Resumen— En este artículo se presenta un diseño didáctico de

un inversor monofásico unipolar con modulación senoidal de ancho de pulso SPWM (convertidor CD-CA). El objetivo principal de este convertidor es que el estudiante de ingeniería pueda implementarlo y analizarlo con conocimientos básicos de electrónica, tales como configuraciones de amplificadores operacionales, BJT’s, circuitos lógicos, generadores de funciones y principios básicos de dispositivos semiconductores. El inversor se construyó por bloques: generación de señales portadora y moduladora, comparación PWM, generación de tiempo muerto, etapa de acoplamiento y circuito de potencia. En el artículo se detalla cada etapa y se presentan pruebas experimentales del circuito implementado. Índices—Electrónica de Potencia, Convertidor CD-CA,

Instrumentación Electrónica.

I. INTRODUCCIÓN a electrónica de potencia ha evolucionado de manera acelerada en los últimos 20 años. El desarrollo de elementos semiconductores de potencia ha propiciado

que se puedan realizar conversiones de energía de manera eficiente y a niveles altos de potencia. Todo esto ha ayudado a satisfacer las necesidades crecientes de las aplicaciones industriales. Por todo esto, la electrónica de potencia ya es una materia básica en las carreras de licenciatura con enfoque en la electrónica. Así, los diferentes métodos de conversión de energía CA-CD, CD-CD, CA-CA, CD-CA son analizados y estudiados [1], [2]. Los inversores (convertidores CD-CA) son circuitos de potencia que permiten la conversión de corriente directa en corriente alterna. Idealmente un inversor debe tener una fuente de alimentación de CD y proveer a su salida un voltaje senoidal puro a la frecuencia y magnitud deseada. Estos convertidores basan su funcionamiento en la conmutación sincronizada de interruptores unidireccionales (BJT’s, MOSFET’s o IGBT’s). Las aplicaciones prácticas de los inversores son muy variadas, entre ellas se tiene el control de motores de inducción y las fuentes de potencia de respaldo (UPS).

El desarrollo de este trabajo fue realizado gracias al apoyo brindado por

PROMEP (Proyecto para la Generación y Aplicación del Conocimiento). Todos los autores se encuentran en la Facultad de Ciencias (UASLP), Av.

Salvador Nava s/n, Zona Universitaria, C.P. 78290, San Luis Potosí, S.L.P., México. Gabriel Luna Mejia (e-mail: gglunamejia@hotmail.com), Gregorio Moctezuma (e-mail: g_moctezuma@hotmail.com), y Daniel U. Campos Delgado (e-mail: ducd@fc.uaslp.mx).

Buscando proporcionar voltajes de salida que disminuyan el contenido armónico, se han desarrollado diferentes estrategias de conmutación en inversores monofásicos: modulación uniforme de ancho de pulso (UPWM), modulación trapezoidal, modulación por inyección de armónicas, modulación senoidal de ancho de pulso (SPWM), etc. [1]. Sin embargo, la técnica más utilizada es SPWM. En un inversor monofásico se debe conmutar de manera adecuada 4 interruptores controlables con el fin de generar una onda senoidal a la salida de magnitud y frecuencia ajustables. El patrón de conmutación se obtiene a partir de la comparación de una señal triangular de frecuencia y amplitud fija (portadora) con una señal senoidal de frecuencia y amplitud variables (moduladora). En el presente trabajo se describe el desarrollo de un inversor monofásico unipolar SPWM, detallando cada una de las fases de diseño y finalizando con la implementación experimental del circuito de control y de potencia. El orden de los puntos a tratar en este artículo se detallan a continuación. La Sección 2 introduce la etapa de diseño del circuito de generación SPWM. La etapa de acoplamiento óptico se muestra en la Sección 3. En la Sección 4, se describe la etapa de potencia y en la Sección 5 se muestran resultados experimentales. Finalmente el artículo concluye con comentarios finales en la Sección 6.

II. CIRCUITO DE GENERACIÓN SPWM

A. Introducción al Esquema Unipolar SPWM

En la técnica de conmutación SPWM la amplitud de la señal de salida se controla a través del índice de modulación M:

p

m

AAM = (1)

donde Am y Ap representan las amplitudes de las señales moduladora y portadora respectivamente. Ahora, la frecuencia de salida fo se define por medio de la frecuencia la señal moduladora. De esta manera, las características del voltaje por fase se regulan modificando los parámetros (M,fo). La estructura general del inversor monofásico se muestra en la Figura 1, donde se debe determinar el patrón de conmutación para los elementos (Q1,Q2,Q3,Q4), con el objeto de producir un

Diseño Didáctico de Convertidores CD-CA (a): Inversor Monofásico.

Gabriel Luna Mejía, Gregorio Moctezuma Jiménez, Abraham Mendoza Delgado y Daniel U. Campos-Delgado, Member, IEEE.

L

voltaje senoidal Vo a la salida del puente inversor a partir de un voltaje de alimentación Vcd constante.

Figura 1. Circuito base del Inversor Monofásico.

En el esquema unipolar SPWM, el patrón de conmutación

se genera al comparar una señal triangular Vtri (portadora) con una señal senoidal (moduladora) Vcontrol y su negativo -Vcontrol, tal y como se muestra en la Figura 2. El orden de encendido apagado se presenta:

1

4

2

3

QQQQ

control tri

control tri

control tri

control tri

V VV V

V VV V

→ >→ <→ − <→ − >

(2)

El voltaje resultantes de salida Vo a la salida del puente

para una carga resistiva se muestran en la Figura 3. Las Figuras 2 y 3 fueron obtenidas a través de simulación numérica utilizando Power System Blockset de MATLAB, para una frecuencia de conmutación de 10 kHz, frecuencia base fo de 60 Hz e índice de modulación M=0.9.

Figura 2. Esquema de Conmutación Unipolar SPWM.

Figura 3. Voltaje de Salida bajo Carga Resistiva (M=0.8, fo=60 Hz)

B. Implementación del Esquema SPWM

Para la implementación del circuito generador de los pulsos SPWM, se dividió en cuatro etapas el diseño, las cuales serán detalladas a continuación:

i. Generador de onda senoidal. ii. Generador de onda triangular

iii. Comparador iv. Generador de tiempo muerto

1) Generador de onda senoidal Para generar el patrón de conmutación fue necesario utilizar una onda senoidal (moduladora) que se implementó mediante el circuito integrado ICL8038, como se muestra en la Figura 4. Este circuito tiene las propiedades de que la onda senoidal de salida se puede variar en amplitud y frecuencia ajustando ciertas resistencias variables en el circuito [4]. De esta manera se puede tener control sobre los parámetros M y fo en el inversor a través del ajuste de RM (índice de modulación) y Rf (frecuencia de salida).

Figura 4. Configuración del ICL8038 para Generar una Onda Senoidal

RM

Rf

2) Generador de onda triangular La generación de la onda triangular (portadora) se llevo acabo utilizando amplificadores operacionales [3], ver Figura 5. Esta señal tiene una frecuencia y amplitud constantes, de 20kHz y 5V respectivamente en el diseño final.

Figura 5. Diagrama Generador de Onda Triangular Bipolar 3) Comparador Para generar los pulsos se compararon la onda senoidal (moduladora) con la onda triangular (portadora) mediante un amplificador operacional LM311, ver Figura 6. Como se muestra en la Figura 2, los pulsos para Q1 y Q2 deben estar desfasados 180° de Q3 y Q4. Para ello antes de comparar dichas señales, la onda senoidal pasa a través de una configuración inversora y después entra al comparador.

Figura 6. Configuración para la Comparación de la Onda Senoidal con la Triangular 4) Generador de tiempo muerto Por seguridad debe de existir un pequeño lapso de tiempo muerto entre la activación y desactivación de los interruptores de una misma rama (Figura 1). Esto se debe al tiempo de apagado correspondiente a cada interruptor, y así debe compensarse este factor para evitar un posible corto circuito en el circuito de potencia. Para implementar dicho tiempo muerto se utilizó un detector de flanco negativo con CIs como se muestra en la Figura 7.

Figura 7. Generador de Tiempo Muerto.

III. ETAPA DE ACOPLAMIENTO La etapa de acoplamiento mostrada en la Figura 8, se usó para aislar la etapa de control de la etapa de potencia. Este acoplamiento está basado en el uso de cuatro opto-acopladores 6N135 [5], que portan la señal de conmutación para cada interruptor del puente inversor. El uso de los opto-acopladores implica el uso de fuentes independientes de las usadas en la etapa de control, así entonces, se usan 3 fuentes independientes de +12V, una para la activación de los interruptores de la parte inferior del puente inversor, y 2 para poder activar los interruptores de la parte superior (ver Figura 1). En la Figura 8, el primer transistor refuerza la señal de SPWM para poder suministrar la corriente necesaria al diodo emisor del opto-acoplador. El último transistor es utilizado para invertir la señal del SPWM dada por la configuración de transistor del opto-acoplador. De esta manera, se conecta la compuerta (G) y el emisor (E) del interruptor polarizado (IGBT), al colector y emisor del transistor de salida (ver Figura 8). Los transistores utilizados son el 2n2222 que cumplen con las especificaciones de velocidad de conmutación que se requiere para el uso de la técnica de SPWM.

Figura 8. Etapa de Acoplamiento

IV. CIRCUITO DE POTENCIA Ahora, a partir de una fuente de CD constante se debe generar un voltaje senoidal a partir de la conmutación de los 4 interruptores en el puente monofásico [1]. Para ello se controlan 4 IGBT’s de potencia ultrarrápidos (IRG4PC50U, VDSS=600V, ID=30A,) los cuales tienen la capacidad de conmutado rápido a parte de soportar rangos de voltajes altos. El voltaje CD a la entrada del puente, se obtiene por medio de un puente de diodos y un filtro capacitivo de 1200 µF. En la Figura 9 puede apreciarse el esquema eléctrico de dicho circuito. Finalmente, el circuito implementado del inversor monofásico incluyendo todas las etapas del diseño se muestra en la Figura 10.

Figura 9. Etapa de Potencia del Inversor Monofásico

G

E

Figura 10. Implementación Física del Inversor Monofásico

V. RESULTADOS EXPERIMENTALES Como se expreso anteriormente, las pruebas de simulación fueron hechas mediante Power System Blockset de MATLAB. Una vez concluido el diseño del prototipo se tomaron diferentes valores representativos del voltaje de salida. En estas mediciones se utilizó un osciloscopio FLUKE 43B Power Quality Analyzer, bajo las siguientes dos condiciones:

• Sin filtro de salida y carga resistiva de 24.1Ω (Figura 10).

• Con filtro LC y carga resistiva de 48.2Ω (Figura 13).

A. Sin filtro de salida Para un voltaje de 120V en la alimentación de CD, se tomó la lectura del voltaje y corriente de salida para la condición M=1.0 y fo=60Hz. El voltaje de salida correspondiente es de 75.4Vrms y con una corriente de 3.21Arms como se muestran en la Figura 11. El espectro armónico del voltaje correspondiente se observa en la Figura 12. En esta figura se puede ver que el armónico fundamental de 60 Hz tiene un factor de distorsión armónica (THD) de 10% y una amplitud de 65.5Vrms.

Figura 10. Puente Inversor Sin Filtro

Figura 11. Voltaje y Corriente de Salida para M=1.0 y fo=60Hz

Figura 12. Espectro Armónico del Voltaje de Salida para M=1.0 y fo=60Hz

B. Con filtro LC La calidad de los inversores por lo general se evalúan en términos de los parámetros de rendimiento con THD. Para el mejoramiento de esto, se implementó un filtro LC como se muestra en la Figura 13, dando como resultado las siguientes graficas de la Figura 14. Los parámetros del filtro son L=300µH y C=13.2µF, resultando en una frecuencia de corte de 2.5KHz la cual es adecuada ya que la frecuencia de la señal portadora es de 20 kHz..

Figura 13. Puente Inversor Con filtro LC

Figura 14. Voltaje y Corriente de Salida Con Filtro

En la Figura 14 se observa como el voltaje de salida entregado a la carga es prácticamente senoidal, eliminando a través del filtro LC los armónicos de orden superior debido al proceso SPWM.

VI. CONCLUSIONES Y COMENTARIOS FINALES El presente artículo muestra de manera detallada los pasos

necesarios para la construcción de un inversor monofásico mediante la técnica de conmutación de SPWM. La alta eficiencia que esta técnica sobre algunas otras lo hace un practico dispositivo para la realización de practicas y aplicaciones, como el control de motores de AC, controles de iluminación, etc. En el diseño final, los parámetros del inversor: índice de modulación (M) y frecuencia de salida (fo) pueden ser ajustados por medio de 2 potenciometros. Pruebas experimentales muestran con éxito la implementación del circuito inversor.

VII. REFERENCIAS [1] H. Rashid, Muhammad. “Electrónica de Potencia, circuitos, dispositivos

y aplicaciones”, 2ª ed., Prentice Hall., 1995. [2] J.M. Benavent García, A. Abellán G., E. Figueres A. “Electrónica de

Potencia, teoría y aplicaciones”, 1ª ed. Alfaomega, 2000. [3] R. Coughlin. F. Driscoll, “Amplificadores Operacionales y integrados

lineales”, 5a ed., Prentice may 1999. [4] Boylestad Nashelsky, “Electronica: Teoria de Circuitos”, 6a ed., Prentice

Hall, 1997. [5] A. Mendoza Delgado, “Desarrollo de Pulsadores para Control de

Motores de CD”, Tesis Profesional, Ingeniero Electrónico, UASLP, Septiembre 2003.

VIII. BIOGRAFÍAS

Gabriel Luna Mejía nació en Rioverde, S.L.P., el 8 de agosto de 1982. Ingresó a la carrera de Ingeniero Electrónico de la Facultad de Ciencias de la UASLP en Agosto de 1999, y se encuentra actualmente realizando su tesis recepcional (“Diseño e Implementación de un Variador de Velocidad para un Motor CA”). Sus intereses abarcan diseño electrónico, electrónica de potencia, control de motores eléctricos, y electrónica digital.

Gregorio Moctezuma Jimenez nació en Tampico, Tamps., el 27 de febrero de 1981. Ingresó a la carrera de Ingeniero Electrónico de la Facultad de Ciencias de la UASLP en Agosto de 1999, y se encuentra actualmente realizando su tesis recepcional (“Diseño e Implementación de un Variador de Velocidad para un Motor CA”). Sus intereses abarcan electrónica de potencia, control de motores, y electrónica digital.

Abraham Mendoza Delgado nació en San Luis Potosí en 1979. Ingresó a la carrera de Ingeniero Electrónico de la Facultad de Ciencias de la UASLP en Agosto de 1998, y obtuvo su grado en junio de 2003 con la tesis “Desarrollo de Pulsadores para Control de Velocidad de motores de CD”. Sus intereses abarcan electrónica de potencia, control de motores, e instrumentación industrial.

Daniel U. Campos Delgado nació en San Luis Potosí el 14 de octubre de 1973. En 1996 recibió el título de Ingeniero Electrónico de la UASLP. Realizó la Maestría (1999) y Doctorado (2001) en Ingeniería Eléctrica en Louisiana State University A partir de agosto de 2001 es Profesor-Investigador de la Facultad de Ciencias (UASLP). Desde 1999 es miembro de la IEEE en las Sociedades de Control y Electrónica Industrial. Sus intereses abarcan electrónica de potencia, sistemas de control, control robusto, y control tolerante a fallas.