Proyecto Final Diseno Flyback

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Escuela de Graduados Universidad APEC & Universidad de Puerto Rico, Mayagüez

Maestría en Ingeniería Eléctrica mención Potencia

- Temas Especiales de Sistemas de Potencia (PMA-459) - Prof. Andrés Díaz, Ph.D.

Proyecto Final:

Diseño de Convertidor Flyback Con control proporcional

Preparado por:

Rafael E. Rojas Rivas 2007-1835

Gilberto R. Ruiz-Joubert 2007-1836

Santo Domingo, R.D. 31 de agosto, 2008

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INDICE

1 Introducción ................................................................................................................................. 3

2 Convertidores DC‐DC .................................................................................................................... 4

2.1 Teoría ............................................................................................................................................ 4

2.2 Fuentes Conmutables Aisladas ..................................................................................................... 4

2.3 El Convertidor Flyback .................................................................................................................. 5

2.3.1 Modos de operación ............................................................................................................. 7

2.3.2 Métodos de control del Flyback ............................................................................................ 9

3 Diseño del convertirdor Flyback ................................................................................................. 12

3.1 Cálculos ....................................................................................................................................... 12

3.1.1 Datos Iniciales ..................................................................................................................... 12

3.1.2 Razón de vueltas Primario / Secundario ............................................................................. 13

3.1.3 Máximo Estrés del diodo de salida ..................................................................................... 16

3.1.4 Capacitor de salida y voltaje del rizado .............................................................................. 17

3.1.5 Circuito Snubber ................................................................................................................. 17

3.1.6 Disipación del MOSFET ....................................................................................................... 18

3.1.7 Diseño del transformador ................................................................................................... 19

4 Diagrama del circuito convertidor Flyback .................................................................................. 24

5 Simulaciones .............................................................................................................................. 25

5.1 Funcionamiento del Convertidor Flyback en estado estable. ..................................................... 25

5.2 Efectos de la regulación proporcional en el circuito del convertidor Flyback ............................ 26

5.3 Efecto del cambio en la carga ..................................................................................................... 28

6 Conclusión .................................................................................................................................. 33

7 Referencias ................................................................................................................................ 34

8 Apéndices .................................................................................................................................. 35

8.1 Data Sheet MOSFET .................................................................................................................... 35

8.2 Datasheet Diodo ......................................................................................................................... 36

8.3 Datasheet Capacitores ................................................................................................................ 37

8.4 Datos nucleos de ferrita .............................................................................................................. 38

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1 INTRODUCCIÓN

Aunque a veces es considerado asunto menor, el diseño de fuentes de alimentación es un tema que puede afectar seriamente el costo de cualquier equipo.

Al diseñar una fuente de alimentación convencional usando transformadores operando a 60 Hz se genera soluciones que suelen ser inconvenientes, tanto por su elevado costo, excesivo peso y volumen, así como por su bajo rendimiento de conversión, y la consiguiente generación de calor. La alternativa a este tipo de diseño ha sido desde hace tiempo el empleo de fuentes conmutables.

Hoy en día, la tecnología de fabricación de circuitos integrados permite que muchos fabricantes ofrezcan soluciones en un solo chip, que facilita el diseño de fuentes conmutables que operan directamente sobre el lado de alta tensión, con elevados rendimientos, de bajo costo y volumen, y usando pocos componentes, llevando todo esto a que sea más fácil el armado. Esta situación no es casual, sino que ha sido motivada por el mayor dominio en la fabricación de circuitos integrados, donde se ha logrado mezclar dispositivos de baja señal y voltaje de operación junto a dispositivos conmutadores de potencia apaces de operar con altas tensiones de colector. c

2 CONVERTIDORES DCDC

2.1 Teoría Los convertidores DC‐DC son fuentes conmutables de alta frecuencia. Como su nombre lo indica, ellos convierten de un voltaje disponible en DC en la entrada Vin a un voltaje DC deseable Vo. Anteriormente, se utilizaban fuentes lineales para regular el voltaje de salida. Estas operaban reduciendo un voltaje alto en la entrada a un voltaje bajo en la salida controlando linealmente la conductividad de un dispositivo en serie que pasaba potencia en respuesta a un cambio en la carga. Resultando un gran voltaje en el dispositivo (p.e. resistor variable en serie) con la corriente de la carga atravesándolo. Esta pérdida causaba que la fuente lineal tuviera una eficiencia de un 30 a un 50 %. Lo que significaba que por cada vatio entregado a la carga, al menos un vatio debía ser disipado en calor (Que desperdicio de ENERGIA!!!). Además de que el costo del disipador de calor para fuentes lineales mayores de 10 vatios, hace que dichas fuentes no resulten económicas.

Sin embargo, las fuentes conmutables operan dispositivos de potencia en los estados “full‐on” y “cut‐off”. De esto, resulta que en el estado encendido grandes corrientes atraviesan el dispositivo de potencia con bajos voltajes o bajas corrientes corriente fluyendo con alto voltaje a través del dispositivo, teniendo como resultado que haya mucho menos potencia disipada en la fuente.

En promedio las fuentes conmutables tienen una eficiencia de un 70 a 90 % sin importar el voltaje de entrada. En la Tabla 1 ‐ Comparación de las Topologías más comunes, a continuación se pueden ver las topologías más comunes de fuentes conmutables:

Tabla 1 ‐ Comparación de las Topologías más comunes

2.2 Fuentes Conmutables Aisladas En la mayoría de las aplicaciones es deseable incorporar un transformador en el circuito para obtener una aislación entre la entrada y la salida. Esta aislación se puede obtener simplemente conectando un

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Diseño de un Convertidor Flyback

transformador de 60 Hz en los terminales de AC de la fuente, sin embargo, como el tamaño y el peso del transformador varía enormemente con la frecuencia, la incorporación de éste operando a frecuencias de interrupción en el orden de los kHz, resultaría en un tamaño prácticamente inmanejable para la fuente. Sin embargo, con los transformadores modernos con núcleo de ferrita se puede minimizar su tamaño gracias al rango de frecuencia que pueden manejar, y van desde los kHz hasta los MHz. Cuando se necesita una gran relación de conversión, el transformador permite una mejor optimización de conversión. Al seleccionando el valor correcto de relación de transformación, se puede reducir el voltaje y la corriente de estrés generados en los transistores y diodos, mejorando así la eficiencia y el costo del convertidor. Entre este tipo de fuentes conmutables aisladas tenemos el convertidor DC‐DC Flyback.

Los principales motivos que llevan a que una fuente sea aislada son los siguientes:

• Seguridad. Es necesario para bajos voltajes DC de salida estar aislado de los altos voltajes de entrada y así evitar el peligro de descargas eléctricas.

• Diferente referencias de potencial. La fuente DC puede que opere a distintos potenciales.

• Conversión de Voltajes. Si la conversión DC‐DC es grande para evitar requerir grandes voltaje y corriente nominales en los semiconductores, puede resultar más económico y operacionalmente efectivo usar un transformador para la conversión de los niveles de voltaje.

2.3 El Convertidor Flyback Es una fuente conmutable aislada, usada generalmente en aplicaciones de baja potencia. Es el equivalente al convertidor Buck‐Boost cambiando el inductor por un transformador (ver Figura 1). El transformador almacena energía como cualquier inductor lo haría, pero también provee aislamiento, como cualquier transformador haría.

Figura 1 ‐ Esquema básico de un Flyback

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El convertidor Flyback, de la Figura 1, consiste en dos bobinas acopladas mutuamente, donde la orientación de las bobinas están de tal manera que cuando el transistor está en el estado apagado, la corriente cambia a la bobina secundaria para mantener el mismo flujo en el núcleo. Podemos ver en la Figura 2 el comportamiento de un flyback para el estado encendido y apagado.

Figura 2 ‐ Funcionamiento del Flyback

Cuando el interruptor esta ON, toda la tensión de entrada es aplicada al primario del inductor (V1=Vin). Suponiendo que la corriente inicial I1 en este inductor es cero, empezará a crecer con un pendiente constante como se ve en la Figura 2 y al final del cic á lo ON valdr

La energía almacenada en el inductor será , sustituyendo resulta

/

Durante el Ton, la tensión inducida en V2 es negativa, por lo que el diodo no conduce, y está relacionada con V1=Vin por la relación de transformación n. Es decir, /

Al abrirse el interruptor la energía almacenada en el inductor no puede desaparecerse por lo que se induce una tensión de polaridad opuesta que se refleja en el secundario como una V2 positiva, haciendo

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conducir el diodo y circular corriente por I2. Como no puede haber cambios instantáneos del campo magnético, el valor de al comienzo del ciclo OFF será .

En este momento la tensión en el primario será negativa, y el valor n*V2 y se analiza cual es la caída de tensión en el interruptor abierto, se nota que este valor es ahora superior a Vin y es igual a

A medida que el inductor entrega energía por el secundario, y suponiendo que Vo no cambia, la corriente decrece en forma lineal hasta llegar a cero luego de un tiempo Tx en que se agota toda la energía del inductor. Como a partir de allí la variación de corriente es nula, la tensión inducida es V2 y en V1 también se hace nula, y el diodo deja de conducir y todo queda así hasta el fin del tiempo Toff del interruptor.

2.3.1 Modos de operación

Los Flyback al igual que todos los convertidores tienen dos modos de operación dependiendo de si la inductancia del primario del transformador se desmagnetice completamente o no:

• Modo de conducción discontinuo (DCM): la corriente del transformador aumenta linealmente cuando el interruptor está cerrado, sin embargo, cuando el interruptor está abierto, la corriente en la inductancia magnética del transformador se anula antes del comienzo del siguiente ciclo de conmutación (Figura 3). La potencia de la salida es igual al voltaje DC multiplicado por la corriente media de alimentación, lo que se resume a que la potencia entregada es igual a la potencia de entrada. Este es el modo más usado en los Flyback debido a su estabilidad. El modo de operación DCM tiene las siguientes ventajas:

− Buena respuesta a transitorios en la carga.

− Es fácil de estabilizar el lazo de retroalimentación.

− No es crítico el tiempo del rectificador, ya que la corriente es cero antes de que se aplique el voltaje inverso.

Sus desventajas son:

− Altas corrientes RMS y de pico en el diseño.

− Alto flujo de incursión en el inductor.

− Alto rizado de salida


Figura 3 ‐ Forma de ondas del Flyback en modo Discontinuo

• Modo de conducción continua (CCM): la corriente del transformador aumenta linealmente cuando el interruptor está cerrado, sin embargo, cuando el interruptor está abierto, la corriente en la inductancia magnética del transformador no anula antes del comienzo del siguiente ciclo de conmutación (Figura 4), por lo que parte de la energía en el transformador permanece en el transformador en el inicio del otro ciclo. Este modo presenta las siguientes ventajas:

− La corriente pico del interruptor y del rectificador es la mitad que en modo discontinuo

− Bajo rizado de salida

Las desventajas del uso CCM son:

− El lazo de voltaje de retroalimentación requiere un menor ancho de banda debido a la respuesta de valor cero del convertidor.

− La corriente en el lazo de retroalimentación usada en el modo de control por corriente, necesita una pendiente de compensación en la mayoría de los casos.

− Los interruptores de potencia se encienden con flujo de corriente positiva.

− Perdidas por tiempo de recuperación de rectificadores

Estas desventajas hacen que el control para un Flyback operando en modo de conducción continua (CCM) sea complicado.

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Figura 4 ‐ Forma de ondas del Flyback en modo Continuo

2.3.2 Métodos de control del Flyback

En todas las fuentes conmutables, el voltaje de salida es función del voltaje de entrada, el duty cycle y la corriente de la carga. En un convertidor DC‐DC, se desea obtener un voltaje promedio constante en la salida sin importar los disturbios. El voltaje de entrada de una fuente aislada puede contener variaciones periódicas del segundo orden de harmónicas, producidos por el rectificador. Este voltaje también puede variar cuando la carga es conectada y desconectada. De igual forma la corriente de carga puede contener variaciones de amplitudes significantes, y una fuente típica dentro de de sus especificaciones es que el voltaje de salida se mantenga en un rango especificado.

Existen dos métodos de control dependiendo del parámetro a medir:

2.3.2.1 Control por corriente

En este método se mide los parámetros de voltaje y de corriente que pasan por el inductor o el transformador. Cuando la salida demanda más potencia, el control permite que más corriente entre al inductor o la bobina. Si el voltaje de entrada cambia de repente, dicha variación es detectada por el control y responde inmediatamente, manteniendo el voltaje de salida a un nivel deseado. El método más usado para éste tipo de control es el llamado “turn‐on with clock current‐mode”. Esto quiere decir que la frecuencia de operación es determinada por un oscilador que solamente inicia en cada ciclo de encendido.

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Los controladores por corriente se pueden identificar ya que tienen un amplificador de error que va a un comparador donde el nivel de corriente es medido (Figura 5). Este método es rápido y provee una buena respuesta en el tiempo.

Figura 5 ‐ Control por corriente

2.3.2.2 Control por voltaje

En este método, como su nombre lo indica, solamente se mide el voltaje para determinar la compensación necesaria para mantener el voltaje de salida en el nivel requerido. Este tipo de control puede consta de un amplificador de error conectado a un comparador de este voltaje de error con una onda triangular o una rampa (Figura 6) fija o de referencia. Este dispositivo es llamado comparador PWM, el cual convierte el voltaje de error en una modulación por ancho de pulso para poder operar el MOSFET. En este tipo de control se mantiene la frecuencia fija sin importar que cambie el duty cycle. Este tipo de control es el que usaremos ya que nos interesa mantener la frecuencia fija en 200 kHz.

Figura 6 ‐ Control por voltaje

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En la Figura 7 se muestra circuito amplificador de error. El voltaje de salida de dicho amplificador viene dado por la ecuación:

Figura 7 ‐ Amplificador de error

La tensión de referencia (Vref) corresponde a la tensión nominal aplicada al PWM que determina el duty cycle. La tensión Vin es la adaptación de la tensión medida a la salida del convertidor a la tensión de referencia (lazo de retroalimentación).

Si las dos tensiones son iguales el error producido a la salida del convertidor será cero y la tensión de salida del amplificador de error será la misma tensión de referencia, pero este caso nunca sucederá porque siempre existirá un error. En el caso que la tensión del convertidor sea mayor que la nominal la el resultado de la ecuación será negativa, de tal forma, que se reducirá el valor de tensión de salida del amplificador de error y en consecuencia el duty cycle.

Para dimensionar la tensión Vin se ha optado por un divisor de tensión que la adapte a una tensión equivalente a la mitad de la tensión nominal deseada a la salida (6 Vdc). En el caso de la tensión de referencia, Vref, se adapta a un valor fijo igual al valor adaptado nominal del lazo de retroalimentación (6 Vdc). La onda triangular del PWM tendrá un valor de 5V y una frecuencia de 200 kHz.

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3 DISEÑO DEL CONVERTIRDOR FLYBACK

Diseñaremos un convertidor Flyback en modo de operación discontinuo por la ventaja que vimos anteriormente de su estabilidad. Este convertidor tendrá las siguientes características:

Voltaje de entrada: 120 VDC Voltaje de salida: 12 VDC Frecuencia de conmutación: 200 kHz Rango de potencia: 40‐100 W Rizado de voltaje: < 3% Rizado de corriente: 4 A

Este Flyback será capaz de mantener el voltaje de salida constante, 12 VDC, para oscilaciones +/‐ 10 V en el voltaje de entrada.

3.1 Cálculos

3.1.1 Datos Iniciales

Voltaje de entrada:

Vimin 110 V⋅:=‐ Voltaje mínimo de entrada:

Vimax 130 V⋅:=‐ Voltaje máximo de entrada:

‐ Voltaje nominal: Vinom 120 V⋅:=

Voltaje de Salida:

‐ Voltaje nominal de salida, rizado máximo de voltaje de salida, potencia mínima de salida y potencia maxima de salida

Vo 12 V⋅:= Pomin 40W:= Pomax 100W:=Vrp Vo 3⋅ % 0.36V=:=

ΔI 4 A⋅:=

Vdfw 0.57 V⋅:=(caída de voltaje en diodo según datasheet)

La potencia de salida del convertidor flyback considerando la caída en el diodo es igual a:

Po Vo Vdfw+( ) Io⋅

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Despejando la corriente para los caso de potencia máxima y mínima, obtenemos la corriente mínima y máxima de salida de nuestro flyback

IominPomin

Vo Vdfw+3.182A=:= Iomax

PomaxVo Vdfw+

7.955A=:=

‐ Frecuencia de conmutación: fs 200kHz:=

T1fs

5 μs⋅=:=

‐ Eficiencia del transformador: (Valor asumido) η 0.98:=

‐ Voltaje máximo de caída durante la conmutación del MOSFET durante el tiempo encendido:

‐ Resistencia del MOSFET: (resistencia interna en el MOSFET según datasheet)Rdson 0.85Ω⋅:=

VdsonPomaxη Vimin⋅

Rdson⋅ 0.788V=:=

3.1.2 Razón de vueltas Primario / Secundario

Relación de vueltas Primario/Secundario puede ser seleccionado como un compromiso entre el voltaje máximo en el MOSFET y el rango de duty cycle deseado.

‐ Voltaje de la inductancia mutua durante el tiempo apagado: Vfm

(kfb es un valor entre 1 a 0.5)

Vfm kfb Vimin⋅:= Vfm 88 V⋅=

Nratio

VfmVo Vdfw+

:= Nratio 7=

‐ Voltaje máximo que deberá soportar el MOSFET:

Vdsmax Fspike 1+( ) Vimax Vfm+( )⋅:= Vdsmax 261.6 V⋅=

Factor de Seguridad (20-30% de Vdc )

Este voltaje está dentro del rango de operación del MOSFET propuesto (IRF840)

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‐ Coeficiente de la inductancia de fuga:

klk 0.95:=

Esto quiere decir que la inductancia de fuga es un 5% la inductancia del primario

‐ Energía total almacenada en el transformador:

Wlptot1

klk1.053=:=

Wfb

Wlptot Pomax⋅

fs5.263 10 4−

× J=:=

Energía entregada a la salida más las perdidas debido a la indutancia de fuga

3.1.2.1 Duty cycle máximo y mínimo

Para mantener el flyback operando en modo de conducción discontinuo el tiempo de encendido debe ser menor a 0.5 (Ton+Toff +Tdt= T).

‐ Eligiendo el duty cycle del tiempo muerto mínimo:

(tiempo de recuperación del MOSFET según datasheet) Trr 600ns:=

Ddt Trr fs⋅ 0.12=:=

TonmaxVfm 1 Ddt−( )⋅ T⋅

Vimin Vdson−( ) klk⋅ Vfm+:=

Tonmax 2.019 μs⋅=

TonminVfm 1 Ddt−( )⋅ T⋅

Vimax Vdson−( ) klk⋅ Vfm+:= Tonmin 1.837 μs⋅=

DmaxTonmax

T:= Dmax 0.404=Máximo duty cycle

DminTonmin

T:= Dmin 0.367=Mínimo duty cycle

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3.1.2.2 Bobina Primaria

‐ Corriente pico en el primario:

Ippk2 Wfb⋅ fs⋅

Vimin( ) Dmax⋅:= Ippk 4.739 amp⋅=

‐ Corriente RMS en el primario:

IprmsIppk

3

TonmaxT

⋅:= Iprms 1.739 amp⋅=

‐ Corriente DC en el primario:

IpdcPomax

Vimin η⋅:= Ipdc 0.928 amp⋅=

‐ Corriente AC en el primario:

Ipac Iprms

2 Ipdc2

−:= Ipac 1.471 amp⋅=

3.1.2.3 Inductancia del primario

WfbLp Ip2⋅

2La energía almacenada es:

‐ Inductancia en el primario:

Lp 2Wfb

Ippk2

⋅:= Lp 46.871μH⋅=

Edt Vimin Tonmax⋅ 2.221 10 4−

× V s⋅⋅=:=

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3.1.2.4 Corriente del secundario y razón de vueltas (secundario / primario)

NspVo Vdfw+

Vfm:=

Nsp 0.143=

1

Nsp7=

Salida del secundario.

‐ Corriente pico en el secundario:

IspkIomax2⋅

1 Dmax− Ddt−:=

Ispk 33.416 amp⋅=

‐ Corriente RMS en el secundario:

IsrmsIspk

31 Dmax− Ddt−⋅:= Isrms 13.313 amp⋅=

‐ Corriente AC en el secundario:

Isac Isrms

2 Iomax2

−:= Isac 10.674 amp⋅=

‐ Inductancia en el secundario:

Ls Nsp 2 Lp⋅:= Ls 0.956 μH⋅=

3.1.3 Máximo Estrés del diodo de salida

El voltaje máximo presente en el cátodo del diodo es:

Vdmax Vimax Nsp⋅ Vo+:= Vdmax 30.569V=

Este voltaje está dentro del rango de operación del diodo propuesto (MBR1045)

Pd Isrms Vdfw⋅ 1 Dmax− Ddt−( )⋅:= Pd 3.613W=

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3.1.4 Capacitor de salida y voltaje del rizado

Para cumplir los requerimiento del rizado de voltaje de salida tenemos que cumplir los siguientes criterios:

‐ Debe cumplir con la definición de capaticancia:

I CdVdt

⋅

dV 3%:=

El rizado máximo de salida es:

Vrp Vo dV⋅ 0.36V=:=

C IspkT Tonmax−( )

Vrp⋅:= C 276.678μF⋅=

‐ Debe cumplirse que el la Resistencia en Serie Equivalente (ESR) del capacitor debe proveer menos del 75% del máximo rizado de salida :

ESRVrp 0.75⋅

Ispk:= ESR 8.08 10 3−

× Ω⋅=

3.1.5 Circuito Snubber

No todo el flujo creado por el primario atraviesa la bobina del secundario. Existe por lo tanto un fuga enel flujo causada por la inductancia de fuga Llk. Cuando el MOSFET está en el estado encendido, además de almacenar energía en el transformador, se almacena también en la inductancia de fuga y cuando elMOSFET pasa al estado de apagado, la energía almacenada en Llk ha de ser disipada o recuperada demanera que no sea el MOSFET el que la tenga de disipar, soportando tensiones excesivas que lo lleve asu destrucción. La función básica del Snubber es absorber la energía de la inductancia de fuga delcircuito. Un capacitor es conectado en paralelo con otros elementos del circuito para controlar el voltaje que atraviesa esos elementos. Como mencionamos anteriormente asumimos que la inductancia de fuga es un 5% la inductancia delprimario:

Llk 0.05 Lp⋅:= Llk 2.344μH⋅=

La energía almacenada en la inductancia de fuga es:

ElkLlk Ippk

2⋅

22.632 10 5−

× J=:=

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La potencia almacenada es:

Wlk Elk fs⋅ 5.263W=:=

Existen diferentes métodos para disipar esta energía y reducir los picos en el drain en el MOSFET. Un circuito típico es una resistencia y un capacitor conectados en serie entre la entrada de voltaje y el drain del MOSFET. Aproximadamente la mitad de la energía debe ser disipada en el circuito Snubber:

CsnElk

2 Fspike⋅ Vimax Vfm+( )2⋅:= Csn 1.384 nF⋅=

El tiempo RC debe ser mayor que el tiempo de encendido de la conmutación:

RsnTonmin4Csn

:= Rsn 331.789Ω=

3.1.6 Disipación del MOSFET

‐El drain‐source Breakdown del MOSFET (Vdss) debe ser mayor de: Vdsmax 261.6 V⋅=

Ippk 4.739 A⋅=‐La corriente continua del Drain del MOSFET (Id) debe ser mayor de:

MOSFET: IRF840

Rdson 0.85Ω:= (Resistencia total entre el source y el drain durante el encendido 25 °C)

(Capacitancia de salida) Coss 350 pF⋅:=

Qgtot 40 n⋅ coul⋅:= (Carga total en el gate)

Qgdmiller 20 n⋅ coul⋅:= (Carga de drain Miller)

Vgsth 2 V⋅:= (Voltaje Threshold)

Duplicamos el valor de la resistencia Rds ya que ésta está dada para una temperatura de 25 C, con esto logramos llevarla a un valor más real para una temperatura de 120 C

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Pcon 2Rdson Iprms

2⋅ Dmax⋅ 2.076W=:=

‐Máxima temperatura en la unión y requerimiento del disipador:

Máxima temperatura deseada: Tjmax 140:= Celsius

Máxima temperatura ambiente: Tamax 50:= Celsius

‐Resistencia termal de la unión a temperatura ambiente:

θjaTjmax Tamax−

Pcon:= θja 43.36

1watt⋅= Celsius

Si la resistencia termal calculada es menor a la especificada en el datasheet se necesita un disipador o un área mayor de cobre.

θjamosfet 62.51

watt⋅:= Celsius (resistencia termal en el MOSFET según datasheet)

3.1.7 Diseño del transformador

El transformador debe ser diseñado para disminuir la inductancia de fuga. En modo de conducción discontinuo la corriente cruza cero descargando totalmente el núcleo teniendo más pérdidas de núcleo que en modo de operación continuo. A continuación vemos la curva de saturación para un transformador operando en modo discontinuo.

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La potencia que maneja el núcleo de un transformador puede ser determinada por su WaAc, donde Wa es el área disponible del núcleo, y Ac es el área efectiva del la sección del núcleo. La relación de potencia de salida del WaAc se puede obtener de la ley de Faraday: E = 4 B Ac Nf 10^‐8 Donde: E = voltaje aplicado J = densidad de corriente amp/cm^2 B = densidad de flujo en gauss K = winding factor Ac = área del núcleo en cm^2 I = corriente (rms) N = número de vueltas Po = potencia de salida f = frecuencia Wa = window area en cm^2

‐ Selección de la máxima densidad de corriente de lo embobinados: (280‐ 390 amp/cm^2, ó 400‐500 circular‐mils/amp)

J 390amp

cm2⋅:=

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1J

505.74cir_milamp

⋅=cir_mil 5.07 10 6−⋅ cm2

⋅:=

‐ winding factor: K 1:=

‐ Selección del material del núcleo y flujo máximo de densidad:

Se asume que para alta frecuencia (fs>>25KHz) el factor de limitación son las pérdidas en el núcleo, y las altas temperatura del transformador. Escogimos el material P ya que es el más usado para éste tipo de aplicaciones de convertidores: ‐ P material tiene la más baja pérdidas en 70°C‐80°C.

A altas frecuencias es necesario ajustar la densidad de flujo para limitar la temperatura del núcleo: limitar la densidad de pérdidas del núcleo a 100mW/cm^3 va a permitir que la temperatura no suba a más de 40°C. Usando la siguiente fórmula para escoger el valor más apropiado del máxima densidad de flujo:

mW/cm^3 ‐Máxima densidad de pérdidas del núcleo: Pcored 250:=

material P: a = 0.158 b = 1.36 c = 2.86 frecuencia f<100kHz a = 0.0434 b = 1.63 c = 2.62 frecuencia 100kHz<f<500kHz a = 7.36*10^‐7 b = 3.47 c = 2.54 frecuencia f>500kHz

a1 0.0434:= b1 1.63:= c1 2.62:=

===>

BPcored

a1fs

kHz⎛⎜⎝

⎞⎟⎠

b1⋅

⎡⎢⎢⎢⎣

⎤⎥⎥⎥⎦

1

c1103 gauss⋅⋅:=

B 1.009 103× gauss⋅=

B 1.009 103× gauss⋅= ΔB 2.017 103

× gauss⋅=ΔB B 2⋅:=


Kt0.00033

1.97103⋅ 0.168=:= ‐ Constante de topología: (Flyback de una sola salida)

WaAcPomax

Kt ΔB⋅ fs⋅ J⋅:= WaAc 0.379 cm4

⋅=

WaAc 0.379 cm4⋅=‐ Seleccionamos el núcleo con un producto de área mayor de : ‐‐‐>

Núcleo Seleccionado: ‐ Fabricante: Magnetics ‐ Material: P ‐ Forma: EE core ‐ Part number: 42515‐EC ‐ Área Núcleo: Ae ‐ Área Bobina: Wa ‐ Volumen Núcleo: Ve ‐ Window length Iw ‐ Area product: Used ‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐> ‐ Inductancia por 1000 vueltas : ‐ Longitud de vueltas:

Ae 40.1mm2 0.401 cm2⋅=:=

Wa 0.716cm2:= (Bobina B2515‐01)

lw 73.5mm 7.35 cm⋅=:=

Ve 2950mm3 2.95 cm3⋅=:=

Ae Wa⋅ 0.287 cm4⋅=

Al 940mH:=

Lt 45.4mm 4.54 cm⋅=:=

‐ Inductancia Primaria: Número de vueltas

NpcLp Ippk⋅

ΔB Ae⋅:= Npc 27.459=

Redondeando al valor próxima mayor tenemos: Np 28:=

‐ Inductancia Secundaria: Número de vueltas

NscNp

Nratio

⎛⎜⎝

⎞⎟⎠

:= Ns 4:=Nsc 4=

‐Distancia del Air‐gap

La distancia del air‐gap es proporcional a la sección efectiva del gap (Ag).

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Lg Ag

Ae

cm2←

lgap μocm

henry⋅ Np2

⋅AgLp

henry

⎛⎜⎜⎝

⎞⎟⎟⎠

⋅←

AgAe

cm21

lgap

Ae

cm2

log2

lwcm⋅

lgap

⎛⎜⎜⎝

⎞⎟⎟⎠

⋅+

⎛⎜⎜⎜⎜⎝

⎞⎟⎟⎟⎟⎠

⋅←

i 0 4..∈for

lgap( ) cm⋅

:=

Lg 1.169 mm⋅= (Air‐gap )

‐ Selección del cable primario y secundario:

J 390amp

cm2⋅=Máxima densidad de corriente:

Corriente primaria RMS: Iprms 1.739 amp⋅=

Primario:

WpcuIprms

J:=

por área del cable: Wpcu 4.458 10 3− cm2⋅⋅=

AWGp 4.2− lnWpcu

cm2

⎛⎜⎜⎝

⎞⎟⎟⎠

⋅:=calibre del conductor: (Aproximando de la tabla de conductores AWG, para más precisión)

AWGp 22.734=

AWGLp 21:=Cable Primario elegido: Calibre

WaLp 5.00 10 3−⋅ cm2

⋅:=Bare area (cobre más aislamiento)

WcuLp 4.11 10 3−⋅ cm2

⋅:=Area del Cobre:

Diámetro: DcuLp 0.072 cm⋅:=

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Secundario:

Página 23 de 38

por área del cable: WscuIsrms

J:= Wscu 34.13510 3− cm2

⋅⋅=

AWGs 4.2− lnWs cu

cm2

⎛⎜⎜⎝

⎞⎟⎟⎠

⋅:= AWGs 14.185=calibre del conductor:

AWGLs 12:=Cable Secundario elegido: Calibre

WaLs 37.3 10 3−⋅ cm2

⋅:=Bare area (cobre más aislamiento)

WcuLs 37.05 10 3−⋅ cm2

⋅:=Area del Cobre:

Diámetro: DcuLs 0.105 cm⋅:=

‐ Pérdidas en el núcleo:

Pcore VeB

103 gauss⋅

⎛⎜⎝

⎞⎟⎠

c1a1⋅

fskHz

⎛⎜⎝

⎞⎟⎠

b1⋅

⎡⎢⎢⎣

⎤⎥⎥⎦

⋅10 3− watt⋅

cm3⋅:=

Pcore 0.737 W⋅=


4 DIAGRAMA DEL CIRCUITO CONVERTIDOR FLYBACK

A continuación se muestra el diagrama del circuito convertidor flyback, con su respectivo controlador por voltaje.

Figura 8. Diagrama del convertidor Flyback

En este diagrama se destacan:

‐ El circuito Snubber sombreado en morado, conectado entre el drenador del MOSFET y entrada de voltaje.

‐ El circuito de control, sombreado en verde, conectado entre la compuerta del MOSFET y la salida del circuito del Flyback mediante un lazo de retroalimentación.

‐ La carga conectada a la salida, sombreada en rojo.

Los componentes principales de este circuito elegidos son:

‐ MOSFET, marca Motorola RF840. Este MOSFET puede ser sustituido por el Fairchild FQP9N50C. ‐ Diodo Schottky, marca ON Semiconductor MBR1045. ‐ OP‐AMPs, Capacitores y resistencias, marca Vishay.

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5 SIMULACIONES

Se realizaron las siguientes simulaciones del circuito flyback de la Figura 8 en el Orcad PSPICE v.16, para constatar el correcto funcionamiento del circuito diseñado.

5.1 Funcionamiento del Convertidor Flyback en estado estable.

Time

1.276ms 1.278ms 1.280ms 1.282ms 1.284ms 1.286ms 1.288ms1.275ms 1.290msV(ABM5:OUT) V(ABM5:IN2) V(ABM5:IN1)

0V

10V

20V

25VControl

ONOFFON OFFONOFFON

I(D7) ID(M7)

10.0A

20.0A

30.0A

-2.4A

I Salida

SEL>>

Corriente en Secundario

Corriente en Primario

V(TX7:2,0)0V

100V

200V

300V

400V

500VVoltaje MOSFET

Figura 9. Funcionamiento convertidor Flyback en DCM Vin = 120 V; Po = 70 W

En la gráfica superior de la Figura 9 se observa el voltaje drain‐source en el MOSFET. Como se observa el nivel de voltaje se mantiene dentro del rango previsto para este dispositivo.

En la segunda gráfica se muestran las corrientes de los inductores primario, en rojo, y secundario en verde. Además, se puede apreciar el funcionamiento en modo de conducción discontinuo (DCM) del circuito flyback, luego de la descarga del inductor secundario hay un intervalo de tiempo donde no se produce conducción de corriente, ambas corrientes primaria y secundaria permanecen en cero hasta el siguiente estado encendido del MOSFET.

Por último se muestra el tren de pulsos de control a la salida del comparador PWM. La señal color rojo es el voltaje resultante del amplificador de error.

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5.2 Efectos de la regulación proporcional en el circuito del convertidor Flyback

A continuación analizaremos los efectos que tiene la integración del control por voltaje en el comportamiento del convertidor Flyback. Este control es del tipo proporcional.

Time

2.235ms 2.240ms 2.245ms 2.250ms 2.255ms 2.260ms 2.265ms 2.270ms 2.275ms 2.280ms 2.285msV(ABM5:OUT) V(ABM5:IN1) V(V18:+)

0V

10V

20V

25VControl

SEL>>

Voltaje Control Proporcional

V(R25:2) AVG(V(R25:2))

12.00V

12.25V

12.50V

11.80V

V salida

Ripple < 3 % (+/- 0.36 V)Voltaje de Salida:

Voltaje Promedio = 12.04 V

Figura 10. Regulación de Voltaje Vin = 120 V; RL = 2.05 ohm (Po = 70 W)

En la gráfica se puede apreciar el funcionamiento del sistema de control proporcional que estamos utilizando:

Cuando el voltaje en la salida está por debajo del valor nominal (12 V), la señal de voltaje proporcional sube su nivel aumentando el tiempo de encendido y provocando el aumento en el voltaje de salida. Se produce el proceso inverso cuando el voltaje de salida es mayor al valor nominal. El voltaje salida se mantiene oscilando alrededor del punto nominal.

En las figura 10 se muestra el valor promedio del voltaje luego de 2 ms, VoAVG = 12.04 V.

En las figuras 11, 12 y 13, a continuación, se muestra una comparación, entre el circuito controlado y sin control, del tiempo que toma al circuito alcanzar el estado estable con cargas constantes para los distintos estados de operación de voltaje de entrada y carga.

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Time

0s 0.2ms 0.4ms 0.6ms 0.8ms 1.0ms 1.2ms 1.4ms 1.6ms 1.8ms 2.0msV(ABM5:out) V(ABM5:IN1)

0V

10V

20V

25VControl

Nivel Proporcional de Control Duty Cycle Regulado

V(m8:g)0V

10V

20V

25VControl

Duty Cycle Constante

V(d8:2) V(r25:2)0V

4V

8V

12V

16VVolt. Salida

SEL>>

Voltaje s/ Regulacion

Voltaje c/ Regulacion

Figura 11. Comparación de Flyback con Control vs. Flyback sin Control Vin = 120 V; RL = 2.05 ohm (Po = 70 W)

Time


0V

10V

20V

25VControl

Duty Cycle ReguladoNivel Proporcional de Control

V(m8:g)0V

10V

20V

25VControl


V(d8:2) V(r25:2)0V

4V

8V

12V

16VVolt. Salida

SEL>>




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Time


0V

10V

20V

25VControl

Nivel Proporcional de Control Duty Cycle Regulado

V(m8:g)0V

10V

20V

25VControl


V(d8:2) V(r25:2)0V

4V

8V

12V

16VVolt. Salida

SEL>>Voltaje s/ Regulacion



Como se puede observar para los tres casos el circuito controlado es mucho más efectivo que el circuito de control, ya que mantiene el voltaje de operación alrededor del nivel nominal de operación. El circuito sin control no es capaz de mantener un voltaje confiable.

5.3 Efecto del cambio en la carga A continuación examinaremos el efecto que tiene la variación de la carga tanto en el circuito controlado como en el flyback sin control.

Se analizarán los siguientes casos:

1. Aumento de la carga en los estados de operación de voltajes de entrada mínimo (110 V), nominal (120 V) y máximo (130 V)

2. Disminución de la carga en los estados de operación de voltajes mínimo, nominal y máximo.

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Time

1.0ms 1.2ms 1.4ms 1.6ms 1.8ms 2.0ms 2.2ms 2.4ms 2.6ms 2.8ms 3.0msV(d8:2) V(r25:2)

6V

8V

10V

12V

14V

16V

18VVoltaje de Salida

Cambio de carga de 70-100W



Figura 14. Comparación de Flyback con Control vs. Flyback sin Control Vin = 110 V; Po = 70 W + 30 [email protected] ms

Time

1.0ms 1.5ms 2.0ms 2.5ms 3.0msV(r25:2) V(D8:2)

6V

8V

10V

12V

14V

16V

18VVoltaje Salida



Cambio de carga 70 - 100 W


Página 29 de 38


Time


6V

8V

10V

12V

14V

16V

18VVoltaje de Salida



Cambio de carga de 70-100W


Como se observa de las gráficas anteriores flyback con control por voltaje realiza un trabajo aceptable en mantener el voltaje de salida alrededor del nivel nominal. No así el flyback sin control, el cual en todos los casos examinados tiene una caída en el nivel de voltaje considerable ante un aumento repentino de carga.

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Time


6V

8V

10V

12V

14V

16V

18VVoltaje Salida

Cambio de carga 70 - 30 W Voltaje c/ Regulacion


Figura 17. Comparación de Flyback con Control vs. Flyback sin Control Vin = 110 V; Po = 70 W + (‐30 W) @1.5 ms

Time

1.0ms 1.5ms 2.0ms 2.5ms 3.0msV(r25:2) V(D8:2)

6V

8V

10V

12V

14V

16V

18VVoltaje Salida





Página 31 de 38


Time


6V

8V

10V

12V

14V

16V

18VVoltaje Salida





Para los casos de disminución de potencia, el flyback controlado es sumamente eficiente en el control de voltaje, y logra mantener el nivel en la salida dentro de rangos aceptables. El flyback sin control falla nuevamente en mantener el nivel de voltaje de salida.

Página 32 de 38

de 38

6 CONCLUSIÓN

Luego discutir las virtudes de las fuentes conmutables aisladas, en especial las del convertidor Flyback, y analizar y simular circuitos de este tipo con control y sin este, hemos podido observar marcadas diferencias en el comportamiento del convertidor en un caso y el otro.

En todos los casos de estudio, se obtuvieron mejores respuestas del convertidor ante las variaciones en los voltajes a la entrada de la fuente y ante cambios bruscos de la carga conectada cuando se utilizó el control por voltaje.

El Flyback con control por voltaje es una alternativa económica y de fácil implementación para utilizarse como fuente aislada de baja potencia. Además, por tener un transformador provee una barrera de protección entre los niveles de voltaje de la fuente y los de la carga.


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7 REFERENCIAS

1. M. Brown, Practical Switching Power Supply Design. San Diego: Academic Press. 1990

2. K.H. Billings, Switchmode Power Supply Handbook. Nueva York: McGraw‐Hill, 1989.

3. N. Mohan, First Course on Power Electronics. Minneapolis: MNPERE, 2007.

4. D.W. Hart, Electrónica de Potencia, Vuelapluma, Trad., Madrid: Prentice Hall, 2001.

5. N. Mohan, T. Undeland y W. Robbins, Power Electronics: converters, applications and design. 2da. ed. New York: Wiley and Sons, 1995.


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8 APÉNDICES

8.1 Data Sheet MOSFET

14E D I 6367254 0089709 3 Ir-- ---=7-----'j31-13

IRF840 _IRF841IRF842IRF843

XSTRS/R F

MOTOROLA

• SEMICONDUCTOR---"--1TECHNICAL DATA

MOTOROLA SC

•II

snulPlH1.GATE

''''''N''''''''''."""

CASE 221A·04TO-220AB

hOTiS't OIME.IIS1ONl.\G Ahll TOtEiIA.'IClHG PER AHSl

Y1.t.W,.I382.t COMTIlOUl.'tQ Dl,1,tf"-soN. LItCH.3. Du.lZ~SA.ZOliE"'lI£flfAlL8OOYANO

lEADlftGlx....p,mEsARE AU.OWEO

Gos

Pert Number VOSS 'OS(on) 10

IRF840 500 V 0.850 8.0A

IRF841 450V 0.850 8.0 A

IRF842 500 V 1.100 7.0A

IRF843 450 IJ 1.100 7.0A

'C

'CNI

275

1.062.5

RBJCRBJA

S

THERMAL CHARACTERISTICS

MAXIMUM RATINGS

N-CHANNEL ENHANCEMENT·MODE SILICON GATETMOS POWER FIELD EFFECT TRANSISTOR

1rTMOS

These TMOS Power FETs are designed for high voltage. highspeed power switching applications such as switching regulators.converters, solenoid and relay drivers.

• Silicon Gate for Fast Switching Speeds

• Low rOSlon) to Minimize On-Losses. Specified at ElevatedTemperature

• Rugged - SOA is Power Dissipation Limited

• Source-to-Orain Diode Characterized for Use WithInductive Loads

Maximum Lead Temp. forSoldering Purposes, 1/8"from Case for 5 Seconds

Thermal ResistanceJunction to CaseJunction to Ambient

See the MTPSN45 Designer's Data Sheet for a complete set of design curves for theproduct on this data sheet.

The Designer'S Dala Sheet permits the design of most circuits entirely from the informaticn presented. Limit curves - representing boundaries on device characteristicsare given to facilitate ··worst case" design.

IRFRating Symbol Unit

840 841 842 843

Drain-Source Voltage VOSS 500 450 500 450 Vdc

Orain·Gate Voltage VOGR 500 450 500 450 VdcIRGS = 1.0 mil)

Gate-Source Voltage VGS ±20 Vdc

Orein Current AdaContinuous 10 8.0 7.0Pulsed 10M 32 28

Total Power Dissipation Po@TC=25'C 125 WettsDerate above 25'C 1.0 wrc

Operating and Storage TJ. Tstg -55 to 150 'cTemperature Range

MOTOROLA TMOS POWER MOSFET DATA

3-143

MOTOROLA SC XSTRSJR F r ..~q-J3 14E D I 6361254 0089110 T IIRF840-843

ELECTRICAL CHARACTERISTICS lTC= 25°C unless otherwise noted)

Characteristic

OFF CHARACTERISTICS

Symbol Min Max Unit

Drain-Source Breakdown Voltage VlBR)OSS Vdc(VGS = O. 10 = 0.25 mAl IRFB41. IRF843 450 -

IRF840. IRF842 500 -Zero Gate Voltage Drain Current lOSS mAde

(VOS =Rated VOSS. VGS = 0) - 0.25(VOS = 0.8 Rated VOSS. VGS = O. TJ = 125°C) - 1.00

Gate-Body Leakage Current, Forward IGSSF - 500 nAdc(VGSF = 20 Vdc. VOS = 0)

Gate-Body Leakage Current, Reverse IGSSR - 500 nAdcIVGSR = 20 Vdc, VOS = 0)

ON CHARACTERISTICS'

Gate Threshold Voltage VGSlth) 2.0 4.0 Vdc(VOS = VGS, 10 =0.25 mAl

Static Drain-Source On-Resistance rOSlon) Ohm(VGS = 10 Vdc. 10 = 4.0 Adc) IRF840. IRF841 - 0.85

IRF842, IRF843 - 1.0

On-State Drain CurrentlVGS = 10 VI 1010n) Adc(VOS ;;. 6 8 Vdc) IRF840, IRF841 8.0 -(VOS ;;. 7.0 Vdc) IRF842, IRF843 7.0 -

Forward Transconductance 9FS mhos(VOS;;' 6.8 V, 10 = 4.0 A) IRF840.IRF841 4.0 -(VOS;;' 7.0 V. 10 = 4.0 A) IRF842. IRF843 4.0 -

DYNAMIC CHARACTERISTICS

Input Capacitance Ciss - 1600 pF

Output CapacitanceIVoS = 25 V, VGS = O.

Coss - 350t = 1.0 MHz)Reverse Transfer Capacitance Crss - 150

SWITCHING CHARACTERISTICS'

Turn-On Delay T,me td(on) - 35 ns

Rise Time (VOO = 200 V, 10 = 4.0 Apk. tr - 15

Turn-Olt Delay Time Rgen = 4.7 Ohms) td(olt) - 90

Fall Time tt - 30

Total Gate Charge Og 40 (Typ) 60 nC

Gate-Source ChargelVGS = 10 V. VOS = 0.8 "

Ogs 201Typ)RatedVoss. 10 = Rated 10) -Gate-Drain Charge °gd 20 (Typ) -SOURCE DRAIN DIODE CHARACTERISTICS'

Forward On-Voltage (Is = Rated 10, VSD - I 1.9 (1) I Vdc

Forward Turn-On Time VGS = 0) ton Limited by stray inductance

Reverse Recovery Time trr 600 (Typ) I - I ns

INTERNAL PACKAGE INDUCTANCE (TO·220)

Internal Drain Inductance l.d nH(Measured from the contact screw on tab to center of die) 3.6 (Typ) -(Measured from the drain lead 0.25" from package to center of die) 4.5 (Typ) -

Internal Source Inductance Ls 7.6 (Typ) -(Measured from the source lead 0.25" from package to source bond pad)

"Pulse Test: Pulse Width'" 300 /,5, Duty Cycle", 2.0%.III Add 0.1 V for IRF840 and IRFB41.

MOTOROLA TMOS POWER MOSFET DATA

3·144

Rafael Rojas

Highlight

Rafael Rojas

Highlight


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8.2 Datasheet Diodo

Semiconductor Components Industries, LLC, 2004

September, 2004 − Rev. 41 Publication Order Number:

MBR1035/D

MBR1035, MBR1045MBR1045 is a Preferred Device

SWITCHMODEPower Rectifiers

The MBR1035/45 uses the Schottky Barrier principle with aplatinum barrier metal. These state−of−the−art devices have thefollowing features:

Features

• Pb−Free Packages are Available*

• Guardring for Stress Protection

• Low Forward Voltage

• 150°C Operating Junction Temperature

• Epoxy Meets UL 94 V−0 @ 0.125 in

Mechanical Characteristics

• Case: Epoxy, Molded

• Weight: 1.9 grams (approximately)

• Finish: All External Surfaces Corrosion Resistant and TerminalLeads are Readily Solderable

• Lead Temperature for Soldering Purposes:260°C Max. for 10 Seconds

MAXIMUM RATINGS

Rating Symbol Value Unit

Peak Repetitive Reverse VoltageWorking Peak Reverse VoltageDC Blocking Voltage MBR1035

MBR1045

VRRMVRWM

VR 3545

V

Average Rectified Forward Current(Rated VR, TC = 135°C)

IF(AV) 10 A

Peak Repetitive Forward Current,(Rated VR, Square Wave,20 kHz, TC = 135°C)

IFRM 20 A

Non−Repetitive Peak Surge Current(Surge Applied at Rated Load ConditionsHalfwave, Single Phase, 60 Hz)

IFSM 150 A

Peak Repetitive Reverse Surge Current(2.0 �s, 1.0 kHz) See Figure 11

IRRM 1.0 A

Storage Temperature Range Tstg −65 to +175 °C

Operating Junction Temperature TJ −65 to +150 °C

Voltage Rate of Change(Rated VR)

dv/dt10,000

V/�s

Maximum ratings are those values beyond which device damage can occur.Maximum ratings applied to the device are individual stress limit values (notnormal operating conditions) and are not valid simultaneously. If these limitsare exceeded, device functional operation is not implied, damage may occurand reliability may be affected.

*For additional information on our Pb−Free strategy and soldering details, pleasedownload the ON Semiconductor Soldering and Mounting TechniquesReference Manual, SOLDERRM/D.

Device Package Shipping

ORDERING INFORMATION

MBR1035 TO−220

TO−220ACCASE 221B

PLASTIC

50 Units/Rail

3

4

1

SCHOTTKY BARRIERRECTIFIERS10 AMPERES

35 to 45 VOLTS

MBR1045 TO−220 50 Units/Rail

Preferred devices are recommended choices for future useand best overall value.

3 1, 4

MARKINGDIAGRAM

http://onsemi.com

MBR1035G TO−220(Pb−Free)

50 Units/Rail

MBR1045G TO−220(Pb−Free)

50 Units/Rail

AY WWB10x5

A = Assembly LocationY = YearWW = Work WeekB10x5 = Device Codex = 3 or 4

MBR1035, MBR1045

http://onsemi.com2

THERMAL CHARACTERISTICS

Characteristic Symbol Value Unit

Maximum Thermal Resistance, Junction−to−Case R�JC 2.0 °C/W

ELECTRICAL CHARACTERISTICS

Maximum Instantaneous Forward Voltage (Note 1)(iF = 10 Amps, TC = 125°C)(iF = 20 Amps, TC = 125°C)(iF = 20 Amps, TC = 25°C)

vF0.570.720.84

Volts

Maximum Instantaneous Reverse Current (Note 1)(Rated dc Voltage, TC = 125°C)(Rated dc Voltage, TC = 25°C)

iR150.1

mA

1. Pulse Test: Pulse Width = 300 �s, Duty Cycle ≤ 2.0%.

Figure 1. Maximum Forward Voltage

1.2

vF, INSTANTANEOUS VOLTAGE (VOLTS)

100

70

5.0

10

3.0

i F, I

NS

TAN

TAN

EO

US

FO

RW

AR

D C

UR

RE

NT

(AM

PS

)

1.0

0.60.2 0.4 0.8 1.0 1.4

2.0

20

0.1

0.5

0.7

30

7.0

0.3

50

TJ = 150°C

Figure 2. Typical Forward Voltage

0.2

1.2

vF, INSTANTANEOUS VOLTAGE (VOLTS)

100

70

5.0

10

3.0

i F, I

NS

TAN

TAN

EO

US

FO

RW

AR

D C

UR

RE

NT

(AM

PS

)

1.0

0.60.2 0.4 0.8 1.0 1.4

2.0

20

0.1

0.5

0.7

30

7.0

0.3

50

TJ = 150°C

0.2

100°C

25°C 100°C25°C

MBR1035, MBR1045

http://onsemi.com3

5.0 150

VR, REVERSE VOLTAGE (VOLTS)

10

1.0

0.1

0.01

0.001

NUMBER OF CYCLES AT 60 Hz

101.0

200

100

50

30

203.010

, RE

VE

RS

E C

UR

RE

NT

(mA

)I R

20 3025

100

2.0 100

70

I FS

M, P

EA

K H

ALF

−WA

VE

CU

RR

EN

T (A

MP

S)

35 40 5045

Figure 3. Maximum Reverse Current Figure 4. Maximum Surge Capability

7.05.0 3020 7050

TJ = 150°C

125°C

100°C

75°C

25°C

(CAPACITIVE�LOAD)IPK

IAV

� 5

110

TC, CASE TEMPERATURE (°C)

15

10

5.0

0

TA, AMBIENT TEMPERATURE (°C)

800

16

8.0

4.0

2.0

040120

, AV

ER

AG

E F

OR

WA

RD

CU

RR

EN

T (A

MP

S)

I F(A

V)

130 140

20

20 160

6.0

150 160

Figure 5. Current Derating, Infinite Heatsink Figure 6. Current Derating, R �JA = 16°C/W

60 120100 140

2.00

IF(AV), AVERAGE FORWARD CURRENT (AMPS)

8.0

5.0

4.0

2.0

0

TA, AMBIENT TEMPERATURE (°C)

800

5.0

4.0

2.0

1.0

0404.0

, AV

ER

AG

E F

OR

WA

RD

PO

WE

R D

ISS

IPA

TIO

N (

WA

TT

S)

PF

(AV

) 6.0 108.0

10

20 160

3.0

I F(A

V),

AV

ER

AG

E F

OR

WA

RD

CU

RR

EN

T (A

MP

S)

12 1614

Figure 7. Forward Power Dissipation Figure 8. Current Derating, Free Air

60 120100 140

, AV

ER

AG

E F

OR

WA

RD

CU

RR

EN

T (A

MP

S)

I F(A

V)

14

10

12

3.0

1.0

9.0

7.0

6.0

dc

TJ = 150°C

SINE WAVE

RESISTIVE LOAD

SQUARE

WAVE


IAV

� 5

20

10

RATED VOLTAGE APPLIED

dc

SQUARE

WAVE

20

10

IPK

IAV

� ��(RESISTIVE�LOAD)


IAV

� 20, 10, 5


dc

SQUARE

WAVE

IPK

IAV


dc

SQUARE

WAVE

IPK

IAV



IAV

� 20, 10, 5


R�JA = 60°C/W

MBR1035, MBR1045

http://onsemi.com4

r(t)

, TR

AN

SIE

NT

TH

ER

MA

L R

ES

ISTA

NC

E(N

OR

MA

LIZ

ED

)

0.01 0.1 1.0 10 100

0.05

0.03

0.02

0.01

0.1

t, TIME (ms)

0.5

0.3

0.2

1.0

Ppk Ppktp

t1

TIME

DUTY CYCLE, D = tp/t1PEAK POWER, Ppk, is peak of an

equivalent square power pulse.

�TJL = Ppk • R�JL [D + (1 − D) • r(t1 + tp) + r(tp) − r(t1)] where:

�TJL = the increase in junction temperature above the lead temperature.

r(t) = normalized value of transient thermal resistance at time, t, i.e.:

r(t1 + tp) = normalized value of transient thermal resistance at time,

t1 + tp.

1000

Figure 9. Thermal Response

0.07

0.7

HIGH FREQUENCY OPERATION

Since current flow in a Schottky rectifier is the result ofmajority carrier conduction, it is not subject to junctiondiode forward and reverse recovery transients due tominority carrier injection and stored charge. Satisfactorycircuit analysis work may be performed by using a modelconsisting of an ideal diode in parallel with a variablecapacitance. (See Figure 10)

Rectification efficiency measurements show thatoperation will be satisfactory up to several megahertz. Forexample, relative waveform rectification efficiency isapproximately 70 percent at 2.0 MHz, e.g., the ratio of dcpower to RMS power in the load is 0.28 at this frequency,whereas perfect rectification would yield 0.406 for sinewave inputs. However, in contrast to ordinary junctiondiodes, the loss in waveform efficiency is not indicative ofpower loss; it is simply a result of reverse current flowthrough the diode capacitance, which lowers the dc outputvoltage.

VR, REVERSE VOLTAGE (VOLTS)

0.5

1500

1000

500

300

1500.10.05 50

700C

, CA

PAC

ITA

NC

E (

pF)

Figure 10. Capacitance

0.2 2.01.0 5.0

200

MAXIMUM

TYPICAL

10 20

2.0 �s

1.0 kHz

12 V 100

VCC 12 Vdc

2N2222

CURRENT

AMPLITUDE

ADJUST

0−10 AMPS

100

CARBON

2N6277

1.0 CARBON

1N5817

D.U.T.

2.0 k�

+150 V, 10 mAdc

4.0 �F+

Figure 11. Test Circuit for dv/dt and Reverse Surge Current

MBR1035, MBR1045

http://onsemi.com5

PACKAGE DIMENSIONS

TO−220PLASTIC

CASE 221B−04ISSUE D

B

R

JD

G

L

H

Q T

UA

K

C

S

4

1 3

DIM MIN MAX MIN MAX

MILLIMETERSINCHES

A 0.595 0.620 15.11 15.75

B 0.380 0.405 9.65 10.29

C 0.160 0.190 4.06 4.82

D 0.025 0.035 0.64 0.89

F 0.142 0.147 3.61 3.73

G 0.190 0.210 4.83 5.33

H 0.110 0.130 2.79 3.30

J 0.018 0.025 0.46 0.64

K 0.500 0.562 12.70 14.27

L 0.045 0.060 1.14 1.52

Q 0.100 0.120 2.54 3.04

R 0.080 0.110 2.04 2.79

S 0.045 0.055 1.14 1.39

T 0.235 0.255 5.97 6.48

U 0.000 0.050 0.000 1.27

NOTES:1. DIMENSIONING AND TOLERANCING PER ANSI

Y14.5M, 1982.2. CONTROLLING DIMENSION: INCH.F

MBR1035, MBR1045

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MBR1035/D

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8.3 Datasheet Capacitores

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140 RTMVishay BCcomponents

Aluminum Capacitors Radial, High Temperature Miniature

FEATURES

• Polarized aluminum electrolytic capacitors, non-solid electrolyte

• Radial leads, cylindrical aluminum case with pressure relief, insulated with a blue sleeve

• Charge and discharge proof

• Very long useful life: 2500 to 4000 h at 125 °C, high stability, high reliability

• Extended temperature range up to 125 °C• High ripple current capability

• Lead (Pb)-free versions are RoHS compliant

APPLICATIONS

• EDP, telecommunication, industrial, automotive andmilitary

• Smoothing, filtering, buffering in SMPS• High ambient temperature environments

MARKING

The capacitors are marked (where possible) with thefollowing information:• Rated capacitance value (in µF)

• Tolerance on rated capacitance, code letter in accordancewith IEC 60062 (M for ± 20 %)

• Rated voltage (in V)

• Date code, in accordance with IEC 60062

• Code indicating factory of origin• Name of manufacturer

• Upper category temperature (125 °C)

• Negative terminal identification• Series number (140)

QUICK REFERENCE DATADESCRIPTION VALUE

Nominal case sizes (Ø D × L in mm) 10 × 12 to 18 × 31

Rated capacitance range, CR 22 to 4700 µF

Tolerance on CR ± 20 %

Rated voltage range, UR 6.3 to 63 V

Category temperature range - 55 to + 125 °CEndurance test at 125 °C 2000 h

Useful life at 125 °C 2500 to 4000 h

Useful life at 40 °C, 1.6 × IR applied 300 000 h

Shelf life at 0 V, 125 °C 500 h

Based on sectional specification IEC 60384-4/EN130300

Climatic category IEC 60068 55/125/56

Fig.1 Component outline

��

��°�

��°�

SELECTION CHART FOR CR, UR AND RELEVANT NOMINAL CASE SIZES (Ø D x L in mm)CR

(µF)UR (V)

6.3 10 16 25 35 50 6322 - - - - - - 10 x 1247 - - - - - 10 x 12 10 x 12

100 - - - - 10 x 12 10 x 16 10 x 20220 - - 10 x 12 10 x 16 10 x 16 12.5 x 20 16 x 20330 - 10 x 12 10 x 16 10 x 20 - 12.5 x 20 16 x 20

470- 10 x 16 10 x 16 10 x 20 12.5 x 20 12.5 x 25 16 x 25- - - - - 16 x 20 -

1000- 10 x 20 12.5 x 20 12.5 x 25 16 x 25 16 x 31 18 x 31- - - 16 x 20 - - -

1200 10 x 16 - - − - - -

220010 x 20 12.5 x 25 16 x 25 16 x 31 18 x 31 - -

- 16 x 20 - - - - -3300 - 16 x 25 16 x 31 18 x 31 - - -4700 - 16 x 31 18 x 31 - - - -

RoHSCOMPLIANT

Document Number: 28322 For technical questions contact: [email protected] www.vishay.comRevision: 19-Dec-07 179

140 RTMAluminum Capacitors

Radial, High Temperature MiniatureVishay BCcomponents

DIMENSIONS in millimeters, AND AVAILABLE FORMS

Table 1

Note

1. Detailed tape dimensions see section ‘PACKAGING’

L

F

O d

Ø D

15min

5min

+ -

Fig. 2 Form CA: Long leads Fig. 3 Form CB: Cut leads

Ø D

Ø d

+ -4 + 1

0

F

Fig. 4 Form TFA: Taped in box (ammopack)

DIMENSIONS in millimeters, MASS AND PACKAGING QUANTITIES

NOMINALCASE SIZE

Ø D x L

CASECODE Ø d Ø Dmax Lmax F

MASS(g)

PACKAGING QUANTITIES

FORMCA

FORMCB

FORMTFA

10 x 12 14 0.6 10.5 13.5 5.0 ± 0.5 ≈ 1.6 1000 500 800

10 x 16 15 0.6 10.5 17.5 5.0 ± 0.5 ≈ 1.9 500 500 800

10 x 20 16 0.6 10.5 22.0 5.0 ± 0.5 ≈ 2.2 500 500 800

12.5 x 20 17 0.6 13.0 22.0 5.0 ± 0.5 ≈ 4.0 500 500 500

12.5 x 25 18 0.6 13.0 27.0 5.0 ± 0.5 ≈ 5.0 250 250 500

16 x 20 19a 0.8 16.5 22.0 7.5 ± 0.5 ≈ 6.0 250 250 250

16 x 25 19 0.8 16.5 27.0 7.5 ± 0.5 ≈ 8.0 250 250 250

16 x 31 20 0.8 16.5 33.5 7.5 ± 0.5 ≈ 9.0 100 100 250

18 x 31 1831 0.8 18.5 33.5 7.5 ± 0.5 ≈ 12.5 100 100 -


140 RTMVishay BCcomponents Aluminum Capacitors

Radial, High Temperature Miniature

Note

1. Unless otherwise specified, all electrical values in Table 2 apply at Tamb = 20 °C, P = 86 to 106 kPa, RH = 45 to 75 %

ORDERING EXAMPLE

Electrolytic capacitor 140 series

220 µF/25 V; ± 20 %

Nominal case size: Ø 10 × 16 mm; Form TFA

Ordering Code: MAL214036221E3Former 12NC: 2222 140 36221

ELECTRICAL DATASYMBOL DESCRIPTION

CR rated capacitance at 100 Hz, tolerance ± 20 %

IR rated RMS ripple current at 100 kHz, 125 °C

IL1 max. leakage current after 1 min at UR

Tan δ max. dissipation factor at 100 Hz

Z max. impedance at 100 kHz

ELECTRICAL DATA AND ORDERING INFORMATION

UR(V)

CR100 Hz

(µF)

NOMINALCASE SIZE

Ø D × L(mm)

IR100 kHz125 °C(mA)

IL1

1 min

(µA)

Tan δ100 Hz

Z100 kHz+ 20 °C

(Ω)

Z100 kHz- 40 °C

(Ω)

ORDERING CODEMAL2140 .....

BULK PACKAGING TAPED

FORM CA FORM CB FORM TFA

6.31200 10 × 16 760 79 0.28 0.15 1.10 53122E3 63122E3 33122E3

2200 10 × 20 850 142 0.28 0.12 0.85 53222E3 63222E3 33222E3

10

330 10 × 12 480 36 0.20 0.200 1.40 54331E3 64331E3 34331E3

470 10 × 16 760 50 0.20 0.150 1.10 54471E3 64471E3 34471E3

1000 10 × 20 850 103 0.20 0.120 0.85 54102E3 64102E3 34102E3

2200 12.5 × 25 1400 223 0.24 0.050 0.40 94225E3 94226E3 94223E3

2200 16 × 20 1400 223 0.24 0.050 0.40 54222E3 64222E3 34222E3

3300 16 × 25 1900 333 0.24 0.034 0.25 54332E3 64332E3 34332E3

4700 16 × 31 2200 473 0.24 0.030 0.20 54472E3 64472E3 34472E3

16

220 10 × 12 480 38 0.16 0.200 1.40 55221E3 65221E3 35221E3

330 10 × 16 760 56 0.16 0.150 1.10 55331E3 65331E3 35331E3

470 10 × 16 760 78 0.16 0.150 1.10 55471E3 65471E3 35471E3

1000 12.5 × 20 1200 163 0.16 0.073 0.50 55102E3 65102E3 35102E3

2200 16 × 25 1900 355 0.18 0.034 0.25 55222E3 65222E3 35222E3

3300 16 × 31 2200 531 0.18 0.030 0.20 55332E3 65332E3 35332E3

4700 18 × 31 2200 755 0.18 0.030 0.20 55472E3 65472E3 -

25

220 10 × 16 750 58 0.14 0.150 1.10 56221E3 66221E3 36221E3

330 10 × 20 850 86 0.14 0.120 0.85 56331E3 66331E3 36331E3

470 10 × 20 850 121 0.14 0.120 0.85 56471E3 66471E3 36471E3

1000 12.5 × 25 1400 253 0.14 0.050 0.40 96105E3 96106E3 96103E3

1000 16 × 20 1400 253 0.14 0.050 0.40 56102E3 66102E3 36102E3

2200 16 × 31 2200 553 0.16 0.030 0.20 56222E3 66222E3 36222E3

3300 18 × 31 2200 828 0.16 0.030 0.20 56332E3 66332E3 -




35

100 10 × 12 480 38 0.12 0.200 1.40 50101E3 60101E3 30101E3

220 10 × 16 760 80 0.12 0.150 1.10 50221E3 60221E3 30221E3

470 12.5 × 20 1200 168 0.12 0.073 0.50 50471E3 60471E3 30471E3

1000 16 × 25 1500 353 0.12 0.034 0.25 50102E3 60102E3 30102E3

2200 18 × 31 2200 773 0.14 0.030 0.20 50222E3 60222E3 -

50

47 10 × 12 300 27 0.10 0.300 2.00 51479E3 61479E3 31479E3

100 10 × 16 380 53 0.10 0.200 1.40 51101E3 61101E3 31101E3

220 12.5 × 20 580 113 0.10 0.120 0.85 51221E3 61221E3 31221E3

330 12.5 × 20 870 168 0.10 0.120 0.85 51331E3 61331E3 31331E3

470 12.5 × 25 1100 238 0.10 0.085 0.60 91475E3 91476E3 91473E3

470 16 × 20 1100 238 0.10 0.085 0.60 51471E3 61471E3 31471E3

1000 16 × 31 1700 503 0.10 0.045 0.30 51102E3 61102E3 31102E3

63

22 10 × 12 380 17 0.10 0.300 2.00 58229E3 68229E3 38229E3

47 10 × 12 380 33 0.10 0.300 2.00 58479E3 68479E3 38479E3

100 10 × 20 650 66 0.10 0.160 1.10 58101E3 68101E3 38101E3

220 16 × 20 1100 142 0.10 0.085 0.60 58221E3 68221E3 38221E3

330 16 × 20 1100 211 0.10 0.085 0.60 58331E3 68331E3 38331E3

470 16 × 25 1500 299 0.10 0.055 0.40 58471E3 68471E3 38471E3

1000 18 × 31 1800 633 0.10 0.040 0.28 58102E3 68102E3 -

ELECTRICAL DATA AND ORDERING INFORMATION

UR(V)

CR100 Hz

(µF)

NOMINALCASE SIZE

Ø D × L(mm)

IR100 kHz125 °C(mA)

IL1

1 min

(µA)

Tan δ100 Hz

Z100 kHz+ 20 °C

(Ω)

Z100 kHz- 40 °C

(Ω)

ORDERING CODEMAL2140 .....

BULK PACKAGING TAPED

FORM CA FORM CB FORM TFA

ADDITIONAL ELECTRICAL DATAPARAMETER CONDITIONS VALUE

Voltage

Surge voltage Us ≤ 1.15 x UR

Reverse voltage Urev ≤ 1 V

Current

Leakage currentafter 1 minute at UR IL1 ≤ 0.01 CR × UR + 3 µA

after 5 minutes at UR IL5 ≤ 0.002 CR × UR + 3 µA

Inductance

Equivalent series inductance (ESL)case Ø D = 10 mm typ. 16 nH

case Ø D ≥ 12.5 mm typ. 18 nH

Resistance

Equivalent series resistance (ESR) calculated from tan δmax and CR (see Table 2) ESR = tan δ/2πfCR


140 RTMVishay BCcomponents Aluminum Capacitors

Radial, High Temperature Miniature

CAPACITANCE (C)

EQUIVALENT SERIES RESISTANCE (ESR)

RIPPLE CURRENT AND USEFUL LIFETable 2

- 60 - 40 - 20 0 20 40 60 80 100 120 140

Tamb (°C)

1.2

1.1

1.0

0.9

0.8

CC0

C0 = typical capacitance at 20 °C, 100 Hz

Fig. 5 Typical multiplier of capacitance as a function of ambient temperature

Curve 1: UR < 50 VCurve 2: UR < 50 V

1

1

2

2

Tamb (°C)C0 = typical capacitance at 20 °C, 100 Hz

Fig. 6 Typical multiplier of capacitance as a function of frequency

1.2

1.0

0.8

0.6

0.4

0.2

CC0

10 102 103 104 105f (Hz)


1

1

2

2

- 60 - 40 - 20 0 20 40 60 80 100 120 140

Tamb (°C)ESR0 = typical capacitance at 20 °C, 100 Hz

Fig. 7 Typical multiplier of ESR as a function of ambient temperature

ESRESR0

10

1


2

1

1

2

Tamb (°C)ESR0 = typical ESR at 20 °C, 100 Hz

Fig. 6 Typical multiplier of ESR as a function of frequency

2.0

1.6

1.2

0.8

0.4

0

ESRESR0

10 102 103 104 105f (Hz)


1

1

2

2

ENDURANCE AND USEFUL LIFE AS A FUNCTION OF CASE SIZENOMINAL CASE

SIZE Ø D x L(mm)

CASE CODE ENDURANCE TEST AT 125 ºC(h)

USEFUL LIFE AT 125 ºC(h)

10 × 12 14 2000 250010 × 16 15 2000 300010 × 20 16 2000 3000

12.5 × 20 17 2000 300012.5 × 25 18 2000 3000

16 × 20 19a 2000 300016 × 25 19 2000 400016 × 31 20 2000 400018 × 31 1831 2000 4000




Table 3

Table 5

40 50 60 70 80 90 100 110 120 130Tamb (°C)

(1)

lifetime multiplier

4.3

4.2

4.1

4.0

3.9

3.8

3.7

3.6

3.5

3.4

3.3

3.2

3.1

3.0

2.8

2.6

2.4

2.0

2.2

1.8

1.6

1.41.21.00.80.50.0

1.0

1.52.0

4.0

8.0

12

20

30

60

400

100

200

6.0

3.0

MBC242

IAIR

Fig.9 Multiplier of useful life as a function of ambient temperatureand ripple current load

IA = actual ripple current at 100 kHz

IR = rated ripple current at 100 kHz, 125 ºC(1) Useful life at 125 ºC and IR applied: see Table 3

MULTILPLIER OF RIPPLE CURRENT (IR) AS A FUNCTION OF FREQUENCYFREQUENCY

(Hz)IR MULTIPLIER

UR = 6.3 to 25 V UR = 35 V UR = 50 and 63 V50 0.60 0.50 0.35

100 0.70 0.65 0.50300 0.85 0.80 0.65

1000 0.90 0.85 0.803000 0.95 0.90 0.90

10 000 1.00 0.95 0.90100 000 1.00 1.00 1.00

TEST PROCEDURES AND REQUIREMENTSTEST PROCEDURE

(quick reference) REQUIREMENTSNAME OF TEST REFERENCE

Endurance IEC 60384-4/EN130300subclause 4.13

Tamb = 125 °C; UR applied;2000 h

ΔC/C: ± 15 %tan δ ≤ 1.3 x spec. limitZ ≤ 2 × spec. limitIL5 ≤ spec. limit

Useful life CECC 30301subclause 1.8.1

Tamb = 125 °C; UR and IR applied;for test duration see Table 3

ΔC/C: ± 30 %tan δ ≤ 3 x spec. limitZ ≤ 3 x spec. limitIL5 ≤ spec. limitno short or open circuittotal failure percentage: ≤ 1 %

Shelf life IEC 60384-4/EN130300subclause 4.17

Tamb = 125 °C; no voltage applied;500 h

after test: UR to be applied for 30 min, 24 to 48 h before measurement

ΔC/C: ± 15 %tan δ ≤ 1.3 x spec. limitZ ≤ 2 x spec. limitIL5 ≤ 2 x spec. limit

Document Number: 91000 www.vishay.comRevision: 18-Jul-08 1

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8.4 Datos nucleos de ferrita

Página 38 de 38

PART

11.3m a g - i n c . c o m

E, I Core Data (ungapped)

E, I Cores

AL (mH/1000T) min

* F material nominal ± 25%

POWER MATERIALS MAGNETIC DATAHIGH PERMEABILITYMATERIALS

R P F* J W le (mm) Ae (mm2) Amin (mm2) Ve (mm3) CORE WEIGHT(grams per set) WaAc (cm4)

0_41203EC E-E 440 480 770 1,025 - 27.8 10.1 10.1 279 1.3 0.01

0_41205EC E-E 1,100 1,200 1,950 2,475 - 27.7 20.2 20 558 2.6 0.03

0_41707EC E-E 760 825 1,300 1,425 - 30.4 16.6 12.6 505 3.0 0.03

0_41808EC E-E 865 940 1,500 1,875 3,220 39.9 22.6 22.1 900 4.4 0.07

0_41810EC E-E 1,725 1,875 3,000 3,750 7,420 40.1 45.5 45.4 1,820 8.5 0.15

0_42510EC E-E 1,325 1,440 2,300 2,775 4,635 49 39.5 37 1,930 9.5 0.16

0_42513EC E-E 1,425 1,736 2,460 3,000 - 57.8 51.8 51.8 2,990 16 -

0_42515EC E-E 865 940 1,500 1,800 3,080 73.5 40.1 39.7 2,950 15 0.42

0_42515IC E-I 1,320 1,435 2,290 2,750 4,690 48.1 40.1 39.7 1,930 10 0.21

0_42520EC E-E 2,650 2,880 4,600 5,500 10,360 48 78.4 76.8 3,760 19 0.4

COMB.

STAN

DARD

BOB

BIN

SURF

ACE M

OUNT

BOB

BIN

PRIN

TED

CIRC

UIT

BOBB

IN

AVAILABLEHARDWARE

0_41203EC0_41808EC0_42510EC0_42515EC0_42520EC

Rafael Rojas

Highlight

11.12MAGNETICS

Bobbins

MECHANICAL DIMENSIONS (mm)

PART CORE SIZE A MAX B MAX C MAX D MAX E MIN F NOM

MATERIAL

00B180801 41808EC 1 13.84 - 11.04 6.47 4.95 9.52 0.3420 39.4 Nylon*

00B251001 42510EC 1 18.49 - 12.34 8.4 6.62 10.31 0.510 56 Nylon*

00B251501 42515EC 2 15.08 15.08 22.09 6.35 20.57 6.35 0.716 45.4 Glass filled Nylon

00B351501 43515EC 1 24.84 - 18.92 11.98 9.9 17.14 1.130 72 Nylon*

00B402001 44020EC 3 29.84 35.05 16.12 12.31 26.16 29.21 2.07 97.5 Glass filled Nylon*

00B431701 44317EC 1 28.01 - 20.47 14.6 12.82 18.94 1.260 84.4 Nylon*

00B472101 44721EC 1 31.19 - 23.57 18.41 16.12 21.38 1.410 97.5 Nylon*

00B572401 45724EC 1 37.84 - 28.57 21.59 19.12 26.54 2.14 118.2 Nylon*

00B722801 47228EC 4 51.07 51.07 19.76 19.76 34.46 30.4 4.08 149.3 Zytel 50

00B802001 48020EC 4 57.58 57.58 20.54 20.54 55.11 51.05 8.06 165 Zytel 50

E, I

Har

dwar

e

NOMINAL WINDINGAREA PER SECTION

cm2

* UL 94 HB rated

FIG.

AVERAGELENGTH OFTURN (mm)

Rafael Rojas

Highlight

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