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Transistor NPN BC 548 encapsulado TO-92

Rodrigo Ernesto Ulloa Gaete

Estudiante Ingeniería Civil Eléctrica.

Universidad de Concepción.

rodrigoulloa@udec.cl

Abstract- En el presente escrito se presenta, desarrolla y soluciona, con el respaldo teórico correspondiente, problemas

con respecto al análisis de Data Sheet para un Transistor NPN BC 548 encapsulado TO-92. Se definen cada una de sus características y se finaliza con la solución de los problemas

planteados, detallando paso a paso su construcción, y comprobando con un simulador computacional.

INTRODUCCIÓN

Los transistores son dispositivos electrónicos

semiconductores utilizados principalmente como

amplificadores y como conmutadores. Estos se dividen en dos

tipos: los BJT (Bipolar Junction Transistor) y los FET (Field

Effect Transistor), que se diferencian en sus estructuras y los

principios físicos que controlan la relación voltaje y corriente.

Los BJT, figura 1, tienen terminales denominados

emisor, colector y base, y se componen de tres materiales

semiconductores alternados: dos tipo p y uno tipo n (pnp) o

dos tipo n y uno tipo p (npn). El transistor BJT opera como

un amplificador de corriente controlado por la corriente de

base, con ganancia ß. El BJT tiene tres regiones de operación

que se clasifican según su aplicación.

Los estados de saturación y corte permiten utilizar el

BJT como un conmutador en aplicaciones de electrónica de

potencia o como interruptor de potencia en fuentes de poder

conmutadas de baja frecuencia. La descripción de estas

regiones es la siguiente:

• Región de Corte: Es cuando IB = 0, por lo tanto Ic = IE =

0. En este caso el voltaje VCE es igual al voltaje de

alimentación VCC.

• Región de Saturación: Es cuando IB es lo suficientemente

grande como para provocar que VCE tienda a cero. En este

caso IC es máxima.

El otro estado permite utilizar el BJT como un

amplificador y es el siguiente:

• Región Activa: En esta zona el transistor opera como

amplificador de señales alternas, verificándose la relación de

ganancia de corriente.

Para transistores tipo BJT la amplificación de señal es

lineal, lo que quiere decir que existe una relación directa entre salida y entrada. Esta relación es la ganancia del

transistor, que es un valor que varía dependiendo del modelo

de transistor a ocupar.

Por otra parte, los transistores FET, figura 2, tienen

terminales denominados Gate (Compuerta), Drain (Drenaje) y

Source (Fuente) y se puede componer de dos formas: una

parte de un semiconductor tipo n y dos regiones con

impurezas tipo p unidas (JFET canal n) o un canal de material

tipo p y las regiones con impurezas son de tipo n (JFET canal

p). El JFET opera como un amplificador de corriente

controlado por voltaje aplicado entre compuerta y fuente. Los

JFET tienen 3 regiones de operación, las cuales se resumen a

continuación.

• Región de Ruptura: Cuando el voltaje entre Drain y

Source (VDS) crece más allá del estrangulamiento, se llega a

un punto donde VDS se vuelve tan grande que ocurre la

ruptura de avalancha del transistor, que destruye el

dispositivo por el incremento abrupto de la corriente ID

• Región de Saturación o Activa: La región entre el voltaje

de estrangulamiento y la ruptura de avalancha se denomina

región activa. Esta región es útil para aplicaciones de

amplificación lineal de señales. En esta región ID se satura y

su valor depende de VGS.

Para transistores tipo FET la amplificación de señal es

no lineal y se ve claramente al graficar la ecuación de

Shockley, que caracteriza a los FET, en especial al JFET,

aunque también al MOSFET tipo decremental. [1]

Fig.1. Representación Transistor NPN.

Fig.2. Representación Transistor FET.

OBJETIVOS

Los objetivos perseguidos en este trabajo son el diseño

de redes de polarización que permitan operar transistores en

modo activo, en especial, un BJT, para ser utilizado como

amplificador. Y además, obtener los parámetros reales de

operación de éstos de modo matemático, a través de la

obtención de las características del Data Sheet del Transistor

para finalmente comprobar dichos resultados con software de

apoyo.

2

DESARROLLO

A. ANÁLISIS DEL DATA SHEET DE UN TRANSISTOR.

La primera actividad consiste en el análisis de un Data

Sheet, para un Transistor NPN BC 548 encapsulado TO 92,

del cual se determinan las condiciones para una temperatura

de 25°C, a menos que se indique lo contrario. Luego se

resumen en la siguiente tabla los valores más característicos.

Tabla 1

Parámetros Transistor NPN BC 548 encapsulado TO 92.

Parámetros Valor Unidad

VCE VMÁX : 30.0

V(BR)CEO : 30.0

VDC

V

VCE(sat) Para: (*)

Ic : 10mA, IB: 0.5mA : 0.09

Ic : 100mA, IB: 5.0mA : 0.2

Ic : 10mA, IB: ** : 0.3

V

V

V

VCB VMÁX.: 30.0

V(BR)CBO : 30.0

VDC

V

VBE VMÁX.: 6.0

V(BR)EBO : 6.0

VDC

V

VBE(sat) VBEsat min : 0.55

VBEsat max : 0.70

V

V

IC IC.: 100.0

ICES max. : 15.0

ICES typ. : 0.2

mADC

nA

nA

PD VMÁX.: 625 ± 5

VMÁX: 1.5 ± 0.012

mW/°C

W/°C

𝛽DC 𝛽DCmin : 110

𝛽DCmax : 800

𝛽AC 𝛽AC min : 125

𝛽ACmax : 900

* Corresponde a los valores típicos del VCE (SAT)

** IB es evaluada para IC=11mA y Vce = 1.0v.

Para el cálculo de los valores que determinan la red de

polarización se necesita el 𝛽 del transistor. Al buscar el dicho

valor se obtienen valores dentro de un amplio rango dado por

el Data Sheet. Sin embargo se podría prestar atención a las

curvas presentes en estos últimos, donde es posible estimar

los 𝛽, el cual sería utilizado en el desarrollo del trabajo. Por

supuesto que se espera un comportamiento del transistor fiel a

sus curvas características y a los datos tabulados que, aunque

son estáticos, entregan los rangos de valores válidos.[3]

En el siguiente desarrollo, sólo se toman en cuenta

valores obtenidos y resumidos en la Tabla 1.

B. DISEÑO AMPLIFICADOR.

Para el desarrollo de las configuraciones dadas, se

consideraron los parámetros, mostrados en la siguiente tabla.

Tabla 2

Parámetros de diseño.

Parámetros Valor Unidad

Punto Q

IC q 2 .00 mA

VCE q 5.00 V

Alimentación y Carga

VCC 12.0 V

VBE min 0.55 V

VCE (sat) 0.20 V

𝛽DC min 110

Y se comprueba además que se trata de circuitos que

estarán dentro de los límites de operación al determinar el

nivel máximo de disipación: 𝑃𝐶𝑚𝑎𝑥 = 𝑉𝐶𝐸𝑞 ∙ 𝐼𝐶𝑞 = 10 𝑚𝑊

1. CONFIGURACIÓN EMISOR COMÚN, CON

POLARIZACIÓN FIJA.

A continuación, se proceden a determinar los valores de

las resistencias para posteriormente de determinar la Recta de

Carga del circuito de polarización fija, junto a su punto de

operación ideal.

1° Paso. Se analiza el circuito de polarización fija, mostrado

en la figura 3.

Fig. 3. Configuración Emisor Común, con polarización fija.

En el cual, se plantean dos LVK y la relación

correspondiente a la ganancia de corriente, para modelar

completamente el circuito.

1.𝑉𝑐𝑐 − 𝑅𝐵𝐼𝐵 − 𝑉𝐵𝐸𝑚𝑖𝑛 = 0

2.𝑉𝑐𝑐 − 𝑅𝑐𝐼𝑐𝑞 − 𝑉𝐶𝐸𝑞 = 0

3. 𝛽𝐷𝐶𝑚𝑖𝑛 = 𝐼𝐶𝑞

𝐼𝐵

3

2° Paso. Se desarrollan las ecuaciones planteadas y se

obtiene:

Rc =Vcc − VCEq

ICq

RC =12v − 5v

2.0 mA= 3.50 kΩ

IB =2.0 mA

110= 18.18 μA

RB = Vcc − VBEmin

IB

RB =11.45 V

18.18μA= 629.81 kΩ

3° Paso. Se plantea la Recta de Carga del circuito, pero

primero se calcula del Punto de operación Q ideal, que se

determina a partir de la ecuación 2. La cual, se infiere que:

𝑉𝐶𝐸 𝑚𝑎𝑥 = 𝑉𝐶𝐶 = 12 𝑉 , 𝑐𝑜𝑛 𝐼𝑐 = 0

𝐼𝐶 𝑚𝑎𝑥 = 𝑉𝐶𝐶

𝑅𝐶= 3.428 𝑚𝐴 , 𝑐𝑜𝑛 𝑉𝐶𝐸 = 0

Luego, el punto de operación ideal es:

𝑉𝐶𝐸𝑞 𝑖𝑑𝑒𝑎𝑙 =12 𝑉

2= 6 𝑉

𝐼𝐶𝑞 𝑖𝑑𝑒𝑎𝑙 = 3.428 𝑚𝐴

2 = 1.71 𝑚𝐴

Finalmente, se compara con el punto de operación dado,

obteniendo la siguiente gráfica:

Fig. 4. Recta de Carga del circuito de polarización fija.

Donde:

QIDEAL: (6.00v , 1.71 mA)

QDADO: ( 5.00v, 2.00 mA)

A partir del gráfico, se infiere que el transistor está

operando en la mitad superior de la recta de carga, o sea está

más próximo al estado de saturación si llega a la corriente

máxima, por lo tanto, como solución se propone variar el 𝛽

del circuito para cual el punto de operación alcance la

condición de excursión máxima simétrica. Evidentemente

esta es una condición de diseño que asegurará el máximo

margen del punto Q a incrementos de cualquier signo de la

intensidad de colector. Sin embargo, hay muchas otras

condiciones de operación del transistor que exige un

desplazamiento de Q en uno u otro sentido. En estos casos la

situación del punto Q estará definida por las diferentes

restricciones de diseño [3].

2. CONFIGURACIÓN EMISOR COMÚN, CON

ESTABILIZACIÓN DEL EMISOR.

Fig. 5. Configuración Emisor Común, Estabilizado en Emisor.

1° Paso. Para la construcción del diseño del circuito

Estabilizado en emisor, se comienza, al igual que en el

circuito anterior, planteando dos LVK, la relación

correspondiente a la ganancia de corriente y las suposiciones

para este tipo de configuración:

4. 𝑉𝑐𝑐 − 𝑅𝐵𝐼𝐵 − 𝑉𝐵𝐸𝑚𝑖𝑛 − 𝑅𝐸𝐼𝐸 = 0

5. 𝑉𝑐𝑐 − 𝑅𝑐𝐼𝑐𝑞 − 𝑉𝐶𝐸𝑞 − 𝑅𝐸𝐼𝐸 = 0

6. 𝛽𝐷𝐶𝑚𝑖𝑛 = 𝐼𝐶𝑞

𝐼𝐵

7. 𝑉𝐸 = 𝑅𝐸𝐼𝐸

8. 𝐼𝐶 ≈ 𝐼𝐸

9. 𝑉𝐸 = 𝑉𝐶𝐶4

2° Paso. Se desarrollan las ecuaciones planteadas y se

obtiene:

𝑉𝐸 = 𝑉𝐶𝐶

4 =

12𝑣

4= 3 V

4

𝑅𝐸 = 𝑉𝐸𝐼𝐸

= 3 𝑉

𝐼𝐶=

3 𝑉

2.0 𝑚𝐴= 1.5 𝑘Ω

𝑅𝐸 = 𝑉𝑐𝑐 − 𝑉𝐶𝐸𝑞 − 𝑅𝐸𝐼𝐸

𝐼𝐶𝑞

𝑅𝐶 =12𝑣 − 5𝑣 − (2.0𝑚𝐴 ∙ 1.5𝑘Ω)

2.0 𝑚𝐴= 2.0𝑘Ω

110 = 2.0 𝑚𝐴

𝐼𝑏

𝐼𝐵 =2.0 𝑚𝐴

110= 18.18 𝜇𝐴

𝑅𝐵 = 𝑉𝑐𝑐 − 𝑉𝐵𝐸𝑚𝑖𝑛 − 𝑅𝐸𝐼𝐸

𝐼𝐵

𝑅𝐵 =8.45 𝑉

18.18𝜇𝐴= 464.79 𝑘Ω

3° Paso. Se plantea la Recta de Carga del circuito, junto a su

Punto de operación Q ideal, que se determina a partir de la

ecuación 5. La cual, se infiere que:

𝑉𝐶𝐸 𝑚𝑎𝑥 = 𝑉𝐶𝐶 = 12 𝑉 , 𝑐𝑜𝑛 𝐼𝑐 = 0

𝐼𝐶 𝑚𝑎𝑥 = 𝑉𝐶𝐶

𝑅𝐶+ 𝑅𝑒= 3.428 𝑚𝐴 , 𝑐𝑜𝑛 𝑉𝐶𝐸 = 0

Luego, el punto de operación:

𝑉𝐶𝐸𝑞 𝑖𝑑𝑒𝑎𝑙 =12 𝑉

2= 6 𝑉

𝐼𝐶𝑞 𝑖𝑑𝑒𝑎𝑙 = 3.428 𝑚𝐴

2 = 1.71 𝑚𝐴

Finalmente, se compara con el punto de operación dado,

obteniendo la siguiente gráfica:

Fig. 6. Recta de Carga del circuito estabilizado en Emisor.

Donde:

QIDEAL: (6.00v , 1.71 mA)

QDADO: ( 5.00v, 2.00 mA)

A partir del gráfico, se infiere que independiente de la

configuración de emisor común que se realice, para un punto

Q dado, se obtendrán las mismas rectas de carga. Esto debido

que se consideraron los mismos parámetros de operación para

ambos circuitos.

C. DISEÑO AMPLIFICADOR 2.

1. CONFIGURACIÓN COLECTOR COMÚN.

Se desea diseñar un amplificador en configuración

colector común, la cual se utiliza sobre todo para propósitos

de acoplamiento de impedancia, como la mostrada en la

figura 7.

Fig. 7. Configuración Colector Común.

1° Paso. Para la modelación del diseño del circuito Colector

Común, se comienza, simplificando el actual circuito de la

figura 7, el cual se reduce a un equivalente de Thevenin entre

el nodo 1 y 2, con la suposición que 𝐼𝐵 , es prácticamente

despreciable, por lo tanto, se trata a R1 y R2 como resistencias

en serie, ya que la corriente que pasa por la resistencia 2 será

similar a la corriente que pase por la resistencia 1. Por lo

tanto, se construye un circuito como el mostrado en la figura

8. El cual, se modela planteando dos LVK, la relación

correspondiente a la ganancia de corriente y las suposiciones

para este tipo de configuración, además se considera el

criterio de la Estabilidad Térmica, en la ecuación 14, para

luego, a través de las ecuaciones 16 y 17, volver al circuito

original.

10. 𝑉𝐵𝐵 − 𝑅𝐵𝐼𝐵 − 𝑉𝐵𝐸𝑚𝑖𝑛 − 𝑅𝐸𝐼𝐸 = 0

12. 𝑉𝑐𝑐 − 𝑉𝐶𝐸𝑞 − 𝑅𝐸𝐼𝐸 = 0

13. 𝛽𝐷𝐶𝑚𝑖𝑛 = 𝐼𝐶𝑞

𝐼𝐵

14. 𝑅𝐵 = 0.1 ∙ 𝑅𝐸 ∙ 𝛽

15. 𝐼𝐶 ≈ 𝐼𝐸

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16. 𝑅2 = 𝑅𝐵 ∙ 𝑉𝑐𝑐𝑉𝐵𝐵

17. 𝑅1 = 𝑅𝐵

1 − 𝑉𝐵𝐵𝑉𝑐𝑐

Fig. 8. Configuración Colector Común, reducido.

Cabe notar que VBB corresponde al VTH, y que RB

corresponde al RTH, entre la tensión de alimentación y las

resistencias R1 y R2, del circuito completo presentado en la

figura 8.

2° Paso. Se desarrollan las ecuaciones planteadas y se

obtiene:

𝑅𝐸 =𝑉𝐶𝐶 − 𝑉𝐶𝐸𝑚𝑖𝑛

𝐼𝐸=

12𝑣 − 5𝑣

2.0 𝑚𝐴= 3.5 𝑘Ω

110 = 2.0 𝑚𝐴

𝐼𝑏

𝐼𝐵 =2.0 𝑚𝐴

110= 18.18 𝜇𝐴

𝑅𝐵 = 0.1 ∙ 3.5 𝑘Ω ∙ 110 = 38.5 𝑘Ω

𝑉𝐵𝐵 = 𝑅𝐵𝐼𝐵 + 𝑉𝐵𝐸𝑚𝑖𝑛 + 𝑅𝐸𝐼𝐸

𝑉𝐵𝐵 = 0.7 + 0.55 𝑉 + 7 𝑉 = 8.25V

𝑅2 = 𝑅𝐵 ∙ 𝑉𝑐𝑐𝑉𝐵𝐵

= 462𝑘Ω𝑉

8.25𝑉= 56.0𝑘Ω

𝑅1 = 𝑅𝐵

1− 𝑉𝐵𝐵𝑉𝑐𝑐

= 38.5𝑘Ω

1− 8.25𝑉

12𝑉

= 123.2𝑘Ω

3° Paso. Se plantea la Recta de Carga del circuito, junto a su

Punto de operación Q ideal, que se determina a partir de la

ecuación 2. La cual, se infiere que:

𝑉𝐶𝐸 𝑚𝑎𝑥 = 𝑉𝐶𝐶 = 12 𝑉 , 𝑐𝑜𝑛 𝐼𝑐 = 0

𝐼𝐶 𝑚𝑎𝑥 = 𝑉𝐶𝐶

𝑅𝑒= 3.428 𝑚𝐴 , 𝑐𝑜𝑛 𝑉𝐶𝐸 = 0

Luego, el punto de operación:

𝑉𝐶𝐸𝑞 𝑖𝑑𝑒𝑎𝑙 =12 𝑉

2= 6 𝑉

𝐼𝐶𝑞 𝑖𝑑𝑒𝑎𝑙 = 3.428 𝑚𝐴

2 = 1.71 𝑚𝐴

Finalmente, se compara con el punto de operación dado,

obteniendo la siguiente gráfica:

Fig. 9. Recta de Carga del circuito de colector común.

Donde:

QIDEAL: (6.00v , 1.71 mA)

QDADO: ( 5.00v, 2.00 mA)

En el gráfico se obtiene lo esperado, y queda demostrado

que, independiente de la configuración que se realice, ya sea

emisor común, base común o colector común, para un punto

Q dado, se obtendrán las mismas rectas de carga. Esto debido

a que se consideran los mismos parámetros para todos los

circuitos.

D. SIMULACIÓN DE LOS DISEÑOS DE AMPLIFICACIÓN.

Cabe mencionar, que para todas las configuraciones se

utilizó el software PSIM®, para simulaciones. Además que el

análisis y diseño de los amplificadores se realizó sólo para la

respuesta DC del circuito y tomando en cuenta los límites de

operación planteados en el Data Sheet. Sin embargo, no se

consideró la respuesta AC del circuito, por lo tanto se espera

que los resultados obtenidos sean líneas rectas en cada gráfica

simulada.

1. CONFIGURACIÓN DE EMISOR COMÚN, CON

POLARIZACIÓN FIJA.

Simulando con los parámetros obtenidos anteriormente,

el circuito mostrado en la figura 9, se obtienen las gráficas

mostradas a continuación.

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Fig. 10. Circuito de polarización fija, simulado en Psim®.

Obteniendo los resultados mostrados en las figuras 11 y 12.

Fig. 11. Respuesta de corriente, Circuito de polarización fija, simulado en Psim®.

Fig. 12. Respuesta de tensión, Circuito de polarización fija, simulado en Psim®.

Cuyos resultados se resumen a continuación:

Tabla 3

Parámetros del circuito de polarización fija simulados.

Parámetros Valor Unidad

IB 18.18 𝜇𝐴

IC 2.000 mA

VBE 0.550 V

VCE 4.997 V

Comparando con los resultados obtenidos anteriormente.

Tabla 4

Parámetros del circuito de polarización fija obtenidos.

Parámetros Valor Unidad

IB 18.18 𝜇𝐴

IC 2.000 mA

VBE 0.550 V

VCE 5.000 V

Se aprecia que los valores simulados son bastante

parecidos a los obtenidos matemáticamente. Por lo tanto, se

esperaría que el punto de operación sea similar al calculado

anteriormente diferenciándose en la máxima excursión de

señal, ya que cambiara levemente el punto en el cual

comienza a ocurrir la distorsión y además cambiará la recta

de carga, ya que se mantiene constante la señal de IC , y

disminuye el VCE.

2. CONFIGURACIÓN DE EMISOR COMÚN, CON

ESTABILIZACIÓN DEL EMISOR.

Simulando con los parámetros obtenidos anteriormente,

el circuito mostrado en la figura 13, se obtienen las gráficas

mostradas a continuación.

Fig. 13. Circuito de estabilización del emisor, simulado en Psim®.

Obteniendo los resultados mostrados en las figuras 14 y 15.

Fig. 14. Respuesta de corriente, Circuito Estabilizado al emisor,

simulado en Psim®.

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Fig. 15. Respuesta de tensión, Circuito estabilizado en emisor,

simulado en Psim®.

Cuyos resultados se resumen a continuación:

Tabla 5

Parámetros del circuito de Estabilizado en emisor, simulados.

Parámetros Valor Unidad

IB 18.14 𝜇𝐴

IC 1.996 mA

IE 2.013 mA

VBE 0.550 V

VCE 4.987 V

Comparando con los resultados obtenidos matemáticamente.

Tabla 6

Parámetros del circuito de Estabilizado en emisor, obtenidos.

Parámetros Valor Unidad

IB 18.18 𝜇𝐴

IC 2.000 mA

IE 2.000 mA

VBE 0.550 V

VCE 5.000 V

Se aprecia que algunos valores simulados son similares

a los obtenidos matemáticamente con algunas variaciones

debidas a la suposición de que IC = IE, pero respecto a la

configuración de polarización fija, se obtiene un punto de

operación más cercano al ideal, al disminuir la corriente de

colector y mantenerse el VCE, relativamente constante.

Ya que al contener un resistor en el emisor, se mejora el

nivel de estabilidad respecto al de la configuración de

polarización fija, en análisis DC. [1]

3. CONFIGURACIÓN DE COLECTOR COMÚN.

Simulando con los parámetros obtenidos anteriormente

los circuitos mostrados en las figuras 16 y 17, se obtienen las

gráficas mostradas a continuación de las cuales se hace una

comparación.

Fig. 16. Circuito de Colector Común reducido, simulado en Psim®.

Obteniendo los resultados mostrados en las figuras 17 y 18.

Fig. 17. Respuesta de corriente, Circuito colector común reducido,

simulado en Psim®.

Fig. 18. Respuesta de tensión, Circuito colector común reducido,

simulado en Psim®.

En la tabla 7, se resumen los parámetros encontrados,

tanto para las corrientes como las tensiones. A continuación

se simula el circuito original, sin el equivalente de Thevenin.

Fig. 19. Circuito de Colector Común, simulado en Psim®.

8

Obteniendo los resultados mostrados en las figuras 20 y 21.

Fig. 20. Respuesta de corriente, Circuito colector común, simulado en

Psim®.

Fig. 21. Respuesta de tensión, Circuito colector común, simulado en

Psim®.

En la tabla 8, se resumen los parámetros encontrados.

Tabla 7

Parámetros del colector común reducido, simulados.

Parámetros Valor Unidad

IB 18.03 𝜇𝐴

IE 2.002 mA

VBE 0.550 V

VCE 4.994 V

VBB 8.249 V

Tabla 8

Parámetros del colector común, simulados.

Parámetros Valor Unidad

IR1 61.3292 𝜇𝐴

IR2 79.3636 𝜇𝐴

IC 1.9855 𝑚𝐴

IE 2.0016 𝑚𝐴

IB 18.035 𝜇𝐴

VBE 0.550 V

VCE 4.99436 V

VBB 7.5564 V

Comparando con los resultados obtenidos matemáticamente.

Tabla 9

Parámetros del circuito de colector común obtenidos.

Parámetros Valor Unidad

IB 18.18 𝜇𝐴

IE 2.000 mA

VBE 0.550 V

VCE 5.000 V

VBB 8.249 V

Todos estos datos son determinados, a partir, de un 𝛽 =

110, como el mínimo especificado en el Data Sheet. Luego,

no se aprecia una clara variación en los parámetros del

circuito de colector común reducido, pero sí en los del

colector común no reducido, esto debido a las suposiciones

que se realizaron, en especial, sobre la corriente de base

comentada anteriormente.

E. DETERMINACIÓN A VARIACIONES DE 𝛽 .

Para los circuitos analizados en las figuras 3, 5 y 8. Si

estos se pretenden diseñar a gran escala, se determinará la

variación de la corriente del colector a un 𝛽𝑚𝑖𝑛 = 55 y

𝛽𝑚𝑎𝑥 = 220. Con los datos de resistencias obtenidos

anteriormente.

1. CONFIGURACIÓN EMISOR COMÚN, CON

POLARIZACIÓN FIJA.

A continuación, se proceden a determinar los valores de

los puntos de operación máximo y mínimo, para este tipo de

circuito, con las ecuaciones 1, 2 y 3.

18. IB =VCC − VBE

RB

= 18.18 μA

19. Icq min = 55 ∙ 18.18 μA = 0.999 mA

20. Icq max = 220 ∙ 18.18 μA = 3.999 mA

Por lo que implica que:

Vceq min = 8.504 V

Vceq max = −1.997 V

Finalmente, se compara con el punto de operación dado,

obteniendo la siguiente gráfica:

9

Fig. 22. Recta de Carga del circuito de polarización fija.

Donde:

QIDEAL: (6.00v , 1.71 mA)

QMAX: ( -2.00v, 3.99 mA)

QMIN: ( 8.50v, 0.99 mA)

A partir del gráfico se aprecia que no es un buen circuito

estabilizador, al obtener un valor negativo del VCE, lo cual

significa que el transistor está en zona de saturación y con un

aumento considerable de IC. Por lo tanto, queda demostrado

que se debe tener mucho cuidado al momento de variar la

relación de ganancia de corriente, como se observa en la

figura 23, del cual se podría haber estimado la ganancia a

utilizar, para el punto Q dado.

Fig. 23.Curva de Ganancia, Data Sheet.

2. CONFIGURACIÓN EMISOR COMÚN, ESTABILIZADO EN

EMISOR.

A continuación, se proceden a determinar los valores de

los puntos de operación máximo y mínimo, para este tipo de

circuito.

21. IB min =VCC − VBE

RB − RB ∙ 𝛽𝑚𝑖𝑛

= 20.863 μA

22. IB max =VCC − VBE

RB − RB ∙ 𝛽𝑚𝑎𝑥

= 14.380 μA

23. Icq min = 55 ∙ 20.863 μA = 1.1507 mA

24. Icq max = 220 ∙ 14.380 μA = 3.1694 mA

Por lo que implica que:

Vceq min = 7.9726 V

Vceq max = 0.9071 V

Finalmente, se compara con el punto de operación dado,

obteniendo la siguiente gráfica:

Fig. 24. Recta de Carga del circuito estabilizado al emisor.

Donde:

QIDEAL: (6.00 v , 1.71 mA)

QMAX: ( 0.9071 v, 3.1694 mA)

QMIN: ( 7.9726 v, 1.1507 mA)

A partir del gráfico se infiere que se logra la

estabilización al momento de agregar una resistencia en el

emisor, respecto de la configuración de polarización fija, ya

que reduce el nivel de saturación, utilizando el mismo resistor

del colector. Sin embargo, la variación grande de 𝛽, aún sigue

influenciando de gran medida en el punto de operación.

3. CONFIGURACIÓN COLECTOR COMÚN.

A continuación, se proceden a determinar los valores de

los puntos de operación máximo y mínimo, para este tipo de

circuito, con las ecuaciones 4, 5 y 6.

25. Icq min = 7.7 V

3.5 kΩ + 38.555

kΩ = 1.83 mA

26. Icq max = 7.7 V

3.5 kΩ + 38.5220

kΩ = 2.09 mA

Por lo que implica que:

Vceq min = 5.595 V

Vceq max = 4.668 V

Finalmente, se compara con el punto de operación dado,

obteniendo la siguiente gráfica:

10

Fig. 25. Recta de Carga del circuito de configuración colector común.

Donde:

QIDEAL: (6.00 v , 1.71 mA)

QMAX: ( 4.668 v, 2.09 mA)

QMIN: ( 5.595 v, 1.83 mA)

A partir del gráfico, se observa claramente que éste

circuito corresponde al más estable de los analizados

anteriormente, ya que al hacer variar la ganancia de corriente

𝛽 al doble y al mínimo, el punto de operación se mantiene en

un margen muy pequeño en comparación a los otros,

apreciado en la figura 25.

Ya que cualquier circuito de polarización debe diseñarse

para establecer la operación del dispositivo en cualquiera de

los puntos que están dentro de la región activa, o sea que

estén dentro de los márgenes de la recta de carga y sobretodo

más próximos al punto Q ideal, para tener menor distorsión

en la salida. Aunque el BJT puede estar en polarización para

operar fuera de los límites máximos como se observó en la

figura 22, pero el resultado de tal operación podría ser un

importante recorte con la vida del dispositivo semiconductor.

F. CONCLUSIONES.

Independiente del 𝛽 utilizado, se ha podido polarizar un

BJT para su funcionamiento en zona activa, para las distintas

configuraciones de emisor común y colector común.

Obteniendo como resultado que el circuito de colector común

a cualquier variaciones de 𝛽, corresponde al más estable, y no

así el de emisor común estabilizado al emisor, como se suele

pensar, ya que ésta configuración, al agregarle una resistencia

en emisor, sólo corresponde a un nivel de mayor

estabilización, pero respecto al de configuración de

polarización fija. Pero como el parámetro 𝛽, es sensible a la

temperatura, sería mejor hacer un circuito que fuera menos

dependiente de él, ya que a veces no está bien definido. Por

esto que el circuito de colector común al ser menos

dependiente de 𝛽, que los de emisor común, presentan

características más estables.

Por otra parte, dadas las ganancias 𝛽, ya comentadas, se

puede indicar que éste tipo de transistor (BJT) corresponde a

un amplificador de corriente. Ya que al hacer variar el 𝛽, se

aprecia el comportamiento particular de cada circuito, al

observar cómo varía el punto de operación. Además ésta

relación de corriente puede ser utilizada para aumentar la

impedancia de entrada, necesitándose luego otra etapa para la

amplificación de la señal propiamente tal.[4]

Cuando se habla de la máxima excursión de señal, es

acerca del punto en el cual comienza la distorsión. Esto es

debido a que si la excursión de salida es demasiado grande, el

transistor abandona la región de operación lineal y luego se

apreciaría que la señal sale distorsionada.

Otro factor importante a considerar, aunque no fue

necesario para este trabajo, ya que sólo se consideraron las

operaciones en DC. Es la temperatura, ya que afecta en gran

medida a la ganancia de corriente del circuito en cualquier

transistor 𝛽𝐴𝐶 y la corriente de fuga del transistor 𝐼𝐶𝐸𝑂 .

Por último, cabe mencionar, que en el análisis por recta

de carga, considerado para cada circuito, representa una

mejor manera para la comprensión de estos dispositivos, al

observar claramente las variaciones de 𝛽 y los niveles de

corte, saturación y de región activa, que definen éste tipo de

transistores.

G. REFERENCIAS.

[1]“Transistores de Unión Bipolar”- Prof. Eduardo Espinosa, Sebastián Godoy.

[2] “Punto de trabajo de un transistor bipolar”- U. Nacional - año 2003. [3] ttp://www.unicrom.com/Tut_recta_carga_estatica_transistor_bipolar.asp [4]”Amplificadores con Transistores de efecto de Campo”-

Alberto Guillermo Lozano Romero- año 2009.