DISESO Y CONTRUCCION DE UN CONVERSOR DE AC 1$ A AC 3$ … · 2019. 4. 8. · ( BJT ) y,...
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FOLIE TÉCNICA NACIONAL D3B INGENIERÍA ELÉCTRICA DISESO Y CONTRUCCION DE UN CONVERSOR DE AC 1$ A AC 3$ CON ETAPA INTERMEDIA DC DE 2 KVA CON IGBTs CARLOS MARCKZjO SILVA. MO1ÑTTKROS QUITO, DICIEMBRE DE 1994
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FOLIE TÉCNICA NACIONAL
D3B INGENIERÍA ELÉCTRICA
DISESO Y CONTRUCCION DE UN CONVERSOR DE
AC 1$ A AC 3$ CON ETAPA INTERMEDIA
DC DE 2 KVA CON IGBTs
CARLOS MARCKZjO SILVA. MO1ÑTTKROS
QUITO, DICIEMBRE DE 1994
-
CERTIFICACIÓN
Certificó que el presente trabajo ha
sido realizado en su totalidad por el
Sr. Carlos Marcelo Silva Monteros bajo
mi dirección.
Ing. Boli'var YLiedesma Galindo.
-
DEDICATORIA
El presente trabajo está dedicado a:
MIS PADRES por los principios invalorables que
supieron inculcarme para realizarme como un
hombre de bien.
MI ESPOSA por el apoyo incondicional que siempre
me brinda en cualquier empresa que yo emprenda.
MI HERMANO por su valiosa contribución tanto
teórica como práctica durante toda la realización
del presente trabajo,
MI HERMANA por la confianza y apoyo moral que
siempre me brinda.
-
AGRADECIMIENTO
Al Sr. Ing. Bolívar Ledesma Galindo por su
valiosa contribución, sin la cual no se hubiera
llegado a la culminación del presente trabajo.
A todos mis profesores que supieron brindarme sus
conocimientos que me guiarán para realizarme como
un buen profesional.
A mis compañeros de trabajo en el FIDE-ESPE por
sus consej os oportunos y acertados que me
ayudaron a la culminación del presente trabajo.
A todas las personas que directa e indirectamente
contribuyeron desinteresadamente en la
realización de este trabajo.
A la Escuela Politécnica Nacional y en particular
a la Facultad de Ingeniería Eléctrica por
permitirme alcanzar este éxito en mi vida.
-
i
ÍNDICE
Página
CAPITULO I: ESTUDIO DE LOS IGBTs
1.1 ANTECEDENTES 1
1. 2 ESTRUCTURA BÁSICA 5
1.3 CARACTERÍSTICAS VOLTAJE-CORRIENTE 10
1.4 PRINCIPIOS DE OPERACIÓN DE LOS IGBTs 12
1.4.1 OPERACIÓN EN EL ESTADO DE BLOQUEO
(NO CONDUCCIÓN) . , 12
1.4.2 OPERACIÓN EN EL ESTADO DE CONDUCCIÓN 15
1.5 ACTIVADO ACCIDENTAL DE LOS IGBTS 20
1.5.1 CAUSAS PARA EL ACTIVADO ACCIDENTAL
DE LOS IGBTs 21
1.5.2 MODOS DE EVITAR EL ACTIVADO ACCIDENTAL
DE LOS IGBTs 25
1.6 CARACTERÍSTICAS TRANSITORIAS DE LOS
IGBTs , ," 29
1.6.1 TRANSITORIO DE ENCENDIDO 29
1.6.2 TRANSITORIO DE APAGADO 31
1.7 LIMITES Y ÁREAS SEGURAS DEL IGBT 36
1.8 PROTECCIONES PARA LOS IGBTs.
REDES SNUBBERS 40
CAPITULO II: DISEÑO Y CONSTRUCCIÓN DEL CONVERSOR
AC-DC-AC
2.1 CIRCUITO DE POTENCIA DEL INVERSOR 48
2.2 CIRCUITO DE CONTROL ...,.,. 53
-
IX
2.2.1 VARIACIONES DE LAS ETAPA EXCITADORAS.... 58
2.2.1.1 MÓDULOS INTEGRADOS 60
2.2.1.2 TRANSISTORES COMPLEMENTARIOS 63
2.2.1.3 DISPOSITIVO DE CORTOCIRCUITO MOSFET
EN LUGAR DE EXCITACIÓN NEGATIVA DE
COMPUERTA 65
2.2.1.4 EXCITACIÓN DE COMPUERTA POR MEDIO
DE TRANSFORMADORES 68
2.3 CIRCUITO CONVERSOR AC/DC DE POTENCIA 83
2 . 4 CIRCUITOS AUXILIARES 87
2.5 PROTECCIONES 91
CAPITULO III: PRUEBAS DEL CONVERSOR
3.1 PRUEBAS EN REGÍMENES DE CONMUTACIÓN
DE LOS IGBTs 96
3.2. PRUEBAS DE OPERACIÓN DEL INVERSOR. .. 100
3.2.1 PRUEBAS CON CARGA RESISTIVA. 108
3.2.1.1 PRUEBAS CON CARGA RESISTIVA EN
CONEXIÓN DELTA. 108
3.2.1.2 PRUEBAS CON CARGA RESISTIVA EN
CONEXIÓN Y . 128
3.2.2 PRUEBAS CON CARGA RESISTIVA INDUCTIVA... 152
3.2.2.1 PRUEBAS CON CARGA RESISTIVA INDUCTIVA
CONEXIÓN Y 152
3.2.2.2 PRUEBAS CON CARGA RESISTIVA INDUCTIVA
CONEXIÓN DELTA 176
3.2.3 PRUEBAS CON MOTOR DE INDUCCIÓN TRIFÁSICO. 196
-
iii
CAPITULO IV: ANÁLISIS DE RESULTADOS
4.1 ANÁLISIS DE LOS RESULTADOS DE LAS
PRUEBAS 201
4.1.1 ANÁLISIS DE LAS PRUEBAS EN REGÍMENES
DE CONMUTACIÓN DE LOS IGBTs 201
4.1.2 ANÁLISIS DE LAS PRUEBAS^DE OPERACIÓN
DEL INVERSOR 203
4.2 ANÁLISIS COMPARATIVO CON UN INVERSOR
EN BASE A OTRO TIPO DE INTERRUPTOR
(BJTs) 206
4.3 ANÁLISIS TÉCNICO-ECONÓMICO 208
4.4 CONCLUSIONES 211
4.5 RECOMENDACIONES 217
BIBLIOGRAFÍA
ANEXOS
-
El presente trabajo realiza un estudio minucioso
acerca de un nuevo semiconductor de estado sólido de
potencia, que está teniendo gran acogida en la
comunidad técnica.
El estudio de los IGBTs toma en cuenta los siguientes
tópicos: su estructura básica, caracteristicas
voltaje-corriente, caracteristicas estáticas y
transitorias de operación, efectos no deseados en su
operación y mecanismos para evitarlos, áreas de
operación segura, circuitos de control y protecciones.
Como una aplicación práctica de los IGBTs, se diseño e
implemento un conversor de AC monofásico a AC
trifásico con etapa intermedia DC, que será de gran
utilidad en el área rural y la pequefía industria.
Debido a que con la ayuda de éste equipo se puede
controlar motores de inducción trifásica con
alimentación monofásica, sustituyendo a los motores de
inducción monofásica, ya que éstos presentan
inconvenientes como su alto costo y requerimientos de
mantenimiento periódico.
Una vez implementado el conversor se sometió a
diferentes pruebas en el laboratorio respondiendo
satisfactoriamente a las expectativas esperadas.
-
ESTUDIO DK ZJOS
1.1 ANTECEDENTES
COMPUERTA ,
DRENAJEO
Ó
FUENTE
Figura No.1.1
Símbolo de un IGBT de canal n.
Con la aparición del IGBT se dispone actualmente de un
dispositivo semiconductor clave para muchas
aplicaciones en Electrónica de Potencia. Se fabrica
utilizando una combinación de técnicas MOS y
bipolares. Su característica de entrada es comparable
con la de un transistor de efecto de campo de
autobloqueo ( MOSFET ) y por lo tanto se puede
controlar casi sin potencia. Del lado de salida, el
IGBT es similar al transistor bipolar de potencia
( BJT ) y, consecuentemente, puede conmutar tensiones
relativamente altas ( 600 a 1400 V ) asi como también
altas corrientes ( 100 A ) , con frecuencias
relativamente altas y bajas pérdidas.[ 1 ].
-
¿ífcrPag. No. 2
IGBT1 IGBT3 IGBT5
h
IGBT4
Ah
IGBTB
A
15
10
IG8T2
A18
A'
\-A1
13
__ÍL-
19
16
Figura No. 1.2
Diagrama del circuito eléctrico de la estructura de un
módulo de IGBTs canal n.
En módulos con aislación eléctrica interna a la placa
metálica de base, los chips de silicio de los IGBTs
asi como los diodos inversos de rápida recuperación
asociados se conectan entre si de acuerdo con
diagramas circuitales fijos. Para esto se utiliza una
técnica optimizada de unión y armado.
Tales módulos son parte constitutiva de la sección de
potencia en convertidores estáticos de energía
-
Pag. No. 3
autoconmutados, principalmente en circuitos tipo
puente.
Con el diseño de los brazos del puente, las
posibilidades de protección contra sobrecorriente y
sobretensión están influenciadas simultáneamente. Las
medidas de protección pueden ser implementadas de
manera activa a través de la electrónica de control o
de manera pasiva mediante los componentes de supresión
y atenuación.
Por lo tanto, se tiene que tomar en cuenta por un lado
el control continuo del IGBT en operación
amplificadora y por otro lado el comportamiento
favorable de sobrecorriente en cortocircuito que
permite usar un circuito de protección activa que
proporciona buenos resultados de protección.
Los BJTs y MOSFETs tienen características que se
complementan el uno al otro en algunos aspectos. Los
BJTs poseen bajas pérdidas en el estado de conducción,
especialmente en elementos con grandes voltajes de
bloqueo, pero los tiempos de cambio de estado son
grandes, especialmente en el apagado. Los MOSFETs
pueden ser activados y desactivados mucho más
rápidamente, pero sus pérdidas en el estado de
conducción son grandes, particularmente en elementos
-
Pag. No. 4
con voltajes nominales altos de bloqueo ( unos pocos
cientos de voltios o más ).
Estas apreciaciones han conducido a intentos para
combinar monolíticamente BJTs y MOSFETs en una misma
oblea de silicio para conseguir un circuito o tal vez
un nuevo elemento que combine las mejores cualidades
de los dos elementos indicados anteriormente.
Esto ha conducido al desarrollo de un nuevo elemento
llamado transistor bipolar de compuerta aislada
(IGBT), el cual está encontrando un amplio rango de
aplicaciones.
Otros nombres que se le asignan para describir a este
nuevo elemento son; GEMFET, COMFET ( Transistor de
conductividad modulada por efecto de campo ), IGT
( Transistor de compuerta aislada )7 y MOSFET de modo-
bipolar o transistor bipolar-MOS.
Este capítulo describe la estructura física básica y
la operación del IGBT así como los límites de
operación que_se deberán observar para trabajar con
este nuevo elemento.
-
Pag. No. 5
1.2 ESTRUCTURA BÁSICA
Un corte de la sección vertical de un IGBT genérico de
canal n es mostrado en la figura No. 1.3 [2]. Esta
figura es muy similar a la de un corte de la sección
vertical de un MOSFET del mismo tipo de canal, la
principal diferencia está en la presencia de la capa
p-*~ que forma el drenaje del IGBT. Esta capa forma una
juntura pn (etiquetada como Ji en la figura No. 1.3 ),
la cual inyecta portadores minoritarios dentro de lo
que podria ser la región de desplazamiento del drenaje
del MOSFET vertical. La compuerta y la fuente del IGBT
son colocadas fuera en una geometría interdigitada
similar a la usada en un MOSFET vertical.
COMPUERTA
CAFA I
CAP* CE IKYECCICM
Figura No.1.3
Vista de un corte vertical de un IGBT
-
Pag. No. 6
Los niveles de dopado usados en cada una de las capas
del IGBT son similares a las usadas en las capas
comparables de la estructura del MOSFET vertical,
excepto para la región del cuerpo, que se explicará•3
más adelante. También es factible fabricar IGBTs de
canal p y para esto se debería cambiar el tipo de
dopado de cada capa del elemento.
La figura No. 1.3 indica que la estructura del IGBT
posee un tiristor parásito ( n4", p, n~ n~*~, p4- ) . El
^9£. activado de este tiristor es indeseable. Por esta
razón varios de los detalles estructurales de la
geometría práctica de un IGBT, principalmente en la
región de cuerpo tipo p que forma las Juntura Jz y Ja,
son diferentes, a las indicadas en la geometría simple
mostrada en la figura No. 1.3, para minimizar la
posible activación del tiristor parásito. Estos
cambios estructurales serán discutidos en posteriores
secciones de este capítulo.
El IGBT mantiene la extensión de metalización de la
fuente sobre la región del cuerpo que también es usadair
en los MOSFETs de potencia. Este espacio corto de
separación entre el cuerpo y la fuente en el IGBT
ayuda a minimizar la posible activación del tiristor
parásito, como se explicará más adelante.
-
Pag. No. 7
La capa intermedia n+ entre el contacto de drenaje p-*-
y la capa n~ de desplazamiento no es esencial para la
operación del IGBT, y algunos IGBTs son fabricados sin
esta ( algunas veces llamados IGBTs simétricos,
mientras que aquellos que incluyen esta capa son
llamados IGBTs asimétricos ). Si la densidad de dopado
y el espesor de esta capa son seleccionados
apropiadamente, la presencia de esta capa puede
mejorar significativamente la operación del IGBT en
dos aspectos importantes:
- Primero, ésta puede disminuir la caída de
voltaje en el estado de conducción del
elemento.
- Segundo, esta disminuye el tiempo de apagado
del elemento.
Sin embargo, la presencia de esta capa reduce
grandemente la capacidad de bloqueo inverso del IGBT.
Estos efectos sobre las características del IGBT se
discutirán más adelante en este capítulo.
El símbolo para un IGBT de canal n se muestran en las
figuras No. 1.1 y 1.4 [ 2 ]. Las direcciones de las
puntas de flechas en el símbolo deberán ser invertidas
-
Pag. No. 8
para -un IGBT de canal p. El símbolo es esencialmente
el mismo que se usa para un MOSFET de canal n, pero
con la adición de una punta de flecha en el drenaje,
que indica el contacto de inyección. Hay algunas
discrepancias en la comunidad de ingenieros sobre la
utilización de un símbolo y nomenclatura standard a
usarse con el IGBT. Algunos prefieren considerar al
IGBT como básicamente a un BJT con una compuerta de
entrada de MOSFET y, así usar símbolos de BJTs
modificados para el IGBT. Este elemento posee un
colector y un emisor en vez de un drenaje y una
fuente. El símbolo y nomenclatura mostrado en la
figura No. 1.4 es el más ampliamente usado y este
deberíamos nosotros adoptar ( en la figura No. 1.5
[3 ], [ 4 ], se indican dos símbolos adicionales para
el IGBT ).
-
COMPUERTA ,
DRENAJEO
ÓFUENTE
Pag. No. 9
Figura No.1.4
Símbolo de un IGBT de canal n.
Figura No. 1.5
Símbolos para el IGBT
a) Tomado del libro Electrónica Industrial de
Gualda- Martínez. b) Símbolo utilizado por la
International Rectifier.
-
Pag. No. 10
1.3 CARACTERÍSTICAS VOLTAJE - CORRIENTE
Las características V - I para un IGBT de canal n se
indican en la figura No. 1.6.(En la dirección directa/
( polarización directa ) Testas ¿¿ parecen)
cualitativamente similaresl a las de un transistor
bipolar de juntura excepto que el parámetro de control
es un voltaje de entrada, voltaje compuerta-fuente, en
lugar de .una corriente de entrada. Las características
del IGBT de canal p son las mismas excepto que las
polaridades de los voltajes y corrientes deben ser
invertidas.)
(La juntura etiquetada como Ja en la figura No. 1.3
bloquea cualquier voltaje directo cuando el IGBT está
en el estado de no conducción), í El voltaje de bloqueo
inverso indicado en la característica V - I puede ser
tan grande como el voltaje de bloqueo directo si el
elemento es fabricado sin la capa intermedia n+
mencionada anteriormente'. Tal capacidad de bloqueo
inverso es usada en aplicaciones de circuitos AC. (La
juntura etiquetada como Ji en la figura No. 1.3 es la
juntura de bloqueo inverso). (Sin embargo, si la capa n~*-
es usada en la fabricación del elemento, el voltaje
disruptivo de esta juntura es significativamente
disminuido, a unas pocas décimas de voltios, debido al
alto dopado presente ahora en ambos lados de esta
-
Pag. No. 11
juntura, y el IGBT no tiene ninguna capacidad de
bloqueo inverso.)
ÍD
VRM
INCREMENTO DE VGS
VGS4
VGS3
VGS 2
VG51
VDS
Figura No. 1.6
Característica V - I de un IGBT de canal n.
ID
VGSCTH) VGS
Figura No. 1.7
Curva de transferencia para un IGBT de canal n.
-
Pag. No. 12
La curva de transferencia ir> - vos mostrada en la
figura No. 1.7 jes idéntica a la que corresponde para
un MOSFET de potencia. La curva (es razonablemente
lineal sobre la mayoría del rango de corriente de
drenaj e. Teniendo no linealidad solamente para baj as
corrientes de drenaje donde el voltaje compuerta-
fuente se aproxima al de umbral, f Si vas es menor que
el voltaje de umbral Vosc-tK) , entonces el IGBT está en
el estado de no conducción. El máximo voltaje que
debería ser aplicado en los terminales compuerta-
fuente es usualmente limitado por la máxima corriente
de drenaje que se debería permitir fluir por el IGBTJ
como se analizará en la sección 1.7 de este capítulo.
1.4 PRINCIPIOS DE OPERACIÓN DE LOS IGBTs
En condiciones estáticas de operación del IGBT no se
necesita corriente de excitación de compuerta porque
es controlado por tensión. Pero en el encendido y en
~ el apagado se generan pulsos de corriente de
excitación de compuerta de corta duración como
g^_ consecuencia de la capacitancia parásita de entrada.•T
1.4.1 OPERACIÓN EN EL ESTADO DE BLOQUEO (NO CONDUCCIÓN)
En términos muy simples? el IGBT esta intentando
operar como un MOSFET en el cual su región de
-
' Pag. No. 13
desplazamiento de drenaje es modulada por la
inyección de portadores minoritarios ( huecos
para el caso de un IGBT de canal n ilustrado en
la Figura No. 1.3 ). La inyección es obtenida por
el aumento de una capa adicional al MOSFET en la
parte final del drenaje para que la juntura
polarizada directamente pn ( etiquetada como Jn_
en la figura No. 1.3 ) esté localizada entre la
región de desplazamiento y el contacto de
drenaje. La inyección de portadores disminuye la
resistencia de la región de desplazamiento y, por
lo tanto ? esto contribuye a la reducción del
voltaje en el estado de conducción. Ya que la
caída de voltaje en la región de desplazamiento
- es la que domina las pérdidas en el estado de
conducción de los MOSFETs de alto voltaje, esta
modulación - de la conductividad incrementará
significativamente la capacidad de corriente de
portadores en los MOSFETs de alto - voltaje.
(Ya que el IGBT es básicamente un MOSFET, el
voltaje compuerta-fuente controla el estado del
elemento. Cuándo vas es menor que Vos(TÍO, no se
crea la inversión de la capa (bajo la compuerta)
para conectar el drenaj e a la fuente, y, por lo
tanto el elemento está en el estado de no
conducción. La aplicación de un voltaje drenaje—
-
Pag. No. 14
fuente cae a través de la juntura etiquetada como
Js y solamente una corriente muy pequeña de
pérdida o parásita fluye]. Este estado de bloqueo
es esencialmente el mismo que para un MOSFET.
( La región de agotamiento de la juntura Js se
extiende) principalmente Adentro de la región de
desplazamiento n-j, ya que la región de cuerpo
tipo p es a propósito dopada con mayor densidad
que la región de desplazamiento. (Si el espesor de
la región de desplazamiento es lo suficientemente
grande para acomodar la capa de agotamiento para
que el limite de esta no tope a la capa de
inyección p+, entonces la capa intermedia n~*~
indicada en la figura No. 1.3. no es necesaria).
(Este tipo de IGBT es comúnmente llamado IGBT
simétrico o nonpunch-through IGBT, y este puede
bloquear voltaj es inversos tan grandes como los
voltajes directos y está diseñado para bloqueo.
Como se indicó anteriormente, esta capacidad de
bloqueo inverso es útil para algunas aplicaciones
de circuitos AC_)
(Sin embargo, es posible reducir el espesor
requerido de la región de desplazamiento por un
factor de aproximadamente dos [ 2 ] si una
estructura similar a la llamada puncn-through
-
Pag. No. 15
utilizada para los diodos de potencia es usada\n esta geometría, se permite que la capa de
agotamiento se extienda a través de todos los
caminos de la región de desplazamiento para
voltajes significativamente por debajo del limite
del voltaje disruptivo deseado. El llegar a
través de la capa de agotamiento a la capa p+
está prevenido por la inserción de la capa
intermedia n+ entre la región de desplazamiento y
la región p+ como está mostrado en la figura No.
1.3.(Este tipo de estructura del IGBT es algunasN
veces llamada IGBT asimétrico o punch-through
IGBT. La pequeña longitud de la región de
desplazamiento significa bajas pérdidas en el
estado de conducción, pero la presencia de la
capa intermedia n̂ significa que la capacidad de
bloqueo inverso de esta geometría punch—through
se vuelve baja ( unas pocas décimas de voltios )
y además existen pocas aplicaciones en circuitos
para esta geometría.)
1.4.2 OPERACIÓN EN EL ESTADO DE CONDUCCIÓN
( Cuando el voltaje compuerta—fuente excede el de
umbral, una inversión de la capa se forma debaj o
de la compuerta del IGBT. Esta inversión de la
capa acorta la región de desplazamiento n~ a la
-
Pag. No. 16
región de la fuente n"̂ exactamente como en el
MOSFET. Una corriente de electrones fluye a
través de esta capa invertida como se indica en
la figura No. 1.8a, la cual causa una substancial
inyección de huecos a partir de la capa de
contacto del drenaje p+ dentro de la región de
desplazamiento n~, que también se indica en la
figura No. 1.8a} Los huecos inyectados se mueven
a través de la región de desplazamiento, por
difusión y por desplazamiento, tomando una
variedad de caminos como se indica en la figura
No.1.8a y alcanzan la región de cuerpo tipo-p que
rodea la región de fuente n+. (Tan pronto como los
huecos están en la región de cuerpo tipo~p, sus
cargas espaciales atraen electrones desde la
metalización de la fuente que la conecta a la
región de cuerpo, y el exceso de huecos son
rápidamente recombinados .̂
( La juntura formada por la región de cuerpo tipo-p
y la región de desplazamiento está " captando
los huecos difundidos y entonces funciona como el
colector de un ancho transistor pnp.) Este
transistor está indicado en la figura No. 1.8b,
tiene el contacto de la capa de drenaje como
emisor, su base está formada por la región .de
desplazamiento n~, y el colector formado a partir
-
Pag. No. 17
de la región de cuerpo tipo-p. De esta
descripción un circuito equivalente (puede
desarrollarse para modelar la operación del IGBT,
el cual es indicado en la figura No.1.9a. Este
circuito modela al IGBT como un circuito
Darlington con el transistor pnp Qi como el
transistor principal y al MOSFET Qs como elemento
de contra]]. La porción del MOSFET junto con la
porción del BJT son mostradas también en la
figura No. 1.9a. La resistencia entre la base del
transistor pnp y el drenaje del MOSFET Ri_
representa la resistencia de la región de
desplazamiento n~.
A diferencia del circuito convencional
Darlington;, el MOSFET Qs del circuito equivalente
del IGBT conduce la mayor cantidad de la
corriente terminal.
Esta -desigual división del flujo total de la
corriente es favorable por razones que tienen que
ver con el potencial activado del tiristor
parásito.)
-
Pag. No. 18
COMPUERTA
DRENAJE
COMPUERTA
DRENAJE
b
Figura No. 1.8
Sección transversal de un IGBT en el cual se
indican a) los caminos de los flujos de corriente
en el estado de conducción y b) las porciones
efectivas de operación del MOSFET y el BJT de la
estructura-
-
m* Pag, No. 19En esta situación la calda de voltaje en el
estado de activado Voscoro , utilizando el
circuito equivalente de la figura No. 1.9a puede
ser expresado como:
Vr>S (on > = Vj 1 + VDESPLAZAMIENTO +
BBWE
•̂
ÍEISTfflCIA DE U
RfifTE
OUWITA,
RBÍTE
b
DE U PEGICN DE OSPD
^-
Figura No. 1.9
Circuitos equivalentes para el IGBT. a) Circuito
equivalente aproximado valido para la operación
en condiciones normales; b) Circuito equivalente
más completo para el IGBT en el cual se indican
los transistores que forman el tiristor parásito.
-
Pag. No. 20
La calda de voltaje a través de la juntura de
inyección Ji es una tipica caída de voltaje de
polarización directa de una juntura pn, la cual
depende exponencialmente de la corriente y para
una primera instancia tiene una valor
aproximadamente d e 0 . 7 a l . O V [ 2 ] . La caída de
voltaje en la región de desplazamiento es similar
a la encontrada en una juntura de alta potencia
pn y es aproximadamente constante . El voltaje
VDESPLAZAMIENTO es mucho menor en el IGBT que en
el MOSFET, debido a la modulación de la
conductividad de la región de desplazamiento, y
esto hace sobre todo que la caída de voltaje en
el estado de activado de un IGBT sea mucho menor
que su comparable MOSFET de potencia. El uso de
la estructura Punch-throuh también ayuda a
mantener pequeño el voltaje VDESPUAZAMIENTO. La
"caída de voltaje en el canal es debido a la
resistencia óhmica del canal y es similar a la
caída de voltaje de un comparable MOSFET de
potencia de similares especificaciones.
1.5 ACTIVADO ACCIDENTAL DE LOS IGBTs
En esta sección se tratará sobre un efecto que podría
destruir al IGBT, debido a una excesiva disipación de
potencia. Esto ocurre cuando se sobrepasa un cierto
-
Pag. No. 21
límite de corriente, en el cual el terminal de
compuerta pierde el control de la corriente de
drenaje, y el IGBT pasa de la región de conducción a
la región activa, y una vez entrado en esta región, el
IGBT tiene que ser apagado lo más pronto posible para
evitar su inminente destrucción.
Por lo tanto en esta sección estudiaremos las causas
por las cuales el IGBT podría activarse
accidentalmente, y también las medidas que se deberían
tomar para evitar que este efecto destructivo ocurra.
1.5.1 CAUSAS PARA EL ACTIVADO ACCIDENTAL DE LOS IGBTs
Los caminos utilizados por los huecos inyectados
en la región de desplazamiento ( o por la base
del transistor pnp ) son cruciales para la
operación del IGBT. Una componente de la
—, corriente de huecos viaja justamente en línea
recta por los caminos directamente a la parte
metalizada de la fuente. Sin embargo, la mayoría
de los huecos son atraídos a la vecindad de la
capa de inversión por la carga negativa de los
electrones en la capa. Esto da como resultado una
componente de corriente de huecos que viaja
lateralmente a través de la capa de cuerpo tipo-
-
¿ Pag. No. 22V
p, como es indicado en la figura No. 1.8a.
Este flujo de corriente lateral desarrollará una
caída de voltaje lateral en la resistencia óhmica
de la capa de cuerpo ( modelada como la
resistencia distribuida Es. en la figura No.
1.9b)s como se indicó en la figura No. 1.8a. Esto
tiende a polarizar directamente la juntura n̂ p
( etiquetada como ja en la figura No. 1.3 ) con
un importante voltaje a través de la juntura,
ocurriéndose donde la capa de inversión se reúne^&
con la fuente ir**.
Si el voltaje es suficientemente grande, una
substancial inyección de electrones desde la
fuente a la región de cuerpo ocurrirá y el
transistor parásito npn Qs indicado en la figura
No. l.Bb se activará. Si esto ocurre entonces los
dos transistores parásitos npn Qs y pnp Qi se
"~ --- ——-activarán y, por lo tanto, el tiristor parásito
formado por estos transistores se activará y la
^ activación accidental del IGBT ocurrirá. Para unW
IGBT dado con un geometría especificada, hay un
valor crítico de corriente de drenaje que causará
una suficientemente grande caída de voltaje
lateral para activar al tiristor. Por lo tanto,
el fabricante de elementos especifica el pico
-
Pag. No. 23
permisible de corriente de drenaje IDM que puede
fluir sin que el activado accidental ocurra.
Existe también un voltaje correspondiente
compuerta-fuente que permite que esta corriente
fluya, el cual no debe ser excedido.
Una vez que el IGBT se activa accidentalmente, la
compuerta no tiene ningún control de la corriente
de drenaje. E/a única manera de apagar al IGBT en
esta situación es forzar la conmutación de la
corriente, exactamente de la misma manera que
para un tiristor convencional. Si el activado no
es terminado rápidamente, el IGBT podría
destruirse por una excesiva disipación de
potencia. Un circuito equivalente más completo
para el IGBT, que incluye al transistor parásito
npn Qs y la resistencia distribuida de la capa de
cuerpo Rs , está mostrado en la figura No, 1.9b,
Esta descripción de activado presentada, es
también llamada modo de activado estático, ya que
ocurre cuando la corriente en el estado de
conducción excede un valor critico.
Desafortunadamente, bajo condiciones dinámicas
cuando el IGBT es conmutado de encendido a
apagado, se podría causar el activado accidental
-
Pag. No. 24
del IGBT, para corrientes de drenaje más bajas
que para el caso estático. Por ejemplo
considerando al IGBT como parte de un circuito
conversor DC-DC. Cuando el IGBT es apagado, la
porción MOSFET del elemento se apaga rápida y
completamente y la porción de la corriente que
este elemento controla cae a cero. Entonces
existe un incremeneto rápido del voltaje drenaje-
fuente, como se indicará en detalle en la
siguiente sección, el cual deberla ser soportado
a través de la juntura cuerpo-desplazamiento Js.
Dando como resultado una expansión rápida de la
capa de agotamiento de esta juntura en ambas
regiones, la de cuerpo y la de desplazamiento,
especialmente en la región de desplazamiento
debido a su bajo dopado.
Esto incrementa el factor de transporte de la
base del transistor pnp Qn_, ctervp, lo cual
significa que una gran fracción de los huecos
inyectados en la región de desplazamiento
sobrevivirán el atravesar la región de
desplazamiento y serán recogidos en la juntura
Ja- La magnitud del flujo de la corriente lateral
de huecos entonces se incrementará, y por lo
tanto, el voltaj e lateral se incrementará. Como
una consecuencia, las condiciones para el
-
Pag. No. 25
activado accidental serán satisfechas a pesar que
la corriente en el estado de conducción previa al
inicio del apagado estuviera bajo el valor
estático necesario para el activado accidental.
El valor IDM especificado por los fabricantes de
elementos usualmente está dado para el modo de
act ivado dinámico -
1.5.2 MODOS DE EVITAR EL ACTIVADO ACCIDENTAL DE LOS
IGBTs
Hay muchos pasos que pueden ser tomados por el
usuario del elemento para evitar el activado
accidental, y que el fabricante del elemento
puede tomar para incrementar la corriente critica
requerida para la iniciación del activado
accidental. El usuario tiene la responsabilidad
de diseñar circuitos donde la posibilidad de
sobrecorrientes que excedan IDM sean minimizadas.
Sin embargo, es imposible eliminar esta
posibilidad enteramente.
Otro paso que puede ser tomado es reducir la
velocidad de apagado del IGBT de modo que el
rango de crecimiento de la región de agotamiento
en la región de desplazamiento sea reducida y los
huecos presentes en la región de desplazamiento
-
Pag. No. 26
tengan un tiempo grande para recombinarse, de
esta manera se reduce el flujo de corriente
lateral en la región de cuerpo tipo-p durante el
apagado. El incremento del tiempo de apagado es
fácilmente obtenido utilizando valores grandes de
resistencia en serie con la compuerta Rg, como
será explicado en la próxima sección.
El fabricante del elemento busca incrementar la
corriente umbral de activado IDM reduciendo la
resistencia distribuida del cuerpo Rs en el
circuito equivalente de la figura No. 1.9b. Esto
se lo realiza de muchas maneras. Primera, el
ancho lateral de las regiones de fuente,
etiquetadas como Ls en la figura No. 1.3. es
mantenida lo más pequeña posible consistentemente
con los otros requerimientos. Segunda, la región
de cuerpo tipo-p es a menudo particionada en dos
regiones de diferentes niveles de densidad de
dopado aceptor, como es indicado en la figura No.
1,10a. La región del canal donde la capa de
inversión es formada es dopada a un moderado
nivel, en el orden de 10 ie cm ~3 [ 2 ] y la
profundidad de la región p no es mucho más
profunda que la región de fuente n -*- y la otra
porción de la capa de cuerpo debajo de las
regiones de fuente n ^ es dopada mucho más
-
Pag, No. 27
densamente, en el orden de 10 1S cm ~3 C 2 ] y
es diseñada mucho más gruesa ( o equivalentemente
profunda ). Esto hace que la resistencia lateral
sea mucho más pequefía debido a la gran área de
sección transversal y a la alta conductividad.
Otra posible modificación de la capa de cuerpo es
mostrada en la figura No. 1.10b, donde una de las
regiones de fuente es eliminada a partir del
elemento básico IGBT. Esto permite que la
corriente de huecos sea recolectada completamente
en el lado del elemento donde la fuente fue
removida. A esto se le conoce como estructura
bypass de huecos, en efecto provee un camino
alternativo para la componente de la corriente de
huecos que no tiene un flujo lateral bajo una
región de la fuente.
Esta geometria es completamente efectiva para
aumentar el umbral del activado accidental pero a
expensas de la reducción de la transconductancia
del IGBT 5 ya que el ancho efectivo de la
compuerta es reducido por la pérdida de la
segunda región de la fuente en el elemento
básico.
-
Pag. No. 28
Por medios como estos, el problema del activado
en los IGBTs ha sido grandemente minimizado.
Prototipos de estos elementos han sido
experimentados en aplicaciones donde se ha
exigido que el elemento esté a prueba del
activado accidental.
COMPUERTA
COMPUERTA
b
Figura No. 1.10
IGBT con las regiones
modificadas.
de cuerpo-fuente
-
Pag. No. 29
1.6 CARACTERÍSTICAS TRANSITORIAS DE LOS IGBTs
1.6.1 TRANSITORIO DE ENCENDIDO
Las formas de onda para la corriente y el voltaje
durante el encendido de un IGBT, el cual está
trabajando en un conversor DC-DC ( chopper
reductor ) son mostrados en la figura No. 1.11.
Los intervalos de tiempo en la formas de onda de
encendido son similares a las correspondientes a
un MOSFET de potencia operando en el mismo
circuito conversor DC-DC.
Esta similitud es esperada ya que el IGBT está
actuando esencialmente como un MOSFET durante
casi todo el intervalo de encendido, ya que el
mismo circuito equivalente del MOSFET es usado
para determinar las características de encendido
de un IGBT.
El intervalo t£vs observado en la forma de onda
del voltaje drena je-fuente para el MOSFET, es
usualmente observado en la forma de onda de
drenaj e-fuente en el IGBT . Dos factores
intervienen en el intervalo de tiempo t̂ v-s en la
forma de onda del IGBT. Primero la capacitancia
parásita drenaj e-compuerta Cgci se incrementará en
la porción del MOSFET Qs del IGBT a valores bajos
-
Pag. No. 30
de voltaje drenaje-fuente en una manera similar a
lo observado con los MOSFET de potencia. Segundo,
la porción del transistor pnp Qi del IGBT, va
desde la región activa a su estado de conducción
( saturación dura ) más lentamente que la porción
MOSFET del IGBT.
Figura No.1.11
Formas de onda de corriente y de voltaje de un
IGBT en un circuito conversor DC-DC durante el
encendido.
Hasta que el transistor pnp Qi llegue a su estado
total de conducción, el beneficio total de la
-
Pag, No. 31
modulación de la conductividad de la región
drenaje-desplazamiento no ha sido alcanzado y por
lo tanto el voltaje a través del IGBT no ha caldo
a su valor final para el estado de conducción.
1.6.2 TRANSITORIO DE APAGADO
Las formas de onda de corriente y voltaje para el
apagado se indican en la figura No . 1 . 12 . La
secuencia observada es la siguiente, primero un
incremento del voltaje drenaje-f uente hasta
alcanzar su voltaje de bloqueo y luego un
decrecimiento en la corriente de drenaje, lo cual
es idéntico a lo observado en todos los elementos
usados en circuitos conversores DC-DC.
(Los intervalos de tiempos iniciales., el retardo
— - __ __ de apagado ta(o££), y el incremento de voltaje
tr-v son controlados por la porción MOSFET Qz. del
Los circuitos equivalentes utilizados para
los MOSFET de potencia para el apagado pueden
también ser aplicados para el IGBT . [La única
diferencia requerida es que se usa solamente un
valor de la capacitancia parásita compuerta-
drenaje a diferencia de los dos valores que se
utiliza para los MOSFETs de potencia . Las razones
para esta diferencia son las mismas que se
-
Pag. No. 32
discutieron para el transitorio de encendido del
IGBT.
La mayor diferencia entre el apagado del IGBT y
el apagado del MOSFET se observa en la forma de
onda de la corriente de drenaje en donde hay dos
intervalos de tiempo distintos.
CORRIENTE DEL MOSFE7
CORRIENTE DEL BJT
Figura No.12.
Formas de onda de corriente y voltaje en un IGBT
en un circuito conversor DC-DC en el apagado.
i Se debe notar la rápida caída que ocurre durante
el intervalo t£ii correspondiente al apagado de
-
Pag. No. 33
la sección del MOSFET Qs del IGBT. (Los residuos
de la corriente de drenaje durante el segundo
intervalo tfd.2 son debidos a la carga almacenada
en la región de desplazamiento n~) ya que la
sección del MOSFET Qs está apagado y no hay
ningún voltaje inverso aplicado a los terminales
del IGBT que podrían generar un corriente de
drenaje negativa y ño hay la posibilidad para
remover la carga almacenada por los portadores.
El único camino para que este exceso de
portadores puedan ser removidos, al mínimo en un
IGBT sin la capa intermedia ir*", mostrado en la
geometría del IGBT en la figura No. 1.3., es en
la recombinación dentro de la región de
desplazamiento n~. Ya que es deseable que el
tiempo de vida de los portadores en exceso sea
grande, de modo que la calda de voltaje en estado
de conducción sea baja, entonces la duración del
-intervalo t£±2 en el apagado será
correspondientemente grande.
Sin embargo(un gran intervalo de tiempo t£is no
es deseable debido a la potencia de disipación en
este intervalo ya que el voltaje drenaje-fuente
está en el valor correspondiente a su estado de
apagado. Este intervalo se incrementa con la
-
Pag. No. 34
temperatura!
Asi, un compromiso entre las pérdidas de apagado
y del estado de conducción y los tiempos rápidos
de apagado deben ser tomados en cuenta en el
IGBT, ) los cuales son muy similares a los
realizados con los portadores minoritarios en
elementos como los BJTs ? tiristores, diodos y
semejantes. La irradiación de electrones en el
IGBT es a menudo usado para conseguir en la
región de desplazamiento un valor deseado del
tiempo de vida de los portadores.
El remover la carga almacenada desde la región de
desplazamiento por difusión de huecos a la capa
p+ ( también llamada inyección de retroceso )
podría significativamente acortar el intervalo de
t£^2 si el flujo de huecos difundidos podría ser
más grande.
En la estructura de un IGBT sin la capa
intermedia rr*-, tal difusión no puede ocurrir
debido a que el gradiente de distribución de
huecos está en la dirección equivocada, y porque
la densidad de huecos-en el lado p̂ es mayor que
el exceso de densidad de huecos en la región de
desplazamiento. Por lo tanto, el exceso de huecos
son efectivamente atrapados en la región de
-
Pag. No. 35
desplazamiento. Sin embargo, la presencia de una
capa intermedia adecuadamente diseñada modifica
claramente esta situación desértica marcadamente.
Esta capa tiene un tiempo de vida mucho menor
para los portadores en exceso y, además, actúa
como un sumidero para los "huecos en exceso.
El gran rango de recombinación de huecos en la
capa intermedia coloca un gradiente de densidad
de huecos en la región de desplazamiento durante'
el estado de apagado que causa un gran flujo de
huecos difundidos junto a la capa intermedia.
Esto mejora grandemente la remoción de huecos
desde la región de desplazamiento y además reduce
el intervalo
(Los IGBTs comercialmente disponibles tienen
voltajes de bloqueo de 1000 V y corrientes en el
estado de conducción de 200 A?
-
A Pag- No. 369
tiempo de vida de los portadores en la región de
desplazamiento, de esta manera no es
significativo el incremento de las pérdidas en el
estado de conducción.
1.7 LIMITES Y AEEAS SEGURAS DEL IGBT
El IGBT tiene robustas áreas seguras de operación
durante el encendido y el apagado. El área segura
de operación en polarización directa está
«~~ mostrada en la figura No, 1.13a, es cuadrada para'tiempos de conmutación pequeños, idéntico para la
FBSOA ( área de operación segura en polarización
directa ) de un MOSFET de potencia . Para
intervalos de conmutación mayores el IGBT es
térmicamente limitado, como se muestra en la
FBSOA, y esta es también idéntica con la
conducta de la FBSOA de un MOSFET de potencia.
El área de operación segura para polarización
inversa es un poco diferente que la FBSOA, como
se ilustra en la figura No.l.ISb. La esquina
superior derecha de la RBSOA ( área de operación
segura para polarización inversa ) esta
progresivamente cortocircuitada y la RBSOA llega
a ser pequeña cuando el rango de variación en el
tiempo del voltaje drena j e-fuente dvüs/dt llega
-
Pag. No. 37
a ser grande. La razón para esta restricción en
la KBSOA como "una función del dvDS/dt es para
evitar el activado accidental. Un muy grande
valor de dvDS/dt durante el apagado puede causar
el activado del IGBT exactamente como sucede en
los tiristores y GTOs. Afortunadamente, este
valor es suficientemente grande, con respecto a
otros interruptores de potencia. En adición, el
usuario puede fácilmente controlar el d̂ ns/dt por
la adecuada elección del VGG- y de la resistencia
de compuerta.
\x\ 310 Sec10 Sec
DC
VDS
1QOQ V/uS
2000 V/US
3OQO V/uS
dv DS
VDS
Figura No. 1.13.
Áreas de operación segura para un 1GET, a) FBSOA
para polarización directa, b) KBSOA, para
polarización inversa.
-
Pag. No. 38
La máxima corriente de drenaj e IDM está diseñada
para que el activado accidental sea evitado. Este
valor es usualmente determinado para condiciones
del activado dinámico. Hay también -un máximo
valor permisible de voltaje compuerta-fuente
VoscmAsc). Mientras este voltaje no sea excedido,
y si una falla externa del circuito ocurre esta
tratará de forzar que la corriente de drenaje
llegue a ser tan grande como IDM causando que el
1GBT salga de la condición de conducción y entre
en la región activa donde la corriente llega a
ser una constante independiente del voltaje
drenaj e-fuente.
Bajo estas condiciones el IGBT debería ser
apagado lo más rápidamente posible debido a la
excesiva disipación de potencia. Esta conducta es
deseable ya que el activado no ocurrirá y el
control de compuerta sobre la corriente de
drenaje se mantendrá.
Cuando Vos es de 10 a 15 V, corrientes de drenaj e
de 4 a 10 veces la corriente nominal se
obtendrán. Medidas recientes indican que el
elemento puede resistir estas corrientes para
intervalos de tiempo de 5 a 10 j-iseg [2] .
dependiendo del valor de Vr>s y puede ser apagado
-
Pag. No. 39
por Vas.
El máximo voltaje permisible de drenaje-fuente
está limitado por el voltaje de bloqueo del
transistor pnp Qi. El beta del transistor pnp Qi
es muy bajo, así este voltaje de bloqueo es
esencialmente BVcBQ, el voltaje de bloqueo de la
juntura desplazamiento-cuerpo ( juntura Js ) .
Elementos con capacidades de bloqueo tan grandes
como de 2000 V han sido ya reportados [2].
La máxima temperatura permisible de juntura en
los IGBTs comerciales es de 150 °C_ Una muy
favorable característica del 1GBT es el hecho que
el voltaje del estado de conducción Voscon) varia
muy poco entre la temperatura ambiente y la
máxima temperatura de juntura. En un MOSFET de
potencia el voltaje para el estado de conducción
se incrementa significativamente con los
incrementos de la temperatura de juntura. La
razón para una característica constante de
temperatura del IGBT es la combinación del
coeficiente positivo de temperatura de la porción
MOSFET Qa de la caída de voltaje Vr>s(on> y el
coeficiente de temperatura negativo de la caída
de voltaje a través de la región de
desplazamiento.
-
. Pag. No. 40
1.8 PROTECCIONES PARA LOS IGBTs. REDES SNUBBER
Los "transistores de compuerta aislada son muy
similares a los MOSFETs de potencia en lo que
concierne a los requerimientos de control del
voltaje compuerta-fuente. Las mismas
consideraciones que gobiernan el diseño de
circuitos de control para MOSFETs de potencia son
también aplicables para el diseño de circuitos de
control para los IGBTs. Esto significa que los
mismos circuitos de control para los MOSFETs de
potencia pueden ser utilizados para los IGBTs?
como por ejemplo el circuito de la figura No.
1.14. Si una corriente mayor de compuerta es
requerida, el circuito de la figura No. 1.15
puede ser utilizado. Un filtro de amortiguamiento
localizado cerca a los terminales compuerta-
.--.. fuente puede ser utilizado para minimizar las
oscilaciones.
El área cuadrada de operación segura del IGBT
para el modo de conmutación minimiza la necesidad
de circuitos snubber en la mayoría de la
aplicaciones.
-
Pag. No. 41
V V
R
Qe
A A
R
C
SAL t DA
Oto
Figura No. 1.14
Circuito snubber para MOSFETs e IGBTs.
Figura No. 1.15
Circuito de control para IGBTs para grandes
corrientes de compuerta.
-
' Pag. No. 42
La habilidad para controlar los tiempos de
encendido y de apagado por el control de la
corriente de compuerta a través de un apropiado
dimensionamiento de las resistencias que van en
serie con la compuerta también minimizan la
necesidad de circuitos snubber para el encendido
y para el apagado.
La capacidad para manejar picos de corriente del
IGBT, los cuales son mucho mayores que para la
mayoría de los MOSFETs de potencia, es otro
factor que hace que el uso de circuitos snubber
no sea necesario en la mayoría de la
situaciones. Pero, si en especiales
circunstancias se necesita utilizar los circuitos
snubber, los circuitos snubber discutidos en la
mayoría de la literatura de Electrónica de
Potencia para los MOSFETs son apropiados para los
IGBTs. Por ejemplo, se suele utilizar
configuraciones como las de la figura No. 1.16
[1].
En donde la energía que resulta de la inductancia
parásita Lp en el apagado de los IGBTs llega, a
través del diodo respectivo DB1 o DB2, al
correspondiente capacitor asociado CB1 o CB2. Es
sólo esta parte de la energía y no toda la
-
Pag. No. 43
energía almacenada en los capacitores, la que
debe ser disipada en las resistencias de descarga
RB1 o RB2, antes que ocurra el próximo proceso de
apagado. Una descarga demasiado extensa de los
capacitores es evitada mediante la diagramación
circuital. La disipación de potencia resultante
de este método de supresiones, por lo tanto,
resulta, relativamente baja.
j-ff lOH
L:
013
L
flG.L
Figura No. 1.16
Redes R-C para MOSFET, aplicables a los IGBTs.
-
DISECO Y CONSTRUCCIÓN DEL CONVERSOR AC-DC-AC
En este capitulo abordaremos los criterios de diseño
y construcción de un conversor de AC 13> a AC 3$ con
etapa intermedia DC, que hemos tomado como una
aplicación práctica de los IGBTs motivo de estudio del
presente trabajo.
Este conversor utiliza como interruptores de potencia
de estado sólido a los IGBTs, y se asume que puede
tener amplia aplicación en la pequeña industria y en
el sector rural? donde económicamente una alimentación
directa 33? resulta muy costosa, pudiéndose en estos
sectores reemplazar a los motores 1$ por motores 3$,
ya que los primeros tienen un costo elevado y
requieren de un continuo mantenimiento.
, D4 A D3
y swi '/SW3 y s*s
Figura No. 2.1
Circuito general del conversor AC 1$ a AC
-
Pag. No. 45
En el circuito de la figura No. 2.1 se indica de
manera general el conversor de AC monofásico a AC
trifásico con etapa intermedia DC.
Básicamente el conversor AC\AC está constituido por
dos tipos de conversores, en la entrada un conversor
AC-DC no controlado 1$ y en la etapa de salida un
conversor DC-AC 3$. En la primera etapa, la señal
alterna 1$ se rectifica por medio de un puente
rectificador de onda completa, a continuación se
procede a filtrar esta señal continua pulsante, por
medio de un capacitor a la salida del puente,
obteniéndose una señal continua con un rizado
significativamente menor.
La resistencia R( indicada en la figura No. 2.1 ) en
serie entre el puente y el capacitor tiene el objeto
de evitar la sobre corriente en los diodos del puente
rectificador, limitando la corriente inicial de carga
del capacitor. Una vez cargado el capacitor, mediante
un contacto normalmente abierto ( CNA1, indicado en la
figura No. 2.1 ) de un relé, esta resistencia es
cortocircuitada, para dar paso a la operación, normal//del conversor.
La señal de corriente continua obtenida de esta manera
es la señal de entrada al inversor trifásico, el cual
-
Pag. No. 46
a su salida nos entregará un voltaje AC trifásico,
cuya forma de onda es cuadrada con una zona muerta de
60°, con un desfase de 120° y de 60Hz. Este resultado
se obtiene, de acuerdo a una secuencia determinada de
operación de los interruptores de estado sólido de
potencia, en este caso los IGBTs, controlados por un
circuito de control que manejará los terminales de
compuerta de los mismos.
Las señales alternas asi obtenidas se muestran en la
figura No. 2,2. Se conoce que los armónicos presentes
en una señal cuadrada son sólo los armónicos impares,
pero con una zona muerta de 60° se consigue eliminar
el tercer armónico y todos los armónicos múltiplos de
tres, conseguiéndose de esta manera eliminar
grandemente el contenido armónico de esta señal, lo
que a la postre facilitarla el diseño y construcción
de un filtro para eliminar las armónicas presentes y
obtener una señal sinusoidal en lugar de una señal
cuadrada, en aplicaciones donde esta señal sea
requerida. ( El diseño y construcción del filtro antes
mencionado no es parte de este trabajo ).
El circuito de control indicado en la figura No. 2.1?
está basado principalmente en un C.I. controlador de
MOSFETs de potencia, debido a la similitud que los
IGBTs presentan con respecto al control de las
-
Pag. No. 47
compuertas para los cambios de estados ( encendido,
apagado ) con los MOSFETs de potencia.
Vrsi
E
— EVert
iE
-EVtr
>
-E
vt
wt.
wt
Figura No. 2.2
Formas de onda de los voltajes de salida del
inversor ( cada división equivale a 60° ).
En lo que sigue de este capitulo abordaremos en
primera instancia el diseño y construcción del
inversor 3$ de potencia y a continuación su circuito
de control, el conversor AC-DC de potencia, los
circuitos auxiliares como son: fuentes reguladas, y
circuitos pre-excitadores del circuito de control y
por último haremos un análisis de las protecciones
requeridas del circuito total.
-
Pag. No. 48
CIRCUITO DE POTENCIA DEL INVERSOR
El conversor DC-A.C, o inversor 3$, es la parte central
del circuito conversor que se seleccionó como una
aplicación directa de los IGBTs, para el presente
trabajo, y por facilidad de implementación y también
para optimizar la operación del circuito en conjunto,
no se utilizó IGBTs independientes, si no que se
utilizó un puente trifásico de IGBTs de canal n,
integrados en una sola oblea de silicio. En la figura
No. 2.3 se indica el inversor 3$ con interruptores
generales y en la figura No. 2.4 como interruptores a
los IGBTs canal n.
e
^
rj
/ -JTiL
/ swa -A-
/ SWB f\ SW5
P
K
T
/ SW2
Figura No. 2.3
Inversor trifásico con interruptores generales
-
Pag. No. 49
h IG8TB
IGBT5
j
IGBTS
l'"06 G2 \fa 7TD2
Figura No, 2.4
Inversor trifásico con IGBTs canal n.
Para obtener las señales de voltaje indicadas en la
figura No. 2.2, se utilisó el método de control
conocido como método de conducción de 180° para
controlar las puertas de los IGBTs. En la figura No.
2.5 se muestran las señales de control de acuerdo a
las numeraciones de los interruptores dados en la
figuras No. 2.3 y 2.4.
Tomando en cuenta las señales de control dadas por el
método de conducción de 180°, la formas de onda de las
corrientes a través de los IGBTs se indican en la
figura No,2,6.
-
Ig3
I I
1 I
I I
I wt
Pag. No. 50
Figura No. 2.5
Formas de onda de los voltajes de control de las
compuertas de los IGBTs del inversor 33>? de
acuerdo al método de conducción de 180°. ( cada
división equivale a 60° ).
Figura No. 2.6
Formas de onda de las corrientes a través de los
IGBTs, ( cada división equivale a 60° ).
-
Pag. No. 51
Basados en las formas de onda de los voltajes de
salida y en las formas de las corrientes a través de
los IGBTs se procede a dimensionar a estos elementos,
de acuerdo al circuito equivalente de la figura No.
1.9. Para su dimensionamiento necesitamos conocer los
valores de VDSmájc y
- 233.
Donde Fs es un factor de seguridad que puede ser de 1
a 2.
De las formas de onda de las corrientes indicadas en
la figura No. 2.6, el valor RMS y máximo de la
corriente a través de los IGBTs es igual a:
2Id
La potencia que entrega el conversor es de 2KVA, por
lo tanto la potencia por fase es igual a:
-
Pag. No. 52
2000 -_, ,„.«666. 67 VA
Entonces la corriente RMS a través de cada interruptor
( Id ) es igual a:
2_3
E = 11
-
Pag. No. 53
Con estos datos se prosigue a buscar un módulo de
IGBTs que cumplan con estos requerimientos y se
seleccionó el siguiente:
Módulo de IGBTs : CPV363MU
: 600 V
por fase : 14 ARMS a 25 °C
7.3 ARMS a 100°C
Para mayor información del módulo de IGBTs referirse
al anexo correspondiente incluido al final del
presente trabaj o.
2.2 CIRCUITO DE CONTROL
Como se indicó en la sección anterior, para el
conversor DC-AC se va a utilizar un módulo de IGBTs en
lugar de IGBTs discretos. En esta sección por lo
tanto7 nosotros haremos una breve discusión de los
. diferentes métodos para controlar las compuertas del
módulo de IGBTs, y luego seleccionaremos de acuerdo a
nuestros requerimientos particulares uno de estos y
procederemos a su diseño.
En condiciones estáticas de operación el IGBT no
necesita corriente de excitación de compuerta porque
es controlado por tensión. Pero en el encendido y en
el apagado se generan pulsos de corriente de
-
Pag. No. 54
excitación de compuerta de corta duración como
consecuencia de la capacitancia parásita de entrada
que debe tenerse en cuenta, como se lo puede notar en
la figura No. 2.7.
V i
VUP
^
V
'
r1/_». vas//i1
it\Í
\
1í
11
11'
\
\
/"///
' *!
-
Pag. No. 55
es posible limitar ttales perturbaciones que actúan
sobre la compuerta debido a capacitancias parásitas
que resultan principalmente de los procesos de
conmutación.
Las tensiones sin carga VLF y VLR de una etapa de
salida excitadora para la excitación de la compuerta
positiva y negativamente tienen que seleccionarse para
satisfacer las especificaciones en las hojas técnicas
de los datos de los IGBTs.
La resistencia de compuerta Ra limita la magnitud de
los pulsos de corriente de compuerta que ocurren en el
encendido y en el apagado. Variando VLF y
consecuentemente Vas asi como Ro, es posible controlar
la tensión drenaje-fuente en la región de saturación,
los tiempos de conmutación y disipación de potencia de
conmutación.
Como ejemplo de ésto, la figura No. 2.8 muestra la
dependencia de los tiempos de conmutación con la
resistencia del circuito de excitación de compuerta.
Cuando Ra se elige de acuerdo con las hojas de datos
técnicos, entonces en la mayoría de los casos se
excluyen las funciones de conmutación demasiado
rápidas en el circuito principal y las oscilaciones
perturbadoras causadas por ellas son prácticamente
-
Pag. No. 56
eliminadas. Al mismo tiempo la sobrecorriente que
ocurre en caso de cortocircuito se puede limitar sin
problemas.
t/useg
3
1
n s
n,^)
n 10 5
—
--^
1
—
—
^
—
-K
*
c
-
f
. .
•""
s
t
t
^- S"'f
" ^^"•
10
-VI -
-VI =
ssX
3
1?
?5
*'
/t/
D
s
c
'r
(
5
°f
h
1
0 00 R/ohm
Figura No. 2.8
Kfecto de la resistencia en los tiempos de
conmutación, para VLF ~ VLR ~ 15V. Las dos curvas
superiores corresponden al tiempo de apagado
toFF, y las dos curvas inferiores corresponden al
tiempo de activado toN [ 1 ].
-
Pag. No. 57
a
Figura No. 2.9
Separación galvánica con transformadores de
pulso. a) Control con flip-flops al secundario.
b) Control por señal modulada de RF.[1]
-
Pag: No. 58
No obstante, para permitir en caso necesario influir y
optimizar los procesos de encendido y apagado
independientemente entre si, Ra debe dividirse y
especificarse con valores diferentes, como se indica
en la figura No. 2.11b. Algunos diagramas circuitales
básicos se indican en la figura No. 2.9.
Aun con un valor de Ra considerablemente mayor que el
especificado en las hojas de datos técnicos, no existe
sin embargo peligro de destrucción en el apagado del
IGBT. Esto es al contrario del MOSFET de potencia.
Debido a la diferente tecnología del IGBT, la reacción
capacitiva sobre la compuerta, resultante del rápido
crecimiento de la tensión de drenaje, a menudo no es
critica. Por la misma razón, no es necesaria una red
de supresión con limitadores de tensión.
2.2.1 VARIACIONES DE LAS ETAPAS EXCITADORAS
Algunos circuitos básicos de etapas excitadoras de
salida han sido dados en las figura No. 2.8 y 2.9. La
corriente de control alcanza un valor pico de :
RG
La potencia de disipación de compuerta Pa que se
-
Pag. No. 59
disipa principalmente en Ro en la forma de calor,
resulta de la suma de las tensiones sin carga VLF y
VLR, la capacitancia parásita de entrada Cas del IGBT
y la frecuencia de los pulsos, fo. Se puede determinar
aproximadamente como se indica a continuación [1]:
PG * ( VLF+VLR )**CGS*fo
Con la resistencia Ra dividida del circuito de control
RGF y RGR véase en la figura No. 2.11, se obtienen
diferentes valores pico de corriente de control para
el encendido y el apagado. Sin embargo, en todos los
casos ocurre una distribución aproximadamente igual de
la disipación de potencia de compuerta y es:
PGF » PGR * 0.5 PG
Con el siguiente ejemplo se indica que aun a la
frecuencia de pulsos relativamente alta de fo = 20 KHz
la disipación de potencia de compuerta es muy baja.Cl]
Para el"presente ejemplo se ha tomado a un módulo de
IGBTs correspondiente al FF50R 1200KF,
-
Pag. No. 60
Y gue el circuito de control está entregando los
siguientes voltajes VLF — 15 V y VLR. = 10 V y gue a la
compuerta está conectada una resistencia RG = 24Q.
Resultando entonces:
IGM á
PG « (15V'+lOV}2*8*l
-
Pag. No. 61
de alimentación Vea que corresponda a la suma de las
tensiones sin carga para excitación positiva y
negativa de compuerta:
VCC * VLF+VLR
Cuando se seleccione módulos integrados para etapas
excitadoras, se debe tener en cuenta lo siguiente :
a) La tensión de alimentación Vea no es eficaz en su
plena magnitud como tensión de excitación ( VLF,
Vr/R ) del excitador de compuerta, porgue se
reduce en la caída de tensión de aproximadamente
2 V a través de los transistores de la etapa
excitadora de salida.
b) Para el valor pico de corriente de excitación de
compuerta, en consecuencia, resulta lo siguiente:
VCC-2VRG
No debe exceder el valor límite de la corriente
pico de salida del módulo integrado. El circuito
básico simplificado de las etapas excitadoras con
módulos integrados par los IGBTs se muestra en la
-
Pag. No. 62
figura No. 2.10.
VLR
verŴd
15V
LF357
JM-Wr-
VLR
5..15V
A\h- VGS
I-
Figura No. 2,10
Circuitos integrados como etapa excitadora, a)
Circuito integrado monolítico. c) MOSFETs
complementarios.[1]
-
Pag. No. 63
2.2.1.2 TRANSISTORES COMPnEMENTARIOS
En los casos donde los datos deseados de control no
pueden obtenerse con módulos integrados9 en especial
para controlar módulos con mayor capacidad de control
de corriente, se pueden usar transistores
complementarios de baja potencia en la etapa
excitadora de salida. Estos deben tener
características eléctricas comparables especialmente
cuando el control ocurrirá con una señal común de la
etapa pre-excitadora, como se indicó al final del
capítulo anterior.
Si se desea dividir RG, esto se lo realiza fácilmente
como se indica en la figura No. 2.llb _ El módulo
integrado de la etapa pre-excitadora realiza en
cualquier instante la adaptación a la señal de entrada
VET que es provista aquí por una de las etapas dej
separación de potencial, como se indica en la figura
No. 2.9.
Para este fin, los amplificadores operacionales y
separadores son adecuados como puede verse de las
variaciones circuitales. Como es conocido y los
amplificadores operacionales están diseñados para una
tensión de alimentación relativamente alta y permiten
al mismo tiempo una utilización variable, mientras que
-
Pag. No. 64
los amplificadores separadores se pueden conectar en
paralelo sin problemas y por lo tanto hacen posible
lina corriente de salida relativamente alta, para
controlar los transistores complementarios.
VLF
VET
VLR
VLF
VET
3..
VLR
Figura No. 2.11
Transistores complementarios en la etapa
excitadora de salida. a) Con amplificador
operacional. b) Con amplificador separador.[1]
-
Pag. No. 65
2.2.1.3 DISPOSITIVO DE CORTOCIRCUITO MOSFET EN LUGAR DE
EXCITACIÓN NEGATIVA DE COMPUERTA.
Un medio importante para economizar etapas excitadoras
es no emplear excitación negativa de compuerta de los
IGBTs. Esto presupone que las señales perturbadoras
que se originen de los procesos de encendido y apagado
que reaccionan parásitamente sobre la compuerta son
impedidas en la máxima medida y por lo tanto
ineficaces.
En este caso se puede terminar el control positivo de
compuerta a fin de apagar el IGBT y al mismo tiempo la
compuerta se puede conectar con la fuente asociada
para descargar la capacidad parásita de entrada. Lo
último se realiza mediante un transistor de
cortocircuito con un resistor serie de valor
relativamente bajo. La figura No. 2.12 muestra, como
ejemplo de esto, los diagramas circuitales de las
etapas excitadoras de salida diseñadas de esta manera.
En el circuito de la figura No. 2.12a, el módulo
integrado ( TSC429 ) se hace cargo del control
positivo directo del IGBT. Por lo tanto, los datos
respectivos especificados, son aplicables a sus
limites de valor pico de corriente de excitación de
compuerta IGM asi como la tensión de alimentación Vcc.
-
Pag. No. 66
El circuito de la figura No. 2.12b se puede usar de un
modo más versátil para IGBTs hasta la máxima capacidad
de manej o de corriente, como resultado de un
transistor excitador conectado en serie con el CI
( TSC426 ).
b
Figura No. 2.12
Dispositivo de cortocircuito MOSFET. a)
Excitación positiva de compuerta con módulo
integrado- b) Con transistor conectado al
secundario.[1]
-
Pag. No. 67
Para el diseño práctico de este circuito, lo siguiente
tiene que observarse especialmente en la periferia del
transistor de cortocircuito :
a) Usar sólo dispositivos MOSFETs y mantener baja su
resistencia de encendido drenaje-fuente Rr>son o
por lo menos tomarla en cuenta.
b) Seleccionar las resistencias del circuito de
control Ras < Raí; según la aplicación, usar el
factor 1 = 3 a 1 = 10.
c) Mantener el conexionado con baja inductancia y
tan corto como sea posible.
Las razones de esto son, entre otras, que sólo la
descarga relativamente rápida y no retardada de la
capacitancia parásita de entrada, asegura el apagado
satisfactorio del IGBT, también en caso de
cortocircuito- Sin embargo, el apagado con control
negativo a menudo es más confiable debido a las
condiciones explicadas anteriormente.
-
Pag. No. 68
2.2.1.4 EXCITACIÓN DE COMPUERTA POR MEDIO DE
TRANSFORMADORES
El control de los IGBTs "también puede ocurrir
directamente con transformadores que efectúan al mismo
tiempo la separación de potencial entre la etapa
excitadora y la sección de potencia del equipo _
El uso de transformadores de pulsos con varios
bobinados secundarios produce un interbloqueo de los
IGBTs en la posición superior o inferior de los pares
de ramas en los circuitos puente y a veces conduce a
un armado simplificado en conexiones en paralelo. Sin
embargo vale la pena considerar si el control por
medio de transformadores no involucra gastos demasiado
grandes, en comparación con el circuito ya tratado con
separación de potencial antes de las etapas
excitadoras.
Asi mismo, para este método de control toda la sección
de control tiene que diseñarse de modo que el IGBT sea
provisto con la tensión compuerta—fuente Vos requerida
para el encendido y subsecuentemente durante la
duración deseada del estado de conducción. Para el
apagado y el periodo siguiente del estado de bloqueo,
una tensión suficiente fuente-compuerta debe estar
disponible como se indicó en la sección anterior. Ver
la figura No. 2.13 que indica ejemplos de este tipo de
-
Pag. No. 69
control.
a
Figura No. 2.13
Transformadores en la etapa de salida. a) Con
Schmitt-Trigger en la entrada, c) Con oscilador
de pulsos preconectado.[1]
-
Pag. No. 70
En la primera variación circuital ( figura No.2.13a)?
TI se enciende durante la duración del pulso de la
señal de entrada VEP a través de los transistores de
las etapas pre-excitadoras. Asi mismo la carga de Cl a
través de R7 y R8 ocurre durante este periodo de
tiempo. La tensión resultante según la duración del
pulso de entrada se aplica a un amplificador
operacional LF357 que se conecta como Schmitt-Trigger
cuyo umbral de respuesta es ajustable ( R3,R4 ). Al
excederse el umbral, el amplificador operacional
entrega una señal negativa de salida pero permanece
ineficaz ( R5 > R6 ), Al final de VEP, el control de
TI cesa. Por lo tanto, la señal negativa de salida del
amplificador operacional llega ahora al transistor
Darlington T2 a través de R5. T2 permanece ahora
encendido hasta que la tensión a través de Cl se hace
menor que el umbral de respuesta nuevamente debido a
la descarga ( R8, R9 ). De este modo se puede producir
una tensión alterna aproximadamente rectangular cuyo
periodo corresponde al doble del valor de la duración
del pulso de VEP.
Para la selección del volumen del núcleo del
transformador de pulsos, se debe tener en cuenta el
valor máximo del período para evitar la saturación del
mismo.
-
Pag. No. 71
La parte de la tensión alterna rectangular secundaria
requerida para la excitación positiva de compuerta
llega finalmente a la compuerta del IGBT a través del
transistor T3 que es forzado a conducir por R10 y D3
asi como a través de RQ. Para la excitación negativa
de compuerta, la respectiva parte de tensión alterna
es transmitida a través de D4 y es aplicada a través
de D5 a C2, que por lo tanto se carga. En
consecuencia, el IGBT permanece durante el estado de
bloqueo negativamente controlado por C2 cargado a
través de Rll y Ra durante un periodo de tiempo que
excede la duración de la tensión alterna asociada.
Debido a que T3 ahora se bloquea, se evita una
descarga de C2 en dirección del transformador.
Para el circuito de la figura No. 2.13b? se aplican
trenes de pulsos de RF al transformador de pulsos que
son controlados de acuerdo con la velocidad de
repetición de la señal de entrada VEP mediante el
oscilador. Estos llegan primero a través del
amplificador integrado ( VC1709 ) a los transistores (
T1,T2,T3,T4 ) de la etapa de salida en circuitos tipo
puente de dos pulsos.
La tensión alterna rectangular secundaria se aplica a
los diodos ( D1,D2,D3,D4 ) de dos circuitos con
derivación central de dos pulsos conectados en serie y
-
Pag. No. 72
desde allí a los capacitores de carga asociados
( C1,C2 ). En principio, este circuito entrega al
inicio sólo una tensión para la excitación positiva de
compuerta del IGBT (DI, D2, D5, RQF ). La tensión de
excitación negativa de compuerta para ayudar al
apagado es provista por el capacitor C3 que recibe la
carga requerida para este fin durante el tiempo de
excitación positiva de compuerta.
Inmediatamente antes del apagado deseado el oscilador
se detiene y por lo tanto, se bloquea la tensión
alterna rectangular. El resultado es que la llave
electrónica ( T5,T6 ) conecta el capacitor C3 a través
de RQR con la compuerta del IGBT a apagar.
Por lo tanto, aparece un tensión de excitación
negativa de compuerta cuya magnitud y duración depende
del estado de carga asi como del valor de capacitancia
de C3.
De lo expuesto en los párrafos anteriores, y debido a
las ventaj as y simplicidad de diseño para la
realización del circuito de control, considerando que
los IGBTs trabajarán a una frecuencia industrial y a
que la corriente de compuerta asociada con los cambios
de estado es muy baja, se seleccionó para activar al
módulo de IGBTs un CI, que comúnmente se lo utiliza
-
Pag. No. 73
para activar módulos de MOSFETs de potencia de canal
n, y este es el CI IR2130, del cual podemos decir lo
siguiente. ( Mayor información de CI IR2130 se
encuentra en el anexo respectivo, adjunto al final ).
El IR2130 es un controlador de alto voltaj e para
elementos que poseen compuerta tipo MOS. Posee seis
canales de control de compuertas: tres superiores y
tres inferiores. Este circuito puede ser usado para
controlar seis MOSFETs o seis IGBTs de canal n, los
cuales se encuentren en una configuración tipo puente
trifásico, y con los cuales se pueda manejar hasta
600 VDC.
Las entradas lógicas son compatibles con 5V CMOS o
LSTTL. El elemento posee las siguientes cualidades: un
buffer para altos pulsos de corriente, un amplificador
operacional referido a tierra que provee una
realimentación analógica de corriente del puente a
través de una resistencia de censado externa, una
función de corriente de disparo la cual bloquea las
seis salidas, y ésta también es derivada de la
resistencia anterior; una señal de falla que indica
que una sobrecorriente en el puente o un bajo voltaje
de polarización ha ocurrido; un tiempo muerto de 2
uSeg. para evitar el efecto de traslape en la
corriente de conducción de los interruptores de
-
Pag. No. 74
potencia.
CARACTERÍSTICAS GENERALES [5]:
1) Alto voltaje de operación 600 V.
2) Salidas diseñadas para controlar compuertas
tipo MOS de elementos de potencia.
- Corriente de salida típica de
250mA/500mA.
- Tiempo de conmutación típico de
75nSeg/35nSeg.
3) Control independiente para cada mitad del
puente trifásico.
- Para los interruptores superiores
control de alto con referencia
flotante.
- Para los interruptores inferiores
control referido a tierra.
4) Fuente flotante diseñada para operación
transitoria.
Rango de offset de -5 a +600 V.
- Rango de inmunidad a dv/dt a +/-
50V/nSeg.
- Disipación de potencia de 30 mW a 15 V.
5) Las seis salidas se desactivan por una sobre
corriente.
- Punto de disparo a 485 mV con una
-
Pag. No. 75
histéresis de 100 tnV.
- Tiempo típico de bloqueo de 400 nSeg.
6) Un amplificador de corriente provee un
voltaje lineal proporcional a la corriente
del puente.
7) La entrada lógica provee un tiempo muerto de
2 uSeg, entre la parte superior y la
inferior del puente.
- 250 nSeg, del filtro de entrada para
inmunidad contra el ruido.
8) Un pin indica sobrecorriente y bajo voltaje.
9) Retardo de propagación típico de
630 nSeg./400 nSeg. ( tow/toFF ).
10) Amplio rango del voltaj e de control de
compuerta de 10 a 20 V.
11) Bloqueo de bajo voltaje ( 8.65 V típico )
con histéresis para todos los canales.
En la figura No. 2.14 se indica en diagrama de bloques
con todos los elementos que constituyen el CI IR2130,
y en el cual se puede apreciar más objetivamente todas
las opciones y características que este elemento
posee.
Una vez seleccionado el CI IR2130 para el circuito de
control, que manejará las compuertas del módulo de los
IGBTs, es necesario ahora diseñar un circuito
-
Pag. No. 76
auxiliary conocido en la mayoría de la literatura como
circuito pre-excitador? para que éste entregue las
señales necesarias al CI IR2130 y éste a su vez
entregue las señales correspondientes a las compuertas
de los IGBTs para que a la salida del módulo de IGBTs
podamos obtener las señal de voltaje trifásico a 60Hz.
VB1
míe
HIK3
Figura No. 2.14
Diagrama funcional del CI IR 2130.[5]
-
Pag, No. 77
El circuito pre-excitador, tendrá que entregar,
entonces las señales indicadas en la figura No. 2.5,
que corresponden al método de control conocido como de
conducción de 180°. Para conseguir estas señales se
propone el siguiente circuito pre-excitador, indicado
en la figura No. 2.15.
5V
R1
_
C1 —
>
>
i —RST Vcc
oísin
TRI
\rr
GNO CV
C2 — I— C3 —
T '
VCC 01
CLR O2
Z —íñ O2fS. —
jx DI
CLK Q3
QZ
O3
GND
!
Figura No. 2.15
Circuito pre-excitador
Como podemos observar en la figura No. 2.15, el
circuito pre-excitador está formado por dos ICs, un LM
555 y un LM 74LS175N. El primero está en la
configuración de aestable, y éste se diseña para que
trabaje a una frecuencia de 360 Hz, seis veces la
frecuencia de la señal de voltaje que necesitamos
obtener a la salida.
-
Pag. No. 78
Pero las señales que debemos ingresar al CI IR2130,
deben estar desfasadas unas de otras un ángulo de 60°
y tener una frecuencia de 60 Hz, medio ciclo ( 180° )
en alto y medio ciclo en bajo.
Para conseguir estas señales, a partir de la salida
del aestable, se utiliza el segundo CI que posee
cuatro Flip-Flop tipo D, de los cuales sólo se
utilizan tres, que realizan lo siguiente: primero se
divide la frecuencia de entrada por seis ( 360 Hz / 6
= 60 Hz ), y luego se entrega seis señales desfasadas
una de otra 60°. Las formas de onda de voltaje
obtenidas por el circuito pre-excitador se indican en
la figura No. 2.16.
CLK
O2
nnnntnnninnnnnnnr.
L
eo
f1
|—-
-
Figura No. 2.16
Formas de onda de voltaje que se obtienen del circuito
pre-excitador ( cada .división equivale a 60° ).
-
Pag. No. 79
Estas señales ingresan al CI IR2130, las cuales se
trasmiten a las compuertas del módulo de los IGBTs,
con su respectivo acondicionamiento, aislamiento,
detección de fallas, referencias y garantia de
activado que el IR2130 posee como unas de las
características más relevantes. El circuito de control
total se indica en la figura No. 2.17,
5V
v?= 15 V
R1
R2<
C1 -
i»
>
ÍST Vcc
OÍSmn°Y)
TW
TRI
,11
1
C2-*- C3-
Vrr
np
01
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— »
Figura No. 2.17
Circuito de control para manejar las compuertas del
módulo de IGBTs.
-
Pag. No. 80
Las resistencias que ingresan a las compuertas de los
IGBTs del módulo respectivo y las resistencias de
realimentación al CI IR2130 de acuerdo a los datos
técnicos del módulo de IGBTs CPV362MU son las
siguientes [43:
Rg = 100Q.
Resistencias de realimentación 47Q.
Ádicionalmente, para los voltaj es flotantes de disparo
de los IGBTs de la parte superior del puente, para
evitar una excesivo voltaje de control de compuerta,
en los terminales correspondientes del CI IR2130 se
utiliza un conjunto de un capacitor y un diodo de
recuperación rápida, para cada uno de los terminales
respectivos, El capacitor es de O.1 uF/200V y los
diodos son los 11DF4 [4] (para mayor información de
los diodos 11DF4 refererirse al anexo
correspondiente), elementos recomendados por el
fabricante para este tipo de aplicaciones [4]_
El circuito total se indica a continuación en la
figura No. 2.18.
Observando el circuito de la figura No. 2.17, en lo
que se refiere a la alimentación del CI IR2130 7
podemos notar que en serie con el contacto normalmente
cerrado del pulsante correspondiente al reset del CI
-
Pag. No. 81
IR2130., está un contacto normalmente abierto CNA2 de
aquel relé que se utilizaba para cargar a los
capacitores del filtro del conversor AC/DC sin el
peligro de la destrucción del puente de diodos.
La utilización de este contacto normalmente abierto
del relé es para que el circuito IR2130 entre a operar
cuando el voltaje de capacitor de filtro se haya
estabilizado. Con esto se consigue minimizar las
perturbaciones sobre el CI IR2130.
-
> O co H CM Pí M
-
Pag - Na. 8-5
.3 CIRCUITO CQNVERSOR AC/DC DE POTENCIA
El circuito conversar AC/DC de patencia tiene como
entrada una fuente de corriente alterna de 110 VRMS 3
60 HE. Básicamente está formada por un rectificador de
anda completa tipo puente,, y para la etapa de filtrada
se utiliza únicamente un capacitor. Cabe anotar que
para evitar la destrucción de los diodos del puente
rectificador-, para la carga inicial del capacitar se
utiliza en serie con éste una resistencia., la misma
que luego de la carga inicial es cortocircuitada por
un contacto de un relé. El circuito se indica en la
figura No- 2-19.
2
Va ,A.60 Hz \¿y
2
FtelA A
í DI 2
S M 2
V V
\T
S 03
Figura No. 2-19
Circuito Conversar AC/DC de patencia.
-
Pag. No. 84
Para el dimensionamiento de los diodos del puente
rectificador, conociendo que cada par de diodos
conduce solo un semiciclo, y por facilidad de cálculo
y para sobredimensionar ligeramente sus valores en el
presente diseño se considera que la corriente a través
de los diodos es una señal cuadrada con su valor pico
igual al máximo valor de corriente de la carga. Por lo
tanto, esta forma de onda tiene una relación de
trabajo 8 - 1/2. La forma real y aproximada de la
corriente en los diodos se indica en la figura No.
2.20. Cabe anotar que para este cálculo no se
considera la presencia del capacitor de filtrado.
Iplco .
Iplco
T/2
wt
Figura No. 2.20
Corriente a través de los diodos del puente, a) real,
b) aproximada.
-
Pag. No. 85
Entonces los diodos del puente deberán tener las
siguientes características:
Si la corriente máxima es de Id = 18 A.
Corriente pico - 18 A
Corriente media = 6Id = 9 A
Corriente RMS - ( 6 )1/2Id = 12.73 A
Voltaje de polarización inverso - Vmáx # Fs
-
-
Pag. No. 86
Vrp sí 19 V. Por lo tanto el capacitor deberá tener las
siguientes característica [6]:
2.4
C = 2.4/3 18000 _19
Donde I debe estar en mA y el valor de capacitor
directamente lo obtenemos en uF.
Por esto se han colocado cuatro capacitores en
paralelo de 1000 F̂/200 V.
Para dimensionar la resistencia de carga inicial se
debe considerar la máxima corriente que pueden
soportar los diodos del puente. Calculada la
resistencia, se deberá determinar el tiempo que ésta
esté presente antes de ser cortocircuitada por el
contacto del relé.
Con un resistencia de 200Q/10W, el capacitor se carga
hasta el'90% de su voltaje total en 8 seg., momento en
el cual es cortocircuitada por el contacto normalmente
abierto del relé.
Cabe mencionar también que -un segundo contacto del
-
Pag. No. 87
relé se utiliza para evitar que el CI IR2130 se
polarice hasta que el capacitor de filtro se cargue
hasta el 90% de su valor total. Esto se realizó con el
objetivo de precautelar la seguridad de CI IR2130.
El relé ha seleccionarse, debe controlarse con un
voltaje disponible en el circuito, para evitar incluir
una fuente adicional para este propósito, y sus
contactos deben soportar por lo menos una corriente de
8A.
Entonces el relé seleccionado es el LR15734-E22575,
que posee las siguientes características:
Voltaje de la bobina 12Vr>c
Contactos: 1\ HP 120V AC, 1 HP 10 250 VAC
2_4 CIRCUITOS AUXILIARES
