las interconexiones entre los distintos

componentes. Una vez se accede al programa de Microwave Office aparece el entorno de

trabajo sobre el que se va a simular (ver figura 4.12) de un proyecto en blanco, el cual se puede

guardar el proyecto en cualquier momento, sea cual sea el estado en el que se encuentre su

desarrollo. Para hacerlo, basta con desplegar el menú “File” (barra superior del interfaz) y

seleccionar “Save Project”.


76

Figura 4.15: Entorno de trabajo del Microwave Office3

Antes de comenzar con el diseño propio se van a describir los grupos de elementos más

importantes del interfaz principal:

Menús: menús desplegables donde aparecen todas las opciones y comandos.

Barra de herramientas : fila iconos donde se encuentran los comandos de uso más

frecuente.

Project Browser: columna principal a la izquierda de la interfaz. En esta columna se

encuentran todos los datos y componentes que forman el proyecto. En particular,

interesan las siguientes carpetas para comenzar:

o Project Options: para definir las frecuencias de simulación, las unidades

globales y la impedancia de referencia, entre otras cosas.

o Circuit Schematics: Página de diseño en la que se realiza el esquemático o

implementación de los elementos que componen el circuito a simular.

o Graphs: Carpeta de la que van a colgar los gráficos que se definirán cuando se

desee simular el circuito.

o Optimizer Goals: para definir los objetivos del optimizador.

o EM Structures: página en la que se implementan los circuitos para poder hacer

sobre éstos una simulación electromagnética.

3 Este entorno de trabajo es de una versión anterior, pero al contener los mis mos componentes en su

interfaz resulta útil para la definición de ésta.


77

Workspace : área central de la ventana, en la que se visualizan los diferentes elementos

activos sobres los que se trabaja en cada instante: esquemáticos, gráficas, etc.

Tabs: lengüetas situadas en la parte inferior izquierda de la ventana, que permiten elegir

el tipo de browser a visualizar en el área izquierda del interfaz. El browser que aparece

por defecto es el del proyecto, o Project Browser, denominado “Proj” en el tab

correspondiente. Los otros browsers, son:

o Element: Despliega los elementos definidos en el entorno de trabajo del programa

Microwave Office para implementar los circuitos, tanto en tecnología stripline como

en microstrip. Estos elementos son, desde tramos de líneas, hasta líneas acopladas,

pasando por uniones en T, divisores Wilkinson, etc. También aquí se encuentran

definidos los distintos tipos de substratos.

o Var: Permite un acceso rápido a los valores de todos los parámetros del circuito

definidos por el usuario (dimensiones de las líneas, parámetros eléctricos del

substrato, etc). Permite activar las opciones “tune”, para el ajuste manual, y

“optimize”, para la optimización automática de los valores de estos parámetros.

o Layout: Muestra las opciones para diseñar y representar el layout del circuito.

A continuación se van a detallar los pasos seguidos para comenzar el proceso de

simulación de nuestros circuitos una vez se haya abierto un nuevo proyecto:

OBTENCION DE FICHEROS

En primer lugar debemos importar los archivos con los parámetros de scattering de los

elementos discretos obtenidos con el analizador de redes, para poder añadirlos en la simulación.

Para obtener el formato de fichero Touchstone, que es con el que trabaja el Microwave Office,

se utilizará el programa Spara (ver figura 4.17).

Para realizar la conversión se selecciona del cuadro superior izquierdo el fichero que

queremos convertir, presionamos la opción Touchstone *.S?P erzeugen y 201 Punkte (puntos de

frecuencia discreta donde se realiza la medida) y finalmente guardamos (Ergebnis speichern…).

A partir de este momento se obtiene una tabla que contiene los datos de los parámetros de

scattering comprensibles por el AWR Microwave Office.

La importación de ficheros es una tarea sencilla pero tediosa puesto que se debe hacer

fichero a fichero. Para ello hacemos click en Data Files situado también en el Project Browse,

seleccionamos Import Data File, y desde allí se busca el fichero que se desea añadir.


78

Figura 4.16: Entorno de trabajo del programa de conversión Spara

DEFINICIÓN DEL PROYECTO

Para implementar un esquemático o circuito antes que nada se debe definir tanto el barrido

de frecuencia para la posterior simulación (definir una frecuencia Start y una Stop), el salto

entre puntos de frecuencia consecutivos (Step), y unidades globales con las que se va a trabajar

(Global Units). Todo esto se realiza dentro del cuadro de diálogo que aparece al seleccionar

Project Options (ver figura 4.14), dentro del menú Project Browser.

Figura 4.17: Cuadro de diálogo para definir las opciones del proyecto


79

Para este proyecto se ha escogido un barrido entre 4GHz y 10GHz, dejando cierto margen

en las frecuencias límites de trabajo (7GHz y 9GHz). Para la elección del salto hay que tener en

cuenta que un bajo número puede dar una idea no fiable de la simulación y uno elevado puede

ralentizar el proceso demasiado.

Una vez realizados los dos pasos anteriores se van a ir describiendo los distintos

esquemáticos necesarios para el diseño del VCO. Para crear un esquemático basta con ir al

Project Browser Circuit Schematics, y abrir el menú correspondiente haciendo click con el

botón derecho. En el menú desplegable que aparece hay que seleccionar la opción New

Schematic.

El primer elemento que hay que definir al crear un esquemático es el substrato. En este

proyecto se trabajara con el substrato RO4003C fabricado por Rogers y que podemos encontrar

en Element Browser libreries Rogers Substrates. Al seleccionar la opción RO4003C

aparecerán varios tipos de substratos con igual constante dieléctrica (εr=3,38), pero con distinto

grosor, H, y distinto espesor del conductor, Cn. El substrato sobre el que se basará este proyecto

es el que se corresponde con H= 8 mil y Cn=1/2 oz.

La elección de un substrato adecuado es también muy importante para la respuesta en

frecuencia del circuito. En un principio el circuito se diseño sobre el substrato Rogers RO4003C

con grosor H=20 mil, mostrado en la figura 4.19. Al simular el esquemático pudo verse como la

respuesta en frecuencia no alcanzaba a funcionar correctamente en el rango de frecuencias en el

que los diseños debían trabajar, por lo que se tomó la opción de simular el mismo circuito

utilizando en esta ocasión el mismo substrato con un grosor de 8 mil. El resultado fue un

desplazamiento de la respuesta a las frecuencias deseadas, por ese motivo la elección del

substrato fue el mencionado anteriormente. Esto conduce a deducir que a frecuencias mayores el

grosor del substrato debe reducirse para obtener una mejor respuesta en frecuencia, puesto que

se previenen pérdidas por radiación y otros efectos espúreos.

Tras definir el substrato con los valores eléctricos y geométricos de acuerdo a las

especificaciones de diseño, ya se pueden añadir al esquemático los diferentes elementos y

tramos de línea que componen el circuito, e interconectarlos entre sí. Al trabajar en tecnología

microstrip, este será el grupo que se seleccione dentro del Element Browser.


80

Figura 4.18: Substrato RO4003C de Rogers

4.2.2.1. Modelos en alta frecuencia de r , c y el varactor diodo

Los primeros esquemáticos que se van a realizar son los circuitos equivalentes en alta

frecuencia de la resistencia y del condensador. La realización de estos modelos es a su vez útil

para los procesos de optimización, puesto que facilita el ajuste de los valores adecuados sin

necesidad de ir probando cada valor por separado (opciones de optimización y tune).

Modelo del condensador: Un condensador real no presenta sólo una capacidad sino que

tiene asociadas una resistencia e inductancia, debidas a los terminales y a la estructura

del componente. Los elementos parásitos tienen un valor fijo de C=0.2pF, L=1nH y

R=1Ω.

Figura 4.19: Esquemático del modelo en alta frecuencia de la capacidad


81

Modelo de la resistencia: su circuito equivalente está formado por una capacidad

distribuida y una inductancia parásita. Su valor es pequeño a bajas frecuencias, sin

embargo resultan predominantes a altas, afectando de ese modo al comportamiento de

la resistencia. Los valores de los elementos parásitos son C=0.09pF (capacidad

distribuida) y L=0.9nH.

Figura 4.110: Esquemático del modelo en alta frecuencia de la resistencia

Modelo del diodo varactor: como se comentó en el apartado 3.2.2 el diodo varactor

utilizado es el diodo fabricado por MACOM de la serie MA4SY2000. El modelo que se

va a seguir y los valores de sus componentes vienen especificados en el modelo Spice

que se incluyen en la ficha del fabricante. Como puede observarse también en esta

ocasión deben añadirse las líneas de simulación de de-embedding.

Figura 4.111: Modelo Spice del diodo varactor MA4SY2200 de MACOM


82

4.2.2.2. Diseño amplificador de aislamiento

En la figura 4.19 se muestra el diseño final del amplificador. Como puede observarse se

trata de un amplificador de dos etapas. El objetivo principal obtener a su salida una ganancia

(s21) aproximada de 10dB lo más plana posible en todo el rango de frecuencias de trabajo y unas

pérdidas por inserción de entrada y salida (s11 y s22 respectivamente) menores a 20dB.

El diseño de este circuito activo se llevó a cabo experimentalmente, es decir, los

elementos que lo componen y sus respectivos valores se han ido variando en función de los

resultados obtenidos tras el proceso de optimización del mismo, hasta llegar al resultado final.

En la figura puede observarse el uso de acoples de entrada y salida de 50 Omh, para lo

que han utilizado líneas de transmisión de ancho de 18 mil., y de longitud es irrelevante. Para la

obtención de este grosor se han utilizado la ecuación (2.4). Conociendo los valores de h= 8 mil ,

de la constante dieléctrica del substrato, εr = 3.38, y de la impedancia característica, Z0=50Ω,

tan sólo hay que sustituir valores obteniendo:

- A = 1.3758

- B = 6.4421

- W/h = 2.3186 → W = 18.53 mil

También se han añadido un condensador de desacoplo entre las dos etapas de

amplificación, para evitar que las corrientes de polarización de ambos transistores se acoplen, y

otros dos condensadores en las etapas de entrada y salida del amplificador cuya función es la de

provocar la barrera de aislamiento de la señal (C1 y C2). Es importante no olvidar colocar el

condensador de desacoplo a la entrada, puesto que otra de sus funciones es la de hacer posible

las medidas del circuito en el analizador de redes evitando el paso DC al circuito.

La estructura y valores de las líneas que componen las redes de adaptación también se

han ido variando para obtener un resultado óptimo. Las resistencias R1, R2 y R3 se han utilizado

para obtener una salida lo más constante posible. Aunque en la figura no pueda verse claramente

los valores obtenidos son de:

- R1= R3= 82 Ω

- R2 = 150 Ω

Las partes del circuito nombradas como L1, L2, L3 y L4, que formarán parte del circuito

de polarización del transistor están compuestas por unas líneas microstrip y por un stub radial


83

cuyas longitudes son de aproximadamente λ/4 respecto a la frecuencia central de trabajo (8

GHz.). El análisis de esta red de polarización viene dado en el apartado 2.2.1.

Para calcular la longitud equivalente a λ/4 de una frecuencia central se tiene en cuenta la

definición de λ.

Recordando la relación 20mil = 0.508 mm se obtiene:

Estas son las medidas que teóricamente deberían tener estos componentes, pero puesto

que se trabaja con un ancho de banda de 2 GHz. respecto a la frecuencia central, la longitud que

se obtiene tras la optimización puede distar de la esperada.

84

C1 C2

Figura 4.112: Esquemático del amplificador de aislamiento


85

En la figura 4.20 se muestra la ventana de optimización utilizada en el diseño del

amplificador. Como puede observarse las especificaciones que se deseen obtener del circuito se

añadirán en la opción Optimizer Goals, situada en el Project Browser. Para poder variar los

elementos que se deseen optimizar (longitudes y grosores de las líneas, valores de resistencias,

condensadores, etc) es necesario en primer lugar seleccionar el elemento en cuestión y hacer un

doble click sobre él para que aparezca una tabla con las propiedades del elemento. En dicha

tabla deben ser seleccionadas las opciones de Opt, para que pueda tenerse en cuenta a la hora

de optimizar, y de Limit, para limitar los va lores a optimizar entre unos máximos y unos

mínimos (por ejemplo, el valor de los condensadores varía entre 1 y 15pF)

Dentro de la opciones de optimización es importante destacar que a cada condición se le

puede dar un peso, es decir, un valor de la importancia que ocupan en del diseño del circuito.

Asimismo, el método de optimización que se usará será el de Random Local.

Un resultado ideal se obtiene cuando el valor de Cost se anula.

(a) (b)

Figura 4.20: Opción de optimización. (a) Parámetros optimizados. (b) Coste de optimización


86

4.2.2.3. Diseño del circuito oscilador

Para el diseño del circuito oscilador es necesario construir dos circuitos: un resonador y

un amplificador que compense las pérdidas del circuito resonante.

Como se comentó en el tercer capítulo durante todo el rango de frecuencias de trabajo

debe cumplirse la condición de oscilación, es por ello que el diseño de ambos debe ir variándose

simultáneamente, puesto que el cambio de algunos parámetros en un circuito puede afectar de

forma trágica al funcionamiento del oscilador si no se ajustan algunos en el otro.

Tal y como ocurrió con el diseño del amplificador el resultado final de ambos circuito fue

resultado de diversas pruebas, de añadir y eliminar elementos y variar sus valores para asegurar

que su respuesta en admitancias cumpliese la condición de oscilación en todo el rango de

frecuencias de aplicación.

Circuito amplificador

La figura 4.21 representa el circuito utilizado como amplificador en el diseño del oscilador

controlado por tensión. Como puede observarse, en este caso se ha utilizado en transistor

BFP420 de Infineon. Se ha añadido una línea microstrip conectada a su emisor, con la que

variando sus valores de anchura y longitud es posible variar la parte real de la admitancia de

entrada del circuito sin alterar prácticamente el valor imaginario. También se observa que se ha

añadido a su salida el esquemático del amplificador de aislamiento diseñado anteriormente

(amp_prueba).

El circuito de polarización del transistor sigue el mismo esquema que el utilizado

anteriormente en el diseño del amplificador de aislamiento, aunque puede observarse en este

caso a la base del transistor viene conectado directamente el stub semicircular. Fue conveniente

la eliminación de la línea para obtener una mejor respuesta. Este resultado fue de nuevo

consecuencia de una prueba experimental.

El subcircuito nombrado “squematic 1” de la figura es una resistencia cuya función era la

de conseguir unos valores de la parte imaginaria de la respuesta en admitancia del circuito lo

más constante posible.

87

Figura 4.21: Esquemático del circuito activo del oscilador


88

Resonador

El circuito resonante estará conectado al emisor del circuito amplificador. Se trata de un

circuito extremadamente sensible puesto que cualquier mínima variación de las características

de las líneas que lo forman afectan en gran medida a la admitancia que presenta y, por lo tanto,

a las condiciones de oscilación.

El primer paso que debe realizarse cuando se desea simular el resonador es el de limitar

los valores de la capacidad variable de éste a los valores con los que se trabajará, en este caso

ajustamos sus valores máximos y mínimos a 0.5pF y 7.5pF respectivamente (estos valores son

obtenidos de la ficha del fabricante).

Para el diseño del circuito resonador se trabajó principalmente con dos tipos de

estructuras ya comentadas en el segundo capítulo. Una basada en el uso de un solo diodo

varactor, y la otra en el uso de dos varactores.

- Diseño con un varactor:

Dos de los esquemáticos que se diseñaron para realizar este tipo de estructura vienen

representados en la figura 4.22.

(a)


89

(b)

Figura 4.22: Dos ejemplos de esquemáticos del circuito resonador con un único varactor

- Diseño con dos varactores:

En esta ocasión también se diseñaron varios esquemáticos, sin embargo tan sólo se

mostrará el utilizado para el diseño final, puesto que el resto tenían prácticamente la misma

topología y lo único que variaba eran las propiedades de las líneas y stubs que lo formaban.

Como puede observarse los diodos están conectados en oposición, a esto se le denomina

configuración en anti-paralelo o “back-to-back”. A efectos de tensión continua de polarización o

control ambos diodos quedan en paralelo y sus capacidades se suman.

Figura 4.23: Esquemático del circuito resonador con dos diodos varicap en oposición


90

4.2.2.4. Diseño del acoplador

El acoplador direccional se realizará mediante líneas de transmisión acopladas. Como ya

se comentó se trata de un circuito de cuatro puertos, en el cual uno de ellos estará aislado. Para

diseñar el puerto adaptado se conectará a éste un esquemático que represente una impedancia

de adaptación o match. Para implementarlo simularemos un circuito que presente un valor de

. El diseño se presenta en la figura 2.24, donde cada una de las “cajas”

representa una resistencia de 68 Ohm.

Figura 4.24: Esquemático de la impedancia de adaptación o Match

El resultado de simulación del match se puede ver en la siguiente gráfica.

Figura 4.25: Respuesta del Match


91

Una vez realizado dicho paso se procede al diseño del acoplador direccional. El

diagrama general de estos acopladores ya era representado en la figura 3.26. El principal

objetivo es el de realizar una división de potencia de la señal de entrada (puerto 1) entre el

puerto acoplado y el de salida. El esquemático final fue el resultado de la optimización de dicho

circuito a las siguientes especificaciones en todo el rango de frecuencias de trabajo:

-

-

-

-

Las dos últimas especificaciones deben ser lo más constantes posibles.

La siguiente figura muestra el esquemático obtenido, al que se ha añadido en el puerto

adaptado el match anteriormente diseñado.

Figura 4.26: Esquemático del acoplador direccional


92

SIMULACIÓN ELECTROMAGNÉTICA

Además del diseño del esquemático, AWR ofrece una herramienta de simulación

electromagnética, que da una idea más aproximada del comportamiento de dicho circuito. Para

realizar la simulación electromagnética (EM), en primer lugar hay que crear una estructura EM,

que se encuentra en el Project Browser. A continuación hay que introducir las características del

substrato.

Figura 4.27: Cuadro de diálogo para la descripción de las propiedades del material utilizado

Las pestañas que se utilizarán serán:

- Enclosure: donde se detallará el tamaño que ocupará el circuito a simular y el grid de

dicha estructura.

- Material Defs.: aquí se detallarán las características del dieléctrico usado, como puede

observarse en la figura 4.27 se ha añadido la constante dieléctrica del substrato con el

que trabajamos.

- Dielectric Layers: aquí se definirán las capas o Layers y su altura (h), en este caso se

trata del propio dieléctrico (h=8) y el aire.


93

La estructura EM del acoplador se presenta en la figura 4.28. En principio se crea un

diseño basado en las medidas obtenidas del esquemático. Sin embargo, es probable que deba

variarse el tamaño de las líneas, puesto que al hacer una simulación EM puede observarse que

los resultados varían respecto a los obtenidos según el esquemático. Puesto que la respuesta de

la simulación EM dará una idea más aproximada de lo que ocurre en realidad, a la hora de crear

el layout del acoplador se tendrán en cuenta las medidas obtenidas según el análisis EM.

Figura 4.28: Estructura del acoplador para su simulación electromagnética

El puerto 4 representa el puerto aislado. En el layout, se añadirá el match diseñado

anteriormente (ver la figura 4.24), sin embargo para poder realizar la simulación EM se

representará dicha carga por una línea de transmisión de ancho 18 mil, es decir, una línea que

representa una impedancia de 50 Ohm, puesto que no es posible simular elementos discretos en

este tipo de estructuras.

4.3. RESULTADOS DE SIMULACIÓN

Los puertos de entrada/salida, estarán situados en aquellos puntos del circuito desde los

que se desee realizar la respuesta del mismo. Para simular los circuitos lo primero que hay que

hacer es crear una nueva gráfica. Para ello pinchamos el botón derecho sobre la opción Graph

(Project Browser), y a continuación Add Graph. Entonces aparece un cuadro de diálogo donde

se seleccionará el nombre del gráfico que vamos a crear. Pinchando de nuevo el botón derecho


94

del nuevo gráfico se selecciona Add Mesurement para añadir las medidas deseadas: para ello

hay que definir el esquemático deseado en el campo Data Source Name. Por defecto, en dicho

campo aparece el valor All Sources, pero hay que cambiar esta opción por el nombre del

esquemático creado. A continuación hay que definir qué parámetros se desean medir (S, Y, Z,

etc.) Para ello, se selecciona el tipo de parámetro en la columna denominada Measurement.

También hay que especificar si la medida se desea en magnitud, fase, o en parte real o

imaginaria, y si de desea en dB.

A continuación se van a presentar los resultados obtenidos con el AWR de los distintos

circuitos simulados.

4.3.1. Amplificador de aislamiento

Para esta primera simulación nos basaremos en el esquemático de la figura 4.29.En esta

ocasión se seleccionará una medida de los parámetros S del circuito. La respuesta se simuló

entre 7 y 9 GHz, y los valores esperados eran los siguientes:

-

-

-

El resultado obtenido se muestra en la gráfica 4.29. Como puede observarse los resultados

de simulación son bastante satisfactorios, puesto que se obtiene una ganancia prácticamente

plana de 13 dB en el rango de frecuencias y un rechazo a reflexiones del amplificador ( y

) que cumple las especificaciones.


95

Figura 4.29: Respuesta del amplificador de aislamiento

4.3.2. Oscilador controlado por tensión

Para simular el VCO debemos añadir en una misma gráfica las medidas de las

admitancias (parte real e imaginaria) de entrada tanto del circuito amplificador como el del

resonador (ver figuras 4.21 y 4.23). Es importante que en todo el rango de frecuencias se

cumpla la condición de oscilación (3.34), por lo que es necesario seleccionar la opción Tune en

la capacidad variable del diodo varactor, para observar los efectos que su variación provocan en

la respuesta en todo el rango de frecuencias de trabajo del oscilador.

A continuación se muestras los resultados obtenidos a las frecuencias de 7GHz, 8GHz y

9GHz (ver figuras 4.30). Las admitancias representadas por el puerto 2 se corresponden con las

del resonador, y las de puerto 3 con el circuito amplificador.

Puede observarse como a 7GHz, que corresponde a una capacitancia de 0.5 F, la

condición (3.34 b) no se cumple exactamente a la frecuencia deseada, si no que se pierden

aproximadamente 100 MHz de ancho de banda (punto A en la figura 4.30 (a)). Asimismo, las

condiciones de oscilación tampoco se consiguen exactamente a 9 GHz (punto B en la figura

4.30 (c)). Sin embargo estos fueron los resultados más aproximados a lo esperado que lograron

obtenerse. Experimentalmente se podía comprobar que un resultado exacto en la frecuencia

inferior, debido a la fuerte sensibilidad de los circuitos a cambios en valores de sus elementos,

suponía un fuerte descenso de ancho de banda del oscilador a la frecuencia límite superior (9


96

GHz) y viceversa. Por ese motivo, se decidió el diseño de una respuesta compensada en ambos

límites.

En la figura 4.30 (c) también puede observarse como a 5 GHz aparece un nuevo pico en

la respuesta de la admitancia en el resonador, para evitar que ocurra una oscilación indeseada, es

necesario variar la respuesta del circuito amplificador a dicha frecuencia, para provocar que las

condiciones de oscilación no se cumplan. En este ejemplo, se ha forzado que a la frecuencia

exacta donde se cumple la condición de la parte real de la admitancia (aproximadamente 5.3

GHz.), la parte imaginaria del amplificador sea menor en módulo que la del resonador y de esa

forma no cumplir la condición para la oscilación.

En la figura 4.30 (b) se han añadido unas flechas que nos muestran la variación que sufre

la respuesta del resonador a medida que se varía la capacitancia del diodo varactor. También

pueden verse los valores numéricos obtenidos a la frecuencia de 8GHz, y asimismo se

comprueba cómo éstos cumplen las condiciones de oscilación.

(a)


97

(b)

(c)

Figura 4.30: Respuestas de simulación en admitancias de entrada de los circuitos activo y resonador en

función del valor del valor de la capacidad variable del diodo varicap. (a) 0.5 pF. (b) 1.06 pF. (c) 7.5 pF.


98

4.3.3. Acoplador direccional

La figura que se va a simular en esta ocasión se corresponde con el esquemático de la

figura 4.25. Como en este caso nos interesa calcular la porción de señal que se transmite al

puerto 2 y la que es acoplada al puerto 3, es decir, una relación de potencia, se realizará de

nuevo una medida de los parámetros S del circuito, y que en un principio deberían ser lo más

cercanos posible a los dados por las especificaciones del apartado 4.2.2.4.

La respuesta que presentaba el esquemático del acoplador, tras su optimización se

muestra en la figura 4.31. Aunque los datos no estén explícitamente dados, puede observarse

que son muy aproximados a los que se deseaba conseguir.

Figura 4.31: Respuesta de simulación del acoplador direccional

Como ya se mencionó, para la simulación del acoplador también se recurrió a la

herramienta de análisis EM, que ofrece una idea más acertada de la respuesta de circuitos

pasivos con una geometría dada. La simulación EM se realizará a partir de la estructura de la

figura 4.28. Aunque no pueda observarse a simple vista, las medidas de las líneas que las

componen difieren de las obtenidas en el esquemático de la figura 4.26. Los valores del diseño

final se consiguieron de forma experimental, tras variar algunas líneas se observaba los efectos

que cada uno de ellos generaba y a partir de ahí, se intentaba conseguir una respuesta lo más

aproximada a la posible a la deseada.


99

Figura 4.32: S imulación EM del acoplador direccional

Capítulo V: Resultados

100

V. RESULTADOS

5.1. INTRODUCCIÓN

En este capítulo se pretenden mostrar principalmente los resultados finales obtenidos una

vez creados los distintos circuitos y realizar una comparativa con los obtenidos en la simulación

con el AWR. El capítulo está divido en dos bloques. En un primer bloque se presentará el layout

de los distintos diseños realizados con el programa Eagle, que ya fue presentado en el anterior

capítulo, y en el segundo bloque se mostrarán los circuito ya montados y las respuestas medidas

en los equipos correspondientes.

5.2. DISEÑO DEL LAYOUT

Una vez diseñados y simulados los esquemáticos de los distintos circuitos a realizar, el

siguiente paso consiste en diseño de los layout.

En primer lugar se debe crear un nuevo proyecto en el entorno de trabajo, donde podrán

añadirse tantos Boards o interfaces para el diseño de layouts como se deseen. La figura 5.1

muestra el panel de control del programa, desde donde se crearán los proyectos.

Figura 5.1: Panel de control de Eagle


101

El siguiente paso consiste en establecer las características de Grid a la pizarra, es decir, se

seleccionará el tamaño de la cuadrícula que divide la pizarra y la unidad de medida de la misma

(mil), para facilitar el desarrollo del diseño. La ventana que permite esta opción, incluida en el

menú Draw, de la barra de herramientas es la mostrada en la figura 5.2:

Figura 5.2: Ventana de selección del Grid

A continuación se procede al diseño del layout de los circuitos. La implementación del

layout se realizará teniendo en cuenta los valores obtenidos en los esquemáticos y colocando

uno a uno los distintos elementos.

La conexión de los componentes se realizará mediante líneas microstrip situadas en la

capa 0. Una vez seleccionado el icono de línea o wire, todos los parámetros de este comando

deberán establecerse en la barra de herramientas para parámetros (ver figura 5.3).

Figura 5.3: Barra de herramientas para la opción Wire


102

Para insertar los elementos discretos como los transistores, condensadores y resistencias

se acudirá a los elementos de librería, donde se escogerá el tipo de encapsulado de cada uno de

ellos. Para añadirlos seleccionamos e l icono de librería (ver figura 5.4) y a continuación el

desplegable “pm_krohne”. Para insertar una resistencia se seleccionará el encapsulado

R0603RF, para los condensadores C0603RF. Los encapsulados de los transistores de unión

BFP405 y BFP520f de Infineon también puede encontrarse en dicha librería.

Figura 5.4: Desplegable de librería

Otro aspecto que debe tenerse en cuenta cuando se diseña una placa es que se cumplan

una serie de reglas de diseño. Concretamente estas reglas de diseño son aquellas que tienen que

ver con la separación entre componentes, anchura y separación de las líneas de transmisión y la

distancia mínima entre dos “vías-holes”. Para definir nuestras reglas seleccionamos el icono

DRC, y las redefinimos en el cuadro de diálogo que aparece, puesto que ya existen unos valores

dados por defecto. Para la implementación de los layouts se fijarán las distancias mínimas según

las indicadas en la figura 5.5.


103

Figura 5.5: Ventana para la definición de reglas de diseño

Para las conexiones a tierra de los elementos se usarán las Via-Holes, que son los orificios

que permiten la conexión entre ambas caras de la placa, de las cuales la inferior representará el

plano de masa del circuito. El diámetro de estos elementos también puede ser definido de forma

que se adecúe al tamaño de los componentes.

En el diseño de layouts es importante tener en cuenta diversos aspectos que pueden

afectar negativamente al comportamiento final del sistema, como por ejemplo:

- Evitar colocar las líneas demasiado cercanas entre sí para que no existan acoplamientos

indeseados de la señal. En este proyecto se ha intentado mantener una distancia

aproximada de 80 mil, debido a la frecuencia a la que los circuitos trabajan.

- También se deberá evitar que las líneas conectadas en cualquier puerta del transistor no

se encuentre muy cercana a la adyacente para impedir que el transistor no se comporte

correctamente.

- Aproximar las longitudes y grosores de las líneas lo máximo posible a las obtenidas

según sus respectivos esquemáticos.

- Evitar trazar líneas que formen esquinas al doblarlas. Es preferible realizar giros

circulares, puesto que son más fieles a las longitudes de la línea y además las

propiedades de la línea microstrip varía en menor proporción.

- Colocar las uniones de líneas de distinto grosor o con los componentes discretos y los

cruces centrados.

- Diseñar un circuito del menor tamaño posible, teniendo en cuenta los puntos anteriores,

y a ser posible que ofrezca un contorno lo más compacto posible para evitar que la falta

de robustez de la placa pueda provocar efectos indeseados.


104

Con todas estas consideraciones ya se puede comenzar con el diseño del Layout. Hay que

destacar que este programa no ofrece la posibilidad de simulación del circuito, por lo que es

muy importante antes de pasar a la fabricación del mismo asegurarse que no existe ningún tipo

de error como la falta de elementos o de líneas, comprobar que todas las medidas son correctas,

etc.

A continuación se pasará a mostrar los layouts obtenidos de cada uno de los circuitos

simulados.

5.2.1. Layout del amplificador de aislamiento

El layout implementado para el amplificador (ver figura 5.6) se obtiene a partir del

esquemático representado en la figura 4.19.

Figura 5.6: Layout del amplificador de aislamiento

Como puede observarse se ha añadido al layout el circuito de polarización de los

transistores y la toma de alimentación necesaria para aplicar la tensión DC al circuito. Todos los

componentes que formarán parte del circuito de polarización se conectarán entre sí mediante

líneas microstrip de ancho 5 mil. El esquema básico de polarización se representa en la figura

5.7, y debe ser añadido para cada transistor existente en el circuito. También se han colocado

condensadores de desacople de fuentes de valor 10nF, con el fin de evitar que la señal de alta

frecuencia interfiera con el circuito de polarización.


105

Figura 5.7: Circuito de polarización de los transistores

El cálculo del valor de las resistencias se realizó manualmente, considerando que la

intensidad que recorre las resistencias R2 y R4 es de ≈ 2mA, y prácticamente nula la que llega a

la base del transistor. De esto se deduce que la caída de voltaje en R4 debe ser aproximadamente

la misma la tensión VBE del transistor ( ≈ 0,8V). Puesto que las resistencia R3 y R5 son ya

conocidas, ya que coinciden con los valores de R2 y R3 del esquemático de la figura 4.19 (R1

equivaldría a R5 del segundo transistor), a partir de esos datos podemos comenzar a desarrollar

los cálculos utilizando las ecuaciones de nudos y mallas. En caso de no existir ninguna, como es

el caso de R3 en el primer transistor, se colocará una resistencia de valor muy pequeño, por

ejemplo de 10 Ohm.

5.2.2. Layout del VCO

El layout correspondiente al circuito oscilador se muestra en la figura 5.8. Esta figura

representa el circuito que finalmente dio unos resultados válidos, sin embargo se han diseñado,

fabricado y medido numerosos layouts, que por distintas razones no ofrecían una respuesta que

se ajustase a los requisitos buscados.

De esta implementación hay que destacar los siguientes puntos:

- Se han añadido al circuito todos los bloques necesarios: el resonador, conectado al

emisor del transistor, el amplificador del oscilador y el de aislamiento.


106

- También se añadió el circuito de polarización correspondiente al amplificador del

propio oscilador y el circuito que polariza a los diodos varactores, que consiste en una

resistencia de 33 Ohm y un condensador de desacople.

- La línea microstrip, cuyos parámetros afectan a la respuesta de la parte real de la

admitancia del amplificador (ver apartado 4.2.2.3), en el diseño del layout ofrece una

longitud variable, sin más que realizar la conexión a tierra en cualquier par de vías

añadidas. Puesto que los resultados reales no serán exactamente los mismos que los

obtenidos en la simulación, este procedimiento ofrecerá la posibilidad de fijar la

longitud que más convenga para un resultado lo más óptimo posible sobre la placa ya

montada.

- El diseño del resonador utilizado es el que contenía dos diodos varactores. Seguramente

por las características propias del diodo varactor, al realizar las medidas del oscilador en

el analizador de espectros se observaba como la variación del voltaje de control entre

0V y 5V era insuficiente para cubrir el rango de frecuencias que el diseño debía cubrir.

- En esta ocasión se ha reducido el tamaño del amplificador para realizar una placa lo más

compacta posible.

Figura 5.8: Layout del oscilador controlado por tensión


107

5.2.3. Layout del acoplador

A continuación se muestran las implementaciones tanto de la carga o match como del

acoplador. Es necesario realizar un layout del match antes de añadirlo al del acoplador para

comprobar que su respuesta será la esperada.

Figura 5.9: Layout del Match

Figura 5.13: Layout del acoplador


108

5.2.4. Montaje de la placa

Una vez realizados los diseños de layout, el siguiente paso consiste en fabricar la placa4.

Sobre ella se soldarán en primer lugar los elementos discretos y finalmente se sueldan

directamente unos cables para las conexiones DC. El cable que conecta la tierra se soldará a la

parte inferior de la placa y el de alimentación a los planos correspondientes. La figura 5.11 (a)

muestra una de las placas del oscilador ya fabricada tal y como llega de laboratorio, y la figura

5.11 (b) muestra una placa ya montada.

(a) (b)

Figura 5.14: (a) Placa antes del montaje. (b) Placa después del montaje

5.3. RESULTADOS Y COMPARACIONES CON LA SIMULACIÓN

Finalizado el montaje de las placas se procederá a la medición de los resultados. Las

medidas realizadas sobre el amplificador, el match y el acoplador se llevarán a cabo mediante el

analizador de redes. De estos circuitos se desea calcular sus parámetros S.

Todas las medidas fueron realizadas con los equipos disponibles en el laboratorio del

departamento de “Schaltungs- und Hochfrequenztechnik” de la Universidad de Bochum

(Alemania):

- Analizador de redes HP 8510C ( ver figura 4.1)

- Analizador de espectros Rohde & Schwarz FSEM (figura 5.12)

4 La fabricación no formaba parte de este proyec to, puesto que se mandaba realizar en laboratorio.


109

Figura 5.15: Analizador de espectros Rhode & Schwarz FSEM

- Fuente de alimentación Hewlett Packard 66312 (figura 5.13):

Figura 5.16: Fuente de alimentación Hewlett Packard 66312A

5.3.1. Resultados del amplificador de aislamiento

Para estas medidas se utilizó el analizador de redes, ya que se desea calcular los

parámetros S del circuito. En primer lugar, se muestra el circuito del amplificador ya montado y

listo para ser medido:


110

Figura 5.17: Circuito amplificador de aislamiento

Como ya se mencionó en el apartado de 4.2.1, antes de realizar cualquier tipo de medida

sobre el fixture fue necesario realizar una calibración del analizador, siguiendo los mismos

pasos que los expuestos en dicho apartado.

Una vez finalizada la calibración el primer paso consistió en definir el barrido en

frecuencia útil para las medidas a realizar, entre 6 GHz. y 10 GHz. A continuación se procedió a

la polarización del circuito, conectando el plano de masa de la placa a una tensión nula y el de

alimentación a una tensión de 5V de una fuente alimentación.

Los resultados obtenidos de la ganancia en la banda del amplificador (S21) y su rechazo

de entrada (S11) y de salida (S22) se presentan a continuación. Nótese que para poder ver más

claros dichos los valores numéricos obtenidos se ha añadido además la respuesta de la ganancia

simulada con el Microwave Office, sin más que importando y simulando el fichero que el

analizador generó.


111

(a)

(b)

Figura 5. 18: Ganancia del amplificador. (a) En el analizador de redes. (b) En el AWR

Cabría esperar que los resultados obtenidos de la figura 5.15 se asemejasen a los

presentados por la figura 4.29, sin embargo las diferencias son obvias:

- La amplificación no responde a una ganancia plana en la banda de frecuencias. De

hecho existe una variación de algo más de 2 dB entre la ganancia máxima y mínima.


112

- Existe una disminución de ganancia. La ganancia esperada era de 13 dB, mientras que

el máximo obtenido en el este montaje es de 11,8 dB.

- El comportamiento fuera de banda, aunque en principio no es relevante, no se

corresponde con el de la simulación del esquemático.

El principal motivo que se baraja como posible causa de esta variación, a parte del

comportamiento no ideal de los componentes pasivos, reside en la polarización del transistor.

El circuito de polarización y los elementos que lo componen pueden provocar un

desplazamiento del punto de polarización del transistor, y por lo tanto también un cambio en la

respuesta. Para intentar mejorar esto se optó por cambiar algunos de los valores de las

resistencias.

A pesar de que la respuesta distaba mucho de la esperada, este fue el amplificador que se

añadió al circuito del oscilador.

Las gráficas de rechazo no requieren explicación, puesto que es fácilmente observable

que cumplen con los requisitos de diseño (en las figuras 5.16 y 5.17 se realiza la medida con

10dB/división).

Figura 5.16: Rechazo de entrada (S 11)


113

Figura 5.17: Rechazo a la salida (S 22)

5.3.2. Respuesta del acoplador

Las medidas del acoplador también se realizaron mediante el analizador de redes. El

objetivo es medir el paso de potencia de la señal de entrada a los puertos through y coupled

respectivamente.

El montaje final sobre el que se realizarán las medidas se muestra en la figura 5.18.

(a) (b)

Figura 5.18: (a) Match. (b) Acoplador


114

Una vez calibrado el analizador y seleccionado el rango de frecuencias de barrido, se

tomarán medidas de los dos bloques que se diseñaron. En primer lugar del match (ver figura

5.18 (a)), y en segundo del propio acoplador.

Figura 5.19: Medida de la respuesta del Match

La respuesta ideal correspondería a un valor S22 < -20 dB, que como puede observarse no

se cumple. Sin embargo, y como podrá verse a continuación, la respuesta del acoplador cuando

contiene este diseño del match es muy aproximado al esperado, por lo tanto, y como la

respuesta que interesa para este proyecto es la que ofrece el acoplador, se mantendrá este diseño

del match.

Antes de comenzar con el acoplador, para poder hacer unas medidas correctas, es

necesario adaptar el puerto sobre el que no se están realizando medidas. Para ello necesitamos

añadir un nuevo conector que presente una carga con admitancia de 50 Ohm para adaptar dicho

puerto. La figura 5.20 presenta el aspecto cuando se calcula la potencia de transmisión (S21) de

acoplador.


115

Figura 5.20: Conexión para la medida de S 21 del acoplador

A continuación se muestran los resultados obtenidos:

- Transmisión: se mide la potencia transmitida entre los puertos 1 y 2. La medida S33 se

corresponde con S11 y S66 con S22.

Figura 5.19: Medidas cuando se adapta el puerto 3. Transmisión


116

- Acoplamiento: se mide la potencia acoplada entre los puertos 1 y 3. La medida S33 se

corresponde con S11 y S66 con S33 y por último S21 con S31.

Figura 5.20: Medidas cuando se adapta el puerto 2. Acoplamiento

Esta correspondencia de los parámetros S es debida a que la simulación de los datos

obtenidos por el analizador de redes se llevo a cabo en AWR siguiendo los siguientes esquemas:

Figura 5.21: Correspondencia de puertos del analizador en el AWR


117

Si comparamos los estos resultados con los esperados (ver figura 4.31) se observa como

las señales transmitida y acoplada cumplen perfectamente las características especificadas en el

diseño. Las señales de rechazo sin embargo son mayores de lo que deberían, pero están dentro

de un margen aceptable, por lo que se considerará el diseño del acoplador ha conseguido

cumplir sus especificaciones con un resultados muy bueno.

5.3.3. Resultado del VCO

A diferencia de en los apartados anteriores, en esta ocasión el equipo utilizado para la

medición de oscilador controlado por tensión diseñado será el analizador de espectros FSEM de

Rohde & Schwarz.

Como primer paso se definirán los parámetros del analizador de redes como el rango de

frecuencias que de inicio y fin y el Span, que varía la anchura del espectro en frecuencia a

visualizar (span/div.). El siguiente paso consiste en polarizar el circuito. En esta ocasión son

necesarias tres fuentes de alimentación: una para el amplificador de aislamiento, otra para el

amplificador del oscilador y la última será el voltaje de control de los diodos varactores. Los

valores iniciales serán los siguientes:

- Alimentación del amplificador de aislamiento: 5V

- Alimentación del amplificador del oscilador: 5V

- Alimentación de control: 0-5V

Al alimentar el circuito, la respuesta ideal vendría dada por la aparición de un pico de

potencia a 7 GHz, eso indicaría que el circuito oscila a dicha frecuencia, y a medida que la

alimentación de control aumenta hasta llegar a los 5V el pico se desplaza de forma continua, y

con ganancia constante, hasta la frecuencia de 9 GHz.

Experimentalmente se comprobó que la realidad difiere mucho de lo esperado, y son

necesarios muchos cambios (valores de los elementos, parámetros de las líneas, punto de

polarización de los transistores, etc.) hasta obtener un resultado lo más satisfactorio posible.


118

Los inconvenientes que más se daban cuando se medía la respuesta del circuito eran:

- Aparición de armónicos, lo que significaba que existía oscilación en frecuencias no

deseadas.

- Saltos en la frecuencia de oscilación a medida que se variaba la tensión de control.

- Variaciones en la ganancia, que en principio debe mantenerse constante.

- Dificultades para fijar el ancho de banda del oscilador a los valores requeridos

Para solventar o, por lo menos, intentar mejorar estos efectos se recurrió a distintos

procedimientos.

- Asegurarse que todos los elementos estaban correctamente conectados.

- Comprobar que la polarización de los transistores era la correcta. Mediante el uso de un

voltímetro se medían las caídas Vbe y Vce, que como se sabe deben ser

aproximadamente 0,8V y 2,5V respectivamente. En caso de no ser las correctas, se

reemplazaban las resistencias que formaban parte del circuito de polarización por otras

con unos valores más adecuados.

- Variar las tensiones de polarización.

- Variar las longitudes de las longitudes o grosores de las líneas microstrip o de los stubs

y observar el efecto que producía. Para ello se aplicaba una capa de plata que en caso de

no resultar efectiva podía eliminarse fácilmente.

Tras muchas pruebas y medidas sobre numerosos diseños elaborados (osciladores con

distintos estructuras resonadoras o distintos amplificadores), del circuito que finalmente ofrecía

las mejores características se obtenía la respuesta mostrada en la figura 5.24. La línea amarilla

describe el contorno que el pico va formando a medida que se realiza el barrido de la

alimentación de control. Como puede observarse en la esquina superior derecha de la figura, se

han medido los valores de frecuencia de comienzo y fin de la oscilación. Dichos valores son:

- Frecuencia inicial: 6,7 GHz

- Frecuencia final: 8,75 GHz

- Ancho de banda: 2GHz

A pesar que la ganancia obtenida, que varía entre los 3dBm y aproximadamente los

7dBm, no ha sido lo más satisfactoria posible (lo ideal eran unos 10dBm), se considera que los

resultados finales han sido muy favorables y aproximados y los requerimientos de l diseño.

Como también muestra la figura 5.24 en el último tramo del rango de frecuencias de aplicación


119

aparece un descenso abrupto de la ganancia, que puede ser debida a un inesperado

comportamiento del varactor.

Figura 5.22: Respuesta de VCO medida en el analizador de espectros

RUIDO DE FASE

Aunque no se dieron requerimientos específicos respecto al ruido de fase del oscilador, es

siempre importante que sea lo menor posible. Éste mide la pureza espectral de los tonos. La

unidad de medida en el analizador de espectros es dBc/Hz.

El resultado de la medida de ruido de fase de nuestro oscilador se muestra en la figura

5.25.


120

Figura 5.23: Medida del ruido de fase

En la figura se han recalcado valores como RBW (Resolution Bandwidth Filter = Ancho

de Banda de Resolución), que debe escogerse lo más estrecho posible para poder ver el espectro

con más resolución. El valor fm, se corresponde con la frecuencia de offset respecto señal de

salida (ver apartado 3.1.2). Los valores típicos de esta frecuencia suele ser de 10kHz, sin

embargo, al reducir la frecuencia a ese valor, se dificultaba mucho la visualización.

Para disminuir el ruido introducido en el circuito e intentar obtener unos mejores

resultados en este aspecto, se añadieron condensadores entre las tomas de alimentación y tierra

y asimismo entre las bornas de las fuentes de alimentación ya que actúan como filtros LP.

Aunque se observó una mejoría en la medida del ruido de fase (un contorno más claro en la

gráfica del ruido), los resultados seguían sin ser los deseados.

Para finalizar con este capítulo se añaden las figuras que representan los voltajes fijados

para la polarización de los transistores y el montaje final del circuito oscilador.


121

Figura 5.24: Valores de polarización de los transistores

Figura 5.25: Montaje final del VCO


122

5.4. DISCUSIÓN DE LOS RESULTADOS OBTENIDOS

A pesar de no diseñarse todos los bloques de los que constaba el proyecto en un

principio, se han obtenido unos resultados satisfactorios de los subsistemas realizados:

El acoplador cumple con muy buena aproximación los requisitos de diseño que se

pedían y no fue necesaria la implementación de un nuevo circuito, por lo que se

considerarán unos resultados obtenidos muy satisfactorios.

Respecto a los resultados logrados del oscilador, en líneas generales han sido buenos, ya

que el objetivo inicial de obtener un ancho de banda de 2 GHz se ha conseguido,

aunque ligeramente desplazado en el rango de frecuencias. Uno de los aspectos que

afectaron con mayor fuerza al ancho de banda que cubría el oscilador vino dado por las

propiedades de las líneas que componían el circuito resonador, puesto que cualquier

mínima variación de sus valores repercutía de forma obvia a su respuesta en admitancia

influyendo con ello al rango de frecuencias en las que se lograba la oscilación. Si

además se tiene en cuenta que el comportamiento de cualquier componente utilizado en

el software de diseño difiere ligeramente del que en la realidad tiene, este

desplazamiento en el ancho de banda del circuito resulta un hecho bastante probable.

Para ajustar esta especificación a un valor más adecuado resultaba complicado variar los

elementos que componían el resonador debido a su tamaño y sensibilidad, por lo tanto

fue necesario trabajar con el punto de polarización de los transistores y con los valores

del resto de los elementos discretos.

La ganancia del VCO tenía una magnitud algo por debajo de la esperada y ha sido

complicado lograr que se mantuviera constante en el rango de frecuencias, un posible

motivo de esta consecuencia viene dado por las características del amplificador de

aislamiento, cuya ganancia era menor y menos plana a la esperada como ya se observó

en el apartado 5.3.1.

Por último hay que añadir que la presencia del ruido. Como ya es conocido los

propios componentes del circuito y las fuentes de alimentación son generadores de

ruido, sin embargo otra posible causa del empeoramiento del ruido de fase puede darse

si no se hizo una elección acertada del factor , presente en la relación de diseño

, como ya se comentó en el apartado 3.2.2.

Capítulo Vi: Conclusiones y líneas futuras de investigación

123

VI. CONCLUSIONES Y LÍNEAS FUTURAS DE INVESTIGACIÓN

6.1. RESUMEN

El desarrollo de este proyecto se ha realizado en tres etapas:

El diseño: esta etapa consistía en realizar todos los esquemáticos y layouts de los

circuitos que el proyecto requería. Para dicho fin fue necesario familiarizarse con

los softwares de diseño que se iban a emplear. Asimismo esta etapa requería un

estudio de los fundamentos de la teoría de osciladores y acopladores,

concretamente para circuitos implementados con tecnología microstrip. Otro

propósito de esta etapa fue la familiarización con el analizador de redes para

realizar las calibraciones necesarias.

Montaje: una vez fabricadas las placas se fueron montando sobre ella todos los

elementos que la componían.

Evaluación: esta tercera etapa consistió en la realización de todas las medidas de

las distintas placas fabricadas. Para ello se utilizaron distintos equipos del

laboratorio como el analizador de redes y analizador de espectros. Asimismo esta

etapa incluye la obtención del circuito final, ya que antes de lograrse dicho

montaje con los valores adecuados fueron necesarias muchas medidas y cambios

respecto a los de partida.

6.2. CONCLUSIONES

El objetivo principal, que era el de diseñar un VCO y un acoplador que trabajasen

correctamente en el rango de frecuencias especificado se ha logrado de forma bastante

satisfactoria. En el caso del montaje de un oscilador controlado por tensión, la mayor dificultad

que se presenta, una vez diseñada su estructura, reside en logar el equilibrio necesario para su

correcto funcionamiento, y este proceso suele requerir tiempo y experiencia en el diseño de

estos circuitos.


124

Una vez hecha esta aclaración, de la realización de este proyecto hay varias conclusiones

que deben ser mencionadas:

Se ha aprendido a utilizar una herramienta muy potente en el diseño y análisis de

circuitos en alta frecuencia como es el Microwave Office y otra para el diseño de

layouts (Eagle).

Se ha comprobado experimentalmente que un buen calibrado de los componentes

es indispensable para obtener unos resultados acertados o próximos a la realidad.

A pesar de conocer a priori que el comportamiento durante las simulaciones

difiere del que en realidad tienen sobre el circuito una vez montado, unos datos

erróneos de los parámetros S de los elementos discretos y de las líneas sobre el

substrato utilizado puede provocar efectos irreparables sobre el circuito obligando

a realizar un nuevo diseño del mismo.

Se ha profundizado en los conocimientos teóricos de los c ircuitos implementados

en tecnología microstrip y principalmente en teoría de osciladores.

Familiarización y manejo de los instrumentos de medida en frecuencias

microondas más utilizados en la práctica para estos fines.

El montaje de los componentes sobre placa se ha realizado manualmente, por lo

que ha sido necesario aprender a trabajar con elementos de tamaño muy reducido

que requieren de gran precisión cuando se sueldan a la placa, ya que cualquier

imperfección en la soldadura puede influir negativamente en los resultados.

6.3. ASPECTOS DE MEJORA

A continuación se expondrán algunos de los aspectos que hubiesen podido resultar útiles

para la creación de un circuito con mejores resultados. La mayoría de ellos se ofrecen como una

posibilidad, ya que debido a las exigencias de la propia empresa con la que se desarrollo este

proyecto, el uso de los componentes estaba limitado a aquéllos de los que disponía o con los que

trabajaba normalmente.

Se podrían haber implementado otro tipo de estructura para el diseño del oscilador,

como el uso de un oscilador de Colpitts, una estructura balanceada, etc.

El uso de máquinas que facilitasen la soldadura y posicionamiento de los elementos

sobre la placa, podría haber evitado los efectos adversos que se hayan podido producir

si el montaje no ha sido lo limpio que debiese.


125

El estudio y posible uso de otro tipo de transistores que pudiesen ofrecer un mejor

comportamiento en el rango de frecuencias de aplicación del diseño. Para este proyecto

se han usado transistores npn de Si-Ge, sin embargo sería interesante comprobar cómo

afectaría el uso de transistores HEMT o de efecto de campo, muy utilizados en

aplicaciones en alta frecuencia, en esta implementación.

Se podría haber optado por la utilización de otro diodo varactor o incluso el diseño y

fabricación de uno que cumpliese las especificaciones dadas. Asimismo existe gran

variedad de estructuras posibles para el diseño del resonador, como por ejemplo, el uso

de múltiples diodos varicap en anti-paralelo + paralelo o el uso de resonadores

conmutados, etc. y observar y valorar si su comportamiento mejora el logrado por el

circuito inicial.

Apéndice 1 Datasheet del susbtrato RO4003C

126

Apéndices


127

APÉNDICE 1: Datasheet del substrato RO4003C


128


129


130

Apéndice 2 Datasheet BFP520f

131

APÉNDICE 2: Datasheet BFP520f


132


133


134

Apéndice 3 Datasheet BFP420

135

APÉNDICE 3: Datasheet BFP420


136


137


138


139


140


141

Apéndice 4 Datasheet del diodo varactor MA4ST2200

142

APÉNDICE 4: Datasheet del diodo varactor MA4ST2200


143


144


145


146


147

148

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