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PONTIFICIA UNIVERSIDAD CATÓLICA DE VALPARAÍSO ESCUELA DE INGENIERÍA ELÉCTRICA ESTUDIO DE UN SISTEMA PARALELIZADO DE CINCO CONVERTIDORES CC-CC AISLADOS TIPO FORWARD, DESARROLLO DEL CONTROL DE TENSIÓN Y REPARTICIÓN DE CORRIENTE POR LOS CONVERTIDORES RODRIGO ENRIQUE BEJARANO SALINAS INFORME FINAL DEL PROYECTO PRESENTADO EN CUMPLIMIENTO DE LOS REQUISITOS PARA OPTAR AL TÍTULO PROFESIONAL DE INGENIERO CIVIL ELECTRÓNICO. DICIEMBRE 2007
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PONTIFICIA UNIVERSIDAD CATÓLICA DE VALPARAÍSO
ESCUELA DE INGENIERÍA ELÉCTRICA
ESTUDIO DE UN SISTEMA PARALELIZADO DE CINCO CONVERTIDORES
CC-CC AISLADOS TIPO FORWARD, DESARROLLO DEL CONTROL DE
TENSIÓN Y REPARTICIÓN DE CORRIENTE POR LOS CONVERTIDORES
RODRIGO ENRIQUE BEJARANO SALINAS
INFORME FINAL DEL PROYECTO
PRESENTADO EN CUMPLIMIENTO
DE LOS REQUISITOS PARA OPTAR
AL TÍTULO PROFESIONAL DE
INGENIERO CIVIL ELECTRÓNICO.
DICIEMBRE 2007
ESTUDIO DE UN SISTEMA PARALELIZADO DE CINCO CONVERTIDORES
CC-CC AISLADOS TIPO FORWARD, DESARROLLO DEL CONTROL DE
TENSIÓN Y REPARTICIÓN DE CORRIENTE POR LOS CONVERTIDORES
INFORME FINAL
Presentado en cumplimiento de los requisitos
para optar al título profesional de
Ingeniero Civil Electrónico
Otorgado por la
Escuela de Ingeniería Eléctrica
De la
Pontificia Universidad Católica de Valparaíso
Rodrigo Enrique Bejarano Salinas
Profesor Guía Sr. Domingo Ruiz Caballero. Profesor Correferente Sr. Leopoldo Rodríguez Rubke.
Diciembre 2007
PONTIFICIA UNIVERSIDAD CATÓLICA DE VALPARAÍSO FACULTAD DE INGENIERÍA
ESCUELA DE INGENIERÍA ELÉCTRICA
ACTA DE APROBACIÓN
La Comisión Calificadora designada por la Escuela de Ingeniería Eléctrica, ha aprobado el texto del Informe Final del Proyecto de Titulación, desarrollado
durante el año 2006, y denominado:
ESTUDIO DE UN SISTEMA PARALELIZADO DE 5 CONVERTIDORES
CC-CC AISLADOS TIPO FORWARD, DESARROLLO DEL CONTROL DE
TENSIÓN Y REPARTICIÓN DE CORRIENTE POR LOS CONVERTIDORES
Presentado por el Señor RODRIGO ENRIQUE BEJARANO SALINAS
DOMINGO RUIZ CABALLERO Profesor Guía
LEOPOLDO RODRIGUEZ RUBKE Segundo Revisor
RAIMUNDO VILLARROEL VALENCIA Secretario Académico
Valparaíso, Diciembre 2007
A mi padre por el sacrificio a ciegas, a mi
madre por su infinita fe en Dios sobre mí,
a mi hermana por su apoyo incondicional,
a mi novia por ser oído y hombro en los
momentos difíciles; les agradezco el haber
estado siempre ahí cuando los necesité.
ESTUDIO DE UN SISTEMA PARALELIZADO DE CINCO CONVERTIDORES
CC-CC AISLADOS TIPO FORWARD, DESARROLLO DEL CONTROL DE
TENSIÓN Y REPARTICIÓN DE CORRIENTE POR LOS CONVERTIDORES
Rodrigo Enrique Bejarano Salinas
Profesor Guía: Sr. Domingo Ruiz Caballero
RESUMEN
Existen varios métodos para hacer trabajar varias fuentes CC-CC en
paralelo.
Con este trabajo se pretende abordar los métodos más utilizados para
finalmente proyectar y desarrollar, a través de simulaciones digitales, el que sea
considerado óptimo en la repartición de las corrientes por los convertidores y el
control de la tensión de salida.
El desarrollo se basará en un sistema de cinco convertidores CC-CC
aislados tipo Forward (reductores), a diferencia de la bibliografía existente que
generalmente presenta simulaciones sobre dos convertidores paralelizados.
ÍNDICE
Pág.INTRODUCCIÓN 1
CAPÍTULO 1 MÉTODOS DE PARALELIZACIÓN DE FUENTES CONMUTADAS.
1.1 ESQUEMAS DE “REDUCCIÓN” DE TENSIÓN (DROOP) 2
1.1.1 Convertidores con característica inherente de reducción. 2
1.1.2 Reducción de Tensión a través de un resistor serie. 2
1.1.3 Reducción de tensión a través de retroalimentación de la corriente
de salida.
2
1.1.4 Modo de corriente con baja ganancia en continua. 3
1.1.5 Programación del control a través de una ganancia no lineal. 4
1.2 ESTRUCTURAS DE CONTROL PARA UN SISTEMA
PARALELIZADO
4
1.2.1 Regulación a través de un lazo interno ILR 4
1.2.2 Regulación a través de un lazo externo OLR 5
1.2.3 Controlador externo 6
1.3 ESQUEMAS DE PROGRAMACIÓN DE CORRIENTE (CP) 7
1.3.1 Métodos de programación de corriente promedio ACPM 8
1.3.2 Programación de corriente promedio Básica BACP 9
1.3.3 Programación de corriente promedio Modificada MACP 9
1.3.4 Programación de corriente promedio aislado IACP 9
1.4 MÉTODOS DE PROGRAMACIÓN DE CORRIENTE MAESTRO-
ESCLAVO (MSCPM)
11
1.4.1 Maestro Dedicado DM 11
1.4.2 Maestro Rotativo RM 11
1.4.3 Maestro Automático AM 12
vii
CAPÍTULO 2 PRINCIPALES APLICACIONES DEL PARALELISMO Y ELECCIÒN DE MÉTODO ÓPTIMO.
2.1 PRINCIPALES APLICACIONES DEL PARALELISMO. 13
2.2 PROGRAMACIÓN DE CORRIENTE ACTIVA TIPO MAESTRO
AUTOMÁTICO. SELECCIÓN DEL MAESTRO.
14
2.3 REGULACIÓN DE LAZO INTERNO (ILR) 16
2.4 ELECCIÓN MÉTODO ÓPTIMO 17
CAPÍTULO 3 PROYECTO Y SIMULACIÓN DE CINCO CONVERTIDORES FORWARD PARALELIZADOS.
3.1 PROYECTO Y SIMULACIONES DEL CONVERTIDOR FORWARD.
18
3.1.1 Ecuaciones de proyecto. 18
3.1.2 Etapas de funcionamiento. 20
3.1.3 Simulaciones a razón cíclica estática proyectada en lazo abierto. 22
3.2 SISTEMA PARALELIZADO DE CINCO CONVERTIDORES
FORWARD
25
3.2.1 Circuito paralelizado a estudiar. 25
3.2.2 Formas de ondas básicas. 26
3.3 MODELO DINÁMICO PARA EL SISTEMA PARALELIZADO. 28
3.3.1 Obtención del modelo dinámico. 28
3.3.2 Análisis del modelo dinámico obtenido. 32
CAPÍTULO 4 CONTROL DE TENSIÓN PARA EL SISTEMA PARALELIZADO. 4.1 CONTROLADOR PID. 34
4.1.1 Método Ziegler-Nichols 34
4.1.2 Circuito de ensayo para método Ziegler-Nichols y formas de
onda obtenidas.
36
4.1.3 Estructura y ecuaciones de diseño del controlador PID. 40
4.1.4 Cálculo de los elementos del controlador. 40
viii
4.2 SIMULACIONES EN LAZO CERRADO CON CONTROLADOR
PID.
41
4.2.1 Circuito a simular. 41
4.2.2 Comportamiento sin perturbaciones. 42
4.2.3 Comportamiento perturbado. 43
4.3 COMPORTAMIENTO CIRCUITO REAL 48
4.3.1 Efecto de la resistencia serie equivalente (RSE) del
condensador de salida.
48
4.3.2 Efecto de la resistencia serie del inductor. 51
4.3.3 Comportamiento perturbado. 54
4.4 PROGRAMACIÓN DE CORRIENTE. 61
4.4.1 Circuito a estudiar. 62
4.4.2 Resultados obtenidos con programación de corriente
democrática.
63
CONCLUSIONES 66
BIBLIOGRAFÍA 70
INTRODUCCIÓN
Una característica deseable de un sistema paralelizado es que los
convertidores compartan la carga de manera equitativa y en forma estable.
Los módulos paralelizados normalmente no son idénticos, dado que
existen tolerancias finitas presentes, tanto en la etapa de potencia como en el
circuito de control.
Si no se toman las consideraciones del caso con el objetivo de distribuir
equitativamente las cargas, es posible que alguno de los módulos tenga una
corriente de carga excesiva, produciendo así un stress térmico mayor, en
algunos elementos de la etapa de potencia, reduciendo la confiabilidad del
sistema.
El paralelismo de convertidores de potencia ofrece muchas ventajas con
respecto a un módulo centralizado de alta potencia. Además, el paralelismo de
módulos convertidores estandarizados es una técnica ampliamente utilizada en
sistemas distribuidos de potencia para convertidores entrada-salida y de carga.
El desarrollo de este trabajo se basó en convertidores aislados CC-CC
aislados o más conocidos como Fuentes Conmutadas (Switching), de tipo
reductor; esto es, convertidores Forward.
La principal diferencia y ventaja que proveen los convertidores CC-CC
aislados es que permiten aislar, a través de un transformador, el circuito de
entrada con el circuito de salida del convertidor. De este modo se logra controlar
la cantidad de energía que fluye desde la entrada a la salida a través de la
relación de transformación proyectada así como, también, generar distintas
salidas a partir de un mismo circuito de entrada, a través de otros devanados y
sus respectivas relaciones de transformación respecto del devanado principal de
la entrada.
Se pretende, además, alimentar una carga a niveles de potencia tales que
los convertidores Forward no son generalmente exigidos, de modo de presentar
las principales ventajas y desventajas del sistema desarrollado.
CAPÍTULO 1
MÉTODOS DE PARALELIZACIÓN DE FUENTES CONMUTADAS.
1.1 ESQUEMAS DE “REDUCCIÓN” DE TENSIÓN (DROOP)
1.1.1 Convertidores con característica inherente de reducción.
Una opción es elegir convertidores como los buck o boost en modo de
conducción discontinua los cuales presentan habilidad inherente para compartir
la carga, y podrían ser usados en sistemas paralelos sin duros requerimientos en
cuanto a la regulación.
1.1.2 Reducción de Tensión a través de un resistor serie.
Bajo esta técnica todos los módulos son manejados a través de un
potenciómetro para parecer casi idénticos. Se adiciona un resistor en serie a la
salida para proveer una caída de tensión I*R en la salida.
La mayor desventaja de este acercamiento se debe a la gran cantidad de
energía disipada en el resistor serie si la caída de tensión es grande. Debido a
esta razón esta técnica se usa sólo en post reguladores lineales de baja
potencia.
1.1.3 Reducción de tensión a través de retroalimentación de la corriente de
salida.
La tensión es detectada a través de un resistor serie, y usada para
producir una caída en la tensión de salida, la cual es proporcional a la corriente
de salida del módulo.
3
Figura 1-1. Esquema de realimentación vía resistor serie.
1.1.4 Modo de corriente con baja ganancia en continua.
Este modo de caída de tensión es implementado eliminando el
condensador serie (condensador filtro DC) en el camino de la retroalimentación
del amplificador del error de un módulo en modo de corriente, sabiendo, que no
se usará un integrador en la función de transferencia. De este modo se reduce
notablemente la ganancia del amplificador del error, produciendo así una caída
en la tensión de salida.
Figura 1-2. Esquema de baja ganancia en continua.
4
1.1.5 Programación del control a través de una ganancia no lineal.
En este esquema es implementado a través de la programación de una
ganancia no lineal. A mayor ganancia a frecuencias bajas, peor la repartición de
corriente y mejor regulación de la carga. De esta manera, una buena repartición
de corriente en el rango operativo requerido puede ser programada y asegurada,
particularmente en caso de grandes cargas.
1.2 ESTRUCTURAS DE CONTROL PARA UN SISTEMA PARALELIZADO
1.2.1 Regulación a través de un lazo interno ILR
Esta estructura de control implica que la tensión de referencia, la tensión
de retroalimentación y el compensador son comunes. Las señales de error
desde un controlador programado en corriente son usadas para ajustar la salida
del compensador del lazo de tensión para obtener el apropiado control de
tensión operativo, con lo cual se alimenta al generador PWM de cada
convertidor con el fin de producir la repartición de corriente deseada.
Para los convertidores con modo de control de corriente máxima y
corriente media, la repartición de corriente puede ser alcanzada proveyendo de
la misma referencia del control para el lazo interno de corriente de cada módulo.
Para el control de corriente máxima, pulso por pulso, la repartición de corriente
máxima puede ser obtenida a través del uso de un lazo de corriente de actuación
rápida, incluso en el caso de desajuste en los parámetros de la etapa de
potencia y el no uso de programación de corriente.
Ventajas
-Repartición de corriente estable
-Regulación de la tensión de salida precisa
5
Limitaciones
-Degrada la modularidad del sistema.
-Pobre tolerancia a fallas.
Cada módulo no puede operar por sí solo porque cada uno tiene el lazo
de tensión exterior en común. Consecuentemente la habilidad de tolerancia a
fallas para un sistema paralelizado es relativamente pobre.
1.2.2 Regulación a través de un lazo externo OLR
Esta estructura usa el error de programación de corriente para ajustar la
referencia del lazo externo de tensión hasta alcanzar la distribución equitativa de
corriente de carga.
La característica clave o fundamental de la estructura es que cada módulo
convertidor tiene una retroalimentación independiente de la tensión de salida.
Ventajas
-Buena modularidad y estandarización para fabricación.
-Flexibilidad en la configuración del sistema, fácil de expandir y mantener el
sistema.
-Excelente tolerancia a fallas, con respecto a una falla de cualquier módulo
individual.
Desventajas
-Posible inestabilidad en los transitorios.
Por ejemplo, la tensión de salida de un sistema paralelo se puede volver
inestable cuando las tensiones de referencia son ajustadas por un conjunto de
variaciones en la repartición de la señal de error.
6
Ganancia de tensión de retroalimentación limitada: La ganancia infinita DC
del amplificador de error amplifica suficientemente cualquier desajuste finito
entre las tensiones de referencia de los módulos convertidores (inevitable en la
práctica) para así causar un severo desbalance en el nivel de corriente de los
módulos convertidores. Para evitar ese problema, la compensación de la tensión
de retroalimentación debe tener una ganancia finita.
1.2.3 Controlador externo
Otra estructura alternativa es usar un controlador externo para efectuar la
repartición de corriente. Esto es alcanzado comparando todas las señales de
repartición de corriente de cada unidad de poder y ajustando la correspondiente
señal de control de retroalimentación para balancear las corrientes de carga.
Este sistema se efectúa correctamente, pero requiere de un controlador
adicional y múltiples conexiones entre el controlador y cada módulo. Además un
controlador coordina todos los convertidores, así que la confiabilidad del sistema
puede ser afectada de cierto modo. Una vez que el controlador es apagado, la
repartición de corriente no existe. También, esto puede tener un impacto severo
en la confiabilidad del sistema completo debido al gran número de
interconexiones y la posibilidad incrementada de una falla en un punto en
particular. Por estas razones, este esquema debería ser descartado
temporalmente a favor de otra de las técnicas de repartición de corriente activa.
Sin embargo, con el desarrollo rápido actual de los sistemas de potencia
distribuidos, esta técnica podría ser examinada posteriormente.
Ventajas
-Fácil de implementar interconexiones activas.
7
El módulo de control puede simultáneamente proveer de tensiones de
control y señales de reloj para cada módulo del sistema paralelizado. Relojes en
fase pueden reducir dramáticamente los ripples.
-Buena repartición de corriente y regulación de tensión de salida.
-Fácil de implementar monitoreo de fallas.
-Buena posibilidad de utilizar completamente un sistema de supervisión
existente.
Puede ser posible usar un controlador de supervisión redundante de nivel
alto, dejando células individuales para sólo controlar entradas y manejar fallas.
Este modo de control probablemente puede lograr el mejor desempeño a causa
de la posibilidad de interconexiones activas.
Desventajas
-Muchas interconexiones entre los módulos y el controlador externo
-Degradación de la modularidad
-Degradación de la confiabilidad debido a las muchas conexiones y a la
complicación en el control.
1.3 ESQUEMAS DE PROGRAMACIÓN DE CORRIENTE (CP)
La programación de corriente es un importante nexo en un esquema
activo de repartición de corriente. Las funciones de la programación de corriente
son comunicar los circuitos de control de todos los convertidores en paralelo,
para adquirir la señal de error de repartición de corriente de cada módulo, y
luego alimentar el circuito de control de cada módulo a través de un amplificador
de ajuste.
8
Figura 1-3. Esquema genérico para CP.
1.3.1 Métodos de programación de corriente promedio ACPM
Cuando las funciones de vínculo de interfaz de los módulos al bus de
repartición son iguales y la ganancia de la función de peso para cada convertidor
es proporcional al nivel de corriente del convertidor en el sistema paralelo, se
tiene el “Método de programación de corriente promedio”. Todos los
convertidores proveen señales proporcionales a sus corrientes de salida, las
cuales son amplificadas y promediadas para obtener una corriente de repartición
de referencia, Iref, proporcional a la corriente promedio de salida del convertidor.
En cada convertidor, por ejemplo, convertidor enésimo, la referencia Irefn es
comparada con la corriente de salida Ion de ese convertidor para obtener el error
de repartición de corriente.
Este error es procesado por el amplificador de ajuste Pn(s): el producto
Pn(s)*(Irefn-Ion) es utilizado en el control de repartición para ajustar la tensión de
salida del convertidor enésimo para que su corriente de salida sea
aproximadamente igual al promedio amplificado (ponderado por Wi) de la
corriente de salida. Todos los convertidores son mantenidos en
aproximadamente igual corriente de salida para el sistema paralelo de módulos
de idéntica capacidad.
9
1.3.2 Programación de corriente promedio Básica BACP
Una implementación típica del esquema es una técnica patentada, donde
cada monitor de corriente del módulo de potencia lleva a un bus compartido
comúnmente a través de un resistor. El amplificador de ajuste medirá, si hay
una diferencia a través del resistor, comparando con un desbalance de corriente
de carga, y ajusta el lazo de control de los convertidores adecuadamente. El bus
de repartición donde todos los convertidores se conectan representa la
contribución de corriente de carga promedio.
1.3.3 Programación de corriente promedio Modificada MACP
Este es un sistema el cual no ocupa el amplificador operacional para
generar el error de corriente de repartición. La ventaja de este esquema
modificado es su inherente estabilidad. La principal desventaja mencionada
antes (poca confiabilidad), también puede ser encontrada en este esquema.
Además, la pobre respuesta en estado transitorio y las ondulaciones adicionales
debido a desajustes de parámetros R,C, pueden resultar en problemas
específicos de aplicaciones.
1.3.4 Programación de corriente promedio aislado IACP
Basado en la idea de ACPM, es presentado como ACP con aislamiento, la
cual es llamada como “técnica de repartición de corriente basada en frecuencia”.
Ésta emplea el método del dominio de la frecuencia para codificar y comunicar la
información de la repartición de corriente para implementar aislamiento galvánico
de circuitos de control de repartición de corriente.
Este esquema tienes significantes ventajas con respecto a otros métodos
existentes, en particular, al eliminar las interconexiones galvánicas entre los
controladores de módulos. De esta manera, los problemas de puntos de falla
únicos pueden ser resueltos por este nuevo esquema, también puede ser usado
10
para cualquier sistema donde sean importantes los requerimientos de tolerancia
a fallas y alta confiabilidad.
Un problema potencial de este esquema es el alto costo debido al uso de
circuitos y técnicas complicadas. En otras palabras este esquema está todavía
en su etapa de desarrollo inicial, más evaluaciones y consideraciones en el
diseño práctico deben ser exploradas en el futuro.
BACP todavía es dominante y es usada ampliamente en muchos campos
de aplicación prácticos, en los 3 esquemas mencionados anteriormente.
Ventajas
-Relativamente estable y precisa repartición de corriente.
-Interconexión única con el bus de repartición.
-Inmunidad al ruido en el control de la repartición.
Según la comparación posterior con el método maestro/esclavo, el ruido
de baja frecuencia no produce fallas en el control de la repartición.
Desventajas
-Relativamente poca confiabilidad.
-Pobre tolerancia a fallas.
Mientras este esquema efectúa una exacta repartición de corriente,
pueden aparecer problemas específicos en ciertas aplicaciones.
Un ejemplo es cuando un módulo alcanza su límite de corriente, causando
que el bus de repartición se cargue solo hasta ese punto, y la tensión de salida
se regula al límite de ajuste más bajo. Un modo de falla similar existirá si
cualquier módulo en el bus de repartición se vuelve inoperativo.
11
1.4 MÉTODOS DE PROGRAMACIÓN DE CORRIENTE MAESTRO-ESCLAVO (MSCPM)
Los métodos de programación de corriente con el concepto Maestro-
Esclavo se pueden clasificar en tres esquemas de acuerdo al modo de producir
el módulo maestro: maestro dedicado, maestro rotativo y maestro automático,
también llamado maestro democrático. El principio de operación de MSCPM es
similar a ACPM excepto que la corriente de referencia Iref es simplemente
proporcional a la corriente de salida del módulo maestro.
1.4.1 Maestro dedicado (DM)
Los métodos de programación de corriente con el concepto Maestro-
Esclavo se pueden clasificar en tres esquemas de acuerdo al modo de producir
el módulo maestro: maestro dedicado, maestro rotativo y maestro automático,
también llamado maestro democrático. El principio de operación de MSCPM es
similar a ACPM excepto que la corriente de referencia Iref es simplemente
proporcional a la corriente de salida del módulo maestro.
1.4.2 Maestro Rotativo (RM)
Esta técnica es un avance comparado con maestro dedicado en la idea de
mejorar la confiabilidad del sistema. En este esquema, cada módulo tiene la
capacidad y posibilidad de convertirse en maestro a través de una lógica de
control específica.
Mientras este esquema mejora la confiabilidad del sistema, pueden surgir
algunos problemas en aplicaciones específicas. Una posibilidad es que la
tensión de salida podría fluctuar debido a los continuos cambios de módulo
maestro. Otro problema práctico, es obviamente su implementación complicada.
12
1.4.3 Maestro Automático (AM)
Este esquema selecciona automáticamente el módulo con la máxima
corriente de salida como maestro, y ajusta las señales de control de acuerdo a
un cierto modo de control para corregir los desbalances de la carga de corriente.
Este esquema es similar a BACP excepto que el resistor es reemplazado por un
diodo ideal.
Este esquema incorpora algunas ventajas del método de corriente
promedio y el esquema de maestro dedicado, siendo una mejora por sobre esos
2 esquemas, los cuales son también conocidos como método de “repartición de
corriente democrática” en parte de la literatura.
De los tres esquemas maestro-esclavo presentados anteriormente, el de
maestro automático ha ganado popularidad y es usado ampliamente en
aplicaciones prácticas.
Ventajas
-Interconexión única con el bus de repartición.
-Buena tolerancia a fallas.
-Fácil expansión y modificación del sistema paralelo.
Desventajas
-Desempeño pobre de repartición en los transitorios.
-Posibles fallas en el control de la repartición.
-Sensibilidad al ruido en el control de la repartición.
CAPÍTULO 2
PRINCIPALES APLICACIONES DEL PARALELISMO Y ELECCIÓN DE
MÉTODO ÓPTIMO
2.1 PRINCIPALES APLICACIONES DEL PARALELISMO.
El más obvio ejemplo de este tipo de sistema de fuente de potencia
distribuido es en Telecomunicaciones donde inicialmente el uso de baterías de
respaldo de 48 V ha llevado a la aplicación estandarizada de un bus de
distribución de 48 V DC para todos los tipos de equipamiento de
telecomunicación, muchos de ellos ahora son sistemas digitales operando con
niveles de tensión de 5 V.
Los sistemas militares y espaciales necesitan ahora sistemas de fuentes
potencia distribuidos dados los requerimientos de confiabilidad además de la
eficiencia.
En pos de estos objetivos, varias organizaciones de defensa han gastado
millones en fondos para el desarrollo de complejos y confiables módulos de
conversión de potencia CC/CC.
Los grandes sistemas de computación son los primeros candidatos para
los sistemas distribuidos de potencia dado su gran uso de potencia a niveles
bajos de tensión.
Los niveles de tensión lógicos van desde los 5 V hacia abajo, lo cual
implicaría que un error de por ejemplo 0.5 V significaría un 10% de la tensión
total lo cual es intolerable para estos tipos de sistemas, del mismo modo un error
similar a un nivel de tensión más bajo es inaceptable.
En los sistemas eléctricos de los automóviles existen significantes
problemas de distribución de potencia debido a las cantidades incrementales de
componentes electrónicos presentes en los automóviles conectados a la batería
de 12 V. Se ha aceptado como una eventualidad cada día más cercana que
14
prontamente los autos serán equipados con baterías de 24 V, lo cual conllevará
a la necesidad de convertidores CC/CC de potencia locales.
2.2 PROGRAMACIÓN DE CORRIENTE ACTIVA TIPO MAESTRO
AUTOMÁTICO. SELECCIÓN DEL MAESTRO.
El problema de tolerancia a fallas del sistema maestro esclavo dedicado
(DM) con un cambio menor a la configuración circuital anterior.
En las figuras 2.1 y 2.2 se observan las configuraciones maestro dedicado
DM (2.1) y maestro automático (2.2) donde se aprecia la inclusión del diodo en la
selección del maestro.
Figura 2-1. Configuración Maestro Dedicado.
En la figura 2.2 se aprecia la idea del esquema de selección automático
donde cualquiera de los módulos de potencia conectados puede asumir el rol de
15
maestro y proporcionar de la información de corriente en la interconexión del bus
de repartición de carga (Load Share Bus).
En esta implementación los módulos de potencia son idénticos y son
capaces de tomar el rol de líder en el sentido de ser el dispositivo maestro del
sistema.
Esto es asegurado por el diodo ideal puesto entre la entrada inversora y la
no inversora del amplificador de error de repartición.
La selección del maestro toma lugar al inicio, antes de que el lazo de
repartición de carga esté activo.
Durante esta fase de inicio la distribución de corriente es gobernada por
los puntos de operación iniciales de los módulos de potencia.
El módulo con el mayor nivel de tensión de salida entregará más corriente
de salida.
Figura 2-2. Configuración Maestro Automático
Dado que están tomando la respectiva información de corriente del bus de
repartición de carga, los diodos permitirán que el módulo con la mayor corriente
tome el control y maneje el bus de repartición de carga.
16
En todos los otros módulos con corrientes menores los diodos están
polarizados inversamente.
En este instante el maestro ya ha sido seleccionado y provee del
comando de la corriente para los otros módulos de potencia. De aquí en más el
comportamiento de nuestro esquema es idéntico al de Maestro Dedicado (DM).
Los módulos esclavos ajustarán sus tensiones de salida para entregar la
corriente demandada por el maestro.
Es interesante notar que el maestro fue seleccionado porque tenía el
mayor nivel de tensión de salida entre todos los módulos. Con el fin de alcanzar
la corriente de salida del maestro, las unidades esclavas deben incrementar su
tensión de salida.
Esto último simplifica el circuito de ajuste porque sólo es requerido que se
ajuste la tensión de salida del esclavo hacia arriba.
La otra consecuencia de la operación con selección de maestro
automático es que la tensión de salida es regulada al punto de operación
máximo del sistema paralelo de módulos de potencia.
Al usar el método de maestro automático se asegura la tolerancia a fallas
del sistema dado que en el caso que el maestro falle, cualquiera de las otras
unidades del bus puede tomar el control del mismo modo en que se hizo en un
comienzo.
2.3 REGULACIÓN DE LAZO INTERNO (ILR).
Dadas las características de este tipo de regulación se tiene que:
1.- El hecho de que se emplee sólo un compensador/controlador implica
una limitación demasiado importante cuando se requiere proyectar un sistema
que tenga como imposición fundamental su funcionamiento en todo instante, es
decir, que el sistema pueda soportar fallas en un módulo cualquiera del sistema
paralelizado.
17
Sin embargo, mediante las simulaciones digitales fue posible observar y
comprobar que al proyectar un controlador para el sistema completo (ILR), éste
pudo regular eficazmente los niveles de salida de corriente y tensión.
Además el controlador fue capaz de regular en los instantes de cambio de
estructura del sistema, esto es, cuando uno o dos convertidores dejan de
funcionar (falla).
2.- La naturaleza del estudio hecho, implica necesariamente que se
implemente una solución simple y eficaz para el control de tensión y corriente de
salida, así como también de la corriente por los convertidores; dicho esto OLR se
asemeja a estrategias de control individuales para cada convertidor forward,
hecho que desvirtúa el paralelismo en sí.
3.- Al optar por ILR se ahorrará al menos en los elementos necesarios
para configurar los circuitos de control de tensión individuales de cada
convertidor. Con esto se mejora la tolerancia a fallas (ya que son menos los
elementos que pueden fallar) y además se puede optar por elementos de mejor
calidad tengan menos probabilidad de falla y sean más duraderos.
2.4 ELECCIÓN MÉTODO ÓPTIMO.
En conclusión se ha optado por regulación de tensión en base a ILR, y
repartición de corriente del modo maestro democrático.
La elección de maestro democrático se hizo principalmente porque se basa
en una característica inherente de los elementos eléctricos la cual conlleva a que
los convertidores no sean idénticos. Con este antecedente el convertidor que
permita la mayor circulación de corriente será el maestro y entregará la señal de
referencia para el control de tensión.
CAPÍTULO 3
PROYECTO Y SIMULACIÓN DE CINCO CONVERTIDORES FORWARD PARALELIZADOS.
En este capítulo se presenta el desarrollo y proyecto de un convertidor
aislado reductor tipo Forward, el cual está proyectado para que pueda suplir a
una carga de 100 Watts a 5 V continuos.
Luego se muestran las simulaciones cuando el convertidor Forward se
paraleliza en 5 etapas, de modo que el sistema completo ahora pueda entregar
500 Watts a 5 V DC.
Para finalizar este capítulo se presenta una obtención a través de
respuesta a escalón del modelo dinámico del sistema paralelizado; se hace
hincapié en que el método a utilizar es ampliamente difundido principalmente en
el plano industrial donde la mayoría del Control Automático aplicado se ajusta o
sintoniza de acuerdo a las mismas curvas de respuesta de los procesos.
Además se presenta en este capítulo las curvas de LGR y Diagramas de
Bode en magnitud y fase, para poder hacer un pequeño análisis sobre la
estabilidad de nuestro sistema y en el trabajo posterior a este informe
implementar una ley de control que permita que el sistema se comporte de
manera estable y que soporte caídas en alguno de los convertidores.
3.1 PROYECTO Y SIMULACIONES DEL CONVERTIDOR FORWARD.
3.1.1 Ecuaciones de proyecto.
Se necesita de un convertidor que sea capaz de reducir desde 48 a 5
Volts DC y que además sea capaz de suplir una carga de 100 Watts. De este
modo se muestran las ecuaciones de proyecto necesarias, con sus respectivos
cálculos
19
Para dejar un rango de acción al control se debe elegir una razón cíclica
(D) entre:
0.3-0.35
Sea D=0.32 y Ve=48(V)
0
00
0
00
0
*
*(1 )L
*
C2* * *
e
L
L
VD n
V
V D
I f
I
f V
(3.1)
(3.2)
(3.3)
0 0 s 05 ( ) , f=50khz , I 20 ( ) , P =100(W), V 50V V A mv
Por lo tanto:
5*(1 0.32)340( )
(0.01*20)*50outL Hkhz
0.01*2012.7324( )
2* *50 *50outC Fkhz mv
1
5( )0.25( )
20( )
VR
A
Sea1 1
30
5 ecuación (3.1) 0.32 * 3.072
48
PL mH
de n n
11 1
1
3.17891( )ps
s
LComo n L mH
L
A través de las simulaciones fue posible apreciar que dados los niveles de
tensión en la salida, el devanado secundario proyectado mediante ecuaciones no
20
permitirá satisfacer, requerimientos extremos, como por ejemplo al fallar uno de
los convertidores paralelizados. De este modo, el valor recientemente calculado
se elevó a 6 mH, para así efectuar una mayor transferencia de energía hacia el
circuito asociado al devanado secundario. Así cada convertidor será
sobredimensionado con el fin de que eventualmente una parte del sistema pueda
suplir los requerimientos del sistema completo.
Como en la mayoría de los convertidores CC-CC, se modificó la razón
cíclica D para alcanzar exactamente el nivel de tensión en la salida (D=0.375).
3.1.2 Etapas de funcionamiento.
Primera Etapa
El interruptor se encuentra conduciendo de modo tal que la fuente de
alimentación continua se encuentra transfiriendo energía a través del
transformador hacia el circuito de salida.
Figura 3-1. Primera etapa de funcionamiento convertidor Forward.
21
Figura 3-2. Segunda etapa de funcionamiento convertidor Forward.
Segunda etapa
El interruptor abre, por lo tanto el transformador no sigue transfiriendo
energía hacia el circuito de salida. A través del devanado terciario la rama
magnetizante del transformador se desmagnetizará, cumpliendo así el objetivo
de resetear el núcleo del transformador, de modo que éste no alcance sus
valores de saturación dada su respectiva curva de magnetización. La energía
que recibe el devanado terciario será devuelta hacia la fuente de alimentación
continua, de este modo contribuyendo a mejorar la eficiencia del convertidor.
En el circuito de salida, el inductor de salida obliga a que el diodo de
circulación libre conduzca de modo tal que se mantenga constante la corriente
en la carga.
Tercera Etapa
La rama desmagnetizante ha terminado de regenerar toda la energía
hacia la fuente de alimentación por lo tanto no sigue conduciendo el diodo Dt.
Ahora simplemente se encuentra el inductor de salida entregando la
energía que acumuló en la primera etapa, para así mantener la corriente
continua en la carga.
22
Figura 3-3. Tercera etapa de funcionamiento convertidor Forward.
3.1.3 Simulaciones a razón cíclica estática proyectada en lazo abierto.
Figura 3-4. Esquemático convertidor Forward.
Figura 3-5. Tensión en la carga. Time
0s 10ms 20ms 30ms 40ms 50ms 60ms 70ms 80ms 90ms 100msV(Rout:1)
0V
2.0V
4.0V
6.0V
23
Se observa en la figura 3-5, que el valor que alcanza la tensión de salida
es de 4.9956 Volts el cual se encuentra dentro del rango proyectado (50 mV de
ondulación en torno a los 5 Volts).
Figura 3-6. Corriente en la carga.
El valor de corriente en estado estacionario corresponde a 19.939 A.
Figura 3-7. Potencia en la carga
Ahora se encuentra un valor de estado estacionario de 100 Watts con una
oscilación de 0.9 Watts.
Time
0s 10ms 20ms 30ms 40ms 50ms 60ms 70ms 80ms 90ms 100msI(Rout)
0A
10A
20A
30A
Time
0s 10ms 20ms 30ms 40ms 50ms 60ms 70ms 80ms 90ms 100msW(Rout)
0W
40W
80W
120W
24
Figura 3-8. Tensión inversa en el interruptor.
En la figura 3-8 se observa que la tensión inversa máxima que debe
soportar el interruptor es dos veces la tensión de entrada, es decir, 96 Volts.
A través de la figura 3-9 se demuestra la capacidad del convertidor de
entregar a una razón cíclica máxima de 0.5 (teórico), aproximadamente 185
Watts en estado estacionario.
Figura 3-9. Potencia máxima disponible.
Time
0s 0.1ms 0.2ms 0.3ms 0.4ms 0.5ms 0.6ms 0.7ms 0.8ms 0.9ms 1.0msV(S1:3,S1:4) V(V1:+,0)
-50V
0V
50V
100V
Time
0s 10ms 20ms 30ms 40ms 50ms 60ms 70ms 80ms 90ms 100msW(Rout)
0W
50W
100W
150W
200W
25
3.2 SISTEMA PARALELIZADO DE CINCO CONVERTIDORES FORWARD
Con base en el proyecto recientemente realizado del convertidor Forward
para 5 Volts y 100 Watts en la salida, se procede a analizar el comportamiento
estático y dinámico de este sistema.
Con respecto al comportamiento estático se mostrarán las simulaciones
del sistema paralelizado el cual posee una única diferencia con las simulaciones
anteriores, ya que la resistencia que se emplea para simular la carga se
disminuirá desde 0.25 a 0.05 Ohms, con el fin de que se pueda alimentar una
carga a 5 Volts, pero de 500 Watts.
3.2.1 Circuito paralelizado a ensayar.
Figura 3-10. Sistema paralelizado de cinco convertidores Forward en lazo
abierto.
26
3.2.2 Formas de ondas básicas.
Figura 3-11. Tensión en la carga.
De la figura 3-11 se extrae que la tensión de régimen permanente
corresponde a los 5 Volts que se habían proyectado para un convertidor
individual.
Figura 3-12. Corriente en la carga.
En la figura 3-12 se aprecia que el valor de corriente que se alcanza en
régimen permanente es de 99.694 A.
Time
0s 10ms 20ms 30ms 40ms 50ms 60ms 70ms 80ms 90ms 100msV(R1:1)
0V
2.0V
4.0V
6.0V
Time
0s 10ms 20ms 30ms 40ms 50ms 60ms 70ms 80ms 90ms 100msI(R1)
0A
40A
80A
120A
27
Figura 3-13. Potencia en la carga.
La potencia disipada en la resistencia en la salida del sistema paralelizado
es de 500 Watts con una oscilación máxima en torno a este valor de 3 Watts.
Figura 3-14. Corriente a través de cada convertidor.
Time
0s 10ms 20ms 30ms 40ms 50ms 60ms 70ms 80ms 90ms 100msW(R1)
0W
200W
400W
600W
Time
0s 5ms 10ms 15ms 20ms 25ms 30ms 35ms 40ms 45ms 50msI(L57)
0A
20A
SEL>>
I(L47)0A
10A
20A
I(L37)0A
10A
20A
I(L27)0A
10A
20A
I(L17)0A
10A
20A
28
En la figura 3-14 se observa que para cada convertidor la corriente de
estado estacionario es la misma y corresponde a 20A con una pequeña
ondulación de aproximadamente 100 mA. Todo esto es dado que los
convertidores son idénticos.
3.3 MODELO DINÁMICO PARA EL SISTEMA COMPLETO PARALELIZADO.
Mediante las herramientas Matlab y Pspice es posible encontrar un
modelo empírico que represente el comportamiento del sistema.
Para esto es necesario hacer responder al sistema con una señal escalón
unitario y trasladar desde Pspice hacia Matlab los datos temporales obtenidos en
la simulación, para luego a través de la herramienta de Matlab “Ident” encontrar
un modelo que pueda representarse a su vez como función de transferencia.
La herramienta “Ident” permite seleccionar el modo en que se quiere ver
representado el sistema; de este modo, se optó por buscar una representación
en el dominio de la frecuencia que tenga dos polos y un cero.
-Dos polos: es bien sabido que la mayoría de los procesos se pueden
representar como un sistema de segundo orden.
-Un cero: se elige esta solución ya que se quiere saber cual de los dos
polos posee mayor preponderancia con respecto al otro, dado que si bien los
ceros no entregan modos de respuesta, si los ponderan de acuerdo a la cercanía
o lejanía del polo.
3.3.1 Obtención del modelo dinámico.
A través de los bloques Vprint1 se toman muestras de los valores de las
variables entrada y salida de nuestro interés, los cuales a su vez entregan una
tabla con los datos ordenados temporalmente para luego ingresarlos a Matlab.
29
Figura 3-15. Esquemático para la extracción de datos numéricos entrada-salida.
a.- Vprint1
En la figura 3-15 se observa el circuito que permite a través del comando
Vprint1, obtener los datos numéricos en la entrada y la salida.
b.- Ingreso de datos a Matlab
En la figura 3-16 se muestra la forma en que se ingresan los datos en
Matlab tanto para la entrada como para la salida.
Figura 3-16. Ingreso de datos a Matlab.
30
c- Ident.
Ejecutando Ident se abre la aplicación de Matlab que permite la
identificación del proceso.
Figura 3-17. Visualización herramienta Ident de Matlab.
d.- Importar datos.
Figura 3-18. Importación de datos.
En Input y Output se escriben los nombres de las variables de entrada y
salida ingresados en Matlab.
31
e.- Identificación
Una vez que se han ingresado los datos se procede a obtener un modelo
estimado con el comando “estimate parametric model”.
Luego existe la posibilidad de indicarle a la aplicación de cuantos polos y ceros
se requiere el modelo estimado.
Finalmente para pasar a función de transferencia el modelo encontrado se
realiza lo siguiente:
Figura 3-19. Extracción del modelo en Matlab
La figura 3-20 muestra la respuesta a escalón utilizada para encontrar un
modelo dinámico del sistema paralelizado.
Figura 3-20. Respuesta a escalón del sistema paralelizado.
Se ingresaron los datos de respuesta a escalón unitario de la tensión de
salida, y lo que se obtuvo a través de Matlab e Ident fue lo siguiente:
Time
0s 0.2s 0.4s 0.6s 0.8s 1.0s 1.2s 1.4s 1.6s 1.8s 2.0sV(R1:1)
0V
5V
10V
15V
32
3.3.2 Análisis del modelo dinámico obtenido.
Mediante el modelo de función de transferencia obtenido para el sistema
paralelizado se procederá a efectuar un pequeño análisis del lugar geométrico
de las raíces y de los diagramas de Bode en magnitud y fase.
Para esto se volverá a utilizar Matlab y más precisamente la herramienta
Sisotool.
Figura 3-21. Diagramas LGR y Bode en magnitud y fase.
Se puede apreciar a través de la figura 3-21, que el sistema corresponde
a un lazo estable dado que el LGR a incrementos de ganancia de hasta 1000
2
( ) 1.208* 1926( )
( ) 1228* 3.935 7
V S sG s
D s S s e
33
veces se mantiene en estabilidad asintótica en el sentido de Lyapunov, lo cual
nos arroja un margen de ganancia de 60 dB, lo que a su vez implica cuanta
ganancia podemos aplicar con un compensador para reducir el error en estado
estacionario.
CAPÍTULO 4
CONTROL DE TENSIÓN PARA EL SISTEMA PARALELIZADO.
En el presente capítulo se desarrollará el control de tensión para el
sistema paralelizado de 5 convertidores Forward alimentando una carga de 500
W a 5 Vdc.
Para esto se aplicará a la planta un ensayo en lazo cerrado (Ziegler
Nichols) que permite sintonizar un controlador PID, el cual permite minimizar el
error en estado estacionario.
El objetivo principal del sistema paralelizado consiste en proporcionar los
niveles de potencia y tensión mencionados de modo que éste pueda mantener
dichos requerimientos frente a la eventualidad de que uno o dos convertidores
fallen a la vez.
Para esto se efectuarán ensayos que permitan mostrar cómo el control
PID es capaz de ajustar la corriente y tensión en la carga.
4.1 CONTROLADOR PID.
El modelo antes obtenido mediante la simulación digital, presenta
incertezas dado que corresponde a una aproximación mediante la herramienta
Ident de Matlab, se ha optado por sintonizar un controlador PID mediante el
método del máximo o método de ajuste de Ziegler-Nichols.
4.1.1 Método Ziegler-Nichols
El método de Ziegler-Nichols posee los siguientes requisitos:
a) La planta debe ser estable en lazo cerrado.
35
b) En lazo cerrado la planta debe ser capaz de alcanzar un estado estable
en el sentido de Lyapunov (para un valor de ganancia la planta debe
oscilar).
De este modo, mediante un bloque controlador de ganancia variable debe
ajustarse tal, para que a la salida se obtenga un comportamiento estable en el
sentido de Lyapunov.
Una vez obtenido el comportamiento estable, se debe apreciar el nivel de
ganancia aplicado para obtener dicha oscilación y el período de oscilación de la
forma de onda en la salida.
Conocidos los parámetros de oscilación de la salida de nuestra variable
de interés, es posible sintonizar controladores P, PI, PID (PD se excluye por ser
un controlador no realizable) mediante la tabla de ajuste de controladores según
Ziegler-Nichols.
Figura 4-1. Control de ganancia variable
Figura 4-2. Comportamiento oscilatorio.
36
Tabla de ajuste para controladores según Ziegler-Nichols
Se opta por aplicar un controlador PID ya que permite mediante su acción
integral minimizar el error en estado estacionario, mediante la acción derivativa
aumenta el margen de fase el cual es el límite de estabilidad, y mediante su
acción proporcional permite alcanzar el régimen permanente más rápidamente.
4.1.2 Circuito de ensayo para método Ziegler-Nichols y formas de onda obtenidas.
A través del circuito mostrado en las figuras 4-3 y 4-4 se pudo obtener el
siguiente comportamiento en la tensión de salida mostrado en la figura 4-5,
ajustando la ganancia del controlador proporcional al modificar los valores de R4,
R5, R6 y R7.
La figura 4-3 muestra el sistema paralelizado con un bloque en las salida
que permite sensar la tensión en la carga, valor que será ingresado al
controlador proporcional descrito en la figura 4-4, donde además, aparece el
circuito PWM que genera los pulsos de comando de los interruptores.
37
Figura 4-3. Sistema en lazo cerrado con implementación de controlador de
ganancia variable.
38
Figura 4-4 Controlador Proporcional y circuito PWM.
Haciendo un acercamiento para observar de mejor manera la respuesta
se obtuvo la figura 4-6:
Figura 4-5. Tensión en la salida con ondulación.
Time
0s 10ms 20ms 30ms 40ms 50ms 60ms 70ms 80ms 90ms 100msV(R1:1)
0V
1.0V
2.0V
3.0V
Time
0s 10ms 20ms 30ms 40ms 50ms 60ms 70ms 80ms 90ms 100msV(R1:1)
0V
1.0V
2.0V
3.0V
39
Figura 4-6. Comportamiento obtenido.
Si bien este comportamiento no es oscilatorio propiamente tal, fue a través
del valor de ganancia obtenido y de la frecuencia propia del sistema que se pudo
sintonizar el controlador PID. Además mediante las simulaciones se pudo
observar que al seguir incrementando la ganancia del controlador proporcional,
el sistema se vuelve inestable, por tanto se ha llegado al límite de margen de
ganancia, y por ende el valor de ganancia encontrado sirve para realizar el
diseño del controlador pid
De esta simulación se obtuvo que el período de oscilación, corresponde a
40us (frecuencia propia del sistema) para una ganancia del controlador
proporcional de 900 veces.
Ahora es posible sintonizar el controlador PID, con los datos obtenidos
anteriormente.
900( )
540( )
20( )
5( )
cr
p
i
d
K
K
T us
T us
Time
6.40ms 6.60ms 6.80ms 7.00ms 7.20ms 7.40ms 7.60ms6.21ms 7.72msV(R1:1)
2.0400V
2.0800V
2.0178V
2.1115V
40
4.1.3 Estructura y ecuaciones de diseño del controlador PID.
Las ecuaciones de proyecto necesarias para sintonizar el controlador son:
4 1 1 2 2
3 1 2
1 1 2 2
1 1 2 2
1 1 2 2
( )p
i
d
R R C R CK
R R C
T R C R C
R C R CT
R C R C
(4.1)
(4.2)
(4.3)
4.1.4 Cálculo de los elementos del controlador.
La estructura de un controlador PID corresponde a la siguiente:
Figura 4-7. Estructura de un controlador PID.
3
4 1 1 2 2
1 2
1 2
1 1 2 2
1 2
1 2
4
1
( )540
1
0.02
0.02
0.01
270
Sea R k
R R C R C
R C
Sea R R k
R C R C ms
C C uF
C C uF
R
41
4.2 SIMULACIONES EN LAZO CERRADO CON CONTROLADOR PID.
4.2.1 Circuito a simular.
Se observa que la tensión de salida esta siendo sensada de modo que se
ingrese ese dato al controlador PID que se muestra a continuación.
Figura 4-8. Circuito paralelizado de cinco convertidores Forward.
42
Figura 4-9. Esquemático del controlador PID.
Figura 4-10. Circuito generador de pulsos PWM a dos niveles.
4.2.2 Comportamiento sin perturbaciones.
En primer lugar se observará el comportamiento del sistema en lazo
cerrado sin perturbaciones.
43
Figura 4-11. Tensión en la carga sin perturbación.
Figura 4-12. Corriente en la carga sin perturbación.
Se observa que para tensión y para corriente los convertidores mantienen
los valores proyectados con pequeñas ondulaciones, esto es 5 0.03V en
tensión y 100 0.5 A en corriente.
4.2.3 Comportamiento perturbado.
Para las siguientes simulaciones en lazo cerrado se realizó un ensayo tal
que dos de los cinco convertidores se abren con respecto a la carga de modo
que dejen de entregar energía; así de este modo se simula una falla simultánea
Time
0s 10ms 20ms 30ms 40ms 50ms 60ms 70ms 80ms 90ms 100msV(R1:1)
0V
2.0V
4.0V
6.0V
Time
0s 10ms 20ms 30ms 40ms 50ms 60ms 70ms 80ms 90ms 100msV(R1:1)
0V
2.0V
4.0V
6.0V
Time
0s 10ms 20ms 30ms 40ms 50ms 60ms 70ms 80ms 90ms 100msI(R1)
0A
40A
80A
120A
Time
0s 10ms 20ms 30ms 40ms 50ms 60ms 70ms 80ms 90ms 100msI(R1)
0A
40A
80A
120A
44
en ambos a los 20 ms y una posterior recuperación de los convertidores
transcurridos 10 ms.
En la figura 4-13 se aprecia que la tensión en la carga se regula
rápidamente a la tensión de referencia.
El control tarda aproximadamente 0.4 ms en regular la salida.
Figura 4-13. Comportamiento en el transiente.
Figura 4-14. Tensión en la carga a perturbaciones.
Time
15ms 16ms 17ms 18ms 19ms 20ms 21ms 22ms 23ms 24ms 25msV(R1:1)
0V
2.0V
4.0V
6.0V
8.0V
Time
0s 0.40ms 0.80ms 1.20ms 1.60ms 2.00ms 2.37msV(R1:1)
0V
2.00V
4.00V
5.58V
45
Figura 4-15. Corriente en la carga.
La principal característica del comportamiento del sistema (observada en
la figura 4-14) es que cuando se aplican solo tres convertidores a la carga la
tensión cae a 4.25 V para luego alcanzar a la referencia en aproximadamente 4
ms.
Dada la naturaleza de la carga simulada (resistiva) la corriente es fiel
reflejo de la tensión en la carga y su valor de estado estacionario en cualquiera
de las condiciones ensayadas (cinco y tres convertidores) corresponde a 100 A
con una pequeña ondulación. La corriente cae a 85 A (figura 4-15) recuperando
los 100 A a los 0.4ms.
En la figura 4-16 se observa el ancho de pulso de la tensión el cual
permite regular la tensión de salida en condiciones normales, esto es, cuando se
encuentran los 5 convertidores funcionando.
Time
15ms 16ms 17ms 18ms 19ms 20ms 21ms 22ms 23ms 24ms 25msI(R1)
0A
40A
80A
120A
46
Figura 4-16. Tensión en el interruptor a 5 convertidores funcionando.
Ahora en la figura 4-17 se tiene que para una misma ventana temporal, se
aprecia claramente que la razón cíclica ha aumentado, dado que el control obliga
a que se mantenga la tensión en la salida, ampliando los instantes en que la
fuente de tensión de entrada entrega energía al circuito de salida a través del
transformador.
En ambas figuras (4-16 y 4-17) se observa los instantes en que los
interruptores deben soportar hasta el doble de la tensión de entrada (96 V).
Figura 4-17. Tensión en el interruptor a 3 convertidores funcionando.
Time
4.9800ms 5.0000ms 5.0200ms 5.0400ms 5.0600ms4.9615ms 5.0719msV(S1:3,S1:4)
25.0V
50.0V
75.0V
100.0V
0.5V
Time
23.68ms 23.70ms 23.72ms 23.74ms 23.76ms 23.78msV(S1:3,S1:4)
25.0V
50.0V
75.0V
100.0V
0.5V
47
Diferencia en las corrientes de los convertidores
Time
0s 10ms 20ms 30ms 40ms 50ms 60ms 70ms 80ms 90ms 100msI(R41)
-40A
0A
40AI(R40)
0A
20A
40A
SEL>>
Figura 4-18. Distinción de las corrientes por distintos convertidores.
Se observa en la figura 4-18, un convertidor que debe asumir un tercio de
la carga total mientras el que se encuentra en la parte inferior no conduce. Con
este ensayo se aprecia que los convertidores que siguen funcionando, son
capaces de asumir el nivel de carga del sistema completo.
En conclusión, el ensayo anterior consistió en que se inducen
desequilibrio en las corrientes simulando una falla en dos de los cinco
convertidores a la vez; de este modo se aprecia que los tres convertidores
restantes asumen el nivel de carga general del sistema.
Corrientes en los elementos del controlador
Para la posterior dimensión de los elementos de mercado del sistema se
muestran las corrientes en los elementos del controlador PID, para apreciar
claramente que se tratan de niveles de señal.
48
Figura 4-19. Niveles de corriente en el circuito de control.
Como se aprecia los elementos en general tienen corrientes que no
sobrepasan los 20 mA, lo cual permitirá emplear elementos que soporten
potencias mínimas.
4.3 COMPORTAMIENTO CIRCUITO REAL
4.3.1 Efecto de la resistencia serie equivalente (RSE) del condensador de salida.
El circuito real se configura al agregar los elementos parásitos de los
circuitos de salida de los convertidores. En la figura 4-20 se muestra uno de los
convertidores con dichos elementos añadidos.
La resistencia serie equivalente del condensador produce ondulaciones
de tensión en la forma de onda de la tensión de salida.
Es posible apreciar dicho efecto mediante las siguientes simulaciones
dado un valor típico RSE (33 m ).
Time
0s 10ms 20ms 30ms 40ms 50ms 60ms 70ms 80ms 90ms 100msI(R18) I(R16) I(R17) I(R15)
-20mA
0A
20mA
40mA
60mA
I(R17) Time
0s 10ms 20ms 30ms 40ms 50ms 60ms 70ms 80ms 90ms 100msI(R18) I(R16) I(R17) I(R15)
-20mA
0A
20mA
40mA
60mA
I(R17)
49
Figura 4-20. Convertidor paralelizado.
Este circuito corresponde a uno de los cinco convertidores Forward
conectados a la carga.
A continuación se muestra la potencia en la carga cuando se ha
adicionado el elemento parásito del condensador (RSE).
En esta simulación se obtienen 498.861 W medios.
Figura 4-21. Potencia en la carga con RSE.
Time
0s 50ms 100ms 150ms 200ms 250msAVG(W(Rout))
0W
200W
400W
600W
50
Figura 4-22. Potencia en la carga sin RSE.
En la figura anterior se muestra la potencia en la carga, ahora sin la RSE,
de modo de saber cuanta es la energía que se disipa en el condensador.
Ahora se obtienen 498.985 W medios
El análisis se ha centrado en los niveles de potencia en la carga, dado
que el principal efecto de la RSE se produce en una baja del rendimiento del
sistema; para esto se muestran las gráficas de potencia en la carga para dos
casos, primero con RSE y luego sin RSE.
-Aún cuando se espera una baja en el rendimiento, esta disminución es
de sólo 124 mW.
-Además existe otro efecto de RSE el cual se refiere a una mayor
ondulación de tensión en la carga; esto no se verificó mediante las simulaciones
hechas ya que la ondulación permaneció casi inalterable.
Time
0s 50ms 100ms 150ms 200ms 250msAVG(W(Rout))
0W
200W
400W
600W
51
Figura 4-23. Potencia disipada en el condensador.
Se observa en la figura 4-23 que en estado estacionario la potencia eficaz
en el condensador corresponde a 3.91 W.
Esta diferencia no se aprecia en la potencia de salida ya que el control
ajusta los pulsos para mantener los niveles de tensión y corriente en la carga.
También se aprecia que en la partida el condensador disipa una gran
cantidad de energía, ya que para alcanzar su tensión de estado estacionario
consume bastante corriente en la partida (casi 10 A), para luego entrar en las
sucesivas cargas y descargas en estado estacionario.
4.3.2 Efecto de la resistencia serie del inductor.
Idealmente un inductor posee una resistencia despreciable producto del
hilo conductor enlazado al núcleo.
Para el sistema desarrollado se tiene que como funciona a bajos niveles
de tensión y con un gran consumo de corriente (20 A para cada convertidor).
Por esto fue necesario agregar una resistencia serie equivalente al
inductor de modo que simule la oposición a la corriente que presenta el hilo
conductor.
Time
0s 50ms 100ms 150ms 200ms 250msRMS(W(C3))
0W
10W
20W
30W
52
Se mostrarán ensayos donde la resistencia ensayada corresponde a 220
m . Además se mostrará el comportamiento del sistema para un valor de 660
m .
Resistencia serie del inductor a 220 m .
Ahora se realizarán simulaciones incluyendo la resistencia serie del
inductor para apreciar si la naturaleza del sistema proyectado permite mantener
los niveles de corriente y tensión en la carga.
Figura 4-24. Circuito a simular con elementos parásitos.
53
Comportamiento real
Dado que se están considerando la mayoría de los elementos parásitos
en el circuito simulado, se puede aseverar que los datos mostrados
posteriormente son lo más cercanos a la realidad.
Se aprecia que se mantiene el nivel de tensión en la carga, como así
también la corriente. Existe además, un pequeño sobrepaso en la partida, el cual
desaparece rápidamente. Aún cuando existe este sobrepaso, este
comportamiento permite alcanzar la referencia rápidamente.
Figura 4-25. Comportamiento real de la tensión en la carga.
Figura 4-26. Intervalos de conducción y bloqueo del interruptor real.
Time
0s 10ms 20ms 30ms 40ms 50ms 60ms 70ms 80ms 90ms 100msV(Rout:1)
0V
2.0V
4.0V
6.0V
Time
5.49000ms 5.50000ms 5.51000ms 5.52000ms 5.53000ms5.48265msI(D1) Id(M12) V(L11:2,M12:s)
0
25.0
50.0
75.0
97.5
54
A través de todas las simulaciones hechas se llega a que se deben hacer
algunos ajustes al diseño del sistema paralelizado, dado que no se han
considerado las pérdidas en el inductor.
Para esto se debió aumentar la relación de transformación del de los
inductores acoplados funcionando como transformador, de modo que el sistema
sea capaz de suministrar la energía necesaria al circuito de salida para mantener
la corriente en la carga.
Además el sistema debe ser capaz de suministrar dicha energía con
razones cíclicas menores a 0.5, es decir, el instante en que el interruptor se
encuentra conduciendo no debe ser mayor a los 10us.
Efectivamente el sistema logra funcionar de manera óptima con un
intervalo de conducción de 9.1us.
4.3.3 Comportamiento perturbado.
Se observa que al perturbar el sistema produciendo fallas en uno y en dos
convertidores a la vez, el control logra ajustar el intervalo de conducción de
modo que se mantenga el nivel de tensión y corriente en la salida.
Ahora fue necesario incrementar la relación de transformación un tanto
más que para el caso anterior, dado que en los instantes donde se produzcan
fallas, los convertidores deberán entregar una mayor cantidad de energía a sus
respectivos circuitos de salida, sin que se llegue a saturar el núcleo del
transformador.
En la figura 4-27 se observa la corriente y la tensión en la carga. Dentro
de la misma se han destacado dos intervalos, los cuales se describen a
continuación:
1.- Caída de 2 convertidores.
2.- Entrada de los convertidores.
55
Figura 4-27. Tensión y corriente reales en la carga.
Se han inducido fallas en el sistema las cuales constan de:
- Entre 0 y 20ms todos los convertidores funcionan correctamente.
- Entre 20 y 30ms 2 convertidores fallan.
- Entre 30 y 35 ms solo un convertidor falla.
Se aprecia que los niveles de tensión y corriente en la carga se ajustan
rápidamente a la referencia.
A través del ajuste del condensador de salida (se utiliza un condensador
de 100 uF) se logra disminuir notoriamente las sobretensiones y a su vez las
sobrecorrientes que existían en las simulaciones de la presentación anterior.
Este hecho se debía principalmente a que los inductores correspondientes
a los convertidores que no fallan, se mantienen a un mayor nivel de corriente
durante la falla; dado esto en el instante que se reincorpora un convertidor,
dichos inductores deberán descargarse para funcionar a un nivel menor de
corriente. Como el valor de condensador era más pequeño, este no demanda
56
una gran corriente para cargarse, lo cual provoca que la carga reciba la energía
de los inductores de salida.
Anteriormente se tenían descargas de corriente en la salida del orden de 1
KA, lo cual se disminuyó a sólo 200 A.
Cabe mencionar que las fallas ensayadas están pensadas bajo un criterio
de peor caso (2 convertidores fallando a la vez), de no ser así, lo cual es más
cercano a la realidad, la sobrecorriente es mucho menor.
En la figura 4-28 es posible apreciar en esta gráfica que los instantes de
conducción del interruptor no superan a los instantes de bloqueo, por lo tanto,
visualmente se aprecia la razón cíclica menor a 0.5.
Figura 4-28. Tensión en los interruptores sin falla.
Figura 4-29. Tensión en el interruptor a cuatro convertidores.
Time
14.30ms 14.32ms 14.34ms 14.36ms 14.38ms 14.40ms 14.42ms 14.44msId(M2) V(L11:2,M2:s)
25
50
75
1
97
Time
32.460ms 32.480ms 32.500ms 32.520ms 32.540ms 32.560ms 32.580ms32.444ms 32.593msId(M2) V(L11:2,M2:s)
25
50
75
1
97
57
En la figura 4-29 el ancho de los pulsos ha aumentado con respecto al
caso anterior. Se utilizó la misma ventana para apreciar que este pulso es de
mayor ancho, por lo tanto, se entiende que el control ha logrado suministrar
mayor energía a cada uno de los circuitos de salida de los convertidores que se
encuentran funcionando, para mantener los requerimientos de la carga.
En la figura 4-30 se observa el caso crítico donde se tiene el mayor ancho
de pulso, el cual logra mantener la tensión y corriente en la carga.
Figura 4-30. Tensión y corriente en el interruptor a tres convertidores.
Figura 4-31. Potencia en la fuente de un convertidor
Time
21.480ms 21.500ms 21.520ms 21.540ms 21.560ms 21.580ms 21.600ms21.462msV(M2:d,M2:s) I(L11)
-50
0
50
100
Time
0s 10ms 20ms 30ms 40ms 50ms 60ms 70ms 80ms 90ms 100msAVG(-I(V11) *V(V11:+,V11:-))
0W
0.2KW
0.4KW
0.6KW
0.8KW
1.0KW
58
Se ha incluido la figura anterior con la finalidad de efectuar los cálculos de
eficiencia del sistema.
Se observa en la figura 4-31 que la potencia media entregada por la
fuente es de 213.7 W.
Este ensayo se ha realizado a través del funcionamiento de sólo tres de
los cinco convertidores del sistema, de modo que se analiza el peor caso en
términos de eficiencia.
Dado el hecho de que son tres convertidores los que funcionan, el
conjunto de fuentes de tensión está entregando 641 W, para poder generar en la
carga (salida) 500 W. De este modo se tiene que la eficiencia total del sistema
corresponde a:
( )O
i
PEficiencia
P (4.1)
donde OP es la tensión en la carga y iP es la potencia en la fuente.
Entonces la eficiencia del sistema es:
5000.7799
641.1
Corrientes en los convertidores
Dado que es muy difícil encontrar inductores que se puedan considerar
idénticos; tanto en su valor de inductancia, como en su valor de resistencia serie
equivalente, se han hecho ensayos para demostrar que aunque este factor es
inevitable, los niveles de corriente que mantienen los convertidores son muy
parecidos.
Además el sistema esta pensado y sobredimensionado para soportar en
cada uno de sus convertidores esfuerzos de hasta 34 A aproximadamente.
59
Figura 4-32. Corriente por el primer convertidor sin falla.
En la figura 4-32 se muestran el comportamiento de la corriente de uno de
los convertidores que no fallan. De este modo, se aprecia el nivel de carga que
asume, cuando otro convertidor falla.
En las figuras 4-33 y 4-34 se muestran además los convertidores
restantes que no fallan. Dado que no tenemos convertidores se pueden apreciar
diferencias en las ondulaciones
Los valores obtenidos para el primer convertidor son:
- 20A 400mA
- 33A 900mA
- 25A 600mA
Figura 4-33. Corriente por el segundo convertidor sin falla.
Time
0s 5.0ms 10.0ms 15.0ms 20.0ms 25.0ms 30.0ms 35.0ms 38.5msI(L47)
0A
20A
40A
Time
0s 5.0ms 10.0ms 15.0ms 20.0ms 25.0ms 30.0ms 35.0ms 38.5msI(L17)
0A
20A
40A
60
Para el segundo convertidor los valores obtenidos son:
- 20V 600mV
- 33V 860mV
- 25V 600mV
Para el tercer convertidor los valores obtenidos son:
- 20V 300mV
- 33V 500mV
- 25V 500mV
Como se observa en las simulaciones los valores son muy cercanos entre
sí.
Se simularon resistencias equivalentes del inductor en torno a los 250
m , ninguna se ha proyectado con el mismo valor pero aun así las diferencias
en estos elementos parásitos son pequeñas.
Figura 4-34. Corriente por el tercer convertidor sin falla.
Time
0s 5.0ms 10.0ms 15.0ms 20.0ms 25.0ms 30.0ms 35.0ms 38.5msI(L57)
0A
20A
40A
61
Figura 4-35. Niveles de corriente por los convertidores en falla.
Se observa en la figura 4-35, que las corrientes por los convertidores no
sobrepasan los 20A.
Aún así se preferirá emplear los interruptores IRF3710 los cuales soportan
mayores niveles de corriente.
No se realizaron simulaciones con este interruptor ya que no existe dentro
de la librería de Orcadpspice.
4.4 PROGRAMACIÓN DE CORRIENTE.
En esta sección se incluirá la técnica de programación de corriente del
tipo maestro automático o más bien conocida como maestro democrático.
A través de las simulaciones fue posible apreciar que, para el caso de
programación de corriente promedio, las corrientes entregan un mayor error de
régimen permanente, lo cual confirma por qué el método democrático es
ampliamente utilizado en el paralelismo de convertidores continua-continua.
Time
4.00ms 6.00ms 8.00ms 10.00ms 12.00ms 14.00ms 16.00ms2.26msId(M3)
10A
20A
30A
-1ASEL>>
Id(M4)-20A
0A
20A
62
4.4.1. Circuito a estudiar.
A continuación se muestra el circuito que ejecuta el manejo de la
información de las corrientes, para luego generar una señal de tensión de
referencia. Con esta señal de referencia el controlador PID ajustará las razones
cíclicas de los convertidores de modo que se obtenga una salida proporcional al
convertidor que maneja la máxima corriente de carga.
En la figura 4-36 se puede observar que las corrientes sensadas pasan a
través de diodos, con lo cual se busca que la rama de mayor corriente conduzca
solamente. De este modo luego se aplica una fuente de tensión controlada por
corriente, la cual generará la tensión de referencia.
A la derecha de la figura 4-36 se observa un pequeño arreglo que permite
que el sistema funcione es su estado transitorio, con una referencia fija de 5 V;
una vez que el transitorio de partida desaparece (10 ms) se aplica la tensión de
referencia explicada en el párrafo anterior.
Figura 4-36. Circuito para maestro democrático.
63
Figura 4-37. Circuito media temporal.
Además en la figura 4-37 se muestra el circuito de extracción de media
temporales cual permite obtener una tensión de referencia producto del
promedio temporal de la corriente máxima entre los convertidores.
4.4.2 Resultados obtenidos con programación de corriente democrática.
En este caso se muestra el comportamiento obtenido, incluida la técnica
de programación de corriente democrática.
Figura 4-38. Tensión en la carga
Time
0s 10ms 20ms 30ms 40ms 50ms 60ms 70ms 80ms 90ms 100msV(R1:1)
0V
2.0V
4.0V
6.0V
64
Se ha dispuesto que el circuito opere con una referencia fija de 5 V para
régimen transitorio, luego a los 20 ms entra en funcionamiento la referencia
obtenida a través del método democrático.
Como se observa en la figura anterior la forma de onda de tensión no
sufre alteraciones al pasar al modo con programación de corriente.
En la figura 4-39 se observa que la forma de onda de la corriente en la
carga es idéntica la tensión, dada la naturaleza resistiva, y está en 100 A con
una pequeña ondulación. Además se incluye la figura 4-40 que muestra la
corriente que circula a través de los convertidores.
Figura 4-39. Corriente en la carga.
Figura 4-40. Corrientes en los convertidores.
Time
0s 5ms 10ms 15ms 20ms 25ms 30msI(L57) I(L47) I(L37) I(L27) I(L17)
0A
10A
20A
30A
Time
0s 10ms 20ms 30ms 40ms 50ms 60ms 70ms 80ms 90ms 100msI(R1)
0A
40A
80A
120A
65
Figura 4-41. Acercamiento de las corrientes en los convertidores.
Se puede observar en la figura 4-40, que si bien las corrientes no son
exactamente iguales, éstas se mantienen en una ventana de 0.5 A en torno a los
20 A aproximadamente.
El objetivo de éste estudio implica que se implemente una solución simple,
lo cual afecta precisamente en el plano de la repartición de corriente. Para que
esto no ocurra, se deben implementar cinco circuitos de control de tensión
distintos para cada convertidor, con el fin de aumentar el grado de libertad del
sistema completo, y así regular independientemente cada convertidor a un valor
de corriente obtenido por la técnica de programación de corriente democrática.
Time
0s 10ms 20ms 30ms 40ms 50ms 60ms 70ms 80ms 90ms 100msI(L57) I(L47) I(L37) I(L27)
18A
19A
20A
21A
22A
CONCLUSIONES
- Existen diversas técnicas tanto para sincronizar los instantes de
transferencia de energía de los módulos, así como para fijar una referencia de
carga para los convertidores y controlar la tensión en la carga; por consiguiente
se puede observar mediante este análisis que si bien existen técnicas que gozan
de mejores atributos, éstas pueden ser demasiado complicadas o bien poco
flexibles.
Para esto es necesario encontrar un equilibrio entre ventajas, desventajas
y factibilidad de implementación de modo de poder hacer una elección de circuito
óptimo que considere entre otros aspectos, lo económico; ya que no resultaría
útil por ejemplo desarrollar un sistema paralelizado el cual sea más caro en
términos de método empleado que como sistema de potencia en sí.
- El sistema de un convertidor Forward proyectado puede ser sobre
cargado hasta los 185 Watts, lo cual nos permite suponer que en el instante en
que uno de los convertidores del sistema paralelizado falle, los otros puedan
asumir el nivel de carga, tal que no se aprecie más que un pequeño transitorio.
- Al paralelizar los cinco convertidores se obtiene exactamente lo requerido
por la carga, esto implica que el control de tensión y programación de corriente
apuntan a eventuales fallas que se pueden producir en el sistema, intentando
que dichas técnicas permitan que el sistema entregue la misma cantidad de
energía a la carga en todo instante.
- Las gráficas de Bode y el LGR permiten suponer que el sistema puede
incrementar su ganancia hasta 60 dB sin que se pase a inestabilidad, lo cual nos
da un gran margen para la acción del control.
67
- En el LGR se muestra que un modo de respuesta del sistema en lazo
cerrado se encuentra en el semieje real negativo, si bien este comportamiento
sería óptimo, ya que no presentaría oscilaciones y se acercaría asintóticamente
a la referencia, este modo de respuesta es utópico dado el nivel de ganancia que
se debe alcanzar para llegar a esa parte del LGR.
- El método de Ziegler-Nichols permite sintonizar un controlador sin el
modelo de función de transferencia de la planta, por lo cual ha sido un método
ampliamente utilizado en la industria. La sintonización a través de este método
permitió sintonizar de manera eficaz el controlador que regula la tensión de
salida.
- Al adicionar elementos parásitos fue posible apreciar que como para todo
convertidor CC-CC de baja tensión de salida, la resistencia parásita del inductor
es la que tiene mayor influencia en el comportamiento de régimen permanente,
ya que la energía perdida por este elemento influye directamente en la tensión
de salida (error de régimen permanente).
- A su vez la resistencia serie parásita del condensador de salida no influye
mayormente, ya que las ondulaciones de tensión son casi idénticas a la salida.
- La sobretensión y sobrecorriente se debe a que en el instante de entrar
en funcionamiento los convertidores caídos, los que habían asumido la carga en
la etapa anterior poseen en su filtro inductivo de salida una mayor cantidad de
energía que la de funcionamiento normal, por lo tanto al descargarse producen el
nivel de sobretensión.
En la práctica, esta parte del ensayo no es esperada ya que no se
pretenderá conectar un convertidor que se averió mientras el sistema sigue
funcionando, además el caso está bajo el supuesto de que los 2 convertidores
ingresan a la vez, lo cual produce una mayor sobretensión y sobrecorriente.
68
- El efecto de la resistencia serie equivalente del condensador es casi
despreciable para el análisis del comportamiento del circuito.
- Dado que se está trabajando a niveles de baja tensión y gran demanda de
corriente, el sistema presenta una gran desventaja dado que esta alta corriente
produce pérdidas en la resistencia del hilo conductor del inductor y en los
interruptores, afectando así el rendimiento del sistema.
- A través de este trabajo fue posible constatar que otros estudios
realizados están enfocados a convertidores con tensiones de salida mayores a la
realizada en este caso, lo cual demuestra que se han eludido las problemáticas
de los grandes niveles de corriente en el circuito de salida, las cuales sin duda
afectan el rendimiento global del sistema.
- El control permite ajustar la salida sólo con tres convertidores
funcionando. Primeramente (cinco convertidores funcionando) se verificó este
hecho, pero dados los elementos de simulación del transformador (inductores
acoplados) sólo es posible apreciar en la simulación los efectos de
desmagnetización del núcleo a través de los intervalos de conducción. Así que
fue necesario verificar que dichos intervalos de conducción estuviesen por
debajo de los 9.5us de modo que el núcleo alcance a desmagnetizarse de
manera correcta.
- Para el caso donde se implementó la programación de corriente del tipo
maestro automático se pudo apreciar primeramente que al obtener una señal de
referencia producto de señales con ondulaciones, el sistema responde con
mayores oscilaciones y con el peligro de entrar en la inestabilidad.
Este inconveniente se solucionó agregando una pequeña etapa que
extrae la media temporal de una señal. Por consiguiente, la referencia obtenida
69
ahora es una señal sin ondulaciones y resultante de la máxima corriente de los
convertidores, característica principal de la técnica de programación de corriente
tipo Maestro automático o democrático.
BIBLIOGRAFÍA
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Specialists Conference, 1999. IEEE.
[2] “Distributed Power Systems” Bob Mammano. Unitrode Corporation.1993.
[3] ”Dynamic Performance Análisis of Outer Loop Current Sharing Control for
Paralleled DC-DC Converters”, Juanjuan Sun, Yang Qiu, Bing Lu, Ming Xu, Fred
C. Lee. Applied Power Electronics Conference and Exposition. 2005. APEC
2005.
[4] “Fuentes Conmutadas”, Dr. Domingo Ruiz Caballero. Apuntes Escuela de
Ingeniería Eléctrica. PUCV. 2005.
[5] “Ingeniería de Control Moderno”, Katsuhiko Ogata. Tercera Edición. Prentice-
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[6] “Orcad Pspice Family Release v. 10.5.
