Escuela Superior de Ingeniería Mecánica y...

INSTITUTO POLITÉCNICO NACIONAL

Escuela Superior de Ingeniería Mecánica y Eléctrica

Sección de Estudios de Posgrado e Investigación

DEPARTAMENTO DE INGENIERÍA ELÉCTRICA

Diseño e Implementación de una Interfaz de Potencia para un Variador de Velocidad de Motores de Inducción

T E S I S QUE PARA OBTENER EL GRADO DE MAESTRO EN CIENCIAS CON ESPECIALIDAD EN INGENIERÍA ELÉCTRICA P R E S E N T A: MANUEL TORRES SABINO MÉXICO, D.F. MAYO, 2006

IPN SEPI ESIME-ZACATENCO Maestría en Ingeniería Eléctrica


INSTITUTO POLITECNICO NACIONAL COORDINACION GENERAL DE POSGRADO E INVESTIGACION

CARTA SESION DE DERECHOS

En la Ciudad de México, Distrito Federal, el día 19 del mes Mayo del año 2006, el que suscribe Ing. Manuel Torres Sabino alumno del Programa de Maestría en Ciencias con Especialidad en Ingeniería Eléctrica con número de registro B031510, adscrito a la Sección de Estudios de Posgrado e Investigación de la ESIME Unidad Zacatenco, manifiesta que es autor intelectual del presente Trabajo de Tesis bajo la dirección del Dr. Raúl Ángel Cortés Mateos y cede los derechos del trabajo intitulado: Diseño e Implementación de una Interfaz de Potencia para un Variador de Velocidad de Motores de Inducción , al Instituto Politécnico Nacional para su difusión, con fines académicos y de investigación.

Los usuarios de la información no deben reproducir el contenido textual, gráficas o datos del trabajo sin el permiso expreso del autor y/o director del trabajo. Éste puede ser obtenido escribiendo a las siguientes direcciones: [email protected]; [email protected].

Si el permiso se otorga, el usuario deberá dar el agradecimiento correspondiente y citar la fuente del

mismo.

Manuel Torres Sabino

Nombre y firma


i

RESUMEN

En este trabajo de tesis se diseña una interfaz de potencia para el accionamiento

eléctrico de motores de inducción trifásicos con capacidad máxima de 1.5HP. La

interfaz fue diseñada empleando la topología de control y accionamiento de un inversor

de potencia fuente de voltaje. Esta interfaz de potencia permite variar la frecuencia y el

voltaje, es decir, la velocidad de un motor de inducción implementando algoritmos de

control en un microcontrolador DSP. El microcontrolador DSP genera las señales de

control que son enviadas primeramente a los optoacopladores, después al controlador

de compuertas y éste las envía a las compuertas de los IGBT´s del inversor.

Las señales que controlan las compuertas de los IGBT´s se generan de acuerdo al

método de control empleado. El voltaje a la salida del inversor dependerá de las

señales de control; este voltaje alimenta la carga. La interfaz se probó con dos técnicas

de control, como son, PWM Sinusoidal y PWM Sinusoidal más tercera armónica.

Esta interfaz cuenta con protecciones de sobrecorriente, sobretemperatura,

sobrevoltajes y de aislamiento. La protección de sobrecorriente se hace con un circuito

integrado sensor de corriente.

En la protección de sobretemperatura se tienen dos esquemas, protección por

disipador de calor y protección por termoresistor que se encuentra integrado en el

módulo inversor de potencia empleado. En la protección de sobrevoltajes se

implementaron circuitos de ayuda a la conmutación o mejor conocidos como redes de

snubber. La protección por aislamiento se lleva a cabo mediante optoacopladores.

La implementación de la interfaz de potencia se llevó acabo mediante un circuito

impreso. El diseño del circuito impreso fue asistido por computadora. El software

utilizado para el diseño del circuito impreso es el Protel 99se. Se definen las reglas para

el diseño del impreso, se dan las principales sugerencias de diseño que recomiendan

los fabricantes, se muestran los diagramas esquemáticos y los diagramas del circuito

impreso por ambas caras realizados en Protel.


ii

ABSTRACT

In this work a drive system for induction motor with maximum capacity of 1.5 HP is

designed using the topology of a three-phase voltage source inverter (VSI). This system

allows varying the induction motor's speed, varying the frequency and voltage

implementing control algorithms in a DSP microcontroller. The DSP microcontroller

generates the control signals which are firstly sent to the optocouplers, later to the

bridge driver of gates and finally to the IGBTs' gates of inverter.

The signals which control the IGBTs' inverter are generated according to the used

control method. The inverter output voltage will depend on the control signals; this

voltage feeds the load. The drive system was proved with two control techniques,

Sinusoidal PWM and Sinusoidal PWM with Third Harmonic Injection.

This system has overcurrent, overheat, overvoltage and isolation protections. The

overcurrent protection is made with a current sensing integrated circuit.

The overheat protection has two schemes, heatsink protection and thermistor

protection. Thermistor protection is integrated in the inverter power module. In the

overvoltage protection, commutation help circuits were implemented, better known as

snubber circuits. The isolation protection is carried out by means of optocouplers.

The implementation of the drive system was carried out by means of a printed

circuit board. The design of the printed circuit board was aided by computer. The

software used for the printed circuit design is the Protel 99se. The rules for the printed

circuits design are defined, and the main design suggestions recommended by the

manufacturers are given, the schematic and the printed circuit diagrams are shown by

both layers.


iii

CONTENIDO RESUMEN........................................................................................................................ i

ABSTRACT ..................................................................................................................... ii

AGRADECIMIENTOS .................................................................................................... iv

ÍNDICE DE FIGURAS ...................................................................................................xii

ÍNDICE DE TABLAS.....................................................................................................xix

NOMENCLATURA ........................................................................................................ xx

GLOSARIO DE TÉRMINOS........................................................................................xxvi

CAPÍTULO I. INTRODUCCIÓN 1.1. Generalidades.....................................................................................1 1.2. Objetivo de la tesis.............................................................................4 1.3. Justificación .......................................................................................5 1.4. Descripción del problema ................................................................6 1.5. Estado del Arte ...................................................................................6 1.6. Aportaciones ....................................................................................14 1.7. Estructura de la Tesis ......................................................................15

CAPÍTULO 2. LA INTERFAZ DE POTENCIA

2.1. Esquema a Bloques de la Interfaz de Potencia ..............................17

2.2. Motor de Inducción para el cual se Diseño la Interfaz de Potencia .............................................................................................19

2.3. Convertidores de Potencia ...............................................................20

2.4. Rectificador de Potencia...................................................................20 2.4.1. Parámetros de Rendimiento del Rectificador ................................................. 21


iv

2.4.2. Rectificador Trifásico...................................................................................... 24

2.4.2.1. Carga resistiva.................................................................................... 24

2.4.2.2. Carga R-L ........................................................................................... 27

2.4.3. Selección del Puente Rectificador ................................................................. 29

2.4.4. Características del Puente Rectificador.........................................................29

2.4.5. Cálculo del Capacitor del Bus de CD del Puente Rectificador ...................... 30

2.5. Inversor de Potencia .........................................................................32 2.5.1. Fundamento Teórico del Inversor ................................................................. 32

2.5.2. Conceptos Básicos del Inversor ................................................................... 33

2.5.3. Modulación por Ancho de Pulso ................................................................... 34

2.5.4. Inversores Trifásicos..................................................................................... 38

2.5.5. PWM en Inversores Trifásicos Fuente de Voltaje ......................................... 39

2.5.6. Modulación Lineal en Inversores Trifásicos ( 1≤am )..................................... 40

2.5.7. Sobremodulación en Inversores Trifásicos ( 1>am )...................................... 40

2.5.8. Voltajes de Fase a Neutro en Inversores Trifásicos ..................................... 41

2.5.9. Selección del Módulo de Potencia-Inversor Trifásico ................................... 43

2.5.10. Características del Módulo de Potencia EMP25P12B ............................. 43

2.5.11. Descripción del Módulo de Potencia............................................................. 44

2.6. Controlador de Compuertas Trifásico.............................................45 2.6.1. Selección del Circuito Integrado Controlador de Compuertas....................... 46

2.6.2. Características del Controlador de Compuertas............................................ 46

2.6.3. Descripción del Controlador de Compuertas................................................. 47

2.6.4. Circuito de Bootstrap en el Controlador de Compuertas ............................... 49

2.6.5. Factores que Afectan la Fuente de Bootstrap ............................................... 50

2.6.6. Cálculo del Capacitor de Bootstrap ............................................................... 50

2.7. Optoacopladores...............................................................................53 2.7.1. Selección de Optoacopladores...................................................................... 53

2.7.2. Características de los Optoacopladores Seleccionados................................ 54

2.8. Sensores ............................................................................................54


v

2.9. Microcontrolador DSP.......................................................................55 2.9.1. Características de la Tarjeta de Desarrollo 56F8300DEMO.......................... 55

2.9.2. Descripción de la Tarjeta de Desarrollo 56F8300DEMO............................... 56

CAPÍTULO 3. PROTECCIONES PARA LA INTERFAZ DE POTENCIA EN EL ACCIONAMIENTO DE UN MOTOR DE INDUCCIÓN 3.1. Esquema a Bloques de la Interfaz de Potencia..............................58 3.2. Protecciones en la Interfaz de Potencia .........................................60

3.2.1. Protección de Sobrecorriente ..................................................................... 60 3.2.1.1. Sensor de corriente IR2175 ................................................................ 61

3.2.1.2. Características del Sensor IR2175.....................................................62

3.2.1.3. Descripción del Sensor IR2175........................................................... 62

3.2.1.4. Funcionamiento y Operación del esquema de protección de

sobrecorriente con el Sensor IR2175 ................................................. 63

3.2.2. Protección de Sobretemperatura................................................................ 65 3.2.2.1. Disipador de Calor .............................................................................. 65

3.2.2.2. Termoresistor del Módulo de Potencia .............................................. 68

3.2.3. Protección de Sobrevoltaje ......................................................................... 69 3.2.3.1. Circuitos Amortiguadores o Circuitos de Snubber .................................. 69

3.2.3.1.1. Clasificación de los circuitos de snubber.......................................72

3.2.3.1.2. Cálculo del circuito de snubber ..................................................... 73

3.2.3.1.2.1. Selección del diodo de snubber.......................................... 75

3.2.3.1.2.2. Capacitor de desacople para el bus de CD ........................ 76

3.2.3.2. Protección de Sobrevoltaje debido al Frenado Dinámico ...................... 77

3.2.4. Protección por Aislamiento......................................................................... 78

3.2.5. Protecciones del Controlador de Compuertas IR2136.............................. 79


vi

CAPÍTULO 4. DISEÑO DEL CIRCUITO IMPRESO PARA LA INTERFAZ DE POTENCIA 4.1. Diseño del Circuito Impreso Asistido por Computadora ..............81

4.2. Clasificación de Circuitos Impresos................................................83 4.3. Reglas a Considerar en el Diseño de un Circuito Impreso ...........84 4.4. Puntos Críticos en el Diseño de Circuitos Impresos .....................86

4.4.1. Cruzamiento de Pistas ................................................................................... 86

4.4.2. Pistas Largas.................................................................................................. 86

4.4.3. Intensidad de Corriente .................................................................................. 86

4.4.4. Componentes Fuera de la Placa .................................................................... 87

4.5. Recomendaciones y Sugerencias de Diseño en el Accionamiento de IGBTs.............................................................................................87

4.5.1. Distancia de los Voltajes del Lado Alto y Bajo en el Controlador de

Compuertas ................................................................................................. 87

4.5.2. Plano de Tierra ............................................................................................ 87

4.5.3. Lazos del Accionamiento de Compuertas.................................................... 87

4.5.4. Capacitores de suministro del controlador de compuertas .......................... 88

4.6. Factores que Influyen en el Precio de un Circuito Impreso ..........88

4.7. Medios Necesarios para Realizar el Diseño de un Circuito Impreso por Software........................................................................89

4.8. Información que se Requiere para la Fabricación de Circuitos Impresos ............................................................................................90

4.9. Montaje de los componentes en un Circuito Impreso.................90 4.10. Diagramas Eléctricos del Sistema a Montar en el Circuito

Impreso ............................................................................................91 4.11. Diagramas Esquemáticos del Sistema .........................................93


vii

4.12. Circuito Impreso del Sistema.........................................................95 4.12.1. Diagrama PCB por Arriba........................................................................... 96 4.12.2. Diagrama PCB por Abajo........................................................................... 97 4.12.3. Diagrama PCB por Ambas Caras .............................................................. 98 4.12.4. Placa del Circuito Impreso Visto por Arriba sin Componentes................... 99 4.12.5. Placa del Circuito Impreso Visto por Abajo sin Componentes ................ 100

4.13. Tarjeta Terminada con Todos sus Componentes Montados ....101

CAPÍTULO 5. PRUEBAS Y RESULTADOS 5.1. Pruebas y Resultados en las Salidas del Microcontrolador

DSP...................................................................................................102 5.2. Pruebas y Resultados en las Salidas de los

Optoacopladores.............................................................................105 5.2.1. Pruebas de Señales Complementarias a la Salida de los

Optoacopladores ..........................................................................................106

5.2.2. Pruebas de Frecuencias y Voltajes a la Salida de los Optoacopladores...... 108

5.2.3. Pruebas de Tiempos Muertos a la Salida de los Optoacopladores .............. 109

5.2.4. Comparación de los Métodos de Control PWM Sinusoidal y Sinusoidal más

Tercera Armónica.........................................................................................112

5.3. Pruebas y Resultados en las salidas del Controlador de Compuertas ....................................................................................114

5.3.1. Pruebas de Señales Complementarias, Voltaje y Frecuencia a la Salida del

IR2136.......................................................................................................... 116

5.3.2. Pruebas de de Tiempos Muertos a la Salida del IR2136 ............................. 117

5.3.3. Señales PWM que Forman el Voltaje Sinusoidal de cada Fase a la Salida del

IR2136.......................................................................................................... 118

5.4. Pruebas y Resultados en las Salidas del Inversor ......................121


viii

5.4.1. Pruebas con Cargas Resistivas ...................................................................121

5.4.2. Pruebas con Cargas Inductivas.................................................................... 126

5.4.2.1. Voltajes de Línea a la Salida del Inversor con un Motor de 1/8HP....... 126

5.4.2.2. Voltajes de Línea a la Salida del Inversor con un Motor de 1/2HP....... 129

5.4.2.2.1. Medición de Voltajes de Línea con una Amplitud del 100%.......... 130

5.4.2.2.2. Comparación entre los Métodos de Control SPWM y THSPWM .. 131

5.4.2.2.3. Comparación Entre los Métodos de Control SPWM y THSPWM con

Filtro .............................................................................................. 132

CAPÍTULO 6. CONCLUSIONES Y RECOMENDACIONES PARA TRABAJOS FUTUROS 6.1. Conclusiones...................................................................................136 6.2. Recomendaciones para Trabajos Futuros ...................................139

6.3. Aportaciones de la Tesis................................................................139

Referencias ....................................................................................140 Apéndices .....................................................................................144 Apéndice A. INICIALIZAR CON PROCESSOR EXPERT LOS DISPOSITIVOS

DEL DSP..................................................................................................................... 145 A.1. Inicializar dispositivos con Processor Expert................................................. 145 A.1.1. Cápsula Comunicación serie con PC_Master .............................................. 147 A.1.2. Cápsula PWMMC............................................................................................. 148

A.1.3. Cápsula ADC ................................................................................................... 152 A.1.4. Cápsula Disparador de ADC por Temporizador........................................... 154


ix

A.1.5. Cápsula Captura.............................................................................................. 155 A.1.6. Cápsula Botón IRQA....................................................................................... 156

Apéndice B. PROGRAMA DE CONTROL ESCALAR VOLTAJE/FRECUENCIA

EN LAZO ABIERTO....................................................................................................158

B.1. Programa Principal ............................................................................................ 158

B.2. Subrutinas de Interrupción ............................................................................... 160

B.3. Funciones ...........................................................................................................165

Apéndice C. INTERFAZ VISUAL EN LA PC ................................168

C.1. Control y visualización de resultados con páginas WEB mediante el vínculo con el programa FreeMaster..................................................................................... 168


x

ÍNDICE DE FIGURAS

Figura 2.1. Esquema a bloques de los diferentes módulos que conforman la

interfaz de potencia………………………………………………………..18Figura 2.2. Motor de inducción de 1.5 HP trifásico para el que se diseñó la interfaz

de potencia…………………………………………………………...…....19

Figura 2.3. Formas de onda del voltaje y corriente de entrada de un

rectificador...........................................................................................23

Figura 2.4. Rectificador trifásico y numeración de los diodos de acuerdo a la

secuencia de conducción....................................................................25

Figura 2.5. Formas de onda y ángulo de conducción de los diodos del rectificador

trifásico................................................................................................25

Figura 2.6. Rectificador trifásico con carga RL......................................................27

Figura 2.7. Diagrama eléctrico y forma física del puente rectificador 36MT120....29Figura 2.8. Formas de onda de voltaje de CA rectificado mostrando el periodo de

conducción desde Vmáx a Vmín.............................................................30

Figura 2.9. Diagrama eléctrico de la fuente de voltaje para el inversor

trifásico................................................................................................31

Figura 2.10. Inversor Monofásico: a) A modo de interruptores, b) Formas de onda a

la salida del inversor, c) Cuadrantes del plano i0-v0 del inversor........33

Figura 2.11. Pierna del Inversor a Modo de Interruptores.......................................34

Figura 2.12. Voltaje sinusoidal de salida producido por PWMs..............................35Figura 2.13. Periodo de conmutación considerando controlv constante.....................36

Figura 2.14. Diagrama del Inversor trifásico............................................................38

Figura 2.15. Formas de onda PWM trifásicas.........................................................39

Figura 2.16. Regiones de modulación en inversores trifásicos...............................41

Figura 2.17. Diagrama de bloques de un inversor fuente de voltaje que alimenta a

un motor de CA...................................................................................41

Figura 2.18. Módulo de potencia EMP25P12B de International Rectifier................43


xi

Figura 2.19. Diagrama eléctrico interno del módulo de potencia............................44

Figura 2.20. Identificación de los diferentes pines del módulo de potencia............45

Figura 2.21. Circuito Integrado Controlador de compuertas IR2136.......................46

Figura 2.22. Conexión típica del CI IR2136.............................................................47

Figura 2.23. Diagrama funcional del CI IR2136.......................................................48Figura 2.24. Dispositivos internos del optoacoplador HCPL-2531..........................53

Figura 2.25. Circuito integrado del optoacoplador HCPL-2531...............................54

Figura 2.26. Tarjeta de desarrollo 56F8300DEMO de Freescale

Semiconductor.....................................................................................55

Figura 3.1. Esquema a bloques de los diferentes módulos que conforman la

interfaz de potencia.............................................................................59

Figura 3.2. Circuito integrado sensor de corriente IR2175....................................61

Figura 3.3. Diagrama de conexión de los sensores de corriente IR2175..............62

Figura 3.4. Diagrama eléctrico del módulo inversor trifásico EMP25P12B de

IR.........................................................................................................63

Figura 3.5. Esquema de protección de sobrecorriente conectado a las resistencias

sensoras del inversor..........................................................................64

Figura 3.6. Analogía eléctrica de la transferencia de calor: (a) Estructura

multicapa, (b) Circuito equivalente basado en resistencias térmicas..65

Figura 3.7. Disipador de calor................................................................................67Figura 3.8. Resistencia térmica vs Temperatura de la placa del módulo

EMP25P12B........................................................................................68

Figura 3.9. Circuito Divisor de voltaje para la protección de

sobretemperatura................................................................................69

Figura 3.10. Circuito de un convertidor mostrando: a) las inductancias parásitas, b)

Trayectoria de conmutación y c) Formas de onda de corriente y voltaje

durante el encendido y el apagado del transistor................................70


xii

Figura 3.11. Circuitos de snubbers individuales: a) Circuito de snubber RC, b)

Circuito de snubber RCD de carga y descarga y c) Circuito de snubber

RCD supresor en la descarga.............................................................72

Figura 3.12. Circuitos de snubbers de una pieza: a) Circuitos de snubber C, b)

Circuitos de snubber RCD...................................................................73Figura 3.13. Circuitos de snubber y capacitor de desacople implementados en el

inversor................................................................................................76

Figura 3.14. Esquema de protección de sobrevoltaje en el frenado dinámico........77

Figura 3.15. Diagrama eléctrico de los optoacopladores........................................78

Figura 3.16. Controlador de compuertas con sus diferentes dispositivos

auxiliares.............................................................................................79

Figura 4.1. Circuito Impreso en una placa aislante de fibra de vidrio....................82

Figura 4.2. Reglas para el diseño de pistas con ángulos de 90° y distancias entre

pistas...................................................................................................84

Figura 4.3. Lazo del accionamiento de compuertas en aplicaciones con

IGBTs..................................................................................................88

Figura 4.4. Diagrama eléctrico del sistema a montar en el circuito

impreso................................................................................................91

Figura 4.5. Diagrama eléctrico de las fuentes de alimentación montadas en el

impreso................................................................................................92

Figura 4.6. Diagrama esquemático de las fuentes de alimentación montadas en el

circuito impreso...................................................................................93

Figura 4.7. Diagrama esquemático de los sensores de corriente IR2175, hecho en

Protel...................................................................................................94

Figura 4.8. Diagrama esquemático de optoacopladores, controlador de

compuertas y módulo inversor............................................................95

Figura 4.9. Diagrama de circuito impreso con las formas de los componentes por

ambas caras y pistas por arriba..........................................................96


xiii

Figura 4.10. Diagrama de circuito impreso con las formas de los componentes por

ambas caras y pistas por abajo...........................................................97

Figura 4.11. Diagrama de circuito impreso con las formas de los componentes y

pistas por ambas caras.......................................................................98

Figura 4.12. Placa del circuito impreso con las formas de los componentes y pistas

por arriba.............................................................................................99

Figura 4.13. Placa del circuito impreso con las formas de los componentes y pistas

por abajo............................................................................................100Figura 4.14. Tarjeta de la interfaz de potencia con todos sus

componentes.....................................................................................101

Figura 5.1. Tarjeta de desarrollo 56F8300DEMO de Freescale

Semiconductor...................................................................................103Figura 5.2. Señales de control en los pines de salida de la tarjeta de

desarrollo...........................................................................................104

Figura 5.3. Diagrama eléctrico de los optoacopladores......................................105

Figura 5.4. Montaje en el circuito impreso de los optoacopladores y sus

dispositivos auxiliares........................................................................106Figura 5.5. Señales de control complementarias en los pines de salida de los

optoacopladores................................................................................107

Figura 5.6. Señales de control complementarias en los pines de salida de los

optoacopladores................................................................................108

Figura 5.7. Señales de control complementarias a la salida de los

optoacopladores: (a) Señales para una pierna del inversor, (b) Tiempo

muerto entre ellas de 3μs..................................................................109



muerto entre ellas de 2μs en el extremo izquierdo, (c) Tiempo muerto

entre ellas de 2μs en el extremo derecho.........................................110


xiv



muerto entre ellas de 1.5μs...............................................................111


optoacopladores con un tiempo muerto entre ellas de 1.0μs y

0.7μs..................................................................................................111

Figura 5.11. Ciclos de trabajo trifásicos con amplitud del 100%: (a) sinusoidal y (b)

sinusoidal más tercera armónica.......................................................112

Figura 5.12. Formas de ondas sinusoidales trifásicas con inyección de tercer

armónica, con 100% de amplitud......................................................113

Figura 5.13. Señales PWM con 100% de amplitud: (a) método de control SPWM

(b) método de control THSPWM.......................................................114

Figura 5.14. Controlador de compuertas IR2136 con sus circuitos auxiliares.......115Figura 5.15. Montaje en el circuito impreso del controlador de compuertas IR2136

con sus circuitos auxiliares................................................................116Figura 5.16. Señales complementarias de 15V a la salida del controlador de

compuertas........................................................................................117

Figura 5.17. Medición de tiempo muerto de señales complementarias de 15V a la

salida del controlador de compuertas................................................117Figura 5.18. Medición de tiempo muerto de señales complementarias de 15V a la

salida del controlador de compuertas................................................118Figura 5.19. Señales PWM a 30Hz que forman el voltaje sinusoidal de cada fase a

la salida del controlador de compuertas............................................119

Figura 5.20. Señales PWM a 60Hz que forman el voltaje sinusoidal de cada fase a

la salida del controlador de compuertas............................................119

Figura 5.21. Señales PWM que forman el voltaje sinusoidal de cada fase a la salida

del controlador de compuertas..........................................................120

Figura 5.22. Señales PWM que forman el voltaje sinusoidal de cada fase a la salida

del controlador de compuertas..........................................................121


xv

Figura 5.23. Sistema a bloques con carga resistiva conectada en "Y" indicando los

posibles puntos de medición con el osciloscopio..............................122

Figura 5.24. Conexión física de la prueba con carga resistiva..............................122 Figura 5.25. Voltajes de fase a neutro a 30Hz con carga resistiva: (a) con el 100%

de amplitud, (b) con el 50% de amplitud...........................................123

Figura 5.26. Voltajes de fase a neutro a 30Hz con carga resistiva: (a) con el 25%

de amplitud, (b) con el 12.5% de amplitud........................................123









Figura 5.31. Sistema completo con un motor de 1/8HP........................................126

Figura 5.32. Voltaje de línea a la salida del inversor con un motor de 1/8HP: (a)

Señal sin filtro a 10Hz, (b) señal filtrada a 10Hz...............................127







Figura 5.36. Sistema completo con un motor de 1/2HP........................................129

Figura 5.37. Voltaje de línea a línea a la salida del inversor con un motor de

1/2HP.................................................................................................130Figura 5.38. Voltaje de línea a línea a la salida del inversor con un motor de 1/2HP:

(a) método de control SPWM, (b) método de control

THSPWM...........................................................................................131


xvi

Figura 5.39. Voltaje de línea a línea a la salida del inversor con un motor de 1/2HP:

(a) Zoom del método de control SPWM, (b) Zoom del método de

control THSPWM...............................................................................131

Figura 5.40. Voltajes filtrados de línea a línea a la salida del inversor 40 Hz, con un

motor de 1/2HP: (a) método de control SPWM, (b) método de control

THSPWM...........................................................................................133Figura 5.41. Voltajes filtrados de línea a línea a la salida del inversor a 60 Hz, con

un motor de 1/2HP: (a) método de control SPWM, (b) método de

control THSPWM...............................................................................133

Figura A.1. Ambiente de programación “Processor Expert”................................145

Figura A.2. Cápsulas de los periféricos del control..............................................146

Figura A.3. Cápsula de comunicación serie con FreeMaster..............................147

Figura A.4. Cápsula modulación de ancho de pulso para control de motores.....148Figura A.5. Cápsula modulación de ancho de pulso para control de motores.....152Figura A.6. Cápsula Disparador de ADC por temporizador.................................154

Figura A.7. Cápsula Captura................................................................................155Figura A.8. Cápsula Botón IRQA.........................................................................156

Figura C.1. Página HTML de bienvenida al control escalar voltaje/frecuencia de

lazo abierto........................................................................................169

Figura C.2. Página de control de motor de inducción..........................................170

Figura C.3. Página de Instrumentación virtual.....................................................171


xvii

ÍNDICE DE TABLAS Tabla 2.1. Especificaciones del motor de inducción ZDM3584T de Baldor Motors and

Drives........................................................................................................19Tabla 2.2. Parámetros principales y características nominales del rectificador

36MT120...................................................................................................29Tabla 4.1. Espesores de pista recomendados para conducir la corriente que se

indica.........................................................................................................85


xviii

NOMENCLATURA

CA Corriente Alterna

CD Corriente Directa

PWM Modulación de Ancho de Pulso – Pulse Width Modulation

IGBT Transistor Bipolar de Compuerta Aislada – Insulated Gate Bipolar

Transistor

MOSFET Transistor de Efecto de Campo de Óxido de Metal Semiconductor -

Metal Oxide Semiconductor Field-Effect Transistor

DSP Procesador de Señales Digitales – Digital Signals Processor

PC Computadora Personal - Personal Computer

HP Caballos de Potencia – Horse Power

Vcd, Vd Voltaje promedio a la salida del rectificador

Icd Corriente promedio a la de salida del rectificador

Pcd Potencia de salida en CD

rms Raíz Cuadrada Media

Vrms Voltaje rms

Irms Corriente rms

Pca Potencia de salida en CA

η Eficiencia o razón de rectificación de un rectificador

Vca Voltaje de corriente alterna

FF Factor de Forma del voltaje de salida de un rectificador

RF Factor de Rizo de un rectificador – Ripple Factor

TUF Factor de Utilización de Transformador – Transformer Utilization

Factor

Vs Voltaje rms del secundario del transformador

Is Corriente rms del secundario del transformador

vs Voltaje sinusoidal instantáneo a la entrada del rectificador

is Corriente instantánea a la entrada del rectificador

is1 Componente Fundamental de la corriente de entrada


xix

φ Ángulo de desplazamiento entre la componente fundamental de

corriente y la de voltaje a la entrada del rectificador

DF Factor de Desplazamiento – Displacement Factor

HF Factor Armónico – Harmonic Factor

THD Distorsión Armónica Total – Total Harmonic Distortio

PF Factor de Potencia – Power Factor

CF Factor de Cresta – Crest Factor

Vm Voltaje pico de fase

νan, νbn, νcn Voltajes instantáneos de fase

Im Corriente pico a través de un diodo

Ir Valor rms de la corriente en cada diodo

ν0(t) Voltaje instantáneo de salida de un rectificador

R Resistencia

Ω Ohm

L Inductancia

E Fuente de voltaje

Vab Voltaje rms entre la fase "A" y la fase "B"

i0 Corriente de carga

Z Impedancia de carga

θ Ángulo de la impedancia de carga

ω Velocidad angular

t Tiempo

IR International Rectifier

IFSM

VRRM

TJ Temperatura de la unión del dispositivo

DV Diferencia de voltaje

Cmín Capacitancia mínima del bus de CD

Pin Potencia de la carga

f Frecuencia


xx

VSI Inversor Fuente de Voltaje – Voltage Source Inverter

CSI Inversor Fuente de Corriente – Current Source Inverter

v0 Voltaje de carga o voltaje de salida del inversor

p0 Potencia instantánea

triV^

Amplitud pico de la señal triangular

fs Frecuencia de conmutación o carrier de la forma de onda triangular

triv Señal triangular

controlv Señal de control

am Amplitud de la relación de modulación

controlV^

Amplitud pico de la señal de control

fm Relación de modulación de frecuencia

f1 Frecuencia de la señal de control

TA+, TA- Interruptores

Aov Voltaje del punto "A" al "0"

AoV Voltaje promedio del punto "A" al "0"

ANv Voltaje del punto "A" al "N"

1

^)( ANV Valor pico de la componente fundamental

1LLV Voltaje fundamental rms de línea a línea

n Neutro de la carga

kNv Voltajes de fase a la salida del inversor con respecto al neutro

k Fase A,B o C

RBSOA Área de Operación Segura de Polarización Inversa – Reverse Bias

Safe Operating Area

Vce Voltaje Colector–Emisor

VF Voltaje de polarización directa

ppm Puntos por millón

Th+ Terminal positiva del termoresistor del módulo de potencia


xxi

Th- Terminal negativa del termoresistor del módulo de potencia

DBC Direct Bondable Copper

CI Circuito Integrado

IR International Rectifier

dV/dt Cambio o pendiente de voltaje

di/dt Cambio o pendiente de corriente

Vcc Fuente fija de voltaje

Vss Tierra lógica

HIN Entradas lógicas para las salidas del controlador de compuertas de

lado alto.

LIN Entradas lógicas para las salidas del controlador de compuertas de

lado bajo

FAULT Pin de falla negativo lógico, salida open-drain

EN Entrada lógica para habilitar la funcionalidad I/O (Input/Output)

ITRIP Entrada analógica para disparo por sobrecorriente.

RCIN Entrada de Red RC

VB1, 2, 3 Fuente flotada del lado alto

HO1, 2, 3 Salidas del controlador de compuertas del lado alto

VS1, 2, 3 Retornos de la fuente flotada de alto voltaje

LO1, 2, 3 Salidas del controlador de compuertas del lado bajo

Cbs Capacitor de bootstrap

Vbs Voltaje de bootstrap

Dbs Diodo de bootstrap

ΔVBS Caída de voltaje mínima en lado alto del controlador

VGEmín Voltaje Gate-Emisor mínimo para mantener la conducción en IGBT

VCEon Voltaje Colector-Emisor del lado bajo del IGBT

VBSUV- Caída de voltaje negativo de la fuente del lado alto

QG Carga de compuerta requerida para la conducción del IGBT

ILK_GE Corriente de fuga Gate-Emisor del IGBT

IQBS Corriente fija de la sección flotada


xxii

ILK Corriente de fuga de la sección flotada

ILK_DIODE Corriente de fuga del diodo de bootstrap

IDS- Corriente del diodo antiparalelo cuando está encendido

QLS Carga requerida por los cambiadores de nivel internos por ciclo

ILK_CAP Corriente de fuga del capacitor de bootstrap

THON Tiempo de encendido del lado alto

SW1 Interruptor para el usuario de la tarjeta de desarrollo 56F8300DEMO

IRQA Interruptor de la tarjeta de desarrollo 56F8300DEMO

P1 Puerto de comunicación paralelo

SCI Puerto de comunicación serie – Serial Comunication Interface

GPIO/SERIAL Puerto de 16 pines de entrada/salida de propósito general

TIMER/PWM Puerto de 16 pines dispuesto para las salidas PWMs

ADC Convertidor Analógico a Digital

CAN Puerto de comunicación – Controller Area Network

MHz Mega-Hertz

kHZ Kilo-Hertz

MIPS Millones de instrucciones por segundo

IPR Registro de Prioridad de Interrupciones

THSPWM Third Harmonic Sinusoidal Pulse Width Modulation

SPWM Sinusoidal Pulse Width Modulation

COM Tierra lógica

VIN+ Entrada de voltaje positivo del sensor de corriente IR2175

VB Suministro de voltaje del lado alto del sensor de corriente IR2175

Vs Retorno del lado alto del sensor de corriente IR2175

PO Salida PWM del sensor de corriente IR2175

OC Salida de sobrecorriente Lógica Negativa del sensor IR2175

NC No Conexión

DC- Negativo del bus de CD

PA Pérdidas promedio de potencia

RJC Resistencia térmica de unión a la caja


xxiii

RCS Resistencia térmica del encapsulado al disipador

RSA Resistencia térmica del disipador al ambiente

TJ Temperatura de la unión del dispositivo

TC Temperatura del casco

TS Temperatura del disipador

TA Temperatura ambiente

Dfwd Diodo de libre camino

Ls Iinductancias parásitas

I0 Corriente máxima de conmutación o de colector del IGBT

fsw Frecuencia de conmutación

Vcc Voltaje en el bus de CD

Vpk Voltaje pico máximo del capacitor de snubber

Csn Capacitor de snubber

Rsn Resistencia de la red de snubber

PR Pérdidas en la resistencia de snubber

LC Longitud del cable

φ Diámetro del cable

ton Tiempo de encendido

toff Tiempo de apagado

TFLTCLR Tiempo de limpiado de falla

mm Milímetro

m Metro

A Amper

PCB Placa de Circuito Impreso – Printed Circuit Board

CAM Manufactura asistida por computadora–Computer Aided

Manufacturing

CAD Diseño asistido por computadora – Computer Aided Design

ASCII Código Internacional Estándar para Intercambio de Información

HTML HyperText Markup Language


xxiv

GLOSARIO DE TÉRMINOS

CAD. Diseño asistido por computadora. Sistema que ayuda a diseñar y ver el

producto en una pantalla gráfica o en

una impresión. En electrónica, el

resultado será un diagrama de circuito

impreso.

CAM. Manufactura asistida por

computadora.

CEM-1. Clasificación NEMA para una

placa industrial con substrato de fibra de

vidrio en la superficie y un núcleo de

papel. Tiene buenas propiedades

eléctricas y mecánicas, aunque inferiores

a las del FR-4.

Diodo de Libre Camino. Diodo que se

conecta en antiparalelo en las terminales

de los dispositivos de potencia, como

IGBTs, MOSFET, etc; los cuales

minimizan el proceso de recuperación

inversa.

EMC. Compatibilidad electromagnética.

1) Habilidad de un equipo electrónico de

operar sin degradación en un ambiente

electromagnético y 2) Habilidad de un

equipo electrónico de operar en su

ambiente electromagnético sin crear

interferencia con otros dispositivos.

Excellon. Excellon es una estructura

estándar que facilita el intercambio de

datos entre CAD y CAM. Un Archivo

Excellon contiene las coordenadas

donde debe haber perforaciones en un

circuito impreso y la lista de herramientas

requeridas (para el tamaño de los

hoyos). FR-1. Versión de menor grado del FR-2.

FR-2. Clasificación NEMA para una

placa industrial retardante de flama con

un substrato de papel y una cubierta

fenólica. Es más económico que las

placas de fibra de vidrio (como el FR-4).

FR-4. Clasificación NEMA para una

placa industrial retardante de flama con

un substrato de fibra de vidrio y cubierta

de epoxido. El FR-4 es el material

dieléctrico más comúnmente usado en la

construcción de PCBs.

Gerber. El formato gerber es una forma

simple y genérica de transferir

información de un circuito impreso a una


xxv

variedad de dispositivos CAM.

Virtualmente cada sistema PCB CAD

genera datos gerber. El formato gerber

es de hecho una familia de tipos de

datos que pertenecen al estándar EIA

RS-274D. El formato gerber extendido,

también llamado RS-274X, incluye

mejoras en el manejo de llenado de

polígonos, composición negativa/positiva

de la imagen, aperturas incluidas, entre

otras.

Hoyo Platinado ó plated through hole (PTH). Proceso en el que se

interconectan patrones conductivos de

diferentes caras, al metalizar la pared de

una perforación. Esta perforación puede

ser parte de un pad o una via creada

únicamente para interconectar capas.

En los prototipos, es común el uso de

"eyelets", para sustituir al PTH. Los

"eyelets" son una especie de remaches

de cobre que se insertan en la

perforación para interconectar "pads" de

ambas caras.

IGBT. Siglas en Inglés del transistor de

potencia de compuerta aislada.

Inversor. circuito que convierte una

señal de voltaje de CD a un voltaje de

CA.

Inversor de Seis Pasos. Inversor

trifásico, en el cual los disposiyivos que

lo integran conmutan seis veces en un

ciclo.

Inversor Fuente de Corriente. Circuito

inversor que mantiene constante la

corriente de salida independientemente

de la carga que alimenta.

Inversor Fuente de Voltaje. Circuito

inversor que mantiene constante el

voltaje de la carga que alimenta.

Mascara Antisoldante. Recubrimiento

aplicado sobre áreas selectas del circuito

impreso que permite el soldado de las

áreas expuestas, usualmente solo los

pads.

Pad. Área que permite la unión con

soldadura entre el componente

electrónico o mecánico y las pistas.

Puede tener forma circular, ovalada o

cuadrada.


xxvi

PCB de Doble Cara. Un PCB con patrón

conductivo en ambos lados, sin capas

intermedias.

Pista (track). Conexión eléctrica entre 2

ó mas puntos en un PCB.

Pitch. Separación entre dos pines

contiguos (de centro a centro).

Placa de circuito impreso (PCB). Un

circuito impreso es un componente

electrónico diseñado para interconectar

otros componentes. Usualmente

consiste de un patrón de material

conductivo sobre un substrato aislante.

PWM. Siglas en Inglés de la modulación

de ancho de pulso.

Rectificador. Circuito que convierte una

señal de CA en una señal unidireccional

de CD.

Silkscreen ó leyenda de componentes.

Identificación de componentes impresa

en la placa. Aunque no es indispensable,

puede ser muy útil en el ensamble, y

para posterior solución de problemas. Tecnologia de montaje superficial (SMT). Los componentes se montan en

la superficie de un circuito impreso, en

lugar de insertarse en hoyos.

Vias. Perforaciones conductivas

utilizadas para comunicar pistas de

distintas caras.

IPN SEPI ESIME-ZACATENCO Maestría en Ingeniería Eléctrica CAPÍTULO 1

1

CAPÍTULO I

INTRODUCCIÓN

En este capítulo se aborda el problema a resolver en este trabajo exponiendo las

generalidades, objetivos, justificación, descripción del problema, estado del arte,

aportaciones y la estructura de la tesis. Se da una breve reseña general de lo que se

conoce de los elementos más importantes empleados en la solución del problema; se

plantean las metas, el alcance y hacia donde va enfocado el trabajo; se justifica el por

qué es importante la realización del trabajo y se describe el problema a resolver; se

presentan los antecedentes y lo que se conoce en la actualidad del tema; y finalmente,

se describe la estructura del trabajo por capítulos.

1.1. Generalidades

Las máquinas eléctricas en la actualidad juegan un papel importante en la industria

y en la vida cotidiana del ser humano. Una máquina eléctrica convierte energía

mecánica en eléctrica y viceversa. En cuanto al voltaje de alimentación las máquinas

eléctricas se dividen en dos tipos, máquinas de corriente alterna (CA) y máquinas de

corriente directa (CD). Las máquinas de corriente alterna a su vez se dividen en,

máquinas síncronas y máquinas de inducción [1, 2, 3, 4, 5].

Una de las máquinas más utilizadas en la actualidad es el motor de inducción. El

motor de inducción es una máquina rotatoria diseñada para operar con una fuente

trifásica de voltaje alterno. La máquina de inducción está compuesta principalmente por

dos elementos el estator y el rotor. El estator es trifásico con los devanados

desplazados 120°. Hay dos tipos diferentes de rotores que pueden disponerse dentro

del estator del motor de inducción, rotor jaula de ardilla o simplemente rotor de jaula y

rotor devanado. El tipo más común de motor de inducción es el de rotor jaula de ardilla.


2

En este tipo de rotores los conductores de aluminio o barras están cortocircuitados en

cada extremo por anillos de cortocircuitado [3, 4, 5].

Una gran parte de los equipos y procesos utilizados en la industria moderna

funcionan a velocidades variables. Estos equipos requieren un control preciso de la

velocidad para lograr una adecuada productividad, una buena terminación del producto

elaborado, o garantizar la seguridad de las personas y del propio equipo. En la

actualidad, la velocidad variable de los motores de inducción se logra con variadores de

velocidad [5, 6].

El variador de velocidad, es un control para el motor de inducción que energiza,

protege y permite la variación de la velocidad en el motor, sin ningún accesorio extra

entre el motor y la carga. La ventaja principal de los variadores de velocidad es que

disminuyen los consumos de energía eléctrica en algunos de los procesos que

controlan, dando como resultado considerables disminuciones de costos de operación.

Los principales dispositivos que intervienen en el accionamiento y en las

topologías modernas de control para variar la velocidad de motores de inducción son:

• Convertidores de Potencia

• Controladores de Compuertas (Driver)

• Optoacopladores

• Sensores de corriente y de voltaje

• Microcontrolador DSP (Digital Signal Processor)

Las regulaciones de consumo de energías actuales y futuras demandan

dispositivos con mayor ahorro energético. Con el fin de cumplir con estos requisitos

energéticos, se utilizan nuevas tecnologías de motores y esquemas de control

alternativos. Una parte importante de los esquemas de control comúnmente utilizado

para el accionamiento de motores de CA, son los convertidores de potencia, como

pueden ser el rectificador y el inversor.


3

El rectificador es un circuito que convierte una señal de CA en una señal

unidireccional de CD y se clasifican en monofásicos y trifásicos. El inversor es un

circuito que convierte un voltaje de CD a un voltaje de CA. Con el inversor, se pueden

generar voltajes a determinadas amplitudes y frecuencias mediante el uso de una

técnica de modulación, denominada Modulación de Ancho de Pulso (PWM) [1, 2, 6].

Los inversores se pueden clasificar básicamente en dos tipos [2, 6]:

• Inversores Monofásico

• E Inversores Trifásicos

Y estos a su vez en:

• Inversores fuente de voltaje (VSI)

• Inversores fuente de corriente (CSI)

El inversor trifásico consiste de tres ramas o piernas de medio puente dónde el

interruptor superior y el inferior se controlan complementariamente. Como el tiempo de

apagado del dispositivo es mayor que el tiempo de encendido, se debe insertar un

tiempo muerto entre el apagado de uno de los transistores del medio puente y el

encendido del otro.

En los inversores ideales, las formas de onda de voltaje de salida deberían ser

sinusoidales. Sin embargo, en los inversores reales no son sinusoidales y contienen

cierta cantidad de armónicas. Dada la disponibilidad actual de los dispositivos

semiconductores de potencia, es posible minimizar o reducir significativamente este

contenido armónico del voltaje de salida mediante las técnicas de conmutación [6].

La mayoría de los dispositivos de potencia empleados en el inversor en

aplicaciones de control de motores son IGBT’s o MOSFET’s (de sus siglas en inglés,

Insulated Gate Bipolar Transistor y Metal Oxide Semiconductor Field-Effect Transistors

respectivamente) [2].


4

Un MOSFET de potencia es un transistor controlado por voltaje. Tiene poca caída

de voltaje y por tanto, bajas pérdidas comparado con otros transistores; sin embargo la

saturación y la sensibilidad a la temperatura lo limitan a ciertas aplicaciones. El IGBT es

un transistor bipolar controlado por un MOSFET que requiere corriente de

accionamiento mínima, tiene tiempos de interrupción muy rápido y es apropiado para

altas frecuencias. Su desventaja es la caída de voltaje del transistor bipolar que causa

pérdidas de conducción mayores en comparación con el MOSFET, sin embargo son los

más utilizados para aplicaciones de accionamiento de motores [6].

La técnica de control PWM para la conmutación de los IGBT's del inversor puede

ser generada por distintos métodos. Por ejemplo, en la técnica sinusoidal se hace la

comparación de una onda triangular con una onda sinusoidal de frecuencia

fundamental, y los puntos de intersección determinan los puntos de interrupción del

dispositivo de potencia del inversor [1, 2, 6, 7].

Las técnicas actuales y algoritmos de control para variar la velocidad de los

motores de CA son programados en la PC y cargados en el microcontrolador el cual

genera las señales de control. Los microcontroladores DSP cuentan en la actualidad

con las herramientas y los periféricos necesarios, así como, la capacidad en memoria

para implementar algoritmos modernos de control.

1.2. Objetivo de la Tesis

El objetivo de este trabajo es realizar el diseño y la implementación de la interfaz

de potencia para el accionamiento de motores de inducción para una capacidad

máxima 1.5 HP, que permita probar diferentes algoritmos de control; así como también,

el diseño del circuito impreso y la prueba de dicha interfaz con dos técnicas de

modulación de ancho de pulso como son PWM sinusoidal y PWM sinusoidal más

tercera armónica, implementadas mediante un Microcontrolador DSP.


5

1.3. Justificación

En el accionamiento de motores de inducción una parte importante es la interfaz

de potencia, la cual, permite la comunicación entre la etapa de control, en este caso la

PC y el Microcontrolador DSP, la fuente de corriente alterna y el motor de inducción.

Una de las partes principales de la interfaz es el inversor de potencia. Este inversor

puede ser controlado por un microcontrolador. Implementando algoritmos de control en

el microcontrolador, se pueden tener voltajes y frecuencias variables a la salida del

inversor, lo que da como resultado el control sobre la máquina de inducción.

Diversos algoritmos de control para motores de inducción han sido estudiados y

simulados digitalmente en el departamento de posgrado en ingeniería eléctrica de la

Sección de Estudios de Posgrado e Investigación de la ESIME-Zacatenco, pero no han

sido implementados, debido a que no se tiene una interfaz de potencia. Aquí la

justificación de diseñar una interfaz que pueda ser utilizada para la implementación,

pruebas y prácticas en el laboratorio de Electrónica de Potencia de este departamento.

Este diseño, permite probar diferentes algoritmos de control, mediante un

Microcontrolador DSP, así como, tener la interfaz visual mediante la PC, utilizando

herramientas actuales como el "FreeMaster" de "Freescale Semiconductor" que permite

hacer el control de los motores de inducción en un ambiente lógico y sencillo, a

diferencia de los que hay en el mercado que solo están diseñados para ciertos

controles y capacidades de motores y no cuentan con este tipo de interfaz visual.

Otra característica particular de este diseño, es que esta interfaz está hecha por

módulos en forma accesible, para identificar con mayor rapidez los dispositivos que

puedan llegar a fallar y reemplazarlos, a diferencia de los que existen en el mercado

que están encapsuladas lo que hace difícil de localizar el elemento fallado.

El diseño por módulos, también permite que los alumnos que trabajan en esta

área, puedan probar cada módulo por separado y ver el comportamiento de las

diferentes señales a las salidas de cada uno de éstos, lo que hace más fácil de

comprender, y vincular la teoría con la práctica.


6

1.4. Descripción del Problema

Actualmente, la implementación de técnicas y algoritmos de control moderno para

el accionamiento de la máquina de inducción, requiere de una interfaz que permita la

comunicación entre los módulos de control y de potencia. Éste es un problema que se

tiene en el Departamento de Ingeniería Eléctrica de la Sección de Estudios de

Posgrado, ya que en el área de control de motores de inducción se ha simulado

digitalmente diferentes algoritmos de control, pero debido a que no se tiene la interfaz

que permita la comunicación entre los módulos de control y potencia, la implementación

de estos algoritmos no se ha podido llevar a cabo.

Hoy en día los Microcontroladores DSP juegan un papel importante en la

implementación de técnicas y algoritmos de control moderno para el accionamiento y

control de motores de inducción. Sin embargo los microcontroladores no tienen la

capacidad para manejar el voltaje y la corriente que se necesita en un motor trifásico

por lo cual, la interfaz requiere ser diseñada.

1.5. Estado del Arte

Una máquina eléctrica es un dispositivo que puede convertir energía mecánica en

energía eléctrica o energía eléctrica en energía mecánica. Cuando este dispositivo se

utiliza para convertir energía mecánica en energía eléctrica, se denomina generador;

cuando convierte energía eléctrica en energía mecánica, se llama motor [1, 3, 4, 5, 8].

En cuanto al voltaje de alimentación las máquinas eléctricas se dividen en dos

tipos, máquinas de corriente alterna y máquinas de corriente directa. Las máquinas de

corriente alterna a su vez se dividen en, máquinas síncronas y máquinas de inducción

[1, 2, 4, 5].


7

Hasta las últimas décadas del siglo XX, las máquinas de corriente alterna tendían

a ser empleadas principalmente como aparatos de una sola velocidad. Lo típico era que

se operaran a partir de fuentes de frecuencias fija, en la mayoría de los casos era la red

de distribución de 50 o 60Hz [4].

En el caso de los motores de CA, el control de la velocidad requiere una fuente de

frecuencia variable y no se disponía de este tipo de fuentes con facilidad. Por tanto,

para las aplicaciones en las que se requería velocidad variable se usaban las máquinas

de corriente directa, las cuales proporcionan un control de velocidad altamente flexible,

aunque con cierto costo, ya que son más complejas más caras y requieren más

mantenimiento que sus contraparte de CA [4].

La disponibilidad de contar con interruptores de estado sólido cambió totalmente

este panorama. Ahora es posible construir dispositivos a base de Electrónica de

Potencia capaces de alimentar el accionamiento de voltaje-corriente variable, con

frecuencia variable, requerido para lograr el comportamiento de velocidad variable a

partir de las máquinas de CA [4]. En la actualidad, las máquinas de CA han

reemplazado a las de CD y se ha desarrollado una amplia gama de nuevas

aplicaciones debido a que son más simples y más baratas en cuanto a mantenimiento

[4, 9].

Durante los últimos treinta y cinco años ha ocurrido una revolución en la aplicación

de los motores eléctricos. El desarrollo de paquetes de accionamientos de estado sólido

para motores ha progresado hasta el punto de que prácticamente cualquier problema

de control de potencia puede ser resuelto utilizándolos [5].

Con tales accionamientos de estado sólido es posible manejar los motores de

corriente continua con fuentes de corriente alterna y los motores de corriente alterna,

con fuentes de potencia de corriente continua. De la misma manera, es posible cambiar

potencia de una frecuencia a potencia alterna de otra frecuencia [5].


8

Además, los costos de los sistemas de accionamiento de estado sólido han

disminuido drásticamente mientras que su confiabilidad se ha incrementado. La

versatilidad y el bajo costo relativo de los controles y accionamiento de estado sólido

han generado muchas aplicaciones nuevas para los motores de corriente alterna en los

cuales éstos tienen comportamientos que normalmente se asocian a las máquinas de

corriente continua, que también han ganado flexibilidad mediante la aplicación de los

accionamientos de estados sólido [5].

Este gran cambio ha resultado del desarrollo y el mejoramiento de una serie de

accionamientos de estado sólido, es decir, de la Electrónica de Potencia [5].

La máquina eléctrica rotatoria, es el dispositivo electromecánico fundamental de

los sistemas de accionamientos eléctricos. Los sistemas de accionamiento son

ampliamente usados en diferentes aplicaciones, como bombas, ventiladores, molinos

de papel y de textiles, elevadores, vehículos eléctricos y de transportación subterránea,

aparatos electrodomésticos, sistemas de generación de viento, servos y robots,

periféricos computacionales, molinos de acero y cemento, propulsión de barcos, entre

otras [1, 10, 11].

Sin lugar a duda los accionamientos eléctricos actuales no serían posibles sin la

Electrónica de Potencia, por lo que es necesario una reseña histórica desde que

aparecieron los primeros dispositivos semiconductores hasta la actualidad [1, 12].

La Electrónica de Potencia en su definición más general, es la parte de la

Electrónica encargada del estudio de dispositivos, circuitos, sistemas y procedimientos

para el procesamiento, control y conversión de la energía eléctrica [13].

Sin embargo, varios autores especializados en la disciplina de la Electrónica de

Potencia tienen diferentes criterios. A continuación se exponen algunos de los criterios

más relevantes:


9

Muhammad H. Rashid en [6] considera que la Electrónica de Potencia combina

potencia, electrónica y control. El Control se ocupa de las características estáticas y

dinámicas de los sistemas en lazo cerrado. La Potencia se encarga de los sistemas de

potencia móviles y estáticos para la generación, transmisión y distribución de la

potencia eléctrica. Por último, la Electrónica trata con los componentes de estado sólido

y circuitos para el tratamiento de señales con el objetivo de obtener el control necesario.

Por tanto, Electrónica de Potencia se puede definir como la aplicación de la electrónica

de estado sólido para el control y conversión de la potencia eléctrica.

Ned Mohan, Tore M. Undeland y William P. Robbins en [2] definen la Electrónica

de Potencia como el procesamiento y control de la energía eléctrica suministrando

voltajes y corrientes en la manera más óptima para ser utilizada por diferentes cargas.

Joseph Vithayathil en [14] define a la Electrónica de Potencia como la tecnología

que liga la potencia eléctrica con la electrónica.

Bimal K. Bose en la introducción de [15] menciona cómo la Electrónica de Potencia

combina la conversión y el control de la potencia eléctrica para diversas aplicaciones,

tales como fuentes de alimentación reguladas CA y CD, control de iluminación y

calefacción, soldadura eléctrica, procesos electroquímicos, calentamiento por inducción,

control de máquinas CD y CA, etc. La evolución en Electrónica de Potencia a través de

los años, ha desembocado en el concepto actual de la disciplina Electrónica de

Potencia como la síntesis de múltiples disciplinas tecnológicas.

La historia de la Electrónica de Potencia se inicia en 1900 con la introducción del

rectificador de arco de mercurio. Después se introdujeron en forma gradual el

rectificador de tanque metálico, el de tubo al vacío controlado por rejilla, el ignitrón el

fanotrón y el tiratrón. Estos dispositivos se aplicaban para el control de potencia hasta la

década de 1950 [6].


10

La primera revolución electrónica comenzó en 1948, con la invención del transistor

de silicio en los "Bell Telephone Laboratories", por Bardeen, Brattain y Schockley. La

mayor parte de las tecnologías modernas se pueden rastrear a partir de ese invento. La

microelectrónica moderna ha evolucionado a través de los años a partir de los

semiconductores de silicio. El siguiente adelanto, en 1956, también fue logrado en "Los

Bell Laboratories", o sea la invención del transistor de disparo PNPN, que se definió

como tiristor, o rectificador controlado de silicio (SCR) [6].

La segunda revolución electrónica comenzó en 1958, con el desarrollo del tiristor

comercial, por la "General Electric Company". Fue el principio de una nueva era de la

Electrónica de Potencia. Desde entonces se han introducido muchas clases distintas de

dispositivos semiconductores de potencia y de técnicas de conversión. La revolución

microelectrónica permitió tener la capacidad de procesar una cantidad gigantesca de

información con una rapidez increíble. La revolución en la Electrónica de Potencia está

permitiendo conformar y controlar grandes cantidades de potencia con una eficiencia

siempre creciente [6, 16].

Debido al enlace entre la Electrónica de Potencia y la microelectrónica, están

surgiendo hoy muchas aplicaciones potenciales de la Electrónica de Potencia, y esta

tendencia va a continuar. Dentro de los siguientes 30 años, la Electrónica de Potencia

conformará y acondicionará la electricidad en algún lugar de la red de transmisión entre

su generación y todos los usuarios. La generación de la Electrónica de Potencia ha

adquirido impulso desde los fines de la década de 1980 y a principios de 1990 [6].

Desde que se desarrolló el primer tiristor SCR a finales de 1957, ha habido un

progreso impresionante en los dispositivos semiconductores de potencia. Hasta 1970,

los tiristores convencionales se habían usado exclusivamente para el control de

potencia en aplicaciones industriales. A partir de 1970 se desarrollaron varios tipos de

dispositivos semiconductores de potencia, como los diodos, tiristores y transistores, que

entraron al comercio [6].


11

Cada vez son más los dispositivos y sistemas que en una o varias de sus etapas

son accionados por energía eléctrica. Los accionamientos consisten, en general, en

procesos que transforman la energía eléctrica en otro tipo de energía, o en el mismo

tipo, pero con diferentes características. Los encargados de realizar dichos procesos

son los sistemas a base de Electrónica de Potencia [13].

Las aplicaciones de la electrónica estuvieron limitadas durante mucho tiempo a las

técnicas de alta frecuencia, como, emisores, receptores, etc. En la evolución de la

electrónica industrial, las posibilidades estaban limitadas por la falta de fiabilidad de los

elementos electrónicos entonces disponibles (tubos amplificadores, tiratrones,

resistencias, condensadores). Esta fiabilidad era insuficiente para responder a las altas

exigencias que se requerían en las nuevas aplicaciones del campo industrial [13].

La Electrónica de Potencia se desarrolla fundamentalmente a partir del nacimiento

del tiristor. A partir de esa fecha los conceptos electrotécnicos se convierten en

electrónicos. Se desarrollan entre los años 1965 y 1980 gran cantidad de convertidores

para el procesamiento de la potencia eléctrica basados en este dispositivo. Cabe

agrupar los desarrollos en este sentido en convertidores AC/DC (rectificadores

controlados), convertidores DC/AC y AC/AC (inversores), y convertidores DC/DC

(choppers de potencia) [13].

A partir de la década de 1980 se produce un fuerte incremento de la penetración

en el mercado de equipos de potencia debido fundamentalmente a la incorporación por

parte de estos otros nuevos elementos de potencia como el transistor, MOSFET, IGBT,

que permiten mayores frecuencias de conmutación y consecuentemente la reducción

del tamaño de los equipos [13].

La siguiente tabla muestra un resumen de la evolución histórica de la Electrónica

de Potencia.


12

Como se puede ver en la tabla anterior la evolución de la Electrónica de Potencia

se dio junto con los dispositivos semiconductores. Con la evolución de los dispositivos

semiconductores, tales como, tiristores, MOSFET's e IGBT's se dieron los avances de

los sistemas de accionamientos eléctricos hasta llegar a los módulos inteligentes en la

década de 1990.

Los módulos inteligentes, Electrónica de Potencia avanzada, integran el módulo de

potencia y el circuito periférico. El circuito periférico consiste en el seccionamiento de la

entrada o la salida respecto a, e interconexión con, el sistema de señal y de alto voltaje,

un circuito de excitación, un circuito de protección y de diagnóstico (contra exceso de

corriente, cortocircuitos, sobrecalentamiento y exceso de voltaje), control por


13

microcomputadora y una fuente de corriente de control. Los usuarios solo deben

conectar las fuentes externas (flotantes) [6, 17].

La industria de la Electrónica de Potencia ofrece una importante oportunidad de

integrar las tecnologías para la conservación de la energía con el progreso del entorno

de la humanidad, tanto en los procesos de fabricación como en los de aplicación de los

productos electrónicos de potencia [13].

La variación de la velocidad en los motores eléctricos se puede lograr sin una

pérdida apreciable de eficiencia mediante la utilización de un inversor electrónico de

potencia de frecuencia variable. Sistemas de control de velocidad variable son la razón

del ahorro energético y deben jugar un importante papel en la manipulación de la

demanda de energía, de diversos sistemas industriales. La llave que posibilita dicha

tecnología es la utilización del transistor bipolar de compuerta aislada ó IGBT [13].

Ante la expectativa creada en la actualidad, dada la necesidad de avance

tecnológico, la Electrónica de Potencia junto con los rápidos sistemas de control

proporcionan una oportunidad de crear un sistema flexible que pueda responder al

amplio espectro de aplicaciones en los sistemas de potencia. Los sistemas electrónicos

de potencia pueden utilizarse para regular tensión, adecuar las exigencias de potencia

para controlar cargas, alimentar motores, así como para muchas más aplicaciones

actuales y futuras [13].

Actualmente, existen diversos sistemas de accionamiento electrónico de motores

de inducción basados principalmente en Electrónica de Potencia. Estos sistemas de

accionamientos son llamados comúnmente módulos inteligentes variadores de

velocidad o convertidores de frecuencia.

En el mercado actual existe una amplia gama de módulos variadores de velocidad

de diversas capacidades y funcionalidades que satisfacen las necesidades más

demandantes de las distintas aplicaciones con máquinas de inducción. Algunos de los


14

fabricantes y distribuidores de semiconductores y de módulos variadores de velocidad

más importantes son: ABB Semiconductor, International Rectifier, Baldor Motors and

Drives, Fuji Electric, Freescale Semiconductor, Semikron, Siemens, Powerex, entre

otros. En las páginas electrónicas de cada uno de los fabricantes anteriores se puede

consultar los diferentes tipos y capacidades de variadores de velocidad.

1.6. Aportaciones

Las aportaciones de este trabajo de tesis son las siguientes:

a. El prototipo de una interfaz de potencia para el accionamiento de motores

de inducción diseñada de forma flexible, de bajo costo comparada con las

que existen en el mercado, y accesible, es decir, por módulos separados

que permite implementar y probar diferentes algoritmos de control.

b. El diseño del circuito impreso asistido por computadora realizado en un

programa llamado PROTEL, que reduce los problemas de fallas por

conexiones erróneas, cables sueltos y soldadura de los mismos.

c. Se dan los puntos a seguir en el diseñó de circuitos impresos asistidos por

computadora.

d. Este trabajo puede servir como guía práctica para realizar el diseño y/o la

mejora de los elementos que conforman la interfaz de potencia.


15

1.7. Estructura de la Tesis

El presente trabajo se encuentra ordenado de la siguiente manera:

CAPÍTULO 1. En este capítulo se da una introducción al problema que se aborda en

este trabajo exponiendo las generalidades, objetivos, justificación, descripción del

problema, estado del arte, aportaciones y la estructura de la tesis.

CAPÍTULO 2. En este capítulo, se presenta un esquema completo a bloques de la

interfaz de potencia, se muestra el motor de inducción para el cual fue diseñada, se dan

los fundamentos teóricos de los principales dispositivos, se seleccionan éstos y se

diseñan los circuitos auxiliares empleados en la interfaz de potencia.

CAPÍTULO 3. En este capítulo se diseñan y describen los diferentes esquemas de

protección para la interfaz de potencia de un motor de inducción de 1.5 HP, así como la

operación y funcionamiento de éstos. Los esquemas de protección que se diseñaron

son, protección por sobrecorriente, por sobretemperatura, por sobrevoltaje y de

aislamiento.

CAPÍTULO 4. En este capítulo se definen las reglas para el diseño del circuito impreso,

se dan las principales sugerencias de diseño que recomiendan los fabricantes, se

muestra el diagrama eléctrico del sistema completo, los diagramas esquemáticos, los

diagramas del circuito impreso por ambas caras con componentes, el circuito impreso

físicamente con y sin componentes y el impreso montado al sistema.

CAPÍTULO 5. En este capítulo se reportan las pruebas realizadas a cada uno de los

módulos que conforma la interfaz de potencia y se presentan los resultados obtenidos.

Las pruebas se hicieron a la salida del Microcontrolador DSP, Optoacopladores,

Controlador de Compuertas e Inversor de Potencia.


16

CAPÍTULO 6. En este capítulo se presentan las conclusiones del trabajo y las

recomendaciones para trabajos futuros.


17

CAPÍTULO 2

LA INTERFAZ DE POTENCIA

En este capítulo, se presenta un esquema completo a bloques de la interfaz de

potencia, se muestra el motor de inducción para el cual fue diseñada, se dan los

fundamentos teóricos de los principales dispositivos, se seleccionan éstos y se diseñan

los circuitos auxiliares empleados en la interfaz de potencia. La selección de los

dispositivos se hizo después de consultar diferentes fuentes de información, como

catálogos, hojas de datos, notas de aplicación, sugerencias de diseño y páginas de

Internet, hasta llegar a la selección de los mismos de acuerdo a los requerimientos de la

aplicación.

2.1. Esquema a Bloques de la Interfaz de Potencia

Actualmente, para el accionamiento de motores de inducción en aplicaciones de

velocidad variable se requiere un inversor que permita variar la frecuencia y el voltaje

de salida.

Para diseñar una fuente de voltaje o frecuencia variable mediante un inversor, es

necesaria la implementación de técnicas y algoritmos de control en un Microcontrolador

DSP y una interfaz que permita la comunicación entre la etapa de control y la de

potencia. Esta interfaz está compuesta de un convertidor CA-CD, un convertidor CD-

CA, un controlador de compuertas, optoacopladores y sensores de corriente y

temperatura.

La figura 2.1 muestra el diagrama completo a bloques de una de las topologías

actuales que se requieren para variar la velocidad de un motor de inducción. La interfaz

de potencia forma parte de este esquema y se compone de los módulos siguientes:


18

Figura 2.1. Esquema a bloques de los diferentes módulos que conforman la interfaz de potencia.

• Motor de inducción

• Puente rectificador de potencia (convertidor CA-CD)

• Inversor trifásico (Convertidor CD-CA)

• Controlador de compuertas para IGBT’s

• Optoacopladores

• Sensores (de temperatura, voltaje, corriente y velocidad)

• Microcontrolador DSP (el control)


19

2.2. Motor de Inducción para el cual se Diseño la Interfaz de Potencia

Para iniciar con el diseño de la interfaz de potencia primeramente es necesario

conocer la capacidad y características de la carga para la cual será diseñada.

El motor que se tomó como capacidad de referencia para el diseño de la interfaz

se muestra en la figura 2.2; es un motor de CA de inducción jaula de ardilla de “Baldor

Motors and Drives”.

Figura 2.2. Motor de inducción de 1.5 HP trifásico para el que se diseñó la interfaz de potencia.

Este motor tiene los datos y especificaciones que se muestran en la tabla 2.1:

Tabla 2.1. Especificaciones del motor de inducción ZDM3584T de Baldor Motors and Drives.

ESPECIFICACIONES:

POTENCIA 1.5 HP o 1.12 kW

VOLTAJE 230/460 V

FRECUENCIA 60 Hz

FASES 3

CORRIENTE A PLENA CARGA 4.2/2.1 A

VELOCIDAD 1750 RPM

FACTOR DE SERVICIO 1.0

CÓDIGO DE DISEÑO NEMA B

CLASE DE AISLAMIENTO H

EFICIENCIA A PLENA CARGA 87.5 %

FACTOR DE POTENCIA 78.0 %


20

2.3. Convertidores de Potencia

Para el control o el acondicionamiento de la potencia eléctrica, es necesaria la

conversión de ésta de una forma a otra, y que las características de conmutación de los

dispositivos de potencia permitan esas conversiones. Los convertidores de potencia

hacen estas funciones y se clasifican básicamente en seis tipos [6]:

1. Convertidores de CA-CD (rectificadores a diodos voltaje de salida fijo)

2. Convertidores de CA-CD (rectificadores controlados, con tiristores)

3. Convertidores de CA-CA (controladores de voltaje de CA)

4. Convertidores de CD-CD (convertidores de CD)

5. Convertidores de CD-CA (inversores)

6. Interruptores estáticos

De acuerdo a la necesidad que se tiene y siguiendo el orden esquemático de la

figura 2.1 se requiere primeramente un rectificador. Éste es el primer convertidor que se

seleccionó. Se diseñó el filtro capacitivo para la salida de este convertidor para obtener

el voltaje de CD que se requiere a la entrada del inversor.

2.4. Rectificador de Potencia

Los rectificadores dependiendo de la clase de suministro en la entrada se

clasifican como sigue [2, 6]:

1. Monofásicos

• De media onda

• Y de onda completa

2. Trifásicos

• En puente de onda completa

El rectificador que se requiere en este trabajo de acuerdo a la aplicación es a

diodos trifásico en puente de onda completa.


21

2.4.1. Parámetros de Rendimiento del Rectificador

Un rectificador es un procesador de potencia que debe producir un voltaje de

salida de CD con un contenido mínimo de armónicas. Al mismo tiempo debe mantener

la corriente de entrada tan sinusoidal como sea posible, y en fase con el voltaje de

entrada, para que el factor de potencia sea cercano a la unidad. La calidad de

procesamiento de potencia de un rectificador requiere la determinación del contenido de

armónicas de la corriente de entrada, el voltaje y la corriente de salida. Se pueden usar

desarrollos de la serie de Fourier para determinar el contenido de armónicas de voltajes

y corrientes. Los rendimientos de un rectificador se evalúan, en función de los

siguientes parámetros [6]:

El valor promedio de voltaje de salida (o de carga), Vcd

El valor promedio de la corriente de salida (o de carga), Icd

La potencia de salida en CD:

cdcdcd IVP = (2.1)

El valor de raíz cuadrada media (rms) del voltaje de salida, Vrms

El valor rms de la corriente de salida, Irms

La potencia de salida en CA:

rmsrmsca IVP = (2.2)

La eficiencia o razón de rectificación de un rectificador, permite comparar la

eficacia, y se define como:

ca

cd

PP

=η (2.3)

Se puede considerar que el voltaje de salida está formado por dos componentes:

1. El valor de CD

2. El componente de CA o rizo


22

El valor efectivo (rms) de la componente de CA en el voltaje de salida es: 22

cdrmsca VVV −= (2.4)

El Factor de Forma, que es una medida de la forma del voltaje de salida, es:

cd

rms

VVFF = (2.5)

El Factor de Rizo (RF, del inglés Ripple Factor), que es una medida del contenido

alterno residual, se define como:

cd

ca

VVRF = (2.6)

Si se sustituye la ecuación (2.4) en la ecuación (2.6), el RF se puede expresar

como:

11 22

−=−⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛= FF

VVRF

cd

rms (2.7)

El Factor de Utilización de Transformador (TUF, de Transformer Utilization Factor)

se define como:

ss

cd

IVPTUF = (2.8)

Donde, Vs e Is son el voltaje y la corriente rms del secundario del transformador,

respectivamente.

Considerando las formas de onda de la figura 2.3, donde vs es el voltaje sinusoidal

de entrada, is es la corriente instantánea de entrada e is1 es su componente

fundamental [6].


23

Figura 2.3. Formas de onda del voltaje y corriente de entrada de un rectificador.

Si φ es el ángulo entre las componentes fundamentales de la corriente y el voltaje

de entrada, a φ se la llama ángulo de desplazamiento. El Factor de Desplazamiento

(DF, de Displacement Factor) se define como [6]:

φcos=DF (2.9)

También se le llama con frecuencia factor de potencia de desplazamiento (DPF, de

Displacement Power Factor).

El Factor Armónico (HF, de Harmonic Factor) de la corriente de entrada se define

como: 2/12

1

2/1

21

21

2

1⎥⎥⎦

⎤

⎢⎢⎣

⎡−⎟⎟

⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛=⎟⎟

⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛ −==

s

s

s

ss

II

IIITHDHF (2.10)

Donde, Is1 es la componente fundamental de la corriente de entrada Is. Tanto Is1

como Is se expresan en valor rms. HF es una medida de la distorsión de una forma de

onda, y también se llama Distorsión Armónica Total (THD, de Total Harmonic

Distortion) [6].


24

El Factor de Potencia (PF) se define como:

φφ coscos 11

s

s

ss

ss

II

IVIVPF == (2.11)

Si la corriente de entrada is es puramente sinusoidal, Is1=Is, y el factor de potencia

es igual al factor de desplazamiento DF. El ángulo de desplazamiento φ viene a ser el

ángulo de impedancia )/(tan 1 RLωθ −= para una carga RL.

El Factor de Cresta (CF, de Crest Factor), es una medida de la corriente pico de

entrada )( picosI en comparación con Is, su valor rms, interesa con frecuencia para

especificar las capacidades de corriente pico de los dispositivos y los componentes. El

CF de la corriente de entrada se define por:

s

picos

II

CF )(= (2.12)

Un rectificador ideal debería tener %100=η , Vca=0, RF=0, TUF=1, HF=THD=0,

FP=PDF=1.

2.4.2. Rectificador Trifásico

2.4.2.1. Carga resistiva

El rectificador trifásico en puente de onda completa se muestra en la figura 2.4,

éste produce rizos de seis pulsos por ciclo en el voltaje de salida. Los diodos están

numerados en orden de secuencia de conducción, cada uno de ellos conduce durante

120o. La secuencia de conducción de los diodos es 1-2, 2-3, 3-4, 4-5, 5-6, y 6-1. El par

de diodos conectados entre el par de líneas de alimentación que tengan la diferencia de

potencial instantáneo más alto de línea a línea serán los que conduzcan [6].


25

Figura 2.4. Rectificador trifásico y numeración de los diodos de acuerdo a la secuencia de conducción.

El voltaje de línea a línea es 3 veces el voltaje de fase, para una fuente trifásica

conectada en Y. Las formas de onda y los ángulos de conducción de los diodos se ven

en la figura 2.5 [6].

Figura 2.5. Formas de onda y ángulo de conducción de los diodos del rectificador trifásico.

Si Vm es el valor pico del voltaje de fase, los voltajes instantáneos de fase se

pueden describir como [6]:


26

)( tsenVv man ω= (2.13)

)120( °−= tsenVv mbn ω (2.14)

)240( °−= tsenVv mcn ω (2.15)

Ya que el voltaje de línea a línea está 30° adelantado al voltaje de fase, los

voltajes instantáneos de línea a línea se pueden describir como:

)30(3 °+= tsenVv mab ω (2.16)

)90(3 °−= tsenVv mbc ω (2.17)

)210(3 °−= tsenVv mca ω (2.18)

El voltaje promedio de salida se determina como:

mmmcd VVtdtVV 654.133)( cos36/2

2 6/

0=== ∫ π

ωωπ

π(2.19)

Donde, Vm es el voltaje pico de fase. El voltaje rms de salida es:

mmmrms VVtdtVV 6554.14

3923)( cos3

6/24

2/12/16/

0

22 =⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛+=⎥⎦

⎤⎢⎣⎡= ∫ π

ωωπ

π(2.20)

Como la carga es puramente resistiva, la corriente pico a través de un diodo es

Im= 3 Vm/R, y el valor rms de la corriente en cada diodo es [6]:

mmmr IsenItdtII 5518.06

221

61)( cos

24

2/12/16/

0

22 =⎥⎦

⎤⎢⎣

⎡⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ +=⎥⎦

⎤⎢⎣⎡= ∫

πππ

ωωπ

π(2.21)

Para un rectificador trifásico la siguiente ecuación define el voltaje instantáneo de

salida como:

⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ +−+= ...)12cos(

1432)6cos(

35219549.0)(0 ttVtv m ωω (2.22)


27

2.4.2.2. Carga R-L

Con una carga resistiva, la corriente de carga tiene forma idéntica a la del voltaje

de salida. En la práctica, la mayor parte de las cargas son inductivas hasta cierto grado,

y la corriente de carga depende de los valores de la resistencia de carga R y de la

inductancia de carga L, figura 2.6. Se agrega una fuente de voltaje E con el objeto de

deducir ecuaciones generalizadas [6].

Figura 2.6. Rectificador trifásico con carga RL.

En la figura 2.5 se puede ver que el voltaje de salida es:

32

3 2 πωπω ≤≤== tparatsenVvv ababd (2.23)

Donde Vab es el voltaje rms de entrada, de línea a línea [6]. La corriente de carga

i0, se puede determinar a partir de:

200 tsenVERi

dtdiL ab ω=++ (2.24)

Cuya solución es:

)(2 (R/L)t-10 R

EeAtsenZVi ab −+−= θω (2.25)


28

Donde la impedancia de carga Z= [R2+(ωL)2]1/2 y el ángulo de la impedancia es

θ=tan-1(ωL/R). La constante A1 de la ecuación 2.25 se puede determinar a partir de la

condición, cuando ωt= π/3, i0= I0 [6].

)3/)(/(01 )

3(2 ωπθπ LRab esen

ZV

REIA ⎥

⎦

⎤⎢⎣

⎡−−+= (2.26)

Sustituyendo A1 en (2.25)

)3

(2)(2 )3/)(/(00 R

EesenZV

REItsen

ZVi tLRabab −⎥

⎦

⎤⎢⎣

⎡−−++−= −ωπθπθω (2.27)

Bajo condiciones de estado permanente, i0 (ωt=2π/3)=i0 (ωt=π/3). Esto es, i0

(ωt=2π/3)= I0 [6]. Aplicando esta condición se obtiene el valor de I0 como:

0 1

)3/()3/2(20)3/)(/(

)3/)(/(

0 ≥−−

−−−= −

−

IparaRE

eesensen

ZVI LR

LRab

ωπ

ωπθπθπ (2.28)

Que después de sustituir en la ecuación (2.27) y simplificando, se tiene que:

1

)3/()3/2()(2 )3/)(/()3/)(/(0 R

Eee

sensentsenZVi tLR

tLRab −⎥⎦

⎤⎢⎣⎡

−−−−

+−= −−−

ωπωπ

θπθπθω (2.29)

0 3/23/ 0 ≥≤≤ ietpara πωπ

La corriente rms en cada diodo es:

)(22 1/2

/32

/3

20 ⎥⎦

⎤⎢⎣⎡= ∫

π

πω

πtdiIr (2.30)

Y la corriente rms de salida se puede determinar entonces combinando la corriente

rms de cada diodo [6]:

( ) 31/2222rrrrrms IIIII =++= (2.31)


29

2.4.3. Selección del Puente Rectificador

Después de consultar con los diferentes fabricantes y proveedores y de acuerdo a

la corriente que debe soportar el dispositivo se seleccionó el convertidor trifásico

36MT120 de International Rectifier (IR), es un rectificador trifásico en puente, compacto

que soporta hasta 35A, encapsulado, que brinda eficiencia y confiabilidad de operación.

Diseñado para propósitos generales y aplicaciones de instrumentación. Las

características principales se muestran en la tabla 2.2 y figura 2.7 [18].

Tabla 2.2. Parámetros principales y características nominales del rectificador 36MT120.

Parámetros 36 MT Unidades

35 A I0

@ Tc 60 °C

475 A IFSM @ 50Hz

@ 60Hz 500 A

1130 A2s I2t @ 50Hz

@ 60Hz 1030 A2s

VRRM 100 a 1600 V

TJ -55 a 150 °C

2.4.4. Características del Puente Rectificador

• Encapsulado con alta conductividad térmica

• Aislamiento eléctrico del casco

• Terminales soldables

(a) (b)

Figura 2.7. Diagrama eléctrico y forma física del puente rectificador 36MT120.


30

2.4.5. Cálculo del Capacitor del Bus de CD del Puente Rectificador

Se sabe que el voltaje de salida después de ser rectificado tiene las formas de

onda que se muestran en la figura 2.8, este voltaje no es continuo y por tanto el

promedio del mismo es menor, por tal razón, es necesario hacer un filtrado,

disminuyendo al máximo el rizo de las formas de onda y aumentando el voltaje

promedio a la salida del rectificador [19].

Figura 2.8. Formas de onda de voltaje de CA rectificado mostrando el periodo de conducción desde Vmáx

a Vmín.

Se utiliza un capacitor electrolítico. Esta capacitancia está en función inversa de la

diferencia de voltaje máxima permitida, DV, y se puede calcular de la ecuación

siguiente [19]:

)(

2.

22rectmínmáx

inmín fVV

PC−

= (2.32)

Donde:

Pin = la potencia de la carga, en Watts

Vmáx = el voltaje pico de línea

Vmín = el voltaje mínimo permitido y DV= Vmáx - Vmín.

Se debe tener en cuenta que los capacitores electrolíticos pierden algo de

capacitancia a través del tiempo, por tanto, se debe considerar una tolerancia al valor

de la capacitancia inicial al momento de la selección.


31

Para este diseño se tienen los siguientes datos:

Vmáx= VLínea x 2 = 220 x 2 = 311 V

Vmín= 300 V, propuesto.

Pin= 1.12 kW, potencia del motor.

frect= flínea x 6, donde 6 es el número de pulsos por ciclo.

Por tanto, para este caso es:

Hzxf 360660 ==

Sustituyendo estos valores en la ecuación (2.32) se tiene:

F925.80.0009258)360)(300311(

)1012.1(222

3

μ==−

=xCmín

De acuerdo al cálculo anterior se debe poner como mínimo una capacitancia de

925.8 μF. En este diseño se utilizó una capacitancia de 1360 μF en el bus de corriente

directa como se ve en la figura 2.9.

Figura 2.9. Diagrama eléctrico de la fuente de voltaje para el inversor trifásico.

La fuente de voltaje que alimenta al inversor se muestra en la figura 2.9. Se puede

ver la conexión del puente rectificador trifásico 36MT120 y el capacitor del bus de

corriente directa.

El termistor que se ve en el diagrama de la figura 2.9 se utiliza como una técnica

de arranque suave para evitar el incremento de voltaje en el capacitor debido a las

inductancias del cableado o a algún transitorio de voltaje cuando éste se conecta a la

línea [19]. En este diseño se tienen cuatro termistores SL32 1R036, dos en paralelo y

en serie con otro arreglo de dos en paralelo.


32

2.5. Inversor de Potencia

2.5.1. Fundamento Teórico del Inversor

Los inversores, son convertidores de CD a CA. La función de un inversor es

cambiar un voltaje de entrada de CD a un voltaje simétrico de salida de CA con la

magnitud y frecuencia deseadas. Tanto el voltaje como la frecuencia pueden ser fijos o

variables. Si se modifica el voltaje de entrada de CD y la ganancia del inversor se

mantiene constante, es posible obtener un voltaje variable de salida [6].

Por otra parte, si el voltaje de entrada de CD es fijo y no es controlable, se puede

obtener un voltaje de salida variable si se varía la ganancia del inversor, controlando la

modulación del ancho de pulso (PWM). La ganancia del inversor se puede definir como

la relación entre el voltaje de salida de CA y el voltaje de entrada de CD [6].

Los inversores se usan en accionamiento de motores de CA y en fuentes de

potencia de CA ininterrumpibles donde el objetivo es producir una salida sinusoidal de

CA cuya magnitud y frecuencia puedan ser controladas [2, 6].

Los inversores se pueden clasificar básicamente en dos tipos [2, 6]:

• Inversores Monofásico

• E Inversores Trifásicos

Y estos a su vez se pueden clasificar en Inversores Fuente de Voltaje e Inversores

Fuente de Corriente (por sus siglas en Inglés, VSI y CSI respectivamente) [2, 6].

Los inversores fuentes de voltaje también se pueden dividir en tres categorías

generales [2]:

• Inversores Modulados por Ancho de Pulso

• Inversores de Onda-Cuadrada

• Inversores Monofásicos con Cancelación de Voltaje


33

2.5.2. Conceptos Básicos del Inversor

Por simplicidad, se considera un inversor monofásico, el cual se muestra en la

figura 2.10(a), donde el voltaje de salida del inversor se filtra, por tanto, se considera

que v0 es sinusoidal. Puesto que los inversores normalmente alimentan cargas

inductivas, como motores de CA, la corriente i0 se atrasa al voltaje v0, como se muestra

en la figura 2.10(b). Las formas de onda de salida de la figura 2.10(b) muestran que

durante el intervalo 1, i0 y v0 son positivos, mientras que en el intervalo 3, i0 y v0 son

negativos. Por tanto, durante el intervalo 1 y 3, el flujo de potencia instantánea p0 (=v0

i0) es del lado de CD al lado de CA, que corresponde a un modo de operación “inversor”

[2].

Figura 2.10. Inversor Monofásico: a) A modo de interruptores, b) Formas de onda a la salida del

inversor, c) Cuadrantes del plano i0-v0 del inversor.

Cuando, v0 e i0 son de signo opuesto durante el intervalo 2 y 4, el flujo p0 va del

lado de CA al lado de CD del inversor que corresponde al modo de operación

“rectificador”. Por tanto, el inversor debe ser capaz de operar en los cuatro cuadrantes

del plano i0-v0 durante cada ciclo de la salida de CA, como se ve en la figura 2.10(c) [2].


34

En la figura 2.11, se muestra una sola rama (pierna) del inversor. Todas las

topologías de inversores CD-CA descritas en esta sección se derivan del convertidor de

una sola pierna. Por facilidad, se asumirá que en el inversor de la figura 2.11 el punto

medio del voltaje de entrada de CD esta disponible, aunque en la mayoría de los

inversores no es así [2].

Figura 2.11. Pierna del Inversor a Modo de Interruptores.

Para entender las características del inversor CD-CA de una sola pierna, primero

se asume que el voltaje de entrada Vd es constante y que los interruptores del inversor

se modulan por ancho de pulso para formar y controlar el voltaje de salida.

2.5.3. Modulación por Ancho de Pulso

Para producir una forma de onda de voltaje de salida sinusoidal en los inversores,

a una frecuencia deseada, se compara una señal de control sinusoidal a la frecuencia

deseada, con una forma de onda triangular como se ve en la figura 2.12(a). La

frecuencia de la forma de onda triangular establece la frecuencia de conmutación del

inversor y se mantiene generalmente con amplitud constante triV^

[2, 7].


35

Figura 2.12. Voltaje sinusoidal de salida producido por PWMs.

La frecuencia sf de la forma de onda triangular triv se le conoce como frecuencia

de conmutación o carrier, ver figura 2.12(a). La señal de control, controlv , se usa para

modular el ciclo de trabajo del interruptor y tiene una frecuencia 1f ; esta frecuencia es

la fundamental o de modulación deseada del voltaje de salida del inversor.

La amplitud de la relación de modulación am se define como [2]:

tri

controla

V

Vm ^

^

= (2.33)

Donde, controlV^

es la amplitud pico de la señal de control y triV^

la amplitud de la

señal triangular.

La relación de modulación de frecuencia fm se define como:


36

1ffm s

f = (2.34)

En el inversor de la figura 2.11, los interruptores TA+ y TA- se controlan en base a la

comparación de controlv y triv , como los dos interruptores nunca están apagados o

encendidos, simultáneamente, el voltaje de salida Aov varía entre dV21 y dV

21

− [2]:

dAoAtricontrol

dAoAtricontrol

VvencendidoTvv

VvencendidoTvv

21 , ,

21 , ,

−=<

=>

−

+

(2.35)

El espectro armónico de Aov , para 0.1≤am , da algunos elementos importantes [2]:

• La salida de voltaje promedio AoV en un periodo de tiempo (Ts=1/fs), depende de

la relación de controlv y triV^

para un dV dado [2, 7]:

^

^ 2 tricontrold

tri

controlAo VvV

V

vV ≤= (2.36)

Figura 2.13. Periodo de conmutación considerando controlv constante.


37

Si se asume que controlv es constante en un periodo de conmutación Ts, figura 2.13,

la ecuación (2.36) indica cómo varía el valor “Promedio instantáneo” de Aov de un

periodo de conmutación a otro. Este “Promedio instantáneo” es el mismo que el de la

componente fundamental de Aov . Por tanto, controlv se elige sinusoidal, puesto que así se

obtiene una salida de voltaje de la misma forma, por supuesto, con algo de contenido

armónico. Además, permite que el voltaje de control varíe sinusoidalmente a la

frecuencia deseada o fundamental πω 2/11 =f de la salida del inversor [2]:

tsenVv controlcontrol 1

^ ω= (2.37)

Donde ^

tricontrol Vv ≤

Sustituyendo la ecuación (2.37) en (2.36), las cuales muestran que la componente

fundamental 1)( Aov , varía sinusoidalmente y está en fase con controlv en función del

tiempo:

0.1 22

)( 11^

^

1 ≤== ad

ad

tri

controlAo mparaVtsenmVtsen

V

Vv ωω (2.38)

Por tanto

0.1 2

)( 1

^≤= a

daAo mVmV (2.39)

De donde se puede ver que en un PWM sinusoidal, la amplitud de la componente

fundamental del voltaje de salida varía linealmente ( 0.1 ≤ampara ). Por tanto, el rango

de ma de 0 a 1 se le llama rango lineal [2].

• En el inversor de la figura 2.11 se puede ver que:

dAoAN Vvv21

+= (2.40)

Por lo tanto, las componentes armónicas de voltaje en AoAN vv y son iguales:

hAohAN VV )()(^^

= (2.41)


38

• La armónica mf debe ser un entero impar [2]. El valor de la frecuencia de

conmutación mínima se determina por la calidad de resolución con la que se desea que

se reproduzca la frecuencia fundamental y no incrementen el contenido armónico,

también se debe salir de la frecuencia auditiva. La frecuencia de conmutación máxima

se establece de las pérdidas por interrupción de los IGBT’s. Por lo tanto, el rango

recomendado para cubrir estas limitantes está entre 6-20 kHz.

2.5.4. Inversores Trifásicos

Los inversores más frecuentemente usados en accionamientos de motores de CA

son los circuitos trifásicos. Consisten de tres piernas, una para cada fase, figura 2.14.

Cada pierna del inversor es igual a la analizada en la sección de conceptos básicos, la

salida de cada pierna con respecto al negativo del bus de CD, ANv , depende solo de Vd y

del estado del interruptor.

El voltaje de salida es independiente de la corriente de carga, ya que uno de los

dos interruptores en una pierna está siempre encendido en cualquier instante. Se

desprecia el tiempo muerto que se requiere en los circuitos prácticos y se asume que

los interruptores son ideales. Por tanto, la salida de voltaje del inversor es

independiente de la dirección de la corriente de carga [2].

Figura 2.14. Diagrama del Inversor trifásico.


39

2.5.5. PWM en Inversores Trifásicos Fuente de Voltaje

El objetivo de estos inversores al igual que los monofásicos es controlar los

voltajes trifásicos de salida en magnitud y frecuencia con un voltaje de entrada, Vd,

constante.

Para obtener voltajes de salida trifásicos balanceados en un inversor PWM

también se compara una forma de onda triangular con tres voltajes de control

sinusoidales que están desfasados 120°, como se muestra en la figura 2.15(a) [2, 7,

10].

Figura 2.15. Formas de onda PWM trifásicas.


40

En la figura 2.15(b) se puede ver que un valor promedio idéntico de la componente

de CD se presenta en los voltajes de salida ANv y BNv los cuales son medidos con

respecto al negativo del bus de CD. Estas componentes de CD son canceladas en los

voltajes de línea a línea como se en ABv de la figura 2.15(b) [2].

2.5.6. Modulación Lineal en Inversores Trifásicos ( 1≤am )

El valor pico de la componente fundamental en una pierna del inversor es:

2

)( 1

^d

aANVmV = (2.42)

Por tanto, el voltaje fundamental rms de línea a línea, debido a la diferencia de

fases de 120° se puede escribir como:

dadaANLL VmVmVV 612.022

3)(23

1

^

1≈== (2.43)

2.5.7. Sobremodulación en Inversores Trifásicos ( 1>am )

Previamente, se consideró 0.1≤am que corresponde a la zona lineal de un PWM

sinusoidal. Por lo tanto, la amplitud del voltaje fundamental varía linealmente con ma. En

esta zona el PWM lleva las armónicas alrededor de la frecuencia de conmutación y sus

múltiplos. A pesar de que esta característica se desea en un PWM sinusoidal en la zona

lineal, uno de los inconvenientes es que la amplitud disponible máxima de la

componente fundamental no es tan alta como se quiere. Esta es una consecuencia

natural de las muescas en el voltaje de salida, Figura 2.15 [2].

Para incrementar la amplitud de la componente fundamental en el voltaje de

salida, ma se lleva por arriba de 1 dando como resultado la sobremodulación. La

sobremodulación causa que el voltaje de salida tenga más armónicas comparado con la

zona lineal. En la sobremodulación la amplitud de la componente fundamental no varía

linealmente con ma, figura 2.16 [2, 7].


41

Figura 2.16. Regiones de modulación en inversores trifásicos

En la figura 2.16 se puede ver el valor rms del voltaje de línea a línea

fundamental,1LLV , en función de ma. También se puede ver que cuando ma sale de la

región de sobremodulación cae en la zona de onda cuadrada. Por tanto, el valor

máximo de 1LLV es de dV78.0 .

2.5.8. Voltajes de Fase a Neutro en Inversores Trifásicos

En la figura 2.17 se muestra un diagrama de bloques de un inversor fuente de

voltaje trifásico que alimenta a un motor de CA. Se simplifica el circuito equivalente con

respecto al neutro, n , de cada fase de la carga. Se asume que )(teA , )(teB , y )(teC son

sinusoidales [2].

Figura 2.17. Diagrama de bloques de un inversor fuente de voltaje que alimenta a un motor de CA.


42

Bajo condiciones balanceadas de operación, es posible expresar los voltajes de

fase kNv de la salida del inversor con respecto al neutro n de la carga en términos de

los voltajes de salida del inversor con respecto al negativo N del bus de CD:

CBAkvvv nNkNkN , , =−= (2.44)

Cada voltaje de fase se puede escribir como:

knk

kN edtdiLv += (2.45)

En cargas trifásicas (a tres alambres):

0)(

0

=++

=++

CBA

CBA

iiidtdy

iii (2.46)

Similarmente:

0=++ CBA eee (2.47)

De las ecuaciones anteriores se puede escribir la siguiente condición para los

voltajes del inversor:

0=++ CnBnAn vvv (2.48)

Y por tanto

)(31

CNBNANnN vvvv ++= (2.49)

Sustituyendo la ecuación (2.49) en la (2.44), se puede determinar el voltaje de fase

a neutro para la fase A:

)(31

32

CNBNANAn vvvv +−= (2.50)

Ecuaciones similares a la anterior se pueden escribir para las fases B y C.


43

2.5.9. Selección del Módulo de Potencia-Inversor Trifásico

En la selección del módulo de potencia se consultó a los diferentes

fabricantes y proveedores de estos dispositivos, y de acuerdo a esta aplicación,

el módulo que cubre las necesidades que se tienen en el accionamiento de

motores trifásicos de inducción y que se consideró conveniente, es el siguiente:

El módulo integrado de potencia, EMP25P12B de International Rectifier,

figura 2.18, para aplicaciones de accionamiento de motores. Tiene resistencias

sensoras de corriente en las salidas de cada una de las fases. Cada extremo de las

resistencias sensoras está directamente unido a un pin externo para reducir efectos

parásitos y lograr precisión en los voltajes retroalimentados [20].

Figura 2.18. Módulo de potencia EMP25P12B de International Rectifier.

2.5.10. Características del Módulo de Potencia EMP25P12B

El módulo tiene:

• IGBT’s que soportan hasta 25 A, 1200 V.

• Capacidad de corto circuito 10 μs.

Área de operación segura de polarización inversa (RBSOA), cudrada.

Bajo Vce(on) (2.28 Vtyp @ 25 A, 25 oC).

Coeficiente de temperatura positivo Vce(on).

VF del Diodo, Bajo (1.76 Vtyp @ 25 A, 25 oC).

Recuperación inversa suave.

• Resistencias sensoras en las salidas de cada fase y en la barra del bus de CD

negativo de 4 mΩ.

Coeficiente térmico < 50 ppm/oC.


44

2.5.11. Descripción del Módulo de Potencia

El módulo EMP25P12B tiene seis IGBT’s, figura 2.19, con sus respectivos diodos

en antiparalelo o de libre camino, en una configuración estándar del inversor. Los

IGBT’s incluidos en el módulo inversor soportan 1200V – 25A (corriente máxima medida

a 100 oC) [20].

Gracias a los nuevos diseños y a la tecnología estos dispositivos no necesitan

voltaje negativo de compuerta para su apagado completo. El efecto de rizado es

reducido, comparado con dispositivos de la misma familia. Otra característica

innovadora en estos módulos de potencia es la presencia de resistencias sensoras en

la salida de las tres fases para el sensado de la corriente del motor, así como, otra

resistencia del mismo valor en el bus de CD negativo, que se usa para la protección del

dispositivo. En la estructura de este dispositivo también se incluye un sensor térmico

con un coeficiente térmico negativo, Th+ y Th- en la figura 2.19 [20].

Figura 2.19. Diagrama eléctrico interno del módulo de potencia.

Las señales de la tarjeta de control no son afectadas por inductancias parásitas o

resistencias, inevitablemente presentes en el esquema del módulo.


45

La tecnología usada por este módulo es la estándar y conocida DBC (Direct

Bondable Copper) [20]:

Sobre una base gruesa de cobre se coloca substrato de Allumina (Al2O3), con una

lámina de cobre de 300 μm en ambos lados, los moldes de los IGBT’s y diodos, están

directamente soldados. Estos moldes están unidos con un cable de aluminio de 15 mils

para conexiones de potencia y señal. Todos los componentes están completamente

cubiertos por un gel de silicón para protección mecánica y aislamiento eléctrico. La

identificación de los pines del módulo se muestra en la figura 2.20.

Figura 2.20. Identificación de los diferentes pines del módulo de potencia.

2.6. Controlador de Compuertas Trifásico

El puente controlador trifásico o driver, es un dispositivo que recibe las señales

PWM de 3.3V proporcionadas por el DSP, aisladas y elevadas a 5V por

optoacopladores. Este a su vez las lleva a un nivel de voltaje de 10 a 20V, las cuales

alimentan las compuertas de los IGBT’s de potencia. Éstas deben estar clasificadas en

seis señales, tres del lado alto y tres del lado bajo, referenciadas.

Además este puente controlador protege por sobrecorriente a los IGBT’s, mediante

entradas de falla, las cuales desactivan las seis salidas para evitar daños al inversor

[21].


46

2.6.1. Selección del Circuito Integrado Controlador de Compuertas

El Circuito Integrado (CI) controlador de compuertas es una parte integral de un

inversor, y está hecho a base de dispositivos semiconductores. La salida de un inversor

depende de la forma en que el circuito de disparo excita los dispositivos de

conmutación y está en función directa de ésta. Por tanto, las características del circuito

de disparo son elementos claves para tener la salida deseada y los requisitos de control

de cualquier convertidor de potencia, en este caso el inversor.

Para la selección de este integrado se consultaron diferentes fabricantes y

proveedores de semiconductores; se requería principalmente que este controlador fuera

para aplicaciones trifásicas y que además tuviera ciertos esquemas de protección y

señales de bloqueo. Se llegó a la selección de un CI IR2136, de International Rectifier,

figura 2.21 [21].

Figura 2.21. Circuito Integrado Controlador de compuertas IR2136.

2.6.2. Características del Controlador de Compuertas

Este circuito cuenta con [21]:

• Canal flotante diseñado para operación de bootstrap.

Operación plena a +600V.

Tolerante a transitorios de voltaje negativo - dV/dt.

• Rango de la fuente accionadora de compuerta de 10 a 20V.

• Paro por caída de voltaje para todos los canales.

• Paro por sobrecorriente, bloquea los seis canales.

• Controladores de 3 medios-puente Independientes.


47

• Prevención lógica de cruce de conducción.

• Salidas de lado bajo desfasadas con las entradas. Salidas de lado alto

desfasadas o en fase con la entrada.

• Lógica Compatible de 3.3V.

• Bajo di/dt en accionamiento de compuerta para mejorar la inmunidad al ruido.

• Retraso programable externo para limpieza de falla automática.

2.6.3. Descripción del Controlador de Compuertas

El circuito integrado IR2136 se usa para la conmutación de IGBT’s de potencia.

Tiene tres canales independientes, lados altos y bajos de salidas referenciadas para

aplicaciones trifásicas. Un disparo por sobrecorriente, bloquea las seis salidas, esto

puede derivarse de una resistencia externa sensora de corriente. Una función ENABLE

está disponible para interrumpir simultáneamente estas seis salidas. Proporciona una

señal de falla open-drain para indicar que ocurrió un apagado por sobrecorriente, caída

de voltaje o sobretemperatura [21].

Las condiciones de falla de sobre corriente, se limpian automáticamente después

de un retraso programado por una red RC conectada en la entrada RCIN, figura 2.22. El

canal flotante se utiliza para controlar los IGBT’s en la configuración del lado alto, que

puede operar hasta 600 V [21, 22].

Figura 2.22. Conexión típica del CI IR2136.


48

En seguida se muestra el diagrama funcional a bloques del IR2136, en el que se

puede identificar cada uno de los pines y sus conexiones internas, figura 2.23 [21].

Figura 2.23. Diagrama funcional del CI IR2136.

Donde:

Vcc Fuente fija de voltaje del lado bajo.

Vss Tierra lógica.

HIN Entradas lógicas para las salidas del controlador de compuertas de lado

alto (HO1, 2, 3), desfasadas.

LIN Entradas lógicas para las salidas del controlador de compuertas de lado

bajo (LO1, 2, 3), desfasadas.

FAULT Indica falla de sobrecorriente (ITRIP) o que ha ocurrido un paro por

bajo voltaje en el lado bajo (Vcc). Negativo lógico, salida open-drain.


49

EN Entrada lógica para habilitar la funcionalidad I/O (Input/Output). Positivo

lógico, es decir, la lógica I/O funciona cuando ENABLE es alta. No hay

efecto en FAULT y no dispara.

ITRIP Entrada analógica para disparo por sobrecorriente. Cuando se activa,

ITRIP apaga las salidas, activa FAULT en bajo y pone en bajo la terminal

RCIN. Cuando ITRIP se desactiva, FAULT permanece activo en bajo por

un tiempo fijo externo TFLTCLR (1.65típico-2máx ms), después

automáticamente se pone inactivo (open-drain high impedance).

RCIN Red RC externa de entrada que se usa para definir el retraso del

LIMPIADO DE FALLA (FAULT CLEAR), TFLTCLR, aproximadamente a R*C.

Cuando RCIN>8V, el pin FAULT regresa a salida open-drain.

COM Retorno del lado bajo del controlador de compuertas.

VB1, 2, 3 Fuente flotada del lado alto.

HO1, 2, 3 Salidas del controlador de compuertas del lado alto.

VS1, 2, 3 Retornos de la fuente flotada de alto voltaje.

LO1, 2, 3 Salidas del controlador de compuertas del lado bajo.

2.6.4. Circuito de Bootstrap en el Controlador de Compuertas

Uno de los circuitos importantes que hay que implementar al controlador de

compuertas es el circuito de bootstrap. Este circuito son capacitores entre los pines

Vb1,2,3 y Vs1,2,3, y diodos en serie con el capacitor, como se ve en la figura 2.22, que

sirven de fuentes a los IGBT’s del lado alto del inversor. Para el cálculo de este

capacitor se utiliza el llamado método de bootstrap [23, 24].

El método de bootstrap tiene la ventaja de ser simple y barato pero tiene algunas

desventajas, el ciclo de trabajo y el tiempo de encendido son limitados por la renovación

de la carga del capacitor de bootstrap, Cbs. El voltaje Vbs, diferencia de voltaje entre los

pines Vb1,2,3 y Vs1,2,3, en la figura 2.22, da el suministro del lado alto a los IGBT’s del

módulo. Este voltaje es una fuente flotada que se fija en el nivel más alto del voltaje Vs,

el cual en la mayoría de los casos será una onda cuadrada de alta frecuencia [23, 24].


50

La operación del circuito de bootstrap es la siguiente:

Cuando Vs se lleva a tierra, a través del lado bajo de los IGBT’s, el capacitor de

bootstrap (Cbs) se carga a través del diodo de bootstrap (Dbs) de la fuente de 15 V (Vcc),

proporcionando así una fuente Vbs. Cuando Vs se lleva a un voltaje más alto por el

transistor del lado alto, la fuente Vbs flotará, el diodo de bootstrap estará polarizado

inversamente y bloqueará el voltaje ésta [25]. Esta fuente necesita estar en el rango de

10 a 20 V para garantizar que el circuito integrado de control pueda conmutar a los

transistores que están siendo accionados.

2.6.5. Factores que Afectan la Fuente de Bootstrap

Hay cinco factores que influyen a los requerimientos de suministro del capacitor Vbs:

1. Carga de Compuerta requerida para los transistores.

2. Corriente fija Iqbs para el circuito del controlador del lado alto.

3. Corriente dentro de los niveles permitidos por el circuito integrado.

4. Corriente de fuga de la compuerta a la fuente.

5. Corriente de fuga del capacitor de bootstrap.

Estos cinco factores son relevantes solo si el capacitor es electrolítico, para otro

tipo de capacitores no se toman en cuenta. Por tanto, es recomendable usar un

capacitor no-electrolítico.

2.6.6. Cálculo del Capacitor de Bootstrap

Para calcular el capacitor de bootstrap, primero se debe conocer la caída de

voltaje mínima, ΔVBS, cuando el lado alto del IGBT esté en conducción. Si VGEmín es el

voltaje Gate-Emisor mínimo para mantener la conducción, la caída de voltaje debe ser

[26]:

CEonGEmínFCCBS VVVVV −−−≤Δ (2.51)


51

Bajo la condición:

VGEmín >VBSUB-

VGEmín = 10 V

VBSUB- = 8.2 V de [21].

Donde:

Vcc es el voltaje de la fuente del circuito IR2136, VF es el voltaje directo del diodo

de bootstrap, VCEon es el voltaje Colector-Emisor del lado bajo del IGBT y VBSUV- es la

caída de voltaje negativo de la fuente del lado alto que va al umbral.

También se deben considerar los factores que contribuyen a la disminución de VBS

[26]:

• Carga de compuerta requerida para la conducción del IGBT (QG).

• Corriente de fuga Gate-Emisor del IGBT (ILK_GE).

• Corriente fija de la sección flotada (IQBS).

• Corriente de fuga de la sección flotada (ILK).

• Corriente de fuga del diodo de bootstrap (ILK_DIODE).

• Corriente del diodo antiparalelo, cuando está encendido (IDS-).

• Carga requerida por los cambiadores de nivel internos por ciclo (QLS).

5nC (500V/600V CI’s) o 20 nC (1200V CI’s) [24].

• Corriente de fuga del capacitor de bootstrap (ILK_CAP). Es relevante solo si el

capacitor es electrolítico, para otro tipo de capacitores esta se desprecia [26]. Por

tanto es mejor usar un capacitor no-electrolítico.

• Tiempo de encendido del lado alto (THON).

Entonces:

HONDSCAPLKDIODELKLKQBSGELKLSGTOT TIIIIIIQQQ )( ___ −+++++++= (2.52)


52

Pero QTOT=QBS y también se puede calcular de forma más simplificada [23]:

fI

Qf

IQQ CAPLK

LSQBS

GBS_2 +++= (2.53)

La capacitancia mínima de bootstrap es:

BS

BSBOOTmín V

QCΔ

≥ (2.54)

Sustituyendo las ecuaciones (2.51) y (2.53) en (2.54) se tiene:

CEonGEmínFCC

CAPLKLS

QBSG

BOOTmín VVVVf

IQ

fI

QC

−−−

⎥⎦

⎤⎢⎣

⎡+++

≥

_22 (2.55)

Donde:

f= es la frecuencia de switcheo o frecuencia de operación, para este caso,

16kHz.

De las hojas de datos se tienen los siguientes valores:

QGmáx = 254nC [20].

IQBS = 120 μA [21].

QLS = 5nC [24].

Vcc = 16V.

VF = 1.5V [27].

VCEon = 2.28V [20].

VGEmín = 10V.

Sustituyendo los valores anteriores en la ecuación (2.55) se tiene:


53

( )Fx

xxxx

CBOOTmín μ854.0000000854.022.1

10521.028.2105.115

01051016101201025422 6

93

69

===−−−

⎥⎦

⎤⎢⎣

⎡+++

≥−

−−

−

Se implementó un capacitor de 1 μF, de acuerdo con el cálculo anterior. La parte

que se hace cero en la operación anterior, es debido a que ILK_CAP=0, porque se utilizan

capacitores de tantalio.

Se recomienda como mínimo un capacitor de 0.47μF para esta aplicación [24].

2.7. Optoacopladores

2.7.1. Selección de Optoacopladores

Se buscó un optoacoplador con dos señales de entrada y dos señales de salida

para tener un arreglo de tres optoacopladores que generen las seis señales que

requiere el controlador de compuertas para el accionamiento de los seis IGBT’s del

inversor.

El optoacoplador utilizado en esta aplicación es el HCPL-2531 que constan de un

par de LEDs emisores de luz dirigidos a transistores fotodetectores de alta velocidad,

figura 2.24. La polarización del transistor es debido a la luz emitida por el diodo

teniendo así un aislamiento óptico [28].

Figura 2.24. Dispositivos internos del optoacoplador HCPL-2531.


54

2.7.2. Características de los Optoacopladores Seleccionados

Este dispositivo cuenta con una conexión separada para la polarización del

fotodiodo que mejora la velocidad para diferentes magnitudes sobre los

optoacopladores convencionales reduciendo la capacitancia base-colector del transistor

de entrada [28]. Mantiene un aislamiento entre las señales de entrada y salida del

microcontrolador DSP. Las entradas pueden provenir de los sensores de temperatura,

voltaje y corriente, y las salidas de los circuitos PWM. Físicamente, es un circuito

integrado de ocho pines como se muestra en la figura 2.25 [28].

Figura 2.25. Circuito integrado del optoacoplador HCPL-2531.

2.8. Sensores

Los sensores forman parte de los esquemas de protecciones, por tanto, la

selección de éstos y el diseño de los circuitos auxiliares que ayudan a su

funcionamiento se hacen en el capítulo 3.


55

2.9. Microcontrolador DSP

La tarjeta de desarrollo empleada en este trabajo es de la familia DSP56F8300 de

Freescale Semiconductor, antes Motorola, figura 2.26 [29, 30, 31, 32, 33].

Figura 2.26. Tarjeta de desarrollo 56F8300DEMO de Freescale Semiconductor.

2.9.1. Características de la Tarjeta de Desarrollo 56F8300DEMO

Esta tarjeta cuenta con [29, 30, 31, 32, 33]:

• Un microcontrolador DSP56F8323

• Interruptor de Reset


56

• Interruptor para usuario SW1

• Interruptor IRQA

• Control de interrupciones mediante registros de prioridad de Interrupción, IPR

• Puerto de Comunicación P1

• Puerto para comunicación serie SCI

• Puerto GPIO/SERIAL de 16 pines de entrada/salida de propósito general

• Puerto TIMER/PWM de 16 pines

• Puerto JTAG/EOnCE de 14 pines

• Puerto ADC de 10 pines

• Puerto de comunicación CAN (Controller Area Network)

• Puertos de 3.3, 5 y 9 V

• Led indicador de encendido

• 10 leds indicadores para propósitos del usuario

2.9.2. Descripción de la Tarjeta de Desarrollo 56F8300DEMO

La familia DSP56F8300 de Freescale Semiconductor son microcontroladores de

16-bits. Su poder de procesamiento combinado con la funcionalidad de un

microcontrolador y un juego flexible de periféricos, crea una solución sumamente

rentable proporcionada en una sola pastilla. El microcontrolador DSP56F8323 cuenta

con una capacidad de procesamiento de 60 MIPS (millones de instrucciones por

segundo) a 60 MHz, con memorias Flash y RAM para almacenamiento de programas y

datos, y puede operar hasta una temperatura de 125°C. El puerto de comunicación P1

(LPT o de impresora) de la tarjeta de desarrollo se utiliza para la carga y depuración de

programas, el puerto de comunicación serie SCI se emplea para la transmisión de datos

hacia un medio de visualización. Cuenta con un convertidor analógico a digital (ADC) de

12-bits que puede hacer dos conversiones simultáneamente y se puede sincronizar con

el módulo PWM [29, 30, 31, 32, 33].


57

Los módulos que se emplearon en la implementación del programa de control para

la prueba de la interfaz son los siguientes [34]:

• Control de Interrupciones

• Memoria Flash y RAM para el programa

• Puerto o Módulo PWM

• Convertidor Analógico-Digital (ADC)

• Circuito cuádruple temporizador comparador de propósito general

• Pines de entrada/salida de propósito general

• Puerto para carga y depuración de programas

• Interfaz de comunicación serie

Para mayor información a cerca del programa de control y la descripción de los

módulos antes mencionados dirigirse a [34].


58

CAPÍTULO 3

PROTECCIONES PARA LA INTERFAZ DE POTENCIA EN EL ACCIONAMIENTO DE UN MOTOR DE

INDUCCIÓN

En este capítulo se diseñan y describen los diferentes esquemas de protección

para la interfaz de potencia de un motor de inducción de 1.5 HP, así como la operación

y funcionamiento de éstos. Se parte de un diagrama a bloques del sistema completo de

las etapas principales. Los esquemas de protección que se diseñaron son, protección

por sobrecorriente, por sobretemperatura, por sobrevoltaje y de aislamiento.

3.1. Esquema a Bloques de la Interfaz de Potencia

En el diseño y la implementación de los esquemas de protección de la interfaz de

potencia se parte del diagrama a bloques de la figura 3.1 con el fin de llevar un orden

esquemático que ayude a visualizar cada módulo con sus respectivas protecciones. El

diagrama a bloques cuenta con los módulos siguientes [35]:

• Puente rectificador de potencia (convertidor CA-CD)

• Inversor trifásico (Convertidor CD-CA)

• Controlador de compuertas (Drive) para IGBT’s

• Optoacopladores

• Sensores (de temperatura, voltaje, corriente y velocidad)

• Microcontrolador DSP (el control)

• Motor de inducción


59

Figura 3.1. Esquema a bloques de los diferentes módulos que conforman la interfaz de potencia.

Como se puede ver en la figura 3.1, en el accionamiento de motores de corriente

alterna, en aplicaciones de velocidad variable, la conversión de la potencia de una

forma a otra, el aislamiento entre las etapas de control y potencia, el accionamiento de

compuertas de los convertidores y el sensado de algunas variables de control,

requieren diferentes dispositivos semiconductores, los cuales, al igual que al motor es

necesario proteger.


60

3.2. Protecciones en la Interfaz de Potencia

Debido al proceso de recuperación en sentido inverso de los dispositivos de

potencia y las acciones de conmutación del circuito, pueden presentarse voltajes

transitorios y condiciones de falla por cortocircuito en los circuitos convertidores, dando

como resultado un flujo excesivo de corriente por los dispositivos, causando el daño de

éstos o disminuyendo su vida útil; también el calor producido por las pérdidas en un

semiconductor, se debe disipar de manera que no se excedan las temperaturas de

trabajo máximas, especificadas por las hojas de datos de los dispositivos de potencia.

Estos dispositivos de potencia se protegen contra, avalancha térmica, con disipadores

de calor, altas tasas dv/dt y di/dt, con circuitos amortiguadores, estados transitorios por

recuperación inversa, con diodos, estados transitorios en el lado de la alimentación,

con varistores y sobrecorrientes en la alimentación del rectificador, con fusibles [6].

Los esquemas de protección para esta interfaz de potencia, se diseñaron tomando

en cuenta los diferentes estados transitorios, antes mencionados, que pueden ocurrir en

la operación, considerando la capacidad del motor, los requerimientos para la operación

de éste y las especificaciones de los fabricantes de cada dispositivo que compone la

interfaz. Estos esquemas se diseñaron de acuerdo al orden siguiente:

• Protección de Sobrecorriente

• Protección de Sobretemperatura

• Protección de Sobrevoltajes

• Protección por aislamiento

• Protecciones del circuito integrado IR2136

3.2.1. Protección de Sobrecorriente

La protección de sobrecorriente se diseña principalmente de acuerdo a la

corriente de arranque del motor y la corriente máxima que soporta el módulo inversor,


61

en este caso el motor de 1.5HP tiene una corriente nominal de 4.2A a 230V y una

corriente de arranque de 16A, de acuerdo a datos del fabricante. El módulo inversor

EMP25P12B seleccionado en el capítulo 2, soporta una corriente de 25A a 100°C, 50A

a 25°C y un transitorio de corriente de hasta 100A. Este módulo cuenta con

resistencias sensoras de 4mΩ que determinan la corriente a sensar. Con las

características anteriores se procede a buscar un sensor de corriente que cumpla

dichos requerimientos.

Haciendo una investigación con los diferentes fabricantes y proveedores de

semiconductores y de acuerdo con los requerimientos mencionados y el tipo de

aplicación, se busca un sensor de corriente que cumpla con éstos, y además, que

facilite la interfaz con el microcontrolador DSP para el procesamiento del sensado de la

corriente. Se encontró un sensor de corriente lineal IR2175 de International Rectifier.

3.2.1.1. Sensor de corriente IR2175

El sensor de corriente es un circuito integrado IR2175 de International Rectifier,

figura 3.2. Estos circuitos, están diseñados para transferir la información del sensado de

la corriente de la parte de alta potencia a la parte baja (Microcontrolador DSP) de un

circuito de accionamiento de motor, de tal manera, que esta información puede ser

procesada por circuitos de control [36].

Figura 3.2. Circuito integrado sensor de corriente IR2175.


62

3.2.1.2. Características del Sensor IR2175

• Canal flotado hasta +600 V.

• Integración monolítica (que esta hecha de una sola pieza, rígida, no flexible).

• Retroalimentación de corriente lineal a través de la resistencia shunt.

• Salida PWM digital directa para medición de la corriente.

• Baja corriente de alimentación del canal flotado “IQBS”, que permite el uso de una

fuente del tipo bootstrap.

• Señal de disparo de sobrecorriente de 2μs.

• Alta inmunidad al ruido en modo normal de operación.

• Protección de sobrevoltaje, para condición de cortocircuito del IGBT.

• Salidas open-drain.

3.2.1.3. Descripción del Sensor IR2175

El circuito integrado IR2175, es un sensor de corriente, diseñado para aplicaciones

de accionamiento de motores, que cuenta con ocho pines. El diagrama de conexión se

muestra en la figura 3.3, donde se identifica cada pin [36]:

Figura 3.3. Diagrama de conexión de los sensores de corriente IR2175.

Vcc Suministro de voltaje.

COM Tierra lógica.

V+ ó VIN+ Entrada de voltaje sensado, positivo.


63

VB Suministro de voltaje del lado alto.

Vs Retorno del lado alto.

PO Salida PWM digital.

OC Salida de sobrecorriente (Lógica Negativa).

NC No Conexión.

Estos sensores tienen la tecnología de aislamiento de alto voltaje para el

procesamiento de la señal. El formato de salida es un PWM para eliminar la necesidad

de una interfaz de entrada al A/D entre el microcontrolador y el sensor. La señal de

disparo de sobrecorriente OC , facilita la protección de cortocircuito de los IGBT's [37].

Las salidas PO y OC son open-drain, esta particularidad facilita cualquier interfaz

desde 3.3 a 15V [36].

3.2.1.4. Funcionamiento y Operación del esquema de protección de sobrecorriente con el Sensor IR2175

Este circuito integrado mide la corriente de fase del motor a través de resistencias

externa, R1, R2, y R3 de la figura 3.4 [20], y la corriente del bus de DC-, con una

resistencia sh. Estas resistencias sensan la caída de voltaje que es directamente

proporcional a la corriente, el circuito convierte esta señal de voltaje analógica, a digital

y la transfiere al lado del Microcontrolador DSP, el esquema completo se puede ver en

la figura 3.5.

Figura 3.4. Diagrama eléctrico del módulo inversor trifásico EMP25P12B de International Rectifier.


64

El disparo de sobrecorriente del circuito IR2175 opera con un nivel de voltaje de

260 mV, considerando este nivel de voltaje y el valor de las resistencias de 4mΩ con las

que cuenta el módulo de potencia inversor, se procede a calcular la corriente para la

cual se está protegiendo el módulo:

Am

mVI p 654

260=

Ω= (3.1)

Por tanto, la corriente de protección del módulo es de 65A, la cual esta dentro de

los rangos de corriente que éste soporta (transitorios de hasta 100 A), es decir, cuando

pase una corriente de 65A por la resistencia sensoras se tendrá una caída de voltaje de

260mV entre V+ y Vs, figura 3.5, entonces la señal de disparo de sobrecorriente OC

ocurre y se pone a tierra (cero).

Figura 3.5. Esquema de protección de sobrecorriente conectado a las resistencias sensoras del inversor.

Como la señal de salida es negada y open-drain [36], y la que se requiere para

desactivar el controlador de compuertas IR2136, mediante la terminal “ITRIP” es

positiva, ésta se invierte mediante un transistor PNP, como se ve en la figura 3.5.


65

Cuando ocurre un disparo por sobrecorriente, el transistor PNP conduce, enviando

el positivo de la fuente de 5V, a la terminal ITRIP. El circuito IR2136 hace la

comparación con un voltaje positivo de 0.5V, ver figura 2.23 en el capítulo 2. Como 5V

es mayor que 0.5V el controlador bloquea todas las salidas que controlan el

accionamiento de compuertas de los IGBT’s, protegiendo así los dispositivos.

3.2.2. Protección de Sobretemperatura

Debido a las pérdidas en estado activo y por conmutación, dentro del dispositivo

de potencia se genera calor. Este calor se debe transferir del dispositivo a un medio de

enfriamiento, para mantener la temperatura de operación en la unión dentro de los

límites especificado [6].

Se implementaron dos esquemas de protección de sobretemperatura:

• Por disipador de calor

• Y por medio de un termoresistor con el que cuenta el módulo inversor

3.2.2.1. Disipador de Calor

El calor debe pasar del dispositivo a su encapsulado y después al disipador o

radiador de calor en el medio de enfriamiento. La analogía eléctrica del dispositivo,

cuando está montado a un disipador de potencia se ve en la figura 3.6 [2, 6, 37].

(a) (b)

Figura 3.6. Analogía eléctrica de la transferencia de calor: (a) Estructura multicapa, (b) Circuito

equivalente basado en resistencias térmicas.


66

Donde:

PA =Son las pérdidas promedio de potencia en el dispositivo, W.

RJC =Resistencia térmica de unión a la caja, °C/W.

RCS =Resistencia térmica del encapsulado al disipador, °C/W.

RSA =Resistencia térmica del disipador al ambiente, °C/W.

TJ = Temperatura de la unión del dispositivo, °C.

TC = Temperatura del casco, °C.

TS = Temperatura del disipador, °C.

TA =Temperatura ambiente, °C.

La temperatura de unión de un dispositivo, TJ, se determina mediante la siguiente

ecuación:

)( SACSJCAJ RRRPT ++= (3.2)

Las resistencias RJC y RCS las especifican los fabricantes de los dispositivos. Una

vez conocidas las pérdidas de potencia PA, de la hoja de datos, se puede calcular la

resistencia térmica requerida por el disipador de calor, RSA, de la ecuación que

representa la diferencia de temperaturas desde la unión del dispositivo al ambiente [6]:

)( SACSJCAAJ RRRPTT ++=− (3.3)

De donde:

CSJCA

AJSA RR

PTTR −−

−= (3.4)

Se consulta la hoja de datos del módulo inversor y se tiene que [20]:

PA = 77 W, por cada Transistor.

RJC-T = 0.65 °C/W, por cada Transistor.

RCS = 0.03 °C/W, aplicando 0.1mm de grasa silicón.

TJ = 150 °C.

TA = 30 °C, se considera.

Por tanto, RSA por cada transistor es:

WCR TSA / 88.003.065.077

30150°=−−

−=−


67

También se tiene que considerar la resistencia térmica del diodo en antiparalelo

que tiene cada transistor, la cual es:

RJC-D = 0.95 °C/W, por cada Diodo [20].

Utilizando la ecuación (3.4), para cada diodo se tiene:

WCR DSA / 58.003.095.077

30150°=−−

−=−

Entonces, RSA por cada dispositivo con su respectivo diodo en antiparalelo es:

SA-DSA-TSA RRR += (3.5)

WCWCWCRSA / 46.1/ 58.0/ 88.0 °=°+°=

El resultado anterior se multiplica por seis debido a que se tienen seis IGBT’s con

sus respectivos diodos, como se ve en la figura 3.4, y la resistencia total es:

WCWCRSA / 76.8)6)(/ 46.1( °=°=

Con este valor de resistencia térmica se busca en el mercado un disipador que

cumpla como mínimo con esta especificación. El disipador empleado en este diseño se

muestra en la figura 3.7.

Figura 3.7. Disipador de calor.


68

3.2.2.2. Termoresistor del Módulo de Potencia

En la estructura interna del módulo de potencia inversor, se tiene un termoresistor,

Th+ y Th- en la figura 3.4, con un coeficiente térmico negativo, que sirve para la

protección de sobretemperatura en la placa del módulo [20, 37].

Primeramente se fija la temperatura a la cual se quiere proteger el módulo de

potencia, para este caso 100°C, de [20], con este valor se va a la curva de la figura 3.8

dada por el fabricante, y se obtiene el valor de 500Ω del termoresistor a esta

temperatura [20].

Figura 3.8. Resistencia térmica vs Temperatura de la placa del módulo EMP25P12B.

Después se hace un divisor de voltaje, como se muestra en la figura 3.9. Este

divisor de voltaje se hace de tal forma que cuando el termoresistor sense una

temperatura de 100°C, su valor será de 500Ω, esto implica que en la resistencia de

330Ω de la figura 3.9, haya una caída mayor a 0.5V, que será comparada con los 0.5V

del controlador de compuertas, por tanto, el comparador manda bloquear las salidas

PWM, no hay conmutación en las compuertas de los IGBT’s y el sistema se bloquea.


69

La resistencia de 330Ω se fija en un valor comercial y la caída de voltaje en ella se

ajusta con el potenciómetro.

Figura 3.9. Circuito Divisor de voltaje para la protección de sobretemperatura.

3.2.3. Protección de Sobrevoltaje

En los dispositivos de potencia pueden presentarse voltajes transitorios debido a

las acciones de conmutación del circuito, causando el daño de éstos o disminuyendo su

vida útil. Por tanto, es necesario implementar protecciones de sobrevoltaje. En este

trabajo se diseñaron principalmente dos protecciones de sobrevoltaje:

• Circuitos Amortiguadores o Circuitos de Snubber.

• Protección de Sobrevoltaje debido al Frenado Dinámico.

3.2.3.1. Circuitos Amortiguadores o Circuitos de Snubber

La función de un circuito de snubber, también llamados circuitos de ayuda a la

conmutación, es reducir el estrés eléctrico en los dispositivos durante la conmutación en

un convertidor a niveles que están dentro de los límites especificados del dispositivo, es

decir [2]:


70

• Limita el voltaje aplicado al dispositivo durante los transitorios de apagado.

• Limita las corrientes del dispositivo durante los transitorios de encendido.

• Limita la pendiente di/dt en el dispositivo al encendido.

• Limita la pendiente dv/dt en el dispositivo al apagado.

La necesidad de los circuitos de snubber se presenta cuando las inductancias

parásitas debido al propio alambrado del circuito están presentes en diferentes partes

de éste en un convertidor. Para entender esta necesidad se muestra un convertidor sin

éstos circuitos en la figura 3.10(a) [2].

a) b)

c)

Figura 3.10. Circuito de un convertidor mostrando: a) las inductancias parásitas, b) Trayectoria de

conmutación y c) Formas de onda de corriente y voltaje durante el encendido y el apagado del transistor.


71

Inicialmente, el transistor está conduciendo e iC=I0. Durante el apagado, en t=t0, el

voltaje del transistor empieza a subir, figura 3.10(c) pero la corriente en varias partes

del circuito permanece constante hasta t1, cuando el diodo de libre camino Dfwd empieza

a conducir. Entonces la corriente del transistor empieza a decrecer hasta t2. La razón a

la cual decrece se determina por las propiedades del transistor y su accionamiento [2].

El voltaje del transistor se puede expresar como sigue:

dtdi

dCEcLVv −= (3.6)

Donde:

L= L1 + L2 +…

La presencia de inductancias parásitas da como resultado sobrevoltajes debido a

que dic /dt es negativo. En t2, el voltaje baja a Vd y permanece constante.

Durante la transición de encendido, la corriente del transistor empieza a subir en t3.

La ecuación (3.6) todavía es válida pero debido al dic /dt positivo el voltaje del transistor

vCE es ligeramente menor que Vd. Debido a la corriente de recuperación inversa del

diodo de libre camino, iC excede I0. La recuperación del diodo de libre camino en t4 y el

voltaje en el transistor decrece a cero en t5, a una razón también determinada por las

propiedades del dispositivo [2].

Estas formas de onda de conmutación se pueden ver comparadas con el punto de

conmutación ideal como se muestra en la figura 3.10(b), La línea punteada representa

el punto de conmutación ideal para el encendido y el apagado asumiendo que no hay

inductancias parásitas y que no hay corriente de recuperación inversa en el diodo de

libre camino. También, se puede ver que el transistor experimenta alto estrés en el

encendido y en el apagado cuando el voltaje y la corriente están simultáneamente

arriba causando una alta disipación de potencia instantánea. Las inductancias parásitas

dan como resultado un sobrevoltaje por arriba de Vd, y la corriente de recuperación

inversa del diodo de libre camino causa sobrecorrientes por arriba de I0 [2].


72

3.2.3.1.1. Clasificación de los circuitos de snubber

Los circuitos de snubber se pueden clasificar de distintas formas, snubbers R-C

en serie no polarizados, snubbers R-C polarizados y snubbers L-R polarizados [2].

Otra clasificación hace referencia a si la energía almacenada en los snubbers se disipa

en una resistencia, snubbers disipativos, o si dicha energía se transfiere a la fuente

primaria o a la carga, snubbers no disipativos.

En aplicaciones con transistores también hay diferentes clasificaciones:

Se pueden dividir en dos tipos, snubbers individuales donde el circuito va

conectado en cada IGBT, figura 3.11 y snubbers de una pieza donde el circuito va

conectado en el bus de la fuente de CD, figura 3.12 [38]. Estos a su vez se dividen en:

• Snubbers individuales 1. Circuito de snubber RC.

2. Circuito de snubber RCD de carga y descarga.

3. Circuito de snubber RCD supresor en la descarga.

• Snubbers de una pieza 1. Circuitos de snubber C.

2. Circuitos de snubber RCD.

Figura 3.11. Circuitos de snubbers individuales: a) Circuito de snubber RC, b) Circuito de snubber RCD

de carga y descarga y c) Circuito de snubber RCD supresor en la descarga.


73

Figura 3.12. Circuitos de snubbers de una pieza: a) Circuitos de snubber C, b) Circuitos de snubber RCD.

Otra de las clasificaciones en aplicaciones con transistores son, snubbers para el

apagado, turn-off y snubbers para el encendido, turn-on. Estas dos últimas

clasificaciones son empleadas en convertidores.

Como se puede ver estos circuitos se clasifican de diferentes formas pero

finalmente todas las clasificaciones se resumen en las figuras 3.11 y 3.12, solo que los

diferentes autores las clasifican según la aplicación y/o el tipo.

En este trabajo se implementó específicamente la red de snubber de la figura

3.11(b) y 3.12(a) las cuales se recomiendan para la protección de inversores trifásicos a

IGBT’s en el apagado y en el encendido de los transistores. También, se dejó el arreglo

para la implementación de la red de la figura 3.12(b).

3.2.3.1.2. Cálculo del circuito de snubber

El valor para los componentes del circuito de snubber se puede calcular de las

siguientes expresiones [39]:

El capacitor de snubber es:

2

20

)( CCpk

ssn VV

ILC−⋅

= (3.7)


74

La resistencia de la red de snubber es:

)6(1

swsnsn fC

R⋅⋅

= (3.8)

Y las pérdidas en la resistencia de snubber son:

2)( 22

swCCpksnR

fVVCP

⋅−⋅= (3.9)

Donde:

Ls = Son las inductancias parásitas del circuito principal.

I0 = La corriente máxima de conmutación o de colector del IGBT.

fsw = La frecuencia de conmutación.

Vcc= El voltaje en el bus de CD.

Vpk= El voltaje pico máximo del capacitor de snubber.

En este diseño se tienen los datos siguientes:

I0 = 5 A, corriente de colector máxima de los IGBT’s.

fsw = 16 kHz, frecuencia de conmutación de los IGBT’s.

Vcc= 310 V, es el voltaje que se tiene en bus de la fuente de CD.

Vpk= 350 V, se considera este valor como pico máximo permisible en Csn.

Para el cálculo de Ls se utilizó la fórmula para calcular la inductancia en un tramo

de alambre recto [40, 41].

( )⎥⎥⎦

⎤

⎢⎢⎣

⎡

⎭⎬⎫

⎩⎨⎧

−⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛ ∗∗= 75.04log)3.2(002.0

φC

csLLL (3.10)

Donde:

Ls = Inductancia, en μH.

LC = Longitud del cable, en cm.

φ= Diámetro del cable, en cm.

Para este caso se tiene una longitud de cable LC= 20 cm de calibre #12, con un

diámetro φ =2.052 mm= 0.2052 cm, desde el capacitor del bus de CD de la fuente hasta

el módulo de IGBT’s, por tanto Ls de la ecuación (3.10) es:


75

( ) ⎥⎦

⎤⎢⎣

⎡

⎭⎬⎫

⎩⎨⎧

−⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ ∗

∗= 75.02052.0

204log)3.2(20002.0sL

( ) ( ) [ ]12.389log)3.2(04.0=sL

( )[ ] HLs μ2383.0)59.2)(3.2(04.0 ==

Con los datos anteriores ya se puede calcular el circuito de snubber. Sustituyendo

en la ecuación (3.7), se tiene:

FFFxCsn μμ 01.0003.0000000003.0)310350(

)5()102383.0(2

26

≈==−

⋅=

−

La resistencia es:

[ ] Ω≈Ω== − kxx

Rsn 11042)1016)(1001.0)(6(

136

Se recomienda que el valor de la resistencia de snubber sea ligeramente menor o

igual a este valor, ya que si se pone muy por debajo la corriente del circuito oscilará y el

pico de la corriente de colector del IGBT en el apagado incrementará [38].

De la ecuación (3.9), la potencia disipada por la resistencia es:

WWxxPR 211.22

)1016)(310350)(1001.0( 3226

≈=−

=−

Por tanto, el circuito o red de snubber estará compuesto por un capacitor y una

resistencia de:

Csn= 0.01μF/400V

Rsn= 1kΩ, a 2W

Y un diodo con las características que se recomiendan a continuación.

3.2.3.1.2.1. Selección del diodo de snubber

Un transitorio de voltaje de polarización directo en el diodo de snubber es un factor

que puede causar un pico de voltaje en el apagado del IGBT. Si el tiempo de

recuperación inversa de este diodo es muy grande, la disipación de potencia (pérdidas)

será mucho más grande durante la conmutación a altas frecuencias. Si la recuperación


76

inversa del diodo es muy fuerte, el voltaje colector-emisor del IGBT oscilará

drásticamente.

Por tanto se debe seleccionar un diodo de snubber que tenga bajo transitorio de

voltaje de polarización directo, y que sea de recuperación inversa rápida o ultra-rápida

[38].

3.2.3.1.2.2. Capacitor de desacople para el bus de CD

Como se puede ver en la figura 3.12(a), el capacitor de desacople forma parte de

los circuitos de snubber. Este capacitor se usa para dar un lazo no inductivo durante la

conmutación de los IGBT’s, elimina transitorios de voltaje y ayuda a disminuir el rizado

en las formas de onda del circuito [39].

La magnitud de voltaje transitorio en las terminales de CD depende de la energía

atrapada en las inductancias parásitas del circuito, Ls, por esta razón el capacitor de

desacople debe ser montado directamente en las terminales del módulo, como se

muestra en la figura 3.12(a), [39].

Se puede calcular de la ecuación (3.7) igual que se calcula el capacitor de

snubber, sin embargo [38] recomienda un valor de 0.47μF para esta aplicación.

La implementación de los circuitos de snubber y capacitor de desacople se

muestran en la figura 3.13.

Figura 3.13. Circuitos de snubber y capacitor de desacople implementados en el inversor.


77

3.2.3.2. Protección de Sobrevoltaje debido al Frenado Dinámico

En aplicaciones de velocidad variable, un motor de inducción puede funcionar

como generador al momento en que es desacelerado, es decir, tiene un par

electromagnético negativo y pasa de la zona de motor a generador, por tanto, induce un

voltaje hacia la fuente, lo que ocasiona que el capacitor del bus CD, figura 3.14, se

sobrecargue y haya un exceso de voltaje en este. Por tal razón, es necesario disipar

esa energía que el motor entrega hacia la fuente.

Figura 3.14. Esquema de protección de sobrevoltaje en el frenado dinámico.

Se hace un arreglo como el que se muestra en la figura 3.14, primero se fija el

voltaje máximo al que se debe cargar el capacitor (360 V), luego se hace un divisor de

voltaje en R1 de tal forma que cuando en las terminales del capacitor haya 360V en R1

habrá 5V, si el voltaje se va por encima de 360V implica que en R1 habrá más de 5V. El

circuito comparador con histéresis detectara la diferencia de voltaje y a la salida tendrá

un cero debido a que es a colector abierto, por tanto, cuando hay esta diferencia de

voltaje la salida se pone a tierra. En la entrada LIN del controlador IR2102 habrá un

cero, pero debido a que es negada a la salida LO se tendrá un 1 (uno). El transistor

entra en conducción y la resistencia Rf, empieza a disipar la energía entregada por el

motor, en modo generador.


78

3.2.4. Protección por Aislamiento

Los optoacopladores son una protección para la etapa de control del

microcontrolador DSP y la PC ya que aíslan las salidas de los circuitos PWM del circuito

de potencia. Este aislamiento se requiere debido a que el microcontrolador no trabaja a

las corrientes y potencias que trabajan los motores. El esquema de la protección por

aislamiento se muestra en la figura 3.15.

150pF

150pF

150pF

150pF

330Ω

2.2kΩ 0.1uF

0.1uF

0.1uF

234

1 8765

OPTO1

234

1 8765

OPTO2

234

1 8765

OPTO3

+ 5V -

IR2136

IR2136

IR2136

150pF

150pF

2.2kΩ

2.2kΩ2.2kΩ

2.2kΩ2.2kΩ

330Ω

330Ω

330Ω

330Ω

330ΩVss

Referencia (GND) del DSP

Seis entradas PWM del DSP

Figura 3.15. Diagrama eléctrico de los optoacopladores.

Se tienen tres optoacopladores, a cada optoacoplador llegan dos señales PWM de

3.3V y la referencia que vienen del microcontrolador DSP. Estos dispositivos se

alimentan con una fuente de 5V. A la salida se tiene un PWM de 5V referenciado a las

fuentes de 5V y a la de 15V que alimenta al circuito integrado IR2136 (Vss). La

frecuencia de los PWM’s que manda el microcontrolador a los optoacopladores es de

16kHz. Por tanto, los PWM’s a la salida del optoacoplador tienen la misma frecuencia.

La señal de 5V a la salida de los optoacopladores es invertida en comparación a los

3.3V de entrada, es decir, si en la entrada se tiene un alto a la salida se tendrá un bajo.


79

En los optoacopladores se combina un diodo emisor de luz infrarroja ILED y un

fototransistor de silicio. La señal de entrada se aplica al ILED y la señal de salida se

toma del fototransistor. Los valores típicos de tiempo de encendido ton son de 2 a 5μs, y

de tiempo de apagado toff son de 300ns. Los fototransistores requieren una fuente por

separado, lo que aumenta la complejidad, el costo y el peso de los circuitos excitadores

[6].

3.2.5. Protecciones del Controlador de Compuertas IR2136

El circuito controlador de compuertas IR2136 cuenta con varias protecciones

internas. Cuenta con una función para bloquear simultáneamente las seis salidas en

caso de falla. Un estado de falla open-drain indica que ocurrió una falla por

sobrecorriente o un cierre por caída de voltaje en la fuente que lo alimenta [21].

Las condiciones de falla de sobrecorriente son limpiadas automáticamente

después de un retraso programado vía una red RC conectada en la entrada RCIN que

se le implementa al circuito, figura 3.16. El tiempo de eliminación de falla TFLTCLR, es de

2ms [21].

Figura 3.16. Controlador de compuertas con sus diferentes dispositivos auxiliares.


80

Este controlador dispone de una salida llamada FAULT que indica falla por

sobrecorriente o sobretemperatura o que ha ocurrido un paro por un bajo voltaje de la

fuente que alimenta a la pastilla [21]. La salida está conectada a un arreglo resistencia-

led, como se ve en la figura 3.16; el LED se enciende cuando se presenta cualquiera de

las fallas antes mencionadas.

La entrada analógica ITRIP le indica a la pastilla que se ha presentado una falla de

sobrecorriente o sobretemperatura desactivando las salidas PWM que accionan los

IGBT’s y activando la señal de falla FAULT.

El controlador de compuertas IR2136 requiere capacitores de desacople, así

como, un capacitor Cbs (entre Vb y Vs) y un diodo de bootstrap que sirven como fuente

para el lado alto de los IGBT’s del módulo inversor, este cálculo se puede ver en el

capítulo 2.

El capacitor de desacople de Vcc a COM es al menos diez veces mayor que el

capacitor de bootstrap Cbs debido a que soporta ambos buffers, la salida del lado bajo y

la recarga del capacitor Cbs [24].


81

CAPÍTULO 4

DISEÑO DEL CIRCUITO IMPRESO PARA LA INTERFAZ DE POTENCIA

En este capítulo se definen las reglas para el diseño del circuito impreso, se dan

las principales sugerencias de diseño que recomiendan los fabricantes, se muestra el

diagrama eléctrico del sistema completo, los diagramas esquemáticos, los diagramas

del circuito impreso por ambas caras con componentes, el circuito impreso físicamente

con y sin componentes y el impreso montado al sistema.

4.1. Diseño del Circuito Impreso Asistido por Computadora

En el diseño del circuito impreso intervienen factores como, dispositivos a emplear,

dimensiones de éstos, conocimiento de la herramienta, software, para el diseño de

diagramas esquemáticos e impresos, reglas y normas básicas de diseño. Se consultan

hojas de datos, notas de aplicación y sugerencias de diseño de cada fabricante de los

dispositivos.

Un circuito impreso está constituido por una placa aislante, y una o varias capas

de conductores planos metalizados cuyo objeto es realizar las conexiones eléctricas

entre el conjunto de los componentes electrónicos dispuestos en su superficie, figura

4.1 [42].


82

Figura 4.1. Circuito Impreso en una placa aislante de fibra de vidrio.

El término normalizado que designa a este componente es placa impresa, pero

comúnmente se emplea circuito impreso. Igualmente, en inglés el término "Printed

Circuit Board" es de uso común, mientras que "printed circuit" se emplea prácticamente

solo para referirse a la técnica de la fabricación de una placa impresa.

Sobre la placa se dibujan "trazos" e "islas" de cobre las cuales forman el trazado de

dicho circuito [43]. Cada trazo o línea se denomina "pista", la cual puede ser vista como

un cable que une dos o más puntos del circuito. Cada círculo o cuadrado con un orificio

central donde el terminal de un componente será insertado y soldado se denomina "isla"

o "pad" [43].

Además de pistas e islas sobre un circuito impreso se pueden escribir leyendas o

hacer dibujos. Esto es útil, por ejemplo, para señalar que terminal es positivo, hacia

donde se inserta un determinado componente o incluso como marca de referencia del

fabricante [43].

Los términos técnicos empleados en este capítulo están definidos en el glosario de

este trabajo.


83

4.2. Clasificación de Circuitos Impresos

Existen varios tipos de circuitos impresos, de simple capa, también llamado de

una sola cara, de doble cara, multicapa, flexible, rígido, flexo-rígido, de orificios

metalizados, etc. [42].

Otras clasificaciones de un circuito impreso son:

1. De acuerdo al tipo de placa [44]:

• Protoboard

• De matriz de puntos

• Placa de circuito impreso

2. Dependiendo del material de la placa [44]:

• Baquelita

• Fibra de vidrio

• Teflón

3. Desde el punto de vista del montaje se pueden clasificar en [45]:

• Mixtos, que contienen componentes de montaje superficial (SMD) y de

montaje insertable.

• Que solo contienen componentes SMD.

• Que solo contienen componentes insertables.

La más utilizada es el tipo fibra de vidrio, por su calidad y economía. La baquelita

está descontinuada, puesto que es más frágil que las otras y de peor calidad.

Las placas de teflón son realmente buenas, pero también muy caras. Son de

resistencia mecánica alta, y lo mejor de todo, no tienen esa tendencia a absorber la

humedad que tienen los otros tipos (higroscopia) y que, dada las distancias tan cortas

entre pista y pista, puede ocasionar algún problema de conductividad indeseable [44].

En este trabajo se emplea un circuito impreso con placa de fibra de vidrio con

componentes insertables a dos caras.


84

4.3. Reglas a Considerar en el Diseño de un Circuito Impreso

A continuación se enlistan algunas reglas a considerar que recomiendan los

fabricantes y diseñadores de circuitos impresos [46, 47]:

1. Cuando más cortas sean las pistas y más simple la distribución de

componentes, mejor resultará el diseño.

2. No se realizaran pistas con ángulos de 90°, cuando sea preciso efectuar un

giro en una pista se hará con dos ángulos de 135°. Si es necesario ejecutar

una bifurcación en una pista, se hará suavizando los ángulos, figura 4.2(a).

(a) (b)

Figura 4.2. Reglas para el diseño de pistas con ángulos de 90° y distancias entre pistas.

3. Entre pistas próximas y entre pistas y puntos de soldadura, se dejará una

distancia que dependerá de la tensión eléctrica que se prevea entre ellas; como

norma general se dejará una distancia mínima de unos 0.8mm en caso de

diseños complejos se podrá disminuir hasta 0.4mm, figura 4.2(b).

4. Los puntos de soldadura consistirán en círculos cuyo diámetro será al menos el

doble del ancho de la pista que en él termina.

5. El ancho de las pistas dependerá de la intensidad de corriente que vaya a

circular por ellas. Se tendrá en cuenta que 0.8mm puede soportar,

dependiendo del espesor de la pista, alrededor de 2A; 2mm unos 5A; y 4.5mm,


85

unos 10A. En general, se deben realizar pistas de unos 2mm aproximadamente

[46]. Los espesores de las pistas recomendados para cierta cantidad de

corriente se muestran en la tabla 4.1 [48].

Tabla 4.1. Espesores de pista recomendados para conducir la corriente que se indica.

Espesor de Pista [pulgadas] Corriente [A]

0.010 0.3

0.015 0.4

0.020 0.7

0.025 1.0

0.050 2.0

0.100 4.0

0.150 6.0

6. Entre pistas próximas y entre pistas y puntos de soldadura, se dejará una

distancia que dependerá de la tensión eléctrica que se prevea existirá entre

ellas; como norma general se dejará una distancia mínima de unos 0.8 mm

[46].

7. La distancia mínima entre pistas y los bordes de la placa será 2 décimas de

pulgada, aproximadamente unos 5 mm [46].

8. Todos los componentes se colocan paralelos a los bordes de la placa [46].

9. No se pueden colocar pistas entre los bordes de la placa y los puntos de

soldadura de terminales de entrada, salida o alimentación [46].

10. No se pasarán pistas entre dos terminales de componentes activos

(transistores, tiristores, etc.) [46].

11. Se debe prever la sujeción de la placa a un chasis o caja; par ello se dispondrá

de un barreno en cada esquina de la placa [46].

12. Como norma general se debe dejar una o dos décimas de pulgada de patilla

entre el cuerpo de los componentes y el punto de soldadura correspondiente

[46].


86

4.4. Puntos Críticos en el Diseño de Circuitos Impresos

En todo diseño de circuito impreso hay siempre puntos críticos como, cruzamiento

de pistas, pistas largas, capacidad de la corriente en las pistas y componentes fuera de

placa. A continuación se dan puntos de vista y solución a estos problemas:

4.4.1. Cruzamiento de Pistas

Los cruzamientos que no tengan solución se pueden resolver de otra manera, por

ejemplo mediante un puente entre los dos extremos por el lado de los componentes

[49].

4.4.2. Pistas Largas

Las pistas muy largas o con excesivas curvas pueden influir negativamente.

Pueden afectar al funcionamiento y provocar un colapso en algunos integrados por la

resistencia que ofrecen las pistas [49].

Así que, es preferible en vez de colocar una pista única para alimentar diversos

integrados colocar una región común. También se puede evitar el colapso con unos

capacitores llamados de "desacople". Éstos suelen ser cerámicos de 100nF y se

colocan lo más cerca posible a los integrados [49].

4.4.3. Intensidad de Corriente

En los circuitos como fuentes de alimentación, amplificadores y transmisores,

existen puntos en que la corriente puede llegar a tener un valor por encima de 1A o 2A,

las pistas de cobre en la placa son sumamente finas, pueden romperse al pasar una

corriente muy grande, de modo que su capacidad de conducción depende del espesor

de la pista y se debe de tomar en cuenta cuando se diseñan [49].


87

4.4.4. Componentes Fuera de la Placa

No todos los componentes se pueden montar dentro de la placa, tales como

transformadores y dispositivos de potencia que necesiten de disipadores. Estos se

pueden colocar a través de cables [49].

4.5. Recomendaciones y Sugerencias de Diseño en el Accionamiento de IGBTs

4.5.1. Distancia de los Voltajes del Lado Alto y Bajo en el Controlador de Compuertas

Para minimizar el acoplamiento de ruido entre las señales referenciadas a tierra y

las flotadas, se recomienda colocar los componentes ligados al voltaje flotado en el lado

alto del dispositivo (en VB, VS), mientras que los referenciados en el lado bajo [26].

4.5.2. Plano de Tierra

El plano de tierra no debe ser colocado bajo o cerca del lado flotado de voltaje

para minimizar acoplamiento de ruido [26].

4.5.3. Lazos del Accionamiento de Compuertas

Los lazos de corriente se comportan como una antena y pueden recibir y transmitir

ruido. Para reducir este ruido y mejorar el desempeño de encendido y apagado de los

dispositivos de potencia, los lazos del accionamiento de compuerta deben ser reducido

tanto como sea posible. La figura 4.3 muestra los lazos de compuerta del lado bajo y

alto. Sin embargo, la corriente puede ser inyectada por la capacitancia parásita

colector-compuerta del IGBT. La autoinductancia parásita del lazo de compuerta

contribuye a desarrollar un voltaje en compuerta-emisor aumentando la posibilidad del

efecto de autoencendido. Por esta razón se recomienda poner las resistencias de

"gate" como se ve en la figura y minimizar el área del lazo [26].


88

Figura 4.3. Lazo del accionamiento de compuertas en aplicaciones con IGBTs.

4.5.4. Capacitores de suministro del controlador de compuertas

Los capacitores de suministro deben colocarse tan cerca como sea posible de los

pines del dispositivo VCC y VSS para la fuente referenciada a tierra, VB y VS para la

fuente flotada, para minimizar inductancias y resistencias parásitas [26].

4.6. Factores que Influyen en el Precio de un Circuito Impreso

Para minimizar el precio de un circuito impreso se deben considerar los factores

siguientes [50]:

• Tamaño

• Número de caras

• Cantidad de perforaciones

• Cantidad de Medidas de brocas

• Espesor mínimo de las pistas

Por tanto, es importante que la distribución de componentes tenga la ubicación

más conveniente y que la cantidad de perforaciones y el número de brocas a emplear

sean minimizados.


89

4.7. Medios Necesarios para Realizar el Diseño de un Circuito Impreso por Software

1. Primeramente se debe tener la información técnica de cada componente, así como,

los voltajes de alimentación y corrientes que circularán en el impreso.

2. Se debe disponer de un software para diseño de circuitos impresos (Tango, Eagle

de Cadsoft, Protel, etc.) [46].

3. Se debe dibujar un esquema eléctrico. Éste consiste en una representación de

símbolos normalizados unidos por líneas que representan las conexiones. A lado

de cada componente se debe reflejar la denominación de referencia y

opcionalmente, el valor del componente [46]. Siempre se debe tener a la mano los

componentes electrónicos a montar sobre el circuito y/o las hojas de datos para

poder ver el espacio físico que requieren, así como, la distancia entre cada una de

sus terminales [43].

4. Después de terminar el esquema eléctrico se diseña el PCB. En este paso se

conectan todos los dispositivos por medio de pistas. Se verifican las dimensiones

de cada dispositivo, es decir, que coincidan las dimensiones dibujadas con las

dimensiones físicas y se verifican las reglas de diseño.

5. Por ultimo, se generan los archivos "Gerber". Éste es el estándar más confiable

para transferir la información necesaria y precisa para fabricar un PCB. Son

archivos en formato ASCII con coordenadas e instrucciones muy simples,

concebidas para manejar máquinas de manufactura asistida por computadora

(CAM), este archivo contiene toda la información para las capas de cobre,

serigrafía y máscara antisoldante. Con los años este formato se ha convertido en

un estándar en la industria electrónica mundial [51].

Los archivos "gerber" se generan debido a que una empresa de servicios que

fabrica PCBs para varias empresas no es capaz de manejar eficientemente la enorme

cantidad de formatos provenientes de las distintas herramientas CAD para diseñar

PCBs. Sin embargo, todo software de diseño de PCBs, antiguo o moderno, es capaz de


90

generar archivos "gerber" [51]. Intentar realizar el pos-procesamiento a partir de

archivos propios del software de diseño, típicamente con extensión ".pcb", resulta a

menudo riesgoso y enfrenta con una serie de imprecisiones que obliga a asumir

suposiciones a las empresas de servicios de PCB. En la fabricación de PCBs de calidad

no se admiten suposiciones [51].

4.8. Información que se Requiere para la Fabricación de Circuitos Impresos Para la fabricación de circuitos impresos es necesario especificar detalladamente

la mayor información posible, como por ejemplo:

• Material utilizado

• Dimensiones del PCB (largo x ancho)

• Número de caras o capas

• Diámetros de barrenos

• Espesor mínimo de pistas

• Separación mínima entre pistas

• Cantidad de PCBs a producir

• Archivos Gerber

4.9. Montaje de los componentes en un Circuito Impreso

Hay una regla básica que siempre se recomienda seguir. Montar primero los

componentes de menor espesor, comenzando si los hay por los puentes de alambre.

Luego le siguen los diodos, resistencias, pequeños capacitores, transistores, pines de

conexión y bases de circuitos integrados. Cuando se está en la etapa de desarrollo, es

bien visto montar bases para los circuitos integrados, debido a que cuando sea

necesario reemplazarlos, no se requerirá usar un cautín. Además, el desoldar y soldar

una plaqueta hace que la pista vaya perdiendo adherencia al plástico y al cabo de

varias reparaciones el "pad" sede al igual que las pistas que de él salen [43].


91

4.10. Diagramas Eléctricos del Sistema a Montar en el Circuito Impreso

En el diseño de la interfaz de potencia de este trabajo, primeramente se hizo el

diagrama eléctrico del sistema a montar en el circuito impreso, figura 4.4 y 4.5. En ellos

se muestran los arreglos, las capacidades, los voltajes de alimentación de cada

esquema y las conexiones eléctricas de cada uno de los dispositivos.

Figura 4.4. Diagrama eléctrico del sistema a montar en el circuito impreso.

Los diagramas de las fuentes de alimentación que van montadas en el circuito

impreso, excepto los transformadores, para los diferentes integrados, tales como,

controlador de compuertas, sensores de corriente, optoacopladores, transistor PNP de

la protección de sobrecorriente y una fuente para propósitos generales se pueden ver

en la figura 4.5.


92

Figura 4.5. Diagrama eléctrico de las fuentes de alimentación montadas en el impreso.

Estas fuentes de alimentación están constituidas por diferentes elementos

dependiendo que salida de voltaje se requiera. En las fuentes de 5V se tiene un

transformador de 9V, un puente rectificador monofásico, un capacitor de 470 μF para el

filtrado a la salida del rectificador, un regulador de voltaje L7805, un capacitor de

desacople de 0.1 μF y un arreglo resistencia-led para indicar cuando la fuente está

energizada.

Para las fuentes de 15V se tienen los mismos arreglos pero cambian los valores

de los dispositivos como se ve en la figura 4.5.


93

4.11. Diagramas Esquemáticos del Sistema

El software utilizado para el diseño del circuito impreso es el Protel 99se. En este

programa primeramente se diseña el diagrama esquemático. Se puede hacer en una o

en varias hojas dependiendo la cantidad de dispositivos que se tenga. Las hojas de

diseño de esquemáticos tienen extensión ".sch". En este trabajo se realizaron tres hojas

de diseño debido a la cantidad de componentes que se tiene, figura 4.6, 4.7, y 4.8.

C3470uF

C8

0.1uF

R3330 ohms

C41000uF

C9

0.1uF

R41K

IN1

2

OUT 3

GND

REG4 7815

C21000uF

C7

0.1uF

R21K

IN1

2

OUT 3

GND

REG2 7815

123456789

10

CON1

C11000uF

C6

0.1uF

R11k

IN1

2

OUT 3

GND

REG1 7815

C5470uF

C10

0.1uF

R5330 ohms

IN1

2

OUT 3

GND

REG5 7805

REG +15V

REG -

SENSOR +15V

SENSOR -

TRANS +5V

TRANS -

Vcc +15V

Vss

LED1LED

LED2LED

LED3LED

LED4LED

LED5LED

+5V

AC

1

V+ 2

AC

3

V-4

U1Bridge1

AC

1

V+ 2

AC

3

V-4

U2Bridge1

AC

1

V+ 2

AC

3

V-4

U3Bridge1

AC

1

V+ 2

AC

3

V-4

U4Bridge1

AC

1

V+ 2

AC

3

V-4

U5Bridge1

OPTO-

IN1

2

OUT 3

GND

REG3 7805

1 2

JP1JUMPER

1 2

JP2JUMPER

1 2

JP3JUMPER

1 2

JP4JUMPER

1 2

JP5JUMPER

Figura 4.6. Diagrama esquemático de las fuentes de alimentación montadas en el circuito impreso.

En la figura 4.6, se muestran las fuentes de 15V para la alimentación del

controlador de compuertas IR2136 y los sensores de corriente IR2175, las fuentes de

5V para los optoacopladores y el transistor PNP de la protección de sobrecorriente y

una fuente para propósitos generales. En total se tienen cinco fuentes.


94

En la figura 4.7, se muestra el diagrama esquemático de los sensores de corriente.

Las puntas de línea con leyendas rojas son conexiones que van a otros puntos con el

mismo nombre, ya sea en la misma hoja, o en otras hojas de esquemáticos que están

dentro del mismo proyecto, es decir, todas las leyendas con el mismo nombre tienen el

mismo punto de conexión. Esto permite hacer conexiones sin la herramienta

"PlaceWire" de Protel, y aunque los dispositivos no estén conectados por medio de una

línea, se reconocen como una conexión cuando se exportan a la hoja de "pcb".

TRANS1PNP

R9

18 ohm

D3NTE575

C111uF

R10

18 ohm

D5NTE575

C121uF

R11

18 ohm

D7NTE575

C131uF

R12

18 ohm

D9NTE575

C141uF

R610K

R710K

R810K

D110BF20

TRANS +5V

SENSOR +15V

SENSOR -

SH+

SH-

R3-

R3+

R2-

R2+

R1-

R1+

COM

ITRIP

D4

D6

D8

1234

J1

CON4

S1

S2

S1

S2S3

S4

S3

S4 11

22

33

44 5 56 67 78 8U9

IR2175

11

22

33

44 5 56 67 78 8U8

IR2175

11

22

33

44 5 56 67 78 8U7

IR2175

PUENTE1

0 ohms

PUENTE2

0 ohms

PUENTE3

0 ohms

PUENTE4

0 ohms

11

22

33

44 5 56 67 78 8U6

IR2175

TRANS -

D2

Figura 4.7. Diagrama esquemático de los sensores de corriente IR2175, hecho en Protel.

En la figura 4.8, se muestra el controlador de compuertas IR2136 con todos sus

componentes auxiliares, el inversor, que se representa con un rectángulo llamado

"INVER1", la protección de sobrevoltaje en la conmutación o redes de snubber, el

esquema de protección de sobretemperatura y el esquema de optoacopladores. Se

puede ver que en los diagramas esquemáticos los dispositivos se pueden representar


95

de forma diferente a la forma física de éstos; lo que realmente importa es la información

contenida en las propiedades de la representación de cada dispositivo, como los

“footprints” y las conexiones.

LIN15

LIN26

HIN34

LIN37

FAULT8

ITRIP9

HIN12

HIN23

VB1 28

VB2 24

VS2 22

HO3 19

VCC1

VS1 26

HO1 27

HO2 23

VB3 20

VS3 18

VSS12

RCIN11

EN10

LO1 16

LO314 LO2 15

COM13

17

21

25

U10

IR2136

D10NTE575

D11 D12

C260.47uF

C270.47uF

C280.47uF

C24

1000uF

C25

1 nF

R34 22 ohms

R33 22 ohms

R32 22 ohms

R31 22 ohms

R29 22 ohms

R30 22 ohms

R28

330 ohms

R27 39k

R262 M

D18

D13 10BF20

D15 10BF20

D14 10BF20

D19D17NTE575

D16 10BF20

D20 10BF20

D21 10BF20

POTEN1

15k

C18150pF

C15150pF

C16150pF

C17150pF

C19150pF

C20150pF

R15330 ohms

R17

330 ohms

R19330 ohms

R21330 ohms

R23330 ohms

R14

330 ohms

R251KR16

2.2k R182.2k

R202.2k R22

2.2k

C22

0.1uF

C23

0.1uF

G1

E1

G2

E2

G3

E3

G4

G5

E4

G6

TH-

TH+

234

1 8765

OPTO1

234

1 8765

OPTO2

234

1 8765

OPTO3

E5

E6

Vcc

+15

V

Vss

ITR

IP

SH+

SH-

R3-

R3+

R2-

R2+

R1-

R1+

A

B

C

SH+3

SH-2

R3-23

R3+24

R2-29

R2+30

R1-35

R1+36

G138

E137

G232

E231

G326

E325

G44

E45

G56

E57

G610

E611

TH-9

TH+8

DC-1

DC+20

19

INVER1BUS

COM

LED6LED

+5V

+5V

C21 0.1uF

R242.2K

R132.2K PUENTE5

0 ohms

PUENTE6

0 ohms

OPT

O-

Vss PUENTE8

0 ohms

C29

15uF

PUENTE7

0 ohms

D27

R401 K

C35

0.01uF

D28

R411 K

C36

0.01uF

D26

R391 K

C34

0.01uF

D24R371 K

C320.01uF

D23R361 K

C310.01uF

D25R381 K

C330.01uF

COM

DC IN

Figura 4.8. Diagrama esquemático de optoacopladores, controlador de compuertas y módulo inversor.

Una vez que se tienen los diagramas esquemáticos, toda la información se exporta

a una hoja del programa con extensión ".pcb". En esta hoja se tienen las perforaciones,

la serigrafía y las formas y dimensiones físicas de todos los componentes; éstos se

distribuyen de la forma más conveniente sin violar las reglas de diseño y se hacen

todas las conexiones a través de pistas.

4.12. Circuito Impreso del Sistema

El circuito impreso de la interfaz de potencia se diseñó por ambas caras debido a

la complejidad del mismo. La ubicación de componentes y la conexión de pistas se hizo

siguiendo las reglas recomendadas. Los diagramas PCB del circuito impreso se

muestran por capas, figuras 4.9 y 4.10 y multicapas, figura 4.11.


96

4.12.1. Diagrama PCB por Arriba

En la figura 4.9 se muestra el diagrama del circuito impreso por arriba. Se puede

ver que la mayoría de las pistas están impresas en forma vertical. Esto debido a que se

recomienda que las pistas en una cara sean de forma vertical u horizontal para evitar

en lo posible un mayor cruzamiento de pistas y por tanto un mayor número de puentes

que solucionen este problema.

Figura 4.9. Diagrama de circuito impreso con las formas de los componentes por ambas caras y pistas

por arriba.


97

4.12.2. Diagrama PCB por Abajo

En la figura 4.10 se muestra el diagrama del circuito impreso por abajo. En este

diagrama se puede ver que al contrario que el de la figura 4.9 la mayoría de las pistas

están impresas en forma horizontal para evitar cruzamientos de ellas en una misma

cara.

Figura 4.10. Diagrama de circuito impreso con las formas de los componentes por ambas caras y pistas

por abajo.


98

4.12.3. Diagrama PCB por Ambas Caras

En la figura 4.10, se muestra el diseño en multicapas con todos los componentes y

pistas por arriba y por abajo. Se puede ver que los nodos positivos de las fuentes y los

nodos y pistas de referencia a tierra son de mayor espesor, esto se recomienda debido

a que las corrientes principales de alimentación son mayores que en resto del circuito y

en condiciones de falla la corriente circulará por ellos. Las salidas trifásicas del inversor

L1, L2 y L3 también se diseñaron más gruesas que la mayoría de las pistas debido a

que por ellas circulará la corriente de la carga.

Figura 4.11. Diagrama de circuito impreso con las formas de los componentes y pistas por ambas caras.


99

4.12.4. Placa del Circuito Impreso Visto por Arriba sin Componentes

Una vez que se diseñó el circuito impreso y se revisó se mando fabricar la placa.

En este trabajo se emplea una placa de circuito impreso de material FR-4 con

componentes insertables a dos caras, como se puede ver en las figuras 4.12 y 4.13.

El FR-4 es el material dieléctrico más comúnmente usado en la construcción de

PCBs y es la clasificación NEMA para una placa industrial retardante de flama con un

substrato de fibra de vidrio y cubierta de resina.

Figura 4.12. Placa del circuito impreso con las formas de los componentes y pistas por arriba.


100

4.12.5. Placa del Circuito Impreso Visto por Abajo sin Componentes

El circuito impreso por abajo se muestra en la figura 4.13. En esta figura se puede

ver que el único componente que va por abajo es el módulo de potencia inversor. Se

diseño de esta manera debido a que el módulo inversor debe ir sujetado a un disipador

de calor, por tanto se dejan las dos perforaciones necesarias para atornillar el módulo al

disipador. También, se previó la sujeción de la placa dejando perforaciones de 5mm en

cada esquina.

Figura 4.13. Placa del circuito impreso con las formas de los componentes y pistas por abajo.


101

4.13. Tarjeta Terminada con Todos sus Componentes Montados

Los componentes de la tarjeta se montaron de acuerdo a lo recomendado en la

sección de montaje de componentes, es decir, se empezó montando los de menor

espesor y así sucesivamente hasta llegar a los de mayor espesor. Para los circuitos

integrados se montaron bases o zócalos. Para el funcionamiento normal de las fuentes

se montaron leds indicadores de color verde. Para falla del sistema se monto un led de

falla de color rojo que es activado por el controlador de compuertas, ver fallas que

pueden bloquear el sistema en el capítulo 3.

En la figura 4.14 se muestra la tarjeta de la interfaz de potencia, con todos sus

componentes colocados.

Figura 4.14. Tarjeta de la interfaz de potencia con todos sus componentes

Conector para los transformadores

Optoacopladores

Conector Fuente CD

Sensores IR2175

Controlador IR2136

Conector par las

tres fases

Capacitores de Bootstrap

Fuentes de 15 y 5V

Redes de Snubber

Capacitor de Desacople


102

CAPÍTULO 5

PRUEBAS Y RESULTADOS

En este capítulo se realizan las pruebas a cada uno de los módulos que conforma

la interfaz de potencia y se presentan los resultados obtenidos. Las pruebas se hicieron

a la salida del Microcontrolador DSP, Optoacopladores, Controlador de Compuertas e

Inversor de Potencia. Se verifica, que las señales de control a la salida de cada

dispositivo sean complementarias, los tiempos muertos entre ellas, la frecuencia de

operación de las señales de control, la frecuencia fundamental a la salida del inversor y

la comparación de los métodos de control utilizados. Finalmente, se muestran los

resultados de las pruebas al sistema completo con cargas resistivas e inductivas.

5.1. Pruebas y Resultados en las Salidas del Microcontrolador DSP

La generación de las señales de control de control PWMs, se lleva acabo en la

Tarjeta de Desarrollo 56F8300DEMO de la figura 5.1, descrita en el capítulo 2. En esta

tarjeta se carga el programa de control desde la PC. El programa empleado en este

trabajo se encuentra en el apéndice B. Éste fue desarrollado en [34]; la programación

se hace en lenguaje C++ utilizando el compilador de "Code Warrior" de "Metrowerks".

En este compilador la configuración de los periféricos del microcontrolador se hace con

una herramienta del "Code Warrior" llamada "Processor Expert" donde se encuentran

las subrutinas o cápsulas básicas (bean) para dicha configuración. Para más detalle de

la realización del programa diríjase a [34].

La generación de las señales PWMs se hace de acuerdo al algoritmo de control

que se haya programado. Este programa cuenta con dos técnicas de control, como son,

PWM Sinusoidal (SPWM) y PWM Sinusoidal más Tercera Armónica (THSPWM).

En el microcontrolador DSP se generan seis señales de control, dos para cada

fase. Estas dos señales deben ser complementarias debido a que alimentan a los dos


103

IGBTs de una de las tres piernas del inversor. Los IGBT's de cada pierna del inversor

no deben conducir simultáneamente, esto provoca un cortocircuito en el inversor.

Las señales de control se direccionan al módulo de pines PWMs que se muestra

en la figura 5.1. Estas señales se mandan a los optoacopladores por medio de un cable

plano.

Figura 5.1. Tarjeta de desarrollo 56F8300DEMO de Freescale Semiconductor.

A continuación se muestran los resultados obtenidos en los pines de salida

después de cargar el programa en la tarjeta con una técnica de control THSPWM.

Como primera prueba, se revisó que las seis señales de control en los pines de

salida de la tarjeta fueran complementarias, figura 5.2, esto quiere decir que cuando el

IGBT de arriba de una misma pierna esté conduciendo el de abajo no lo estará y

viceversa. La prueba se realizo con diferente tiempo por división a cada pierna para ver

las señales a diferentes escalas.

La frecuencia de las señales PWM se programó a 16kHz. En esta prueba se pudo

comprobar dicha frecuencia programada y se puede ver en la figura 5.2.

Módulo de PWMs


104

En la figura 5.2, se puede ver que en la pantalla del osciloscopio se tienen 5V por

división y que las señales de control en los pines de salida del microcontrolador son de

3.3V. Este voltaje es el que se esperaba ya que el microcontrolador da un voltaje de

salida de 3.3V.

(a) (b)

(c)

Figura 5.2. Señales de control en los pines de salida de la tarjeta de desarrollo.

Con esta prueba se pudo verificar que las señales de control y la frecuencia

programada fueran las adecuadas para el accionamiento de las compuertas de los

IGBTs del módulo inversor.

En todos los resultados mostrados en este capítulo en el eje "horizontal" se tiene el

tiempo y en el eje "vertical" el voltaje.

Complementarias Frecuencia 16kHz

Complementarias

Frecuencia 16kHz

Complementarias

Frecuencia 16kHz


105

5.2. Pruebas y Resultados en las Salidas de los Optoacopladores

A la salida de los optoacopladores se realizaron las pruebas siguientes:

• Pruebas de Señales Complementarias

• Pruebas de Frecuencias y Voltajes

• Pruebas de Tiempos Muertos

• Comparación de los Métodos de Control SPWM y THSPWM

Para realizar estas pruebas se montó en el circuito impreso los optoacopladores y

sus dispositivos auxiliares, tales como, resistencias, capacitores y fuente de

alimentación del circuito de la figura 5.3.

150pF

150pF

150pF

150pF

330Ω

2.2kΩ 0.1uF

0.1uF

0.1uF

234

1 8765

OPTO1

234

1 8765

OPTO2

234

1 8765

OPTO3

+ 5V -

IR2136

IR2136

IR2136

150pF

150pF

2.2kΩ

2.2kΩ2.2kΩ

2.2kΩ2.2kΩ

330Ω

330Ω

330Ω

330Ω

330ΩVss

Referencia (GND) del DSP

Seis entradas PWM del DSP

Figura 5.3. Diagrama eléctrico de los optoacopladores.

El montaje de los elementos de la figura 5.3, se puede ver físicamente en la figura

5.4. Las seis señales PWM que vienen del microcontrolador están referenciadas a la

tierra del mismo. Estas señales entran a los optoacopladores y se elevan a 5V a la

salida de éstos. Las seis señales de salida se envían al controlador de compuertas

IR2136.


106

Figura 5.4. Montaje en el circuito impreso de los optoacopladores y sus dispositivos auxiliares.

5.2.1. Pruebas de Señales Complementarias a la Salida de los Optoacopladores

La prueba de las señales complementarias a la salida de los optoacopladores se

realizó con el fin de verificar que las señales enviadas del microcontrolador no hayan

sufrido algún cambio por conexiones erróneas de los pines del microcontrolador a los

pines de la tarjeta, es decir, que cada señal que se vaya a enviar al controlador de

compuertas vaya con su respectivo complemento a los pines correspondiente de éste.

Las señales para los IGBT's de arriba a la entrada del controlador de compuertas

IR2136 deben ir a los pines 3,2,1HIN y para los IGBT's de abajo a los pines 3,2,1LIN

respectivamente.

Las señales y sus complementos para cada pierna del inversor se pueden ver en

las figuras 5.5(a), (b) y (c). Estas señales son enviadas al controlador de compuertas el

cual las eleva a 15V que es finalmente el voltaje de alimentación de las compuertas de

los IGBT's del inversor.

Salidas de los optoacopladores donde se hicieron las pruebas

Referencia a tierra de la fuente de 5V

Seis señales PWMs de entrada vienen del DSP

Fuente de 5V que alimenta optoacopladores


107

(a) (b)

(c)

Figura 5.5. Señales de control complementarias en los pines de salida de los optoacopladores.

Con esta prueba se pudo verificar que las señales de control y sus complementos

fueran las adecuadas para cada pierna del inversor teniendo así la plena seguridad de

que al alimentarlo no ocurriría un cortocircuito por señales de control no

complementarias. También, se pudo verificar que las referencias a tierra de cada grupo

de señal fueran las adecuadas y que además estuvieran aisladas, es decir, la referencia

de las señales que vienen del microcontrolador estuvieran totalmente aisladas de la

referencia de la fuente de 5V que alimenta a los optoacopladores.

Complementarias Complementarias

Complementarias


108

5.2.2. Pruebas de Frecuencias y Voltajes a la Salida de los Optoacopladores

La prueba de frecuencias y voltajes se puede ver en figura 5.6. En esta prueba se

midió la frecuencia a cada pierna del inversor y se pudo comprobar que esta frecuencia

era de 16kHz como se había programado desde el microcontrolador. Esta prueba se

hizo con la finalidad de comprobar que los optoacopladores y sus arreglos no afectan la

frecuencia de conmutación.

Se pudo comprobar que los voltajes de alimentación de cada pierna eran de 5V

como se ve en la figura 5.6. Los volts por división del osciloscopio están en cinco y con

una escala de 1:1 por tanto cada división equivale a 5V en el eje vertical de la pantalla.

(a) (b)

(c)

Figura 5.6. Señales de control complementarias en los pines de salida de los optoacopladores.

Frecuencia Frecuencia

Frecuencia


109

5.2.3. Pruebas de Tiempos Muertos a la Salida de los Optoacopladores

En la salida de los optoacopladores se realizaron pruebas de tiempo muerto a las

señales complementarias, con el fin de asegurar la conmutación adecuada entre cada

IGBT de cada pierna del inversor, es decir, que cuando un IGBT de la misma rama

salga de conducción debe dar un tiempo para que el otro IGBT entre en conducción. A

este tiempo se le conoce como tiempo muerto y durante este intervalo ninguno de los

dos IGBT's de la misma rama debe conducir, de lo contrario el inversor estará en

cortocircuito ocasionando el daño del mismo e incluso de otros dispositivos del impreso.

(a) (b)

Figura 5.7. Señales de control complementarias a la salida de los optoacopladores: (a) Señales para una

pierna del inversor, (b) Tiempo muerto entre ellas de 3μs.

La programación del tiempo muerto se realiza por software. Se hicieron pruebas

con 3, 2, 1.5, y 1μs. La figura 5.7(a) muestra las señales de control a la salida de los

optoacopladores para una pierna del inversor. En la figura 5.7(b) se muestran las

mismas señales pero haciendo un acercamiento en uno de los extremos. Se puede

constatar el tiempo muerto programado desde el microcontrolador midiendo el ciclo de

la señal con el osciloscopio, en este caso de 3μs, figura 5.7(b).

Debido a que las salidas de los optoacopladores son negadas parece que en un

periodo de tiempo las dos señales están activadas pero no es así, pues cuando una de

Tiempo muerto 3μs Frecuencia


110

las señales está abajo el IGBT está en estado de conducción y cuando está arriba el

IGBT está en no conducción, por tanto, las señales son correctas si se analizan desde

este punto de vista.

La figura 5.8(a) muestra una señal con frecuencia de 16kHz a la salida de los

optoacopladores con un tiempo muerto programado de 2μs. Se hizo un acercamiento

en cada uno de los extremos para verificar este tiempo y se muestra en las figuras

5.8(b) y (c).

(a)

(b) (c)


pierna del inversor, (b) Tiempo muerto entre ellas de 2μs en el extremo izquierdo, (c) Tiempo muerto

entre ellas de 2μs en el extremo derecho.

Tiempo muerto 2μs Tiempo muerto 2μs

Frecuencia


111

Se hicieron pruebas a la misma señal de 16kHz cambiando el tiempo muerto de

1.5μs, 1.0μs, 0.7μs, figuras 5.9 y 5.10 y se pudo comprobar que el tiempo muerto

programado desde el microcontrolador es el mismo que el medido con el osciloscopio.

(a) (b)


pierna del inversor, (b) Tiempo muerto entre ellas de 1.5μs.

Las pruebas con diferentes tiempos muertos se realizaron hasta llegar a 0.7μs

debido a que este es el tiempo muerto que se va a programar para que a la salida del

controlador se tenga un total de tiempo muerto de 1.0μs.

(a) (b)

Figura 5.10. Señales de control complementarias a la salida de los optoacopladores con un tiempo

muerto entre ellas de 1.0μs 0.7μs.

Tiempo muerto 1μs

Tiempo muerto 1.5μs Frecuencia

Tiempo muerto 0.7μs


112

El controlador de compuertas IR2136 introduce un tiempo muerto de 0.3μs a las

señales enviadas por los optoacopladores, es decir, si se programa un tiempo muerto

de 1μs en el microcontrolador, a la salida del controlador de compuertas se tendrá un

tiempo muerto total de 1.3μs.

En este trabajo se tienen dos opciones de introducir tiempos muertos a las señales

de control, una fija y otra variable, por hardware y por software respectivamente. Por

tanto, es importante tener siempre presente el tiempo muerto fijo que da el controlador

de compuertas IR2136.

5.2.4. Comparación de los Métodos de Control PWM Sinusoidal y Sinusoidal más Tercera Armónica

La comparación de los métodos de control SPWM y THSPWM se realizó con el

objetivo de verificar cual de los dos métodos tiene una mejor utilización de la fuente de

CD. Las figuras 5.11(a) y (b) muestran los ciclos de trabajo trifásico sinusoidal y

sinusoidal más tercera armónica con amplitud del 100%.

Figura 5.11. Ciclos de trabajo trifásicos con amplitud del 100%: (a) sinusoidal y (b) sinusoidal más tercera

armónica.

Se pudo comprobar que el método THSPWM tiene un mejor aprovechamiento de la

fuente de CD, debido a que la inyección de la tercera armónica da como consecuencia


113

una deformación de la onda sinusoidal. Como se puede ver en la figura 5.12 la

diferencia entre los dos métodos está en las crestas y en los extremos de cada onda.

La cresta del método THSPWM disminuye, pero aumenta el voltaje en los extremos con

respecto a la onda sinusoidal. Esta deformación es conveniente para esta aplicación

debido a que aumenta el voltaje promedio de salida y como consecuencia provoca una

modulación diferente como se ve en la figura 5.13.

Figura 5.12. Formas de ondas sinusoidales trifásicas con inyección de tercer armónica, con 100% de

amplitud.

En la figura 5.13(a) se puede ver una señal modulada en la que hay menos voltaje

promedio aplicado que en la figura 5.13(b). La figura 5.13(b) presenta el voltaje aplicado

en instantes de tiempo más prolongados, lo que origina que la amplitud de la

fundamental en el control THSPWM sea mayor con respecto al control SPWM, por

tanto, se aprovecha mejor el voltaje de la fuente de CD utilizando un método de control

THSPWM.


114

(a)

(b)

Figura 5.13. Señales PWM con 100% de amplitud: (a) método de control SPWM (b) método de control

THSPWM.

5.3. Pruebas y Resultados en las salidas del Controlador de Compuertas

A la salida del controlador de compuertas IR2136 se realizaron las pruebas

siguientes:


115

• Pruebas de Señales Complementarias, Voltajes y Frecuencia

• Pruebas de Tiempos Muertos

• Señales PWM que Forman el Voltaje Sinusoidal de cada Fase a la Salida del

IR2136

Para realizar estas pruebas se agregó al esquema de optoacopladores de la

sección anterior el controlador de compuertas y sus circuitos auxiliares de la figura 5.14.

Figura 5.14. Controlador de compuertas IR2136 con sus circuitos auxiliares.

El montaje de los elementos de la figura 5.14, se puede ver físicamente en la figura

5.15. Las seis señales PWM de 5V que vienen de los optoacopladores son

PWM0,1,2,3,4,5. Se debe tener cuidado con las señales complementarias, por ejemplo

el complemento de la señal PWM0 es PWM1, por tanto, PWM0 debe ser enviada a

1HIN y PWM1 debe ser enviada a 1LIN , como se ve en la figura 5.14.


116

Figura 5.15. Montaje en el circuito impreso del controlador de compuertas IR2136 con sus circuitos

auxiliares.

5.3.1. Pruebas de Señales Complementarias, Voltaje y Frecuencia a la Salida del IR2136

La primera prueba en el controlador de compuertas se realizó conectando el

osciloscopio en las salidas de éste. Se pudo verificar que las señales que se manda a

cada IGBT de cada pierna del inversor fueran complementarias de 15V, a una

frecuencia de 16kHz, como se puede ver en la figura 5.16(a).

Se realizaron las mismas pruebas para cada pierna del inversor dando resultados

similares, donde se pudo verificar el voltaje de 15V, la frecuencia 16kHz y el

complemento entre ambas, por tal razón, solo se muestran dos señales

complementarias, figura 5.16(a).

Las divisiones del osciloscopio que se pueden ver en la figura 5.16, son de 5V en el

eje vertical, con una escala de 1:1, de donde se puede deducir que la señal es de 15V.

Resistencias p/protección de sobretemperatura

Capacitores de Bootstrap

Seis señales que van a las compuertas

de los IGBT's

Controlador de Compuertas

IR2136

Led de falla

Salidas donde se hicieron las

pruebas

Diodos de la red de

Bootstrap


117

Figura 5.16. Señales complementarias de 15V a la salida del controlador de compuertas.

5.3.2. Pruebas de de Tiempos Muertos a la Salida del IR2136

Una de las pruebas de tiempo muerto se puede ver en la figura 5.17. Se muestra

un acercamiento de la figura 5.16. Se programó desde el microcontrolador un tiempo

muerto de 1.5μs. Con esta prueba se pudo comprobar que el controlador de

compuertas introduce un tiempo muerto de 0.3μs aproximadamente, por lo que a la

salida del controlador se tiene un tiempo muerto total de 1.8μs.

Figura 5.17. Medición de tiempo muerto de señales complementarias de 15V a la salida del controlador

de compuertas.

Frecuencia

5V/Div



118

Se realizó otra prueba con un tiempo muerto programado desde el

microcontrolador de 2.5μs y a la salida del controlador se tiene 2.8μs, como se ve en la

figura 5.18. Con estas pruebas quedó comprobado que el tiempo muerto se puede

trabajar desde 0.3μs hasta el tiempo que mejor convenga para la aplicación.

Figura 5.18. Medición de tiempo muerto de señales complementarias de 15V a la salida del controlador

de compuertas.

5.3.3. Señales PWM que Forman el Voltaje Sinusoidal de cada Fase a la Salida del IR2136

Las señales PWM que forman el voltaje sinusoidal de cada fase se pudo ver a la

salida del controlador de compuertas aumentado el tiempo y el voltaje por división, y

poniendo la escala 10:1 en el osciloscopio como se ve en las figuras 5.19(a) y (b).

Esta prueba se realizo a una frecuencia de la fundamental programada en el

microcontrolador de 30Hz. Se pudo ver que la frecuencia programada desde el

microcontrolador es la misma que la de la señal obtenida a la salida del controlador de

compuertas, figuras 5.19(a) y (b), por tanto, las dos señales complementarias que darán

la frecuencia de la fundamental a la salida del inversor tienen la misma frecuencia que

ésta.



119

(a) (b)

Figura 5.19. Señales PWM a 30Hz que forman el voltaje sinusoidal de cada fase a la salida del

controlador de compuertas.

Se realizó otra prueba programando desde el microcontrolador una frecuencia de la

fundamental de 60Hz. Se puede ver en la figura 5.20(a), que a la salida del controlador

de compuertas se tiene la misma frecuencia. Se realizó un acercamiento a estas

señales para ver a más detalle el lapso de tiempo que permanece el voltaje aplicado en

cada IGBT de la misma pierna, figuras 5.20(a) y (b). En la figura 5.20(b) no se está

midiendo la frecuencia solo se está haciendo un zoom a la señal de 60Hz.

(a) (b)

Figura 5.20. Señales PWM a 60Hz que forman el voltaje sinusoidal de cada fase a la salida del

controlador de compuertas.

V/Div

Frecuencia Frecuencia

t/Div

Frecuencia

Zoom Zoom


120

Las figuras 5.21(a) y (b) muestran las señales PWM a la salida del controlador de

compuertas de las otras dos piernas del inversor respectivamente. Como se puede ver

las señales son idénticas para cada una de las piernas del inversor, solo que aunque en

estas imágenes no se aprecia debido a que se tendrían que ver las seis señales juntas,

o por lo menos cuatro, deben estar desfasadas 120°. Estas imágenes no se pueden ver

juntas debido a que en laboratorio se tiene un osciloscopio con solo tres canales.

(a) (b)

Figura 5.21. Señales PWM que forman el voltaje sinusoidal de cada fase a la salida del controlador de

compuertas.

Se varió el tiempo por división en el osciloscopio a 500ms y a 50ms para ver las

señales de 30 y 60Hz, figuras 5.22(a) y (b) respectivamente. En la figura 5.22(a) se

puede ver la forma de las señales PWM de 30Hz haciendo un acercamiento bastante

grande. Se puede ver como varían los tiempos de voltaje aplicado para cada IGBT y

que cada pulso de una de las señales es complemento de cada pulso de la otra.

En la figura 5.22(b) se puede ver en la parte superior las señales PWM a 50ms/Div;

se aprecian señales, aparentemente líneas a altas frecuencias, sin embargo, si se hace

un acercamiento a esas señales, se puede ver en la parte inferior de la figura 5.22(b),

que las señales son complementarias y que en los extremos tienen menos voltaje

aplicado, pues se aprecia un número mayor de ranuras que en el centro de las mismas.


121

(a) (b)

Figura 5.22. Señales PWM que forman el voltaje sinusoidal de cada fase a la salida del controlador de

compuertas.

5.4. Pruebas y Resultados en las Salidas del Inversor

Las pruebas realizadas a la salida del inversor, es decir, al sistema completo se

hicieron con dos tipos de cargas:

• Cargas Resistivas

• Cargas Inductivas

Las mediciones se pueden hacer entre fases o entre fase y neutro como se ve en

la figura 5.23. Esto dependerá de la disponibilidad de los puntos de medición.

5.4.1. Pruebas con Cargas Resistivas

Una de las primeras pruebas que se realizó al sistema completo fue hecha con

cargas resistivas. Se conectaron resistencia de 500Ω en estrella a la salida del inversor

como se ve en la figura 5.23. Esta prueba también se hizo con focos de 100W y se

obtuvieron resultados similares. La alimentación de voltaje se hizo con un puente

rectificador monofásico. Estas pruebas se hicieron a 30, 60 y 90Hz variando la amplitud


122

de la señal PWM en un 100, 50, 25 y 12.5%. El método de control empleado fue el

THSPWM.

Figura 5.23. Sistema a bloques con carga resistiva conectada en "Y" indicando los posibles puntos de

medición con el osciloscopio.

La figura 5.24 muestra la conexión física de esta prueba. En ella se puede apreciar

el módulo de resistencias que se conectó en estrella a la salida del inversor, así como el

resto del sistema. La medición de los resultados que se muestran en esta prueba se

hizo de fase a neutro.

Figura 5.24. Conexión física de la prueba con carga resistiva.

Módulo de Resistencias

Interfaz Visual en la PC de

donde se lleva a cabo el Control

Microcontrolador DSP

MC56F8323

Tarjeta de la Interfaz

Montada al Disipador de

Calor


123

Las figuras 5.25(a) y (b) muestran los voltajes de fase a neutro a una frecuencia de

30Hz con una amplitud de voltaje de las señales de control del 100 y 50%

respectivamente. Como se puede ver son ondas sinusoidales a seis pasos. Esta forma

de onda de voltaje de fase es la que se espera de un inversor trifásico fuente de voltaje

a IGBT's según la teoría, y se pudo comprobar.

(a) (b)

Figura 5.25. Voltajes de fase a neutro a 30Hz con carga resistiva: (a) con el 100% de amplitud, (b) con el

50% de amplitud.


30Hz con una amplitud de voltaje del 25 y 12.5% respectivamente.

(a) (b)


12.5% de amplitud.

Frecuencia 30Hz Frecuencia 30Hz



124


60Hz con una amplitud de voltaje de las señales de control del 100 y 50%

respectivamente. La frecuencia en estas figuras quedó cubierta por la señal pero en la

figura 5.28 se puede ver y comprobar que efectivamente es una señal de 60Hz.

(a) (b)


50% de amplitud.


60Hz con una amplitud de voltaje de las señales de control del 25 y 12.5%

respectivamente.

(a) (b)


12.5% de amplitud.

Frecuencia 60Hz

Frecuencia 60Hz


125


90Hz con una amplitud de voltaje del 100 y 50% respectivamente.

(a) (b)


50% de amplitud.


60Hz con una amplitud de voltaje del 25 y 12.5% respectivamente.

(a) (b)


12.5% de amplitud.

Con estas pruebas se pudo ver como varía el voltaje de fase al variar la amplitud

de voltaje en las señales de control, de donde se concluye que para obtener la mayor

cantidad de voltaje posible es necesario trabajar con el 100% de amplitud.




126

5.4.2. Pruebas con Cargas Inductivas

Las pruebas con cargas inductivas se hicieron con dos motores de inducción

trifásicos, de 1/8HP y de 1/2HP. Se midieron los voltajes de línea a línea a la salida del

inversor. El motor conectado al sistema completo se puede ver en la figura 5.31. En

esta figura se puede ver que en la PC se tiene la interfaz visual del control del motor.

Esta interfaz de visualización tiene varias presentaciones, como se puede ver en el

apéndice C, son páginas WEB que fueron desarrolladas en [34] con el propósito de

presentar y manipular las variables de control. Estas páginas WEB son soportadas por

el programa "FreeMaster" de la compañía "Freescale Semiconductor", el cual, es una

herramienta diseñada para control y visualización de variables en microcontroladores

de de la familia DSP56F8xxx.

5.4.2.1. Voltajes de Línea a la Salida del Inversor con un Motor de 1/8HP

Estas pruebas se realizaron midiendo los voltajes de línea a la salida del inversor.

La carga conectada es un motor de 1/8HP.

Figura 5.31. Sistema completo con un motor de 1/8HP.

Transformadores de 5 y 15V para la Alimentación de

Circuitos Integrados en la

Tarjeta

Interfaz Visual en la PC de

donde se lleva a cabo el Control


MC56F8323



Calor

Motor de Inducción Trifásico de 1/8 HP


127

Los voltajes que se reportan son a 10, 30, 60 y 90Hz. La amplitud aplicada a la

señal de control es del 100% y el método de control utilizado es el THSPWM. Con el

propósito de confirmar la frecuencia fundamental programada en el microcontrolador se

aplicó el filtro pasa-bajas de 400HZ del osciloscopio digital 700926 de YOKOGAWA,

que se tiene en el laboratorio de Electrónica de Potencia.

En las figuras 5.32(a) y (b) y en las 5.33(a) y (b), se muestra el voltaje de línea a la

salida del inversor con una frecuencia de 10Hz y de 30Hz, sin filtro y con filtro

respectivamente.

(a) (b)

Figura 5.32. Voltaje de línea a la salida del inversor con un motor de 1/8HP: (a) Señal sin filtro a 10Hz, (b)

señal filtrada a 10Hz.

(a) (b)






128

En las figuras 5.34(a) y (b) y en las 5.35(a) y (b), se muestra el voltaje de línea a la

salida del inversor con una frecuencia de 60Hz y de 90Hz, sin filtro y con filtro

respectivamente.

(a) (b)



Con estas pruebas se pudo comprobar que la frecuencia de la fundamental

programada es la misma frecuencia fundamental a la salida del inversor. Se comprobó

también la forma de onda de voltaje de línea, ya que teóricamente debe ser como las

formas de onda aquí presentadas.






129

5.4.2.2. Voltajes de Línea a la Salida del Inversor con un Motor de 1/2HP

Estas pruebas se realizaron midiendo los voltajes de línea a línea a la salida del

inversor. La carga conectada es un motor de 1/2HP. Las pruebas realizadas son tres:

• Medición de Voltajes de Línea con una amplitud del 100%

• Comparación entre los métodos de control SPWM y THSPWM

• Comparación entre los métodos de control SPWM y THSPWM con filtro

El sistema conectado se puede ver en la figura 5.36. Con la medición de los

voltajes de línea se comprobó la teoría de los inversores trifásicos fuentes de voltaje.

La comparación entre los métodos de control SPWM y THSPWM, se realizó para ver el

comportamiento de los voltajes de línea ante cada estrategia de control a la salida del

inversor sin filtro y con filtro.

Figura 5.36. Sistema completo con un motor de 1/2HP.

Motor de Inducción Trifásico de 1/2 HP


MC56F8323



Calor


130

5.4.2.2.1. Medición de Voltajes de Línea con una Amplitud del 100%

La primera prueba con este motor fue la medición de voltajes de línea con una

amplitud de las señales de control del 100%. Esta prueba se realizó con un voltaje en el

bus de CD de 181V y un voltaje de CA en la alimentación del rectificador de 134V. El

método de control utilizado fue un THSPWM. La figura 5.37 muestra los voltajes de

línea a línea. Estas pruebas se realizaron con puntas atenuadoras de 10:1. El

osciloscopio se puso en una escala de 10:1 para eliminar la atenuación de las puntas,

por tanto, los volts por división no tienen que ser divididos entre diez. En esta prueba se

tienen 50V/Div, es decir, cada división en el eje vertical equivale a 50V y no tienen que

ser dividos. Las figuras 5.37(a), (b) y (c) muestra que la alternancia de voltaje se

encuentra aproximadamente entre +181V y -181V, que es el voltaje del bus de CD.

(a) (b)

(c)

Figura 5.37. Voltaje de línea a línea a la salida del inversor con un motor de 1/2HP

Escala

V/Div


131

5.4.2.2.2. Comparación entre los Métodos de Control SPWM y THSPWM

La siguiente prueba fue la comparación entre los métodos de control SPWM y

THSPWM. Esta prueba se realizó con una amplitud de las señales de control del 100%,

un voltaje en el bus de CD de 208V y un voltaje de CA en la alimentación del

rectificador de 150V.

(a) (b)

Figura 5.38. Voltaje de línea a línea a la salida del inversor con un motor de 1/2HP: (a) método de control SPWM, (b) método de control THSPWM.

(a) (b)

Figura 5.39. Voltaje de línea a línea a la salida del inversor con un motor de 1/2HP: (a) Zoom del método de control SPWM, (b) Zoom del método de control THSPWM.

Frecuencia 60Hz Voltajes


132

En los resultados presentados en las figuras 5.38 y 5.39 se pudo ver el

comportamiento del voltaje de línea ante cada estrategia de control a la salida del

inversor. Se aprecia como el voltaje aplicado en el centro de cada medio ciclo es mayor

en un método que en otro. Las figuras 5.39(a) y (b) muestran más a detalle este hecho.

Con estas pruebas se comprobó la teoría de los inversores trifásicos vista en el capítulo

2, es decir, la alternancia de los voltajes de línea a línea con un PWM unipolar debe ser

de +Vd a –Vd, donde Vd es el voltaje del bus de CD. En la figura 5.38(b) se puede ver

que el voltaje máximo es de 204V y el voltaje rms es 158V, son muy aproximados a los

208V medidos en el bus de CD y a los 150V rms de CA, respectivamente.

5.4.2.2.3. Comparación Entre los Métodos de Control SPWM y THSPWM con Filtro

Para ver como aumenta el voltaje de línea a la salida del inversor cuando se

cambia de un método de control a otro se realizó la siguiente prueba. Se aplicó el filtro

de 400HZ del osciloscopio digital 700926 de YOKOGAWA para que se aprecie mejor,

ya que en las señales de voltaje de línea de las figuras 5.38 y 5.39 se aprecia de

diferente forma.

Estas pruebas se realizaron con una amplitud del 100%, un voltaje en el bus de CD

de 208V y un voltaje de CA en la alimentación del rectificador de 150V. En las figuras

que se muestran en estas pruebas no coincide los valores reales de voltaje con los del

osciloscopio debido a que entre el osciloscopio de visualización y los puntos de

medición va conectado el osciloscopio digital 700926; éste tiene la opción de filtro.

Estos valores no coinciden debido a que las escalas entre el osciloscopio que filtra y el

de visualización de resultados no coinciden, además a esto hay que agregar la

atenuación de las puntas de cada osciloscopio. Aunque para la prueba no interesa el

valor real del voltaje, sino ver que éste aumenta entre un método y otro, este valor se

puede obtener sacando un factor que al multiplicarlo se obtenga el valor real; para esto

se debe medir la señal sin filtro y con filtro en las mismas condiciones.

En la figura 5.40(a) se muestra una señal a 40Hz con un método de control SPWM

y en la figura 5.40(b) se muestra una señal a la misma frecuencia con un método de


133

control THSPWM. Se puede ver que la segunda señal aumenta con respecto a la

primera. Los valores de voltajes pico y rms aumentan con el método de control

THSPWM.

(a) (b)

Figura 5.40. Voltajes filtrados de línea a línea a la salida del inversor 40 Hz, con un motor de 1/2HP: (a) método de control SPWM, (b) método de control THSPWM.

Se repitió la prueba anterior con una señal a 60Hz. En la figura 5.41(a) se muestra

la señal con un método de control SPWM y en la figura 5.41(b) con un método de

control THSPWM. Se puede ver que la segunda señal aumenta con respecto a la

primera. Los valores de voltajes pico y rms aumentan con el método de control

THSPWM.

(a) (b)

Figura 5.41. Voltajes filtrados de línea a línea a la salida del inversor a 60 Hz, con un motor de 1/2HP: (a) método de control SPWM, (b) método de control THSPWM.

Voltajes Frecuencia Frecuencia Voltajes

Voltajes Frecuencia Voltajes Frecuencia


134

En estas pruebas se pudo ver como realmente aumenta el voltaje, por tanto, el

aprovechamiento de la fuente de voltaje de CD es mayor con el método de control

THSPWM.


135


136

CAPÍTULO 6

CONCLUSIONES Y RECOMENDACIONES PARA TRABAJOS FUTUROS

6.1. Conclusiones

En este trabajo de tesis se diseñó y se implementó la interfaz de potencia para un

motor de inducción. De las pruebas y resultados obtenidos se puede concluir lo

siguiente:

1. El diseño y la implementación de la interfaz de potencia permitieron probar el

funcionamiento adecuado del accionamiento electrónico de dos motores de

inducción, de 1/8HP y de 1/2HP.

2. En cuanto a las técnicas de control con las que se probó la interfaz, la técnica

PWM sinusoidal más tercera armónica permite un mayor aprovechamiento de la

fuente de CD. De los resultados obtenidos se puede concluir que el incremento de

la amplitud de voltaje es aproximadamente un 15% mayor en la técnica PWM

sinusoidal más tercera armónica que en la técnica PWM sinusoidal.

3. El diseño de un esquema de accionamiento de motores de inducción con

microcontrolador DSP permite implementar métodos de control de mayor

complejidad que el implementado en este trabajo debido a las capacidades de

memoria con las que cuentan en la actualidad estos dispositivos. Además, permite

variar los tiempos muertos entre las señales de control, a diferencia de cuando los

tiempos muertos se introducen por hardware. Cuando los tiempos muertos se

introducen por hardware son fijos.


137

4. Las señales complementarias y los tiempos muertos son importantes para la

adecuada conmutación de los IGBT's del inversor. Si las señales no son

complementarias, el módulo inversor se cortocircuita y se destruye el circuito

interno del mismo.

5. En las pruebas con cargas resistivas, se comprobó que las ondas de voltaje de

fase a neutro son a seis pasos, capítulo 5. En estas pruebas, el promedio de voltaje

de fase aplicado a la carga, es mayor cuando se trabaja al 100% de la amplitud del

ciclo de trabajo de las señales de control, con este porcentaje de amplitud se

mejorara la eficiencia del inversor.

6. La variación del ciclo de trabajo en las señales de control permite variar el voltaje

promedio aplicado a la carga, lo que da como resultado la variación de la

velocidad, en el caso del motor de inducción.

7. El máximo voltaje pico de línea a línea es el voltaje aplicado en la fuente de CD.

Esto se puede ver en los voltajes de línea de las pruebas con cargas inductivas en

el capítulo 5.

8. Con respecto a la electrónica de potencia, la estructura compacta del módulo de

potencia inversor, disminuye los efectos por inductancias parásitas; a diferencia de

cuando se tiene otro tipo de esquemas, como por ejemplo, cuando se usan medios

puentes para cada pierna del inversor. Aunque los medios puentes tienen la

ventaja de que cuando hay una falla en el inversor por corto circuito normalmente

se quema una pierna del inversor, por tanto, solo se tiene que cambiar un medio

puente y no todo el módulo inversor, sin embargo aumenta los efectos por

inductancias parásitas, lo que lleva a disparos de los circuito integrados por picos

de voltajes y corrientes.


138

9. La implementación y el diseño del circuito impreso asistido por computadora

permite una operación más segura de los dispositivos que cuando se tienen

conexiones por cables u otro tipo de tablillas, disminuye los efectos por

inductancias parásitas, así como, las interferencias electromagnéticas. Además,

reduce la posibilidad de fallas por conexiones erróneas, por falso contactos, por

cables sueltos y por pasta de soldadura. Antes de contar con el circuito impreso se

quemaron dos módulos inversores debido a las causas antes mencionadas.

10. Los cables de alimentación de la fuente de CD y cualquier conductor en la interfaz

se ponen lo más corto posible para evitar voltajes inducido por inductancias

parásitas. Sin embargo, en ocasiones es prácticamente imposible tener cables

cortos. Para disminuir el efecto de inductancias parásitas se implementan

capacitores de desacople.

11. Los resultados obtenidos en este trabajo se consideran satisfactorios. Se cumplió

el objetivo de diseñar, implementar y probar la interfaz de potencia con dos

técnicas de control.


139

6.2. Recomendaciones para Trabajos Futuros

Los trabajos recomendados que se pueden realizar a partir de este trabajo son los

siguientes:

b. Implementar lazos de retroalimentación de corriente, velocidad y voltaje

del bus de CD.

c. Implementar técnicas de medición de velocidad y par sin sensor.

d. Realizar el análisis del contenido armónico inyectado a la red.

e. Implementar la protección de sobrevoltaje debido al frenado dinámico con

el esquema que se muestra en la figura 3.14 o con el microcontrolador

DSP.

f. Realizar la implementación de otras técnicas de control como el control

vectorial o el control de campo orientado.

6.3. Aportaciones de la Tesis

Las aportaciones de este trabajo de tesis son las siguientes:

a. El prototipo de una interfaz de potencia para el accionamiento de motores

de inducción diseñada de forma flexible, de bajo costo comparada con las

que existen en el mercado, y accesible, es decir, por módulos separados

que permite implementar y probar diferentes algoritmos de control.

b. El diseño del circuito impreso asistido por computadora realizado en un

programa llamado PROTEL, que reduce los problemas de fallas por

conexiones erróneas, cables sueltos y soldadura de los mismos.

c. Se dan los puntos a seguir en el diseñó de circuitos impresos asistidos por

computadora.

d. Este trabajo puede servir como guía práctica para realizar el diseño y/o la

mejora de los elementos que conforman la interfaz de potencia.

IPN SEPI ESIME-ZACATENCO Maestría en Ingeniería Eléctrica REFERENCIAS

140

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IPN SEPI ESIME-ZACATENCO Maestría en Ingeniería Eléctrica APÉNDICES

144

IPN SEPI ESIME-ZACATENCO Maestría en Ingeniería Eléctrica APÉNDICE A

145

Apéndice A INICIALIZAR CON PROCESSOR EXPERT LOS DISPOSITIVOS

DEL DSP A.1. Inicializar dispositivos con Processor Expert

Primeramente, con las clasificaciones realizadas del control se determinan los

recursos a utilizar y las interrupciones requeridas para el control en el microcontrolador.

Figura A.1. Ambiente de programación “Processor Expert”.

En la figura A.1 se presenta el ambiente del programa "Code Warrior" de

"Metrowerks" bajo el tipo de programación "Processor Expert". Este programa está

diseñado para trabajar bajo el entorno de Windows XP por lo que como es común se


146

pide previamente el nombre del proyecto. El tipo de microcontrolador a utilizar para este

proyecto es el DSP56F8323 como se muestra en la figura A.1.

En este ambiente se seleccionan y cargan las cápsulas de los periféricos a utilizar

en el proyecto de control, localizadas en el selector de cápsulas (“Bean Selector”) figura

A.2.

Figura A.2. Cápsulas de los periféricos del control.

Una vez localizadas las cápsulas de los periféricos a utilizar se hace doble clic

sobre ellas para completar su selección. Ya seleccionadas se procede a la inicialización

con Processor Expert, en donde el programador únicamente se enfoca en la selección

de la configuración a utilizar de cada uno de los periféricos (habilitar, deshabilitar,

tiempos, frecuencias, interrupciones, pines de entrada/salida, modos, etc.), en un

ambiente de ventanas selectivas, mucho mas sencillo que si se realizara la

programación por registros.


147

A.1.1. Cápsula Comunicación serie con PC_Master

La figura A.3 presenta las ventanas de inicialización en la configuración de la

cápsula de comunicación serie con FreeMaster, seleccionada de la opción CPU

External Devices, figura A.2.

Figura A.3. Cápsula de comunicación serie con FreeMaster.

La cápsula proporciona cierta configuración básica al seleccionarla, para el

proyecto se describen las ventanas a programar de esta cápsula.

Propiedades de la cápsula:

• Bean name – Nombre de la cápsula. • Channel – El canal usado para comunicación serie asíncrona. Canal SCI1

recomendado • Interrupt service/event – Se habilita. La cápsula puede o no puede ser activada

usando interrupciones. o Interrupt – Interrupción especial generada por el proceso de

comunicación.


148

o Interrupt RxD – Interrupción de recepción serie. o Interrupt RxD priority – La prioridad de la interrupción asociada con la

comunicación asíncrona. o Interrupt TxD – Interrupción para transmisión serie. o Interrupt TxD priority – Prioridad de la interrupción asociada con la

comunicación asíncrona. o Input buffer size – Tamaño de buffer de entrada en bites. o Output buffer size – Tamaño del buffer de salida.

• Settings – Configuración común de la cápsula. o Baud rate – Velocidad de comunicación en baud, con la caja de dialogo

que se abre haciendo un clic en e botón . En donde puedes elegir o sugerír un valor. Se recomienda 14400 baud.

A.1.2. Cápsula PWMMC


cápsula modulación de ancho de pulso para control de motores (PWMMC).

Figura A.4. Cápsula modulación de ancho de pulso para control de motores.


proyecto se describen las ventanas a conformar de esta cápsula.


149

Cápsula PWMMC Propiedades de la cápsula:

• Bean name – Nombre de la cápsula. • Device – Selección del modulo PWM. • Align – Determine si el control PWM del motor opera en modo alineación

simétrica o asimetrica. Alineación simétrica recomendado. • Programación solo derivados del 56800.

o Mode of PWM Pair 0 – Determine si la pareja 0 serán dos independientes PWM o Una pareja complementaria (la pareja es PWM0 y PWM1).

o Mode of PWM Pair 1 - Determine si la pareja 1 serán dos independientes PWM o Una pareja complementaria (la pareja es PWM2 y PWM3).

o Mode of PWM Pair 2 - Determine si la pareja 2 serán dos independientes PWM o Una pareja complementaria (la pareja es PWM4 y PWM5).

o Top-Side PWM Pair 0 Polarity – Determine si el PWM 0 del lado alto tiene polaridad positiva o negativa. Polaridad positiva recomendado.

o Top-Side PWM Pair 1 Polarity - Determine si el PWM 2 del lado alto tiene polaridad positiva o negativa.

o Top-Side PWM Pair 2 Polarity - Determine si el PWM 4 del lado alto tiene polaridad positiva o negativa.

o Bottom-Side PWM Pair 0 Polarity - Determine si el PWM 1 del lado bajo tiene polaridad positiva o negativa.



o Write Protect – Cuando se active, la configuración del PWM (control, config, channel, deadtime registers) no podrá ser cambiada después de la inicialización.

o Output pads – Habilita/Deshabilita el bloque de salidas a los leds. • Frequency – Frecuencia de la señal de salida con la caja de dialogo que se abre

haciendo un clic en e boton . Donde puedes elegir o sugerir un valor. Recomendado 32 KHz.

• Output Frequency – Frecuencia de salida del PWMMC (solamente para información).

• Activación soportada por 56800. o Reload – Selecciona de 1 a 16 ciclos PWM para realizarla. 4 ciclos

recomendado. o Dead-time – En el modo complementario, los generadores de tiempo

muerto de inserción automática seleccionado por software activan el retardo en cada par de salidas PWM. La activación puede ser realizada con la ayuda de la caja de dialogo que se puede abrir con un clic en el . La propiedad tiempo muerto es usada para controlar el tiempo muerto durante la transición de 0 a 1 de la salida PWM y durante la transición de


150

1 a 0 de la salida complementaria (asumiendo polaridad normal). Tiempo muerto de 0.50 µs recomendado.

• Interrupt service/event - Soporte de interrupciones. Habilitar. o Reload interrupt priority – Prioridad de interrupción de recarga. o Interrupt on reload – Interrupción asociada con el tiempo usado por la

cápsula PWM (Para información de habilitación solamente). o Fault protection – Activación de la interrupción de protección por falla.

Interrupt on fault 0 – Interrupción asociada con el pin 0 (para información solamente).

Fault 0 interrupt priority – Prioridad de la interrupción falla 0. Interrupt on fault 1 - Interrupción asociada con el pin 1 (para

información solamente). Fault 1 interrupt priority - Prioridad de la interrupción falla 1. Interrupt on fault 2 - Interrupción asociada con el pin 2 (para

información solamente). Fault 2 interrupt priority - Prioridad de la interrupción falla 1

• Channel 0 – Canal 0 del PWM (PWM par 0). o Channel – Selección del canal (no acepta modificación). o PWM pin – Pin usado para la salida de la señal generada (solo para

información). o PWM pin signal – Nombre de la señal del pin PWM. o Duty – Ciclo de servicio activo de la señal PWM del canal 0. La activación

puede ser realizada con la ayuda de la caja de diálogo que se puede abrir con un clic en el .

o Pin PWM0 active - PWM pin 0 en modo complementario: complemento del pin PWM 1/inactivo.

o Mask channel – Si es enmascarado, el canal es puesto a un valor de cero por ciento de ciclo de servicio.

• Channel 1 – Canal 1 del PWM (PWM par 0). o Channel – Selección del canal (no acepta modificación). o PWM pin – Pin usado para la salida de la señal generada (solo para


puede ser realizada con la ayuda de la caja de dialogo que se puede abrir con un clic en el .



• Channel 2 – Canal 2 del PWM (PWM par 1). o Channe2 – Selección del canal (no acepta modificación). o PWM pin – Pin usado para la salida de la señal generada (solo para

información). o PWM pin signal – Nombre de la señal del pin PWM.


151

o Duty – Ciclo de servicio activo de la señal PWM del canal 2. La activación puede ser realizada con la ayuda de la caja de dialogo que se puede abrir con un clic en el .













• Channel 5 – Canal 5 del PWM (PWM par 2) o Channe5 – Selección del canal (no acepta modificación). o PWM pin – Pin usado para la salida de la señal generada (solo para





• Fault protection – Configuración de protecciones de falla de la cápsula. o Fault 0 - Configuración de protecciones de falla del pin 0.

Fault pin signal – Nombre de la señal de falla del pin de falla 0.


152

Fault clearing mode – Selección entre modo de limpieza de falla automática o manual. Esta propiedad es habilitada solo si el servicio/evento de interrupción es habilitado.

o Fault 1 - Configuración de protecciones de falla del pin 1. Fault pin – Solo para información. falla pin 1. Fault pin signal – Nombre de la señal de falla del pin de falla 1. Fault clearing mode – Selección entre modo de limpieza de falla

automática o manual. Esta propiedad es habilitada solo si el servicio/evento de interrupción es habilitado.

o Fault 2 - Configuración de protecciones de falla del pin 2. Fault pin – Solo para información. falla pin 2. Fault pin signal – Nombre de la señal de falla del pin de falla 2. Fault clearing mode – Selección entre modo de limpieza de falla

automática o manual. Esta propiedad es habilitada solo si el servicio/evento de interrupción es habilitado.

A.1.3. Cápsula ADC


cápsula de Convertidor Analógico a Digital (ADC).

Figura A.5. Cápsula modulación de ancho de pulso para control de motores.


153


proyecto se describen las ventanas a conformar de esta cápsula.

Propiedades de la Cápsula Convertidor A/D:

• Bean name – Nombre de la cápsula. • A/D converter – Dispositivo convertidor Analógico/Digital. • Sharing - Esta propiedad permite compartir el dispositivo de ADC con otras

cápsulas. • Interrupt service/event – La cápsula usa las interrupciones para la conversión.

o A/D interrupt – Interrupción asociada con el dispositivo convertidor A/D. o A/D interrupt priority – Prioridad de la interrupción asociada al dispositivo

convertidor A/D. • A/D channels – Lista de los pines usados para un convertidor A/D. puedes

añadir/quitar un elemento con el botón o Channel0 – Número del canal.

A/D channel (pin) – Canal A/D (selecciona el nombre del pin). A/D channel (pin) signal – Nombre de la señal del pin A/D.

Mode - Esta ventana permite seleccionar el modo secuencial o simultáneo. El modo simultáneo puede aplicarse cuando el dispositivo contiene dos muestra y circuitos del sostenimiento independiente.

A/D samples – Lista de elementos que contiene un canal convertidor A/D seleccionado:

Sample0 – Número de la muestra. Channel -Índice del canal de la lista de canales A/D. High limit – Permite activar el limite alto, con un valor de 12

bits. Si la resultante del ADC es mayor que este valor, el evento OnHighLimit puede llamarse. Activar con referencia de voltaje.

Low limit – Permite activar el limite bajo, con un valor de 12 bits. Si la resultante del ADC (sin la substracción por el valor de offset ) es menor que este valor, el evento OnLowLimit puede llamarse. Activar con referencia de voltaje.

Offset – Permite activar el Offset, con un valor de 12-bits. El valor del offset es substraído de la resultante del ADC. Con la finalidad de obtener un resultad signado (para el método GetValue o GetChanValue

Zero crossing – Permite supervisar este canal y determinar la dirección del cruce por cero. La supervisión de la lógica de cruce por cero es de solo los cambios de signo entre la muestra actual y una previa.

• A/D prescaler – Prescalador asociado con el convertidor A/D. • A/D resolution – Resolución del dato máximo requerido por la aplicación.


154

• Conversion time – Tiempo para una conversión. La selección puede ser realizada con la ayuda de la caja de dialogo que se puede abrir con un clic en el

. 1.700µs recomendado. • Internal trigger – Permit sincronizar el convertidor A/D con una señal interna.

Trigger source – Interfaz de tiempo con temporizador C2.

A.1.4. Cápsula Disparador de ADC por temporizador


cápsula disparador de ADC por temporizador.

Figura A.6. Cápsula Disparador de ADC por temporizador.

La cápsula proporciona cierta configuración básica al seleccionarla. Para el

proyecto se describen las ventanas a configurar de esta cápsula.

Propiedades de la Cápsula Disparador de ADC por temporizador:


155

• Bean name – Nombre de la cápsula. • Device – Dispositivo utilizado como disparador de ADC. TMRC2 recomendado.

o Pins – Especifíca el pin de conteo para el temporizador utilizado. • Initialization – La cápsula usa las interrupciones para la conversión.

o Register values – Valores de registros. Timer compare register 1 – El temporizador utilizado compara hasta

que su contador iguala a este registro, para mandar una señal de disparo.

A.1.5. Cápsula Captura


cápsula Captura. Utilizada para medir el periodo de la señal cuadrada de velocidad.

Figura A.7. Cápsula Captura.



Propiedades de la Cápsula Captura:


156

• Bean name – Nombre de la cápsula. • Capture Register – Registro de captura. TMRA0_Capture recomendado. • Timer counter - Registro contador del temporizador (solo para información). • Capture input pin – Pin de entrada a capturar. PHASEA0_TA0_GPIOB7

recomendado • Edge – Tipos de filos de la señal a capturar. Rising edge recomendado. • Interrupt service/event – Servicio de interrupciones usadas en la cápsula.

o Capture interrupt – Interrupción asociada con la captura (solo para información).

o Capture priority – Prioridad de la interrupción. Medium priority recomendado.

• Prescaler – Preescalador usado para la captura. o Maximum time of event – Tiempo garantizado antes del limite programado.

1092.266 µs recomendado.

A.1.6. Cápsula Botón IRQA


cápsula Botón IRQA. Utilizada para activar el control y el arranque del motor.

Figura A.8. Cápsula Botón IRQA.


157



Propiedades de la Cápsula Botón IRQA:

• Bean name – Nombre de la cápsula. • Ued pin – Cápsula usada para comunicación con el botón. • Button inactivity- Elimina doble contacto del botón causada por oscilaciones del

mecanismo. • Initialization – Activa la inicialización.

o Events enabled in init – Habilita la inicialización de eventos.

IPN SEPI ESIME-ZACATENCO Maestría en Ingeniería Eléctrica APÉNDICE B

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Apéndice B PROGRAMA DE CONTROL ESCALAR

VOLTAJE/FRECUENCIA EN LAZO ABIERTO

B.1. Programa Principal

/** ################################################################### ** Filename : MotConInd.C ** Project : MotConInd ** Processor : 56F8323 ** Version : Driver 01.07 ** Compiler : Metrowerks DSP C Compiler ** Date/Time : 30/06/2005, 04:58 p.m. ** Abstract : ** Main module. ** Here is to be placed user's code. ** Settings : ** Contents : ** No public methods ** ** (c) Copyright UNIS, spol. s r.o. 1997-2004 ** UNIS, spol. s r.o. ** Jundrovska 33 ** 624 00 Brno ** Czech Republic ** http : www.processorexpert.com ** mail : [email protected] ** ###################################################################*/ /* MODULE MotConInd */ /* Including used modules for compilling procedure */ #include "Cpu.h" #include "Events.h" #include "PC_M1.h" #include "Inhr1.h" #include "PWMC1.h" #include "MC1.h" #include "Cap1.h" #include "AD1.h" #include "TMR1.h" #include "Arranque.h" #include "Inhr2.h" #include "ADC.h" /* Include shared modules, which are used for whole project */ #include "PE_Types.h" #include "PE_Error.h"


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#include "PE_Const.h" #include "IO_Map.h" int Estado=1; word Periodo; /***************************************************************************/ /* PROTOTIPOS DE LA FUNCIÓN */ /***************************************************************************/ void main(void) /*** Processor Expert internal initialization. DON'T REMOVE THIS CODE!!! ***/ PE_low_level_init(); /*** End of Processor Expert internal initialization. ***/ AD1_EnableIntTrigger(); /* Write your code here */ for(;;) if (Estado==1) //Condición para deshabilitar señales PWM PWMC1_Disable(); PWMC1_OutputPadDisable(); Estado=0; //asignación de espera de decisión if (Estado==2) // Condición para habilitar señales PWM PWMC1_Enable(); PWMC1_OutputPadEnable(); Estado=0; // asignación de espera de decisión /* END MotConInd */ /* ** ################################################################### ** ** This file was created by UNIS Processor Expert 2.95 [03.58] ** for the Freescale 56800 series of microcontrollers. ** ** ################################################################### */


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B.2. Subrutinas de Interrupción

/** ################################################################### ** Filename : Events.C ** Project : MotConInd ** Processor : 56F8323 ** Beantype : Events ** Version : Driver 01.02 ** Compiler : Metrowerks DSP C Compiler ** Date/Time : 30/06/2005, 05:07 p.m. ** Abstract : ** This is user's event module. ** Put your event handler code here. ** Settings : ** Contents : ** PWMC1_OnReload - void PWMC1_OnReload(void); ** ** (c) Copyright UNIS, spol. s r.o. 1997-2004 ** UNIS, spol. s r.o. ** Jundrovska 33 ** 624 00 Brno ** Czech Republic ** http : www.processorexpert.com ** mail : [email protected] ** ###################################################################*/ /* MODULE Events */ #include "Cpu.h" #include "Events.h" #include "prototype.h" /* Variables usadas en la Generacion de formas de Onda*/ static Frac16 Amplitud=24576; /*Amplitud de las formas ondas seno (en % de Amp. de Vol. de fase Max.)*/ static MCGEN_s3PhWaveData Salida; //32767 16384 8192 static Frac16 Incrementa=500; // Incremento de angulo int metodo=1; // Bandera de cambio de metodo de control int Giro=1,cont=0; //Bandera de cambio de giro extern word Periodo; //Variable de Periodo de velocidad calculado extern Estado; //Bandera de Estado del control word Captura,AntCaptura; //Bariables para calcular el periodo byte err; Frac16 vol_bus_dc=0; // Variable del valor de voltaje del bus de CD //Prototipo de recarga void recarga(MCGEN_s3PhWaveData *pPhaseDatas); /* ** =================================================================== ** Event : PWMC1_OnReload (module Events) ** ** From bean : PWMC1 [PWMMC] ** Description : ** This event is called before PWM cycle according to reload ** frequency. (only when the bean is enabled - <Enable> and


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** the events are enabled - <EnableEvent>) (event is ** available only if interrupt service/event is enabled). ** Parameters : None ** Returns : Nothing ** =================================================================== */ #pragma interrupt called /* Comment this line if the appropriate 'Interrupt preserve registers' property */ /* is set to 'yes' (#pragma interrupt saveall is generated before the ISR) */ void PWMC1_OnReload(void) if (metodo==1) //Método de control sinusoidal MC1_Gen3PhWaveSineIntp(&Salida,Amplitud,Incrementa); Else //Método de control sinusoidal mas tercer armónico MC1_Gen3PhWaveSine3rdHIntp(&Salida,Amplitud,Incrementa); recarga(&Salida);//Llamada a función recarga generador PWM setRegBits(PWMA_PMCTL,3);// interrupción PWM atendida /* Write your code here ... */ void recarga (MCGEN_s3PhWaveData *pPhaseDatas) UWord16 pwmModulus; pwmModulus = getReg(PWMA_PWMCM); PWMC1_SetDuty(0, mult_r(pwmModulus,pPhaseDatas -> udtDutyCycle.PhaseA)); if(Giro==1) // sentido de giro correcto PWMC1_SetDuty(2, mult_r(pwmModulus,pPhaseDatas -> udtDutyCycle.PhaseB)); PWMC1_SetDuty(4, mult_r(pwmModulus,pPhaseDatas -> udtDutyCycle.PhaseC)); if(Giro==2) // Cambio de giro PWMC1_SetDuty(2, mult_r(pwmModulus,pPhaseDatas -> udtDutyCycle.PhaseC)); PWMC1_SetDuty(4, mult_r(pwmModulus,pPhaseDatas -> udtDutyCycle.PhaseB)); /* ** =================================================================== ** Event : Cap1_OnCapture (module Events) ** ** From bean : Cap1 [Capture] ** Description : ** This event is called on capturing of Timer/Counter actual ** value (only when the bean is enabled - <"Enable"> and the ** events are enabled - <"EnableEvent">. ** Parameters : None ** Returns : Nothing


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** =================================================================== */ #pragma interrupt called /* Comment this line if the appropriate 'Interrupt preserve registers' property */ /* is set to 'yes' (#pragma interrupt saveall is generated before the ISR) */ void Cap1_OnCapture(void) /* Escribe valor capturado para variable Data */ err=Cap1_GetCaptureValue(&Captura);//error atiendido y captura primer valor Periodo=Captura-CapturaAnt; // Calculo del periodo de la señal de velocidad CapturaAnt=Captura; // Captura actual igual a captura anterior /* Write your code here ... */ /* ** =================================================================== ** Event : AD1_OnEnd (module Events) ** ** From bean : AD1 [ADC] ** Description : ** This event is called after the measurement (which ** consists of <1 or more conversions>) is/are finished. ** Parameters : None ** Returns : Nothing ** =================================================================== */ #pragma interrupt called /* Comment this line if the appropriate 'Interrupt preserve registers' property */ /* is set to 'yes' (#pragma interrupt saveall is generated before the ISR) */ void AD1_OnEnd(void) clrRegBit(ADCA_ADCR1,STOP); /* Normal operation mode */ AD1_GetChanValue(0, (word *)&vol_bus_dc); //Conversión del ADC /* Write your code here ... */ /* ** =================================================================== ** Event : AD1_OnHighLimit (module Events) ** ** From bean : AD1 [ADC] ** Description : ** This event is called when the high limit any channel has ** been exceeded. If the <Number of conversions> property is ** greater than 1, then during one measurement this event ** may be invoked up to the <Number of conversions> times ** per each of the measured channels. ** Parameters : None ** Returns : Nothing ** ===================================================================


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*/ #pragma interrupt called /* Comment this line if the appropriate 'Interrupt preserve registers' property */ /* is set to 'yes' (#pragma interrupt saveall is generated before the ISR) */ void AD1_OnHighLimit(void) PWMC1_Disable(); PWMC1_OutputPadDisable(); Estado=6; // Valor del estado al pasar el limite del convertidor programado /* Write your code here ... */ /* ** =================================================================== ** Event : AD1_OnLowLimit (module Events) ** ** From bean : AD1 [ADC] ** Description : ** This event is called when the low limit any channel has ** been exceeded. If the <Number of conversions> property is ** greater than 1, then during one measurement this event ** may be invoked up to the <Number of conversions> times ** per each of the measured channels. ** Parameters : None ** Returns : Nothing ** =================================================================== */ #pragma interrupt called /* Comment this line if the appropriate 'Interrupt preserve registers' property */ /* is set to 'yes' (#pragma interrupt saveall is generated before the ISR) */ void AD1_OnLowLimit(void) PWMC1_Disable(); PWMC1_OutputPadDisable(); Estado=5; // Valor del estado al pasar el limite del convertidor programado /* Write your code here ... */ /* ** =================================================================== ** Event : PWMC1_OnFault0 (module Events) ** ** From bean : PWMC1 [PWMMC] ** Description : ** This event is called when fault 0 occurs. (only when the ** bean is enabled - <Enable> and the events are enabled - ** <EnableEvent>). (event is available only if interrupt ** service/event is enabled). The event clears Fault flag ** only when the Fault is set to manual clearing mode. When ** the Fault is set to the automatic clearing mode, the ** Fault flag must be cleared by the user using ** ClearFaultFlag() method. ** Parameters : None


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** Returns : Nothing ** =================================================================== */ #pragma interrupt called /* Comment this line if the appropriate 'Interrupt preserve registers' property */ /* is set to 'yes' (#pragma interrupt saveall is generated before the ISR) */ void PWMC1_OnFault0(void) PWMC1_Disable(); PWMC1_OutputPadDisable(); Estado=4; // Valor del estado al presentarse una falla en las señales PWM /* Write your code here ... */ /* ** =================================================================== ** Event : Arranque_OnButton (module Events) ** ** From bean : Arranque [BUTTON] ** Description : ** This event is called when the button is pressed ** If button inactivity feature (advanced view) is enabled, ** then the next OnButton event is not generated during ** deadtime ** Parameters : None ** Returns : Nothing ** =================================================================== */ #pragma interrupt called /* Comment this line if the appropriate 'Interrupt preserve registers' property */ /* is set to 'yes' (#pragma interrupt saveall is generated before the ISR) */ void Arranque_OnButton(void) PWMC1_Enable(); PWMC1_OutputPadEnable(); Estado=3; // Valor del estado al oprimir el botón de Arranque /* Write your code here ... */ /* END Events */ /* ** ################################################################### ** ** This file was created by UNIS Processor Expert 2.95 [03.58] ** for the Freescale 56800 series of microcontrollers. ** ** ################################################################### */


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B.3. Funciones

#include "MC1.h" #include "prototype.h" #define Inv_raiz3 FRAC16(0.577350) /* necesaria en mcgen3PhWaveSine3rdH.... */ #define Un_sexto FRAC16(1.0/6.0) /* necesaria en mcgen3PhWaveSine3rdH.... */ #define Una_medio FRAC16(0.5) /* necesaria en mcgen3PhWaveSine........ */ #define angulo_120_grad FRAC16(120.0/180.0) const Frac16 gfwQUAD_SINE_LUT[(1 << ANCHO_TABLA_SENO) + 1] = 0, -201, -402, -603, -804, -1005, -1206, -1407, -1608, -1809, -2009, -2210, -2411, -2611, -2811, -3012, -3212, -3412, -3612, -3812, -4011, -4211, -4410, -4609, -4808, -5007, -5205, -5404, -5602, -5800, -5998, -6195, -6393, -6590, -6787, -6983, -7180, -7376, -7571, -7767, -7962, -8157, -8351, -8546, -8740, -8933, -9127, -9319, -9512, -9704, -9896, -10088, -10279, -10469, -10660, -10850, -11039, -11228, -11417, -11605, -11793, -11980, -12167, -12354, -12540, -12725, -12910, -13095, -13279, -13463, -13646, -13828, -14010, -14192, -14373, -14553, -14733, -14912, -15091, -15269, -15447, -15624, -15800, -15976, -16151, -16326, -16500, -16673, -16846, -17018, -17190, -17361, -17531, -17700, -17869, -18037, -18205, -18372, -18538, -18703, -18868, -19032, -19195, -19358, -19520, -19681, -19841, -20001, -20160, -20318, -20475, -20632, -20788, -20943, -21097, -21251, -21403, -21555, -21706, -21856, -22006, -22154, -22302, -22449, -22595, -22740, -22884, -23028, -23170, -23312, -23453, -23593, -23732, -23870, -24008, -24144, -24279, -24414, -24548, -24680, -24812, -24943, -25073, -25202, -25330, -25457, -25583, -25708, -25833, -25956, -26078, -26199, -26320, -26439, -26557, -26674, -26791, -26906, -27020, -27133, -27246, -27357, -27467, -27576, -27684, -27791, -27897, -28002, -28106, -28209, -28311, -28411, -28511, -28610, -28707, -28803, -28899, -28993, -29086, -29178, -29269, -29359, -29448, -29535, -29622, -29707, -29792, -29875, -29957, -30038, -30118, -30196, -30274, -30350, -30425, -30499, -30572, -30644, -30715, -30784, -30853, -30920, -30986, -31050, -31114, -31177, -31238, -31298, -31357, -31415, -31471, -31527, -31581, -31634, -31686, -31737, -31786, -31834, -31881, -31927, -31972, -32015, -32058, -32099, -32138, -32177, -32214, -32251, -32286, -32319, -32352, -32383, -32413, -32442, -32470, -32496, -32522, -32546, -32568, -32590, -32610, -32629, -32647, -32664, -32679, -32693, -32706, -32718, -32729, -32738, -32746, -32753, -32758, -32762, -32766, -32767, -32768; /* ** =================================================================== */ static Frac16 SinPIx(Frac16 x,const Frac16 *pQuadSineLUT) Frac16 z, bandera = 0, indice, delta;


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/* sin(x) = -sin(x) */ if (x > 0) bandera = 1; x = __negate(x); /* sin(π*x) = sin(π *(1-x)) */ if (x < FRAC16(-0.5)) x = __sub(FRAC16(-1.0), x); x = __negate(x); /* valor absoluto */ indice = x >> (14 - ANCHO_TABLA_SENO); delta = (x & ((1 << (14 - ANCHO_TABLA_SENO)) - 1)) << (1 + ANCHO_TABLA_SENO); z = *(pQuadSineLUT + indice); x = __mult_r(*(pQuadSineLUT + indice + 1) - z, delta); x = __add(x, z); /* x += z; interpolación*/ if (bandera) if (x == -32768) x += 1; x = __negate(x); /* x = -x; */ return x; void MC1_Gen3PhWaveSineIntp(MCGEN_s3PhWaveData *pPhaseDatas,Frac16 fwAmplitude,Frac16 fwPhaseIncrement) Frac16 fwSampleA, fwSampleB; /* variables temporales para calcular la amplitud */ Frac32 flPhase32; /* variable temporal para calcular el ángulo */ flPhase32 = L_add(L_deposit_l(pPhaseDatas -> fwActualPhase), L_deposit_l(fwPhaseIncrement)); pPhaseDatas -> fwActualPhase = extract_l(flPhase32); /* se guarda la fase actual para la siguiente llamada a la función */ /* Cálculo de la función seno para cada una de las fases */ fwAmplitude = shr(fwAmplitude, 1); fwSampleA = mult_r(fwAmplitude, SinPIx(pPhaseDatas -> fwActualPhase, gfwQUAD_SINE_LUT)); fwSampleB = mult_r(fwAmplitude, SinPIx(extract_l(L_sub(flPhase32, angulo_120_grad)), gfwQUAD_SINE_LUT)); /* Cálculo de los ciclos de trabajo */ pPhaseDatas -> udtDutyCycle.PhaseA = add(Un_medio, fwSampleA); pPhaseDatas -> udtDutyCycle.PhaseB = add(Un_medio, fwSampleB); pPhaseDatas -> udtDutyCycle.PhaseC = sub(Un_medio, add(fwSampleA, fwSampleB)); void MC1_Gen3PhWaveSine3rdHIntp(MCGEN_s3PhWaveData *pPhaseDatas,Frac16 fwAmplitude,Frac16 fwPhaseIncrement) Frac16 fwSampleA, fwSampleB, fwSample3rdH; /* variables temporales */ Frac32 flPhase32; /* Cálculo de la amplitud deseada */


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fwAmplitude = mult_r(fwAmplitude, Inv_raiz3); flPhase32 = L_add(L_deposit_l(pPhaseDatas -> fwActualPhase), L_deposit_l(fwPhaseIncrement)); /* Se guarda la fase actual para la siguiente llamada a la función */ pPhaseDatas -> fwActualPhase = extract_l(flPhase32); /* Cálculo de la función seno para cada una de las fases */ fwSampleA = SinPIx(pPhaseDatas -> fwActualPhase, gfwQUAD_SINE_LUT); fwSampleB = SinPIx(extract_l(L_sub(flPhase32, angulo_120_grad)), gfwQUAD_SINE_LUT); /* Cálculo de un sexto del tercer armónico */ fwSample3rdH = mult_r(Un_sexto, SinPIx(extract_l(L_add(L_shl(flPhase32, 1), flPhase32)), gfwQUAD_SINE_LUT)); /* Cálculo de los ciclos de trabajo */ pPhaseDatas -> udtDutyCycle.PhaseA = add(Un_medio, mult_r(fwAmplitude, add(fwSample3rdH, fwSampleA))); pPhaseDatas -> udtDutyCycle.PhaseB = add(Un_medio, mult_r(fwAmplitude, add(fwSample3rdH, fwSampleB))); pPhaseDatas -> udtDutyCycle.PhaseC = add(Un_medio, mult_r(fwAmplitude, sub(fwSample3rdH, add(fwSampleA, fwSampleB))));

IPN SEPI ESIME-ZACATENCO Maestría en Ingeniería Eléctrica APÉNDICE C

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Apéndice C

INTERFAZ VISUAL EN LA PC C.1. Control y visualización de resultados con páginas WEB mediante el vínculo con el programa FreeMaster

La interfaz de visualización se hizo en la PC mediante páginas WEB. Estas

páginas WEB de control y visualización que se emplearon en este trabajo fueron

realizadas por [34], para más información ver esta referencia. Se desarrollaron con el

propósito de presentar y manipular las variables de control desde la PC, éstas son

soportadas por el programa FreeMaster de Freescale semiconductor, el cual es una

herramienta diseñada para control y visualización de variables programadas en

microcontroladores de la familia de DSP56F8X.

El control y visualización de resultados con páginas WEB es una herramienta de

gran utilidad en la actualidad, debido que se pueden controlar sistemas a distancia por

medio del Internet.

Una página Web es un documento de hipertexto multimedia, lo cual significa que

está formado por:

• Textos.

• Gráficos.

• Imágenes.

• Sonidos.

• Videos.

• Enlaces a otras páginas Web.

• Botones.

• Cuadros de Texto

• Barras de desplazamiento

• Controles ActiveX (Instrumentación

virtual).

Las páginas WEB se escriben en el lenguaje HTML (HyperText Markup

Language). Este lenguaje permite ejecutar con facilidad, programas escritos en


169

Javascript, Java y otros lenguajes de programación, lo cual amplía la funcionalidad y

dinamismo de las páginas.

La gran popularidad que ha logrado Internet, se debe principalmente a las páginas

WEB. Actualmente, son empleadas por las empresas para presentar y promocionar

productos y servicios, a la vez que efectuar transacciones comerciales electrónicas. El

control de sistemas electrónicos está en plena fase de expansión.

La figura C.1 presenta la página de bienvenida al control escalar voltaje/frecuencia

en lazo abierto que se utilizó para probar la interfaz de potencia. En esta página se

insertó una imagen y la leyenda "BIENVENIDO A LA ERA DEL CONTROL DIGITAL", el

cual es un texto multimedia que aparece palabra por palabra.

Figura C.1. Página HTML de bienvenida al control escalar voltaje/frecuencia de lazo abierto.


170

La figura C.2 presenta la página Web de control de motor de inducción en donde

se insertan texto fijo y multimedia, botones, cuadros de texto, archivos de música (mp3)

e imágenes. Los botones controlan las variables de decisión Arranque/Paro (variable

“estado”), giro hacia delante/atrás (variable Giro), método de control sinusoidal y

sinusoidal más tercer armónico (variable método).

Figura C.2. Página de control de motor de inducción.

En la página HTML de instrumentación virtual, figura C.3, se insertan indicadores

virtuales ActiveX de National Instruments, que tienen las siguientes propiedades:

• Style (estilo del indicador)

• Numeric (rangos de medición)

• Pointer (tipo y cantidad de manecillas)

• Format (tipo de dato)


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• Etiqueta de objetos (variable para manipulación del indicador)

• Parámetros (variables utilizadas por el indicador).

El resultado de ligar las propiedades del indicador virtual con las variables:

velocidad, % de amplitud de la fundamental, voltaje del bus de CD y la frecuencia de la

red trifásica generada se exponen en la página HTML de la figura C.3.

Figura C.3. Página de Instrumentación virtual.

Las páginas WEB mostradas son una plataforma inicial encaminada a realizar

control por Internet, cargándolas en un servidor y teniendo de respaldo FreeMaster.

Este tipo de control por medio de páginas WEB se esta aplicado hoy en día con el fin de

control, inspección y registro de los sistemas a distancia.

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