New Cenidet · 2020. 7. 7. · cenidet Centro Nacional de Investigaci6n y Desarrollo Tecnológico...

1. S.E;P. S.E.I.T. S.N.I.T.

CENTRO NACIONAL DE INVESTIGACIÓN ,Y DESARROLLO TECNOLÓGICO

.m

Cenidet

ESTUDIO DEL DESEMPEÑO DEL AMPLIFICADOR CLASE E CONMUTADO A VOLTAJE CERO, UTILIZANDO .

DIFERENTES DISPOSITIVOS SEMICONDUCTORES DE POTENCIA COMO INTERRUPTOR

TESIS P A M OBTENER EL GRADO DE: MAESTRO EN CIENCIAS EN INGENIERÍA ELECTR~NICA

PRESENTA: ESTEBAN OSVALDO GUERRERO MMÍREZ

DIRECTORES DE TESIS:

DRA. MARÍA COTOROGEA PFEIFER

- DR. MARIO PONCE SILVA

CUERNAVACA, MORELOS AGOSTO DEL 2004

"""I CENIDET IzNTRO D E INFORMACION

.. I < ~ 4 - O 5 5 7

cenidet Centro Nacional de Investigaci6n y Desarrollo Tecnológico Sistema Nacional de Institutos Tecnolbgicos

ANEXO N0.11 M10

ACEPTACI~N DEL DOCUMENTO DE TESIS

Cuemavaca, Mor., a 16 de agosto del 2004

C. Dr. Enrique Quintero-Mármol Márquez Jefe del departamento de Electrónica Presente.

At’n C. Dr. Gerard0 V. Guerrero Ramirez Presidente de la Academia de Electrónica

Nos es grato comunicarle, que conforme a los lineamientos para la obtención del grado de Maestro en Ciencias de este Centro, y después de haber sometido a revisión académica la tesis titulada: “Estudio del Desempeño del Amplificador Clase E Conmutado a Voltaje Cero, Utilizando Diferentes Dispositivos Semiconductores de Potencia como Interruptor”, realizada por el C. Esteban Osvaldo Guerrero Ramírez y dirigida por la Dra. María Cotorogea Pfeifer y el Dr. Mario Ponce Silva y habiendo realizado las correcciones que le fueron indicadas, acordamos ACEPTAR el documento final de tesis, así mismo le solicitamos tenga a bien extender el correspondiente oficio de autorización de impresión.

Atentamente La Comisión de Revisión de Tesis

\ / m

Nombre y firma Revisor

Nombre y firma Revisor

Nombre y f i k a Revisor

C.C.P. Subdirección Académica Departamento de Servicios Escolares Directores de tesis

4 Pmgnrni da IDS pmgnmaa de Maestda en CICIICI~I del CENWET

Auddmico. Reglamento y Rocodlmlen<or AcadmicoJldrninislnt”or

cenidet Centro Nacional de Invesllgacidn y Desarrollo Tecnologico Sistema Nacional de Institutos Tecnolbgicos

Estudiante

ANEXO No. 12 M11

AUTORIZACI~N DE IMPRESI~N DE TESIS

Cuernavaca, Mor., a 16 de agosto del 2004

C. Ing. Esteban Osvaldo Guerrero Ramirez Candidato al grado de Maestro en Ciencias en Ingeniería Electrónica Presente.

Después de haber atendido las indicaciones sugeridas por la Comisión Revisora de la Academia de Electrónica en relación a su trabajo .de tesis cuyo titulo es: “Estudio del Desernpeiío’ del Amplificador Clase E Conmutado a Voltaje Cero, Utilizando Diferentes Dispositivos Semiconductores de Potencia como Interruptor”, me es grato comunicarle que conforme a los lineamientos establecidos para la obtención del grado de Maestro en Ciencias en este centro se le concede la autorización para que proceda con la impresión de su tesis.

Atentamente

C. Dr. Enrique Qdintero-Mármol Márquez Jefe del Departamento de Electrónica

C.C.P. Subdirección Académica Presidente de la Academia de Electrónica Departamento de Servicios Escolares

Agradecimientos

Quiero eqresar mi agradkimiento a todas a q u e h personas, que con su ayda, hick- ronposi61é 1á realización dé este tra6ajo.

Pinte todo a mis directores dé tesis, 1á ma. Ma& Cotorogea y e l m . Mario @‘once por su enseñanza, apoyo y ay& en 1á realización dé este tratíajo dé tesis.

Quiero dhr Iás gracias tam6ién a mis revisores dé tesis, elDr. C a r h Pguihc elDr. Francisco Cana1és y e l C. CDK Jesús Aguayo, por sus oportunos comentarios y consejos, Ios cuahs contntíuyeron a mqorar este tra6ajo.

Jl@. Enrique Quintero,jge deldépartamento de ehctrónica por hzs facirddes 6rin- dúah para terminar esta tesis.

A lm imo tiempo agrahzco a mis comparieros dé Ehctrónica dé potencia, Controly Sistemas dGitahs dé 1á generación 2002-2004 por aceptarme en su grupo, gracias Nunuel; Cristian, Jhjadro, etc.

3 íú 01% por Iás f a c i U u h y apoyo en todo momento. David; Xeritíeerto, Josué, Woe y lomrír por su contri6ucwn en eldesarroaó dé este tra6qO, pero so6re todo por su amis- tad

P mis amGos siempre Enrique, Cutíriel; Martín y Luis por su amistady apoyo en todo momento.

Dedico esta tesis

A mi familia:

Parte importante dé mi vida y con quien comparto este hgro

A miA6ueíita: Aáoya

A mis padres: Eduardo y @adaCupe

A mis hemanos, en especiafa Gerard0 por su ayuda dé siempre

A mi esposa: GQeyna

A mis hijos: Juan Antonio y Danielzta

Índice .. Índice .................................................................................................................... V i l

Lista de figuras xi Lista de tablas ..................................................................................................................... xv Simbología .................................................................................................................. XVll Introducción ................................................................................................................... X ~ X 1 . Estudio de los dispositivos semiconductores de potencia ..................................................... 1 1 . I . Introducción ....................................................................................................................... i 1.2. Características de los dispositivos semiconductores de potencia ....................................... 1 1.3. Dispositivos semiconductores de potencia clásicos ............... : ............................................ 3 1.4. Dispositivos semiconductores de potencia modernos ........................................................ 3 I .4. 1. MOSFET de potencia convencional ................................................................................ 3 1.4.1.1. Estructura interna del MOSFET ................................................................................... 4 1.4.1.2. Principio de funcionamiento ......................................................................................... 4

1.4.1.4. Resistencia intrínseca del MOSFET ............................................................................. 5

..................................................................................................................... ..

. . . . 1.4.1.3. Principales caractensticas ............................................................................................. 5

1.4.1.5. Capacitancias parásitas del MOSFET de potencia ....................................................... 7 1.4.2. Super-Junction MOSFET ................................................................................................ 8 1.4.2.1. Estructura y principio de funcionamiento ..................................................................... 8 1.4.2.2. Principales características ............................................................................................. 9 1.4.3. El Transistor Bipolar de Compuerta Aislada ................................................................. 10

1.4.3.2. Principio de funcionamiento ....................................................................................... 11 1.4.3.3. Principales características del IGBT ........................................................................... 12 1.4.3.4. Velocidad de conmutación del IGBT ......................................................................... 12 1.4.3.5. Tecnologías de fabricación del IGBT ...................... : .................................................. 13 1.4.4. High Speed IGBT (o IGBT de alta velocidad) .............................................................. 14 1.4.4.1. Esmictura .................................................................................................................... 14 1.4.4.2. Pnncipales caracteristicas ............................................................................................ 15 1.4.4.3. Nuevos campos de aplicación del High Speed IGBT ................................................. 15 1.4.5. Comparacion de 10s DSEp ............................................................................................. 16 1.4.6. Dispositivos seleccionados para el análisis comparativo .............................................. 19 1.5. Resumen ..................................................................................................................... 19

1.4.3.1. Estructuradel IGBT .................................................................................................... 10

. . . .

..

........................................................................................... ............... 2 . Amplificador clase E 1 21

... Vil1 Estudio del desempeño del ACECVC. utilizando diferentes dispositivos de potencia

21 2.1. Introduction ..................................................................................................................... 2.2. Amplificador Clase E 22 2.2.1. Amplificador clase E conmutado a voltaje cero (ACECVC) 22

2.2.3. Formas de onda típicas del ACECVC ....................................................... 24

2.2.4.1. Perdidas en conduction 24

.. ........................................................................................................

....................................... . . . 2.2.2. Pnncipio de funcionamiento ......................................................................................... 23

2.2.4. Pérdidas de potencia en el ACECVC ............................................................................ 24

2.2.4.2. Perdidas en conmutacion ........................................................................................... 24 2.2.4.3. Pérdidas debido a los elementos reactivos ................................................................. 26 2.2.4.4. Pérdidas debido a la inductancia serie del cableado .................................................. 26 2.2.4.5. Pérdidas debido al impulsor de compuerta del dispositivo ........................................ 26 2.3. Principales aplicaciones del ACECVC ............................................................................ 27 2.4. Topologías derivadas del amplificador clase E ................................................................ 28 2.4.1. Amplificador clase E Push-pull .................................................................................... 28 2.4.2. Amplificador clase E con inductor y capacitor en la red de carga ................................ 29

2.5. Análisis y diseño del ACECVC ....................................................................................... 31

...................... . . .. .............................................................................................. . . ..

2.4.3. Amplificador clase E conmutado a corriente cero (ACECCC) .................................... 30

2.5.1. Introduccion .................................................................................................................. 31 2.5.2. Análisis matemáticos del ACECVC considerando el interruptor ideal ........................ 31 . 2.5.2.1. Procedimiento de análisis propuesto por F . Raab [3 i] .............................................. 31 2.5.2.2. Procedimiento de Análisis propuesto por Li y Yam [34] .......................................... 33 2.5.2.3. Procedimiento de Análisis propuesto por M . Albulet [35] ........................................ 33 2.5.3. Análisis matemáticos del ACECVC considerando la Ros(on) y la COSS del interruptor34 2.5.3.1. Procedimiento de análisis propuesto por Chan y Toumazou [36] ............................. 34 2.5.3.2. Procedimiento de Análisis propuesto por Chudabiak [37] ........................................ 35 2.5.3.3. Procedimiento de análisis propuesto por Wang y Gao [38] ....................................... 35 2.6. Resumen ..................................................................................................................... 35 3 . Análisis matemático y diseño del ACECVC ...................................................................... 37 3.1. Introduccion ..................................................................................................................... 37 3.2. Análisis matemático del ACE considerando la resistencia de encendido del dispositivo 37 3.2.1. Suposiciones y parámetros ............................................................................................ 37 3.2.2. Ecuaciones del circuito ................................................................................................. 38 3.2.3. Cálculo de los valores del circuito ................................................................................ 40 3.3. Análisis matemático del ACECVC considerando la (COSS) del MOSFET ...................... 42 3.3.1. Suposiciones y parámetros ............................................................................................ 42 3.3.2. Ecuaciones del circuito ................................................................................................. 42 3.3.3. Ecuaciones de diseño del ACECVC con capacitor paralelo lineal y no lineal ............. 46 3.4. Diseño del ACECVC ....................................................................................................... 47 3.4.1. Especificaciones de diseño del ACECVC .................................................................... 48 3.4.2. ..Procedimiento de diseño del ACECVC ........................................................................ 49 3.4.3. Ejemplo de diseño del ACECVC a 250 kHz y 100 W .................................................. 50 3.4.3.1. Señales generadas por el programa de diseño ............................................................ 52 3.4.4. Método de diseño del ACECVC propuesto por Li y Yam ................................... ; ....... 52 3.5. Resumen ..................................................................................................................... 54 4 . Simulacion del ACECVC ................................................................................................... 55 4.1. Introduccion ..................................................................................................................... 55 4.2. Circuito simulado ............................................................................................................. 55

..

..

. .

. . . .

.. ..

. . .

~I

Índice ix

4.3. Resultados con el MOSFET convencional 56 4.3.1. Formas de onda en el intenvptor 56 4.3.2. Formas.de onda en la carga ............................................................................................. 57 4.3.3. Gráficas de funcionamiento 58 4.3.3.1. Voltaje de alimentación 58 4.3.3.2. Pérdidas de p0tencia.y eficiencia 58 4.4. Resultados con el CoolMOS ......................................................................................... 59 4.4.1. Formas de onda en el intenvptor ................................................................................... 59 4.4.2. Formas de onda en la carga ............................................................................................ 60 4.4.3. Gráficas de funcionamiento ........................................................................................... 60 4.4.3.1. Voltaje de alimentacion 60 4.4.3.2. Pérdidas de potencia y eficiencia ................................................................................ 61 4.5. Resultados con el IGBT convencional .............................................................................. 61 4.5.1. Formas de onda en el interniptor ................................................................................... 61 4.5.2. Formas de onda en la carga ............................................................................................ 62 4.5.3. Gráficas de funcionamiento ........................................................................................... 62 4.6. Simulaciones con el IGBT de alta velocidad .................................................................... 63 4.6.1. Formas de onda en el interniptor ................................................................................... 63 4.6.2. Formas de onda en la carga ............................................................................................ 64 4.6.2.1. Gráficas de funcionamiento ........................................................................................ 64 4.7. Gráficas comparativas de los cuatro intenvptores ............................................................ 65 4.7.1. Voltaje de alimentacion ................................................................................................ 65 4.7.2. Pérdidas de potencia y eficiencia .................................................................................... 66 4.8. Resumen ..................................................................................................................... 68 5 . Resultados experimentales ................................................................................................... 69 5.1. Introduccion ..................................................................................................................... 69

....................................................................... ...................................................................................

........................................................................................... ..............................................................................................

................................................................................ TM

.. ..............................................................................................

..

.. 5.2. Diseño del prototipo .......................................................................................................... 69 5.2.1. Circuito impulsor de compuería.de1 MOSFET .............................................................. 70 5.2.2. Diseño de inductores ...................................................................................................... 71 5.2.2.1. Especificaciones de diseño ......................................................................................... 72 5.2.2.2. Procedimiento de diseno ............................................................................................. 72 . . . - 5.3. Resultados con el MOSFET convencional (BUZ334) ........... ; ......................................... 74 5.3.1. Formas de onda en el dispositivo y en la carga ............................................................. 74 5.4. Resultados con el CoolMOS (SPPl lN60S5) ................................................................... 74 5.4.1. Formas de onda en el dispositivo y en la carga .............................................................. 74 5.5. Resultados con el IGBT (SKp06N60) .............................................................................. 75 5.5.1. Formas de onda en el dispositivo y en la carga ............................................................. 75 5.6. Resultados con el IGBT de alta velocidad (SKB20N60HS) ............................................ 75 5.6.1. Formas de onda en el dispositivo y en la carga ............................................................. 75 5.7. Graficas comparativas de los experimentos ...................................................................... 76 5.7.1. Esfuerzos de voltaje ....................................................................................................... 76

5.8. Análisis comparativo entre simulación y experimento ..................................................... 76

5.8.2. Potencia de salida ........................................................................................................... 78 5.8.3. Esfuerzos de voltaje en los dispositivos ........................................................................ 78

........................................................................................................... 5.7.2. Potencia de salida 76

5.8.1. Transitorios de corriente y voltaje ~ 76

. . ................................................. ...............................

. . . . 5.8.4. Eficiencia del circuito .................................................................................................... 79

http://Formas.de

X Estudio del desempeño del ACECVC. utilizando diferentes dispositivos de potencia

5.9. Resumen ..................................................................................................................... 79 6 . Conclusiones, comentarios y trabajos futuros ..................................................................... 81 6.1. Conclusiones generales .................................................................................................... 81 6.2. Recomendaciones y trabajos futuros ................................................................................ 83

Anexo 2.Resultados experimentales ....................................................................................... 93

Bibliografía ..................................................................................................................... 85 Anexo 1.Simulaciones ............................................................................................................ 89

Anexo 3.Hojas de datos de los dispositivos ............................................................................ 97

Lista de figuras Figura 1.1. Figura 1.2. Figura 1.3.

. Figura 1.4. Figura 1.5. Figura 1.6. Figura 1.7. Figura 1.8. Figura 1.9. Figura 1.10. Figura 1.11. Figura 1.12. Figura 1.13. Figura 1.14.

Figura 1.15. Figura 1.16. Figura 1.17. Figura 2.1.

Figura 2.2. Figura 2.3.

Figura 2.4. Figura 2.5. Figura 2.6. Figura 2.7. Figura 2.8. Figura 2.9. Figura 2.10.


Aplicaciones de los dispositivos semiconductores de potencia [ i ] ............... 2 Semiconductores de potencia: a) Diodo b) Tinstor c) Transistor bipolar 4 Estructura del MOSFET con compuerta plana ............................................... 5 MOSFET con resistencias intrínsecas ............................................................ 6 Circuito equivalente del MOSFET en conmutación ....................................... 7 Variación de las capacitancias parásitas en el MOSFET convencional ......... 8 Estructura del CoolMOSTM .................................................................... ; 9 Resistencia de encendido por área contra voltaje de ruptura .......................... 9 Estructura del IGBT con su circuito equivalente .......................................... 11 Corriente de apagado de un IGBT ................................................................ 13 Tecnologías de fabricación: a) PT IGBT b) NPT.IGBT c) FS IGBT .......... 14 Tecnología de fabricación del IGBT de alta velocidad ................................ 15 Densidad de corriente contra frecuencia de conmutación ............................ 16 Comparación de las pérdidas de un MOSFET y un IGBT en un convertidor flyback .......................................................................................................... 17 Balastro electrónico construido .................................................................... 17 Circuito de potencia del convertidor reductor a 150 kHz ............................. 18 Eficiencia del convertidor reductor a 150 kHz ............................................. 18

Circuito básico del amplificador clase E [23] ............................................... 23

óptima [24] .................................................................................................... 25 Encendido y apagado del MOSFET ............................................................. 27 Amplificador clase E Push-pull .................................................................... 29

Amplificador clase E con red RL en la carga ............................................... 30 Formas de onda del amplificador clase E con red RL en la carga ................ 30 Amplificador clase E conmutado a comente cero ........................................ 31

Circuito equivalente del ACECVC ............................................................... 38 Circuito del ACECVC con capacitor parásito .............................................. 42

......

........

Comparativo de las pérdidas generadas en conmutación dura y en conmutacion suave 22

Formas de onda del ACECVC: a) Conmutación óptima b) Conmutación sub-

.. ........................................................................................

Formas de onda del amplificador clase E Push-pull ..................................... 29

Formas de onda del ACECCC: a) Conmutación óptima b) Conmutación süb- optima . . 32 ...........................................................................................................

xii Estudio del desempeño del ACECVC, utilizando diferentes dispositivos de potencia

Figura 3.3. Figura 3.4. Figura 3.5. Figura 3.6. Figura 3.7. Figura 3.8. Figura 3.9. Figura 4.1. Figura 4.2.

Figura 4.3.

Figura 4.4.

Figura 4.5.

Figura 4.6.

Figura 4.7.

Figura 4.8.

Figura 4.9.

Figura 4.10.

Figura 4.11.

Figura 4.12.

Figura 4.13.

Figura 4.14.

Figura 4.15.

Figura 4.16.

Circ,ito de diseño del ACECVC con capacitor externo. ............................. 47 Señales de voltaje y corriente en el dispositivo. .......................................... 52 Voltaje en la carga y corriente en el inductor choque .................................. 52 Corriente en el inductor choque ................................................................... 5 3 Voltaje drenaje-fuente en el dispositivo ....................................................... 53 Corriente de drenaje en el dispositivo .......................................................... 53 Voltaje en la carga del amplificador. ........................................................... 54 Circuito del ACECVC simulado 56 Formas de onda en el interruptor: a) señal de control y voltaje (parte superior), corriente (parte inferior), b) voltaje y corriente (parte superior), potencia instantánea y promedio (parte inferior). ........................................ 57 Formas de onda en la carga: a) voltaje @‘arte superior), comente (parte inferior). b) potencia de entrada (parte superior), potencia de salida (parte inferior). ....................................................................................................... 57 Voltaje de alimentación en función de la potencia y frecuencia de operación usando el MOSFET como interruptor .......................................................... 58 Gráficas de desempeño del ACECVC con el MOSFET: a) Pérdidas, b) Eficiencia. .................................................................................................... 59 Formas de onda en el interruptor: a) señal de control y voltaje (parte superior);.corriente (parte inferior), b) voltaje y corriente (parte superior), potencia instantánea y promedio (parte inferior). ........................................ 59 Formas de onda en la carga: a) voltaje (parte superior), corriente (parte inferior), b) potencia de entrada (parte superior), potencia de salida (parte inferior). ....................................................................................................... 60 Voltaje de alimentación en función de la potencia y frecuencia de operación usando el CoolMOS como interruptor ..................................................... 60 Gráficas de desempeño del ACECVC con el CoolMOSTM: a) Pérdidas, b) Eficiencia. .................................................................................................... 61 Formas de onda en el interruptor: a) señal de control. y voltaje (parte superior), corriente (parte inferior), b) voltaje y corriente (parte superior), potencia instantánea y promedio (parte inferior). ........................................ 61 Formas de onda en la carga: a) voltaje (parte superior), comente (parte inferior), b) potencia de entrada (parte superior), potencia de salida (parte inferior). .... .................................................................................................. 62 Voltaje de alimentación en función de la potencia y frecuencia de operación usando el IGBT convencional como interruptor .......................................... 63 Gráficas de dcscmpeño del ACECVC con el IGBT convenci6nara) Pérdidas, b) Eficiencia. ................................................................................................ 63 Formas de onda en el interruptor: a) señal de control y voltaje (parte superior), corriente (parte inferior), b) voltaje y corriente (parte superior), potencia instantánea y promedio (parte inferior). ........................................ 64 Formas de onda en la carga: a) voltaje (parte superior), corriente (parte inferior), b) potencia de entrada (parte superior), potencia de salida (parte inferior). ....................................................................................................... 64 Voltaje de alimentación en función de la potencia y frecuencias de operación usando el IGBT de alta velocidad como interruptor. ................................... 65

..................................................................

. .

TM

. .

... Lista de figuras Xl l l

Figura 4.17.


Figura 5.1. Figura 5.2. Figura 5.3. Figura 5.4. Figura 5.5. Figura 5.6. Figura 5.7. Figura 5.8. Figura 5.9.


Figura 5.12.

Figura 5.13.

Figura 5.14.

Figura 5.15. Figura 5.16. Figura 5.17. Figura 5.18.

Gráficas de desempeño del ACECVC con el IGBT de alta velocidad: a) Perdidas. b) Eficiencia .................................................................................. 65 Voltaje de alimentación en función de la potencia y tipo de dispositivo ..... 66 Comparación de las pérdidas totales y eficiencia del circuito diferentes frecuencias contra potencia de salida y tipo de dispositivo .......................... 67 Circuito construido para realizar pruebas con el MOSFET convencional ... 70 Circuito impulsor de compuerta ................................................................... 71 Componentes resonantes del circuito impulsor ............................................ 71 Materiales utilizados en la fabricación de núcleos de ferrita ........................ 73 Transitorios medidos a 250 kHz usando el MOSFET convencional ............ 74 Transitorios medidos a 250 kHz usando el CoolMOS ................................. 74 Transitorios medidos a 250 kHz usando el S-IGBT ..................................... 75 Transitorios medidos a 250 kHz usando el HS-IGBT .................................. 75 comparación de los esfuerzos de voltaje en los dispositivos a voltaje constante ....................................................................................................... 76 Potencia de salida contra voltaje de alimentación y tipo de dispositivo ....... 76 Simulaciones (izquierda) y mediciones (Derecha) de las formas de onda en el

Comparación entre mediciones y simulaciones de la potencia de salida contra voltaje de entrada a 250 kHz para el: a) MOSFET, b) CoolMOS, c) S-IGBT y d) HS-IGBT .................................................................................................. 78 Comparación entre mediciones y simulaciones del esfuerzo de voltaje contra voltaje de entrada a 250 kHz para el: a) MOSFET, b) CoolMOS, c) S-IGBT y d) HS-IGBT .................................................................................................. 79 Comparación entre mediciones y simulaciones del esfuerzo de voltaje contra voltaje de entrada a 250 kHz para el: a) MOSFET, b) CoolMOS, c) S-IGBT y

Transitorios medidos a 250 kHz usando el MOSFET convencional 93 Transitorios medidos a 250 kHz usando el CoolMOS ................................. 94 Transitorios medidos a 250 kHz usando el S-IGBT ..................................... 95 Transitorios medidos a 250 kHz usando el HS-IGBT .................................. 96

. . . .

interruptor ..................................................................................................... 77

d) HS-IGBT .................................................................................................. 80 ...........

.

~-

xiv Estudio del desempeño del ACECVC, utilizando diferentes dispositivos de potencia

Lista de tablas Tabla 1.1. Distribución de las resistencias en el MOSFET 6 Tabla 1.2. Características de los dispositivos ut i l i~dos 17 Tabla 1.3. Pérdidas de energía en los dispositivos 18 Tabla 1.4. Características de los dispositivos a utilizar ........................................................... 19 Tabla 2.1. Principales aplicaciones del amplificador clase E .................................................. 28 Tabla 3.1. Ecuaciones de diseño diferentes del ACECVC, con capacitor paralelo lineal y no

lineal ........................................................................................................................ 46 Tabla 3.2. Ecuaciones de diseño idénticas del ACECVC, con capacitor paralelo lineal y no

lineal ........................................................................................................................ 47 Tabla 3.3. Especificaciones de diseño del ACECVC .............................................................. 48 Tabla 3.4. Secuencia de diseño del ACECVC ......................................................................... 49

Tabla 3.6. Voltaje de alimentación en función de la potencia y frecuencia de funcionamiento

....................................................... ..........................................................

...................................................................

Tabla 3.5. Valores de diseño a diferentes frecuencias de conmutación (V, = 10 V) ............. 50

para el MOSFET convencional ............................................................................... 50 Tabla 3.7. Datos de entrada del ejemplo de diseño del ACECVC a 250 kHz y IO0 W .......... 51 Tabla 3.8. Datos de salida del ejemplo de diseño del ACECVC a 250 kHz y 100 W ............. 51 Tabla 3.9. Variables útiles del ejemplo de diseño del ACECVC a 250 kHz, 100 W .............. 51

Tabla 5.1. Valores de componentes usados en las pruebas experimentales ............................ 70

Tabla 5.3. Secuencia de diseno ................................................................................................ 73

Tabla 4.1. Valores de los elementos de diseño en función del dispositivo .............................. 56

Tabla 5.2. Clasificación de los núcleos RM en función de ia potencia ................................... 73 - . -

-

xvi Estudio del desempeño del ACECVC, utilizando diferentes dispositivos de potencia

Simbología BJT

MOSFET

IGBT

HS-IGBT

S-IGBT

CoolMOSTM

cvc ccc ACECVC

ACECCC

DSEP

.RF SPICE

R d o n )

RG R

vms

VIX

vw Vm

Vbi

VI

vo

ISM

Im

hX

Transistor de unión bipolar

Transistor de efecto de campo Metal-Óxido-Semiconductor

Transistor bipolar de compuerta aislada

Transistor bipolar de compuerta aislada de alta velocidad

Transistor bipolar de compuerta aislada convencional

MOSFET compensado

Conmutado a voltaje cero

Conmutado a corriente cero

Amplificador clase E conmutado a voltaje cero

Amplificador clase E conmutado a corriente cero

Dispositivo semiconductor de potencia

Radio frecuencia

Simulación de circuitos con énfasis en circuitos integrados

Resistencia de encendido del MOSFET

Resistencia de compuerta

Resistencia de carga

Voltaje drenaje fuente

Voltaje de alimentación

Esfuerzo de voltaje en el interruptor Voltaje máximo en la carga

Voltaje integral de la uni6n

Voltaje termico

Voltaje mis de salida

Esfuerzo de corriente en el interruptor

Corriente máxima en la carga

Corriente

.

xviii

Po

Pe

PdR

PdT

QG

f fo

rf cns

c o s

CRSS

CGS

cos

Cjo

CGD

CDS

CI

C2, cs co

CE, Lc Lo

o

00

Q A

B H

D

. m

NA

NE ni

Estudio del desempeño del ACECVC, utilizando diferentes dispositivos de potencia

Potencia de salida

Potencia de entrada

Pérdidas de potencia en conducción Pérdidas de potencia en conmutación

Carga de la compuerta

Frecuencia de conmutación

Frecuencia de resonancia tiempo de catda de la corriente

Capacitancia de entrada

Capacitancia de salida no lineal

Capacitancia de transferencia

Capacitancia compuerta-drenaje

Capacitancia compuerta fuente

Capacitancia drenaje-fuente Capacitancia no lineal con V=O Capacitancia drenaje-fuente

Capacitar linealizado

Capacitor no lineal a 25 V

Capacitor paralelo lineal

Capacitor resonante

Capacitar externo

Inductor fuente de corriente

Inductor resonante

Frecuencia angular de conmutación

Frecuencia angular de resonancia

Factor de calidad

Relación de 6ecuencias (falo

Relación de capacitancias (Co/Cs) Relación de inductancias (LoLc)

Ciclo de trabajo

Coeficiente de distribución

Concentración de aceptores

Concentración de donadores

Concentración de portadores en equilibrio termodinámico

Introducción El concepto de resonancia en la conversión de energía contribuyó en gran medida a la

realización de convertidores electrónicos con altas eficiencias de funcionamiento. El empleo de un circuito resonante, formado por un inductor y un capacitor, genera formas de onda sinusoidales de corriente y voltaje en los dispositivos de conmutación, dando lugar a condiciones de conmutación suave en los mismos. Con las técnicas de conmutación suave se pretende que los dispositivos de potencia se enciendan ante condiciones de voltaje cero y se apaguen ante condiciones de comente cero. Con estas técnicas se reducen significativamente las pbrdidas por conmutación.

El amplificador clase E conmutado a voltaje cero (ACECVC) pertenece a este tipo de convertidores resonantes. Este circuito cuenta con una estructura con pocos componentes y tiene altas eficiencia de funcionamiento, razón por la cual está siendo utilizado en diferentes áreas de la electrónica, sin embargo su análisis es complicado ya que todos sus elementos se relacionan entre si. Una forma de disminuir tal complejidad es considerar al interruptor ideal, pero los resultados obtenidos con esta suposición son adecuados en la medida en que los efectos parásitos del mismo sean despreciables. AI aumentar la frecuencia de conmutación, la capacitancia parásita del interruptor es la dominante en el arreglo paralelo que se forma entre esta y el capacitor externo y en un caso extremo el valor de tal capacitancia lo forma única- mente la capacitancia parásita del interruptor, siendo el capacitor externo de cero. Puesto que la capacitancia no lineal de los dispositivos varía con el voltaje drenaje fuente, es dificil la selección de un interruptor adecuado para el amplificador clase E. Varios desarrollos matemá- ticos del circuito, considerando el interruptor ideal y los parásitos del interruptor, han sido reportados en la literatura.

La tendencia actual con respecto a la miniaturización de los sistemas, lo planteado anteriormente y el gran desarrollo que están teniendo los dispositivos semiconductores de potencia (DSEP’s), ha forzado a los fabricantes a obtener nuevas tecnologías y con ello mejores características lo cual ha requerido una evaluación previa del desempeño de dichos dispositivos mediante pruebas experimentales y simulaciones.

El desarrollo de ésta tesis plantea principalmente dos problemas: primero, desarrollar el análisis matemático del amplificador clase E considerando los elementos parásitos del dispositivo de potencia (resistencia de encendido y capacitancia de salida); y segundo evaluar el des- empeño del amplificador clase E utilizando diferentes DSEP’s, siendo dos de estos un MOS- FET y un IGBT convencional, los otros dos dispositivos son de reciente aparición en el mercado como el CoolMOSTM y el IGBT de alta velocidad.

.-

xx Estudio del desempeño del ACECVC, utilizando diferentes dispositivos de potencia

~1 objetivo general de esta tesis de Maestría es el análisis, teórico Y experimental, desempeño del amplificador clase E en conmutación suave ante diferentes condiciones de ope- ración, utilizando Como intemptores diferentes dispositivos semiconductores de Potencia CO-

el MOSFET convencional, Super Junction MOSFET, IGBT convencional e IGBT de alta velocidad.

Como objetivos particulares se plantean 10s Siguientes: Estudio de las características de los dispositivos semiconductores de potencia: MOSFET convencional, Super Junction MOSFET, IGBT convencional e IGBT de alta velocidad. Análisis matemático y diseño del amplificador clase E conmutado a voltaje cero. Manejo eficaz de los interruptores en altas frecuencias. Verificación experimental del amplificador clase E conmutado a voltaje cero, con los diferentes dispositivos semiconductores de potencia. Estudio comparativo de los dispositivos semiconductores de potencia y desempeño del amplificador por medio de gráficas de salida

Para solucionar los problemas planteados, esta tesis se ha organizado de la siguiente manera:

En el capítulo 1 se presenta la estructura de cada dispositivo para ver las diferencias tecnológicas entre ellos y de esta manera entender su funcionamiento, además se presenta un estudio de las características estáticas y dinámicas de los mismos, haciendo especial énfasis en sus elementos parásitos.

El capítulo 2 se dedica al estudio del Amplificador clase E, en donde se puede ver que su estructura cuenta con pocos componentes, también se analiza el principio de funcionamien- to y principales aplicaciones, así mismo se hace referencia a los trabajos existentes en la literatura de algunos desarrollos matemáticos realizados a la fecha.

El desarrollo matemático del Amplificador clase E conmutado a voltaje cero se lleva a cabo en el capítulo 3 basado en [32] [40] , en seguida se hace un programa de cómputo en C* builder para el diseño del mismo.

En el capítulo 4 se realizan las simulaciones a diferentes frecuencias de conmutación y potencias de salida, utilizando el PSpice y modelos del fabricante Infineon Technologies. Así mismo se evalúa el desempeño del circuito mediante una serie de graficas obtenidas con los datos de las simulaciones.

En el capítulo 5 se presentan los resultados experimentales, así como una comparación entre estos y los resultados de la simulación.

Para finalizar se presentan las conclusiones, recomendaciones y trabajos futuros en el ' capítulo 6 .

1. Estudio de los dispositivos semiconductores de potencia - En este capítulo se presenta un estudio de los dispositivos semiconductores de potencia

a utilizar, desde su construcción, principio de funcionamiento, principales características está- ticas y dinámicas, hasta sus más recientes aplicaciones. También se presentan algunas aplicaciones en donde se compara el desempeño de los mismos.

1.1. Introducción Los dispositivos semiconductores de potencia juegan un papel muy importante en la

regulación y distribución de la potencia y energía en el mundo. Según algunas estimaciones, más del 60 % de toda la energía utilizada en los Estados Unidos fluye a través de por lo menos un dispositivo de potencia. Consecuentemente, el funcionamiento de los convertidores elec- trónicos de potencia e interruptores, tienen un impacto significativo en el uso eficiente de la electricidad.

En el área de electrónica de potencia, se requiere del constante mejoramiento de las características de los dispositivos semiconductores de potencia, para perfeccionar el funcionamiento de los sistemas en términos de eficiencia, tamaño y peso. Lo que significa que tales dispositivos deben funcionar de manera parecida a un interruptor ideal, el cual tiene las siguientes características: cero resistencia o cero caída de voltaje directo en estado de encendido, resistencia infinita en estado de apagado y velocidad infinita.

Algunas de las aplicaciones de los dispositivos semiconductores de potencia se muestran en la Figura 1 .l, donde los recthgulos indican la corriente y el voltaje de bloqueo nominal requeridos para satisfacer las necesidades de los sistemas. En esta figura, se puede ver el amplio rango de corriente y voltaje de bloqueo que abarcan los dispositivos [l] . 1.2. Características de los dispositivos semiconductores de potencia

Existe una gran variedad de tecnologías de interruptores de estado sólido para realizar las funciones de conmutación. Las características deseables de tales dispositivos semiconductores de potencia son las siguientes:

0 Alta capacidad de bloqueo. 0 Alta densidad de corriente. 0 Tiempos de conmutación cortos. 0 Facilidad de control.

2 Estudio del desempeño del ACECVC, utilizando diferentes dispositivos de potencia

Circuitos de tele- comunicaciones

Controladores de despliegue

Figura 1.1.

10 100 1000 10000

Voltaje nominal de bloqueo del dispositivo p]

Aplicaciones de los dispositivos semiconductores de potencia [ 11 .

Robustez al corto circuito. . Estabilidad térmica.

Confiabilidad. L

Costos bajos. Un solo dispositivo no puede satisfacer todos los requisitos ai mismo tiempo, por lo

que se han desarrollado semiconductores de potencia cuyas características se adaptan a los diferentes tipos de aplicación. Sin embargo, todos los dispositivos de potencia tienen una pro- piedad en común que los distingue de los demás componentes electrónicos: disponen en su estructura de una capa gruesa y con un dopado muy bajo para soportar los altos voltajes de bloqueo. Además, todos los semiconductores de potencia tienen una estructura vertical que permite un mejor aprovechamiento de la superficie, una mejor distribución de la corriente, disminución de la resistividad de las capas y como consecuencia, disminución de las pérdidas en conducción [2] .

3 Estudio de los dispositivos semiconductores de potencia

Cuando se Usan tecnologías de interruptores de estado sólido, el disefiador debe seleccionar el más conveniente a ia aplicación con la mínima pérdida de eficiencia. La selección involucra, consideraciones tales como: voltaje máximo de bloqueo, corriente maxima de con- ducción, velocidad de conmutación, circuitos de control y protección, carga y efectos de temperatura.

1.3. Dispositivos semiconductores de potencia clásicos Los diodos de potencia fueron introducidos en la década de los 50 con fines comercia-

les. Inicialmente estos dispositivos cubrían aplicaciones, como fuentes de alimentación con- mutada y electrónica del automóvil, que requerían bajos voltajes de bloqueo. Después se fa- bricaron dispositivos con altos voltajes de bloqueo, para cubrir aplicaciones tales como el control de motores.

Los tiristores dieron origen al gran desarrollo de la electrónica de potencia. Están compuestos básicamente por la unión de un transistor npn y un transistor pnp, conectados en modo de retroalimentación regenerativa, el cual es puesto en conducción mediante un pulso de corriente en la compuerta.

El transistor bipolar de potencia, es un dispositivo controlado por corriente, en donde la magnitud de la corriente de colector es determinada por la corriente de base. Debido a problemas tales como bajas ganancias de comente, segunda ruptura y almacenamiento de cargas, los transistores bipolares han sido desplazados por los MOSFET de potencia en aplicaciones de bajo voltaje y por los IGBT en aplicaciones de voltajes medios.

En la Figura 1.2 se muestra la estructura interna del diodo de potencia, tinstor y transistor bipolar [3] .

1.4. Dispositivos semiconductores de potencia modernos

1.4.1. MOSFET de potencia convencional La tecnología FET (Transistor de Efecto de Campo) fue inventada en 1930, 20 años

antes que el transistor bipolar. El primer FET fue construido en la década de los 50, mientras que el MOSFET ha estado disponible a partir de mediados de 1970. Tales dispositivos tienen una función similar a los transistores bipolares, pero con una estructura y principio de funcionamiento diferente. En realidad las características de funcionamiento de los MOSFETs son superiores a las de los transistores bipolares en cuanto a tiempos de conmutación más rápidos, circuitos de control sencillos, ausencia del mecanismo de falla de segunda ruptura, habilidad para ser paralelados, ganancia estable y tiempo de respuesta en un amplio rango de temperatura [4] .

El MOSFET de potencia ha ganado popularidad y ha llegado a ser el dispositivo de conmutación dominante en la electrónica de potencia desde 1975. Su rápida velocidad de conmutación ha extendido las frecuencias de conmutación en la conversión de potencia del rango de 20 kHz de los transistores bipolares por aniba de los 100 kHz en conmutación dura. Con técnicas de conmutación suave tales como conmutación a voltaje cero (CVC) y conmuta- ción a corriente cero (CCC), la frecuencia de conmutación puede exceder los MHz [5] .


Base Emisor Base Ánodo Compuerta Cátodo Compuerta

n+

n+ +

Colector Ánodo Cátodo

a) b) c) Figura 1.2. Semiconductores de potencia: a) Diodo b) Tiristor c) Transistor bipolar.

1.4.1.1. Estructura inferna del MOSFET La Figura 1.3, muestra la estructura de un MOSFET de canal n, la cual es una estructu-

ra de doble difusión con compuerta horizontal a la superficie y flujo vertical. Consta de un sustrato altamente concentrado (n+), sobre el que se expande una capa epitaxial (n-) y dos difu- siones sucesivas, una zona p' en la cual se genera el canal con una polaridad adecuada y unan+ dentro de la cual se define la fuente. La terminal de compuerta está eléctricamente aislada del cuerpo de silicio por una capa delgada de dióxido de silicio

Con la finalidad de incrementar el desempeño del MOSFET, se creó la tecnologia TrenchMOS, en la cual la estructura de la compuerta en lugar de ser paralela a la superficie del encapsulado, se construye en una trinchera perpendicular a la misma, ocupando menor espacio y haciendo el flujo de corriente de canal en dirección vertical. Tales transistores ofrecen un 50 ?'O en la reducción del área para la misma RDs(on), o un 35% en reducción del área, manteniendo la misma capacidad de manejo de corriente

1.4.1.2. Principio de funcionamiento Cuando no se polariza la compuerta, la fuente n' y el drenaje n están separados por la

zona p y no existe flujo de corriente (el transistor está apagado). Un voltaje positivo aplicado a la compuerta de un MOSFET tipo n, crea un campo

eléctrico en la región del canal debajo de la compuerta cerca de la terminal de la fuente. Debi- do a que el nivel de dopado de la región tipo p es suficientemente bajo, la carga efectiva se convierte localmente en un material tipo n, con exceso de electrones. Cuando el voltaje compuerta-fuente aumenta, el efecto de inversión se extiende a través de la región de la compuerta. A un voltaje especifico de umbral Vtk, se forma completamente un canal tipo n entre la fuente y el drenaje, el cual proporciona una ruta para la corriente.


Fuente Compuerta

I n' I Drenaje

Figura 1.3.

1.4.1.3. Principales caracíerísíicas

Estructura del MOSFET con compuerta plana.

Las principales características del MOSFET son: Dispositivo con alta impedancia de entrada, controlado por voltaje y de fácil control. Dispositivo semiconductor unipolar (portadores mayoritarios), no presenta el problema de almacenamiento de cargas, por lo tanto trabaja a más altas frecuencias de conmutación que los transistores bipolares. Dispositivo con mayor área de operación segura que los transistores de unión bipolar (BJT). El coeficiente positivo en la temperatura de la resistencia indica que un MOSFET es estable ante fluctuaciones de la temperatura, proporciona su propia protección contra fugas térmicas y segunda ruptura. Otro beneficio de esta característica es que el MOSFET puede ser puesto fácilmente en paralelo.

1.4.1.4. Reshtencia intrínseca del MOSFET En la Figura 1.4 se muestra la estructura del MOSFET convencional de potencia, con

las partes más importantes que contribuyen a la resistencia de encendido drenaje-fuente RDs(on), tal resistencia es un parámetro importante en la determinación de la corriente nominal y las pérdidas por conducción.

6 Estudio del desempeiío del ACECVC, utilizando diferentes dispositivos de potencia

Rs Rn

Dibxido de silicio

Valor en % Valor en % Resistencia (VDS 30 V) (VDS =: 300 V)

Resistencia de la fuente 7 0.5

Resistencia en la región ni 6 0.5

Dren

Rch

Ra Repi

Rsus

Resistencia del canal 28 1.5

0.5

Resistencia de la regióh epitaxial 29 96.5

Resistencia entre el canal y la región del JFET 23

Resistencia del sustrato 7 0.5

7 Estudio de 10s dispositivos semiconductores de potencia

La mistividad de la zona epitaxial n- determina el voltaje de ruptura de un MOSFET. Para incrementar el voltaje de ruptura de un MOSFET, el espesor de la región epitaxial n- se debe incrementar, pero se requiere de un área de silicio A grande para mantener la misma resistencia de encendido RDs(on), debido a la clásica relación R a I/A. Lo anterior trae como consecuencia un incremento en el costo del dispositivo.

1.4.1.5. Capacitancias parásitas del MOSFET depotencia El circuito equivalente de la Figura 1.5 muestra los elementos parásitos más importan-

tes que afectan el funcionamiento del MOSFET de potencia en conmutación. En aplicaciones de conmutación de alta velocidad, los parámetros más importantes son las capacitancias pará- sitas del dispositivo. Los capacitores CCS y CCD corresponden a la actual geometría del dispositivo mientras que el capacitor COS es la capacitancia base-colector del diodo del transistor bipolar parásito. El capacitor Ccs está formado por el traslape de la fuente y la región del canal del electrodo de la compuerta. Su valor está definido por la actual geometría de las regiones y permanece constante (lineal) bajo diferentes condiciones de operación. El capacitor CCD es el resultado de dos efectos. Parte de esto es el traslape de la región del JFET y el electrodo de compuerta más la capacitancia de la región de deriva o epitaxial la cual es no-lineal. La capacitancia equivalente CGO es función del voltaje drenaje-fuente del dispositivo. El capacitor COS también es no-lineal, dado que es la capacitancia de unión del diodo del BJT parásito I, [7] .

Desafortunadamente, ninguno de los valores de los capacitores mencionados es definidos en las hojas de datos del fabricante. Sus valores son dados indirectamente por los valor& de los capacitores C,ss, Cms y Cess, y son calculados por medio de las siguientes ecuaciones.

o Capacitancia drenaje-fuente: COS = COS - CRSS

o Capacitancia compuerta fuente: ccs = ciss - CRSS

Capacitancia compuerta-drenaje: CCD = CRSS

L~ capacitancias mencionadas deben ser consideradas para optimizar cualquier diseño de conversión de potencia. El valor de dichas capacitancias varía de manera no lineal con el voltaje drenaje-fuente (ver Figura 1.6). Lo que trae como resultado análisis más COmPhOS.

Figura 1.5. Circuito equivalente del MOSFET en conmutación.

8 Estudio del desempefio del ACECVC, utilizando diferentes dispositivos de potencia

10000

1000 % I 5

3 100

2 10

01 U .- * .- U 01

u

1

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

: : : : :

1 10 100 1000

Voltaje drenaje-fuente [VI

Figura 1.6.

En algunos circuitos como el amplificador clase E, la capacitancia de salida COSS in- fluye directamente en su análisis y diseño. En muchos de los análisis que se han realizado de este amplificador, se considera constante dicha capacitancia, sin embargo es de reciente interés el estudio de la respuesta de este amplificador con la capacitancia parásita, la cual depende del voltaje drenaje-fuente según la siguiente expresión:

Variación de las capacitancias parhsitas en el MOSFET convencional.

cos = VDSS

1.4.2. Super-Junction MOSFET Una nueca clase de dispositivo de alto voltaje, llamado Super-Junction MOSFET fue

introducido recientemente, con características de conducción superiores que superan las limitaciones de la alta resistencia de encendido de los MOSFET de potencia. Los fabricantes que desarrollaron a t a tecnología, infineon Technologies, llamaron al nuevo componente Cool- MOSTM.

En conversiones de potencia de alta frecuencia, las pérdidas de conmutación se reducen o eliminan a través de técnicas de conmutación suave, pero la caída de voltaje del dispositivo impone érdidas inherentes que no pueden ser reducidas a través del diseño del circuito. El CoolMOS , actualmente considerado como un dispositivo de ruptura, fue desarrollado para reducir la caída de voltaje o la resistencia de encendido en aplicaciones de alto voltaje [SI

1.4.2.1. Estructura y principio de funcionamiento La tecnología del CoolMOSTM está basada en el principio de compensación, a través de

la inserción de bandas verticales tipo p en la zona de deriva, como se muestra en la Figura 1.7. Esto permite un incremento en el dopado de la misma, reduciendo su resistencia hasta obtener una relación pioporcional entre R~s(on) y el voltaje de ruptura (Figura 1.8), la capacidad de bloqueo de alto voltaje puede obtenerse en ambas direcciones vertical y horizontal con una

l-+M

~ - . - . .. ,. ' me" " ' '

. . . , . "

9 Estudio de los dispositivos serniconductores de potencia

estructura de tres dimensiones (3-D). Esto resulta en una considerable reducción de la resistencia de encendido específicamente en los MOSFET de alto voltaje [9] .

P n

I

7 O 200 400 600 800 1000 Voltaje de ruptura [VI

Figura 1.7. Estructura del CoolMOSTM. Figura 1.8. Resistencia de encendido por area contra voltaje de nipiura.

1.4.2.2. Principales caracterisiicas Con la tecnología del CoolMOSTM se pueden obtener los siguientes beneficios: Reducción de la resistencia de encendido en un factor de cinco para la misma área y el mismo voltaje de bloqueo, por lo tanto las pérdidas de potencia basadas en la conduc- ción son reducidas y como consecuencia la generación de calor, incrementando la eficiencia del sistema y dando lugar a un aumento en el manejo de la potencia de salida. Reducción del área activa para la misma potencia, permitiendo el uso de encapsulados más pequeños y dando lugar a diseños menos voluminosos. Reducción de las capacitancias parásitas y consecuentemente mejora en el comportamiento dinámico del dispositivo Altas densidades de comente, área de operación segura casi rectangular y capacidad de corto circuito Los principales campos de aplicación del CoolMOSTM son las fuentes de alimentación conmutadas, balastros electrónicos para lámparas y el control de motores eléctricos. En el CoolMOSTM, la capacitancia de salida tiene una variación mas amplia con res-

pecto al voltaje drenaje-fuente. Por ejemplo en un dispositivo de 600 V, la capacitancia disminuye de 7000 a 60 pF, dos ordenes en magnitud, cuando el voltaje drenaje-fuente incrementa de O a 300 V [lo]

o


1.4.3. El Transistor Bipolar de Compuerta Aislada ~1 transistor bipolar de compuerta aislada (IGBT) es un dispositivo de potencia, que

combina las características de entrada de un MOSFET con las características de salida de un Transistor bipolar. Por un lado presentan bajas pérdidas de conducción, voltaje de encendido y densidad de corriente de los BJT y, por otro lado tienen altas velocidades de conmutación, así como alta impedancia de entrada, velocidad de encendido y control por voltaje similares a un MOSFET de potencia. Los IGBT están sustituyendo a los MOSFET de potencia en aplicaciones de alto voltaje, donde las pérdidas de conducción se deben mantener bajas. Con conmuta- ción a corriente cero, o técnicas de conmutación resonante, el IGBT puede trabajar en el rango de los cientos de Mz. Si bien, las velocidades en el encendido son muy rápidas, el apagado de un IGBT es más lento que un MOSFET, ya que presenta una corriente en el tiempo de bajada o “corriente de apagado”, la cual restringe la operación del dispositivo a frecuencias modera- das (< 50 M z ) en aplicaciones de conmutación dura.

1.4.3.1. Estructura del ZGBT La Figura 1.9 muestra la estructura de un IGBT, la cual es similar a la de un MOSFET

de potencia de doble difusión con compuerta horizontal a la superficie y flujo vertical, mar- cando la principal diferencia el sustrato en el inicio del material. Un MOSFET tiene un sustra- to tipo n’ mientras que el sustrato de un IGBT es del tipo p’, formando una unión pn responsable de la inyección de cargas y la modulación de la conductividad en la zona n-, lo cual su- pera los efectos de las altas resistencias de la región epitaxial n- y, consecuentemente aumenta la densidad de corriente del dispositivo y disminuye la caída de voltaje en estado de conduc- ción [I 11 .

Rs es la resistencia parásita de la región del emisor p’. La corriente que fluye a través de esta resistencia puede resultar en un voltaje a través de la unión base emisor del transistor npn, y si este voltaje es mayor a cierto voltaje de umbral, el transistor npn empemá a condu- cir generando un flujo de corriente en el transistor pnp y dando lugar a un proceso regenerati- vo hasta que ambos transistores estén en saturación. De aquí resulta el efecto no deseado de amarre en el dispositivo, en forma similar al rectificador controlado de silicio (SCR). El diseño del dispositivo está optimizado para direccionar las corrientes dentro del mismo y mantener el voltaje a través de Rs bajo para evitar el efecto amarre de la estructura pnpn parásita.

por otro lado, el sustrato p’, la capa epitaxial n- y el emisor p’ forman un transistor BJT parásito tipo pnp, en donde la capa n- actúa como una región de b q e amplia. La estructura del dispositivo que se muestra en la Figura 1.9, proporciona una idea del origen de la comente de apagado. Los portadores minoritarios se concentran en la base donde se modula la conductividad de la misma. Cuando el dispositivo se apaga, estos portadores no tienen una ruta de corriente para salir del dispositivo. Después de la expansión de la zona de carga espacial, la re- combinación es el único camino para eliminar la carga almacenada, resultado de la concentra- ción del exceso de portadores.

1 1 Estudio de los dispositivos semiconductores de potencia

Emisor Compuerta

Colector

Figura 1.9.

1.4.3.2. Principio de funcionamiento Cuando se aplica un voltaje de compuerta mayor que el voltaje de umbral (V,,,), los

electrones son atraídos de la región p+ hacia la superfície debajo de la compuerta. Estos electrones atraídos invertirán la región del cuerpo de p+ para formar un canal n, dando lugar a una trayectoria para que las cargas fluyan entre la fuente n+ y la región de deriva n-.-El flujo de comente de colector a emisor debe pasar a través de la unión pn, formada por el &trato p+ y la capa epitaxial n-. Formándose una caída de voltaje similar a la unión de un diodo polarizada directamente, resultando en un offset de voltaje en la característica de salida del dispositivo.

Cuando se aplica un voltaje positivo a la terminal del ánodo del IGBT, el emisor de la sección del BJT está a un mayor potencial que el colector. Portadores minoritarios (hueco%) son inyectados del emisor (región p 3 en la base (región de deriva n-). Como el voltaje de pola- rización del emisor del BJT aumenta, la concentración de los huecos inyectados aumenta tam- bién. La concentración de los huecos inyectados excederá eventualmente el nivel de dopado de la región de deriva n-; presentándose por lo tanto el fenómeno de la modulación de la conductividad. Los portadores inyectados reducen la resistencia de la región de deriva n-, y como resultado, los huecos inyectados se recombinan con los electrones que fluyen de la fuente para generar la corriente de ánodo (estado de encendido).

Cuando un voltaje negativo es aplicado en la terminal del ánodo la unión emisor-base es polarizada inversamente y la corriente es reducida a cero. Una caída de voltaje grande apa- rece en la región de deriva n' puesto que la capa de deflexión se extiende en esa región pnnci- palmente [12] .

Esmictura del IGBT con su circuito equivalente.


El voltaje de compuerta del MOSFET controla la acción de conmutación del IGBT. El apagado tiene lugar, cuando el voltaje de compuerta es menor que el voltaje de umbral (VI/,). La capa de inversión de la superficie del cuerpo p' debajo de la compuerta no se puede mantener y por lo tanto no hay comente de electrones disponibles en el canal del MOSFET mientras los portadores minoritarios restantes (huecos) requieren algo de tiempo para ser removidos o extraídos.

La velocidad de conmutación del IGBT, depende del tiempo que se tarda en remover la carga almacenada en la región de deriva n-, que fue almacenada durante el estado de conduc- ción de la corriente (encendido del IGBT).

1.4.3.3. Principales características del IGBT Las principales características del IGBT son las siguientes: Libre del efecto de amarre dentro del área segura de operación, debido a un estratégico procedimiento de optimización del dispositivo. Optimización de la geometna y niveles de dopado para minimizar el voltaje de encendido, velocidad de conmutación y lograr otras variaciones paramétricas clave. Alta densidad de corriente. Falta de conducción inversa (o unidireccional en comente), dado que el IGBT tiene una estructura de cuatro capas. Alta impedancia de entrada, puesto que la compuerta de un IGBT está eléctricamente aislada del resto del chip por medio de una capa delgada de SiO2'. Control del dispositivo por voltaje y posibilidad de aplicar controladores simples de compuerta dando lugar a excelentes eficiencias en el control de la misma. Posibilidad de sustituir el MOSFET por un IGBT y aumentar la eficiencia y/o reducir el, costo de la aplicación. Un IGBT tiene un área de silicio considerablemente menor que un MOSFET de similares características. El costo del dispositivo está relacionado con el área de silicio, por lo tanto el área reducida del silicio hace al IGBT una mejor solución en cuanto al costo [I31 .

1.4.3.4. Velocidad de conmuíación del IGBT Hasta hace poco tiempo la característica que limitaba al IGBT para ser utilizado en una

gran cantidad de aplicaciones, fue su velocidad de apagado relativamente lenta comparado con el MOSFET convencional. Mientras que el encendido de un IGBT es bastante rápido, su tiempo de apagado es lento, debido a la gran cantidad de portadores almacenados en la región de deriva n- .

El apagado de un IGBT tiene dos fases: una fase de inyección donde la corriente de colector cae rápidamente, y una fase de recombinación en donde la corriente de colector disminuye lentamente como se muestra en la Figura 1.10.

' Si02: Dióxido de silicio


i O * O a2

O O

- 4

Tiempo de apagado

& Porcion de 1' / apagado del I / i MOSFET

Porción de : apagado del : transistor : BJT

. ' - - - - - - - -

. t

Tiempo

Figura 1.10.

1.4.3.5. Tecnologías de fabricación del IGBT Actualmente se fabrican varios tipos de tecnologías de IGBT: la estructura PT (Punch-

Through) o IGBT con estructura no homogénea, la estructura NPT (Non Punch-Through) o IGBT con estructura homogénea y recientemente, la estructura FS (Field-Stop) o SPT (Soft- Punch-Through), según el fabricante.

Corriente de apagado de un IGBT.

A) IGBT tipo PT (Punch-Through) En esta tecnología de fabricación, el dispositivo es Construido en un sustrato grueso ti-

po p+ (300 pn). La región n- con un dopado muy bajo es obtenida a través de crecimiento epitaxial. En la Figura 1.1 1 a se puede apreciar una capa delgada n' llamada buffer que limita la expansión de la región de carga de espacio en estado de bloqueo (efecto Punch-Through). El IGBT tipo PT genera bajas pérdidas por conducción a través de un coeficiente de emisor alto del BJT interno y bajas pérdidas por conmutación por medio de un tiempo de vida de los portadores muy reducido. Esto resulta por un lado en un campo eléctrico de forma trapezoidal, el aumento de la velocidad de conmutación y disminución de la posibilidad del efecto amarre, por otro lado se incrementa la caída de voltaje colector-emisor del dispositivo. B) IGBT tipo NPT (Non Punch-Through)

En esta tecnología de fabricación el dispositivo es construido en un sustrato homogé- neo de tipo n- ligeramente dopado (220 pm). El emisor se realiza por implantación de una capa p' delgada y de dopado bajo (emisor transparente) en la parte posterior del sustrato (Figura 1.1 lb). Por lo tanto en el IGBT homogéneo se realiza la modulación de la resistencia de base a través de un bajo coeficiente de emisor, en combinación con un tiempo de vida alto de 10s portadores, dando como resultado directo alta velocidad de apagado, además de proporcionar un bajo voltaje de colector-emisor de encendido [14] . C) IGBT tipo FS (Field-Stop)

Con la tecnología del FS IGBT se logra disminuir aun más el espesor del chip (120 pm), a través de la inserción de una capa n' (búffer) al igual que en una estructura Punch- Through. De esta forma se reducen las pérdidas por conducción del dispositivo con la reduc-


ción del Vcdsat) y las pérdidas en el apagado del mismo con la reducción de la corriente de apagado.

Emisor Compuerta

O Q

I P+ I

Colector

a)

Emisor Compuerta Emisor Compuerta

~

P+ ¿ Colector

b)

Q Q

I p+ - I I

I n+ I P+

Colector

4 Figura 1.11. Tecnologías de fabricación: a) PT IGBT b) NPT IGBT c) FS IGBT.

1.4.4. High Speed IGBT (o IGBT de alta Velocidad) Los IGBT con tecnología NPT tienen grandes ventajas sobre la tecnología PT y ha in-

crementado su aceptación principalmente en voltajes de ruptura superiores a 1 kV. Infineon Technologies está dando continuidad a esta lógica progresión, fabricando nuevos dispositivos de tecnología NPT a 600 V y dotando a estos dispositivos con mínimas pérdidas dinámicas y gran robustez. Estos dispositivos llamados High Speed IGBTs se han optimizado para trabajar a muy altas frecuencias para aplicaciones en fuentes de alimentación conmutadas y de esta forma competir con los MOSFETs usados tradicionalmente.

1.4.4.1. Estructura En la Figura 1.12 se muestra la estructura de un IGBT de alta velocidad, los espesores

requeridos de la oblea para la fabricación del IGBT con voltajes de bloqueo de 600 V son de aproximadamente 100 & lo que representa un enorme cambio en términos de fabricación con respecto a las tecnologías anteriores.


Emisor Compuerta

Colector Figura 1.12.

1.4.4.2. Principales características

tes resultados:

Tecnologla de fabricación del IGBT de alta velocidad

Con la nueva tecnología NPT para el High Speed IGBT se logran obtener los siguien-

Pérdidas reducidas en el apagado por un factor de 3.5 comparado con la tecnología PT, ’ debido a que los tiempos de bajada de la corriente son significativamente menores a 50

ns y virtualmente no existe corriente de apagado. Esto se logra ajustando la implanta- ción del emisor p para obtener una baja eficiencia del mismo y disminuir 1a”concentra-

Voltaje de saturación reducido por debajo de los 2 V, con una baja eficiencia de emisof

Coeficiente de temperatura positivo de 3 mV/”C, un requisito básico para el paralelado de estos dispositivos. Ausencia del efecto de amarre y alto grado de protección al corto circuito, altas densidades de comente y menor área del dispositivo.

1.4.4.3. Nuevos campos de aplicación del High Speed IGBT Los IGBT y MOSFET de potencia han desplazado completamente a los transistores bi-

polares en aplicaciones donde es necesario tener interruptores a altos voltajes y altas velocidades. Mientras los IGBT dominaron por mucho tiempo el área de las bajas velocidades de con- mutación (< 50 kHz) y en la actualidad los IGBT de alta velocidad, debido a sus excelentes características, empiezan a competir con los MOSFETs precisamente en sus tradicionales campos de aplicación como lo son las fuentes de alimentación conmutadas [ 151 .

ción de portadores en el estado de encendido en el límite de la capa n-.

Voltaje de umbral reducido de 5.5 V a un valor típico de 4 V.

;-I

.. i


1.4.5. Comparación de los DSEP A continuación se muestran algunas comparaciones que se han realizado en distintas

aplicaciones, para poder evaluar el desempeño del MOSFET de potencia convencional, del IGBT en sus diferentes tecnologías y del CoolMOSTM.

En la Figura 1.13, se muestra la capacidad de comente contra frecuencia de conmuta- ción de un IGBT de alta velocidad, un CoolMOS" y un MOSFET convencional, para aplicaciones con condiciones de conmutación encontradas generalmente en convertidores convencionales de un interruptor. La capacidad de corriente, describe la corriente rms del interruptor que puede ser manejada por mm2 de área del dispositivo a una frecuencia particular del mismo. Debido a que el IGBT tiene capacidad superior de conducción de corriente, ha ganado gran aceptación en los tradicionales campos de aplicación de los sistemas de control [15] .

2.5

2.0

1.5

1.0

0.5

0.0

............ IGBT 25°C

............ IGBT ISOT

- . - . -CoolMOSm 25°C

- - - -CoolMOSM 150°C

- - - MOSFET 25°C

- MOSFET 150°C 0.1 1 IO 100 l0W

Frecuencia en [kHz]

Figura 1.13.

En [ 151 se hace una comparación en cuanto a las pérdidas se refiere, entre un MOSFET convencional y un IGBT de alta velocidad con área idéntica, dentro de un convertidor flyback con una frecuencia de conmutación de 100 kHz, que es una de las topologías más comunes para fuentes de alimentación conmutadas a 250 W o más.

La Figura 1.14 muestra que las altas pérdidas en el apagado del IGBT, son más que Compensadas por la drástica reducción de las pérdidas en estado de encendido. Las pérdidas totales del IGBT apenas alcanzan la mitad de las pérdidas totales del MOSFET convencional.

En [16] se construyó un circuito resonante para encender una lámpara fluorescente y evaluar el desempeño de diferentes dispositivos semiconductores (Figura 1.15). Tales dispositivos son: BJT de potencia, MOSFET convencional, IGBT y un dispositivo híbrido (MOS- Bipolar). Las principales Características de los dispositivos a evaluar, obtenidas de las hojas de datos del fabricante se muestran en la Tabla 1.2.

Densidad de corriente contra üecuencia de conmutación

,.*.A* 6 1 ' , . . , P.' 1

.

17 Esmdio de los dispositivos semiconductores de poten&

'I

Dispositivo Valores nominales Ne(cm-') Área (em') J (Alcm') T~~

BJT de potencia 800 V, 6 A 2*1014 0.025 240 12

MOSFET de potencia 600 V, 6 A 3*1014 0.111 54 2

IGBT 600 V, 6 A 5*1013 0.040 150 0.12

Dispositivo híbrido 600 V, 8 A 2.7*1014 0.028 215 8.5 -

I

Perdidas Perdidas Perdidas Apagado Condvcci6n TQtaleS m m 2

VBUS=400 V

Figura 1.15. Balastro electrónico constmido

La Tabla 1.3 muestra los resultados obtenidos de tal evaluación en función de la ener- gía disipada por los dispositivos, en donde se puede observar que el mejor dispositivo resultó ser el MOSFET convencional.


Pérdidas @/Ciclo

IGBT Híbrido

Medidas 1 Saber 1 Medidas I Saber Pérdidas EMT IiJ/ciclo Medidas Saber

.

Conducción o. 1 0.1

Apagado 3.7 3.0

Encendido 3.8 3.1

1.4 I i:: I Conducción 1 0.2 I 0:; 1 Apagado 2.2 5.0

Encendido 3.6 4.0 5.2 6.6

MOSFET Medidas Saber

0.2 0.2

2.2 1.8

2.4 2.0 _____ ~

En [I71 se evalúa el desempeño de IGBTs de ambas tecnologías (PT y NPT), con el MOSFET de potencia de características similares. Para lograr esto se construyó un convertidor reductor, con un voltaje de entrada de 385 Vcd y un voltaje de salida de 15 Vcd, con una potencia variable de 30 a 200 W a una frecuencia de operación de 150 kHz. El diagrama de dicho circuito se muestra en la Figura 1.16, y los resultados correspondientes en la Figura 1.17.

+ 15V +385V Flo tad0

L1

n

Figura 1.16.

I E

s m .- u u2 .- w

Figura 1.17.

I +15V

Ii )fTToow DI D2 - d ov o O u - *

- " - l o Circuito de potencia del convertidor reductor a 150 kHz.

O 20 40 60 80 100 120 140 160 180 200

Potencia de salida [Wl

Eficiencia del convertidor reductor a 150 kHz


La Figura 1. I7 muestra que el MOSFET tiene un mejor desempeño si el único criterio usado para determinar al ganador es la eficiencia. Por otro lado, si se considera el costo de los dispositivos, el IGBT NF'T es la mejor solución, puesto que tiene menor área de silicio y el costo del dispositivo es altamente dependiente del área del mismo.

1.4.6. Dispositivos seleccionados para el análisis comparativo Debido a que la compañía Infineon Technologies está desarrollando dispositivos semi-

conductores de potencia con tecnologías de vanguardia como el CoolMOSTM y el High Speed IGBT, se escogieron los dispositivos de este fabricante para compararlas contra las estructuras convencionales en una aplicación específica.

En la Tabla 1.4 se muestra el resumen de las principales características de los dispositivos a utilizar en el desarrollo de este trabajo de tesis.

Tabla 1.4. Caracterlsticas de los dispositivos a utilizar.

Símbolo Definición de par4metros

~ ( L z R , , Voltaje de bloweo drenajefuente y,,,, Voltaje de bloqteo wbctor-emisor I . .

Voltaje de umbral de la campueria

Corriente coninua de coictor

I.. 1 Comente de avalmcha

Corriente pulsada de drenaje Corriente pulsada de colector

Potencia de disipación

Temperatura de qeración Ti EM Energia de avalancha

Resistencia de encendido Voliaje de sahiración

Capacitancia dc salida

Capacitancia de entrada

Carga de la compuem

930 340 190

[al VI 0.5 0.38 2 2.8

300 610 38 50 bF1

2500 1460 350 350 [PFI

200 41.5 32 76 InCl

244.50 144 164 88.69 [mm'l

1.5. Resumen En este capítulo se presentó un estudio de los dispositivos semiconductores de potencia

seleccionados para la evaluación de desempeño del amplificador clase E. Dicho estudio com- prende la construcción de tales dispositivos, aspecto muy importante que determina el funcionamiento de los mismos, así como las características distintivas entre ellos.


El MOSFET de potencia presenta el problema de la alta resistencia en la región de deriva o región epitaxial, sin embargo para contrarrestar lo anterior aparecieron en el mercado nuevos dispositivos como el CoolMOSTM y el IGBT de alta velocidad. El primero mediante una alta contaminación de la región de deriva o epitaxial, así como haciendo uso del principio de compensación mediante la inserción de columnas P en la misma región, disminuye en gran medida el valor de la resistencia. Por su parte el IGBT utilizando un sustrato p+ en lugar del sustrato n+ utilizado por el MOSFET, forma una unión pn responsable de la inyección de cargas y la modulación de la conductividad en la región n*, superando de esta forma los efectos de las altas resistencias, aumentando la densidad de comente y disminuyendo la caída de voltaje en estado de conducción. Sin embargo tienen el problema de la comente de apagado generada por el exceso de cargas almacenadas en la región de deriva.

. ., * .~

.. .. . . .~ . . . . I

. . I .

' . . . . ; .

2. Amplificador clase E En este capitulo se hace un estudio del amplificador clase E, en base a fundamentos,

principio de funcionamiento, principales características y sus más recientes aplicaciones. Se reportan también algunos desarrollos matemáticos para el análisis del mismo.

2.1. Introducción La introducción de los conceptos de resonancia y cuasiresonancia en la conversión de

la energía, contribuyó en gran medida a la realización de convertidores con altas eficiencia de funcionamiento. La utilización de un circuito resonante, formado por un inductor y un capacitor, genera formas de onda sinusoidales de corriente y voltaje en los dispositivos semiconductores de conmutación, dando lugar a condiciones de conmutación suave en los mismos. Con la utilización de las técnicas de conmutación suave, se pretende que los DSEP’s se enciendan ante condiciones de voltaje cero (CVC) y que se apaguen ante condiciones de corriente cero (CCC). Con estas condiciones se reducen significativamente las pérdidas por conmutación [ 181 . La técnica de conmutación a voltaje cero (CVC) elimina las pérdidas en el encendido generadas por la capacitancia parásita del MOSFET, haciendo que el voltaje en el dispositivo sea cero justamente antes del encendido, evitando cualquier acumulación de energía en la capacitancia parásita. La CVC también reduce las pérdidas en el apagado gracias a la suave caí- da del voltaje, reduciendo el traslape entre las formas de onda de corriente y voltaje en el interruptor. La CVC es particularmente atractiva para aplicaciones donde los MOSFETs de potencia e IGBTs rápidos son usados como interruptores. La técnica de conmutación a corriente cero (CCC) no genera pérdidas en el apagado, forzando a que la comente en el interruptor sea cero antes de que el voltaje empiece a subir. La CCC es también efectiva para reducir las pér- didas de conmutación si IGBTs lentos u otros dispositivos semiconductores de portadores minoritarios son usados como interruptores [19] .

La Figura 2.1 muestra un comparativo entre las pérdidas que se generan con la conmu- tación dura y la conmutación suave. La conmutación dura en un dispositivo de potencia se define cuando se presenta al mismo tiempo un traslape de comente y voltaje durante los transitorios de encendido y apagado. Por lo tanto, la conmutación dura de un dispositivo semiconductor de potencia se puede presentar tanto en la fase de encendido, (permanece el voltaje de bloqueo, mientras el dispositivo está ya conduciendo corriente), (Figura 2.la) como en la fase de apagado (permanece la comente de conducción, mientras el dispositivo está ya bloqueando voltaje), (Figura 2.lb). Con las condiciones anteriores se genera una buena cantidad de pérdi- das, mientras que con las técnicas de conmutación suave se reducen significativamente [20] .

CENTRO BE INFBRMAc!?M “““I SEP CENIDET I

22 Estudio del desempeño del ACECVC. utilizando diferentes dispositivos de potencia

Encendido

,. I Dura ..... .................

V*I

pérdidas ........ ............

,... ........... v.-\ ; I ............................................. k ......................................... cvc

V*I Pérdidas ....................... .................

Aoaeado

Dura

I 1 - v .................. ................. <<.̂ ._._ ..............

V*I

Pérdid F ......... A .............

......... I IV ccc ..................................... .i ............... i: 1 ..........................

V*I

Pérdidas ........................... ..............

gura 2.1. Comparativo de las pérdidas generadas en conmutación dura y en conmutación suave.

2.2. Amplificador clase E El amplificador clase E (ACE) fue investigado por Gerald Ewing en 1964, y desarro-

llado y patentado por Nathan y Alan Sokal en 1975. Ha tenido gran aceptación debido a su simplicidad y alta eficiencia, y pertenece al grupo de convertidores resonantes ya que cuenta con un circuito resonante serie dentro de su estructura. El amplificador clase E representa una atractiva solución para el diseño de amplificadores a potencias medias con altas eficiencias de conversión de potencia. A frecuencias bajas el amplificador clase E proporciona altas eficiencias con una mejor linealidad que los amplificadores clase A, clase B, clase C y clase F. Su alta eficiencia es mantenida en un gran rango de potencias de salida. Inicialmente la aplicación del amplificador clase E fue limitada a la banda VHF. Recientemente el rango de funcionamiento del amplificador clase E abarca desde las altas frecuencias (HF) hasta las microondas [211 '

2.2.1. Amplificador clase E conmutado a voltaje cero (ACECVC) El circuito básico del ACECVC se muestra en la Figura 2.2. Consta de un dispositivo

semiconductor de potencia funcionando como interruptor, un circuito L&o-R resonante serie, un capacitor Cs y un inductor fuente de comeate Lc. El interruptor se enciende y se apaga a la frecuencia de funcionamientof=o/(2*tr) determinado por el circuito de control de compuerta. La capacitancia de salida del transistor, y la capacitancia parásita del inductor Lc son incluidas en el capacitor paralelo. A altas frecuencias de funcionamiento, toda la capacitancia Cs puede ser sustituida por la capacitancia parásita del dispositivo. La resistencia R representa la resis-

..: 1 :

. . . . * I ? , . 'I

. . . . ._,..

i

/ I

23 Amplificador clase E

tencia de carga del circuito. La inductancia Lc se considera infinita con la finalidad de que el &o de la comente de la fuente pueda ser despreciado 1221 .

- O

Figura 2.2.

guiente manera:

Circuito bbico del amplificador clase E [23]

Las características sobresalientes de este amplificador las podemos resumir de la si-

estructura sencilla, debido a la cantidad reducida de componentes que contiene. eficiencia, teóricamente del 100 %. frecuencias de funcionamiento altas, en el rango de los GHz.

Dentro de los inconvenientes de este circuito podemos mencionar los siguientes: altos esfuerzos de voltaje en el dispositivo de conmutación potencias medias, debido a que consta de un solo dispositivo de conmutación.

bajos esfuerzos de comente en el dispositivo de conmutación. :

análisis matemático complicado.

2.2.2. Principio de funcionamiento El funcionamiento del circuito lo determina la señal de compuerta que se aplica al dis-

positivo semiconductor mediante un circuito de control adecuado, cuya finalidad es hacer que el dispositivo funcione como interruptor (abierto-cerrado), con un ciclo de trabajo del 50% (Figura 2.2a) para desarrollar la maxima capacidad de potencia de salida. La disipación de potencia en el interruptor es idealmente cero, debido a que no existe traslape entre las formas de onda de comente y voltaje en las terminales del mismo. Cuando el interruptor está cerrado, el voltaje a través de él es cero, mientras que la comente es cero cuando el interruptor está abierto.

Cuando el interruptor está abierto, la comente a través del inductor fuente de comente se divide en dos partes, de las cuales una parte circula hacia la carga (R) y la otra hacia el capacitor paralelo (Cs). El capacitor Cs se empieza a cargar y genera el voltaje a través del interruptor. Cuando el interruptor se cierra, cualquier carga almacenada en el capacitor, se descarga hacia tierra por medio del mismo, generando pérdidas de potencia. Para evitar estas pérdidas, el circuito se debe diseñar de tal manera que el voltaje a través del interruptor sea cero antes de que este se cierre, como se muestra en la Figura 2.2b. En condiciones ideales, la eficiencia del amplificador clase E es del 100%. Sin embargo, en la práctica, el interruptor tiene una resistencia de encendido finita y los tiempos de transición del apagado al encendido y viceversa no son despreciables. Ambos factores generan pérdidas de potencia en el interruptor y reducen la


eficiencia. La resistencia de encendido limita la eficiencia máxima y la capacitancia parásita limita la frecuencia máxima de operación [23] .

2.2.3. Formas de onda típicas del ACECVC En la Figura 2.3 se muestran las señales típicas de voltaje y comente del ACECVC en

conmutación óptima y sub-óptima. La principal diferencia entre ambas conmutaciones es que en la conmutación sub-óptima conduce el diodo interno del dispositivo, mientras que en la conmutación óptima nunca conduce. Las señales mostradas son: señal de control de compuerta, señales de corriente y voltaje en el interruptor, y señal de voltaje en la carga [24] .

2.2.4. Pérdidas de potencia en el ACECVC Idealmente, el amplificador clase E no tiene pérdidas de potencia, sin embargo. En rea-

lidad el amplificador presenta pérdidas de potencia inherentes al funcionamiento de los dispositivos semiconductores (en conducción y en conmutación), pérdidas en los elementos reactivos ya que estos no son ideales, pérdidas debido a inductancias parásitas en el cableado del mismo, así como pérdidas en el impulsor de compuerta.

Las pérdidas inherentes al funcionamiento del dispositivo se presentan en la conduc- ción y en la conmutación del mismo.

2.2.4.1. Pérdidas en conducción Los MOSFETs se caracterizan por una resistencia constante durante la saturación; la

corriente que fluye a través de esta resistencia disipa potencia en el dispositivo. La potencia disipada por la resistencia de saturación R&m) puede ser calculada aproximadamente asumiendo que la potencia de entrada, la potencia de salida, y todas las formas de onda (excepto el voltaje del drenaje durante la saturación) permanecen igual a las del amplificador ideal. La potencia disipada es entonces:

Resultando en:

Las pérdidas debidas a la resistencia interna del MOSFET pueden ser minimizadas seleccionando un MOSFET de mayor capacidad de corriente que la requerida, a cambio de un precio más alto a pagar (lo que se paga es la superficie de silicio) [25] . 2.2.4.2. Pérdidas en conmutacidn

Cuando un ACE funciona, en operación optima o sub-óptima las conmutaciones en el interruptor son a voltaje cero, es decir no se tienen pérdidas durante el encendido, pero si en el apagado.

Pérdidas debido al tiempo de bajada de la comente en el apagado del dispositivo

(2.3)

_ . I .


a ) Conmutación óptima b) Conmutación sub-óptima


2.2.4.3. Pérdidas debido a los elementos reactivos Las pérdidas de potencia en los dispositivos semiconductores no son las únicas que se

presentan en el amplificador clase E, tknbién se presentan pérdidas debido a que los componentes reactivos no son ideales, de los cuales la bobina resonante es la que genera la mayor cantidad de pérdidas debido a su resistencia interna. Las pérdidas de la bobina resonante de- penden de la frecuencia de conmutación, así como de la calidad de los elementos de construc- ción. La alta frecuencia a la que trabaja el amplificador clase E obliga a tomar en cuenta fe- nómenos como el efecto piel y el efecto proximidad. Además conforme se incrementa la frecuencia, son mayores las pérdidas por histéresis debido a la corriente senoidal que circula por la bobina. El empleo de femtas cerámicas para el núcleo de la bobina es imprescindible, ya que reduce en gran medida las pérdidas por corriente de Foucault y el uso de hilo de Litz reduce los problemas generados por el efecto piel2. Es dificil evaluar con precisión las pérdidas en la bobina resonante, sin embargo, estas pueden ser reducidas significativamente con un buen diseño y utilizando los materiales adecuados.

2.2.4.4. Pérdidas debido a la inductancia serie del cableado La inductancia total del alambrado entre el drenaje y el capacitor paralelo, así como la

inductancia del alambrado entre la fuente y tierra son también fuentes de pérdidas de potencia. Si Ls representa la inductancia total del alambrado, la energía almacenada en el apagado es:

donde se obtienen las pérdidas:

PdL =[;)*L,*I$*f

donde f es la frecuencia de conmutación con D = 50% e i, = 21 resulta:

Pd,, = [ k ) * L , $12 * f

(2.5)

2.2.4.5. Pérdidas debido al impubor de compuerta del dispositivo Pérdidas debido a la carga de la compuerta Cuando un capacitor se carga y se descarga a través de una resistencia, la mitad de la

energía almacenada en el capacitor se descarga a través de la misma. Por lo tanto las pérdidas en el impulsor de compuerta debido a la resistencia interna y externa para un ciclo completo es la siguiente:

La potencia necesaria para impulsar la compuerta del MOSFET se disipa en el circuito impulsor. En la Figuras 2.4 los componentes disipativos se pueden identificar como una com-

Efecto piel: Distribuci6n de la corriente en la superficie de un conductor 2

4 -4

27 Ampliticador clase E

binación de impedancias sene en la ruta del impulsor de compuerta. En cada ciclo de conmu- tación, la carga de compuerta requerida pasa a través de la impedancia de salida del impulsor, el resistor externo a la compuerta y el resistor interno de acoplamiento de la compuerta. La disipación de potencia puede ser expresada como:

Figura 2.4. Encendido y apagado del MOSFET.

2.3. Principales aplicaciones del ACECVC En la actualidad el amplificador clase E tiene aplicaciones en diversas áreas de la elec-

trónica como las siguientes: sistemas de iluminación, en donde se están desarrollando balastros electrónicos para encender lámparas de descarga y de esta manera sustituir a los balastros electromagnéticos que tienen serias desventajas con respecto a los anteriores. Las aplicaciones de estas lámparas comprenden el alumbrado convencional, de emergencia y portátil. Otra de las aplicaciones del amplificador clase E es en el diseño y construcción convertidores electró- nicos de potencia, específicamente convertidores cdícd con altas densidades de potencia. En electrónica industrial se tienen aplicaciones en el calentamiento por inducción y calentamiento por RF. En el área de comunicaciones en transmisores-receptores en donde el circuito se utiliza a frecuencias muy altas y potencias bajas. Otra de las áreas en donde este circuito está siendo aplicado es en la medicina. En la Tabla 2.1 se muestra un resumen de las principales aplicaciones del ACECVC [26] [27] [28] [29] [30] .


Tabla 2.1. Principales aplicaciones del amplificador clase E

Área

Sistemas de iluminación

Convertidores electrónicos de potencia

Electrónica industrial

Medicina

Sub-área

Balastros electrónicos

Inversores Rectificadores

Calentamiento por inducción

Calentamiento por RF

Transmisores receptores inalámbricos

imágenes de Reso- nancia Magnética

Calentamiento por RF

Aplicaciones

ilumioación convencional Iluminación de emergencia

Convertidores cd/cd con altas densidades de potencia

Cocina de inducción Secado de materiales

Curado de compuestos epoxicos en segundos, madera y metal. Generación de plasma en el proceso de fabricación de obleas para semiconductores

Telefonía celular

Escaneo de imagenes en el cuerpo humano

Termo terapia clínica

Modo de empleo del ACE

Inversor resonante

Inversor resonante

inversor resonante

Inversor resonante

Amplificador de potencia



2.4. Topologías derivadas del amplificador clase E Independientemente de las variaciones que se pueden presentar en el tanque resonante

del amplificador clase E, existen distintas derivaciones de la configuración básica alimentada en corriente. A continuación se presenta una breve descripción de algunas de ellas.

2.4.1. Amplificador clase E Push-Pull La configuración Push-Pull se muestra en la Figura 2.5. Este circuito ofiece un medio

para combinar dos amplificadores clase E para obtener potencias de salida mayores. Como en cualquier configuración Push-Pull, los dos dispositivos son controlados con fases opuestas pero cada uno funcionando como si fuera un amplificador clase E con un solo interruptor. En la Figura 2.6, se muestran los esfuerzos de voltaje en cada uno de los transistores, así como la señal en la carga 13 11 .

* , - I


L,

Figura 2.5. Amplificador clase E Push-Pull.

a) voltaje en el interruptor I 6) voltqje en el interruptor 2 e) voltaje de salida

Figura 2.6. Formas de onda del amplificador clase E Push-Pull.

2.4.2. Amplificador clase E con inductor y capacitor en la red de carga El amplificador clase E puede ser realizado con Únicamente un inductor y un capacitor

en la red de carga como se muestra en la Figura 2.7. Este circuito simplificado es apropiado para aplicaciones en donde el contenido armónico y ruido de modulación de fase no es un criterio importante, por ejemplo en donde es necesario proporcionar energía para calentamiento, generación de sparcks, arcos, plasma o como control de entrada de una etapa de alta potencia. Uno de los problemas de este circuito es que proporciona una señal asimétrica en la carga tal y como lo muestra la Figura 2.8 [32] .


- O

Figura 2.7. Amplificador clase E con red RL en la carga.

. . a) volmje de co;ttrol b) voltaje en el interruptor c) voltaje de salida

Figura 2.8.

2.4.3. Amplificador elase E conmutado a corriente cero (ACECCC) Existe un enfqque alterno para el diseño del amplificador de potencia clase E, con altas

eficiencias de funcionamiento utilizando un inductor en paralelo como se muestra en la Figura 2.9. Esta topología representa el dual del amplificador clase E conmutado a voltaje cero y su funcionamiento es muy similar, con la salvedad de que las formas de onda de voltaje del amplificador clase E conmutado a voltaje cero son iguales a las formas de onda de comente en un amplificaaor clase E conmutado a comente cero (ver Figura 2.1 O): En cuanto a la estructura, en esta topología (:I @que resonante está en paralelo con la bobina L1 a diferencia del amplificador conmutado a voltaje cero, en el cual el tanque resonante está en paralelo con el interruptor. Además esta topología no utiliza un capacitor en paralelo con el interruptor [33] .

Una ventaja del ACECCC es que el esfuerzo de voltaje en el interruptor es menor que el esfuerzo de voltaje en el ACECVC. En contraparte, esta topología no absorbe la capacitancia parásita del inteyptor por lo que su eficiencia es menor.

Formas de onda del amplificador clase E con red RL en la carga.

.I


rJ---~~R' y.

- - O

Figura 2.9. Amplificador clase E conmutado a corriente cero.

2.5. Análisis y diseño del ACECVC

2.5.1. Introducción En la actualidad existen varios programas computacionales para el análisis de'circuitos

electrónicos no lineales. Estos programas pueden proporcionar el punto de operación del circuito, la respuesta en pequeña señal, y la respuesta transitoria. Para el análisis de estado estable de circuitos no lineales de potencia estos programas son ineficientes, ya que proporcionan la solución integrando el sistema de ecuaciones hasta que el transitorio desaparece y solo permanece la solución periódica. Aún usando las fórmulas de integración implícita introducidas recientemente, el tiempo requerido para encontrar la respuesta en estado estable es excesiva. Una solución efectiva para encontrar la respuesta en estado estable de sistemas no lineales, es usar el método de Newton, logrando una sustancial disminución en el tiempo de cómputo.

2.5.2. Análisis matemáticos del ACECVC considerando el interruptor ideal Existe una gran variedad de análisis matemáticos del amplificador clase E para obtener

las ecuaciones que gobiernan su funcionamiento, debido a la complejidad que este implica. Análisis previos han considerado interruptores ideales e inductancia de drenaje (colector) infinita cuyo resultado se refleja en diseños no optimizados. El modelo del interruptor ideal es adecuado en la medida en que los efectos parbitos del mismo sean despreciables.

~

2.5.2.1. Procedimiento de análisis propuesto por F. Raab [3IJ

siguientes suposiciones: En 1977, Raab desarrolló un método de análisis del amplificador clase E en base a las

1) El inductor fuente de corriente permite únicamente corriente de entrada constante y no tiene resistencia serie (inductor infinito).

2) El factor de calidad Q del circuito de salida sintonizado en serie es alto debido a que la comente de salida es completamente senoidal a la frecuencia de la portadora.

3) La acción de conmutación del transistor es instantánea y sin pérdidas (excepto cuando se descarga el capacitor paralelo). El voltaje y la resistencia de saturación son cero, por el contrario la resistencia de apagado es infinita.

32

VGS

VL

ID

I

V


rfe

Figura 2.10. Formas de onda del ACECCC: a) Conmutación óptima b) Conmutación sub-óptima.


4, La CaPacimcia total en paralelo es independiente del voltaje en el colector, Según Rmb, el análisis del amplificador clase E es directo pero tedioso, ya que todos

SUS ekmentos están relacionados entre sí. La forma de onda del voltaje de colector es función de la Om'iente que carga al capacitor, y la corriente está en función del voltaje en la carga que a Su vez depende del voltaje en el colector. El análisis empieza por determinar la forma de onda de voltaje en el colector en función de la corriente DC y de la corriente de salida sinusoi- dal. En seguida la frecuencia de la componente fundamental del voltaje en el colector se relaciona con la corriente de salida y la componente DC del voltaje en el colector se relaciona con la fuente de alimentación. Todas estas relaciones resultan en ecuaciones no lineales que pueden ser resueltas analítica o numéricamente. Para terminar se calculan las potencias de salida y la eficiencia.

Otros análisis que también incluían un valor finito del inductor fuente de corriente y de igual manera algunos parámetros importantes de amplificación, tales como el voltaje de salida, corriente en el interruptor y voltaje en el interruptor, fueron expresados en términos de valores de los componentes del circuito, pero no se toman en cuenta las condiciones óptimas del amplificador clase E. Para determinar el valor de los componentes del amplificador en funcionamiento Óptimo, fue necesario emplear técnicas de optimización y algoritmos que consumían bastante tiempo.

2.5.2.2. Procedimiento de Análisis propuesto por Li y Yam 1-14] El método desarrollado por estos autores, incluye un valor finito del inductor fuente de

corriente. La idea básica de este método es expresar los parámetros del amplificador en térmi- nos de los valores de los componentes del circuito y algunas especificaciones del mismo. De acuerdo a las condiciones óptimas del amplificador clase E fueron obtenidas formas de onda típicas de estos parámetros del circuito con sus correspondientes condiciones de frontera. Cuando estas condiciones de frontera y condiciones óptimas del amplificador clase E son SUS- tituidas en las expresiones de los parámetros del circuito, se obtiene una serie de ecuaciones para los valores de los componentes requeridos en términos de las especificaciones del mpli- ficador. Basado en esas ecuaciones los valores requeridos de los componentes pueden ser eva- luadas si las especificaciones son fijas. Las relaciones entre los parámetros del circuito y los valores de los componentes del amplificador en funcionamiento óptimo pueden ser obtenidas de estos resultados.

2.5.2.3. Procedimiento de Análisis propuesto por M. Albulet 1.151 Para el desarrollo matemático del ACE, este autor hace las siguientes consideraciones:

intemptor ideal, elementos pasivos ideales y la capacitancia paralelo independiente del inter- mptor. En seguida se construye el circuito equivalente considerando la primera condición, así como los estados de encendido y apagado del interruptor. Se formulan las ecuaciones respecti- vas del circuito, resultando en ecuaciones diferenciales lineales, debido a las condiciones 2 y 3. La solución de estas ecuaciones genera ecuaciones de forma de onda. Por otro lado, 10s Po- linomios característicos que se obtienen son ecuaciones tri o tetra dimensionales, cuyas raíces son dificiles de obtener analíticamente y se tiene que asumir que las raíces son conocidas Y que una de las siguientes condiciones es verdad para el caso de ecuaciones tetra dimensionales:

i ) 4 raíces reales. 2) 2 raíces reales y 2 complejas conjugadas.


3) 2 pares de raíces complejas conjugadas. L~ anterior trae como resultado la solución de las ecuaciones del circuito para 10s tres

Dado que las ecuaciones del circuito son complicadas, se requiere de un gran trabajo para lograr lo anterior.

Por otro lado, si no se asume la condición 2, no se pueden obtener las ecuaciones de forma de onda. La obtención de estas ecuaciones es uno de los problemas acerca de este procedimiento de diseño. El siguiente paso para el diseño es eliminar las condiciones iniciales, para cada una de las condiciones transitorias, llamadas: continuidad de corriente y voltaje entre los estados de encendido y apagado. Y fuialmente se establecen los parámetros del circuito con las condiciones de conmutación del amplificador clase E. El segundo problema del procedimiento de diseño es que nunca se establece como encontrar la solución de las ecuaciones algebraicas, las cuales son condiciones transitorias y condiciones de conmutación clase E.

La técnica general para resolver ecuaciones algebraicas es el método de Newton. Pero este método requiere de la matriz del Jacobiano de las ecuaciones, mientras que el Jacobiano no puede ser obtenido en este caso. Esto es debido a que las ecuaciones de forma de onda incluyen las raíces del polinomio característico que no es expresado analíticamente. Por lo tanto el método de Newton no puede ser aplicado para resolver las ecuaciones algebraicas en este caso.

2.5.3. Análisis matemáticos del ACECVC considerando la Ros(on) y la COSS del interruptor

A altas frecuencias de funcionamiento la capacitancia parásita de los dispositivos semiconductores es la dominante en la capacitancia paralelo, y en el caso extremo dicha capacitancia está completamente formada por la capacitancia de salida del transistor. Dado que la capacitancia no lineal de los dispositivos cambia con el voltaje drenaje fuente es difícil seleccionar un interruptor apropiado para el amplificador clase E. En general un dispositivo de conmutación que tiene una capacitancia paralelo no lineal genera altos picos de voltaje que uno diseñado con una capacitancia paralelo lineal.

A la fecha no existe análisis alguno que incluya la resistencia interna del dispositivo y la capacitancia parásita del mismo, existen desarrollos matemáticos que incluyen solo uno de los parámetros mencionados anteriormente, como los que se describen a continuación:

2.5.3.1. Procedimiento de análiskpropuesto por Chan y Toumazou (361 Desarrollaron un método numérico basado en las siguientes suposiciones, para encon-

trar los valores Óptimos de los componentes del amplificador clase E considerando la capacitancia no lineal del dispositivo:

casos.

1. El transistor funciona igual que un interruptor 2. La inductancia del inductor fuente de corriente Li es infinita. 3. El factor de calidad Q del tanque resonante es infinito. 4. Todos los elementos pasivos son ideales, excepto el capacitor paralelo 5 . El ciclo de trabajo del interruptor es del 50%. 6 . El voltaje y la corriente de salida son sinusoidales.

35

El análisis Propuesto consiste en el desarrollo de un método numérico para encontrar los valores óptimos de 10s componentes del amplificador clase E con una capacitancia de unión berabmpta Y un coeficiente de distribución de 0.5 a 0.9. Los resultados de estas inves- tigaciones demostraron que algunas de las ecuaciones del amplificador clase E no son afectadas Por la no linealidad de la capacitancia del dispositivo semiconductor.

2.5.3.2. Procedimiento de Análisis propuesto por Chudabiak [37J

guientes consideraciones:

Amplificador clase E

Realizó el diseño del amplificador clase E en funcionamiento óptimo, haciendo las si-

1. La corriente que fluye por el inductor fuente de corriente es constante. 2. El interruptor está abierto para O < B < K y cerrado para K < B < 2 ~ . 3. El filtro de salida LC es sintonizado a la frecuencia w y tiene un factor de calidad Q in-

finito. El análisis de Chudobiak considera la no linealidad de la capacitancia parásita y un ci-

clo de trabajo del 50 % para obtener los parámetros del circuito, así como señales de voltaje y comente. Aún demostrando que el voltaje de salida y comente no son afectados por la presencia de la capacitancia no lineal, el pico de voltaje a través del transistor se incrementa en forma relativa al caso lineal.

2.5.3.3. Procedimiento de andisis propuesto por Wang y Gao 1381

cos (Runge-Kutta), basados en las siguientes suposiciones: Desarrollaron el análisis del ACECVC usando algoritmos genéticos y métodos numéri-

1. El interruptor tiene tiempos de conmutación nulos, voltaje de saturación cero, resistencia de encendido cero y resistencia de apagado infinita.

2. Los elementos del circuito no generan pérdidas. 3. El ciclo de trabajo es del 50%

A diferencia de los dos métodos anteriores, se considera la inductancia de alimentación con un valor finito, además de la no linealidad del capacitor paralelo. Los resultados obtenidos indican que los dos factores mencionados tienen influencia significante sobre el funcionamien- to del circuito: aumenta el voltaje de salida y el esfuerzo de voltaje en el intemptor, además de que cambia la capacidad de la potencia de salida.

2.6. Resumen Recientemente las áreas de aplicación del amplificador clase E se han extendido a muy

altas frecuencias de funcionamiento, principalmente en comunicaciones, sin embargo los DSEP’s utilizados como elementos de conmutación presentan elementos parásitos como ia resistencia de encendido RDs(on) y la capacitancia de salida COS, que a estas frecuencias de funcionamiento tienen una gran influencia en el desempeño del circuito. Estos efectos limitan la frecuencia máxima de funcionamiento eficiente, sobre todo, tales limitaciones se asocian a la capacitancia de salida del dispositivo. Por lo cual se hace necesario un estudio que incluya los fenómenos mencionados anteriormente para optimim el funcionamiento de tal amplificador. Considerando lo anterior, se presentaron los análisis matemáticos que consideraron uno 0 ambos factores.

36 Estudio del desernpeíio del ACECVC, utilizando diferentes dispositivos de potencia

3. Análisis matemático y diseño del ACECVC En este capítulo se desarrolla el análisis matemático del amplificador clase E conside-

rando los elementos parásitos del interruptor: resistencia de encendido y capacitancia parásita. Sin embargo, debido a la dificultad que se presenta al considerar ambos parámetros al mismo tiempo, el análisis se hace por separado, primero se considera la resistencia de encendido y posteriormente la capacitancia parásita. La validez del método propuesto se fundamenta en que la no lineaiidad de la capacitancia parásita no afecta a las señales de voltaje y corriente en la carga bajo la suposición de un inductor fuente de corriente infinito.

3.1. Introducción En la actualidad existen varios programas computacionales para el análisis de circuitos

electrónicos no lineales. Estos programas pueden proporcionar el punto de operación del circuito, la respuesta en pequeña señal y la respuesta transitoria. Sin embargo, para el análisis en estado estable de circuitos no lineales de potencia estos programas son ineficientes, ya que proporcionan la solución integrando el sistema de ecuaciones hasta que el transitorio desaparece y solo permanece la solución periódica. Aún usando las fórmulas de integración implícita introducidas recientemente, el tiempo requerido para encontrar la respuesta de estado estable es excesiva. Una solución efectiva para encontrar la respuesta de estado estable de sistemas no lineales es usar el método de Newton, logrando una sustancial disminución en el tiempo de cómputo [39] .

3.2. Análisis matemático del ACE considerando la resistencia de encendido del dispositivo

3.2.1. Suposiciones y parámetros

del amplificador se mencionan a continuación. Las suposiciones y parámetros que se tomarán en cuenta para el análisis matemático

Suposiciones: 1. Inductor fuente de corriente Lc finito 2. Factor de calidad Q finito 3. Ciclo de trabajo D 50 % 4. Resistencia interna del interruptor rs finito 5. Capacitor paralelo Cs lineal


Parámetros: m = 2 g Frecuencia angular de conmutación.

mo = 27& Frecuencia angular de resonancia.

Factor de calidad e=- @Lo R

A , & Relación de frecuencias. f

CS

r,

Relación de capacitancias

H A Relación de inductancias.

D = 0.5

B=- CO

Ciclo de trabajo.

3.2.2. Ecuaciones del circuito El análisis del circuito se hace en base al circuito equivalente del amplificador clase E

(Figura 3.1), obteniendo las ecuaciones del mismo cuando el interruptor está cerrado y cuando está abierto.

Figura 3.1.

Interruptor cerrado, O 5 8 < ñ:

Circuito equivalente del ACECVC.

(3.1)

39 Análisis matemático y disefío del ACECVC

Interruptor abierto, R 5 0 < 2n:

1 dv s d 9 cs - - - -(ic - io )

di 0 1 _ _ - - -(ys - v - R * io ) d B Lo dv 1 (3.2)

Considerando los parámetros definidos anteriormente y haciendo el cambio de variable 0 = wt , las ecuaciones quedan de la siguiente manera: Interruptor cerrado:

Interruptor abierto:

( v , - v - Ri 0 ) __ =-* di 0 1

d e Q * R

(3.3)

. (3.4) 7

El circuito dinámico del ACE puede ser descrito con la siguiente ecuación diferencial [21]: r

(3.5)

donde 0 E R , x E R4 y A E R8 representan el ángulo, el vector de estado y el vector de los parámetros del sistema respectivamente, los cuales se definen como:


3.2.3. Cálculo de los valores del circuito Se asume que la ecuación 3.5 tiene una solución x(B)=&',(B,xo.A.) definida desde

- m < 0 < m con cualquier condición inicial xo E R4 y cualquier Á. E R8 de la forma:

x(0) = #(O> x o ,A) = x o (3.8)

Si el amplificador está en estado estable 4 es periódica con período 27r y se cumple la siguiente igualdad:

4~ + 2n, x,, 1) = KO, x,, 1) (3.9) por lo tanto:

+(e + ~z,x,,Á.) - W,X,J) = o (3.10)

Para el diseño del amplificador se consideran las condiciones de conmutación del amplificador clase E, específicamente tales condiciones se presentan en el encendido del intenuptor y se enuncian de la siguiente manera: conmutación a voltaje cero y a pendiente de voltaje cero, de donde se obtienen las siguientes ecuaciones:

vs(2n)= h(2n,qJ ,A) =o (3.1 1)

(3.12)

por lo tanto:

En general se tiene el siguiente sistema, con 6 ecuaciones algebraicas y cuatro valores iniciales desconocidos. Por lo tanto, se deben seleccionar dos parámetros de h como paráme- tros de diseño.

F ( x 0 , A . ) = (3.14)

Considerando A y B como parámetros de diseño, los otros 6 son considerados como especificaciones de diseño. -

(3.15)

J 4 z ( 2 x , x o , A , B ) 41 (2n ,x0 ,A3 B ) - 43(2Z, X o , A, B )

Como resultado la ecuación (3.15) tiene 6 variables u E R6 :

u = [i, (01, ~,(O),~JO),~(O),A, B ] (3.16) cuyos valores son determinados empleando el método de Newton Rhapson, que es un algorit- mo general para la solución de ecuaciones algebraicas.

(3.17)

donde F' es el Jacobiano3 de la matriz F, k es el número de iteración y la tolerancia 6 << 1 dada por lluk+l - ukII < 6 , para este caso 6 =

El Jacobiano se determina usando las ecuaciones de variación de primer orden:

en t=O

4f 84 a f 84 dt an an _ _ d ( a ' ) = d r ( a n ) + a n , c o n - = ~ e n t = O - _

resultando en:

(3.18)

(3.19)

(3.20)

En base al análisis desarrollado en el apartado anterior se realizó el programa de diseño del amplificador clase E [35] , sin embargo el procedimiento mostrado no considera la capacitancia variable del interruptor, únicamente se toma en cuenta la resistencia de encendido del dispositivo.

Jacobiano: Matriz de derivadas parciales del sistema de ecuaciones


vDc-

+ IC0

Lc

zlr + + -

Is+ :: R vs 4; ;n cos vo

A

J

3.3.2. Ecuacioaes del circuito Puesto que un MOSFET de potencia contiene, dentro de su estructura, un diodo de

unión p-n y la concentración de portadores varía abruptamente en la frontera de la misma, la capacitancia parásita CO, entre el drenaje y la fuente puede expresarse mediante la ecuación para una capacitancia de unión [41] .

(3.21)

donde: el coeficiente de distribución (m) es una constante cuyo valor depende de la manera en que cambia la concentración de portadores del lado p al lado n de la unión, y su valor vm'a entre 0.333 y 0.5.

43

el voltaje integral de la unión (v&) depende de la temperatura y de la concentra- ción de dopado de la unión p-n (ecuación 3.22), su valor varía entre 0.5 y 0.9. VDS es el voltaje drenaje fuente. CJO es el valor de la capacitancia cuando este voltaje vale cero.

Análisis matemático y disello del ACECVC

vbl =? *in( NA * N / > ) ni2 (3.22)

Siguiendo el análisis convencional presentado por Raab [3 11 , el voltaje y la comente

' vo(e)=vmsin(e+p) (3.23)

io(e) = +si++g>) (3.24)

Cuando el interruptor está abierto, la comente en el capacitor icop(0) es la diferencia entre la corriente constante que circula por el inductor L, y la comente que circula por la carga io(@, por lo tanto:

en la carga del amplificador pueden ser escritas como:

icop(@)= IDC --s,n(B+p) vm . (3.25) R

utilizando la relación voltaje corriente en el capacitor y la relación 0 = WS :

icop (e) = o * C, * __ dV"S (3.26) d0

separando variables e integrando ambos lados de la ecuación:

o C,dv, = ~i,,,d0 (3.27)

sustituyendo la ecuación 3.21 y 3.25 y resolviendo las integrales, se obtiene la ecuación .*. del voltaje drenaje-fuente:

I

á. (3.28)

El amplificador funciona óptimamente, si en el encendido el dispositivo conmuta a vol-

(3.29) taje cero y con pendiente cero.

' D S 0.1 = o

donde se obtienen las ecuaciones:

(3.30)

44 Estudio del desempeflo del ACECVC, utilizando diferentes dispositivos de potencia

z* I ,*R 2*Vm

cos($+) =

-I,*R sin(g>) =

Vm dividiendo 3.32 entre 3.31 se obtiene:

- 2 tan(g>) = -

77

donde: g> = -0.567

(3.31)

(3.32)

(3.33)

(3.34)

Puesto que no hay pérdidas disipativas en el circuito simplificado (no hay componentes resistivas), el amplificador es 100 % eficiente, por lo que la potencia de entrada es igual a la potencia de salida.

Vm2 I , * v,x = ~

2* R Usando la ecuación (3.3 1) para eliminar Vm, resulta:

V I,>, = 0.577 * R

(3.35)

(3.36)

De forma similar se usa (3.31) para eliminar Im*R de (3.35) y se obtiene el voltaje pico de salida

V , = 1.074 * VDC (3.37)

Las ecuaciones 3.36 y 3.37 son las mismas que se obtienen del análisis matemático del amplificador clase E considerando un capacitor lineal [31] . De donde se puede concluir que la no linealidad de la capacitancia del dispositivo no afecta a las potencias de entrada y salida, bajo la suposición de un inductor infinito.

Puesto que el voltaje promedio en el capacitor debe ser igual al voltaje de alimenta- ción, ya que el voltaje promedio en el inductor es cero, entonces:

(3.38)

(3.39)

De donde se obtiene la capacitancia no lineal (CJO) del MOSFET requerida para satisfacer las condiciones de conmutación a voltaje cero y pendiente cero en el encendido del dispositivo.

45 Análisis matemático y diseflo del ACECVC

Según [30] la ecuación para calcular el capacitor lineal CS (Figura 2.1) es la siguiente.

(3.42)

dividiendo (3.42) entre (3.41) se obtiene la capacitancia lineal equivalente C,:

24 VbiCJ0 (3.43) I 2 4 2 2 i2vb i + 6vbi 24Vbi - 2 4 1 ~ v ~ , +IT VDC +gIT IT + 4 ~ ~ V D C C ' = I $7

CI es el valor de la capacitancia lineal equivalente de un MOSFET convencional, que puede sustituir a la capacitancia de salida no lineal del dispositivo semiconductor para simpli- ficar el diseño del amplificador clase E bajo las condiciones de voltaje cero y pendiente cero para los mismos valores de VOC y frecuencia. Es importante mencionar que la capacitancia paralelo está formada Únicamente por la capacitancia de salida del transistor, siendo la capacitancia externa de cero [40] .

Tomando como base la ecuación 3.21, se puede definir la siguiente relación

c JO c25 = p c (3.44)

bi

donde C25 es la capacitancia drenaje-fuente no lineal del dispositivo a 25 V. Dato que proporciona el fabricante de dispositivos semiconductores.

(3.45) c2s = CDS (VDS = 25 v) Sustituyendo la ecuación 3.41 en 3.44 y dividiendo la misma entre 3.42, se obtiene la

)-I (3.46)

siguiente relación.

2 4 2 2 12Vbi + 6vbi 24Vbi - 24IT VDC +II VDC IT + 4 bivDC

2 4 V b , E

c 2 5 - I - _ cs

Como se puede ver, la relación anterior aumenta con el voltaje de alimentación y tam- bién depende de Vb;, pero dicha variación es pequeña por lo que la ecuación se puede aproxi- mar de la siguiente manera:

0.0825 + 40.00681 + 0.0267 VDC (3.47) CS

donde: c25 = (0.0~25 + j0.00681 + 0.0267 Ym )* Cs (3.48)

46 Estudio del desempeao del ACECVC, utilizando diferentes dispositivos de potencia

Parhetras

CDSY cs

X

vs w

CP

Según [40] los esfuerzos de corriente y voltaje están dados por:

Ecuaciones Cos no lineal Cs lineal

8

1 0 . 0 1 a / , + i 3 . 8 4 3 ( C , , ! C s ) ~ ~ S ~ 1-4} x= 16

cs = Ir(,-T4FR C , = (0.0825 + 40.00681 + 0.0267VK )* Cs

3.6254vK +4.1 i $ C 2 , 1 C s ) d m ) Z(Z' - 4)R Rtan{arc j

vsh= IDC w*Cjo *'P( o*Cjo*Vbi IDC * V -2) v, =-2n+v ,

(2 + 4 b j o R 1 c p = cP=

(3.49)

(3.50)

Parámetros

9

Vm

Ecuaciones

.=arctan($)

Vm = 1 .O74 * V,

3.4. Diseño del ACECVC En base al análisis matemático desarrollado en el apartado anterior, se implementó un

programa en Cf+ Builder para calcular los valores de los elementos del ACECVC, además de algunas variables importantes que es necesario considerar para diseñar este circuito.

Puesto que la propuesta de este trabajo es comparar el funcionamiento de 4 interruptores dados más que seleccionar un intemptor con la capacitancia parásita apropiada, el procedimiento de diseño se complementa seleccionando un capacitor paralelo externo ai interruptor (Figura 3.3). Asumiendo que el interruptor es un MOSFET convencional, esta capacitancia externa se calcula restándole ai valor de la capacitancia linealizada del interruptor (CI) obtenida de la metodología propuesta en [40] , la capacitancia parásita del interruptor en cuestión. Para los otros tipos de dispositivos (SJ-MOSFET, IGBT's), la capacitancia externa sera ajus- tada mediante la simulación del circuito. Puesto que en la mayoría de las aplicaciones de amplificadores clase E se utilizan MOSFET's, se incluyó el procedimiento de diseño antes men- cionado. Sin embargo, para la comparación del desempeño de otro tipo de dispositivos en un amplificador clase E, la capacitancia externa se ajusta mediante la simulación del circuito 2 -,

Lt

ISM

Figura 3.3. Circuito de disefío del ACECVC con capacitor externo.

V I, = 0.577 *A R

ISM = R


Frecuencia

3.4.1. Especificaciones de diseño del ACECVC Los parámetros de diseño del ACECVC están fuertemente relacionados entre sí, la re-

sistencia de carga R esth relacionada con el voltaje de alimentación VDC según las ecuaciones 3.37 y 3.51. A su vez cuando se considera la capacitancia parásita del dispositivo, existe una relación directa entre la frecuencia de conmutación con el voltaje de alimentación y el capacitor. De igual forma existe un compromiso entre el factor de calidad Q y la relación de inductancias H. Si la H es alta, puede generar corrientes negativas en el inductor fuente de comente, para evitar esto se fija el limite inferior de Q en 2.0026, por otro, lado una H=O genera una inductancia fuente de comente infinita y como consecuencia una comente constante. Los problemas que se tienen con esto son: la incertidumbre que se tiene con el valor del inductor y problemas en la potencia entregada por el amplificador. Del mismo modo, un factor de calidad bajo genera altos porcentajes de distorsión armónica, según la referencia [35] un factor de calidad aceptable está en el rango de 2.0026 < Q < 20.

TI 2

f kHz

p = - “ m

2 * R

Relación de inductancias

sustituyendo la ecuación 3.37 en 3.5 1 y despejando R

_____ H

(1 .O74 * VcD y 2 * P

R =

Factor de calidad

(3.51)

_____ Q

(3.52)

Voltaje integral de la unión

Considerando una potencia mkima de salida __ 200W y un voltaje de alimentación

.. máximo de 93 V se obtiene:

R = 24.94 R Con la finalidad de tener una corriente de carga senoidal, se selecciona un factor de ca-

lidad Q=lO. Por las razones mencionadas anteriormente, se selecciona un valor de H = 0.1 y un ciclo de trabajo del 50 YO con el cual se obtienen condiciones óptimas del amplificador.

En la Tabla 3.3 se muestran los datos de entrada del programa, las cuales son las especificaciones de diseño.

Tabla 3.3. Especificaciones de diseño del ACECVC

Nombre I Simbolo I Unidades I

vbi V Coeficiente de distribución

Voltaje de alimentación I v, I V I

_ _ _ _ _ m

Resistencia de carga I R l n l

Capacitancia de salida coss PF

Ciclo de trabajo I D l % I Resistencia de encendido I rq I n 1

.Y

49 Análisis matemático y diseño del ACECVC

3.4.2. Procedimiento de diseño del ACECVC

tos de salida del programa de cómputo. La secuencia de diseño del ACECVC se muestra en la Tabla 3.4, representando los da-

Parámetro Paso

I

-

- 2

3 -

Ecuación

4

Inductor fuente de corriente

Capacitor paralelo lineal

5

- 6

Cálculos mediante métodos numéricos

I

8

- 9

- 1 1

12

13

-

vsw

Capacitor resonante I inductor resonante

Rab$5,(24V,, -24dV,+rr4V,)+9d(d?hK 1 * Raiz

Capacitor no lineal con VOS = O

Capacitor externo c, = c, - c o s

v . 0.5768 * 2

R Corriente de DC

Amplitud del voltaje de salida

4 * v[x V, = i' \rr +4

=1.074*Vx

Amplitud de la corriente de salida * I , =1.862*1, 472 + 4 I , =

2

Esfuerzo de voltaje vsw = __ o * C j o w*Cjo*Vbi

V = 1.65 * 2

R Esfuerzo de corriente

La frecuencia de conmutación es una especificación de diseño del ACECVC, y para cada frecuencia de conmutación resulta un diseño diferente. La Tabla 3.5 muestra los valores de diseño del ACE calculados a 5 frecuencias de diseño (100 kHz, 250 Wz, 500 kHz, 1 MHz y 2 MHz) considerando un voltaje de alimentación de 10 V.


Tabla 3.5. Valores de diseño a diferentes frecuencias de conmutación (V,= I O V).

tación. Se realizaron ajustes en el voltaje de alimentación del circuito para obtener diferentes potencias de salida: 50 W, 100 W, 150 W y 200 W como lo muestra la Tabla 3.6. La potencia de 200 W es el límite superior de los dispositivos de 600 V, dado que el máximo esfuerzo de voltaje a que está expuesto el interruptor en este circuito es de aproximadamente 4.3 veces el voltaje de alimentación.

Tabla 3.6. Voltaje de alimentación en función de la potencia y kecuencia de funcionamiento para el MOSFET convencional.

3.4.3. Ejemplo de diseño del ACECVC a 250 ldIz y IO0 W

Tablas 3.7-3.9 muestran los datos de entrada y salida del mismo. A continuación se muestra un ejemplo de diseño del ACECVC a 250 kHz y 100 W, las

51 Análisis matemático y diseno del ACECVC

Tabla 3.7. Datos de entrada del ejemplo de diseño del ACECVC a 250 kHz y 100 W.

Capacitor lineal paralelo

ICoeficientedeDistribución 1 m I 0.5 I

Cs 5.14E-O9 F

~~

Capacitancia parásita dispositivo Coss 4.50 nF

Inductor Resonante

Tabla 3.8. Datos de salida del ejemplo de diseño del ACECVC a 250 kHz y 100 W

I Nombre I Símbolo I Valor I Unidad

Lo 0.000159 H

I Inductor choaue I Lc I0.001592 1 H I

Capacitor paralelo linealizado

Capacitor paralelo no lineal a 25V

CaDacitor Externo

C , 4.68E-09 F

C, 7.25E-09 F

CFX 4.23E-O9 F

I Capacitor Resonante I Co I 2.89E-09 I F I

Nombre Símbolo Valor Unidad

Corriente de la fuente de CD IC I 1.52

Tabla 3.9. Variables útiles del ejemplo de diseño del ACECVC a 250 kHz, 100 W.

A

Esfuerzo de voltaje en el interruptor

Amplitud voltaie de salida 1 Vm I 70.78 I V

b', 296.5 V Amolitud de la corriente de salida I lo 1 2.83 1 I A

Potencia de salida Pout 100.2 w I Potencia de la fuente I Pin I 100.2 I w I

Eficiencia (T'ouWin)

I I I

v 1 O0 Yo


3.4.3.1. Señales generadas por el programa de diseño

diseño del ACECVC En las figuras 3.4 y 3.5 se muestran las formas de onda generadas por el programa de

Corriente de drenaje Voltaje drenaje-fuente Figura 3.4. Señales de voltaje y corriente en el dispositivo.

. .

Voltaje en la carga Corriente en el inductor Figura 3.5. Voltaje en la carga y corriente en el indudor choque.

3.4.4. Método de diseño del ACECVC propuesto por Li y Yam Un método alternativo para el diseño del amplificador clase E, fue presentado por Li y

Yam, sin embargo este parte de un capacitor paralelo con un valor tal que absorba la no linealidad del capacitor de salida del dispositivo ver programa en Matemática [34] .

Datos de entrada para el diseño del amplificador: Voltaje de alimentación vcc=65.9 Potencia de salida Psal=100 Frecuencia de conmutación f-0.25 lO"(6) Capacitor propuesto ~ 1 4 . 7 1 1 IO'f-9) Factor de calidad Q=iO

Datos de salida del programa: L1= 0.00160593 U= 25.5474 L2= 0.00016264 X= 28.9451 c2=2.8 1 0 3 2 ~ 1 0 ~

53 AnAlisis matemático y diseño del ACECVC

Variables útiles io= 2.79796 phl= -0.558926 Pin= 100 Idc= I .5 1745 A= 1.48178 B= 0.692993 H=0.101275

L i t )

Figura 3.6. Corriente en el inductor choque.

200

150

Figura 3.7. Voltaje drenaje-fuente en el dispositivo.

T

Figura 3.8. Corriente de drenaje en el dispositivo.


60 4 0 20

- 20 - 4 0 - 60

/ I

Figura 3.9. Voltaje en la carga del amplificador.

3.5. Resumen En este capítulo se desarrolló el análisis matemático del ACECVC, considerando los

elementos parásitos del interruptor. Debido a que este análisis es complicado, se dividió en dos partes: la primer parte considera la resistencia de encendido RDs(on). A diferencia de los desarrollos tradicionales, este trabajo no parte de la suposición de señales sinusoidales en la carga. Sin embargo, tomando como referencia las señales generadas por el método de Li y Yam (pre- sentadas en este capítulo), cuyo desarrollo matemático se basa precisamente en tales suposiciones, se observa una gran similitud, excepto en el esfuerzo de voltaje en el interruptor. En el método propuesto este es mayor debido a la no linealidad del capacitor, cuyo fenómeno se describe en la segunda parte del desarrollo matemático presentado.

4. Simulación del ACECVC Con base en los resultados obtenidos con el programa de diseño, en este capítulo se

procedió a la simulación del ACECVC utilizando el simulador PSpice y los modelos propor- cionados por el fabricante Infineon Technologies. Se hicieron simulaciones a 1 O0 Wz, 250 kHz y 500 kHz y a diferentes potencias de salida, mostrando los resultados a una frecuencia de operación de 250 kHz y a una potencia de salida de 100 W. Además con los datos obtenidos de las simulaciones se desarrolló una serie de gráficas que describen el desempeño del ACECVC con cada dispositivo.

4.1. Introducción El programa de simulación SPICE (Simulation Program With Integrated Circuits Emp-

hasis) es un programa de simulación y diseño de circuitos analógicos y digitales, creado por el Laboratorio de Investigación Electrónica de la Universidad de Berkeley en California, el cual se ofreció por primera vez al público en 1975.

Para los computadores personales y estaciones de trabajo existen diversos paquetes de software que implementan SPICE. De estos, el más popular es PSpice, creado por Microsim Corporation como primer simulador basado en SPICE para PCs y comercialmente disponible desde 1984. Posteriormente OrCAD Inc. adquirió el producto, y en la actualidad es quien dis- tribuye y desarrolla las nuevas versiones de PSpice. PSpice constituye una herramienta de gran valor para los diseñadores durante el proceso de desarrollo y prueba de un proyecto. El objetivo fundamental de la simulación no es solo comprobar el correcto funcionamiento de un ch- cuito sino, el análisis y estudio del mismo.

4.2. Circuito simulado En el capítulo 3 se hizo el diseño del ACECVC en un rango de frecuencias de 100

kHz-2 MHz y apotencias de salida de 50 W, 100 W, 150 W y 200 W con la finalidad de ver la tendencia del comportamiento de los diferentes elementos que forman el circuito. Puesto que uno de los objetivos de este trabajo es hacer un análisis comparativo entre dispositivos de tec- nología IGBT y MOSFET, pero debido al problema de la corriente de apagado que presenta ei IGBT, lo cual lo hace ineficiente a altas frecuencias de funcionamiento, las simulaciones solo se hacen a 100 kHz, 250 kHz y 500 kHz.

La simulación del amplificador se hizo en base al circuito que se muestra en la Figura 4.1. En donde el voltaje de alimentación requerido para obtener la potencia de 100 W, la resistencia de compuerta y el capacitor externo varían de acuerdo al dispositivo utilizado según la


Dispositivo

MOSFET

CoolMOS

S-IGBT

HS-IGBT

Tabla 4.1. Debido a las altas pérdidas que presentan los IGBT's en conmutación, fue necesario aumentar el voltaje de alimentación para obtener la misma potencia de 100 W. Así mismo estos dispositivos son de tecnología diferente al MOSFET convencional, ya que son transistores bipolares, por lo tanto sus características de funcionamiento cambian, incluyendo el diodo interno. Puesto que el procedimiento de diseño no fue hecho para estos dispositivos, existe una ligera diferencia entre el capacitor paralelo calculado y el usado en simulación.

La resistencia de compuerta requerida por cada uno de los dispositivos depende de varios factores, principalmente de la capacitancia de entrada CJSS. Dicho valor es diferente por lo que se tienen valores de resistencia diferentes.

En el Anexo I se muestran los resultados de la simulación para el resto de las frecuencias de conmutación.

Elementos de diseiio

VKIVI &Pi LclmH/ C m I n F l LoluHI ColnFI Nomenclatura

BU2334 67 10 1.592 4.2 159.2 2.9 SPPllN60C2 65 10 1.592 3.6 159.2 2.9

SW06N60 70 27 1.592 3.6 159.2 2.9 SKW20N60HS 70 47 1.592 3.6 159.2 2.9

voc

V,

U

- O

Figura 4.1. Circuito del ACECVC simulado

Tabla 4.1. Valores de los elementos de diseño en función del dispositivo

4.3. Resultados con el MOSFET convencional

4.3.1. Formas de onda en el interruptor En la Figura 4.2a se muestran las señales generadas en el MOSFET convencional: la

señal de control de compuerta y la señal de voltaje en el interruptor (parte superior), así como la señal de comente en el interruptor (parte inferior). En la parte superior de la gráfka se puede ver que el dispositivo está funcionando en modo sub-Óptimo, es decir, está conmutando a voltaje cero pero no con pendiente cero, dando lugar a la operación del diodo interno, cuya manifestación se refleja en el pico negativo de la onda de corriente. Otra de las caracteristicas importantes de esta señal es el tiempo de caída tfde la forma de onda de comente, siendo ésta una de las principales causas de las pérdidas por conmutación en el apagado del dispositivo, sobre todo a frecuencias muyelevadas.

* *

57 Simulación del ACECVC

En la Figura 4.2b se muestran las conmutaciones en el encendido y apagado (parte superior), así como la potencia instantánea y potencia promedio (parte inferior) disipadas en el interruptor. Debido al tiempo de caída @de la corriente en el interruptor se genera un pequeño traslape entre esta señal y la de voltaje dando como resultado las pérdidas por conmutación en el apagado. Contrario a lo que sucede en el apagado, en el encendido se observa que no existe presencia simultánea de voltaje y corriente, razón por la cual la disipación de potencia es cero. La señal de la potencia instantánea presenta picos negativos generados por la descarga del capacitor parásito. Las pérdidas totales generadas en el MOSFET convencional son de aproximadamente 2.7 W, potencia relativamente pequeña considerando que se tiene una potencia de salida de 100 w.

a) b) Figura 4.2. Formas de onda en el intenuptor: a) señal de control y voltaje (parte superior), corriente (parte

inferior), b) voltaje y corriente (parte superior), potencia instantánea y promedio (parte inferior).

4.3.2. Formas de onda en la carga La Figuras 4.3a muestra las señales de voltaje, comente y potencia en la carga, así co-

mo la potencia de entrada. La señal de voltaje en la carga es proporcional al voltaje de alimentación y según la referencia [31] la relación está dada por la ecuación 4.1. La corriente está en fase con el voltaje, y ambas señales son sinusoidales. La potencia de salida tiene un valor aproximado a la potencia de entrada debido a las pocas pérdidas que presenta este dispositivo. Vm = 1.074 * V,, (4.1)

- .I . .

.* ..,u:>, I.* - 3" I

. . . . . .

* ..w- ..ni.' .I% ..P .<* .."*L. ..:.. ,..,," ._- ..,I" <....s ..- ... 1 . 1%-

.,,u<,

,I- . P s

a) b) Figura 4.3. Formas de onda en la carga: a) voltaje (parte superior), corriente (parte inferior). b) potencia de

entrada (parte superior), potencia de salida (parte inferior).


4.3.3. Gráficas de funcionamiento En el apartado anterior se mostraron señales típicas del intemptor a una sola frecuen-

cia de funcionamiento. Es importante mencionar que se realizaron simulaciones del amplificador a diferentes frecuencias, de las cuales se obtuvieron las siguientes gráficas que indican el comportamiento del mismo.

4.3.3.1. Voitaje de alimentación En la Figura 4.4 se muestra la variación del voltaje de entrada con respecto a la fre-

cuencia de conmutación a potencia de salida constante, en la cual se puede observar que a frecuencias mayores se requiere una cantidad menor de voltaje de entrada para obtener la misma potencia de salida en la carga. Lo anterior se puede comprobar mediante la relación que existe entre la potencia de entrada, el voltaje de alimentación y la frecuencia, tal y como se indica en la ecuación 4.2.

D ' e

14.921*VCo2 *C, f,, = (4.2)

r, vcD = 414.921 * f * C , (4.3)

Dado que las pérdidas de potencia idealmente son cero la relación anterior se expresa mediante la ecuación 4.4.

vco = .,I"- 14.921 * f * c, (4.4)

Figura 4.4. Voltaje de alimentación en funci6n de la potencia y frecuencia de operación usando el MOS- FET como interruptor.

4.3.3.2. Pérdidas de potencia y eficiencia Tebricamente el ACE conmuta a voltaje cero tanto en el encendido como en,el apaga-

do, pero en realidad existe un ligero traslape de la forma de onda de la corriente con la de voltaje durante el apagado debido al tiempo de caída del mismo tf; lo cual provoca pérdidas en dicha cohutación. Eso se debe a que hay una importante diferencia entre la conmutación en el encendido y la conmutación en el apagado, ya que mientras en el encendido se trata de una conmutación natural que se presenta cuando entra en conducción el diodo, en el apagado te- nemos una conmutación suave, pero comandada. El traslape de corriente y voltaje depende

. <


entonces del tiempo de caída tfde la comente a través del dispositivo. Dicho traslape se incrementa con la frecuencia de conmutación. Para el MOSFET convencional las pérdidas por conmutación debidas a este fenómeno son pequeñas, por lo que las pérdidas totales no se incrementan en gran medida con la frecuencia. Puesto que la eficiencia es inversamente proporcional a las pérdidas totales, existe un pequeño decremento de la misma conforme aumenta la frecuencia (Figura 4.5).

.( *~ I . . . . .

.%U

a) b) Figura 4.5. Gráficas de desempeño del ACECVC con el MOSFET a) Pérdidas, b) Eficiencia.

~ 5.-

I.

4.4. Resultados con el CoolMOSTM

.-. ..mm-

**IF; ',.U

.,..I -5.- ' '

w.

.I"~

..w-

w

-*w


4.4.2. Formas de onda en la carga La Figura 4.7 muestra las señales de voltaje, comente y potencia en la carga, así como

la potencia de entrada. El valor máximo del voltaje en la carga mantiene la misma relación con el voitaje de alimentación. La comente está en fase con el voltaje debido a que la carga es resistiva, además de que ambas señales son completamente sinusoidales. La diferencia entre la potencia de entrada y la potencia de salida es menor debido a las pocas pérdidas que presenta este dispositivo.

a) b) Figura 4.7. Formas de onda en la carga: a) voltaje (parte superior), corriente (parte inferior), b) potencia de

entrada (parte superior), potencia de salida @arte inferior).

4.4.3. Gráficas de funcionamiento En las siguientes figuras se muestran tres graficas que indican el comportamiento del

ACE que emplea el CoolMOSTM como interruptor, cuyos valores se obtuvieron de las simulaciones en PSpice.

4.4.3.1. Voltaje de aiimetitación La reducción de la resistencia de encendido RDs(on) en el CoolMOSTM disminuyó en

gran medida las pérdidas de conducción y como consecuencia la generación de calor, incrementando la eficiencia del circuito y dando lugar a un aumento en el manejo de la potencia de salida, por lo que son necesarios voltajes de alimentación más pequeños para obtener las mismas potencias de salida (Figura 4.8).

Figura 4.8. Voltaje de alimentación en función de la potencia y frecuencia de operación usando el Cool- M O S ~ ~ como intenuptor

i ,


4.4.3.2. Pérdidas depotencia y eficiencia tiene características de conducción que superan las limitaciones de la

resistencia de encendido de los MOSFET's de potencia convencionales. Lo anterior se logra debido a la tecnología de construcción de este dispositivo, la cual se basa en el principio de compensación a través de la inserción de bandas verticales tipo p en la zona de deriva. Lo anterior trae consigo una disminución en las pérdidas de potencia en conducción que, junto con un tiempo de caída rfpequeño, reducen las pérdidas totales por debajo de las de los MOS- FET's convencionales y por el mismo motivo se obtienen eficiencias mayores como se observa en la Figura 4.9.

TM . El CoolMOS

... ..

Y

a) b) Figura 4.9. Gráficas de desempefío del ACECVC con el CoolMOSTM: a) Pbrdidas, b) Eficiencia.

4.5. Resultados con el IGBT convencional

4.5.1. Formas de onda en el interruptor En la Figura 4.1 Oa se muestran las señales generadas en el IGBT convencional: la señal

de control de compuerta y la señal de voltaje (parte superior), así como la señal de corriente (parte inferior). El funcionamiento de este dispositivo es similar a los MOSFET's en cuanto al modo de funcionamiento (sub-óptimo), sin embargo existe una gran diferencia en la forma de onda de la corriente principalmente en el apagado del interruptor, ya que además del tiempo de caída rfrápido al inicio, inclusive más rápido al de los MOSFET's, existe una caída lenta (comente de apagado) dando lugar a un incremento en el tiempo de traslape entre el voltaje y la corriente e incrementando las pérdidas por conmutación y como consecuencia las pérdidas totales, tal y como se muestra en la Figura 4.10b.

a) b) Figura 4.10. Formas de onda en el intemptor: a) señal de control y voltaje (parte superior), corriente @arte

inferior), b) voltaje y corriente (parte superior), potencia instantánea y promedio (parte inferior).


4.5.2. Formas de onda en la carga En la Figura 4.11a se muestran las formas de onda de salida del amplificador que CO-

rresponden al voltaje y la corriente en la carga. Ambas señales están en fase debido a que la carga es resistiva, además de que son completamente sinusoidales. En la Figura 4.11b se muestran las gráficas de la potencia de entrada y potencia a la salida del amplificador, la potencia de salida difiere en una buena cantidad de la potencia de entrada debido a las altas pér- didas en conmutación que tiene este interruptor.

I.., '-Tc 1 7 . : I F + .I. I,

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a> b) Figura 4.11. Formas de onda en la carga: a) voltaje @arte superior), corriente (parte inferior), b) potencia de

entrada (parte superior), potencia de salida (parte inferior).

4.5.3. Gráficas de funcionamiento En las siguientes figuras se muestran tres gráficas que indican el comportamiento del

ACECVC que emplea el IGBT convencional como interruptor, cuyos valores se obtuvieron de las simulaciones en PSpice.

En la Figura 4.12 se muestra la variación del voltaje de entrada con respecto a la frecuencia de conmutación para tener potencia constante en la salida. Se puede observar que a fiecuencias mayores se requiere una cantidad menor de voltaje de entrada para obtener la misma potencia de salida en la carga, igual que para los dispositivos de tipo MOSFET. Sin embargo, en este dispositivo lo anterior se cumple solo hasta la frecuencia de 250 kHz, y para valores mayores sucede lo contrario debido a las altas pérdidas que se tienen a frecuencias muy elevadas. Como consecuencia es necesario alimentar con valores mayores de voltaje para satisfacer los requerimientos de potencia.

El IGBT convencional, además del tiempo de caída rfde la corriente, tiene como carac- terística distintiva de los MOSFETs la cola de apagado que se presenta en el apagado del dispositivo, la cual aumenta en gran medida el tiempo de traslape entre la corriente y el voltaje, lo que trae como consecuencia un incremento en las pérdidas de potencia en el apagado y una disminución considerable en la eficiencia, tal y como lo demuestran las Figuras 4.13.

. 63

Simulación del ACECVC

Figura 4.12. Voltaje de alimentación en función de la potencia y frecuencia de operación usando el IGBT convencional como interruptor.

a) b) Figura 4.13. Gráficas de desempeño del ACECVC con el IGBT convencional a) Pérdidas, b) Eficiencia.

4.6. Simulaciones con el IGBT de alta velocidad .*

4.6.1. Formas de onda en el interruptor La principal diferencia entre las formas de onda del IGBT de alta velocidad y del IGBT

convencional, es que en el primero disminuye el tiempo de la corriente de apagado lo que trae como consecuencia una disminución en el tiempo de traslape entre la comente y el voltaje. Sin embargo en el IGBT de alta velocidad se observan picos de corriente en el encendido del dispositivo (Figura 4.14), los cuales no son un comportamiento inherente a este dispositivo sino que se deben a que se le aplico tarde la señal a la compuerta del mismo. Puesto que el tiempo de traslape entre el voltaje y la comente determina las pérdidas en el dispositivo, en la Figura 4.14 se observa una notable disminución de las pérdidas totales.

64 Estudio del desempeíio del ACECVC, utilizando diferentes dispositivos de potencia

.>.U -1

Figura 4.14. Formas de onda en el intemptor: a) seilal de control y voltaje (parte superior), corriente @arte inferior), b) voltaje y corriente (parte superior), potencia instantánea y promedio (parte inferior).

4.6.2. Formas de onda en la carga En la Figura 4.15 se indican el voltaje, la corriente y la potencia en la carga, así como

la potencia de entrada. La potencia de salida está alejada de la potencia de entrada debido a la gran cantidad de pérdidas que presenta este interruptor, sin embargo cabe aclarar que estas pérdidas son menores que las obtenidas con el IGBT convencional.

Figura 4.15. Formas de onda en la carga a) voltaje @arte superior), corriente @arte inferior), b) potencia de entrada @arte superior), potencia de salida (parte inferior).

4.6.2.1. Grificas de funcionamiento Las gráficas de funcionamiento de este dispositivo muestran un mejor desempeño en

cuanto a potencia y frecuencia se refiere con respecto ai IGBT convencional. En la Figura 4.16 se muestra la variación del voltaje de entrada con respecto a la fie-

cuencia de conmutación para tener potencia constante en la salida. Se puede observar que a frecuencias mayores se requiere una cantidad menor de voltaje de entrada para obtener la misma potencia de salida en la carga, igual que para los dispositivos de tipo MOSFET. Sin embargo, io anterior se cumple a una frecuencia de 250 H z , por que a frecuencias mayores es necesario aumentar dicho voltaje para contrarrestar las altas pérdidas de potencia que se tienen con este dispositivo.

En la Figura 4.17 se presentan las pérdidas totales de potencia y la eficiencia del IGBT de alta velocidad, donde debido a la disminución en el tiempo de la comente de apagado en


comparación con el IGBT convencional, se reducen en gran medida las pérdidas y como consecuencia aumenta la eficiencia.

Figura 4.16. Voltaje de alimentación en función de la potencia y frecuencias de operación usando el IGBT de alta velocidad como interruptor.

Y I..

a) b) Figura 4.17. Gráficas de desempeño del ACECVC con el IGBT de alta velocidad: a) Pérdidas, b) Eficiencia.

4.7. Gráficas comparativas de los cuatro interruptores

ruptores en cuanto a voltaje de alimentación, pérdidas de potencia y eficiencia.

4.7.1. Voltaje de alimentación

En este apartado se hará un análisis comparativo del amplificador con los cuatro inter-

En la Figura 4.18 se puede observar que: Para el mismo voltaje de entrada, la potencia entregada por el circuito depende del tipo de interruptor, donde la máxima potencia de salida es obtenida con el CoolMOS seguido por el MOSFET convencional, el IGBT de alta velocidad y al final el IGBT convencional Cuando se incrementa la frecuencia de conmutación, la diferencia entre la potencia de salida obtenida con cada dispositivo manteniendo el voltaje de entrada constante es más significativa. Cuando se incrementa la frecuencia de conmutación mas potencia de salida puede ser obtenida alimentando el circuito con el mismo voltaje de entrada, pero a expensas de un mayor esfuerzo de voltaje en el mismo.


....... -.. ~ ...

f=1001<Hz

f = 250 kHz

.... . . : .....

f=500lcHz Figura 4.18. Voltaje de alimentación en función de la potencia y tipo de dispositivo

4.7.2. Pérdidas de potencia y eficiencia Los resultados completos de la simulación, incluyendo las formas de onda de cada dis-

positivo a cada frecuencia de conmutación se muestran en el apéndice. Para estas formas de onda fueron calculadas las pérdidas de potencia totales (pérdidas de conducción y conmuta- ción), así como la eficiencia del circuito como se muestra en la Figura 4.19.

t l


Pérdidas totales a 100 kHz. Eficiencia a 100 kHz.

..,

m

P6rdidas totales a 250 kHz. Eficiencia a 250 kHz

Pérdidas totales a 500 kHz. Eficiencia a 500 kHz. Figura 4.19. Comparación de las pérdidas totales y eficiencia del circuito diferentes frecuencias contra po-

tencia de salida y tipo de dispositivo.

De los resultados ilustrados en la Figura 4.19 podemos concluir que: Para los dispositivos tipo MOSFET las pérdidas de potencia se mantienen practi- camente constantes cuando se incrementa la frecuencia de conmutación, y se incrementan ligeramente para altas potencias de salida. En todos los casos las pér- didas de potencia no exceden los 6 W. Esto prueba que el proceso de conmuta- ción suave (CVC) garantiza para los MOSFET's muy bajas pérdidas de conmuta- ción.


Para los dispositivos tipo IGBT las pérdidas de potencia se incrementan drásti- camente con la frecuencia de conmutación así como con la potencia de salida, al- canzando un máximo de 60 W para el IGBT convencional a 500 I<Hz y 200 W de potencia de salida. Esto prueba que a pesar de las condiciones de conmutación suave, las pérdidas son fuertemente afectadas por la comente de apagado. Como consecuencia las pérdidas de potencia del IGBT de alta velocidad son más bajas debido a que tiene menos comente de apagado que el IGBT convencional. Este comportamiento será explicado posteriormente en las formas de onda experimentales de corriente y voltaje. La eficiencia del circuito varía en forma análoga a las pérdidas de potencia. Una eficiencia máxima de alrededor de 98% es obtenida con el CoolMOSTM para todas las frecuencias de conmutación y potencias de salida, seguido por el MOS- FET convencional (96% - 97%). A bajas frecuencias de conmutación (100 kHz), se pueden desarrollar eficiencias por arriba de 90 YO con los IGBT's, pero decrecen drásticamente a 250 kHz y 500 Mz. Los IGBT's son más eficientes a altas potencias de salida. Se observa una fuerte dependencia entre la eficiencia y la potencia de salida, alcanzándose un mínimo de 70% para la potencia de salida mas baja 50 W y 500 kHz para el IGBT convencional.

4.8. Resumen La simulación de circuitos es muy importante, ya que muestra de manera aproximada

el comportamiento del mismo ante diferentes situaciones. Puesto que el simulador PSpice ori- ginalmente fue diseñado para trabajar con señales pequeñas y dentro de sus bibliotecas de fun- ción no cuenta con modelos adecuados de dispositivos de potencia, fue necesario trabajar con modelos del mismo fabricante (Infineon Technologies) para cada uno de los dispositivos semiconductores usados en este proyecto de tesis. Tales modelos toman en cuenta aspectos tan importantes como la corriente de apagado característica de los dispositivos de tecnología bipolar y el tiempo de caída de la corriente en el apagado. Uno de los principales problemas que se presentó durante el desarrollo de las simulaciones usando estos modelos fue el tiempo de con- vergencia principalmente en los dispositivos de tecnología híbrida.

Los simuladores, por más potentes que sean no dejan de ser una aproximación a la realidad y en consecuencia, nunca pueden sustituir la práctica de manejo real de los circuitos elec- trónicos. Por lo tanto, el mejor uso que se puede realizar de PSpice es en combinación con el trabajo de laboratorio. Considerando io anterior en el Capítulo 5 se desarrolla el prototipo experimental del ACECVC.

5. Resultados experimentales En este capítulo se presentan los resultados experimentales de un prototipo de laborato-

rio del ACECVC implementado con cuatro dispositivos de potencia diferentes como intemptor. Los resultados experimentales obtenidos se comparan con las simulaciones expuestas en el capítulo anterior,

5.1. Introducción LOS DSEP's presentan elementos parásitos que afectan el desempeño del ACECVC, la

capacitancia parásita del dispositivo además de limitar la frecuencia de conmutación, aumenta los esfuerzos de voltaje de los mismos. Lo anterior ya se demostró con el programa de diseño y las simulaciones. Para hacer una comparación de tales esfuerzos de voltaje entre los DSEPs, es necesario alimentar al circuito con voltajes constantes, contrario a lo que se hizo en simula- ción. El circuito se alimentó con voltajes de 10 V, 25 V, 40 V, 55 V y 70 V, obteniendo potencias de salida diferentes con cada uno de los dispositivos.

5.2. Diseño del prototipo Después de haber simulado el amplificador con cada interruptor, se implement6 el cir-

cuito en el laboratorio para validar el programa de diseño. Para hacer más real la operación del circuito se considera la resistencia interna de la bobina resonante. Las pruebas se realizaron únicamente a una frecuencia de operación de 250 lcHz y a niveles de potencia más bajos que en la simulación.

El circuito que se utilizó para realizar las pruebas con el MOSFET convencional es el que se muestra en la Figura 5.1, haciendo la aclaración que los valores de los elementos reactivos utilizados en este prototipo se aproximaron a los valores teóricos de acuerdo a los recur- sos disponibles. En la Tabla 5.1 se muestran los valores experimentales. Como puede obser- varse existen ligeros cambios en los componentes por lo que cambian las condiciones de ope- ración del amplificador siendo necesario un ajuste de frecuencia para obtener el funcionamien- to deseado del mismo.

70 Estudio de¡ desempezio del ACECVC, utilizando diferentes dispositivos de potencia

-

Figura 5.1. Circuito construido para realizar pruebas con el MOSFET convencional.

Tabla 5.1. Valores de componentes usados en las pruebas experimentales.

Como resistencia de carga, se realizó un arreglo serie paralelo de resistencias de potencia de 100 Q a 25 W, para soportar las diferentes potencias de operación del amplificador.

5.2.1. Circuito impulsor de compuerta del MOSFET Para generar la señal de control en la compuerta de los dispositivos, se requiere de un

oscilador y un impulsor. Para propósitos de este diseño fue suficiente utilizaf un TL494 como oscilador y un IR21 10 como impulsor. El TL494 es un circuito de control por modulación de la anchura del pulso (PWM) que ha sido utilizado para el control de fuentes de alimentación conmutadas principalmente y una de sus características importantes es la reducción de la cir- cuitería para un diseño en particular, además de trabajar con frecuencias de hasta 300 kHz [42] i431 .

El IR2110 es un impulsor de MOSFETs e IGBTs en configuración Tótem-pole, incluye alta capacidad de voltaje, alta velocidad y compatibilidad con entradas TTL además de ser económico [44] . El circuito oscilador-impulsor se presenta en la Figura 5.2, en donde la frecuencia del circuito oscilador de 250 kHz se calcula con la ecuación:

Con un potenciómetro en lugar de R I , se pudo ajustar la frecuencia al valor requerido por el amplificador para conmutar a voltaje cero, ya que esta condición no se cumple exacta- mente a 250 kHz debido a las tolerancias de valores de los componentes

Resultados experimentales 71

t

Figura 5.2.

La resistencia de compuerta RG se calcula mediante la ecuación 5.2. La ecyición anterior se obtiene del análisis del circuito equivalente que se forma con los elementos parAsitos del interruptor, la resistencia RG y el voltaje aplicado ai circuito impulsor como lo muestra ia Figura 5.3. Los elementos parhsitos del interruptor: inductor en terminales de la fuente Ls y el capacitor de entrada CIS,, forman un circuito resonante que es excitado por el voltaje aplicado, siendo ésta la principal razón de las oscilaciones observados en muchos circuitos impulsores. Afortunadamente estas oscilaciones pueden ser reducidas por la componente resistiva en serie formada por la impedancia de salida del impulsor, la resistencia externa de compuerta y la

Circuito impulsor de compuerta.

resistencia interna del dispositivo [7] . . _

&O

Figura 5.3. Componentes resonantes del circuito impulsor. 7

,

5.2.2. Diseño de inductores Se requiere que los convertidores de potencia modernos trabajen a altas frecuencias pa-

ra reducir el volumen y peso, pero el trabajar a altas frecuencias involucra dos aspectos impor-


tantes: las pérdidas en los semiconductores y las pérdidas en los elementos magnéticos. Las pérdidas de potencia en los dispositivos semiconductores son reducidas en gran medida con técnicas de conmutación suave como en los convertidores resonantes, y las pérdidas en los elementos magnéticos son reducidas usando capacitores con baja resistencia serie equivalente (RES) y haciendo un buen diseño de los inductores. El control de las pérdidas en los componentes magnéticos es importante para incrementar la eficiencia de todos los circuitos convertidores de potencia. Actualmente, una exacta distribución de las pérdidas en los inductores depende de la frecuencia de operación, el material y la geometría del núcleo. La eficiencia de un inductor está determinada por:

a) Pérdidas de potencia en el núcleo por comentes de Eddy y por histéresis. b) Pérdidas de potencia en los devanados (cobre).

Las pérdidas en el núcleo se incrementan con la frecuencia y tienden a ser altas si la densidad de flujo no es reducida. Para densidades de flujo bajas las pérdidas en el núcleo son bajas, pero las pérdidas en el cobre son altas debido a que el número de vueltas es alto para reducir la operación de la densidad de flujo. Por otro lado, debido a la proximidad y efecto piel, la resistencia AC de los devanados a altas frecuencias puede ser de 5 a 10 veces más grande que la resistencia DC. Incrementando la densidad de flujo, el número de vueltas es reducido, las pérdidas en el núcleo se incrementan y las pérdidas en el cobpe se reducen. Por lo tanto se consigue un balance óptimo de las pérdidas en el cobre y en el núcleo, así como un diseño del inductor para máxima eficiencia de operación. Es normal asumir que la eficiencia óptima ocurre cuando las pérdidas en el núcleo son iguales a las pérdidas en el cobre [45] [46] . Uno de los principales problemas relacionados con el diseño de inductores de potencia es la resistencia AC de los devanados. El hilo de Litz es una buena alternativa para solucionar este problema ya que tiene una menor resistencia de CA que los conductores sólidos. Esto es por que la comente en un conductor sólido se concentra en la parte externa del conductor a altas frecuencias. Por esta razón el hilo de Litz tiene una mejor distribución de la corriente a través de la sección del hilo [47] .

5.2.2.1. Especificaciones de diseño

nan a continuación: Las especificaciones de diseño requeridas para el cálculo de los inductores se mencio-

Frecuencia de operación f Potencia máxima de carga Po Inductancia L Comente eficaz IRMS

Densidad de comente J Entrehierro G

5.2.2.2. Procedimiento de disetío Para el diseño de los inductores se consideraron aspectos importantes como el tipo de

material con el cual se fabrica el núcleo y la potencia máxima de operación del amplificador. En la Figura 5.4 se muestra una gráfica de la respuesta en frecuencia de diferentes materiales en función del flujo magnético, y en la Tabla 5.2 el rango de potencia de diferentes tipos de núcleos RM [48] .

-~ ““*“‘G$p? I . ” . t‘;C i l


Tipo de núcleo

Figura 5.4.

~

Rango de potencia (W)

”**, I h” :>L. I!

<,.:,.-

, , ,Y i<,.*ni“, 1iim ‘,.Ilk,

i* 7 I n

Materiales utilizados en la fabricación de núcleos de ferrita

Tabla 5.2. Clasificación de los núcleos RM en función de la potencia.

RM4 < 5

RMS

I RM8, RMiO I 20 a 50 I

5 a 1 0

RM6

I Otros I > 200 I

l o a 2 0

- Paso Parsmetro de diseño

I

RM12

I 1 I Núcleode la bobina

50 a 100

Área del cobre

Calibre del conductor

Número máximo de espiras

Número de espiras

RM14

Tabla 5.3. Secuencia de diseño.

100a200

Ecuación 1 Caracteristicas

Material Área de ventana Tipo de núcleo Área efectiva

Corriente eficaz Densidad de corriente ACU =

Ver Tabla de calibre de conductores

N mQr , = A , * K c u * J KCU Coeficiente del cobre I,

L Valor del inductor 0 . 4 * z * A , *IO-* G Entrehierro ,

Es importante mencionar que el cálculo del número de espiras mediante el procedimiento de diseño descrito, se aproximó en una buena medida, pero fue necesario un ajuste para obtener el valor del inductor requerido. El diseño del inductor fuente de corriente de 1.6 mH no presentó problema ya que la corriente que circula por él es prácticamente de corriente directa y no hay problemas de saturación, sin embargo en el diseño del inductor del filtro Te-


sonante, que aunque es de un valor más pequeño, 160.0 pH, es más complicado el diseño por el problema de la saturación del núcleo, y si no se le pone un entrehierro adecuado es muy probable la saturación.

5.3. Resultados con el MOSFET convencional (BUZ334)

5.3.1. Formas de onda en el dispositivo y en la carga En la Figura 5.5 se muestran las señales de voltaje y corriente generadas en el MOS-

FET de potencia. Así como las señales de comente, voltaje y potencia en la carga. En ésta gráfica se señalan los intervalos de conducción de la corriente, durante el tiempo (ti) la corriente es conducida por el MOSFET, durante el tiempo (t2) la corriente es conducida por el capacitor externo paralelo al dispositivo, sin embargo en estas condiciones de funcionamiento dicha corriente es despreciable, el diodo conduce durante el tiempo (t3) confirmando de esta forma el funcionamiento en modo sub-óptimo del amplificador. Asimismo se observa un pico de corriente negativa conducida por el diodo parásito con una amplitud aproximada de 1 A.

Voltaje de entrada de 70V, potencia de salida de 92.8. Figura 5.5. Transitorios medidos a 250 kHz usando el MOSFET convencional.

5.4. Resultados con el CoolMOS (SPPllN60S5)

5.4.1. Formas de onda en el dispositivo y en laxarga Las señales obtenidas con este dispositivo son similares a las obtenidas con el MOS-

FET convencional, incluyendo la comente de drenaje conducida por el dispositivo, pero el pico de corriente negativa conducida por el diodo parásito es ligeramente mayor.(Figura 5.6).

.. . ... . . . .

ti t2 t3 Voltaje de entrada 70V, potencia de salida 107 W

Figura 5.6. Transitorios medidos a 250 kHz usando el CoolMOS.


5.5. Resultados con el IGBT (SKP06N60)

5.5.1. Formas de onda en el dispositivo y en la carga En la Figura 5.7 se muestran las señales de comente y voltaje generadas en el IGBT

convencional. Así como las señales de corriente, voltaje y potencia instantánea en la carga. En esta gráfica se señalan los intervalos de conducción de la comente, durante el tiempo (ti) la corriente es conducida por el MOSFET hasta que se interrumpe bruscamente la señal de go- bierno del mismo en donde se genera una caída rápida, durante el tiempo (t2) se presenta la corriente de apagado del dispositivo, durante (t3) la corriente es conducida por el capacitor externo paralelo al dispositivo, sin embargo en estas condiciones de funcionamiento dicha comente es despreciable, el diodo conduce durante el tiempo (k). Así mismo se observa un pico de corriente negativa con mayor amplitud y un tiempo de recuperación inversa mayor.

V C E

IC

Figura 5.7.

V L

IL

P L

Voltaje de entrada 70V, potencia de salida 72.8 W Transitorios medidos a 250 kHz usando el S-IGBT.

5.6. Resultados con el IGBT de alta velocidad (SKB20N60HS)

5.6.1. Formas de onda en el dispositivo y en la carga En la Figura 5.8 se muestran las formas de onda obtenidas experimentalmente con el

IGBT de alta velocidad, en donde es importante comentar que la señal de comente en el apagado del dispositivo consta de una caída rápida al inicio, similar ala caída de un IGBT convencional, pero al final presenta una corriente de apagado más reducida, siendo ésta la principal diferencia entre ambos dispositivos ya que el pico de corriente negativa y el tiempo de recuperación inversa son similares.

V C E

IC

V L

1L

P L

ti t2 t3 t4 Voltaje de entrada 70V, potencia de salida 80.68 W

Figura 5.8. Transitorios medidos a 250 kHz usando el HS-IGBT.


5.7. Graficas comparativas de los experimentos

5.7.1. Esfuerzos de voltaje La Figura 5.9 muestra los esfuerzos de voltaje generados en los dispositivos, para el

mismo voltaje de alimentación, se obtienen esfuerzos de salida diferentes para cada dispositivo. Se observa que el CoolMOSTM es el dispositivo que alcanza mayores esfuerzos, seguido por el IGBT de alta velocidad, el IGBT convencional y al final el MOSFET.

Esfuenos de valtile en los dlsposillvos

,I 4s 45 M 55 €4 w 70 Voltaje de alimenlacion M

Figura 5.9. comparaci6n de los esfuerzos de voltaje en los dispositivos a voltaje constante.

5.7.2. Potencia de salida Contrario a las simulaciones, los experimentos se realizaron alimentando al ACE con

voltajes constantes (10 V, 25 V, 40 V, 55 V y 70 V), obteniendo potencias de salida variables para cada voltaje de entrada de acuerdo al interruptor usado. La máxima potencia fue alcanza- da por el CoolMOSTM, alimentado con 70 V como se muestra en la Figura 5.10.

Figura 5.10. Potencia de salida contra voltaje de alimentaci6n y tipo de dispositivo.

5.8. Análisis comparativo entre simulación y experimento

5.8.1. Transitorios de corriente y voltaje En la Figura 5.11 se comparan las formas de onda de comente y voltaje, en el interruptor obtenidas mediante simulación y mediciones en cada uno de los dispositivos. El voltaje de ali- mentación es el mismo en ambos casos, la frecuencia de conmutación disminuye para el caso experimental debido a los valores de los componentes y como consecuencia disminuye la potencia desarrollada.

Simulaciones '=-*IrA P.," . . . . . . . . . . . .

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CoolMOS - 70 Vco, 112 W, 250 kHz.

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Mediciones

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MOSFET - 70 VcD, 92.8 W, 238 kHz.

CoolMOS - 70 Vco, 107 W, 238 kHz. I

S-IGBT - 70 Vco, 72.8 W, 238 kHz. . . . . . . . .

. . . . . . . .

HS-IGBT - 70 VcD, 98.50 W, 250 kHz. HS-IGBT - 70 Vco, 80.6 W, 238 kHZ. Figura 5.1 1. Simulaciones (izquierda) y mediciones (Derecha) de las formas de onda en el interruptor.

78 Estudio del desempeño del.ACECVC, utilizando diferentes dispositivos de potencia

Se puede observar como los efectos de la comente de apagado afectan la operación de los IGBTs, contrario a los MOSFETs, resultando en mayores pérdidas de potencia durante el proceso de conmutación suave. En simulación, el IGBT de alta velocidad presenta picos de corriente durante el encendido.

5.8.2. Potencia de salida La Figura 5.12 muestra la comparación de la potencia de salida medida y simulada co-

ntra el voltaje de entrada. Se puede observar que la potencia de salida entregada por el circuito en la simulación es mayor que la medida (por arriba de un 25 YO para el IGBT convencional). La potencia entregada por el circuito depende del tipo de interruptor, el mejor desempeño es obtenido por el CoolMOSTM, seguido por el MOSFET convencional, el IGBT de alta velocidad y al final el IGBT convencional. La diferencia se incrementa a altos voltajes de entrada para todos los dispositivos. El propio calentamiento del dispositivo que no fue considerado en el modelo, así como pérdidas de potencia en el impulsor que no se consideraron en simulación puede ser una razón de tal diferencia.

Polwisia del ACECVC con el MOSFET, 250 kHz

Voltajedealimenlaci6n[V1 Voltaje de alimentacidn I V 1

b) Potencla del ACECVC con HSIGBT, 150 kHz

a) Potencia del ACECVC con el MOSFET 250 kHz

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Voltaje de alimenlacl6n I V 1 Volraje de alimenlasibn [ V 1

c) d) Figura 5.12. a 250 kHz para el: a) MOSFET, b) CoolMOS, c) S-IGBT y d) HS-IGBT.

Comparación entre mediciones y simulaciones de la potencia de salida contra voltaje de entrada

5.8.3. Esfuerzos de voltaje en los dispositivos La Figura 5.13 muestra la comparación entre los esfuerzos de voltaje medidos y simu-

lados de los dispositivos contra el voltaje de alimentación de CD. Se puede observar una buena aproximación entre la simulación y las mediciones. El voltaje máximo a través del interruptor se encuentra entre 3.9 y 4.4 veces el voltaje de entrada aplicado. En la simulación se observa que esta relación se incrementa con la frecuencia de conmutación.

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Voilaje de alimenlacibn I V 1 10 m YI 40 m 60 70

Voltaje de alimenlaclbn [ V I

a) b) Esfwrros de valtale en el SIGBI, 250 IHz

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c) d) Figura 5.13. a 250 kHz para el: a) MOSFET, b) CoolMOS, c) S-IGBT y d) HS-IGBT.

5.8.4. Eficiencia del circuito De la misma manera, la Figura 5.14 muestra la eficiencia medida y simulada del circui-

to contra el voltaje de alimentación para los dispositivos estudiados. Para los dispositivos tipo MOSFET la eficiencia simulada es mayor que la medida. El CoolMOSTM muestra en el experimento una tendencia a disminuir su eficiencia a altos voltajes de entrada, efecto que no se observa en la simulación. Para los dispositivos IGBTs se observa un incremento en la eficiencia del circuito con el aumento del voltaje de alimentación tanto en las mediciones como en la simulación. Los valores medidos son más altos que en la simulación para el caso de los dispositivos IGBT.

5.9. Resumen En este capítulo se presentaron los resultados experimentales del ACECVC con los 4

DSEP's seleccionados. Así mismo se hace una comparación mediante una serie de gráficas en base a los transitorios de comente y voltaje, potencia desarrollada, eficiencia de conversión de potencia y esfuerzos de voltaje, con simulaciones realizadas bajo las mismas condiciones de operación.

Comparación entre mediciones y simulaciones del esfuerzo de voltaje contra voltaje de entrada


Eliciencia del ACECVC con el MOSFET I i 250 kH2

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7 0 ,I m I, Io 11 ,o 11 $4 I, ra 6) 10 Voltaje dealimcntaci6n deCD[V l Voltaje de alimenlaci6n I V 1

b) Ellclencle del ACECVC con el HSIGBT. 250 hiiz

a) Eficiencia del ACECVC EO" el SIGBT, 150 kHz

Voltaje de alirnenlaci6n I V I Vollaje de alimentación I V I

c) 4 Figura 5.14. a 250 kHz para el: a) MOSFET, b) CoolMOS, c) S-IGBT y d) HS-IGBT.

Comparación entre mediciones y simulaciones del esfuerzo de voltaje contra voltaje de entrada

6. Conclusiones, comentarios y trabajos futuros En este capítulo se presentan las conclusiones generales del trabajo de investigación

desarrollado, en base a la técnica de diseño empleada, resultados de simulación y resultados experimentales, así como algunas recomendaciones y trabajos futuros para continuar con esta línea de investigación.

6.1. Conclusiones generales Los elementos parásitos de los dispositivos semiconductores de potencia tienen una

fuerte influencia en el desempeño del ACECVC, especialmente a altas frecuencias de opera- ción. La resistencia de encendido se encarga de disminuir la eficiencia del circuito y la capacitancia de salida es el factor limitante de la frecuencia de conmutación. De allí se deriva la im- portancia de considerar tales parámetros en el diseño del amplificador para obtener resultados más exactos y como consecuencia un mejor desempeño del circuito.

Las metas propuestas al inicio de esta tesis de maestría, consistieron en evaluar el des- empeño del ACECVC con diferentes dispositivos semiconductores de potencia, considerando los efectos de la resistencia de encendido y de la capacitancia de salida no lineal de los mismos. Para alcanzar las metas anteriores se desarrollaron una serie de actividades, las cuales se describen a continuación.

Se analizaron las características estáticas y dinámicas de los dispositivos de potencia poniendo especial énfasis en los elementos parásitos de los mismos. En la Tabla 1.1 se muestra la distribución de las resistencias en el MOSFET y el porcentaje contribución a la resistencia total de encendido del dispositivo para diferentes voltajes drenaje-fuente. Por otro lado en la Figura 1.6 se muestra la variación de la capacitancia de salida con respecto al voltaje drenaje-fuente.

Se presentó un estudio a detalle del ACE, en donde se mencionan sus características y aplicaciones, así como los análisis matemáticos desarrollados a la fecha.

Se desarrolló el análisis matemático del ACECVC, considerando los elementos parási- tos del dispositivo semiconductor (resistencia de encendido RDs(on) y capacitancia de salida (Cos.+ El desarrollo está basado en las referencias [35] y [40] principalmente. En la primera de ellas se considera la resistencia de encendido y en la segunda se hace el análisis en base a un MOSFET con capacitor de salida no lineal. El procedimiento de diseño en cuestión está enfocado a seleccionar un dispositivo en base al cálculo del capacitor linealizado (Cf), sin el uso de un capacitor externo, sin embargo el objetivo de esta tesis es evaluar el desempeño de


dispositivos existentes, por lo que se cambio el enfoque anterior haciendo uso de un capacitor externo y considerando la capacitancia no lineal del dispositivo en cuestión. Se presenta el programa de diseño en C++ Builder basado en las ecuaciones anteriores y donde se obtuvieron resultados para 5 frecuencias de conmutación diferentes como se muestra en la Tabla 3.3. Específicamente a la frecuencia de 250 kHz se ajusto el nivel de CD para obtener 50 W, 100 W, 150 W y 200 W.

Se simuló el circuito con los valores de los elementos calculados por el programa de diseño, haciendo la aclaración que para el CoolMOSTM y los IGBT se ajustó el capacitor paralelo para conmutación a voltaje cero. A 2 MHz ninguno de los dispositivos conmutaba ópti- mamente, el MOSFET y el CoolMOSTM por sus elevadas capacitancias de salida para este diseño en particular y los IGBT por su inherente corriente de apagado que genera pérdidas adicionales en el proceso de conmutación, aunque tienen capacitancias de salida más peque- ñas.

En cuanto ai funcionamiento del amplificador y desempeño de los dispositivos en si- mulación, se puede observar io siguiente:

Los dispositivos de tecnología MOS presentan un comportamiento casi constante de su resistencia con respecto a la potencia de salida, razón por la cual la eficiencia del circuito no varia con respecto a la misma. Puesto que las pérdidas por conmutación son mínimas, se presenta un efecto similar del comportamiento de la eficiencia con respec- to a la frecuencia. De los dos dispositivos de esta tecnología el CoolMOS presenta menos pérdidas que el MOSFET convencional, resultando en un amplificador mas eficiente con este dispositivo, además de que requiere de voltajes de alimentación mas pequeños para obtener la misma potencia de salida, sin embargo tiene el inconveniente de los altos esfuerzos de voltaje. Por su parte, los dispositivos IGBT tienen un comportamiento diferente de su resistencia interna con respecto a la potencia de salida, ya que ésta disminuye conforme aumenta la misma, por lo que resulta un amplificador más eficiente a mayores potencias de salida. Sin embargo, las pérdidas por conmutación se incrementan debido a la corriente de apagado caractenstica de estos dispositivos, por lo que la eficiencia del circuito disminuye con la frecuencia de conmutación. Puesto que la corriente de apagado es más pequeña en el IGBT de alta velocidad, se tienen circuitos más eficientes con este dispositivo que con el IGBT convencional [49] . En conclusión con los dispositivos MOSFET de 600 V se pueden obtener mejores eficiencias en el amplificador clase E por debajo de 200 W y entre 100 kHz y 500 kHz que con cualesquiera de los IGBTs. Las nuevas tecnologías (CoolMOS e IGBT de alta velocidad) tienen mejor desempeño que las convencionales. Además las simulaciones muestran aspectos importantes como los tiempos de caída de los dispositivos, así como la comente de apagado de los IGBT. Los resultados obtenidos en simulación fueron ratificados con los experimentos reali-

zados. En la Figura 5.1 1 se hace una comparación cualitativa de los esfuerzos de voltaje y corriente entre los resultados de la simulación y experimentales, notando una gran similitud entre ellos.

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Conclusiones, comentarios y trabajos futuros 83

6.2. Recomendaciones y trabajos futuros Los trabajos futuros que se pueden realizar dentro de la misma línea de investigación,

pueden ser los siguientes: Aumentar la potencia de salida del circuito, los cuales podrían afectar la comente o el

esfuerzo de voltaje del interruptor, resultando en usar dispositivos con más altas comentes y voitajes nominales.

Analizar el desempeño del amplificador clase E conmutado a comente cero, donde las bajas capacitancias parásitas de salida de los IGBT son una gran ventaja y la comente de apagado no afectaría la conmutación como en el caso del amplificador clase E conmutado a voltaje cero.

Existe la posibilidad de alcanzar altas frecuencias de conmutación con un dispositivo IGBT mas rápido (IGBT de alta velocidad 2 de 1200 V), pero a expensas de potencias de salida mas bajas.

Comparar el desempeño de un MOSFET convencional de última generación (de mejores características) que el utilizado en este trabajo, únicamente con el CoolMOS a mayores frecuencias de conmutación.

Aplicar el amplificador clase E, Empleando la técnica de diseño utilizada en este trabajo en el área de las comunicaciones, específicamente en comunicaciones inalámbricas, en donde se requieren bajos voltajes de alimentación, pero frecuencias de conmutación elevadas y en donde la capacitancia parásita del dispositivo es un factor determinante de diseño.

84 Estudio del desempefio del ACECVC, utilizando diferentes dispositivos de potencia

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Anexo 1. Simulaciones Simulaciones con el MOSFET convencional

1 O0 kHz 250 kHz 500 kHz

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Fig.la: Señal de compuerta y voltaje Colector-Emisor (Arriba)Corriente de Colector (Abajo) . . . . . . . . . . . . . . ~ . .-

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Fig.lb: Voltaje Colector-Emisor y corriente de Colector (Arriba), potencia instantánea y promedio(Abaj0)

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Fig. IC: Voltaje de salida (Arriba), corriente de salida (en medio), potencia de salida (Abajo)

90 Estudio del desempefío del ACECVC, utilizando diferentes dispositivos de potencia

Simulaciones con el CoolMOSTM

1 O0 kHz 250 kiiz 500 kiiz

Fig.2b: Voltaje Colector-Emisor y corriente de Colector (Arriba), potencia instantánea y promedio(Abaj0)

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Fig. 2c: Voltaje de salida (Arriba), corriente de salida (en medio), potencia de salida (Abajo)

Anexo I . Simulaciones 91

Simulaciones con el IGBT convencional

100 kHz 250 kHz 500 kHz

Fig.2a: Señal de compuerta y voltaje Colector-Emisor (Amiba)Corriente de Colector (Abajo)

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Fig3b: Voltaje Colector-Emisor y corriente de Colector (Arriba), potencia instantánea y promedio(Abaj0)

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>I% ..1- . - ... I <.I , ."

Fig. 2c: Voltaje de salida (Abajo)

- r ,

<I., 1'

.I ' : >.._ ,.*- titla 2.- *._ 1c >l.

.. (Arriba), comente de salida (en medio), potencia de salida

92

' <-

.*-


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..- .". ... .." .I.

Simulaciones con el IGBT de alta velocidad

100 lcHz 250 WIz 500 lcHz

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Fig.2b: Voltaje Colector-Emisor y corriente de Colector (Arriba), potencia insíaníánea y promedio(Abaj0)

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Anexo 2. Resultados experimentales.

Figura 5.15. Transitorios medidos a 250 kHz usando el MOSFET convencional

94

V D S

ID


les con el CoolMO

c1 M U V L l l l "

<I LI.. W m ' A

I L

PL M I *<." *.IW

..

I D

Figura 5.16. Transitorios medidos a 250 kHz usando el CoolMOS

. .

. . . . . . , .. . . . . . . . . . ~ . . . . . . :.

i

, , . . . .

(09N90dXS)

56 salnuauyadxa sopqnsax 'z oxauv

. I - . <v.

96 Estudio del desempeíío del ACECVC, utilizando diferentes dispositivos de potencia

V C E

I C

Jc

Figura 5.18.

Anexo 3. Hojas de datos de los dispositivos.

Los datos que a continuación se anexan fueron tomados del fabricante infineon Tech- noiogies[URLl]. .

Anexo 3.1 Hojas de datos del MOSFET

Anexo 3.2 Hojas de datos del CoolMOS

Anexo 3.1 Hojas de datos del IGBT convencional

Anexo 3.1 Hojas de datos del IGBT de alta velocidad

SIEMENS

Type I VDS lb I h q o n )

BUZ 334

Package Ordering Code

SIPMOS @Power Transistor

Pulsed drain current Tc = 25 "C Avalanche current,limited by Tjmax Avalanche energy,periodic limited by q,,, Avalanche energy, single pulse 10 = 12 A, VDD = 50 v, &S = 25 R L=11.8mH. T;=25"C

- N channel - Enhancement mode Avalanche-rated

lDpuls

48

IAR 12 EAR 18 €AS

930

I Pin I I Pin 2 I Pin 3

Operating temperature ITj -55 _ _ _ + 150

Maximum Ratinas

Storage temperature I Tstg

Parameter ISvrnbol I Values

-55 ... + 150

Continuous drain current Tr: = 26 "C

Thermal resistance, chip case I Rth.ic

Ib I

2 0.7

12

Thermal resistance, chip to ambient DIN humidity category, DIN 40 040 IEC climatic category, DIN IEC 68-1

RthJA 75 E

55 / 150 / 56

Gate source voltage IVGS I f 20 Power dissipation Tr: = 25 "C Iftot I 180

Unit

mJ

W

"C

w

Semiconductor Group 1 07/96

SIEMENS

Parameter Symbol Values

BUZ 334

Unit min. ItYP. max.

3

0.1 10

10

Drain- source breakdown voltage

VGS = 0 v, Gate threshold voltage

= 0.25 mA, Tj= 25 "C

VGS=VDS, ID = 1 mA Zero gate voltage drain current VDS = 600 v, VGS = O v, 5 = 25 "C VDS = 600 V, VGS = O V, 5 = 125 "C Gate-source leakage current vGS=2ov, vDS=ov Drain-Source on-resistance VGS = 10 v, /D = 7.5 A 0.45

%R)DSS 600

vGS(th)

2.1

lDSS - -

lGSS -

RDS(on) -

4

0.5


SIEMENS

Parameter

BUZ 334

Symbol Values Unit min. I tY P- max.

Electrical Characteristics, at 7j = 25"C, unless otherwise specified

Dynamic Characteristics Transconductance vDS> 2 * ID * RDS(on)max, ID = 7.5 A Input capacitance

Output capacitance

Reverse transfer capacitance

Turn-on delay time

VGS=OV, VDS=25V, f=? MHZ

VGS=OV, V ~ s = 2 5 V , f = 1 MHZ

VGS=OV, V ~ s = 2 5 V , f = 1 M H i

VDD = 30 V, VGS = 10 V, ID = 2.9 A RGS = 50 R Rise time VDD = 30 v, VGS = 10 v, ID= 2.9 A RGS = 50 0 Turn-off delay time VDD = 30 V, VGS = 10 V, ID = 2.9 A RGS = 50 0

Fall time VDD = 30 V, VGS = 10 V, ID = 2.9 A f t ; s = 5 0 0

9fs

4

a 13.5

2500

300

1 O0

40

1 O0

450

120

3325

450

150

60

150

600

160

S

__ PF

ns


pion/ t e c h n o l o g i e s

Cool MOSTM Power Transistor Feature

New revolutionary high voltage technology Ultra low gate charge Periodic avalanche rated Extreme dv/dt rated Ultra low effective capacitances

Improved transconductance

Type Package Ordering Code Marking SPPl1 N60S5 I P-TO220-3-1 I Q67040-S4198 I 11N60S5

SPPll N60S5, SPBI 1N60S5 SPII 1 N60S5

Drain

&te

VDS 1 600 I V

Parameter Continuous drain current Tc = 25 "C Tr = 100 "C

RDS on WI

Symbol Value

ID 11 7

P-TO262 P-T0263-3-2 P-T0220-3-1

Pulsed drain current, tp limited by Tmax Avalanche energy, single pulse ID= 5.5 A, VDD = 50 v Avalanche energy, repetitive IR limited by Timax' / D = I I A , vDD=5ov

Avalanche current, repetitive tp,R limited by Timax Gate source voltage

Gate source voltage AC (f >1 Hz) Power dissipation, TC = 25°C

Operating and storage temperature

ID PUIS 22 €AS 340

EAR 0.6

/AR 11

vGS I 20

vGS k30

ptot 125

Ti I Tstq -55... +150

SPBl l N60S5 I P-TO263-3-2 I Q67040-S4199 1 11N60S5 SPI11 N60S5 I P-TO262 I Q67040-S4338 I 11 N60S5 pin 3

Unit A -

- rnJ

A V

W "C -

Rev. 2.1 Page 1 2004-03-30

0- f i n f i n e o n SPPI 1 N60S5. SPBl l N60S5

Drain Source voltage slope VDS = 480 v, /¡J = 11 A, = 125 "C

SPll1 N60S5

d v/d t 20 Vlns

Maximum Ratings Parameter ISvmbol I Value I Unit

Parameter Symbol

Thermal resistance, junction - case Thermal resistance, junction - ambient, leaded SMD version, device on PCB: @ min. footprint @ 6 cm2 cooling area 2)

Soldering temperature, 1.6 mm 10.063 in.) from case for 10s

6 h J C

6 h J A

RthJA

Tsold

Electrical Characteristics, at 7j=25"C unli

Parameter Symbol

Drain-Source avalanche

Gate input resistance I RG

Values I Unit

- I - 62 -

is otherwise specified

Conditions I Values I Unit

250

R 0.38

-

f=lMHz, open Drain 1 2 9 1 - 1 -

Rev. 2.1 Page 2 2004-03-30

Parameter Symbol Conditions Values Unit min. I tvo. I max.

Characteristics - 6 - s Transconductance Sfs vDC>2'1D*RDS(on)rnau~

ln=7A

Turn-off delay time I b(off) 1

Input capacitance Output capacitance Reverse transfer capacitance

Effective output capacitance,3)

Effective output capacitance?)

energy related

time related

cis, VGs=OV, VDs=25V, - 1460 - PF Cos, e lMHz - 610 - Crss - 21 - Co(er) vGs=Ov. 45 - PF

Co(tr) - 85 -

- VD~=OV to 480V

- I 20 I 30 I Fall time I tf -

Gate Charge Characteristics Gate to source charge Gate to drain charge

150 225

Gate charge total

Gate olateau voltaae

VDD=350V, ID=l 1A I - ! 10.5 flC

- V

'Repetitve avalanche causes additional power losses that can be calculated asPAV=€mY

20evice on 40mm'40mm'l.5mm epoxy PCB FR4 with 6cm' (one layer, 70 pm thick) copper area for drain connection. PCB is vertical without blown air. 3C,(,,) is a fixed capacitance that gives the same stored energy asGss while b s is rising from O to 80% VDSS.

4C,(b) is a fixed capacitance that gives the same charging time as GSS while VDC is rising from O to 80% VDSS.

Rev. 2.1 Page 3 2004-03-30

C&eon/ t e c h n o l o g i e s

Type

SKP06N60

SKB06N60

SKP06N60 SKB06N60

VCE I C VCE(rs1I Ti Package Ordering Code

600V 6A 2.3V 150% TO-220AB Q67040-S4230

TO-263AB Q67040-S4231

Fast S-IGBT in NPT-technology with soft, fast recovery anti-parallel EmCon diode

Parameter

Collector-emitter voltage DC collector current

75% lower Em compared to previous generation combined with low conduction losses

Short circuit withstand time - 10 p Designed for:

- Motor controls - Inverter

NPT-Technology for 600V applications offers: - very tight parameter distribution - high Nggedness. temperature stable behaviour - parallel switching capability

Very soft, fast recovery anti-parallel EmCon diode

~ ~~~~~

Symbol Value Unit

VCE 600 V

I C A

G 4

Pulsed collector current, tp limited by qma I lcpvts 24

Maximum Ratinos

Turn off safe operating area 24

Tc = 25°C Te = 100°C:

Diode pulsed current, tp limited by Tjma

Short circuit withstand time’’

Gate-emitter voltage ’-

lFpuls 24 VGE e 0 V

ts c 10 PS

VCE I 600V. T j < 150%

Diode forward current I I F

VGE = 1 5V, Vcc 5 600V. 7; I 150°C Power dissipation

Operating junction and storage temperature Tc = 2 5 T

Tc = 25% Tc = 100°C

p l o t 68 w

Ti , T s i g -55...+150 “C

1 6 l2 I

”Allowed number of short circuits: 4000; time between short circuits: >1s

1 Mar-O0

pkm/ t e c h n o l o g i e s

Parameter

SKP06N60 SKB06N60

Symbol Conditions Max. Value Unit

IGBT thermal resistance. I RthJC 1.85 /KIW

Diode thermal resistance. IRthJCD I 3.5

Electrical Characteristic, at ij = 25 "C. unless otherwise specified

Thermal resistance. I RlhJA TO-220AB 62

Collector-emitter breakdown voltaae

SMD version. device on PCB') I RthJA

Collector-emitter saturation voltage

TO-263AB 40

Diode fotward voltage

Parameter

Gate-emitter threshold voltage Zero gate voltage collector current

Value min. Typ. max.

Symbol Conditions Unit

Gate-emitter leakage current Transconductance Dynamic Characteristic Input capacitance Ci*S

CO*$ C...

~~

Output capacitance Reverse transfer capacitance Gate charge

vCE=25vI 350 420 pF VGE=OV, 38 46 f = l M H z 23 28

Internal emitter inductance measured 5mm (0.197 in.) from case Short circuit collector curren?)

LE

V C

VGE=15V TO-220AB 7 - nH

VGE(1h)

I C E S

/GES

S f S

2.3 2.8

') Device on 50mm*50mm'l.5mm epoxy PCB FR4 with 6cm2 (one layer, 7 0 ~ m thick) copper area for collector connection. PCB is vertical without blown air. "Allowed number of short circuits: c1000; time between short circuits: >Is.

2 Mar-O0

SKP06N60 SKB06N60 t e c h n o l o g i e s

Value min. I tvn. I mar.

Parameter Symbol Conditions Unit

Turn-on delay time Rise time Turn-off delay time Fall time Turn-on energy Turn-off energy Total switchino enerav

1 220 I 264 I td (on) T,=25"C, 1, Vcc=400V. Ic=6A.

t.q0ff) vcE=ol l5v. tf Ro=50Q. EO" Energy losses include

"tail" and diode reverse recovery. €Off

E,

Diode reverse recovery time t r r T,=25"C. 200 t s VR=200V. IF=6A, 17 fF diF/dt=200AIp 183

Diode reverse recovery charge 0,. 200 Diode peak reverse recovery current I,,, 2.8

recovery current during tb Diode peak rate of fall of reverse di,,/dt 180

Switchins Characteristic. Inductive Load. at &=I50 "C

- ns

- nC - A

- Nlis

Parameter Symbol Value

min. I tvo. I max. Conditions Unit

Diode reverse recovery time f , , Ti=150"C 290 ts VR=~OOV. I F = ~ A . 27 t F diF/dt=200Alps 263

Diode reverse recovery charge Q,, 500 Diode peak reverse recovery current I,,, 5.0 Diode peak rate of fall of reverse di,,/df 200 recovery current during tb

3

- ns

- nC - A

- NliS

Mar-O0

o-- I infinean

SKBOGNGOHS 600V 6A

SKBOGNGOHS

8OpJ 150°C TO-263AB Q67040-S4544

High Speed IGBT in NPT-technology

30% lower Eon compared to previous generation

Short circuit withstand time - 10 p

Designed for operation above 30 kHz

NPT-Technology for 600V applications offers: -parallel switching capability - moderate Eon increase with temperature -very tight parameter distribution

High NggedneSS. temperature stable behaviour

Parameter

Collector-emitter voltage DC collector current Tc = 25°C Tc = 100°C Pulsed collector current, to limited by Tmx Turn off safe operating area Vc~<600V, $ 5 150% Diode forward current Tc = 25°C Tc = 100°C Diode pulsed current, fp limited by qm, Gate-emitter voltage static

Short circuit withstand time')

transient (fpclps. DeO.05)

G -@

Symbol Value Unit

vCE . 600 V IC A

12 6

lcpvtr 24 24

I F

12 6

lFpv l r 24

f30 VG E i20 V

tsc 10 uc VGE = 15V. Vcc < 400V. Power dissipation Tc = 25°C Operating junction and storage temperature

S 150°C Pa,, 68 W .

Ti * -55...+150 "C -

Time limited operating junction temperature for f c 150h Soldering temperature, 1.6mm (0.063 in.) from case for 10s

"Allowed number of short circuits: ~1000; time between short circuits: >Is.

Power Semiconductors 1

Teig

Tiill1 175 - 260

Rev2 Oct-02

Symbol Parameter Conditions Max. Value Unit

'I Device on 50mm'50mm'l.5mm epoxy PCB FR4 with 6cm2 (one layer, 70pm thick) copper area for Wllector connection. PCB is vertical without blown air.

Power Semiconductors 2 Rev2 Oct-O2

IGBT thermal resistance, junction - case Diode thermal resistance, junction - case Thermal resistance, junction -ambient SMD version, device on PCB"

RthJc I .a5 w

R ~ ~ J C D 4.5

R ~ ~ J A TO-263AB 62

R ~ ~ J A TO-263AB 40

Parameter Symbol Value

min. Typ. max. Conditions Unit

SKBOGNGOHS Infineon

value min. typ. max.

Dynamic Characteristic

Output capacitance Reverse transfer capacitance Gate charge Q G ~ I ~

Input capacitance Cis*

Diode reverse recovery time t,, Ti =25"C, 1 O0 fs VR=400V, IF=6A. 24 t F diF/dt=626Alps 76

Diode reverse recovery charge Q,, 220

Diode peak rate of fall of reverse di, , ldf 315 recovery current during tb

Diode peak reverse recovery current I,,, 7

Internal emitter inductance

Short circuit collector current')

ns

nC A

Switching Characteristic, Inductive Lo

Parameter

VcE= 25V, 350 I PF v,,=ov, f= lMHz

VGE=15V TO-263AB 7 nH

VGE=15V,fsc<10p - 48 A VCC 5 400V, Ti < 150°C

ad, at 5=25 "C I I .,-.~~- I

IGBT Characteristic

CENTRO DE INFORMACION DG'Tl SEP CENIDET 1 "Allowed number of short circuits: ~1000; time between short circuits: Dls. "Leakage inductance L, and Stray capacity C, due to test circuit in Figure E. 4 - Q 5 5 7 Power Semiconductors 3 Rev 2 Oct-O2

,

New Cenidet · 2020. 7. 7. · cenidet Centro Nacional de Investigaci6n y Desarrollo Tecnológico...

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