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Proyecto Fin de Carrera Ingeniería de Telecomunicación Diseño mediante simulación de un mezclador resistivo en tecnología HEMT Autor: Tarik Chahboune Tutor: Luis Javier Reina Tosina Dep. Teoría de la Señal y Comunicaciones Escuela Técnica Superior de Ingeniería Universidad de Sevilla Sevilla, 2015

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Proyecto Fin de Carrera

Ingeniería de Telecomunicación

Diseño mediante simulación de un mezclador

resistivo en tecnología HEMT

Autor: Tarik Chahboune

Tutor: Luis Javier Reina Tosina

Dep. Teoría de la Señal y Comunicaciones

Escuela Técnica Superior de Ingeniería

Universidad de Sevilla

Sevilla, 2015

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Proyecto Fin de Carrera Ingeniería de Telecomunicación

Autor:

Tarik Chahboune

Tutor:

Luis Javier Reina Tosina

Dep. de Teoría de la Señal y Comunicaciones

Escuela Técnica Superior de Ingeniería

Universidad de Sevilla

Sevilla, 2016

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Proyecto Fin de Carrera: Formato de Publicación de la Escuela Técnica Superior de

Ingeniería de Sevilla

Autor: Tarik Chahboune

Tutor: Luis Javier Reina Tosina

El tribunal nombrado para juzgar el Proyecto arriba indicado, compuesto por los

siguientes miembros:

Presidente:

Vocales:

Secretario:

Acuerdan otorgarle la calificación de:

Sevilla, 2016

El Secretario del Tribunal

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A mi familia

A mis amigos

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I

Agradecimientos

En primer lugar quiero agradecerle a mi familia el apoyo que me han dado desde el momento en el que decidí emprender mi trayectoria universitaria. Gracias a las condiciones que me han ofrecido he podido hacer mi sueño una realidad. Tanto mis padres como mis hermanos han estado siempre ahí en lo bueno y en lo malo, ayudándome a superar aquellos momentos difíciles y a hacer más llevadera mi carrera universitaria. Una mención especial a mi padre, que a pesar de que ya no está entre nosotros, estaría muy orgulloso de mí en este día tan importante. Gracias a mi hermano Abdelghafour, por ser para mí el mejor hermano del mundo, por su incansable apoyo y paciencia durante todos estos años. Mi paso por la Escuela Superior de Ingenieros de la Universidad de Sevilla no ha sido sólo una mera formación académica, sino que me ha servido para formarme también a nivel personal, adquiriendo nuevas experiencias y conociendo a gente que hoy en día forman parte de mi vida. Gracias a mis amigos y compañeros de carrera que han hecho más llevaderos todos estos años, tanto en los malos como en los buenos momentos. Por otra parte, agradezco a mi tutor Don Luis Javier Reina Tosina por el apoyo que me ha ofrecido durante meses para la realización de dicho trabajo. Por todo esto y sin todos ellos nunca habría sido posible. Gracias a todos os quiero.

Tarik Chahboune

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III

Resumen

El presente proyecto de fin de carrera trata de diseñar y simular un mezclador resistivo operando a la frecuencia de 2.4 GHz, cumpliendo este último unas características determinadas.

Para la implementación del mezclador, se utilizó el transistor ATF-54143 fabricado por Avago Technologies, cuyo rango de frecuencia es adecuado para el diseño de nuestro mezclador.

En lo que respecta la obtención de las características que definen el comportamiento del mezclador se ha empleado la herramienta Advanced Design System de Agilent Technologies (actualmente Keysight Technologies), garantizando la validez de los resultados, y la obtención e interpretación de los mismos.

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V

Abstract

This project aims to design and simulate a resistive 2.4 GHz frequency mixer that fulfills certain characteristics. The ATF-54143 transistor which frequency range is suitable for our mixer’s design, manufactured by Avago Technologies, was used to implement the mixer. Regarding the characteristics that define the behavior of the mixer, the Advanced Design System tool (Agilent Technologies, now Keysight) was used, ensuring the validity of the results, and also their obtaining and interpretation.

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VI

Índice

Agradecimientos…………………………………………………………………………I

Resumen………………………………………………………………………………..III

Abstract………………………………………………………………………………….V

Índice…………………………………………………………………………………...VI

Índice de tablas…………………………………………………………………………IX

Índice de figuras………………………………………………………………………..XI

Notación………………………………………………………………………………XIII

1 Introducción………………………………………………………………………...1 1.1 Motivación………………………………………………………………………..2 1.2 Objetivos………………………………………………………………………….3 1.3 Estructura de la memoria…………………………………………………………4

2 Mezcladores…………………………………………………………………………5 2.1 Consideraciones generales………………………………………………………..6 2.2 Tipos de mezcladores……………………………………………………………..8

2.2.1 Mezcladores con diodo…………………………………………………….8 2.2.1.1 Mezcladores simples con diodo………………………………………...8 2.2.1.2 Mezcladores simplemente balanceados con diodo……………………..9 2.2.1.3 Mezcladores doblemente balanceados con diodo……………………..10

2.2.2 Mezcladores con FET…………………………………………………….11 2.2.2.1 Mezcladores simples con FET………………………………………...12 2.2.2.2 Mezcladores simplemente balanceados con FET……………………..13 2.2.2.3 Mezcladores doblemente balanceados con FET………………………13

2.3 Mezclador resistivo……………………………………………………………...15 3 Materiales………………………………………………………………………….17

3.1 Microstrip………………………………………………………………………..18 3.1.1 Estructura de una línea microstrip………..………………………………18 3.1.2 Líneas microstrip acopladas …………………….……………………….19

3.2 Elección del transistor…………………………………………………………...20 3.3 Software de diseño ADS………………………………………………………...21

3.3.1 Proyectos…………………………………………………………………22 3.3.2 Diseños…………………………………………………………………...22 3.3.3 Simulaciones……………………………………………………………..23 3.3.4 Simulación DC…………………………………………………………...23 3.3.5 Simulación AC…………………………………………………………...24 3.3.6 Parámetros S……………………………………………………………...25

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VII

3.3.7 Simulación de balance armónico (HB)…………………………………...26 3.3.8 Simulador de envolvente………………………………………………....27 3.3.9 Parámetros S de gran señal(LSSP)……..………………………………...27 3.3.10 Compresión de la ganancia………...……………………………………..27 3.3.11 Simulación transitoria.……………………………………………………28

4 Diseño del mezclador resistivo……………………………………………………29 4.1 Polarización del transistor……………………………………………………….30 4.2 Selección de la potencia OL……………………………………………………..33 4.3 Fuente de polarización…………………………………………………………..35 4.4 Diseño de filtros…………………………………………………………………38

4.4.1 Filtro RF………………………………………………………………….40 4.4.2 Filtro OL………………………………………………………………….45 4.4.3 Filtro IF…………………………………………………………………...48

4.5 Diseño de adaptadores de impedancia. …………………………………………50 4.5.1 Red de adaptación de RF y OL…………………………………………...51 4.5.2 Adaptador IF……………………………………………………………...54

4.6 Simulación del circuito con la adaptación y los filtros………………………….55 4.7 Diseño del layout………………………………………………………………...57

5 Resultados………………………………………………………………………….60 5.1 Espectro de salida………………………………………………………………..61 5.2 Punto de compresión de 1dB y punto intercepto de tercer orden……………….63 5.3 Aislamiento……………………………………………………………………...66

6 Conclusiones……………………………………………………………………….67 7 Referencias………………………………………………………………………...68

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VIII

Índice de tablas

Tabla 1: Tabla de Chebyshev para el diseño de filtros.

Tabla 2: El orden dos de la tabla de Chebyshev.

Tabla 3: Resumen de resultados para las impedancias del modo par/impar del RF.

Tabla 4: Valores de las tres líneas acopladas del filtro RF.

Tabla 5: Tabla 2: El orden dos de la tabla de Chebyshev.

Tabla 6: Resumen de resultados para las impedancias del modo par/impar del OL.

Tabla 7: Valores de las tres líneas acopladas del filtro OL.

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X

Índice de figuras

Figura 1.1: Receptor heterodino.

Figura 2.1: Mezclador a diodo simple.

Figura 2.2: Mezclador a diodo simplemente balanceado con híbrido de 180º y 90º.

Figura 2.3: Mezclador a diodo doblemente balanceado.

Figura 2.4: Mezclador simple con FET.

Figura 2.5: Mezclador simplemente balanceado con FET.

Figura 2.6: Mezclador doblemente balanceado con FET basado en la célula de Gilbert.

Figura 2.7: Mezclador resistivo con un solo FET, sin polarización DC en el drenador.

Figura 3.1: estructura general microstrip.

Figura 3.2: Sección transversal de líneas microstrip acopladas.

Figura 3.3: Entorno de trabajo en el ADS.

Figura 3.4: Ejemplo de un circuito DC.

Figura 3.5: Ejemplo de un circuito AC.

Figura 3.6: Ejemplo de una simulación de parámetro S.

Figura 3.7: Ejemplo de una simulación HB.

Figura 4.1: El transistor ATF-54143.

Figura 4.2: El circuito para el cálculo de la característica estática.

Figura 4.3: la relación Ids/Vds del transistor.

Figura 4.4: El circuito para la obtención de la potencia óptima.

Figura 4.5: La representación de la MCV en función de la potencia del oscilador local.

Figura 4.6: El circuito para obtener la polarización óptima.

Figura 4.7: la presentación del MCV frente a la fuente de polarización.

Figura 4.8: El circuito con el Power Split.

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Figura 4.9: MCV frente a la potencial OL.

Figura 4.10: Filtro RF ideal.

Figura 4.11: El circuito del filtro RF ideal.

Figura 4.12: la respuesta del filtro RF ideal.

Figura 4.13: La herramienta Linecalc del ADS.

Figura 4.14: El circuito del filtro RF con líneas acopladas de microstrip.

Figura 4.15: La respuesta del filtro RF con líneas acopladas de microstrip.

Figura 4.16: Filtro OL ideal.

Figura 4.17: El circuito del filtro OL ideal.

Figura 4.18: la respuesta del filtro OL ideal.

Figura 4.19: El circuito del filtro OL con líneas acopladas de microstrip.

Figura 4.20: La respuesta del filtro OL real.

Figura 4.21: Filtro ideal de IF.

Figura 4.22: la respuesta del filtro ideal de IF.

Figura 4.23: El circuito para calcular las impedancias.

Figura 4.24: La obtención del valor de la impedancia. Figura 4.25: la configuración del bloque SSMtch.

Figura 4.26: Adaptador LO ideal.

Figura 4.27: Adaptador LO real.

Figura 4.28: Adaptador RF ideal.

Figura 4.29: Adaptador RF real.

Figura 4.30: la configuración del LEMtch.

Figura 4.31: Adaptador IF ideal.

Figura 4.32: Adaptación y el filtro IF ideal.

Figura 4.33: Adaptación y el filtro IF real.

Figura4.34: El circuito final con los filtros y adaptaciones reales.

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XII

Figura 4.35: MCV frente a la potencia LO.

Figura 4.36: Layout.

Figura 5.1: Configuración de los tonos introducidos.

Figura 5.2: Circuito.

Figura 5.3: Espectro a la salida del mezclador.

Figura 5.4: La obtención del punto de compresión de a dB.

Figura 5.5: La gráfica del punto intercepto de tercer orden.

Figura 5.6: Gráfica de la señal deseada e interferente.

Figura 5.7: Presentación de la influencia de cada señal sobre los puertos restantes.

Figura 5.8: Fórmulas para obtener la figura 5.7.

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Notación

PFC Proyecto fin de carrera.

RF Frecuencia de entrada.

IF Frecuencia intermedia.

OL Oscilador local.

FET Transistor de efecto campo.

BJT Transistor de unión bipolar.

MESFET Metal–semiconductor field-effect transistor.

HEMT Transistor de alta movilidad de electrones.

PHEMT Pseudomorphic HEMT.

ADS Advanced Design System.

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Capítulo 1: Introducción

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CAPÍTULO 1: Introducción

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Capítulo 1: Introducción

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1.1 Motivación

Los cambios que experimentan hoy en día las telecomunicaciones y la velocidad de los mismos hacen que se desarrollen constantemente innovaciones en lo que respecta dicho campo.

Es evidente que estos avances son debidos a la necesidad de disponer de dispositivos que satisfagan las necesidades presentes de la manera más eficiente. Entre estos dispositivos podemos destacar los mezcladores que serán el objeto de análisis de este proyecto de fin de carrera.

El mezclador es uno de los subsistemas básicos en todo transceptor. A su vez, el mezclador es un caso particular de multiplicadores que se diseñan con restricciones de frecuencia y ruido. En la Figura 1.1 se muestra la arquitectura de un receptor heterodino. El mezclador de conversión descendente baja la señal de RF, procedente del LNA, a una frecuencia intermedia IF, con la ayuda del oscilador local (OL), permitiendo que tanto la selección del canal como el control de la ganancia se realicen a frecuencias más bajas, donde es menos costoso construir filtros de alto factor de calidad y amplificadores de ganancia variable [6].

Figura 1.1: Receptor heterodino.

A lo largo del tiempo, los mezcladores han ido mejorando gracias al avance tecnológico y las investigaciones desarrolladas para tal fin.

Este proyecto de fin de carrera consiste en el diseño y la simulación de un mezclador de microondas resistivo cuyas frecuencias de entrada y de salida serán de 2,4 GHz y de 70 MHz respectivamente. Por ello, tendremos que emplear un oscilador local (OL) de 2,33 GHz. Dicho mezclador puede tener numerosas aplicaciones.

El mezclador obtenido en este proyecto de fin de carrera ha requerido el empleo del transistor HEMT de Avago Technologies ATF-54143 caracterizado por su bajo ruido, alta ganancia y alta linealidad. Dichas cualidades hacen que este transistor sea ideal para cualquier sistema de telecomunicaciones funcionando en el rango de frecuencias comprendido entre 450 MHz y 6 GHz lo que a su vez encaja con los objetivos perseguidos en este proyecto [3].

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Capítulo 1: Introducción

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1.2 Objetivos

El objetivo de este proyecto fin de carrera es el diseño y la simulación de un mezclador de microondas resistivo que opera a frecuencias de 2,4 GHz.

Este proyecto consistirá en el desarrollo de un mezclador de microondas funcionando como down-converter donde la frecuencia de entrada (RF) será 2,4 GHz, la frecuencia de salida (IF) de 70 MHz y la frecuencia del oscilador local de 2,33 GHz.

Los requisitos que debe cumplir el circuito final serán los siguientes:

La consecución de mínimas pérdidas de conversión entendidas como relación entre la potencia de RF disponible a la entrada y salida a IF.

La obtención de un punto de compresión y de intercepto altos.

Minimización del consumo del circuito resultante.

Una vez se consiguen estos resultados, se propone el layout del circuito completo para su implementación en tecnología microstrip.

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Capítulo 1: Introducción

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1.3 Estructura de la memoria

Este proyecto de fin de carrera se desarrolla en seis capítulos. En el primer capítulo se realiza una introducción acerca de la motivación del proyecto, los objetivos y la estructura de la memoria.

A continuación, en el segundo capítulo se hace una exposición teórica de los mezcladores citando los tipos y sus características generales hasta centrarnos en el mezclador resistivo.

El tercer capítulo se trata por una parte, de una introducción teórica sobre el material utilizado en este proyecto y su correspondiente funcionamiento. Por otra parte, una introducción al software ADS empleado en este proyecto donde destacamos las prestaciones del mismo, su entorno y las soluciones que aporta.

El cuarto capítulo aborda la secuencia del diseño del circuito paso a paso partiendo de un diseño inicial y se va mejorando a lo largo del capítulo hasta llegar al diseño final que consiga unas prestaciones óptimas, terminando con la presentación del layout.

Llegando al capítulo cinco, presentamos los resultados del diseño final del mezclador resistivo.

Para concluir, en el capítulo seis se exponen las conclusiones y se argumentarán las posibles líneas futuras de investigación.

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Capítulo 2: Mezcladores

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CAPÍTULO 2: Mezcladores

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Capítulo 2: Mezcladores

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2.1 Consideraciones generales Un mezclador es un dispositivo capaz de trasladar señales eléctricas de una banda de frecuencias a otra, sin alterar sus características de modulación en amplitud o fase. También puede actuar como una red de tres puertos, multiplicando en el tiempo dos señales de entrada: una señal útil de radiofrecuencia (RF) con otra de mayor nivel que corresponde a un oscilador local (OL). En este capítulo llevaremos a cabo una clasificación de los mezcladores considerando su frecuencia, ganancia y estructura, independientemente del dispositivo concreto que emplean. Posteriormente, abordaremos algunos ejemplos de los mezcladores con diodos y otros de mezcladores con FET’s. Concretamente, nos centramos más en éstos últimos ya que, este proyecto de fin de carrera utiliza este tipo de dispositivos. Teniendo en cuenta la frecuencia que se desee a la salida, diferenciamos dos tipos de mezcladores:

Up-converter. Este mezclador traslada la señal de entrada a frecuencias superiores.

Down-converter. Este, traslada la señal de entrada a frecuencias inferiores.

Otro criterio de clasificación es la existencia o no de una fuente de alimentación externa, de esta manera se distinguen mezcladores:

Activos. Estos mezcladores presentan una ganancia de conversión en dB mayor que cero y por tanto requieren una entrada de alimentación externa. Este grupo comprende la mayoría de mezcladores diseñados con transistores tanto BJT’s como FET’s.

Pasivos. Estos presentan una ganancia menor que cero en dB y no tienen una entrada de alimentación externa. A esto denominamos pérdidas de conversión. En este grupo se incluyen todos los mezcladores a diodos y algunos mezcladores con FET’s, como el diseñado en este proyecto fin de carrera.

Considerando el criterio estructura podemos clasificar a los mezcladores en los siguientes grupos:

Mezcladores simples Este tipo de mezcladores utiliza una única componente de mezcla, lo que hace necesario separar las puertas RF, OL e IF mediante filtrado. Por esta razón, se usan sólo para aplicaciones de banda estrecha. Esto explica que sea el mezclador menos complejo. La sencillez estructural de los mezcladores simples hace que se usen en aplicaciones de reducido coste o en circuitos de frecuencias muy altas.

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Capítulo 2: Mezcladores

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El mezclador simple tiene como ventajas principales la simplicidad y la facilidad del diseño. Además, permiten obtener la máxima ganancia de conversión en mezcladores activos y el mínimo nivel de ruido. Entre los inconvenientes, destacamos la necesidad del filtrado para separar las puertas y la limitación a aplicaciones de banda estrecha.

Mezcladores simplemente balanceados

Este tipo de mezcladores están formados por dos o más dispositivos mezcladores, conectados por redes pasivas de forma que las componentes de señal deseadas se sumen en fase, mientras que las no deseadas se cancelen. Como inconvenientes de estos mezcladores simplemente balanceados mencionamos:

Necesitan una mayor potencia de OL. Tienen unas mayores pérdidas de conversión con respecto a los

mezcladores simples. Entre las ventajas destacamos:

El rechazo de todas las combinaciones de los anteriores armónicos. Rechazo de todos los armónicos pares de la señal RF. El aislamiento que se consigue entre las puertas de RF y OL debido a la

simetría del circuito, lo que evita tener que usar circuitos de filtrado. El rechazo de la señal OL y sus armónicos.

Mezcladores doblemente balanceados Estos mezcladores están compuestos de cuatro componentes de mezcla debidamente conectados. De esta manera, se consigue un mayor rechazo de los armónicos de orden par (de RF y de OL), y con ello, una mejor intermodulación.

En cuanto a los inconvenientes recalcamos:

Estos mezcladores tienen mayores pérdidas de conversión. Necesitan una potencia de OL mayor. Sobresale su complejidad, ya que requieren como mínimo cuatro

dispositivos.

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Capítulo 2: Mezcladores

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Entre las ventajas destacamos:

Todos los puertos están aislados entre sí. Con estos mezcladores se consigue un mayor ancho de banda. Se rechazan todos los armónicos de orden par de RF y de OL, lo que

conlleva una mejora de la intermodulación.

2.2 Tipos de mezcladores

A continuación, exponemos ejemplos de mezcladores con diodos y FET’s. En cada caso, se distinguirán los tres tipos de estructura citados precedentemente.

2.2.1 Mezcladores con diodo

Los mezcladores a diodos se empezaron a utilizar hace muchos años y su uso sigue teniendo vigencia en la actualidad. Sin embargo, sus prestaciones se han visto mejoradas con el avance en nuevos dispositivos de estado sólido. Pero esto no implica que se dejen de usar, ya que, su simplicidad y robustez facilitan su empleo. Además, en determinadas tecnologías de microondas, el uso de diodos sigue siendo insustituible, como sucede con los mezcladores en guía de ondas. En este apartado vamos a describir algunos tipos de mezcladores realizados con diodos como son los simples con diodo, los simplemente balanceados con diodo y los doblemente balanceados con diodo.

2.2.1.1 Mezcladores simples con diodo

Los mezcladores a diodo simples tienen serias limitaciones, pero hay dos buenas razones que hacen que se mencionen:

Estos mezcladores se pueden usar en algunas ocasiones, así como en algunas tecnologías (como aplicaciones sub-milimétricas) son utilizados exclusivamente. Todos los mezcladores a diodo balanceados se pueden reducir a un circuito equivalente con un solo diodo. Esto permite el uso de los mezcladores simples como prototipo para mezcladores más complejos.

La Figura 2.1 representa un circuito sencillo de un mezclador simple a diodo. Se trata de un caso ideal en el que se ilustran los requisitos para el diseño de mezcladores prácticos. Los circuitos de entrada y salida no deben interactuar, o sea, deben presentar o bien un cortocircuito o bien un circuito abierto (dependiendo de la configuración), a los otros puertos. En esta figura, los resonadores L-C paralelo son ideales: son circuitos abiertos a sus frecuencias de resonancia y cortocircuitos en todo el resto de frecuencias. Como consecuencia de esta característica, el diodo está conectado al respectivo puerto a cada frecuencia (RF, IF y OL), y está aislado de los demás. Así a la frecuencia de RF, los

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Capítulo 2: Mezcladores

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puertos de IF y OL están desconectados. De igual forma, a las frecuencias de IF y OL, los puertos RF/OL y RF/IF respectivamente, están desconectados.

Figura 2.1: Mezclador a diodo simple.

En segundo lugar, el diodo debe estar adaptado a todas las frecuencias importantes. Siempre que las terminaciones a todas las frecuencias de mezcla no sean reactivas, la impedancia del diodo será resistiva. Así, la impedancia del puerto se podrá seleccionar para adaptar el diodo (normalmente se toma una impedancia estándar, como 50 Ohmios).

El diodo debe presentar o bien un cortocircuito o un circuito abierto a todas las frecuencias de mezcla indeseadas. El diodo está cortocircuitado a todas las frecuencias excepto a las de RF, IF y OL. Se prefiere el cortocircuito al circuito abierto dado que genera menos distorsión de intermodulación.

2.2.1.2 Mezcladores simplemente balanceados con diodo

Se trata de dos diodos interconectados por un acoplador híbrido. Destacan dos realizaciones, el que usa un híbrido de 90º o el que usa uno de 180º.

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Capítulo 2: Mezcladores

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Figura 2.2: Mezclador a diodo simplemente balanceado con híbrido de 180º y 90º.

En la Figura 2.2 se representan los dos tipos de mezcladores. Cada uno de ellos está formado de dos diodos, un híbrido y un filtro IF paso baja. Los diodos están conectados a puertos aislados de híbridos y la RF y OL se aplican al otro par de puertos aislados.

Se requiere un filtro en el puerto de IF ya que, no hay un aislamiento inherente entre los puertos de RF y OL con el puerto de IF. Es preferible el mezclador que utiliza el híbrido de 180º. Este mezclador de banda más ancha, rechaza un mayor número de espurios y su comportamiento es menos crítico frente a posibles desadaptaciones.

2.2.1.3 Mezcladores doblemente balanceados con diodo

Este tipo de mezcladores usa al menos cuatro diodos, la mayoría en una configuración en anillo o en una configuración en estrella. Los mezcladores doblemente balanceados tienen una serie de ventajas sobre los simplemente balanceados:

Los puertos de RF, IF y OL están mutuamente aislados en todos los mezcladores doblemente balanceados. Por tanto, con el diseño de baluns, adecuados, podremos operar con bandas en RF, IF y OL superpuestas.

Los mezcladores doblemente balanceados rechazan todos los espurios (m, n) donde m y/o n sean pares.

El hecho de que estos mezcladores usen el doble de diodos que los simplemente balanceados, hace que requerirán el doble de potencia de OL.

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Capítulo 2: Mezcladores

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En la Figura 2.3 se muestra la configuración más común para un mezclador a diodo doblemente balanceado, que es la configuración en anillo.

Figura 2.3: Mezclador a diodo doblemente balanceado.

2.2.2 Mezcladores con dispositivos FET

Los mezcladores activos realizados con FET’s se caracterizan por una serie de ventajas así como ciertos inconvenientes respecto a los mezcladores de diodo. Empezamos abordando la ventaja más significativa del mezclador con FET activo:

Este tipo de mezclador puede poseer ganancia de conversión a diferencia de los mezcladores a diodo y otros mezcladores pasivos, que siempre presentan pérdidas de conversión. Esta cualidad facilita la simplificación de las etapas amplificadoras a utilizar en un sistema, lo que tiene especial importancia en aplicaciones donde se requiera pequeño tamaño y bajo coste.

Es complicado llevar a cabo una comparación concreta en cuanto a distorsión entre mezcladores diseñados con diodos y los mezcladores con FET ya que depende de los detalles del sistema. Por otra parte, un mezclador activo con FET’s, bien diseñado, tiene unos niveles de distorsión comparables a los que se pueden conseguir con mezcladores a diodo. Es sencillo obtener mezcladores activos que tengan ganancias favorables de conversión incluso cuando su comportamiento en lo que concierne la distorsión y ruido sea muy pobre. Precisamos que, con un diseño apropiado, se puede conseguir que el comportamiento referido a la distorsión sea aceptable además de tener una ganancia considerable. A diferencia de los mezcladores con diodos, los FET’s son dispositivos de

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Capítulo 2: Mezcladores

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tres terminales que no se pueden invertir de manera simple. Por ello, los mezcladores balanceados fabricados con FET’s requieren un híbrido extra en la IF. Para evitar esto se emplean dispositivos de canal P en vez de emplear dispositivos de canal N, o viceversa. Esto es factible en circuitos de silicio exclusivamente, e incluso en estos casos las características de los dispositivos de canal P y de canal N difieren enormemente.

2.2.2.1 Mezcladores simples con FET

El uso de este tipo de mezcladores con FET no es muy frecuente. Sin embargo, estos mezcladores son un prototipo válido para el diseño de mezcladores balanceados. Requieren el empleo de filtros para disociar las señales de RF, OL e IF, y a veces es posible disponer de bandas superpuestas. El aislamiento OL-IF es importante en mezcladores con FET’s y requiere de un diseño meticuloso de la parte de IF.

Los mezcladores con FET’s son usados como mezcladores de transconductancia, donde la transconductancia variable en el tiempo gm(t) es la contribución dominante a la conversión de frecuencia y el efecto de la no linealidad es mínimo. En este diseño la componente de frecuencia en OL de la gm(t) se maximiza y la variación del resto de las componentes se minimiza. Bajo estas condiciones, los mezcladores FET’s consiguen una ganancia de conversión máxima y una figura de ruido mínima.

Figura 2.4: Mezclador simple con FET.

La representación de un mezclador simple donde se introduce la señal del OL por la puerta del FET viene descrita en la Figura 2.4. Percibimos que es necesario el uso de filtros para realizar la separación entre los distintos puertos. Además de adaptar la puerta del FET a los dos puertos, el diplexor RF/OL ha de combinar las señales de RF y OL. El filtro de IF debe ofrecer una impedancia conveniente al drenador del FET para la frecuencia de IF, y a su vez tendrá que rechazar tanto la señal de RF como la de OL y sus armónicos.

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Capítulo 2: Mezcladores

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2.2.2.2 Mezcladores simplemente balanceados con FET

En cuanto a los mezcladores simplemente balanceados con FET de una puerta, existen dos tipos principales, totalmente análogos a los realizados con diodos, con la diferencia de que, debido a que los FET’s no pueden cambiarse de orientación, necesitan de acopladores híbridos a frecuencias de IF, lo cual incrementa el tamaño y la complejidad del mezclador. Un ejemplo de estos tipos el mezclador que se muestra en la Figura 2.5.

Figura 2.5: Mezclador simplemente balanceado con FET.

Esta topología se parece a la de un amplificador diferencial. La RF se aplica al FET del plano inferior, y el OL se aplica a los FET’s del plano superior a través de un balun. La corriente de IF en los drenadores de los FET’s superiores es proporcional a la corriente de RF en el drenador del transistor inferior. Por tanto, para maximizar la ganancia de conversión, el transistor inferior debe estar en saturación y los transistores del plano superior tendrán que operar en la zona lineal.

2.2.2.3 Mezcladores doblemente balanceados con FET

Para explicar este tipo de mezcladores consideraremos la célula de Gilbert. Se trata del primer circuito multiplicador a cuatro cuadrantes y tuvo un éxito imprevisible en cuanto

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Capítulo 2: Mezcladores

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a aplicaciones de electrónica de radiocomunicación. La célula de Gilbert clásica usa BJT’s y se aprovecha de la cancelación entre la característica I/V exponencial y la característica logarítmica V/I de los transistores bipolares para producir el producto de señales. El uso de BJT’s conlleva el empleo de un circuito de predistorsión, que es una etapa previa que corrige la distorsión que introduce la característica exponencial de los bipolares, a expensas de una disminución de la ganancia global. De esta manera, de cualquier circuito que tenga la misma topología, usando BJT’s o FET’s, cancela componentes pares de las característica I/V de los dispositivos y preserva las partes impares, dando lugar a la multiplicación. Un mezclador balanceado es cualquier circuito que se caracterice por la estructura explicada. El mezclador doblemente balanceado basado en el multiplicador de Gilbert está formado por dos mezcladores simplemente balanceados. En la Figura 2.6 se representa un esquema de este mezclador. Cabe mencionar que la interconexión de las salidas da lugar a que los drenadores de los FET’s superiores sean tierras virtuales para el OL y la RF, al igual que para las respuestas espurias de orden par y los productos de intermodulación.

Figura 2.6: Mezclador doblemente balanceado con FET basado en la célula de Gilbert.

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2.3 Mezclador resistivo

En este apartado abordamos los mezcladores con FET resistivos, que pertenecen a la categoría de circuitos pasivos construidos con FET’s. Estos poseen ciertas ventajas respecto a los mezcladores a diodo y respecto a los mezcladores activos precedentes. Destacamos que el mezclador es un dispositivo que tiene que llevar a cabo una función teóricamente línea, como es la de trasladar una señal de frecuencia a otra. Este desplazamiento se lleva a cabo a través de un elemento de circuito lineal y variante en el tiempo. Pero aparece un problema y es que la creación de este elemento se realiza con la aplicación de una señal potente de OL a un elemento no lineal, con lo que se tendrán las desventajas típicas de un dispositivo no lineal. El objetivo es obtener este elemento a través de un dispositivo variante en el tiempo pero lineal, lo cual evitará la distorsión de intermodulación propia de los dispositivos no lineales. La obtención de dicho resultado exige que el mezclador FET resistivo se base en un concepto poco empleado, beneficiándose de la resistencia del canal, que es muy lineal a causa de bajos valores de la tensión Vds [2]. Destacamos que la resistencia del canal variará con el tiempo, a causa del uso de una señal del OL en la puerta que conlleva variaciones en la profundidad de la región de deplexión. La elaboración de un mezclador con FET resistivo exige las siguientes condiciones:

Filtro de la IF del drenador. Polarización DC de puerta y aplicación de una señal de OL a la puerta. La no aplicación de la polarización DC al drenador. Aplicación de la señal de RF al drenador.

El mezclador resistivo se caracteriza por el bajo nivel de distorsión por intermodulación comparado con los mezcladores a diodo o en los mezcladores activos con FET. La distorsión por intermodulación es ocasionada por la no linealidad que conlleva la mezcla.

La no linealidad en un mezclador resistivo no depende de la resistencia del canal, que puede ser perfectamente lineal y la mezcla continúa elaborándose. Se producen reducidas distorsiones debido a la resistencia del canal, que es muy lineal para bajos niveles de señal.

Por otra parte, es posible conseguir puntos de intercepto de tercer orden sobre los 30 dBm para mezcladores pasivos construidos con FET’s.

Destacamos que los niveles necesarios del OL y las pérdidas de conversión son semejantes a los que caracterizan los mezcladores con diodos.

La existencia de reducida componente de ruido flicker. El ruido producido en el canal de un mezclador pasivo con FET’s cuyo origen es

térmico, difiere de los mezcladores a diodo. Este posee una relevante componente de ruido shot.

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Capítulo 2: Mezcladores

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Por otra parte, los mezcladores resistivos con un único FET son componentes muy prácticos, sobre todo a frecuencias por debajo de los 2 GHz. Destacamos que la capacidad puerta-canal cuando se dan dichas frecuencias, es despreciable y los aislamientos OL-RF y OL-IF son muy favorables.

Sin embargo, la capacidad puerta-drenador en un FET no polarizado es tan considerable como la capacidad puerta-fuente, lo cual cuando se dan elevadas frecuencias, el aislamiento OL-RF de un mezclador simple puede no ser idóneo.

Representamos en la Figura 2.7 un mezclador resistivo con un solo FET.

Figura 2.7: Mezclador resistivo con un solo FET, sin polarización DC en el drenador.

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Capítulo 3: Materiales

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CAPÍTULO 3: Materiales

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3.1 Microstrip La línea microstrip es una de las líneas de transmisión de tipo planar más populares, principalmente porque se puede fabricar mediante procesos fotolitográficos y se pueden integrar fácilmente otros componentes de microondas activos y pasivos. En una línea de transmisión microstrip el material dieléctrico no rodea completamente a la tira conductora y consecuentemente el modo fundamental de propagación no es un modo TEM puro. A bajas frecuencias, típicamente por debajo de unos pocos GHz para líneas microstrip prácticas (los valores concretos dependerán de las dimensiones y constante dieléctrica de la estructura), el modo es un modo cuasi-TEM. En este rango de frecuencias, la línea de transmisión microstrip se puede caracterizar en términos de su capacitancia e inductancia por unidad de longitud, en un modo similar a los modos TEM puros. Desafortunadamente, no hay expresiones analíticas cerradas que se puedan utilizar para describir la distribución del campo o las características de las líneas de transmisión planares. Las soluciones formales se pueden obtener y evaluar en un ordenador y se han utilizado para compilar datos de las características de estas estructuras de líneas de transmisión. El análisis de campo estático se ha usado para obtener las características a bajas frecuencias. Sin embargo, incluso el análisis de campo estático es bastante complejo.

3.1.1 Estructura de una línea microstrip La Figura 3.1 ilustra la estructura general de una línea microstrip. Una tira conductora (línea microstrip) con un ancho W y un espesor t se encuentra en la parte superior de un substrato dieléctrico que tiene una constante dieléctrica relativa εr y un espesor h, y por debajo del substrato se localiza un plano de masa (conductor).

Figura 3.1: Estructura general de una línea microstrip.

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Capítulo 3: Materiales

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3.1.2 Líneas microstrip acopladas Las líneas microstrip acopladas son ampliamente utilizadas para la implementación de filtros y acopladores microstrip. La Figura 3.2 ilustra la sección transversal de un par de líneas microstrip acoplada, donde las dos líneas microstrip de anchura W están en la configuración en paralelo con una separación s. Esta estructura de línea acoplada soporta dos modos cuasi-TEM, el modo par y el modo impar. Para la excitación del modo par, ambas líneas microstrip tienen el mismo potencial o llevan cargas del mismo signo, es decir positivas, resultando en una pared magnética en el plano de simetría. En el caso donde se excita un modo impar, las líneas microstrip tienen potenciales contrarios o llevan cargas con signo contrario, así que el plano de simetría es una pared eléctrica. En general, estos dos modos serán excitados al mismo tiempo. Sin embargo (a diferencia de lo que sucede en la línea stripline acoplada), se propagan con diferentes velocidades de fase porque no son modos TEM puros, y tienen permitividades efectivas distintas. Por tanto, las líneas microstrip acopladas están caracterizadas por las impedancias características así como por las constantes dieléctricas efectivas para los dos modos [3].

Figura 3.2: Sección transversal de una línea microstrip acoplada.

A continuación se procederá a la explicación de la elección del transistor con el que vamos a operar en este proyecto.

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3.2 Elección del transistor

Para la elección del transistor hay varios factores a tener en cuenta. En primer lugar se ha de buscar, para nuestro caso, un transistor que opere en un margen de frecuencias de entre 1 y 5 GHz incluyendo, de esta manera, nuestra frecuencia de trabajo, 2,4 GHz. Por tanto es necesario elegir un transistor adecuado a esta finalidad. El siguiente paso consiste en elegir la tecnología del transistor, que puede ser, por ejemplo, de tipo FET de GaAs, tecnología apropiada para mezcladores a su bajo factor de ruido; o bipolares de Si, tecnología de bajo coste apropiada para mezcladores; u otras tecnologías como MESFET o HEMT (High Electron Mobility Transistor), apropiadas para altas frecuencias. Actualmente una de las tecnologías para transistores que está más en auge para el diseño de amplificadores de radiofrecuencia es la tecnología utilizada por los transistores PHEMT (Pseudomorphic High Electron Mobility Transistor), transistores de alta movilidad electrónica, formados por la combinación de diferentes materiales semiconductores, con distinto salto de banda prohibida. Este tipo de transistores permite trabajar en RF con unas prestaciones excelentes, ofreciendo un factor de ruido muy bueno, una alta ganancia y una potencia considerable. Teniendo esto en cuenta y que es una tecnología de las más utilizadas hoy en día para este tipo de mezcladores, en este proyecto también hemos optado por utilizar un transistor del tipo PHEMT. Pero no hemos de olvidar que cabe la posibilidad de que el diseño de este mezclador finalmente se lleve a la práctica, y esto implica que será necesario disponer no sólo de todas las características del transistor para poder realizar la simulación, sino también si está disponible en nuestros laboratorios o, como mínimo, a nuestro alcance para poder adquirirlo.

Teniendo en cuenta lo que acabamos de comentar, después de consultar varios fabricantes de transistores y estudiar sus características principales, la decisión quedó entre dos modelos, ambos del fabricante Avago Technologies, el ATF-54143 y el ATF-50189. Los dos transistores son de características muy similares, el primero trabaja en el rango de frecuencias de 450 MHz a 6 GHz y el segundo entre 50 MHz y 6 GHz, por lo que tanto uno como otro son apropiados para nuestra aplicación con una frecuencia central de 2,4 GHz. Por otro lado, los dos dispositivos tienen características ideales para ser utilizados tanto en aplicaciones de transmisión como de recepción de sistemas de RF, por su bajo ruido y su elevada linealidad. Además ambos utilizan la tecnología E-PHEMT. Hasta ahora se habían comentado las ventajas de utilizar un transistor PHEMT cuando se trabaja a altas frecuencias, pero éstos a su vez tienen una desventaja, y es que funcionan en modo de deplexión. Esto significa que debe aplicarse una tensión negativa a la puerta (VGS) para conmutar el dispositivo, lo que implica que en muchos casos se han de añadir circuitos adicionales para generar la tensión negativa. En cambio, en un dispositivo PHEMT en modo de enriquecimiento, EPHEMT, una tensión positiva de VGS conmuta el dispositivo, lo que significa que no son necesarios circuitos adicionales para generar una tensión negativa y, por tanto ofrecen un mejor rendimiento en comparación con los dispositivos en modo de reducción. Combinando que los dispositivos en modo de enriquecimiento son típicamente más lineales, con mejor

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rendimiento y con un diseño más simplificado (al no requerir una entrada de polarización negativa VGS), fácilmente se aprecian los beneficios. Finalmente, nos hemos decido por el dispositivo ATF-54143, porque además de todo lo comentado anteriormente, tiene un punto de compresión elevado, adecuada ganancia y estabilidad, un margen dinámico lineal amplio y es de bajo coste –factor importante en los tiempos actuales, donde el precio de fabricación determina en muchos casos el éxito que un producto o una tecnología puedan alcanzar. En el anexo se adjuntan las hojas de especificaciones técnicas de este dispositivo [1].

Una vez analizada la elección del transistor abordaremos la herramienta con la que vamos a diseñar y simular el circuito de este proyecto.

3.3 Software de diseño ADS

Advanced Design System (ADS) es un entorno de diseño y simulación producido por Agilent EEsof EDA, perteneciente a Agilent Technologies (actualmente Keysight Technologies). Proporciona un entorno de diseño para productos electrónicos de radiofrecuencia como redes inalámbricas, comunicaciones por satélite, sistemas de radar, etc. a diferentes escalas de fabricación, desde nivel de sistema a nivel de circuito. Soporta todos los pasos del proceso de diseño: esquemático, layout, simulaciones en tiempo y frecuencia e incluso simulaciones de campo electromagnético, permitiendo a los usuarios caracterizar completamente y optimizar el diseño del sistema RF con una sola herramienta. Ofrece simulaciones con una elevada cantidad de opciones y posibilidad para el diseño de layouts para circuitos de RF y circuitos integrados de microondas. Agilent EEsof ha donado copias de ADS a los departamentos de numerosas universidades, por lo que un alto número de nuevos alumnos, ingenieros e investigadores han tenido la oportunidad de trabajar con él, lo que hace que ADS haya conseguido una gran aceptación en la industria. Es por eso que se ha decidido utilizar este software en este proyecto.

ADS ayuda al diseño de dispositivos de comunicaciones realizando complejas simulaciones con gran exactitud sobre circuitos en condiciones del mundo real. Además, para aumentar la velocidad de simulación que se ha visto afectada por el aumento de transistores en los circuitos, ADS implementa algoritmos de simulación y rutinas de convergencia que reducen los tiempos de simulación. Otra gran ventaja es que proporciona guías de diseño para orientar al usuario en los pasos a seguir para el diseño de circuitos de forma óptima.

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Capítulo 3: Materiales

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3.3.1 Proyectos

ADS utiliza proyectos para organizar y almacenar automáticamente los datos generados al crear, simular y analizar diseños. Un proyecto incluye circuitos, simulaciones, layouts y resultados de los diseños que se generan, incluyendo además posibles enlaces a otros diseños y/o proyectos [4].

3.3.2 Diseños

ADS usa los diseños para almacenar información de los esquemáticos y layouts que se generan para conseguir los objetivos finales de diseño. Un diseño en ADS puede consistir en un simple circuito esquemático o un layout, o puede ser un conjunto de esquemáticos y layouts formando bloques dentro de un diseño inicial. Estos esquemáticos se generan en una ventana de diseño como la que se puede ver en la Figura 3.3. En esta ventana se pueden realizar las siguientes operaciones [5]:

Crear y modificar circuitos y layouts.

Añadir variables y ecuaciones.

Situar y configurar componentes, formas y controles de simulación.

Especificar capas y preferencias de visualización.

Incluir anotaciones usando texto.

Generar layouts desde el esquemático o viceversa.

Figura 3.3: Entorno de trabajo en ADS.

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Capítulo 3: Materiales

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3.3.3 Simulaciones

ADS proporciona simuladores que permiten simular circuitos y sistemas de RF diseñados para cumplir unos objetivos específicos. El proceso básico de simulación comprende los siguientes pasos:

Crear esquemático, añadir las sondas e identificar los nodos de los cuales se quieren recopilar datos.

Seleccionar un método de simulación, especificando sus parámetros si es necesario.

Seleccionar un nombre para el data set, archivo en el que se guardan los datos de la simulación.

Iniciar la simulación.

Ver los resultados en la ventana de datos, pudiendo añadir ecuaciones y texto para complementar las gráficas de resultados.

Optimizar y afinar el diseño, es lo que se conoce como optimización y tuning.

Cabe la posibilidad de realizar simulaciones muy detalladas y complejas, pero los pasos a seguir en general son los mismos. También es posible utilizar un asistente de simulación que lógicamente facilita el proceso de simulado.

A continuación veremos con un poco más de profundidad las simulaciones más comunes en ADS, ya que según el tipo de diseño a ser simulado y el tipo de análisis deseado, se puede utilizar uno de los distintos controladores de simulación de los que dispone este programa.

3.3.4 Simulación DC

La simulación DC (véase la Figura 3.4) permite calcular las características de funcionamiento en DC de nuestro diseño. Es fundamental para todas las simulaciones RF/analógicas, y realiza una comprobación de la topología y un análisis del punto de operación en DC, incluyendo el consumo en potencia del circuito. Permite simulaciones tanto en un único punto como en un rango de puntos y es útil para verificar las características de operación en DC apropiadas del diseño bajo estudio, verificar los parámetros del modelo comparando las características de transferencia (curvas I-V) con las medidas reales y para representar las tensiones y las corrientes tras la simulación. El simulador calcula la respuesta del circuito frente a un estímulo a partir de un sistema de ecuaciones diferenciales del circuito y resolviéndolas numéricamente.

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Capítulo 3: Materiales

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Figura 3.4: Ejemplo de un circuito con simulación en DC.

3.3.5 Simulación AC

Es un análisis en pequeña señal del dispositivo que se está diseñado. A través del mismo se obtienen parámetros de transferencia de pequeña señal como ganancia en tensión, ganancia en corriente, voltajes y corrientes lineales de ruido. También ofrece una simulación de ruido en la que se incluyen el ruido térmico dependiente de la temperatura de elementos pasivos con pérdidas, el de dispositivos no lineales dependientes de la temperatura y de la corriente, ruido de dispositivos activos lineales de dos puertos especificados por los archivos de datos y el ruido de las propias componentes fuentes de ruido. Como parte del análisis, se calcula el punto de operación en DC y los dispositivos no lineales son linealizados en torno a este punto. Es útil en el diseño de circuitos pasivos o circuitos activos de pequeña señal. La simulación AC se realiza en el dominio de la frecuencia, y se pueden simular tanto un único valor de frecuencia como un rango de frecuencias mediante un barrido lineal o logarítmico. La Figura 3.5 muestra un ejemplo de diseño para simulación AC.

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Capítulo 3: Materiales

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Figura 3.5: Ejemplo de un circuito AC.

3.3.6 Parámetros S

Este tipo de simulación nos proporciona los parámetros S de un componente o circuito, junto a los parámetros de transimpedancia y transadmitancia mediante linealización en torno al punto de operación en DC. Además, realiza un análisis AC de pequeña señal que trata al circuito como un multipuerto, habilitando cada puerto secuencialmente. Se puede hacer también un análisis del retraso de grupo y ruido lineal. En este proyecto se realizará este tipo de simulación para obtener la respuesta en frecuencia de los filtros diseñados (véase la Figura 3.6).

Figura 3.6: Ejemplo de una simulación de parámetros S.

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3.3.7 Simulación de balance armónico (HB)

Este análisis será el más utilizado en este proyecto, ya que permite tener en cuenta los armónicos de las señales que se deseen, que para este caso serán las señales de entrada y salida. Como resultado de estas simulaciones, se medirán la ganancia de conversión, puntos de compresión y de intercepto, aislamiento, etc., siendo estos parámetros los que se trata de optimizar en el circuito. Esta técnica es la más utilizada en la simulación de circuitos no lineales como son los mezcladores. El problema que presentan estas simulaciones es el tiempo de ejecución. Si los parámetros de simulación no son elegidos correctamente, este tiempo puede llegar a ser muy elevado.

A la hora de realizar las simulaciones se deben indicar tanto las frecuencias fundamentales como el número de armónicos a tener en cuenta durante la simulación. Un número de armónicos muy elevado ralentiza mucho el tiempo de simulación, mientras que un número pequeño proporciona escasa precisión. Según esto habrá que llegar a una solución de compromiso que ofrezca un tiempo de simulación razonable y una precisión adecuada. También hay que indicar el máximo orden del producto de mezcla de las frecuencias fundamentales. La elección del valor más adecuado se basa en los mismos criterios que se comentaban anteriormente. Un ejemplo de simulación HB se muestra en la Figura 3.7. Otro parámetro importante es la elección del método de solución que se va a utilizar. Si se utiliza el método “Krylov” el tiempo de simulación es mucho menor respecto al método “Direct”. El problema asociado a esta primera elección es que algunas simulaciones no convergen, por lo que en estos casos hay que utilizar el otro método con el aumento de tiempo que ello conlleva. Del resto de parámetros no se va a realizar ningún comentario ya que sus valores no serán modificados respecto de los valores establecidos por el propio programa. Este tipo de análisis permite realizar el barrido del parámetro que se desee, como sucede también en el análisis DC, realizándose del mismo modo.

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Capítulo 3: Materiales

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Figura 3.7: Ejemplo de una simulación HB.

3.3.8 Simulador de envolvente

El simulador de envolvente utiliza una combinación de técnicas de análisis en frecuencia y tiempo para proporcionar un análisis rápido y completo de señales complejas como señales RF moduladas digitalmente. Representa las formas de onda de entrada como portadoras de RF, con envolventes de simulación que son representadas en el dominio del tiempo. Este método es de gran utilidad en el diseño de circuitos en el que usan moduladores y demoduladores o señales complejas moduladas.

3.3.9 Parámetros S de gran señal (LSSP)

Esta simulación lleva a cabo el análisis de los parámetros S de gran señal, útil para representar el comportamiento de circuitos no lineales. Este análisis está basado en una simulación de balance armónico del circuito no lineal completo. A diferencia de los parámetros S, los parámetros S de gran señal pueden variar conforme se modifican los niveles de potencia, porque la simulación de balance armónico incluye efectos no lineales como la compresión.

3.3.10 Compresión de la ganancia

Con este tipo de simulación podemos calcular el punto de ganancia de compresión de un amplificador o mezclador (aunque no se ha utilizado en este proyecto para el cálculo del mismo). Se trata de ir incrementando la potencia de entrada, comenzando por un valor pequeño, hasta que a la salida se obtiene un nivel de compresión de ganancia deseado. Ése es el punto para el que la curva de potencia se desvía de la curva de potencia ideal en la cantidad especificada.

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Capítulo 3: Materiales

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3.3.11 Simulación transitoria

Estas simulaciones analizan circuitos no lineales en el dominio del tiempo usando modelos simplificados para caracterizar el comportamiento en frecuencia de los elementos distribuidos. Resuelven una serie de ecuaciones integro-diferenciales que expresan la dependencia temporal de las corrientes y voltajes del circuito que se está estudiando. El análisis transitorio se realiza completamente en el dominio del tiempo, sin considerar el comportamiento dependiente de la frecuencia de los elementos. Por otra parte, el análisis de convolución representa los elementos distribuidos en el dominio frecuencial para considerar el comportamiento dependiente de la frecuencia.

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Capítulo 4: Diseño del mezclador resistivo

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CAPÍTULO 4: Diseño del mezclador resistivo

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Capítulo 4: Diseño del mezclador resistivo

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En este capítulo se aborda el diseño del mezclador resistivo propuesto en los objetivos del proyecto, para el cual se requiere el diseño de una serie elementos tales como la red en la que se integra el transistor, los filtros y las etapas de adaptación de estos últimos.

Este proyecto de fin de carrera se ha centrado en el diseño de un mezclador resistivo de frecuencia 2.4 GHz. Como resultado de este diseño, se han preestablecido unos objetivos que se han de alcanzar al finalizar el mismo. Dichos objetivos son:

La obtención de unas pérdidas de conversión no superiores a 7 dB. La obtención de un punto de compresión y de intercepto altos. La minimización del consumo del circuito resultante.

Por otra parte, las frecuencias características del mezclador diseñado son las siguientes:

La frecuencia de entrada (RF) es de 2.4 GHz. La frecuencia de salida (IF) es de 70 MHz. La frecuencia del oscilador local (OL) es de 2.33 GHz.

Debido a estas frecuencias, el mezclador de este proyecto de fin de carrera va a operar como down-converter.

4.1 Polarización del transistor La polarización trata de obtener la característica estática del transistor. Para ello, se realiza un barrido doble de las tensiones VGS y VDS. Tal como mencionamos en el capítulo tres de esta memoria, el transistor que se emplea en este proyecto es el ATF-54143 fabricado por Avago Technologies. El fabricante proporciona un modelo de gran señal del transistor para ADS, cuyo esquemático viene representado en la Figura 4.1.

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Figura 4.1: El transistor ATF-54143.

Partiendo de este modelo, en la Figura 4.2 procedemos a la presentación del esquemático que va a permitir simular la característica estática del transistor. Este último se encuentra encapsulado en el bloque de cuatro terminales que se muestra en dicho esquema.

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Capítulo 4: Diseño del mezclador resistivo

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Figura 4.2: El circuito para el cálculo de la característica estática.

Tras la ejecución de la simulación del circuito anterior, se obtiene la característica estática. Destacamos el valor mínimo que tiene la tensión VGS, y que a su vez coincide con la tensión umbral del transistor, cuyo valor es de 0.3 V. Esta característica se explica porque al trabajar con un mezclador pasivo no se considera el empleo de tensión de polarización de puerta. Se remite a lo expuesto en el capítulo 2 sobre la diferencia entre transistores de deplexión y enriquecimiento. De esta manera, para valores inferiores de VGS, el transistor se encontrará siempre en la zona de corte. Como el mezclador del que disponemos es resistivo, la tensión de polarización VDS sería igual a cero y esto implica el problema de que el transistor se encuentre en corte. Sin embargo, VDS tomará valores distintos de cero con la aplicación de la señal de entrada RF y por consiguiente el transistor deja de estar en corte. Por otra parte, es deseable disponer de una tensión VGS igual a la tensión umbral del transistor, al tiempo que la tensión VDS toma un valor tal que sitúe al transistor en la zona de operación en la que la corriente de drenador IDS crece de forma lineal en función de VDS tal como observamos en la Figura 4.3.

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Capítulo 4: Diseño del mezclador resistivo

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Figura 4.3: Característica IDS/VDS del transistor.

Una vez obtenida la polarización del transistor, como primer paso, procedemos a escoger la potencia óptima del oscilador local para nuestro circuito.

4.2 Selección de la potencia de OL En este apartado, se pretende obtener la potencia óptima del oscilador que genere las mínimas pérdidas de conversión, siendo esta última prioritaria en el desarrollo de este proyecto. Para ello, nos basamos en el esquemático de la Figura 4.4 donde se observa la introducción de dos bloques, DC-BLOCK y DC-FEED, para la red de polarización, así como dos generadores de señal, para OL y RF. Los bloques DC-BLOCK y DC-FEED sirven para aislar la señal de OL de la fuente de alimentación. Estos bloques se encuentran en la librería Lumped-Components de ADS. Estas últimas se configuran dando valores a sus frecuencias y sus impedancias, así como sus potencias. De esta manera, la señal de RF tendrá las siguientes características:

Impedancia: 50 Ohm Frecuencia: 2.4 GHz Potencia: -30 dBm

Por otra parte, la señal OL se caracteriza por:

Impedancia: 50 Ohm Frecuencia: 2.33 GHz

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Capítulo 4: Diseño del mezclador resistivo

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La potencia para la señal OL se desconoce, y de ahí el interés de este apartado. Para la simulación del circuito resultante se va a emplear la técnica basada en balance armónico, que nos permite realizar barridos de cualquier parámetro seleccionado. Para ello, se escoge como parámetro la potencia OL. Ésta va a estar limitada por el fabricante que recomienda su uso entre -15 a +10 dBm.

Figura 4.4: Diagrama esquemático para la obtención de la potencia óptima.

Tras la simulación del circuito, tendremos que definir la ecuación de la ganancia de conversión, que en ADS se define como se indica a continuación:

MixConvGain = dBm (mix (IF, {-1,1})) – RF _power[0]

Donde IF hace referencia al puerto de salida de la frecuencia intermedia y el par {-1,1} indica la frecuencia de la señal IF. Con esto se obtiene la ganancia en función de la potencia OL tal como muestra la Figura 4.5. Recuérdese que la entrada de RF se ha definido con un nivel de -30 dBm.

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Capítulo 4: Diseño del mezclador resistivo

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Figura 4.5: Simulación de ganancia de conversión en función de la potencia de OL.

Se observa que para una potencia OL de +10 dBm, que es el máximo recomendado por el fabricante, se obtiene una ganancia de conversión máxima.

4.3 Fuente de polarización En este apartado llevaremos a cabo un análisis similar al realizado anteriormente, esto es, un análisis mediante la técnica del balance armónico que en este caso tendrá como variable la tensión de la fuente de polarización Vb. Tras el cálculo de la potencia de la señal OL en el apartado anterior, se tomará dicho valor para el análisis en este apartado y en los siguientes. El valor de esta potencia es de +10 dBm. El esquemático para la simulación en cuestión se representa en la Figura 4.6.

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Capítulo 4: Diseño del mezclador resistivo

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Figura 4.6: Circuito esquemático para obtener la polarización óptima de puerta.

Tras la simulación del circuito en la Figura 4.6, se obtuvo la variación de la ganancia de conversión en función de la fuente de polarización, que se muestra en la Figura 4.7.

Figura 4.7: Dependencia de la ganancia de conversión con la tensión de polarización.

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Capítulo 4: Diseño del mezclador resistivo

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Observamos que el dispositivo entra en zona de saturación a partir de un valor de 0,6 de la tensión Vb. De esta manera, la zona de interés será la situada entre los valores 0 y 0,6 V de tensión Vb. Además, se comprueba que tener o no un transistor polarizado no conlleva mejoras en la ganancia de conversión. Como consecuencia de ello, se plantea la eliminación de la red de polarización porque además de lo explicado, esta red requiere la introducción de elementos SMD y por consiguiente, aumenta el coste. Con el objetivo de maximizar la ganancia sin red de polarización, se intenta realizar la misma simulación del barrido de potencia OL. Para tal fin, se añade un divisor de potencia ideal de 3 puertos (componente PwrSplit2), disponible en la librería System-Passive, con el fin de separar los puertos de radiofrecuencia y de frecuencia intermedia, mostrándose el esquemático resultante en la Figura 4.8.

Figura 4.8: Esquemático del diseño con un divisor de potencia.

Los resultados mostrados en la Figura 4.9 representan la ganancia de conversión después de aplicar el barrido de potencia de OL.

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Capítulo 4: Diseño del mezclador resistivo

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Figura 4.9: Ganancia de conversión frente a la potencial de OL.

Se puede observar que el hecho de haber eliminado la red de polarización sólo ha provocado un aumento de las pérdidas de aproximadamente 0.5 dB. Otro hecho observable es el comportamiento a las potencias de OL más bajas. En esa zona los resultados obtenidos no parecen fiables; esto puede ser debido bien a problemas del simulador o bien a problemas de convergencia. De todas maneras, a partir de este momento la potencia de la señal OL se fijará a +10 dBm, que como ya se ha comentado es el valor para el cual la ganancia es máxima, y dicho valor no será modificado en las simulaciones venideras. Obsérvese también que las pérdidas de conversión aún son altas si se comparan con los resultados que pueden esperarse. Se puede atribuir este comportamiento a una adaptación inadecuada en los puertos y a la falta de aislamiento. En los siguientes apartados se continúa con el proceso de optimización, diseñándose los filtros y adaptadores necesarios para obtener los objetivos planteados.

4.4 Diseño de filtros En este apartado se propone el diseño de los filtros necesarios para la operación del mezclador objeto de este proyecto de fin de carrera. Cabe destacar que el hecho de que el mezclador resistivo sea simple, impide tener un proceso de filtrado para separar las señales de interés, y de ahí que surge la necesidad de diseñar los filtros. Durante esta etapa procedemos al diseño de tres filtros, dos de los cuales son del tipo paso de banda y uno de tipo paso baja. En lo que respecta a los dos primeros, se ha elegido la tecnología microstrip para llevar a cabo su construcción. Las líneas microstrip son compactas y se incluyen dentro de las líneas de transmisión planares, además de que suelen tener un bajo coste de fabricación y se pueden integrar con facilidad con transistores para crear circuitos integrados de microondas.

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En cuanto al tercer tipo de filtro, se van a emplear componentes LC al no ser de una frecuencia alta. A continuación, se explica paso a paso el procedimiento del diseño de cada filtro. Los filtros de paso banda, van a ser de orden dos, con el objetivo de minimizar las dimensiones del layout final. Sus respuestas serán de tipo Chebyshev de 3 dB de rizado, ya que este tipo no tiene problemas de realizabilidad con el método de diseño que se plantea. En cuanto a la tecnología mencionada anteriormente, se propone utilizar filtros con líneas acopladas, que serán de longitud λ/4 y la separación de las líneas ha de ser superior a 0,2 mm. Empezando por los filtros de orden dos, de líneas acopladas, el punto de partida son los los coeficientes gi de inmitancia normalizada, que pueden tomarse de las tablas de filtros Chebyshev disponibles en [3] (véase Tabla 1):

Tabla 1: Tabla de Chebyshev para el diseño de filtros.

Utilizando los valores de los parámetros de inmitancia del prototipo paso de baja y del ancho de banda fraccional [3]

Δ = w2 – (w1/ w0). Con w2= (w0)2 /w1.

Con los coeficientes elegidos de la tabla y el ancho de banda fraccional calculado para cada filtro se pueden obtener los parámetros siguientes, que se corresponden con las relaciones de transformación normalizadas de los transformadores de admitancia [3]:

Z0 J1 = √ �∆∗� ∗�

Z0 Jn = �∆∗√��− ∗�� para n=2,3,….,N.

Z0 JN+1 = √ �∆∗�N∗��+

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Capítulo 4: Diseño del mezclador resistivo

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Finalmente obtenemos las impedancias de modo par e impar de cada par de líneas acopladas, a partir de las siguientes expresiones [3]:

Z0o = Z0 (1 + JZ0 + (JZ0)2)

Z0e = Z0 (1 - JZ0 + (JZ0)2)

Estas ecuaciones sirven para configurar los elementos CLIN de la librería TLines-Ideal. Estos elementos son líneas acopladas ideales que se implementan para diseñar los filtros de paso de banda en este proyecto. Cabe destacar también que el substrato que se va a implementar para el diseño de filtros tiene como características:

Constante dieléctrica: Ɛr = 2,17 Espesor del substrato: H= 0,508 mm Espesor de las capas de metalización: TCu = 0,035 mm Conductividad del metal (Cu): Cond= 5,8·107 S/m Tangente de pérdidas del dieléctrico: tan δ = 0,0008

A continuación, veremos cada filtro por separado.

4.4.1 Filtro de RF En este apartado se trata de diseñar un filtro paso de banda de frecuencia central 2.4 GHz cuya respuesta es Chebyshev de 3 dB y su orden es dos. Aplicamos lo explicado anteriormente para obtener los valores que configuran los elementos CLIN de la librería TLines-Ideal. Para ello, escogemos los valores que corresponden al orden dos desde la Tabla 2.

N g0 g1 g2

2 3.1013 0.5339 5.8095 Tabla 2: El orden dos de la tabla de Chebyshev.

En cuanto a las especificaciones frecuenciales se impone que:

f0 = 2.4 GHz f1 = 2.3 GHz

f2 = (f0) 2/f1 = 2.504 GHz

Δ = (f2 –f1)/f0 = 0.0851

Con los coeficientes gn y el ancho de banda fraccional calculado Δ. Se obtienen los parámetros que vienen resumidos en la siguiente tabla:

N Z0Jn Z0o Z0e

1 0.2076 41.77 62.54 2 0.1039 45.35 55.73 3 0.2076 41.77 62.54

Tabla 3: Resumen de resultados para las impedancias del modo par/impar del RF.

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Estos valores obtenidos sirven para configurar los elementos CLIN de la librería TLines-Ideal. Estos elementos son líneas acopladas ideales y pueden ser vistas en el diseño del filtro RF ideal que se muestra en la Figura 4.10.

Figura 4.10: Filtro de RF ideal.

Tras configurar las líneas acopladas del filtro sería interesante poder ver la respuesta del mismo. Para ello, se va a emplear un análisis de parámetros S en las frecuencias que interesen. Como se puede observar en la Figura 4.11 se sustituyen los puertos de entrada y de salida por terminaciones de 50 Ω, configurándose el elemento S-PARAMETERS para las frecuencias en las que se está interesado, representándose en la ventana de datos dB(S(2,1)) a dichas frecuencias. Esta respuesta se muestra en la Figura 4.12 donde se confirma que la frecuencia RF se encuentra en el centro de la banda de paso.

Figura 4.11: Esquemático para la simulación de parámetros S del filtro ideal de RF.

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Figura 4.12: la respuesta del filtro de RF ideal.

El filtro que hemos obtenido es un filtro ideal que emplea elementos ideales pero nuestro diseño necesita emplear elementos reales. Para ello, se van a utilizar las líneas acopladas, que se pueden simular mediante los componentes MCFIL de la librería TLines-Microstrip, que se corresponden con líneas acopladas en tecnología microstrip. Los parámetros que hacen falta para el diseño de estas líneas son la longitud L, la anchura W y la separación de las líneas S. Para encontrar dichos parámetros se empleará la herramienta LineCalc del ADS. Para ello, se abre el esquemático de la Figura 4.10 y accedemos al menú de Herramientas (Tools).

Tools -> LineCalc -> Start Line Calc Obteniéndose una ventana como la que se muestra en la Figura 4.13. Se requiere la introducción de las impedancias características de las líneas.

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Figura 4.13: La herramienta Linecalc del ADS.

Tras el cálculo se obtienen los valores que vienen resumidos en la siguiente tabla.

N W(mm) S(mm) L(mm)

1 1.36635 0.26339 23.29 2 1.48652 0.667192 23.0703 3 1.36183 0.257428 23.9979

Tabla 4: Valores de las tres líneas acopladas del filtro RF. Una vez terminado el proceso de cálculo de las líneas acopladas mediante la herramienta LineCalc, se configuran las líneas MCFIL, de la librería TLines-Microstrip, como se muestra en la figura 4.14. Destacamos en dicha figura la utilización del bloque MSub1 que hace referencia al elemento MSUB de la librería TLines-Microstrip, introducido en el circuito para configurar los parámetros del substrato utilizado.

Para obtener la respuesta del filtro se vuelve a realizar una simulación utilizando el análisis de parámetros S, obteniéndose la Figura 4.15.

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Figura 4.14: El circuito del filtro RF con líneas acopladas de microstrip.

Figura 4.15: La respuesta del filtro RF con líneas acopladas de microstrip.

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Como observamos, la nueva respuesta presenta pérdidas similares a las del filtro ideal. Por otra parte, la frecuencia central 2.4 GHz sigue permaneciendo en el centro de la banda de paso.

4.4.2 Filtro OL En este caso, el filtro paso de banda deberá estar centrado a una frecuencia de 2.33 GHz que se corresponde con la frecuencia del oscilador local. Para el diseño de este filtro se siguen los mismos pasos que en el caso anterior. La única diferencia existirá entre los valores de las frecuencias de diseño. Por tanto, todo lo que se ha comentado para el filtro de RF será válido para este caso. Para ello, primero obtenemos los valores de inmitancias que corresponden al orden dos desde la Tabla 1.

N g0 g1 g2

2 3.1013 0.5339 5.8095 Tabla 5: Tabla 2: El orden dos de la tabla de Chebyshev.

En cuanto a las especificaciones frecuenciales se impone que:

f0 = 2.33 GHz f1 = 2.23 GHz

f2 = (f0) 2/f1 = 2.4345GHz

Δ = (f2 –f1)/f0 = 0.0878 Con los coeficientes gn y el ancho de banda fraccional calculado Δ. Se obtienen los parámetros que vienen resumidos en la siguiente tabla:

N Z0Jn Z0o Z0e

1 0.2108 41.77 62.54 2 0.1071 45.35 55.73 3 0.2108 41.77 62.54

Tabla 6: Resumen de resultados para las impedancias del modo par/impar del OL.

Los valores obtenidos sirven para configurar los elementos CLIN de la librería TLines-Ideal. Estos elementos son líneas acopladas ideales y pueden ser vistas en el diseño del filtro RF ideal que se muestra en la Figura 4.16.

Figura 4.16: Filtro OL ideal.

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Tras obtener los valores exactos de las líneas acopladas ideales, procedemos a simular el circuito de la Figura 4.17 empleando el análisis S-PARAMETRS. Con ello, obtenemos en la Figura 4.18 la respuesta del filtro OL, como se observa, la frecuencia de interés cae en el centro de la banda de paso.

Figura 4.17: El circuito del filtro OL ideal.

Figura 4.18: la respuesta del filtro OL ideal.

Una vez hallado el filtro ideal OL, se va a diseñar el filtro en tecnología microstrip. Para ello, se empleará el proceso utilizado en el apartado anterior, en el cual hemos utilizado la herramienta LineCalc del ADS tal como vemos en la Figura 4.13. Tras el cálculo se obtienen los valores que vienen resumidos en la Tabla 7.

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N W(mm) S(mm) L(mm)

1 1.36183 0.257428 23.9979 2 1.48395 0.643915 23.7687 3 1.36183 0.257428 23.9979

Tabla 7: Valores de las tres líneas acopladas del filtro OL. Configuramos nuevamente nuestro filtro de la Figura 4.19, utilizando líneas acopladas reales MCFIL. Para obtener la respuesta del filtro se vuelve a realizar una simulación utilizando el análisis de parámetros S, representándose los resultados en la Figura 4.20.

Figura 4.19: El circuito del filtro OL con líneas acopladas de microstrip.

Como observamos en la Figura 4.20 la nueva respuesta presenta pérdidas más o menos iguales al del filtro ideal. La frecuencia central 2.33 GHz sigue estando en el centro de la banda de paso.

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Capítulo 4: Diseño del mezclador resistivo

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Figura 4.20: La respuesta del filtro OL real.

4.4.3 Filtro IF En este apartado se va a diseñar el filtro IF cuya frecuencia central es 70 MHz. Debido a su baja frecuencia se van a implementar los componentes LC. Al igual que los filtros anteriores, se propone para este filtro una respuesta Chebyshev de 3 dB de rizado y orden dos. La frecuencia de corte de 3 dB se va a situar en 100 MHz. Con estos datos y utilizando las ecuaciones de [3] para el cálculo de filtros LP se obtienen los valores de los diferentes elementos:

L= 47 nH. C= 55 pF.

Si se simula el filtro con estos valores se obtiene la respuesta deseada, tal como se observa en la Figura 4.22, pero no la real ya que, estos valores no pueden ser conseguidos exactamente con los condensadores y bobinas que aparecen en la librería.

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Figura 4.21: Filtro ideal de IF.

Figura 4.22: la respuesta del filtro ideal de IF.

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4.5 Diseño de adaptadores de impedancia Entre los problemas pendientes de resolución, consideramos ahora la desadaptación que se produce entre la salida de los filtros y las entradas del transistor. Por ello, surge el diseño de adaptadores de impedancia. El diseño de dichos adaptadores requiere el cálculo de las impedancias en las puertas del transistor cada uno con la frecuencia que le corresponde, se refleja en la Figura 4.23 el circuito que nos permite calcular las impedancias.

Figura 4.23: Esquemático para calcular las impedancias.

Tal como mencionamos anteriormente, se emplea la técnica del balance armónico para la obtención de las impedancias. Para ello, se introducen los bloques Ifc y Vfc de la librería Simulation-HB que que devuelven la corriente y la tensión en cada armónico. Por otra parte, se incorpora el bloque I_PROBE de la librería Probe Components para medir corrientes. Posteriormente, en una tabla de datos se realiza la representación de los valores de las impedancias en los puntos y frecuencias. En la Figura 4.24 se muestra que para obtener el coeficiente tensión/intensidad se usa “Trace options” donde el formato seleccionado para mostrar los resultados es Magnitud/Grados.

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Figura 4.24: La obtención del valor de la impedancia.

Esta simulación nos proporciona los siguientes valores para las impedancias:

ZOL= 7.845-79.657º ZIF = 500º ZRF = 72.137163.353º

Tras obtener los valores de las impedancias, se diseñan las redes de adaptación de las mismas.

4.5.1 Red de adaptación de OL y RF Empleando la herramienta Matching Utility que proporciona el software ADS, calculamos la red de adaptación de RF. Esta herramienta se encuentra en la librería DG-All Networks donde se localizan y se configuran los parámetros del bloque SSMtch tal como se muestra en la Figura 4.25.

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Capítulo 4: Diseño del mezclador resistivo

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Figura 4.25: la configuración del bloque SSMtch.

Después de configurar el bloque SSMtch, se seguirán los pasos siguientes partiendo del menú:

DesignGuide – Amplifier- Tools- Matching Utility Para obtener la red de adaptación requerida que se representa en la Figura 4.26 siguiente.

Figura 4.26: Adaptador LO ideal.

Consideramos la longitud E que se refiere a la longitud eléctrica expresada en grados. Para un diseño de adaptadores más real se utiliza una línea MLIN y otra MLOC para el stub que se localizan en la librería TLines-Microstrip. Con la herramienta Linecalc se calcula la anchura y longitud de cada línea microstrip. En la Figura 4.27 se demuestra que tras la introducción de la impedancia característica y la longitud efectiva se devuelven los parámetros deseados. En lo que respecta el substrato, se emplea el mismo que se ha utilizado en los filtros.

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Figura 4.27: Adaptador LO real.

En lo que respecta el adaptador RF, el procedimiento es el mismo seguido por el del adaptador OL. En la Figura 4.28 se representa el adaptador RF ideal y en la Figura 4.29 representamos el adaptador RF real.

Figura 4.28: Adaptador RF ideal.

Figura 4.29: Adaptador RF real.

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4.5.2 Adaptador IF

Debido a que la frecuencia es menor que las anteriores y a que las líneas de transmisión son grandes, para el diseño de este tipo de adaptador se emplea un adaptador diseñado con elementos LC. De ahí que se utiliza la herramienta Matching Utility de ADS. En la Figura 4.30 se representa la configuración del componente LEMtch en la librería Matching DG-All Networks.

Figura 4.30: la configuración del LEMtch.

Una vez realizada la configuración de este componente, se procede a su localización partiendo del menú DesignGuide se siguen los pasos siguientes:

Amplifier -> Tools -> Matching Utility.

En la segunda pestaña, denominada Matching Assistant, se puede observar el resultado obtenido en la Figura 4.31.

Figura 4.31: Adaptador IF ideal.

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Cabe destacar que los resultados obtenidos son ideales, por ello, más adelante procederemos a su conversión en valores reales.

4.6 Simulación del circuito con la adaptación y los filtros

A continuación, se realizan cambios en el circuito del mezclador para calcular la ganancia de conversión. Para ello, se han incorporado los adaptadores OL, RF e IF, y los tres filtros OL, RF e IF. En la Figura 4.34 se incluyen estos filtros con sus líneas correspondientes englobadas en un componente, con el objetivo de tener una mejor visión del circuito. Por otra parte, también simplificamos la salida del circuito, esto es el puerto IF tal que podemos simplificar la etapa de adaptación junto al filtro.

Para llevar a cabo el proceso de simplificación de la salida del puerto IF, agrupamos los dos condensadores reflejados en la Figura 4.32 ya que están en paralelo. Al mismo tiempo los transformamos en valores realizables, tomados del fabricante AVX, como se ve en la Figura 4.33.

Figura 4.32: Adaptación y el filtro IF ideal.

Figura 4.33: Adaptación y el filtro IF real.

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Figura4.34: El circuito final con los filtros y adaptaciones reales.

En la Figura 4.35 se muestra la ganancia de conversión en función de la potencia OL tras haber realizado la simulación del circuito anterior donde se han obtenido pérdidas óptimas de conversión de aproximadamente 6.6 dB. Cabe destacar que este resultado es uno de los objetivos de este proyecto de fin de carrera.

Figura 4.35: MCV frente a la potencia LO

Tras haber alcanzado este objetivo, procedemos al diseño del layout del circuito final de la Figura 4.34.

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4.7 Diseño del layout

Para finalizar, procedemos al diseño del layout del circuito de la Figura 4.34. Para la realización de este diseño hemos de considerar la tecnología empleada, y a su vez, aspectos como la máxima frecuencia de funcionamiento y la disponibilidad de modelos tanto para los elementos lineales como para los no lineales. Destacamos que la tecnología utilizada es de tipo Microstrip que es adecuada a las características de nuestro circuito.

Empezamos destacando las características del substrato que vamos a utilizar en el diseño del layout, teniendo en cuenta, que es el mismo empleado en los filtros y los adaptadores. Dichas características son:

Constante dieléctrica: Ɛr = 2,17 Espesor del substrato: H= 0,508 mm Espesor de las capas de metalización: TCu = 0,035 mm Conductividad del metal (Cu): Cond= 5,8·107 S/m Tangente de pérdidas del dieléctrico: tan δ = 0,0008

Por otra parte, tenemos los footprints o huellas de los componentes, cuya importancia es relevante para poder confeccionar el layout. Cuando se realiza la máscara del circuito, se hace necesaria una etapa de planificación en la que se estudian las posibles situaciones de los componentes y los pads que se van a utilizar. Los objetivos que se persiguen en el diseño del layout son:

La consecución de un diseño simétrico. Destacamos que al estar el mezclador compuesto únicamente por un transistor, no nos centramos mucho en dicha característica. Sin embargo, en el caso de los mezcladores doblemente balanceados este objetivo es relevante, ya que, hace falta que las líneas de transmisión de las diferentes entradas tuvieran la misma longitud.

La reducción de las dimensiones que ocupará la placa diseñada.

Con el software ADS se puede implementar el layout utilizando dos métodos:

El primero sería de forma automática a partir del circuito disponible siguiendo los pasos: Layout- Generate- Update Layout. Este método es menos costoso en cuanto a tiempo y dificultad pero no se ha utilizado ya que los elementos se disponen desordenadamente por el layout y eso dificulta el diseño.

En lo que respecta el segundo método, hay que ir colocando uno a uno los distintos componentes siguiendo los pasos siguientes: Layout- Place Components From Schems To Layout.

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Capítulo 4: Diseño del mezclador resistivo

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Con la ayuda del catálogo del transistor, determinamos el tipo de encapsulado de este último. En el catálogo se estudia el encapsulado estándar SPT343 con los 4 pines que viene definido en el software ADS.

Una vez asignado el footprint al componente, tras la selección del transistor se siguen las etapas siguientes: Component- Edit Component Artwork. En el menú emergente se selecciona Artwork Type: Fixed y se busca el estándar eligiendo en Artwork Name: SOT343R.

Por otra parte, se emplean varias líneas de transmisión para la conexión de los distintos componentes del circuito original. La frecuencia de trabajo se define por la anchura de cada línea.

Destacamos que como el mezclador emplea tres frecuencias distintas, se ha de calcular la anchura para cada una de estas frecuencias. Se diseñan las líneas de transmisión con valor muy cercano a 1.51 mm. Las líneas han de tener la mínima longitud posible para que el área del layout sea de tamaño mínimo y que la separación entre una línea y otra debe ser como mínimo dos o tres veces la anchura de las líneas de transmisión.

Por otra parte, en los componentes MLIN de los filtros de líneas acopladas se configuran los parámetros W1 y W2 como las anchuras de las líneas que le preceden y le suceden respectivamente. Gracias a esto, se mantiene la continuidad en uno de los bordes y sólo se presenta discontinuidad en un borde.

El footprint está definido en lo que respecta las bobinas y condensadores que son de la librería SMD. La librería Lumped-With Artwork ofrece el SMT-Pad que es un elemento que define una serie de parámetros para el footprint. Este va a ser el mismo para todos, por ello, habría que fijarse en el elemento más restrictivo en el momento de fijarse en el elemento más restrictivo y puede indicar la anchura, longitud y capa correspondiente. En lo que respecta la anchura, se toma el valor 1.51 mm, siendo el parámetro de la longitud lo suficientemente grande para que facilite la soldadura de los componentes.

Por otra parte, se ha de considerar cómo resolver los cortocircuitos que se producen en el circuito realizado con elementos microstrip. Se tienen en cuenta los elementos MTEE_ADS que posee tres puertos y MCROSO_ADS con cuatro puertos de la librería TLines_Microstrip. En lo que concierne la anchura de los puertos sería de 1.51mm. Además hace falta el empleo del elemento MTAPER de la librería TLines_Microstrip para la conexión de las líneas con la puerta del transistor. Gracias a este elemento se puede pasar de un ancho a otro en una longitud reducida, lo cual es útil al tener problemas con el ancho del pad. Sería muy simple que se cortocircuitase la línea ya que la puerta debe ir a cortocirtuito y por eso, se necesita el taper.

En la Figura 4.36 se representa el diseño del layout completado con el alargado de los puertos donde van conectados los conectores SMA. En dicha figura se muestra el plano en masa y con el objetivo de garantizar una conectividad adecuada de los terminales de

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Capítulo 4: Diseño del mezclador resistivo

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fuente a tierra se han empleado vías de 0,8 mm de diámetro. De ahí que se han definido unas isletas de cobre con tamaño adecuado.

Figura 4.36: Layout.

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Capítulo 5: Resultados

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CAPÍTULO 5: Resultados

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Capítulo 5: Resultados

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Tras el diseño del circuito del mezclador resistivo y los filtros y adaptadores de impedancia que son sus correspondientes elementos reales, procedemos a la presentación de los resultados que obtuvimos como resultado de este proceso. En la Figura 4.35 observamos ciertas pérdidas con todos los elementos reales de 6.6 dB y se cumple el objetivo de ganancia de conversión. Cabe destacar que en el capítulo anterior obtuvimos ciertos resultados definitivos, además hemos conseguido el objetivo de mínimo consumo tras el planteamiento de que la red de polarización no era necesaria Posteriormente, se realizan las medidas siguientes: el punto de compresión y de intercepto, el espectro de salida y los aislamientos más destacados.

5.1 Espectro de salida

Para explicar el espectro centrado en la salida IF hemos configurado las señales OL y RF. En la Figura 5.1 observamos por una parte la señal OL que permanecerá igual que antes, y por otra, la señal RF que se modificará de tal manera que, en lugar de un solo tono se introducirán dos tonos separados 1 MHz y centrados en 2.4 GHz.

Figura 5.1: Configuración de los tonos introducidos.

El objetivo de dicho análisis es ver cómo afecta la intermodulación de tercer orden al circuito. También se podrá comprobar si el circuito presenta las características propias de un mezclador resistivo.

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Capítulo 5: Resultados

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Figura 5.2: Circuito

Observamos en la Figura 5.3 el resultado obtenido tras la simulación del circuito 5.2 donde se observa todas las señales que pasan por la salida de nuestro circuito.

Figura 5.3: Espectro a la salida del mezclador.

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Capítulo 5: Resultados

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En esta figura se representa el espectro a la salida de nuestro mezclador como se puede observar que gracias al uso de filtros, una gran parte de los armónicos quedan eliminados o bastante atenuados. Se marca la caída del segundo armónico (2fIF = 140 MHz), que es el que está más próximo y por tanto más puede afectar a la salida, con respecto al primero (fIF = 70 MHz). La diferencia supera los 85 dB.

5.2 Punto de compresión de 1 dB y punto intercepto de tercer orden

A continuación, procedemos al incremento de la potencia de entrada RF y a la medida de la diferencia entre la potencia de salida real y la potencia teórica para el posterior cálculo del punto de compresión de 1 dB. De esta manera, la diferencia será el resultado de (PRF – Lconv) – PIF. El punto de comprensión se alcanza cuando la diferencia es igual a 1 dB. En la Figura 5.4 se representa el punto de compresión, que queda en torno a +7 dBm, que es un valor aceptable para los mezcladores de dichas características, y que se obtiene tras un barrido en RF desde -40 a 30 dBm.

Figura 5.4: La obtención del punto de compresión de a dB.

Para la medición del punto de intercepto (TOI: third-order intercept point) no sólo se introduce un tono de entrada sino que se le acompañará de otro tono muy cercano en frecuencia, separados 1 MHz con frecuencia media 2.4 GHz (freq[2]= 2.399 GHz y RFfreq[3]= 2.401 GHz). Se conoce que si se varía la potencia del tono de entrada, el tono de salida de primer orden aumentará de potencia en igual valor, mientras que un tono interferente de tercer orden lo hará en el triple de ese valor. De esta manera, se toma una determinada potencia de entrada, y se mide para ella la potencia de salida y la potencia interferente de salida (la señal interferente estará situada en una frecuencia igual a fOL + 2f1 – f2), donde las señales de f1 y f2 son los tonos mencionados anteriormente. El hecho de que la potencia interferente se aproxima en 2 dB a la potencia deseada de salida por cada dB

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Capítulo 5: Resultados

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que se aumenta la potencia de entrada, el punto donde se igualan ambas será cuando se incremente la potencia de entrada actual en una cantidad igual a la mitad de la diferencia de potencias medida. Por ello, el punto de intercepto es la potencia de entrada más la diferencia de potencias dividida por dos:

TOI = [PIF – PIF_int]/2 + PRF

Con esto, aparecen problemas tales que la distorsión que sufre la señal de salida a potencias de entrada altas o que la potencia de la señal interferente, que debería tener una pendiente de 3 dB, sólo presenta dicha pendiente en un rango de potencia de entrada reducido. En la fórmula anterior, en lugar de restar la potencia de salida a la interferente, se usará la potencia de salida teórica, es decir, la de entrada menos las pérdidas de conversión con el objetivo de evitar el falseamiento del resultado. Lo equivalente a esto es el uso de la recta prolongada a partir de su región lineal en lugar de usar la curva de la potencia de salida. Matemáticamente se está usando:

TOI = [(PIF – Lconv) – PIF_int]/2 + PRF

Esta ecuación refleja la necesidad de conocer las pérdidas de un circuito antes de poder calcular el TOI. El hecho de que la pendiente de la potencia interferente varíe tiene como efecto que el TOI calculado no permanece constante para toda la potencia de entrada, sino que sólo sucede así en el rango anteriormente mencionado. Se realiza la representación de resultado para toda la potencia RF y se toma como resultado el correspondiente a la zona donde permanezca constante, ya que en esa zona la señal interferente es la que realmente interesa, para poder llevar a cabo la medición del punto intercepto.

Figura 5.5: La gráfica del punto intercepto de tercer orden.

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Capítulo 5: Resultados

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A continuación, representamos en la Figura 5.5 el gráfico obtenido tras la simulación. Con la función ADS ip3_out que devuelve el valor del TOI pasándole como parámetros la señal de salida, los índices de los armónicos de la frecuencia fundamental y de intermodulación respectivamente, y el valor de la impedancia de referencia llevamos a cabo el cálculo. Se observa que la zona de la gráfica donde la curva pasa a tomar un valor constante sería una buena aproximación para el punto de intercepto. Pero esto no implica que se puedan obtener conclusiones claras a partir de la misma. Esto es debido a que la función no es plana y no se distinguen valores para los cuales la relación sea 1:3; tan solo se puede decir que parece que el punto de intercepto se encuentra encima de unos 15 dBm a la entrada. Por otra parte, si se representa la potencia a la salida IF del tono fundamental y del de intermodulación tras hacer un barrido en RF desde -40 a 30 dBm nos resulta la Figura 5.6 donde percibimos como el tono fundamental reflejado en línea azul incrementa un dB por cada dB que aumenta la potencia de la señal de entrada. En lo que respecta el tono de intermodulación representado con la línea roja crece 3 dB con cada dB de la señal de entrada. En este caso, la señal de salida sufre una saturación para potencias altas de entrada. Al obtener valores inferiores a -100 dBm que se encuentran muy por debajo del nivel de ruido de fondo, concluimos que la intermodulación es despreciable. Esto se produce porque son valores despreciables por falta de definición del programa, ya que es difícil que un simulador presente un rango dinámico superior a 100 o 150 dBm.

Figura 5.6: Gráfica de la señal deseada e interferente.

Por otra parte, si se prolongan las líneas de subida teóricas de pendiente 1 y de pendiente 3, concluimos que el punto de intercepto (a la salida) queda en el rango de

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Capítulo 5: Resultados

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unos 30 dBm, de nuevo un magnífico valor para los mezcladores de las características del presentado en este Proyecto.

5.3 Aislamiento En este apartado se exponen los resultados de aislamiento, que constituyen una medida relevante para garantizar que la salida IF esté aislada de las entradas OL y RF. Al ser la señal OL más fuerte, destacamos la importante relevancia del aislamiento en cuanto a la misma.

Figura 5.7: Presentación de la influencia de cada señal sobre los puertos restantes.

Figura 5.8: Fórmulas para obtener la figura 5.7.

Las fórmulas necesarias para la determinación de los aislamientos se resumen en la Figura 5.7, esto es, LO a IF, LO a RF y RF a IF. Si se tiene en cuenta que la potencia de LO se escogió a 10 dBm, se obtienen los resultados siguientes:

Aislamiento de LO en el puerto IF: 151 dB. Aislamiento de LO en el puerto RF: 113 dB. Aislamiento de RF en el puerto IF: 65 dB.

Puede concluirse que los aislamientos obtenidos son bastante satisfactorios.

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CAPÍTULO 6: Conclusiones

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Capítulo 6: Conclusiones

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El objetivo final de este proyecto de fin de carrera es el diseño de un mezclador resistivo a frecuencia de 2.4 GHz cumpliendo este último unas características tal que la consecución de la máxima ganancia del circuito en lo que se refiere a la potencia del mezclador, la obtención de un punto de compresión y de intercepto altos y por último la minimización del consumo del circuito. Para llevar a cabo este trabajo, hemos empleado el dispositivo HEMT cuyo rango de frecuencia es adecuado para el diseño de nuestro mezclador. El mezclador resistivo con un solo FET se caracteriza por una baja distorsión a causa del funcionamiento del mismo, por el bajo ruido y con pérdidas de conversión similares de un mezclador con diodo, gracias a estas cualidades, concluimos que se trata de una estructura apta para el funcionamiento del mezclador. Para la obtención de las características que definen el comportamiento del mezclador se ha empleado el software Advanced Design System, garantizando la validez de los resultados, y la obtención e interpretación de los mismos. Cabe destacar que todos los objetivos planteados para este trabajo, han sido alcanzados incluso con las limitaciones que presenta el modelo empleado. En este proyecto, no hemos tratado la estabilidad del circuito que es una importante medida. Maas expone en [2] que en circuitos no lineales como el diseñado en este trabajo, no existe un criterio establecido para saber si un circuito es estable o no. Pero a la vez asegura que, si las simulaciones ejercidas sobre el circuito mediante el análisis del balance armónico convergen a una solución razonable, se puede tener el convencimiento de que dicho circuito es estable. Por ello, consideramos el circuito diseñado estable, ya que, las simulaciones realizadas a los valores de potencia que definitivamente se han fijado no presentaban problemas de convergencia. En lo que concierne las líneas futuras de investigación destacamos las siguientes:

Realización de diversos análisis sobre el layout y obtención de los resultados sobre el mismo, asegurándonos que las prestaciones del dispositivo no se degradan enormemente.

Se podría realizar la implementación física del circuito en el laboratorio con el fin de demostrar la práctica de las propiedades obtenidas en la simulación.

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REFERENCIAS

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[1] Data sheet ATF-54513 Low Noise Enhacement Mode Pseudomorphic HEMT, AVAGO Technologies. [2] Stephen A. Maas, “Microwave Mixers”, Artech House, 1993.

[3] D.M. Pozar, “Microwave Engineering”.

[4] Introduction to Agilent ADS circuit simulation tools.

[5] Manuales de Advanced Design System de Agilent Technologies.

[6] Luís Javier Reina Tosina, “Técnicas de Diseño y Análisis de Mezcladores mediante Series de Volterra”, Tesis doctoral, Universidad de Sevilla, 2002. [7] Stephen A. Maas, “A GaAs MESFET mixer with very low intermodulation”, IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, Vol. MTT-35, No. 4, pp. 425-429, April 1987.