TESIS IMPRESION FINAL · 2020. 7. 7. · (con diodo volante integrado) Tabla 3.14 Características...

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Centro Nacional de Investigación y Desarrollo Tecnológico

Departamento de Ingeniería Electrónica

TESIS DE MAESTRÍA EN CIENCIAS

“Confiabilidad de inversores integrados en sistemas fotovoltaicos conectados a red“

presentada por

Enrique Contreras Martínez

como requisito para la obtención del grado de: Maestría en Ciencias en Ingeniería Electrónica

Director de tesis: Dr. Hugo Calleja Gjumlich

Jurado: Dr. Abraham Claudio Sánchez Presidente Dr. Jesús Aguayo Alquicira Secretario

Dr. Hugo Calleja Gjumlich Vocal Cuernavaca, Morelos, México. Marzo de 2008

I

TABLA DE CONTENIDO Simbología IV Lista de tablas y figuras VI Introducción IX Abstract XI

CAPÍTULO 1

ANTECEDENTES 1.1 Energía solar 1

1.2 Sistemas fotovoltaicos 2

1.2.1 Paneles solares 2 1.2.2 Elementos de almacenamiento de energía 3 1.2.3 Inversores 3

1.3 Propuesta de tesis 4 1.3.1 Descripción del problema 4 1.3.2 Planteamiento del problema 4 1.3.3 Justificación 5 1.3.4 Objetivo general 5 1.3.5 Objetivos particulares 5 1.3.6 Propuesta 5 1.3.7 Alcances 6 1.3.8 Aportaciones 6 1.3.9 Metodología 6

1.4 Estado del arte 1.4.1 Criterios de comparación 7

CAPÍTULO 2 SELECCIÓN DE TOPOLOGÍAS 2.1 Evolución de los inversores para sistemas fotovoltaicos 10

2.1.1 Inversores centrales 10 2.1.2 Inversores para cadena 13 2.1.3 Inversores para módulos de CA 16

II

2.2 Configuraciones para módulos de CA 17 2.2.1 Funciones básicas del circuito de potencia 18 2.2.2 Configuraciones monoetapa 18

2.3 Topologías seleccionadas 19 CAPÍTULO 3 DISEÑO Y SIMULACIÓN DE INVERSORES 3.1 Especificaciones de diseño 22 3.2 Diseño del convertidor elevador [17] 23

3.2.1 Forma de operación 23 3.2.2 Ecuaciones de diseño 23 3.2.3 Cálculo de L y C 24

3.3 Diseño del convertidor reductor-elevador [18] 24


3.4 Diseño del convertidor reductor-elevador [19] 25


3.5 Diseño del convertidor elevador [21] 26

3.6 Simulación 26

3.6.1 Simulación del inversor elevador [17] 27 3.6.2 Simulación del inversor reductor-elevador [18] 29 3.6.3 Simulación del inversor reductor-elevador [19] 30

3.7 Formas de onda 32

3.7.1 Formas de onda para el convertidor elevador [17] 32 3.7.2 Formas de onda para el convertidor reductor-elevador [18] 33 3.7.3 Formas de onda para el convertidor reductor-elevador [19] 34

3.8 Datos obtenidos a partir de formas de onda 35

3.8.1 Esfuerzos máximos 35 3.8.2 Pérdidas 36 3.8.3 Pérdidas en función de dispositivos semiconductores 37

III

CAPÍTULO 4 CONFIABILIDAD 4.1 Definición de confiabilidad 44

4.2 Confiabilidad y sistemas 45

4.2.1 Parámetros de confiabilidad para sistemas continuos 45

4.3 Confiabilidad y MIL-HDBK-217 FN2 48 4.4 RELEX y parámetros de confiabilidad 48

4.4.1 Información requerida por RELEX 48 4.5 Casos seleccionados 51

4.5.1 Casos seleccionados para el convertidor [17] 51 4.5.2 Casos seleccionados para el convertidor [18] 52 4.5.3 Casos seleccionados para el convertidor [19] 52

CAPÍTULO 5 RESULTADOS 5.1 Condiciones operativas y ambientales 53 5.2 Características del capacitor 54 5.3 Resultados de confiabilidad 54 5.4 Análisis de resultados 59

Conclusiones 61 Referencias 64 Apéndice A 66 Apéndice B 67 Apéndice C 68

IV

SIMBOLOGÍA MTFF Tiempo promedio a la primera falla, por sus siglas en inglés MTBF Tiempo medio entre fallas, por sus siglas en inglés CA Corriente alterna CD Corriente directa PWM Modulación de anchura de pulso, por sus siglas en inglés THD Distorsión armónica total, por sus siglas en inglés L Inductancia C Capacitancia R Resistencia de carga TM1 IGBT sin diodo volante integrado DM1 Diodo de recuperación rápida M1 IGBT con diodo volante integrado ó IGBT en antiparalelo con diodo de

recuperación rápida TM2 IGBT sin diodo volante integrado DM2 Diodo de recuperación rápida M2 IGBT con diodo volante integrado ó IGBT en antiparalelo con diodo de

recuperación rápida C1 Capacitancia C2 Capacitancia L1 Inductancia VA Tensión de salida en el convertidor elevador unidireccional [17] VB Tensión de salida en el convertidor elevador unidireccional [17] VC Tensión de salida en el convertidor reductor-elevador unidireccional [18] VD Tensión de salida en el convertidor reductor-elevador unidireccional [18] VE Tensión de salida en el convertidor reductor-elevador unidireccional [19] VF Tensión de salida en el convertidor reductor-elevador unidireccional [19]

Vin Tensión de entrada V1 Tensión en el capacitor V2 Tensión en el capacitor VCD Tensión de CD sobre la cual se monta las sinusoide de salida de los

convertidores unidireccionales de [17] y [18]

Vop Tensión pico en la carga para los convertidores [17] y [18]

Vp Tensión pico en la carga para el convertidor [19]

Vap Tensión máxima en el capacitor D Ciclo de trabajo ILP Corriente pico en el inductor Dmax Ciclo máximo de trabajo fS Frecuencia de conmutación F Frecuencia de la linea

Po Potencia de salida del convertidor

V

L2 Inductancia T Periodo de la línea T1 IGBT T2 IGBT T3 IGBT T4 IGBT D1 Diodo de recuperación rápida D2 Diodo de recuperación rápida TM3 IGBT sin diodo volante integrado DM3 Diodo de recuperación rápida M3 IGBT con diodo volante integrado ó IGBT en antiparalelo con diodo de

recuperación rápida TM4 IGBT sin diodo volante integrado DM4 Diodo de recuperación rápida M4 IGBT con diodo volante integrado ó IGBT en antiparalelo con diodo de

recuperación rápida C2 Capacitancia

VI

LISTA DE TABLAS Y FIGURAS Capítulo 1 Tabla 1.1 Criterios de comparación 8

Capítulo 2 Figura 2.1 Sistema fotovoltaico central 10 Figura 2.2 Sistema fotovoltaico con inversor auto conmutado sin transformador 11 Figura 2.3 Sistema fotovoltaico con inversor auto-conmutado con transformador 11 Figura 2.4 Sistema fotovoltaico de cadena 13 Figura 2.5 Sistema fotovoltaico de cadena con transformador de alta frecuencia 13 Figura 2.6 Sistema fotovoltaico multicadena 15 Figura 2.7 Sistema fotovoltaico conectado para trabajo en equipo (amo-esclavo) 16 Figura 2.8 Módulos de CA conectados en paralelo 16 Figura 2.9 Inversor elevador de cuatro interruptores por Cáceres y Barbi [17] 20 Figura 2.10 Inversor reductor-elevador de cuatro interruptores de conmutación por 20

Vázquez et al.[18] Figura 2.11 Inversor reductor-elevador de cuatro dispositivos de conmutación por 20

Kasa et al. [19] Figura 2.12 Inversor flyback por Kjaer y Blaabjerg [20] 21 Capítulo 3 Figura 3.1 Inversor elevador [17] 23 Figura 3.2 Inversor reductor-elevador de cuatro interruptores por Vázquez et al.[18] 24 Figura 3.3 Convertidor elevador bidireccional CD/CD 27 Figura 3.4 Convertidor reductor-elevador bidireccional CD/CD 29 Figura 3.5 Convertidores tipo reductor-elevador e inversor 31 Figura 3.6 Tensión y corriente a 10 kHz [17] 32 Figura 3.7 Tensión y corriente a 20 kHz [17] 32 Figura 3.8. Tensión y corriente a 50 kHz [17] 33 Figura 3.9 Tensión y corriente a 10 kHz [18] 33 Figura 3.10 Tensión y corriente a 20 kHz [18] 34 Figura 3.11 Tensión y corriente a 50 kHz [18] 34

Figura 3.12 Tensión y corriente a 9.6 kHz [19] 34 Tabla 3.1 Valores de L y C para el inversor elevador [17] 24 Tabla 3.2 Valores de L y C para el inversor reductor-elevador [18] 25 Tabla 3.3 Valores de L y C y parámetros de diseño para el inversor elevador [19] 26 Tabla 3.4 Esfuerzos máximos en TM1, DM1, DM2, TM2 , y C [17] 35

Tabla 3.5 Esfuerzos máximos en TM2, DM2, TM1, DM1, y C [18] 35 Tabla 3.6 Esfuerzos máximos en tensión y en corriente en T1, T3, D1, D2, 35

y C para [19]

VII

Tabla 3.7 Pérdidas por conducción en Watts para [17] 37

considerando Vce =1 V Tabla 3.8 Pérdidas por conmutación en Watts para [17] 37

considerando tf = tr= 10 ns


considerandoVce =1 V Tabla 3.10 Pérdidas por conmutación en Watts para [18] 37



considerando Vce =1 V Tabla 3.12 Pérdidas por conmutación en Watts para [19] 37


Tabla 3.13 Características de los IGBT seleccionados 38 (con diodo volante integrado)

Tabla 3.14 Características de los IGBT seleccionados 38 (sin diodo volante integrado)

Tabla 3.15 Características de los Diodos de recuperación rápida 38 seleccionados

Tabla 3.16 Pérdidas en Watts para M1 del inversor elevador [17] 39 Tabla 3.17 Pérdidas en Watts para M2 del inversor elevador [17] 39 Tabla 3.18 Pérdidas en Watts para TM1 del inversor elevador [17] 40 Tabla 3.19 Pérdidas en Watts para TM2 del inversor elevador [17] 40 Tabla 3.20 Pérdidas en Watts para DM1 y DM2 del inversor elevador [17] 40

Tabla 3.21 Pérdidas en Watts para M1 del inversor reductor-elevador [18] 41

Tabla 3.22 Pérdidas en Watts para M2 del inversor reductor-elevador [18] 41 Tabla 3.23 Pérdidas en Watts para TM1 del inversor reductor-elevador [18] 42

Tabla 3.24 Pérdidas en Watts para TM2 del inversor reductor-elevador [18] 42 Tabla 3.25 Pérdidas en Watts para DM1 y DM2 del inversor reductor-elevador [18] 42 Tabla 3.26 Pérdidas en Watts para T1 del convertidor reductor-elevador [19] 43 Tabla 3.27 Pérdidas en Watts para D1 del convertidor reductor-elevador [19] 43

Capítulo 4 Tabla 4.1 Casos seleccionados para [17] operando a 20 kHz 51 Tabla 4.2 Casos seleccionados para [17] operando a 50 kHz 52 Tabla 4.3 Casos seleccionados para [18] operando a 20 kHz 52 Tabla 4.4 Casos seleccionados para [18] operando a 50 kHz 52 Tabla 4.5 Casos seleccionados para [19] operando a 9.6 kHz 52

VIII

Capítulo 5 Figura 5.1 MTBF para los casos de [17] operando a 20 kHz 55 Figura 5.2 MTBF para los casos de [17] operando a 50 kHz 55 Figura 5.3 MTBF para los casos de [18] operando a 20 kHz 55 Figura 5.4 MTBF para los casos de [18] operando a 50 kHz 56 Figura 5.5 %λ para los dispositivos de [17] operando a 20 kHz 56 Figura 5.6 %λ para los dispositivos de [17] operando a 50 kHz 57 Figura 5.7 %λ para los dispositivos de [18] operando a 20 kHz 57 Figura 5.8 %λ para los dispositivos de [18] operando a 50 kHz 58 Figura 5.9 MTBF para los casos de [19] operando a 9.6 kHz 58 Figura 5.10 %λ para los dispositivos de [19] operando a 9.6 kHz 59

IX

INTRODUCCIÓN

Una de las principales fuentes de energía secundaria es la electricidad. La energía eléctrica no se encuentra como tal en la naturaleza. Por ello, el proceso para suministrarla conlleva su generación a partir de fuentes de energía primaria.

Las ventajas potenciales de la conversión fotovoltaica son muy grandes. Es limpia, segura y su eficiencia aumenta constantemente. Incluso se asegura que, una vez solucionados los problemas científicos y tecnológicos de los sistemas fotovoltaicos, su costo será competitivo con el de otras tecnologías empleadas en la generación de energía eléctrica. En términos generales, un sistema fotovoltaico, está formado por tres elementos:

• Celdas fotovoltaicas. • Bancos de baterías. • Etapa de potencia (inversor). El problema principal en los sistemas fotovoltaicos es su confiabilidad. La

confiabilidad se define como la probabilidad de que un sistema realice la función para la cual fue diseñada, bajo condiciones operativas y ambientales específicas, durante un tiempo determinado. Para conocer la confiabilidad de un sistema se calculan distintos parámetros, dos de ellos son tiempo promedio a la primera falla (MTFF) y tiempo promedio entre fallas (MTBF). El valor de dichos parámetros indica la expectativa que podemos tener de un sistema en términos de fallas y del tiempo.

El MTFF de los sistemas fotovoltaicos modernos es de cinco años [1], lo cual indica

que el sistema fallará al menos una vez antes cumplir 43,800 horas de operación. Si MTFF=MTBF, entonces el MTBF indica que una vez reparado y puesto en operación, el sistema fallará nuevamente antes de 43,800 horas. Los estudios señalan al inversor como la causa de fallo. La etapa de potencia tiene una MTBF considerablemente menor al de las celdas fotovoltaicas, siendo la limitante en el tiempo de vida y, en consecuencia, en la confiabilidad del sistema fotovoltaico.

La meta en la industria de los sistemas fotovoltaicos es diseñar productos cuyo

MTBF no sea inferior a diez años ( 87,600 horas) [2]. Dado lo anterior, es evidente la necesidad de incrementar el tiempo de vida de la etapa de potencia, lo cual lógicamente llevará a aumentar el tiempo de vida y confiabilidad de los sistemas fotovoltaicos.

Son varias las topologías inversoras empleadas en la industria de los sistemas

fotovoltaicos, aunque en términos de confiabilidad no se tiene preferencia clara hacia alguna de ellas.

X

La mayoría de la información y mejoras que se han hecho en la confiabilidad de los inversores se basa en datos de campo. A saber, no existen estudios teóricos, al menos publicados, en los que se determine y compare el desempeño de configuraciones inversoras tomando como criterio la confiabilidad. De dicha observación surge el tema y objetivo de esta tesis.

El objetivo general es realizar un estudio comparativo de algunas topologías

inversoras monofásicas integradas empleadas en sistemas fotovoltaicos con posibilidad de conexión a la red de tensión alterna, tomando como criterio principal la confiabilidad. Los objetivos particulares son:

• Obtener información que permita conocer y mejorar la confiabilidad de algunos inversores monofásicos integrados empleados en sistemas fotovoltaicos.

• Obtener datos de confiabilidad que faciliten la selección de una topología integrada

para una aplicación dada.

• Obtener resultados que ayuden a mejorar la confiabilidad de los sistemas basados en fuentes de energía no convencionales.

• Proponer una metodología para calcular la confiabilidad de un circuito electrónico a

partir de resultados de simulación. Encontrar las ventajas y desventajas de la metodología propuesta. En este documento se presenta el desarrollo, resultados y conclusiones, del trabajo

de tesis titulado: “Confiabilidad de inversores integrados en sistemas fotovoltaicos conectados a red”.

XI

ABSTRACT

One of the main sources of secondary energy is electricity. Electric energy is not found as such in nature. For that reason, the process to provide it involves its generation starting from sources of primary energy.

The potential benefits of the fotovoltaic conversión are huge. It is clean, safe and its efficiency increases constantly. Furthermore, it ensures that, once solved the scientific and technological problems of the fotovoltaic systems, the cost will be competitive with the cost of the other technologies used in the generation of the electric energy.

In general terms, a fotovoltaic system, its form by three elements:

• Fotovoltaic cells. • Banks (stacks) of batteries. • Stage of power (inversor).

The main problem in the fotovoltaic systems is its reliability. Reliability is defined as the probability that a system preformed the function that it was designed for, under specific operational and environmental conditions, for a specific duration of time. To know the reliability of a system we calculate several parameters, two of them are average time at the first failure (MTFF) and average time between failures (MTBF). The value of such parameters indicates the expectancy of the system we can have in terms of failure and time.

The MTFF of the modern fotovoltaic systems is 5 years [1], that indicates that the system will fail at least once before it reaches 43,800 hours of operation. If MTFF = MTBF, then MTBF indicates that once repaired and back in operation, it will fail again before it reaches 43800 hours of operation. Studies indicate the inversor is the reason of failure. The stage of power has a MTBF considerably smaller to the fotovoltaic cells, being this the life time limitation, and as a consequence, in the fotovoltaic system reliability.

The goal in the industry of the fotovoltaic systems is to design products with MTBF no less than then years (87,600 hours) (2). Based on this, it is evident the necessity to increase the life time of the stage of power, which logically will increase the life time and reliability of the fotovoltaic systems.

There are several inversor topologies used in the industry of the fotovoltaic systems, but in terms on reliability there is no clear preference of any of them.

Most of the information and the improvements made in the reliability of the inversors are based on field data. To my knowledge, there are no theoretic studies, at least not published, in which have been determined and compared the performance of inversors configurations taking reliability as the main criterion.

XII

The general objective was to perform a comparative study of some integrated monophasic inversors used in fotovoltaic systems with the possibility to connect them to an alternate network, taking reliability as the main factor. The particular objectives were:

• To obtain information that will allows to know and to improve the reliability of some monophasic integrated inversors used in fotovoltaic systems.

• To obtain reliability data to facilitate the selection of an integrated topology for a specific application.

• To obtain results that help to improve the reliability of the systems based on non-conventional sources of energy.

• To propose a methodology to calculate the reliability of an electronic circuit based on simulation results. To find the pros and cons of the proposed methodology.

In this document I present the development, results and conclusions of my thesis work named: “Reliability of integrated inversors in fotovoltaic systems connected to a network”.

1

Capítulo 1

ANTECEDENTES

Son muy grandes las ventajas potenciales de la conversión fotovoltaica. Es limpia, segura y su eficiencia aumenta constantemente. Incluso se asegura que, una vez solucionados los problemas científicos y tecnológicos, su costo será competitivo con el de otras tecnologías empleadas para la generación de energía eléctrica. Actualmente el problema principal en los sistemas fotovoltaicos es su confiabilidad.

De la observación mencionada al final del párrafo anterior surge el tema de

desarrollo de esta tesis. En el presente capítulo se abordan los antecedentes relacionados con el tema y se expone la propuesta formal de este trabajo de investigación titulado: “Confiabilidad de inversores integrados en sistemas fotovoltaicos conectados a red”.

1.1 Energía solar La radiación solar que alcanza la atmósfera terrestre corresponde a una cantidad de

energía de 5 x 1024 joules por año. Considerando los procesos de reflexión y absorción en la atmósfera, la radiación solar que alcanza la superficie terrestre es de aproximadamente un kilowatt/m2. El valor energético medio por año del flujo solar al nivel de la superficie terrestre varía de 2 KWh/m2 por día en latitudes como la del norte de Europa a 6 KWh/m2 por día en latitudes correspondientes a las zonas tropicales. Esta radiación puede convertirse en energía eléctrica empleando sistemas fotovoltaicos.

La energía solar que llega a la superficie terrestre equivale a 13 000 veces la

producción mundial actual de energía a partir de combustibles fósiles y uranio. Además, en algunas zonas de países como México, los picos de demanda coinciden con las horas de mayor insolación.

Resulta evidente el porqué una buena opción para solucionar los problemas de generación eléctrica limpia, económica y segura, son los generadores basados en sistemas fotovoltaicos.

Se espera que en un futuro sea tal la capacidad instalada de este tipo de sistemas,

que contribuya en un buen porcentaje a satisfacer las necesidades de energía eléctrica en el mundo. Para lograr esta meta, se requiere mejorar el diseño de los sistemas fotovoltaicos; es decir, solucionar los problemas científicos y tecnológicos que presentan.

ANTECEDENTES

2

1.2 Sistemas fotovoltaicos

Las aplicaciones de los sistemas fotovoltaicos son diversas. Actualmente, el campo de aplicación al que se dirigen es el residencial. A medida que se incrementa la demanda mundial de energía eléctrica, esta aplicación cobra mayor importancia.

Debido a la evolución y maduración de la tecnología involucrada en los sistemas fotovoltaicos, su eficiencia ha aumentado y su costo ha disminuido.

Por si mismos, los sistemas fotovoltaicos son considerados en la mayoría de los

casos como generadores independientes y, en ciertas circunstancias, como cogeneradores. Este último caso ocurre cuando al generador le es permitido alimentar a una carga e inyectar energía a una red eléctrica.

Las siguientes son las principales características con las cuales debe de cumplir un

sistema fotovoltaico[1] : -Operación en el punto de máxima eficiencia. -Simple, robusto, y confiable. -Formas de onda de alta calidad. -Respuesta adecuada ante regímenes de operación anómalos.

En términos generales, un sistema fotovoltaico está formado por los siguientes elementos:

1. Paneles solares . 2. Banco de baterías. 3. Etapa de potencia (inversor).

1.2.1 Paneles solares

Los paneles solares están formados por conjuntos de celdas fotovoltaicas que transforman la energía solar en tensión de corriente directa. Los principales parámetros que caracterizan a una celda son la tensión y corriente que puede generar.

La capacidad de una celda de suministrar determinada magnitud de tensión y

corriente depende de la temperatura a la cual opere, de la irradiancia, y del material de que está hecha.

Las celdas están constituidas principalmente por semiconductores de silicio

monocristalino, silicio policristalino, sulfuro de cadmio o sulfuro de cobre.

ANTECEDENTES

3

Los módulos fotovoltaicos están formados por arreglos de paneles solares; por lo tanto, sus características dependen del número de paneles y de la forma en la que están conectados (serie, paralelo, etc).

Para las celdas, paneles, y módulos fotovoltaicos existe una condición de operación de potencia máxima, que ocurre bajo determinadas condiciones. A fin de maximizar su aprovechamiento, es deseable asegurar que los elementos mencionados se mantengan operando en ese punto.

En el pasado, el precio del módulo representaba la mayor parte del costo del sistema

fotovoltaico. La disminución del precio de las celdas ha contribuido a disminuir el costo de paneles y módulos, con ello ha aumentado el interés de los consumidores por este tipo de tecnología.

1.2.2 Elementos de almacenamiento de energía

Los sistemas fotovoltaicos requieren de sistemas de almacenamiento de energía eléctrica (baterías o condensadores).

Los módulos fotovoltaicos son elementos de un solo cuadrante, debido a ello la necesidad de un condensador o batería dentro de un sistema de conversión fotovoltaico. La explicación a esta necesidad es sencilla: existen fracciones del tiempo, durante un ciclo de salida del inversor, donde se producen corrientes de retorno hacia el módulo. Como las celdas no pueden absorber dicha corriente, es necesario un dispositivo que sí lo haga y para el caso es adecuado un condensador o una batería.

1.2.3 Inversores

El inversor es una clase especial de convertidor cuya función es entregar energía eléctrica en CA, a partir de una fuente de CD. Los inversores se emplean en sistemas de alimentación ininterrumpibles, en control de motores, y para resolver problemas de distorsión en la red eléctrica. En general, se puede decir que se utilizan en todas aquellas aplicaciones donde es necesario tener una tensión de salida de CA controlada. La función de un inversor dentro de un sistema fotovoltaico es proporcionar tensión en CA a partir de la tensión en CD dada por el módulo fotovoltaico. En sistemas fotovoltaicos conectados a red, a la salida del inversor interesa obtener una forma de onda sinusoidal. Se busca que dicha onda tenga una calidad aceptable y que cumpla con lo indicado por la normatividad vigente establecida por los organismos que regulan la conexión de sistemas a red. La tendencia a la disminución en el precio de las celdas, paneles, y módulos solares, ha implicado que el costo del inversor se vuelva significativo en un sistema fotovoltaico.

ANTECEDENTES

4

Esto ha generado la necesidad de proponer alternativas en el diseño que disminuyan el costo del inversor.

1.3 Propuesta de tesis

1.3.1 Descripción del problema

Los paneles fotovoltaicos no tienen partes móviles y su mantenimiento es muy simple. La tasa de fallos de un módulo fotovoltaico de cuarta generación es del orden de 1.5 por 10,000 al año [2]. La mayoría de los fabricantes de celdas fotovoltaicas establecen tiempos de vida para sus productos de al menos 25 años, dando como garantía que, después de 25 años de uso, la potencia de salida de la celda no será inferior al 80% de la potencia obtenida al inicio de su vida útil [3]. Todas estas ventajas hacen pensar que el módulo fotovoltaico no es la limitante en el tiempo de vida en un sistema fotovoltaico.

Se ha observado que los sistemas fotovoltaicos tiene un tiempo promedio a la primera falla (MTFF) de cinco años [4]. Estudios sistemáticos de este tipo de sistemas, con capacidades entre 2 kW y 4 kW, sugieren que la causa de fallo está directamente relacionada con el inversor.

De los dos párrafos anteriores se concluye que la etapa de potencia es la limitante en

el tiempo de vida de los sistemas fotovoltaicos. Por lo tanto, es evidente la necesidad de incrementar el tiempo de vida de los inversores, lo cual lógicamente llevará a aumentar la durabilidad y confiabilidad de los sistemas en cuestión. La meta en la industria de los inversores es diseñar productos para sistemas fotovoltaicos cuyo MTFF no sea inferior a 10 años [5]. Si se investigan las configuraciones monofásicas de inversores que se han reportado para aplicaciones con interconexión a red, se verá que existe una gran variedad. Las características propias de cada configuración, hacen que algunas sean más propensas a fallas que otras, sin embargo; no se conoce la confiabilidad de las distintas topologías. 1.3.2 Planteamiento del problema

Existe la necesidad de incrementar el tiempo de vida y la confiabilidad de los inversores utilizados en sistemas fotovoltaicos con interconexión a red. Actualmente son varias las topologías reportadas para este fin, pero no existe una preferencia clara hacia alguna de ellas. El problema es que no se sabe qué confiabilidad tiene cada configuración. No existen estudios, al menos publicados, en los que se determine la confiabilidad de configuraciones inversoras. Sin esta información resulta muy difícil seleccionar la mejor topología para una aplicación determinada.

ANTECEDENTES

5

1.3.3 Justificación La mayoría de las mejoras que se han hecho en confiabilidad de inversores están basadas en información de campo. A saber, no existen estudios, al menos publicados, en los que se compare el desempeño de las configuraciones tomando como criterio principal la confiabilidad.

Se piensa que un estudio de la naturaleza del que se propone facilitará la selección de una topología para una aplicación dada. Además, dará información importante para mejorar la confiabilidad de los inversores.

Se pretende que los resultados del tema de tesis que se está proponiendo sean

aplicables, además de a los sistemas fotovoltaicos, a otros sistemas basados en fuentes de energía no convencionales. Objetivo que garantiza, como lo avalan las tendencias de la industria, la vigencia e importancia, presente y futura, del tema de tesis que se propone.

1.3.4 Objetivo general

Realizar un estudio comparativo de algunas topologías inversoras monofásicas integradas empleadas en sistemas fotovoltaicos con conexión a la red de tensión alterna, tomando como criterio principal la confiabilidad. 1.3.5 Objetivos particulares

• Obtener información que permita conocer y mejorar la confiabilidad de algunos inversores monofásicos integrados empleados en sistemas fotovoltaicos.

• Obtener datos de confiabilidad que faciliten la selección de una topología integrada

para una aplicación dada.

• Obtener resultados que ayuden a mejorar la confiabilidad de los sistemas basados en fuentes de energía no convencionales.

• Proponer una metodología para calcular la confiabilidad de un circuito electrónico a

partir de resultados de simulación. Encontrar las ventajas y desventajas de la metodología propuesta.

1.3.6 Propuesta

Realizar un estudio comparativo de algunas configuraciones inversoras monofásicas integradas aplicadas en sistemas fotovoltaicos con posibilidad de conexión a la red de tensión alterna. La confiabilidad de los inversores será considerada el criterio relevante en el estudio.

ANTECEDENTES

6

1.3.7 Alcances

Se estudiarán y compararán algunas de las topologías inversoras monofásicas integradas aplicadas en sistemas fotovoltaicos, eligiendo aquellas que presentan el mayor número de ventajas. El análisis de confiabilidad se hará según la metodología MIL-HDBK-217 FN2. Los resultados del análisis serán predicciones basadas en métodos probabilísticos. Los inversores seleccionados se diseñarán con base en una especificación común, y su funcionamiento se comprobará a través de simulación. No se hará una implementación física de los diseños. 1.3.8 Aportaciones

El estudio propuesto aportará información sobre la confiabilidad de las configuraciones que se estudien. Las conclusiones y resultados del tema de tesis permitirán conocer cuáles son los elementos con mayor impacto en la confiabilidad de las topologías. Además, darán criterios que facilitarán la selección de una configuración para una aplicación particular. Los datos obtenidos serán útiles para aumentar la confiabilidad y tiempo de vida de los inversores, en particular, en su aplicación a sistemas fotovoltaicos. Se espera que las conclusiones sean aplicables a sistemas basados en fuentes de energía no convencionales. Otra aportación relevante será encontrar cuáles son las ventajas, las desventajas y la problemática de la metodología propuesta. Las conclusiones de la tesis contribuirán directamente con las siguientes metas:

1. Aumentar la confiabilidad de los sistemas fotovoltaicos. 2. Aumentar la confiabilidad de los inversores. 3. Diseñar un inversor universal con una MTFF no menor a 10 años. 1.3.9 Metodología La siguiente es la metodología propuesta para el desarrollo de la tesis: 1. Selección de los inversores a incluir en el estudio. 2. Determinación de las condiciones de diseño. 3. Diseño de los inversores con base en las ecuaciones proporcionadas en los artículos. 4. Obtención de los patrones de conmutación a partir de las funciones de transferencia CD-CD. 5. Simulación en PSIM de los inversores. 6. Empleando el programa computacional RELEX, calcular los parámetros de confiabilidad de los inversores diseñados y simulados.

ANTECEDENTES

7

7. Análisis y comparación de resultados. 8. Conclusiones. Es importante resaltar la fuerte dependencia que tiene esta metodología con respecto al éxito en la simulación de los convertidores. Sin datos de simulación no será posible calcular la confiabilidad de los circuitos electrónicos.

1.4 Estado del arte Como se ha mencionado no existen, al menos publicados, estudios con las características del que se propuso. La revisión del estado del arte así lo indica. Los objetivos principales de los siguientes párrafos son: 1. Sustentar la inexistencia de estudios teóricos de confiabilidad en inversores monofásicos integrados aplicados en sistemas fotovoltaicos conectados a red. 2. Encontrar los temas de estudio de mayor interés sobre inversores monofásicos integrados diseñados para sistemas fotovoltaicos. 3. Evidenciar, con base en las tendencias y necesidades de la industria, la importancia del tema de tesis propuesto. 1.4.1 Criterios de comparación

Después de una búsqueda en la base de datos IEEExplore de publicaciones relacionadas con topologías inversoras monofásicas integradas empleadas en sistemas fotovoltaicos, se seleccionaron las referencias [4-22]. Del análisis de estos artículos se obtuvo la información necesaria para conocer cuáles son los temas actuales de investigación en el tema de topologías inversoras monofásicas integradas diseñadas para sistemas fotovoltaicos. Se concluyó que los temas actuales de investigación son:

a. Costo. b. Número de elementos utilizados en la topología. c. Uso o no de transformador. d. Aislados o no aislados. e. Número y tipo de etapas de conversión. f. Esfuerzos sufridos por los dispositivos de conmutación. g. Intervalo de operación de voltaje de entrada. h. Tamaño del capacitor de aislamiento. i. Algoritmos utilizados para sintetizar la forma de onda sinusoidal. j. Eficiencia. k. Complejidad del diseño. l. THD de la forma de onda inyectada a la red.

ANTECEDENTES

8

De las referencias estudiadas, el conjunto formado por [10], [12], [13], [8], [14], [15] y [11] se considera el más representativo en cuanto a inversores monofásicos integrados. En la siguiente tabla se indica cuáles de los temas actuales de investigación son los más estudiados. Las cruces indican que en la referencia se aborda determinado criterio como tema de investigación. Los espacios en blanco indican lo contrario.

Tabla 1.1 Criterios de comparación

Criterio de comparación estudiado

Referencia [10] [12] [13] [8] [14] [15] [11]

a X X X X X X 6 b X X 2 c X X X X X 5 d X X X X X 5 e X X X X X 5 f X X X 3 g X X X X X X 6 h X X X 3 i X X X 3 j X X X X X X X 7 k X X X X X X 6 l X X X 3

De los temas actuales de investigación en inversores monofásicos integrados

aplicados a sistemas fotovoltaicos, los más estudiados son (ver tabla 1.1):

a. Costo. c. Uso o no de transformador. d. Aislados o no aislados. e. Número y tipo de etapas de conversión. g. Intervalo de operación de voltaje de entrada. j. Eficiencia k. Complejidad del diseño.

La confiabilidad no figura como tema abordado en los artículos. A saber, no existe

un trabajo publicado en el cual se estudie explícitamente el tema de confiabilidad.

La información dada en los artículos [8], [10], [11], [12], [13], [14] y [15] lleva a las siguientes conclusiones:

• Se busca que las configuraciones sean del menor precio posible.

• No se tiene una preferencia clara hacia las configuraciones con o sin transformador.

• Es necesario que los inversores aíslen eléctricamente los módulos fotovoltaicos de

la red eléctrica, aunque no se tiene preferencia clara hacia un método específico.

ANTECEDENTES

9

• No existe una preferencia clara entre configuraciones de una etapa o varias etapas.

• Se tienen varias opciones para aumentar el intervalo de voltaje de entrada, aumentar

la eficiencia, disminuir las pérdidas por conmutación y mantener razonable la complejidad del diseño. Sin embargo, tampoco existe una preferencia clara hacia alguna configuración.

Finalmente, de la revisión del estado del arte se concluyó que:

• Existen objetivos claros a alcanzar en la industria de los inversores monofásicos

integrados.

• Se han propuesto varias topologías para alcanzar las metas, pero no existe una tendencia clara hacia una topología o grupo de topologías.

• En función de sus características no se tiene clara la aplicación idónea para una o un

conjunto de topologías de inversores.

• La confiabilidad no figura como tema de estudio en artículos referentes a inversores monofásicos integrados diseñados para sistemas fotovoltaicos.

Aumentar la confiabilidad es una de las dos metas principales de la industria de los

inversores, resulta lógica la necesidad de realizar un estudio de confiabilidad aplicado a al menos algunas topologías inversoras (topologías inversoras monofásicas integradas). Las conclusiones surgidas del estudio del estado del arte reafirman la relevancia e importancia de desarrollar un estudio con las características del que se propuso.

10

Capítulo 2

SELECCIÓN DE TOPOLOGÍAS

Para seleccionar las topologías a incluir en el estudio, se realizó una búsqueda y revisión bibliográfica relacionada con las topologías inversoras propuestas para sistemas fotovoltaicos monofásicos. El objetivo de este capítulo es presentar en resumen el conjunto de información analizada, y las conclusiones a las que se llegaron.

2.1 Evolución de los inversores para sistemas fotovoltaicos

La evolución de los inversores para sistemas fotovoltaicos está ligada al desarrollo de la tecnología en celdas, paneles, y módulos. En un sistema fotovoltaico la fuente de CD esta formada por arreglos de paneles. El tipo de arreglo determina la magnitud de la tensión generada, y en buena medida el tipo de control a utilizar para obtener la potencia máxima del módulo fotovoltaico. Por lo tanto, es evidente que la topología inversora en un sistema fotovoltaico dependerá del tipo de arreglo de paneles. A continuación se aborda el tema de la evolución de los inversores y su relación con los paneles y módulos solares. 2.1.1 Inversores centrales

En la década de los 80´s y hasta mediado de los 90´s la mayoría de los inversores disponibles en el mercado eran inversores centrales auto-conmutados o conmutados a partir de la tensión de línea. Esta clase de inversores tienen como fuente de CD arreglos en los que los paneles solares están conectados en serie, formando cadenas, y las cadenas conectadas en paralelo formando así el módulo fotovoltaico (figura 2.1).

Inversor central

Cadena

1-5 kW

Figura 2.1 Sistema fotovoltaico central

SELECCIÓN DE TOPOPLOGÍAS

11

Los inversores centrales diseñados para sistemas fotovoltaicos se pueden clasificar como se indica en el siguiente diagrama:

Con transformador Inversores centrales auto conmutados

Sin transformador Inversores centrales

Con transformador Inversores centrales conmutados a partir de la tensión de línea Sin transformador

La mayoría de los sistemas fotovoltaicos con esta tecnología que permanecen en el mercado incluyen inversores auto-conmutados con y sin transformador. Cuando la topología incluye transformador, éste opera a la frecuencia de la línea. En las figuras 2.2 y 2.3 se muestran topologías típicas de inversores centrales sin y con transformador.

Arreglo depanelessolares

Filtro

Figura 2.2 Sistema fotovoltaico con inversor auto conmutado sin transformador

Arreglo depanelessolares

Filtro

Figura 2.3 Sistema fotovoltaico con inversor auto-conmutado con transformador


12

Como se ve en las figuras 2.2 y 2.3, los inversores centrales son del tipo puente completo. Para controlar el disparo de los interruptores del puente se emplea la modulación por ancho de pulso (PWM). La frecuencia de conmutación de los dispositivos semiconductores varía en el intervalo de 16 a 20 kHz. Empleando el método PWM se invierte la corriente de CD proporcionada por las celdas y se le da una forma de onda sinusoidal con la calidad necesaria para inyectarse a la red. Dependiendo de la magnitud de la tensión generada por el arreglo de paneles solares, el puente completo desarrolla una función de transferencia específica.

Se considera que los sistemas fotovoltaicos basados en inversores centrales son una

tecnología barata, con un buen grado de madurez, robustos, eficientes, de alta confiabilidad, y con los cuales se logra un precio bajo por Watt generado. Otra ventaja de estos sistemas es que con el arreglo de paneles solares se puede generar la tensión necesaria para prescindir del uso del transformador.

Las desventajas de los sistemas fotovoltaicos centrales se hicieron evidentes a partir

de estudios publicados en los primeros años de los 90´s; las siguientes son las principales:

• Se requiere de cableado de alta tensión, lo cual incrementa el costo y disminuye la seguridad. Al manejar alta tensión existe la posibilidad de que se presente un arco eléctrico entre los conductores del cableado de CD.

• No existe una operación independiente de secciones dentro del arreglo de paneles.

Lo anterior impide lograr el punto máximo de potencia en cada una de las secciones que forman el arreglo.

• En cuanto a la conexión de paneles en serie. Si la radiación solar en alguno de los

paneles de una cadena disminuye, entonces este operará como una carga, con la consecuente disminución en la potencia generada por la cadena. Además, el sombreado parcial o total de un panel colocado en una cadena ocasiona un incremento en su temperatura. Esto es una desventaja importante, ya que un sobrecalentamiento del panel ocasiona rápidamente una disminución en su tiempo de vida.

• En cuanto a la conexión de cadenas en paralelo, si el voltaje generado por alguna de las cadenas disminuye, necesariamente el voltaje de entrada al inversor disminuirá.

• Poca flexibilidad. Debido a la magnitud de la potencia (1-5 kW) no es factible

realizar modificaciones en el sistema; además, se requiere de un diseño diferente para cada instalación.

• No existe la posibilidad de producción en masa; por esta razón en términos de

comercialización masiva el costo de manufactura puede ser elevado comparado con otras opciones.


13

Las características de las desventajas mencionadas nos llevan a concluir que su origen se encuentra en la topología del arreglo de paneles empleado. En el siguiente punto se presenta el siguiente eslabón en la cadena de la evolución de los sistemas fotovoltaicos. 2.1.2 Inversores para cadena Los sistemas fotovoltaicos centrales representan el pasado en la evolución de los sistemas fotovoltaicos. El presente son los sistemas fotovoltaicos de cadena (figura 2.4) .

Inversor de cadena

Cadena

0.5 - 1 kW

Figura 2.4 Sistema fotovoltaico de cadena

Los inversores empleados en sistemas fotovoltaicos de cadena tienen como fuente de CD un arreglo en serie de paneles solares. La tensión generada por el arreglo puede ser suficiente para evitar incluir un transformador en la topología inversora; sin embargo, en la mayoría de los casos se emplea un transformador de alta frecuencia (ver figura 2.5).

Filtro

Transformador de altafrecuencia

Inversor conmutado afrecuecia de linea

Puento conmutado aalta frecuencia

Cadena

Figura 2.5 Sistema fotovoltaico de cadena con transformador de alta frecuencia


14

También existen topologías diseñadas con transformadores de frecuencia de línea, y sin transformador. En este último caso es común que la topología incluya un convertidor CD/CD, el cual se emplea como medio para ajustar el voltaje proporcionado por las celdas.

Emplear topologías con transformador de frecuencia de línea tiene algunas ventajas.

Una de las más importantes es que permite emplear dispositivos semiconductores de bajo voltaje en la implementación del puente. Los dispositivos MOSFET de bajo voltaje son idóneos para esta aplicación. Los MOSFET de bajo voltaje son ampliamente usados en aplicaciones automotrices, lo que permite su producción en masa y los hace dispositivos de bajo costo. En cuanto al control, este tipo de topologías permite que se realice en el lado de baja potencia, lo cual simplifica su implementación.

La principal ventaja de incluir un transformador es disminuir la magnitud de la

tensión de CD demandada al módulo fotovoltaico, y con ello el número de paneles conectados en serie. La magnitud de la tensión en topologías con transformador está generalmente en el intervalo de 30 a 150 V. Al disminuir el número de paneles disminuye el costo del sistema, y al disminuir la tensión de CD se simplifica el cableado y aumenta la seguridad. Las desventajas de incluir un transformador son el peso, el volumen y el costo que añade al inversor.

No obstante, algunos fabricantes optan por topologías con transformadores de alta frecuencia, las que permiten disminuir el tamaño de los componentes magnéticos y el costo del inversor. La mayoría de este tipo de topologías están formadas por más de una etapa de conversión. A medida que aumenta el número de etapas de conversión, la eficiencia del inversor disminuye y crece la complejidad del control. Las principales ventajas de los sistemas fotovoltaicos para cadena son:

• Cada cadena se puede controlar de forma tal que opere en el punto de potencia máxima.

• Flexibilidad y posibilidad de incrementar el tamaño del sistema conectando las salidas de varios sistemas a un mismo punto.

• Minimiza el cableado de CD.

• Permite el concepto de inserción en línea. No se requiere de un personal calificado

para realizar la inserción de los sistemas.

• Existe la posibilidad de producción en masa.

• Eficientes.


15

Las principales desventajas de los sistemas fotovoltaicos centrales son:

• Alto costo por Watt generado.

• En caso de fallo resulta costoso el reemplazo del inversor.

• Dependiendo de las normas de seguridad, el costo del sistema se puede incrementar.

• No se elimina el problema del aumento de temperatura en los paneles en los cuales disminuye la radiación solar.

Los sistemas fotovoltaicos de cadena son la versión reducida de los sistemas

centrales. Se introdujeron en el mercado a mediados de los 90´s, justo cuando las desventajas de sus predecesores quedaron en evidencia. La cantidad de topologías propuestas para sistemas fotovoltaicos de cadena aumenta con respecto a las propuestas para sistemas centrales. Al modificarse el arreglo de paneles solares, disminuye la tensión de salida obtenida y cobra importancia el diseño del inversor. La investigación fuerte en torno a sistemas fotovoltaicos de cadena empezó a mediados de los 90`s. Los avances en el campo de los semiconductores y de los filtros han permitido lograr eficiencias para los inversores de cadena en el intervalo del 94 al 97%.

Actualmente la industria de los inversores está interesada en seguir mejorando la

eficiencia y en disminuir el costo de los sistemas de cadena. Esto a través de dos conceptos: sistemas fotovoltaicos multicadena (figura 2.6) y sistemas fotovoltaicos trabajando en equipo (figura 2.7).

Cadena I

CadenaII

CadenaIII

+ -

Inversor Central

1-5 kW

Figura 2.6 Sistema fotovoltaico multicadena


16

CD

AC

CD

AC

CD

AC

CD

ACInversor de

cadena

Cadena I

Cadena II

Cadena III

Cadena IV

Conexión para trabajo en equipo

AC

Figura 2.7 Sistema fotovoltaico conectado para trabajo en equipo (amo-esclavo)

Se ha visto que el precio por Watt producido por los sistemas fotovoltaicos de

cadena es elevado. Se espera que las opciones mostradas en las figura 2.6 y 2.7 permitan producir energía eléctrica a un menor precio. En la topología de la figura 2.6 se emplea el concepto de sistemas en cadena en conjunto con el concepto de sistema central. En la topología de la figura 2.7 se emplea el concepto sistema en cadena en conjunto con el de trabajo en equipo (operación amo-esclavo).

Se piensa que las tendencias anteriores son el futuro de los sistemas fotovoltaicos de

alta potencia. En baja potencia existe otra tendencia, considerada como el futuro de los sistemas fotovoltaicos en baja potencia. Se trata de los módulos de CA.

2.1.3 Inversores para módulos de CA

Un módulo de CA está formado por un panel y un inversor (figura 2.8). A su vez, un panel típico está formado por 36 o 72 celdas solares, con una tensión de salida en circuito abierto de 18 V a 26 V, y de 38 V a 46 V respectivamente.

DC

AC

Módulo de AC

AC AC

DC DC

(0.1 - 0.5 kW)

Figura 2.8 Módulos de CA conectados en paralelo


17

El concepto de módulo de CA reduce costos de manufactura como resultado de favorecer la producción en masa, y es una versión simplificada de los sistemas fotovoltaicos de cadena.

La principal ventaja de este enfoque es que de cada módulo se puede obtener la máxima potencia posible. Los módulo de CA típicos se diseñan para obtener una potencia de salida en el intervalo de 0.1 a 0.5 kW. Para lograr potencias mayores se conectan varios módulos de CA en paralelo.

Los módulos de CA presentan las ventajas de los sistemas de cadena, y además eliminan el problema de sobrecalentamiento en los paneles debido a la disminución en la magnitud de la radiación solar. Sin embargo, incluyen el resto de las desventajas:

• Alto costo por Watt generado.

• En caso de fallo resulta costoso el reemplazo del inversor.

• Dependiendo de las normas de seguridad, el costo del sistema se puede incrementar.

Las desventajas anteriores indican claramente lo que se debe hacer para continuar con el desarrollo de los sistemas fotovoltaicos: disminuir su costo y aumentar su confiabilidad. De ello depende su éxito comercial. Las tendencias indican que el futuro de los sistemas fotovoltaicos en alta y baja potencia son los esquemas mostrados en la figuras 2.7 y 2.8 respectivamente. Son evidentes las similitudes entre los esquemas. Por lo tanto, las conclusiones surgidas de estudios realizados en cualquiera de ellos contribuirán al avance de ambos. En términos de análisis de confiabilidad en inversores, el esquema de baja potencia presenta un gradiente adecuado para iniciar un estudio de este tipo. Al finalizar el estudio de la evolución de los inversores queda clara la estrecha relación entre el arreglo fotovoltaico y las características del inversor a emplear. Se ha justificado porqué el objeto de estudio adecuado al tema de tesis son los módulos de CA. El siguiente paso es investigar las topologías inversoras que se han propuestos para módulos de CA.

2.2 Configuraciones para módulos de CA La tensión de CD dada por los paneles de un módulo de CA está en el intervalo de 18V a 46 V. Para poder inyectar corriente a la red a partir de esta tensión es necesario elevarla. Una de las funciones del circuito de potencia es esa. Se ha propuesto un buen número de topologías inversoras para módulos de CA. En los siguientes párrafos de este apartado se presenta la información que permitió seleccionar las configuraciones a incluir en el estudio.


18

2.2.1 Funciones básicas del circuito de potencia

Para que, a partir de una tensión de CD, un circuito de potencia pueda inyectar una corriente de CA a la red, debe de cumplir con las siguientes funciones básicas:

1. A partir de un voltaje de entrada de CD, que puede ser variable, proporcionar una corriente alterna de salida. La corriente alterna deberá de seguir lo más posible la forma de onda de voltaje y frecuencia de la red eléctrica. 2. Dar una tensión de salida de calidad, con características tales que tenga una THD baja. 3. Proteger los módulos y sistemas electrónicos del sistema fotovoltaico contra condiciones anormales de operación en la red eléctrica. Proteger la red eléctrica contra condiciones anormales de operación del sistema fotovoltaico. 4. Contribuir a operar confiablemente las celdas en el punto de máxima potencia o de máxima eficiencia.

Las acciones básicas que debe de desarrollar un inversor para cumplir con las

funciones mencionadas son: 1. Elevar la tensión de CD proporcionada por los paneles solares. 2. Modular la tensión de CD para obtener una forma de onda sinusoidal de CA. 3. Contar con mecanismos de protejan al sistema fotovoltaico, a la red y al usuario.

La esencia de las funciones y acciones con las que debe de cumplir un inversor es transformar la energía dada por la fuente de CD, de forma tal que pueda ser inyectada a la red. La transformación se puede desarrollar en una o en varias etapas. 2.2.2 Configuraciones monoetapa

En una configuración monoetapa se eleva la tensión de CD, y se modula para lograr la onda sinusoidal de CA. Basados en el número de dispositivos de conmutación, las configuraciones monoetapa pueden clasificarse como sigue:

1) Configuraciones con cuatro dispositivos de conmutación. 2) Configuraciones con seis dispositivos de conmutación.

Una de las ventajas de la configuración con seis dispositivos de conmutación sobre

la de cuatro es que facilita la puesta a tierra del sistema fotovoltaico y de la red eléctrica (doble puesta a tierra).


19

Ventajas de una configuración monoetapa -Topología simple. -Pocos componentes. -Robusta. -Alta confiabilidad. -Eficientes. -Bajo costo. Desventajas de una configuración monoetapa -La mayoría emplean transformadores de línea. -Voluminosas y pesadas. -Capacidad de potencia de salida limitada. Incrementar la capacidad de potencia tiene como consecuencia someter a los dispositivos de conmutación a picos de corriente de magnitud elevada. La capacidad de estos sistemas está limitada debido a consideraciones de costo y tamaño. -Comprometen la calidad de la energía subministrada. -Intervalo de operación de voltaje de entrada limitado.

La tendencia en las configuraciones monofásicas es a no emplear transformador y,

de ser necesario, utilizar transformadores de alta frecuencia. La mayoría de las configuraciones monoetapa se basan en los principios de operación de los convertidores CD/CD boost o buck-boost. Este tipo de circuitos usan inductores o al transformador flyback para almacenar energía y brindar aislamiento eléctrico.

La principales desventajas de las topologías monoetapa desparecen cuando se les aplica en baja potencia o se sustituye el transformador de línea por uno de alta frecuencia. Las ventajas que presentan este tipo de topologías indican que son la mejor opción para los módulos fotovoltaicos de CA. Por lo tanto, serán configuraciones monofásicas las que se incluirán en el estudio. Después de comparar las diferentes topologías monoetapa propuestas para inversores monofásicos conectados a red, se seleccionaron algunas para incluir en el análisis de confiabilidad.

2.3 Topologías seleccionadas

Existen distintas topologías que cumplen con las características buscadas. Para seleccionarlas se revisaron topologías propuestas por distintos investigadores. Como es de esperarse, cada autor destaca las características de su topología y la menciona como la mejor opción. Para la selección, el criterio que se tomó fue la claridad del procedimiento de diseño dado en la referencia correspondiente.


20

Después de estudiar, comparar, y analizar la claridad de los procedimientos de diseño de diferentes topologías monofásicas integradas, propuestas para sistemas fotovoltaicos conectados a red, se seleccionaron las mostradas en las figuras 2.9-2.12.

Carga

C1

M2

TM3

TM4

L1 L2 C2V1 V2

DM2TM2

M1

TM1 DM1

M3

DM3

M4

DM4

VS

Figura 2.9 Inversor elevador de cuatro interruptores por Cáceres y Barbi [17]

Carga

M1

L1 L2

C2V2C1 V1

VoTM1 DM1

M2

TM2 DM2 TM3

M3

DM3

TM4

M1

DM4

Vs

Figura 2.10 Inversor reductor-elevador de cuatro interruptores de conmutación por Vázquez et al.[18]

T2T1

T3 T4

C1

C2

CL1

L2

D1

D2

Figura 2.11 Inversor reductor-elevador de cuatro dispositivos de conmutación por Kasa et al. [19]


21

S buck-boost

Ssynchronous

Cin

Dfb1

Sflyback1

Sflyback2

SAC1

SAC2

Cf

Lf

1:n:n

Cs

Figura 2.12 Inversor flyback por Kjaer y Blaabjerg [20] Un aspecto importante para el desarrollo de la tesis es la selección correcta de las topologías. El estudio realizado permitió seleccionar las que se creyó eran las más adecuadas. Las cuestiones surgidas en torno a su diseño y simulación se comentan en los apartados pertinentes.

22

Capítulo 3

DISEÑO Y SIMULACIÓN DE INVERSORES

Una vez seleccionadas las topologías a incluir en el estudio, el siguiente paso fue encontrar las especificaciones de diseño. Dadas las especificaciones, se diseñaron y simularon las topologías. En el presente capítulo se abordan ambos temas.

3.1 Especificaciones de diseño El conjunto de especificaciones de diseño para cada convertidor está formado por los siguientes parámetros:

• Tensión de entrada. La magnitud de la tensión de entrada está dada por el arreglo de paneles solares. La tensión típica proporcionada por un arreglo de paneles solares diseñado para alimentar un inversor integrado es de 48 V. Por lo tanto, se eligió 48 V como tensión de entrada.

• Tensión eficaz de salida. El valor de este parámetro está en función de las

características de la línea a la cual se quiere conectar el sistema fotovoltaico. Por las características de la red en México el valor de la tensión eficaz de salida es de 120 Vrms.

• Potencia eficaz de salida. Los sistemas fotovoltaicos con inversores monofásicos

integrados se consideran de baja potencia. La potencia generada por este tipo de sistemas esta en el intervalo de unos cuantos hasta 500 W. Por las implicaciones obvias se escogió 500 W como la potencia nominal deseada.

• Frecuencia de conmutación. Donde la información dada en la referencia lo

permitió, se simuló y diseñó cada convertidor a tres frecuencias: 10 kHz, 20 kHz, 50 kHz. En caso contrario se simuló según las condiciones de diseño indicadas en el artículo fuente.


23

3.2 Diseño del convertidor elevador [17] En la figura 3.1 se muestra el convertidor propuesto por Cáceres y Barbi [17]. En el siguiente apartado se explica la forma de operación del convertidor en la variante de inversor.

Carga

C1

M1 Vin

L1 L2 C2V1 V2

Convertidor A Convertidor B

TM1 DM1

TM2

M2

DM2

TM4

M4

DM4

TM3

M3

DM3

Figura 3.1 Inversor elevador [17]

3.2.1 Forma de operación El inversor elevador está formado por dos convertidores elevadores bidireccionales CD/CD, a los cuales identificaremos como convertidor A y convertidor B. Ambos operan en modo de conducción continuo, y conmutan de manera independiente. Las señales de conmutación deben de ser tales que la tensión de salida de cada convertidor sea una sinusoide a 60 Hz montada sobre una componente de tensión continua VCD. La sinusoide dada por el convertidor B debe de estar defasada 180° con respecto a la generada por el convertidor A.

Para generar el semiciclo positivo operan TM1 y DM2 del convertidor A, del convertidor B operan TM3 y DM4. Para generar el semiciclo negativo operan TM2 y DM1 del convertidor A, del convertidor B operan TM4 y DM3.

Para obtener una tensión sinusoidal en la carga con un valor pico opV , la tensión

sinusoidal producida por cada rama del inversor debe tener un valor pico igual a / 2opV .

3.2.2 Ecuaciones de diseño Las ecuaciones de diseño para dimensionar L1=L2=L y C1=C2=C son:

max

(0.22 )in

s LP

D VL

f I= (3.1)


24

max 2

(0.02 )o

s ap op

D PC

f V V= (3.2)

En el apéndice A se detalla el procedimiento de diseño y se aclara lo referente a la nomenclatura de las ecuaciones anteriores. La magnitud de los inductores y capacitores da información suficiente para, una vez obtenidos los tiempos de conmutación, realizar la simulación. 3.2.3 Cálculo de L y C Las ecuaciones (3.1) y (3.2) hacen posible calcular los valores de L y C para diferentes condiciones de diseño. Para los fines de este trabajo, el parámetro de diseño a variar es la frecuencia de conmutación ( sf ). En la tabla 3.1 se muestra el valor de L y C

para los valores de interés.

Tabla 3.1 Valores de L y C para el inversor elevador [17]

sf 10 kHz 20 kHz 50 kHz

L 636.37 Hµ 318.19 Hµ 127.27 Hµ

C 105.5 Fµ 52.74 Fµ 21.09 Hµ

3.3 Diseño del convertidor reductor-elevador [18]

En la figura 3.2 se muestra el convertidor propuesto por Vázquez et al [18]. En el siguiente apartado se explica su forma de operación en la variante de inversor. 3.3.1 Forma de operación La topología está formada por dos convertidores CD/CD reductores-elevadores bidireccionales conectados a la carga en modo diferencial. Su forma de operación es similar al circuito de la figura 3.1.

1 2 34

L

C

Vin

TM2

TM1

DM2

DM1

Carga

C

L

TM3DM3

TM4 DM4

M2

M1

M3

M4

Figura 3.2 Inversor reductor-elevador de cuatro interruptores por Vázquez et al.[18]


25

En este caso los primeros convertidores unidireccionales en entrar en operación son el 1 y el 2, los cuales generan el semiciclo positivo de la forma de onda sinusoidal de salida; los convertidores 3 y 4 generan el semiciclo negativo. Ambos operan en modo de conducción continuo.

3.3.2 Ecuaciones de diseño

En este caso las ecuaciones de diseño son:

max

(0.22 )in

s LP

D VL

f I= (3.3)

max 2

(0.02 )o

s ap op

D PC

f V V= (3.4)

En el apéndice B se detalla el procedimiento para obtener (3.3) y (3.4), y se aclara lo

referente a su nomenclatura. 3.3.3 Cálculo de L y C Las ecuaciones (3.3) y (3.4) hacen posible calcular el valor de L y C para diferentes condiciones de diseño. En la siguiente tabla se muestra el valor de L y C para distintos

valores de sf .

Tabla 3.2 Valores de L y C para el inversor reductor-elevador [18]

sf 10 kHz 20 kHz 50 kHz

L 636.37 Hµ 318.19 Hµ 127.27 Hµ

C 135.33 Fµ 67.66 Fµ 27.07 Fµ

3.4 Diseño del convertidor reductor-elevador [19] La figura 2.11 muestra el convertidor propuesto por Kasa et al en [19]. Este inversor esta formado por dos convertidores CD/CD tipo reductor-elevador conectados en antiparalelo a la carga. Ambos operan en modo de conducción discontinuo. Uno de ellos (convertidor 1) está formado por T1, C1,L1, T2, D1. El otro (convertidor 2) está compuesto por T3, C2, L2, T4, D2. 3.4.1 Forma de operación La operación del convertidor se divide en cuatro etapas. La primera y segunda genera el semiciclo positivo de la forma de onda sinusoidal. La tercera y cuarta el semiciclo negativo. En la primera el semiconductor T1 del convertidor 1 está encendido, mientras


26

que T2, T3 y T4, apagados. En la segunda el semiconductor T2 del convertidor 1 esta encendido y el resto de los dispositivos de conmutación apagados. En la tercera el semiconductor T3 del convertidor 2 está encendido, T1, T2 y T4 apagados. En la cuarta T4 del convertidor 1 está encendido, el resto de los semiconductores apagados. 3.4.2 Ecuaciones de diseño Las ecuaciones de diseño presentadas en la referencia [19] son:

2

2 2 214 ( 2 ) (2 )

CA CD

CA CD CA p p

V VL

NfI V V sen senθ θ −

=+ −

(3.5)

2

2 2

2

(2 )

AC AC p

AC

V I senC

Nf V V

θ=

− ∆ (3.6)

El análisis presentado en [19] no indica el significado del término 2psen θ , por lo

tanto no fue posible emplear (3.5) y (3.6) para obtener L y C a distintas frecuencias. En este caso se optó por simular con los valores de L y C reportados en [19]. 3.4.3 Cálculo de L y C Las ecuaciones (3.5) y (3.6) no permiten escalar el procedimiento de diseño a distintas frecuencias. En este caso los valores de L y C empleados para simular son los reportados en [19]:

Tabla 3.3 Valores de L y C y parámetros de diseño para el inversor elevador [19] L1 L2 C VCA VCD F N Pout Fc

26 Mh 26 mH 12 Uf 100 V 48 V 60 Hz 80 500 W 9.6 kHz

3.5 Diseño del convertidor elevador [21]

Para verificar el procedimiento de diseño se simuló el convertidor propuesto según la información dada en [21], el resultado no fue exitoso. Dado lo anterior, este convertidor se dejó fuera del estudio. La metodología propuesta se siguió hasta el punto 4. Las pruebas realizadas indican muy posible el hecho de que el simulador llegue a problemas de convergencia. En la información presentada en [21] se encontró ausencia de información, lo cual hace poco claros algunos puntos del artículo. Esto último contribuyó a no encontrar solución al problema de simulación.

3.6 Simulación Para simular se construyeron tablas de disparo para los interruptores de los distintos convertidores. Cada tabla de disparo está formada por el patrón de conmutación adecuado


27

para lograr la forma de onda de salida deseada. Los valores de las tablas se obtuvieron de las funciones de transferencia CD/CD de los convertidores unidireccionales CD/CD que integran los distintos inversores.

Para simular se empleó el programa PSIM, el cual incluye una herramienta que permite incluir tablas de disparo.

En la simulación de los inversores reportados en [17] y [18] se conmutó sólo uno de los convertidores bidireccionales, el restante se sustituyó por una fuente sinusoidal montada sobre una componente de CD.

El inversor reportado en [19] se simuló considerando a T2 y T4 en estado permanente de encendido. Al considerar PSIM dispositivos ideales, no permite simular dispositivos en serie.

3.6.1 Simulación del inversor elevador [17] En la parte superior de la siguiente figura se muestra el convertidor elevador CD/CD, al final de la figura se muestra el convertidor elevador bidireccional CD/CD. Las dos topologías que aparecen a la mitad son convertidores elevadores unidireccionales CD/CD.

L1C1

TM2

DM1

TM2

TM1 Vin

L1

Convertidor A

C1V1

DM2

DM1

L1C1

DM2

TM1

VA

Vin Voe

L

C R

VB

Vin Vin

Figura 3.3 Convertidor elevador bidireccional CD/CD

Para simular el inversor elevador es necesario obtener las funciones de transferencia de los convertidores unidireccionales CD/CD que lo integran (ver figura 3.3). En particular


28

interesa la función de transferencia salida-entrada de tensión dada en función del ciclo de trabajo.

Suponiendo una máxima transferencia de energía, interruptores ideales, considerando una frecuencia de conmutación alta (en ordenes de magnitud mayor a la frecuencia de red), y que el sistema está en estado estacionario, la funciones de transferencia buscadas son:

1

1in

VA

V D=

− ( 3.7 )

1

in

VB

V D= ( 3.8 )

Considerando las formas de onda que deseamos obtener a la salida de cada

convertidor, y despejando el ciclo de trabajo de (3.7) y (3.8), tenemos respectivamente:

( ) 1

( )2

inA

op

CD

VD t

VV sen wt

= −

+

(3.9)

( )

( )2

inB

op

CD

VD t

VV sen wt

=

−

(3.10)

Evaluando las ecuaciones (3.9) y (3.10) en los instantes de conmutación se obtiene el valor del ciclo de trabajo. A partir del valor del ciclo de trabajo se pueden obtener los tiempos de encendido y apagado para los interruptores.

Para encontrar el valor del ciclo de trabajo se evalúan las ecuaciones (3.9) y (3.10). Para obtener el ciclo de trabajo que genera el semiciclo positivo se evalúa la ecuación (3.9), para el obtener el ciclo de trabajo que genera el semiciclo negativo se evalúa la ecuación

(3.10). La ecuación (3.9) se evalúa desde 0t = , incrementando t en 1/ sf , hasta / 2t T= ,

donde T es el periodo de la señal sinusoidal que se desea inyectar a la red. La ecuación (3.10) se evalúa desde / 2t T= , incrementando t en 1/ sf , hasta t T= .

De la evaluación anterior se obtiene el vector de ciclos de trabajo necesario para

construir la forma de onda sinusoidal. Para obtener el vector con los tiempos de encendido

se divide el vector de ciclos de trabajo entre sf . Conocido el vector de tiempos de

encendido se puede obtener el vector de tiempos de apagado, la ecuación (3.11) da la relación necesaria.


29

1( )off on

s

t tf

= − (3.11)

Finalmente, se convierten los vectores de tiempo de encendido y apagado a grados, y se manipulan para obtener la tabla de disparo buscada. Los elementos impares de la tabla indican el encendido de una conmutación, mientras que los pares el apagado.

Una vez obtenidas las tablas de disparo se puede simular el inversor completo, sin

olvidar que el convertidor B (ver figura 3.1) y los convertidores 2 y 3 (ver figura 3.2) se substituyen por una fuente ideal generadora de una sinusoide montad sobre una componente de CD.

El procedimiento para obtener las tablas de disparo se realizó en el programa Mat-Lab. El código y sus comentarios se muestran en el apéndice C.

3.6.2 Simulación del inversor reductor-elevador [18] Para simular este inversor se siguen los mismos pasos que para el anterior. En la figura 3.4 se muestra la estructura del convertidor reductor-elevador bidireccional.

Vin

L

C

VinDM2

TM1

TM2

DM1

LC

L

C VC

VinTM2

DM1

L

C VD

VinDM2

TM1

Vor

V2

Figura 3.4 Convertidor reductor-elevador bidireccional CD/CD


30

Las funciones de transferencia para los convertidores unidireccionales son:

1in

VC D

V D=

− ( 3.12 )

1

in

VD D

V D

−= ( 3.13 )

Despejando el ciclo de trabajo de (3.12) y (3.13), y substituyendo VC y VD por las formas de onda deseadas, tenemos

1( )

1

( )2

Cin

op

CD

D tV

VV sen wt

=

+

+

( 3.14 )

1( )

( )21

Dop

CD

in

D tV

V sen wt

V

=

−+

( 3.15 )

Las ecuaciones (3.14) y (3.15) son la base para obtener las tablas de disparo. El programa descrito en el apéndice C explica a detalle cómo obtenerlas a partir de (3.14) y (3.15). 3.6.3 Simulación del inversor reductor-elevador [19] La metodología seguida para simular esta topología es la indicada para la simulación de los dos convertidores anteriores (apéndice C).

El inversor propuesto en [19] está formado por dos convertidores CD/CD tipo reductor-elevador conectados en antiparalelo a la carga (ver figura 3.5). Ambos convertidores operan en modo de conducción discontinuo.


31

T2T1

T3 T4

CL1

L2

D1

D2

VFVin

Vin

Vin

T3 T4

C

L2 D2

T1

L1

T2

CD1

VEVin

R

Figura 3.5 Convertidores tipo reductor-elevador e inversor En este caso la función de transferencia para los dos convertidores es la misma.

Como se observa en la figura 3.5, lo que cambia de un convertidor a otro es la ubicación de los dispositivos semiconductores. El efecto que tiene tal variación es en el sentido de la corriente que se permite fluir a la carga. En un caso la corriente genera una tensión positiva, en el otro negativa. La función de transferencia para el convertidor CD/CD reductor-elevador operando en modo de conducción discontinuo es [23]:

in

VE D

V k= (3.16 )

donde

2 1 sL fk

R

∗ ∗= ( 3.17 )

Despejando de la ecuación (16) tenemos:

in

VED k

V= ( 3.18 )

Finalmente, sustituyendo ( )pVE V sen wt= , llegamos a:

( )( ) p

E

in

V sen wtD t k

V= ( 3.19 )


32

A partir de la ecuación 3.19 podemos obtener las tablas de disparo de los

interruptores T1 y T3 del inversor reductor-elevador [19].

3.7 Formas de onda En las figuras 3.6-3.12 se muestran las formas de onda de salida en tensión y corriente para los convertidores simulados. Debido a la distorsión de las formas de onda de las figuras 3.6 y 3.9 se decidió dejar fuera del estudio a los convertidores [17] y [18] operando a 10 kHz. 3.7.1 Formas de onda para el convertidor elevador [17]

0 0.002 0.004 0.006 0.008 0.01 0.012 0.014 0.016 0.018-200

-150

-100

-50

0

50

100

150

200FORMA DE ONDA DE LA TENSION DE SALIDA Vs SENOIDAL PURA

0 0.002 0.004 0.006 0.008 0.01 0.012 0.014 0.016 0.018

-8

-6

-4

-2

0

2

4

6

8CORRIENTE DE SALIDA

Figura 3.6 Tensión y corriente a 10 kHz [17]

0 0.002 0.004 0.006 0.008 0.01 0.012 0.014 0.016 0.018-200

-150

-100

-50

0

50

100

150

200FORMA DE ONDA DE LA TENSION DE SALIDA Vs SEÑAL SENOIDAL PURA

0 0.002 0.004 0.006 0.008 0.01 0.012 0.014 0.016 0.018

-8

-6

-4

-2

0

2

4

6




33

0 0.002 0.004 0.006 0.008 0.01 0.012 0.014 0.016 0.018-200

-150

-100

-50

0

50

100

150

200FORMA DE ONDA DE LA TENSION DE SALIDA Vs SEÑAL SENOIDAL PURA

0 0.002 0.004 0.006 0.008 0.01 0.012 0.014 0.016 0.018-6

-4

-2

0

2

4

6


Figura 3.8. Tensión y corriente a 50 kHz [17]

3.7.2 Formas de onda para el convertidor reductor-elevador [18]

0 0.002 0.004 0.006 0.008 0.01 0.012 0.014 0.016 0.018-250

-200

-150

-100

-50

0

50

100

150


0 0.002 0.004 0.006 0.008 0.01 0.012 0.014 0.016 0.018

-8

-6

-4

-2

0

2

4

6




34

0 0.002 0.004 0.006 0.008 0.01 0.012 0.014 0.016 0.018-200

-150

-100

-50

0

50

100

150


0 0.002 0.004 0.006 0.008 0.01 0.012 0.014 0.016 0.018

-8

-6

-4

-2

0

2

4

6



0 0.002 0.004 0.006 0.008 0.01 0.012 0.014 0.016 0.018-200

-150

-100

-50

0

50

100

150


0 0.002 0.004 0.006 0.008 0.01 0.012 0.014 0.016 0.018

-6

-4

-2

0

2

4

6



3.7.3 Formas de onda para el convertidor reductor-elevador [19]

0 0.002 0.004 0.006 0.008 0.01 0.012 0.014 0.016 0.018-200

-150

-100

-50

0

50

100

150


Figura 3.12 Tensión y corriente a 9.6 kHz [19]

0 0.002 0.004 0.006 0.008 0.01 0.012 0.014 0.016 0.018-8

-6

-4

-2

0

2

4

6



35

3.8 Datos obtenidos a partir de formas de onda El programa computacional PSIM, empleado para la simulación de las topologías, da además de las formas de onda, los vectores de datos asociados. Utilizando dichos vectores se encontró la información necesaria para el cálculo de la confiabilidad de las topologías en cuestión. A partir de los vectores de datos se obtuvieron:

1. Esfuerzos máximos de tensión y de corriente en dispositivos semiconductores y capacitores. 2. Pérdidas en dispositivos semiconductores.

3.8.1 Esfuerzos máximos En las tablas 3.4-3.6 se muestran los esfuerzos máximos en tensión y en corriente para los dispositivos de los convertidores [17], [18], y [19].

Tabla 3.4 Esfuerzos máximos en TM1, DM1, DM2, TM2 , y C [17]

TM1 DM1 DM2 TM2 C (0-180) C (180-360)

20 kHz 224 V, 32 A 161 V, 17 A 224 V, 31 A 162 V, 18 A 224 V, 26 A 43 V, 17 A


Tabla 3.5 Esfuerzos máximos en TM2, DM2, TM1, DM1, y C [18]

TM2 DM2 DM1 TM1 C (0-180) C (180-360)

20 kHz 272 V, 41 A 145 V, 25 4 272 V, 41 A 145 V, 25 A 224 V, 35 A 28 V, 23 A


Tabla 3.6 Esfuerzos máximos en tensión y en corriente en T1, T3, D1, D2, y C para [19]

T1=T3 D1=D2 C

9.6 kHz 201.25 V, 89.3 A 188.8 V, 89.2 A 153.2 V, 82.9 A

En la tabla 3.6 es importante notar la magnitud de los esfuerzos en corriente,

resultados de la operación del convertidor [19] en modo de conducción discontinuo y que, comparados con los esfuerzos para los convertidores [17] y [18], resultan ser considerablemente mayores.

Las tablas 3.4 y 3.5 revelan el efecto que tiene el modo de operación de los convertidores [17] y [18] sobre los esfuerzos en tensión y corriente. En particular, es notoria la consecuencia que tiene montar la señal sinusoidal sobre una componente de CD. El impacto principal es en los esfuerzos en tensión y corriente en los dispositivos que operan durante la generación del semiciclo positivo.


36

En el siguiente apartado continuaremos explicando cuáles son los efectos del modo de operación de las topologías sobre las pérdidas en los dispositivos.

3.8.2 Pérdidas Las pérdidas por conducción y conmutación se calcularon empleando los vectores de datos de las formas de onda dadas por PSIM. Una de las limitaciones de PSIM es que considera a los interruptores como dispositivos ideales, debido a ello los resultados de pérdidas obtenidos son una aproximación.

Las pérdidas por conmutación para los IGBT se calcularon bajo el siguiente algoritmo:

1. Detectar la magnitud de los puntos de voltaje y corriente en el instante de las conmutaciones al encendido y apagado.

2. Multiplicar la magnitud de los puntos de voltaje y corriente en el instante de la conmutación al encendido.

3. Multiplicar la magnitud de los puntos de voltaje y corriente en el instante de la conmutación al apagado.

4. Realizar la sumatoria de los productos de los puntos de voltaje por la corriente al encendido y al apagado.

5. Multiplicar el resultado de la sumatoria por el factor 2

r Lt fa

×= , si es el caso de

conmutación al encendido, y por el factor 2

f Lt fb

×= , si es el caso de

conmutación al apagado. El parámetro ft es tiempo de caída del interruptor

seleccionado, rt es el tiempo de subida, y Lf es la frecuencia de la línea a la

cual se desea inyectar la forma de onda de salida del inversor.

Debido a que los diodos seleccionados son de recuperación rápida, sus pérdidas por conmutación se consideraron despreciables. Las pérdidas por conducción para los IGBT y diodos, se calcularon obteniendo el promedio de la forma de onda de corriente del dispositivo y multiplicándola por el voltaje de conducción.

En las tablas 3.7-3.12 se presenta la información relativa a las pérdidas por conducción y conmutación para las topologías simuladas. Las pérdidas por conducción se

calcularon suponiendo Vce= 1 V, y la pérdidas por conmutación suponiendo tf = tr =10 ns. La información presentada en las tablas 3.7-3.12 da los valores base para calcular las pérdidas en función de las características particulares del dispositivo semiconductor seleccionado. Además, permiten tener una idea de los porcentajes que aporta cada tipo de pérdida al total de ellas.


37

Tabla 3.7 Pérdidas por conducción en Watts para [17] considerando Vce =1 V

Tabla 3.8 Pérdidas por conmutación en Watts para [17] considerando tf = tr= 10 ns

TMON TM1OFF TM2ON TM2OFF

20 Khz 0.14 0.19 0.019 0.029 50 Khz 0.34 0.46 0.064 0.037

Tabla 3.9 Pérdidas por conducción en Watts para [18] considerandoVce =1 V


TM1ON TM1OFF TM2ON TM2OFF 20 Khz 0.072 0.048 0.27 0.21 50 Khz 0.15 0.092 0.54 0.41

Tabla 3.11 Pérdidas por conducción en Watts para [19] considerando Vce =1 V


T1=T3ON T1=T3OFF 9.6 kHz 0 0.22

3.8.3 Pérdidas en función de dispositivos semiconductores Para el convertidor elevador [17] y el convertidor reductor-elevador [18], los interruptores M1 y M2 se pueden implementar de dos formas:

1. IGBT con diodo volante integrado. 2. IGBT en conjunto con diodo de recuperación rápida en antiparalelo.

TM1 DM1 DM2 TM2 20 Khz 12.34 1.93 3.98 4.11 50 Khz 12 1.6 3.8 3.9

DM1 TM1 TM2 DM2 20 Khz 16.7 5.72 4.16 4.31 50 Khz 15.5 4.84 3.9 3.9

T1=T3 D1=D2 9.6 kHz 10.41 4.56


38

Para el cálculo de pérdidas se seleccionaron cuatro IGBT con diodo volante integrado, cuatro IGBT sin diodo volante integrado, y cuatro diodos de recuperación rápida. Siempre y cuando cumplan con la forma uno y/o dos, y soporten los esfuerzos en tensión y corriente, los dispositivos seleccionados pueden emplearse para implementar M1 o M2.

Para la implementación de T1=T3 y de D1=D2, correspondientes al convertidor

reductor-elevador [19], T1 deberá ser un IGBT sin diodo volante integrados y D1 un diodo de recuperación rápida.

Las características de interés de los dispositivos seleccionados se muestran en las

tablas 3.13-3.15.

Tabla 3.13 Características de los IGBT seleccionados (con diodo volante integrado)

Ic

25C A

Ic

100C A

Pd (max) 25 C W

Pd (max) 100C

W

R jc

C/W

Vce (sat)

V

Vce (max)

V

tf

ns

tr

ns

I F

100C A

trr

100C

ns

VFM

100C V

HGTG30N60C3D 63 30 208 88 0.6IGBT 1.3DIODE

1.8 600 275 150 25 50 1.4

SGH30N60RUFD 48 30 235 90 0.53IGBT

0.83DIODE 2.5 600 300 120 25 105 1.3

SGL50N60RUFD 80 50 250 100 0.5IGBT

1DIODE 2.6 600 250 50 30 140 1.8

HGTG30N60A4D 75 60 463 186 0.27IGBT

0.65DIODE 2.6 600 60 28 60 55 1.8

Tabla 3.14 Características de los IGBT seleccionados (sin diodo volante integrado)

Dispositivo Ic

CONTINUA 25 C

A

Ic CONTINUA

100 C A

Pd (max) 25 C W

Pd (max) 100 C

W

R jc

C/W

Vce (sat)

V

Vce (max)

V

tf

ns

tr

ns FGPF30N30 30 ------- 46 18.5 2.7 1.9 300 300 60 FGPF70N30 70 ------- 52 20.8 2.4 1.9 300 250 125 SGF80N60UF 80 40 110 45 1.1 2.6 600 250 60 SGH80N60UF 80 40 195 78 0.64 2.6 600 250 60

Tabla 3.15 Características de los Diodos de recuperación rápida seleccionados

VFM

V

VBloqueo

V

IF

125 C A

trr

ns

Rjc

C/W

FFPF20UP20DS 1 200 10 50 4.3 FFPF20UP30S 1.3 300 20 60 3.7 FFPF20UP30DN 1.2 300 10 45 4 FFA60UP30DN 1.3 300 30 45 0.53


39

Las tablas 3.16-3.25 contienen los resultados de las pérdidas en función de los dispositivos seleccionados. Se eligió presentar la información en tablas debido a que se considera que es la forma mas adecuada. En este caso, las tablas nos permiten condensar la información, comparar, y visualizar fácilmente las pérdidas para distintos dispositivos.

La gama de información presentada en las tablas 3.16-3.25 permite conocer las pérdidas aproximadas de algunos de los distintos dispositivos con los cuales se podrían implementar las topologías [17], [18], [19]. Conociendo las pérdidas y esfuerzos podemos calcular la confiabilidad de las topologías bajo distintas posibilidades de implementación.

Pérdidas Elevador [17]

En las tablas 3.16 y 3.17 se presentan las pérdidas por conducción y conmutación para M1 y M2 del convertidor elevador [17] operando a 20 kHz y 50 kHz. En este caso se emplean IGBT con diodo volante integrado para la implementación de M1 y M2. En las tablas 3.18 y 3.19 se presentan las pérdidas suponiendo que TM1 y TM2 se implementan con IGBT sin diodo volante integrado. En la tabla 3.20, las pérdidas suponiendo que DM1 y DM2 se implementan con diodos de recuperación rápida.

Tabla 3.16 Pérdidas en Watts para M1 del inversor elevador [17]

HGTG30N60C3D SGH30N60RUFD SGL50N60RUFD HGTG30N60A4D 20 kHz 50 kHz 20 kHz 50 kHz 20 kHz 50 kHz 20 kHz 50 kHz

Pc TM1

22.1 21.6 30.9 30 32 31.2 32 31.2

Pon TM1

2.1 5.1 1.7 4.1 0.7 1.7 0.4 0.95

Poff TM1

5.2 12.7 5.7 13.8 4.8 11.5 1.2 2.8

Pc DM1

2.7 2.3 2.5 2.1 3.5 2.9 3.5 2.9

P M1 32.2 41.6 40.7 50 41 47.3 37 37.8

Tabla 3.17 Pérdidas en Watts para M2 del inversor elevador [17]


Pc TM2

7.7 7 10.23 9.8 10.7 10.14 10.7 10.14

Pon TM2

0.28 0.96 0.23 0.8 0.1 0.32 0.06 0.18

Poff TM2

0.8 1 0.9 1.1 0.72 0.92 0.18 0.22

Pc DM2 6.7

5.32 5.17 4.95 7.16 6.84 7.16 6.9

P M2 15.5 14.3 16.6 16.6 18.7 18.2 18 17.4


40

Tabla 3.18 Pérdidas en Watts para TM1 del inversor elevador [17]

FGPF30N30 FGPF70N30 SGF80N60UF SGH80N60UF 20 kHz 50 kHz 20 kHz 50 kHz 20 kHz 50 kHz 20 kHz 50 kHz

Pc TM1 23.5 22.8 23.4 22.8 32.1 31.2 32.1 31.2

Pon TM1 0.8 2 1.8 4.3 0.84 2 0.8 2

Poff TM1 5.7 13.8 4.8 11.5 4.8 11.5 4.8 11.5

P TM1 30 38.7 30 38.5 37.7 44.8 37.7 44.8

Tabla 3.19 Pérdidas en Watts para TM2 del inversor elevador [17]


Pc TM2

7.8 7.41 7.8 7.41 10.7 10.11 10.7 10.11

Pon TM2

0.1140 0.38 0.24 0.8 0.114 0.384 0.114 0.384

Poff TM2 0.87

1.11 0.72 0.92 0.725 0.925 0.725 0.925

P TM2 8.8 8.9 8.77 9.13 11.53 11.45 11.53 11.45

Tabla 3.20 Pérdidas en Watts para DM1 y DM2 del inversor elevador [17]

FFPF20UP20DS FFPF20UP30S FFPF20UP30DN FFA60UP30DN

20 kHz 50 kHz 20 kHz 50 kHz 20 kHz 50 kHz 20 kHz 50 kHz

Pc DM1 1.93 1.6 2.5 2.08 2.3 1.92 2.5 2.08

Pc DM2 3.98 3.8 5.17 4.94 4.78 4.77 5.17 4.94

En este convertidor las pérdidas de mayor magnitud, considerando que M1 y M2 son implementados con el mismo tipo de dispositivo, son las de M1 (ver tabla 3.16 y 3.17). Las pérdidas por conducción y conmutación al apagado en TM1 (ver tabla 3.16) son las que mayor aporte tienen al total de pérdidas de M1. Las pérdidas por conmutación al encendido de TM1 y conducción de DM1 son las que menos aportan.

En M2 las pérdidas por conducción de TM2 y DM2 son las que aportan el mayor porcentaje al total de pérdidas (ver tabla 3.17); para este caso las pérdidas por conmutación de TM2 al encendido y apagado son muy pequeñas.

En primera instancia, las conclusiones de los párrafos anteriores indican que para

M1 se debe seleccionar un dispositivo con una tensión de conducción (Vce) y tiempo de conmutación al apagado ( tf ) pequeños. Por DM1 circula una corriente promedio pequeña, y sus pérdidas por conmutación (considerando que DM1 se implementa con un diodo de recuperación rápida) se desprecian, por lo tanto su selección no es crítica, sin embargo se debe de buscar que el dispositivo durante la conducción tenga la menor caída en tensión posible. Los resultados de cálculos de pérdidas para distintos dispositivo (ver tablas 3.18-3.20) indican que puede ser mejor opción, al menos en cuanto a pérdidas, implementar M1 con un IGBT (sin diodo volante integrado) en antiparalelo con un diodo de recuperación


41

rápida. De ahí la importancia de las tablas 3.18-3.20, ya que nos permiten tener la información para hacer distintas implementaciones, y calcular parámetros de confiabilidad. Las tablas 3.4, 3.5, 3.6, 3.13, 3.14, y 3.15, complementan la información necesaria para la selección de dispositivos y cálculo de parámetros de confiabilidad. Con la información dada en las tablas 3.7 y 3.8, se puede entender cuál es el aporte de los distintos tipos de pérdidas, considerando tiempos de conmutación al encendido y apagado iguales, lo que permite una mejor selección de dispositivos. Pérdidas Reductor- Elevador [18 ] En las tablas 3.21 y 3.22 se presentan las pérdidas de conducción y conmutación en M1 y M2 operando el convertidor [18] a 20 kHz y 50 kHz, y suponiendo que se emplean IGBT con diodo volante integrado. En las tablas 3.23 y 3.24, las pérdidas suponiendo que TM1 y TM2 se implementan con IGBT sin diodo volante integrado. En la tabla 3.25, las pérdidas suponiendo que DM1 y DM2 se implementan con diodos de recuperación rápida.

Tabla 3.21 Pérdidas en Watts para M1 del inversor reductor-elevador [18]

Tabla 3.22 Pérdidas en Watts para M2 del inversor reductor-elevador [18]


Pc TM2

7.5 7 10.4 9.75 10.81 10.14 10.81 10.14

Pon TM2

4 8.1 4.05 8.1 1.35 2.7 0.76 1.51

Poff TM2

5.8 11.2 5.8 11.3 5.25 10.25 1.27 2.46

Pc DM2

6 5.5 5.6 5.07 7.8 7.02 7.76 7.02

PM2 23.3 32 25.82 34.2 25.18 30.11 20.6 21.13


Pc TM1 10.3

8.71 14.3 12.1 14.9 12.6 14.9 12.6

Pon TM1 1.08

2.25 0.86 1.8 0.36 0.75 0.2 0.42

Poff TM1 1.32

2.53 1.44 2.76 1.2 2.3 0.29 0.55

Pc DM1 23.4

21.7 21.71 20.15 30.1 27.9 30.06 27.9

PM1 36.1 35.2 38.31 36.8 46.5 43.53 45.42 41.5


42

Tabla 3.23 Pérdidas en Watts para TM1 del inversor reductor-elevador [18]


Pc TM1

10.9 9.2 10.9 7.9 14.9 12.6 14.9 12.6

Pon TM1

0.43 0.9 0.9 3.4 0.43 0.9 0.43 0.9

Poff TM1

1.44 2.8 1.2 5.25 1.2 2.3 1.2 2.3

PTM1 12.74 12.86 13 16.53 16.5 15.8 16.5 15.8

Tabla 3.24 Pérdidas en Watts para TM2 del inversor reductor-elevador [18]

FGPF30N30 FGPF70N30 SGF80N60UF SGH80N60UF

20 kHz 50 kHz 20 kHz 50 kHz 20 kHz 50 kHz 20 kHz 50 kHz Pc TM2

7.9 7.4 9.2 7.4 10.8 10.14 10.8 10.1

Pon TM2

1.6 3.2 1.9 6.8 1.62 3.24 1.6 3.2

Poff TM2

6.3 12.3 2.3 10.2 5.2 10.25 5.2 10.2

PT M2 15.82 23 13.4 24.41 17.7 23.63 17.7 23.63

Tabla 3.25 Pérdidas en Watts para DM1 y DM2 del inversor reductor-elevador [18]

FFPF20UP20DS FFPF20UP30S FFPF20UP30DN FFA60UP30DN 20 kHz 50 kHz 20 kHz 50 kHz 20 kHz 50 kHz 20 kHz 50 kHz

Pc DM1

16.7 15.5 21.71 20.15 20.04 18.6 21.71 20.15

Pc DM2

4.31 3.9 5.6 5.07 5.17 4.7 5.6 5.07

En cuanto a pérdidas y selección de dispositivos, las tablas 3.10, 3.11, 3.21-3.25, indican lo siguiente con respecto al convertidor reductor-elevador [18]:

1. En caso de que M1 y M2 se implementen con el mismo dispositivo, las pérdidas de M1 son mayores a las de M2. Según la selección de los dispositivos la diferencia entre las pérdidas de M1 y M2 puede variar (ver tablas 3.21 y 3.22). 2. Las pérdidas por conmutación de TM1 son pequeñas. Las pérdidas por conducción de TM1 y DM1 son las que contribuyen principalmente al total de pérdidas de M1. La magnitud de las pérdidas de DM1 es considerablemente mayor a las de TM1.


43

3. En M2, las pérdidas por conmutación y conducción de TM2 son las que mayor aporte tienen en el total de pérdidas, el aporte de las pérdidas por conducción de DM2 es menor.

Comparando la información de las tablas 3.10 y 3.11 con la de las tablas 3.21 y 3.22, podemos ver el efecto de las características del dispositivo sobre la magnitud y sobre la diferencia entre las pérdidas por conmutación al encendido y apagado. Pérdidas Reductor-Elevador [19] No obstante la magnitud de los esfuerzos en los dispositivos de este convertidor, sus pérdidas no son demasiado elevadas. Para esta topología la implementación de T1= T3 será con un IGBT sin diodo volante integrado, y la implementación de D1 = D2 con un diodo de recuperación rápida. En las tablas 3.26 y 3.27 se muestra el cálculo de pérdidas para dos IGBT y dos diodos.

Tabla 3.26 Pérdidas en Watts para T1 del convertidor reductor-elevador [19]

FGPF70N30 SGF80N60UF

9.6 9.6 Pcond T1=T3 19.8 27.17 Pconmon T1=T3 0 0 Pconmoff T1=T3 5.5 5.5

Tabla 3.27 Pérdidas en Watts para D1 del convertidor reductor-elevador [19]

FFPF20UP20DS FFPF20UP30S

9.6 9.6 Pcond D1=D2 4.56 6

Uno de los inconvenientes de esta topología es que su diseño requiere de dos fuentes simétricas, las cuales no se aprovechan durante todo el ciclo de línea. Cada una de ellas es requerida sólo durante medio ciclo, con ello se desaprovecha parte de la energía generada por las fuentes. Una de sus principales ventajas es su eficiencia en cuestión de pérdidas en los dispositivos semiconductores.

Las conclusiones y la información presentada en tablas mostradas en esta sección, sugieren varias posibilidades de combinaciones para la implementación de los dispositivos de conmutación de [17], [18], y [19]. En el siguiente capítulo se presentan los resultados del análisis de confiabilidad aplicado a las topologías [17], [18], y [19], bajo distintas posibilidades de selección de dispositivos para su implementación.

44

Capítulo 4

CONFIABILIDAD

El desarrollo de la teoría de confiabilidad surge de la necesidad de conocer la probabilidad de que un equipo o sistema opere satisfactoriamente siempre que es requerido. Esto implica que no es suficiente con saber que un sistema opera adecuadamente cuando es utilizado por primera vez, es necesario conocer durante cuánto tiempo y bajo qué condiciones el sistema operará como se espera. Teniendo en cuenta el dato anterior se pueden tomar medidas preventivas para evitar la falla, o planear estrategias para cuando esta ocurra. La confiabilidad de un sistema engloba los siguientes aspectos: confiabilidad humana, confiabilidad del proceso, confiabilidad del diseño, y confiabilidad del mantenimiento. En este trabajo nos enfocaremos a la confiabilidad del diseño. En los siguientes apartados se da la teoría básica necesaria para entender los resultados del estudio de confiabilidad del diseño de las topologías [17], [18], y [19]. Evidentemente, la confiabilidad del diseño se refleja en la confiabilidad de la operación de las topologías. Es por ello que antes de realizar el estudio de confiabilidad del diseño se obtuvieron los datos de la operación de los dispositivos que integran las configuraciones.

4.1 Definición de confiabilidad La confiabilidad de un sistema se define como:

La probabilidad de que el sistema realice una función específica, bajo condiciones operativas y ambientales específicas, durante un tiempo determinado.

De acuerdo a la definición anterior, conviene puntualizar lo siguiente:

• La confiabilidad es una probabilidad. • La confiabilidad depende de una función específica, de condiciones operativas, y

del tiempo. • Se entiende por sistema un dispositivo, un conjunto de dispositivos que actúan en

conjunto, un proceso, o un conjunto de procesos.

CONFIABILIDAD

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Debido a la definición anterior, un estudio que arroje datos de confiabilidad sobre

un sistema sólo tendrá significado si se conoce la función que debe de desarrollar y las condiciones operativas del mismo. Los parámetros de confiabilidad nos indican durante cuanto tiempo podemos esperar el adecuado funcionamiento del sistema.

4.2 Confiabilidad y sistemas La teoría de confiabilidad clasifica y estudia a los sistemas en función de su modo de operación en el tiempo. Así, se tienen sistemas cuya operación depende del ciclo y sistemas cuya operación depende del tiempo. Los sistemas cuya operación depende del ciclo pueden estar pensados para operar un ciclo único o para operar en ciclos múltiples. Del sistema de ciclo único se espera que funcione la única vez que es requerido, y que opere en cualquier otro instante se considera una falla. En el caso del sistema de ciclos múltiples se espera que opere cada vez que es demandado. Un ejemplo del primer caso sería un fusible en un sistema eléctrico, un ejemplo del segundo caso sería un interruptor de luz. Si el periodo de demanda de funcionamiento del sistema es durante un intervalo de tiempo, se clasifica al sistema como dependiente del tiempo. Así, se tienen sistemas de los cuales se espera que desarrollen su función en cada instante (operación continua), y otros de los que se espera que lo hagan en intervalos (misión finita). Estos últimos tienen periodos de funcionamiento inactivos, un ejemplo para este tipo de sistemas sería una fuente de tensión de respaldo. De ella se espera que entre en operación cuando la fuente principal falle, y opere correctamente durante un intervalo determinado de tiempo finito. Una vez restaurada la fuente principal, la de respaldo entrará en un estado inactivo. En este caso, el sistema de expectativa de operación continua es la fuente principal. En ambos casos, el desempeño depende del tiempo. La teoría de confiabilidad que se aplica para describir un sistema está en función de la expectativa de operación del sistema en relación al tiempo. Para cada tipo de sistema se tiene un conjunto de parámetros de confiabilidad que lo describen. En el caso de las topologías [17], [18], y [19], la expectativa de operación es en función del tiempo y continua. En el siguiente apartado se aborda lo respectivo a los parámetros de confiabilidad que caracterizan a este tipo de sistemas. 4.2.1 Parámetros de confiabilidad para sistemas continuos

Los sistema en estudio ([17], [18], [19]) pertenecen a la clasificación de desempeño dependiente del tiempo, y dentro de ésta a la de operación continua. En un estudio de

CONFIABILIDAD

46

confiabilidad de esta clase de sistemas, usualmente son de interés los resultados de los siguientes parámetros de confiabilidad:

1. Tiempo medio entre fallas (MTBF). 2. Tasa de fallas en función del tiempo ( ( )tλ ).

Existen otros parámetros relacionados con los sistemas de operación continua, los

más importantes son: disponibilidad (A), tiempo medio en falla (MDT ), tiempo medio entre actividades de mantenimiento (MTBMA), y tiempo medio para restaurar (MTRR). Tiempo medio entre fallas

El MTBF indica qué tan frecuentemente, en promedio, se podría esperar que un sistema deje de realizar la función específica para la cual se diseñó. Usualmente el MTBF se expresa en horas, bajo estas unidades, su significado es cuántas horas en promedio podemos esperar que un sistema opere antes de fallar. Si consideramos que cada vez que el sistema se restaura sus condiciones iniciales son las mismas, entonces MTBF=MTFF.

Tasa de fallas La confiabilidad de los sistemas, ya sean dependientes del ciclo o del tiempo, depende de que desarrollen la función específica para la que se diseñaron. Así, la confiabilidad puede ser considerada como la ausencia de fallas. Es de particular interés el caso donde la tasa de fallas en función del tiempo se considera constante. Bajo esta condición, no se considera que la operación del sistema incremente la tasa de fallas. Una tasa de fallas constante se designa con la letra λ . Si asumimos una tasa de fallas constante ( ( )tλ λ= ), entonces la relación entre la

confiabilidad (R) y λ es:

( ) tR t e λ−= (4.1)

Claramente, la ecuación anterior indica que la confiabilidad de un sistema disminuirá en función del tiempo. Además, si el sistema tiene una tasa de fallas constante, su MTBF se expresa como:

1

MTBFλ

= (4.2)

Para un sistema formado por un conjunto de dispositivos, cada uno con una tasa de

CONFIABILIDAD

47

fallas individual y constante ( )iλ , se cumple que:

1

i

MTBFλ

=∑

(4.3)

Si consideramos una tasa de fallas constante, la mejor estimación para ésta es:

C

Tλ = (4.4)

Donde T es el número de horas de operación (usualmente expresadas en términos

de 610 ) y C es el número de fallas

Por otro lado, la tasa de fallas para un dispositivo determinado será el producto de su tasa de fallas base multiplicada por los llamados factores π . Los factores π se relacionan con distintos esfuerzos y condiciones de operación a los que se ve sometido el dispositivo. Debido a lo anterior la tasa de fallas es función de los esfuerzos y condiciones de operación del dispositivo. Una estimación típica de la tasa de fallas de un dispositivo, calculada según el modelo basado en el manual militar para la predicción de confiabilidad de equipo electrónico (MIL-HDBK-217-FN2), es de la forma:

( . . . . . )p b E A Q R S Cλ λ π π π π π πΧ Χ Χ Χ Χ Χ= (4.5)

donde:

pλ = la tasa de fallas del dispositivo estimada en número de fallas por 610 horas

bλ = la tasa de fallas base estimada en número de fallas por 610 horas

Eπ = el factor ambiental

Aπ = el factor de aplicación

Qπ = el factor de calidad

Rπ = el factor de relación de potencia

Sπ = el factor de relación de esfuerzos

Cπ = el factor de complejidad del diseño

Cabe mencionar que el conjunto de parámetros π y su valor varía de un dispositivo a otro, y es función de sus características y condiciones a las que opera. La información presentada hasta este punto nos permite entender el significado de los parámetros MTBF y λ . Al igual, justifica porqué son estos los parámetros de interés a obtener en el análisis de confiabilidad.

CONFIABILIDAD

48

4.3 Confiabilidad y MIL-HDBK-217 FN2 La confiabilidad de un sistema depende de su tasa de fallas, y la estimación de la tasa de fallas del modelo de confiabilidad empleado. En función del modelo está el conjunto de parámetros π que se incluyen y cómo se calculan. Al igual, la tasa de fallas

base ( bλ ) es función del modelo.

El modelo elegido para el estudio de confiabilidad de las topologías [17],[18], y [19]

se basa en el MIL-HDBK-217 FN2. Este modelo es aún el más aceptado y empleado en estudios militares y aeroespaciales civiles. El principal inconveniente del modelo MIL-HDBK-217 FN2 es que su última actualización data de 1995, y desde entonces la evolución de la tecnología de semiconductores ha sido considerable. La aparición del IGBT es posterior a la publicación del MIL-HDBK-217 FN2; debido a ello no incluye información sobre la tasa de fallas base y parámetros π del IGBT. La solución a este inconveniente es emplear la tasa de la fallas base y parámetros π del MOSFET o del BJT para el IGBT [22].

4.4 RELEX y parámetros de confiabilidad

Para calcular los parámetros de confiabilidad de los dispositivos de las topologías estudiadas se utilizó el programa computacional RELEX versión 7.7. Los cálculos se basan en el tipo de modelo de confiabilidad seleccionado, en las características de los dispositivos, y en sus condiciones de operación.

La información de confiabilidad dada por RELEX indica cuáles son los dispositivos

con mayor probabilidad de falla en un sistema determinado. En los siguientes apartados se menciona cuál es la información requerida por RELEX para calcular los parámetros de confiabilidad de interés (MTBF y λ ).

4.4.1 Información requerida por RELEX La información requerida por RELEX está en función de los dispositivos que integran el sistema y del modelo de confiabilidad seleccionado. Una vez seleccionado un modelo de confiabilidad, RELEX solicita un conjunto de datos para cada dispositivo, con los cuales calcula los parámetros de confiabilidad.

Como ya se mencionó, el modelo seleccionado es el basado en el MIL-HDBK-217 FN2. En general, para este modelo el conjunto de datos solicitado se relaciona con las siguientes características:

1. Tipo de dispositivo (IGBT, diodo, inductor, capacitor, MOSFET, etc).

CONFIABILIDAD

49

2. Características del dispositivo seleccionado (tensión máxima de operación, tensión máxima de bloqueo, resistencia térmica, calidad, magnitud en caso de capacitores e inductores, tipo de capacitor, etc).

3. Número de dispositivos con el mismo número de parte dentro del sistema. 4. Aplicación del dispositivo (lineal, conmutación). 5. Condiciones bajo las cuales operará el dispositivo (esfuerzos máximos en tensión y

corriente, temperatura promedio y máxima de operación, pérdidas, etc).

Los convertidores para los cuales nos interesa evaluar su confiabilidad son sistemas formados por IGBT (con o sin diodo volante integrado), diodos de recuperación rápida, inductores y capacitores. A continuación se especifica la información requerida por RELEX para cada uno de estos dispositivos. Información requerida para IGBT

Debido a lo ya comentado, la información requerida para un IGBT bajo MIL-

HDBK-217-FN2 debe de ser considerada igual que la del MOSFET o la del BJT. En caso de considerar el MOSFET, la información requerida es:

1. Nivel de calidad (JANTXV, JANTX, JAN, Comercial, Plástico). 2. Aplicación (Lineal, potencia, conmutación, alta frecuencia). 3. Potencia nominal de operación. 4. Incremento inicial de temperatura. 5. Potencia disipada por el dispositivo (pérdidas). 6. Resistencia térmica unión-encapsulado.

En caso de considerar un BJT: 1. Nivel de calidad (JANTXV, JANTX, JAN, Comercial, Plástico). 2. Aplicación (Lineal, conmutación). 3. Tensión máxima de operación. 4. Tensión nominal de operación. 5. Potencia nominal de operación. 6. Incremento inicial de temperatura. 7. Potencia disipada por el dispositivo (pérdidas). 8. Resistencia térmica unión-encapsulado.

Información requerida para un diodo de recuperación rápida

1. Nivel de calidad (JANTXV, JANTX, JAN, Comercial, Plástico). 2. Tipo de diodo (zener, rectificador, de recuperación rápida, etc). 3. Número de diodos conectados en serie (casos de alto voltaje). 4. Tipo de construcción (metalúrgica, no metalúrgica). 5. Tensión máxima de operación. 6. Tensión nominal de operación.

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7. Potencia nominal de operación. 8. Potencia disipada por el dispositivo (pérdidas). 9. Incremento inicial de temperatura. 10. Incremento de temperatura. 11. Resistencia térmica unión-encapsulado.

Información requerida para un capacitor.

1. Nivel de calidad. 2. Tipo de capacitor (Electrolítico, cerámico, etc). 3. Tensión de CD aplicada. 4. Tensión de CA (RMS) aplicada. 5. Tensión nominal de operación. 6. Magnitud de la capacitancia. 7. Magnitud de la resistencia serie equivalente. 8. Incremento de temperatura.

Información requerida para un inductor.

1. Nivel de calidad. 2. Aplicación (Filtro, potencia, etc). 3. Incremento de temperatura para tener Hot-Spot. 4. Temperatura a la cual se alcanza Hot-Spot.

Como se puede deducir, la información solicitada por RELEX para el modelo MIL-HDBK-217-FN2, se relaciona con las condiciones bajo las cuales operarán los dispositivos y sus características particulares. Esto resulta obvio debido a que el valor de los parámetros π y bλ está relacionado con estas variables.

Con el modelo MIL-HDBK-217-FN2 se pueden hacer distintos análisis de

confiabilidad. El análisis que considera condiciones de operación tales como esfuerzos, pérdidas, tensión, temperaturas, calidad de dispositivos, etc, es el más completo de ellos. Debido a lo anterior, dicho análisis fue el escogido para el desarrollo de este trabajo de investigación. La información necesaria para el cálculo de parámetros de confiabilidad de las topologías [17],[18] y [19], empleando el modelo y análisis seleccionados, se ha mostrado a lo largo del documento. Se tienen los datos suficientes para obtener parámetros de confiabilidad de las topologías en estudio; además, es posible seleccionar distintas combinaciones de dispositivos para su implementación. En el siguiente apartado se especifican las combinaciones elegidas.

CONFIABILIDAD

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4.5 Casos seleccionados La información obtenida permite seleccionar distintas combinaciones de dispositivos para la implementación de las topologías [17], [18] y [19]. Para cada una existen combinaciones las cuales aparentemente son las que mejores valores de confiabilidad deberían arrojar. Por ejemplo, puede resultar que una topología implementada con cuatro IGBT con diodo volante integrado tenga mayor confiabilidad que una implementada con cuatro IGBT en antiparalelo con sus respectivos diodos volante. Sin embargo, la tasa de fallas está en función de diversas variables: número de dispositivos con el mismo número de parte, relación de potencias, etc. Interesa entonces conocer cuál es la relación entre la tasa de fallas y esas variables. Se tienen dos posibilidades para la implementación de M1 y M2 en [17] y [18]:

1. Implementar M1 y/o M2 con un IGBT con diodo volante integrado (con el mismo o diferente número de parte).

2. Implementar M1 y/o M2 con un IGBT (sin diodo volante integrado), en paralelo con un diodo de recuperación rápida.

Las dos posibilidades anteriores dan origen a distintas combinaciones. Una posible

combinación sería implementar M1 con un IGBT (con diodo volante integrado), y M2 con un IGBT (sin diodo volante integrado) en paralelo con un diodo de recuperación rápida. La combinación inversa es otro caso posible.

A continuación se presentan las combinaciones seleccionadas para cada topología.

Más adelante se muestran los resultados de confiabilidad obtenidos para cada una de ellas. Finalmente, se presentan las conclusiones que indican relaciones entre distintas variables de condiciones de operación de los dispositivos, variables de características de los dispositivos, y los parámetros de confiabilidad.

4.5.1 Casos seleccionados para el convertidor [17]

En las tablas 4.1 y 4.2 se presentan algunas posibles combinaciones de dispositivos (tablas 3.15-3.17) para la implementación de M1 y M2 del convertidor elevador [17] operando a 20 kHz y 50 kHz. En particular, se busca que en los casos seleccionados las pérdidas totales de M1 y M2 sean de la menor magnitud posible.

Tabla 4.1 Casos seleccionados para [17] operando a 20 kHz

Caso 1 Caso 2 Caso 3 Caso 4 M1 HGTG30N60C3D HGTG30N60A4D TM1 = SGH80N60UF

DM1 = FFPF20UP20DS TM1 = SGH80N60UF DM1 = FFPF30UP30DN

M2 HGTG30N60C3D SGH30N60RUFD HGTG30N60C3D TM2 = FGPF30N30 DM2 = FFA60UP30DN

CONFIABILIDAD

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Tabla 4.2 Casos seleccionados para [17] operando a 50 kHz Caso 1 Caso 2 Caso 3 Caso 4

M1 HGTG30N60C3D HGTG30N60A4D TM1 = SGH80N60UF DM1 = FFPF20UP20DS

TM1 = SGH80N60UF DM1 = FFPF20UP30DN

M2 HGTG30N60C3D SGH30N60RUFD HGTG30N60C3D TM2 = FGPF30N30 DM2 = FFA60UP30DN

Cada caso seleccionado incluye dispositivos con distintas características (ver tablas 3.15-3.17); con ello, al evaluar la confiabilidad para los distintos casos, encontraremos relaciones entre algunas de las variables de los dispositivos y algunos parámetros de confiabilidad.

4.5.2 Casos seleccionados para el convertidor [18]

En las tablas 4.3 y 4.4 se presentan algunas posibles combinaciones de dispositivos (tablas 3.15-3.17) para la implementación de M1 y M2 del convertidor elevador [18] operando a 20 kHz y 50 kHz. En particular, se busca que en los casos seleccionados las pérdidas totales de M1 y M2 sean de la menor magnitud posible.


Caso 1 Caso 2 Caso 3 Caso 4 M1 HGTG30N60C3D SGH30N60RUFD TM1 = FGPG30N30

DM1 = FFPF20UP30S TM1 = SGF80N60UF DM1 = FFA60UP30DN

M2 HGTG30N60A4D SGL50N60RUFD HGTG30N60A4D TM2 = FGPF70N30 DM2 = FFPF20UP20DS


Caso 1 Caso 2 Caso 3 Caso 4 M1 HGTG30N60C3D SGH30N60RUFD TM1 = FGPG30N30

DM1 = FFPF20UP30S TM1 = SGF80N60UF DM1 = FFA60UP30DN

M2 HGTG30N60A4D SGL50N60RUFD HGTG30N60A4D TM2 = FGPF70N30 DM2 = FFPF20UP20DS

4.5.3 Casos seleccionados para el convertidor [19] En la siguiente tabla se muestran los casos seleccionados para el convertidor reductor elevador [19].

Tabla 4.5 Casos seleccionados para [19] operando a 9.6 kHz Caso 1 Caso 2 T1=T3 FGPF70N30 SGF80N60UF D1=D2 FFPF20UP20DS FFPF20UP30S

En el siguiente capítulo se presentan los resultados de los parámetros de confiabilidad obtenidos para los casos presentados en las tablas 4.1-4.5.

53

Capítulo 5

RESULTADOS

En este capítulo se presentan los resultados de los parámetros de confiabilidad obtenidos para los casos de implementación, descritos en las tablas 4.1 a 4.5, de las topologías [17], [18], y [19]. El conjunto de información obtenida indica el MTBF tanto de las topologías estudiadas como de los dispositivos que las integran. En los resultados de este capítulo se sustentan las conclusiones surgidas del desarrollo de este trabajo de investigación.

5.1 Condiciones operativas y ambientales Según la definición de confiabilidad enunciada en el capítulo anterior, el valor de un parámetro de confiabilidad tiene significado bajo condiciones operativas y ambientales específicas. El parámetro de mayor interés en este trabajo de investigación es el MTBF de las topologías [17], [18], y [19]. Dicho parámetro nos indica durante cuánto tiempo, en promedio, podemos esperar que un sistema desarrolle la función para la cual se diseñó antes de fallar. Recordemos que, actualmente, el problema principal de los sistemas fotovoltaicos es su MTFF, y que bajo ciertas condiciones (ver punto 4.2.1) el MTBF es igual al MTFF. En los siguientes párrafos se indican las condiciones operativas y ambientales bajos las cuales cobra significado el MTBF de las topologías. Condiciones operativas Se considera que el sistema se diseña (ver punto 3.1) y se opera de forma adecuada; es decir: que se respetan las especificaciones de diseño, los paneles dan la tensión adecuada, y no se presentan disturbios en la línea que afecten el funcionamiento de la topología. Condiciones ambientales Se considera que el sistema está operando a una temperatura ambiente igual a 30 grados centígrados, y que la temperatura en los dispositivos semiconductores se incrementa en función de la potencia que disipan y del valor de su resistencia térmica. En el caso de los capacitores se consideró un incremento en su temperatura de operación de 20 grados centígrados.

RESULTADOS

54

5.2 Características del capacitor Como veremos más adelante, la tasa de fallas del capacitor es la que determina el MTBF de las topologías; por lo tanto, conocer las características del capacitor seleccionado es importante. La siguiente es la información bajo la cual se calculó la confiabilidad del capacitor:

• Debido a la magnitud de la capacitancia (ver tablas 3.1-3.3), el tipo de capacitor seleccionado debe de ser electrolítico para todos los casos.

• Como ya se mencionó, se considera un incremento de 20 grados centígrados en la temperatura de operación del capacitor. Dicho incremento se debe a las no idealidades de un capacitor real. Además, se considera que la resistencia interna del capacitor es menor o igual a 0.1 Ω .

• La confiabilidad del capacitor es notoriamente sensible a la proporción tensión máxima de operación con respecto a tensión nominal. Por ello, cabe mencionar lo siguiente: la tensión máxima a la que se somete el capacitor del convertidor elevador [17] es distinta cuando opera a 20 kHz que cuando lo hace a 50 kHz (ver tabla 3.4). Debido a ello, el porcentaje de la tensión máxima de operación del capacitor con respecto a su tensión nominal es distinto a 20 kHz y a 50 kHz. Para 20 kHz es del 80%, y para 50 kHz es del 83%. Para el capacitor del convertidor reductor-elevador [18], la relación entre su tensión máxima y su tensión nominal es de 80% tanto a 20 kHz como a 50 kHz. En el capacitor del convertidor reductor-elevador [19] la relación sigue siendo 80%.

5.3 Resultados de confiabilidad

En las figuras 5.1-5.10 se muestran los resultados de confiabilidad obtenidos para las topologías [17], [18], y [19], bajo las distintas posibilidades de implementación seleccionadas .

Las gráficas de barras indican el valor del MTBF para los casos de implementación estudiados (ver tablas 4.1-4.5). Las gráficas circulares indican el porcentaje que aporta cada dispositivo a la tasa de fallas del sistema. Al observar las gráficas es notorio que el capacitor es el dispositivo que determina el MTBF de las topologías [17], [18], y [19] y, por consecuencia, quien mayor aporte tiene a la tasa de fallas.

RESULTADOS

55

1 2 3 4CASOS

70309hrs

70704hrs

69268hrs

70736hrs

69200

69600

70000

70400

70800

MTBF (hrs)

CASOS Vs MTBF

Figura 5.1 MTBF para los casos de [17] operando a 20 kHz

1 2 3 4CASOS

39000

39500

40000

40500

41000

41500

MTBF (hrs)

40005hrs

41193hrs

40092hrs40207hrs

CASOS Vs MTBF


1 2 3 4CASOS

66000

66500

67000

67500

68000

68500

MTBF (hrs)

66507hrs

68076hrs

67383hrs

66064hrs

CASOS Vs MTBF


RESULTADOS

56

1 2 3 4CASOS

80000

81000

82000

83000

84000

MTBF (hrs)

81649hrs

83376hrs

82630hrs

80161hrs

CASOS Vs MTBF


M11.59

M21.07

C97.3

CAS0 1M11.16

M21

C97.9

CAS0 2

TM10.064

DM12.98

M21.06

C96

CAS0 3

DM10.7

DM21.24

C98

CAS0 4

Figura 5.5 %λ para los dispositivos de [17] operando a 20 kHz

RESULTADOS

57

M11.08

M20.6

C98.3

CAS0 1

M10.7

M20.6

C98.7

CAS0 2% Tasa de fallas

DM10.8

M20.6

C98.7


DM10.3

DM20.78

C98.8



M11.6

M20.89

C97.5


M11.14

M20.57

C97.7


TM11

DM11.34

M20.9

C96.7


TM10.97

DM11.32

TM21.25

DM21.63

C94.86



RESULTADOS

58

M11.93

M21.1

C97


M11.14

M20.57

C97.7


TM11

DM11.34

M20.9

C96.7


TM10.97

DM11.32

TM21.25

DM21.63

C94.86



1 2CASOS

96000

96200

96400

96600

96800

MTBF (hrs)

96718hrs 96704hrs

CASOS Vs MTBF

Figura 5.9 MTBF para los casos de [19] operando a 9.6 kHz

RESULTADOS

59

T10.25

D22.47

C97.28


T10.07

D22.66

C97.27


Figura 5.10 %λ para los dispositivos de [19] operando a 9.6 kHz

5.4 Análisis de resultados

Con respecto a la confiabilidad de los dispositivos que integran los convertidores, se concluye lo siguiente:

• Para todas las topologías y todos los casos, la tasa de fallas de los semiconductores es

muy baja. Sin importar de qué dispositivo semiconductor se trate, de sus pérdidas y características, su aporte a la tasa de fallas del sistema no es significativa.

• La tasa de fallas de los inductores es prácticamente nula. La tasa de fallas base dada por

MIL-HDBK-217-FN2 para un inductor es del orden de µ x 610 hrs− .

• La tasa de fallas de los capacitores es alta y determina la MTBF de los convertidores.

Un análisis más detallado de las características de los dispositivos y su relación con los parámetros de confiabilidad arroja la siguiente información:

a. IGBT

• La tasa de fallos en los IGBT con diodo volante integrado es directamente proporcional a sus pérdidas.

• La tasa de fallas de un IGBT con diodo volante integrado disminuye entre mayor sea la

relación: potencia máxima que puede disipar, potencia que debe disipar. • La confiabilidad puede mejorar si se sustituye un IGBT con diodo volante integrado por

un IGBT sin diodo volante integrado, en antiparalelo con un diodo de recuperación

RESULTADOS

60

rápida. Para que ocurra el aumento de confiabilidad, se debe tener especial cuidado en la tasa de fallas del diodo de recuperación rápida. La tasa de fallas del diodo es la que determina la confiabilidad en la combinación IGBT sin diodo volante integrado en antiparalelo con diodo de recuperación rápida. Si se emplea la combinación es conveniente que la tasa de fallas del diodo de recuperación rápida sea menor a la del IGBT con diodo volante integrado.

• La tasa de fallas de un IGBT con diodo volante integrado es mayor que la tasa de fallas

de un IGBT sin diodo volante integrado.

• La tasa de fallas de un IGBT con diodo volante integrado aumenta al aumentar su

resistencia térmica (Rjc).

• Entre mayor sea la tensión de bloqueo del IGBT, con respecto a la tensión pico que debe bloquear en la aplicación, mayor será su confiabilidad.

b. Diodo de recuperación rápida.

• La confiabilidad de un diodo de recuperación rápida se relaciona con los siguientes parámetros: tensión de conducción, tensión de bloqueo, y resistencia térmica. Su confiabilidad aumenta si la tensión de conducción disminuye, si el porcentaje de la tensión pico que debe conducir con respecto a la tensión máxima que puede bloquear aumenta, y si su resistencia térmica disminuye.

c. Capacitores.

• El capacitor resulta ser la limitante en el tiempo de vida de las tres topologías estudiadas. La confiabilidad del capacitor depende de su magnitud, su tipo (electrolítico, cerámico, etc), su calidad, temperatura a la que opera, de su resistencia serie, y del porcentaje de la tensión máxima de operación con respecto a la tensión nominal.

• Debido a la magnitud de la capacitancia necesaria para la implementación de los

convertidores estudiados, el tipo de capacitor empleado debe ser electrolítico. La tasa base de fallas de un capacitor electrolítico es alta, en particular si es de tipo comercial.

De entre los capacitores electrolíticos el de tipo comercial es el que tiene una Qπ mas

elevada. Por ser la condición de peor caso, en los cálculos de confiabilidad se supuso un capacitor de tipo comercial.

61

CONCLUSIONES

Se diseñaron, simularon, y calcularon algunos parámetros de confiabilidad de tres topologías inversoras. La primera [17] basada en el convertidor CD-CD elevador. La segunda [18] y la tercera [19], basadas en el convertidor CD-CD reductor-elevador. Con respecto a los resultados del estudio de confiabilidad de las topologías [17], [18], y [19], se concluye lo siguiente: • Bajo las condiciones con las que se realizó el cálculo de parámetros de confiabilidad, las

topologías que podrían acercarse a una MTBF igual a diez años (87, 600 hrs) son la basadas en el convertidor CD-CD reductor-elevador [18] y [19]. Para [18], siempre y cuando su frecuencia de operación sea 50 kHz.

Caso 1 Caso 2 Caso 3 Caso 4

MTBF 20 kHz

MTBF 50 kHz

MTBF 20 kHz

MTBF 50 kHz

MTBF 20 kHz

MTBF 50 kHz

MTBF 20 kHz

MTBF 50 kHz

[17] 70,309 40,005 70,704 41,193 69,268 40,092 70,736 40,207 [18] 66,507 81,649 68,076 83,376 67,383 82,630 66,064 80,161

• El convertidor elevador [17] operando a 50 kHz tiene una confiabilidad baja debido a

que el porcentaje de la tensión pico de operación de su capacitor con respecto a la nominal del mismo es del 83%. En el caso de [18] y [19], el porcentaje es de 80. Este dato revela la fuerte dependencia de la tasa de fallas del capacitor con respecto a este parámetro.

• La ventaja que presenta la topología [19] es que, con un frecuencia de operación de 9.6

kHz, se logra tener una posible MTBF igual o superior a diez años. Además, la eficiencia de esta topología es superior a las dos restantes.

Para aumentar la confiabilidad de las topologías estudiadas y lograr una MTBF

igual o superior a diez años, se sugieren las siguientes medidas: • Diseñar y operar las topologías [17] y [18] a frecuencias iguales o superiores a 50 kHz.

Con ello se disminuye la magnitud de la capacitancia y, por lo tanto, disminuye la tasa de fallas del sistema.

• Disminuir el porcentaje de la tensión pico de operación del capacitor con respecto a su

tensión nominal. Si las topologías [17] y [18] se operan a 50 Khz, se recomienda que

Caso 1 MTBF 9.6 kHz

Caso 2 MTBF 9.6 kHz

[19] 96,718 96,704

62

este valor no sea superior al 80 %. A frecuencias inferiores es deseable que la magnitud de este parámetro sea inferior al 80 %. Un aumento del 3% en este parámetro tiene efectos considerables en la confiabilidad de la topología.

• En lo posible emplear capacitores electrolíticos con una Qπ inferior a la de un capacitor

comercial. • Cuidar la temperatura a la cual operan los capacitores. Tener especial cuidado en el

diseño de los disipadores asociados a los capacitores. Colocar los capacitores retirados de fuentes de calor.

• Mantener la tensión de CD dada por el panel fotovoltaico en un valor constante. Un

incremento en la tensión dada por el panel incrementa la tensión pico a la cual opera el capacitor lo cual, a su vez, provoca un aumento en el porcentaje de la tensión de pico de operación del capacitor con respecto a su tensión nominal, y la consecuente disminución en la MTBF del sistema.

• De ser posible minimizar el valor pico de tensión a la cual opera el capacitor en las

topologías [17] y [18]. • Minimizar el número de capacitores electrolíticos incluidos en la topología, entre menor

sea el número de capacitores, mayor será su MTBF. La tasa de fallas de las topologías, si su diseño implicara un capacitor electrolítico, sería de la mitad.

Es importante puntualizar que las conclusiones anteriores han surgido de un análisis

de confiabilidad basado en las características de la metodología MIL-HDBK-217 FN2. La principal desventaja de esta metodología es la no inclusión de un modelo de confiabilidad para el IGBT. En la MIL-HDBK-217 FN2 se modela al IGBT como un MOSFET o un BJT. Al modelar el IGBT como un MOSFET o un BJT, se pierde información. El modelo de confiabilidad del IGBT es complejo y depende de diversas variables. Una de las más importantes es la relacionada con los ciclos de temperatura, la cual depende en buena medida de las formas de onda de corriente a las que se somete el IGBT. En el modelo del MOSFET o del BJT no se toman en cuenta dichas consideraciones.

Otro punto a considerar es que la confiabilidad de un sistema depende, además de

las características de los dispositivos y sus condiciones de operación, del proceso de manufactura. La complejidad del diseño, el número de elementos de la topología, el diseño del impreso, entre otros, tienen un fuerte impacto en la aportación del proceso de manufactura a la confiabilidad del sistema.

No obstante lo dicho en los párrafos anteriores, las conclusiones a las que se llegó

en este trabajo indican directrices a seguir para lograr un diseño confiable de las topologías [17], [18], y [19].

63

TRABAJOS FUTUROS Todo estudio de confiabilidad está basado en alguna metodología. Cada metodología está formada por un conjunto de ecuaciones que predicen la tasa de fallas de un dispositivo. En algunas metodologías, dichas ecuaciones surgen de modelos de distribución de probabilidad asociados a la información de campo relacionada con las fallas de los dispositivos. En otras, las ecuaciones surgen de modelos matemáticos que tratan de describir el comportamiento del dispositivo en función de diversas variables como: temperatura, esfuerzos, etc. El estudio de confiabilidad realizado está basado en la metodología MIL-HDBK-217 FN2. La principal desventaja de esta metodología es la no inclusión de un modelo de confiabilidad para el IGBT. Para trabajos futuros se propone realizar un estudio de confiabilidad de las topologías [17], [18], y [19], bajo algunas otras metodologías de confiabilidad que incluya el modelo del IGBT. De las conclusiones surgidas de este estudio se sabe que la principal causa de falla en un topología inversora es el capacitor electrolítico. Un tema interesante sería estudiar o proponer topologías inversoras en las cuales no se incluyan capacitores electrolíticos. Si el capacitor electrolítico fuera indispensable, entonces sería conveniente realizar un estudio sobre cómo disminuir la tasa de fallas de un capacitor electrolítico. En este trabajo de investigación no se consideraron condiciones anómalas de operación en los dispositivos (sobre tensiones, sobre corrientes, etc.). Podría ser de interés realizar un estudio en el cual se considere el efecto de estas condiciones en la confiabilidad del sistema.

64

REFERENCIAS [1] Alan Ibáñez Martínez. Generador fotovoltaico conectado a la red. Tesis de maestría, Cenidet 2000. [2] A. Maish, C.Atcitty, S.Hester, D.Greenberg, D.Osborn, D. Collier and M.Brine. Photovoltaic System Reliability. Proceedings of the 26th IEEE Photovoltaic Specialists Conference, Anaheim CA, September 29-October 3,1997. [3] Kyocera KC167G data sheet. [4] S.Gonzalez, C.Beauchamp, W.Bower, J.Ginn, M.Ralph. PV Inverter Testing, Modeling, and New Initiatives. Sandia National Laboratories. NCPV and Solar Program Review Meeting 2003. [5] R.Bonn. Developing a “next generation”PV Inverter. Sandia National Laboratories. [6] R.Bonn, “Inverter for the 21st Century”, Sandia National Laboratories. [7] M.Calais, J.Myrzik , T.Spooner and V.Agelidis, “Inverters for Single-Phase Grid Connected Photovoltaic Systems-An Overview”. PESC 2002, vol. 4, pp.1995-2000, June 23-27, 2002. [8] M.Calais, V.Agelidis, “Multilevel Converters for Single-Phase Grid Connected Photovoltaic Systems-An Overview”. ISIE 1998, vol.1, pp.224-229, July 7-10, 1998. [9] R.Bonn, W.Bower, L.Moore, D.King, J.Stevens, “Photovoltaic System Reliability Improvement Program”, Sandia National Laboratories. [10] M.Calais, J.Myrzik , T.Spooner and V.Agelidis, “Inverters for Single-Phase Grid Connected Photovoltaic Systems-An Overview”. PESC 02, vol.4, pp.1995-2000, June 23-27, 2002. [11]Y.Xue, L.Chang,S.Baekhoej, J.Bordonau, T.Shimizu, “Topologies of Single-Phase Inverters for Small Distributed Power Generators:An Overview”. Power Electronics, IEEE Trasactions, vol.19, pp.1305-1314, September 2004.

[12] R.Hudson, M.Behnke, R.West , S.Gonzalez and J.Ginn, “Design Considerations for Three-Phase Grid Connected Photovoltaic Inverters”. Photovoltaic Sepecialist Conference, 2002. pp. 1396-1401, May 19-24, 2002. [13]S.Baekhoej, J.Pedersen, F.Blaabjerg, “Power Inverter Topologies for Photovoltaic Modules-A Review”. Industry Applications Conference, 2002. 37th IAS Annual Meeting. vol.2, pp.782-788, October 13-18, 2002.

65

[14]F.Blaabjerg, Z.Chen, S.Baekhoej, “Power Electronics as Efficient Interface in Dispersed Power Generation Systems”. Power Electronics, IEEE transactions, vol.19, pp.1184-1194, September 2004. [15]J.M.A. Myrzik, M.Calais, “String and Module Integrated Inverters for Single-Phase Grid Connected Photovoltaic Systems- A Review”. Power Tech Conference, 2003 IEEE Bologna, vol.2, pp.8, June 23-26, 2003.

[16]Y.Xue, L.Chang,S.Baekhoej, J.Bordonau, T.Shimizu, “Topologies of Single-Phase Inverters for Small Distributed Power Generators:An Overview”. Power Electronics, IEEE transactions, vol.19, pp. 1305-1314. September, 2004. [17]R.O.Cáceres and I.Barbi, “A boost dc-ac converter: analysis, design, and experimentation”, IEEE Trans. Power Electron.,vol.14, Jan.1999, pp. 134-141. [18]N.Vázquez, J.Almazan, J.Álvarez, C.Aguilar, and J.Arau, “Análisis and experimental study of the buck, boost and buck-boost inverters,” Proc. IEEE PESC`99, Charleston, SC, June 27-July 1 1999, pp. 801-806. [19] N.Kasa, T.lida, and H.Iwamoto, “An inverter using buck-boost type chopper circuits for populas small-scale photovoltaic power system”, Proc.IEEE IECON`99, San Jose,CA,Nov./Dec. 1999, pp.185-190. [20] T.Shimizu, K.Wada, and N.Nakamura, “ A flyback-type single phase utility interactive inverter with low-frequency ripple current reduction on the dc input for an ac photovoltaic module system”, Proc. IEEE PESC`02, Cairns, Australia, Jun. 23-27, 2002, pp.1483-1488. [21] S.B.Kjaer and F.Blaabjerg, “ Design optimization of a single phase inverter for photovoltaic applications”, Proc. IEEE PESC`03, Acapulco, México, June 15-19, 2003, pp. 1183-1990. [22] P.W. Wheeler, J.C.Clare, L de Lillo, M.Aten, C. Whitley, G.Towers and K.J. Bradley “A Comparasion of the Reliability of a Matrix Converter and a Controlled Rectifier-Inverter”, EPE 2005, Dresden.

66

APÉNDICE A PASOS DE DISEÑO PARA EL INVERSOR ELEVADOR [17]

Paso 1 Datos de entrada Vin, Po, Vorms

Calcular la tensión pico de salida, ganancia del convertidor y componente de directa de la rama del inversor.

Vop,Gm,VCD y R

2op ormsV V=

op

m

in

VG

V=

2m in

CD in

G VV V= +

2

orms

o

VR

P=

Paso 2

Calcular el ciclo de trabajo máximo.

Dmax

max1

m

m

GD

G=

+

Paso 3 Calcular la corriente pico y efectiva del inductor, y la tensión máxima del capacitor.

ILP, ILrms y Vap Con estos datos deben dimensionarse los interruptores, sin perder de vista que el diodo debe ser rápido y que la frecuencia de conmutación esté por arriba de la región audible.

2

(1 )

21.5 2

4

(1 )

op m

LP

op m mLrms

m

ap in m

V GI

R

V G GI

R G

V V G

+=

+= +

= +

Paso 4

Dato de entrada: sf (Depende del dispositivo seleccionado).

Calcular la inductancia y capacitancia del inversor.

L y C

max

(0.22 )in

s LP

D VL

f I=

max 2

(0.02 )o

s ap op

D PC

f V V=

Tabla a.1 Pasos de diseño para el inversor elevador [17]

67

APÉNDICE B PASOS DE DISEÑO PARA EL INVERSOR REDUCTOR-

ELEVADOR [18] Paso 1 Datos de entrada Vin, Po, Vorms

Calcular la tensión pico de salida, ganancia del convertidor y componente de directa de la rama del inversor.

Vop,Gm,VCD y R

2op ormsV V=

op

m

in

VG

V=

2m in

CD

G VV =

2

orms

o

VR

P=

Paso 2

Calcular el ciclo de trabajo máximo.

Dmax

max1

m

m

GD

G=

+

Paso 3 Calcular la corriente pico y efectiva del inductor, y la tensión máxima del capacitor.

ILrP, ILrms y Vap Con estos datos deben dimensionarse los interruptores, sin perder de vista que el diodo debe ser rápido y que la frecuencia de conmutación sea mayor a la región audible.

2

(1 )

21.5 2

4

2

op m

LrP

op m mLrms

m

op

arp CD in m

V GI

R

V G GI

R G

VV V V G

+=

+= +

= + =

Paso 4 Dato de entrada: sf (Depende del dispositivo seleccionado).

Calcular la inductancia y capacitancia del inversor.

L y C

max

(0.22 )in

s LP

D VL

f I=

max 2

(0.02 )o

s ap op

D PC

f V V=

2 o

op

op

PI

V=

Tabla b.1 Pasos de diseño para el inversor elevador [18]

68

APÉNDICE C PROGRAMA PARA ENCONTRAR LAS TABLAS DE

DISPARO El siguiente es el programa con el cual se encontraron las tablas de disparo para los interruptores de los convertidores estudiados. Con base en dichas tablas se simularon los convertidores [17], [18], y [19]. El código está escrito en el lenguaje de MAT- LAB. %Datos de entrada

Vin=48 %Voltaje de entrada Po=500 %Potencia de salida

Vorms=120 %Voltaje eficaz de salida fs=10000 %Frecuencia de conmutación %Datos calculados a partir de los datos de entrada

Vop=(sqrt(2)*Vorms) %Tensión de salida pico Gm=(Vop/Vin) %Ganancia máxima

VCD=(((Gm*Vin)/2)+40) %Tensión sobre la que se monta la sinusoidal R=(Vorms*Vorms)/Po %Carga T=(1/60) %Periodo de línea

%Vector de tiempos de conmutación tc1=[0:(1/fs):T]; %Vector de ciclos de trabajo obtenido de la función de transferencia entrada-salida. En este caso la función de transferencia pertenece al convertidor reductor-elevador [18] (ecuación 3.14)

dc1=1./(1+(Vin./(VCD+(Vop/2)*sin(120*3.1416*tc1)))); %Vectores con los tiempos de encendido y apagado

ton=(dc1./fs); toff=((1/fs)-ton);

%Conversión a grados de los vectores con los tiempos de encendido y apagado

gradon=((ton*360)./T);

gradoff=((toff*360)./T);

69

%Vector con los tiempos de conmutación

Dmin= (VCD/(Vin+VCD)) %Ciclo de trabajo mínimo

g=((1/fs)*(360/T)) %Frecuencia de conmutación en grados tonmin=(Dmin*(1/fs)) %Tiempo mínimo de encendido

u=((tonmin)*(360/T)) %Conversión a grados de la línea anterior

c(1)=0; %Primer elemento de la tabla de disparo c(2)=u; %Segundo elemento de la tabla de disparo

for i=3:1:333; %333 es el número de elementos de la tabla de %disparo

a=rem(i,2); if a==0; %Procedimiento para elementos pares de la tabla c(i)= (c(i-1)+ gradon(i/2));

else; %Procedimiento para elementos impares de la tabla c(i)=(c(i-1)+ gradoff((i-1)/2));

end

end d=c; %Vector con los elementos de la tabla de disparo a=c'; %Tabla de disparo en columna Este es el código empleado en todos los casos para encontrar las tablas de disparo. Como es lógico suponer, la función de transferencia y la frecuencia de conmutación cambian de acuerdo al convertidor y caso. Además, para el caso del convertidor [17] cambia la tensión de CD (VCD) sobre la cual se monta la componente sinusoidal. Para el convertidor [19] el valor de Gm y VCD es nulo.

TESIS IMPRESION FINAL · 2020. 7. 7. · (con diodo volante integrado) Tabla 3.14 Características...

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