1. INTRODUCCIÓN

Proyecto Fin de Carrera Ingeniería Industrial

Mejora del diseño hardware y software de un sensor capacitivo para la medida de la frecuencia cardiaca

Autor: Pablo Parodi Félix Tutor: Laura Mª Roa Romero

David Naranjo Hernández

Dep. Ingeniería de Sistemas y Automática Escuela Técnica Superior de Ingeniería

Universidad de Sevilla

Sevilla, 2016

Proyecto Fin de Carrera Ingeniería Industrial

Mejora del diseño hardware y software de un sensor capacitivo para la medida de la

frecuencia cardiaca

Autor: Pablo Parodi Félix

Tutor: Laura Mª Roa Romero

David Naranjo Hernández

Dep. de Ingeniería de Sistemas y Automática Escuela Técnica Superior de Ingeniería

Universidad de Sevilla Sevilla, 2016

Proyecto Fin de Carrera: Mejora del diseño hardware y software de un sensor capacitivo para la medida de la frecuencia cardiaca

Autor: Pablo Parodi Félix

Tutor: Laura Mª Roa Romero David Naranjo Hernández

El tribunal nombrado para juzgar el Proyecto arriba indicado, compuesto por los siguientes miembros:

Presidente:

Vocales:

Secretario:

Acuerdan otorgarle la calificación de:

Sevilla,2016

El Secretario del Tribunal

A mi familia, y en especial a mi abuelo, cuyo continuo afán por verme aquí

ha sido el motor de mi perseverancia

Y a todos mis amigos, que me han ayudado acompañándome todos estos años

Resumen

Es ampliamente conocida la importancia que tiene el correcto funcionamiento del

sistema cardiovascular en el cuerpo humano. Es por esto que se buscan métodos más

simples, pero a la vez robustos, para realizar lecturas cardiacas.

Si bien los métodos tradicionales son bastante fiables y han sido útiles hasta el

momento, estos presentan varias limitaciones. Entre ellas están la complejidad de los

aparatos, que conlleva la necesidad de una formación previa para su uso, o el modo en

que se conecta al paciente, el cual provoca alteraciones en las medidas objeto de lectura.

Concretamente, se pretende obtener un sistema que permita la monitorización

inalámbrica en tiempo real de la frecuencia cardiaca en reposo, de manera que podamos

obtener un dispositivo fiable, barato, portátil, cómodo para el usuario y de sencillo uso,

que no requiera de personal cualificado. Se pretende implementar este dispositivo en

una prenda, de modo que pueda ser colocado por el usuario y monitorizar su frecuencia

cardiaca de manera independiente y lo más cómoda posible.

Se ha hecho uso de la tecnología capacitiva mediante un circuito oscilador LC.

Basándose en recientes estudios y patentes, se han estudiado las posibles alternativas a

la distribución, material y forma de los electrodos en la prenda, así como la

parametrización óptima del circuito electrónico a diseñar, buscando la máxima robustez.

Posteriormente, se ha realizado el procesado de la señal recibida para aislar la referente

a la frecuencia cardiaca frente a otros como la respiración o perturbaciones, tanto

externas como internas, obteniendo así una versión filtrada de la señal de la que pueda

calcularse la frecuencia cardiaca mediante un algoritmo que también será abordado en la

presente memoria. Finalmente, se han llevado a cabo experimentos tomando lecturas de

un paciente en diversas posturas, comprobando los resultados con los leídos

simultáneamente mediante un electrocardiógrafo.

i

Abstract

The importance of the right performance of the cardiovascular system in the

human body is widely known. That’s why simpler, but also more robust methods are

sought for cardiac readings.

Although traditional methods are quite reliable and have been useful so far, they

have several limitations. These include the complexity of the equipment, which involves

the need for prior training in its use, or how the device is connected to the patient, which

causes changes in the readings measures. Specifically, it aims to get a system that enables

wireless real-time monitoring of heart rate at rest, so that we can get a reliable, cheap,

portable, user friendly and easy to use device that does not require qualified personnel.

It is intended to implement this device in a garment, so that the user can put it on and

check your heart rate independently and as comfortable as possible.

It has used of the capacitive technology by means of a LC oscillator circuit. Based on

recent studies and patents, it has studied the possible alternatives for distribution,

material and shape of the electrodes in the garment, and the optimum electronic circuit

design, looking maximum robustness. Later, the methodology of processing the received

signal to isolate the heart rate from others as the breathing or disturbances, both

external and internal, has been performed, using an algorithm which will also be

explained herein. Finally, experiments were performed taking readings from a patient in

several postures, checking the results with those read by an electrocardiograph.

iii

Índice

Resumen i

Abstract iii

Índice v

Índice de tablas viii

Índice de figuras x

1 Introducción 1 1.1 Objetivos 5

1.2 Estructura 5

2 Fundamentos tecnológicos del proyecto 7

2.1 Sensores capacitivos 7

2.1.1 Aplicaciones 7

2.1.2 Osciladores electrónicos 9

2.1.2.1 Oscilador de Pierce 11

2.1.2.2 Oscilador de frecuencia sintetizada 14

2.1.2.3 Osciladores LC 16

3 Materiales y Métodos 21

3.1 Electrodos 21

3.2 Metodología 22

4 Resultados 25

4.1 Diseño del circuito. Simulaciones 25

4.1.1 Adecuación inicial del circuito 25

4.1.2 Colocación óptima de los electrodos en el circuito 27

4.1.3 Estudio de sensibilidad del oscilador frente a variaciones en las magnitudes de sus componentes 29

4.2 Diseño circuito del prototipo 32

4.3 Pruebas con osciloscopio 33

4.4 Prototipo definitivo 41

4.5 Pruebas experimentales 46

4.5.1 Conexión puerto Bluetooth 46

4.5.2 Recepción de datos e impresión. Matlab 46

4.5.3 Electrodos 47

4.5.4 Procesamiento de la señal 58

4.5.5 Validaciones experimentales junto a ECG 61

4.6 Cálculo de frecuencia cardiaca 69

5 Conclusiones 73

6 Bibliografía 75 v

7 Anexos 100

ANEXO A: Código de Programación Matlab 100

ANEXO B: Datasheet RN42 Microchip Módulo Blutetooth 104

ANEXO C: PIC32-PINGÜINO-OTG 113

Índice de Tablas y Ecuaciones

Tabla 1. Comparativa de productos ..................................................................................................... 24

Tabla 2. Resultados del ensayo de sensibilidad .................................................................................... 30

Tabla 3. Resultados del estudio del inductor ........................................................................................ 34

Ecuación 1. Ganancia en amplificación realimentada.................................................................................... 10

Ecuación 2. Frecuencia de resonancia LC........................................................................................................ 17

Ecuación 3. Igualdades en oscilador LC........................................................................................................... 19

Ecuación 4. Frecuencia de oscilación de oscilador......................................................................................... 20

Ecuación 5. Filtro Butterworth......................................................................................................................... 60

vii

Índice de Figuras Figura 1. Onda PQRST..................................................................................................................................................1 Figura 2. Sensores capacitivos .....................................................................................................................................8 Figura 3. Diagrama amplificación/realimentación ...................................................................................................... 10 Figura 4. Oscilador Pierce .......................................................................................................................................... 11 Figura 5. Oscilador discreto de Pierce ........................................................................................................................ 12 Figura 6. Oscilador Pierce con cristal de cuarzo .......................................................................................................... 13 Figura 7. Oscilador de frecuencia sintetizada. ............................................................................................................ 15 Figura 8. Distribución en oscilador ............................................................................................................................. 16 Figura 9. Ilustración de estados. Oscilador LC [26]..................................................................................................... 17 Figura 10. Oscilador Hartley ...................................................................................................................................... 18 Figura 11. Oscilador Colpitts ...................................................................................................................................... 21 Figura 12. Circuito de partida. ................................................................................................................................... 28 Figura 13. Simulación de partida ............................................................................................................................... 28 Figura 14. Simulación corregida las resistencias ......................................................................................................... 28 Figura 15. L=0,5mH ................................................................................................................................................... 31 Figura 16. L=1,78mH ................................................................................................................................................. 32 Figura 17. L=40mH .................................................................................................................................................... 32 Figura 18. R=0,2k ...................................................................................................................................................... 33 Figura 19. Diseño de capa top del circuito.................................................................................................................. 34 Figura 20. Máquina fresadora ProtoMat S62 ............................................................................................................. 35 Figura 21. Señal con salida desconectada .................................................................................................................. 35 Figura 22. Esquema con seguidor de tensión ............................................................................................................. 36 Figura 23. Esquema con condensador ....................................................................................................................... 36 Figura 24. Resultado en 1 .......................................................................................................................................... 37 Figura 25. Resultado en 2 .......................................................................................................................................... 37 Figura 26. Resultado en 3 .......................................................................................................................................... 37 Figura 27. Esquema con divisor de tensión ................................................................................................................ 38 Figura 28. Resultado en 1 .......................................................................................................................................... 38 Figura 30. Resultado a la salida del divisor de tensión ................................................................................................ 39 Figura 29. Resultado de 2 .......................................................................................................................................... 39 Figura 31. Esquema del circuito ................................................................................................................................. 39 Figura 32. Resultado a la salida del oscilado............................................................................................................... 40 Figura 33. Resultado a la salida del seguidor de tensión ............................................................................................. 40 Figura 34. Modificación con puente rectificador ........................................................................................................ 41 Figura 35. Esquema de un puente rectificador de onda completa .............................................................................. 42 Figura 36. Circuito con comparador ........................................................................................................................... 42 Figura 37. Señal cuadrada conseguida ....................................................................................................................... 43 Figura 38. Prototipo de circuito completo .................................................................................................................. 43 Figura 39. Dispositivo. Placa y Módulo BT .................................................................................................................. 44 Figura 40. Señal con dispositivo en carga ................................................................................................................... 45 Figura 41. Señal con dispositivo desconectado de carga ............................................................................................ 46 Figura 42. Punto (1) ................................................................................................................................................... 46 Figura 43. Punto (2) ................................................................................................................................................... 47 Figura 44. Punto (3) ................................................................................................................................................... 47 Figura 45. Punto (4) ................................................................................................................................................... 47 Figura 46. Código Matlab .......................................................................................................................................... 49 Figura 48. Lectura de respiración ............................................................................................................................... 50 Figura 47. Electrodos paralelos orientados horizontalmente ...................................................................................... 50 Figura 49. Lectura con electrodos horizontales a 2 cm de distancia con puenteado .................................................... 51 Figura 50. Lectura con electrodos horizontales a 2 cm de distancia sin puenteado. .................................................... 51

ix

Figura 51. Lectura con electrodos horizontales a 4 cm de distancia con puenteado .................................................... 51 Figura 52. Lectura con electrodos horizontales a 4 cm de distancia sin puenteado ..................................................... 52 Figura 53. Electrodos verticales orientados verticalmente ......................................................................................... 52 Figura 54. Lectura con electrodos verticales a 2 cm de distancia con puenteado ........................................................ 53 Figura 55. Lectura con electrodos verticales a 2 cm de distancia sin puenteado ......................................................... 53 Figura 56. Lectura con electrodos verticales a 4 cm de distancia con puenteado ........................................................ 53 Figura 57. Lectura con electrodos verticales a 4 cm de distancia sin puenteado ......................................................... 54 Figura 58. Electrodos horizontales perpendiculares a misma altura ........................................................................... 54 Figura 59. Lectura con electrodos horizontales y perpendiculares .............................................................................. 55 Figura 60. Electrodos enfrentados ............................................................................................................................. 55 Figura 61. Lectura con electrodos enfrentados con puenteado .................................................................................. 56 Figura 62. Lectura con electrodos enfrentados sin puenteado ................................................................................... 56 Figura 63. Electrodos divididos en cuatro interconectados ......................................................................................... 57 Figura 64. Lectura con electrodos interconectados .................................................................................................... 57 Figura 65. Electrodos encajados entre sí .................................................................................................................... 58 Figura 66. Electrodos encajados en forma peine con puenteado ................................................................................ 58 Figura 67. Lectura con electrodos grandes dispuestos horizontalmente en el pecho puenteado ................................. 59 Figura 68. Lectura con electrodos grandes dispuestos horizontalmente en el pecho sin puenteado ........................... 59 Figura 69. Lectura con electrodos grandes enfrentados con puenteado ..................................................................... 59 Figura 70. Lectura electrodos grandes enfrentados sin puenteado ............................................................................. 60 Figura 71. Señal sin tratar .......................................................................................................................................... 61 Figura 72. Código para filtro paso alto ....................................................................................................................... 61 Figura 73. Señal tras Filtro paso alto .......................................................................................................................... 62 Figura 74. Señal tras filtro paso alto........................................................................................................................... 63 Figura 75. Lectura en posición sentada con la espalda apoyada ................................................................................. 64 Figura 76. Lectura señal procesada en postura sentada con espalda apoyada ............................................................ 65 Figura 77. Lectura señal detectada en postura sentada con espalda apoyada............................................................. 65 Figura 78. Lectura señal procesada en postura sentada con espalda no apoyada ....................................................... 66 Figura 79. Lectura señal detectada en postura sentada con espalda no apoyada ........................................................ 66 Figura 80. Lectura señal procesada en postura tumbada boca abajo .......................................................................... 67 Figura 81. Lectura señal detectada en postura tumbada boca abajo .......................................................................... 67 Figura 82. Lectura en postura tumbada boca arriba ................................................................................................... 68 Figura 83. Lectura señal detectada en posición tumbada boca arriba ......................................................................... 68 Figura 84. Lectura señal procesada en posición tumbada sobre lado derecho ............................................................ 69 Figura 85. Lectura señal detectada en posición tumbada sobre lado derecho ............................................................ 69 Figura 86. Lectura señal procesada en posición tumbada sobre lado izquierdo .......................................................... 70 Figura 87. Lectura señal detectada en posición tumbada sobre lado izquierdo ........................................................... 70 Figura 88. Código Matlab de cálculo frecuencial mediante cruces por cero ................................................................ 72 Figura 89. Resultado con leyenda indicando la frecuencia .......................................................................................... 73 Figura 90. Interfaz del programa Matlab .................................................................................................................... 74

1

1. INTRODUCCIÓN

El progreso de la medicina nos depara el fin de aquella época liberal en la que el hombre aun podía morirse de lo que quería...

-StanislawLec- (1900 – 1966)

La frecuencia cardiaca no es más que el número total de contracciones del corazón

por unidad de tiempo, expresado en latidos por minuto, es decir, las veces que el

corazón realiza el ciclo completo de llenado y vaciado de sus cámaras en un

determinado tiempo. La representación gráfica de esta frecuencia cardiaca es una

herramienta clave para el diagnóstico y tratamiento de diversas enfermedades o

patologías cardiacas, como pueden ser hipertensión [1], diabetes [2], obesidad [3], apnea

del sueño [4], [5], arritmia [6] o estrés psico-fisiológico [7], [11].

Figura 1. Onda PQRST

Ya desde principios del siglo XX, y gracias al premio Nobel de Medicina Willem

Einthoven [8], la búsqueda de posibles anomalías en la frecuencia cardiaca del paciente

ha sido posible gracias al electrocardiograma (ECG). Unos electrodos adhesivos

colocados sobre la piel del paciente en determinadas partes de su cuerpo, siendo las

extremidades la localización más común, perciben los impulsos eléctricos que el

llamado nodo sinusal emite para que se provoque el latido. Estos impulsos se registran

en forma de curvas cuyo trazado típico consiste en una onda P, un complejo QRS, y una

2

onda T. Anomalías en la forma de estas ondas determinan las posibles patologías en el

paciente [9].

Sin embargo este método, aun siendo no-invasivo y enormemente extendido en el

mundo de la medicina, tiene varias limitaciones y desventajas. El principal problema es

la incomodidad que supone los electrodos y su correspondiente cableado, ya que el

paciente debe llevarlos adheridos a la piel durante todo el proceso de monitorización.

Esta incomodidad y sensación de confinamiento provocada por los cables, puede

alterar involuntariamente la medida de la frecuencia cardiaca ya que ésta depende del

sistema nervioso autónomo, encargado del control de las acciones involuntarias; de ahí

que el paciente no las pueda controlar. Otro asunto problemático es la adhesión de los

electrodos sobre la piel que, a largo plazo, podría provocar molestias e irritación en la

misma, así como la pérdida de la señal por el deterioro del adhesivo [11].

La arritmia cardíaca, cambios en la frecuencia cardiaca, tanto aceleradas o

disminuidas (taquicardia o bradicardia), como de manera irregular, es un trastorno

que requiere una monitorización constante de la actividad cardiaca del paciente para su

diagnóstico, al menos durante un largo periodo de tiempo debido a que ocurren,

generalmente, de manera imprevisible.

Existe el llamado estudio Holter que ofrece una lectura continua de la frecuencia

cardiaca durante más de 24 horas, con la posibilidad de registrar los datos por petición

del mismo paciente cuando siente los síntomas [10]. El paciente deberá anotar la hora a

la que siente los síntomas, para ayudar al médico. Este último método no deja de tener

el mismo problema antes mencionado, pues se compone de un aparatoso sistema

formado por un monitor del tamaño y aspecto similar al conocido walkman, del cual

'derivan' varios cables hacia los electrodos que estarán en contacto con su piel

distribuidos por el pecho.

Por todo esto crece la necesidad de crear sistemas no obstructivos que resulten

menos aparatosos para el paciente y puedan ser perfectamente portátiles para dar la

3

posibilidad de monitorizar, por un periodo largo de tiempo, su frecuencia cardiaca sin

tener que retenerlo 'conectado' a una máquina. Además, los estudios en este campo van

dirigidos hacia la total autonomía por parte del paciente, por lo que es importante la

facilidad de uso del dispositivo.

Se han propuesto diversos sistemas para cubrir estas necesidades. Un ejemplo es

el sensor pletismográfico de anillo. La fotopletismografía, el tipo de pletismografía

usado, puede detectar variaciones del flujo arterial y venoso a nivel de los plexos

dérmico y subdérmico, cuyo principio físico está basado en la capacidad de la gama

infrarroja de la energía lumínica en incidir en el flujo sanguíneo de arterias y venas

subcutáneas [12]. El dispositivo captura ópticamente la pulsación y saturación de

oxígeno del flujo sanguíneo arterial y transmite la señal mediante un transmisor de

radiofrecuencia. El anillo se compone de componentes optoelectrónicos, un CPU, un

transmisor de radiofrecuencia, una batería y la estructura en forma de anillo.

Sin embargo, este sistema presenta algunos inconvenientes como son la

susceptibilidad a excitaciones externas y el consumo de energía [13]. Si el anillo entra en

contacto con alguna superficie que se encuentre cercana al paciente durante su uso la

medida se distorsiona de manera importante debido al cambio de posición relativo con

respecto al dedo. A esto se le suma la luz ambiente como factor indeseable para una

medida fiable del dispositivo.

Por otra parte, también se están estudiando dispositivos para tomar las medidas

de la frecuencia cardiaca a través de variaciones de la bioimpedancia que provoca el

flujo sanguíneo [14]. Este dispositivo sería una nueva técnica de medida en la que el

paciente se subiría al aparato, de tal modo que quedaría en contacto con la planta de los

pies del paciente. El factor clave por el cual se decantan por la zona plantar de los pies

es la distensibilidad que sufren las paredes de los vasos sanguíneos debido al cambio de

volumen experimentado por el flujo sanguíneo, la cual es más apreciable en aquellas

partes del cuerpo con menor tejido [15].

4

Se han publicado también estudios para un sistema sensorial de no-contacto para

la frecuencia respiratoria y cardiaca basada en el principio del radar Doppler de onda

continua (CW), el cual trabaja mediante la comparación de la frecuencia de una

microonda con ella mismo cuando vuelve después de ser reflectada en un cuerpo en

movimiento relativo respecto del emisor. Ocurre un aparente cambio de frecuencia de

la onda producido por el movimiento relativo de la superficie reflectora respecto al

emisor. Se sienta al paciente enfrente del emisor de la onda, de tal modo que éste quede

apuntando al corazón [16] , [17].

También se ha tratado de solventar estos problemas mediante el diseño de un

sensor acelerómetro de bajo coste. Basado en las señales de seismocardiografía

generadas por la actividad del corazón y el flujo sanguíneo que actúa sobre el pecho,

este sensor incluye un pequeño acelerómetro de tres ejes, así como un circuito

electrónico para procesar las señales que recibe [18].

Incluso se ha indagado en sensores remotos basados en ondas milimétricas de

ultrasonidos [19], los cuales pueden estar hasta a varios metros del paciente. Pero estos

manifiestan una gran dificultad para procesar la señal, aislando la referente a la

frecuencia cardiaca de otras como pueden ser la respiración, o ruido interno del

sistema o procedente de otros.

Todos estos avances en el campo de estudio coinciden en una serie de limitaciones

o carencias. Entre estas están la complejidad, los elevados precios debido a la

tecnología y los materiales requeridos, la alteración en los patrones de la frecuencia

cardiaca a estudiar que provocan algunos métodos obstructivos por su incomodidad y

sensación de confinamiento en el paciente, o la limitada resolución que provoca la falta

de fiabilidad del dispositivo.

5

1.1. Objetivos

Comentado lo anterior, y teniendo en cuenta las carencias encontradas en los

sistemas empleados en la actualidad, el objetivo principal del presente proyecto es el

diseño de un dispositivo de manejo sencillo, no invasivo o molesto para el usuario,

fiable y robusto, y de bajo coste, que permita la monitorización de la frecuencia cardiaca

de forma remota y en tiempo real. Y para conseguir esto, ha sido necesario alcanzar una

serie de metas subsecuentes que se enumeran a continuación:

Estudio bibliográfico sobre las tecnologías actualmente existentes en torno

a medidas cardiacas, así como los fundamentos teóricos que envuelven esta

rama de la medicina, como enfermedades cardiovasculares,

comportamiento de complejo QRS, etc.

Estudio de la tecnología de sensorización capacitiva, con especial interés en

los distintos osciladores electrónicos, comprendiendo sus fundamentos y

comportamientos.

Parametrización de un oscilador de Colpitts, buscando una máxima

sensibilidad para el sensor.

Diseño completo del dispositivo, añadiendo al oscilador los componentes

necesarios que aseguren una señal adecuada, así como el módulo de

transmisión de la señal.

Desarrollo de un algoritmo para la recepción de datos, el tratamiento de la

señal y la medida de la frecuencia cardiaca.

1.2. Estructura

La presente memoria se divide en distintos capítulos que recogen, de manera

explícita y ordenada, todos los pasos seguidos durante su desarrollo.

6

A partir de esta sección, el presente documento comienza, bajo el título de

fundamentos tecnológicos, abordando el estudio realizado sobre este campo de la

electrónica que rodea la sensorización capacitiva y los distintos osciladores. Partiendo

de estudios previos, se analizan las ventajas e inconvenientes de los principales

osciladores.

Posteriormente, se introduce el capítulo de materiales y métodos en el que, como

indica su nombre, describe la metodología seguida para alcanzar los objetivos, así

como las herramientas −tanto software como hardware, herramientas de medidas, etc.−

que se han ido usando. Todo esto precedido de una sección en la que se desarrolla un

análisis sobre los posibles materiales que se pueden usar para los electrodos.

El apartado de resultados describe lo fundamental del proyecto, ya que detalla

todos los pasos realizados para su completo diseño. Se muestran las simulaciones

realizadas para la parametrización del circuito oscilador, especificando la metodología y

su propósito; se desarrolla el análisis para la elección de los electrodos adecuados; y,

finalmente, se desarrolla el código de matlab que programase el tratamiento de la señal,

así como el cálculo iterativo de las frecuencias.

Finalmente, se decide añadir al programa la posibilidad de visualizar también la

respiración, con su correspondiente cálculo de la frecuencia respiratoria, seguido de un

apartado de conclusiones, donde se comentan tanto los puntos más sobresalientes del

proyecto como las limitaciones o posibilidades de mejora.

7

2. FUNDAMENTOS TECNOLÓGICOS

Teniendo en cuenta los requisitos establecidos en los objetivos del proyecto para el

desarrollo del dispositivo y por su amplio uso en la industria con reconocida eficiencia, se

ha escogido la sensorización capacitiva. Asimismo, presenta varias ventajas importantes:

su amplio uso conlleva unos precios reducidos, ya que se compone de componentes

electrónicos suficientemente estandarizados; no requiere contacto con el paciente; y a

distancias cortas son sensores bastantes precisos y sensibles.

2.1 Sensores capacitivos

El principio de funcionamiento de un sensor capacitivo estriba en la medición de

los cambios de capacitancia eléctrica de un condensador eléctrico, el cual vendrá

determinado por el dieléctrico situado entre las placas, o electrodos, del condensador,

así como de la geometría de las placas y la distancia entre estas.

Estos sensores se emplean para la identificación de objetos, para funciones

contadoras, para toda clase de control de nivel de carga de materiales sólidos o

líquidos, así como mediciones de humedad o presión. Como ejemplo, son usados para

muchos dispositivos con pantalla táctil ya que el sensor percibe la pequeña diferencia

de potencial entre membranas de los dedos eléctricamente polarizados de una persona.

2.1.1 Aplicaciones

Concretamente en la industria, estos sensores son empleados como detectores de

materiales, tanto metálicos como aislantes no metálicos. Esto se consigue aplicando una

corriente eléctrica al sensor que, por mínima que sea, genera un campo electrostático

que reacciona frente a las variaciones de la capacitancia provocadas por la presencia

del objeto. En la figura 2 se muestra un modelo de sensor capacitivo de proximidad y un

8

ejemplo de su implementación en una cinta transportadora instalado para controlar el

nivel del líquido en su interior y la posición de la caja.

Figura 2. Sensores capacitivos

Como características más relevantes de estos sensores están la capacidad de

detectar la presencia de materiales, como fluidos, a través de algunos materiales, como

es el caso del control de la leche en el interior de sus cajas; la amplia variedad de

configuraciones posibles; y su larga vida útil. Sin embargo, también destaca su corta

distancia de detección, su sensibilidad a factores ambientales y la falta de selectividad

para detectar exclusivamente el objeto pertinente.

Aunque la aplicación de este tipo de sensores es prácticamente exclusiva al ámbito

industrial, existen estudios sobre el desarrollo en el campo de la medicina. En estos

casos es tremendamente importante la fiabilidad, el rendimiento y el bajo coste de

estos sensores debido al significativo aumento previsto de la demanda para la

monitorización y control de los pacientes.

Un ejemplo de estos avances son los acelerómetros, usados para medir la

inclinación de segmentos corporales y la actividad física en la vida diaria de pacientes

en rehabilitación [20]. Otros como procesos de monitorización de la presión intraocular

[21], o la presión intracraneal [22], diagnóstico de enfermedades pulmonares mediante

sensores de humedad. Estos últimos funcionan aplicando una capa químicamente

absorbente, normalmente un polímero, entre los electrodos paralelos del capacitador.

Así la humedad se detecta como un cambio en la capacitancia debido a la variación de la

constante dieléctrica al absorber las moléculas de agua por esta capa absorbente. Otro

sistema parecido usa hidrogel con el fin de medir los analitos corporales mediante la

9

variación de capacitancia que es debida a la variación de volumen que sufre el polímero

[23].

De hecho, hay varios estudios que tratan de obtener señales biomédicas de un

paciente mediante sensores capacitivos. Se ha diseñado un sensor capacitivo

implementado en un cinturón ubicado en el abdomen el cual mide el ritmo respiratorio

mediante un circuito capacitivo diferencial con apantallamiento con la suficiente

resolución para tomar medidas de manera fiable [24].

Entre estos, también cabe destacar uno de los estudios en los que se fundamenta

este proyecto, en el cual se profundizará más adelante, que usa un sensor capacitivo

basado en un oscilador electrónico para la lectura del pulso cardiaco del paciente [25].

2.1.2 Osciladores electrónicos

Una tecnología muy extendida dentro de la sensorización capacitiva es la de

sensores basados en circuitos osciladores, concretamente los llamados osciladores

armónicos. Estos generan una señal sinusoidal provocada por el intercambio de energía

entre una bobina y un condensador y mediante amplificación y realimentación se

consigue crear la señal periódica por sí mismo. La frecuencia de oscilación es el

parámetro determinante en este sistema. Su elemento activo es, normalmente, un

transistor único, un FET, un bipolar o un integrado, y la frecuencia de operación se

determina con un circuito sintonizado o un cristal piezoeléctrico en la trayectoria de la

alimentación.

Otro parámetro importante a tener en cuenta en la selección de un oscilador es el

factor de mérito o factor de calidad Q. Éste es clave para reducir el ruido en el oscilador.

Cuanto mayor sea Q de la ganancia en lazo abierto, menor será el ruido del oscilador.

Este amplio uso viene justificado por las ventajas que presenta, tales como la alta

sensibilidad en frecuencia que posee ante variaciones en la capacidad y la buena

estabilidad en frecuencia frente a fenómenos indeseables como vibraciones, cambios de

temperatura o cambios en la tensión de alimentación.

10

Según lo establecido, la ganancia de la amplificación con realimentación está dada

por:

𝐴𝑟 =𝐴0

1 − 𝛽 · 𝐴0

Ecuación 1. Ganancia en amplificación realimentada

donde 𝐴0 es la amplificación de ganancia y 𝛽 es el coeficiente de una red de

realimentación positiva. Esta última es la que determinará la frecuencia de las

oscilaciones generadas en ausencia de excitación externa. A modo ilustrativo se

muestra, en la figura 3, su representación esquemática.

Figura 3. Diagrama amplificación/realimentación

Mediante el criterio de estabilidad de Barkhausen, se define una condición para

que el sistema pueda oscilar. Esta manifiesta que si 𝐴0 es la amplificación de ganancia

en el circuito y 𝛽 es el coeficiente o función de transferencia de la ruta de

realimentación, entonces 𝛽 · 𝐴0 es la ganancia de lazo en la ruta de realimentación y el

circuito mantendrá oscilaciones de manera estable en las frecuencias para las cuales:

1.1 el valor absoluto de la ganancia del lazo sea igual a la unidad, |𝛽 · 𝐴0| = 1, y

2.1 el cambio de fase en el lazo sea cero o múltiplo entero de 2𝜋, ∠ 𝛽𝐴0 = 2𝜋𝑛,

𝑛 ∈ 0, 1, 2, …

Según este criterio, y viendo la anterior ecuación de lazo cerrado que expresa su

comportamiento, si a una determinada frecuencia la ganancia 𝛽𝐴0 es igual a la unidad,

entonces la ganancia de 𝐴𝑟 será infinito. De este modo, en ausencia de una

alimentación externa, cualquier perturbación que se produzca en el circuito, como por

ejemplo del ruido electrónico, que inevitablemente aparece en todos los sistemas

11

electrónicos con diferentes componentes de frecuencia, hará que en la salida se obtenga

una señal sinusoidal cuya frecuencia vendrá determinada por el bloque de

realimentación.

Dicho de otro modo, los factores fundamentales para conseguir una determinada y

mantenida frecuencia de oscilación serán una rotación de fase de la señal realimentada

de 360º, y una ganancia suficientemente grande para asegurar la unidad en el producto

𝛽𝐴0.

Los factores más relevantes a tener en cuenta para la selección del adecuado

oscilador de entre los distintos tipos que existen son: la frecuencia de operación,

amplitud o potencia de salida, estabilidad en amplitud y de la frecuencia, pureza de la

forma de onda, arranque seguro y rendimiento. A continuación se van a introducir los

principales osciladores de radiofrecuencia, que son: osciladores Pierce, cuarzo o

cerámicos; osciladores por frecuencia sintetizada; y osciladores LC, Hartley, Colpitts o

Clapp.

2.1.2.1 Osciladores Pierce

Es un oscilador en el cual el circuito resonante LC es reemplazado por un cristal,

principalmente de cuarzo. El modelo de un cristal de cuarzo puede describirse por un

circuito equivalente, compuesto de la conexión en paralelo entre una inductancia L, a su

vez en serie con una resistencia R y un condensador C1; y un condensador C2. Esta

distribución aparece representada en la figura 4.

Figura 4. Oscilador Pierce

12

Entre las posibles configuraciones de osciladores de cristal, las más comunes son

el oscilador discreto de Pierce, el oscilador Pierce de circuitos integrados y el de medio

puente RLC.

Oscilador discreto de Pierce

Con un rango de la frecuencia de operación de 1kHz-30MHz, utiliza circuitos

relativamente simples compuestos por pocos componentes. Poseen una alta potencia

de la señal de salida mientras que disipan poca potencia en el cristal. Como segunda

ventaja, estos circuitos tienen una excelente estabilidad de frecuencia a corto plazo

debido a que el factor de calidad en el circuito de entrada es prácticamente igual de alta

como la interna del cristal. Sin embargo, estos osciladores requieren un amplificador de

alta ganancia, por lo que tiene que utilizarse un solo transistor de alta ganancia o un

amplificador de etapas múltiples.

A continuación, en la figura 5, viene representada el circuito para un oscilador

discreto de Pierce de 1 MHz. En esta, R1 y C1 se encargan de proporcionar un atraso en

fase de 65º a la señal de retroalimentación y Q1 da toda la ganancia necesaria para que

ocurran las oscilaciones sin la necesidad de una continua excitación externa.

Figura 5. Oscilador discreto de Pierce

El cristal presenta una impedancia casi totalmente resistiva con una pequeña

inductancia que, combinada con la reactancia de C2 proporciona 115º adicionales a la

fase. Esto sumaría 180º, más los otros 180º debidos al transistor que invierte la señal se

13

cumplen los 360º necesarios para cumplimiento del criterio de estabilidad de

Barkhausen. Los mismos responsables de la buena estabilidad en frecuencia

introducen, a su vez, ciertas pérdidas sustanciales que provocan que el transistor tenga

que tener una ganancia de voltaje alta. Estos son los condensadores C1 y C2, y esa su

principal desventaja.

Oscilador Pierce con circuitos integrados

Aunque proporciona menos estabilidad de frecuencia, se puede implantar

utilizando un diseño digital sencillo de CI y reduce sustancialmente el costo sobre los

diseños discretos convencionales. La figura 6 muestra un oscilador de este tipo. Para

asegurar que empiecen las oscilaciones se invierte la entrada y salida del amplificador

A1. A2 convierte la salida de A1 a una oscilación completa del punto de corte a

saturación, reduciendo los tiempos de crecimiento y descarga así como el búfer de la

salida de A1. La resistencia de salida de A1 se combina con C1 para proporcionar el

retraso de fase necesario de RC. Las versiones de CMOS (semiconductor metálico-óxido

complementario) operan hasta aproximadamente 2 MHz, y las versiones ECL (lógica

acoplada al emisor) operan hasta 20 MHz.

Figura 6. Oscilador Pierce con cristal de cuarzo

El cristal de cuarzo es el encargado de conferir al circuito la gran estabilidad en

frecuencia que posee, pero exactamente por ese motivo es difícil obtener osciladores de

frecuencia variable, lo que hace que no sea el oscilador más recomendable para nuestra

aplicación porque necesitamos tener un margen amplio de frecuencia donde el sensor

14

capacitivo pueda operar correctamente, ya que la frecuencia de trabajo del oscilador

variará dependiendo de la persona que tenga conectado el dispositivo, la distancia, el

tamaño y la forma de los electrodos, etc.

Si el oscilador Pierce usa un componente cerámico en vez del cristal de cuarzo, se

mejora el rango de frecuencia donde puede operar el oscilador, pero esto se consigue a

costa de la estabilidad en frecuencia. Otra desventaja existente es la alta sensibilidad a

la temperatura ambiental.

2.1.2.2 Osciladores de frecuencia sintetizada

La síntesis de frecuencia consiste en la generación de una señal de frecuencia

variable, utilizando para esto dos o más osciladores interconectados de forma

conveniente. La variación de frecuencia que se obtiene es discreta, pudiendo hacerse

los saltos tan pequeños como se desee, el sintetizador debe ser capaz de producir tantas

frecuencias como sea posible, pudiendo llegar a miles o millones según la necesidad. La

síntesis de frecuencia puede hacerse de dos formas: síntesis directa e indirecta.

Síntesis directa

La síntesis de frecuencia directa consiste en efectuar, con una o más señales de

frecuencia estable, operaciones matemáticas (sumas, restas, multiplicaciones y

divisiones) a fin de obtener en la salida una señal cuya frecuencia sea la deseada. Este

método tiene la ventaja de que si el oscilador base es un oscilador muy estable, también

lo serán las distintas frecuencias de salida. Este tipo de síntesis fue el que primero se

utilizó y no se utiliza en la actualidad debido a su gran complejidad, se debe realizar un

gran número de operaciones, requiere un gran número de bloques, entre ellos filtros

muy complejos, resultando esto en un costo elevado. La ventaja es que permite obtener

una resolución muy fina, dependiendo esto del uso que se le dará.

15

Figura 7. Oscilador de frecuencia sintetizada.

Como se ve en la figura 7, se utilizan dos osciladores con una serie de cristales

intercambiables cada uno, la frecuencia de oscilación a la salida de estos dos

osciladores se aplica a un mezclador balanceado. La salida del mezclador contiene la

componente suma y resta de las dos frecuencias de entrada, mediante el uso de un filtro

se selecciona la suma o la diferencia obteniéndose el valor de frecuencia deseada. Con

este sintetizador se pueden obtener frecuencias con un salto de 10 KHz.

Otra alternativa sería utilizar un solo oscilador patrón y a partir de operaciones de

suma, resta, multiplicación y división obtener la frecuencia de salida deseada, en este

caso se pueden obtener resoluciones tan pequeñas como se deseen. La figura 8 ilustra

esta opción.

16

Figura 8. Distribución en oscilador

Síntesis indirecta, PLL

En los últimos años los PLL han adquirido gran desarrollo, que por su simplicidad

y costo han visto generalizado su uso. En la actualidad es el método más popular en la

generación sintetizada de frecuencias. Este circuito nos permite, mediante una señal

generada internamente (referencia), controlar un lazo o bucle (PLL) y obtener en la

salida una señal cuya estabilidad en frecuencia depende de la estabilidad de la señal de

control o referencia. Esa señal, de frecuencia determinada, normalmente proviene de

osciladores de cristal, que permiten obtener gran estabilidad en frecuencia. Otra

característica importante radica en que además de la estabilidad en frecuencia nos

permite obtener una variación discreta de la frecuencia de salida, donde el rango de

frecuencias y la resolución dependen de la red divisora y del valor de la frecuencia de

referencia que ingrese al comparador de fase, este compara las fases de estas dos

señales de entrada y en su salida entrega una tensión cuyo valor es proporcional a la

diferencia de fase, esa tensión se utiliza para atacar al oscilador controlado por tensión,

tendiendo a corregir su frecuencia de oscilación.

La principal desventaja de estos osciladores radica en su reducida sensibilidad

frente a la capacidad de medida, que conlleva unos márgenes de frecuencia de trabajo

menores que con los osciladores LC, que serán descritos a continuación.

17

2.1.2.3 Osciladores LC

Los osciladores LC son circuitos que utilizan un llamado tanque LC para los

componentes que determinan la frecuencia. La operación del circuito tanque involucra

un intercambio de energía entre cinética y potencial. La figura 9 ilustra la operación del

circuito tanque LC. Como se muestra en la figura 9a, una vez que la corriente se inyecta

en el circuito (instante t1), se intercambia la energía entre el inductor y el capacitor,

produciendo el voltaje de salida de corriente alterna correspondiente (por tiempos t2 a

t4). La forma de onda de voltaje de salida se muestra en la figura 9b.

La frecuencia de operación de un circuito tanque LC es simplemente la frecuencia

de resonancia de la red LC en paralelo y el ancho de banda es una función del factor de

calidad Q del circuito. Matemáticamente, la frecuencia de resonancia de un circuito

tanque LC con Q = 10 se le puede aproximar por la siguiente ecuación.

𝑓0 =1

2𝜋√(𝐿𝐶)

Ecuación 2. Frecuencia de resonancia LC

Figura 9. Ilustración de estados. Oscilador LC [26]

18

Los osciladores LC más conocidos son el oscilador de Hartley y el de Colpitts. Su

diferencia se encuentra en la red de realimentación: el oscilador de Colpitts utiliza un

divisor capacitivo en paralelo con una autoinducción y el oscilador de Hartley utiliza un

divisor inductivo en paralelo con una capacidad, es decir, ambos son duales.

Oscilador Hartley

La figura 10 muestra el diagrama esquemático de un oscilador Hartley. El

amplificador transistorizado (Q1) proporciona la amplificación necesaria para una

ganancia de voltaje de lazo unitaria a frecuencia de resonancia. El capacitor de

acoplamiento (CC) proporciona la ruta para la retroalimentación regenerativa. L1 y C1,

son los componentes que determinan la frecuencia, y VCC es la fuente de voltaje de c.c.

La figura 10b muestra el circuito equivalente en c.c. para el oscilador Hartley. CC es

un capacitor de bloqueo que aísla el voltaje de polarización de base de c.c. y evita que

haga un corto a tierra a través de L1b. C2 también es un capacitor de bloqueo para evitar

que la fuente de voltaje del colector haga corto a tierra a través de L1a.

Figura 10. Oscilador Hartley

19

El choque de radiofrecuencia, RFC, es un corto en c.c. La figura 10c muestra el

circuito equivalente de ca para el oscilador Hartley. CC es un capacitor de acoplamiento

de ca y proporciona una ruta de retroalimentación positiva del circuito tanque a la base

de Q1. C2 acopla las señales de ca del colector de Q1 al circuito tanque. El RFC presenta

un circuito abierto en ca, en consecuencia aislando la fuente de c.c. de las oscilaciones

en ca.

En el arranque inicial, aparece una multitud de frecuencias en el colector de Q1 y

se acoplan a través de C2 dentro del circuito tanque. El ruido inicial proporciona la

energía necesaria para cargar C1. Una vez que se ha cargado parcialmente C1 empieza la

acción del oscilador. El circuito tanque solamente oscilará de manera eficiente en su

frecuencia de resonancia. Una porción del voltaje del circuito tanque oscilante se deja

caer a través de L1b y se retroalimenta nuevamente a la base de Q1 donde se amplifica.

La señal amplificada aparece en el colector 180° fuera de fase con la señal de base. Se

realiza un desplazamiento adicional de fase de 180° a través L1; en consecuencia, la

señal que se retroalimenta nuevamente a la base de Q1 se amplifica y se desplaza en

fase a 360°. Por lo tanto, el circuito es regenerativo y mantendrá las oscilaciones sin

señal de entrada externa. La proporción de energía oscilatoria que se retroalimenta a la

base de Q1 se determina por la razón de L1b a la inducción total (L1a+ L1b) Si se

retroalimenta insuficiente energía, las oscilaciones se amortiguan. Si se retroalimenta

energía en exceso, el transistor se satura. Por lo tanto, la posición de L1 se ajusta hasta

que la cantidad de energía de retroalimentación sea exactamente la requerida para una

ganancia de voltaje de lazo unitario manteniéndose las oscilaciones.

Identificando variables de la ecuación anterior que expresa la frecuencia de

oscilación en osciladores LC, se tienen las igualdades:

𝐿 = 𝐿1𝑎 + 𝐿1𝑏 y 𝐶 = 𝐶1

Ecuación 3. Igualdades en oscilador LC

20

Oscilador Colpitts

La operación de oscilador Colpitts es muy similar a la de Hartley excepto que se

utiliza un divisor capacitivo en lugar de una bobina con un punto intermedio variable.

Q1 proporciona la amplificación, CC proporciona la ruta para la retroalimentación

regenerativa, L1, C1a y C1b son los componentes para determinar la frecuencia, y VCC es la

fuente de voltaje de c.c. La figura 11b muestra el circuito equivalente para el oscilador

Colpitts. C2 es el capacitor de bloqueo que evita que aparezca la fuente de voltaje de

colector en la salida. El RFC es nuevamente un corto en c.c. La figura 11c muestra el

circuito equivalente de c.a. para el oscilador Colpitts. CC es un capacitor de

acoplamiento en c.a. y proporciona la ruta de retroalimentación regenerativa del

circuito tanque a la base de Q1. El RFC está abierto en c.a. y desacopla las oscilaciones a

partir de la fuente de voltaje en c.c.

La operación del oscilador Colpitts es casi idéntica a la del oscilador Hartley. En el

arranque inicial, aparece ruido en el colector de Q1 y suministra energía al circuito

tanque, haciendo que empiece a oscilar. C1a y C1b constituyen un divisor de voltaje en

ca. El voltaje que se deja caer a través de C1b se retroalimenta a la base de Q1 hasta CC.

Hay un cambio de fase de 180° de la base al colector de Q1 y un cambio de fase adicional

de 180° a través de C1. En consecuencia, el cambio total de fase es de 360° y la señal de

retroalimentación es regenerativa. La relación de C1a a (C1a+C1b) determina la amplitud

de la señal de retroalimentación.

En este caso la frecuencia de oscilación vendrá determinada por:

𝑓0 =1

2𝜋√(𝐿𝐶1·𝐶2

𝐶1+𝐶2)

Ecuación 4. Frecuencia de oscilación de oscilador

21

Figura 11. Oscilador Colpitts

Finalmente, podemos concluir que el diseño más conveniente para el proyecto

tratado es el del circuito oscilador LC de Colpitts, por ser de un uso ampliamente

extendido , con la posibilidad de trabajar en una gran gama de frecuencias y con una

buena estabilidad de frecuencia, superior a la del circuito Hartley.

22

23

3. MATERIALES Y MÉTODOS

En este apartado, se pretende desarrollar, de un modo lo más conciso posible, toda

la metodología seguida para llevar a cabo el proyecto, así como la maquinaria,

herramientas, programas informáticos y materiales usados para su diseño. Asimismo,

se dedicará una parte a una breve discusión sobre los posibles materiales a emplear en

los electrodos para elegir el más adecuado atendiendo los requisitos en cuanto a coste y

facilidad de uso.

3.1 Electrodos

Una parte esencial en el diseño del dispositivo es la correspondiente a la interfaz

entre el circuito eléctrico diseñado y la variación mecánica cardiaca producida por el

corazón del paciente, es decir, la señal objeto de lectura. Esto corresponde al diseño de

los electrodos, el modo en que se conecta al circuito y su distribución y localización en el

cuerpo humano.

Los electrodos son conductores eléctricos que actúan como las placas de un

condensador en el que el cuepro humano es el medio dieléctrico. Por lo tanto, los

electrodos deben evitar el contacto directo con la piel.

Un análisis de los materiales más adecuados para la implementación de los

electrodos de tal modo que se obtuviera la suficiente moldeabilidad para conseguir un

adecuado contacto con la superficie de la piel, ha permitido definir los siguientes: cintas

de cobre adhesivas, presentadas en el mercado en rollos; y láminas de tela conductiva los

cuales se componen de una mezcla de hilo de poliéster con fibras de acero inoxidable. El

aislante que será colocado entre la piel y el electrodo será en este caso el material de la

camiseta, que podría ser algodón, entre otros, lo que ahorraría posibles problemas de

irritación o alergias [4].

24

Por otra parte, si se eligiese la tela conductiva en lugar de la cinta adhesiva sería

necesario un material de unión para conectar el circuito a dicho lámina. Para ello existen

ciertos pegamentos, los cuales son presentados como aerosoles conteniendo pigmento de

cobre, y otros como rotuladores conductivos.

A continuación se muestra un cuadro resumen con los productos anteriormente

mencionados

En cuanto al material para electrodo se elige la cinta de cobre ya que presenta

propiedades similares y resulta la mejor opción para trabajar con diversos tamaños y

formas. Los cables irán unidos a los electrodos mediante pinzas eléctricas.

3.2 Metodología

Concretamente en este proyecto, se ha realizado una optimización de un sensor

previamente desarrollado en el Grupo de Ingeniería Biomédica de la Universidad de

Sevilla, a partir de la cual se ha obtenido un dispositivo mejorado en cuanto a

sensibilidad, precisión y medición.

Como ya se ha visto anteriormente, para la elaboración de este proyecto se ha

realizado una revisión bibliográfica a modo de estudio previo sobre el campo de la

medicina concreta que envuelve las aplicaciones del dispositivo y la tecnología

electrónica en la que se apoya el funcionamiento de estos sensores.

Tabla 1. Comparativa de productos

25

Posteriormente a eso, se ha realizado una búsqueda y análisis de todos los posibles

materiales para los electrodos. Era necesario un material adhesivo que pudiera

colocarse en la prenda y, por supuesto, con la suficiente conductividad para trabajar

como electrodo. Atendiendo a coste, facilidad de uso y efectividad, se discuten las

alternativas y se decide por uno.

En cuanto al diseño del dispositivo en cuestión, se comenzó dibujando el circuito

del sensor ya desarrollado para realizar un escrupuloso análisis de cada uno de sus

componentes. Se estudió las alternativas en cuanto a la colocación de los principales

condensadores y se analizó el comportamiento de la señal obtenida ante variaciones en

los valores de todos los componentes que formaban el circuito. Todo esto se llevó a

cabo mediante simulaciones, haciendo uso del software OrCAD Capture y PsPice.

Una vez calculadas toda la parametrización y distribución del circuito oscilador, y

mediante el software OrCAD Layout, se diseñó la placa de circuito impreso para obtener

un primer prototipo, que sería implementado mediante la fresadora automática

ProtoMAT S62 de LPKF. En este prototipo se soldarían pines en donde deberían ir las

resistencias, condensadores, bobinas, etc. con el fin de obtener una versión reajustable

del dispositivo ya que, aunque hubiese sido estudiado en simulaciones, la

parametrización debía corroborarse a un nivel más práctico. Esta validación

experimental se llevaría a cabo mediante el osciloscopio MSO6032A de Agilent

Technologies con la que, visualizando la señal de salida se estudiarían diversas

alternativas a implementar para mejorar el dispositivo en cuanto a estabilidad,

robustez y precisión se refiere.

En una segunda etapa de validaciones experimentales, y teniendo un diseño

completo del circuito formado no sólo por el oscilador, sino por las últimas

implementaciones como reguladores, seguidores de tensión, etc., se volvió a hacer uso

de la fresadora para imprimir todo el circuito en una misma placa. Este circuito ya se

diseñó con la distribución, ayudados por los softwares CircuitCam y BroadMaster, para

26

ser conectado a un microcontrolador PIC32-PINGÜINO-OTG que se encargaría de la

transmisión, vía bluetooth, al ordenador.

Una vez hecho todo esto, se pasó a las dos últimas etapas de pruebas

experimentales. En la primera, se realizó un análisis de las posibilidades en cuanto a

tamaño, formas y distancias de los electrodos. Para cada alternativa se tomaban

medidas sobre un voluntario buscando la máxima variabilidad de la frecuencia de

oscilación ante pulsos cardiacos.

Teniendo elegidos los electrodos adecuados, pasamos a una etapa de desarrollo del

programa que recibiese adecuadamente la señal, la procesase y mostrase

adecuadamente por pantalla.

Finalmente, con la señal tratada se realizaron los últimos experimentos,

comprobando la validez de la señal recibida en comparación con un electrocardiógrafo

facilitado por el grupo de investigación de Ingeniería Biomédica de la Universidad de

Sevilla. Estas validaciones se realizaron estando el voluntario en distintas posturas,

determinando así la más adecuada.

27

4. RESULTADOS

4.1 Diseño del circuito. Simulaciones

Se describen a continuación las diversas simulaciones que se realizaron del circuito

oscilador con el objeto de analizar la colocación óptima de los electrodos en el mismo

para así obtener la mayor sensibilidad posible en nuestro sensor, así como para

optimizar los parámetros y componentes del diseño para mejorar la sensibilidad y

robustez del sensor.

Para esto, se ha hecho uso del software OrCAD, de Pspice. Reproduciendo el circuito

establecido y probando diversas distribuciones alternativas, se ha buscado la máxima

variación de frecuencia en el oscilador para un mismo incremento en la capacitancia

desde un valor de referencia típico de la capacitancia de una persona a través de su

pecho. Esta referencia se ha fijado, gracias a previos estudios experimentales, a 50 𝑝𝐹

[5].

4.1.1 Adecuación inicial del circuito

En lo que sigue, para todas las situaciones estudiadas, se describen las

simulaciones del circuito en parejas de estados prácticamente idénticos a diferencia del

valor de la capacidad en los electrodos, en los que se introducirá una variación de 0,5 pF,

incremento con el que se pretende modelar la variación provocada por el corazon

durante su funcionamiento.

Diseñando el circuito de partida en el software OrCAD con la distribución que

aparece en la figura 12 y asignándole idénticos valores de 1k a las resistencias, el valor

típico de la capacidad que posee el torso humano [5], y un valor aleatorio para la

inductancia de la bobina se obtienen oscilaciones como las que también se presentan a

continuación.

28

Figura 12. Circuito de partida.

Con estos valores, la señal obtenida tiene una zona transitoria indeseable que

representa un arranque inseguro, así como un comportamiento no oscilatorio debido a

una inadecuada polarización del transistor Q1 cuando cae la tensión base-emisor .

Figura 13. Simulación de partida

Por esto es interesante aumentar la resistencia R1 y reducir considerablemente R2.

Estos cambios mejoran la señal, forzando un comportamiento oscilatorio y con una

tensión de continua de 5 voltios que oscila entre 0 y 10 voltios. El resultado se muestra

en la figura 14.

Figura 14. Simulación corregida las resistencias

29

4.1.2 Colocación óptima de los electrodos en el circuito

Una vez parametrizadas las resistencias de tal modo que se eviten polarizaciones

que provoquen la pérdida del comportamiento oscilatorio de la señal, se procede a hallar

la localización óptima del condensador referente a los electrodos del dispositivo, los

cuales son factores fundamentales de la sensibilidad del sensor.

Inicialmente se puede contemplar tres alternativas en cuanto a la colocación del

condensador, C(hum+elec): colocar los electrodos paralelos al condensador superior,

paralelo al inferior, o paralelos a ambos. Sin embargo, después de simularlo se descarta

la opción de colocar el condensador paralelo a C3 ya que se pierde el comportamiento

oscilatorio.

Estamos entonces ante dos posibles soluciones: colocar los electrodos paralelos al

condensador superior, o paralelos a ambos.

Partiendo de la premisa que cuanto menor es la capacitancia equivalente del

sensor más se altera la respuesta para una variación pequeña, se han realizado varias

simulaciones para los casos antes comentados. Estos casos, a su vez, se simulan bajo

distintas situaciones en las que varían tanto la impedancia de R3 como la capacidad de C2

y C3.

En la tabla se muestran las dos posibles distribuciones de los electrodos en el

circuito y los valores usados en la simulaciones para R3, C2 y C3; y como resultados se

muestra la frecuencia de oscilación con la que trabaja el oscilador en cada supuesto, la

variación en la frecuencia provocada por incrementos de 0,5 pF en el condensador que

representa los electrodos (valor aproximado al cambio que provoca la variación

mecánica del corazón), y la sensabilidad, factor principal en la determinación de los

valores adecuados. La sensibilidad es el valor relativo de la variación de la frecuencia de

trabajo y se corresponde con la variación de la frecuencia en herzios dividido por la

frecuencia de trabajo, medida en kilo herzios. Esta magnitud proporciona más

información y es más determinante que la variación absoluta de la frecuencia.

30

Tabla 2. Resultados del ensayo de sensibilidad

De los resultados referentes al caso en el que los electrodos se conectan paralelos

a ambos condensadores, se aprecia una pequeña dependencia entre la resistencia R3 y el

valor de salida, siendo mayor ésta cuando se disminuye la primera. Sin embargo no se

aprecian mejoras en los resultados variando las capacidades en esta distribución, a

excepción de los casos en los que se le ajusta el mínimo valor a la resistencia y 1

picofaradio a C2, siendo ese el máximo que puede experimentar. El resto posee una

variación de frecuencia pobre para una lectura real.

En el segundo caso sí encontramos un punto a partir del cual podemos seguir

estudiando ya que se da una variación de frecuencia por encima de los 800Hz. Estos

resultados no son determinantes, puesto que el factor principal del que depende la

variación de frecuencia es la frecuencia de trabajo. Aun así, se elige esta segunda opción.

Para valores inferiores al mínimo estudiado en C3, el comportamiento de salida pierde

amplitud muy rápidamente.

31

De entre todas las alternativas estudiadas en este caso, −no todas mostradas en la

tabla anterior por la invariancia de sus resultados−, destaca el del último de los casos,

con valores de 0,5 𝑝𝐹 y 10 𝑛𝐹 para 𝐶2 y 𝐶3, respectivamente. Con estos valores en los

condensadores los resultados no varían al modificar el valor en la R3.

4.1.3 Estudio de sensibilidad del oscilador frente a variaciones en las

magnitudes de sus componentes

Se procede ahora a estudiar de manera más concreta, en qué medida afecta la

variación de los parámetros de cada uno de los componentes que forman nuestro

circuito.

Nuestro circuito se compone principalmente de siete componentes electrónicos

susceptibles a ajustes: tres condensadores, tres resistencias y una bobina.

Bobina, L1: Como ya se ha dicho, la bobina es crucial para la determinación de la

frecuencia de oscilación del oscilador. De hecho, su variación afecta exclusivamente a

esta frecuencia, lo que permite fijarla. A continuación se muestran los resultados

referentes a tres simulaciones en las que se ha variado solamente la inductancia de la

bobina.

Figura 15. L=0,5mH

32

Del mismo modo, los condensadores C2 y C3 son también responsables de la

frecuencia de oscilación del circuito. Asimismo, estos dos componentes forman un

divisor de tensión, con conexión a tierra en el punto de unión entre ambos, lo que

provoca la cualidad de simetría en la onda respecto a la fuente de tensión. De este modo,

la variación en la capacitancia de estos dos condensadores provoca la variación en la

frecuencia de trabajo. Uno de estos dos condensadores lleva en paralelo los electrodos

del sensor, por lo que éste se representa como la capacitancia equivalente de ambos. La

parametrización de estos ya se estudió en apartados anteriores, buscando una máxima

sensibilidad en el sensor.

Resistencias: Las resistencias son las encargadas de soportar las variaciones de

tensión sufridas por la bobina durante las oscilaciones, y así no hacer cambiar de estado

al transistor.

Figura 16. L=1,78mH

Figura 17. L=40mH

33

Si la resistencia 𝑅1 no tiene el valor suficiente, en el momento que la bobina

almacena suficiente energía como para provocar una caída de tensión superior a la que

pueda soportar el transistor, este entra en saturación y la caída de tensión entre el

colector y el emisor, 𝑉𝐶𝐸, cae a cero. Esto, obviamente, deforma nuestra onda oscilatoria.

En la figura 18 se muestra la tensión para un valor pequeño en la resistencia 𝑅1, por

ejemplo de 200Ω.

Es por esto que dicha resistencia se ajusta en un valor de 2k. Finalmente, 𝐶1 se

disminuye hasta 1𝑝𝐹 desde los mil que tenía anteriormente y vemos cómo la respuesta

al escalón no varía apreciablemente. El circuito parametrizado queda:

𝐶1 = 1𝑛𝐹; 𝐶2 = 0,5𝑝𝐹; 𝐶3 = 10𝑛𝐹

𝑅1 = 2𝑘Ω; 𝑅2 = 200Ω; 𝑅3 = 2𝑘Ω

El valor de 𝑅3 se eleva puesto que no afecta a la respuesta y beneficia a la señal en

cuanto a estabilidad se refiere.

A continuación se muestran los resultados de las simulaciones realizadas con

estos parámetros variando exclusivamente la inductancia de la bobina la cual, ajustada

a 1,2𝑚𝐻 proporciona una frecuencia de 634,89 𝐾𝐻𝑧.

Figura 18. R=0,2k

34

Tabla 3. Resultados del estudio del inductor

No se han seguido las simulaciones hacia mayores frecuencias de oscilación por

los problemas anteriormente mencionados. Por limitaciones en cuanto a valores típicos

de los componentes en el mercado, no seguimos el estudio hacia resoluciones mayores

que las que se muestran en la tabla anterior. Encontramos un máximo alrededor del

punto donde ajustamos la bobina a 1,1 mili henrios, por lo que fijamos la bobina con

este valor.

4.2 Diseño circuito de prototipo

Para esta sección se ha hecho uso del programa ORCAD layout en el cual se han

diseñado las pistas para poder obtener un circuito impreso, especificando las rutas de

cada capa. A partir de este diseño, el software genera un código para importarlo en la

fresadora automática, ProtoMatS62.

Figura 19. Diseño de capa top del circuito

L1 (mH) Freq. Trabajo (KHz) Variación freq. (Hz) S (Hz/KHz)

2 491,857 483,132 0,9827438

1,8 518,375 536,666 1,0358215

1,6 550,025 604,219 1,0991338

1,4 587,858 690,353 1,1750433

1,2 634,886 805,182 1,2690355

1,1 663,094 1009,803 1,5240259

1 695,857 967,139 1,3908196

0,9 733,098 537,068 0,7328689

0,8 777,563 604,167 0,7773027

0,6 897,617 805,038 0,8972637

35

Ya que los parámetros estudiados anteriormente en base a las simulaciones no

son en absoluto definitivos, puesto que deberían ser considerados muchos más factores

para que en la práctica los resultados fuesen coincidentes, no se sueldan los

componentes directamente a la placa del circuito. En lugar de eso, se realiza una placa

con pines donde conectar los componentes a probar.

4.3 Pruebas con osciloscopio

Una vez se tiene la placa de circuito impreso, alimentado con una pila de 9 voltios,

se toman, mediante el osciloscopio MS06032A de Agilent Technologies, medidas de la

señal a la salida del oscilador, estando éste desconectado. Realizando varias medidas se

comprueba que el trato directo con el oscilador provoca alteraciones en la señal,

mostrando distintas formas y frecuencias en cada medida. Esto es mostrado en la figura

21.

Figura 20. Máquina fresadora ProtoMat S62

Figura 21. Señal con salida desconectada

36

Con el fin de aislar el oscilador y poder tomar medidas sin afectar a esta, se instala

un seguidor de tensión de tal modo que siga fielmente la señal y, posteriormente, pueda

ser manipulado sin que afecte al resultado. Para realizar el seguidor de tensión se ha

utilizado un operacional OPA211.

El seguidor de tensión afecta al valor de continua del oscilador, provocando que

éste deje de oscilar. Para evitar este fenómeno se introdujo un condensador en serie a

la entrada del seguidor, con el propósito de desacoplar la componente de continua de

amos elementos.

Con esta distribución tomamos medidas en tres puntos distintos, numerados en la

imagen. En el primero de los casos, a la salida del oscilador tenemos una señal

oscilatoria, con una tensión en continua de aproximadamente 3,25 voltios, una

amplitud de pico a pico de 2,45 voltios y una frecuencia de 333 KHz (figura 24). Al pasar

por el condensador, la señal permanece invariante a excepción de la tensión de

continua que desciende a 1,84 voltios (figura 25). Sin embargo, a la salida del seguidor

de tensión, la salida presenta formas irregulares, indeseables debido a la posible

imprecisión que puede generar en la cuenta de la frecuencia (figura 26).

Figura 22. Esquema con seguidor de tensión

Figura 23. Esquema con condensador

37

Figura 24. Resultado en 1

Figura 25. Resultado en 2

Figura 26. Resultado en 3

38

Como la señal oscilatoria supera el rango dinámico del operacional, se producen

estas deformaciones de la señal a la salida. Como posible solución, se incluye como

etapa previa al condensador de desacoplo un divisor de tensión con resistencias de 1

MΩ. Este valor de resistencia es suficientemente elevado como para no afectar al

oscilador y a la señal generada por éste, consiguiendo una reducción de la amplitud de

la señal oscilatoria dentro del rango dinámico de funcionamiento del operacional. El

esquema del dispositivo queda como sigue:

Con esta distribución, y con la anterior regulación del circuito a 5 voltios, se

toman las medidas en cada punto susceptible a posibles alteraciones de la señal: a la

salida del oscilador desconectado del resto del circuito1, a la salida del divisor de

tensión2, a la salida del condensador de desacoplo3, y a la salida del seguidor de

tensión4. En el primer caso la salida desconectada resulta adecuada, con una tensión en

continua de 5 voltios, amplitud de pico a pico de 8,75 voltios, y frecuencia de 340KHz

(figura 28). Sin embargo, las medidas tomadas pasado el divisor de tensión indican que

éste atenúa en exceso la señal (figura 29), nótese la gran disminución de amplitud en la

señal.

Figura 27. Esquema con divisor de tensión

Figura 28. Resultado en 1

39

Se intenta corregir disminuyendo el valor de las resistencias a 200kΩ, pero no es

suficiente decremento y sigue atenuando en exceso la señal, aunque ahora en menor

medida (figura 30).

Figura 30. Resultado a la salida del divisor de tensión

No se puede reducir en gran cantidad el valor de los resistores pues afectaría a la

señal, por lo que se decide prescindir del condensador. En la figura 31 queda reflejada

la distribución del circuito.

Figura 29. Resultado de 2

Figura 31. Esquema del circuito

40

En este último caso, se toman medidas únicamente a la salida del oscilador y a la

salida del seguidor de tensión. Para el primero de los casos, la señal obtenida tiene una

amplitud de 9,56 voltios de pico a pico, una tensión en continua de 5 voltios y una

frecuencia de funcionamiento de 562 KHz; a la salida del seguidor de tensión la

amplitud de pico a pico desciende a 3,3 voltios, el voltaje en continua pasa a 3,05 voltios

y la frecuencia aumenta ligeramente hasta los 600 KHz. Este cambio brusco en la

frecuencia de funcionamiento, que prácticamente duplica a la frecuencia medida en las

anteriores pruebas, resulta inusual por lo que se investiga el motivo. La frecuencia real

termina siendo esta última que ronda los 600 KHz ya que las anteriores frecuencias se

han visto afectadas por una de las sondas con las que se han tomado medidas y su

sustitución por otra lo ha corroborado. A continuación se muestran los resultados de

las dos últimas medidas.

Figura 32. Resultado a la salida del oscilado

Figura 33. Resultado a la salida del seguidor de tensión

41

Una vez concluida esta parte, se intenta, mediante un puente rectificador de onda

completa, aumentar la precisión de nuestro sensor. La explicación que fundamenta esto

estriba en la definición del puente rectificador.

Puente rectificador de onda completa

En un intento por aumentar la frecuencia de trabajo, y con ello la sensibilidad del

sensor, estudiamos la posibilidad de implementar un puente rectificador. Este suele

usarse para convertir la corriente alterna en corriente continua, mediante un posterior

filtro con un condensador en paralelo. Ante una señal senoidal como la nuestra, el

puente hace que las ondas que forman los valores negativos pasen a ser positivos. Así,

se modifica la señal como se muestra en la figura 34.

De este modo la frecuencia de la señal se duplicaría y obtendríamos una mayor

precisión en nuestro dispositivo.

Esto se consigue gracias al circuito mostrado en la figura 35. Cuando el voltaje es

positivo, la corriente pasa por el polo positivo cortando los diodo D4 y D3, y pasando

por D1, D2 y la carga R. Cuando la tensión cae a valores por debajo de cero, se cortan los

diodos D2 y D1, dando paso a la corriente por D3 y D4. De este modo cruza la carga, R,

en la misma dirección que cuando recibe tensión positiva y causa la tensión mostrada

en la figura 34.

Figura 34. Modificación con puente rectificador

42

Figura 35. Esquema de un puente rectificador de onda completa

Sin embargo, en el caso que nos preocupa los diodos no polarizan ya que, al tener

tensión de continua, el voltaje no pasa a valores negativos en ningún momento y, por lo

tanto la corriente no cambia de dirección. Por este motivo prescindimos del

rectificador.

Comparador operacional

A la salida del seguidor de tensión se conecta un operacional con la distribución

determinada para hacerlo funcionar como comparador, que convierte la señal en una

cuadrada. Este comparador es alimentado con la mitad de tensión que al oscilador. Así,

el comparador tendrá un voltaje umbral igual al punto medio de la onda de la señal, el

cual será el valor que marcará el flanco. A continuación se muestra un esquema del

circuito externo con la última implementación, así como la señal conseguida.

Figura 36. Circuito con comparador

43

Figura 37. Señal cuadrada conseguida

La figura 38 muestra el resultado del acople total de cada uno de los componentes

mediante un protoboard y varios jumpers. En él se distingue claramente la

alimentación, conectada al regulador; ambos operacionales, en distribución de seguidor

de tensión y de comparador; el divisor de tensión mediante la conexión directa de las

resistencias; y la placa del circuito oscilador.

Figura 38. Prototipo de circuito completo

4.4 Prototipo definitivo

Una vez más, se diseña la placa a implementar por la fresadora automática

haciendo uso del OrCAD Layout. En esta ocasión se ha recurrido en gran medida a la

capa bottom debido a la mayor complejidad del circuito. En la figura 39 puede

observarse, aparte de los pines de componentes ya instalados en la placa básica inicial,

tres microchips: dos operacionales planos soldados a la placa, los cuales actúan como

44

seguidor de tensión y comparador, y un módulo Bluetooth. Este módulo Bluetooth es el

RN42 I-RM de ROVING Networks de Microchip. Esta serie es una radio Bluetooth Clase 2,

con diseño pequeño y de baja potencia que será utilizado para enviar la señal de

manera inalámbrica al ordenador a la hora de tomar las pruebas.

Figura 39. Dispositivo. Placa y Módulo BT

La placa antes mencionada se ha implementado con la medida y los pines

necesarios para ser conectado a una placa PIC32-PINGÜINO-OTG. Esta es compatible

con el conocido arduino UNO pero con ciertas ventajas, las cuales se detallan a

continuación:

Memoria Flash de 256kB frente a 32kB de Arduino UNO

Memoria RAM de 32kB frente a 2kB de Arduino UNO

No tiene memoria EEPROM de datos

Frecuencia de reloj de 80MHz frente a los 16MHz de Arduino UNO

8 Entradas analógicas frente a 6 de Arduino UNO

26 Salidas digitales frente a 14 de Arduino UNO

3 Salidas digitales con PWM frente a 6 de Arduino UNO

Un pulsador de usuario

2 Leds de usuario frente a uno de Arduino UNO

Conector para tarjeta SD/MMC micro

Cristal de cuarzo de 32768 Hz para reloj de tiempo real

Alimentación de 9V a 24V frente a de 7V a 12V en Arduino UNO

Alimentación opcional con batería de Litio

45

Puerto USB OTG

Por último, y aunque no se aprecie en la imagen, se ha implementado un

interruptor conectando la pletina de la pila y el dispositivo. Si se presta atención en la

figura 39 se puede apreciar un pin que proporciona la posibilidad de puentear la malla

protectora de los cables de los electrodos con la señal de salida del seguidor de tensión.

Estudios realizados por el grupo de investigación de Ingeniería Biomédica de la

Universidad de Sevilla demostraron que es posible mejorar la precisión y calidad de

una señal tomada por tecnología capacitiva conectando la malla protectora que cubre el

cable a la señal de salida del oscilador tras el seguidor de tensión. Por este motivo, más

adelante se realizarán también pruebas con el fin de corroborar esta teoría.

Haciendo uso del osciloscopio una última vez con el fin de verificar el correcto

funcionamiento de nuestro dispositivo, tomamos medidas de la señal. Estas nos revelan

una alteración de la misma al estar el dispositivo conectado a carga. Al estar enchufado,

se filtra la señal de 50 Hz. Esta falta de invariabilidad en la frecuencia de la señal se

contempla en la siguiente imagen, figura 40, de la pantalla del osciloscopio. Más abajo la

misma señal con el dispositivo desconectado y alimentado a batería, figura 41.

Figura 40. Señal con dispositivo en carga

46

Figura 41. Señal con dispositivo desconectado de carga

A continuación de muestran las señales tomadas en distintos puntos del

dispositivo, de tal modo que pueda verse el cambio de esta a su paso por el circuito.

Estos puntos son: a la salida del oscilador, con éste en carga y desacoplado del resto (1);

en el mismo punto anterior pero esta vez desconectado(2); en el mismo punto

desconectado y acoplado(3); a la salida del seguidor de tensión y a la salida final del

dispositivo(4).

Figura 42. Punto (1)

47

Figura 43. Punto (2)

Figura 44. Punto (3)

Figura 45. Punto (4)

48

4.5 Pruebas experimentales

En esta sección se va a mostrar y explicar todas las pruebas tomadas con el

dispositivo ya completamente instalado. Para ello se hará uso de una camiseta

deportiva de licra, de tal modo que quede bien ceñida al cuerpo. Se tomarán medidas

para confirmar la real mejora de la señal mediante el puenteo con la malla protectora

anteriormente comentada. Para esto se tomarán medidas por parejas en mismas

condiciones a excepción de este detalle, con el pin de puenteado puesto y quitado.

Después de esto se hará un análisis mediante numerosas medidas para tomar una

decisión en cuanto a la distribución, tamaño, forma, e incluso número de electrodos a

usar. Todas estas posibilidades se describirán más adelante.

4.5.1 Conexión Puerto Bluetooth

De ahora en adelante, las medidas se mostrarán por Matlab, recibiéndolas vía

bluetooth a través del módulo. El PC empleado trabaja en un sistema operativo de

Windows, Windows 10. Se realizaron una serie de pruebas preliminares para comprobar

la conectividad del dispositivo con el ordenador utilizando Tera Term, un software libre

emulador de terminal. Una vez asegurado el correcto envío de datos se desarrolló una

aplicación en Matlab para la captura de datos.

4.5.2 Recepción de datos y representación gráfica. Matlab

El programa provisional para la recepción de los datos y su salida por pantalla en

gráfica la forma un código bastante sencillo que mostramos a continuación.

49

En primer lugar se declara la variable pserie, que será el manejador del puerto

serie, el cual es configurado con una tasa binaria. El puerto se configura y se abre

mediante el comando fopen. Haciendo uso de un bucle while se reciben los datos por el

puerto serie, se almacenan y se calcula la diferencia entre el actual y el anterior. Tanto

el valor leído como la diferencia de frecuencias se muestra por pantalla. A su vez, el

dato recibido se almacena en un vector que irá actualizándose en una gráfica mostrada

por pantalla. Una vez se rellene la gráfica con un máximo de puntos max_samp, el

programa borra los datos del vector y de la gráfica y empieza de nuevo. Realiza esto

hasta un máximo de veinte gráficas, momento en el que el programa sale del bucle while

y finaliza.

4.5.3 Electrodos

En esta sección se va a desarrollar el proceso realizado hasta encontrar la

distribución, distancia entre ellos, tamaño y forma óptimas de los electrodos,

mostrando cada una de las opciones estudiadas.

La primera alternativa estudiada se compone de unos electrodos rectangulares de

11 x 6 cm tomamos las medidas adhiriéndolos a la camiseta paralelos entre ellos y con

una distancia variable.

Figura 46. Código Matlab

50

Debe saberse que, al no haber tratado aun la señal, las lecturas reflejarán

cualquier variación que se produzca cerca o entre los electrodos. El simple movimiento

relativo de la camiseta respecto al cuerpo, el movimiento del cuerpo o la respiración se

contemplará en los resultados. Con el propósito de realizar un análisis de la

sensibilidad del sistema a las variaciones producidas por la señal cardiaca, los

experimentos se realizaron intentando mantener una posición inmóvil, manteniendo la

respiración con el objeto de proporcionar una lectura cardiaca lo más definida posible.

Para esclarecer esto, a continuación se muestra como ejemplo el resultado de una

lectura en la que se estaba respirando con normalidad.

Figura 48. Lectura de respiración

Figura 47. Electrodos paralelos orientados horizontalmente

51

En la siguientes figuras se muestran las lecturas tomadas variando la distancia

entre los electrodos entre 2 y 4 cm.

Figura 49. Lectura con electrodos horizontales a 2 cm de distancia con puenteado

Figura 50. Lectura con electrodos horizontales a 2 cm de distancia sin puenteado.

Figura 51. Lectura con electrodos horizontales a 4 cm de distancia con puenteado

52

Figura 52. Lectura con electrodos horizontales a 4 cm de distancia sin puenteado

Los anteriores resultados desvelan que, dados unos electrodos orientados

paralelamente, la lectura es más nítida cuanto más cerca están los electrodos entre sí.

Por otra parte, la diferencia entre los casos en los que quedaba puenteada la malla

protectora con el cable y los que no, se manifestaba en la diferencia de frecuencia de

trabajo. Cuando se medía sin puenteado la frecuencia subía unos 3 kHz y por este

motivo los latidos se hacian mas pronunciados en la gráfica, ya que a mayor frecuencia

de trabajo mayor variación de ésta. Sin embargo, es sabido que las bajas frecuencias

penetran mejor en el tejido humano.

A continuación, se prueban la mismas distribuciones que antes pero con los

electrodos en vertical. La figura 53 muestra esto.

Figura 53. Electrodos verticales orientados verticalmente

53

Figura 54. Lectura con electrodos verticales a 2 cm de distancia con puenteado

Figura 55. Lectura con electrodos verticales a 2 cm de distancia sin puenteado

Figura 56. Lectura con electrodos verticales a 4 cm de distancia con puenteado

54

Figura 57. Lectura con electrodos verticales a 4 cm de distancia sin puenteado

Si bien por lo general este caso empeora respecto al anterior (caso horizontal),

una de las lecturas muestra una gráfica bastante interesante. Es el caso de la tomada

con los electrodos a 2 cm sin puenteado. Es, hasta el momento, la gráfica con los picos

más pronunciados, aunque estos correspondan con mínimos en la gráfica.

En el siguiente caso se probó una distribución horizontal en la que uno de los

electrodos quedaba colocado en el lateral del costado, debajo del brazo, y el otro debajo

del pecho. La figura 58 ilustra el caso.

Figura 58. Electrodos horizontales perpendiculares a misma altura

55

Figura 59. Lectura con electrodos horizontales y perpendiculares

La opción en la que los electrodos quedaban en la anterior disposición se descartó

en un primer momento al ver los resultados de la primera lectura. La señal es

prácticamente plana, muy ruidosa e inestable. Posteriormente se tomaron

medidas con los electrodos enfrentados, es decir, uno bajo el pecho y el otro en la

espalda, dejando el cuerpo entre medio.

Figura 60. Electrodos enfrentados

56

Figura 61. Lectura con electrodos enfrentados con puenteado

Figura 62. Lectura con electrodos enfrentados sin puenteado

De nuevo es el caso en el que no se realiza el puenteado en el que aparecen

variaciones más significativas relacionadas con las pulsaciones. Sin embargo, no se

consigue suficiente variación.

En un intento por mejorar la lectura de la señal, la siguiente alternativa consiste

en unos electrodos formando una cuadrícula de 4 cuadrados interconectados por

parejas. De esta modo cada adhesivo cuadrado queda conectado con el que tiene en su

esquina opuesta. A continuación se ilustra esta distribución de electrodos.

57

Figura 63. Electrodos divididos en cuatro interconectados

Ha de notarse que los lazos de conexión no están en contacto, si bien pueda parecerlo.

Figura 64. Lectura con electrodos interconectados

Con esta distribución, aunque pueda notarse una mejoría en cuanto a la mayor

variabilidad de la frecuencia con las pulsaciones, tiene el problema de que aumenta

mucho la sensibilidad ante movimientos, lo que hace la señal muy inestable.

El método más complejo en cuanto a elaboración de los electrodos es el siguiente

en el que, a partir de una distribución parecida a la primera opción, se han recortado los

electrodos en forma de peines enfrentados para así acercarlos entre sí encajándolos. Se

ilustra esta distribución a continuación.

58

Figura 65. Electrodos encajados entre sí

Figura 66. Electrodos encajados en forma peine con puenteado

Si bien se esperaba una mejoría notable respecto a las anteriores alternativas, no

sucede así. Resulta una gráfica plana. Como principal causa de esto se baraja la

posibilidad que sea por la pérdida considerable de superficie en los electrodos. Es por

esto que, por último, se prueba con electrodos más grandes para comprobar si el

tamaño influye significativamente en la capacidad de lectura de los electrodos. Se

repiten las distribuciones horizontales, esta vez con un tamaño de 30 x 6 cm primero,

primero con ambos electrodos en el pecho, y posteriormente, con uno en el pecho y el

otro en la espalda.

59

Figura 67. Lectura con electrodos grandes dispuestos horizontalmente en el pecho puenteado

Figura 68. Lectura con electrodos grandes dispuestos horizontalmente en el pecho sin puenteado

Figura 69. Lectura con electrodos grandes enfrentados con puenteado

60

Figura 70. Lectura electrodos grandes enfrentados sin puenteado

Sin lugar a dudas, esta última alternativa parece las más favorable de todas las

estudiadas. Nótese que en éste último caso en el que el cuerpo queda entre los

electrodos, se ha tenido que ampliar el rango de valores mostrados en el eje vertical,

debido a que la amplitud de los impulsos debidos a las pulsaciones aumenta

considerablemente. En cuanto a las diferencias en los casos en los que se ha

contemplado medidas con puenteado y sin él, puede decirse que, si bien esto reduce la

frecuencia en un 13% aproximadamente −variación, en principio, beneficiosa−, también

aplana la curva haciendo que en los casos sin el puenteado pueda realizarse una mejor

lectura.

4.5.4 Procesamiento de la señal

Como ya se dijo anteriormente, las medidas tomadas en las pruebas realizadas

para la elección de unos electrodos adecuados, se obtuvieron aguantando la respiración

con el fin de producir la señal cardíaca más visible posible. Sin embargo, esto en la

práctica no sería muy útil por lo que en esta apartado se tratará la señal con el fin de

aislar la señal deseada de otras que, aparte de la respiración, pueden ser producidas

por la tos, movimientos, etc.

Para esto se hará uso de filtros digitales, los cuales se implementarán en Matlab y

cuyos resultados se irán explicando paso a paso. Se ha extraído una muestra de unos 30

segundos y esta será la que usaremos para la descripción del procesamiento completo.

61

Es por esto que hemos implementado un fragmento más de código al que ya se tenía

para la lectura con el propósito de guardar los datos en una variable al acabar el

experimento. De este modo, se obtiene una batería de experimentos a partir de los

cuales puede desarrollarse el software de detección. A continuación se muestra la

gráfica que ilustra esto.

Figura 71. Señal sin tratar

En la figura 71 se aprecia claramente el ritmo respiratorio, que corresponde a la

principal oscilación de la señal. No tan fácil, y en bastante menor medida, puede

apreciarse la correspondiente a pulsos cardíacos. Aparte de esto, como ya hemos dicho,

la señal puede tener ruido de alta frecuencia y otras señales parásitas.

Figura 72. Código para filtro paso alto

62

En el código mostrado, el programa carga los datos obtenidos de la lectura (figura

71), y obtiene los coeficientes de b y a, correspondientes a los de la función de

transferencia que rige un filtro butterworth,

𝐻(𝑧) =∑ 𝑏𝑘 · 𝑧−𝑘𝑁

𝑘=1

∑ 𝑎𝑘 · 𝑧−𝑘𝑁𝑘=1

Ecuación 5. Filtro Butterworth

en la que N se refiere al orden del filtro, z la variable del dominio de la transformada Z,

y k el índice de valores previos de la señal en el dominio discreto, de acuerdo a la

transformada Z. Una vez procesados todos los valores de la señal se muestra por

pantalla, eliminando los primeros puntos, imprecisos debido al transitorio. Ha de

recalcarse que, al pretender eliminar la respiración mediante este filtro, las pruebas

que se fuesen tomadas a partir de ahora, deberían realizarse respirando de la manera

más lenta y profunda posible, intentando así emular las condiciones en las que sería

utilizado el dispositivo; todo esto sin llegar a forzar la respiración natural hasta tal

punto que alterase la frecuencia cardiaca. El resultado es mostrado en la figura 73.

Figura 73. Señal tras Filtro paso alto

La imagen anterior muestra un pulso cardiaco mucho más perceptible, habiéndose

filtrado la respiración. Sin embargo, no es una señal muy limpia ya que posee

irregularidades correspondientes con ruido de alta frecuencia. Para solucionar esto se

incluye un filtro paso bajo, para así suavizar la señal y evitar estos picos e

63

irregularidades. Destacar que para ambos filtros se ha fijado la frecuencia de corte en

0.75 y 1.4 herzios, límites bastantes distanciados entre ellos en comparación a los

normales de hombres y mujeres sanos, los cuales están en 60 y 80 pulsaciones por

minuto, 1 y 1.33 herzios. A continuación el resultado.

Figura 74. Señal tras filtro paso alto

Este último proceso, aparte de mostrar una señal más clara de los pulsos

cardiacos, ayudará a la hora de diseñar el algoritmo que detecte dichos pulsos para

calcular la frecuencia cardiaca. A continuación se realizarán experimentos comparando

el dispositivo en cuestión con otros dispositivos de medida de demostrada fiabilidad.

4.5.5 Validaciones experimentales junto a ECG

Se realizaron varias pruebas en las cuales se tomaban lecturas con el dispositivo y

un electrocardiógrafo, de manera simultánea. Este electrocardiógrafo consistía en unos

electrodos adheridos a la piel en ambas manos y en la pierna izquierda, los cuales se

encargaban de leer los impulsos eléctricos de cada pulsación mediante sensorización

inductiva. Variando la postura del paciente, se realizaron un total de 6 experimentos.

En el primer caso se realizaron con el paciente sentado en una silla con su espalda

totalmente en contacto con ella; posteriormente, el paciente quedó sentado en el borde

de la silla con la espalda al aire; los siguientes experimentos se realizaron tumbado

64

boca arriba, boca abajo, sobre el lado izquierdo y sobre el lado derecho. A continuación

se muestran los resultados de todas estas pruebas.

Figura 75. Lectura en posición sentada con la espalda apoyada

En la anterior figura, figura 75, se muestra la señal original captada por el sensor

capacitivo y la leída por el electrocardiógrafo. Con el objetivo de sincronizar ambas

señales, se alteraron las lecturas con un impulso externo en ambos dispositivos,

tocando con las manos los electrodos durante el experimento. Esto se traduce en un

cortocircuito que provoca la caída de la señal alrededor de los nueve y veinticuatro

segundos, respectivamente. A partir de ahora se mostrarán los resultados de cada

postura, con la señal tratada y sincronizada primero, y con la original después, respecto

al ecg para así poder comprobar su precisión. Aparte de la sincronización, se le redujo

el valor de continua a la señal de ecg y se multiplicaron los valores de la señal tratada

para resaltarla frente a la anterior.

65

Posición sentada, espalda apoyada

Figura 76. Lectura señal procesada en postura sentada con espalda apoyada

Figura 77. Lectura señal detectada en postura sentada con espalda apoyada

66

Posición sentada, espalda no apoyada

Figura 78. Lectura señal procesada en postura sentada con espalda no apoyada

Figura 79. Lectura señal detectada en postura sentada con espalda no apoyada

67

Posición tumbada, decúbito prono

Figura 80. Lectura señal procesada en postura tumbada boca abajo

Figura 81. Lectura señal detectada en postura tumbada boca abajo

68

Posición tumbada, decúbito supino

Figura 82. Lectura en postura tumbada boca arriba

Figura 83. Lectura señal detectada en posición tumbada boca arriba

69

Posición tumbada, decúbito lateral derecho

Figura 84. Lectura señal procesada en posición tumbada sobre lado derecho

Figura 85. Lectura señal detectada en posición tumbada sobre lado derecho

70

Posición tumbada, decúbito lateral izquierdo

Figura 86. Lectura señal procesada en posición tumbada sobre lado izquierdo

Figura 87. Lectura señal detectada en posición tumbada sobre lado izquierdo

Analizando estos resultados se puede concluir con que las lecturas en posición

tumbada boca arriba y sobre el lado derecho deben descartarse como posturas de

71

medida idóneas. No sólo la falta de intensidad en los impulsos relacionados con los

latidos del corazón, sino también la inestabilidad de la periodicidad de ésta hacen que

no sean posturas ideales. Sin embargo, se aprecia claramente, sobre todo en las

comparaciones con la señal sin tratar, cómo las posturas tumbado lateral sobre lado

izquierdo y sentado con la espalda apoyada son las mejores posiciones para tomar las

medida, ya que los impulsos son bastante más claros y la frecuencia sigue fielmente la

correspondiente a los pulsos eléctricos del electrocardiógrafo, tanto de la señal tratada

como de la detectada.

4.6 Cálculo de la frecuencia cardiaca

Si bien conocidas funciones matemáticas que muestren la señal en el dominio

frecuencial, como pueden ser la densidad espectral o la transformada discreta de

Fourier, pueden ser eficaces para tratar la señal, tienen mucho coste computacional y

puede ser perjudicial para una lectura en tiempo real. Se busca algún algoritmo menos

pesado en cuanto a cálculos se refiere para poder realizarlos de manera iterativa en

cada lectura, o cada cierto número finitos de lecturas. De este modo, se debe estudiar

algún método factible para el caso que nos concierne.

El cálculo de la frecuencia de la señal conlleva a su vez el cálculo de la

periodicidad, por lo que se debía buscar algún patrón repetitivo en la señal y almacenar

los instantes en los que se producían, para así hallar esa distancia temporal entre ellas y

de ahí, la frecuencia. Sin embargo, esto conlleva cierta dificultad debido a que no es una

señal que posea una periodicidad estricta, es decir, posee muchos formas irregulares,

así como casos en los que no se detecta impulso, o este no lleva una forma similar a la

anterior.

Una posible solución podía ser realizar un conteo del número de cortes por la

línea horizontal de cero. A continuación, se muestra una imagen con el código.

72

Figura 88. Código Matlab de cálculo frecuencial mediante cruces por cero

Este fragmento del código, extraído del interior del bucle en el que se está

realizando la lectura, y una vez realizado un número considerable de lecturas para

evitar la zona transitoria provocada por los filtros, busca puntos que hayan cruzado la

línea horizontal de cero en decremento. Una vez hallado el punto se registra el instante

de tiempo en un vector llamado inst, el cual servirá para calcular la distancia temporal

entre éste y el anterior, que se almacenaría en otro vector dist. Puesto que siempre

habrá, como ya se ha explicado, casos irregulares que contengan cruces de este tipo no

definidos por el impulso cardiaco, se debía realizar algún tipo de aproximación o

búsqueda del valor más típico entre varios valores ya registrados. Es decir, si se

pretendía calcular una frecuencia mínimamente estable, fiable y lo menos cambiante

posible debíamos crear alguna condición para esto. Se terminó eligiendo el siguiente:

este cálculo anteriormente explicado, se realizaría cada 5 segundos durante los cuales

se iría almacenando todos los cruces y las distancias entre ellos. Cada vez que se

cumplía los 5 segundos, se hallaba la mediana de todos los valores almacenados en dist,

éste se traducía en pulsaciones por minuto y se redondeaba a un valor entero. Cada vez

que se realiza este cálculo, el resultado se muestra por pantalla, en la misma ventana en

la que está representada la gráfica. Esto se ilustra en la figura 89.

73

Figura 89. Resultado con leyenda indicando la frecuencia

Si ya, mediante este algoritmo, los cálculos resultaban bastante aproximados, se

intentó otro método ya que puede apreciarse como, ante ciertas situaciones

inesperadas causadas por una rápida u honda respiración, este pulso se ensanchaba y,

por lo tanto, el cruce de la señal por la línea de cero se distanciaba relativamente

respecto a la anterior.

Este otro método consistía en la detección de máximos en la gráfica, y el cálculo de

las distancias entre ellos. Ya que los máximos no son desplazados por la variación de

anchura de los pulsos, de este modo se puede solucionar la limitación comentada

anteriormente. En éste la condición impondría que el punto a leer fuese inferior al

anterior, y éste superior al precedente. Y esto sólo se cumple en los casos en los que

existe un máximo en el valor anterior al leído en ese instante. Sin embargo, se eligió la

primera puesto era más simple e igual de eficaz.

Frecuencia respiratoria

Ya que en la señal detectada se muestra el comportamiento respiratorio, se ha

optado por añadir al dispositivo la función de mostrar y calcular la frecuencia

respiratoria. Para esto, se ha implementado en el código un nuevo fragmento que se

encarga de filtrar las altas y medias frecuencias de la señal, mostrar la señal

respiratoria suavizada y calcular la frecuencia.

74

De este modo, la ventana que muestra por pantalla estas constantes vitales resulta

como la figura 90.

Figura 90. Interfaz del programa Matlab

75

5. CONCLUSIONES

En este apartado se desarrolla la visión de conjunto adquirida una vez concluido el

proyecto, incluyendo los objetivos alcanzados, las dificultades encontradas a lo largo

del proceso y las limitaciones que permanecen al acabar, dejando la puerta abierta a

posibles mejoras.

El objetivo del proyecto era la mejora del diseño hardware y software de un

sensor capacitivo para su aplicación a la medida de la frecuencia cardiaca. El proyecto

ha concluido con el completo diseño optimizado del dispositivo cuya circuitería

impresa ha sido conectada a un módulo de transmisión bluetooth, y a una alimentación

mediante una pila de 9 voltios, formando un prototipo perfectamente válido para las

pruebas experimentales posteriores.

En un primer lugar, se ha realizado un minucioso análisis en el cual se han

obtenido los valores óptimos de cada componente de la placa para una máxima

sensibilidad del sensor. Esto se llevó a cabo sin olvidar el interés por obtener un

dispositivo de bajo coste, que conllevaba buscar un mínimo consumo. A partir de la

señal recibida por el microcontrolador, y haciendo uso de filtros discretos, se ha

conseguido filtrar la señal cardiaca; gracias a esto se ha obtenido un programa capaz de

tomar las lecturas de manera precisa en tiempo real, con un bajo coste computacional

frente a otras alternativas originales, y dotado con inteligencia necesaria para calcular y

actualizar cada cierto intervalo de tiempo ambas frecuencias. Como valor añadido, se ha

implementado también la medida de la frecuencia respiratoria.

Como posibles mejoras destaca la posibilidad de, finalmente, poder implementar

este dispositivo en una camiseta, de tal manera que el paciente se olvidase del aparato

en cuestión, eliminándose así la posible sensación de confinamiento que provoca el

verse uno mismo conectado a un aparato, lo que conlleva alteraciones de las constantes

76

vitales objeto de lectura. Esto podría llevarse a cabo usando componentes SMD,

encapsulado en una micro placa que quedase implementada en la camiseta y que

transmitiese los datos a un simple dispositivo de bolsillo que se encargase del

procesamiento y la lectura mediante algún tipo de display.

77

6. BIBLIOGRAFÍA

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80

81

7. ANEXOS

ANEXO A: Código de Programación Matlab

% CONFIGURACIÓN PUERTO SERIE global pserie figure(1) pserie = serial('COM3'); set(pserie,'Timeout',10000,'BaudRate',19200,'FlowControl','none'); close(1) fopen(pserie) fin=0;

frec=[]; %VECTORES DE ALMACENAMIENTO DE LA SEÑAL frec_1=[]; frec_2=[]; frec_r=[];

frec_muestreo=20; frec_cardiaca=0; %FREC.CARDIACA MOSTRADA POR PANTALLA

dist=0; i=1; ii=1; mm=0; m=0; n=0; tempo=0; inst=0; instt=0; sum=0;

vector_xr=0; %VECTORES GRÁFICA RESPIRATORIA vector_yr=0;

vector_x=0; %VECTORES GRÁFICA CARDIACA vector_y=0;

Fcb=0.75; %PARÁMETROS FILTROS fca=1.4; orden=4;

minfr=100000; %VARIABLES EJES maxfr=-100; maxf=30; minf=-30;

while (fin==0)

n=n+1;

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frec(n)=str2double(fscanf(pserie)); %RECIBE DATO

if frec(n)>=maxfr %AJUSTAR GRÁFICA A SEÑAL maxfr=frec(n); end if frec(n)<=minfr minfr=frec(n); end %%TRATAMIENTO SEÑAL %coeficientes de los filtros [b,a]=butter(orden,fcb*2/frec_muestreo,'high'); [b2,a2]=butter(orden,fca*2/frec_muestreo,'low'); [b3,a3]=butter(orden,fcb*2/frec_muestreo,'low'); % %Bucle para filtro discreto paso alto if n==1 valor=b(1)*frec(n); elseif n==2 valor=b(1)*frec(n)+b(2)*frec(n-1); valor=valor-a(2)*frec_1(n-1); elseif n==3 valor=b(1)*frec(n)+b(2)*frec(n-1)+b(3)*frec(n-2); valor=valor-a(2)*frec_1(n-1)-a(3)*frec_1(n-2); elseif n==4 valor=b(1)*frec(n)+b(2)*frec(n-1)+b(3)*frec(n-2); valor=valor+b(4)*frec(n-3); valor=valor-a(2)*frec_1(n-1); valor=valor-a(3)*frec_1(n-2); valor=valor-a(4)*frec_1(n-3); else valor=b(1)*frec(n); valor=valor+b(2)*frec(n-1); valor=valor+b(3)*frec(n-2); valor=valor+b(4)*frec(n-3); valor=valor+b(5)*frec(n-4); valor=valor-a(2)*frec_1(n-1); valor=valor-a(3)*frec_1(n-2); valor=valor-a(4)*frec_1(n-3); valor=valor-a(5)*frec_1(n-4); end frec_1(n)=valor; %% %Bucle filtro discreto paso bajo (para frec respiratoria) if n==1 valor=b3(1)*frec(n); elseif n==2 valor=b3(1)*frec(n)+b3(2)*frec(n-1); valor=valor-a3(2)*frec_r(n-1); elseif n==3 valor=b3(1)*frec(n)+b3(2)*frec(n-1)+b3(3)*frec(n-2); valor=valor-a3(2)*frec_r(n-1)-a3(3)*frec_r(n-2); elseif n==4 valor=b3(1)*frec(n)+b3(2)*frec(n-1)+b3(3)*frec(n-2); valor=valor+b3(4)*frec(n-3); valor=valor-a3(2)*frec_r(n-1); valor=valor-a3(3)*frec_r(n-2); valor=valor-a3(4)*frec_r(n-3); else

83

valor=b3(1)*frec(n); valor=valor+b3(2)*frec(n-1); valor=valor+b3(3)*frec(n-2); valor=valor+b3(4)*frec(n-3); valor=valor+b3(5)*frec(n-4); valor=valor-a3(2)*frec_r(n-1); valor=valor-a3(3)*frec_r(n-2); valor=valor-a3(4)*frec_r(n-3); valor=valor-a3(5)*frec_r(n-4); end frec_r(n)=valor; %% %Bucle para filtro discreto paso bajo if n==1 valor=b2(1)*frec_1(n); elseif n==2 valor=b2(1)*frec_1(n)+b2(2)*frec_1(n-1); valor=valor-a2(2)*frec_2(n-1); elseif n==3 valor=b2(1)*frec_1(n)+b2(2)*frec_1(n-1)+b2(3)*frec_1(n-2); valor=valor-a2(2)*frec_2(n-1)-a2(3)*frec_2(n-2); elseif n==4 valor=b2(1)*frec_1(n)+b2(2)*frec_1(n-1)+b2(3)*frec_1(n-2); valor=valor+b2(4)*frec_1(n-3); valor=valor-a2(2)*frec_2(n-1); valor=valor-a2(3)*frec_2(n-2); valor=valor-a2(4)*frec_2(n-3); else valor=b2(1)*frec_1(n); valor=valor+b2(2)*frec_1(n-1); valor=valor+b2(3)*frec_1(n-2); valor=valor+b2(4)*frec_1(n-3); valor=valor+b2(5)*frec_1(n-4); valor=valor-a2(2)*frec_2(n-1); valor=valor-a2(3)*frec_2(n-2); valor=valor-a2(4)*frec_2(n-3); valor=valor-a2(5)*frec_2(n-4); end frec_2(n)=valor; tempo(n)=n/frec_muestreo; %% CALCULO DE FREC CARDIACA if n>100 %almacenamiento distancia entre cruces por 0 en bajada if (frec_2(n)<0)&&(frec_2(n-1)>=0) m=m+1; inst(m)=tempo(n); if m>1 dist(m-1)=inst(m)-inst(m-1); %se define la periodicidad como el valor mediano de %las distancias almacenadas cada 5 valores if (inst(m)-inst(1))>=5 frec_cardiaca(i)=round(60/median(dist)); m=0; i=i+1; end end end %% CALCULO DE FREC RESPIRATORIA

84

%detección de máximos if (frec_r(n)<=frec_r(n-1))&&(frec_r(n-1)<=frec_r(n-2))&&...

(frec_r(n-2)>=frec_r(n-3))&&(frec_r(n-3)>=frec_r(n-4))

mm=mm+1; instt(mm)=tempo(n-2); if mm>=2 distt(ii)=instt(mm)-instt(mm-1); sum=sum+distt(ii); distt_avg=sum/ii; frec_respiratoria(ii)=round(60/distt_avg); ii=ii+1; end end

vector_xr(n)=tempo(n); vector_yr(n)=frec_r(n); vector_x(n)=tempo(n); vector_y(n)=frec_2(n); subplot(2,1,1); plot(vector_x,vector_y); if i>1 %El programa va actualizando la frecuencia cardiaca y mostrándola

por pantalla title(['frecuencia cardíaca: ',num2str(frec_cardiaca(i-1)),'

pulsaciones por minuto']); end

hold on if n>600 axis([tempo(n-600) tempo(n) minf maxf]) else axis([3 30 minf maxf]) end drawnow; hold off

subplot(2,1,2); plot(vector_xr,vector_yr); if ii>1 title(['frecuencia respiratoria: ',...

num2str(frec_respiratoria(ii-1)),' respiraciones por minuto']); end hold on if n>600 axis([tempo(n-600) tempo(n) minfr-280 maxfr]) else axis([3 30 maxfr-280 maxfr]) end drawnow; hold off end if tempo(n)>60 fin=1 end end fclose(pserie)

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ANEXO B: Datasheet RN42 Módulo Bluetooth

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ANEXO C: PIC32-PINGÜINO-OTG

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