INACAP IQUIQUEINGIENERÍA ELECTRÓNICAElectrónica de potencia III

Nombre Alumno (s): Carlos Soto

Q.

Mario Caro G.

Rodrigo Heraldo

LL.

Nombre Profesor: Patricio Sakurada Y.

INVERSORES

INDICE

Introducción ………………………………………..… 2Inversor medio puente (funcionamiento) ………………………………………….. 3

Circuito de control ………………………………………….. 5Circuito de fuerza ………………………………………….. 7Formas de onda ………………………………………….. 9Gráficas ………………………………………….. 11

Inversor resonante Serie(Utilizando interruptores Unidireccionales) ………………………………………….. 13

Resonancia ………………………………………….. 14Características SCR (S2006L) ………………………………………….. 20Circuito de fuerza ………………………………………….. 21

NE 555 (Modo Astable) ………………………………………….. 22Circuito de control ………………………………………….. 25Circuito driver ………………………………………….. 26 Formas de onda ………………………………………….. 27Circuito Inversor resonante …………………………………………. 29

Gráficas ………………………………………………. 30Mejoras Inversor resonante serie ………………………………………………. 33

Inversor resonante medio puente ………………………………………………. 34Circuito de control ………………………………………………. 36Programa del microcontrolador ………………………………………………. 37Tren de pulso ………………………………………………. 38Circuito de fuerza ………………………………………………. 39Formas de onda ………………………………………….. 40Gráficas ………………………………………………. 41

Inversor resonante puente completo ………………………………………………. 43Circuito de control ………………………………………………. 45Circuito driver ………………………………………………. 46Programa del microcontrolador ………………………………………………. 47Circuito de fuerza ………………………………………………. 48Formas de onda ………………………………………….. 49Gráficas ………………………………………………. 50Conclusión ………………………………………………. 52

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INTRODUCCIÓN

El presente informe presenta el desarrollo de cuatro proyectos electrónicos correspondientes a circuitos inversores, los cuales son muy utilizados en aplicaciones industriales como por ejemplo variadores de frecuencia, reguladores o controles de motores AC y velocidad variable.

Básicamente los circuitos inversores son circuitos que convierten un voltaje DC en AC viéndolo de forma macro la función de estos circuitos es inversa a la realizada por los circuitos rectificadores (controlado y no controlados) los cuales convierten una tensión alterna en una tensión continua.

En teoría los circuitos inversores básicos entregan una señal alterna con una amplitud y periodo, lo cual dependerá del valor de la fuente DC y la frecuencia de conmutación de los semiconductores. Pero al chequear esta señal en la práctica con un osciloscopio nos daremos cuenta que la señal obtenida más bien es una señal cuadrada o rectangular conformada por infinitos armónicos los cuales están fundamentados por el análisis de Joseph Fourier.

Para poder obtener una tensión alterna pura se debe utilizar un inversor resonante donde la tensión de salida del circuito inversor básico debe estar conectada a un tanque resonante LC, compuesto por un condensador y una bobina, los cuales se sintonizan de tal forma que su impedancia sea igual a cero cuando sean sometidos a la frecuencia de la señal para cual fueron calculados (denominada frecuencia de resonancia, para este caso el tanque resonante será sintonizado en 50(Hz)).

Con la implementación del tanque LC se deja pasar solamente el armónico fundamental de la señal rectangular, que es la sinusoide de mayor amplitud y por ende mayor aporte de potencia, otra ventaja de utilizar un tanque resonante es que la corriente del circuito es máxima cuando la impedancia del tanque resonante LC es cero.

El informe inicia desde un inversor monofásico simple para luego pasar a tres modelos de inversores resonantes, donde se realizarán los análisis correspondientes a cada circuito, resaltando sus ventajas y desventajas.

Como son circuitos electrónicos de potencia, estos requieren de un circuito de control para poder operar correctamente. Para ello la estrategia utilizada en el control estará en base a la modulación por ancho de pulso o PWM, la cual es una técnica muy versátil y utilizada en la industria para el disparo de los semiconductores.

Todos los análisis de este documento están basados en los circuitos presentados en el libro “Electrónica de potencia” capítulos 6 y 8 del autor Muhammad H. Rashid, 3º edición.

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INVERSOR MEDIO PUENTE

Se requiere el diseño de un inversor monofásico conformado por dos transistores IGBT (Q1 y Q2), dos diodos rectificadores (D1 y D2), dos condensadores (C1 y C2) y una carga resistiva pura (R). Nuestro diseño y elaboración estará basado en el simulador de circuitos electrónicos Proteus.

El circuito solicitado se aprecia en la figura 1.0

Fig. 1.0

FUNCIONAMIENTO

Los transistores deben conmutar de forma alternada con un desfase de 180º y la estrategia de disparo será por PWM o modulación por ancho de pulso.

Cuando conduce Q1 circula la corriente I1 y el condensador C2 se carga a través de la resistencia apareciendo el voltaje instantáneo Vs/2 en la salida Vo = Vao.

Cuando se abre Q1 el condensador C2 queda cargado hasta que conmuta Q2 y lo descarga abruptamente, al mismo tiempo el condensador C1 queda en serie con R y este se carga a través de ella ya que circulará la I2, apareciendo –Vs/2 en la salida.

El ciclo es repetitivo una vez habilitado el circuito de disparo de los transistores causando que la tensión de salida tome una forma cuadrada.

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Los condensador C1 y C2 son los encargados de suministrar la tensión de salida Vs/2 a través de la fuente Vs, por lo que de alguna una forma su capacidad influirá en el rendimiento del circuito.

Los diodos D1 y D2 son diodos de retroalimentación, también conocidos como diodos de marcha libre, utilizados para resguardar a los transistores, si bien no tienen mucha influencia en el circuito cuando las cargas son resistivo pura, si la tiene cuando al circuito inversor se conectan cargas inductivas, ya que la FEM que generará la bobina en cada medio ciclo de conmutación es inversa a la fuente que la creo, causando la polarización de los diodos.

Por ejemplo cuando conmute Q1, aparece el positivo en el punto “a” y negativo en el punto medio entre C1 - C2 y la FEM inducida provocará un voltaje negativo en “a” y positivo en el punto medio la cual necesitará descargarse al momento de abrirse Q1, este rebote causará la conducción de D2 el cual cierra el circuito y descargará a la bobina. Funciona del mismo modo cuando conmuta el transistor Q2, para este caso D1 descargará a la bobina devolviendo dicha tensión a la fuente DC.

En caso de que no se utilicen los diodos de marcha libre y se esté alimentando una carga inductiva, el reflujo de la bobina podría dañar a los transistores, ya que este fenómeno se presenta justo en el momento en que los transistores conmutan de un estado a otro (On – Off).

En la figura 1.1 se aprecia la tensión de salida Vo del circuito inversor, donde se puede apreciar la corriente fundamental Io1 , la cual posee el mismo periodo de la señal cuadrada, también se aprecia la amplitud de la señal cuadrada Vs/2 y las corrientes I1 e I2.

Fig. 1.1

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CIRCUITO DE CONTROL

El circuito de control, para el disparo de los transistores se presenta en la figura 1.2 donde se puede apreciar un transformador con punto medio de 24(v) y dos A.O. LM741 recibiendo un señal acondicionado (señal rectificada pulsante) y desfasada en 180º.

La configuración de los amplificadores operacionales corresponde a disparadores Schmitt los cuales son circuitos convertidores de onda, de cualquier señal a rectangular, siempre y cuando la señal de entrada sea periódica y que tenga una amplitud capaz de superar los dos puntos de conmutación del amplificador. Para este caso la señal utilizada es una señal pulsante de media onda proveniente del transformador TR1.

Como la señal pulsante entra al pin 3 del A.O (entrada no inversora) la señal de entrada - salida en cada disparador Schmitt se encontrarán en fase y a la vez desfasadas en 180º un disparador del otro por efecto del transformador.

Fig. 1.2

El fin de este circuito es generar los pulsos desfasados en 180º, los cuales serán utilizados para disparar a los semiconductores del inversor.

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Las señales obtenidas se aprecian en la figura 1.3 donde:

El canal amarillo corresponde a la entrada pulsante en el pin no inversor del Operacional U2 con “8(v) de amplitud”, mientras que el canal azul corresponde a su salida rectangular con “17 (v) de amplitud”.

Mientras que el canal verde y rojo corresponden a las señales de entrada y salida del operacional U1 con las mismas amplitudes de U2.

Las señales están desfasadas en 180º, ósea 10 (ms) en estado ON cada señal rectangular y con un periodo total de 20(ms).

Haciendo la inversa del periodo, obtendremos la frecuencia que evidentemente será igual a 50(Hz) ya que la señal de entrada en los operacionales al fin y al cabo viene de la red eléctrica a través del transformador.

Fig. 1.3

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CIRCUITO DE FUERZA

El circuito de potencia del inversor se muestra en la figura 1.4.

Fig. 1.4

Componentes circuito de fuerza:

Componente Detalle UnidadesTransistores Mosfet IF830 2Resistencia 100 (Ω) ; 1(w) 1Diodo 1N4148 2Condensador Electrolítico 470 (uF) ; 15(v) 2Batería 12 (v) 1

El voltaje raíz cuadrático medio (Rms) de salida se puede calcular con:

Vo=( 2¿∫0

¿2Vs

2

4dt )

12

=Vs2

Ecuación 1.1

Remplazando en la fórmula anterior no queda que el voltaje Rms es:

Vo=152

=7,5 (v )

El voltaje instantáneo de salida se puede expresar como serie de Fourier:

7

vo=a02

+∑n=1

∞

[ancos (n t )+bn sen(n t )] Ecuación 1.2

Debido a la simetría de cuarto de onda respecto al eje x, tanto ao como an son cero, así que los componentes armónicos de la serie de Fourier se encontraron en función de bn.

bn=1π [∫−π

2

0−Vs2d ( t )+∫

0

π2Vs2d ( t )]=2Vsnπ Ecuación 1.3

Por lo que el voltaje instantáneo de salida vo es:

vo= ∑n=1 , 3 ,5…

∞2Vsnπ

sen (n t) Ecuación 1.4

Donde w es la frecuencia angular del voltaje de salida, en radianes por segundo.

=2π∗fo Ecuación 1.5

Por la simetría de cuarto de onda del voltaje de salida respecto al eje x, los voltajes armónicos pares están ausentes. Para n=1, vo da como resultado el valor Rms de la componente fundamental:

vo1= 2Vs√2 π

=0,45Vs Ecuación 1.6

Remplazando los valores en la ecuación 1.6 obtenemos que:

vo1=0,45∗15=6,75 (v )

6,75 (v) sería la amplitud del armónico fundamental en el espectro de frecuencia.

En la figura 1.5 se aprecian los voltaje pic de la señal rectangular (notar que no son simétricos) lo cual puede deberse al comportamiento de carga y descarga en los condensadores y la forma de onda en general corresponde a un seno.

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FORMAS DE ONDA

Fig. 1.5

Al conectar una lámpara inductiva de 240 (Ω) la señal rectangular sufre una distorsión mostrada en la fig. 1.7 y el circuito funcionando en la figura 1.6

Fig. 1.6

Esta distorsión se debe a que la bobina se opone a los cambios bruscos de corriente generados en la conmutación de los transistores que la polarizan con Vs/2, pero después de un

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instante se entrega y deja pasar la corriente (la bobina queda cargada). Luego la bobina vuelve a responder cuando se somete a otro cambio de polarización y esta vez se descargará a través de diodo que quede polarizado en directa (entregará una tensión que es de signo contrario a la fuente que la generó).

Fig. 1.7

En la figura 1.8 se observa la forma de onda del inversor, al disminuir el valor de la lámpara hasta 1 (Ω). En ella se aprecia mejor el comportamiento de la bobina cuando es sometida a cambios bruscos de corriente.

Fig. 1.8

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GRÁFICAS

Se realizan un registro de los parámetros principales en el circuito inversor con carga resistiva pura, con un rango de resistencias que va desde los 50 (Ω) a 400 (Ω), y así poder ver el comportamiento del circuito, los cuales se registran en la tabla figura 1.9

TABLA DE PARAMETROS

Po (w) Vs/2 (v) -Vs/2 (v) I1 (A) I2 (A) Io (A) RL (Ω)1,14 7,54 6,85 3,98 3,96 0,11 500,64 7,97 6,75 3,92 3,91 0,05 1000,43 8,07 6,67 3,9 3,89 0,03 1500,33 8,12 6,58 3,89 3,88 0,02 2000,27 8,15 6,59 3,89 3,89 0,02 2500,22 8,17 6,58 3,89 3,88 0,01 3000,19 8,2 6,51 3,87 3,86 0,01 3500,16 8,09 6,41 3,84 3,84 0,01 400

Fig. 1.9

Los parámetros de la tabla 1.9 se observan en las gráficas 2.0 y 2.1, las cuales representan la tendencia decreciente de la corriente y potencia respecto al incremento de RL, ya que estas variables son inversamente proporcionales siguiendo la ley de Ohm.

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50 100 150 200 250 300 350 4003.75

3.8

3.85

3.9

3.95

4

I1 e I2 v/s RL

I1 (A)

I2 (A)

R (Ω)

I (A)

Fig. 2.0

Fig. 2.1

12

50 100 150 200 250 300 350 4000.00

0.20

0.40

0.60

0.80

1.00

1.20

Po v/s RL

Po

R (Ω)

Po (w)

INVERSOR RESONANTE SERIE CON INTERRUPTORES UNIDIRECCIONALES

Se requiere el diseño de un inversor resonante serie el cual está conformado por dos SCR (T1 y T2), un condensador (C1), dos bobinas (L1 y L2) y una carga resistiva pura (R). El circuito solicitado se aprecia en la figura 2.2

Fig. 2.2

Los inversores resonantes serie se basan en la oscilación resonante de la corriente donde los componentes resonantes (bobinas, condensadores) y los dispositivos de conmutación se instalan en serie con la carga, para formar un circuito subamortiguado, es decir:

R2< 4 LC

Ecuación 1.7

FUNCIONAMIENTO

El circuito eléctrico de la figura 2.2 es un inversor serie sencillo, que usa dos interruptores unidireccionales de tiristor, básicamente los tiristores deben trabajar desfasados en 180° en forma sincronizada a la frecuencia de resonancia para que el tanque LC conformado por los inductores y el condensador pueda entrar en resonancia y así formar la onda senoidal en la carga R (a través del proceso de carga y descarga de C).

La ventaja que tiene este inversor frente al inversor monofásico es la incorporación del tanque LC, ya que la tensión y corriente son forzados a pasar por cero cuando se crea un circuito LC resonante, y por ello el dispositivo se llama convertidor resonante.

Las formas de onda para este circuito se observan en la figura 2.3, en la cual se aprecian los pulsos de disparo en cada compuerta de los tiristores, la corriente de salida y la tensión en el condensador.

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RESONANCIA

Fig. 2.3

La frecuencia de resonancia en radianes por segundos se puede determinar con la siguiente ecuación:

r=[ 1LC−R2

4 L2 ]12

Ecuación 1.8

Despejando la ecuación 1.5, podemos obtener frecuencia de resonancia en Hz:

r=2π∗fr

fr=r2 π

Ecuación 1.9

Se dan los siguientes valores a los componentes del circuito de fuerza del inversor mostrado en la figura 2.2, para poder determinar el valor del condensador:

R = 100 (Ω) L = 250 (mH) Fr = 50 (Hz) Vs = 12 (v)

Se calcula el valor de la frecuencia de resonancia a partir de la ecuación 1.5:

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r=2π∗50=314,16 rad /s

Despejando C en la ecuación 1.8 nos quedará lo siguiente:

r=[ 1LC−R2

4 L2 ]12/( )2

r2= 1LC

− R2

4 L

r2+ R2

4 L= 1LC

C [ r2+ R24 L ]=1L

C= 1

L∗[r2+ R24 L ] Ecuación 2.0

Remplazando los valores en la fórmula 2.0, el valor del capacitor será:

C= 1

250(mH )∗[(314,16)2+ 1002

4∗250(mH ) ]=36,79(uF)≈37 (uF)

Se comprueba que la ecuación 1.7 :

R2< 4 LC

=1002<4∗250(mH )37(uF )

Una vez determinado los valores del tanque LC se procede a probar su funcionamiento con la ayuda de un generador de funciones en cual inyectará una señal cuadrada al tanque LC y poder ver así si su funcionamiento, el esquema se muestra en la figura 2.4 y las formas de onda en la figura 2.5

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Fig. 2.4

El primer canal (amarillo) mide la señal de entrada al tanque LC, la cual es una señal cuadrada con un periodo de 20(ms) / 50(Hz) y una amplitud de 5(v) Vpp.En el segundo canal (Azul) se toma la medición entre la bobina y el condensador, se puede notar una forma de sinusoide que no es 100% pura, la cual corresponde a la carga del condensador a través de L y descarga del condensador a través de RL, cuyo periodo es el mismo de la señal cuadrada en la entrada, esta onda posee aproximadamente 8(v) Vpp.En el tercer canal (Rojo) se mide la señal directamente en la carga, se observa una señal con forma de un seno pero distorsionada (descarga del condensador en la carga R).

Fig. 2.5

El valor de la corriente en la carga es de aproximadamente 23,1 (mA), notar que es un valor muy pequeño por lo que se decide aumentar la amplitud de la señal cuadrada a

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12 (v) “correspondiente al valor de la fuente Vs que se utilizará” y ver si existe alguna cambio en la señal sinusoidal distorsionada.Las señales de onda con 12 (v) de amplitud en la señal cuadrada se observan en la figura 2.6

Fig. 2.6

Notar que la forma de la señal sigue siendo la misma, con la diferencia que se aumento la amplitud de la señal de entrada, la cual altera la amplitud de las señales de salida y con ello el valor de la corriente del circuito aumenta a 55,4 (mA). Esto se debe a que el valor de los componentes sigue siendo el mismo y por ende la constante de tiempo RC es la misma (carga y descarga del condensador) por lo que el valor de la carga tiene directa relación con la forma de señal obtenida. Por ello se decide disminuir el valor de R, y así variar la constante de tiempo RC para poder obtener una onda sinusoidal más pura. Buscando empíricamente el valor de R nos queda en 50 (Ω) y la forma de onda se observa en la figura 2.7 la cual ya es aceptada como una sinusoide casi pura.

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Fig. 2.7

Buscando empíricamente se llega a la conclusión que el valor de la carga influye directamente en la forma de la onda sinusoidal, por lo que mientras más bajo sea el valor de RL más sinusoidal será la onda ya que tiene directa relación con el valor de la corriente en el circuito.Se decide dejar el valor de RL en 10(Ω), manteniendo los 12(v) de amplitud en la señal de entrada, la figura 2.8 muestra las formas de onda para esta nueva carga donde se puede apreciar que la onda sinusoidal es 100% pura, con una corriente en la carga de 470 (mA).

Notar que la medición del canal azul (entre la bobina y el condensador), el voltaje Vpp es de 114(v) lo cual es bastante elevado para el voltaje de entrada 12(v) utilizado, este punto se debe chequear en la práctica para descartar que no sea un problema del simulador, y en caso de que la práctica concuerde con el simulador, una posible explicación sería el comportamiento de la bobina la cual responde a los cambios bruscos de corriente en base a la FEM inducida en ella por la fuente de alimentación (Notar que la señal cuadrada tiene cambios bruscos de +Vcc a –Vcc en el orden de los microsegundos) y cada vez que la fuente de entrada cambia de estado, la bobina entregará un rebote de energía (su FEM acumulada) al circuito.

El canal rojo entrega la señal alterna en la carga con un voltaje Vpp de 13,6 (v), el cual se acerca más a la realidad comparado con el canal azul.

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Fig. 2.8

Se vuelve a calcular el valor del condensador utilizando la ecuación 2.0 utilizando como carga RL = 10(Ω) y mantener los valores (frecuencia y bobina):

C= 1

L∗[r2+ R24 L ]C= 1

250(mH )∗[314,162+ 102

4∗250(mH ) ]=40,48 (uF )≈40(uF)

Una vez determinados los componentes del tanque resonante, solamente se debe incluir el dispositivo de conmutación (SCR) que se utilizará en el circuito de fuerza.

Se decide utilizar el SCR s2006L el cual es un tiristor 10(w) conocido y utilizado en experiencias anteriores al ramo de electrónica de potencia III. Sus características se presentan a continuación en la figura 2.9.

CARACTERÍSTICAS SCR “S2006L”

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Fig. 2.9

Dentro de las cuales podemos destacar lo siguiente:

Es un semiconductor con encapsulado TO-220. La corriente máx. de conducción 6(A) Rms. Voltaje máx. de conducción VTM ánodo-cátodo 1,6(v). La corriente de disparo en compuerta IGT es 15(mA) a 1,5(v) VGT. La corriente de mantenimiento IH del SCR que es 30(mA).

En la figura 3.0 se presenta el circuito de fuerza del inversor resonante serie.

CIRCUITO DE FUERZA

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Fig. 3.0

Componentes circuito de fuerza:

Componente Detalle UnidadesTiristor SCR S2006L 2Resistencia 10 (Ω) ; 1(w) 1Bobinas núcleo de aire 250 (mH) 2Condensador Electrolítico 40 (uF) ; 15(v) 1Batería 12 (v) 1

Para el circuito de control se continuará utilizando la estrategia de control por PWM está vez utilizando el circuito integrado NE 555, el cual es un circuito integrado muy versátil de bajo costo, utilizado para la generación de señales rectangular, triangulares, diente de sierra, utilizando unos pocos componentes adicionales lo que lo ha llevado a convertirse en un integrado muy popular en los cursos de electrónica.

La condición del circuito de control o disparo, es que los pulsos se encuentren desfasados en 180º, para que la frecuencia de conmutación de los tiristores no presente conflicto, afectando directamente en la resonancia del tanque LC.

Para lograr este tipo de señal, se utilizará el NE 555 en configuración astable, la cual se observa en la figura 3.1

NE 555 (MODO ASTABLE)

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Fig. 3.1

En esta configuración, el circuito produce en el pin de salida Output una onda cuadrada, con una amplitud igual a la tensión de alimentación. La duración de los periodos alto y bajo de la señal de salida pueden ser diferentes. El nombre astable proviene de las características de esta configuración, en la que la salida no permanece fija en ninguno de los dos estados lógicos, si no que fluctúa entre ambos en un tiempo T (periodo) que es igual a la suma de los tiempos en estado alto Tm (Mark time) y bajo (Space time).

La forma de generar los pulsos desfasados en la salida (pin 3) del NE 555 se realizará con la ayuda de una compuerta NOT, la cual cumplirá el objetivo siempre que Tm y Ts sean iguales es decir 10(ms) cada una, logrando así que el periodo T sea igual a 20(ms) concordando con la frecuencia de resonancia del circuito inversor.

En caso de que los pulsos no sean homogéneos, la compuerta NOT de todas formas invertirá la señal en la salida del integrado, pero dicha inversión influirá en la conmutación de los tiristores y estos a su vez en la resonancia del circuito. Para este caso se utilizará el integrado 74HC04 como compuerta NOT.

Las fórmulas que modelan su comportamiento se presentan a continuación:

T = 0,7 * (R1 + 2R2)*C1 Ecuación 2.1

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T=Tm+Ts Ecuación 2.2

Tm=0,7∗(R1+R2 )∗C1 Ecuación 2.3

Ts=0,7∗R2∗C1 Ecuación 2.4

F= 1,4(R1+2 R2 )∗C 1 Ecuación 2.5

Cuando se necesite que el duty cycle (ciclo de trabajo) sea igual al 50% se debe cumplir con la siguiente condición R2 >> R1, y podemos determinar R2 con la siguiente ecuación.

R2= 0,7F∗C1

Ecuación 2.6

PREPARACIÓN TREN DE PULSO

El condensador C1 (fig. 3.1) determina el rango de frecuencia del circuito de disparo, para este caso serán 50 (Hz). Se da como valor de C1 10(uF), ya que es un valor comercial y fácil de encontrar.

Encontrando R2 a partir de la ecuación 2.6:

o R2= 0,7F∗C1

=1,4 (KΩ)

Por lo tanto R1 será de 140 (Ω), ya que generalmente debe ser de un 10 % de R2 para el caso de utilizar un duty cycle = 50%.

Con estos valores se obtiene los siguientes resultados en el tren de pulso:

o Tm = 10,7 (ms)o Ts = 10,4 (ms)o T = 21,10 (ms)o F = 47,4 (Hz)

Notar que no se logran los 50(Hz) en el tren de pulso, esto se cree a que la condición dada por el data sheet del NE 555 se cumple para ciertas condiciones de frecuencia, por se decide utilizar la ecuación 2.7 para encontrar el valor de R2, a partir de R1=140(Ω).

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Buscando R2 con R1 = 140 (Ω), C1 = 10(uF) y T = 20 (mS), a través de la siguiente fórmula:

T=0,7∗(R1+2R2 )∗C1 Ecuación 2.7

Despejando R2, nos queda:

T=(0,7∗C1∗R1)+(1,4∗C1∗R2)

T−(0,7∗C1∗R1 )=1,4∗C2∗R2

R2=T−(0,7∗C 1∗R1)

1,4∗C1Ecuación 2.8

Remplazando los valores en la ecuación 2.8, nos queda que:

R2=20 (ms )−(0,7∗10(uf )∗140 (Ω))

1,4∗10(uf )=1358,6 (Ω )≈1359(Ω)

Para estos valores se obtiene los siguientes resultados en el tren de pulso:

Tm = 10,1 (ms) Ts = 10,4 (ms) T = 20,5 (ms) F = 48,78 (Hz)

C1 = 10(uF), se busca empíricamente los valores de R1 y R2, quedando 135 (Ω) y 1320(Ω) respectivamente, con ello se logra una simetría perfecta en el tren de pulso y los siguientes resultados medidos con el osciloscopio:

Tm = 10 (ms) Ts = 10 (ms) T = 20 (ms) F = 50 (Hz)

En la figura 3.2 se observa el circuito de control basado en el circuito integrado 555 configurado como oscilador astable. Notar que en la salida del integrado se conecta la compuerta NOT 74HC04 la cual se utiliza para invertir la salida rectangular.

CIRCUITO DE CONTROL

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Fig. 3.2

Fig. 3.3

En la figura 3.3, se observa el valor de Tm = Ts = 10(mS), con ello se logra un periodo de 20(ms) y una frecuencia de 50(Hz). El canal amarillo mide la señal a la salida del integrado y el canal azul mide la señal de salida invertida, después de ser acondicionada por la compuerta NOT. Ambas amplitudes miden aproximadamente 4,5(v), valor de tensión que generará una corriente muy baja para disparar los SCR, por ello generalmente se utilizan circuitos driver los cuales se encargan de tomar la señal del circuito de control y acondicionarla a los niveles adecuados de corriente y tensión, según lo requiera la aplicación.

CIRCUITO DRIVER

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En la figura 3.5, se aprecia los driver utilizados para disparar los tiristores del circuito de fuerza, básicamente son transistores BJT utilizado en configuración de emisor común alimentando desde la misma fuente 12(v) que energiza el inversor resonante , los cuales trabajarán como interruptores on-off (corte y saturación) a través de las señales PWM-1 y PWM-2.

FUNCIONAMIENTOPara el caso de que no exista una señal de control en la base de los transistores, en los puntos de medición G1 y G2 (colector Q1 y Q2) se encontrará Vcc ya que los transistores se encontrarán en corte. Cuando aparezca una señal lógica en la base de cualquier transistor la tensión de colector de estos caerá a 0(v) ya que las resistencias de colector quedarán conectadas al negativo de la fuente. El resultado será que un nivel alto en la señal de control en los transistores producirá un nivel bajo en la salida de los transistores y viceversa, logrando así elevar la tensión de los pulsos manteniendo el desfase de 180º el cual es un punto muy critico para el funcionamiento del inversor y del fenómeno resonancia en el tanque LC.

Fig. 3.4

Ya que se ha descrito todas las etapas del circuito inversor resonante serie con interruptores unidireccionales, se procede a presentar el resultado de las formas de onda en el tanque LC como en la carga del circuito.

FORMAS DE ONDA

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En la figura 3.5 se observan las formas de ondas del circuito resonante serie, las cuales son senoidales casi puras, (para referenciarse en los puntos de medición ver la figura 3.7):

El canal amarillo toma la amplitud en el punto de conexión bobina-condensador denominado N1, midiendo 26(v) en el semiciclo positivo y 24(v) en el semiciclo negativo “fenómeno asociado a la resonancia” quizás debido al golpe de energía que entrega la bobina.

El canal azul toma la señal alterna en la carga del circuito (punto Vo), midiendo en 6,2(v) Vpp y 3,1(v) simétricamente en el semiciclo positivo y negativo.

El canal rojo toma la señal en la compuerta del tiristor T1 (punto G1), el cual es un pulso con 12(v) de amplitud.

Notar que en el pulso de disparo se manifiestan armónicos debido a la conmutación de los SCR y el rebote generado por la bobinas, el pic de este armónico es de 45(v), se hace incapie a que este armónico se presenta cuando la señal de disparo se encuentra en la conmutación de off a on (ósea casi al inicio del semiciclo positivo) lo cual podría dar explicación a la medición asimétrica en cuanto a la amplitud en el canal amarillo.

Por último el canal verde está conectado a la compuerta de T2 (punto G2), a simple vista no se logra divisar ninguna medición (la escala es muy grande), pero al bajar la escala de medición se dio cuenta que si existía una señal rectangular (en el orden de los mV). Al momento de ser conmutado T2, de una u otra forma la compuerta y el cátodo se unen, y como el cátodo de T2 cierra el circuito estando conectado al negativo de la fuente (tierra del circuito) el osciloscopio no logra definir de forma eficiente la magnitud del pulso (aunque la trata de graficar en el orden de los mV) ya que el osciloscopio en el simulador mide con respecto a tierra (en estricto rigor el instrumento se encuentra midiendo el mismo punto).

Fig. 3.5

En la figura 3.6 se observan el resto de señales registradas del circuito inversor resonante serie:

27

El canal amarillo y azul presentan las señales PWM 1 y 2, provenientes del circuito integrado 555, las cuales mantienen el desfase en 180º, un periodo de 20(ms) y por ende se encontrarían trabajando a la frecuencia de resonancia. La amplitud de estos pulsos es de 4,5(v) valor suministrado por la fuente de 5(v) que energiza al oscilador.

El canal rojo es una medición realizada entre el cátodo de T1 y la bobina L1 (punto S3) notar que presenta el mismo espectro registrado en el canal rojo de la figura 3.5 con una amplitud de 45(v), además presenta una especie de superposición de la señal resonante.

Por último en el canal verde se mide el punto entre la bobina L2 y el ánodo de T2 (punto S4), notar que es la señal de resonancia obtenida del tanque LC, justo en el momento en que T2 conmuta para cerrar el circuito, se produce la descargar del condensador a través de la resistencia.

Fig. 3.6

28

GRÁFICAS

29

La tabla 3.8 resume las mediciones obtenidas en el circuito funcionando sin problemaspara, con 10(Ω) como carga. Mientras que la tabla fig. 3.9 resume las mediciones obtenidas en el circuito cuando se varía el valor de RL de 10 a 100(Ω).

Vs (vdc) Vc (v) Rms Vo (v) Rms Io (A) Po (W) RL (Ω)

12 19,3 2,2 0,22 0,11 10Fig. 3.8

Vs (vdc) Vc (v) Rms Vo (v) Rms Io (A) Po (w) RL (Ω)

12 19,3 2,2 0,22 0,10648 1012 13 2,55 0,13 0,04310 2012 1,36 0,33 0,011 0,00004 3012 1,45 0,43 0,01 0,00004 4012 1,55 0,52 0,01 0,00005 5012 1,6 0,6 0,01 0,00006 6012 1,7 0,7 0,01 0,00007 7012 1,8 0,8 0,009 0,00006 8012 1,9 0,9 0,009 0,00007 9012 2 0,95 0,009 0,00008 100

Fig. 3.9

Las mediciones registradas en la tabla 3.9, se grafican en la figura 4.0, 4.1 y 4.2 las cuales representan la tendencia del circuito al aumentar el valor de RL.

10 20 30 40 50 60 70 80 90 1000

0.5

1

1.5

2

2.5

3

Vo v/s RL

Vo

R (Ω)

Vo (v)

Fig. 4.0

En la figura 4.0 se observa el decrecimiento del voltaje Vo, producto del aumento en el valor de RL, ya que al ir aumentando la resistencia de carga, la corriente de salida

30

disminuye (corriente resonante), afectando directamente en la resonancia del circuito y los parámetros de Vo y Po ya que son directamente proporcionales.Entre 10 y 20 (Ω) la señal senoidal se puede apreciar, a partir de los 30(Ω) el inversor comienza a perder la resonancia, el osciloscopio registra en primera instancia una señal amortiguada para luego tomar una forma más distorsionada producto de la manifestación de los armónicos de orden superior.

Fig. 4.1

En la figura 4.1 se observa el decrecimiento de la tensión en el condensador desde 19,3(v) hasta 1,4 (v) cuando se pierde la resonancia del tanque LC producto del aumento de RL.La figura 4.2 representa el decrecimiento de la corriente y potencia de salida producto de la perdida de resonancia en el tanque LC.

Fig. 4.2

31

10 20 30 40 50 60 70 80 90 1000

0.05

0.1

0.15

0.2

0.25

Po e Io v/s RL

Io

Po

R (Ω)

Io (A) / Po (w)

10 20 30 40 50 60 70 80 90 1000

5

10

15

20

25

Vc v/s RL

Vc

R (Ω)

Vc (v)

Analizando las gráficas anteriores podemos concluir que el valor de la corriente es un parámetro importante en la resonancia del circuito, el cual no es tomado en cuenta en la fórmula 1.8, por lo que se recomienda utilizar valores de RL bajos y fijos para esta configuración de inversor resonante serie.

r=[ 1LC−R2

4 L2 ]12

Ecuación 1.8

Al perder la resonancia del circuito inversor, en la componente fundamental de salida se manifiestan los armónicos de orden superior causando una distorsión en la onda senoidal y con ello una pérdida de potencia, afectando directamente en la eficiencia del circuito.

La figura 4.3, presenta los mismos puntos de medición realizados en la fig. 3.5, para este caso las señales obtenidas corresponde cuando se utiliza una RL=100(Ω), prácticamente para este valor no existe resonancia y la manifestación de armónicos es evidente.

El canal amarillo toma la medición del voltaje en el condensador la cual mantiene un periodo de 20(ms) / 50(Hz) en la frecuencia. Las amplitudes son de 1,95(v) y 1,65(v) en el semiciclo positivo y negativo respectivamente.

El canal azul toma la medición en la señal de la carga, la onda posee mucha distorsión la cual posee una amplitud de 1(v) y 1,4(v) en el semiciclo positivo y negativo respectivamente.

Los canales rojo y verde miden las señales de disparo en la compuerta de T1 y T2.

Fig. 4.3

32

MEJORAS INVERSOR RESONANTE SERIE

El circuito inversor resonante serie de la figura 2.2 es muy sencillo. Sin embargo, comunica el concepto básico y describe las ecuaciones características, que se pueden aplicar a otros tipos de inversores resonantes. La corriente de la fuente de DC es discontinua. Esta corriente tiene un pico alto y contendría armónicas. Una mejora del inversor básico de la figura 2.2 se puede conseguir si los inductores están acoplados estrechamente, como se ve en la figura 4.4, cuando se dispara T1 y la corriente I1(t) comienza a subir, el voltaje a través de L1 es positivo, y la polaridad es la que se indica. El voltaje inducido en L2 se suma entonces al voltaje de C para polarizar a T2 en sentido inverso; y se puede desactivar T2. El resultado es que el disparo de un tiristor desactiva al otro, aún antes de que la corriente en la carga llegue a cero.

Fig. 4.4 Fig. 4.5

El inconveniente de la alta corriente pulsante del suministro de DC se puede superar en una configuración de medio puente, como se ve en la figura 4.5, donde L1=L2 y C1=C2. La potencia se toma de la fuente de DC durante los dos medios ciclos del voltaje de salida. La mitad de la corriente de carga es suministrada por el capacitor C1 o C2 y la otra mitad es suministrada por la fuente.En la figura 4.6 se muestra un inversor en puente completo, que permite tener mayor potencia de salida. Cuando se disparan T1 y T2, una corriente resonante positiva pasa a través de la carga, y cuando se disparan T3 y T4, pasa una corriente negativa. La corriente del suministro es continua, pero pulsante.

Fig. 4.6

Nota: Para la misma potencia de salida y la misma frecuencia de resonancia, las capacitancias C1 y C2 en la figura 4.5 deberían ser la mitad que las de la figura 2.2 y 4.4, la corriente pico de alimentación baja a la mitad.

33

INVERSOR RESONANTE DE MEDIO PUENTE

Se requiere el diseño de un inversor resonante de medio puente conformado por dos transistores (T1 y T2), dos diodos rectificadores (D1 y D2), dos condensadores (C1 y C2) una bobina L y una carga resistiva pura (R). Básicamente este circuito es idéntico al primer circuito analizado (ver figura 1.0) con la diferencia que se incluye un tanque LC para aprovechar el fenómeno de la resonancia y filtrar todos los armónicos de orden superior dejando pasar solamente la componente fundamental (la cual realiza el mayor aporte de potencia). En comparación con el primer circuito, la diferencia principal sería el aumento de eficiencia en la potencia de la carga gracias al tanque resonante.

El circuito solicitado se aprecia en la figura 4.7

Fig. 4.7

FUNCIONAMIENTO

El funcionamiento de este circuito es idéntico al circuito de la figura 1.0, los transistores T1 y T2 (transistores IGBT) deben conmutar desfasados en 180°.

Cuando conmuta T1, el tanque resonante se forma con R, L, C2 formando el semiciclo positivo. Cuando conmuta T2, el tanque resonante se forma con R, L, C2.

D1 y D2 son diodos de retroalimentación.

La potencia se toma de la fuente de DC durante los dos medios ciclos del voltaje de salida. La mitad de la corriente de carga es suministrada por el capacitor C1 o C2 y la otra mitad es suministrada por la fuente.

34

Se toma en cuenta la nota mencionada al final del segundo inversor analizado, la cual dice que si se desea implementar un inversor resonante de medio puente con la misma frecuencia que el inversor resonante serie, los valores de C1 y C2 para el inversor resonante de medio puente deben ser la mitad de la capacitancia utilizada en el inversor resonante serie. Osea si se uso 40(uF), para el inversor de medio puente se deberá utilizar C1=C2 = 20(uF).

Las formas de onda de la corriente de carga y los intervalos de conducción de los dispositivos de potencia se ven en la figura 4.8, esta forma de onda corresponde a un inversor operando en modo no superpuesto “el disparo de un transistor se retarda hasta que ha terminado la última oscilación de corriente a través de un diodo” para nuestro circuito se utilizará el modo superpuesto “ el disparo de un dispositivo se realiza mientras que el diodo de la otra parte todavía está conduciendo corriente”

Fig. 4.8

Como ya se ha determinado los componentes del tanque resonante, se tienen diseñado dos circuitos de control para que los tiristores conmuten desfasados en 180°, solamente quedaría aplicar los análisis anteriores en esta configuración de inversores.Pero para no redundar en el circuito de control respecto a los circuitos anteriormente analizados.Se decide implementar un nuevo circuito de control en base al uso de un microcontrolador, simulando una aplicación industrial, ya que hoy en día la electrónica digital y la electrónica de potencia están muy relacionadas al momento de brindar soluciones en los procesos industriales, como por ejemplo el control de motores con arrancadores electrónicos (variadores de frecuencia y partidores suaves).

Para este caso se utilizará el PIC 16F84, el cual es un microntrolador muy conocido y utilizado por todas los electrónicos cuando se inician en el mundo de la programación de los microcontroladores, ya que es un chip de bajo costo y presenta funciones básicas pero interesantes. Con este chip se comandará la conducción de los elementos de conmutación generando los pulsos rectangulares desfasados en 180°, siendo acondicionados por circuitos driver para aumentar su amplitud.

35

CIRCUITO DE CONTROL

El circuito de control utilizado se observa en la figura 4.9, donde se puede apreciar que el puerto B del microcontrolador entrega los pulsos rectangulares, también se puede apreciar la conexión de un Reset, compuesta por dos resistencias y un pulsador, el cual al ser presionado resetea al microcontrolador y este pone nivel bajo las salidas RB2 y RB3 causando que los elementos de conmutación del inversor resonante se desactiven y la onda senoidal en la carga se ponga a 0(v).

Fig. 4.9

Los condensadores (C5, C6) y X1 (cristal de cuarzo), conforman el oscilador externo, el cual determina la frecuencia de funcionamiento del microcontrolador (4Mhz en el PIC 16F84A).

Para programar el microcontrolador se utiliza la misma idea cuando se utilizó el NE 555 se debe establecer un tren de pulso con el ciclo de trabajo a un 50%, osea los niveles alto y bajo poseen el mismo tiempo de funcionamiento. La programación del microcontrolador se realiza con el compilador PIC simulator utilizando lenguaje assembler, en el cual se establece un tiempo de retardo de 10(ms) para el estado “On” y 10(ms) para el estado “Off”, logrando así un periodo de 20(ms) y una frecuencia de 50(Hz) (la frecuencia de resonancia). Para esta ocasión no se requerirá de la compuerta NOT para invertir el tren de pulso, ya que el microcontrolador resuelve ese problema con la programación que le otorgaremos.Cuando el pin RB2 esta a nivel alto, el pin RB3 estará a nivel bajo, pasado los 10(ms) cambiarán su estado durante otros 10(ms), estos cambios de estado serán repetitivos dentro de un ciclo infinito. El margen de error en la generación de trenes de pulso cuando se trabaja con microcontroladores es mínimo, en comparación cuando se trabaja con temporizadores convencionales, sin mencionar que gracias a la programación del microcontrolador se puede programar cualquier base de tiempo sin ningún tipo de componentes adicionales (aparte de su oscilador externo), lo cual ahorra una serie de problemas, cálculos en el diseño del sistema de control y costos a la hora de implementación.

36

PROGRAMA DEL MICROCONTROLADOR

Org 0x00cont1 equ 0x0ccont2 equ 0x0dcont3 equ 0x0fbsf status, 5movlw b'00000001'movwf trisb ; puerto B como salida, excepto el pin 0bcf status,rp0clrf portb ; Limpieza de puerto B

; 50% duty-cycle = pulso On 10(ms) y Off 10 (ms) PWM-50%

movlw b'00000100'movwf trisbcall retardo_0movlw b'00001000'movwf trisbcall retardo_0goto PWM-50%end

retardo_0 ; Subrutina de retardo 0.movlw d'10'movwf cont2

loop2 movlw d'249'movwf cont1

loop1 nopdecfsz cont1, 1goto loop1decfsz cont2, 1goto loop2return

37

TREN DE PULSO

Las señales en el tren de pulso obtenidas gracias a la programación del PIC son exactas y se pueden divisar en la figura 5.0, las cuales poseen un periodo de 20(ms) aunque con una baja magnitud 4,5(v) las cuales deben acondicionar utilizando la misma etapa de driver en el circuito de control utilizado en el segundo inversor analizado.

Fig. 5.0

Con el circuito driver de la figura 5.1, se logra amplificar las señales rectangulares del microcontrolador desde 4,5(v) a 12(v) el cual es un nivel suficiente para generar la corriente de disparo en la compuerta de los transistores.

Fig. 5.1

38

CIRCUITO DE FUERZA

Fig. 5.0

Componentes circuito de fuerza:

Componente Detalle UnidadesTransistor Mosfet IRF830 2Resistencia 10 (Ω) ; 1(w) 1Bobina núcleo de aire 250 (mH) 1Condensador Electrolítico 20 (uF) ; 15(v) 2Batería 12 (v) 1Diodo 1N4148 2

39

FORMAS DE ONDA

Las formas de onda obtenidas con el circuito inversor resonante de medio puente se aprecian en la figura 5.1:

El canal amarillo toma la medición en el nodo N1 (ver figura 5.0) correspondiente al punto medio de conexión entre los transistores, nodo enriquecido en armónicos ya que en este punto se produce las conmutaciones de Q1 y Q2. La señal obtenida es rectangular con un periodo de 20(ms) y cierta distorsión generada por los armónicos.

El canal azul toma la medición en el nodo N2 (entre la bobina y RL), esta señal es casi una senoidal pura, posee un periodo de 20(ms) y posee una amplitud simétrica de 36(v) pic tanto en el semiciclo positivo como en el negativo.

El canal rojo toma la medición en el nodo N3 (punto medio en los condensadores) esta señal también es casi una onda senoidal pura con 36,5(v) simétrico pic de amplitud en el semiciclo negativo y positivo, el periodo es de 20(ms).

Fig. 5.1

40

GRÁFICAS

Se registran los mismos parámetros del inversor de medio puente figura 1.4, esta vez con el tanque resonante incluido. El rango de variación de RL va desde los 10 (Ω) a 200 (Ω) y los parámetros principales del circuito, se registran en la tabla figura 5.2

TABLA DE PARAMETROS

Po (w) Vc1 Vc2 I1 (A) I2 (A) Io (A) RL (Ω)1,14 7,54 6,85 3,98 3,96 0,11 500,64 7,97 6,75 3,92 3,91 0,05 1000,43 8,07 6,67 3,9 3,89 0,03 1500,33 8,12 6,58 3,89 3,88 0,02 2000,27 8,15 6,59 3,89 3,89 0,02 2500,22 8,17 6,58 3,89 3,88 0,01 3000,19 8,2 6,51 3,87 3,86 0,01 3500,16 8,09 6,41 3,84 3,84 0,01 400

Fig. 5.2

Los parámetros de la tabla 5.2 se observan desde el gráfico 5.3 a 5.6, las cuales representan la tendencia del circuito inversor resonante de medio puente, al ir aumentando el valor de RL. La figura 5.3 presenta el decrecimiento exponencial del voltaje en los condensadores al ir aumentando el valor de RL. En la curva desde los 10 a 50(Ω) la onda senoidal aun es aceptable, sobre ese valor es más evidente la presencia de armónicos, mientras mayor es el valor de R, mayor es la distorsión en la señal alterna.

Fig. 5.3

41

10 20 40 60 80 100 120 140 160 180 2000

5

10

15

20

25

30Vc1 y Vc2 v/s RL

Vc1

Vc2

R (Ω)

Vc1 / Vc2 (v) Rms

La figura 5.4 presenta el decrecimiento exponencial del voltaje en la carga, a medida que se va perdiendo la resonancia del inversor por efecto de variar la carga resistiva en el circuito. Al aumentar el valor de RL, la corriente resonante decrecerá (graficada en la figura 5.5) causando que la tensión Vo y la potencia Po disminuyan ya que estos valores son directamente proporcionales (ley de ohm).El valor de la corriente resonante es el parámetro clave para mantener la eficiencia del circuito. Por ello que estos circuitos son utilizados con cargas fijas y no variables.

Fig. 5.4

Fig. 5.5

42

10 20 40 60 80 100 120 140 160 180 2000

5

10

15

20

25

30

Vo v/s RL

Vo

R (Ω)

Vo (v) Rms

10 20 40 60 80 100 120 140 160 180 2000

0.05

0.1

0.15

0.2

0.25

0.3

0.35

Io v/s RL

Io (A)

R (Ω)

Io (A) Rms

Fig. 5.6

La figura 5.6 gráfica la curva de tendencia decreciente de la potencia del inversor resonante a medida que se aumenta el valor de RL. Notar que la potencia cuando el circuito se encuentra en resonancia e de aproximadamente 3(w) y al momento de ir perdiendo la resonancia la potencia del circuito tiende a cero.

Sin embargo la respuesta decreciente de los parámetros en el inversor resonante de medio puente es mucho mejor que la respuesta del inversor resonante serie (es más susceptible a la variación de la carga, teniendo un mayor rango de variación en RL).

Al utilizar dos condensadores ya no es necesario utilizar las dos bobinas (las cuales eran necesarias cuando se usaba un capacitor en el inversor serie para formar la resonancia en el semiciclo positivo y negativo) comparar figuras 2.2 y 4.7, en el semiciclo negativo del inversor resonante serie la tensión inversa era suministrada por el condensador lo cual limitaba su eficiencia.

Ahora los condensadores son los componentes necesarios para formar la resonancia tanto en el semiciclo negativo y positivo (utilizando un solo inductor común), otorgándole mayor eficiencia al circuito, ya que en este inversor, la mitad de la corriente de carga es suministrada por el capacitor C1 o C2 y la otra mitad es suministrada por la fuente.

Para seguir mejorando la eficiencia de del inversor resonante de medio puente, se puede utilizar una configuración de puente completo.

43

10 20 40 60 80 100 120 140 160 180 2000.00

0.50

1.00

1.50

2.00

2.50

3.00

3.50

Po v/s RL

Po (w)

R (Ω)

Po (w) Rms

INVERSOR RESONANTE PUENTE COMPLETO

Se requiere el diseño de un inversor resonante de puente completo conformado por cuatro transistores (Q1 a Q4), cuatro diodos rectificadores (D1 a D4), un condensador C una bobina L y una carga resistiva pura R.Básicamente esta configuración de inversor presenta mayor potencia que el inversor de medio puente, ya que el total de la corriente es suministrada por la fuente Vs, tanto en el semiciclo positivo como negativo. Debido a la conmutación pareada de los transistores (T1 conducirá con T2 para hacer resonar el tanque LC y formar el semiciclo positivo), mientras que T3 y T4 conducirán al mismo tiempo para resonar el tanque LC y formar el semiciclo negativo.

En la figura 5.7 se observa el circuito solicitado.

Fig. 5.7

Para esta configuración también se utilizará el modo de disparo superpuesto “el disparo de un dispositivo se realiza mientras que el diodo de la otra parte todavía está conduciendo corriente” aunque la operación traslapada o superpuesta aumenta la frecuencia de salida, también al usar este modo de disparo se aumenta la potencia producida. La forma de onda para este circuito se observa en la figura 5.8 (modo superpuesto)

Fig. 5.8

44

CIRCUITO DE CONTROL

El circuito de control utilizado en esta configuración seguirá siendo el microcontrolador PIC 16F84A, pero con la diferencia que se utilizarán cuatro puertos de salida para generar el tren de pulso desfasado en 180° y con ello comandar a cuatro drivers trabajando en forma pareada para conmutar a los transistor del inversor resonante puente completo.Las señales en el tren de pulso trabajarán de la siguiente forma:

PWM-1 y PWM-2, correspondientes a los pines RB1 y RB2, se encuentran en fase (poseen el mismo periodo) y comandarán a T1 y T2 respectivamente.

PWM-3 y PWM-4, correspondientes a los pines RB3 y RB4, se encuentran en fase pero (con el periodo invertido respecto a las señales en RB1 y RB2) y comandarán a T3 y T4 respectivamente.

Fig. 5.9

Todo lo demás en el circuito se control sigue manteniendo (comparar con la figura 4.9).

Cabe señalar que como se dijo antes, al utilizar un microcontrolador en la etapa de control este aporta mayor flexibilidad a los cambios deseados frente a algún nuevo requerimiento del circuito de fuerza.

La única desventaja es que son señales de bajar magnitud por lo que deben se amplificadas en algunos casos como en este caso en que se utiliza la electrónica de potencia y digital.

45

CIRCUITO DRIVER

Se decide aumentar la cantidad de driver para el disparo de los transistores en el inversor resonante, ya que al utilizar un solo driver para comandar a dos transistores T1 y T2 por ejemplo, el driver debía suministrar la corriente capaz de conmutar a ambos transistores.

Los driver trabajarán de la siguiente forma:

Q5 comandará a T3 Q6 comandará a T1 Q7 comandará a T4 Q8 comandará a T2

También se decide aislar la fuente de poder que alimenta a los driver por un tema de contar con la mayor corriente de trabajo posible, a diferencia del driver en la figura 5.1, en la cual la fuente que alimenta al inversor de medio puente, también alimentaba a los drivers.

Fig. 6.0

46

PROGRAMA DEL MICROCONTROLADOR

Org 0x00cont1 equ 0x0ccont2 equ 0x0dcont3 equ 0x0fbsf status, 5movlw b'00000001'movwf trisb ; puerto B como salida, excepto el pin 0bcf status, rp0clrf portb ; Limpieza de puerto B

; 50% duty-cycle = pulso On 10(ms) y Off 10 (ms) PWM-50%

movlw b'00000110'movwf trisbcall retardo_0movlw b'00011000'movwf trisbcall retardo_0goto PWM-50%end

retardo_0 ; Subrutina de retardo 0.movlw d'10'movwf cont2

loop2 movlw d'249'movwf cont1

loop1 nopdecfsz cont1, 1goto loop1decfsz cont2, 1goto loop2return

CIRCUITO DE FUERZA

47

Fig. 6.1

Como en esta configuración se están utilizando cuatro transistores, ya no es necesario utilizar dos condensadores como en el inversor resonante de medio puente, ya que la fuente Vs, se encargará de suministrar la corriente en la carga en los dos medios ciclos. Por ello el valor de la capacitancia debe volver al calculado inicialmente en el análisis del inversor resonante serie (Se debe volver a utilizar 40uF para que el tanque entre en sintonía a los 50Hz).

Componentes circuito de fuerza:

Componente Detalle UnidadesTransistor Mosfet IRF830 4Resistencia 10 (Ω) ; 1(w) 1Bobina núcleo de aire 250 (mH) 1Condensador Electrolítico 20 (uF) ; 15(v) 1Batería 12 (v) 1Diodo 1N5408 4

FORMAS DE ONDA

48

Las formas de onda obtenidas con el circuito inversor resonante de puente completo se aprecian en la figura 6.2:

El canal amarillo toma la medición en el nodo N1 (ver figura 6.1) correspondiente al punto medio de conexión entre los transistores, nodo enriquecido en armónicos ya que en este punto se produce las conmutaciones de Q1 y Q4. La señal obtenida es rectangular con un periodo de 20(ms) y cierta distorsión generada por los armónicos.

El canal azul toma la medición en el nodo N2 (entre la bobina y RL), esta señal es casi una senoidal, con un periodo de 20(ms) y posee una amplitud asimétrica de 79(v) pic en el semiciclo positivo y 67(v) en el semiciclo negativo.

El canal rojo toma la medición en el nodo N3 (entre C y RL) esta señal también es casi una onda senoidal con 78(v) pic en el semiciclo positivo y 66(v) pic de amplitud en el semiciclo negativo, el periodo sigue siendo de 20(ms).

Fig. 6.2

GRÁFICAS

49

Se registran los mismos parámetros del inversor de puente completo con un rango de variación de RL que va desde los 10 a 200 (Ω) y los parámetros principales del circuito, se registran en la tabla figura 6.3

TABLA DE PARAMETROS

Vs (vdc) Vc (v)Rms Vo (v) Rms Io (A) Po (w) RL (Ω)

12 49 50 0,6 18,00 1012 30 30 0,36 3,89 2012 17 17,6 0,2 0,70 4012 13 13,2 0,14 0,26 6012 11 11 0,11 0,13 8012 9 9,8 0,08 0,06 10012 9 9 0,07 0,04 12012 8 8,4 0,06 0,03 14012 8 8 0,05 0,02 16012 8 7,6 0,04 0,01 18012 7 7,6 0,04 0,01 200

Fig. 6.3

Como era de esperarse, la tendencia al ir aumentando el valor de la resistencia de carga era la perdida de la resonancia en el inversor. Solo que con un mayor rango en comparación con las configuraciones de inversores anteriormente analizados.

Fig. 6.4

50

10 20 40 60 80 100 120 140 160 180 2000

0.1

0.2

0.3

0.4

0.5

0.6

0.7

Io v/s RL

Io(A)

R (Ω)

Io (A) Rms

10 20 40 60 80 100 120 140 160 180 2000

10

20

30

40

50

60

Vo v/s RL

Vo

R (Ω)

Vo (v) Rms

Fig. 6.5

Al utilizar la configuración en puente completo se logra mayor potencia en comparación a los inversores analizados anteriormente a lo largo de todo este documento, pero que aún así no es capaz de soportar cargas variables “solamente dentro de un rango muy corto”

Fig. 6.6

CONCLUSIÓN

51

10 20 40 60 80 100 120 140 160 180 2000

10

20

30

40

50

60

Vo v/s RL

Vo

R (Ω)

Vo (v) Rms

10 20 40 60 80 100 120 140 160 180 2000.002.004.006.008.00

10.0012.0014.0016.0018.0020.00

Po v/s RL

Po(w)

R (Ω)

Po (w) Rms

En el presente informe se trato de presentar en forma didáctica el funcionamiento de los inversores, aplicando varias formas de controlar un circuito de electrónica de potencia iniciando desde un inversor de medio puente hasta llegar al inversor resonante de puente completo el cual es el inversor de mayor eficiencia, aunque no se lograse una forma senoidal perfecta con respecto a los primeros inversores resonante (resonante serie y medio puente resonante), quizás porque se trabajó en el modo de disparo superpuesto o traslapado (disparos desfasados sin espera del tiempo de recuperación en los diodos de retroalimentación). Pero que de igual forma, la onda es aceptada como una senoidal.

Se deja en claro que los análisis presentados en este documento son de exclusivo criterio de los autores del presente material, con pruebas realizadas solamente en el simulador de circuito electrónicos Proteus, basados siempre en la teoría propocionada por el libro “Electrónica de potencia” del autor Muhammad H. Rashid, 3º edición. Lo cual deja espacio a la discrepancia en algunos análisis realizados frente a condiciones y pruebas que puedan realizar otros autores para estos circuitos inversores.

Se deja como iniciativa poder llevar a la práctica los circuitos presentados en el este material y commparar los resultados con la simulación, ya que en algunos casos las respuestas a los fenomenos transistorios entregadas por el simulador (en el tanque LC). Las cuales abren un debate a posibles explicaciones, por ello al llevar estos circuitos a la práctica, se obtendrá una respuesta real, para poder comparar la simulación con la realidas, y en caso de que estas concuerden, se deberá indagar en un mayor análisis para la comprensión del fenomeno de resonancia.

Este documento pertenece a estudiantes del séptimo semestre de Ingeniería en Electrónica de la universidad Tecnológica Inacap chile, I región de Tarapacá, provincia de Iquique, año 2012.

Biliografias

Libro “Electrónica de potencia” del autor Muhammad H. Rashid, 3º edición.

E-mail :

o Mario.caro05@inacapmail.cl o Carlos.soto46@inacapmail.cl o Rodrigo.heraldo@inacapmail.cl

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