Dispositivos Semiconductores en Electronica dePotencia

Alejandro Zabala Camacho; azabalac@unal.edu.coUber Florez Quiroga; uflorezq@unal.edu.co

Wilder Fitzgerald Guzman Patino; wfguzmanp@unal.edu.co

Electronica de Potencia, Departamento de Ingenierıa Electrica y Electronica.

Resumen—En el presente documento se recolecta las ideasbasicas sobre los dispositivos electronicos que se utilizanen electronica de potencia. Se muestran las diferencias massignificativas entre los diferentes tipos de diodos (propositogeneral (GP), recuperacion rapida (FR), carburo de silicio(SiC)). Tambien se resume el funcionamiento basico de losdiferentes tipos de tiristores. Ademas se detallan algunos driversde disparo en los tiristores, BJT, Mosfet e IGBT. Por ultimo,se describen los circuitos llamados snubbers, con su respectivodiseno.

Palabras clave: Tiristor, Reles de Estado Solido, Modulosinteligentes, Snubbers, Transistores.

I. COMPARACION ENTRE LOS DIODOS DE PROPOSITOGENERAL, DIODOS DE RECUPERACION RAPIDA Y DIODOS

DE CARBURO DE SILICIO

Un diodo es un dispositivo semiconductor que, a manerageneral, se comporta como un corto-circuito cuando por elcircula una corriente que fluye de anodo a catodo, y queactua como un circuito abierto en caso contrario. Sin embargo,aquel proceso basico de cambios de estados posee ciertascaracterısticas tıpicas de un elemento real, construido a partirde un proceso industrial. Es por ello que se consideraron 7apartados especıficos para realizar la comparacion:

Tiempo de recuperacion en inversa.Tension inversa de ruptura y corriente maxima de opera-cion.Caıda de tension con polarizacion directa.Proceso de fabricacion y costos.Aplicaciones.Conductividad termica y capacidad de disipar calor.Perdidas de potencia.

I-A. Tiempo de recuperacion en inversaLos diodos de proposito general (GP) poseen tiempos

tıpicos de recuperacion de entre 20 y 30 µs; por su parte,los tiempos de los diodos de recuperacion rapida (FR) estanentre 25 y 200 ns y los diodos de carburo de silicio (SiC)estan cercanos a los 17 ns [1].

I-B. Tension inversa de ruptura y corriente maxima de ope-racion

Los diodos de GP pueden usarse en aplicaciones que vandesde 1A/50 V hasta 5 kA/10 kV. Por su parte, los diodos de

FR posee un rango de operacion menor que va desde 1A/50 Vhasta 1 kA/3 kV [2]. Los diodos de SiC pueden operar entre600 V y 1200 V con corrientes entre 6 y 15 A a 20 C [3].

I-C. Caıda de tension en polarizacion directa

Un diodo de GP presenta caıdas de voltaje de 0,6-0,7 V. Undiodo de FR entre 0,8 y 1,7 V y un diodo de SiC entre 1 y2 V. Este ultimo aspecto es desfavorable para los diodos deSiC debido principalmente al tamano de la banda de energıade valencia (∼1.1 eV para Si y ∼3 eV para SiC) [4].

I-D. Proceso de fabricacion y costos

Los diodos de proposito general se fabrican a partir de unfino dopado tipo p o n en un lado del dispositivo y un fuertedopado tipo n o p al lado opuesto. Lo anterior garantiza unoscostos de produccion bajos, ergo, un precio al consumidorreducido. Los diodos de recuperacion rapida se fabrican pordifusion, de manera similar al los diodos de GP, pero demanera mas meticulosa, lo que desemboca en costos mas altoscomparados con la ya mencionados. Por ultimo, los diodos decarburo de silicio se encuentran en una etapa de fabricacionaun en desarrollo por lo que los pocos diodos de carburo quese desarrollan en masa son diodos Schottky.

I-E. Aplicaciones

Los diodos de GP se usan principalmente para convertidoresconmutados por lınea, rectificadores y convertidores en bajafrecuencia (max. 1 kHz). Los diodos de FR se usan fundamen-talmente en la conversion electrica de potencia, convertidoresac-dc y dc-ac, UPS y convertidores resonantes. Los diodos deSiC poseen capacidades termicas excepcionales lo que permitetrabajar en sistemas de alto voltaje y alta temperatura endonde la caıda de tension del elemento es despreciable conlas magnitudes del sistema.

I-F. Conductividad termica y capacidad de disipar calor

Uno de los aspectos mas importantes de los diodos de SiC essu gran capacidad para conducir el calor. Esto provoca que elartefacto semiconductor disipe calor al no actua como baterıatermica. Ası pues, los dispositivos hechos a partir de siliciotienen una conductividad termica de entre 1,3 y 1,6 W/cm−Kmientras que los de SiC rondan los 4,8 W/cm−K [4].

I-G. Perdidas de potencia

La referencia citada como [1] realiza una comparacion delas perdidas por prendido y apagado de los diodos. Sin embar-go, este procedimiento esta realizado sobre unas referencias dediodos especıficas, por lo que los datos son concluyentes paraun cierto numero de dispositivos. Aun ası, se puede hacer unaidea general de las mejores que presentan los diodos de SiCfrente a los diodos de Si1.

DUT Tj=25C DUT Tj=150CFast SiDiode

Ultra-Fast SiDiode

SiCDiode

Fast SiDiode

Ultra-Fast SiDiode

SiCDiode

DiodeLosses

344µJ

86 µJ 8 µJ 704µJ

268µJ

26 µJ

Tabla IRESUMEN DE PERDIDAS EN UN LOS DISTINTOS TIPOS DE DIODOS DEBIDO

A LA RECUPERACION EN INVERSO.

II. TIRISTORES: SCR, TRIAC, DIAC, GTO, MCT

Los tiristores son una familia de dispositivos semiconduc-tores de potencia de los mas antiguos (1957, laboratoriosde investigacion de General Electric)[5], tambien conocidoscomo SCR (semiconducter-controlled rectifiers) que se usanmucho en circuitos electronicos de potencia. Funcionan comointerruptores biestables, pasan de un estado no conductor auno conductor[6]. La transicion del estado no conductor alestado conductor se realiza a traves de una compuerta. Lostiristores convencionales se disenan sin la funcion de apagadocontrolado por dicha compuerta pero existen cierto tipo quese disenan para tener funciones controladas de encendido yapagado (GTO, gate turn-off). Se caracterizan en parte portener menores perdidas y mayor capacidad de potencia enestado encendido respecto a los transistores pero estos ultimostienen mejores caracterısticas en conmutacion y por lo tantomenores perdidas de esta clase [6].

II-A. Caracterısticas de los tiristores

Un tiristor tiene tres terminales: anodo, catodo y compuerta;su estructura interna se compone de tres uniones pn, es decircuatro capas figura 1. El funcionamiento del tiristor se dade la siguiente manera: cuando el voltaje anodo catodo espositivo las uniones J3 y J3 se polarizan de forma directaal igual que un diodo, pero la union J2 queda en inversay pasa una pequena corriente de fuga de anodo a catodola cual se conoce como corriente en estado apagado IDy se dice que el dispositivo esta en condicion de bloqueodirecto. Ahora bien, si el voltaje anodo catodo se aumentademasiado el tiristor se enciende pero dicho proceso puededanar de forma permanente la union J2 y por consiguienteel dispositivo, a esto se le llama ruptura por avalancha yel voltaje correspondiente se conoce como VBO (voltaje deavalancha directo). La forma correcta de encender el tiristorconsiste en mantener la tension anoto catodo por debajo de

1La tabla 1 fue tomada del artıculo citado como [1]. Se hace especialmencion debido a que fue tomada tal cual aparece en dicho documento.

VBO y aplicar un voltaje positivo entre la compuerta y elcatodo, en ese momento al estar polarizadas directamente lasuniones J1 y J3 se da un flujo libre de portadores a traves delas tres uniones ası se da una gran corriente anodica directa,se da una caıda de potencial por la presencia de las tresuniones semiconductoras normalmente de 1 V, al igual que undiodo cuando conduce se tiene una resistencia de conduccionconocida como RL figura 2.

Figura 1. Sımbolo tiristor y sus tres uniones pn [6].

Para mantener el dispositivo en estado de conduccion justodespues de activarlo y retirar la senal de la compuerta, esnecesario una corriente anodica de retencion IL. En la figura2 se ve una caracterıstica V-I tıpica de un tiristor[6].

Figura 2. caracterıstica v-i tristor[6].

Existe otra corriente de retencion IH que es la corrientemınima de anodo para mantener al tiristor en estadoencendido. Se denota que IH < IL. Una vez encendido eltiristor por una tension positiva compuerta-catodo y con unacorriente de retencion IH , el dispositivo continua en estadoactivo por retroalimentacion positiva, aun cuando se retire lasenal de la compuerta, por esto el tiristor es un dispositivo deretencion[6].

II-B. Modelo del tiristor empleando dos transistores

EL modelo de un tiristor se puede construir a partir dedos transistores complementarios es decir un transistor npny uno pnp, que se muestra en la figura 3. Este modelo

permite entender el proceso de retencion que se da por larealimentacion positiva de la cual se hablo en la seccionanterior. Un BJT en la zona activa se describe, con frecuenciasbajas, por medio de la ecuacion de Ebers-Moll [5]:

IC1 = −α1IE1 + ICO1 (1)IC2 = −α2IE2 + ICO2 (2)

donde ICO corresponde a la corriente de fuga de la unioncolector-base y α se define como la ganancia de corrientebase comun α ' IC/IE [6]. Si se observa que IA = IE1 yIK = −IE2 = IA + IG y que IE1 + IC1 = IC2 se llega

IA =α2IG + ICO1 + ICO2

1− (α1 + α2(3)

La ecuacion anterior permite ver que la suma de α1 + α2

influye de una forma directamente proporcional a IA, ası, enestado de bloqueo dicha suma es mucho menor que la unidad[5]. La ganancia de corriente α1 varıa con la corriente IA yα2 varıa con IK = IA+IG, de modo que al incrementar IG lacorriente de anodo aumentara inmediatamente incrementadoası α1 y α2 y el aumento de estos incrementara aun mas IA.Es ası como se da el efecto de realimentacion positiva, si(α1 + α2) tiende a la unidad, el denominador de la ecuacion3 se acerca a 0, con lo cual se tendra un valor grandede corriente de anodo, es decir una pequena corriente decompuerta basta para activar el dispositivo y luego el procesode retroalimentacion lo mantendra activo [6].

Figura 3. Circuito equivalente de dos transistores de un tiristor [5].

Bajo condiciones transitorias, las capacitancias de las unio-nes pn (figura 4) influyen en las caracterısticas del dispositivosemiconductor [6]. Si el tiristor esta en estado de bloqueo, undv

dtgrande hara que ij2 sea grande pues

i2 = Vj2dCj2

dt+ Cj2

dVj2dt

(4)

donde Cj2 y Vj2 son la capacitancia y el voltaje de la unionJ2 [6]. Cuando i2 aumenta da como resultado el aumento delas corrientes de fuga ICO1 y ICO2, este incremento puedeactivar el tiristor de manera indeseada o incluso puede danarel dispositivo.

Otra caracterıstica importante en el transitorio es el didt . El

tiristor requiere un tiempo para dispersar la conduccion demanera uniforme a traves de las uniones, pero si dicha tasade cambio es muy alta respecto al proceso de dispersion men-cionado, aparecera un punto de calentamiento que envejeceprematuramente el dispositivo o lo puede destruir [6].

Figura 4. Modelo transitorio de un tiristor

II-C. Activacion de tiristor

Un tiristor de activa incrementando la corriente del anodo.Esto se puede llevar a cabo mediante una de las siguientesformas:

II-C1. Termica: Si la temperatura de un tiristor es alta,habra un aumento en el numero de pares electron-hueco, loque aumentara las corrientes de fuga. Este aumento en lascorrientes hara que (α1 + α2) tienda a la unidad y ası eldispositivo se active, dicho proceso puede causar una fugatermica que por lo general se evita [6].

II-C2. Luz: Si se permite que la luz llegue a las unionesde un tiristor, aumentaran los pares electron-hueco pudiendoseactivar el tiristor. Este proceso se logra al permitir que la luzllegue a los discos de silicio [6].

II-C3. Alto voltaje: Si el voltaje anodo catodo es mayorque el voltaje de ruptura directo VOB, fluira una corriente defuga suficiente para iniciar una activacion regenerativa. Esteproceso se debe evitar pues envejece o destruye el dispositivo[6].

II-C4. dvdt : En la ecuacion 4 se observa que si la tasa

dVAK

dt es alta, la corriente de carga de las uniones capaci-tivas puede ser suficiente para activar el tiristor. Un valoralto de dicha corriente puede danar el transistor, por esta

razon existen circuitos con configuraciones especiales paraproteger el dispositivo contra un dv/dt alto. Los fabricantesespecifican el dv/dt maximo permisible para el dispositivosemiconductor[6].

II-C5. Corriente de compuerta: Esta es la forma de lacual ya se ha hablado en secciones anteriores es la formamas comun y adecuada de activar el tiristor, en esta seccionse presenta la existencia de un retraso conocido como tiempode activacion tON el cual se puede observar en la figura 5,tON se define como el tiempo entre el 10 % de la corrientede regimen permanente IG y el 90 % de la corriente activadel tiristor en estado estable.

Figura 5. caracterıstica de activacion

Se debe tomar en cuenta los siguientes puntos en el disenode un circuito con control de compuerta:

La senal de la compuerta debe eliminarse despues deactivarse el tiristor. Una senal continua de compuertaaumentarıa la perdida de potencia en la union de lacompuerta [6].Mientras el tiristor este con polarizacion inversa, no debehaber senal de compuerta, de lo contrario el tiristor puedefallar debido a una corriente de fuga incrementada [6].El ancho del pulso de la compuerta IG debe ser mayorque el tiempo requerido para que la corriente del anodose eleve al valor de la corriente de mantenimiento IH .En la practica, el ancho del pulso IG por lo general sedisena mayor que le tiempo de activacion tON del tiristor[6].

II-D. Tipos de tiristores

Dependiendo de la construccion fısica y del comportamientode activacion y de desactivacion en general los tiristores sepueden clasificar en las siguientes categorıas:

Tiristores de control de fase (SCR)Tiristores de conmutacion rapida (SCR)Tiristores de desactivacion por compuerta (GTO)Tiristores de triodo bidireccional (TRIAC)Tiristores de conmutacion inversa (RCT)

Tiristores de induccion estatica (SITH)Rectificadores controlados por silicio activado por luz(LASCR)Tiristores controlados por FET (FET-CTH)Tiristores controlados por MOS (MCT)Diodo para Corriente Alterna (DIAC)

A continuacion se especifica sobre algunas de la dichasclasificaciones.

II-D1. SCR:Tiristores de control de fase “Este tipo de tiristores porlo general opera a la frecuencia de linea, y se desactivapor conmutacion natural. El tiempo de desactivaciones del orden de 50 a 100 µs.Esto es muy adecuadoen especial para las aplicaciones de conmutacion abaja velocidad. Tambien se les conoce como tiristoresconvertidores. Dado que un tiristor es basicamente undispositivo controlado y fabricado de silicio se le conocecomo rectificador controlado de silicio (SCR)”[6]. “Elvoltaje en estado activo, VT , por lo comun varıa desdeaproximadamente 1,15 V para 600 V, hasta 2.5 V paradispositivos de 4000 V, y para tiristor de 5, 5 kA 1200 Ves tıpicamente 1.25 V. Los tiristores modernos utilizanuna compuerta amplificadora, en la que se dispara untiristor auxiliar TA mediante una senal de compuerta, yde allı la salida amplificadora de TA se aplica como senalde compuerta al tiristor principal TM esto se muestraen la figura 6. La compuerta amplificadora permitecaracterısticas altamente dinamicas con dv/dt tıpicas de1000v/µs y di/dt de 500A/µs, simplificando el disenopara proteger el circuito contra altas tasas de de di/dt ydv/dt”[6].

Figura 6. Tiristor de compuerta amplificadora [6].

Tiristores de conmutacion rapida “Estos se utilizanen aplicaciones de conmutacion de alta velocidad conconmutacion forzada (por ejemplo, en pulsadores einversores). Tienen un tiempo corto de desactivacion,por lo general de 5 a 50 µs dependiendo del rangode voltaje. La caıda directa en estado activo varıaaproximadamente en funcion inversa del tiempo dedesactivacion tq . Este tipo de tiristor tambien se conocecomo tiristor inversor. Estos tiristores tienen un dv/dtalto, tıpicamente de 1000v/µs, y un di/dt de 1000

A/µs. La desactivacion rapida y el di/dt altos son muyimportantes para reducir el tamano y el peso de loscomponentes de conmutacion o reactivos del circuito. Elvoltaje en estado activo de un tiristor de 2200 A/1800V es por lo comun de 1.7 V. Los tiristores inversorescon una muy limitada capacidad de bloqueo inverso,tıpicamente de 10 V, y un tiempo de desactivacion muycorto, entre 3 y 5 µs y se conocen comunmente comotiristores asimetricos (ASCR)”[6].

II-D2. TRIAC: “Un TRIAC puede conducir en ambasdirecciones, y normalmente se utiliza en el control de fasede corriente alterna (por ejemplo, controladores de voltaje deca). Se puede considerar como si fueran dos SCR conectadosen antiparalelo, con una conexion de compuerta comun,como se muestra en la figura 7. Las caracterısticas V-Iaparecen en la figura 8. Dado que el TRIAC es un dispositivobidireccional, no es posible identificar sus terminales comoanodo y catodo. Si la terminal MT2 es positiva con respectoa la terminal MT1, el TRIAC se puede activar aplicandouna senal de compuerta positiva entre la compuerta G y laterminal MT1 . Si la terminal MT2 es negativa con respectoa la terminal MT1, se activara al aplicar una senal negativaa la compuerta, entre la compuerta G y la terminal MT1.No es necesario que esten presentes ambas polaridades enlas senales de la compuerta y un TRIAC puede ser activadocon una sola senal positiva o negativa de compuerta. Enla practica, la sensibilidad varıa de un cuadrante a otro, elTRIAC normalmente se opera en el cuadrante I+ (voltajey corriente de compuerta positivos) o en el cuadrante III−

(voltaje y corriente de compuerta negativos)”[6].

Figura 7. Equivalente del TRIAC [6].

Figura 8. Caracterısticas v-i [6].

II-D3. DIAC: “El DIAC es basicamente una combinacioninversa en paralelo de dos terminales de capas semiconducto-ras que permite la activacion o disparo en cualquier direccion.Las caracterısticas del dispositivo presentadas en la figura 9demuestran con claridad que hay un voltaje de conduccionen cualquiera de las dos direcciones. Se puede aprovechar almaximo la condicion de encendido en cualquiera de las dosdirecciones en aplicaciones de ca.

Figura 9. [8].

Figura 10. [8].

La disposicion basica de las capas semiconductoras deldiac se muestra en la figura 10 junto con su sımbolo grafico.Observese que ninguna de las terminales se designa comocatodo. En cambio, hay un anodo 1 (o electrodo 1) y unanodo (o electrodo 2). Cuando el anodo 1 es positivo conrespecto al anodo 2, las capas semiconductoras de interesparticular son p1n2p2 y n3. Para el anodo 2 positivo conrespecto al anodo 1, las capas aplicables son p2n2p1 y n1”[8].Las tensiones de ruptura VBR1 y VBR2 son muy similaresentre si son de aproximadamente 30 V.

II-D4. GTO: “Un tiristor de apagado por compuerta(GTO), al igual que un SCR, puede activarse mediantela aplicacion de una senal positiva de compuerta. Sinembargo, se puede desactivar mediante una senal negativade compuerta. Un GTO, es un dispositivo de enganche y sepuede construir con especificaciones de corriente y voltajesimilares a las de un SCR. Un GTO se activa aplicando

a su compuerta un pulso positivo corto y se desactivamediante un pulso negativo corto. Los GTOs tienen variasventajas sobre los SCR las cuales se describen a continuacion:

La eliminacion de los componentes auxiliares en la con-mutacion forzada, que da como resultado una reduccionen costo, peso y volumen.La reduccion del ruido acustico y electromagnetico de-bido a la eliminacion de bobinas de induccion en laconmutacion.Una desactivacion mas rapida, que permite frecuenciasde conmutacion mas altas.Una eficiencia mejorada de los convertidores.

En aplicaciones de baja potencia, los GTO tienen las siguientesventajas sobre los transistores bipolares:

Una mas alta capacidad de voltaje de bloqueo.Una relacion alta de corriente de pico controlable acorriente promedio.Una relacion alta de corriente de pulsacion pico a co-rriente promedio, tıpicamente de 10:1.Una ganancia alta en estado activo (corriente del anododividida entre la corriente de la compuerta) tıpicamente600.Una senal de compuerta pulsada de corta duracion. Bajocondiciones de pulsacion de carga, un GTO pasa a unasaturacion mas profunda. Por otra parte, un transistorbipolar tiende a salirse de saturacion

Un GTO tiene una baja ganancia durante el proceso dedesactivacion, tıpicamente de 6, y para desactivarse requierede un pulso de corriente negativa relativamente alto.Tieneun voltaje en estado activo mas alto que el de los SCR. Elvoltaje en estado activo de un GTO tıpico de 550 A 1200 Ves de 3-4 V”[6].

II-E. MCT

“Un tiristor controlado por MOS (MCT) combina las ca-racterısticas de un tiristor regenerativo de cuatro capas y unaestructura de compuerta MOS. En la figura 11 aparece elcircuito equivalente y el sımbolo del MCT. La estructura npnpse puede representar por un transistor npn Q1 y un transistorpnp Q2. La estructura de compuerta MOS se puede representarpor un MOSFET de canal p M1 y un MOSFET de canal nM2. Debido a que se trata de una estructura npnp, en vez dela estructura pnpn de un SCR normal, el anodo sirve como laterminal de referencia con respecto a la cual se aplican todaslas senales de compuerta.

El MCT se puede operar como dispositivo controladopor compuerta, si su corriente es menor que la corrientecontrolable pico. Intentar desactivar el MCT a corrientesmayores que su corriente controlable pico de especificacion,puede provocar la destruccion del dispositivo. Para valoresmas altos de corriente, el MCT debe ser conmutado comoun SCR estandar. Los anchos de pulso de la compuerta noson crıticos para dispositivos de corrientes pequenas. Para

Figura 11. Esquema u circuito equivalente ara MCT de canal P [6].

corrientes mayores, el ancho del pulso de desactivacion debeser mayor. Ademas, durante la desactivacion, la compuertautiliza una corriente pico. En muchas aplicaciones, incluyendoinversores y pulsadores, se requiere, de un pulso continuo decompuerta sobre la totalidad del perıodo de encendido/apagadoa fin de evitar ambiguedad en el estado. Las caracterısticas massobresalientes de un MCT son:

Tiene una baja caıda de voltaje directo durante la con-duccion.Un tiempo de activado rapido, tıpicamente 0,4µs, y untiempo de desactivado rapido, tıpicamente 1,25µs, paraun MCT de 300 A, 500 V.Bajas perdidas de conmutacion.Una baja capacidad de bloqueo de voltaje inverso.Una alta impedancia de entrada de compuerta, lo quesimplifica mucho los circuitos de excitacion [6]”

III. RELES DE ESTADO SOLIDO Y MODULOSINTELIGENTES BASADOS EN TIRISTORES (SSR,

THYRISTOR INTELLIGENT MODULES)

III-A. Reles de estado solido

Un Rele de Estado Solido (SSR) desarrolla la mismafuncion que un rele electromecanico, pero sin partes movilessensibles al desgaste mecanico. Este dispositivo es un interrup-tor electronico que permite o bloquea el paso de la electricidadde acuerdo a la senal de control. Un SSR esta disenado apartir de un fotocelda tipo MOSFET y un diodo tipo LEDque es usado para operar el elemento. Este artefacto presentadiferencias claras frente a un rele convencional [7]:

Mayor velocidad de conmutacion al usar solo parteselectronicas.No-generacion de arcos electricos por lo que permite serusados en ambientes inflamables.Menor tamano.Mayor vida util al no tener partes moviles.

Pero tambien presenta algunas desventajas:

Cuando actua como circuito abierto, la resistencia equi-valente vista desde la terminales de salida es baja com-parada con la de un rele electromecanico.Cuando actua como circuito cerrado, la resistencia es altapor lo tanto las perdidas tambien.Son menos robustos, son mas sensibles a corrientes deretorno o la polaridad en sus terminales de salida.

III-B. Modulos inteligentes basados en tiristores

Los modulos inteligentes (mas adelante se dedica una sec-cion exclusiva a este ıtem) son, en lo que respecta a desarrollode la electronica de potencia, la cuspide de la integracionde elementos. Un modulo inteligente integra los elementosconmutadores junto con sus respectivas protecciones a picosde corrientes y/o tension, temperatura altas y estres electricoen general.

IV. DRIVERS PARA DISPARO DE TIRISTORES: ACOPLEDIRECTO

En la seccion de tiristores se hablo de la forma de activarun SCR que corresponde con un proceso de control y sepuede clasificar en dos tipos de control: disparo y bloqueo.Para el control bloqueo se puede dar natural o forzado. Parael control de disparo se puede tener disparos no deseados(por exceso de tension, por derivada de tension, por radiacionelectromagnetica) y disparos deseados los cuales se dan porun impulso en la compuerta de dispositivo (Gate). Para esteultimo tipo de control existen drivers o circuitos que manejandiferentes tipos de acoplamiento: directo, magnetico y optico.

El driver o circuito de acoplamiento directo se muestra enla figura 12 util si el catodo del SCR va a masa (compartereferencia con el control).

Figura 12. Circuito de acoplamiento directo [9]

V. DRIVERS PARA DISPARO DE TIRISTORES: TRANSISTORMONOJUNTURA UJT

El transistor monounion (UJT) se usa en forma comunpara generar senales de disparo para SCR. En la figura 13se muestra un circuito de disparo con UJT. Un UJT tienetres terminales, llamadas emisor(E), base uno (B1) y base dos(B2). Entre B1 y B2 la monounion tiene las caracterısticasde una resistencia ordinaria. Esta resistencia es la resistencia

entre las dos bases RBB y sus valores estan entre 4.7 y 9.1kΩ. En la figura 14 se muestran las caracterısticas estaticas deun UJT.[6]

Figura 13. Circuito UJT.

Figura 14. Caracterısticas estaticas UJT.

Cuando se aplica el voltaje Vs de alimentacion, se carga elcapacitor C a traves del resistor R, porque el circuito de emisordel UJT esta abierto. La constante de tiempo del circuito decarga es τ1 = RC . Cuando el voltaje del emisor(VE) es igualal voltaje del capacitor, vc, el UJT se enciende y el capacitor Cse descarga a traves de RBl con una rapidez determinada porla constante de tiempo τ2 = RBl . Esta constante τ2 es muchomenor que τ1. Cuando el voltaje de emisor VE disminuye hastael punto de valle Vv , el emisor deja de conducir, el UJT seapaga y se vuelve a repetir el ciclo de carga. En la figura15 se ven las formas de onda de los voltajes de emisor y dedisparo.[6]

El valor del resistor R se limita entre 3 kΩ Y 3 MΩ. Ellımite superior de R lo establece el requisito de que la lıneade carga que forman R y Vs cruce a las curvas caracterısticasdel dispositivo a la derecha del pico, pero a la izquierda delvalle. Si la lınea de carga no pasa a la derecha del pico, el UJT

Figura 15. Formas de Onda.

no se puede encender. Por lo tanto tiene que cumplir estas doscondiciones:

R <Vs − VpIp

(5)

R >Vs − VvIv

(6)

El ancho tg del pulso de disparo es:

tg = RB1C (7)

En general, el valor de RB1 se limita a menos de 1 kΩ,aunque en algunas aplicaciones son posibles los valores hastade 3 kΩ . En general, se conecta un resistor RB2 en serie conla base dos, para compensar la disminucion de Vp debida alaumento de temperatura, y para proteger al UJT de una posibleavalancha termica.[6]

VI. DRIVERS AISLADOS PARA DISPARO DE TIRISTORES:TRANSFORMADORES DE PULSO, Y OPTICOS (OPTO-TRIACS)

En los circuitos de potencia, en los que se emplean tiristores;en la entrada esta sujeto a un alto voltaje, por lo generalmayor que 120V o 240V y el circuito que se localiza en lacompuerta se mantiene a un voltaje mucho mas bajo, de 12 a30 V. Se requiere un circuito de aislamiento entre un tiristorindividual y su circuito generador de pulsos de compuerta. Elaislamiento (Figura16)se puede lograr mediante transformado-res de pulsos o con opto-acopladores (fototransistor, fotoSCR,opto-TRIAC). [6]

Un pulso corto a la entrada de un ILED D1, activa al foto-SRC T1, lo que lleva a que se dispare el tiristor de potencia TL.Este tipo de aislamiento requiere una fuente de alimentacionseparada Vcc, aumentando el costo y el peso del diseno final.

Una configuracion de aislamiento con transformadores depulso, se ve en la figura 17. Cuando se aplica un pulso devoltaje determinado a la base del transistor de conmutacionQ1, el transistor se encontrara en la zona de saturacion,produciendo un voltaje continuo (Vcc), atreves del primariodel transformador, induciendo en el secundario un voltaje

Figura 16. Aislador de foto-SCR acoplado.

pulsante, que se aplica en las terminales de compuerta yde catodo del tiristor. Cuando el pulso se elimina de labase del transistor Q1, el transistor se apaga y se induceun voltaje de polaridad contraria a traves del primario, yasi llevando a conduccion el diodo Dm. La corriente debidaa la energıa magnetica disminuye hasta cero a traves deldiodo Dm. Durante esta disminucion transitoria, se induce elcorrespondiente voltaje inverso en el secundario. [6]

Figura 17. Transformador de pulsos cortos.

Se puede alargar el ancho de pulso conectando un capacitorcon un valor determinado C en paralelo con el resistor R, comose ve en la figura 18. El transformador conduce corriente uni-direccional, y el nucleo magnetico se puede saturar, limitandoası el ancho de pulso. Esta clase de aislamiento de pulso esadecuada en forma tıpica para pulsos de 50 a 100 µs.[6]

Aparece un agravante cuando se manejan cargas inductivas,ya que el periodo de conduccion de un tiristor depende delfactor de potencia (FP) de la carga; por lo tanto, no esta biendefinido cuando el tiristor empezara a conducir. En este casoes necesario disparar en forma continua a los tiristores. Sinembargo, con un disparo continuo aumentan las perdidas enel tiristor. En la figura 19 se ve un tren de pulsos que espreferible aunque se obtiene con un devanado auxiliar. Cuandose enciende el transistor Q1, tambien se induce un voltaje enel devanado auxiliar N3 en la base del transistor Q1, por lotanto, el diodo D1 se polariza en sentido inverso y Q1 seapaga. Entre tanto, el capacitor C1 se carga a traves de R1 yenciende de nuevo a Q1. Este proceso de encendido y apagadocontinua mientras haya una senal de entrada V1.[6]

En lugar de usar el devanado auxiliar como oscilador debloqueo, se podrıa generar un tren de pulsos con una com-

Figura 18. Transformador de pulsos largos.

Figura 19. Generador de tren de pulsos.

puerta logica AND, como se ve en la figura 20. En la practica,la compuerta AND no puede encender en forma directa altransistor Q1, y se conecta una etapa de acoplamiento.

Figura 20. Tren de pulsos con reloj y compuerta logica AND.

VII. DRIVERS INTEGRADOS (IC) PARA CONTROL DETIRISTORES, FUNCIONAMIENTO, SINCRONIZACION Y

EJEMPLOS

VII-A. Mecanismo de control

La figura 21 muestra la estructura mas simple de unrectificador controlado, la onda media rectificador. Este cir-cuito es usado para explicar y entender el funcionamiento deaccionamiento y control de un tiristor. La topologıa incluye untiristor Th cuyos terminales de potencia, anodo (A) y catodo(K), estan conectados en un circuito que incluye, ademas delsemiconductor dispositivo, una fuente de CA (vs) y una carga.Por simplicidad se elige una carga meramente resistiva.

Para entender el funcionamiento del convertidor, el tiristorpuede ser considerado como un interruptor unidireccionalque entra en conduccion (estado on), cuando un impulso decorriente de corto se aplica entre la compuerta (G) y el catodopor un bloque especializado llamada circuito de control depuerta o circuito de disparo de puerta (GTC). Una vez enel estado on, el tiristor mantiene su estado mientras que semantiene la polarizacion directa (+ en el anodo y - en lael catodo). El estado de bloqueo (estado off) de el tiristor(interrupcion del flujo de corriente) no puede ser inducida atraves de la terminal de control por el GTC.

Figura 21. Circuito rectificador de media onda con un SCR.

Al analizar las polaridades de la fuente vs de la fig. 21es evidente que el encendido puede lograrse solo en losintervalos de tiempo en el que el tiristor esta polarizado endirecta, mas precisamente, durante los semiciclos positivos. Siel tiristor se sustituye con un diodo de potencia, se produceel encendido natural al comienzo de cada intervalo de tiempocuando el dispositivo es polarizado en directa. Por esta razonlos lımites izquierdos de las medias ondas positivas (puntosP en la fig. 22) se pueden llamar puntos de conmutacionnaturales.

Para controlar el convertidor con un cierto angulo α, elcircuito de disparo de compuerta debe ser capaz de saber(localizar) los puntos de conmutacion definidos en el tiempo.Por este motivo, el circuito de control de puerta incluye, entreotras funciones, la funcion de sincronizacion. Esta funcion seimplementa utilizando usync senal sincronizada con la tensionde alimentacion vs obtenido con la ayuda de una transformadorde sincronizacion. El valor α se impone por un control de

Figura 22. Comportamiento de un tiristor actuando como rectificador concarga resistiva pura.

voltaje (Control V) aplicada a la entrada del circuito de disparode compuerta [10].

VII-B. Circuitos integrados y tecnicas de control

Como un dispositivo de encendido controlado, el tiristorno puede funcionar sin un sistema de control. Su funciones proporcionar pulsos de corriente entre la compuerta y losterminales de catodo para iniciar el dispositivo de encendidoen los momentos deseados. En el caso de las estructuras depotencia complejas, con muchos tiristores, se prefiere un solocircuito de control para asegurar impulsos de corriente deactivacion para todos los tiristores. Este bloque distinto delsistema electronico de potencia es, por lo general, llamadoGTC (ya nombrado anteriormente). Puesto que un triac esequivalente a dos tiristores conectados en antiparalelo, losprincipios de control para los tiristores y la circuitos queponen en practica estos principios pueden ser utilizado,tambien, para los triacs.

Los GTCs se pueden construir con la ayuda de componentesdiscretos de baja potencia o utilizando circuitos integradosespecializados (por ejemplo UAA145). Otro ejemplo de cir-cuitos integrados es el TCA 785 (fig. 23). El metodo usadopara lograr el desfasaje α es comparando una tension continuaque se usa como senal de control con una diente de sierrasincronizada con la linea y cuyo periodo es igual a unsemiciclo de la onda sinusoidal. Cuando se produce el crucecon la senal de tension DC, el comparador envıa una senal alcircuito logico del circuito integrado (CI) y este produce unpulso de salida [11].

Figura 23. Esquematico de un circuito integrado TCA 785 usado para eldisparo de tiristores.

VIII. SNUBBERS Y DISENO DE SNUBBERS, PARATIRISTORES

Los Snubbers son circuitos que se colocan a traves dedispositivos semiconductores para la proteccion y para mejorarel rendimiento. Los Snubbers pueden hacer muchas cosas:

Reducir o eliminar los picos de tension o corriente.Limitar dI/dt o dV/dtMantener el dispositivo dentro del area de operacionsegura.Transferencia de disipacion de energıa del dispositivo auna resistencia o una carga util.Reducir las perdidas totales debidas a la conmutacion.Reducir la interferencia electromagnetica de oscilacionesde corrientes.

Hay muchos tipos diferentes de Snubbers, pero los dosmas comunes son las redes de amortiguamiento resistor-capacitor (RC) y el Snubber encencido-apagado resistencia-condensador-diodo (RCD).

Para el analisis de la tension de recuperacion transitoria queaparece a traves de un dispositivo tiristor, un convertidor depotencia por lo general se puede reducir a un circuito equiva-lente de la forma mostrada en la figura 24. Una tension E, quepuede suponerse constante durante todo el transitorio, se aplicaa un circuito en serie RLC. El voltaje en la resistencia y lacapacitancia en serie aparece como tension de recuperacion enel dispositivo semiconductor. El voltaje inicial del condensadores cero, pero existe una corriente I inicial, corresponde ala corriente de recuperacion inversa pico en el dispositivo.Un analisis del circuito en el dominio de Laplace permiteestablecer relacion entre E1/E (E1 corresponde al pico devoltaje), el factor de amortiguamiento ζ y con el factor decorriente inicial χ. A continuacion se definen dichos factores:

χ =I

E

√L

C(8)

ζ =R

2√L/C

=α

ω0(9)

Figura 24. Circuito equivalente de un snubber [12].

El pico normalizado de voltaje E1/E se grafica en lafigura 25 como una funcion del factor de amortiguamiento, ycon el factor de corriente inicial χ como un parametro. Paraun valor dado de χ existe cierto ζ el cual minimiza el radioE1/E. La seleccion del factor de amortiguamiento adecuadorepresenta el diseno optimo del snubber para minimizar elpico de voltaje dado un valor de capacitancia (asumiendoque L y el pico de corriente son predeterminados) o paraminimizar la capacitancia[12].

Figura 25. Pico de voltaje como funcion del factor de amortiguamiento y lacorriente inicial. [12].

Ası, si (E1/E) es el valor admisible el diseno del snubberoptimo se puede determinar con la figura 26 y con lassiguientes relaciones:

χ0 = funcion de

(E1

E

)0

ζ0 = funcion de

(E1

E

)0

C = LI

Eχ0

R = 2ζ0

√L

C=

2ζ0Eχ0

I

Figura 26. Parametros optimos del Snubber para mınimo voltaje pico [12].

Ası mismo para buscar un dv/dt se hacen uso de graficas(figura 27) donde se normaliza dv/dt en funcion de losfactores ya nombrados y posteriormente con un parametroseleccionado se refiere a la otra grafica (figura 28) y seseleccionan los otros parametros [12].

VIII-A. Snubber encencido-apagado

En particular, cuando un tiristor se enciende a partir de unatension E, ocurre una perdida de energıa ( 12CE

2). Debido altiempo de caıda de tension del tiristor, parte de esta energıase disipa en el tiristor en lugar de la resistencia del snubber,y la descarga del condensador aumenta el di/dt inicial enel tiristor. Cuando la descarga del Snubber resulta en perdidasexcesivas por conmutacion el el tiristor, un arreglo de Snubberpolarizado en directo debe ser considerado. Cuando la funcionprimaria del Snubber es limitar la tasa dv/dt del tiristor enel momento de la recuperacion inversa, el esquema mostradoen la figura 29 es usado comunmente. La resistencia R, es laresistencia de amortiguacion eficaz durante el crecimiento dedv/dt, mientras que R2 es una resistencia mucho mayor paralimitar la corriente de descarga del snubber cuando se disparael tiristor [12].

Cuando el voltaje directo se vuelve a aplicar a un tiristorcomo una rampa de baja tasa dv/dt, el proposito principaldel amortiguador es limitar el pico de voltaje inverso. Aquı,

Figura 27. Pico de voltaje como funcion del factor de amortiguamiento y lacorriente inicial. [12].

Figura 28. Parametros optimos del Snubber para mınimo voltaje pico [12].

Figura 29. Snubber polarizado en directo [12].

la disposicion de la figura 30 se puede utilizar. La resistenciade amortiguacion R, es eficaz durante la recuperacion inversa,mientras que la resistencia R2 de mayor valor descarga el

condensador C1 del snubber durante el perıodo de la tensionen directo antes de que el tiristor se dispare de nuevo [12].

Observese que el snubber polarizado en directo no reducenlas perdidas del circuito, pues solo evitan las perdidas enel tiristor. Por ejemplo, un Snubber polarizado en inversoimpide la carga positiva del condensador durante las bajasperdidas de dv/dt, y la carga inversa bloqueada es disipadaen la resistencia de descarga [12].

Figura 30. Snubber polarizado en inversa [12].

Cuando un par de tiristores estan conectados en paralelo,como en un ciclo convertidor, el snubber debe ser eficazdurante la recuperacion de cualquier polaridad. Por lo tanto,una disposicion como la de la figura 31 no parece ser practica.Sin embargo, puede ser posible reducir el tamano del snubbermediante el empleo de reactores no lineales que son insatura-dos y tienen un alto valor de la inductancia en el momento dela recuperacion cuando la corriente esta cerca de cero. Talesreactores, que se muestran en las figuras 31 y 30 , tambienreducen el di/dt que se da despues del proceso de encendido[12].

Figura 31. Snubber no polarizado [12].

IX. TRANSISTORES DE CONMUTACION: BJT, MOSFET,IBGT

Los transistores de conmutacion son elementossemiconductores que pueden actuar como interruptores

electronicos, que actuan bajo una senal de control ingresadaen dos de sus terminales que se ve reflejada en el otro parde ellas. Ası bien, la velocidad de conmutacion de estosdispositivos es mucho mayor que la de los tiristores, perosus especificaciones de voltaje y corriente son mas reducidas,lo que disminuye su campo de aplicacion a baja y mediapotencia.

IX-A. Transistores de Union Bipolar (BJT)

Un transistor de union bipolar se forma al anadir unasegunda capa p o n a un diodo np, de modo que si se adicionaun dopado n se obtiene un transistor npn, en caso contrariose obtiene un transistor pnp. Lo anterior genera dos unionesnp que a su vez da lugar a un dispositivo de tres terminales:emisor, base y colector (ver figura 32). Para las aplicacionesde potencia estos elementos se usan en la region de saturacionde un transistor npn y es usual utilizar la configuracion deemisor comun (el emisor se comparte entre la entrada y lasalida) para las aplicaciones de conmutacion.

Figura 32. Representacion circuital de un transistor de uniob bipolar BJT.

La necesidad de un gran capacidad de conduccion decorriente en estado activa implica que un conductor depotencia sea parcialmente distinto a los transistores usadosen la electronica digital, tanto las curvas de entrada y salidacomo las caracterısticas de conmutacion se ven ligeramentemodificadas por este requerimiento.

IX-A1. Caracterısticas I-V: Las curvas tıpicas de untransistor npn se muestran en la figura 33. Notese que cadauna de las curvas allı presentadas corresponde con unacorriente de base (iB) dada. La zonas de ruptura primariay secundaria se deben evitar debido a la gran disipacion depotencia que conllevan, especialmente la zona de rupturaprimaria pues allı se produce la avalancha convencional de launion C-B. De la grafica tambien se puede observar que, entreel transistor logico versus el transistor de potencia, hay unaregion que no aparece en el primero y que es conocida comocuasisaturacion, la cual sera explicada mas adelante luego dedetallar las regiones de operacion tıpicas del elemento.

IX-A2. Regiones de operacion del BJT: Del transistorde potencia se distinguen 3 regiones basicas de operacion:corte, activa y saturacion. En la region activa, la corrienteque entra por base no posee la magnitud suficiente para

Figura 33. Caracterısticas I-V de salida de un transistor BJT en configuracionde emisor comun: iC vs vCE [5].

prender el dispositivo, de modo que este estado no merecemayor cuidado. En el estado activo, se tiene que la unionB-E esta en polarizacion directa y la union C-B en inversa yactua como amplificador de corriente en donde la corrientede colector se multiplica por una constante propia de cadatransistor β. Para los transistores de potencia, las gananciasno superan las 20 veces, ası, para lograr amplificaciones decorriente mayores se debe usar la configuracion Darglintonmostrada en la figura 34. Por otro lado, en la region desaturacion ambas uniones estan polarizadas en directa y lacorriente de base es lo suficientemente alta para el voltajecolector-emisor sea bajo, y el transistor actua como interruptor.

Figura 34. Configuracion Darglinton usada en electronica de potencia paralograr β mayores.

Notese que como hay tres corrientes involucradas en elfuncionamiento de este elemento, debe haber una expresionque la relaciones sacada del analisis de circuitos, y es la

siguiente:iE = iC + iB (10)

Cada transistor posee una β caracterıstica que se relacionacon las corrientes iC y iB por medio de una expresionconocida como ganancia de corriente β.

β =iciB

De modo que, despreciando la corriente de fuga de la unioncolector-base, se tiene de la ecuacion anterior

iC = βiB (11)

De lo que se tiene que la corriente del emisor es

iE ≈ iB(1 + β)

O visto de otra manera

iE ≈ iC(

1 +1

β

)= iC

(β

1 + β

)(12)

La corriente se colector se puede expresar como

iC = αiE

En donde α se relaciona con β como sigue

α =β

1 + β(13)

IX-A3. Caracterısticas de conmutacion: En un transistorse presentan capacitancias intrınsecas debido a las diferenciasde potencial y las diferencias de densidad de carga dentro delelemento. Una agrupacion de cargas de signo positivo juntoa una agrupacion de cargas son, en esencia, un condensadornatural. Esto ocasiona que los cambios de estado a los queun elemento semiconductor de este tipo es sometido no seaninmediatos, hay tiempos de retardo. La figura 35 muestrael modelo circuital de un transistor npn bajo condicionestransitorias, donde Ccb y Cbe son las capacitancias efectivasde las uniones CBJ y BEJ respectivamente. Tales valoresdependen de las construccion propia del artefacto ası como delos voltajes de las uniones. Las capacitancias ya nombradasnecesitan de un tiempo para que su “placas”se llenen decarga, lo que genera un tiempo de retraso entre el envıo delpulso de control y la activacion del transistor.

Figura 35. Modelo del transistor con ganancia de corriente β.

En la figura 36 se puede observar el comportamiento tıpicode conmutacion de un transistor de union bipolar. Conformeel voltaje en la base (vBE) aumenta hasta llegar a un valor V1ası como la corriente que entra por la base hasta un valor iB1,existe un delay que se requiere para que la capacitancia Cbe secargue hasta el valor de encendido de la union (∼0.7 V) y sedenota en la grafica como td. Allı tambien se puede observarque una vez pasado ese retraso la corriente de colector llegahasta un valor permanente iCS pasando primero por un tiempotr que depende de la constante de tiempo de Cbe. El procesosiguiente (cuando el voltaje pasa de V1 a −V2) es similar.

Figura 36. Tiempos de conmutacion del transistor bipolar.

IX-B. MOSFET de potencia

Los transistores de efecto de campo por semiconductorde oxido metalico (metal-oxide-semiconductor field effecttransistor, MOSFET) son dispositivos electronicos controladospor voltaje que poseen velocidades de conmutacionsensiblemente mas altas que las ofrecidas por los BJT.Al requerir de una pequena corriente en su entrada, y al teneruna gran capacidad de conduccion de corriente en estadoactivo y buena capacidad de tension de bloqueo en estadopasivo estan siendo usados masivamente en aplicaciones queantes solo eran desarrolladas por BJT.

Los MOSFET se fabrican de dos tipos: MOSFET de enri-quecimiento y de agotamiento. El presente documento prestaespecial atencion a estos ultimos. Existen a su vez dos tipos deMOSFET de agotamiento: de canal n y canal p. El primerose forma en un substrato de silicio tipo p con dos siliciosfuertemente dopados n+. La compuerta esta aislada del canalmediante una delgada capa de oxido (vease la figura 37). Lastres terminales se conocen como compuerta, drenaje y fuente.El voltaje de compuerta a fuente (vGs) puede ser positivo onegativo, si es negativo, algunos de los electrones del area del

canal n seran repelidos y se creara una region de agotamientopor debajo de la capa de oxido, que resultara en canal efectivomas angosto y en un alta resistencia de drenaje a fuente(RDS). Si VGS se hace suficientemente negativo, el canal seagotara totalmente, ofreciendo un alto valor de RDS y nohabra flujo constante de drenaje a fuente (iDS=0) [6].

Figura 37. MOSFET tipo agotamiento de canal n.

IX-B1. Regiones de operacion: En la figura 38 se mues-tran las caracterısticas de salida del MOSFET de canal n.Existen tres regiones de operacion: 1) region de corte, dondevGS¡vT , 2) region de saturacion, donde vDS ≤ vGS − vTy 3) region lineal, donde vDS = vGS − vT . En la regionlineal, la corriente de drenaje iD varıa en proporcion al voltajedrenaje-fuente, vDS . Debido a la alta corriente de drenajey al bajo voltaje de drenaje, los MOSFET de potencia seoperan en la region lineal para acciones de conmutacion. Enla region de saturacion, la corriente de drenaje se conservapracticamente constante para cualquiera incremento en el valorde vDS , y los transistores se utilizan en esta region para laamplificacion de voltaje. Debe hacerse notar que la saturaciontiene el significado opuesto que en el caso de los transistoresbipolares [6].

Figura 38. Caracterısticas de salida de un transistor tipo MOSFET.

IX-B2. Caracterısticas de conmutacion: Un diodo deefecto de campo es intrınsecamente mas rapido que untransistor de union bipolar debido a que no tienen portadoresminoritarios excedentes que se deban introducir o sacar deldispositivo cuando se enciende o apaga. En un MOSFETaparecen tres capacitancias que se generan por las diferenciasde signo en las densidad de carga dentro del elemento. Ası,

entre la compuerta y el drenaje se establece una capacitanciaCgd, entre la compuerta y la fuente Cgs y entre el drenaje yla fuente Cds. La capacitancia de drenaje-fuente no se incluyeen el analisis porque no afecta materialmente a ninguna delas caracterısticas de conmutacion ni a las formas de onda.

Figura 39. Tiempos de conmutacion de un transistor tipo MOSFET.

De la figura 39, se puede ver que el tiempo td(on) es eltiempo requerido para cargar la capacitancia de entrada hastael voltaje umbral vT . El tiempo tr es el retardo que tarda encargar esta misma capacitancia hasta el voltaje vGSP , que es elmismo que se requiere para excitar el transistor hasta la regionlineal. El comportamiento de descarga de estos elementospasivos se exhibe cuando se va desde V1 hasta 0.

IX-C. Transistores IBGT

Los transistores de compuerta aislada (Insulated GateBipolar Transistor, IGBT) son elementos que poseencaracterısticas de MOSFET y BJT. Un IGBT posee unaalta impedancia de entrada, igual que los MOSFET, y bajasperdidas en estado activo, como los BJT. La figura 40 muestrala seccion transversal de un IGBT que es muy similar a lade un MOSFET excepto por el substrato p+. Por eso, elfuncionamiento de un IGBT es mas cercano al de un BJTque al de un MOSFET.

En la figura 41 se observa el sımbolo de un transistor IGBT,el cual posee tres terminales: compuerta, emisor y colector. Laespecificacion de corriente de un solo IGBT puede llegar hastalos 400 A/1200 V y una frecuencia maxima de conmutacionde 20 kHz [6].

X. MODULOS INTELIGENTES (IGBT INTELLIGENTMODULES)

“Los dispositivos de potencia se consiguen como unidadesaisladas o como modulos. Con frecuencia, un convertidor depotencia requiere dos, cuatro seis dispositivos, dependiendode su topologıa”[6]. “Los modulos tienen la ventaja demenos perdidas en estado cerrado, buenas caracterısticas deconmutacion de alto voltaje y corriente, y mayor velocidadque las de los dispositivos convencionales”[6]. “Los modulosinteligentes (IPM) integran el modulo de potencia y el circuitoperiferico, este ultimo esta formado por un seccionamiento

Figura 40. Seccion transversal de un transistor tipo MOSFET.

Figura 41. Sımbolo del transistor IGBT.

de la entrada o salida respecto a la interconexion con, elsistema de senal y de alto voltaje, un circuito de excitacion,un circuito de proteccion y de diagnostico (contra exceso decorriente, cortocircuito, carga abierta, sobre calentamientoy exceso de voltaje), control por microcomputadora y unafuente de corriente de control. Los usuarios solo debenconectar las fuentes de poder externas (flotantes). Un modulointeligente se puede considerar como un sistema que conectala fuente de poder a cualquier carga”[6].

La funcion de interconexion se realiza con circuitos logicossemiconductores de oxido metal complementarios de altadensidad, su funcion de deteccion y proteccion con circuitosbipolares analogicos. En la figura 42 se muestra el diagramafuncional de bloques de un modulo inteligente.

Los circuitos analogicos en un IPM que se utilizan para lacreacion de los sensores necesarios para la auto-protecciony para proporcionar un bucle de retroalimentacion rapida,pueden poner fin a la operacion del chip sin causar danocuando las condiciones del sistema superan las condicionesestables. Por ejemplo, los chips de potencia inteligentes debenestar disenados para apagar sin dano cuando se produce uncortocircuito a traves de una carga tal como un motor de

Figura 42. Diagrama de bloques se un IPM [14].

bobinado. Bajo estas condiciones, la corriente se eleva auna velocidad tıpicamente en exceso de 100A/µs . El IPM,controla la corriente de carga , y siempre que esta corrientesupera un lımite preestablecido, el voltaje en directo quesuministra potencia a los conmutadores se apaga, tambiense suele tener proteccion para sobretendones y temperaturasdaninas para el sistema [14].

X-A. La ultima generacion de IPM

La Figura 43 muestra la ultima generacion 6G-IPM tieneuna potencia de 6in1 1200V-50A. Tiene 6xIGBTs, 6xFWDs,6x conductor-IC y 19 pasivos. Estos IPM se utilizan princi-palmente en la fabrica industrial automatizacion, tales comocontrol de movimiento, robots y ası sucesivamente. Los IPMtiene caracterısticas siguientes:

chips IGBT especiales disenados para el IPM.En la actual chip y sensores de temperatura.El conductor-IC para conducir / proteger IGBT y enviaralarma.Discreto y compacto enfocado para los controles demovimiento

XI. DRIVERS PARA DISPARO DE TRANSISTORES BJT,MOSFET, IGBT: ACOPLE DIRECTO, PUSH-PULL,

BOOSTER, BOOTSTRAP

XI-A. MOSFET

La compuerta consume una corriente de fuga muy pequena,del orden de nA. El tiempo de encendido de un MOSFETdepende del tiempo de carga de la capacitancia de compuerta.El tiempo de encendido se puede reducir conectando uncircuito RC, como se ve en la figura 44, para cargar con mayorrapidez la capacitancia de la compuerta [6]. Cuando se conectaun voltaje a la compuerta, la corriente inicial de carga de lacapacitancia es:

IG =VGRS

(14)

Figura 43. Vista interna a la ultima generacion de 6G IGBT IPM [15].

Figura 44. Circuito de excitacion rapida de compuerta.

y el valor de estado permanente del voltaje de compuertaes, donde RS es la resistencia interna de la fuente que excitaa la compuerta, es

VGS =RGVG

RS +R1 +RG(15)

Para obtener velocidades de conmutacion del orden de100 ns o menos, el circuito que excita a la compuerta debetener una baja impedancia de salida, y la capacidad dedisipar y suministrar corrientes relativamente grandes. Unarreglo en totem es capaz de suministrar y disipar corrientesgrandes (figura 45). Los transistores pnp y npn actuan comoseguidores de emisor y ofrecen baja impedancia de salida.Esos transistores operan en la region lineal, en lugar del modode saturacion, y con ello minimizan el tiempo de retardo. Lasenal de compuerta para el MOSFET de potencia se puedegenerar con un amplificador operacional. La retroalimentaciona traves del capacitor C regula la tasa de subida y bajada delvoltaje de compuerta, y ası controlar la rapidez de aumento ydisminucion de la corriente de drenaje del MOSFET [6].

Un diodo en paralelo con el capacitor C permite queel voltaje de compuerta cambie con rapidez solo en unadireccion.

Figura 45. Excitador de compuerta en arreglo de totem con formacion deflanco de pulso.

XI-B. BJT

La velocidad de conmutacion se puede aumentar reduciendoel tiempo de activacion, encendido (ton) y el tiempo dedesactivacion, (toff ). Se puede reducir ton permitiendo unpico de la corriente de base durante la activacion, dando comoresultado una β forzada baja (βF ) al principio. Despues de laactivacion, puede aumentar βF hasta un valor suficientementealto como para mantener al transistor en la region de casisaturacion. El toff se puede reducir invirtiendo la corrientede base y permitiendo un pico de corriente de base durantela desactivacion. Al aumentar el valor de la corriente de baseinversa IB2 disminuye el tiempo de almacenamiento. En lafigura 46 se muestra una forma de onda tıpica de la corrientede base.[6]

Figura 46. Forma de onda de corriente de excitacion de base.

Las tecnicas de uso comun para optimizar la activacion dela base de un transistor son:

Control de Encendido: Cuando se conecta el voltaje deentrada, la corriente de base se limita con el resistor R,y el valor final de esa corriente es:

IB =V1 − VBE

R1 +R2(16)

Figura 47. Correccion de corriente de base durante el encendido.

El capacitor C1 se carga hasta un valor final, muy cercanoal voltaje sobre R2 al realizar divisores de voltaje.La constante de tiempo de carga del capacitor es, apro-ximadamente:

τ1 =R1R2C1

R1 +R2(17)

al descargarse:

τ2 = R2C1 (18)

Los anchos de pulsos de activacion y de apagado, debenser mayores a sus respectivos constantes de tiempo. Lafrecuencia maxima de conmutacion es fs = 0,2(τ1+τ2).Control de ApagadoSi se requieren caracterısticas distintas de encendido yapagado, se puede agregar un circuito de apagado alcircuito de la figura 47 (usando C2, R3 y R4), comose ve en la figura 48. El diodo D1 aısla el circuito deencendido de la base del circuito de apagado de la baseal polarizarse en sentido inverso, durante el apagado[6].

Figura 48. Correccion de corriente de base durante el encendido y el apagado.

Control Proporcional de BaseEste tipo de control tiene ventajas sobre el circuitoanterior. Si la corriente del colector cambia, la corrientede encendido de la base tambien cambia en proporciona la corriente del colector (figura 49).

Figura 49. Circuito de excitacion proporcional de base.

Control de Anti-saturacionSe puede reducir el tiempo de almacenamiento operandoel transistor con una saturacion gradual, en lugar demuy rapida. Esto se puede hacer sujetando el voltajede colector a emisor a un valor predeterminado, y lacorriente en el colector es, gracias a un sujetador Baker:

IC =Vcc − Vcm

RC(19)

Donde Vcm es el voltaje del sujetador(Figura 50).

Figura 50. Circuito sujetador de colector.

La corriente de base sin sujecion, que es adecuada parala activacion rapida del transistor, se puede determinarcon

IB = I1 =VB − Vd1 − VBE

RB(20)

Despues de incrementar la corriente del colector, eltransistor se activa y se presenta la sujecion debido a queD2 queda con polarizacion directa y conduce. Entonces:

VCE = VBE + Vd1 − Vd2 (21)

donde la corriente es:

IL =VCC − VBE − Vd1 + Vd2

RC(22)

y la corriente de colector en la sujecion es:

IC =β(I1 + IL)

1 + β(23)

Para que haya sujecion, Vd1 > Vd2, La accion sujetadorada como resultado una corriente reducida de colector yla eliminacion del tiempo de almacenamiento. Al mismotiempo se logra una activacion rapida. Sin embargo,debido al mayor VCE , la disipacion de potencia en estadoactivo, en el transistor, aumenta, mientas que disminuyela perdida de potencia por conmutacion.[6]

XII. DRIVERS PARA DISPARO DE TRANSISTORES BJT,MOSFET, IGBT: TRANSFORMADORES DE PULSO, Y

DRIVERS OPTICO

En forma basica hay dos maneras de aislar la senal decontrol de compuerta con respecto a tierra.

XII-A. Transformadores de pulsos

Los transformadores de pulsos solo tienen un devanadoprimario, y pueden tener uno o mas devanados secundarios.Con varios devanados secundarios se pueden tener senalessimultaneas de compuerta para transistores conectados en serieo en paralelo. La figura 51 muestra un circuito de excitacionde compuerta aislado por transformador. El transformadordebera tener una inductancia de fuga relativamente nula, y eltiempo de subida del pulso de salida debera ser muy pequeno.Con un pulso relativamente largo y con baja frecuencia deconmutacion, el transformador se saturarıa y su salida sedistorsionarıa [6].

Figura 51. Excitador de compuerta aislado por transformador.

XII-B. optoacopladores

En los optoacopladores se combina un diodo emisor deluz infrarroja (ILED) y un fototransistor de silicio. La senalde entrada se aplica al ILED y la senal de salida se tomadel fototransistor. Los tiempos de subida y bajada de losfototransistores son muy pequenos; los valores tıpicos detiempo de encendido tom son de 2 a 5 µs y de tiempo deapagado toff son de 300 ns. Estos tiempos de encendidoy apagado limitan las aplicaciones en alta frecuencia. En lafigura 52 se muestra un circuito de aislamiento de compuertadonde se usa un fototransistor. Este fototransistor podrıa serun par Darlington. Los fototransistores requieren suministrode potencia separado, y aumentan la complejidad, el costo yel peso de los circuitos excitadores[6].

Figura 52. Aislamiento de compuerta por optoacoplador.

XIII. DRIVERS PARA DISPARO DE TRANSISTORES BJT,MOSFET, IGBT: DRIVERS INTEGRADOS (IC),

FUNCIONAMIENTO Y EJEMPLOS

“Los requisitos de excitacion de compuerta que debe satis-facer un interruptor con MOSFET o IGBT son los siguientes:

El voltaje de compuerta debe ser de 10 a 15V mayor queel voltaje de la fuente o el emisor. Como el excitador depotencia se conecta al canal de voltaje principal +VS , elvoltaje de compuerta debe ser mayor que el del canal.El voltaje de compuerta que se refiere a tierra en elcaso normal debe ser controlable desde un circuito logicoası las senales de control deben desplazar su nivel hastala terminal de alimentacion del dispositivo de potencia,que en la mayor parte de las aplicaciones oscila entre losdos canales de V +

En general, un dispositivo en el lado de baja potenciaactiva el dispositivo de alta potencia que esta conectadocon el alto voltaje. Ası hay un dispositivo de potencia enlado de alta potencia y uno en el de baja. La potenciaabsorbida por los circuitos de activacion de compuertadeberıa ser baja y no afectar en forma importante laeficiencia general del convertidor de potencia.

Hay varias tecnicas esenciales cumplir con los requisitosde excitacion compuerta. Cada circuito basico se puedeimplementar con una gran variedad de configuraciones. UnCI excitador de compuerta integran la mayor parte de lasfunciones necesarias para excitar un dispositivo del ladode alta potencia y uno en el lado de baja en un paquetecompacto, de alto rendimiento y con baja disipacion depotencia. El IC Tambien debe tener algunas funciones deproteccion para funcionar bajo condiciones de sobrecarga yde falla.

Tres tipos de circuitos pueden efectuar las funciones deexcitacion y proteccion de compuerta. El primero es el acopla-dor de salida, necesario para proporcionar suficiente voltaje ocarga de compuerta al dispositivo de potencia. El segundo sondesplazadores de nivel, necesarios para interconectar entre lassenales de control a los acopladores de salida del lado de altapotencia y al de baja. El tercero es la deteccion de condicionesde sobrecarga en el dispositivo potencia, con las contramedidasapropiadas que se tomen en el acoplador de salida, al igualque la retroalimentacion de estado de falla”[6].

XIII-A. ejemplos

A continuacion se cita la presentacon de un fabricante parasus modulos “International Rectifier’s MOSFET gate y IGBTgate driver, son la solucion mas simple, mas pequena y demas bajo costo para manejar MOSFET o IGBT hasta 1200Ven aplicaciones de hasta 12 kW, Estos MOSFET y los contro-ladores IGBT proporcionan compatibilidad con el controladorcompleto con velocidades de conmutacion extremadamenterapida, disenado con robustez y baja disipacion de potencia.Generan la corriente y la tension necesaria para activar losMOSFET o IGBT dentro y fuera de la salida logica de unDSP (procesador digital de senales), microcontrolador u otrodispositivo logico y puede ahorrar un 30 % en numero depiezas y hasta la mitad del espacio en la placa del acopladoroptico discreto o transformador. La entrada es normalmenteuna senal de nivel logico 3.3V y las corrientes de salida sonde hasta 4A”[16].

y se muestra concretamente el modelo IRS10752LPBFfigura 53

Figura 53. SOT-23 High-Side Gate Driver IC [16]

XIV. SNUBBERS Y DISENO DE SNUBBERS, PARATRANSISTORES

La definicon de un snubber ya se trato en el ıtem Snubbersy Diseno de Snubbers para tiristores de modo que la funcionde estos elementos es la misma tanto para aquel como paraeste caso: proteger los elementos semiconductores del estreselectrico producido por el suicheo en altas frecuencias. Esnecesario entonces entender el porque de la necesidad deusar snubbers para circuitos en electronica de potencia.Hay muchos tipos diferentes de circuitos utilizados enconvertidores de potencia, unidades de motor, balastospara lamparas y otros dispositivos. Afortunadamente todosestos diferentes circuitos tienen una red y formas de ondacomunes asociadas con los interruptores. La fig. 54 muestracuatro circuitos ampliamente usados. Todos estos circuitos,y de hecho la mayorıa de los circuitos de electronica depotencia, tienen dentro de ellos la misma red de conexiondiodo-inductor que se muestra dentro de las lıneas punteadas.El comportamiento de esta red es la misma en todos estoscircuitos, lo que significa que solo se tiene que resolver elproblema de diseno de snubbers de un circuito para aplicarloa todos los demas.

Para un voltaje de risado lo suficientemente pequeno, sepuede considerar que la carga -compuesta por la resistenciay la capacitancia del circuito Boost de la figura 54 se puedeaproximar a una fuente de tension. De manera analoga, sepuede aproximar la corriente en el inductor por una fuentede corriente con una variacion despreciable. De lo anterior setiene lo que se muestra en la figura 55.

Al comienzo del ciclo de conmutacion, el interruptor-transistor- esta abierto y toda la corriente (Io) fluye a travesdel diodo en la baterıa. A medida que el interruptor seenciende, la corriente se desplaza gradualmente desde eldiodo al conmutador. Sin embargo, siempre y cuando no haycorriente en el diodo, el voltaje de interruptor permaneceen Eo. Una vez que toda la corriente ha sido transferida alinterruptor, la tension del interruptor puede empezar a caer. Amedida que el interruptor se apaga, el voltaje a traves de ellase incrementa. La corriente en el interruptor sin embargo, nocomienza a caer hasta que la tension alcanza el interruptor

Figura 54. Circuitos ampliamente usados en electronica de potencia.

Figura 55. Circuito simplicado de una configuracion Boost junto con lasrespectivas formas de onda de la corriente y el voltaje de salida.

Eo porque el diodo esta polarizado inversamente hasta esepunto. Una vez que el diodo comienza a conducir la corrienteen el interruptor puede caer.

Este tipo de conmutacion, comunmente conocida como“conmutacion fuerte”, expone el interruptor a alta tensiondebido a que la tension maxima y la corriente maxima debenestar presentes de forma simultanea. Esto tambien conduce aque las perdidas por conmutacion sean altas [12].

Figura 56. Circuito simplicado de una configuracion Boost con las capaci-tancias e inductancias parasitas tıpicas de este tipo de elementos.

En los circuitos practicos, el estres en el interruptor sera aunmayor debido a la presencia inevitable de la inductanciaparasita (Lp) y la capacitancia (Cs) como se muestra enla figura 56. Cp incluye la capacitancia de la union delinterruptor y la capacitancia parasita debido al diseno delcircuito y el montaje. Lp es debido al tamano finito de ladisposicion de circuito y la inductancia de plomo. Lp puedeminimizarse con una buena practica el diseno pero puedehaber alguna inductancia residual que puede causar un picode voltaje de timbre al desvıo como se muestra en la figura57. Notese que este comportamiento es tıpico de un sistemade orden superior, como es el caso.

Figura 57. Senal de voltaje real sobre el transistor.

XIV-A. Diseno de snubbers RC

Un snubber tipo RC consta de una resistencia Rs y unacapacitancia Cs en serie que a su vez estan en paralelo conel switch o transistor. En este documento solo se precisaun diseno simple de snubber RC, para aquellos casos enla que la disipacion de potencia no es crıtica. Para lograruna amortiguacion significativa se debe tener Cs¿Cp. Unabuena primera aproximacion es hacer Cs igual al doble dela suma de la capacitancia de salida del interruptor y lacapacitancia de montaje estimado. Rs se selecciona de maneraque Rs = Eo/Io. Esto significa que el paso inicial de tensiondebido a la corriente que fluye en Rs no es mayor que latension de salida fijada. La potencia disipada en Rs puedeestimarse a partir de energıa pico almacenada en Cs:

Up =CsE

2o

2(24)

que es la cantidad de energıa disipada en Rs cuando Cs secarga y descarga de modo que disipacion de potencia promedioa una frecuencia dada (fs) es:

Pdis ≈ CsE2ofs (25)

Con el snubber RC implementado se observa que lasoscilaciones se reducen considerablemente (fig. 58).

Figura 58. Senal de voltaje real sobre el transistor rectificada por un snubbertipo RC.

XIV-B. Diseno de snubbers RCD

Un snubber RCD introduce un diodo en paralelo con la re-sistencia de modo que esta configuracion posee dos funcionesbasicas:

Dismiuir las perdidas por conmutacion.Limitar los picos de tension en el transistor y ası evitarel desgaste temporal.

En la figura 59 se muestra la disposicion del snubber RCDsobre el interruptor. Durante el apagado del transistor elsnubber se llevara la mayor parte de la corriente transfiriendoseuna gran parte de la disipacion de potencia que tendrıa quesoportar el transistor sin snubber, a este ultimo. La fiabilidaddel interruptor aumenta puesto que el pico de potencia queha de disipar se reduce y las oscilaciones de alta frecuenciaprovocadas por los elementos parasitos del circuito se venamortiguadas.

Figura 59. Snubber RCD.

A partir de la figura 59, se puede entender el funcionamientobasico del circuito de ayuda a la conmutacion RCD. Cuandoel transistor se apaga, la corriente que procede de la bobinaes conducida a traves del diodo D hacia el condensador delsnubber C. La tension en dicho condensador aumentara hastaalcanzar la tension de alimentacion del circuito, momento

en que el diodo principal D1 entrarıa en conduccion parallevarse la corriente de la bobina.

Cuando el interruptor entra en conduccion el condensadordel snubber se descarga a traves de la resistencia R y delpropio interruptor. Una condicion de diseno importante es queel condensador C se descargue totalmente durante la conduc-cion del transistor para poder comenzar el siguiente periodode conmutacion con condiciones iniciales de tension nulas.Por lo tanto, la constante de tiempo RC en el mencionadosnubber, debe ser menor que el periodo de conmutacion yaque se ha de dar tiempo suficiente al condensador C paracargarse y descargarse en cada ciclo de trabajo. A la vistade lo mencionado hasta el momento podemos concluir que elcircuito RCD interviene solo durante las conmutaciones.

Un punto a tener en cuenta en el diseno de este tipo decircuitos ha sido ya mencionado anteriormente pero convieneremarcar que durante la conduccion del transistor, la corrientede descarga del condensador C se superpone a la corrienteprincipal que proviene de la bobina Lo. Otro factor destacableconsiste en la limitacion que el snubber provoca sobre el modode trabajo del convertidor donde se ha implantado dicho snub-ber. Si el tiempo de conduccion del transistor es demasiadoestrecho, el condensador C no tendra tiempo suficiente paradescargarse totalmente, perdiendose las condiciones inicialesrequeridas para el correcto funcionamiento de la red de ayudaa la conmutacion. Una situacion tıpica en la que podemosencontrarnos con esta limitacion, es la presencia de unacondicion de sobrecorriente demandada por la carga.

REFERENCIAS

[1] Ahmed Elasser, Mustansir H. Kheraluwala, Mario Ghezzo, Robert L.Steigerwald, Nicole Andrea Evers, James Kretchmer and T. Paul Chow.“A Comparative Evaluation of New Silicon Carbide Diodes and State-of-the-Art Silicon Diodes for Power Electronic Applications”. IEEE Trans.on industry Aplications, Vol. 39, NO. 4, July/August 2003.

[2] Dr. J. S. Chitode, U. A. Backshi. “Power Devices and Machines”, 1stedition, Capıtulo 1: Power transistors.

[3] Hangseok Choi, System and Application Engineer, Fairchild Semiconduc-tor. “Overview of Silicon Carbide Power Devices”.

[4] Rohm Semiconductor, Innovations Embedded. “Silicon Carbide SchottkyBarrier Diodes”. USA, 2014.

[5] Mohan-Underland-Robbins, “Electronica de Potencia: convertidores, apli-caciones y diseno”, 3ra edicion, Mc Graw Hill.

[6] Muhamid Rashid, Electronica de Potencia: Circuitos, Dispositivos yaplicaciones. Prentice-Hall.

[7] National Instruments, products. “Solid State Relay, overview”. Septiem-bre, 2014.

[8] Robert L. Boylestad-Louis Nashelsky, “Electronica: Teorıa de Circuitosy Dispositivos Electronicos”, Decima edicion, Prentice-Hall.

[9] WIKI de Electronica de Potencia, consultado en linea agosto 2015,http://epower.wikispaces.com/file/view/Presentaci %C3 %B3n5.pdf.

[10] Ph.D.eng. Mihai Albu. “Thyristors and Triacs Control Gate TriggerCircuits”.

[11] Roberto Gibbons, “Convertidores de Alterna a Alterna, Circuito Inte-grados para Control de Tiristores”. Electronica de potencia.

[12] William McMurray, Optimum Snubbers for Power Semiconductors,IEEE Transactions on Industry Aplication, 1978.

[13] Rudy Severns, “Design of Snubbers for Power Circuits”.[14] J.Baliga, Power ICs in the saddle, IEEE Spectrum, Julio 1995 pags 34-

39.[15] M.Otsuki-M. Watanabe-A. Nishiura, Trends and Opportunities in Inte-

lligent Power Modules (IPM), IEEE,May 10-14, 2015.

[16] International Rectifier, General Purpose Gate Driver ICs, consultado enlinea en Agosto 2015 http://www.irf.com/product/Motor-Control-Gate-Driver-Non-Isolated-Gate-Driver-ICs-and-Controllers-General-Purpose-Gate-Driver-ICs//N 1njcii.