Amplificadores de señal

Electrónica de Comunicaciones

CONTENIDO RESUMIDO:

1- Introducción

2- Osciladores

3- Mezcladores.

4- Lazos enganchados en fase (PLL).

5- Amplificadores de pequeña señal para RF.

6- Filtros pasa-banda basados en resonadores piezoeléctricos.

7- Amplificadores de potencia para RF.

8- Demoduladores de amplitud (AM, DSB, SSB y ASK).

9- Demoduladores de ángulo (FM, FSK y PM).

10- Moduladores de amplitud (AM, DSB, SSB y ASK).

11- Moduladores de ángulo (PM, FM, FSK y PSK).

12- Tipos y estructuras de receptores de RF.

13- Tipos y estructuras de transmisores de RF.

14- Transceptores para radiocomunicaciones ATE-UO EC amp señ 00

5- Amplificadores de pequeña señal para RF

Idea fundamental:

Amplificación selectiva de las señales de RF con buena relación señal/ruido

ATE-UO EC amp señ 01

VCC

Zg

Amplificador de señal de

RF

+

ZLvg

Concepto de ganancia de potencia (I)


Zg

Amplificador de señal de RF

+ZL

vg

Ze

Zs+

vso

ie

is

Potencia de entrada: pe = (ie ef)2·Re[Ze]

Potencia de salida: ps = (is ef)2·Re[ZL]

Ganancia de potencia: Gp = ps/pePara un amplificador dado (Ze y Zs conocidas), GP es función de ZL

Ojo: No valora la adaptación de impedancias entre generador y amplificador

Concepto de ganancia de potencia (II)


Potencia de entrada: pe = (ve ef)2·Re[Ye]

Potencia de salida: ps = (vs ef)2·Re[YL]

Ganancia de potencia: Gp = ps/pe

vs

+

-


Zg

+ZL

vg

Ye Ysisccve

+

-

Con un modelo de admitancias

Concepto de potencia disponible en un generador


Zg

+

vg

ZL

Es la máxima potencia que puede entregar un generador a una carga

+

vg

ZL

jXg Rg

RL

jXLig

Zg

Máxima transferencia de

potencia (ZL = Zg*):

Re[ZL] = Re[Zg] RL = Rg

Im[Ze] = - Im[Zg] XL = -Xg

Pgd = (ig ef)2·RL = (ig ef)2·Rg =

(vg ef/2Rg)2·Rg = (vg ef)2/4Rg

Concepto de ganancia de potencia disponible de un amplificador


Zg


+ZL

vg

Ze

Zs+

vso

Potencia disponible entrada: ped = (vg ef)2/4Re[Zg]

Potencia disponible de salida: psd = (vso ef)2/4Re[Zs]

Ganancia de potencia disponible: Gpd = psd/ped

Para un amplificador dado (Ze y Zs conocidas), GPd es función de Zg

Valora la adaptación de impedancias entre generador y amplificador

Concepto de ganancia de potencia de transducción de un amplificador


Potencia disponible entrada: ped = (vg ef)2/4Re[Zg]

Potencia de salida: ps = (is ef)2·Re[ZL]

Ganancia de potencia de tranducción: Gpt = ps/ped

Para un amplificador dado (Ze y Zs conocidas), GPt es función de Zg y ZL

Zg


+ZL

vg

Ze

Zs+

vso

is

Valora la adaptación de impedancias entre generador y amplificador y entre amplificador y carga

+

vg

+

20·ve

75

50

300

75 ve

+

-

vs

+

-

Ejemplo de cálculo de ganancias (I)

AV = vs/ve = 20·75/(300+75) = 4 = 20·log(4) [dB] = 12,04 dB

pe = (ve ef)2/50 ps = 75·[20·ve ef/(300+75)]2

ped = (vg ef)2/(4·75) psd = (20·ve ef)2/(4·300) ve = vg·50/(50+75)

Gp = ps/pe = 10,67 = 10·log(10,67) [dB] = 10,28 dB

Gpd = psd/ped = 16 = 10·log(16) [dB] = 12,04 dB

Gpt = ps/ped = 10,24 = 10·log(10,24) [dB] = 10,10 dB


Condiciones para la máxima transferencia de potencia entre el generador de señal y el amplificador y entre el amplificador y la carga


Zg


+ZL

vg

Ze

Re[Ze] = Re[Zg]

Im[Ze] = - Im[Zg]

Ze = Zg*

Re[ZL] = Re[Zs]

Im[ZL] = -Im[Zs]

ZL = Zs*

Zs+

vso

Modo de conseguir la máxima transferencia de potencia



ZL

Zg

+

vg Ze

Zs+

vso

Red

adaptación

de entrada

(no disip.)

Red

adaptación

de entrada

(no disip.)

ZeRed ent = Zg*

Red adapt.

de entrada

Ze

ZeRed sal = Zs*

Red adapt.

de salida

ZL

Ejemplo de cálculo de ganancias con redes de adaptación de impedancias

ve = 0,5·vg ve’ = (50/75)1/2·ve vs’ = 0,5·20·ve’ vs = (75/300)1/2·vs’

AV = vs/ve = 10·(75/300)1/2·(50/75)1/2 = 4,08 = 20·log(4,08) [dB] = 12,21 dB

pe = ped = (vg ef)2/(4·75) ps = psd = (20·ve’ ef)2/(4·300) ve’ = (50/75)1/2·0,5·vg

Gp = Gpd = Gpt = ps/pe = 16,67 = 10·log(16,67) [dB] = 12,21 dB

(coincide en este caso particular con AV, pero es sólo por ser Rg = RL)

(75/50)1/2:1 (300/75)1/2:1

+

vg

+

20·ve’

75

50

300

75 ve’

+

-

vs

+

-

ve

+

-

vs’

+

-


Ejemplo de la importancia de la adaptación de impedancias


+

vg

+

50·ve

200

50

200

50 ve

+

-

vs

+

-

+

vg

+

50·ve’

200

50

200

50 ve’

+

-

vs

+

-

ve

+

-

vs’

+

-

2:1 2:1

Sin adaptación:Gpt = 64 = 18,06 dB

Con adaptación: Gpt = 156,25 = 21,93 dB

Modos de medir le grado de adaptación de impedancias


Coeficientes de reflexión:

En la entrada:e = (Ze – Zo)/(Ze + Zo) (Zo = impedancia de referencia)

En la salida:s = (Zs – Zo)/(Zs + Zo) (Zo = impedancia de

referencia)

Relación de Ondas Estacionarias (ROE, SWR):

En la entrada: ROEe = (1 + e)/(1 - e)

En la salida: ROEs = (1 + s)/(1 - s)

Pérdidas de potencia por desadaptación PL:

En la entrada: PLe = -10·log[1 - (Ze – Zg*)/(Ze + Zg)2]

En la salida: PLs = -10·log[1 - (Zs – ZL*)/(Zs + ZL)2]

Modos de medir le grado de adaptación de impedancias en el ejemplo anterior


e = (Ze – Zo)/(Ze + Zo) = 0/250 = 0

s = (Zs – Zo)/(Zs + Zo) = 150/250 = 0,6

ROEe = (1 + e)/(1 - e) = 1

ROEs = (1 + s)/(1 - s) = 4

PLe = -10·log[1 - (Ze – Zg*)/(Ze + Zg)2] = 1,94 dB

PLs = -10·log[1 - (Zs – ZL*)/(Zs + ZL)2] = 1,94 dB

+

vg

+

50·ve

200

50

200

50 ve

+

-

vs

+

-Zo = Ro = 50

Tipos de redes no disipativas de adaptación de impedancias


• De banda ancha con transformador

• De banda estrecha

Redes no disipativas de

adaptación• Con transformador

• Sin transformador

+

n·v1

n·i2

v1

+

-

i2

v2

+

-

i11:n

v1

+

-

v2

+

-

i2i1

Teoría del transformador ideal (I)

v2 = v1·n i2 = i1/np1 = v1·i1 = v2·i2 = p2


v2 = v1·n i2 = i1/n

v2 = R2·i2

Calculamos R1 = v1/i1:

R1 = v2/(i2·n2) = R2/n2

1:n

v1

+

-

v2

+

-

i2i1

R2

+

v1

Teoría del transformador ideal (II)

R1 = R2/n2

R1 Primera aproximación al comportamiento real:

inductancia y corriente magnetizante (I)

im

Lm

i1 = i2·n + im

Calculamos i1/v1 = Y1:

Y1(s) = n2/R2 + 1/(Lm·s)

Z1(s) = v1/i1 = 1/Y1(s)

1:n

v1

+

-

v2

+

-

i2i1 n·i2

R2

Modelo que tiene en cuenta que la transferencia de energía se realiza por un campo mágnético


Hay un cero en cero y un polo en fC = R2 ’/(2Lm)

Primera aproximación al comportamiento real: inductancia y corriente magnetizante (II)

Por tanto:

Z1(s) = 1/[n2/R2 + 1/(Lm·s)]

Z1(s), Y1(s)

im

Lm

1:n

v1

+

-

v2

+

-

i2i1 n·i2

R2

Si llamamos R2’ = R2/n2, obtenemos:

Z1(s) = R2’·Lm·s/(R2’ + Lm·s)

Z1(j) = j·R2’·Lm·/(R2’ + j·Lm)

0,1fC fC 10fC

R2’

R2’/10

R2’/100

Z1(j)[]

fC

0,7R2’


Segunda aproximación al comportamiento real: inductancias magnetizante y de dispersión (I)

Modelos que tienen en cuenta que el acoplamiento entre devanados no es perfecto

1:n

v1

+

-

v2

+

-

i2i1n·i2

im

Lm

Ld1 Ld2

Modelo en “T”

1:n

v1

+

-

v2

+

-

i2i1n·i2

im1

Lm1

Ld

im2

Lm2

Modelo en “”


Segunda aproximación al comportamiento real: inductancias magnetizante y de dispersión (II)

Modelo aproximado muy usado

1:n

v1

+

-

v2

+

-

i2i1 n·i2

im

Lm

Ld

R2

Z1(s), Y1(s)

Z1(s) = Ld·s + R2’·Lm·s/(R2’ + Lm·s)

Z1(j) = j·Ld + j·R2’·Lm/(R2’ + j·Lm)

0,1fC fC 10fC

R2’

R2’/10

Z1(j)[]

fCi

0,7R2’ fCs

1,4R2’

10·R2’

Hay un cero en cero, un cero

en fCs = R2 ’/(2Ld) y un polo

en fCi = R2 ’/(2Lm)


Tercera aproximación al comportamiento real: inductancias y capacidades parásitas (I)

Z1(s), Y1(s)

R2

1:n

v1

+

-

v2

+

-Lm

Ld

Cp1

Cp2

Modelos que tienen en cuenta acoplamientos capacitivos de los devanados entre sí y con el núcleo

Cp3

f1 10f1

R2’

R2’/10

Z1(j)[]10·R2’

R2’/100100f1 1000f1

Margen de uso

Uso de un transformador como adaptador de impedancias de banda ancha (I)

Solamente válido en el caso de impedancias resistivas

R2’ = R2/n2

Por diseño: Rg = R2’

R2

+

vg

1:n

Lm

Rg

ATE-UO EC amp señ 20 0,1fC fC 10fC

R2’

R2’ /10

Z1(j)[]

Z1(j)

Margen de uso(domina R2’)

Uso de un transformador como adaptador de impedancias de banda ancha (II)

Modelo más elaborado

Por diseño: Rg = R2’


Z1(j) R2’ = R2/n2

R2

1:n

Lm

Ld Cp1

+

vg

Rg

f1 10f1

R2’

R2’/10

Z1(j)[]10·R2’

R2’/100100f1 1000f1

Domina Ld

Domina Lm

Domina Cp1

Resonancia Cp1 Ld

Uso de un transformador como adaptador de impedancias de banda estrecha (I)


R2’ = R2/n2

R2

+

vg

1:nLm

Rg

Z1(j)

Cr

Se añade un condensador para cancelar la reactancia inductiva de la inductancia magnetizante

f1 10f1

R2’

R2’/10

Z1(j)[]10·R2’

R2’/100100f1 1000f1

Con Cr

Sin CrCon Cr conseguimos:

Comportamiento selectivo.

Comportamiento real a menor frecuencia para la misma Lm (menor

Lm si quisiéramos comportamiento real

a la misma frecuencia).

Uso de un transformador como adaptador de impedancias de banda estrecha (II)


Si la admitancia de entrada es parcialmente capacitiva, su efecto se añade al del condensador resonante

R2

+

vg

1:nLm

Rg

Cr’ C2

Cr = Cr’ + C2·n2 fr =1

2 Lm·Cr

Y1(j) =1/R2 + j·C2

Uso de un transformador como adaptador de impedancias de banda estrecha (III)


Con un modelo más exacto del transformador

Comportamiento bastante independiente de los “parásitos” del transformador

Z1(j)

Cr

R2

1:n

Lm

Ld Cp1

+

vg

Rg

R2’

R2’/10

Z1(j)[]10·R2’

R2’/100f1 10f1 100f1 1000f1

Con Cr

Sin Cr

Teoría general de las redes no disipativas adaptadoras de impedancias sin transformador (I)


Supongamos inicialmente impedancias resistivas en el generador y la carga

+

vg

jXs

Rg

RL

jXp

Ze [j(RL2·Xs + Xp

2·Xs + RL2·Xp) + Xp

2·RL]/(RL2 + Xp

2)

Condición de Im[Ze] = 0 y Re[Ze] = Re a o:

0 = RL2·Xs(o) + Xp

2(o)·Xs(o) + RL2·Xp (o) (1)

Re = Xp2(o)·RL/[RL

2 + Xp2(o)] (2)

De (2) se obtiene:

Xp(o) = ± RL·[Re/(RL-Re)]1/2 (3)

Y de (1) y (3) se obtiene:

-Xs(o) = ± [Re·(RL-Re)]1/2 (4)

Calculamos Ze:

Ze = jXs + jXp·RL/(jXp + RL) =

jXs + jXp·RL·(RL - jXp)/(RL2 + Xp

2) =

Teoría general de las redes no disipativas adaptadoras de impedancias sin transformador (II)


+

vg

jXs

Rg

RL

jXp

Ze = Re

Partimos de que para que Re[Ze] = Re y Im[Ze] = 0:

Xp(o) = ± RL·[Re/(RL-Re)]1/2 (3)

-Xs(o) = ± [Re·(RL-Re)]1/2 (4)

También:

-Xs(o) = ± [Re·(RL-Re)]1/2 (4)

Xp(o) = -RL·Re/Xs(o) (5)Conclusiones:

De (1) 0 = RL2·Xs(o) + Xp

2(o)·Xs(o) + RL2·Xp(o) se deduce que Xs y

Xp deben ser de distinto tipo (un condensador y una bobina)

De (3) y (4) se deduce que en esta topología tiene que ser Re < RL

Posible realizaciones físicas:

Pasa bajos: Xs una bobina y Xp un condensador

Pasa altos: Xs un condensador y Xp una bobina

Teoría general de las redes no disipativas adaptadoras de impedancias sin transformador (III)


-Xs(o) = ± [Re·(RL-Re)]1/2 (4)

Xp(o) = -RL·Re/Xs(o) (5)

Re < RL

jXsRL

jXp

Ze = Re

Pasa bajos

Ze = Re

RLL

C

Particularizamos:

Xs(o) = Lo y Xp(o) = -1/(Co)

Sustituimos en (4) (con “signo -”) y en (5):

Lo = [Re·(RL-Re)]1/2

1/(Co) = RL·Re/(Lo) L/C = RL·Re

Opción “pasa bajos”


L/C = RL·Re

Re < RL

Teoría general de las redes no disipativas adaptadoras de impedancias sin transformador (IV)


jXsRL

jXp

Ze = Re

Particularizamos:

Xs(o) = -1/(Co) y Xp(o) = Lo

Sustituimos en (4) (con “signo +”) y en (5):

1/(Co) = [Re·(RL-Re)]1/2

Lo = RL·Re·Co L/C = RL·Re

Opción “pasa altos”

Pasa altos

Ze = Re

RL

L

C

-Xs(o) = ± [Re·(RL-Re)]1/2 (4)

Xp(o) = -RL·Re/Xs(o) (5)

Re < RL

Co = [Re·(RL-Re)]-1/2

L/C = RL·Re

Re < RL

Teoría general de las redes no disipativas adaptadoras de impedancias sin transformador (V)


¿Se puede conseguir que se adapten impedancias con Re > RL?

Para explicarlo, un poco de “Teoría de Circuitos”

1º Teorema de Reciprocidad

+

v1

i2

+

v1

Red

pasiva

a

b

c

d

i2Red

pasiva

a

b

c

d

Si excitamos en tensión entre “a-b” y medimos la corriente de corto entre “c-d”, el resultado es mismo que si excitamos en tensión entre “c-d” y medimos la corriente de corto entre “a-b”


2º Teorema de Reciprocidad para cuadripolos no disipativos, cargados con una resistencia y con

impedancia de entrada resistiva igual a la del generador

+

vg

Rg

d

Red

pasiva no

disipativa

a

b

c

iL

RL Balance de potencias:

pab = (vg ef)2/(4Rg) = (iL ef)2·RL

Por tanto:

(iL ef)2 = (vg ef)2/(4Rg·RL)

+

vg

RL

d

Red

pasiva no

disipativa

a

b

c

iL

Rg

Balance de potencias:

pcd = (iL ef)2·Rg

Sustituyendo el valor de iL ef:

pcd = (vg ef)2/(4RL)

Para que esto ocurra:

Zcd = RL

Rg

pab

pcd

Zcd


Conclusión

R2

d

Red

pasiva no

disipativa

a

b

c

Zab = R1

Para cuadripolos no disipativos, cargados con una resistencia y con impedancia de entrada resistiva

Si se cumple:

Entonces:

R1

d

Red

pasiva no

disipativa

a

b

c

Zcd = R2

Teoría general de las redes no disipativas adaptadoras de impedancias sin transformador (VI)


jXs R2

jXp

Zab = R1

d

a

b

c

Zcd = R2

R1 jXs

jXp

d

a

b

c

jXs+

vg

Rg

RL

jXp

Ze = Re

-Xs(o) = ± [R1·(R2-R1)]1/2 Xp(o) = -R2·R1/Xs(o) R1 < R2

-Xs(o) = ± [RL·(Re-RL)]1/2

Xp(o) = -Re·RL/Xs(o)

RL < Re

R1 = Re

R2 = RL

R1 = RL

R2 = ReDibujando de nuevo:


Pasa bajos

Ze = Re RL

L

C

Particularizamos:

Xs(o) = Lo y Xp(o) = -1/(Co)

Sustituimos en (4’) (con “signo -”) y en (5’):

Lo = [RL·(Re-RL)]1/2

1/(Co) = Re·RL/(Lo) L/C = Re·RL

Opción “pasa bajos”


L/C = Re·RL

RL < Re

Teoría general de las redes no disipativas adaptadoras de impedancias sin transformador (VII)

jXs

RLjXpZe = Re

-Xs(o) = ± [RL·(Re-RL)]1/2 (4’)

Xp(o) = -Re·RL/Xs(o) (5’)

RL < Re


Particularizamos:

Xs(o) = -1/(Co) y Xp(o) = Lo

Sustituimos en (4’) (con “signo +”) y en (5’):

1/(Co) = [RL·(Re-RL)]1/2

Lo = Re·RL·Co L/C = Re·RL

Opción “pasa altos”

Co = [RL·(Re-RL)]-1/2

L/C = Re·RL

RL < Re

Teoría general de las redes no disipativas adaptadoras de impedancias sin transformador (VIII)

jXs

RLjXpZe = Re

-Xs(o) = ± [RL·(Re-RL)]1/2 (4’)

Xp(o) = -Re·RL/Xs(o) (5’)

RL < Re

Pasa altos

Ze = Re RLL

C


Resumen

Co = [RL·(Re-RL)]-1/2

L/C = Re·RL RL < Re

Ze = Re RLL

C

Ze = ReRL

L

C


L/C = Re·RL RL < Re

Ze = Re

RL

L

C

Co = [Re·(RL-Re)]-1/2

L/C = RL·Re Re < RL

Ze = Re

RLL

C


L/C = RL·Re Re < RL


Circuito simbólico que sintetiza los cuatro casos

jXs

R2jXp

d

a

b

c

R1

-Xs(o) = ± [R1·(R2-R1)]1/2

Xp(o) = -R2·R1/Xs(o)

R1 < R2


Dos circuitos simbólicos para sintetizar los cuatro casos

Lo = [R1·(R2-R1)]1/2

L/C = R1·R2

R1 < R2

L

CR2

d

a

b

c

R1

C

LR2

d

a

b

c

R1

Co = [R1·(R2-R1)]-1/2

L/C = R1·R2

R1 < R2

Ejemplo de adaptación de impedancias en un amplificador


50 +

vg

+

50·ve’

200

50

200

ve’

+

-

vs

+

-

vs’

L = 1,38H

C = 138pF

200 200

L = 1,38H

C = 138pF

Ze[]

10 146

0

300

-200

f[MHz]

Re[Ze]

Im[Ze]

Frecuencia de operación: 10 MHz

Ze Ze’ = Ze

Cambio de Ze con la frecuencia de operación

Ze = ReRL

L

C

10 146

Ze[]

0

300

-200f[MHz]

Caso A:Re = 200 RL = 100 L = 1,6 H C = 80 pF

Caso B:Re = 200 RL = 20 L = 0,95 H C = 239 pF

Comportamiento de la adaptación de impedancias con el cambio de frecuencia


Frecuencia de diseño: 10 MHz

Conclusión: cuanto mayor es la diferencia de impedancias, más crítico es el margen de frecuencia de adaptación. Lo mismo ocurre en las otras redes

Re[Ze], RL= 100

Im[Ze], RL= 100

Re[Ze], RL= 20

Im[Ze], RL= 20

200

Comportamiento con generadores y cargas con impedancia no resistivas


Se pueden usar estas redes si las componentes reactivas de las impedancias se pueden “integrar” en la red de adaptación de impedancias

jXs’RL

jXp’ jXL+

vg

Rg jXgZg ZL

jXs

jXp

Xs y Xp son los valores calculados por las fórmulas anteriores

Xs’ y Xp’ son los valores a colocar

Xs = Xs’ + Xg Xp = Xp’·XL/(Xp’ + XL) Xp’ = Xp·XL/(XL - Xp)

No siempre es posible hacer esto

Ejemplo de uso con impedancias no resistivas


Re = 20 RL = 40

L = 0,32 H

C = 398 pF

fo = 10 MHz

L = 0,32 H

C = 298 pF

Re = 20

fo = 10 MHz RL = 40

CL = 100 pF

Ejemplo de uso imposible con la red propuesta


Re = 20 RL = 40

L = 0,32 H

C = 398 pF

fo = 10 MHz

L = 0,32 H

C = - 102 pF

Re = 20

fo = 10 MHz RL = 40

CL = 500 pF

No es posible con esta red

Red alternativa a usar en este caso (I)


L = 0,32 H

C = 398 pF

Re = 20 RL = 40

fo = 10 MHz

CL = 500 pF

Re = 20

fo = 10 MHz RL = 40

L = 0,32 H jXs = j20

jXp = -j40

jXs = j20

Xp’ = Xp·XL/(XL - Xp) = 155,9

j155,9

jXL = -j31,8

Red alternativa a usar en este caso (II)


CL = 500 pF

Re = 20

fo = 10 MHz RL = 40

0,32 H

j155,9

Maneras de conseguir la reactancia inductiva necesaria a 10 MHz:

Una bobina

Un circuito LC paralelo (infinitos casos posibles)

Un circuito LC serie (infinitos casos posibles)

2,48 H

LP = 0,64 H CP = 295,8 pFLP = 1,27 H CP = 96,8 pFLP = 2,12 H CP = 17,3 pF

LP CP

En los tres casos se consigue adaptación, pero su respuesta en frecuencia será distinta

Una nueva red de adaptación de impedancias


Q = 1 LP = 0,64 H CP = 795,8 pFQ = 0,5 LP = 1,27 H CP = 596,8 pFQ = 0,1 LP = 6,37 H CP = 437,7 pFQ = 0,01 LP = 63,7 H CP = 401,9 pF

jXp = -j40

L = 0,32 H jXs = j20

Re = 20

fo = 10 MHz RL = 40 LP

CP

Definimos el Q del circuito:Q =RL/(o·Lp)

Ze[]

0

40

-2010 146

f[MHz]

Re[Ze], Q=0,1

Im[Ze], Q=0,1

Re[Ze], Q=1

Im[Ze], Q=1

Hay adaptación, pero su respuesta en frecuencia es distinta

Lo = [R1·(R2-R1)]1/2

L/C = R1·R2 R1 < R2

L

C R2

d

a

b

c

R1

C

L R2

d

a

b

c

R1

Co = [R1·(R2-R1)]-1/2

L/C = R1·R2 R1 < R2

Ejemplos de otras redes de adaptación de impedancias (obtenidos del ARRL Handbook 2001) (I)


Red básica


Ejemplos de otras redes de adaptación de impedancias (obtenidos del ARRL Handbook 2001) (II)

Otras redes (I)


Ejemplos de otras redes de adaptación de impedancias (obtenidos del ARRL Handbook 2001) (III)

Otras redes (II)

Estudio del ancho de banda de amplificadores con un circuito sintonizado (I)


+ Vcc

GD

SCS

C1

Re2

1:nC

ve2

+

-real

ve1

+

- RS

Estudio del ancho de banda de amplificadores con un circuito sintonizado (II)

Re2’ = Re2/n2

ve2’ = ve2/n

Etapa 2Etapa 1

is1cc L

Rs1

Cve2’

+

-

Re2’


Re2

+

vs1o

1:n

L

Rs1

Cve2

+

-ideal

Estudio del ancho de banda de amplificadores con un circuito sintonizado (III)

R = Re2’·Rs1/(Re2’ + Rs1)

is1cc LR Cve2’

+

-


is1cc L

Rs1

Cve2’

+

-

Re2’

is1cc L

Rs1

Cve2’

+

-

ve2’

+

-

Re2’

Calculamos la transferencia ve2’/is1cc:

ve2’/is1cc = ZLCR(s) = 1/[1/R + Cs + 1/(Ls)] = Ls/[1 + Ls/R + LCs2]

Análisis senoidal permanente (s = j):

ve2’/is1cc = ZLCR(j) = jL /(1 - LC2 + jL/R) = R/[1 + jR·(LC2 - 1)/(L)]

Nos fijamos en el término (LC2 - 1)/(L) yllamamos o = 1/(LC)1/2:

(LC2 - 1)/(L = [(LC)1/2 + 1]·[(LC)1/2 - 1]/(L) =

(/o + 1)·(/o - 1)/(L) ≈ 2·(/o - 1)/(Lo) = 2( - o)/(Lo2)

Estudio del ancho de banda de amplificadores con un circuito sintonizado (IV)

R = Re2’·Rs1/(Re2’ + Rs1)

is1cc LR Cve2’

+

-


Por tanto:

ZLCR(j) ≈ R/[1 + jR·2( - o)/(Lo2)]

Para calcular las frecuencias de corte establecemos las condiciones en las que ZLCR(j) cae 3dB con relación ZLCR(jo):

ZLCR(jc) = ZLCR(jo)/21/2 c = o ± Lo2/(2R) = o ± o/(2Q),

siendo Q = R/(Lo). Por tanto:

cs = o + o/(2Q), ci = o - o/(2Q) y = cs - ci = o/Q

f= fo/Q (con la aproximación admitida)

Estudio del ancho de banda de amplificadores con un circuito sintonizado (V)

ZLCR[º]

ZLCR

0

90

-90fo

1,4·fo0,6·fo f

R

R/ 2

0

Q=20

Q=5Q=20

Q=10

Q=5

Q=10

LR CZLCR

o = 2·fo

o = 1/(LC)1/2

Q = R/(Lo)

f≈ fo/Q


ZLCRR

R/ 2

0

Q=5

ZLCR[º]

0

90

-90fo

1,4·fo0,6·fo f

Q=5

aprox.

aprox.

aprox.

aprox.

Valoración de la aproximación:

(/o + 1)·(/o - 1)/(L) ≈ 2( - o)/(Lo2)

Estudio del ancho de banda de amplificadores con un circuito sintonizado (VI)


Amplificadores con dos circuitos sintonizados


+ Vcc

GD

S

CS

Re2

1:n2C2

ve2

+

-real

ve1

+

-RS

real

+

vg

Rg

1:n1

C1

M

¡Ojo! Hay que evitar que

se acoplen por campo

magnético disperso

Coilcraft

Formas de evitar que exista acoplamiento entre circuitos sintonizados


Bobinas ajustables con blindaje

Bobinas y transformadores toroidales

Transformadores de RF

Ejemplos de bobinas ajustables con blindaje (I)

Coilcraft

Toko

Ejemplos de bobinas ajustables con blindaje (II)

Toko

Toko


Ejemplos de bobinas ajustables con blindaje (III)


Toko

Toko

Toko

Bobinas y transformadores toroidales

CoilcraftTokoToko


Toko

Mini circuit

Transformadores de RF

Coilcraft


Comportamiento de amplificadores con dos circuitos sintonizados (I)


+ Vcc

GD

S

CS

Re2

1:n2C2ve2

+

-real

ve1

+

-RS

real

+

vg

Rg

1:n1

C1

+ Vcc

GD

S

CS

Re2

1:n2C2ve2

+

-

ve2

+

-real

ve1

+

-RS

real

+

vg

Rg

1:n1

C1

igcc/n1

L1

R1

C1

ve1

+

-

igcc = vg/Rg

gFET·ve1

L2

R2

C2

ve2’

+

-

ve2’ = ve2/n2

Comportamiento de amplificadores con dos circuitos sintonizados (II)


igcc/n1

L1

R1

C1

ve1

+

- gFET·ve1

L2

R2

C2

ve2’

+

-

Ecuaciones:

igcc = vg/Rg

ve2 = ve2’·n2

ve1·n1/igcc = ZLCR1(j) = R1/[1 + jR1·(L1C12 - 1)/(L1)]

ve2’/(gFET·ve1) = ZLCR2(j) = R2/[1 + jR2·(L2C22 - 1)/(L2)]

Por tanto:

ve2/vg = ZLCR1(j)·ZLCR2(j)·[gFET·n2/(Rg·n1)] = k·FLCR(j), siendo:

FLCR(j) = ZLCR1(j)·ZLCR2(j)/(R1·R2)

Llamamos:

o1 = 1/(L1C1)1/2, Q1 = R1/(L1o1), o2 = 1/(L2C2)1/2 y Q2 = R2/(L2o2)

Posibilidades:

Misma sintonía o1 = o2

Sintonía escalonada o1 o2

Comportamiento de amplificadores con dos circuitos sintonizados (III)


Caso de misma sintonía FLCR(j)1

1/ 2

0

Q = 5

fo1,4·fo0,6·fo f

1 Etapa

2 Etapas

Aumenta la atenuación de

frecuencias indeseadas Disminuye el ancho de

banda

Comportamiento de amplificadores con dos circuitos sintonizados (IV)


Caso de sintonía escalonada

FLCR(j)1

1/ 2

0

Q = 5

fo1,4·fo0,6·fo f

1 Etapa

Aumenta la atenuación de

frecuencias indeseadas Se puede conseguir una

respuesta bastante plana en

la banda deseada Menor ganancia

Ejemplo: fo1 =0,909· fo y fo2 =1,11· fo

2 Etapas

Determinación del ancho de banda en amplificadores con varios circuitos sintonizados a

la misma frecuencia y con el mismo Q (I)

Usamos las expresiones aproximadas:

ZLCR(j) ≈ R/[1 + jR·2( - o)/(Lo2)] f≈ fo/Q


L1 C1 R1

vg vsEtapa

1Etapa

2Etapa

3Etapa

4

L2 C2 R2 L3 C3 R3 L4 C4 R4

FLCR(j) = [ZLCR(j)/R]n = 1/[1 + jR·2( - o)/(Lo2)]n

Condición de caída de 3dB a c:

FLCR(jc) = FLCR(jo)/21/2 21/2= [1 + [R·2(c - o)/(Lo2)]2]n/2

[21/n– 1]1/2= ± R·2(c - o)/(Lo2); llamamos k(n) = [21/n– 1]1/2

Entonces: c = o ± k(n)·Lo2/(2R) = o ± k(n)·o/(2Q) f= k(n)·fo/Q

Como f= k(n)·fo/Q y k(n) < 1, disminuye el ancho de banda

o = 2·fo o = 1/(LC)1/2 Q = R/(Lo) f≈ [21/n– 1]1/2·fo/Q


FLCR(j)[dB]

Q = 5

fo10·fo0,1·fo f

0

-60

-20

-40

1 Etapa

2 Etapas

4 Etapas

Determinación del ancho de banda en amplificadores con varios circuitos sintonizados a

la misma frecuencia y con el mismo Q (II)

FLCR(j)

1

1/ 2

0fo fo·(1+3/Q)ffo·(1-3/Q)

Estudio de dos etapas con sintonía escalonada y con el mismo Q (I)


1 Etapa

2 Etapas

Ejemplos de posibles diseños:

Frecuencia de corte superior de una etapa coincidente con la inferior de la otra

fo1 = fo/[1 + 1/(2Q)]

fo2 = fo/[1 - 1/(2Q)] fo1 fo2

FLCR(j)[dB]

Q = 5

fo10·fo0,1·fo f

0

-60

-20

-40

-3

Estudio de dos etapas con sintonía escalonada y con el mismo Q (II)


Mismo ejemplo anterior, en escala logarítmica

1 Etapa

2 Etapas

Aumenta la atenuación

de frecuencias

indeseadas Se puede conseguir

una respuesta bastante

plana en la banda

deseada Menor ganancia

Estudio de dos etapas con sintonía escalonada y con el mismo Q (III)


Otros ejemplos de posibles diseños:

fo1 = fo/[1 + 1/(m·Q)]

fo2 = fo/[1 - 1/(m·Q)]

Caso anterior: m = 2 Resonancias más alejadas: m < 2Resonancias más cercana: m > 2

FLCR(j)

1

1/ 2

0fo fo·(1+3/Q)ffo·(1-3/Q)

1 Etapa

2 Etapas

fo1 fo2

m = 1,5

FLCR(j)[dB]

Q = 5

fo10·fo0,1·fo f

0

-60

-20

-40

-3 dB

Estudio de dos etapas con sintonía escalonada y con el mismo Q (IV)


Influencia de m, en escala logarítmica

Con menores valores de m, menor ganancia y mayor ancho de banda

1 Etapa

2 Etapas, m = 2

m = 1,5

m = 1

FLCR(j)[dB]

fo10·fo0,1·fo f

0

-60

-20

-40

Q = 5

Estudio de varias etapas con sintonía escalonada y con el mismo Q (I)

1 Etapa

2 Etapas

4 Etapas

Opc. AOpc. B

C

Ejemplos de posibles diseños con cuatro etapas:

Opción A:fo1 = fo2 = fo/[1 + 1/(2Q)]

fo3 = fo4 = fo/[1 - 1/(2Q)]

Opción C:fo2= fo/[1 + 1/(2Q)]

fo3= fo/[1 - 1/(2Q)]

fo1 = fo2·[1 - 1/(2Q)]/[1 + 1/(2Q)]

fo4 = fo3·[1 + 1/(2Q)]/[1 - 1/(2Q)]

Opción B:fo2 = fo/[1 + 1/(2Q)]

fo3 = fo/[1 - 1/(2Q)]

fo1 = fo2/[1 + 1/(2Q)]

fo4 = fo3/[1 - 1/(2Q)]


ve1

+

-Re1

1:n2C1

realreal

+

vg

Rg

1:n1 C1

LL

C2

ve1’

+

-

Re1’ = R

C1+

vg’

Rg’ = R

C1

LL

C2

Comportamiento de los circuitos doblemente sintonizados: dos circuitos resonantes acoplados por condensador (I)


Comportamiento de los circuitos doblemente sintonizados: dos circuitos resonantes acoplados por condensador (II)

ve1’

+

-

Re1’ = R

C1+

vg’

Rg’ = R

C1

LL

C2

ve1’

+

-

ve1’

+

-

Re1’ = R

C1+

vg’

Rg’ = R

C1

LL

C2

Llamamos:

o = 2fo

o = 1/(LC1)1/2

C2 = C1/k

Q = R/(Lo)

FLCR(j) = ve1’/vg’

FLCR(j)[dB]

Q = 5

fo10·fo0,1·fo f

0

-60

-20

-40

k = 20 105

2


¡Ojo! fo no es la

frecuencia central

k = 1

Comportamiento de los circuitos doblemente sintonizados: dos circuitos resonantes acoplados por condensador (III)

ve1’

+

-

Re1’ = R

C1+

vg’

Rg’ = R

C1

LL

C2

ve1’

+

-

ve1’

+

-

Re1’ = R

C1+

vg’

Rg’ = R

C1

LL

C2


FLCR(j)

Q = 5

fo1,4·fo0,6·fo f

0

1

k = 20

10

k = 5 k = 2

k = 1

¿Dónde salen los dos

picos de resonancia y

cuándo sale sólo uno?

Comportamiento de los circuitos doblemente sintonizados: dos circuitos resonantes acoplados por condensador (IV)


ve1’

+

-R

C1

R

C1

LL

C2

igcc’

v

+

-

Z1 Z1

Z2

Ecuaciones: v/igcc’ = [Z1·(Z2 + Z1)]/(Z1 + Z2 + Z1) y ve1’/v = Z1/(Z1 + Z2)

Por tanto: ve1’/igcc’ = Z12/(2Z1 + Z2)

Máximos posibles:

Si Z1 es muy grande resonancia paralelo de Z1 o1 = 1/(LC1)1/2

Si 2Z1 + Z2 es muy pequeña resonancia serie de 2Z1 y Z2

Comportamiento de los circuitos doblemente sintonizados: dos circuitos resonantes acoplados por condensador (V)


Resonancia serie de 2Z1 y Z2:

2Ls/(1 + Ls/R + LC1s2) + 1/C2s = 0

Z1

Z2

ve1’

+

-R

C1

R

C1

LL

C2

igcc’

v

+

-

ve1’

+

-

ve1’

+

-R

C1

R

C1

LL

C2

R

C1

R

C1

LL

C2

igcc’

v

+

-

v

+

-

Z1

Efectuamos un análisis senoidal y suponemos R muy grande:

2Lo2/(1 - LC1o22) - jC2o2 ≈ 0 o2 ≈ 1/[L·(C1 + 2C2)]1/2

Por tanto:

o1 ≈ o2·(1 + 2C2/C1)1/2 o1 ≈ o2·(1 + 2/k)1/2

Hay dos picos cuando, aproximadamente:

o1 - o2 > o1/(2Q) + o2/(2Q) k < (2Q-1)2/4Q ≈ Q (si Q es grande)

Rg

ve1

+

-Re1

C1+

vg

C1

Comportamiento de los circuitos doblemente sintonizados: dos circuitos resonantes acoplados inductivamente (I)

1:n21:n1

Acoplamiento no ideal

Acoplamiento ideal

Acoplamiento ideal

ve1’

+

-Re1

’ = R

Lm

Ld1Ld2 ≈ Ld1+

vg’

Rg’ = R

C C


ve1’

+

-R Lm

Ld Ld

R C Cigcc’

Z1

Z2

Z1

Comportamiento de los circuitos doblemente sintonizados: dos circuitos resonantes acoplados inductivamente (II)

ve1’

+

-R

C1

R

C1

LL

C2

igcc’

v

+

-Z2

Z1 Z1Acoplamiento capacitivo

Acoplamiento inductivo

ATE-UO EC amp señ 78Se estudia de modo

semejante

Comportamiento de los circuitos doblemente sintonizados: dos circuitos resonantes acoplados inductivamente (III)

Ecuación final : ve1’/igcc’ = Z2·R2/[Z1·(2Z2 + Z1)·(1 + RCs)2]

Si suponemos R muy grande: ve1’/igcc’ = Z2/[Z1·(2Z2 + Z1)·(Cs)2]

Máximos posibles:

Si Z1 es muy pequeña resonancia de serie Z1 o1 ≈ 1/(LdC)1/2

Si 2Z2 + Z1 es muy pequeña resonancia serie de 2Z2 y Z1

o2 ≈ 1/[(2Lm +Ld)C]1/2 y si llamamos k = Ld/Lm o2 ≈ 1/[Ld·(2/k + 1)C]1/2

Por tanto: o1 ≈ o2·(1 + 2/k)1/2 y hay dos picos cuando,

aproximadamente: k < (2Q-1)2/4Q ≈ Q (si Q es grande)

ve1’

+

-R Lm

Ld Ld

R C Cigcc’

Z1

Z2

Z1

ve1’

+

-R Lm

Ld Ld

R C Cigcc’

ve1’

+

-R Lm

Ld Ld

R C Cigcc’

Z1Z1

Z2Z2

Z1Z1


Hemos llamado:

o = 2fo

o = 1/(LdC)1/2

Lm = Ld/k

Q = R/(Ldo)

FLCR(j) = ve1’/vg’


ve1’

+

-Re1

’ = R

Lm

Ld1Ld2 ˜ Ld1+

vg’

Rg’ = R

C Cve1’

+

-

ve1’

+

-Re1

’ = R

Lm

Ld1Ld2 ˜ Ld1+

vg’

Rg’ = R

C C

Comportamiento de los circuitos doblemente sintonizados: dos circuitos resonantes acoplados inductivamente (IV)

FLCR(j)[dB]

Q = 5

fo10·fo0,1·fo f

0

-60

-20

-40

k = 2010

k = 1

2

5

Modelado de los dispositivos activos: parámetros de admitancias (I)

Dispositivo activo

Zg

+

ZLvg y11 y22

y12·vsy21·ve

vs

+

-

ve

+

-

ie is

Ecuaciones:ie = y11·ve + y12·vs

is = y21·ve + y22·vs 0sve

e11 v

iy

0evs

e12 v

iy

0sve

s21 v

iy

0evs

s22 v

iy

Valores:


Modelado de los dispositivos activos: parámetros de admitancias (II)

y11 y22y12·vs

y21·ve

vs

+

-

ve

+

-

ie is

0sve

e11 v

iy

0sve

s21 v

iy


Significado de cada parámetro:

+

ve

Admitancia de entrada con salida en corto

Admitancia de transferencia directa con salida en corto

Modelado de los dispositivos activos: parámetros de admitancias (III)

y11 y22y12·vs

y21·ve

vs

+

-

ve

+

-

ie is


+

vs

Admitancia de salida con entrada en corto

Admitancia de transferencia inversa con entrada en corto 0evs

e12 v

iy

0evs

s22 v

iy

Modelado de los dispositivos activos: parámetros de admitancias (IV)

y11 y22y12·vs

y21·ve

vs

+

-

ve

+

-

ie is


Otra nomenclatura posible:

y11 = Admitancia de entrada con salida en corto = yi

y12 = Admitancia de transferencia inversa con entrada en corto = yr

y21 = Admitancia de transferencia directa con salida en corto = yf

y22 = Admitancia de salida con entrada en corto = yo

Modelado de los dispositivos activos: parámetros de admitancias (V)

y11 y22y12·vs

y21·ve

vs

+

-

ve

+

-

ie is


División en parte real e imaginaria:

y11 = g11 + j·b11 o bien yi = gi + j·bi

y12 = g12 + j·b12 o bien yr = gr + j·br

y21 = g21 + j·b21 o bien yf = gf + j·bf

y22 = g22 + j·b22 o bien yo = go + j·bo

Modelado de los dispositivos activos: parámetros de admitancias (VI)


En función de la configuración:

yis = gis + j·bis

yrs = grs + j·brs

yfs = gfs + j·bfs

yos = gos + j·bos

yis yosyrs·vds yfs·vgs

vds

+

-

vgs

+

-

ig idG D

S

yis yosyrs·vds yfs·vgs

vds

+

-

vds

+

-

vgs

+

-

ig idG D

S

yig = gig + j·big

yrg = grg + j·brg

yfg = gfg + j·bfg

yog = gog + j·bog

yig yogyrg·vdg yfg·vsg

vdg

+

-

vsg

+

-

is idS D

G

yig yogyrg·vdg yfg·vsg

vdg

+

-

vdg

+

-

vsg

+

-

is idS D

G

yid = gid + j·bid

yrd = grd + j·brd

yfd = gfd + j·bfd

yod = god + j·bod

yid yodyrd·vsd yfd·vgd

vsd

+

-

vgd

+

-

ig idG

D

S

yid yodyrd·vsd yfd·vgd

vsd

+

-

vsd

+

-

vgd

+

-

ig idG

D

S

Tipos de dispositivos activos (I)

Montajes con un único transistor:

Base o puerta común mayor ancho de banda, sin ganancia de corriente

Emisor o fuente común menor ancho de banda, mayor ganancia de potencia

Colector o drenador común ancho de banda intermedia, sin ganancia de tensión

Montajes con varios transistores:

Cascodo: emisor (o fuente) común + base (o puerta) común buen ancho de banda, buena ganancia de potencia

Etapa diferencial: ganancia regulable por una tensión de control


Propiedades de las configuraciones: puerta (o base) común

Baja impedancia de entrada

Alta impedancia de salida

Media-alta ganancia de tensión

Ganancia de corriente baja (< 1)


*

G

DS+

-vs

+

-ve

Respuesta en frecuencia:

Capacidades parásitas en entrada y en salida sin “efecto Miller” (no hay capacidad entrada-salida que sea equivalente a una nueva capacidad de entrada muy aumentada al ir multiplicada por la ganancia de tensión) gran ancho de banda

Propiedades de las configuraciones: fuente (o emisor) común

Alta impedancia de entrada (FETs) o media impedancia de entrada (bipolares)

Alta impedancia de salida

Ganancia de tensión alta (con cargas altas)

Ganancia de corriente alta



Una capacidad parásita en la entrada y otra entre entrada y salida hay “efecto Miller” (la capacidad entrada-salida es equivalente a una nueva capacidad de entrada, muy aumentada al ir multiplicada por la ganancia de tensión) pequeño ancho de banda

+

-vs

GD

S*+

-ve

Propiedades de las configuraciones: drenador (o colector) común

Alta impedancia de entrada

Baja impedancia de salida

Ganancia de tensión baja (< 1)

Ganancia de corriente alta



Una capacidad parásita en la entrada y otra entre entrada y salida, pero la ganancia de tensión es menor que 1 hay “efecto Miller”, pero poco significativo al ser la ganancia de tensión menor que 1 gran ancho de banda

+

-vs

GS

D*+

-ve

Ejemplo de la respuesta en frecuencia de un JFET (I)

+

vg

50

vs

+

-

RL

Circuito equivalente del J309

G D

S

gm·vGSvGS

+

-4 pF

2 pF

gm = 0,02 -1

G D

S

gm·vGSvGS

+

-

vGS

+

-4 pF

2 pF

gm = 0,02 -1

G D

S

gm·vGSvGS

+

-4 pF

2 pF

gm = 0,02 -1

G D

S

gm·vGSvGS

+

-

vGS

+

-4 pF

2 pF

gm = 0,02 -1

Fuente común

Puerta común

G

D

S

gm·vGS

vGS+-

4 pF 2 pF

gm = 0,02 -1

G

D

S

gm·vGS

vGS+-

4 pF 2 pF

gm = 0,02 -1

+

vg

50

vs

+

-

RL

+

vg

50

vs

+

-

RL

G

D

vGS+ -

2 pF

gm = 0,02 -1

Sgm·vGS

4 pF

G

D

vGS+ -

2 pF

gm = 0,02 -1

Sgm·vGS

4 pF

Drenador común ATE-UO EC amp señ 91

Ejemplo de la respuesta en frecuencia de un JFET (II)

Circuito equivalente del J309

G D

S

gm·vGSvGS

+

-4 pF

2 pF

gm = 0,02 -1

G D

S

gm·vGSvGS

+

-

vGS

+

-4 pF

2 pF

gm = 0,02 -1


vs/vg[dB]

1

f[MHz]

0

20

-20

-4010 102 103 104

RL = 200 Fuente común

Puerta común

Drenador común

¡Ojo! En este caso particular el drenador común tiene mayor ancho de banda que el puerta común. Esto no siempre ocurre en transistores bipolares.

El montaje “cascodo” (I)

*

G

DS+

-vs

GD

S*+

-ve

Fuente común + Puerta común

Zegc ≈ 1/gm

(pequeña) Alta impedancia de entrada

Alta ganancia de corriente

Baja ganancia de tensión (por Zegc baja)

Buena respuesta en frecuencia (por baja ganancia de tensión)

Baja impedancia de entrada

Baja ganancia de corriente

Alta ganancia de tensión

Buena respuesta en frecuencia


Cascodo: Altas ganancias de tensión y

corriente y buena respuesta en frecuencia

vs/vg[dB]

1

f[MHz]

10 102 103 104

RL = 200

0

20

-20

-40

40

El montaje “cascodo” (II)

Emisor común

Base común

Cascodo

Zebc pequeña

**+

-ve

+vg

50 +

-vs RL

Zebc pequeñaZebc pequeña

**+

-

+

-ve

+vg

50 +

-vs RL

+

-vs

+

-

+

-vs RL

B C

E

gm·vBEvBE

+

- 4 pF

2 pF

gm = 0,3 -1

rBE

B C

E

gm·vBEvBE

+

-

vBE

+

- 4 pF

2 pF

gm = 0,3 -1

rBE

rBE >> 50

Modelo de transistor usado


Etapa diferencial como amplificador de RF (I)

Ganancia en BF (transparencias ATE-UO EC mez 50-52):

vs ≈ -0,5RiOvd/VT

Es decir:

vs/vd ≈ -0,5RiO/VT

Por tanto, la ganancia se puede controlar mediante el valor de io

- VCC

iO

iO

- VCC

+ VCC

RL

vs+ -

- VCC

iO

+

-vd

RL

Es fácil realizar físcamente el Control Automático de Ganancia (CAG o AGC)


Rg/2

+

vg/2

Rg/2

vg/2

+

Etapa diferencial como amplificador de RF (II)

iO

- VCC

+ VCC

RL

vs+ -

RL

CAG

Conexión diferencial de la tensión de entrada


Etapa diferencial como amplificador de RF (III)


Rg/2

+

vg/2

Rg/2

vg/2

+

iO

- VCC

+ VCC

RL

vs+ -

RL

CAGRg/2

+

vg/2

Rg/2

vg/2

+

Rg/2

+

vg/2

Rg/2

vg/2

+

+

vg/2

Rg/2

vg/2

+

iO

- VCC

+ VCC

RL

vs+ -

RL

CAGiO

- VCC

+ VCC

RL

vs+ -

RL

CAG

RLRL

B C

E

gm·vB’E

vB’E

+

- rB’E

CB’E

CB’CrB’B B’B C

E

gm·vB’E

vB’E

+

-

+

- rB’E

CB’E

CB’CrB’B B’ BC

E

gm·vB’E

vB’E

+

-rB’E

CB’E

CB’CrB’BB’ BC

E

gm·vB’E

vB’E

+

-

+

-rB’E

CB’E

CB’CrB’BB’

B C

E

gm·vB’E

vB’E

+

- rB’E

CB’E


E

gm·vB’E

vB’E

+

-

+

- rB’E

CB’E

CB’CrB’B B’

vs+ -+

vg/2

Rg/2

+

Rg/2

vg/2

Estudio de la respuesta en frecuencia (I)

Etapa diferencial como amplificador de RF (IV)


RLRL

B C

E

gm·vB’E

vB’E

+

- rB’E

CB’E


E

gm·vB’E

vB’E

+

-

+

- rB’E

CB’E

CB’CrB’B B’ BC

E

gm·vB’E

vB’E

+

-rB’E

CB’E

CB’CrB’BB’ BC

E

gm·vB’E

vB’E

+

-

+

-rB’E

CB’E

CB’CrB’BB’

B C

E

gm·vB’E

vB’E

+

- rB’E

CB’E


E

gm·vB’E

vB’E

+

-

+

- rB’E

CB’E

CB’CrB’B B’

vs+ -+

vg/2

Rg/2

+

Rg/2

vg/2

Estudio de la respuesta en frecuencia (II)

Dada la simetría del circuito, los emisores están a tensión constante en alterna (por tanto, conectados a masa)

ig ig

ie ie

ic = 0

vs/2+

-

vs+ -

RL

BC

E

gm·vB’E

vB’E

+

-rB’E

CB’E

CB’CrB’BB’ BC

E

gm·vB’E

vB’E

+

-

+

-rB’E

CB’E

CB’CrB’BB’

+

Rg/2

vg/2RL

B C

E

gm·vB’E

vB’E

+

- rB’E

CB’E


E

gm·vB’E

vB’E

+

-

+

- rB’E

CB’E

CB’CrB’B B’

+vg/2

Rg/2

+

-

vs/2

Etapa diferencial como amplificador de RF (V)


Estudio de la respuesta en frecuencia (III)

RL

B C

E

gm·vB’E

vB’E

+

- rB’E

CB’E


E

gm·vB’E

vB’E

+

-

+

- rB’E

CB’E

CB’CrB’B B’

+vg/2

Rg/2

vs/2+

-

La respuesta en frecuencia es

como la de un emisor común

vg

+

Etapa diferencial como amplificador de RF (VI)

Otra conexión de la tensión de entrada


Rg

iO

- VCC

+ VCC

RL vs+ -

RL

CAG

La respuesta en frecuencia

es propia de un colector

común seguido de un base

común menor ganancia,

pero mayor ancho de banda

Ejemplos de esquemas reales de amplificadores de RF con etapa diferencial (obtenidos de una nota de aplicación de Intersil) (I)

Circuito integrado CA3028


Colector común + base común con etapa diferencial

Ejemplos de esquemas reales de amplificadores de RF con etapa diferencial (obtenidos de una nota de aplicación de Intersil) (II)

Circuito integrado CA3028


Cascodo realizado con etapa diferencial. El CAG se realiza actuando en la polarización del transistor en emisor común

Parámetros de admitancia del CA3028 (obtenidos de una nota de aplicación de Intersil) (I)


Parámetros de admitancia del CA3028 (obtenidos de una nota de aplicación de Intersil) (II)


Ejemplos de esquemas reales de amplificadores de FI con el circuito integrado MC1350

(obtenidos de una nota de aplicación de Motorola) (I)


Amplificador de FI para receptor de TV

Circuito integrado MC1350

Ejemplos de esquemas reales de amplificadores de FI con el circuito integrado MC1350

(obtenidos de una nota de aplicación de Motorola) (II)

Amplificador de FI para receptor de radio comercial


Parámetros de admitancia del MC1350 (obtenidos de una nota de aplicación de Motorola) (I)

Variación de la ganancia con la tensión de CAG


Parámetros de admitancia del MC1350 (obtenidos de una nota de aplicación de Motorola) (II)


Parámetros de admitancia de los JFET J309 y J310

(obtenidos de una nota de aplicación de Fairchild)


Información sobre el ruido (figura o cifra de ruido y tensión de ruido)

JFETs J309 y J310

Transistor bipolar BFY90

MC1350

CA3028


Ejemplos de esquemas reales de amplificadores de RF con JFETs

(obtenidos del ARRL Handbook 2001) (I)


Circuito doblemente sintonizado Circuito doblemente

sintonizado

Mezclador

Oscilador y separador

Cascodo

Ejemplos de esquemas reales de amplificadores de

RF con JFETs (obtenidos del

ARRL Handbook 2001) (II)


Circuito doblemente sintonizado

Mezclador

JFET en puerta común

Amplificador de CAG

Amplificadores de señal

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Transcript of Amplificadores de señal