Tesis Poryecto Inversor Pwm

PONTIFICIA UNIVERSIDAD CATOLICA DE CHILE ESCUELA DE INGENIERIA

DISEÑO Y CONSTRUCCIÓN DE UN INVERSOR TRIFÁSICO MULTINIVEL

FELIPE EDUARDO RÍOS DÍAZ

Memoria para optar al título de Ingeniero Civil Industrial, con Diploma en Ingeniería Eléctrica

Profesor Supervisor: JUAN W. DIXON ROJAS

Santiago de Chile, 2003

PONTIFICIA UNIVERSIDAD CATOLICA DE CHILE ESCUELA DE INGENIERIA Departamento de Ingeniería Eléctrica

DISEÑO Y CONSTRUCCIÓN DE UN INVERSOR TRIFÁSICO MULTINIVEL

FELIPE EDUARDO RÍOS DÍAZ

Memoria presentada a la Comisión integrada por los profesores:

JUAN DIXON R.

ÁNGEL ABUSLEME H.

JOSÉ RODRÍGUEZ P.

Para completar las exigencias del título de Ingeniero Civil Industrial, con Diploma en Ingeniería Eléctrica

Santiago de Chile, 2003

A mi Familia, especialmente a mis Padres, Hermanos y Novia, que siempre creyeron y confiaron en mí.

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AGRADECIMIENTOS

Quiero agradecer a mi Familia por el apoyo brindado en todo sentido durante estos años de estudio. Gracias por su paciencia y amor.

Mención especial merece el profesor Juan Dixon por su guía y apoyo en este interesante proyecto que hemos emprendido juntos.

No puedo dejar de lado a mi Novia y amigos que siempre estuvieron ahí cuando más lo necesitaba. Gracias.

Agradezco también la disposición y ayuda de los funcionarios del departamento de ingeniería eléctrica, que brindaron su apoyo incondicional en todo momento. Entre ellos menciono a Eduardo Cea, Betty Andonaegui, Elena Garrido, Sra. Virginia Meza y don Carlos Álvarez.

iii

INDICE GENERAL

Pág.

AGRADECIMIENTOS ................................................................................................ iii

INDICE DE TABLAS ................................................................................................. vii

INDICE DE FIGURAS..................................................................................................ix

RESUMEN...................................................................................................................xvi

ABSTRACT............................................................................................................... xvii

I. INTRODUCCIÓN.................................................................................................1 1.1. Los Inversores Multinivel .............................................................................2

1.1.1. Inversor Acoplado por Diodos (Diode-Clamped Inverter).................5 1.1.2. Inversor Acoplado por Capacitor (Capacitor-Clamped Inverter).......8 1.1.3. Inversor con Puentes “H” en Cascada (Cascade H-Bridges

Inverter) ............................................................................................11 1.2. Los inversores Multinivel versus otros tipos de inversores ........................18 1.3. Objetivos de la memoria .............................................................................22

II. CARACTERÍSTICAS DE UN INVERSOR DE CUATRO ETAPAS Y OCHENTA Y UN NIVELES. .............................................................................24 2.1. Introducción ................................................................................................24 2.2. Características del Prototipo .......................................................................30 2.3. Control del Inversor ....................................................................................33 2.4. Aplicaciones del Inversor Multinivel Construido.......................................35

III. SIMULACIONES DEL INVERSOR CONSTRUIDO .......................................39

IV. DISEÑO Y CONSTRUCCIÓN DEL PROTOTIPO...........................................48 4.1. Introducción ................................................................................................48

4.1.1. Elección de Semiconductores y Circuito de Disparo .......................49 4.1.2. Características Técnicas del Prototipo..............................................50

4.2. Diseño Térmico Circuito de Potencia .........................................................52

iv

4.2.1. Diseño Térmico del Disipador..........................................................52 4.2.2. Diseño y Construcción del Disipador ...............................................54

4.3. Diseño y Construcción de la Tarjeta del Inversor.......................................56 4.4. Diseño y Construcción de las Fuentes DC de los Esclavos ........................61

4.4.1. Diseño y Construcción de las Fuentes ..............................................62 4.4.2. Diseño Térmico de las Fuentes.........................................................66

4.5. Distribución de Componentes .....................................................................66

V. RESULTADOS EXPERIMENTALES ...............................................................72 5.1. Introducción ................................................................................................72 5.2. Tensiones de salida del inversor de 81 niveles ...........................................72 5.3. Corrientes de salida del inversor de 81 niveles...........................................75

VI. CONCLUSIONES Y TRABAJO FUTURO .......................................................79

BIBLIOGRAFÍA...........................................................................................................81

Anexo A: Lista de Componentes Principales Utilizados en la Construcción del Inversor. ...............................................................................................................86

Anexo B: Programa de Control del Inversor ................................................................89

Anexo C: Diseño de las Fuentes DC por medio de Reguladores de Voltaje ..............101

Anexo D: Cálculo de los Transformadores de las Fuentes DC...................................108

Anexo E: Hoja de Datos Mosfet IRF 540 ...................................................................124

Anexo F: Hoja de Datos Mosfet IRFP 250 .................................................................127

Anexo G: Hoja de Datos Driver IR 2113....................................................................131

Anexo H: Hoja de Datos Optocupla 6N 137...............................................................135

Anexo I: Hoja de Datos Regulador LM 78XX ...........................................................140

Anexo J: Hoja de Datos Regulador LM 317...............................................................144

v

Anexo K: Hoja de Datos Regulador LM 338 .............................................................148

Anexo L: Hoja de Datos Negador 74LS04 .................................................................152

Anexo M: Cálculo de Temperaturas ...........................................................................155

Anexo N: Consideraciones Tarjeta de dISPARO .......................................................167

Anexo O: Detalle de la Distribución de Componentes y Conexiones Eléctricas .......171

Anexo P: Detalle de la Construcción del Disipador de Potencia................................177

vi

INDICE DE TABLAS

Pág.

Tabla 1.1: Voltaje de salida para cada conmutación.....................................................13

Tabla 1.2: Voltajes y correspondientes estados de los semiconductores de un Inversor Puente “H” Acoplado por Diodos de 5 Niveles ....................................14

Tabla 1.3: Voltajes y correspondientes estados de los semiconductores de un Inversor Acoplado por Capacitor de 5 Niveles ...................................................15

Tabla 1.4: Voltaje de salida para Vdc1 = Vdc2 = E ....................................................20

Tabla 1.5: Voltaje de salida para Vdc1 = 2*Vdc2 = 2E ...............................................20



Tabla 2.1: Tabla de estado de los puentes para obtener todos los voltajes. ..................34

Tabla 4.1: Voltajes, Corriente continua media, y Potencias Aparentes de cada puente...................................................................................................................49

Tabla 4.2: Características de los reguladores usados....................................................62

Tabla 4.3: Diseño térmico de los reguladores...............................................................66

Tabla 5.1: Resumen de las bobinas empleadas en las pruebas .....................................75

Tabla A.1: Componentes necesarios para el inversor ...................................................86

Tabla C.1: Valores de las resistencias para las distintas fuentes. ...............................104

Tabla C.2: Resumen de resistencias y rangos de voltaje ............................................105

Tabla D.1: Resumen de los transformadores ocupados ..............................................122

vii

Tabla M.1: Resumen de los datos para calcular la potencia disipada.........................156

Tabla M.2: Resumen de los valores obtenidos. ..........................................................156

Tabla M.3: Resumen de los valores obtenidos prácticamente. ...................................158

Tabla M.4: Resumen de los valores obtenidos para el regulador de 21V...................163

viii

INDICE DE FIGURAS

Pág.

Figura 1.1: Esquema de un Inversor de (a) dos niveles, (b) tres niveles y (c) m niveles. ...................................................................................................................3

Figura 1.2: Ejemplo de una onda de voltaje multinivel, usando 11 niveles ...................4

Figura 1.3: Inversor tipo Acoplado por Diodos de m niveles.........................................5

Figura 1.4: Configuración de un Inversor Acoplado por Diodos de 3 niveles. ..............6

Figura 1.5: Inversor tipo Acoplado por Capacitor de m niveles.....................................8

Figura 1.6: Configuración de un Inversor Acoplado por Capacitor de 3 niveles. ..........9

Figura 1.7: Puente “H” Generalizado, con n fuentes y m = 2n+1 niveles. ...................11

Figura 1.8: Configuración de un puente “H” de tres niveles. .......................................12

Figura 1.9: Configuración de un Puente “H” Acoplado por Diodos de 5 niveles. .......13

Figura 1.10: Configuración de un Inversor Puente “H” Acoplado por Capacitor de 5 niveles. .........................................................................................................14

Figura 1.11: Formación de una onda de voltaje en un Inversor Multinivel del tipo puentes “H” en cascada de 9 niveles (4 etapas). ..........................................16

Figura 1.12: Salida de un Inversor PWM de dos Niveles.............................................18

Figura 1.13: Esquema de un inversor multinivel usando sólo dos puentes “H”...........19

Figura 2.1: Inversor de tipo puentes “H” en cascada, de 4 etapas y 81 niveles (una fase). ............................................................................................................25

Figura 2.2: Frecuencias de conmutación de los 4 puentes en el inversor de 81 niveles. .................................................................................................................26

ix

Figura 2.3: Comparación de ondas de salida de inversores de 3, 11, 21, 31 y 81 niveles. .................................................................................................................27

Figura 2.4: El efecto de la modulación por amplitud....................................................28

Figura 2.5: Esquema de un inversor con transformadores de salida.............................29

Figura 2.6: Distribución de potencias para una carga puramente resistiva (Cosϕ=1)..............................................................................................................30

Figura 2.7: Distribución de potencias para distintitas frecuencias en un motor de inducción de 20 kW por fase. ..............................................................................32

Figura 2.8: Esquema de una fuente DC-DC bidireccional............................................32

Figura 2.9: Esquema del Puente “H” usado. .................................................................35

Figura 2.10: Sistema para alimentar motores con fuentes independientes. ..................36

Figura 2.11: Sistema para alimentar motores con fuentes DC-DC bidireccionales. ....................................................................................................37

Figura 2.12: Diagrama de un motor con bobinas independientes.................................38

Figura 3.1: Modulación de voltaje de los cuatro puentes “H” del inversor multinivel.............................................................................................................39

Figura 3.2: Formación de la onda de voltaje alterna del inversor de 81 niveles...........40

Figura 3.3: Corrientes de los puentes “H” para una carga (a) resistiva e (b) inductiva. .............................................................................................................41

Figura 3.4: Corrientes de salida del inversor para una carga (a) resistiva e (b) inductiva. .............................................................................................................42

Figura 3.5: Diagrama en PSIM de los inversores usados para las simulaciones. ........43

x

Figura 3.6: Voltajes de Salida de los Inversores; en rojo: PWM; en azul 81 niveles. .................................................................................................................44

Figura 3.7: Corrientes de Salida de los Inversores PWM (arriba) y Multinivel (abajo). .................................................................................................................45

Figura 3.8: Modelo del motor de inducción utilizado para las simulaciones. ..............46

Figura 3.9: Formas de onda generadas por el inversor multinivel: a) voltaje y corriente del motor de inducción, b) potencia del motor en una fase..................46

Figura 3.10: Formas de onda generadas por el Inversor PWM: a) voltaje y corriente del motor de inducción, b) potencia del motor en una fase..................47

Figura 4.1: Diagrama de las Actividades Realizadas....................................................48

Figura 4.2: Perfil de sección rectangular usado como disipador. .................................50

Figura 4.3: Modelo térmico. .........................................................................................53

Figura 4.4: Diseño de uno de los Puentes “H”..............................................................55

Figura 4.5: Esquema de conexiones entre disipadores de una fase. .............................55

Figura 4.6: Fotografía del sistema disipador terminado, para una fase. .......................56

Figura 4.7: Esquema de un puente “H” con sus circuitos de disparo. ..........................57

Figura 4.8: Configuración del “driver” IR2113 para dos transistores. .........................57

Figura 4.9: Circuito de Disparo con aislamiento mediante optocuplas. .......................58

Figura 4.10: Tarjeta de disparo para un par de MOSFETs. ..........................................59

Figura 4.11: Tarjeta de disparo para una Fase. .............................................................60

Figura 4.12: Foto de la Tarjeta de disparo ya instalada en el Disipador de Potencia ...............................................................................................................61

xi

Figura 4.13: Esquema de las Fuentes DC para cada Esclavo. ......................................63

Figura 4.14: Tarjeta de las fuentes DC. ........................................................................64

Figura 4.15: Fotografía de la tarjeta de las fuentes antes de ser armada. .....................64

Figura 4.16: Fotografía de la tarjeta de las fuentes ya terminada. ................................65

Figura 4.17: Vista en planta del prototipo completo.....................................................67

Figura 4.18: Fotografía del Sistema Completo. ............................................................68

Figura 4.19: Fotografía del Sistema Completo desde distintas Vistas..........................69

Figura 4.20: Fotografías del Inversor instalado en su estructura definitiva..................70

Figura 5.1: Voltaje de salida escalonado del inversor ..................................................72

Figura 5.2: Semiciclo positivo del Voltaje de Salida....................................................73

Figura 5.3: Detalle de los peldaños de la onda de voltaje alterna de salida..................74

Figura 5.4: Corriente y Voltaje de la carga R-L antes descrita.....................................76

Figura 5.5: Simulaciones de Corriente y Voltaje de la carga R-L antes descrita. ........76

Figura 5.6: Comparación cualitativa entre tecnología PWM y multinivel (81 niveles).................................................................................................................77

Figura A.1: Componentes ocupados en el Inversor. .....................................................87

Figura C.1: Esquema para las Fuentes de 5 y 15 Volts...............................................101

Figura C.2: Esquema del circuito R-C de los reguladores ajustables para los Esclavos. ............................................................................................................102

Figura C.3: Esquema del circuito R-C modificado de los reguladores ajustables......103

Figura C.4: Gráfico de la Corriente de Ajuste vs. Temperatura. ................................104

xii

Figura C.5: Esquema de las Fuentes DC para cada Esclavo.......................................105

Figura D.1: Circuito Simulado para la Fuente de 2,33 Volts (VAC = 10V). .............108

Figura D.2: a) Voltaje de Entrada del Regulador, b) Corriente de Entrada del Rectificador .......................................................................................................109

Figura D.3: Circuito Simulado para la Fuente de 2,33 Volts (VAC = 9V). ...............110


Figura D.5: Circuito Simulado para la Fuente de 7 Volts (VAC = 15V). ..................112


Figura D.7: Circuito Simulado para la Fuente de 7 Volts (VAC = 15V). ..................113


Figura D.9: Circuito Simulado para la Fuente de 21 Volts (VAC = 30V). ................114


Figura D.11: Circuito Simulado para la Fuente de 21 Volts (VAC = 28V). ..............116


Figura D.13: Circuito Simulado para la Fuente de 15 Volts (VAC = 15V). ..............117


Figura D.15: Circuito Simulado para la Fuente de 5 Volts (VDCin = 15V). .............119

xiii


Figura D.17: Circuito Simulado para la Fuente de 5 y 15 Volts (VAC = 15V). ........120

Figura D.18: a) Voltaje de Entrada a los dos Reguladores (Rojo: 15 y Azul: 5), b) Corriente de Entrada del Rectificador...........................................................121

Figura M.1: Circuito térmico a resolver......................................................................157

Figura M.2: Curva Potencia disipada versus Temperatura .........................................158

Figura M.3: Esquema usado para las Fuentes DC ......................................................159

Figura M.4: Cálculo de RDA equivalente. .................................................................162

Figura M.5: Curva de Temperatura versus Potencia para calcular RDA....................164

Figura M.6: Disipadores Usados para las fuentes DC. ...............................................165

Figura N.1: Tarjeta Inversora para una Fase...............................................................167

Figura N.2: a) Disposición del MOSFET que será colocado en el Inversor b) Esquema de la forma de apoyar la tarjeta sobre el disipador ............................168

Figura O.1: Esquema de la Estructura de Aluminio usada. ........................................171

Figura O.2: Vista Superior de la disposición utilizada. ..............................................172

Figura O.3: Bornes para alimentación externa de los Maestros. ................................173

Figura O.4: Bornes para voltaje de salida alterno.......................................................174

Figura O.5: Esquema de conexión a la red eléctrica...................................................174

Figura P.1: Diseño de un Puente. ................................................................................177

Figura P.2: Esquema de la unión de perfiles para el disipador. ..................................178

xiv

Figura P.3: a) Materiales para un disipador b) Disipador Terminado ........................178

Figura P.4: Esquema de conexiones entre Disipadores. .............................................179

Figura P.5: Conexión de dos puentes en cascada........................................................180

Figura P.6: Esquema de conexiones entre Disipadores. .............................................181

Figura P.7: Esquema de circuito para calcular RDA. .................................................181

Figura P.8: Curva de Temperatura versus Potencia para calcular RTH. ....................182

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RESUMEN

Las técnicas de modulación PWM (Pulse-Width Modulation), usadas actualmente en casi todos los convertidores estáticos, como compensadores de reactivos, accionamientos para máquinas eléctricas, rectificadores de cuatro cuadrantes o filtros activos de potencia, no generan una onda de voltaje y corriente perfectas. Una de las principales causas de este efecto es la frecuencia de conmutación a la que trabajan los semiconductores.

Los inversores multinivel son inversores de última tecnología que pueden generar corrientes o incluso voltajes sinusoidales con mucho menor contenido armónico. Si el número de niveles es lo suficientemente alto, se puede obtener un voltaje (o corriente) casi perfecto. Más aún, se puede modular en amplitud en vez de ancho de pulso (PWM), por lo que las pérdidas generadas por las armónicas de corriente pueden ser eliminadas. Además, la frecuencia de conmutación y el nivel de potencia de los semiconductores se reducen considerablemente. Dentro del contexto de utilizar los inversores multinivel para obtener un bajo contenido armónico, se diseñó y construyó un inversor trifásico de 81 niveles para controlar motores de corriente alterna. Este inversor consta de cuatro puentes (un Maestro, y tres Esclavos), con sus voltajes escalados en potencia de tres, lo que permite obtener el elevado número de niveles ya mencionado.

El inversor diseñado es capaz de manejar corrientes de aproximadamente 14 A por fase, con un voltaje de salida de 66 Vaceff, dando una potencia nominal de casi un kVA por fase. Para llevar a cabo este proceso, se tuvo que diseñar un sistema de potencia muy compacto con inversores individuales aislados galvánicamente, con sus sistemas de control de encendido y fuentes de alimentación independientes.

En síntesis, en esta Memoria se describe el proceso de diseño y fabricación de un inversor trifásico multinivel. Una vez terminado y probado, satisfizo todos los requerimientos especificados.

xvi

ABSTRACT

PWM techniques used today to control modern static converters such as machine drives, power factor compensators or active power filters, do not yield perfect waveforms, which strongly depend on switching frequency of the power semiconductors.

Multilevel converters are a state-of-the-art converter technology, its way of operation allows having almost perfect currents, and very good voltage waveforms, eliminating most of the undesirable harmonics. If the number of levels is high enough, the voltage (o current) waveform become almost perfect. Even more, multilevel converters work more like amplitude modulation rather than pulse modulation, and this fact makes the outputs of the converter very much cleaner. Also, the switching frequency and power level of each semiconductor are reduced. In the context of using multilevel converter to obtain low harmonic contamination, a 81-level converter prototype was designed to operate a three phase motor drive. This converter has four bridges or stages (one Master and three Slaves), with its dc supplies scaled with levels of voltage in power of three, to obtain the 81-level.

The converter designed is able to handle currents of 14 A per phase, with an ac voltage output of 66 Vaceff, thus yields a 1 KVA of nominal power per phase. To put into practice this converter, a compact design is necessary, with four independent “H”-bridge converters, their control systems and independent dc power supplies.

In this work, the process of design and implementation of a three-phase multilevel converter, is described. The work has been satisfactorily ended, and laboratory experiments have demonstrated the excellent characteristics of this type of converter.

xvii

1

I. INTRODUCCIÓN

La técnica de modulación PWM (Pulse-Width Modulation) usada actualmente en los convertidores estáticos, no entrega ondas limpias. Esta suciedad es causada por las armónicas que producen las altas frecuencias de conmutación de los semiconductores. Así, voltajes y corrientes no son los esperados. Esto significa que existe contaminación producto de armónicas, pérdidas adicionales, rizado en la corriente y gran cantidad de ruido que puede a llegar a contaminar los sistemas de control [1]. Esto ha llevado a muchas investigaciones en el campo de la modulación PWM [2, 3, 4, 5].

Los convertidores estáticos actuales, aplicados al control de motores eléctricos, emplean un sistema de rectificación - inversión para manejar la frecuencia y el voltaje. Daños y fallas en los motores han sido denunciados por la industria debido a las altas frecuencias PWM de los inversores. Los principales problemas denunciados son “fallas en los rodamientos del motor” y “pérdida de la aislación en las bobinas del motor” causadas por corrientes circulantes, desgaste dieléctrico, sobretensión y descargas corona [6, 7, 8]. Las corrientes circulantes son generadas por capacidades parásitas que se generan en las distintas capas de las bobinas del motor. Los bruscos cambios de voltaje (dV/dt) inducen corrientes y descargas corona en las bobinas del motor lo que provoca su desgaste prematuro. Otro punto negativo del control PWM actual es la eficiencia, debido a las pérdidas por conmutación de los semiconductores por las altas frecuencias con las que operan.

La función principal de los convertidores multinivel es mejorar la onda de voltaje alterno generada, usando diferentes niveles de voltaje continuo. Su funcionamiento es tal que, al aumentar el número de niveles, el voltaje de salida, que está formado por escalones de tensión, tiene mayor resolución porque aumenta el número de escalones, acercándose a una onda sinusoidal con mayor precisión. A mayor cantidad de escalones (o niveles) en la onda de salida, menos distorsión armónica tiene la onda.

Los convertidores multinivel, diseñados para generar un gran número de niveles, pueden trabajar con las técnicas convencionales de PWM, pero además

2

pueden ser modulados en amplitud, lo que produce salidas mucho más limpias. Este método de operación permite obtener muy buenas ondas de voltaje y corriente, eliminando la mayoría de las indeseadas armónicas. Mejor aún, cada puente del convertidor funciona a baja frecuencia de conmutación, lo cual da la posibilidad de poder trabajar con semiconductores de menor velocidad, generando menos pérdidas por conmutación y haciendo más eficiente el convertidor estático. Estas características han dado pie a numerosas investigaciones en este campo, entre las cuales está el trabajo realizado en esta memoria.

otores eléctricos, filtros activos de potencia y rectificadores de cuatro cuadrantes.

rtidores PWM convencionales, pueden controlar flujos de potencia activa y reactiva.

esidad de contar con fuentes de tensión independientes para cada puente inversor.

1.1. Los Inversores Multinivel

e salida alterno, con niveles de tensión escalonados utilizando Inversores Multinivel.

de los semiconductores permiten la suma o resta de las distintas fuentes de voltaje

Por estas razones, los inversores multinivel están siendo investigados en los últimos años por sus ventajas en la calidad de las ondas de voltaje y corriente, por sus bajas pérdidas de conmutación y por su capacidad de trabajar en alto voltaje. Algunas aplicaciones de los inversores multinivel incluyen compensadores de reactivos, control de velocidad en m

Además, los inversores multinivel pueden ser usados para enlazar sistemas de distinta frecuencia y enlazar tensiones de corriente continua con tensiones alternas de cualquier frecuencia. También, y al igual que los conve

Las principales desventajas de este tipo de tecnología son la gran cantidad de semiconductores requeridos y la nec

La función principal de los inversores es generar un voltaje alterno a partir de una fuente de voltaje continua. Ahora, si esa fuente de voltaje continua se dividiese en varias fuentes de menor valor, sería posible generar un voltaje d

Los inversores multinivel, incluyen un arreglo de semiconductores y fuentes de voltaje, para formar un voltaje de salida escalonado. Las conmutaciones

3

continuo, generando una onda de voltaje de amplitud variable. Así también, los semiconductores trabajan con voltajes más reducidos.

La Figura 1.1 muestra algunos diagramas esquemáticos de inversores con diferente número de niveles, en los cuales, la acción del semiconductor está representada por un interruptor ideal con distintas posiciones. Un inversor de dos niveles, como el mostrado en la figura 1.1(a), genera una salida de voltaje con dos valores (niveles) distintos, VC y Cero, con respecto al terminal negativo de la fuente (“0”), mientras que un módulo de tres niveles genera tres voltajes distintos a la salida (2·VC, VC y Cero), y así sucesivamente. Las distintas posiciones del interruptor ideal se implementan en la práctica con una cantidad de semiconductores que está en directa relación con el número de niveles.

0

Va

a

Vc

Vc

0

Va

aVc

(a) (b)0

Va

a...

Vc (1)

(c)

Vc (m-1)

Vc (m)

Figura 1.1: Esquema de un Inversor de (a) dos niveles, (b) tres niveles y (c) m niveles.

Como se dijo anteriormente, los inversores multinivel constan de pequeñas fuentes DC, las que son usadas para formar una onda AC escalonada que se parezca a la onda deseada. Por ejemplo, si se tienen diez fuentes DC de magnitudes iguales a 20 V cada una, se puede obtener una onda compuesta de 11 niveles (cinco positivos, cinco negativos y cero, con respecto a un punto intermedio entre las diez fuentes) que se aproxima a una onda sinusoidal de amplitud 100V como muestra la figura 1.2:

4

Figura 1.2: Ejemplo de una onda de voltaje multinivel, usando 11 niveles

Con esto se puede concluir, que a mayor número de niveles del inversor, mayor es la cantidad de niveles de la onda, obteniendo menor distorsión armónica.

Algunas características de los Inversores Multinivel son [15]:

a) Pueden generar voltajes de salida con muy poca distorsión y bajo dv/dt.

b) Las corrientes de entrada son de muy baja distorsión.

c) Generan pequeños voltajes de modo común, protegiendo los motores. Más aún, utilizando sofisticados métodos de modulación, el voltaje de modo común puede ser eliminado.

d) Pueden operar con baja frecuencia de conmutación.

5

Para construir inversores multinivel como los mostrados en la figura 1.1, existen dos topologías principales que veremos a continuación: Inversor Acoplado por Diodos (Diode-Clamped Inverter) e Inversor Acoplado por Condensadores (Capacitor-Clamped Inverter).

1.1.1. Inversor Acoplado por Diodos (Diode-Clamped Inverter)

Este inversor, también conocido como inversor de punto neutro (NPC por sus siglas en inglés) consiste en una cadena de semiconductores en serie, en paralelo con una cadena de condensadores, también en serie. Los condensadores permiten generar una cadena de fuentes de tensión en serie a partir de una sola fuente continua de alimentación. Existe una unión con diodos entre estas dos cadenas, que conecta semiconductores superiores e inferiores tal como muestra la figura 1.3, para un convertidor de m niveles.

C (m -1 )

C (m -2 )

S a ´1

D a ´1

S a ´2

S a ´(m -2 )

S a ´(m -1 )

V d c

V d cm -1

S a 1

S a 2

S a (m -2 )

S a (m -1 )

C 1

C 2

.

.

.

.

.

.

.

.

D a (m -2 )

D a ´2

.

.

.

.

.

.

D a ´(m -3 )

D a ´(m -2 )

D a (m -3 )

D a 2

D a 1

V d cm -1

V d cm -1

V d cm -1

. . . .

. . . .

+

-

aC m /2

C (m -1 )/2

n

Figura 1.3: Inversor tipo Acoplado por Diodos de m niveles.

6

Una de las configuraciones más utilizadas con esta topología es la del inversor de tres niveles, mostrada en la figura 1.4. Como se dijo anteriormente, los condensadores actúan como fuentes DC, dividiendo el voltaje común en partes iguales. Así, en el diagrama de la Figura 1.4, cada condensador acumula ½Vdc pudiendo dar voltajes de salida de -½Vdc, Cero ó ½Vdc para Van. El punto medio n de los dos condensadores se puede definir como el punto neutro, donde puede retornar la carga.

S=

C1

C2

Sa1

Da1

Da´1

Sa2

Sa´1

Sa´2

Vdc

½Vdc

½Vdc

an

Figura 1.4: Configuración de un Inversor Acoplado por Diodos de 3 niveles.

Se puede apreciar que, los pares de semiconductores de la primera rama, es decir (Sa1 y Sa’1) y (Sa2 y Sa’2), son complementarios, así, cuando Sa1 está conduciendo (Sa1=1), Sa’1 está bloqueado (Sa’1=0), y así para Sa2 y Sa’2.

Este tipo de inversor tiene algunas desventajas. Suponiendo diodos iguales, el uso de diodos extras se transforma en impracticable si se quiere aumentar el número de niveles, requiriendo (m-1)*(m-2) diodos por rama [9]. Por ejemplo, en la Figura 1.3 el diodo Da2 requiere la conexión de dos diodos en serie ya que debe bloquear el voltaje de dos condensadores, y Da(m-2) requiere (m-2) diodos en serie para bloquear (m-2) voltajes de condensadores. Además, los condensadores no comparten la misma corriente de carga y descarga provocando un desbalance de voltaje en los condensadores en serie [10].

7

A continuación se presenta un resumen de las ventajas y desventajas de este tipo de topología [9]:

Ventajas:

• A mayor número de niveles, menor es la distorsión armónica.

• Todas las ramas comparten el mismo bus DC.

• El flujo de potencia Reactiva puede ser controlado.

• Alta eficiencia por la menor frecuencia de conmutación.

• El sistema de control es relativamente simple.

Desventajas:

• Cantidad excesiva de diodos: se requieren (m-1)*(m-2) por fase.

• El flujo de potencia Activa es complejo por el desbalance de los condensadores.

• Se requieren diferentes rangos de corriente para cada semiconductor debido a sus diferentes ciclos de operación.

8

1.1.2. Inversor Acoplado por Capacitor (Capacitor-Clamped Inverter)

Este inversor (conocido también como capacitor volante o “flying-capacitor”) tiene una estructura similar al inversor acoplado por diodos. Al igual que la topología de inversores acoplados por diodos antes descrita, los condensadores en serie actúan como fuentes DC, dividiendo el voltaje común en partes iguales. Sin embargo, esta topología permite mayor flexibilidad en la formación de la onda sinusoidal y en el balance de voltaje en los condensadores en paralelo a Vdc. En la Figura 1.5 se presenta un inversor de m niveles con esta topología:

S a´1

S a´2

S a´(m -2)

S a´(m -1)

V dc

S a1

S a2

S a(m -2)

S a(m -1)

.

.

.

.

.

.

C a1C a2C a(m -3)C a(m -2)

… … … ..

… … … ..

+

-

an

C 1

C 2

Figura 1.5: Inversor tipo Acoplado por Capacitor de m niveles.

9

Análogamente como ocurre con el Inversor Acoplado por Diodo, el Inversor Acoplado por Capacitor requiere un gran número de condensadores para acoplar el voltaje. De esta forma, siempre que el rango de voltaje de cada condensador usado sea el mismo, un inversor de m-niveles requerirá un total de ½*(m-1)*(m-2) condensadores de acople por fase, además de 2 condensadores principales conectados a la barra DC.

La figura 1.6 ilustra un inversor multinivel Acoplado por Capacitor de 3 niveles.

Vdc

C1

C2

Sa1

Sa2

Sa´2

Sa´1

½Vdc

½Vdc

Ca1

S=an

Figura 1.6: Configuración de un Inversor Acoplado por Capacitor de 3 niveles.


10

Ventajas:

• A mayor número de niveles, los condensadores acumulan energía extra durante largos transitorios de descarga.

• Permite formas flexibles de disparar los semiconductores, para obtener un mejor balance de voltaje en los condensadores.


• Los Flujo de potencia Activa y Reactiva pueden ser controlados.

Desventajas:

• Requiere una cantidad excesiva de condensadores, pues se requieren ½*(m-1)*(m-2) por fase, y como son más grandes y caros que los diodos, resulta menos atractivo que el de acoplamiento por diodo.

• Un complejo sistema de control es necesario para mantener balanceados los voltajes de los condensadores.

• Presentan baja eficiencia para transmisión de flujo Real.

Una característica común de las dos tecnologías descritas anteriormente es que persiguen emular la topología básica mostrada en la figura 1.1. Esto es, un convertidor o inversor alimentado con voltajes iguales conectados en serie. La topología de acoplamiento por diodos lo logra manteniendo la cadena de condensadores ecualizada, en tanto que la topología de acoplamiento por condensadores lo hace manteniendo cargados los condensadores Cai a niveles de voltaje crecientes, de modo de emular el efecto de fuentes de alimentación en serie de igual voltaje. El problema con la topología básica de la figura 1.1 y sus correspondientes estructuras de implementación práctica, es que se limita el número de niveles a n+1, en donde n representa el número de fuentes de tensión conectadas en serie.

11

La limitación en el número de niveles mencionada anteriormente puede subsanarse utilizando dos estrategias topológicas combinadas: el Puente “H” y la conexión en cascada de estos mismos.

1.1.3. Inversor con Puentes “H” en Cascada (Cascade H-Bridges Inverter)

Se puede aumentar el número de niveles de las topologías anteriores sin hacer crecer el número de fuentes de voltaje, utilizando la estrategia de los Puentes “H”. Estos puentes se construyen utilizando dos inversores multinivel idénticos, de alguno de los tipos mostrados en la figura 1.1. Esto permite a la carga evitar el retorno directo hacia las fuentes de tensión continua y elevar el número de niveles de n+1 a 2n+1. Una configuración generalizada de un puente “H” como el mencionado se ilustra en la figura 1.7.

CARGA

Figura 1.7: Puente “H” Generalizado, con n fuentes y m = 2n+1 niveles.

12

El puente “H” más sencillo es aquél formado por ramas de dos niveles y una sola fuente, como el mostrado en la figura 1.8. Puede observarse que este puente genera tres niveles sin necesidad de contar con una fuente de tensión de punto medio. La configuración de este puente “H” se muestra en la figura 1.8.

Vdc

S1

S3

S2

S4

Vab

+

-

Figura 1.8: Configuración de un puente “H” de tres niveles.

El puente “H” de la Figura 1.8, genera tres voltajes de salida (Vab) diferentes, +VDC, 0 y –VDC, conectando el voltaje de entrada al de salida con diferentes combinaciones de los cuatro semiconductores S1, S2, S3 y S4. Para obtener +VDC, los semiconductores S1 y S4 se ponen en conducción (1), mientras que S2 y S3 están en estado de no conducción (0). Encendiendo los semiconductores S2 y S3 y apagando S1 y S4, se obtiene –VDC. Con las combinaciones S1 y S2 ó S3 y S4 en estado encendido se obtiene un voltaje de salida de amplitud Cero. Cualquier otra combinación no es permitida pues provocará un cortocircuito en la fuente DC del módulo.

El funcionamiento de este puente “H” se resume en la tabla 1.1, con estado uno (1) si el semiconductor está conduciendo, y cero (0) si no lo está:

13

Tabla 1.1: Voltaje de salida para cada conmutación

S1 S2 S3 S4 Vab

1 0 0 1 +VDC

1 1 0 0 0

0 0 1 1 0

0 1 1 0 -VDC

La figura 1.9 muestra un inversor Puente “H” de 5 niveles usando una de las topologías descritas anteriormente de puente Acoplado por Diodos.

C1

C2

Sa1

Da1

Da´1

Sa2

Sa´1

Sa´2

Vdc

½Vdc

½Vdc

Sb1

Db1

Db´1

Sb2

Sb´1

Sb´2

a bn VOUT

Figura 1.9: Configuración de un Puente “H” Acoplado por Diodos de 5 niveles.

Para controlar este Puente “H” (de cinco niveles) es necesario controlar los semiconductores como se muestra en la Tabla 1.2:

14

Tabla 1.2: Voltajes y correspondientes estados de los semiconductores de un Inversor Puente “H” Acoplado por Diodos de 5 Niveles

Sa1 Sa2 Sa’1 Sa’2 Sb1 Sb2 Sb’1 Sb’2 Vab 0 0 1 1 1 1 0 0 -Vdc 0 0 1 1 0 1 1 0 -½Vdc 1 1 0 0 1 1 0 0 0 0 0 1 1 0 0 1 1 0 0 1 1 0 0 0 1 1 ½Vdc 1 1 0 0 0 0 1 1 Vdc

El mismo puente “H” de cinco niveles puede implementarse también con la configuración de acoplamiento por capacitor que muestra la figura 1.10.

Vdc

C1

C2

Sa1

Sa2

Sa´2

Sa´1

½Vdc

½Vdc

Sb1

Sb2

Sb´2

Sb´1

a bn

Ca1 Cb1VOUT

Figura 1.10: Configuración de un Inversor Puente “H” Acoplado por Capacitor de 5 niveles.

Para controlar este inversor (de cinco niveles) es necesario controlar los semiconductores como se muestra en la siguiente tabla (Tabla 1.3):

15

Tabla 1.3: Voltajes y correspondientes estados de los semiconductores de un Inversor Acoplado por Capacitor de 5 Niveles

Sa1 Sa2 Sa’1 Sa’2 Sb1 Sb2 Sb’1 Sb’2 Vab 0 0 1 1 1 1 0 0 -Vdc 0 0 1 1 0 1 0 1 -½Vdc 0 1 0 1 1 1 0 0 -½Vdc 0 1 1 1 1 1 0 0 -½Vdc 1 1 0 0 1 1 0 0 0 0 0 1 1 0 0 1 1 0 0 1 0 1 0 0 1 1 ½Vdc 1 1 0 0 0 1 0 1 ½Vdc 1 0 1 0 0 0 1 1 ½Vdc 1 1 0 0 0 0 1 1 Vdc

Se puede apreciar que para generar la onda de salida, no se está obligado a seguir un patrón rígido, como es el caso del Inversor Puente “H” Acoplado por Diodo. El voltaje de salida puede ser formado usando diferentes combinaciones de conmutaciones. De hecho, las conmutaciones pueden ser elegidas para cargar o descargar los condensadores entre los semiconductores, lo que ayuda al balance de voltaje.

Otro paso adelante para aumentar aún más el número de niveles sin hacer crecer el número de fuentes de tensión independientes en forma desmesurada, es haciendo uso de una topología de Convertidores en Cascada, es decir, la aplicación combinada de inversores Puente “H”. La onda de salida del inversor se forma mediante arreglos de conmutación en el tiempo de varios puentes “H” conectados en cascada. Así, el voltaje de salida corresponde a la suma (o también diferencia) de los voltajes de cada uno de los módulos puente “H”.

Por ejemplo, la figura 1.11 muestra un inversor monofásico, compuesto por cuatro puentes “H” conectados en serie, y su respectiva onda de salida de voltaje, que está formada por la suma de los distintos voltajes generados por los cuatro

16

módulos del inversor. Puede observarse que la tensión de salida generada resulta de 9 niveles: cuatro positivos, cuatro negativos y cero.

Vdc

-4Vdc

4Vdc

Vac

Vdc

Vdc

Vdc

Vdc

Figura 1.11: Formación de una onda de voltaje en un Inversor Multinivel del tipo puentes “H” en cascada de 9 niveles (4 etapas).

Los inversores puentes “H” en cascada usan fuentes DC independientes para cada etapa, como se muestra en la Figura 1.11. Como se dijo anteriormente, la salida de cada puente “H” genera tres voltajes diferentes, que combinados con el resto de los puentes H, genera una onda de salida sinusoidal escalonada.

Las fuentes DC independientes de cada etapa pueden ser de dos tipos: iguales o escaladas. Un ejemplo de etapas con fuentes iguales (o no escaladas) fue presentado en la figura 1.11, donde cada puente “H” está alimentado por una fuente de igual magnitud. La opción de puentes con fuentes escaladas presenta la ventaja de

17

poder obtener una mayor cantidad de niveles. Por ejemplo, si las fuentes DC de la figura 1.11 fueran escaladas en potencias de dos, se obtendrían hasta 31 niveles de voltaje, si se opta por un escalonamiento en potencias de tres, se pueden obtener hasta 81 niveles. Sin embargo, el escalonamiento elegido para las fuentes no es al azar y requiere de un estudio previo que será presentado en la sección 1.3 de esta memoria.


Ventajas:

• Dado que cada puente tiene la misma estructura, permite la modularización de cada uno, lo que reduce tiempo y costo para quienes los construyan. Esto es válido para inversores con puentes “H” no escalados en voltaje. De otro modo, cada módulo es distinto.

• Requiere de menos componentes, ya que no se necesitan Diodos ni Condensadores en paralelo con los semiconductores.


• Los Flujos de potencia Activa y Reactiva pueden ser controlados.

Desventajas:

• La cantidad de Fuentes DC independientes (si se quiere controlar flujo Activo y Reactivo, esas fuentes deben ser Bidireccionales).

18

1.2. Los inversores Multinivel versus otros tipos de inversores

Hemos dicho que los inversores multinivel generan un bajo contenido armónico, lo que los hace muy apetecidos. Sin embargo, esa no es la única ventaja que tienen sobre los inversores tradicionales generalmente modulados en ancho de pulso (PWM).

Por ejemplo, los inversores de tensión utilizando ramas de dos niveles son los más usados para aplicaciones en media y baja potencia. Estos inversores tienen una forma de onda que dista mucho de ser sinusoidal (Figura 1.12) por lo que su contenido armónico es alto. Además, normalmente emplean frecuencias de conmutación del orden de los 10 KHz o más, con el objeto de generar ondas de corriente con poca distorsión armónica, lo que restringe su aplicación para grandes potencias debido a la lenta velocidad de operación de grandes semiconductores como el GTO y a las elevadas pérdidas por conmutación involucradas.

Vdc

-Vdc

VDC

Figura 1.12: Salida de un Inversor PWM de dos Niveles

Un inversor trifásico construido con la topología anterior permite tres niveles de voltaje en la tensión fase-neutro de la carga. Una mejora a lo anterior son

19

los inversores construidos con ramas de tres niveles, obteniéndose cinco niveles de voltaje en la carga en relación al neutro: +VDC, +½VDC, Cero, -½VDC y -VDC. Ello representa una mejora pero dista mucho de tener la capacidad de generar una onda sinusoidal sin la ayuda de la modulación PWM. Si el número de niveles puede llevarse a valores elevados manteniendo cierta simplicidad en la topología, entonces se puede pensar en modular en amplitud, dejando de lado el PWM. Aquí entonces aparece otra ventaja: baja frecuencia de conmutación para los semiconductores.

Como se dijo anteriormente, los inversores multinivel utilizando puentes “H” en cascada, pueden ocupar fuentes con voltajes iguales o escalados. Para ver la importancia que tiene la elección de estos voltajes, se hará un análisis sobre un puente en cascada de dos etapas (sólo dos puentes “H”), en función de los valores relativos de sus fuentes Vdc1 y Vdc2. El puente de dos etapas se muestra en la figura 1.13 y los resultados de este análisis, para diferentes escalamientos de voltaje, se muestran en las Tablas 1.4, 1.5, 1.6 y 1.7.

S1

S3

S2

S4

Vdc2

S1

S3

S2

S4

Vdc1

Vout = V1 + V2

V1

V2

Figura 1.13: Esquema de un inversor multinivel usando sólo dos puentes “H”.

20

Tabla 1.4: Voltaje de salida para Vdc1 = Vdc2 = E

Vout V1 V2 2E E E

E 0 E

0 E E -E 0 0 0 -E E -E 0

-E 0 -E

-2E -E -E

Tabla 1.5: Voltaje de salida para Vdc1 = 2*Vdc2 = 2E

Vout V1 V2 3E 2E E 2E 2E 0

2E -E E

0 E 0 0 0

-2E E -E

0 -E -2E -2E 0 -3E -2E -E


Vout V1 V2 4E 3E E 3E 3E 0 2E 3E -E E 0 E 0 0 0 -E 0 -E -2E -3E E -3E -3E 0 -4E -3E -E


Vout V1 V2 5E 4E E 4E 4E 0 3E 4E -E 2E - - E 0 E 0 0 0 -E 0 -E -2E - - -3E -4E E -4E -4E 0 -5E -4E -E

21

La tabla 1.4 muestra el caso en que Vdc1 = Vdc2 = E (inversor multinivel con tensiones no escaladas). Se puede apreciar que en este caso sólo pueden generarse cinco niveles: dos positivos, dos negativos y el cero. Además existe redundancia en la forma en que pueden generarse algunos niveles, como por ejemplo el “cero” que puede generarse de tres formas diferentes. Para la tabla 1.5, donde Vdc1 = 2·Vdc2 = 2E, se pueden formar siete niveles: tres positivos, tres negativos y el cero. En este caso también existe redundancia en la formación de un nivel, el E. Para la tabla 1.6, en que los voltajes se escalan multiplicados por tres, se pueden obtener nueve niveles: cuatro positivos, cuatro negativos y el cero. En este caso en particular, no existe redundancia. Por último, para la tabla 1.7, en que un voltaje es cuatro veces mayor que el otro, también pueden formarse nueve niveles: cuatro positivos, cuatro negativos y el cero, sin existir tampoco existen redundancias. Sin embargo, los niveles de voltaje 2E y -2E no pueden ser generados. Cabe recordar sin embargo, que en cada puente “H” individual, existe redundancia interna para generar el nivel cero, lo que quedó de manifiesto en la Tabla 1.1, donde se ve que éste puede ser generado de dos formas diferentes.

Entonces se puede concluir que hay una razón óptima de tensiones entre cada puente, representada por la tabla 1.6. Basta con mirar la Tabla 1.7 para darse cuenta que no se puede generar el nivel de voltaje 2E, por lo que esa configuración de relaciones de voltaje no es apropiada. La siguiente ecuación (Ecuación 1.1) es válida para encontrar la razón entre los voltajes que maximiza el número de niveles, dado el número de estados de cada puente [11]:

( 1)

1

1 , 1,3,....( 1)( 1)

donde,: número de puentes "H" del inversor: número de niveles de voltaje que puede entregar el i-esimo puente

: Fuente DC del i-esimo puente

i iidc dc

i i

ii

dc

nV V i Nn n

Nn

V

−

−

−= ⋅ = −

⋅ −

(1.1)

De acuerdo con la ecuación anterior, para un inversor compuesto sólo de módulos de tres estados (+Vdc, 0 y –Vdc) en cascada, como los puentes “H”, ni = 3, ni-1 = ni, el número de niveles puede ser maximizado si 3·Vdc

(i-1)= Vdci, es decir,

22

fuentes escaladas en potencias de tres. De este análisis se desprende que los inversores multietapa con tensiones no escaladas no son aprovechados al máximo, por lo que es preferible que las diferentes etapas sean escaladas en tensión, lográndose el óptimo de niveles cuando los puentes se escalan en potencias de tres. En este último caso, para una cascada de N puentes, el número de niveles resultantes se eleva a los 3N.

1.3. Objetivos de la memoria

Esta memoria trata sobre el diseño y construcción de un inversor trifásico multinivel. Se utilizó la tecnología de puentes “H” en cascada, con tensiones de alimentación escaladas en potencia de tres para maximizar el número de niveles. El inversor desarrollado consta de cuatro etapas por fase (N = 4), por lo que el número de niveles se eleva a 81 (34): cuarenta niveles de tensión positivos, cuarenta negativos y el nivel “cero”. Como puede apreciarse, el número de niveles logrados es enorme en relación a las fuentes independientes utilizadas en cada fase (sólo cuatro), lo que permitirá el control de la tensión de este inversor sin usar modulación PWM, es decir, sólo modulado por amplitud. De esta forma, se podrán aprovechar ventajas tales como baja frecuencia de conmutación y fuentes de voltaje pequeñas utilizando el escalamiento de las tensiones de alimentación.

Los capítulos siguientes explican las diferentes etapas de diseño, construcción simulaciones y pruebas experimentales relacionados con el prototipo de 81 niveles anteriormente indicado.

En el Capítulo II se muestran las características del inversor construido, el cual puede generar ochenta y un niveles de tensión diferentes. Se verá la importancia que tiene el escalamiento en potencia de tres, tanto para las frecuencias de conmutación como para la posibilidad de ligar las fuentes escaladas de baja tensión.

En el Capítulo III se presentan algunas simulaciones computacionales para mostrar el funcionamiento del inversor, tales como formas de onda de corrientes voltajes y potencias en cada puente, para alimentar la carga trifásica. También se

23

hacen comparaciones con la modulación PWM para apreciar las enormes ventajas que presenta esta nueva topología.

En el Capítulo IV se describen las diferentes etapas de diseño y construcción del inversor antes mencionado, mostrando cada etapa de su elaboración con figuras y fotografías.

En el Capítulo V se muestran los resultados experimentales obtenidos, y se comparan con simulaciones bajo las mismas características de operación.

Finalmente, en el Capítulo VI se presentan las conclusiones del trabajo realizado y se proponen trabajos a futuro con la tecnología multinivel.

24

II. CARACTERÍSTICAS DE UN INVERSOR DE CUATRO ETAPAS Y OCHENTA Y UN NIVELES.

2.1. Introducción

Como se dijo en el capítulo anterior, los inversores multinivel pueden, si el número de niveles es elevado, trabajar sólo con modulación de amplitud y prescindir del PWM, permitiendo frecuencias de modulación de los semiconductores muy bajas. Un elevado número de niveles de escalonamiento de tensión hace, además, la salida del inversor más limpia, obteniendo ondas de corriente y voltaje casi perfectas, reduciendo a valores despreciables las indeseadas armónicas.

Debido a que esta Memoria trata en particular sobre el diseño y construcción de un inversor trifásico de 4 etapas y 81 niveles, se ha dedicado este capítulo a explicar sus características relevantes. Un inversor del tipo puentes “H” en cascada de cuatro etapas, es uno que consta de cuatro puentes “H” en serie, con una fuente DC independiente para cada uno, como muestra la Figura 2.1. En la sección 1.3 de esta memoria, se habló de la maximización de los niveles en relación al escalonamiento de los voltajes de un inversor multinivel, utilizando puentes “H” en cascada y se dedujo que lo óptimo es utilizar una relación 3·Vdc

(i-1)= Vdci. Aplicando

este escalonamiento en potencia de 3, con N = 4 puentes se obtienen 81 (34) niveles de voltaje diferentes: 40 positivos, 40 negativos y el cero.

Debido al escalonamiento en potencia de tres, las fuentes de tensión que alimentan los sucesivos puentes “H” de la cadena, decrecen rápidamente y con ello la potencia que estos puentes entregan a la carga. De hecho, y como se verá mas adelante, sólo un puente de la cadena maneja más del 80 % de la potencia transferida, por lo que este puente en particular recibirá el nombre de Maestro. El Maestro es el puente “H” que está en la parte inferior de la Figura 2.1, ya que justamente es el que tiene el mayor voltaje. El resto de los puentes “H” serán llamados Esclavos. El Maestro, además, es el que trabaja a menor frecuencia de conmutación, mientras que el Esclavo superior de la cadena presenta las características inversas, es decir, la mayor frecuencia de conmutación, pero el menor voltaje, lo que es una ventaja en este tipo de topologías.

25

Vac

27·Vdc

9·Vdc

3·Vdc

Vdc

Esclavo 2

Esclavo 3

Esclavo 1

Maestro

Figura 2.1: Inversor de tipo puentes “H” en cascada, de 4 etapas y 81 niveles (una fase).

La Figura 2.2 muestra las frecuencias de conmutación resultantes en cada uno de los cuatro puentes de una fase del inversor, para una salida de tensión sinusoidal con 81 escalones. Si las tensiones de la figura se suman, se obtendrá una forma de onda aproximadamente sinusoidal, con 40 escalones positivos, 40 negativos y un nivel cero Volts.

26

Figura 2.2: Frecuencias de conmutación de los 4 puentes en el inversor de 81 niveles.

Nótese en la figura 2.2 el escalonamiento de tensiones. La simulación muestra para el Maestro, un nivel máximo de alrededor de 60 Volts, para el Esclavo 1, de alrededor de 20 Volts, para el 2 en el entorno de 7 Volts y para el 1 de poco mas de 2 Volts, es decir se aprecia claramente el escalonamiento en potencia de 3 de las tensiones, en los cuatro puentes de la cascada. Con 81 niveles de voltaje, el inversor puede obtener una onda sinusoidal casi perfecta, como se aprecia en la Figura 2.3, en la que además se muestra el resultado con inversores de menor número de niveles.

27

11 Niveles

-150,00

-100,00

-50,00

0,00

50,00

100,00

150,00

0,00 0,01 0,01 0,02 0,02

31 Niveles

-150,00

-100,00

-50,00

0,00

50,00

100,00

150,00

0,00 0,01 0,01 0,02 0,02

3 Niveles

-150,00

-100,00

-50,00

0,00

50,00

100,00

150,00

0,00 0,01 0,01 0,02 0,02

81 Niveles

-150

-100

-50

0

50

100

150

0 0,005 0,01 0,015 0,02

21 Niveles

-150,00

-100,00

-50,00

0,00

50,00

100,00

150,00

0,00 0,01 0,01 0,02 0,02

T H D = 24,6 % T H D = 4,6 %

T H D = 1,1 %T H D = 1,9 %

T H D = 0,3 %

Figura 2.3: Comparación de ondas de salida de inversores de 3, 11, 21, 31 y 81 niveles.

28

De la figura 2.3 se puede constatar lo que se dijo en 1.1: que a mayor número de niveles, mejor es la forma de la onda y, por lo tanto, menor distorsión armónica, por lo que los 81 niveles sintetizados en el inversor construido son suficientes para mostrar las ventajas de esta topología. En la Figura 2.4, se aprecia la modulación de amplitud de un convertidor de 81 niveles obtenida mediante el apagado o encendido de cada uno de los cuatro puentes “H” que lo conforman. Las formas de onda de las frecuencias de conmutación mostradas en la Figura 2.2 correspondían a una modulación del 100%.

VAC [%]100 %

75 %

50 %

25 %

VAC [%]100 %

75 %

50 %

25 %

Figura 2.4: El efecto de la modulación por amplitud.

Otra configuración posible para un inversor de cuatro etapas y 81 niveles, es la que se muestra en la figura 2.5, en la que el uso de transformadores independientes con sus secundarios conectados en serie es presentada. La ventaja principal de esta configuración es que no requiere de fuentes independientes de tensión continua. Todos los puentes, incluyendo las tres fases, pueden ir conectados a una única fuente de alimentación continua Vdc.

29

a:27

Vdc

a:9

a:3

a:1

Vac

Figura 2.5: Esquema de un inversor con transformadores de salida.

Se observa en esta topología que el escalamiento en potencia de tres de los voltajes continuos de alimentación queda ahora transferido a la relación primario/secundario de los transformadores de cada uno de los puentes “H”. La diferencia principal con el sistema mostrado en la Figura 2.1 es que esta configuración es apta para sistemas de frecuencia fija (50 ó 60 Hz) por lo que se presta perfectamente para ser ocupada como rectificador de frente activo, compensador de reactivos o como filtro activo [1]. Detalles de esta configuración pueden ser encontrados en la referencia [12].

30

2.2. Características del Prototipo

Debido a la relación de potencia de tres entre los sucesivos voltajes de los cuatro puentes o etapas, el inversor multinivel construido ha maximizado la cantidad de niveles posibles, lográndose 81 niveles con sólo cuatro puentes “H” en cascada.

Debido a que el puente que maneja mayor voltaje, opera a frecuencias menores, y viceversa (figura 2.2), la distribución de potencia no es igual para todos los puentes. Más aún, la mayor parte de esta se la lleva el Maestro, razón por la cual lleva ese nombre. Para apreciar esta característica, la Figura 2.6 muestra las potencias de los distintos puentes para una carga puramente resistiva. La explicación de este fenómeno en la distribución de potencia se debe a que los esclavos modulan la tensión de tal forma que entregan y reciben potencia activa desde su fuente de tensión muchas veces en un período, lo que da como resultado potencias medias muy reducidas en los esclavos, las que incluso pueden llegar a ser negativas bajo ciertas condiciones de la carga (inductiva, negativa, etc.).

Figura 2.6: Distribución de potencias para una carga puramente resistiva (Cosϕ=1)

31

Como la potencia es tan desigualmente distribuida, se constata que las fuentes DC requeridas por los Esclavos resultan ser pequeñas. Esta característica permite pensar en el uso de fuentes de tensión para los Esclavos, alimentadas desde la misma fuente del Maestro (fuentes conmutadas DC-DC). No obstante, y como ya se ha mencionado, la potencia en los Esclavos fluye bidireccionalmente. Además, las fuentes de cada uno de los cuatro puentes “H” deben ser independientes, es decir, sin referencia común, pues lo que en principio se está haciendo con este inversor es sumar, restar o sacar cada una de estas fuentes para ir generando la corriente alterna escalonada. Por lo tanto, estas pequeñas fuentes DC-DC para alimentar los Esclavos desde el Maestro, deben ser bidireccionales y al mismo tiempo aisladas galvánicamente del Maestro y de los mismos Esclavos entre sí.

En el siguiente gráfico de la Figura 2.7 se pueden apreciar las potencias de cada uno de los puentes, para distintas frecuencias de operación de un motor de inducción. Del gráfico, y tal como se hizo ver anteriormente, se puede apreciar que existen circunstancias donde las fuentes absorben potencia en vez de entregarla (en el gráfico se aprecian como valores negativos). Es por esto que el uso de fuentes DC-DC bidireccionales, para alimentar a los Esclavos, es una exigencia ineludible. Además, como los Esclavos manejan potencias relativamente bajas en relación al Maestro, la utilización de estas fuentes no involucra nuevos componentes pesados y costosos. La Figura 2.8 muestra una fuente DC-DC bidireccional que puede ser usada para este propósito. Este diseño cumple con el otro requisito obligatorio de tener aislación galvánica (a través de un transformador de alta frecuencia), para mantener las referencias independientes.

Debido a que en este trabajo de memoria las fuentes que se diseñaron y construyeron no son bidireccionales, es necesario por ahora no operar el inversor donde las fuentes absorban potencia, es decir, con factores de potencia pequeños o con cargas que entreguen potencia hacia el lado de tensión continua. No obstante, en otro trabajo de memoria se está trabajando en estas fuentes bidireccionales para permitir al inversor operar con todas sus capacidades.

32

-5000

0

5000

10000

15000

20000

0 10 20 30 40 50 60 70 80 90 10

Frecuency (Hz)

Pow

er (W

atts

)

0

Total PowerMasterSlave 1Slave 2Slave 3

Figura 2.7: Distribución de potencias para distintitas frecuencias en un motor de inducción de 20 kW por fase.

Entrada DCdel Maestro

Salida DCpara Esclavo

a:1

Figura 2.8: Esquema de una fuente DC-DC bidireccional.

33

2.3. Control del Inversor

A pesar que este tema está fuera del alcance de esta memoria, se hará una pequeña explicación del control que se desarrolló para poner en funcionamiento el inversor. Para esto se programó un DSP (Digital Signal Processor) de Texas Instruments, modelo TMS320F241, el cual se encarga de generar las señales de encendido de los transistores en los puentes “H”, para sintetizar la onda sinusoidal deseada.

El control se basa en sacar una tabla predeterminada de 16 bits (uno para cada uno de los cuatro transistores de los cuatro puentes “H”), grabada en la memoria del DSP, por los puertos de salida de éste, a una frecuencia fija, dada por interrupciones de timer. Debido a que los puertos del DSP son de 8 bits, se tuvo que ocupar dos de estos para sintetizar la onda.

Como los puentes tienen tres estados (+Vdc, 0 y –Vdc) y están escalados en potencia de 3, la tabla grabada en la memoria fue diseñada tal como muestra la Tabla 2.1. Los valores de voltaje de salida que se observan en la tabla son porque se ha elegido para el Maestro una fuente de voltaje DC de 63 volts. De allí resulta el escalamiento de 63, 21, 7 y 2,33 volts. Los “peldaños” de la tensión resultante son iguales a la tensión más pequeña que corresponde al Esclavo 3, es decir, de 2,33 volts. También el valor 2,33 es el valor más pequeño de tensión que se puede generar después del cero. El valor máximo de tensión en la salida, es igual a la suma de las tensiones continuas de los cuatro puentes, es decir, 63+21+7+2,33=93,33 volts. El mismo valor mínimo negativo se alcanza cuando los cuatro puentes entregan las tensiones continuas invertidas hacia la carga. Con la configuración de tensiones en “base tres” (potencia de tres) implementada, cualquier valor de voltaje a la salida, entre 93,33 y -93,33 volts, con escalones de 2,33 volts puede ser generado. Por lo tanto, lo que hace el DSP es aproximar el valor análogo de una referencia al valor escalonado más cercano posible. Por ejemplo, si la referencia instantánea es 54%, este porcentaje corresponde a un valor de 93,33·0,54=50,4 volts. El escalón más cercano a este valor es el 51,33, que es igual a 63-21+7+2,33 y tiene una diferencia con la referencia de sólo 0,93 volts. Por lo tanto, el DSP generará una señal de salida instantánea en la que se ordena al Maestro generar 63 volts, al Esclavo 1 -21 volts, al Esclavo 2 7 volts y al Esclavo 3 2,33 volts.

34

Tabla 2.1: Tabla de estado de los puentes para obtener todos los voltajes.

Voltaje de Salida (V) Maestro Esclavo 1 Esclavo 2 Esclavo 3 0 0 0 0 0 2,33 0 0 0 1 4,66 0 0 1 -1 7 0 0 1 0 9,33 0 0 1 1 11,66 0 1 -1 -1 14 0 1 -1 0 16,33 0 1 -1 1 18,66 0 1 0 -1 21 0 1 0 0 . .

.

. . .

.

. . .

51,33 1 -1 1 1 · ·

· ·

· ·

· ·

· ·

93,33 1 1 1 1

En base a esta tabla, se construye a su vez, la tabla binaria del DSP para encender o apagar los semiconductores de cada puente “H”. La figura 2.9 muestra nuevamente uno de los cuatro puentes “H” de la cascada, en donde los semiconductores aparecen como S1, S2, S3 y S4. Para obtener una salida positiva en el puente respectivo, se deben cerrar sólo las válvulas S1 y S4; para obtener una salida cero, se deben cerrar S1 y S2 (ó S3 y S4) y para obtener una salida negativa se deben cerrar sólo las válvulas S2 y S3. En el ejemplo del párrafo anterior, el DSP ordenará al Maestro, al Esclavo 2 y al Esclavo 3 cerrar sus respectivas válvulas S1 y S4, en tanto que ordenará al Esclavo 1 a cerrar (o encender) sus válvulas (o transistores) S2 y S3.

35

Vdc

S1

S3

S2

S4

Vab

+

-

Figura 2.9: Esquema del Puente “H” usado.

El detalle del programa, realizado en lenguaje ASSEMBLER, se adjunta en el Anexo B de esta memoria.

2.4. Aplicaciones del Inversor Multinivel Construido

Filtros activos de potencia, rectificadores de corriente sinusoidales, accionadores de motores y compensadores de reactivos son algunas de las aplicaciones de los inversores multinivel. Sin embargo, el inversor fue diseñado específicamente para accionamientos trifásicos, sean estos con máquinas de inducción o síncronas.

Una posible configuración para este tipo de aplicación es la que se muestra a continuación (Figura 2.10)

36

Esclavo 3

Esclavo 2

Esclavo 1

Maestro

V3S3

V3S2

V3S1

V3M

Esclavo 3

Esclavo 2

Esclavo 1

Maestro

V2S3

V2S2

V2S1

V2M

Esclavo 3

Esclavo 2

Esclavo 1

Maestro

V1S3

V1S2

V1S1

V1M

Motor

Figura 2.10: Sistema para alimentar motores con fuentes independientes.

Como se puede apreciar, el sistema consta de tres inversores independientes, donde cada uno de los cuatro puentes “H” que forman una fase está alimentado por fuentes DC independientes. Debido a esta característica, las bobinas del motor usado pueden estar conectadas en estrella (neutro común) debido a la independencia de las tierras de los tres inversores. Sin embargo, esta configuración tiene un gran problema: la cantidad de fuentes DC independientes que se requieren. Ahora, si se contara con las fuentes DC-DC bidireccionales antes propuestas en la Figura 2.8, el sistema podría simplificarse y utilizar una sola fuente común de tensión continua como el mostrado en la figura 2.11.

37

Esclavo 3

Esclavo 2

Esclavo 1

Maestro

Esclavo 3

Esclavo 2

Esclavo 1

Maestro

Esclavo 3

Esclavo 2

Esclavo 1

Maestro

Motor

Fuente DC-DCBidireccional












Figura 2.11: Sistema para alimentar motores con fuentes DC-DC bidireccionales.

Efectivamente se puede apreciar que con esta configuración sólo es necesaria una fuente DC para todo el sistema, siendo reemplazadas todas las fuentes DC independientes de la Figura 2.10, por fuentes DC-DC bidireccionales, aisladas galvánicamente. Sin embargo, el uso de fuentes DC-DC bidireccionales en los Maestros no debe permitirse, pues como ya se ha visto, ellos manejan más del 80% de la potencia, lo que significaría construir enormes y costosas fuentes bidireccionales. Una forma de eliminar estas fuentes es utilizando motores con sus devanados trifásicos independientes, como se observa en la figura 2.12, lo que permite que los Maestros de las tres fases sean directamente alimentados de la misma fuente de tensión, sin necesidad de aislación galvánica.

38

Esclavo 3

Esclavo 2

Esclavo 1

Maestro

Esclavo 3

Esclavo 2

Esclavo 1

Maestro

Esclavo 3

Esclavo 2

Esclavo 1

Maestro

Motor










VMaster

Figura 2.12: Diagrama de un motor con bobinas independientes.

El sistema que se construyó en esta memoria, es capaz de utilizar cualquiera de las configuraciones anteriores. Actualmente, y provisoriamente, se tiene un sistema con fuentes DC fijas e independientes como el mostrado en 2.10, pero una vez que se construyan las fuentes bidireccionales se puede ocupar cualquiera de las configuraciones anteriores.

El próximo capítulo mostrará algunas simulaciones computacionales realizadas en un inversor de cuatro etapas y 81 niveles como el que se ha descrito en este capítulo. Allí se podrán apreciar las virtudes que posee este tipo de topología frente a otras más convencionales.

39

III. SIMULACIONES DEL INVERSOR CONSTRUIDO

En este capitulo, se presentan algunas simulaciones de la topología propuesta. Estas simulaciones fueron obtenidas usando el programa PSIM (Power Electronics Simulator), el cual presenta ventajas de velocidad de procesamiento en relación al PSpice y también mayor número de componentes especializados [13].

En la sección 2.1 de esta memoria, se habló sobre la modulación de voltaje de los inversores multinivel. También se mostró la modulación de voltaje de cada uno de los cuatro puentes “H”, en la que se observaba el escalamiento en potencia de 3 de las tensiones. Estos voltajes se muestran nuevamente en la Figura 3.1 con el objeto de apreciar, en la Figura 3.2, cómo la suma de estos cuatro oscilogramas genera la tensión sinusoidal escalonada.

Figura 3.1: Modulación de voltaje de los cuatro puentes “H” del inversor multinivel.

40

Figura 3.2: Formación de la onda de voltaje alterna del inversor de 81 niveles.

La figura 3.2(a) muestra la salida del inversor si sólo fuese formada por la fuente DC del Esclavo 3. Si a esa onda, se le suma el voltaje de salida del Esclavo 2 (característica de la configuración puentes “H” en cascada), se obtiene la figura 3.2(b). Ahora, si a la onda de la figura 3.2(b) se le suma la salida de voltaje del Esclavo 1, se obtiene la forma de onda de la figura 3.2(c). Por último, si a esa onda

41

se le suma el voltaje del Maestro se obtiene la onda sinusoidal que se muestra en 3.2(d).

Las corrientes en el lado de la fuente DC de cada uno de los puentes “H” se muestran en la figura 3.3, donde se comparan las corrientes para una carga puramente resistiva con las corrientes de una carga R-L (f.p.=0,11). Hay que destacar que los sistemas que se comparan, tienen el mismo valor de potencia activa.

Figura 3.3: Corrientes de los puentes “H” para una carga (a) resistiva e (b) inductiva.

La potencia de cada uno de los puentes “H”, tiene la misma forma de onda que la figura 3.3 con la diferencia que cada una de las corrientes está amplificada por un valor constante, que corresponde al valor de la fuente de alimentación DC del puente respectivo. Se puede demostrar que las potencias de los puentes “H” cambian de forma con la carga, pero los porcentajes de participación de cada puente sobre la potencia total no. El puente Maestro coopera con casi el 81%, el

42

Esclavo 1 con casi el 16%, el Esclavo 2 con menos del 3% y el Esclavo 3 con menos del 0,5%.

La forma de la corriente resultante para cada caso de la Figura 3.3 se puede apreciar en la figura 3.4.

Figura 3.4: Corrientes de salida del inversor para una carga (a) resistiva e (b) inductiva.

A pesar de que el intervalo de graficado es el mismo, se puede apreciar que hay diferencias esperadas entre las corrientes: 1) el retraso de fase que presenta la corriente inductiva y 2) el alisamiento de la corriente en el segundo caso por efecto de filtrado de la carga inductiva.

Para ver las ventajas del inversor construido en relación a técnicas más convencionales, se realizó una comparación bajo las mismas características, entre un

43

inversor monofásico PWM y una fase del inversor de 81 niveles construido. Ambos diagramas de simulación generados para el PSIM se muestran en la Figura 3.5.

Figura 3.5: Diagrama en PSIM de los inversores usados para las simulaciones.

La Figura 3.6 presenta una comparación entre los voltajes de salida de ambos inversores. La curva de voltaje de color rojo, corresponde al inversor PWM y la azul al inversor Multinivel.

Se puede apreciar claramente que no hay ninguna comparación posible en cuanto a calidad, entre la onda del inversor PWM y la del inversor multinivel. Además, mirando la forma del voltaje de salida del inversor PWM, se puede concluir que las frecuencias de conmutación de los semiconductores son mucho mayores en esta topología. El PWM se ve prácticamente como una gran mancha roja en la figura, lo que puede compararse con la baja conmutación apreciada para cualquiera de los puentes “H” del multinivel en la Figura 3.1. Es por esta razón que las pérdidas por conmutación resultan menores en el inversor multinivel.

44

Figura 3.6: Voltajes de Salida de los Inversores; en rojo: PWM; en azul 81 niveles.

A continuación, en la Figura 3.7, se comparan las corrientes para una carga R-L del inversor PWM y del inversor Multinivel. En ambos casos la carga R-L es la misma. Se aprecia una obvia diferencia en la calidad de la corriente generada por el inversor de 81 niveles, la cual aparece a la vista como una sinusoide perfecta. Además, las simulaciones muestran que el número de niveles elegido es más que suficiente para lograr corrientes casi exentas de contenido armónico, por lo que agregar un quinto puente a la cascada (para generar 243 niveles) no tendría ningún sentido práctico. Por lo tanto, tal complejidad adicional no se justificaría. Con este tipo de corriente, se elimina el torque pulsante de un motor, mejorando su eficiencia y evitando su desgaste. En la simulación, el inversor PWM trabaja con una frecuencia de la onda portadora de 10 kHz.

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Figura 3.7: Corrientes de Salida de los Inversores PWM (arriba) y Multinivel (abajo).

A continuación se presentan algunas simulaciones del inversor multinivel aplicado a un motor de 3kW. Su circuito equivalente por fase se muestra en la Figura 3.8. El motor opera con un deslizamiento de 0,034, definido a la frecuencia de 50 Hz. En la figura 3.9 se muestran las formas de onda de voltaje, corriente y potencia para una fase del motor. Los resultados son tan buenos que casi parecen obtenidos desde una alimentación sinusoidal convencional.

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Figura 3.8: Modelo del motor de inducción utilizado para las simulaciones.

Figura 3.9: Formas de onda generadas por el inversor multinivel: a) voltaje y corriente del motor de inducción, b) potencia del motor en una fase.

47

Las mismas ondas de la Figura 3.9 pueden ahora graficarse para el inversor PWM, donde se obtienen las mostradas en la Figura 3.10.

a)

b)

Voltaje

Corriente

Figura 3.10: Formas de onda generadas por el Inversor PWM: a) voltaje y corriente del motor de inducción, b) potencia del motor en una fase.

Se puede apreciar con claridad la diferencia en calidad de las ondas entre ambos inversores. Por lo tanto, luego de estas comparaciones se puede ver la gran ventaja de las formas de onda de la corriente y el voltaje del inversor multinivel versus un típico inversor PWM, y se puede entender por qué es tan atractivo este tipo de topología.

En el capítulo siguiente se describirán los detalles del diseño y construcción del prototipo de 81 niveles ya explicado.

48

IV. DISEÑO Y CONSTRUCCIÓN DEL PROTOTIPO

4.1. Introducción

En este capitulo se describe la forma en que se llevó a cabo la construcción del prototipo: un inversor de 4 etapas y 81 niveles. El trabajo se dividió principalmente en cuatro actividades: i) el diseño y construcción del circuito de potencia, ii) el diseño y construcción de la tarjeta de control del circuito de potencia, iii) el diseño y construcción de las fuentes DC para los Esclavos y iv) el diseño y construcción de la base y distribución de componentes. Todo esto se muestra en el diagrama de la Figura 4.1.

Diseño yConstrucción de unInversor Multinivel

Construcción delDisipador

Construcción delInversor

Construcción de lasFuentes DC

Instalacion en Basey Conexiones

Figura 4.1: Diagrama de las Actividades Realizadas.

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4.1.1. Elección de Semiconductores y Circuito de Disparo

Dada la escasez de recursos económicos del proyecto y debido a que se quiere diseñar un inversor trifásico de cuatro etapas, las válvulas MOSFET requeridas para el inversor, deberán ser de bajo costo y fácil adquisición en el mercado nacional. De este modo se podrá contar con repuestos de rápido acceso en caso de ser necesario. Por estas razones, los semiconductores seleccionados fueron: el transistor MOSFET de potencia IRF540 (100 V – 28 A) para los puentes Esclavos, y el MOSFET IRFP250 (200 V – 33 A) para el puente Maestro. Con estos componentes, el inversor puede trabajar con una tensión máxima definida por los MOSFETS utilizados en el puente principal, es decir, 200 Volts. Ello define una tensión nominal de trabajo de este puente de unos 90 Volts para tener un margen de seguridad adecuado. Sin embargo, se utilizó provisoriamente un voltaje de 63 Volts en el Maestro pensando en la posibilidad de utilizar como fuente de alimentación un banco de ultracapacitores de 63 Volts de tensión nominal existente en el laboratorio, para experimentos de frenado generativo. La tabla 4.1 muestra los valores actuales y los definitivos a los que el inversor podrá trabajar dadas las capacidades de los semiconductores del sistema.

Tabla 4.1: Voltajes, Corriente continua media, y Potencias Aparentes de cada puente.

Voltaje (V) Corriente (A) Potencia (VA) Puente Actual Definitivo Lado C.C. Actual Definitiva

Esclavo 3 2,33 3,33 3 7 10 Esclavo 2 7 10 6 42 60 Esclavo 1 21 30 10 210 300 Maestro 63 90 16 1008 1440 Total 93,33 133,33 1.267 1.810

Por lo tanto, el inversor tiene ahora una capacidad de 3,8 kVA, lo que permite controlar motores de hasta 3 kW a cosϕ=0,8. Una vez completadas las diferentes etapas de su implementación, y con las fuentes bidireccionales definitivas, podrá controlar motores de hasta 4,5 kW operando a cosϕ=0,82.

50

4.1.2. Características Técnicas del Prototipo

Los transistores MOSFET de potencia mencionados en la sección anterior son los que definieron la capacidad en VA del inversor multinivel. Como estos transistores deben disipar potencia, es necesario instalarlos sobre elementos disipadores de calor. Estos elementos son generalmente de muy alto costo, por lo que era necesario buscar alternativas económicas. Esta razón llevó a pensar en la posibilidad de utilizar perfiles de aluminio de tipo estándar, como aquellos utilizados en marcos de puertas o ventanas, y adaptarlos como disipadores. Buscando un perfil adecuado para tal efecto, se llegó a uno de sección rectangular de 7,5 cm. x 2,5 cm.

Cada una de las tres fases del inversor de cuatro etapas está compuesta de ocho rectángulos de aluminio como el descrito, de 20 cm. x 7,5 cm. x 2,5 cm. (Fig. 4.2). Estos perfiles, están unidos mediante separadores aislantes de madera de 3 cm. x 3 cm. para mantenerlos eléctricamente separados. Sobre cada disipador se fueron montando los transistores MOSFET según se explicará más adelante.

Figura 4.2: Perfil de sección rectangular usado como disipador.

51

Como se mencionó anteriormente, para este proyecto se eligieron dos tipos de MOSFET, el IRFP250 y el IRF540. A su vez, para controlar su encendido y apagado se eligió un circuito de compuerta que permite manejar dos transistores de una misma rama del puente “H” simultáneamente: el chip IR2113. A continuación se detallan aspectos técnicos de los MOSFET y del controlador de compuerta mencionado.

1. IRFP250: El inversor utiliza un total de doce de estas válvulas, cuatro para cada uno de los tres puentes “H” Maestro de cada fase. Las características principales de este semiconductor son:

• 33 Amperes

• 200 Volts

• Máxima disipación de Potencia: 180 W

• Temperatura de Operación (Tj): desde -55 a 150 °C

• Retardo de encendido: 18 nS

• Retardo de apagado: 70 nS

• Encapsulado: TO-247

2. IRF540: Los tres puentes “H” Esclavos de cada una de las tres fases utilizan este mismo semiconductor. Esto da un total de treinta y seis de estos semiconductores, cuyas características principales son:

• 28 Amperes

• 100 Volts

• Máxima disipación de Potencia: 120 W

• Temperatura de Operación (Tj): desde -55 a 175 °C



• Encapsulado: TO-220

52

3. IR2113: Los transistores necesitan de circuitos de disparo para poder ser controlados. Específicamente, los MOSFETS necesitan un voltaje VGS entre la Compuerta (Gate) y el Surtidor (Source), de entre 10 y 20 Volts para un pleno encendido. Los dispositivos diseñados para tal efecto son los controladores de compuerta, más conocidos por su nombre inglés de “drivers”. Para este proyecto se ocuparán veinticuatro drivers IR2113, ocho para cada fase. Las características principales de este chip son:

• Rango de Voltaje bus DC: -0,3 a 625 Volts.

• Rango de Voltaje para Gate: -0,3 a 25 Volts.

• Máxima disipación de Potencia: 1,6 W

• Temperatura de Juntura Máxima (Tj): 150 °C



4.2. Diseño Térmico Circuito de Potencia

Para evitar la destrucción del semiconductor, es imprescindible que nunca se sobrepase la temperatura de juntura máxima especificada por el fabricante (125 ºC para el IRFP250 y 150 ºC para el IRF540). Así, para asegurar un funcionamiento correcto y sin interrupciones se debe resguardar que, bajo condiciones normales de operación, la temperatura de juntura nunca llegue a 125 ºC.

4.2.1. Diseño Térmico del Disipador

El modelo de temperaturas se confecciona con las resistencias térmicas especificadas por el fabricante, la resistencia térmica del disipador y la temperatura ambiente. Para el aparato en cuestión se confeccionó el modelo que se muestra en la figura 4.3.

53

PDIS

RJC RCD RDA

TA

TJ TC TD

Figura 4.3: Modelo térmico.

En el modelo, PDIS representa la potencia de pérdida disipada por el MOSFET. A su vez, RJC representa la resistencia térmica entre la juntura del MOSFET y la carcasa del aparato, RCD la resistencia térmica entre la carcasa del aparato y el disipador de calor y RDA la resistencia térmica entre el disipador y el ambiente (disipador de aluminio propiamente tal). Por su parte, TJ representa la temperatura de la juntura del MOSFET, TC la temperatura de la carcasa, TD la temperatura del disipador y TA la temperatura ambiente.

Las temperaturas de la carcasa y de las junturas del MOSFET se calculan en función de las resistencias térmicas y la potencia de pérdida. Estas temperaturas se determinan en forma simbólica en las ecuaciones 4.1 y 4.2.

( ) disDACDAC PRRTT ⋅++= (4.1)

( disJCDACDAJ PRRRTT )⋅+++= (4.2)

Por otro lado, la potencia disipada total es igual a la potencia disipada por conducción y la potencia disipada en el diodo (Ecuación 4.3). Según los datos técnicos (Data Sheet) que se acompañan en el Anexo F, y asumiendo una potencia media de 1.000 W para el Maestro (puente de mayor potencia), con las fuentes provisorias actuales, se desprende un valor de potencia de pérdidas de 24 W.

54

( ), ( )

[ · ·( _ ) ( )· ],[ · ]24

DIS DIS DIS

DIS DS D ON OFF D D

DIS

P Max P Conduc P Diodo

P Max V I Duty Cycle E E f V IP W

=

= + +

=

(4.3)

De la potencia disipada y las ecuaciones anteriores se puede concluir que la resistencia térmica entre el disipador de calor y el ambiente debe ser menor que 3,3 ºC/W, para poder mantener todas las temperaturas dentro de los niveles establecidos por el fabricante (Anexo M).

4.2.2. Diseño y Construcción del Disipador

Durante la operación de los semiconductores de potencia siempre se producen pérdidas en la conmutación y conducción. Estas pérdidas se materializan como calor eliminado desde las junturas del semiconductor hacia el ambiente. Si el calor no encuentra una ruta expedita para transitar hacia el ambiente, la temperatura del semiconductor se elevará, pudiendo incluso destruirse por este motivo.

Debido a que este proyecto es un prototipo, y debido a su bajo costo, el material elegido como disipador fue el ya mencionado perfil de aluminio de 20 cm. x 7,5 cm. x 2,5 cm.

Lo primero que se tuvo que tener en cuenta, según diseño, fue que cada puente tiene dos MOSFETS con Drenador común y dos con Surtidor común (Figura 4.4). Como la carcasa de cada MOSFET está eléctricamente conectada el Drenador, se optó por dejar un perfil completo para los MOSFET con Drenador común, seguido por un perfil cortado por la mitad para los MOSFET con Surtidor común, unidos entre sí con separadores aislantes de madera para evitar cortocircuitos.

55

VoutVDC

S1

Drenador Común

Surtidor Común

S2

S4S3

Disipadores

Figura 4.4: Diseño de uno de los Puentes “H”.

Debido a que los perfiles de aluminio son conductores eléctricos, se aprovecha esta característica para utilizarlos como parte del circuito de potencia y conectar los puentes en cascada. La figura 4.5 muestra un esquema de estas conexiones y la figura 4.6 muestra una fotografía del paquete de disipadores para una fase, ya terminado.

+2,33V

+7V

+21V

+63V

+

+

+

+

-

-

-

-

Figura 4.5: Esquema de conexiones entre disipadores de una fase.

56

Figura 4.6: Fotografía del sistema disipador terminado, para una fase.

Los detalles del diseño del disipador y del por qué de las conexiones entre los disipadores, se encuentran en el Anexo P.

4.3. Diseño y Construcción de la Tarjeta del Inversor

Para el desarrollo de esta tarjeta se ocupó el programa “TraxMaker 2000”, un programa especializado en el diseño de circuitos impresos. Luego de la elección de este software, el siguiente paso fue analizar y buscar las componentes necesarias que cumplieran con los requisitos de diseño.

Se sabe que cada fase del inversor consta de cuatro puentes “H” conectados en serie. A su vez, cada puente “H” está formado por dos circuitos de disparo, uno para controlar S1 y S3 y el otro para controlar S2 y S4. Lo anteriormente expuesto se ilustra en la Figura 4.7.

57

S1 S2

S4S3

Vdc

Circuitode

Disparoo

“Driver”

Circuitode

Disparoo

“Driver”

VOUT

Figura 4.7: Esquema de un puente “H” con sus circuitos de disparo.

Como ya se ha mencionado, el “Circuito de Disparo”, o “Driver”, se ha implementado utilizando el circuito integrado IR2113, de International Rectifier, tal como muestra la Figura 4.8. Estos “drivers” tienen una notable característica, pues pueden alimentar dos MOSFETs o dos IGBTs de una misma pierna o fase, desde una referencia común. El IR2113 permite al par de MOSFETs (o IGBTs) trabajar con tensiones de alimentación continua de hasta 600Vdc. No obstante, como la configuración especial de puentes “H” en cascada del inversor multinivel utiliza fuentes de tensión continua aisladas entre sí, se requiere en este caso de aislamiento galvánico.

Figura 4.8: Configuración del “driver” IR2113 para dos transistores.

58

Debido a lo anterior, hubo que agregar al circuito driver, un sistema de aislamiento mediante optocuplas. Así se llega a un sistema para los drivers, con tierras independientes entre el control y los MOSFETs, tal como se muestra en la Figura 4.9. Esta aislación óptica se realiza con la optocupla digital modelo 6N137

Optocupla6N137

Optocupla6N137

680

680

10k

10k

5V

5V

DriverIR-2113

10k

15V

10u

10u

0.1u

0.1u

47p

150p

150p

Vcc

Control MOSFETSuperior

Control MOSFETInferior

1000 -1500 uF

Figura 4.9: Circuito de Disparo con aislamiento mediante optocuplas.

Una vez definido el circuito de la Figura 4.9, se hizo el diseño del circuito impreso con ayuda del mencionado programa “TraxMaker 2000”. La tarjeta de disparo desarrollada para una sola pierna del puente “H” se muestra en la Figura 4.10.

59

Figura 4.10: Tarjeta de disparo para un par de MOSFETs.

Para quienes no estén familiarizados con el programa TraxMaker, se dará una breve reseña:

• Línea Roja: Línea que pasa por la cara frontal de la tarjeta.

• Línea Azul: Línea que pasa por la cara posterior de la tarjeta.

• Línea Negra: Texto que estará impreso en la cara frontal de la tarjeta.

• Círculos Café: Pad o argollas de metal que conectan un lado de la tarjeta con otro.

Las líneas más gruesas son obviamente para corrientes fuertes del circuito de potencia. En este caso, ellas están reforzadas con un conductor soldado sobre ellas para asegurar una buena conductividad eléctrica.

Ahora, para cada puente “H” se necesitan dos tarjetas impresas como la mostrada en la figura 4.10. Por lo tanto, para una fase de cuatro etapas, se necesitan ocho de estas tarjetas. La tarjeta completa para una fase del inversor se presenta en la figura 4.11:

60

Figura 4.11: Tarjeta de disparo para una Fase.

Para apreciar como quedó el disipador con su respectiva tarjeta de disparo sobre él, se presenta la fotografía de la Figura 4.12:

61

Figura 4.12: Foto de la Tarjeta de disparo ya instalada en el Disipador de Potencia

Las componentes utilizadas para la construcción de las tarjetas, se describen en el Anexo A.

4.4. Diseño y Construcción de las Fuentes DC de los Esclavos

Como ya se destacó en el capítulo anterior, una de las desventajas de las topologías multinivel de puentes “H” en cascada, es el uso de fuentes DC independientes para el Maestro y para cada Esclavo. Afortunadamente, en el capítulo anterior quedó de manifiesto que las fuentes de poder que alimentan los Esclavos pueden construirse tomado potencia del Maestro, pero manteniendo la bidireccionalidad y aislación galvánica. Además, la tarjeta “driver” ya especificada, necesita fuentes adicionales de 5 y 15 Volts para alimentar el circuito de disparo, cada una referida a la tierra del voltaje de entrada correspondiente a cada puente.

62

Como se mencionó en el capítulo anterior, la implementación de fuentes bidireccionales para los Esclavos implica un trabajo extra que quedó fuera de los alcances de esta memoria, por lo que se diseñó un sistema provisorio transformador/rectificador/regulador para alimentar los Esclavos y también para crear las fuentes de 5 y 15 Volts.

Este diseño de las fuentes DC de los Esclavos se dividió en dos partes: el diseño y construcción de las fuentes en sí, y el diseño térmico de cada regulador. A continuación se explicarán ambas divisiones por separado.

4.4.1. Diseño y Construcción de las Fuentes

Como se dijo anteriormente, debido a que la cantidad de fuentes independientes necesarias para esta topología, es excesivamente grande, fue necesario hacer fuentes independientes para los Esclavos y para los 5 y 15 Volts necesarios del circuito de disparo.

De acuerdo con los voltajes elegidos para este diseño preliminar del puente multinivel, los reguladores elegidos para tales efectos se resumen en la Tabla 4.2:

Tabla 4.2: Características de los reguladores usados.

Aplicación Voltaje (V)

Regulador Rango de Voltaje (V)

Corriente Máxima(A)

Esclavo 3 2,333 LM 317 1,2 - 37 1,5 Esclavo 2 7 LM 338 1,2 - 32 5 Esclavo 1 21 LM 338 1,2 - 32 5 Driver 1 5 LM 7805 5 1 Driver 2 15 LM 7815 15 1

En el Anexo C de esta memoria, se detalla el diseño de los sistemas transformador/regulador para cada fuente.

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Como se dijo anteriormente, el sistema de fuentes DC provisorias, consta de un regulador para el Esclavo y sus respectivas alimentaciones para el circuito de disparo. Así, el sistema diseñado queda como muestra la Figura 4.13:

AC 1

Regulador

AC 2

AlimentaciónEsclavos

Alimentación circuitosdel Driver

Regulador

Regulador

2,33; 7 ó21 VDC

15 VDC

5 VDC

Figura 4.13: Esquema de las Fuentes DC para cada Esclavo.

Lo que se construyó entonces, fue un circuito impreso con tres de las fuentes mostradas anteriormente, para los tres Esclavos, incluyendo además las fuentes de 5 y 15 Volts para el Maestro. Esta tarjeta de circuito impreso se muestra en las Figuras 4.14 y 4.15.

64

Figura 4.14: Tarjeta de las fuentes DC.

Figura 4.15: Fotografía de la tarjeta de las fuentes antes de ser armada.

65

Por su parte, la Figura 4.16 muestra una fotografía de la tarjeta ya terminada. Se pueden apreciar los reguladores montados en sus respectivos disipadores y al lado izquierdo de la foto, las conexiones para las diferentes entradas de corriente alterna aisladas galvánicamente y provenientes de transformadores independientes.

Figura 4.16: Fotografía de la tarjeta de las fuentes ya terminada.

Estas tarjetas fueron ubicadas en la parte posterior de los disipadores (paralela a la tarjeta inversora) aisladas galvánicamente del disipador, mediante unos soportes plásticos, para no provocar cortocircuitos.

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4.4.2. Diseño Térmico de las Fuentes

Análogamente a la sección 4.2 de esta memoria, se obtuvo el diseño térmico del sistema de fuentes provisorias para asegurarse que todas las temperaturas de los componentes utilizados estén dentro de los rangos que permite el fabricante.

La siguiente tabla resume el estudio térmico (Tabla 4.3) y los detalles de estos cálculos pueden ser encontrados en el Anexo M.

Tabla 4.3: Diseño térmico de los reguladores.

Aplicación Regulador Potencia Media (W)

Potencia Disipada (W)

Resistencia Térmica (ºC/W)

Esclavo 3 LM 317 9,3 6,9 6,7 Esclavo 2 LM 338 42,5 6,6 10,2 Esclavo 1 LM 338 114.8 28,7 1,5

Driver LM 7805 1,2 0,8 89,55 Driver LM 7815 3,7 0,7 109,43

4.5. Distribución de Componentes

La distribución de los componentes se realizó pensando en un uso óptimo del espacio, resguardando las distancias necesarias para los componentes de potencia.

En la figura 4.17 se puede apreciar una fotografía de la distribución elegida de los componentes, la que luego se concretó en la construcción del inversor.

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Tarjetas dedisparo

Paquete deTransformadoresque alimentan las

fuentes DC dedrivers y Esclavos

Entrada220V

TarjetasFuentes DC

Fase “c”

Fase “b”

Fase “a”

Disipadoresde perfilesde aluminio

Figura 4.17: Vista en planta del prototipo completo.

Detalles sobre la distribución de las componentes y sobre las conexiones necesarias para el funcionamiento del inversor pueden ser encontrados en el Anexo O de esta memoria. Algunas fotografías del sistema ya montado y armado pueden ser observadas en las Figuras 4.18, 4.19 y 4.20:

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Figura 4.18: Fotografía del Sistema Completo.

En la Figura 4.18 se aprecia el inversor de cuatro etapas y 81 niveles completamente terminado. Se observan claramente los bloques disipadores al lado derecho, y el paquete de transformadores de fuente al lado izquierdo. Estos transformadores son de tipo provisorio y su función actual es permitir la alimentación con aislación galvánica de los tres Esclavos de cada fase y de las fuentes “driver”. Más adelante desaparecerán para dejar lugar a las fuentes DC-DC bidireccionales que se alimentarán desde el Maestro para suplir a cada Esclavo. Al frente del inversor se aprecian las salidas de tensión alterna de cada fase, separadas. Esto permite conectar la carga (motor) con sus tres fases aisladas e independientes, con el objeto de utilizar una sola fuente de alimentación continua para los tres Maestros.

69

Figura 4.19: Fotografía del Sistema Completo desde distintas Vistas.

La Figura 4.19 muestra algunos otros detalles del inversor completo, en los que se pueden apreciar nuevamente los transformadores y los terminales de potencia. En la primera fotografía se muestran nuevamente dos de las tres fases de salida del inversor trifásico. En la segunda (arriba a la derecha), se muestran las entradas de alimentación continua a los Maestros, las que son independientes. En este caso se alcanzan a observar dos de las tres alimentaciones. Cabe recordar que la intención es alimentar los tres Maestros con una sola fuente, por lo que estas tres entradas serán conectadas en paralelo, lo que obligará a utilizar máquinas con sus devanados independientes como se mencionó en el párrafo anterior. Los Esclavos no tienen entradas de alimentación pues cabe recordar que ellos están siendo alimentados actualmente por fuentes de poder unidireccionales que se suplen de los transformadores ya aludidos. Como ya se mencionó, las fuentes DC-DC bidireccionales ocuparán el lugar que actualmente utilizan los transformadores.

70

Figura 4.20: Fotografías del Inversor instalado en su estructura definitiva.

La Figura 4.20 muestra el inversor instalado en una estructura especialmente diseñada para ser acoplado con otro inversor multinivel de 4 etapas y 81 niveles con transformadores de salida, diseñado por el memorista Alberto Bretón [12], con el fin de implementar un sistema integrado AC-AC. Este sistema trabajará de la siguiente manera: el inversor multinivel con trasformadores de salida será conectado a la red alterna y trabajará como rectificador de corriente sinusoidal, el cual no ensucia la red como lo hace un rectificador de onda completa convencional. La salida continua del proceso anterior en cuestión, servirá como entrada DC común para los tres Maestros del inversor multinivel construido en esta memoria, entregando, gracias al control, una onda de voltaje alterna de frecuencia variable que será utilizada en el control de motores de corriente alterna, con sus devanados independientes. Como se dijo anteriormente, la característica del inversor con transformadores de salida es que trabaja a frecuencia fija (debido a los

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transformadores), por lo que no puede ser usado en la etapa de inversión del sistema AC-AC, mientras que el inversor construido en esta memoria no tiene ese tipo de limitaciones. Este sistema puede operar en los cuatro cuadrantes de P y Q.

En el próximo capítulo se mostrarán algunos resultados experimentales obtenidos con el prototipo construido, en los cuales podrá apreciarse la calidad de la operación de estos convertidores.

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V. RESULTADOS EXPERIMENTALES

5.1. Introducción

En este Capítulo, se mostrarán algunos resultados obtenidos con el prototipo implementado. Estos resultados son preliminares, pues el sistema de control para operar las tres fases simultáneamente, el cual corresponde a otro trabajo de Memoria de Titulación, no alcanzó a estar terminado. Por esta razón, hubo que probar las tres fases independientemente, utilizando un sistema de control provisorio, ya descrito en el Capitulo 2.3, el cual sólo permite controlar una fase a la vez. Todos los detalles en relación a este control, basado en tecnología DSP, están explicados con mayor detalle en el Anexo B de esta memoria.

5.2. Tensiones de salida del inversor de 81 niveles

En la Figura 5.1 se presenta la onda de voltaje sintetizada por el inversor de 81 niveles, en tanto que en la Figura 5.2 se muestra en más detalle un semiciclo positivo de la onda de voltaje obtenida, donde se pueden apreciar los peldaños de tensión de la onda escalonada. La sinusoide obtenida es claramente muy limpia.

Figura 5.1: Voltaje de salida escalonado del inversor

73

Figura 5.2: Semiciclo positivo del Voltaje de Salida.

74

Los pequeños errores de las curvas anteriores (pequeños peaks en los escalones) son producto de un mal manejo de los tiempos muertos en el control. Estos peaks se producen debido a que dos o más puentes “H” no generan su voltaje de salida simultáneamente, produciendo salidas de voltajes mayores (o menores) a las deseadas por un periodo de tiempo muy pequeño.

La Figura 5.3 muestra en mayor detalle aún, los escalones de tensión que va generando el inversor de 81 niveles. Puede notarse la excelente calidad de los peldaños de tensión que se producen para formar la onda sinusoidal mostrada en las figuras anteriores. Cada peldaño debe tener la misma altura y de ello depende el perfecto escalonamiento en potencia de tres que deben tener las tensiones de cada uno de los cuatro puentes del inversor.

Figura 5.3: Detalle de los peldaños de la onda de voltaje alterna de salida.

75

5.3. Corrientes de salida del inversor de 81 niveles.

Teniendo en consideración la limitante indicada en la sección 5.1 (Introducción), cada fase del inversor de cuatro etapas y 81 niveles fue probada separadamente. Para las pruebas de corriente se utilizó una carga monofásica R-L, implementada con dos inductancias no acopladas conectadas en serie existentes en el laboratorio. Las características de la carga utilizada se muestran en la Tabla 5.1.

Tabla 5.1: Resumen de las bobinas empleadas en las pruebas

Bobina L [mH] X[Ω] RTOTAL [Ω] ZTOTAL [Ω] Bobina 1 65,32 20,52 Bobina 2 65,20 20,48

Bobina 1 + Bobina 2 130,52 41,0 67,7 79,15∠31,2°

Las pruebas fueron hechas al voltaje máximo que puede generar el inversor de acuerdo a las fuentes escaladas de alimentación que, como ya se sabe es de 93,33 volts de cresta. La frecuencia de operación se fijó en 50 Hz lo que, con la carga R-L antes mencionada, da el valor de impedancia ZTOTAL mostrado en la Tabla 5.1. La Figura 5.4 muestra el resultado de esta prueba experimental, la que puede compararse con una simulación realizada en las mismas condiciones, mostrada en la Figura 5.5.

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Corriente (0,5 [A/div])

Voltaje (50 [V/div])

Voltaje (50 [V/div])

Figura 5.4: Corriente y Voltaje de la carga R-L antes descrita.

Corriente (0,5 [A/div])

2 [ms/div]

Figura 5.5: Simulaciones de Corriente y Voltaje de la carga R-L antes descrita.

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Se puede apreciar que las curvas de voltaje y corriente obtenidas en la prueba práctica y en la simulación, son de características similares, lo que nos demuestra la veracidad de las simulaciones realizadas en esta memoria.

La Figura 5.6 muestra, aunque no a la misma escala, una comparación cualitativa entre los voltajes y corrientes generados en un inversor PWM, y los generados por el inversor trifásico de 81 niveles desarrollado en esta memoria. Obviamente que no hay punto de comparación, pues las ondas que genera el multinivel están muchísimo más cerca de las ondas producidas por generadores sinusoidales. Con esta comparación, no cabe duda que la tecnología multinivel representa un gran salto en el perfeccionamiento de los inversores estáticos, no sólo para el control de máquinas eléctricas, como es el caso del inversor fabricado y mostrado en esta memoria, sino también para toda aplicación en la que se requiera generar ondas, sinusoidales o de otro tipo, muy limpias.

Figura 5.6: Comparación cualitativa entre tecnología PWM y multinivel (81 niveles).

78

En el próximo capítulo se darán las conclusiones finales a este trabajo de Memoria y se presentarán algunas ideas en relación a posibles trabajos futuros que pueden llevarse a cabo con el inversor de 81 niveles desarrollado.

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VI. CONCLUSIONES Y TRABAJO FUTURO

El desarrollo de tecnología en Chile no es una práctica entre las empresas, lo que nos condena siempre a ser compradores de tecnología extranjera, por lo que esta memoria representaba un beneficio muy grande: realizar un proyecto concreto y con tecnología de punta, demostrando que se pueden realizar proyectos interesantes que representen un aporte a la sociedad y al país en general, sin tener una visión de retorno de beneficios a corto plazo.

En esta memoria se diseñó y construyó un inversor de potencia trifásico, de cuatro etapas y ochenta y un niveles, basado en la configuración de puentes “H” en serie. Su aplicación está orientada al uso y control de motores eléctricos trifásicos. El diseño de este Inversor permitió construir un equipo de potencia compacto y robusto. Dentro del Inversor, se cuenta con cuatro puentes “H” conectados en serie, que son los responsables, junto al control, de formar la onda de voltaje alterno de salida. Aunque no era parte de esta Memoria, se diseñó y programó un software de disparo para poder controlar los puentes “H”. También se diseñaron fuentes de tensión continua para alimentar los puentes Esclavos.

Los resultados de las pruebas fueron satisfactorios en todo sentido. Las fuentes DC de los Esclavos funcionaron correcta y eficientemente, entregando ondas suficientemente planas como para no echar a perder el escalonamiento de la onda de voltaje alterno a la salida del inversor. Más importante aún fue que se obtuvo una onda de voltaje similar a las simulaciones propuestas en el capítulo III, con mínima distorsión armónica, tanto para el voltaje como para la corriente del inversor. De hecho, se puede apreciar claramente el efecto que tienen los escalones sobre la onda de voltaje.

Se puede concluir que se lograron todos los objetivos planteados para el desarrollo de este equipo, en cuanto a tamaño, potencia y operación. Por otro lado, los resultados experimentales obtenidos muestran un excelente comportamiento.

Parte del desarrollo de este equipo, que no se consideró dentro del alcance de esta memoria, queda propuesto como trabajo a realizar en el futuro. Un trabajo que se realizará con este prototipo de inversor multinivel junto con el inversor multinivel con transformadores de salida, es un sistema AC-AC como el

80

descrito en la sección 4.5, para el control de motores eléctricos. Además de la aplicación antes señalada, se puede agregar el diseño y construcción de un compensador estático de reactivos.

Con respecto a los semiconductores que pueden ser utilizados en la construcción de convertidores multinivel de gran potencia se puede decir que, debido a las bajas potencias y frecuencias medias de conmutación de los Esclavos, se pueden ocupar IGBT’s, y debido a la alta potencia pero baja frecuencia de conmutación del Maestro, se pueden ocupar GTO’s.

La iniciativa de implementar un inversor trifásico multinivel en la PUC existía desde hace un tiempo, y hoy en día se convirtió en una realidad gracias a las gestiones y proyectos realizados por el profesor Sr. Juan Dixon en el Departamento de Ingeniería Eléctrica. El proyecto sigue adelante, en investigación, además de una etapa de difusión del mismo dada la actualidad y aplicación a corto plazo de esta tecnología a nivel masivo. El alumno se siente absolutamente satisfecho y orgulloso de haber participado en la realización de este inversor, agradeciendo al profesor por su entusiasmo, confianza y alientos brindados.

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http://www.isbiel.ch/E/Laboratories/Telematic/PCBShop/route-pcb/standards.htm

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[21] Dixon, J; Morán, L; Bretón, A; Ríos, F: (2003) High Power Machine Drive, Based on Three-Stage Connection of “H” Converters, and Active Front End Rectifiers, IEEE Industrial Electronics Conference, IECON'03, 2-6 Nov. 2003.

[22] Dixon, J; Ríos, F, Bretón, A: (2003) Multi-stage Converters: A New Technology for Traction Drive Systems, Electric Vehicle Symposium 20, EVS-20, 15-19 Nov. 2003.

84

S
A N E X O

85

ANEXO A

LISTA DE COMPONENTES PRINCIPALES UTILIZADOS EN LA CONSTRUCCIÓN DEL INVERSOR.

86

ANEXO A: LISTA DE COMPONENTES PRINCIPALES UTILIZADOS EN LA CONSTRUCCIÓN DEL INVERSOR.

A continuación se presenta una tabla con los principales componentes que fueron necesarios para la creación del inversor y fuentes DC (Tabla A.1 y Figura A.1):

Tabla A.1: Componentes necesarios para el inversor

Componente Por Puente Por Tarjeta Sist. CompletoIRF540 (MOSFET Esclavos) 4 12 36 IRFP250 (MOSFET Maestro) 4 4 12

IR 2113 (Driver) 2 8 24 6N137 (Optocuplas) 4 16 48

KBPC8 (Puente Rectificador 8A) 1 3 KBPC10 (Puente Rectificador 10A) 2 6 LM7805 (Regulador de Voltaje 5V) 8 24 LM7815 (Regulador de Voltaje 15V) 4 12 LM317 (Regulador Ajustable 1,5A) 1 3 LM338 (Regulador Ajustable 5A) 2 6

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Figura A.1: Componentes ocupados en el Inversor.

88

ANEXO B

PROGRAMA DE CONTROL DEL INVERSOR

89

ANEXO B: PROGRAMA DE CONTROL DEL INVERSOR

A continuación se presenta el código del programa de control usado para las pruebas, escrito en ASSEMBLER. Éste código es válido para los DSP de Texas Instruments modelo TMS320F241. Este programa permitió generar las tensiones escalonadas para el inversor.

************************************************************************************* ; ; ; Programa de tablas, pruebas de inversor multinivel

********************************************************************************

un inversor multinivel. La frecuencia de salida se puede dejar fija (modificable r

ltar manual: "systems and periferals" del TMS320F241

*****************

; de los nombres para este DSP. Con esta el copilador ; interpreta cada nombre o instrucción como el número

=========

ubicarán en la misma posición

corresponde (B1B2, expresado en el linker), 0202hex en

; la variable ocupa un registro (16 bits) .bss TEMP, 1

ANA2, 1

; TMS320F241 ; ***** ; Este programa entregará una tabla en secuencia para disparar las compuertas de ; ; en el programa si el pinXXX del puerto XX se encuentra en 0) o se puede modifica; variando la entrada del conversor Analogo/Digital Nº1. ; ; Para indagar acerca de los detalles de configuración consu; ******************************************************************** .include "243_dsk.h" ; Incluye la librería que contine las definiciones ; correspondiente. ;==================================================================;;; Definición de variables. ; Estas variables se manejarán en la memoria RAM, se ; correlativa en que se ponen aquí, pero en la mem RAM, comenzando desde la dirección ; inicial del bloque que les ; este caso. .bss CONTADOR1, 1 ; El 1 después de la coma indica que .bss TEMP1, 1 .bss TEMP2, 1 .bss ACCBAJO, 1 .bss ACCALTO, 1 .bss ANA0, 1 .

bss ANA1, 1 .bss .bss ANA3, 1

90

;=========================================================================== al. Esta es visible desde cualquier parte del programa. INICIO

indica el comienzo del programa de usuario.

= ======== es.

S eset, cuando se inicia el funcionamiento del DSP, este parte

l estado del BIO pin y según esto

S

ANTOM U NT2

T3 B PHANTOM

== = == ============================================

del m

.text = ==

SETC INTM ;Interrupt mode, 0=todas las mascarables deshabilitadas. CLRC CNF ;DARAM config, 1=RAM para datos.

;Sign extension, 0=supress extension.

; Definición de variable glob; .global INICIO ;= =================================================================; Definición de vectores de reset e interrupcion; R VECT es el vector de r; en la posición que indica este vector. En este caso la posición 1F00h es la posición ; del punto de partida del bootloader, este detecta e; pasa al modo de programación de la mem. flash o pasa al punto inicial del programa ; grabado anteriormente. ; Los vectores INIT1..INIT6 inican las posiciones de las rutinas de interrupción de ; cada una de las 6 distintas interrupciones posibles. .sect "vectors" R VECT B 1F00h INT1 B PHINT2 B R TINA_IININT4 B PHANTOM INT5 B PHANTOM INT6 B PHANTOM ;======== ====== = =========== ; Inicio progra a.************************************************************** ;=========================================================================== ;= =======================================================================; Configuraciones generales. INIC LDP #0h CLRC SXM CLRC OVM ;Overflow mode, 0=resultado de overfl va al acc. SPLK #0000h, IMR ;Mascaras de interrupción (1-6). LDP #0E0h SPLK #068h, WDCR ;Desabilita el Watch Dog

timer.

CLRC XF

91

;=========================================================================== ; Configuración Timers

LDP #0E8h SPLK #00000h, T1CNT ;Inicializo contadores en 1. SPLK #00000h, T2CNT SPLK #00031h, T1PR ;Seteo Período timer a 650 ciclos SPLK #00000h, T2CON ;Seteo de control del contador 2. Deshabilitado SPLK #01540h, T1CON ;Seteo de control del contador 1. SPLK #00000h, GPTCON ;enciendo los pwm. ;=========================================================================== ; Bloque de Configuración Puertos I/O LDP #0E1h SPLK #00000h, OCRA ;Registro de control de puertos de entrada y SPLK #00003h, OCRB ; salida. SPLK #0FF00h, PBDATDIR SPLK #0FF00h, PCDATDIR ;=========================================================================== ; Bloque de Configuración Conversores A/D LDP #00E0h SPLK #00000h, ADCTRL2 SPLK #3910h, ADCTRL1 ;Se inicia conversión de datos 0 y 1 ESPERA10 BIT ADCTRL1, 7 BCND ESPERA10, NTC LACL ADCFIFO1 ;Clear ADC FIFOs LACL ADCFIFO1 LACL ADCFIFO2 ;Clear ADC FIFOs LACL ADCFIFO2 ;================================================================ ; Seteo de interrupciones LDP #0h LACC IFR ;Load ACC with Interrupt flags SACL IFR ;Clear all pending interrupt flags CLRC INTM ;Enable interrupts SPLK #000010b, IMR ;Desenmascaro INT2 LDP #0E8h

SPLK #080h, EVIMRA ;habilita interrupción de periodo1.

92

;=========================================================================== ; Loop principal. LDP #04h SPLK #0FDh, CONTADOR1 SPLK #00, TEMP LOOP B LOOP ;=========================================================================== ; Rutina de iterrupción de timer 1. RUTINA_INT2 MAR *,AR0 ;Almacenaje de datos para la int. lAR AR0,#0200h SST #1, *+ ; save ST1 SST #0, * ; save ST0 LDP #04h SACL ACCBAJO SACH ACCALTO LDP #0E1h LDP #0E8h SPLK #00031h, T1PR B FINRUT MANUAL NEXT1 LDP #0E0h SPLK #00000h, ADCTRL2 SPLK #3910h, ADCTRL1 ;Se inicia conversión de datos 0 y 1 ESPERA1 BIT ADCTRL1, 7 BCND ESPERA1, NTC SPLK #3934h, ADCTRL1 ;Se inicia conversión de datos 2 y 3 ESPERA2 BIT ADCTRL1, 7

BCND ESPERA2, NTC LACC ADCFIFO1, 10 ;Se guardan datos 0 y 2 LDP #04h SACH ANA0 LDP #0E0h LACC ADCFIFO1, 10 LDP #04h SACH ANA2 LDP #0E0h

O2, 10 ;Se guardan datos 1 y 3 LACC ADCFIF LDP #04h SACH ANA1 LDP #0E0h

O2, 10 LACC ADCFIF LDP #04h

SACH ANA3 LACL ANA0

93

ADD #09h LDP #0E8h

SACL T1PR FINRUT LDP #04h LACL CONTADOR1 SUB #1 BCND RESET, NC SACL CONTADOR1 B NORESET RESET SPLK #0FDh, CONTADOR1 NORESET LACC #TABLA ADD CONTADOR1 TBLR TEMP LACL TEMP1 XOR TEMP XOR #0FFFFh AND TEMP1 SACL TEMP1 OR #0FF00h LDP #0E1h SETC XF SACL PBDATDIR LDP #04h LACL TEMP1 RPT #07 SFR OR #0FF00h LDP #0E1h SACL PCDATDIR LDP #04h LACL TEMP OR #0FF00h SACL TEMP1 LACL TEMP RPT #07 SFR OR #0FF00h SACL TEMP2 LACC TEMP2,16 OR TEMP1

LDP #0E1h CLRC XF SACL PBDATDIR

DIR SACH PCDAT LDP #04 LACL TEMP SACL TEMP1

LDP #0E8h ;este pedacito de rutina es el que finaliza LACL EVIFRA ;la interrupción, borra los flags y ese

94

SACL EVIFRA ;tipo de cosas. LDP #04h

LACL ACCBAJO ;recupera el acumulador y los registros LACC ACCALTO, 16 ;de estado MAR *, AR0 LAR AR0,#0201h LST #0, *- LST #1, * CLRC INTM RET TABLA

.word 39321 .word 39321 .word 39321 .word 39321 .word 39321 .word 39321 .word 39321 .word 39317 .word 39317 .word 39317 .word 39317 .word 39318 .word 39318 .word 39318 .word 39318 .word 39257 .word 39257 .word 39253 .word 39253 .word 39253 .word 39254 .word 39254 .word 39273 .word 39273 .word 39269 .word 39270 .word 39270 .word 38297 .word 38297 .word 38293 .word 38294 .word 38294 .word 38233 .word 38229 .word 38230 .word 38230 .word 38249 .word 38245 .word 38246 .word 38553 .word 38553

95

.word 38549 .word 38550 .word 38489 .word 38485 .word 38486 .word 38505 .word 38501 .word 38502 .word 38502 .word 22937 .word 22933 .word 22934 .word 22873 .word 22869 .word 22870 .word 22889 .word 22885 .word 22886 .word 21913 .word 21909 .word 21910 .word 21849 .word 21845 .word 21846 .word 21865 .word 21861 .word 21862 .word 22169 .word 22165 .word 22166 .word 22105 .word 22101 .word 22102 .word 22121 .word 22117 .word 22118 .word 27033 .word 27029 .word 27030 .word 26969 .word 26965 .word 26965 .word 26966 .word 26985 .word 26981 .word 26982 .word 26009 .word 26005 .word 26005 .word 26006 .word 25945 .word 25941 .word 25941

96


97


98


99

.word 39321 ;=========================================================================== PHANTOM RET

Lo que aparece con la palabra “.word” es la tabla comentada en el capitulo 2.2 y está en hexadecimal. Aquí se encuentran los 16 bits que controlan cada fase del Inversor.

100

ANEXO C

DISEÑO DE LAS FUENTES DC POR MEDIO DE REGULADORES DE VOLTAJE

101

ANEXO C: DISEÑO DE LAS FUENTES DC POR MEDIO DE REGULADORES DE VOLTAJE

Los reguladores LM 7805 y LM 7815 solo requieren de un condensador a la entrada para obtener una onda DC limpia. Para que estos reguladores funcionen, necesitan, a lo menos, 3 Volts sobre el voltaje que regulan, así, el regulador LM 7815 necesita una entrada continua de a lo menos 18 VDC, y el regulador LM 7805 necesita una entrada continua de al menos 8 Volts. Ahora, antes se dijo que el voltaje de entrada DC de los reguladores era obtenido mediante un sistema transformador-puente rectificador, sin embargo, para el regulador de 5 Volts, se ocupó como voltaje de entrada, el voltaje de salida del regulador de 15 Volts en serie con una resistencia, así solo debemos ocupar un transformador para obtener estos dos voltajes. El diagrama del sistema diseñado es el siguiente (Figura C.1):

AC

Vin Vout

Adj

15V

Vin Vout

Adj

5V

6,8Ω

Figura C.1: Esquema para las Fuentes de 5 y 15 Volts.

La resistencia fue calculada considerando 1 Ampere como carga para ambos reguladores. Así, por ley de Ohm, para dejar el voltaje de entrada del regulador LM 7805 en 8 volts, se necesita una resistencia de 7Ω. Sin embrago, en el mercado nacional, el valor para la resistencia que más se le aproxima es de 6,8Ω.

102

Por otra parte, los reguladores ajustables en voltaje para alimentar los Esclavos, necesitan de un circuito resistivo externo para poder regular al voltaje deseado. (Además de los 3 Volts de entrada sobre el voltaje que regulan). A diferencia del esquema anterior, aquí no se pueden poner los reguladores alimentados del mismo transformador por dos razones: por la potencia necesaria en cada uno de los puentes y por que necesitan tierras independientes. El diagrama del sistema diseñado es el siguiente (Figura C.2):

RadjC1

0.1 uF+ C2 1 uF

R1240

R2

Vin Vout

Adj

LM338/317

Iadj Vref

220 Vac

Figura C.2: Esquema del circuito R-C de los reguladores ajustables para los Esclavos.

Esta configuración entrega un rango de voltajes entre 1,2 y 20 Volts para el regulador LM 317 y entre 1,2 y 25 Volts para el regulador LM 338. Esto hace que la precisión del ajuste de voltaje de salida no sea muy fina, ya que con el potenciómetro de 5 KΩ (R2) se recorre el rango antes especificado. Para tener un rango de voltajes más preciso y acotado, al circuito resistivo antes mostrado, se le hace una pequeña variación (Figura C.3):

103

RadjC1

0.1 uF+ C2 1 uF

R1240

R2

Vin Vout

Adj

LM338/317

Iadj Vref

Figura C.3: Esquema del circuito R-C modificado de los reguladores ajustables.

Aquí, el valor de la resistencia de ajuste (Rad) debe ser calculado mediante la siguiente forma:

( )22

1

1 adout ref adj ad

R RV V I R RR

+= ⋅ + + ⋅ +

Así, un aumento de la resistencia, implica un aumento del valor mínimo del rango de voltaje.

Cabe resaltar que la corriente de Ajuste (Iadj) varía dependiendo del voltaje de salida, a una corriente de carga (Iload) constante. Esta corriente es del orden de 48uA (dato práctico).

104

Figura C.4: Gráfico de la Corriente de Ajuste vs. Temperatura.

El valor de Vref es de aproximadamente de 1,2 Volts (según DataSheet).

En resumen, los valores de las resistencias de ajuste (Radj) son los mostrados en la Tabla C.1:

Tabla C.1: Valores de las resistencias para las distintas fuentes.

Fuente Voltaje (V) R1 (Ω) R2 (Ω) [Potenciómetro] Radj (Ω) Esclavo 3 2,333 240 500 100 Esclavo 2 7 120 1000 100 Esclavo 1 21 120 2000 1000

A continuación se presenta una tabla resumen de los valores de cada una de las resistencias, y los valores de voltaje mínimo y máximo de cada una de las fuentes DC (Tabla C.2):

105

Tabla C.2: Resumen de resistencias y rangos de voltaje

Vref 1,2 Vref 1,2 Vref 1,2R1 240 R1 120 R1 120R2 (Pot) 123 R2 (Pot) 477 R2 (Pot) 971Radj 100 Radj 100 Radj 1000Iadj 4,80E-05 Iadj 4,80E-05 Iadj 4,80E-05

Vout 2,33 Vout 7,00 Vout 21,00

Vout_min 1,70 Vout_min 2,20 Vout_min 11,25Vout_max 4,23 Vout_max 12,25 Vout_max 31,34

Fuente de 2,33 V Fuente de 7 V Fuente de 21 V

Entonces, el sistema diseñado queda de la siguiente manera (Figura C.5):

AC 1

Regulador

AC 2

6,8

AlimentaciónEsclavos

Alimentación circuitode disparo delEsclavo

Regulador

Regulador

2,33; 7 ó 21 VDC

15 VDC

5 VDC

1500 uF

1500 uF

Ω

Figura C.5: Esquema de las Fuentes DC para cada Esclavo.

106

Se puede apreciar que la alimentación DC de los Esclavos, y la alimentación DC del circuito de disparo de los Esclavos, ocupan transformadores distintos debido a que los reguladores ocupan distintos valores de voltaje alterno de entrada (Anexo C) y al conectarle un voltaje de entrada mucho mayor, esa diferencia de voltaje se transforma en energía disipada y puede llegar a elevar la temperatura de los reguladores a valores prohibitivos. Así, un total de tres transformadores con múltiples devanados en el secundario fueron necesarios (Anexo D).

107

ANEXO D

CÁLCULO DE LOS TRANSFORMADORES DE LAS FUENTES DC

108

ANEXO D: CÁLCULO DE LOS TRANSFORMADORES DE LAS FUENTES DC

Para calcular los transformadores, fue necesario hacer un pequeño estudio, debido a que los reguladores necesitan de 3 Volts sobre el voltaje que se quiere regular, para un correcto funcionamiento. Los cálculos y simulaciones realizadas se presentan a continuación.

I. Fuente de 2,33 V

Los puentes rectificadores usados, tiene una caída de voltaje (la de los diodos que lo componen), que no es la esperada de 0,7 Volts por diodo, sino que de 1,1 Volts por diodo. Por esta razón, en las simulaciones, al lado de cada diodo se pone una fuente DC de 1,1 Volts para hacer la simulación lo más real posible.

Para esta fuente, se proponen dos fuentes de voltaje: una de 10 VAC y otra de 9 VAC. A continuación, se detalla el estudio de cada una.

i) Transformador de 10V de Salida:

Figura D.1: Circuito Simulado para la Fuente de 2,33 Volts (VAC = 10V).

109

a)

b)

Figura D.2: a) Voltaje de Entrada del Regulador, b) Corriente de Entrada del Rectificador

De la figura D.1, se puede apreciar el uso de un Condensador de 1500uF. De la figura D.2, se obtiene una corriente máxima en el rectificador de 7,17A, y una corriente efectiva de 2,88A. El voltaje máximo a la salida del rectificador es de 12,1V y el voltaje mínimo es de 5,63V.

En la práctica funciona correctamente y su corriente efectiva es 2,34A (para ILOAD = 1,493A). Sus voltajes máximos y mínimos a la salida del rectificador son 12,8V y 5,6V respectivamente.

110

ii) Transformador de 9V de Salida:

Figura D.3: Circuito Simulado para la Fuente de 2,33 Volts (VAC = 9V).

a)

b)


111

En este caso, se ocupa un Condensador de 2200uF para compensar la baja de voltaje en el transformador. De la figura D.4 se obtiene una corriente máxima en el rectificador de 8,55A, y una corriente efectiva de 3,18A. El voltaje máximo a la salida del rectificador es de 10,69V y el voltaje mínimo es de 5,98V.

En la práctica funciona correctamente y su corriente efectiva es 2,29A (para ILOAD = 1,493A). Los voltajes máximos y mínimos a la salida del rectificador son 9,6V y 4,4V respectivamente.

Debido a que los dos funcionan correctamente, se optó por el transformador de 10 Volts, debido a que necesitaba un condensador más pequeño (la prueba con una fuente de 9V y condensador de 1500uF no fue factible), lo que implica menos volumen y menor temperatura de trabajo por los golpes de voltaje que entrega el condensador.

112

II. Fuente de 7 V

Para las simulaciones se ocupará una fuente de voltaje de 15 VAC, y se determinará el condensador a ocupar.

i) Condensador del rectificador de 1500uF:

Figura D.5: Circuito Simulado para la Fuente de 7 Volts (VAC = 15V).

a)

b)


113

En este caso, con un condensador de 1500uF, el voltaje de salida del rectificador de menor valor es de 8,67V, lo que no nos entrega una diferencia de 3V para que el regulador funcione correctamente, así que esta idea es desechada.

ii) Condensador del rectificador de 2200uF:


a)

b)


114

En este caso se ocupa un Condensador de 2200uF, y se obtiene una corriente máxima en el rectificador de 13,91A, y una corriente efectiva de 5,37A. El voltaje máximo a la salida del rectificador es de 19,15V y el voltaje mínimo es de 11,31V.

En la práctica funciona correctamente y su corriente efectiva es 3,94A (para ILOAD = 2,515A). Los voltajes máximos y mínimos a la salida del rectificador son 18,8V y 8,8V respectivamente.

III. Fuente de 21 V Para las simulaciones se ocupará un condensador de 2200uF, y se determinará el valor del transformador

i) Transformador de 30V de Salida:


115

a)

b)


En este caso se obtiene una corriente máxima en el rectificador de 26,98A, y una corriente efectiva de 10,14A. El voltaje máximo a la salida del rectificador es de 40,3V y el voltaje mínimo es de 25,87V.

En la práctica funciona correctamente (aunque el condensador se caliente un poco) y su corriente efectiva es 6,44A (para ILOAD = 4,492A). Los voltajes máximos y mínimos a la salida del rectificador son 38V y 20V respectivamente.

116

ii) Transformador de 28V de Salida:


a)

b)


117

En este caso se obtiene una corriente máxima en el rectificador de 26A, y una corriente efectiva de 9,84A. El voltaje máximo a la salida del rectificador es de 37,48V y el voltaje mínimo es de 23,25V.

En la práctica no funciona correctamente (tiene unos pequeños picks) y su corriente efectiva es 7,04A (para ILOAD = 4,528A). Los voltajes máximos y mínimos a la salida del rectificador son 34V y 16V respectivamente.

IV. Fuentes de 15 y 5 V

Para las simulaciones se ocupará un condensador de 1500uF, y se determinará el valor del transformador.

i) Fuentes de 15V:


118

a)

b)



En la práctica funciona correctamente y su corriente efectiva es 0,41A (para ILOAD = 0,1999A). Los voltajes máximos y mínimos a la salida del rectificador son 20V y 15,2V respectivamente.

119

ii) Fuentes de 5V:

Figura D.15: Circuito Simulado para la Fuente de 5 Volts (VDCin = 15V).

a)

b)


120


En la práctica funciona correctamente y su corriente efectiva es 0,20A (para ILOAD = 0,0794A). Los voltajes máximos y mínimos a la salida del rectificador son 20V y 16V respectivamente.

iii) Ambas fuentes funcionando al mismo tiempo:

Figura D.17: Circuito Simulado para la Fuente de 5 y 15 Volts (VAC = 15V).

121

a)

b)

Figura D.18: a) Voltaje de Entrada a los dos Reguladores (Rojo: 15 y Azul: 5), b) Corriente de Entrada del Rectificador

En este caso se obtiene una corriente máxima en el rectificador de 3,56A, y una corriente efectiva de 0,7A. El voltaje máximo a la salida del rectificador es de 19,15V y el voltaje mínimo es de 17,91V. El voltaje máximo a la entrada del regulador de 5V es de 18,73V y el voltaje mínimo es de 17,5V.

En la práctica funciona correctamente y su corriente efectiva es 0,44A (para las mismas cargas de la simulación). Los voltajes máximos y mínimos a la salida del rectificador son 19,2V y 15,6V respectivamente.

122

V. Resumen

Los datos antes descritos, se resumen en la siguiente tabla (Tabla D.1)

Tabla D.1: Resumen de los transformadores ocupados

Fuente Voltaje Transformador Corriente Efectiva Trafo Corriente Trafo 2.33V 10 V 2.34 A 4 A

7V 15 V 3.94 A 6 A 21V 30 V 6.44 A 8 A

5 y 15V 15 V 0.44 A 1 A

123

ANEXO E

HOJA DE DATOS MOSFETS IRF 540

124

ANEXO E: HOJA DE DATOS MOSFET IRF 540

126

ANEXO F

HOJA DE DATOS MOSFETS IRFP 250

127

ANEXO F: HOJA DE DATOS MOSFET IRFP 250

130

ANEXO G

HOJA DE DATOS DRIVER IR 2113

131

ANEXO G: HOJA DE DATOS DRIVER IR 2113

134

ANEXO H

HOJA DE DATOS OPTOCUPLA 6N137

135

ANEXO H: HOJA DE DATOS OPTOCUPLA 6N 137

139

ANEXO I

HOJA DE DATOS REGULADOR LM 78XX

140

ANEXO I: HOJA DE DATOS REGULADOR LM 78XX

143

ANEXO J

HOJA DE DATOS REGULADOR LM 317

144

ANEXO J: HOJA DE DATOS REGULADOR LM 317

147

ANEXO K

HOJA DE DATOS REGULADOR LM 338

148

ANEXO K: HOJA DE DATOS REGULADOR LM 338

151

ANEXO L

HOJA DE DATOS NEGADOR 74LS04

152

ANEXO L: HOJA DE DATOS NEGADOR 74LS04

154

ANEXO M

CÁLCULO DE TEMPERATURAS

155

ANEXO M: CÁLCULO DE TEMPERATURAS

I. Disipador del Circuito de Potencia

El cálculo de temperatura del disipador de potencia depende de la potencia disipada del semiconductor y de los valores de las resistencias térmicas del semiconductor, de la superficie de contacto del semiconductor y del disipador. Debido a que se quiere calcular la resistencia térmica del disipador, se debe conocer la potencia disipada del semiconductor. Esta se calcula encontrando el valor máximo entre la potencia disipada por conducción y la potencia disipada en el diodo del Mosfet,

La potencia disipada por conducción, se calcula de la siguiente forma:

_ _ _ _

_ _

_

· · _

( )·

dis conducion dis conducion semiconductor dis conmutacion

dis conducion semiconductor DS D

dis conmutacion ON OFF

P P P

P V I Dutty Cycle

P E E frecuencia

= +

=

= +

(M.1)

Las siguientes fórmulas nos permiten calcular la potencia disipada en la conmutación:

· · · ·2

· ·2

S O ONON S rr S rr O

S O OFFOFF

V I TE V Q V

V I TE

= + +

=

·T I (M.2)

Todos los valores son obtenidos de los DataSheet del los semiconductores, y se resumen en la siguiente tabla (Tabla M.1):

156

Tabla M.1: Resumen de los datos para calcular la potencia disipada.

Dato Valor VDS 0,6 V ID 16 A

Dutty Cycle 0,8 VS 63 V IO 16 A

TON 3·10-8 s Qrr 8,1·10-6 C Trr 6,3·10-7 s

TOFF 1·10-7 s Frecuencia 50 Hz

Así, los valores obtenidos se resumen en la siguiente tabla (Tabla M.2):

Tabla M.2: Resumen de los valores obtenidos.

Dato Valor EON 1,16·10-3 EOFF 5,04·10-5

VCAIDA_DIODO 1,4

IDIODO 16

Potencia Conducción 7,74 W Potencia Diodo

Potencia Disipada 22,4 W

22,4 W

157

Con estos valores, más los mostrados en la figura M.1, se debe resolver la siguiente ecuación (M.3) para calcular el valor máximo de la resistencia térmica del disipador:

0,7 0,1 ??

150

5022,4

PDIS

RJC RCD RDA

TA

TJ TC TD

Figura M.1: Circuito térmico a resolver

J ADA JC

dis

T TCDR R R

P−

= − − (M.3)

Resolviendo se tiene que RDA no debe ser mayor a 3,7 ºC/W.

Con respecto a las pruebas prácticas para calcular el valor de la resistencia térmica del disipador (RDA), se obtuvieron los siguientes datos prácticos (Tabla M.3 y Figura M.2):

158

Tabla M.3: Resumen de los valores obtenidos prácticamente.

Voltaje [V]

Corriente [A]

Potencia Sistema [W]

Potencia Disipada [W]

Temperatura medida [C]

Diferencia Temperatura [C]

32,4 0,61 19,79 9,89 53,1 35,135,1 0,66 23,17 11,58 58,0 40,037,8 0,70 26,46 13,23 62,1 44,140,2 0,74 29,75 14,87 67,0 49,044,5 0,80 35,60 17,80 75,9 57,946,9 0,84 39,40 19,70 79,6 61,648,5 0,87 42,20 21,10 84,4 66,450,1 0,90 45,09 22,55 92,5 70,053,5 0,94 50,29 25,15 100,3 77,856,4 0,99 55,84 27,92 106,7 84,257,8 1,01 58,38 29,19 109,7 87,259,7 1,04 62,09 31,04 114,1 91,660,3 1,06 63,92 31,96 115,0 92,563,8 1,10 70,18 35,09 121,4 98,966,5 1,15 76,48 38,24 126,0 103,567,1 1,16 77,84 38,92 130,5 108,0

Cálculo de Resistencia Térmica

0,0

20,0

40,0

60,0

80,0

100,0

120,0

5 10 15 20 25 30 35 4

Potencia (W)

Tem

pera

tuta

(C)

0

Figura M.2: Curva Potencia disipada versus Temperatura

De la tabla M.3, en amarillo se muestran los valores obtenidos para la potencia disipada calculada, por lo que si se divide la variación de temperatura (Diferencia de Temperatura en la tabla) por la potencia disipada (Potencia Disipador en la tabla) se obtiene el valor de la resistencia térmica del disipador, que es de 3,0 ºC/W.

159

II. Disipador de las Fuentes DC

Como se mencionó en la sección 4.4.2. el sistema transformador/regulador consta de reguladores de voltaje provisorios para alimentar los distintos puentes “H” del inversor. El sistema ocupado se muestra en la figura M.3

AC

Regulador+

-

Figura M.3: Esquema usado para las Fuentes DC

Análogamente a la sección 4.2.1, se procede a calcular los valores térmicos de cada uno de los reguladores. Nuevamente, el modelo de temperaturas se confecciona con las resistencias térmicas especificadas por el fabricante, la resistencia térmica del disipador y la temperatura ambiente (Figura 4.3)

En general, para que los reguladores funcionen correctamente, éstos necesitan, a lo menos, 3 Volts sobre el voltaje que van a regular.

a) Regulador de 5 Volts

Debido a que el voltaje de entrada debe ser al menos 3 unidades mayor al voltaje de salida, y que además, el regulador de 15 Volts consume muy poca corriente, se diseñó un sistema que tiene como entrada el voltaje de salida del regulador de 15 Volts (Figura 4.22). Así, a la entrada del regulador de 5 V hay 14,9

160

V y su corriente máxima de la carga, en el peor de los casos, es de 80 mA, por lo que su potencia disipada (PDIS) es de 800 mW.

Con los valores obtenidos del DataSheet, y la fórmula 4.2 el valor de la resistencia térmica RDA es 89,5 ºC/W. Un disipador del tipo TO-220c (Figura M.6), tiene una resistencia térmica de 17 ºC/W aproximadamente, por lo que este disipador es apropiado para este regulador.

b) Regulador 15 Volts

Para el caso del regulador de 15 Volts, se diseñó un sistema transformador/regulador que entrega un voltaje de entrada es 18,3 Volts y su corriente de carga se divide en lo que necesita el circuito de disparo y lo que necesitan los reguladores de 5 Volts, y, en el peor de los casos, esa corriente de carga es 200 mA (se asume este valor como máximo), por lo que su potencia disipada (PDIS) es de 660 mW. Así, con la fórmula 4.2 se obtiene un valor para RDA de 109,4 ºC/W. Debido a que este valor es muy grande, se decidió dejar este regulador sin disipador.

c) Regulador de 2,33 Volts

Para este regulador, el sistema consta de dos componentes que se calientan y hay que cuidar: el puente de diodos y el regulador.

Para el puente rectificador, según datasheet, el voltaje de caída es de cada uno de los diodos es de 1.2 Volts máximo, y como al mismo tiempo conducen dos diodos, el voltaje de caída máximo del puente es de 2,4 Volts. La fuente, funcionando a plena carga, debe entregar una corriente máxima de 1 A, por lo que la potencia disipada (PDIS) es de 2,4 W, dando un valor para RDA de 29,6 ºC/W. Se decidió dejarlo sin disipador, ya que el valor obtenido así lo permite.

Para el caso del regulador, se diseñó un sistema transformador/rectificador tal que el voltaje de entrada sea 9,2 Volts. Así, la potencia disipada es el producto de la diferencia entre el voltaje de entrada y el de salida, por la corriente de la carga. Como se dijo anteriormente, la corriente máxima de la carga es de 1 A, por lo que su potencia disipada (PDIS) es de 6,9 W.

161

Con los valores obtenidos de su DataSheet, y la fórmula 4.2 el valor de la resistencia térmica RDA es 6,7 ºC/W. Un disipador del tipo TO-220g (Figura M.6), tiene una resistencia térmica de 4 ºC/W aproximadamente, por lo que este disipador es suficiente para este regulador.

d) Fuente de 7 Volts

Nuevamente para esta fuente, dos cálculos de temperaturas son necesarios: puente rectificador y regulador.

Para el puente rectificador, nuevamente el voltaje de caída de cada uno de los diodos es de 1.2 Volts máximo, y como al mismo tiempo conducen dos diodos, el voltaje de caída máximo del puente es de 2,4 Volts. La fuente, funcionando a plena carga, debe entregar una corriente máxima de 2,2 A, por lo que la potencia disipada (PDIS) es de 5,28 W, dando un valor para RDA de 12,8 ºC/W. Por seguridad, se le puso un disipador del tipo TO-220c (Figura M.6), que tiene una resistencia térmica de 6 ºC/W, por lo que no tendría problemas de temperatura a futuro.

Para el regulador, el voltaje de entrada es de 10 Volts y su corriente máxima a plena carga es de 2,2 A, por lo que su potencia disipada (PDIS) es de 6,6 W.

Con los valores obtenidos de su DataSheet, y la fórmula 4.2 el valor de la resistencia térmica RDA es 10,2 ºC/W. Un disipador del tipo TO-3g (Figura M.6), tiene una resistencia térmica de 6 ºC/W aproximadamente, por lo que este disipador es apropiado para este regulador.

e) Regulador de 21 Volts

dos cálculos de temperaturas son necesarios: puente rectificador y regulador.

Por último,

Para el puente rectificador, nuevamente el voltaje de caída es de cada uno de los diodos es de 1.2 Volts máximo, y como al mismo tiempo conducen dos diodos, el voltaje de caída máximo del puente es de 2,4 Volts. La fuente, funcionando a plena carga, debe entregar una corriente máxima de 4,5 A, por lo que

162

la potencia disipada (PDIS) es de 9,90 W, dando un valor para RDA de 6,2 ºC/W . Así, se le puso el mismo disipador tipo TO-220c (Figura M.6), que tiene una resistencia térmica de 6 ºC/W, por lo que no tendría problemas de temperatura.

do a plena carga es de 4,1 A, por lo que su potencia disipada (PDIS) es de 28,7 W.

necesario el uso de un ventilador de tipo CPU apuntando directamente al regulador.

Para este regulador, su voltaje de entrada es de 28 Volts, y su corriente, funcionan

Con los valores obtenidos de su DataSheet, y la fórmula 3.4 el valor de la resistencia térmica RDA es 1,5 ºC/W. Un disipador del tipo TO-3g (Figura M.6), tiene una resistencia térmica de 6 ºC/W aproximadamente, por lo que este disipador no es suficiente para este regulador. Si se le coloca otro disipador del tipo TO-3c (Figura M.6), unido a través de pasta térmica, se obtiene una resistencia RDA de 4 ºC/W (Figura M.4), que sigue siendo mayor que la RDA necesaria. Por esta razón, fue

RDA

RDisipador 1

RDisipador 2RPasta Térmica

Figura M.4: Cálculo de RDA equivalente.

or, el voltaje de salida del mismo y la corriente que pasa a través de él (Tabla M.4).

Mediante otro cálculo experimental se pudo calcular la resistencia térmica del sistema disipador/ventilador. Este consistía en ver el aumento de temperatura del sistema disipador, con respecto a una variación de potencia disipada. Este proceso consiste en variar la corriente de carga del regulador (a través de un potenciómetro conectado como carga), y medir el voltaje de entrada al regulad

163

Tabla M.4: Resumen de los valores obtenidos para el regulador de 21V.

Voltaje Entrada [V]

Voltaje Salida [V]

Diferencia Voltaje [V]

Corriente [A]

Pot. Disipada [W]

Temperatura [C]

Dif. Temperatura [C]

28,1 21,006 7,094 4,11 29,16 58,5 40,028,1 21,042 7,058 3,82 26,96 56,1 37,628,1 21,112 6,988 3,63 25,37 53,4 34,928,1 21,156 6,944 3,43 23,82 52,2 33,728,1 21,209 6,891 3,22 22,19 49,4 30,928,1 21,256 6,844 3,03 20,74 47,2 28,728,1 21,297 6,803 2,84 19,32 45,3 26,828,1 21,341 6,759 2,62 17,71 43,8 25,328,1 21,391 6,709 2,42 16,24 42,6 24,128,1 21,437 6,663 2,20 14,66 40,7 22,228,1 21,472 6,628 2,03 13,45 39,1 20,628,1 21,517 6,583 1,81 11,92 36,6 18,128,1 21,56 6,540 1,61 10,53 35,2 16,728,1 21,599 6,501 1,41 9,17 33,3 14,828,1 21,627 6,473 1,27 8,22 31,6 13,1

En amarillo se muestran los valores obtenidos para la potencia disipada calculada, por lo que si se divide la variación de temperatura (Diferencia de Temperatura en la tabla) por la potencia disipada (Potencia Disipador en la tabla) se obtiene el valor de la resistencia térmica del disipador, que es de 1,3719 ºC/W.

Entonces se procedió a la obtención de la curva TPot

°∆ mediante la

variación de la corriente de carga, y la medición de temperatura en el sistema disipador (Figura M.6):

164


10,0

15,0

20,0

25,0

30,0

35,0

40,0

45,0

5,00 10,00 15,00 20,00 25,00 30,00 35,00

Potencia (W)

Tem

pera

tura

(C)

Figura M.5: Curva de Temperatura versus Potencia para calcular RDA.

Para encontrar el valor de la resistencia térmica del inversor para cierta

potencia, se calculó la razón TPot

°∆ , donde ∆T° es la diferencia entre la temperatura

medida en el disipador y la temperatura ambiente.

Se evaluó la curva anterior para un valor de potencia igual al calculado anteriormente, y se obtuvo un valor para la resistencia térmica RDA de 1,4 ºC/W. La resistencia térmica práctica del disipador es menor que la resistencia mínima de 1,5 ºC/W, lo que asegura el mantenimiento de la temperatura de los componentes dentro de los márgenes establecidos por el fabricante.

165

Figura M.6: Disipadores Usados para las fuentes DC.

166

ANEXO N

CONSIDERACIONES TARJETA DE DISPARO

167

ANEXO N: CONSIDERACIONES TARJETA DE DISPARO

Para entender algunos puntos del diseño de la tarjeta de disparo, se presenta la figura N.1 con algunos cometarios relevantes, relacionados con las letras mayúsculas que aparecen en esta figura.

Figura N.1: Tarjeta Inversora para una Fase.

168

A: Alimentación de cada puente. Esta alimentación proviene de las fuentes que han sido implementadas dentro de la memoria. El grosor de las líneas se debe a una seguridad para la corriente que circulará [14].

B: Conector para 15 y 5 Volts. En la figura 4.14 se pueden apreciar voltajes de 5 y 15 Volts para alimentar los distintos componentes del circuito (optpcuplas, negadores, etc.). Estas alimentaciones provienen de las fuentes que han sido implementadas, y sirven para alimentar las Optocuplas, negadores, etc.

C: Es un agujero para poder apernar el MOSFET al disipador, ya que la forma de afirmar la tarjeta es la que se muestra en la Figura N.2:

Figura N.2: a) Disposición del MOSFET que será colocado en el Inversor b) Esquema de la forma de apoyar la tarjeta sobre el disipador

D: Debido a que el control se basa en una señal para la válvula superior, otra para la inferior y una tierra, y puesto que no todos provienen de la misma parte física, se necesitan muchos conductores que converjan en una misma área para el control. Y justamente eso son. Para evitar problemas de radiaciones parásitas, las

169

líneas de control se encuentran rodeadas por líneas de tierra (una línea de tierra a cada lado de una de control).

E: Conector con todas las tierras y líneas de control para el encendido y apagado de todas los semiconductores.

170

ANEXO O

DETALLE DE LA DISTRIBUCIÓN DE COMPONENTES Y CONEXIONES ELÉCTRICAS

171

ANEXO O: DETALLE DE LA DISTRIBUCIÓN DE COMPONENTES Y CONEXIONES ELÉCTRICAS

Para colocar los transformadores e inversores en un mismo espacio físico, se ocupó una estructura de aluminio ya existente como se muestra en la siguiente figura (Figura O.1):

70 cm

39.5 cm7.5 cm

Figura O.1: Esquema de la Estructura de Aluminio usada.

Debido a que se necesita poner en ese espacio, las tres fases del inversor y los tres transformadores de las fuentes DC, se tomó la siguiente disposición que resultó óptima (Figura O.2):

172

Tarjeta dedisparo

Aisladores deMadera

Barra deAcero

Paquete deTransformadores

Entrada220V

Salida ACEntrada DCMaestros

Manillas

Manillas

TarjetaFuente DC

Figura O.2: Vista Superior de la disposición utilizada.

En la figura, el paquete de transformadores consta de tres transformadores: uno con tres secundarios, de 30 Volts cada uno, para alimentar al Esclavo 1 (el de abajo a la izquierda), otro con seis secundarios: tres de 15 Volts para el Esclavo 2 y tres de 10 Volts para el Esclavo 3 (el de abajo a la derecha), y otro transformador con doce secundarios de 15 Volts para alimentar los reguladores de 5 y 15 Volts (el que está sobre los otros dos). La forma de cómo se calcularon estos transformadores se encuentran en el Anexo D.

173

Como se dijo anteriormente, las fuentes DC son sólo para los Esclavos, por lo que la fuente DC del Maestro debe ser incorporada externamente. Es por esta razón que existen bornes de entrada DC para alimentar el Maestro (figura O.3), donde la referencia está conectada a la tierra de las fuentes de 5 y 15 Volts del circuito de disparo del Maestro para dejarlos con la misma referencia que la fuente externa. Además existen bornes de salida AC (figura O.4), que son los que entregan el voltaje alterno de salida de los inversores.

Fuente MaestroFase 1



Figura O.3: Bornes para alimentación externa de los Maestros.

174

Salida ACFase 1

Salida ACFase 2

Salida ACFase 3

Figura O.4: Bornes para voltaje de salida alterno.

La entrada de 220 Volts (Figura O.5) consta de un botón de encendido o apagado, y se ocupa para alimentar todos los transformadores (todos tienen primarios a 220 Volts), de manera de apagar la alimentación de los Esclavos y de los circuitos de disparo, dejando apagado todo el sistema inversor (independiente si tengo alimentados los Maestros externamente).

Alimentación 220V paralos Trasnformadores

Interruptor

Figura O.5: Esquema de conexión a la red eléctrica.

175

Los aisladores de madera de la figura O.2 son usados por dos razones: i) para que la barra de acero lateral no toque las tarjetas del inversor (éstas son un poco más grandes que el disipador) y ii) para aislar la barra de acero de los disipadores, ya que estos últimos conducen.

El sistema consta además de un juego de cuatro manillas de aluminio para poder ser transportado con mayor facilidad. Cabe resaltar que el mayor peso del sistema se lo lleva la parte donde se encuentran los transformadores, por lo que una vez que las alimentaciones puedan ser reemplazadas por fuentes DC-DC bidireccionales, el peso se reducirá considerablemente.

176

ANEXO P

DETALLE DE LA CONSTRUCCIÓN DEL DISIPADOR DE POTENCIA

177

ANEXO P: DETALLE DE LA CONSTRUCCIÓN DEL DISIPADOR DE POTENCIA

Para ahondar el tema tratado en la sección 4.2, se procede a explicar paso a paso el diseño y construcción del disipador.

Como se dijo en la sección 4.2.2, lo primero que se tuvo que tener en cuenta, fue que cada puente tiene dos MOSFETS con Drenador común y dos con Surtidor común (Figura P.1). Como en la base de la empaquetadura de cada MOSFET está el Drenador, se optó por dejar un perfil completo para los MOSFET con Drenador común seguido por un perfil cortado por la mitad para los MOSFET con Surtidor común, unidos entre sí con separadores aislantes de madera para evitar cortocircuitos. Esto se puede apreciar en el diagrama de la Figura P.2:

VoutVDC

S1

Drenador Común

Surtidor Común

S2

S4S3

Figura P.1: Diseño de un Puente.

178

Vista Frontal

Vista SuperiorAislantes de Madera

Aluminio

Aire

Figura P.2: Esquema de la unión de perfiles para el disipador.

Los materiales usados para la construcción del disipador, y el disipador ya terminado, se pueden apreciar en la siguiente fotografía (Figura P.3):

Figura P.3: a) Materiales para un disipador b) Disipador Terminado

179

Luego de terminados los tres disipadores, se procedió a unir los perfiles que tienen Surtidor común para obtener la característica de puentes “H” en serie. Las conexiones para obtener puentes en cascada se pueden apreciar en la figura P.4.

+2,33V

+7V

+21V

+63V

+

+

+

+

-

-

-

-

Figura P.4: Esquema de conexiones entre Disipadores.

Como se muestra en la figura P.5, para poner dos puentes “H” en cascada, el Drenador del MOSFETS inferior del “circuito de disparo 2” está conectado con el Drenador del MOSFETS inferior del “circuito de disparo 1” del otro puente “H”. En otras palabras, es necesario conectar el perfil de aluminio “(-)” con el perfil de aluminio “(+)” del otro puente “H”.

180

VDC1

S1 S2

S4S3

Perfil de Alumniocompleto

Perfil de Alumniocortado

VDC2

S1 S2

S4S3

Circuito dedisparo 1

Circuito dedisparo 2

(+)

(+)

(-)

(-)

Figura P.5: Conexión de dos puentes en cascada.

Esta configuración ensamblada se puede apreciar en la fotografía de la Figura P.6:

181

Figura P.6: Esquema de conexiones entre Disipadores.

Mediante un cálculo experimental se pudo calcular la resistencia térmica del disipador. El experimento consistió en ver el aumento de temperatura de un disipador, con respecto a una variación de potencia disipada. Para esto, se construyó un “emparedado” con dos disipadores pequeños y una resistencia de plancha, a la cual se le puede medir la potencia de entrada (Figura P.7)

A

Amperímetro

VVoltímetro Vac

DisipadorChico

Resistenciade Plancha

Figura P.7: Esquema de circuito para calcular RDA.

182

Luego de la construcción, el siguiente paso fue medir la temperatura ambiente, ya que se debe obtener la variación de la temperatura con respecto a la potencia disipada en la resistencia. El proceso consiste en variar el voltaje de entrada (Vac) y medir la potencia de entrada de la resistencia (por medio del amperímetro y voltímetro) y la temperatura del disipador. Resaltar que debido a la configuración mostrada, la potencia aplicada a uno de los disipadores, es la mitad de la potencia medida (suponiendo disipadores iguales).

Entonces se procedió a la obtención de la curva TPot

°∆ mediante la

variación del voltaje de entrada, y la medición de temperatura en el disipador (Figura P.8):


0,0

20,0

40,0

60,0

80,0

100,0

120,0

5 10 15 20 25 30 35 4

Potencia (W)

Tem

pera

tuta

(C)

0

Figura P.8: Curva de Temperatura versus Potencia para calcular RTH.

Para encontrar el valor de la resistencia térmica del inversor para cierta

potencia, se calculó la razón TPot

°∆ , donde ∆T° es la diferencia entre la temperatura

medida en el disipador y la temperatura ambiente. El detalle de estos cálculos se encuentra en el Anexo M.

183

Se evaluó la curva anterior para un valor de potencia igual al calculado en la sección 3.1, obteniéndose un valor obtenido para la resistencia térmica RDA de aproximadamente 3,9 ºC/W. La resistencia térmica práctica del disipador es menor que la resistencia mínima de 4,56 ºC/W calculada anteriormente, lo que asegura el mantenimiento de la temperatura de los componentes dentro de los márgenes establecidos por el fabricante sin el uso de un sistema de enfriamiento, como ventiladores. Sin embargo, el uso de éstos fue considerado por razones de seguridad en el diseño de las fuentes DC para los Esclavos, por lo que no se deberían presentar problemas de esta índole en un fututo.

Tesis Poryecto Inversor Pwm

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