PRINCIPIO DE FUNCIONAMIENTO

El XTR110 se basa fundamentalmente en el principio de la conversión de voltaje a corriente que realizan dos operacionales: A1 y A2.

El operacional A1 convierte la entrada de voltaje Vin en una corriente i1, cuyo valor es i1=Vin/RSPAN ya que por la tierra virtual del operacional A1, Vin es el mismo en la entrada inversora de A1. Así mismo, i1 es la misma corriente que la corriente que está pasando por el emisor de Q1; y como la impedancia de entrada en A2 es infinita no ingresa corriente por su entrada no inversora (+), luego i1 también es la misma corriente que la que está pasando por R8. Es decir i1 =i8.

Por la tierra virtual del operacional A2, la entrada inversora de A2 (-) y la entrada no-inversora (+) son un corto circuito virtual, por lo tanto el voltaje en R8 es el mismo que el de R9, es decir VR8=VR9. Veamos con más detenimiento. R8 está conectada entre +VCC y el (+) de A2, y R9 también está conectada entre +VCC y el (+) de A2. Ya que el (+) es el (-), es un corto. Por lo tanto R8 y R9 están en paralelo.

Entonces como ya está demostrado que VR8=VR9, luego i8 R8 =i9 R9 → i9 = (R8/R9) i8

Como R8=500Ω y R9=RSPAN=50 Ω → i8 = R9/R8 iL = 50/500 iL = iL /10

Es decir el operacional A2 es un convertidor de corriente a corriente (también llamado escalador de corriente) o fuente de corriente. En nuestro caso, como el cociente de R8 y R9 es 1/10, es un escalador de corriente de 10 a 1.

En resumen, hemos convertido el voltaje de entrada Vin en una corriente i9 = iL, en la salida.

Así Vin = I1 RSPAN pero i1=i8=R9/R8 i9, reemplazando

Vin = I1 RSPAN = I1 RSPAN = (R9/R8) i9 RSPAN = RSPAN R9 (i9/R8) pero como i9=iL

Vin = RSPAN (R9/R8) iL o para mayor claridad:

iL =(Vin/ RSPAN ) x (R8/R9) ……………(1)

iL =(10/ RSPAN ) x Vin ……………(1)

Lo que nos muestra la ecuación (1) es que dependiendo del valor del voltaje Vin en la entrada del operacional A1, tendremos el valor de nuestra iL en la salida.

Debe notarse que el valor de iL no depende del valor de la carga RL y este valor de iL solo esta limitado por las características del transistor externo PNP, QEXT en la salida: evitar que entre en saturación.

VCC= iL R9+ VEC+ iL RL → iL = (VCC-VEC)/(R9+RL).

Cuando el transistor QEXT se satura VEC=0.1 =0 por lo que iLSAT = VCC/ (R9+RL) por lo que existe un RL Max y va a funcionar como fuente de corriente para cualquier valor de RL entre

cero ohmios y RL max ohmios. Si aumentamos RL por encima de RL max, la corriente empezara a disminuir y por tanto la corriente ya no será independiente de RL y no se comportara como una fuente de corriente. Si quisiéramos aumentar el rango de RL max, lo único que tendríamos que hacer es aumentar el valor de VCC.

TEORIA DE OPERACIÓN

El XTR110 está diseñado para convertir voltaje de un nivel alto en una corriente de salida positiva.

Un diagrama de bloques del XTR110, es mostrado en la figura A. El circuito contiene cuatro bloques funcionales principales que se muestran en la figura B : (1) una red divisora de resistencias de precisión (R1 al R5); (2) un convertidor de voltaje a corriente (A1,Q1,R6,R7), (3) un conversor de corriente a corriente (A2, R8,R9,QEXT), y una salida de +10V que es una referencia de precisión.

La red divisora de precisión suma tres voltajes de entrada en la entrada no inversora de A1. Estos tres voltajes son: VIN1 (10V a escala completa), VIN2 (5V a escala completa) y VREF IN (para desplazar el cero de corriente, cuando se usa un cero vivo de corriente)

En el convertidor de voltaje a corriente, el OPAMP A1 fuerza su voltaje de entrada (transmite el mismo voltaje de la entrada no inversora + a la entrada inversora -) a través de las resistencias del establecimiento de rango máximo y mínimo R6 y R7 respectivamente. Como Q1 es un transistor Darlington de alta ganancia, su corriente de base es despreciable y toda la corriente fluye al convertidor de corriente- a-corriente (por R8). La función de transferencia incluyendo el divisor resistivo de las entradas es la siguiente:

IC1= IR8 = [ (VREF IN/16) + (VIN1/4) + (VIN2/2) ]/ RSPAN

Donde RSPAN es la resistencia vista desde el emisor de Q1 con respecto al común.

El convertidor de corriente a corriente es la sección de salida del transmisor XTR110. El voltaje a través de la resistencia de 500 Ω (R8) es forzada a través de la resistencia de 50 Ω (R9) por A2 y el MOSFET externo (QEXT). Es decir como el voltaje a través de R8 es el voltaje entre fuente Vcc y la pata positiva de A2 y como el voltaje a través de R9 es el voltaje entre fuente Vcc y la pata negativa de A2, y como la pata positiva (+) y la pata negativa (-) de A2 están al mismo potencial, es un corto circuito, entonces R8 Y R9 están en paralelo y por lo tanto sus voltajes son los mismos. Como no fluye corriente por la compuerta G del MOSFET, toda la corriente entregada a la salida. Esta corriente (IOUT ) IR9 es diez veces la corriente interna que pasa por R8.

La razón es la siguiente:

Si fijamos la atención en el operacional A2,

Por el principio de tierra virtual:

R8 y R9 están en paralelo lo que quiere decir que las entradas inversora y no inversora se tratan como si fueran un mismo punto.

Luego si R8||R9 → VR8 = VR9

→ R8 i8 = R9 i9

Luego i9 = R8/R9 i8

En nuestro caso: como R8 = 500 y R9 = 50 → iR9 = 10 iR8

Esta etapa actúa como una fuente de corriente.

El uso del transistor externo mantiene la disipación de potencia fuera del IC de precisión XTR110 con el objeto de mantener la exactitud.

La función de transferencia total para el XTR110 es:

IO= 10 [ (VREF IN/16) + (VIN1/4) + (VIN2/2) ]/ RSPAN

Para corrientes de salida mayores de 40 mA se puede usar una resistencia externa en lugar de R9.

La referencia de +10V nos proporciona el corrimiento de la entrada, por ejemplo, desplaza 4 ma para la configuración de salida con rango de 4ma a 20 ma. La referencia puede entregar 10ma y está protegida contra corto circuitos al común. Cuando se necesita proveer corrientes más altas para otras aplicaciones se puede usar un transistor externo NPN conectado a los pines llamados sense (pin 12 VREF SENSE) y forcé (pin 15 VREF FORCE).

INSTRUCCIONES DE OPERACIÓN E INSTALACION.

CONEXIÓN BASICA

La conexión básica del XTR110 es la estándar con una configuración de entrada de 0 a +10V y una configuración de salida de 4 mA a 20mA tal como se muestra en la figura 1.

+VCC puede originarse en el sitio del XTR110 o puede ser traído como parte de una línea con cables torcidos de tres cables. Asegúrese de usar un condensador de suficiente tamaño cerca al XTR en la línea + VCC. (El condensador dirige la corriente alterna ac a tierra sin afectar los voltajes continuos. Esta operación de colocar un condensador en +VCC se llama bypassing

TRANSISTOR EXTERNO

El propósito de la salida de A2, que es la patilla 14, es la de excitar o manejar un transistor externo de paso PNP o MOSFET, y por esta razón no es una salida típica como generalmente son las salidas de los amplificadores operacionales. La etapa de salida se puede visualizar como una fuente de corriente de 300 μA en paralelo con el colector C de un transistor NPN. El transistor NPN es el elemento activo que por medio de la realimentación, determina o fija en que valor debe ajustarse la excitación de la compuerta. Es capaz de absorber más de 15 mA.

TRANSISTOR MOSFET EXTERNO

Las conexiones al MOSFET son: la corriente de compuerta (patilla 14), y la resistencia de fuente (patilla 1). Para eliminar los errores debido a la resistencia en la conexión entre la patilla 1 y la Fuente del transistor MOSFET externo, conecte la patilla 13 directamente a la patilla 1 tal como se muestra en la figura 1.

El XTR10 puede funcionar con una variedad de transistores de salida que tengan un voltaje de ruptura y una disipación de potencia adecuada para la aplicación en la que se va a usar, esta última característica es influenciada por el tipo de envoltura del transistor externo. Para evitar sobrecalentamiento del transistor QEXT, se debe elegir el tipo de transistor y el disipador según la máxima disipación de potencia.En la tabla I se da algunas recomendaciones generales sobre las características térmicas de las envolturas de los transistores externos.

TIPO DE ENVOLTURA DISIPACION DE POTENCIA PERMISIBLE

TO-92

TO-237

TO-39

TO-220

TO-3

La más baja disipación de potencia: Use la Fuente de alimentación mínima y a +25°C.

Disipación aceptable: Es un compromiso entre la fuente de alimentación y la temperatura.

Buena disipación de potencia: Adecuada para la mayoría de diseños.

Excelente: Cuando se usan los valores máximos de la hoja de datos por tiempos prolongados.

Disipación excesiva. Usar este envase si no hay nada mas que se adecue, y si se require un envase hermetico.

Tabla I. Disipación de potencia que pueden soportar los transistores externos QEXT según los diversos tipos de envoltura.

La máxima disipación de potencia del transistor externo se puede obtener de la curva de derrateo. También se puede calcular a partir de las características térmicas usando la siguiente ecuación:

PA = PD – ( TA -25)/ θIA

PA = Potencia que va a ser disipada a la temperatura TA.

TA = Máxima temperatura ambiente.

PD = máxima disipación de potencia continua a +25ºC (ID x VDS)

θIA = resistencia térmica desde la unión al medio ambiente.

(Refiérase a la hoja de datos técnicos del fabricante del transistor para obtener los valores respectivos de cada parámetro).

En la tabla II se muestran transistores de salida MOSFET adecuados para trabajar con el XTR110.

En la Tabla I se recomiendan varios tipos de transistores MOSFET.

FABRICANTE NO. DE PARTE BVD S S<1> BVGS(1) TIPO DE ENVOLTURA

Ferranti ZVP1304A ZVP1304B ZVP1306A ZVP1306B

40V 40V 60V 60V

20V 20V 20V 20V

TO-92 TO-39 TO-92 TO-39

International Rectifier

IRF9513 60V 20V TO-220

Motorola MTP8P08 80V 20V TO-220

RCA RFL1P08 RFT2P08

80V 80V

20V 20V

TO-39 TO-220

Siliconix (preferimos este fabricante)

VP0300B VP0300L VP0300M VP0808B VP0808L VP0808M

30V 30V 30V 80V 80V 80V

40V 40V 40V 40V 40V 40V

TO-39 TO-92

TO-237 TO-39 TO-92

TO-237

Supertex VP1304N2 VP1304N3 VP1306N2 VP1306N3

40V 40V 60V 60V

20V 20V 20V 20V

TO-220 TO-92

TO-220 TO-92

NOTA: (1) BVDSS—voltaje de ruptura entre el Drenador y el Surtidor del MOSFET. BVGS— voltaje de ruptura entre la Compuerta y el Surtidor del MOSFET.

TABLA II. MOSFETs de canal-P disponibles comercialmente en el mercado.

Un resumen de los puntos que deben ser considerados para seleccionar un transistor es el siguiente:

1. Valor de Potencia del transistor – si es posible, debe ser igual a 1.5 PA o como mínimo igual a PA.

2. Voltaje de ruptura entre el drenador surtidor – debe ser mayor que el valor máximo esperado de VDS. Esto incluye cualquier voltaje adicional que pueda existir entre las tierras del transmisor y receptor de la corriente de 4-20 mA.

3. Voltaje de ruptura entre la compuerta y el surtidor – debe ser mayor que +VCC , ya que cuando se produce la condición de que la línea del drenador se abre (entonces el Voltaje de compuerta es igual a 0), +Vcc es aplicado entre compuerta-drenador. La mayoría de MOSFETs toleraran únicamente 20V, pero se puede conectar un diodo zener (de 12V o mas) entre la compuerta y el surtidor, el cual va a sujetar la unión compuerta surtidor en 12V y no va a conducir durante una operación normal.

TRANSISTOR PNP EXTERNO

En la salida, tambien se puede usar un transistor bipolar PNP , pero causara una ligera caída en la exactitud y la linealidad total. Un transistor que desempeña adecuadamente es el TN2905 con envase TO-237. Los desplazamientos del punto extremo se pueden calcular si se conoce el beta del transistor PNP. El corrimiento del cero es IOS/beta y el corrimiento del máximo es

ISPAN/beta. Por ejemplo, si el beta del transistor es 250, y el rango de salida es de 4mA a 20mA, los cálculos son como se muestra a continuación:

El alcance o rango es 20mA-4mA = 16mA

dIOS = 4mA/250 = 16µA (0.1% del alcance o rango)

dISPAN = 16mA/250 = 64 µA (0.4% del alcance o rango)

el error producido por el cero puede ser corregido usando el circuito corrector del cero que se muestra en la figura 5. El error de alcance debido a la perdida de la corriente de base puede ser compensado conectando una resistencia externa RPAD, en paralelo con la resistencia interna tal como se muestra en la figura 2. La resistencia externa RPAD se puede calcular con la siguiente formula:

RPAD = 50/(beta+1)

Cualquier error en el alcance debido al mismo XTR110 puede ser corregido con el circuito de ajuste del alcance o rango de la figura 5. Si no se dispone del valor de beta para ese transistor individual (por que no se le ha medido o no se dispone de la hoja de datos técnicos) use un beta nominal para calcular el valor de la resistencia externa RPAD . Debe de haber un rango suficiente en el circuito de ajuste del alcance para compensar las variaciones originadas por las tolerancias normales.

Los cambios en el beta del transistor causados por los cambios en la potencia cuando la corriente del colector varia de 4mA a 20mA, producen una pequeña degradación de la no-linealidad (con una fuente VCC de 24V un valor típico es 0.01%). Al transistor se le puede colocar un disipador de potencia para minimizar los efectos que produce la disipación de calor.

También se puede usar una configuración Darlington (dos transistores PNP separados) sin que se degrade la exactitud y linealidad total. Tal como se muestra en la figura 3, se necesita colocar un condensador de 0.047 µF entre las patillas 13 y 14 del integrado para darle estabilidad. No se recomienda usar Darlington en circuito integrado debido a que contienen resistencias de descarga internas que degradan severamente la exactitud.

Para seleccionar un transistor bipolar, siga los mismos pasos que para los MOSFETS. Sin embargo, note que no se está considerando el voltaje inverso de ruptura entre base y emisor porque esta unión base-emisor queda polarizada directamente en caso que el colector se abra.

CALCULOS DEL ERROR

Se puede calcular los errores considerando estos parámetros claves:

1. Corriente de desplazamiento o del cero (la corriente inicial del cero, la corriente del cero versus la temperatura, la corriente del cero versus la fuente de alimentación)

2. Error del alcance o del máximo (la corriente inicial del máximo, la corriente del máximo versus la temperatura, la corriente del máximo versus la fuente de alimentación)

3. La no-linealidad

Fácilmente se pueden obtener menores errores ajustando externamente a cero, los errores inicial del cero e inicial del máximo (vea las curvas de desempeño)