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PONTIFICIA UNIVERSIDAD CATOLICA DE CHILE ESCUELA DE INGENIERIA DEPARTAMENTO DE INGENIERÍA ELÉCTRICA CONSTRUCCIÓN DE UN COMPENSADOR BINARIO TIRISTORIZADO E INTERCONEXIÓN CON UN FILTRO ACTIVO PARALELO PARA LA COMPENSACIÓN DE CARGAS TRIFÁSICAS CONTAMINANTES YAMILLE ELLEND DEL VALLE KESSRA Memoria para optar al grado de Ingeniero Civil Industrial Diploma en Ingeniería Eléctrica Profesor Supervisor: JUAN W. DIXON R. Santiago de Chile, 2001
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PONTIFICIA UNIVERSIDAD CATOLICA DE CHILE ESCUELA DE INGENIERIA DEPARTAMENTO DE INGENIERÍA ELÉCTRICA
CONSTRUCCIÓN DE UN COMPENSADOR BINARIO
TIRISTORIZADO E INTERCONEXIÓN CON UN FILTRO ACTIVO PARALELO
PARA LA COMPENSACIÓN DE CARGAS TRIFÁSICAS
CONTAMINANTES
YAMILLE ELLEND DEL VALLE KESSRA
Memoria para optar al grado de Ingeniero Civil Industrial Diploma en Ingeniería Eléctrica
Profesor Supervisor: JUAN W. DIXON R.
Santiago de Chile, 2001
PONTIFICIA UNIVERSIDAD CATOLICA DE CHILE ESCUELA DE INGENIERIA DEPARTAMENTO DE INGENIERÍA ELÉCTRICA
CONSTRUCCIÓN DE UN COMPENSADOR BINARIO
TIRISTORIZADO E INTERCONEXIÓN CON UN FILTRO ACTIVO PARALELO
PARA LA COMPENSACIÓN DE CARGAS TRIFÁSICAS
CONTAMINANTES
YAMILLE ELLEND DEL VALLE KESSRA
Tesis presentada a la Comisión integrada por los profesores:
JUAN DIXON R.
LUIS MORÁN T.
DAVID WATTS C.
Para completar las exigencias del grado de Ingeniero Civil Industrial, Diploma en Ingeniería Eléctrica
Santiago de Chile, 2001
ii
En reconocimiento:
A mis padres, Julio y Yamille, por haberme educado y haber hecho de mi
la persona que soy.
A mi hermanita Ilenne, por ser alegría de nuestro hogar.
A mi esposo, Marcos, porque la vida cobró sentido el día en que le conocí.
¡Los Amo!
iii
AGRADECIMIENTOS
Quisiera expresar mis agradecimientos a todas aquellas personas que participaron directa o indirectamente en la elaboración de este trabajo: a mi profesor guía Dr. Juan Dixon R., al profesor Dr. Luis Morán T. y a Conicyt por su financiamiento a través del Proyecto Fondecyt Nº 1990413. Quisiera agradecer además a Micah Ortúzar por su participación en este trabajo.
Adicionalmente agradezco al Departamento de Asistencia Socioeconómica D.A.S.E., a la Fundación de Ingenieros F.I.U.C y la Federación de Alumnos F.E.U.C. de la Pontificia Universidad Católica de Chile que me ayudaron a solventar mis estudios durante los seis años de carrera.
En forma particular, doy gracias a los todos los profesores que fomentaron mi desarrollo académico e investigativo y me permitieron trabajar como ayudante dentro de la Facultad de Matemática, el Departamento de Ingeniería Eléctrica y el Departamento de Ingeniería en Sistemas, principalmente al profesor Dr. Nicolás Majluf por la confianza demostrada y sus valiosas enseñanzas.
Muy especialmente manifiesto todo mi agradecimiento a Dios y mi familia, especialmente a mi esposo Marcos, por todo el apoyo, cariño y colaboración que me brindaron.
iv
INDICE GENERAL
Pág.
DEDICATORIA.. ............................................................................................................................... ...ii
AGRADECIMIENTOS ........................................................................................................................ iii
INDICE DE TABLAS ......................................................................................................................... vii
INDICE DE FIGURAS....................................................................................................................... viii
RESUMEN ......... ...................................................................................................................................xi
ABSTRACT......................................................................................................................................... xii
I INTRODUCCIÓN..............................................................................................................................1 1.1 Técnicas de compensación de cargas trifásicas lineales y contaminantes. .........................1 1.2 Objetivos de la memoria.....................................................................................................5 1.3 Observaciones previas del trabajo de memoria. .................................................................6 1.4 Organización de los contenidos de la memoria. .................................................................7
II COMPENSACIÓN DE CARGAS TRIFÁSICAS LINEALES. .......................................................9 2.1 Principios de compensación de reactivos. ..........................................................................10 2.2 Configuración propuesta para el compensador binario tiristorizado..................................14
2.2.1 Principio de funcionamiento de las ramas capacitivas........................................15 2.3 Sistema de control para el compensador binario tiristorizado............................................18
2.3.1 Control directo.................................................................................................18 2.3.2 Control de disparo...........................................................................................22
III IMPLEMENTACIÓN DE UN PROTOTIPO DE COMPENSADOR BINARIO
TIRISTORIZADO. ...................................................................................................25 3.1 Descripción del circuito de potencia. .................................................................................26
3.1.1 Diodos y tiristores............................................................................................26 3.1.2 Circuitos de protección de tiristores.................................................................27 3.1.3 Condensadores.................................................................................................29
3.2 Descripción del circuito digital. .........................................................................................31
v
3.2.1 Circuito de toma de muestras del voltaje de alimentación..................................31 3.2.2 Circuito de toma de muestras de las corrientes de carga....................................34 3.2.3 Circuito del microprocesador............................................................................37 3.2.4 Circuito de disparo...........................................................................................38
3.3 Filtro pasivo de tensión. .....................................................................................................40
IV RESULTADOS PARA CARGAS TRIFÁSICAS LINEALES.....................................................46 4.1 Resultados de simulaciones para cargas trifásicas lineales. ...............................................46 4.2 Resultados experimentales para cargas trifásicas lineales. .................................................51
V COMPENSACIÓN DE CARGAS TRIFÁSICAS CONTAMINANTES.......................................58
5.1 Filtro activo paralelo. .........................................................................................................58
5.1.1 Principio de funcionamiento.............................................................................59
5.1.2. Control Proporcional-Integral (PI)..........................................................................63
5.2 Interconexión del compensador y el filtro activo paralelo. ................................................66
VI RESULTADOS PARA CARGAS TRIFÁSICAS CONTAMINANTES......................................71
6.1 Resultados de simulaciones para cargas trifásicas contaminantes......................................71
6.1.1. Sistema compensador y filtro activo paralelo..........................................................71
6.1.2 Configuración del filtro pasivo en base a simulaciones......................................78
6.2 Resultados experimentales para cargas trifásicas contaminantes. ......................................86
6.2.1 Configuración del filtro pasivo en base a resultados experimentales..................86
6.2.2 Sistema compensador en configuración estrella y filtro activo
paralelo..............89
VII CONCLUSIONES Y DESARROLLOS FUTUROS. ..................................................................94
BIBLIOGRAFIA. .................................................................................................................................99
A N E X O S....... ................................................................................................................................103
ANEXO A : IMPLEMENTACIÓN DEL SISTEMA DE CONTROL DEL COMPENSADOR
BINARIO TIRISTORIZADO A TRAVÉS DE UN MICROPROCESADOR
PIC17C756 (PROGRAMA EN LENGUAJE “ASSEMBLER”)............................104
ANEXO B : FICHA TÉCNICA DEL MICROPROCESADOR PIC17C756.....................................121
vi
ANEXO C : FICHA TÉCNICA DEL TIRISTOR 25RIA60. .............................................................122
ANEXO D : FICHA TÉCNICA DEL DIODO IR8018/16F100.........................................................123
ANEXO E: FICHA TÉCNICA DEL SENSOR DE CORRIENTE LEM LA25NP. ..........................124
vii
INDICE DE TABLAS
Pág.
Tabla 3.1: Características de los Diodos. ..............................................................................................27 Tabla 3.2: Características de los Tiristores. ..........................................................................................27 Tabla 3.3: Valores de los elementos del circuito de protección. ...........................................................28 Tabla 3.4: Valores de las ramas capacitivas por fase del compensador. ...............................................30 Tabla 3.5: Características de los capacitores.........................................................................................30 Tabla 3.6: Interrupciones internas del microprocesador. ......................................................................38 Tabla 3.7: Valores de los componentes del filtro..................................................................................43 Tabla 4.1: Parámetros de carga en la prueba de compensación de carga equilibrada...........................47 Tabla 4.2: Parámetros de carga en la prueba de compensación de carga desequilibrada......................50 Tabla 4.3: Parámetros del motor de inducción......................................................................................52 Tabla 5.1: Valores de los elementos del filtro activo paralelo. .............................................................60
Tabla 5.2: Valores de los parámetros de control del filtro activo paralelo............................................65
Tabla 6.1: Eventos de la simulación del sistema compensador_filtro activo. .......................................72
Tabla 6.2: Parámetros de carga lineal, simulación del sistema compensador-filtro activo. ..................73
viii
INDICE DE FIGURAS
Pág.
Figura 1.1: Compensadores estáticos de reactivos (SVC). (a) Condensador conmutado por tiristores, (b)
Inductor conmutado por tiristores. .....................................................................................3
Figura 2.1: Carga trifásica y compensador, ambos en configuración delta............................................10
Figura 2.2: Configuración Propuesta por fase........................................................................................14
Figura 2.3: Configuración propuesta para una rama de condensadores.................................................15
Figura 2.4: Componente en cuadratura de una corriente dada...............................................................20
Figura 2.5: Señales generadas por el microprocesador. .........................................................................23
Figura 3.1: Fotografía del compensador de reactivos. ...........................................................................26
Figura 3.2: Circuito de Protección contra dV/dt. ...................................................................................28
Figura 3.3: Fotografía del diodo, tiristor y circuito de protección del compensador. ............................29
Figura 3.4: Fotografía de los condensadores del compensador. ............................................................30
Figura 3.5: Diagrama del circuito de toma de muestras de tensión........................................................32
Figura 3.6: Señales de entrada y salida de la tarjeta de toma de muestras de tensión............................33
Figura 3.7: Fotografía del circuito de toma de muestras de tensión.......................................................34
Figura 3.8: Diagrama del circuito de toma de muestras de corriente de carga......................................35
Figura 3.9: Señales de entrada y salida de la tarjeta de toma de muestras de corriente. ........................36
Figura 3.10: Fotografía del circuito de toma de muestras de corriente. .................................................36
Figura 3.11: Diagrama del circuito de disparo de los tiristores..............................................................39
Figura 3.12: Fotografía del circuito de disparo de los tiristores.............................................................40
Figura 3.13: Filtro pasivo del compensador...........................................................................................41
Figura 3.14: Equivalente fase-neutro del filtro pasivo de tensión..........................................................42
Figura 3.15: Diagrama de Bode del filtro pasivo, Magnitud [dB] v/s Frecuencia [Hz]. .......................43
Figura 3.16: Diagrama de Bode del filtro pasivo, Fase [º] v/s Frecuencia [Hz]. ...................................44
Figura 3.17: Fotografía del filtro pasivo de tensión. ..............................................................................45
Figura 4.1: Esquema de simulación de compensador y carga equilibrada.............................................47
Figura 4.2: Resultados de simulación, prueba de compensación de carga equilibrada..........................48
Figura 4.3: Esquema de simulación de compensador y carga desequilibrada........................................49
Figura 4.4: Resultados de simulación, prueba de compensación de carga desequilibrada. ...................50
Figura 4.5: Esquema de conexión de compensador y carga lineal.........................................................52
ix
Figura 4.6: Resultados experimentales, carga equilibrada, Rs=44 [Ω]. Voltaje de alimentación (Vs, 80
[V/div]) y Corriente de carga (IL, 1.25 [A/div]). ................................................................53
Figura 4.7: Resultados experimentales, carga equilibrada, Rs=44 [Ω]. Voltaje de alimentación (Vs, 80
[V/div]) y Corriente de línea (Is, 1.25 [A/div])...................................................................53
Figura 4.8: Resultados experimentales, carga equilibrada, Rs=44 [Ω]. Voltaje de alimentación (Vs, 80
[V/div]) y Corriente de compensación (Ic, 0.5 [A/div]). ....................................................54
Figura 4.9: Resultados experimentales, carga equilibrada, Rs=44 [Ω]. Corriente de cada condensador del
compensador (Ic15uF e Ic30uF, 1 [A/div]). ..............................................................................55
Figura 4.10: Resultados experimentales, carga equilibrada, Rs=22 [Ω]. Voltaje de alimentación (Vs, 80
[V/div]) y Corriente de línea (Is, 1 [A/div])........................................................................55
Figura 4.11: Resultados experimentales, carga equilibrada, Rs=22 [Ω]. Corriente de cada condensador
del compensador (Ic15uF e Ic30uF, 1 [A/div]). ........................................................................56
Figura 5.1: Fotografía del filtro activo paralelo. ....................................................................................59
Figura 5.2: Filtro activo paralelo con inversor fuente de voltaje. ..........................................................60
Figura 5.3: Esquema de control proporcional integral. ..........................................................................64
Figura 5.4: Esquema de interconexión del compensador en configuración delta y el filtro activo
paralelo..... ..........................................................................................................................67
Figura 5.5: Esquema de interconexión del compensador en configuración estrella y el filtro activo
paralelo. 67
Figura 5.6: Fotografía del sistema interconectado compensador-balanceador. .....................................70
Figura 6.1: Esquema de simulación de compensador en configuración delta, filtro activo y carga
contaminante. .....................................................................................................................72
Figura 6.2: Resultados obtenidos, compensador (configuración delta), filtro activo y carga
contaminante. .....................................................................................................................74
Figura 6.3: Esquema de simulación de compensador en configuración estrella, filtro activo y carga
contaminante. .....................................................................................................................75
Figura 6.4: Resultados obtenidos, compensador (configuración estrella), filtro activo y carga
contaminante. .....................................................................................................................76
Figura 6.5: Resultados obtenidos, sin filtro pasivo y neutro flotante.....................................................79
Figura 6.6: Resultados obtenidos, sin filtro pasivo y neutro conectado a tierra.....................................81
Figura 6.7: Esquema de simulación de compensador en configuración estrella, filtro activo y neutro
capacitivo. ..........................................................................................................................82
Figura 6.8: Resultados obtenidos, Inductores de 5 [mH] y neutro capacitivo. ......................................83
x
Figura 6.9: Resultados obtenidos, Inductores de 15 [mH] y neutro capacitivo. ....................................84
Figura 6.10: Resultados experimentales, carga lineal, Rs=44 [Ω]. Corriente de línea (Is, 1 [A/div]),
Corriente compensada (Ip, 1 [A/div]) y Corriente de compensación (Ic, 1 [A/div]).
Esquema de conexión sin filtro pasivo, sólo con inductor serie de 0.1 [mH] y neutro
flotante. Escala de tiempo 5 [ms/div]. ................................................................................87
Figura 6.11: Resultados experimentales, carga lineal, Rs=44 [Ω].Corriente de línea (Is, 1 [A/div]),
Corriente compensada (Ip, 1 [A/div]) y Corriente de compensación (Ic, 1 [A/div]).
Esquema de conexión con filtro pasivo, con inductor serie de 0.1 [mH] y capacitor de 8
[µF]. Escala de tiempo 5 [ms/div]. .....................................................................................88
Figura 6.12: Resultados experimentales, carga lineal, Rs=44 [Ω].Corriente de línea (Is, 1 [A/div]),
Corriente compensada (Ip, 1 [A/div]) y Corriente de compensación (Ic, 1 [A/div]).
Esquema de conexión con filtro pasivo, con inductor serie de 0.1 [mH] y capacitor de 20
[µF]. Escala de tiempo 5 [ms/div]. .....................................................................................89
Figura 6.13: Esquema de conexión de compensador-filtro activo y carga contaminante. .....................90
Figura 6.14: Resultados experimentales, con carga contaminante. Corriente de línea (Is, 2.5 [A/div]),
Corriente del filtro (If, 2.5 [A/div]), Corriente de compensación (Ic, 1 [A/div]) y Corriente
de carga (IL, 2.5 [A/div]). Escala de tiempo 5 [ms/div]......................................................91
Figura 6.15: Resultados experimentales, carga contaminante. Voltaje de alimentación (Vs, 150 [V/div])
y Corriente de carga (IL, 2.5 [A/div]). Escala de tiempo 5 [ms/div]...................................92
Figura 6.16: Resultados experimentales, carga contaminante. Voltaje de alimentación (Vs, 150 [V/div])
y Corriente de línea (Is, 2.5 [A/div]). Escala de tiempo 5 [ms/div]....................................92
Figura 6.17: Resultados experimentales, carga contaminante. Corriente de cada condensador del
compensador (Ic15uF e Ic30uF, 1 [A/div]). Escala de tiempo 5 [ms/div]. ........................93
xi
RESUMEN
Este trabajo presenta un completo sistema de compensación que es capaz de corregir el factor de potencia y eliminar componentes armónicas generadas por una carga no lineal. El sistema se encuentra basado en la interconexión entre un Compensador Binario Tiristorizado y un Filtro Activo paralelo.
El Compensador Binario Tiristorizado corrige el factor de potencia y balancea los requerimientos de potencia reactiva de la carga, en tanto que el Filtro Activo elimina las componentes armónicas e inyecta la pequeña componente fundamental reactiva que el compensador no es capaz de entregar debido a su operación binaria.
El Compensador Binario Tiristorizado se basa en una cadena de capacitores escalados en forma binaria, lo cual permite (con un adecuado número de capacitores) una variación suave de la potencia reactiva entregada con una generación de armónicos nula. Los condensadores se conectan en el momento en que el voltaje de alimentación alcanza su valor mínimo negativo de modo de evitar corrientes de “inrush”. El Filtro Activo opera sensando las corrientes de línea en la fuente y forzándolas a ser sinusoidales.
Cada equipo opera en forma independiente, haciendo que el sistema de control sea más simple y versátil, de este modo el sistema interconectado es capaz de responder a las perturbaciones o variaciones en la carga en un periodo de tiempo aproximado de dos ciclos.
El presente trabajo analiza la interconexión propuesta, su funcionamiento y muestra los resultados experimentales y de simulaciones obtenidos bajo diferentes configuraciones del Compensador Binario Tiristorizado (conexión estrella y delta) y bajo distintas condiciones de carga.
xii
ABSTRACT
This work presents a full compensating system which is able to eliminate harmonics and correct power factor. The system is based on the interconnection of a Thyristor Binary Compensator and a PWM IGBT Active Power Filter in cascade.
The Thyristor Binary Compensator corrects the power factor and balances the reactive power requirements of the load connected to the system. The Active Power Filter eliminates the load harmonics and compensates the small amounts of power factor that the Thyristor Binary Compensator cannot eliminate due to its binary operation.
The Thyristor Binary Compensator is based on a chain of binary scaled capacitors. This topology allows, with an adequate number of capacitors, a soft variation of reactive power compensation and a null generation of harmonics. The capacitors are connected when the line voltage reaches its peak value, avoiding inrush currents generation. The Active Power Filter measures the source currents and forces them to be sinusoidal.
Each equipment works independently, making the control of the system simpler and more reliable. The system is able to respond to many kinds of transient perturbations in no more than a couple of cycles.
This work analyzes the proposed circuit, its principles of operation and shows the simulation and experimental results obtained with different configurations of the Thyristor Binary Compensator (star and delta configuration), working under different types of loads.
1
I INTRODUCCIÓN
El presente capítulo, tal como su nombre lo indica, pretende introducir los distintos aspectos relacionados a este trabajo. En primer término se presenta una base de conocimientos generales sobre la temática de compensación de reactivos a través de diversos métodos que son actualmente empleados. De ellos se explican sus principales ventajas, así como también sus desventajas.
En segundo lugar se exponen los principales propósitos de la investigación llevada a cabo a través de los objetivos de la memoria. A partir de ellos se perfila una presentación global del proyecto y de sus características. Éstas últimas se encuentran orientadas a mejorar las desventajas de los métodos ya descritos en la forma más simple posible.
Finalmente, como tercera parte de este capítulo se encuentra la organización de los contenidos de la memoria, que cumple con el objeto de ilustrar el orden de los capítulos de acuerdo con las temáticas tratadas y la relación existente entre ellos.
1.1 Técnicas de compensación de cargas trifásicas lineales y contaminantes.
El concepto de compensación puede entenderse como el manejo de la potencia reactiva de modo de mejorar la calidad de suministro en un sistema eléctrico [Moran90].
Visto desde el punto de vista de la carga, el problema puede separarse de acuerdo a si la carga es lineal o contaminante. En el primer caso, el objetivo consiste en corregir el factor de potencia dejándolo con un valor unitario o cercano a él (conforme con la normativa eléctrica vigente). Para ello se maneja la potencia reactiva, absorbiendo o entregando reactivos al sistema. En el caso de cargas
2
contaminantes, se requiere además eliminar las componentes armónicas presentes en las corrientes de carga.
Cuando las cargas son lineales, existen varias estrategias de compensación. Entre ellas los bancos de condensadores, condensadores síncronos y compensadores estáticos de reactivos (SVC), dentro de los cuales se tienen los condensadores e inductores conmutados por tiristores y la combinación de ambos [Dixon992]. A continuación se presentan brevemente las principales características de cada sistema junto a sus ventajas y desventajas.
Los bancos de condensadores fueron el primer método en ser utilizado para corregir el factor de potencia. Consisten en una serie de condensadores en paralelo los cuales se conectan cuando el factor de potencia sobrepasa un nivel aceptable. Una refinación de este método son los condensadores conmutados mecánicamente los cuales permiten variar la inyección de reactivos de acuerdo con las necesidades de la carga.
Sus principales desventajas consisten en la generación de corrientes de “inrush” al momento de conectarse y desconectarse los condensadores [Dixon992]. Además, al ser un sistema de compensación discreto, el resultado final se refleja en una sub-compensación o bien en una sobre-compensación de la carga [Moran90].
Respecto de condensador síncrono, este consiste en una máquina sincrónica que se conecta al sistema eléctrico. Una vez sincronizada, se opera de modo de absorber o inyectar reactivos según se requiera. Dentro de sus ventajas se encuentra operar en un rango continuo definido por [-Q, +Q]. Sin embargo, en la actualidad prácticamente no se utiliza ya que son difíciles y caros de mantener, requieren complejos circuitos de protección y de partida y además contribuyen significativamente a aumentar la corriente de cortocircuito [Dixon992].
Un tercer sistema de compensación consiste en los compensadores estáticos de reactivos (SVC) los cuales consisten básicamente condensadores, inductores o ambos, que se conectan al sistema eléctrico a través de válvulas unidireccionales como los tiristores, tal como muestra la figura 1.1
3
T1
C
T2 T2
L
T1
L (limitador de corriente)
Figura 1.1: Compensadores estáticos de reactivos (SVC). (a) Condensador conmutado por tiristores, (b) Inductor conmutado por tiristores.
En el caso de los condensadores conmutados por tiristores, estos corresponden al mismo esquema de los bancos de capacitores (varios condensadores conectados en paralelo), pero la capacidad total de compensación se escalona de acuerdo con un paso pequeño representado por un condensador y sus respectivos tiristores en antiparalelo.
Las principales mejoras respecto del banco de condensadores tradicional radica en la elección del momento de disparo, evitando las corrientes de “inrush”, y la respuesta dinámica más rápida bajo un sistema de control apropiado. Dentro de sus desventajas se encuentra su limitación al momento de absorber reactivos (compensa en un rango [0, +Q]) y que la compensación sigue siendo discreta (su precisión depende del paso elegido).
La configuración para el caso de los inductores, consiste en un único inductor el cual es conmutado por dos tiristores en antiparalelo. Dependiendo del ángulo de disparo de los tiristores se puede controlar la magnitud de la corriente fundamental y por ende la absorción de potencia reactiva. Sin embargo, esto conlleva a la introducción de componentes armónicas hacia el sistema eléctrico. Además otra desventaja es que su rango de operación lógicamente no considera la inyección de reactivos.
(a) (b)
4
El uso combinado de condensadores e inductor conmutado por tiristores, conlleva la ventaja de manejar un rango de compensación entre [-Q, +Q] en forma prácticamente lineal si se utiliza un sistema de control coordinado para la conmutación de los condensadores y la inductancia. Como desventaja respecto de cada sistema por separado se encuentra el incremento en el costo del equipo.
Al analizar el caso de la compensación de cargas contaminantes, como ya se había mencionado el problema no se limita solo a la inyección o absorción de potencia reactiva, además se debe considerar el hecho que las componentes armónicas presentes en la carga sean canceladas.
Por esta razón, los métodos de compensación descritos precedentemente no resultan eficientes frente a cargas altamente no lineales y es necesario recurrir a otras estrategias de compensación como los compensadores de reactivos de conmutación forzada (FCVC) que usan técnicas de PWM (Pulse Width Modulation).
Los compensadores de reactivos de conmutación forzada poseen numerosas ventajas frente a los compensadores estáticos ya que pueden operar en un rango de [-Q, +Q] con una regulación en la capacidad de compensación continua y sin necesidad de tener varios condensadores o inductores. Esto permite una reducción en su tamaño para la misma potencia [Moran90].
Estos compensadores, son capaces de resolver al mismo tiempo la problemática de corrección de factor de potencia y la cancelación de armónicas. Para ello actúan como filtros activos mediante un puente inversor rectificador actuando como fuente de voltaje o como fuente de corriente.
No obstante, su mayor desventaja consiste en la incapacidad de operar a potencias medias o altas debido a que las válvulas de conmutación forzada no soportan altas tensiones, además sus costos son muy elevados [Dixon992].
5
1.2 Objetivos de la memoria.
El presente trabajo de memoria se encuentra orientado a satisfacer dos objetivos generales relacionados con la compensación de cargas lineales y la compensación de cargas contaminantes respectivamente.
El cumplimiento del primer objetivo general considera:
• El estudio teórico y bibliográfico de la temática de compensación de cargas lineales y su solución a través de un compensador binario tiristorizado.
• La construcción de un prototipo de baja potencia de dicho equipo.
• La validación del funcionamiento del compensador por medio de simulaciones y curvas experimentales obtenidas de la operación del prototipo.
Además, los objetivos específicos que debe cumplir el diseño del compensador binario tiristorizado son:
• No generar componentes armónicas.
• Ser más sencillo y menos costoso comparado con otras topologías que usan compensadores de reactivos electrónicos.
• Poder compensar potencia reactiva ciclo por ciclo.
• No requerir interruptores de conmutación forzada.
• Evitar problemas de “inrush” durante la conexión y/o desconexión de sus condensadores.
El segundo objetivo general se relaciona con la compensación de cargas trifásicas contaminantes y su cumplimiento se basa en:
• Estudiar teóricamente el comportamiento de un filtro activo paralelo que resuelve el problema para baja potencia y la interconexión de este filtro activo con el compensador binario tiristorizado de modo de compensar cargas con consumo de potencia mayor.
6
• Probar la interconexión de dichos equipos utilizando prototipos ya construidos.
• Validar los fundamentos teóricos por medio de simulaciones y curvas experimentales obtenidas de la operación conjunta de ambos prototipos.
Los objetivos específicos que debe cumplir la topología propuesta para la interconexión del compensador y el filtro activo son:
• Ser capaz de cancelar las componentes reactivas y armónicas presentes en la carga.
• Poder compensar potencia reactiva y armónica ciclo por ciclo.
• Ser menos costosa comparada con otras topologías que usan compensadores de reactivos electrónicos.
• No generar problemas de “inrush” durante la conexión y/o desconexión de sus elementos.
1.3 Observaciones previas del trabajo de memoria.
Respecto del presente trabajo de memoria, es necesario aclarar que en cuanto al tema de compensación de cargas trifásicas contaminantes, el estudio teórico sugiere que la interconexión entre el compensador binario tiristorizado y el filtro activo paralelo tiene un desempeño considerablemente mejor, estando el compensador conectado en configuración delta respecto de la configuración estrella.
Por este motivo el planteamiento original de este trabajo incluía la implementación de un prototipo de compensador binario tiristorizado en configuración delta, el cual fue diseñado para compensar cargas absorbiendo o inyectando reactivos hacia el sistema eléctrico, dado que constaba de un inductor conmutado por dos tiristores en antiparalelo. Dicho prototipo fue construido, pero
7
debido a una falla de operación ajena a la voluntad de los investigadores, quedó inutilizado.
A partir de un prototipo monofásico del mismo compensador que había sido diseñado previamente y que constaba de seis bits y tiristores en conexión de cátodo común, se reacondicionó un prototipo trifásico de dos bits en configuración estrella. De este modo, el presente trabajo de memoria se encuentra orientado en la descripción de las características y resultados obtenidos con el compensador en configuración estrella.
Conforme a lo anterior, es importante aclarar que frente a la problemática de la compensación de cargas lineales, los resultados experimentales y de simulación obtenidos validan el desempeño del compensador binario tiristorizado, ya que en este caso no existen diferencias significativas entre una configuración u otra.
Considerando la compensación de cargas contaminantes, si bien el estudio teórico y los resultados de simulaciones se llevan a cabo para ambas configuraciones del compensador, los resultados experimentales se consiguieron solo en el caso de la configuración en estrella. Pese a ello, el estudio no pierde relevancia dado que se estudian los distintos modos de interconexión y las problemáticas asociadas al existencia de un neutro en el compensador.
1.4 Organización de los contenidos de la memoria.
El presente trabajo de memoria se encuentra organizado en dos temas esenciales, que corresponden a la compensación de cargas lineales y seguidamente la compensación de cargas contaminantes.
El primer tema es abordado en los capítulos 2, 3 y 4. En el primero de ellos se explican y detallan los principios de compensación de cargas lineales, en base a una investigación teórica y se plantea como solución al problema un compensador binario tiristorizado.
8
El capítulo 3 en tanto presenta la descripción de los circuitos construidos tanto en el ámbito de potencia como digital y agregando las características de un filtro pasivo necesario para el correcto funcionamiento del equipo.
Finalmente en el capítulo 4 se exponen los resultados obtenidos tanto en la simulación del compensador como en la operación del prototipo construido.
Los capítulos 5 y 6 corresponden a las temáticas relacionadas con la compensación de cargas contaminantes y se propone como solución a esta problemática, un sistema interconectado entre el compensador binario tiristorizado estudiado y un filtro activo paralelo.
Al respecto, en el capítulo 5 se presenta información teórica referente al filtro activo y la interconexión de éste con el compensador. Además, se analizan las ventajas y desventajas de ambos equipos que sirven de motivación para la operación interconectada entre ambos y también las precauciones que deben tenerse en consideración.
Los resultados simulados y experimentales se presentan en el capítulo 6 con los análisis correspondientes.
Respecto del capítulo final, este se refiere a las conclusiones derivadas de este trabajo de memoria así como los alcances y desarrollos futuros en torno a la temática trabajada.
9
II COMPENSACIÓN DE CARGAS TRIFÁSICAS LINEALES.
De acuerdo con lo expuesto en el capítulo anterior, para poder cumplir la compensación de cargas dinámicas lineales, es necesario llevar a cabo una investigación analítica del tema de compensación y corrección de factor de potencia.
Este estudio permite entender la forma en que un compensador binario tiristorizado puede resolver el problema aún tratándose de cargas altamente variables en el tiempo.
En el presente capítulo, primeramente se analiza la bibliografía referente al tema para el caso en que la carga es representada a través de su configuración delta equivalente. Bajo este esquema, el problema de compensación se resuelve mediante la conexión en paralelo de susceptancias, en la misma configuración, cuyos valores pueden ser calculados con precisión.
Seguidamente, es necesario destacar que el equipo compensador propuesto soluciona la problemática de compensación de cargas trifásicas mediante el uso de válvulas de potencia unidireccionales de conmutación natural.
El análisis presentado considera las restricciones de los condensadores para así determinar los instantes óptimos de conexión evitando problemas de contaminación de armónicas, corrientes de “inrush” etc.
Además, dado que el compensador debe tener una respuesta dinámica eficiente, en la última sección de este capítulo, se detalla un sistema de control factible de ser implementado y que presenta buenas características dinámicas y de estabilidad.
Este sistema de control incluye el cálculo de susceptancias que deben ser conectadas para mantener el factor de potencia unitario y el control de los momentos de disparo para cumplir con el objetivo de no introducir componentes armónicos.
10
2.1 Principios de compensación de reactivos.
Un sistema delta desbalanceado puede ser visto por la fuente como una estrella equilibrada, si cada carga entre fases es compensada añadiendo susceptancias en paralelo. Para determinar las susceptancias necesarias para compensar y balancear la carga se considera un análisis basándose en las corrientes de secuencia positiva, negativa y cero. En el caso de requerirse sólo compensación el estudio teórico es igualmente válido, aplicando al resultado la condición de carga balanceada entre fases.
El análisis supone la carga representada en forma de delta junto al compensador en esta misma configuración y conectado en paralelo con ella, tal como se observa en la figura 2.1, en donde los Bij
(c) representan las susceptancias de compensación y los Yij la carga del sistema, ambos entre las fases i y j [Gyugyi78].
B
I b
Vb
a
B
c
Compensador
bI
Vc
(c)a
a
I
Carga
c
Va
ab(c)
a
ca
b
c ca
bcY
Y
abY
(c)(c) I I
(c)B
b
bc
(c)
I c
Figura 2.1: Carga trifásica y compensador, ambos en configuración delta
Asumiendo que la carga entre las fases a y b es de la forma:
ababab BjGY ⋅+= (2.1)
11
La fuente de voltaje se asume balanceada y con rotación de fase positiva:
Va ∠0º, Vb ∠-120º y Vc ∠-240º (2.2)
o equivalentemente:
Va = V, Vb = a2 V y Vc = aV. (2.3)
Donde:
Con ello las corrientes de carga son:
Expresadas en término de las secuencias cero, positiva y negativa:
Haciendo un cálculo análogo al anterior se tiene que las componentes para el compensador son:
Para lograr el balance de carga, la secuencia negativa del conjunto compensador-carga debe ser cero. De este modo debe cumplirse:
235.03
2
jeaj
+−==∏
( ) ( ) VaYaYI caaba ⋅−⋅−−⋅= 11 2
( ) ( ) VaYaaYI abbcb ⋅−⋅−−⋅= 22 1
( ) ( ) VaaYaYI bccac ⋅−⋅−−⋅= 21
( ) VaBBBajI cca
cbc
cab
ca ⋅++−= )()()(2)(
2
( ) VBBBjI
Ic
cac
bcc
abc
a
ca
⋅++=
=)()()()(
1
)(0 0
( ) VYYYII
cabcaba
a
⋅++==
1
0 0
( ) VaYYYaI cabcaba ⋅++−= 22
02)(
2 =+ ac
a II
(2.4)
(2.5)
(2.6)
(2.7)
(2.8)
(2.9)
(2.10)
(2.11)
(2.12)
(2.13)
(2.14)
12
Si además se desea corregir el factor de potencia, debe cumplirse que la secuencia positiva de la corriente tenga sólo componente real, de esta forma:
Considerando la solución del sistema de ecuaciones anterior se tiene que las susceptancias para el compensador resultan [Gyugyi78]:
Este resultado expresado en términos de las admitancias de carga es [Gyugyi78]:
Considerando la solución anterior, al aplicar la condición de carga con potencia activa balanceada, se tiene que las susceptancias para el compensador se expresan mediante las ecuaciones:
abc
ab BB −=)(
bcc
bc BB −=)(
cac
ca BB −=)(
0)Im( 1)(
1 =+ ac
a II
3)( bcca
abc
abGG
BB−
+−=
3)( caab
bcc
bcGG
BB−
+−=
3)( abbc
cac
caGG
BB−
+−=
+⋅−⋅−⋅= )Re()Im(
31)Im(
31
221)(
aaac
ab IIIkB
⋅+⋅−⋅= )Im(3
2)Im(3
121
)(aa
cbc IIkB
−⋅−⋅−⋅= )Re()Im(
31)Im(
31
221)(
aaac
ca IIIkB
Vk
⋅=
31
(2.15)
(2.16)
(2.17)
(2.18)
(2.19)
(2.20)
(2.21)
(2.22)
(2.23)
(2.24)
(2.25)
13
Finalmente, para poder conocer las capacitancias, se emplea la ecuación:
B = ω C
Puesto que la frecuencia ω es fija, C queda determinado.
Conforme al análisis precedente se deduce que en caso de carga inductiva con potencia activa balanceada, el compensador puede compensar la potencia reactiva al mismo tiempo que equilibra el sistema.
Adicionalmente, la transformación de configuración delta a estrella permite calcular las capacitancias equivalentes del compensador conectado en estrella con las siguientes expresiones:
kijkij
kiijineq CCC
CCC++
⋅=
Donde:
Ceqin es la capacitancia equivalente entre la fase i y el neutro del circuito.
Cij es la capacitancia entre las fases i, j.
Cjk es la capacitancia entre las fases j, k.
Cki es la capacitancia entre las fases k, i.
El estudio desarrollado demuestra que siempre es posible compensar una carga inductiva trifásica a través de la conexión de capacitancias de un compensador, tanto en el caso de configuración delta como estrella. Además, pese a que el planteamiento anterior fue resuelto para un caso estático, es posible hacer la extensión para cargas que varíen en el tiempo, aplicando al sistema compensador-balanceador un sistema de control apropiado que sea capaz de seguir la dinámica de la carga. En este caso el análisis teórico estaría dado para un instante de tiempo determinado.
(2.26)
(2.27)
14
2.2 Configuración propuesta para el compensador binario tiristorizado.
Para cumplir con los objetivos propuestos, se propone un compensador binario tiristorizado en conexión estrella tal como muestra la figura 2.2. Este esquema muestra la conexión por fase del prototipo, el cual cuenta con dos bits y se basa en dos ramas de capacitores conectados en paralelo, los cuales son controlados a través de válvulas de potencia unidireccionales consistentes en un tiristor en conexión de cátodo común con su respectivo diodo en antiparalelo.
Neutro
V
Circuito de Control y Disparo
fase a
MuestraTensión
C1
MuestraCorriente (Ia)
C2
Figura 2.2: Configuración Propuesta por fase.
Las capacidades de cada rama son fijadas de modo que exista un escalamiento binario (potencia de 2) entre ellas. Así, el condensador de la segunda rama (C2) duplica en valor al de la primera (C1).
La existencia de la cadena binaria es la que permite una variación lineal, aunque escalonada, de la capacidad total de compensación donde la precisión de la variación está dada por el bit menos significativo, es decir, por la rama que posee el condensador de menor valor.
El proceso de compensación se efectúa inyectando reactivos al sistema eléctrico al cual se está conectado, en función de la conexión o desconexión de las distintas ramas. Adicionalmente, el mecanismo de conmutación debe permitir,
15
durante todo el proceso, la conexión y/o desconexión suave de los condensadores, de modo de evitar las corrientes de “inrush” y la generación de armónicas hacia el sistema eléctrico.
2.2.1 Principio de funcionamiento de las ramas capacitivas.
Para analizar la configuración propuesta se empleará sin pérdida de generalidad el circuito de la figura 2.3 que corresponde al caso de sólo una de las ramas de condensadores del compensador.
El objeto del análisis es determinar el momento óptimo de conexión de modo de no alterar el sistema eléctrico con la introducción de componentes contaminantes indeseables.
De la figura 2.3 se desprende que mientras el tiristor esté apagado, el condensador se carga a través del diodo al voltaje máximo negativo -Vm entre la fase correspondiente y el neutro del sistema. Es importante notar que la descarga del condensador no es posible ya que el tiristor se encuentra apagado lo cual implica un comportamiento análogo a un circuito abierto [Dixon992].
V(t) Carga+
Fase a
-Vm
Neutro
C1
Figura 2.3: Configuración propuesta para una rama de condensadores.
16
Para satisfacer el requisito de una conexión suave, debe considerarse el cumplimento de dos condiciones básicas, esto es, que la variación de tensión al momento de disparar el tiristor sea nula, y que el voltaje ánodo-cátodo en el tiristor sea cero.
Matemáticamente estas condiciones se expresan a través de las siguientes ecuaciones:
0)(0==ttdt
tdv
0)(0
==ttTh tv
Donde:
v(t) es el voltaje entre las fases correspondientes.
vTh(t) es el voltaje en el tiristor.
t0 es el momento de disparo de los tiristores.
Considerando el circuito propuesto, es posible establecer las relaciones que se muestran a continuación:
)()( wtsenVtv m ⋅=
cmcTh VwtsenVVtvtv −⋅=−= )()()(
Donde:
Vc es la tensión en el condensador de la rama correspondiente.
Dado que Vc = -Vm (el diodo antiparalelo mantiene Vc en este valor):
)1)(()( +⋅= wtsenVtv mTh
Al aplicar las condiciones anteriormente mencionadas se obtiene que:
01)( 0 =+wtsen
(2.28)
(2.29)
(2.30)
(2.31)
(2.32)
(2.33)
17
De lo que se deduce:
°= 2700wt
El resultado anterior indica que las condiciones necesarias para una conexión suave se cumplen cuando v(t) alcanza su valor máximo negativo de tensión, con lo cual el encendido del tiristor y la descarga del condensador debe comenzar cuando ω t=270º.
Si se considera que sin(270º)=-cos(0º), al momento de encender el tiristor se tiene que la tensión en el condensador para ω t0 ≥ 270º está dada por:
)cos()( 00 tVtV mc ⋅−= ϖ
Luego, a partir del instante del encendido la corriente en el condensador está dada por la expresión:
)())cos(( 00 tsenVCtdtdVC
dtdV
Ci mmc
c ⋅⋅=⋅−⋅=⋅= ϖϖ
De la expresión precedente se demuestra que la corriente en el condensador comienza a crecer desde cero en forma sinusoidal hasta completar un ciclo, luego, cuando la corriente en el tiristor se hace nula (o bien tienda a hacerse negativa), dicho elemento se apaga por lo que el ciclo de corriente se completa a través del diodo en antiparalelo. De este modo el condensador queda nuevamente cargado a –Vm lo cual lo deja preparado para un nuevo ciclo de compensación.
El análisis teórico visto en los párrafos precedentes entrega como resultado los instantes de conmutación precisos para los tiristores de las ramas de condensadores de modo que la corriente entregada hacia el sistema eléctrico sea sinusoidal, sin presencia de corrientes de “inrush” ni armónicas. Conforme a ello, se comprueba el correcto funcionamiento del compensador propuesto en la figura 2.2.
(2.34)
(2.35)
(2.36)
18
2.3 Sistema de control para el compensador binario tiristorizado.
Este capítulo contiene la información relevante para entender el sistema de control del compensador binario tiristorizado, el cual se encuentra organizado en dos partes fundamentales.
La primera de ellas corresponde al control de los capacitores que es necesario conectar para compensar la carga, denominado control directo debido a su simplicidad y evaluación directa respecto de la toma de muestras de las corrientes de carga. Respecto de este control se revisa el fundamento analítico, basado en los conocimientos expuestos en la sección 2.1 y la forma en que es posible de ser implementado con un mínimo de variables sensadas en el equipo.
La segunda parte de este capítulo muestra la forma en que se establece el control de disparo, es decir, como se controla el correcto sincronismo de los instantes de disparo de los tiristores y la consecuente conexión de los condensadores de acuerdo con las tensiones de alimentación fase-neutro. Adicionalmente se revisa la forma en que se provee a la señal de disparo de las características óptimas de modo de asegurar la activación de los tiristores sin sobrecargar las compuertas de disparo.
2.3.1 Control directo.
El sistema de control directo, pretende resolver la problemática de cuáles condensadores es necesario conectar para compensar la carga en base del estudio analítico sugerido en el capítulo 2.1. Para ello conviene analizar el resultado para las susceptancias de compensación mostradas en las ecuaciones (2.16)-(2.19):
Al observar la transformación de las secuencias cero, positiva y negativa:
030 =
++= cba
aIII
I (2.37)
19
Y además considerar las relaciones entre las corrientes de línea respecto de la carga que se muestran a continuación:
Donde:
Yij es la carga del sistema entre las fases i y j.
Y:
Es posible determinar que las expresiones para las susceptancias del compensador también puede escribirse como [Orchar01]:
Esta expresión muestra en forma directa la relación entre las susceptancias que es necesario conectar entre cada fase y las componentes en cuadratura de cada corriente de línea en la carga. Estas últimas se encuentran expresadas como las componentes imaginarias de los conjugados de cada fasor.
( )
( )
( )
−
+
−=
−
+
−=
−
+
−=
bb
aa
ccc
ca
aa
cc
bbc
bc
cc
bb
aac
ab
IVVI
VVI
VVVB
IVVI
VVI
VVVB
IVVI
VVI
VVVB
***)(
***)(
***)(
ImImIm3
13
ImImIm3
13
ImImIm3
13
( ) ( ) VaYaYI caaba ⋅−⋅−−⋅= 11 2
( ) ( ) VaYaaYI abbcb ⋅−⋅−−⋅= 22 1
( ) ( ) VaaYaYI bccac ⋅−⋅−−⋅= 21
235.03
2
jeaj
+−==∏
3
2
1cba
aIaIaII ⋅+⋅+
=
3
2
2cba
aIaIaI
I⋅+⋅+
=
(2.40)
(2.41)
(2.42)
(2.4)
(2.43)
(2.44)
(2.45)
(2.38)
(2.39)
20
Conforme a lo anterior, si se analiza la solución en forma gráfica como se muestra en la figura 2.4, es posible constatar que la implementación del método de control es muy sencilla ya que radica en el hecho de que la magnitud de la componente en cuadratura de una corriente dada, es factible de medir mediante simple muestreo. Esta característica es muy relevante puesto que permite la aplicación del método en tiempo real [Orchar01].
Observando la figura 2.4 se aprecia que para lograr el valor de la componente en cuadratura de la corriente, basta con sensar el valor de la corriente en el momento en que el voltaje de línea respectivo tenga su cruce por cero con pendiente positiva.
Figura 2.4: Componente en cuadratura de una corriente dada
De este modo, las ecuaciones para las susceptancias del compensador se pueden implementar aplicando las siguientes expresiones [Orchar01]:
( )
( )
( )
−+−=
−+−=
−+−=
>∂
∂
=
>∂
∂
=
>∂
∂
=
>∂
∂
=
>∂
∂
=
>∂
∂
=
>∂
∂
=
>∂
∂
=
>∂
∂
=
0
0
0
0
0
0)(
0
0
0
0
0
0)(
0
0
0
0
0
0)(
)()()(3
13
)()()(3
13
)()()(3
13
tV
Vbt
V
Vat
V
Vcc
ca
tV
Vat
V
Vct
V
Vbc
bc
tV
Vct
V
Vbt
V
Vac
ab
b
b
a
a
c
c
a
a
c
c
b
b
c
c
b
b
a
a
tititiVB
tititiVB
tititiVB
Va
Iad Iaq
Ia
t
21
Teniendo en cuenta la información anterior, la implementación del control es posible de llevar a cabo a través de un simple microprocesador, el cual debe recibir como entradas análogas las formas de onda de las corrientes de carga y voltaje.
Adicionalmente el microprocesador debe recibir como entrada un reloj maestro del sistema, cuyos flancos de subida coincidan con el cruce por cero del voltaje fase-neutro respectivo.
Este reloj, indicará los instantes de muestreo propicios para obtener la magnitud máxima de voltaje V y los valores de corriente dados por:
Siendo j cada una de las fases.
Es importante notar que la toma de muestras de corriente es factible de llevar a cabo solo para las fases a y b. En el caso de la corriente en la fase c, instantes previos al momento que deba efectuarse su adquisición, se iniciaría el muestreo consecutivo de las corrientes de las fases a y b, calculándose posteriormente el valor de la fase c como:
( )bac III +−=
Una vez que los valores de interés sean adquiridos por el microprocesador, serán internamente digitalizados para posteriormente realizar en forma directa el cálculo definido en las ecuaciones precedentes.
Cabe aclarar que es conveniente que el cálculo de susceptancias se realice ciclo por medio ya que, luego de la conexión de los condensadores en las tres fases, es conveniente dar al sistema eléctrico un tiempo razonable de estabilización, para luego evaluar si la compensación ha producido el efecto deseado.
Posterior a la evaluación de las ecuaciones, el resultado obtenido debe ser sometido a análisis por parte del control. En caso que el resultado diese negativo
> ∂
∂ 0
) ( t V
j
j
= 0 V j t i
(2.49)
22
(lo cual implicaría conectar una inductancia) el control determinaría en forma inmediata un resultado equivalente a no conectar ningún condensador. Si por el contrario las necesidades de compensación excediesen las capacidades del equipo, el resultado se satura en un máximo definido, conectando así la totalidad de los condensadores disponibles.
Adicionalmente, dado que la variación en la capacidad de compensación es escalonada de acuerdo al condensador de menor valor, en caso que el resultado del cálculo no sea factible de construir con ninguna combinación de condensadores, el control tiene como criterio de decisión primar la sobre-compensación por sobre la sub-compensación.
Conforme a lo anterior, cuando las susceptancias a conectar en el compensador son conocidas, el resultado es transformado desde una configuración delta (para la cual es válido el análisis antecedente) a la configuración estrella que corresponde al compensador propuesto. Posteriormente, este resultado sería entregado al circuito de disparo en forma digitalizada, haciendo llegar un nivel uno o cero lógico a cada bit del compensador dependiendo si es o no necesaria la conexión de la rama de condensadores respectiva.
2.3.2 Control de disparo.
Una vez que los condensadores a conectar son determinados, se debe generar una señal de disparo en el momento apropiado para evitar que la conexión de los condensadores produzca corrientes de “inrush” o bien agregue componentes armónicas indeseables al sistema. Además dicha señal debe tener una duración en el tiempo apropiada de modo de no sobre-exigir la compuerta de disparo de los tiristores.
Puesto que la conexión de los condensadores debe hacerse con suma precisión ciclo por ciclo, esta acción constituye una prioridad para el sistema de
23
control, quien debe posponer cualquier otra actividad que esté haciendo al momento de producirse el instante óptimo.
La determinación de dichos instantes es llevada a cabo por el control de disparo a partir del reloj maestro de sincronismo, el cual muestra con flanco de subida el momento en que el voltaje fase-neutro tiene su cruce por cero. A partir de este cruce por cero, el control debe establecer una serie de interrupciones internas dentro del microprocesador que correspondan con los momentos de conexión para las tres fases, es decir, con los instantes de tiempo en que cada voltaje fase-neutro tiene su máximo negativo.
De acuerdo a lo mostrado en la figura 2.5, el microprocesador debe generar por fase, dos señales que constituyen las entradas del circuito de disparo, una para indicar que condensadores deben encenderse y otra para determinar en qué momento se disparan los tiristores. Las primeras se obtienen como resultado del control directo explicado en la sección anterior y pasan a conectarse como entradas en un registro, en tanto que la segunda es generada por el control de disparo y constituye el reloj del registro mencionado. Estas señales son denominadas Mic_Cifn y CK _SRfn respectivamente.
Figura 2.5: Señales generadas por el microprocesador.
Mic_Cifn
Tiempo [mseg]
CK_SRfn
Cifn
Vfn
0 20 15 10 5 25 40 30 35
24
Al momento de ocurrir la interrupción interna, el microprocesador genera un flanco de subida que activa las salidas del registro produciéndose el disparo de los tiristores. Como es posible de ver en la figura 2.5, un segundo flanco de subida debe seguir al primero. La razón de ello radica en que, al momento de ocurrir el segundo flanco, la señal de conexión Mic_Cifn se encuentra con valor cero lógico lo cual permite apagar la señal de disparo, cumpliendo así con el objetivo de no sobre-exigir la compuerta de disparo de los tiristores.
La duración del pulso que se aplica a la compuerta de disparo de los tiristores es determinada por el programador de acuerdo a las características físicas del tiristor empleado. De este modo la salida final, Cifn, es un cero lógico en caso de no necesitarse la conexión y un uno lógico durante un lapso de tiempo fijo en caso de requerirse la conexión.
Por último, cabe señalar que en caso que las corrientes de línea no fuesen senoidales y existiese una tendencia por parte de los tiristores a apagarse, este lapso de tiempo es factible de ampliar hasta una zona de disparo segura reprogramando el microprocesador.
25
III IMPLEMENTACIÓN DE UN PROTOTIPO DE COMPENSADOR BINARIO TIRISTORIZADO.
El sistema compensador presentado en la figura 2.2 del capítulo anterior, consta de dos partes fundamentales: un circuito de potencia y un circuito digital que incluye el sistema de control y disparo, así como la toma de muestras de la señal de tensión de alimentación y corrientes de carga como variables del sincronismo y control.
En lo que concierne al circuito de potencia, éste se compone de elementos dimensionados para trabajar adecuadamente bajo las condiciones de operación con 380 volts fase-fase nominales. La información correspondiente a las características más relevantes de los principales elementos de potencia, es decir, tiristores, diodos, circuitos de protección de los tiristores y condensadores se presenta en la siguiente sección.
Respecto del circuito digital, este se compone de tarjetas con circuitos integrados TTL, amplificadores operacionales y un microprocesador, todos ellos con alimentación de magnitud no mayor de 15 volts. Como parte de este capítulo se explica el funcionamiento y se muestran los diagramas y apariencia física de las tarjetas que fueron diseñadas.
Adicionalmente, para poder operar en forma correcta, el compensador requiere que los condensadores sean cargados con tensión senoidal, de modo que si el voltaje de la red eléctrica tiene componentes armónicas es necesario anteponer un filtro adecuado. Dicho filtro además debe posibilitar la existencia de un neutro capacitivo que permita la circulación de las corrientes de encendido de los tiristores. En el caso particular del prototipo construido, se diseñó un filtro pasivo que cumple con los propósitos mencionados y cuyas características se exponen en la última sección de este capítulo.
Finalmente, la apariencia física del compensador construido se muestra en la fotografía de la figura 3.1.
26
Figura 3.1: Fotografía del compensador de reactivos.
3.1 Descripción del circuito de potencia.
Conforme a la configuración presentada anteriormente del compensador, cuyo diagrama se aprecia en la figura 2.2 del capítulo anterior, en esta sección se describirán brevemente las principales componentes del circuito de potencia del equipo. Las unidades principales que se detallan son los diodos, los tiristores, los circuitos de protección de los tiristores y los condensadores.
3.1.1 Diodos y tiristores.
Para realizar la conexión diodo tiristor en antiparalelo de las ramas capacitivas del compensador se emplearon diodos IR8018/16F100 y tiristores 25RIA60 montados por pares en disipadores. Para ambos elementos se consideró la tensión máxima que debían soportar entre bornes y la corriente que circula a través de ellos.
27
En esta última condición, para los diodos y tiristores se consideró como base la corriente circulante en caso del capacitor de mayor valor (30 [µF]), que corresponde a la corriente más alta dentro de las ramas capacitivas.
Analizando la tensión máxima se debe considerar el siguiente cálculo:
VmaxT = 2⋅(220⋅√2) = 622.25 ≈ 625[V] (3.1)
En el caso de la corriente se tiene que la corriente máxima para los tiristores es:
ImaxC = (220⋅√2) wC = 2.93 ≈ 3[A] (3.2)
De acuerdo con la información anterior, las características de los componentes empleados son presentadas en las tablas 3.1 y 3.2.
Tabla 3.1: Características de los Diodos.
Característica Valor Voltaje máximo 1414 [V]Corriente nominal 16 [A]
Tabla 3.2: Características de los Tiristores.
Característica Valor Voltaje máximo 848 [V]Corriente nominal 40 [A]dV/dtmax 300 [V/µs]
3.1.2 Circuitos de protección de tiristores.
Para proteger a los tiristores contra las variaciones de tensión en el tiempo (dV/dt) se conectó en paralelo a ellos un capacitor en serie con una resistencia como muestra la figura 3.2.
28
Figura 3.2: Circuito de Protección contra dV/dt.
De acuerdo a la figura 3.2, el capacitor Cs cumple con el objetivo de limitar el dV/dt, en tanto que la resistencia Rs limita la corriente de descarga del capacitor cuando el tiristor se activa. De este modo, el voltaje a través del tiristor se eleva en forma exponencial con una constante de tiempo, τ, dada por la expresión [Rashid95]:
ss
ss
CRVV
dtdV
⋅⋅
=⋅
=632.0632.0
τ
El valor de la constante de tiempo queda limitado por la restricción de dV/dt conocida, que en este caso corresponde a 300 [V/µs].
Los valores elegidos para el circuito de protección se muestran en la tabla 3.3.
Tabla 3.3: Valores de los elementos del circuito de protección.
Elemento Valor Capacitor Cs 0.47 [µF]Resistencia Rs 22 [Ω]
De acuerdo a la información anterior, el valor de la constante de tiempo del circuito de protección (τ) es 10.34 [µs]. Este valor implica un dV/dt muy inferior
(3.3)
+
Neutro
Rs
Cs
-
fase a
s
C1
V
29
a los tolerados por los tiristores, asegurando de este modo una protección efectiva de estos elementos.
La apariencia física de los elementos y circuito de protección se muestra en la fotografía de la figura 3.3.
Figura 3.3: Fotografía del diodo, tiristor y circuito de protección del compensador.
3.1.3 Condensadores.
Para configurar las ramas capacitivas del compensador se emplearon unidades de condensadores elegidas conforme a los requerimientos de operación, esto es, una tensión efectiva fase-neutro de 220 volts y corrientes de no más de 5 amperes.
Las unidades de condensadores fueron agrupadas en paquetes de conexión en paralelo de modo de formar ramas capacitivas con los valores presentados en la tabla 3.4.
Tiristor
Diodo
Circuito de Protección
30
Tabla 3.4: Valores de las ramas capacitivas por fase del compensador.
Rama capacitiva
Valor
C1 15 [µF]C2 30 [µF]
De acuerdo a lo anterior la capacidad total de la que se dispone es de 45 [µF], con lo cual la capacidad total de compensación es:
Qc = V2 w C =2202 ⋅100π ⋅45µ ⇒ Qc = 685 [VAr] (3.4)
Los condensadores corresponden a unidades General Electric con características presentadas en la tabla 3.5.
Tabla 3.5: Características de los capacitores.
Característica Valor Capacitancia 5 [µF]Voltaje nominal 440 [VAC]Frecuencia 50/60 [Hz]
La apariencia física de los componentes descritos se muestra en la fotografía de la figura 3.4.
Figura 3.4: Fotografía de los condensadores del compensador.
Condensadores General Electric
31
3.2 Descripción del circuito digital.
El circuito digital tiene como primer objetivo, determinar el momento en que el voltaje fase-neutro de alimentación tiene sus cruces por cero de modo de proveer de sincronismo al sistema y evitar la generación de armónicas indeseables en el proceso de conexión.
Un segundo objetivo corresponde a establecer circuitos apropiados de toma de muestras de voltaje y corrientes, para que el control reciba en forma adecuada la información que debe ser analizada por el microprocesador.
Como tercer objetivo, una vez que los condensadores que deben ser conectados han sido determinados, la señal de disparo debe ser convenientemente amplificada antes de ser aplicada a la compuerta de disparo de los tiristores.
Para cumplir con los propósitos recién descritos se construyeron cuatro tarjetas con circuitos digitales. La primera de ellas permite tomar muestras de la tensión de alimentación, mientras que la segunda tarjeta posibilita la toma de muestras de las corrientes de carga para así ser ingresadas como variables al control realimentado. La tercera tarjeta digital contiene el circuito que soporta el funcionamiento del microprocesador. Finalmente, la cuarta tarjeta comprende el sistema de disparo para generar las señales de salida adecuadas que se aplicarán en las compuertas de disparo de los tiristores.
3.2.1 Circuito de toma de muestras del voltaje de alimentación.
La toma de muestras del voltaje de alimentación se lleva acabo a través de dos circuitos, el primero de ellos encargado de generar una señal de sincronismo con el sistema y el segundo, derivado del primero, que entrega una señal de tensión proporcional al voltaje de alimentación, pero con condiciones aptas para ser conectado al microprocesador como variable de entrada del sistema de control.
32
Para poder efectuar la generación de las señales de sincronización necesarias para el funcionamiento del compensador, debe llevarse a cabo la detección de los cruces por cero en las tensiones fase-neutro que alimentan el sistema, o bien en los voltajes fase-fase, dado que el desfase entre estas dos tensiones es conocido.
Además, si se considera que el desfase entre fases es igualmente conocido, se deduce que no es necesario realizar la toma de muestras para los tres voltajes de alimentación, bastando con conocer sólo uno de ellos. Por esta razón, las tarjetas de toma de muestras de tensión están conectadas sin pérdida de generalidad entre las fases a y b.
El diagrama del circuito diseñado para obtener la señal de sincronismo se muestra en la figura 3.5.
Figura 3.5: Diagrama del circuito de toma de muestras de tensión.
Como es posible observar se utiliza un transformador de aislación, con razón primario/secundario de 380 a 12 volts, donde la tensión de salida del secundario se conecta a un amplificador operacional en configuración de
Vij
+
-
-5V
+5V
1 KΩ
+
- +5V
-5V
CK1 1 KΩ
10 KΩ
3 KΩ
3 KΩ10 KΩ
LM311
LF351N
33
comparador. En la entrada del comparador se han dispuesto dos diodos en antiparalelo, los cuales limitan entre -0.7 volts y 0.7 volts los voltajes de referencia.
Esta configuración produce una señal de salida que fluctúa entre 0 y -5 volts con flanco de subida en el cruce por cero de la señal sinusoidal de referencia.
Para invertir la polaridad del voltaje es necesario conectar en serie un segundo amplificador en configuración inversor. De este modo la salida es una señal de cruce por cero fluctuante entre 0 y 5 volts, donde el flanco de subida corresponde al cruce mencionado. Esta salida se denomina CK1. y se muestra en la figura 3.6.
Figura 3.6: Señales de entrada y salida de la tarjeta de toma de muestras de tensión.
La señal obtenida como salida de la tarjeta de toma de muestras (CK1) es considerada por el sistema de control como un reloj maestro, el cual, al ser conectado al microprocesador, permite la generación de relojes en sincronismo, cuyos flancos de subida coinciden con los instantes propicios de disparo de los tiristores de las ramas capacitivas entre las fases a, b, c y el neutro del compensador.
En el caso del circuito diseñado para generar la señal de entrada al sistema de control, basta señalar que la tensión inducida en el secundario del transformador de aislación pasa a través de un amplificador operacional, el cual permite otorgarle un “offset” a la señal de modo que esta no sea negativa y además limitar su valor máximo en 5 volts. Ambos requerimientos son necesarios para el correcto funcionamiento del microprocesador.
CK1
Tiempo [mseg] Vab
0 20 15 10 5 25 40 30 35
34
La apariencia física del circuito de toma de muestras de tensión se muestra en la fotografía de la figura 3.7.
Figura 3.7: Fotografía del circuito de toma de muestras de tensión.
3.2.2 Circuito de toma de muestras de las corrientes de carga.
Al igual que para el caso de la tensión de alimentación, las corrientes de carga deben ser sensadas para así entregar la información necesaria al sistema de control. Puesto que la carga no posee neutro, se cumple la relación de suma de corrientes igual a cero para un instante de tiempo determinado, por lo cual es suficiente con sensar dos de las corrientes de carga, ya que la tercera se calcula por diferencia. En el caso del prototipo construido se eligieron sin pérdida de generalidad las corrientes de carga para la fase a y fase b.
Para llevar a cabo la toma de muestras de corriente en la fase a y en la fase b, se emplearon dos circuitos idénticos al que se muestra en la figura 3.8.
35
Figura 3.8: Diagrama del circuito de toma de muestras de corriente de carga.
En este circuito, la corriente de carga es medida por un sensor de corriente LEM (modelo LA 25-NP) el cual entrega una señal de corriente proporcional a la que está siendo medida. Esta corriente se transforma en una señal de tensión (V1) cuando pasa por la resistencia de 62.5 [Ω].
El circuito seguidor de voltaje cumple con el propósito de dar una impedancia de entrada alta que evite fugas de corrientes hacia el resto del circuito. Por otra parte, el valor de la resistencia ha sido elegido de modo de limitar la magnitud “peak_peak” del voltaje V1 a un máximo de 5 volts.
En caso que la corriente tuviese alguna componente armónica, la señal de tensión V1 pasa a través de un filtro analógico en base a amplificadores operacionales el cual ha sido diseñado de modo de introducir un retardo de fase mínimo que no afecte la operación del sistema compensador-carga.
Finalmente, la salida del filtro pasa a través de un amplificador operacional en configuración de sumador e inversor que corrige el cambio de
+15V
-15V
LEM LA 25-NP
62.5 Ω
V1
Filtro analógico
Circuito sumador e inversor (agrega “offset” a la señal)
V2
20 KΩ
10 KΩ
+5V
+
-
20 KΩ
+15V
-15V
V3
Circuito seguidor de voltaje
+
-
+15V
-15V
LF351N
LF351N
36
polaridad producido por el filtro y agrega a la señal un “offset” apropiado para ser ingresado como entrada analógica en el microprocesador.
La señal resultante del circuito de toma de muestras de corriente se muestra en la figura 3.9.
Figura 3.9: Señales de entrada y salida de la tarjeta de toma de muestras de corriente.
La apariencia física del circuito de toma de muestras de corriente se aprecia en la fotografía de la figura 3.10.
Figura 3.10: Fotografía del circuito de toma de muestras de corriente.
Tiempo [mseg]
0 20 15 10 5 25 40 30 35
V2
V3
V1
37
3.2.3 Circuito del microprocesador.
El sistema de control implementado corresponde a la estrategia descrita en la sección 2.3. tanto en lo que se refiere al cálculo de susceptancias (control directo) como en lo que concierne al control de disparo.
Al respecto cabe mencionar que los fundamentos descritos se llevaron a cabo en la práctica a través de un microprocesador PIC 17c756, el cual resulta apropiado para esta aplicación gracias a su velocidad (33 [MHz]) y porque posee conversores análogos digitales incorporados.
Las rutinas de control fueron programadas directamente en lenguaje “Assembler” (ver anexo A) teniendo en consideración las variables sensadas y las necesidades de los componentes físicos de compensador.
Respecto de las variables sensadas, las mediciones de corrientes se realizan en el instante en que el voltaje tiene su cruce por cero, así equivalen exactamente con el valor de las componentes en cuadratura de las corrientes de carga, tal como lo requiere el sistema de control. En el caso de la medida de voltaje, esta corresponde al voltaje fase-fase en vez del voltaje fase-neutro, de este modo, todas las rutinas de programación consideran el desfase de 30º correspondiente para llevar a cabo las interrupciones internas del microprocesador.
La sucesión de interrupciones internas es cíclica y se genera cada vez que el voltaje de alimentación fase-fase tiene un cruce por cero (momento en que ocurre una interrupción externa). De este modo, cada 20 [ms] se realiza una serie completa de interrupciones internas cuyos eventos quedan determinados según se trate de un ciclo de toma de muestras o de cálculo de susceptancias.
La tabla 3.6 muestra los instantes de tiempo en que ocurren las interrupciones internas del microprocesador y los eventos que se producen en cada una para el caso de un ciclo en que se realiza la toma de muestras de variables de entrada. El ciclo en que se realiza el cálculo de susceptancias es análogo pero sólo cuenta con las interrupciones internas para el caso de la conexión de condensadores.
38
Tabla 3.6: Interrupciones internas del microprocesador.
Tiempo Evento 1.66 [ms] Muestreo de Corriente Ia 3.33 [ms] Conexión de Condensadores fase b 5.00 [ms] Muestro de Voltaje 8.33 [ms] Muestreo de Corriente Ib 10.0 [ms] Conexión de Condensadores fase c 15.0 [ms] Muestreo de Corrientes Ia y Ib (Cálculo de Ic) 16.6 [ms] Conexión de Condensadores fase a
Finalmente, tal como se había mencionado en el capítulo 2.3.2, el tiempo que dura la señal de encendido (que es aplicada en las compuertas de los tiristores) es programada directamente en el microprocesador de acuerdo con las características técnicas de los elemento empleados, en este caso los tiristores tienen un correcto encendido con una señal de 2 [ms] de duración, la cual puede ser modificada en caso de cambiar las condiciones de operación.
3.2.4 Circuito de disparo.
Una vez que se han determinado los condensadores a conectar, las señales de salida del microprocesador deben ser amplificadas antes de ser conectadas a las compuertas de disparo de los tiristores, de modo que alcancen un nivel de corriente adecuado para la activación en zona de disparo segura.
El diagrama del circuito construido para lograr estos propósitos se muestra en la figura 3.11.
Primeramente, las señales de salida del microprocesador son conectadas a un registro que otorga una mayor estabilidad en caso de cambios bruscos en los resultados entregados por el control. Las salidas de dicho registro, que son habilitadas por un reloj sincronizado generado por el mismo microprocesador, se
39
conectan, a través de una resistencia de 1 [KΩ] (para limitar corriente), a la base de los transistores 2222A los cuales son los encargados de amplificar la señal de disparo a un nivel apropiado.
Figura 3.11: Diagrama del circuito de disparo de los tiristores.
Como muestra la figura 3.11, en la configuración del transistor, el colector se encuentra conectado a la alimentación de 10 volts, en tanto que el emisor está conectado a la compuerta de disparo de los tiristores mediante una resistencia de 5.6 [Ω]y a la tierra del circuito digital a través de una resistencia de 470 [Ω].
Dado que el compensador binario tiristorizado se encuentra en configuración estrella y por tanto posee un neutro común conectado a los cátodos de los tiristores, es posible conectar la tierra del circuito digital con el neutro del sistema de potencia de modo que la señal de disparo es aplicada directamente a las compuertas de los tiristores sin necesidad de emplear transformadores de pulso.
Mic_C2an
Mic_C1an
Mic_C2bn
Mic_C1bn
Mic_C2cn
Mic_C1cn
C2an
C1an
C2bn
C1bn
C2cn
C1cn
Clock Shift Register
( i )
Shift Register
TTL 74LS374
+5V
+10V
5.6 Ω
..
1 KΩ
Neutro
Fase c
C2cn
470 Ω
40
La señal de conexión que se obtiene del circuito TTL alcanza en la práctica aproximadamente 2.5 volts lo cual determina una corriente de base de 2.5 [mA]. El transistor en la configuración descrita, amplifica este valor de modo que la corriente que circula hacia la compuerta de disparo de los tiristores alcanza los 50 [mA], lo cual cumple con los propósitos de diseño.
La apariencia física del circuito de disparo se muestra en la fotografía de la figura 3.12.
Figura 3.12: Fotografía del circuito de disparo de los tiristores.
Conforme a lo explicado anteriormente, los circuitos propuestos cumplen con entregar la información necesaria para que el microprocesador determine los condensadores a conectar y generar una señal de disparo en el instante óptimo de conexión con características aptas para conseguir la activación de los tiristores.
3.3 Filtro pasivo de tensión.
Para evitar la inyección de componentes armónicas hacia el sistema eléctrico, es necesario que los condensadores del compensador se carguen con
41
tensión sinusoidal. Por esta razón, el sistema compensador-balanceador necesita para operar en forma correcta de un filtro que permita eliminar las componentes armónicas de la tensión de la red en el caso que las hubiera. Para cumplir con este requerimiento se diseñó un filtro de tipo pasivo que permite lograr este propósito con la mayor simplicidad posible.
Adicionalmente el compensador necesita la existencia de un neutro que permita la circulación de la corriente de encendido de los tiristores. La implementación de dicho neutro debe ser realizada con elementos capacitivos, puesto que la utilización de inductancias limita la circulación de los pulsos de encendido y un neutro resistivo no se justifica ya que incrementa las pérdidas considerablemente. De este modo, se consideró como característica de diseño que el filtro tuviese sus condensadores conectados en forma de estrella.
El filtro pasivo mencionado se aprecia en la figura 3.13.
an
I
Carga
N
b
Vc
B bn
(c)
(c)Cf
Compensador
cn
Lf
(c)
(c)B
Lf
I
BCf
(c)
Cf
I
(c)
Vb
a
Filtro Pasivo
Lf
Va
c
Figura 3.13: Filtro pasivo del compensador.
De la figura es posible apreciar que el filtro posee una configuración con tres inductancias en serie (Lf) y tres condensadores con conexión estrella (Cf) que se encuentran en paralelo con el sistema.
42
Considerando que el compensador binario tiristorizado se encuentra conectado en configuración estrella, es posible calcular la función de transferencia del filtro de acuerdo con el circuito mostrado en la figura 3.14. En este circuito, la susceptancias del compensador se aprecian como un condensador equivalente cuyo valor varía entre los 0 [µF] y los 45 [µF] dependiendo del número de bits que se encuentren conectados.
VsRgVe Lf
CeqCf
Figura 3.14: Equivalente fase-neutro del filtro pasivo de tensión.
De acuerdo a lo anterior es posible determinar la función de transferencia del filtro pasivo, la cual se expresa con la siguiente ecuación.
( ) ( ) 11
2 ++⋅⋅++⋅⋅=
feqgfeqfe
s
CCRsCCLsVV
(3.5)
Donde:
Vs es el voltaje de salida del filtro.
Ve es el voltaje de entrada al filtro (tensión de alimentación).
Rg es la resistencia equivalente de la fuente (aproximadamente 1[Ω]) .
Lf es la inductancia del filtro.
Cf es el condensador del filtro.
Ceq es la capacidad equivalente del compensador.
Filtro pasivo
Capacitancia Equivalente del compensador
43
Teniendo en consideración la información precedente, los componentes fueron seleccionados conforme a la disponibilidad de materiales y sus valores se muestran en la tabla 3.7.
Tabla 3.7: Valores de los componentes del filtro.
Componente Valor Inductancia 25 [mH]Condensador 25 [µF]
El resultado final corresponde a un filtro con una respuesta de frecuencia como muestran los diagramas de Bode de la figura 3.15 y 3.16.
0 100 200 300 400 500 600-60
-40
-20
0
20
40
60
80
Frecuencia [Hz]
Mag
nitu
d [d
B]
Figura 3.15: Diagrama de Bode del filtro pasivo, Magnitud [dB] v/s Frecuencia [Hz].
El gráfico de la figura 3.15 muestra la magnitud en decibeles del voltaje de salida para tres casos básicos, el primero de ellos corresponde al filtro sin
44
compensador (graficado con línea de color rojo), en el segundo caso sólo está conectado el bit menos significativo, es decir, el condensador de 15 [µF] (curva color azul) y en el tercero ambos condensadores están conectados sumando una capacidad equivalente de 45 [µF] (línea verde).
Para los tres casos es posible apreciar que para la frecuencia de operación de 50 [Hz]. la ganancia es cercana a la unitaria, adicionalmente las armónicas más importantes, que corresponden a la quinta, séptima y onceava, para las condiciones de operación se encuentran atenuadas con valores en aproximados de -5 [dB], -25 [dB] y -45 [dB] respectivamente.
0 100 200 300 400 500 600-180
-160
-140
-120
-100
-80
-60
-40
-20
0
Frecuencia [Hz]
Fas
e[º
]
Figura 3.16: Diagrama de Bode del filtro pasivo, Fase [º] v/s Frecuencia [Hz].
Considerando el retardo de fase que pudiera introducir un filtro con las características descritas, es posible determinar este valor en forma aproximada observando la figura 3.16. De ella se puede deducir que en condiciones de operación es inferior a 1º, lo cual en términos de magnitud, no representa ningún inconveniente en el desempeño global del compensador.
45
La apariencia física del filtro pasivo de tensión se muestra en fotografía de la figura 3.17.
Figura 3.17: Fotografía del filtro pasivo de tensión.
De este modo, el filtro pasivo diseñado cumple con los objetivos propuestos de eliminar las componente armónicas que pudiesen existir en las tensiones de alimentación sin agregar un retardo de fase significativo que pudiera afectar el comportamiento del sistema en su totalidad.
Inductores 25 mH]
Capacitores 25 [µF]
46
IV RESULTADOS PARA CARGAS TRIFÁSICAS LINEALES.
En el presente capítulo se muestran los resultados obtenidos para la compensación de cargas trifásicas lineales a través del compensador cuyas características se han presentado en el capítulo anterior.
Los contenidos se encuentran organizados de acuerdo a los resultados de las simulaciones, que avalan el correcto funcionamiento del equipo, y las curvas experimentales logradas en la operación del prototipo.
4.1 Resultados de simulaciones para cargas trifásicas lineales.
Para llevar a cabo las simulaciones del compensador se empleó el programa PSIM, el cual es un software especializado en el ámbito de equipos para potencia media o alta y que posee los elementos electrónicos de potencia y elementos digitales de control involucrados en el diseño del equipo.
Con el objetivo de corroborar el correcto funcionamiento del equipo compensador se realizaron dos pruebas de compensación. La primera de ellas consistente en compensar una carga equilibrada y la segunda en compensar y balancear una carga desequilibrada en su parte reactiva.
En el caso de la prueba de compensación de una carga equilibrada se empleó el esquema de simulación mostrado en la figura 4.1.
Como muestra la figura, se utilizó una carga en configuración estrella, consistente en una resistencia en serie con una inductancia, cuyos valores se muestran en la tabla 4.1. Dado que el número de bits en el compensador es mínimo, los valores de carga se eligieron en forma cuidadosa de modo de lograr que la simulación ejemplifique en la forma más clara posible el cumplimiento de los fundamentos teóricos.
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Figura 4.1: Esquema de simulación de compensador y carga equilibrada.
Adicionalmente, el voltaje de alimentación se fijó en 100 volts fase-fase.
Tabla 4.1: Parámetros de carga en la prueba de compensación de carga equilibrada.
Elemento Valor Ra=Rb=Rc 44 [Ω]La=Lb=Lc 280 [mH]
En la simulación el compensador se conecta a los 25 [ms] Con ello se pretende mostrar las condiciones de carga sin el efecto de compensación durante el intervalo de tiempo entre los 0 [ms] y los 25 [ms].
Adicionalmente, el intervalo restante, entre los 25 [ms] y el término de la simulación en 100 [ms], muestra el periodo transitorio de la conexión de condensadores y el resultado final luego de la compensación. Los gráficos obtenidos se muestran en la figura 4.2.
Como es posible observar en la figura anterior, las corrientes de línea resultantes luego de la compensación son completamente sinusoidales. Asimismo, durante el proceso de conexión de los condensadores no se aprecian corrientes de “inrush”. Además, las corrientes que aporta el compensador se encuentran libres de
Fuente
Compensador
Filtro Pasivo
Carga RL
48
armónicos, partiendo desde condiciones iniciales cero y creciendo en forma senoidal, tal como se había anticipado en la teoría.
Figura 4.2: Resultados de simulación, prueba de compensación de carga equilibrada.
Respecto de los tres últimos gráficos que aparecen en la figura 4.2, estos muestran la relación entre las corrientes de línea con sus respectivos voltajes fase neutro. De ellos se desprende que pese a existir un desfase inicial entre ambos, una vez llevado a cabo el proceso de compensación este desfase se vuelve nulo, lo cual cumple los objetivo propuestos.
0 0.025 0.05 0.075 0.1 Time [S]
Corrientes de línea: Ia Ib Ic
Corrientes del compensador: ICa ICb ICc
Corriente de línea Ia y Voltaje fase neutro Van/100
Corriente de línea Ib y Voltaje fase neutro Vbn/100
Corriente de línea Ic y Voltaje fase neutro Vcn/100
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Finalmente, es importante notar que la compensación se lleva a cabo en forma prácticamente instantánea, lo cual prueba que la respuesta dinámica del compensador es muy buena.
Para la prueba de compensación y balance de una carga desbalanceada en su parte reactiva se consideró el circuito de la figura 4.3.
Figura 4.3: Esquema de simulación de compensador y carga desequilibrada.
Para esta prueba se empleó una carga en configuración delta consistente en una resistencia con un inductor en serie. La carga está pensada para tener una potencia activa equilibrada y una potencia reactiva desequilibrada que el compensador debe corregir.
Al igual que el caso anterior se eligieron valores que permitan una simulación ilustrativa. Los valores de los elementos se muestran en la tabla 4.2.
Al igual que en la simulación previa, el intervalo entre el inicio de la simulación y los 25[ms] muestra las condiciones de carga previas a la compensación, en tanto que el intervalo restante hasta los 100 [ms] incluye los efectos de compensación y balance de la parte reactiva de la carga.
Fuente
Compensador
Filtro Pasivo Carga RL
50
Tabla 4.2: Parámetros de carga en la prueba de compensación de carga desequilibrada.
Elemento Valor Ra=Rb=Rc 100 [Ω]La 790 [mH]Lb 490 [mH]Lc 390 [mH]
Los resultados obtenidos se muestran en la figura 4.4.
Figura 4.4: Resultados de simulación, prueba de compensación de carga desequilibrada.
Corrientes de línea: Ia Ib Ic
Corrientes del compensador: ICa ICb ICc
Corriente de línea Ia y Voltaje fase neutro Van/100
Corriente de línea Ib y Voltaje fase neutro Vbn/100
Corriente de línea Ic y Voltaje fase neutro Vcn/100
0 0.025 0.05 0.075 0.1 Time [S]
51
En este caso, las observaciones de la simulación permiten elaborar conclusiones similares al caso anterior, es decir, las corriente de línea se mantienen sinusoidales y sin corrientes de “inrush” durante el proceso de conexión, las corrientes de línea con sus respectivos voltajes fase neutro tienden a quedar en fase luego de la compensación y la respuesta dinámica del compensador es rápida y precisa.
En forma adicional, en el segundo gráfico, donde aparecen las corrientes de compensación, se muestra que el compensador aporta a cada fase, en forma respectiva, la corriente necesaria para balancear la parte reactiva de la carga. De este modo la fuente visualiza el conjunto como una carga resistiva equilibrada.
En el caso particular del compensador utilizado, la capacidad para realizar balance y compensación es bastante limitada lo cual justifica el hecho que la corriente de línea de la fase b no quede exactamente en fase con el voltaje fase neutro respectivo. Este problema se corrige al ampliar el número de bits más significativos.
4.2 Resultados experimentales para cargas trifásicas lineales.
Los resultados experimentales que se presentan a continuación fueron obtenidos a partir de la operación de un prototipo de 2 [KVA], cuyas características constructivas fueron descritas en el capítulo 3.
El voltaje de alimentación se conecta a través de un autotransformador que permite regular el voltaje aumentándolo en forma progresiva hasta los 110 volts fase-fase.
La carga lineal utilizada corresponde a un motor de inducción cuyas características se muestran en la tabla 4.3. En la entrada del motor se han dispuesto tres resistencias en serie (Rs) para conferir a la carga de un consumo de potencia activa.
52
Tabla 4.3: Parámetros del motor de inducción.
Parámetro Valor Potencia nominal 3.7 [KW]Voltaje nominal 220/380 [V] Corriente nominal 16[A]
La figura 4.5 muestra el esquema básico de conexión entre el compensador y la carga lineal compuesta por el motor de inducción y resistencias.
Rs
RsFiltroPasivo
Rs
Compensador BinarioTiristorizado
Voltaje deAlimentación
Motor deInducción
Figura 4.5: Esquema de conexión de compensador y carga lineal.
A diferencia del caso de las simulaciones, en el cual los valores de carga fueron escogidos de modo de ser ilustrativos del comportamiento del compensador, en la práctica los valores de carga corresponden a elementos que se encuentran disponibles en el laboratorio por lo cual los experimentos no son óptimos para describir el funcionamiento del prototipo.
Este fenómeno ocurre debido a que el motor de inducción no aporta un desfase significativo para las corrientes de carga respecto del voltaje de alimentación. Pese a ello, de las curvas experimentales es igualmente posible demostrar que el equipo compensador posee las características deseables de operación que le fueron conferidas en el análisis teórico del capítulo 2.
53
Los resultados obtenidos, para una resistencia serie Rs de 44 [Ω], se muestran en las figuras 4.6 a 4.9.
Figura 4.6: Resultados experimentales, carga equilibrada, Rs=44 [Ω]. Voltaje de alimentación (Vs, 80 [V/div]) y Corriente de carga (IL, 1.25 [A/div]). Escala de
tiempo 5 [ms/div].
La figura 4.6 sirve para mostrar el desfase existente entre el voltaje de alimentación (Vs) y la corriente de carga respectiva (IL), este desfase no es de gran magnitud, sin embargo el compensador tiene sensibilidad suficiente como para detectarlo y compensarlo. Dado que la carga es lineal y equilibrada, las corrientes son sinusoidales e iguales para las tres fases.
En la figura siguiente (figura 4.7) es posible apreciar la corriente de línea (Is), la cual se encuentra en fase con el voltaje de alimentación gracias al efecto del compensador.
Figura 4.7: Resultados experimentales, carga equilibrada, Rs=44 [Ω]. Voltaje de alimentación (Vs, 80 [V/div]) y Corriente de línea (Is, 1.25 [A/div]). Escala de tiempo
5 [ms/div].
Vs
IL
ϕ
Is
Vs
54
En esta figura, además, es posible notar que la corriente compensada no tiene perturbaciones ni tampoco componentes armónicas, su forma es enteramente sinusoidal lo cual confirma que la operación del compensador es correcta.
La figura 4.8 muestra la corriente de compensación (Ic) que entregan los condensadores del compensador binario tiristorizado, esta corriente se encuentra desfasada 90º respecto del voltaje tal como era esperable.
A partir de esta figura es posible confirmar el hecho que la conexiones de los condensadores se llevan a cabo en los instantes óptimos de conexión, ya que no se aprecian corrientes indeseables de “inrush”.
Figura 4.8: Resultados experimentales, carga equilibrada, Rs=44 [Ω]. Voltaje de alimentación (Vs, 80 [V/div]) y Corriente de compensación (Ic, 0.5 [A/div]). Escala
de tiempo 5 [ms/div].
La figura 4.9 en tanto muestra los resultados del proceso de control, en el cual se calculó que la compensación debía llevarse a cabo con el aporte de un solo condensador que corresponde al dígito más significativo. Por este motivo, el condensador de 30 [µF] se encuentra conectado en tanto que el condensador de 15 [µF] se encuentra desconectado (corriente nula).
Ic
Vs
55
Figura 4.9: Resultados experimentales, carga equilibrada, Rs=44 [Ω]. Corriente de cada condensador del compensador (Ic15uF e Ic30uF, 1 [A/div]). Escala de tiempo 5
[ms/div].
Adicionalmente al experimento anterior, se llevó a cabo una segunda prueba en la cual la resistencia serie que acompaña al motor de inducción fue reducida a la mitad, es decir el valor de Rs corresponde a 22 [Ω] . Este cambio representa un aumento de la corriente de carga lo cual debiera traducirse en un cambio en el resultado del proceso de control.
Los resultados obtenidos, para una resistencia serie Rs de 22 [Ω], se muestran en las figuras 4.10 a 4.11.
Figura 4.10: Resultados experimentales, carga equilibrada, Rs=22 [Ω]. Voltaje de alimentación (Vs, 80 [V/div]) y Corriente de línea (Is, 1 [A/div]). Escala de tiempo 5
[ms/div]
Conexión del Compensador
Conexión de Carga
Vs Is
IC15uF
IC30uF
56
En esta prueba, además, se observan los instantes en que se conectan la carga y el compensador, permitiendo una completa visualización de los periodos transientes, los que son críticos en la operación de todo sistema eléctrico.
De la figura 4.10 pueden extraerse comentarios similares a los de la prueba anterior, es decir, la corriente de línea presenta un desfase respecto del voltaje de alimentación el cual es corregido luego de la conexión del compensador en forma limpia, sin introducción de componentes indeseables como sobre-corrientes o armónicos.
Es particularmente interesante notar que la corrección del factor de potencia se lleva a cabo tan solo un ciclo después de la conexión del equipo compensador. Este hecho es un indicador de la excelente respuesta dinámica que permite el sistema de control basado en la evaluación de las corrientes en cuadratura.
Adicionalmente si se analiza la figura 4.11, es posible constatar que el control directo varía su decisión ya que conecta ambas ramas de condensadores, aumentando así la corriente de compensación a su máxima capacidad.
Este resultado es consistente con lo esperado puesto que las corrientes de carga habían aumentado producto de la disminución de la resistencia Rs.
Figura 4.11: Resultados experimentales, carga equilibrada, Rs=22 [Ω]. Corriente de cada condensador del compensador (Ic15uF e Ic30uF, 1 [A/div]). Escala de tiempo 5
[ms/div]
Conexión del Compensador
IC15uF
IC30uF
57
Los resultados presentados en este capítulo, tanto para el caso de las simulaciones como los resultados experimentales obtenidos a partir del prototipo construido en laboratorio, permiten comprobar que el funcionamiento del equipo es correcto y concuerda con lo esperado a partir de los análisis teóricos presentados en el capítulo 2.
58
59
V COMPENSACIÓN DE CARGAS TRIFÁSICAS CONTAMINANTES.
Una vez analizado el caso de la compensación de cargas trifásicas lineales, es necesario estudiar la misma problemática aplicada a cargas no lineales que entregan al sistema eléctrico componentes armónicas indeseables.
En este caso, la solución es posible de llevar a cabo en forma eficiente a través de un filtro activo de potencia de tipo paralelo. Un filtro de estas características permite satisfacer en forma simultánea la cancelación de armónicos, balance de carga y la corrección de factor de potencia. Sin embargo, su capacidad es limitada ya que los elementos semiconductores empleados (IGBT´s) no soportan altas tensiones. Además el costo de dichas válvulas es muy elevado. Este último argumento, sirve de motivación para estudiar la interconexión entre un compensador binario tiristorizado y un filtro activo, en la cual el problema de compensación de carga sea resuelto en forma efectiva y con una operación óptima de ambos equipos.
En el presente capítulo se presenta información referente al filtro activo de potencia e interconexión de éste con el compensador estudiado en los capítulos precedentes. El propósito de presentar esta información es facilitar el entendimiento de las ventajas y desventajas del sistema interconectado así como las precauciones que es necesario considerar en la operación conjunta de ambos equipos.
5.1 Filtro activo paralelo.
La información contenida en este capítulo resume los principios básicos de funcionamiento y método de control del filtro activo paralelo que será interconectado con el compensador.
La apariencia física del filtro activo empleado se muestra en la fotografía de la figura 5.1.
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Figura 5.1: Fotografía del filtro activo paralelo.
5.1.1 Principio de funcionamiento.
El filtro activo paralelo, tal como su nombre indica se conecta en paralelo con la carga, tiene por objetivo eliminar las componentes armónicas en las corrientes de línea que son generadas por cargas contaminantes. Además puede también compensar la corriente reactiva logrando un factor de potencia unitario. Para ello consta de un puente inversor rectificador actuando como fuente de voltaje tal como muestra la figura 5.2.
De acuerdo a esta figura, la inductancia de entrada, Le, permite absorber las diferencias de voltaje armónico entre la tensión del sistema y el voltaje de salida del inversor. Desde el punto de vista de funcionamiento del filtro activo, esta inductancia debe ser pequeña, pues de otro modo limita la compensación de armónicas de alto orden. Por su parte, la resistencia de entrada, Re, representa las pérdidas óhmicas propias de los elementos que componen el filtro [Contar97].
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Figura 5.2: Filtro activo paralelo con inversor fuente de voltaje.
En el caso del prototipo de filtro activo utilizado, los valores de los parámetros anteriores se muestran en la tabla 5.1.
Tabla 5.1: Valores de los elementos del filtro activo paralelo.
Elemento Valor Re 0.05 [Ω]Le 15.00 [mH]C 3000 [µF]
En términos generales, para que la corriente en la línea, is, sea sinusoidal y en fase con el voltaje fase-neutro, la corriente generada por el filtro activo, if, debe contener una componente en fase con el voltaje (ifd), otra componente en cuadratura (ifq) y una última componente que agrupe a los armónicos (ifh). De este modo la corriente entregada por el filtro se puede definir como [Contar97]:
∑++=h
fhfqfdf iiii (5.1)
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Para poder lograr versatilidad en las corrientes de compensación el puente inversor rectificador deberá tener un control de ancho de pulso PWM, el cual define la calidad de compensación del filtro a través de su frecuencia de modulación. Por otra parte, ya que no se requiere suministrar potencia activa, el lado de corriente continua queda reducido a un elemento simple que acumula energía, que en este caso es un condensador.
Al realizar un breve análisis de las potencias instantáneas activas y fluctuantes, es posible determinar las principales ecuaciones que describen el principio de funcionamiento del filtro activo paralelo.
Asumiendo que los voltajes aplicados al filtro y a la carga son iguales, balanceados y con rotación de fase positiva, se tiene que las corrientes de línea en la carga, iload, pueden escribirse de acuerdo a la siguiente ecuación [Contar97]:
jloaddjloadjload iii ˆ+= (5.2)
Donde:
iload j es la corriente de línea en la carga de la fase j.
iload jd es la componente en fase con el voltaje fase-neutro.
jloadi es la suma de las corrientes en cuadratura y armónicas (corrientes
reactivas o fluctuantes).
Adicionalmente, la potencia instantánea de la carga (pload) puede escribirse como [Contar97]:
loadloadcloadcbloadbaloadaload pPivivivp ˆ+=++= (5.3)
Donde:
va, vb y vc son los voltajes instantáneos aplicados a la carga.
Pload es la potencia activa promedio de la carga.
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loadp es la potencia fluctuante de la carga.
En forma análoga, la corriente (ifj) y la potencia generada por el filtro activo quedan representadas por las siguientes expresiones [Contar97]:
jfdjfjf iii ˆ+= (5.4)
ffcfcbfbafaf pPivivivp ˆ+=++= (5.5)
Donde:
if j es la corriente de línea en el filtro activo de la fase j.
If jd es la componente en fase con el voltaje fase-neutro.
jfi es la suma de las corrientes en cuadratura y armónicas.
va, vb y vc son los voltajes instantáneos aplicados al filtro.
Pf es la potencia activa promedio del filtro.
fp es la potencia fluctuante del filtro.
Puesto que debe cumplirse que la potencia de entrada al filtro activo sea igual a la de salida y despreciando las pérdidas ocasionadas en las conmutaciones de los elementos semiconductores y en las bobinas de entrada al filtro, se tiene que [Contar97]:
tuCup c
cf ∂∂
= (5.6)
Donde:
uc es el voltaje en bornes del condensador C de la figura 5.1.1.
La potencia promedio en tanto puede definirse como [Contar97]:
[ ]TWuTuC
TP c
ccf∆
=−= )0()(21 22 (5.7)
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Donde:
TWc∆ es la potencia promedio existente en el capacitor durante un
período de tiempo, T.
Finalmente, para que las corrientes de línea sean sinusoidales y estén en fase con el voltaje se debe cumplir que [Contar97]:
0ˆˆ =+ fload pp (5.8)
Es decir, la suma de las potencias fluctuantes de la carga y el filtro activo deben cancelarse.
5.1.2. Control Proporcional-Integral (PI).
El filtro activo empleado utiliza una estrategia de control simple y efectiva en la cual, a partir de mediciones de las corrientes de línea en la fuente, se fuerza a éstas a ser sinusoidales y estar en fase con los voltajes fase-neutro respectivos. De esta forma, la condición loadf pp ˆˆ −= , vista en la sección anterior
(ecuación 5.8), se relaja ya que se cumple por añadidura.
Analizando la ecuación de conservación de la potencia instantánea es posible observar que si las corrientes en la fuente son balanceadas, con factor de potencia unitario y libre de armónicas se cumple [Contar97]:
TWPIVPPPp c
loadsfloadss∆
−==−== 3 (5.9)
O equivalentemente:
∆−=
∆
−= 2
231
31
cloadc
loads uT
CPVT
WPV
I (5.10)
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De este modo, el valor de la corriente de línea, Is, puede ser controlado a partir de las variaciones del voltaje en el condensador, uc. Además, el objetivo del control se resume a igualar el valor real de Is con Pload/(3V).
Conforme a esto, el filtro activo paralelo dispone de un controlador proporcional integral, PI, cuyo esquema se muestra en la figura 5.3.
Isa
G2A
Imagen Vc
x
-
-
-G1B
Is
Uc_ref
-
+
x
Isc_ref
G1A
G2B
PWM
+
Isa_ref
PI
Isb
Isb_ref
Isc
+
G3B
Imagen Vb
x
Uc
Imagen Va
G3A
+
Figura 5.3: Esquema de control proporcional integral.
De acuerdo con la figura 5.3, las referencias de corriente, Is ref, se obtienen multiplicando las imágenes de los voltajes fase-neutro con la amplitud de corriente requerida, la cual es calculada por el control PI a partir de la regulación del voltaje en el condensador, es decir, manteniendo el voltaje en el condensador del filtro, uc, de acuerdo a una referencia uc ref.
Posteriormente, se compara el valor real de las corrientes de línea en la fuente con las referencias generadas, resultando señales de error que son utilizadas para generar una modulación por ancho de pulso (PWM) que enciende o apaga las válvulas de potencia a través de circuitos “driver” apropiados.
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Para completar el estudio del sistema de control del filtro activo, se muestran dos relaciones que deben cumplirse para que el control sea estable [Contar97]:
iepe
ps
ep
cs
KLKRVK
I
LKuCI
⋅+⋅
⋅<
<
2cos
3
max
max
ϕ
Donde:
Kp es la ganancia proporcional del control.
Ki es la ganancia integral del control.
La información precedente muestra que la ganancia proporcional no puede ser muy alta ya que la corriente fundamental máxima que puede consumir o entregar el filtro activo disminuye. Adicionalmente, mantener la regulación en el voltaje del condensador depende del factor de potencia existente en la carga, no pudiéndose operar con cargas cuyo factor de potencia sea nulo.
Finalmente, para el caso del prototipo de filtro activo paralelo utilizado, es importante señalar que el sistema de control se encuentra implementado a partir de circuitos analógicos que reciben como entrada los valores sensados de la tensión de alimentación Va, tensión del condensador uc y las corrientes Ib e Ic. La corriente Ia se calcula a partir de las dos anteriores por diferencia. Los valores de los parámetros de control se muestran en la tabla 5.2.
Tabla 5.2: Valores de los parámetros de control del filtro activo paralelo.
Elemento Valor Kp 1.02Ki 51.00Ref_VC 150 [V]
(5.11) (5.12)
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5.2 Interconexión del compensador y el filtro activo paralelo.
El compensador construido realiza en forma eficiente la tarea de compensar reactivos, dejando factor de potencia muy cercano a la unidad. Sin embargo, pese a que no se introducen componentes armónicos al sistema, el compensador binario tiristorizado no tiene la capacidad de cancelar las componentes armónicas presentes en las corrientes de carga.
El filtro activo paralelo en tanto, permite compensar los reactivos y las armónicas presentes en la carga. Sin embargo posee una fuerte restricción en su capacidad de operación ya que para altas potencias los elementos conductores IGBT’s no son aún adecuados (no soportan tensiones mayores a los 2.5 [KV] entre bornes). Además los costos asociados al equipo, en especial a las válvulas ya mencionadas, lo hacen poco rentable.
Las desventajas mostradas para ambos equipos sirven de motivación para el estudio de una configuración en la que el compensador, construido para alta potencia, realice el balance de la parte reactiva y compensación de carga. Por su parte el filtro activo paralelo, construido para potencia baja o moderada, equilibre la potencia activa y cancele armónicas.
En el estudio presentado a continuación, se analiza la interconexión del filtro activo paralelo con el compensador binario tiristorizado en configuración delta y en configuración estrella, en este último caso se considera además la interacción con filtro pasivo de tensión.
Los diagramas de interconexión para cada uno de los caso recién mencionados se muestran en las figuras 5.4 y 5.5.
En general, la conexión de los equipos en cascada, permite resolver los inconvenientes asociados a cada equipo individualmente y ampliar el espectro de operación ya que, trabajando en forma conjunta, se tiene la capacidad de satisfacer los requerimientos de compensación, balance y cancelación de armónicos en el caso de cargas contaminantes y de alta potencia.
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Filtro Activo
ab
(f)I
Vb
I
Compensadorconfiguración Delta
I
ba
B
C
Carga
bI
ca(c)
(c) I
Vc
(c)
Va
(f)
bc
b
a B
(c)c
c
(f)ca
B
I
Re
(c)
Le
(c)
Figura 5.4: Esquema de interconexión del compensador en configuración delta y el filtro activo paralelo.
I
Va
anB
Vb
I
Cf
Filtro Activo
Cf
(f)
(c)(c)
bI(f)
Compensadorconfiguración Estrella
Filtro Pasivo
(c)a
I
C
bn
(c)(f)
Re
Lf
Cf
bI a
Vc
I (c)c c
N
B cn
CargaLf
Lf
Le B(c)
Figura 5.5: Esquema de interconexión del compensador en configuración estrella y el filtro activo paralelo.
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Si se considera esencialmente la configuración delta del compensador, es posible establecer que la interconexión propuesta cuenta con varias ventajas, la primera de ellas consiste en la ampliación del espectro operativo tal como fue enunciado en el párrafo anterior. Además la compensación de carga se hace con mucha mayor precisión ya que el filtro activo paralelo permite compensar las diferencias del bit menos significativo del compensador. De este modo, la variación en la capacidad de compensación deja de ser escalonada y se torna completamente lineal.
Como otra ventaja del sistema se puede mencionar que el sistema de control de cada equipo es independiente. Uno de ellos basado en la toma de muestras de las corrientes en la carga y el otro en la toma de muestras de las corrientes de línea. De esta forma, una vez que el compensador realiza la compensación de la carga, el conjunto compensador-carga es visto por el filtro como una única carga dinámica la cual se encuentra altamente compensada y balanceada en su parte reactiva. Por lo tanto, su trabajo se reduce a la entrega de componentes armónicas y de un pequeño monto de potencia reactiva fundamental.
Adicionalmente, cada sistema de control por separado tiene una excelente respuesta dinámica, compensando prácticamente en forma instantánea las variaciones existentes en la carga. Por este motivo, la interconexión entre el compensador y el filtro activo no se encuentra limitado en su respuesta, teniendo una capacidad dinámica muy alta.
Desde el punto de vista constructivo, el hecho que la operación del compensador sea a alta potencia ofrece múltiples ventajas en cuanto a robustez y costo, ya que se emplean tiristores y diodos, que no solo son más económicos que las válvulas de conmutación forzada, sino que además son confiables para su uso con voltajes del orden de los kilo-volts y corrientes de alto amperaje. La confiabilidad además, se encuentra favorecida por el hecho que la conmutación de estas válvulas se realiza a la frecuencia de la red, es decir, 50 hertz, lo cual es una frecuencia baja que no ocasiona problemas.
Por otra parte el diseño del compensador ofrece mucha facilidad para poder ampliar la capacidad de compensación puesto que solo es necesario agregar
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una o más ramas de condensadores, de mayor valor a los existentes, los cuales pasan a constituirse como bits más significativos.
De acuerdo con las características descritas precedentemente existen fundamentos que permiten suponer la efectividad del sistema interconectado compensador-filtro activo paralelo en todos sus aspectos.
Las características recién mencionadas, pueden extenderse hacia el caso en que el compensador se encuentra conectado en configuración estrella. No obstante lo anterior, existen precauciones que deben tenerse en consideración al momento de conectar ambos equipos. En el caso de cargas altamente contaminantes se perciben dos problemas: por una parte los condensadores trabajan con tensión no sinusoidal por lo cual la compensación no está libre de armónicos y por otra parte las corrientes distorsionadas pueden interrumpir la conducción de los tiristores.
En este aspecto, el punto de mayor interés se encuentra referido a la existencia del filtro pasivo de tensión. En presencia de cargas contaminantes, el filtro pasivo perjudica el desempeño del compensador ya que la corriente de carga contaminante, al circular por sus inductancias en serie distorsionan la tensión de entrada del compensador. Por este motivo los condensadores traspasan hacia el sistema, las componentes armónicas indeseables a través de la corriente de compensación.
Debido al argumento anterior, existen fundamentos que permiten proponer la eliminación del filtro pasivo de tensión que media en la interconexión del compensador con el filtro activo. Sin embargo, es necesario considerar que junto con ello, se elimina el neutro capacitivo del compensador y por ende el encendido de los tiristores pueden verse afectado.
En el siguiente capítulo, mediante pruebas experimentales y de simulación se presenta un análisis respecto de las ventajas y desventajas de las distintas alternativa de interconexión entre el compensador binario tiristorizado y el filtro activo paralelo.
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La fotografía de la figura 5.6 muestra el aspecto físico del sistema interconectado compensador-filtro activo.
Figura 5.6: Fotografía del sistema interconectado compensador-filtro activo.
Compensador
Filtro Activo Paralelo
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VI RESULTADOS PARA CARGAS TRIFÁSICAS CONTAMINANTES.
El contenido de este capítulo muestra los resultados obtenidos para el sistema interconectado entre el compensador y el filtro activo paralelo, cuyas características se han presentado anteriormente.
Dichos resultados se encuentra separados de acuerdo a los resultados de las simulaciones y las curvas experimentales logradas en la operación de los prototipos construidos. En ambos casos se presenta la operación conjunta de los equipos, así como las consideraciones que han sido mencionadas en el capítulo anterior y que se visualizan a través de las curvas obtenidas.
6.1 Resultados de simulaciones para cargas trifásicas contaminantes.
Al igual que para el caso de las simulaciones con carga trifásica lineal, para llevar a cabo las simulaciones del sistema interconectado entre el compensador y el filtro activo se empleó el programa PSIM.
6.1.1. Sistema compensador y filtro activo paralelo.
Primeramente se presentan las simulaciones llevadas a cabo para el sistema interconectado estando el compensador binario tiristorizado en configuración delta. El esquema de simulación se muestra en la figura 6.1.
El objetivo de esta simulación es mostrar que la operación del sistema compensador-filtro activo es factible y además que cumple con las ventajas descritas en el capítulo anterior.
73
De este modo, la simulación se inicia visualizando las condiciones de carga lineal originales, las cuales son compensadas por el compensador. Posteriormente se agrega una carga no lineal que introduce armónicos que perjudican el desempeño del compensador y luego se conecta el filtro activo que produce una mejora general en la operación del sistema.
Figura 6.1: Esquema de simulación de compensador en configuración delta, filtro activo y carga contaminante.
Conforme a lo anterior, los eventos presentes en la simulación se muestran en la tabla 6.1.
Tabla 6.1: Eventos de la simulación del sistema compensador_filtro activo.
Tiempo Evento 0 [ms] Inicio de la simulación (carga lineal)
25 [ms] Conexión del compensador 85 [ms] Conexión de carga contaminante 145 [ms] Conexión del filtro activo 200 [ms] Fin de la simulación
El voltaje de alimentación corresponde a 100 volts fase-fase.
Fuente
Compensador en delta
Filtro Activo
Carga Lineal
Carga no Lineal
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La carga lineal empleada es equilibrada y en configuración estrella. Consiste en una resistencia en serie con un inductor, entre cada fase y el neutro, cuyos parámetros se muestran en la tabla 6.2.
Tabla 6.2: Parámetros de carga lineal, simulación del sistema compensador-filtro activo.
Elemento Valor Ra=Rb=Rc 60 [Ω]La=Lb=Lc 150 [mH]
La carga no lineal en tanto, es representada por un puente de diodos de onda completa que alimenta una carga resistiva en serie con un inductor, cuyos valores corresponden a 80 [Ω] y 20 [mH] respectivamente. En la entrada del puente de diodos se encuentran inductancias de 0.5 [mH].
Adicionalmente es necesario aclarar que la referencia de voltaje para el condensador del filtro activo (elemento acumulador de energía) está fijada en 150 [VDC] y la frecuencia de conmutación en 10 [KHz].
Los resultados obtenidos se muestran en la figura 6.2. En el segundo gráfico de esta figura, es posible apreciar que pese a que se conecta una carga contaminante, las condiciones de operación del compensador no varían. De este modo las corrientes de compensación son completamente sinusoidales y permiten corregir el factor de potencia de la carga.
La conexión del filtro activo, por su parte, permite al sistema retornar a su condición de corrientes de línea prácticamente sinusoidales, tal como se observa en el cuarto gráfico de la figura 6.2. donde ISa, ISb e ISc aparecen con sus componentes armónicas casi totalmente canceladas a partir de los 160 [ms].
Respecto de la relación entre los voltajes en la fuente de alimentación y las corrientes de línea, dado que la carga simulada es equilibrada, el último gráfico de la figura 6.2 muestra sin pérdida de generalidad el caso de la fase a.
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Figura 6.2: Resultados obtenidos, compensador (configuración delta), filtro activo y carga contaminante.
En las curvas mostradas se puede ver el desfase inicial entre corriente y voltaje, el cual es corregido al momento de conectar el compensador. Dado que el puente de diodos no representa un desfase importante, el efecto del compensador aún resulta eficaz y es finalmente complementado con la operación del filtro activo. De este modo, la condición de desfase nulo se mantiene a través del tiempo.
Corrientes de carga: ILa ILb ILc
Corrientes del compensador: ICa ICb ICc
Corrientes del filtro activo: IFa IFb IFc
Corrientes de línea: ISa ISb ISc
0 0.05 0.1 0.15 0.2 Time [S]
Corriente de línea ISa y Voltaje de la fuente Va/20
76
Finalmente es importante notar que la respuesta dinámica del conjunto es bastante buena ya que tanto el compensador como el filtro activo paralelo cumplen sus objetivos en unos pocos ciclos.
En el caso de la interconexión con el compensador binario tiristorizado en configuración estrella, la simulación para carga trifásica contaminante se realizó de acuerdo al esquema mostrado en la figura 6.3. Nótese que se ha agregado un filtro pasivo entre el filtro activo y el compensador, el cual permite la conexión de un neutro para el encendido de los tiristores del compensador.
Figura 6.3: Esquema de simulación de compensador en configuración estrella, filtro activo y carga contaminante.
Tal como se había mencionado en el análisis teórico, la carga contaminante produce un apagado prematuro de los tiristores, motivo por el cual el tiempo que se aplica la señal de encendido en las compuertas de los tiristores se aumentó de 1 [ms] a 10 [ms].
Fuente
Compensador en estrella
Filtro Pasivo
Carga Lineal
Carga no Lineal
Filtro Activo
77
Los resultados obtenidos se muestran en la figura 6.4.
Figura 6.4: Resultados obtenidos, compensador (configuración estrella), filtro activo y carga contaminante.
Al hacer el análisis de los gráficos de corriente es posible constatar que el funcionamiento del grupo carga lineal_compensador es adecuado. Sin embargo, al conectarse la carga contaminante el desempeño del compensador empeora, ya que las
Corrientes de carga: ILa ILb ILc
Corrientes del compensador: ICa ICb ICc
Corrientes del filtro activo: IFa IFb IFc
Corrientes de línea: ISa ISb ISc
0 0.05 0.1 0.15 0.2 Time [S]
Corriente de línea ISa y Voltaje de la fuente Va/20
78
corrientes que entregan los condensadores se encuentran contaminadas con componentes armónicas.
Al conectarse el filtro activo, éste entrega al sistema las armónicas necesarias para anular el efecto de distorsión mencionado. De este modo, las corrientes vuelven a ser sinusoidal. Este efecto se observa en la última sección del gráfico de corrientes de línea ISa, ISb e ISc a partir de los 160 [ms].
Respecto del último gráfico de la figura anterior, que muestra la relación entre la corriente de línea ISa y el voltaje correspondiente con su escala simplificada 20 veces (Va/20), es posible observar que el desfase inicial entre corriente y voltaje es corregido al momento de conectar el compensador. Posteriormente existe una pequeña perturbación al conectar la carga contaminante, sin embargo, la condición de desfase nulo se mantiene a través del tiempo.
Finalmente, al igual que en caso anterior, la respuesta dinámica del conjunto es bastante buena ya que los objetivos de compensación se satisfacen en unos pocos ciclos.
De acuerdo con los comentarios que se deducen de las simulaciones anteriores es posible constatar que el sistema interconectado del compensador y el filtro activo funciona en forma correcta y logra los propósitos de compensar la carga tanto en lo que se refiere al factor de potencia como a la cancelación de armónicos.
Esto se cumple estando el compensador binario tiristorizado conectado en configuración delta como estrella. Sin embargo, en el último caso el compensador deja de trabajar bajo condiciones óptimas de operación.
Esto no ocurre cuando el compensador binario tiristorizado se conecta en configuración delta, por lo cual el desempeño total y el de cada una de las partes del conjunto es superior en este caso.
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6.1.2 Configuración del filtro pasivo en base a simulaciones.
Tal como se planteó precedentemente, en el caso del compensador conectado en configuración estrella, los resultados finales son satisfactorios (ya que la carga queda compensada y sin armónicos) pero se aprecian ciertos aspectos desventajosos, los cuales están involucrados con la existencia del filtro pasivo de tensión. En efecto, la inductancia serie de dicho filtro, distorsiona la tensión de entrada al compensador de modo que las corrientes entregadas por este equipo no son sinusoidales agregando componentes armónicos al sistema.
Las simulaciones que se presentan a continuación permiten analizar en forma gráfica las distintas opciones que existen para llevar a cabo la interconexión entre el compensador y el filtro activo de modo que cada equipo trabaje en las condiciones de operación para las que fueron diseñados.
Para realizar comparaciones directas, la carga empleada en cada caso es la misma y posee los parámetros ya descritos en las simulaciones anteriores.
La figura 6.5 muestra los resultados obtenidos en una prueba en la que el filtro pasivo fue suprimido por completo, es decir, la conexión es directa entre el compensador en configuración estrella y el filtro activo paralelo. En este caso el neutro del compensador se encuentra libre constituyéndose como un neutro flotante.
Lo interesante, en este caso, es apreciar el comportamiento del compensador que se muestra en el segundo gráfico de la figura 6.5. La inexistencia del neutro capacitivo hace que el encendido de los tiristores se vea dificultado, especialmente al momento en que el compensador entra en operación. Esto ocurre pese a que la señal de disparo aplicada a la compuerta tiene una duración 10 [ms]. Lamentablemente, este efecto se ve agravado al momento de conectarse la carga contaminante.
Respecto de la forma de onda de corriente que entregan los condensadores, esta es una sinusoide pura. Sin embargo, se ve distorsionada producto de las perturbaciones ocasionadas por el encendido de los tiristores.
80
Una vez que el filtro activo entra en funcionamiento, se aprecia un efecto de resonancia entre el compensador y el filtro lo cual hace que las corrientes de compensación tengan un contenido de alta frecuencia.
Pese a lo anterior, el conjunto compensador-filtro activo consigue compensar la carga, resultando corrientes de línea prácticamente senoidales y en fase con el voltaje de alimentación tal como se observa en la porción final del último gráfico de la figura 6.5.
Figura 6.5: Resultados obtenidos, sin filtro pasivo y neutro flotante.
Corrientes de carga: ILa ILb ILc
Corrientes del compensador: ICa ICb ICc
Corrientes del filtro activo: IFa IFb IFc
Corrientes de línea: ISa ISb ISc
0 0.05 0.1 0.15 0.2 Time [S]
Corriente de línea ISa y Voltaje de la fuente Va/20
81
El que se consiga el resultado final deseable, tiene como costo un aumento de las magnitudes de corriente del filtro activo. Cuantificando este aumento, de las figuras 6.4 y 6.5, es posible observar que si en la prueba anterior las corriente tenían un máximo cercano a 0.5 amperes, al quitar el filtro pasivo este valor máximo es casi 1 ampere.
A continuación se presentan los resultados de simulación obtenidos para la misma prueba anterior, sin filtro pasivo, pero esta vez el neutro del compensador se encuentra conectado a la tierra del sistema.
Por este motivo, al filtro activo se le agregó un sensor de corriente, de modo que todas las corrientes de línea se midiesen directamente, evitando así el cálculo de la tercera corriente por diferencia que induciría a errores en el sistema de control.
La figura 6.6 muestra las curvas obtenidas.
Haciendo un análisis análogo al anterior, es posible observar que el problema de encendido de los tiristores mejora, especialmente al inicio de la operación del compensador. Sin embargo, al momento de conectar la carga contaminante, el problema de encendido reaparece.
En consecuencia, la corriente de compensación se distorsiona, lo cual afecta en cierta medida la corriente de línea que se observa desde la fuente.
Al igual que en la prueba anterior, el efecto de resonancia entre el compensador y filtro activo persiste, con lo cual el filtro activo debe proporcionar corrientes de cancelación de armónicas de mayor magnitud.
El resultado final es apropiado, sin embargo, conlleva los costos ya mencionados para el filtro activo paralelo.
82
Figura 6.6: Resultados obtenidos, sin filtro pasivo y neutro conectado a tierra.
Con el propósito de mejorar el encendido de los tiristores, en las siguientes simulaciones se estudian otras posibles conexiones entre el compensador y el filtro activo paralelo, esta vez considerando la existencia de un neutro capacitivo, tal como se muestra en la figura 6.7
Al anteponer al compensador tres condensadores de 25 [µF] cada uno, en conexión estrella, se provee al compensador de un neutro capacitivo. Sin embargo, al igual que en el caso anterior, al conectarse la carga contaminante los tiristores
Corrientes de carga: ILa ILb ILc
Corrientes del compensador: ICa ICb ICc
Corrientes del filtro activo: IFa IFb IFc
Corrientes de línea: ISa ISb ISc
0 0.05 0.1 0.15 0.2 Time [S]
Corriente de línea ISa y Voltaje de la fuente Va/20
83
tienden a apagarse. Los resultados obtenidos son de alta similitud con los que muestra la figura 6.6.
Figura 6.7: Esquema de simulación de compensador en configuración estrella, filtro activo y neutro capacitivo.
Debido al argumento precedente, las dos siguientes pruebas incluyen la existencia de una inductancia en serie, tal como la configuración original del filtro pasivo, pero el objetivo es minimizar su valor de modo que produzca la menor distorsión posible.
Los resultados obtenidos para inductores en serie de 5 [mH] se muestran en figura 6.8.
Lo que se desprende de la figura 6.8 es que el desempeño general del conjunto compensador-filtro activo empeora ya que las distorsiones en las corrientes son tan significativas que exceden la capacidad del filtro activo de cancelarlas tal como se muestra en el último gráfico de dicha figura.
Fuente
Compensador en estrella
Neutro Capacitivo
Carga Lineal
Carga no Lineal
Filtro Activo
84
En efecto, las corrientes que entrega el filtro alcanzan máximos superiores a los 2 amperes, lo cual resulta insuficiente para cancelar los armónicos de carga y el compensador.
Figura 6.8: Resultados obtenidos, Inductores de 5 [mH] y neutro capacitivo.
Finalmente, respecto del desempeño del compensador, si bien este consigue dejar la corriente en fase con el voltaje, la introducción de componentes armónicas hacia el sistema es demasiado alta.
En la próxima simulación de la figura 6.9 se muestran los resultados obtenidos con inductores en serie de 15 [mH].
Los gráficos de la figura 6.9 muestran que el desempeño del conjunto mejora considerablemente respecto de la prueba anterior, pese a que las corrientes de
Corrientes de carga: ILa ILb ILc
Corrientes del compensador: ICa ICb ICc
Corrientes del filtro activo: IFa IFb IFc
Corrientes de línea: ISa ISb ISc
0 0.05 0.1 0.15 0.2 Time [S]
85
compensación introducen armónicos al sistema, estos son posibles de compensar con el filtro activo. Este equipo entrega corrientes acotadas inferiores a 1 ampere, nivel de magnitud que permite hacer la comparación respecto de los casos sin filtro activo, y el modelo del sistema implementado en la práctica.
Al respecto, si se consideran los gráficos de corriente del filtro (IFa, IFb e IFc), para las figuras 6.4, 6.5, 6.6 y 6.9, el resultado obtenido para la inductancia de 15 [mH] es similar al caso en que el conjunto compensador-filtro activo opera sin filtro pasivo (con y sin neutro conectado a tierra). Sin embargo en estos tres casos, donde la corriente alcanza un valor cercano a 1 ampere, el filtro activo se encuentra más exigido respecto al caso implementado (inductores de 25 [mH]) que registra valores en torno a los 0.5 amperes.
Figura 6.9: Resultados obtenidos, Inductores de 15 [mH] y neutro capacitivo.
Corrientes de carga: ILa ILb ILc
Corrientes del compensador: ICa ICb ICc
Corrientes del filtro activo: IFa IFb IFc
Corrientes de línea: ISa ISb ISc
0 0.05 0.1 0.15 0.2 Time [S]
86
Además, es posible comparar los resultados obtenidos para los tres distintos valores de inductancias (5 [mH], 15 [mH] y 25 [mH]) , de acuerdo con los gráficos de ICa, ICb e ICc de las figuras 6.4, 6.8 y 6.9.
A partir de ellos, en el caso de los aportes entregados por el compensador es posible comprobar que la magnitud de las componentes armónicas contenidas en la corriente de compensación aumentan su magnitud conforme el valor de la inductancia serie del filtro pasivo decrece, obteniéndose mejores resultados con un valor de 25 [mH] que corresponde al parámetro implementado en el prototipo de compensador binario tiristorizado.
Conforme al análisis presentado precedentemente y empleando el apoyo de los resultados obtenido con simulaciones, es posible afirmar que si bien el filtro pasivo corresponde a un elemento indeseable dentro de la interconexión del compensador en configuración estrella con el filtro activo, el perjuicio que realiza al desempeño del conjunto se ve equiparado por la estabilidad que otorga al momento de encender los tiristores y evitar resonancias dentro del sistema eléctrico.
Finalmente, conforme con los análisis de los resultados de simulaciones, es posible concluir que la conexión delta del compensador binario tiristorizado es la óptima para el conjunto compensador-filtro activo paralelo.
87
6.2 Resultados experimentales para cargas trifásicas contaminantes.
Previo a la exposición de los resultados experimentales es necesario mencionar que el prototipo de compensador binario tiristorizado empleado corresponde a una configuración estrella, ya que los resultados con conexión delta no pudieron ser obtenidos debido a lo expresado en la sección 1.3.
Los resultados experimentales expuestos en esta sección se encuentran separados en dos temas de interés. El primero de ellos corresponde a la verificación práctica de la problemática observada con el filtro pasivo de tensión y el segundo tema se refiere a la compensación de carga contaminante propiamente tal.
En ambos casos, los resultados experimentales fueron obtenidos a partir de la operación conjunta del compensador binario tiristorizado y el filtro activo paralelo, ambos prototipos de 2 [KVA], cuyas características constructivas fueron descritas en los capítulos 3 y 5 respectivamente.
Por su parte, el voltaje de alimentación se conecta al sistema conformado por el compensador, filtro activo y carga a través de un autotransformador. De este modo es posible regular el voltaje aumentándolo en forma progresiva. En condiciones normales de operación, la tensión de alimentación se fijó en 110 volts fase-fase. El voltaje máximo de trabajo quedó fijado en consideración al diseño del filtro activo de potencia, lo que afectó al rendimiento del compensador que en un principio fue diseñado para 380 volts fase-fase.
6.2.1 Configuración del filtro pasivo en base a resultados experimentales.
Abordando el primer tema correspondiente a la problemática del filtro pasivo de tensión, se llevaron a cabo diversas pruebas para distintas alternativas de interconexión entre el compensador y el filtro activo paralelo. Al igual que en el caso de los resultados de simulaciones se lleva a cabo un análisis en base a las corrientes involucradas en el sistema.
88
Las tres siguientes pruebas se realizaron utilizando una carga lineal correspondiente al motor de inducción, cuyos parámetros se presentaron en la tabla 4.3 del capítulo 4 y tres resistencias de 44 [Ω] en serie.
Es necesario aclarar que al eliminar la inductancia serie del filtro pasivo, al compensador le era imposible comenzar a operar, ya que los tiristores no lograban encenderse. Por su parte el sistema de control del filtro activo entraba en una zona de inestabilidad produciendo fuertes variaciones en el voltaje del condensador que almacena energía. Este fenómeno podría eventualmente haber dañado los elementos semiconductores del equipo por lo cual se descontinuó la prueba.
La figura 6.10 muestra los resultados obtenidos operando el sistema compensador-filtro activo, reemplazando el filtro pasivo por tres inductores en serie de 0.1 [mH]. Al no existir capacitores el neutro es flotante.
En el caso de la prueba presentada es necesario aclarar que, si bien el filtro activo presentaba oscilaciones al momento de entrar en operación, éstas eran mucho menores que cuando no habían inductancias conectadas. Finalmente el sistema de control lograba estabilizarse y operar correctamente.
En el gráfico es posible observar que los tiristores del compensador no logran encenderse, lo cual permite suponer la necesidad de crear un neutro capacitivo que permita un retorno para las corrientes de disparo que se aplican en las compuertas de los tiristores.
Figura 6.10: Resultados experimentales, carga lineal, Rs=44 [Ω]. Corriente de línea (Is, 1 [A/div]), Corriente compensada (Ip, 1 [A/div]) y Corriente de compensación (Ic,
1 [A/div]). Esquema de conexión sin filtro pasivo, sólo con inductor serie de 0.1 [mH] y neutro flotante. Escala de tiempo 5 [ms/div].
Is
Ip
Ic
89
Además observando con detalle las corrientes de línea y compensada (en este caso prácticamente idéntica a la corriente de carga ya que el compensador está inactivo) es posible notar el fenómeno de resonancia entre los equipos compensador y filtro activo que había aparecido en los resultados de simulaciones. En este caso la resonancia corresponde con una componente de alta frecuencia pero baja amplitud.
En la siguiente prueba, a los inductores en serie, se les conectó un grupo de tres condensadores de 8 [µF] en configuración estrella, retornando de esta forma al esquema original del filtro pasivo. Las curvas obtenidas se muestran en la figura 6.11.
Figura 6.11: Resultados experimentales, carga lineal, Rs=44 [Ω].Corriente de línea (Is, 1 [A/div]), Corriente compensada (Ip, 1 [A/div]) y Corriente de compensación (Ic, 1 [A/div]). Esquema de conexión con filtro pasivo, con inductor serie de 0.1 [mH] y
capacitor de 8 [µF]. Escala de tiempo 5 [ms/div].
Es posible apreciar que si bien los tiristores no se encienden durante el ciclo completo, duran un mayor tiempo encendidos respecto de caso anterior. Adicionalmente el fenómeno de resonancia persiste pero su amplitud se incrementa.
La figura 6.12 muestra los resultados experimentales conseguidos con capacitores de 20 [µF] en el filtro pasivo.
Is
Ip
Ic
90
Figura 6.12: Resultados experimentales, carga lineal, Rs=44 [Ω].Corriente de línea (Is, 1 [A/div]), Corriente compensada (Ip, 1 [A/div]) y Corriente de compensación (Ic, 1 [A/div]). Esquema de conexión con filtro pasivo, con inductor serie de 0.1 [mH] y
capacitor de 20 [µF]. Escala de tiempo 5 [ms/div].
De acuerdo a las curvas obtenidas se desprende que, si bien los tiristores progresan en lo que al encendido se refiere, la amplitud de la componente resonante continúa aumentando, por ello se hizo necesario aumentar el valor de las inductancias del filtro pasivo reemplazándo las existentes por los inductores de 25 [mH] que formaban parte inicialmente del filtro pasivo.
El análisis de resultados experimentales presentado precedentemente permite validar las conclusiones finales obtenidas del análisis en base simulaciones presentado en la sección anterior. Esto es, que la existencia del filtro pasivo en medio de la interconexión del compensador con el filtro activo es necesaria pese al perjuicio del desempeño del compensador binario tiristorizado.
6.2.2 Sistema compensador en configuración estrella y filtro activo paralelo.
Las siguientes figuras forman parte de la segunda temática de esta sección ya que presentan los resultados experimentales obtenidos, a partir de la operación del conjunto compensador y filtro activo, en la compensación de una carga contaminante.
Is
Ip
Ic
91
Al igual que para las pruebas experimentales presentada en el capítulo 4, la carga lineal utilizada corresponde a un motor de inducción cuyas características fueron presentadas en la tabla 4.3.
Para poder apreciar las corrientes reactivas de carga, la operación de este motor se llevó a cabo con el rotor bloqueado. Además, en la entrada del motor se encuentran conectadas tres resistencias en serie de 44 [Ω], cada una las cuales otorgan a la carga de un consumo de potencia activa.
La carga no lineal en tanto, es representada por un puente de diodos de onda completa que alimenta una carga resistiva variable en serie con un inductor, cuyos valores corresponden a aproximadamente 100 [Ω] y 0.375 [mH] respectivamente. En la entrada del puente de diodos se encuentran inductancias de 0.1 [mH].
El esquema de interconexión se muestra en la figura 6.13.
0.375 mH
Motor deInducción
0.1 mH
44Compensador BinarioTiristorizado
FiltroActivo
44
FiltroPasivo
100
44
Voltaje deAlimentación
Puente de Diodos
Figura 6.13: Esquema de conexión de compensador-filtro activo y carga contaminante.
Las figuras 6.14 a 6.17 muestran los resultados experimentales obtenidos.
Ω
Ω
Ω
Ω
92
En la figura 6.14 es posible visualizar las cuatro corrientes involucradas en el sistema, esto es, la corriente de línea (Is), la corriente entregada por el filtro activo paralelo (If), la corriente de compensación entregada por el compensador binario tiristorizado (Ic) y la corriente de carga (IL).
Figura 6.14: Resultados experimentales, con carga contaminante. Corriente de línea (Is, 2.5 [A/div]), Corriente del filtro(If, 2.5 [A/div]), Corriente de compensación (Ic, 1
[A/div]) y Corriente de carga (IL, 2.5 [A/div]). Escala de tiempo 5 [ms/div].
Observando la corriente de carga es posible visualizar el punto donde se conecta el puente de diodos, ya que la corriente se torna fuertemente distorsionada. Lo mismo ocurre con la corriente de compensación ya que las componentes armónicas de la tensión en los bornes del compensador se traspasa a la corriente que entregan los condensadores.
Sin embargo, el resultado final para la corriente de línea es adecuado ya que esta mantiene su forma de onda sinusoidal a través del tiempo. Este hecho permite comprobar de manera experimental que el sistema compensador balanceador puede realizar la cancelación de componentes armónicas presentes en las corrientes de carga.
IS
If
IC
IL Conexión de carga contaminante
93
Para evaluar los efectos de corrección de factor de potencia se presenta a continuación las figuras 6.15 y 6.16, que muestran respectivamente el desfase inicial entre el voltaje de alimentación y la corriente de carga y el desfase final una vez que se ha llevado a cabo la compensación.
Figura 6.15: Resultados experimentales, carga contaminante. Voltaje de alimentación (Vs, 150 [V/div]) y Corriente de carga (IL, 2.5 [A/div]). Escala de tiempo 5 [ms/div].
Figura 6.16: Resultados experimentales, carga contaminante. Voltaje de alimentación (Vs, 150 [V/div]) y Corriente de línea (Is, 2.5 [A/div]). Escala de tiempo 5 [ms/div].
Como es posible observar, pese a que el desfase inicial era significativo, el resultado final es una corriente de línea completamente en fase con su voltaje respectivo.
Respecto del sistema de control del compensador, en la figura 6.17 se muestra como, una vez que se ha conectado la carga contaminante, el segundo condensador del compensador se conecta aumentando así al máximo su capacidad de compensación debido a los nuevos requerimientos de carga.
Es factible señalar que este cambio ocurre pasado el segundo ciclo desde la conexión de la carga contaminante lo cual ratifica la buena respuesta dinámica del sistema compensador-filtro activo. Adicionalmente, es interesante notar que la
VS
IL ϕ
VS
IS
94
magnitud de la corriente entregada por el filtro activo disminuye cuando el control del compensador conecta su máxima capacidad, lo que ratifica la efectividad de la topología en la distribución de la compensación de cargas contaminantes.
Figura 6.17: Resultados experimentales, carga contaminante. Corriente de cada condensador del compensador (Ic15uF e Ic30uF, 1 [A/div]). Escala de tiempo 5 [ms/div].
Luego del estudio de los resultados de simulación y experimentales presentados en este capítulo, es posible afirmar que el sistema interconectado del compensador binario tiristorizado y el filtro activo paralelo es capaz de compensar cargas trifásicas contaminantes, pese a los inconvenientes generados por la existencia del filtro pasivo de tensión.
Ic15uF
Ic30uF
95
VII CONCLUSIONES Y DESARROLLOS FUTUROS.
A modo de conclusión, es posible señalar que el trabajo de memoria presentado cumple con los objetivos generales planteados inicialmente los cuales tienen relación con la compensación de cargas lineales y la compensación de cargas contaminantes respectivamente.
Es importante aclarar que la evaluación del cumplimiento de los objetivos del trabajo de memoria no puede realizarse sin la consideración de las observaciones expresadas en la sección 1.3 del capítulo 1.
De este modo, al respecto del tema de compensación de cargas lineales es posible concluir que:
• Se ha llevado a cabo un estudio teórico y bibliográfico respecto de la compensación de cargas lineales el cual comprueba el correcto funcionamiento del compensador binario tiristorizado propuesto y entrega como resultado los instantes de conmutación precisos para los tiristores de las ramas de condensadores de modo que la corriente entregada hacia el sistema eléctrico sea sinusoidal, sin presencia de corrientes de “inrush” ni armónicas.
• Se ha construido un prototipo de compensador binario tiristorizado de baja potencia (2 [KVA]), en configuración estrella, dimensionado para trabajar con 380 volts fase-fase y conformado por dos bits. La construcción incluye un filtro pasivo de tensión y la implementación, en un microprocesador PIC17c756, de un sistema de control en base a la medición de las corrientes en cuadratura de la carga y las respectivas tarjetas de tomas de muestras de voltaje y corriente.
• Se consiguió la validación del correcto funcionamiento del compensador por medio de simulaciones y curvas experimentales obtenidas de la operación del prototipo. Es importante notar la efectividad del sistema de control mencionado, su estabilidad y su excelente respuesta dinámica.
96
De acuerdo a lo anterior es posible afirmar que se cumplieron los objetivos específicos ya que el diseño del compensador binario tiristorizado:
• No genera componentes armónicas.
• Es más sencillo y menos costoso comparado con otras topologías que usan compensadores de reactivos electrónicos.
• Puede compensar potencia reactiva ciclo por ciclo.
• No requiere interruptores de conmutación forzada.
• Evita problemas de “inrush” durante la conexión y/o desconexión de sus condensadores.
Respecto del tema de compensación de cargas contaminantes se tiene a modo de conclusión que:
• Se ha realizado un estudio teórico de la compensación de cargas contaminantes que indica que un filtro activo paralelo puede resolver el problema, sin embargo su capacidad es limitada, ya que los elementos semiconductores empleados (IGBT´s) no soportan altas tensiones y son muy costosos.
• Sobre la base de los conceptos teóricos involucrados, se ha estudiado la interconexión entre el compensador binario tiristorizado y el filtro activo paralelo, considerando el equipo compensador en configuración delta como estrella. La operación conjunta de ambos equipos tiene muchas ventajas, pero hay que tomar ciertas precauciones en el caso de la conexión en estrella, especialmente en lo referido a la existencia del filtro pasivo de tensión.
• Respecto de la interconexión entre el compensador binario tiristorizado en configuración delta y el filtro activo paralelo, se validó su funcionamiento y logro de los objetivos a través de resultados de simulaciones.
97
• En lo concerniente a la interconexión entre el compensador binario tiristorizado en configuración estrella y el filtro activo paralelo, se obtuvieron resultados experimentales de la interconexión propuesta usando prototipos de 2 [KVA] cada uno.
• Además, se llevó a cabo un análisis en base a simulaciones y resultados experimentales respecto de las posibles configuraciones para la interconexión entre el compensador en configuración estrella y el filtro activo (con y sin filtro pasivo). Conforme a los resultados obtenidos, es posible afirmar que si bien el filtro pasivo corresponde a un elemento indeseable dentro de la interconexión, el perjuicio que realiza al desempeño del conjunto se ve equiparado por la estabilidad que otorga al momento de encender los tiristores y evitar resonancias dentro del sistema eléctrico.
• De los resultados experimentales y simulaciones, se aprecia que la respuesta dinámica del conjunto es bastante buena ya que tanto el compensador como el filtro activo paralelo cumplen sus objetivos en unos pocos ciclos.
En general, se validó que el sistema compensador-filtro activo logra los propósitos de compensar la carga en lo que se refiere al factor de potencia y la cancelación de armónicos, estando el compensador en configuración delta como estrella. Sin embargo, el desempeño del sistema interconectado cuando el compensador binario tiristorizado posee una configuración delta es notablemente superior ya que:
• Se elimina el filtro pasivo y los inconvenientes asociados a él.
• Los tiristores no presentan problemas de encendido.
• Se evita la existencia de un neutro.
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• Las condiciones de operación son óptimas para el compensador, ya que las tensiones de alimentación son senoidales y por ende las corrientes de compensación.
Además, la interconexión de este filtro activo con el compensador binario tiristorizado en conexión delta se encuentra justificada ya que:
• La compensación de carga se hace con mucha mayor precisión (el filtro activo paralelo permite compensar las diferencias del bit menos significativo del compensador y la capacidad de compensación es lineal).
• Dado que el compensador binario corrige el factor de potencia en forma gruesa, el trabajo del filtro activo se reduce a la entrega de componentes armónicas y de un pequeño monto de potencia reactiva fundamental.
• El sistema de control de cada equipo es independiente y tienen una excelente respuesta dinámica, con lo cual el conjunto es capaz de compensar prácticamente en forma instantánea las variaciones existentes en la carga.
• Desde el punto de vista constructivo, el hecho que la operación del compensador sea de mayor potencia ofrece múltiples ventajas en cuanto a robustez y costo, ya que se emplean tiristores y diodos, que no solo son más económicos que las válvulas de conmutación forzada, sino que además son confiables para su uso con voltajes del orden de los kilo-volts y corrientes de alto amperaje.
• El diseño del compensador ofrece mucha facilidad para poder ampliar la capacidad de compensación puesto que solo es necesario agregar una o más ramas de condensadores, de mayor valor a los existentes, los cuales pasan a constituirse como bits más significativos.
Dentro de los desarrollos futuros se puede mencionar la construcción de un prototipo de compensador binario tiristorizado, con mayor capacidad y mayor número de bits, en conexión delta, en el cual se estudie la posibilidad de omitir el filtro pasivo de tensión puesto que la corriente de encendido de los tiristores tendría un camino natural de retorno.
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Esta configuración favorecería también la retención en el interior de la delta de las componentes de terceras armónicas que pudieran perjudicar el sistema eléctrico.
También se sugiere el estudio del sistema interconectado entre el compensador y el filtro activo paralelo para sistemas de alta potencia. De acuerdo a lo planteado en esta memoria, el filtro activo de media o baja potencia podría conectarse a la red de alta tensión a través de un transformador. De este modo es necesario realizar la investigación de las interacciones que se producen entre estos tres elementos (compensador, filtro activo y transformador).
Podría ser interesante el estudio de nuevas formas de control del equipo, aunque los resultados del sistema de control implementado son altamente satisfactorios.
Además, antes de ser implementado en forma práctica sobre un consumo industrial, se debe realizar una investigación teórica y bibliográfica del dimensionamiento del compensador y filtro activo conforme a las características particulares de cada carga de modo de evitar resonancias en el sistema.
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104
A N E X O S
105
ANEXO A : IMPLEMENTACIÓN DEL SISTEMA DE CONTROL DEL COMPENSADOR BINARIO TIRISTORIZADO A TRAVÉS DE
UN MICROPROCESADOR PIC17C756 (PROGRAMA EN LENGUAJE “ASSEMBLER”)
list P=PIC17C756A #include "p17c756a.inc" TEMP_WREG EQU 0X1A TEMP_ALUSTA EQU 0X1B TEMP_BSR EQU 0X1C TEMP_PCLATH EQU 0X1D Ca EQU 0X030 Cb EQU 0X031 Cc EQU 0X032 INTX EQU 0x036 INTX_TEMP EQU 0x1E INTVOLT EQU 0x038 UNI EQU 0x039 DEC EQU 0x03A Ca_t EQU 0X03B Cb_t EQU 0X03C Cc_t EQU 0X03D V_H EQU 0X041 V_L EQU 0X042 IA_H EQU 0X043 IA_L EQU 0X044 IB_H EQU 0X045 IB_L EQU 0X046 IC_H EQU 0X047 IC_L EQU 0X048 IBC_H EQU 0X049 IBC_L EQU 0X04A IAC_H EQU 0X04B IAC_L EQU 0X04C CALC EQU 0X04D ACCaHI EQU 0X04E ACCaLO EQU 0X04F ACCbHI EQU 0X050 ACCbLO EQU 0X051 ACCcHI EQU 0X052 ACCcLO EQU 0X053 ACCdHI EQU 0X054 ACCdLO EQU 0X055 count EQU 0x056 TEMP_R EQU 0x057 TEMP_L EQU 0x058 TEMP_H EQU 0x059 K_L EQU 0x05A
106
K_H EQU 0x05B TEMP1_L EQU 0x05C TEMP1_H EQU 0x05D ;/////////////////////////////////////////////////////////////////////////////// PUSH MACRO movpf WREG,TEMP_WREG movpf ALUSTA,TEMP_ALUSTA movpf BSR,TEMP_BSR movpf PCLATH,TEMP_PCLATH ENDM POP MACRO movfp TEMP_PCLATH,PCLATH movfp TEMP_BSR,BSR movfp TEMP_ALUSTA,ALUSTA movfp TEMP_WREG,WREG ENDM ;/////////////////////////////////////////////////////////////////////////////// ORG 0X000 goto MAIN_PROGRAM ;------------------------------------------------------------------------------------------------ ;INT PIN INTERRUPT VECTOR ORG 0X008 goto INTPIN_ISR ;TIMER0 INTERRUPT VECTOR ORG 0X010 goto TIMER0_ISR ;------------------------------------------------------------------------------------------------ ;PROGRAMA PRINCIPAL ORG 0x60 MAIN_PROGRAM ;INICIALIZACIÓN DE REGISTROS GLOBALES ;REGISTROS DE MEMORIA movlw 0X50 ;Limpia el registro de la ALU (carriers) y se movfp WREG,ALUSTA ; setea direccionamiento indirecto (post auto increment FSR1-0). movlw 0x26 ;Define PRE-ESCALAR (1:8) y FALLING EDGE para RA0 y movfp WREG,T0STA ; clock del PIC interno (XTAL). ;REGISTRO DE INTERRUPCIONES bsf INTSTA,0 ;Habilita TMRO y RA0/INT. ;REGISTROS DE CONVERSIÓN A/D movlb 0x05 ;Selecciona BANK 5. movlw 0X60 ;Selecciona PORTF como entrada análoga, Voltajes de referencia movwf ADCON1 ; VDD/VSS, rigth justified sample register y CLOCKad=Fosc/32. clrf ADCON0,1 ;Limpia registro.
107
;CONFIGURACIÓN DE PUERTOS movlb 0x00 ;Selecciona BANK 0. movlw 0xC1 movwf PORTA ;Selecciona RA0/INT como única entrada (CLOCK VOLTAJE). clrf PORTB,1 ;Limpia PORTB (no se utiliza). movlw 0x00 movwf DDRB ;PORT B definido como salida (no se utiliza). movlb 0x01 ;Selecciona BANK 1. clrf PORTC,1 ;Limpia PORTC (no se utiliza). movlw 0x00 movwf DDRC ;PORTC definido como salida (no se utiliza). clrf PORTD,1 movlw 0x00 movwf DDRD ;Selecciona PORTD como salida (SALIDA CONTROL). clrf PORTE,1 movlw 0x00 movwf DDRE ;Selecciona PORTE como salida (CLOCKS SHIFT REGISTERS). movlb 0x05 ;Selecciona BANK 5. clrf PORTF,1 movlw 0xC8 movwf DDRF ;Selecciona AN11, AN10 y AN7 como entradas (SEÑALES ANÁLOGAS). clrf PORTG,1 movlw 0x00 movwf DDRG ;Selecciona PORTG como salida (no se utiliza). ;VARIABLES DE CONTROL movwf INTVOLT ;Limpia indicador de interrupciones externas. movwf CALC ;Limpia indicador de realización de cálculo. movlw 0x08 ;Ajusta el indicador de interrupciones internas de modo que movwf INTX ; la primera interrupción externa sea validada (INTX > 7). goto LOOP ;------------------------------------------------------------------------------------------------ ;RUTINA DE DIVISIÓN: ;Se guarda el numerador en ACCbHI,ACCbLO ;Se guarda el denominador en ACCaHI,ACCaLO ;El resultado se encuentra en ACCdHI,ACCdLO D_divS bsf ALUSTA,FS0 bsf ALUSTA,FS1 ; set no auto-incrment for fsr0 clrf count, F bsf count,4 ; set count = 16 clrf ACCcHI, F clrf ACCcLO, F clrf ACCdLO, F clrf ACCdHI, F ; Looped code
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divLoop bcf ALUSTA,C rlcf ACCbLO, F rlcf ACCbHI, F rlcf ACCcLO, F rlcf ACCcHI, F movfp ACCaHI,WREG subwf ACCcHI,W ; check if a>c btfss ALUSTA,Z goto NOTZ movfp ACCaLO,WREG subwf ACCcLO,W ; if msb equal then check lsb NOTZ btfss ALUSTA,C ; carry set if c>a goto NOSUB ; if c < a SUBCA movfp ACCaLO,WREG ; c-a into c subwf ACCcLO, F movfp ACCaHI,WREG subwfb ACCcHI, F bsf ALUSTA,C ; shift a 1 into d (result) NOSUB rlcf ACCdLO, F rlcf ACCdHI, F decfsz count, F goto divLoop return ;------------------------------------------------------------------------------------------------ CALC_K bcf ALUSTA,0 ;Quita el offset de V (V-1xFF) movlw 0xFF subwf V_L,1 movlw 0x01 subwfb V_H,1 movfp V_L,WREG ;CALCULA K=V/ALPHA (ALPHA=463/75) 463 es la lectura digital de movwf ACCbLO ; voltaje (sin offset) si Vab=380 Veff, 75 es el valor de K movfp V_H,WREG ; que logra compensación 2 bits (15 uF en delta) a ese voltaje. movwf ACCbHI movlw 0x07 movwf ACCaLO movlw 0x00 movwf ACCaHI call D_divS movfp ACCdLO,WREG movwf K_L movfp ACCdHI,WREG movwf K_H return
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CARGA_C movlw 0x00 movwf TEMP1_L movwf TEMP1_H return SATURAR movlw 0x03 ;Satura al valor digital máximo de condensadores 3 (15 uF delta) movwf ACCdLO return CALCULAR ;CALCULO DE Ic ;Ic=Ia=Ib bcf ALUSTA,0 movfp IA_L,WREG movwf IB_L movwf IC_L movfp IA_H,WREG movwf IB_H movwf IC_H call CALC_K ;CALCULO DE Ca ;Ca=(511+Ic-(Ia+Ib))/K donde 511 es el nivel de offset equivalente bcf ALUSTA,0 clrf TEMP1_L,1 clrf TEMP1_H,1 clrf TEMP_L,1 clrf TEMP_H,1 clrf TEMP_R,1 movfp IA_L,WREG addwf IB_L,0 movwf TEMP_L movfp IA_H,WREG addwfc IB_H,0 movwf TEMP_H bcf ALUSTA,0 movfp IC_L,WREG addlw 0xFF movwf TEMP1_L movlw 0x01 movwf TEMP_R movfp IC_H,WREG addwfc TEMP_R,1 movfp TEMP_R,WREG movwf TEMP1_H
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bcf ALUSTA,0 movfp TEMP_L,WREG subwf TEMP1_L,1 movfp TEMP_H,WREG subwfb TEMP1_H,1 btfss ALUSTA,0 ;Si el resultado de [4*511-(Ia+Ib+Ic)] es negativo, call CARGA_C ; entonces es necesario conectar la inductancia Lab. movfp TEMP1_L,WREG movwf ACCbLO movfp TEMP1_H,WREG movwf ACCbHI movfp K_L,WREG movwf ACCaLO movfp K_H,WREG movwf ACCaHI call D_divS movlw 0x00 cpfseq ACCdHI call SATURAR movlw 0x03 cpfslt ACCdLO call SATURAR movfp ACCdLO,WREG movwf Ca_t movwf Cb_t movwf Cc_t bsf CALC,0 goto LOOP ;------------------------------------------------------------------------------------------------ LOOP bcf CPUSTA,4 ;Habilita todas las interrupciones btfsc CALC,0 ;Si el cálculo se ha realizado, sigue en loop (CALC = 1). goto LOOP movlw 0X05 ;Si el cálculo no se ha realizado y está en proceso de muestreo btfsc INTVOLT,0 ; (INTVOLT,0 = 1) pregunta si todas las muestras se han tomado cpfsgt INTX ; (INTX > 5). De ser así procede a hacer los cálculos, sino goto LOOP ; retorna al loop goto CALCULAR ;------------------------------------------------------------------------------------------------ RETARDO ;clrwdt decfsz UNI,1 goto RETARDO movlw 0xFF movwf UNI
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decfsz DEC,1 goto RETARDO return FIN_CONV btfsc ADCON0,2 goto FIN_CONV return ;------------------------------------------------------------------------------------------------ SAMP_IA movlw 0x00 ;Se crean 3 ciclos para sincronizar con un valor entero de TMR0. movlw 0x00 movlw 0x00 movlw 0XFB movwf TMR0H movlw 0XF2 movwf TMR0L movlb 0x05 ;Selecciona BANK 5 movlw 0xB1 movwf ADCON0 ;Comienza adquisición en AN11 (Ia) PORTF,7 movlw 0x01 movwf DEC movlw 0x4F movwf UNI call RETARDO movlb 0x05 ;Selecciona BANK 5 bsf ADCON0,2 ;Habilita la conversión A/D del valor adquirido. call FIN_CONV movlb 0x05 ;Se asegura de estar en BANK 5 movfp ADRESH, WREG ;Carga valor convertido en registros apropiados (IA_H , IA_L) movwf IA_H movfp ADRESL, WREG movwf IA_L movlb 0x01 return CONECTb_M movlw 0x00 ;Se crea 1 ciclo para sincronizar con un valor entero de TMR0. movlw 0XFB movwf TMR0H movlw 0XF2 movwf TMR0L movfp Cb,WREG movlb 0x01 movwf PORTD movlw 0x00 ;Se crean 4 ciclos para sicronizar disparo (270º de Vb). movlw 0x00 movlw 0x00
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movlw 0x00 bsf PORTE,1 movlw 0x02 movwf DEC movlw 0x8E movwf UNI call RETARDO bcf PORTE,1 return SAMP_V movlw 0x00 ;Se crean 7 ciclos para sincronizar con un valor entero de TMR0. movlw 0x00 movlw 0x00 movlw 0x00 movlw 0x00 movlw 0x00 movlw 0x00 movlw 0XF7 movwf TMR0H movlw 0XE0 movwf TMR0L movlb 0x05 movlw 0x71 movwf ADCON0 ;Comienza adquisición en AN7 (Vab) PORTF,2 movlw 0x01 movwf DEC movlw 0x4F movwf UNI call RETARDO movlb 0x05 ;Selecciona BANK 5 bsf ADCON0,2 ;Habilita conversión call FIN_CONV movlb 0x05 ;Se asegura que está en BANK 5 movfp ADRESH, WREG movwf V_H movfp ADRESL, WREG movwf V_L ;Apaga el disparo de tisitores movlb 0x01 clrf PORTD,1 ;Limpia PORTD bsf PORTE,1 movlw 0x02 movwf DEC movlw 0x8E movwf UNI call RETARDO bcf PORTE,1 return
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SAMP_IB movlw 0x00 ;Se crean 5 ciclos para sincronizar con un valor entero de TMR0. movlw 0x00 movlw 0x00 movlw 0x00 movlw 0x00 movlw 0XFB movwf TMR0H movlw 0XF3 movwf TMR0L movlb 0x05 ;Selecciona BANK 5 movlw 0xA1 movwf ADCON0 ;Comienza adquisición en AN10 (Ib) PORTF,6 movlw 0x01 movwf DEC movlw 0x4F movwf UNI call RETARDO movlb 0x05 ;Selecciona BANK 5 bsf ADCON0,2 ;Habilita la conversión A/D call FIN_CONV movlb 0x05 ;Se asegura que está en BANK 5 movfp ADRESH, WREG movwf IB_H movfp ADRESL, WREG movwf IB_L movlb 0x01 return CONECTc_M movlw 0X00 ;Se crean 3 ciclos para sincronizar con un valor entero de TMR0. movlw 0X00 movlw 0X00 movlw 0XF3 movwf TMR0H movlw 0XCE movwf TMR0L movfp Cc,WREG movlb 0x01 movwf PORTD movlw 0x00 ;Se crean 4 ciclos para sicronizar disparo (270º de Vc). movlw 0x00 movlw 0x00 movlw 0x00 bsf PORTE,2 movlw 0x02 movwf DEC movlw 0x8E
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movwf UNI call RETARDO bcf PORTE,2 movlw 0x09 movwf DEC movlw 0x21 movwf UNI call RETARDO clrf PORTD,1 ;Limpia PORTD bsf PORTE,2 movlw 0x02 movwf DEC movlw 0x8E movwf UNI call RETARDO bcf PORTE,2 return SAMP_IC movlw 0x00 ;Se crean 1 ciclo para sincronizar con un valor entero de TMR0. movlw 0XFB movwf TMR0H movlw 0XF4 movwf TMR0L movlb 0x05 ;Selecciona BANK 5 movlw 0x41 movwf ADCON0 ;Comienza adquisición en AN4 (Ia) movlw 0x01 movwf DEC movlw 0x4F movwf UNI call RETARDO movlb 0x05 ;Selecciona BANK 5 bsf ADCON0,2 call FIN_CONV movlb 0x05 ;Se asegura de estar en BANK 5 movfp ADRESH, WREG movwf IAC_H movfp ADRESL, WREG movwf IAC_L movlw 0x01 ;Espera de 2 TAD antes de la siguiente Adquisición movwf DEC movlw 0x25 movwf UNI call RETARDO movlb 0x05 ;Selecciona BANK 5 movlw 0x51 ;Comienza adquisición en AN5 (Ib) movwf ADCON0 movlw 0x01
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movwf DEC movlw 0x4F movwf UNI call RETARDO movlb 0x05 ;Selecciona BANK 5 bsf ADCON0,2 ;Habilita conversión A/D call FIN_CONV movlb 0x05 ;Se asegura que se esté en BANK 5 movfp ADRESH, WREG movwf IBC_H movfp ADRESL, WREG movwf IBC_L movlb 0x01 return CONECTa_M movlw 0X00 ;Se crean 7 ciclos para sincronizar con un valor entero de TMR0. movlw 0X00 movlw 0X00 movlw 0X00 movlw 0X00 movlw 0X00 movlw 0X00 movlw 0X00 ;Setea el tiempo para la siguiente interrupción. movwf TMR0H movlw 0X01 movwf TMR0L movfp Ca,WREG ;Carga el valor de los condensadores a conectar entre "a" y "n". movlb 0x01 movwf PORTD movlw 0x00 ;Se crean 4 ciclos para sicronizar disparo (270º de Va). movlw 0x00 movlw 0x00 movlw 0x00 bsf PORTE,0 ;Se inicia el disparo, sube CLOCK SHIFT REGISTER "a,n". movlw 0x02 movwf DEC movlw 0x8E movwf UNI call RETARDO bcf PORTE,0 ;Baja CLOCK SHIFT REGISTER "a,n". movlw 0x09 movwf DEC movlw 0x21 movwf UNI call RETARDO clrf PORTD,1 ;Limpia PORTD bsf PORTE,0 ;Se finaliza el disparo, sube CLOCK SHIFT REGISTER "a,b". movlw 0x02
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movwf DEC movlw 0x8E movwf UNI call RETARDO bcf PORTE,0 ;Baja CLOCK SHIFT REGISTER "a,b". return MUESTREAR movlw 0x00 movfp INTX,INTX_TEMP ;Ejecuta los muestreos y conexiones en el orden e instantes correspondientes. dcfsnz INTX_TEMP,1 call SAMP_IA dcfsnz INTX_TEMP,1 call CONECTb_M dcfsnz INTX_TEMP,1 call SAMP_V dcfsnz INTX_TEMP,1 call SAMP_IB dcfsnz INTX_TEMP,1 call CONECTc_M dcfsnz INTX_TEMP,1 call SAMP_IC dcfsnz INTX_TEMP,1 call CONECTa_M POP retfie ;------------------------------------------------------------------------------------------------ SETEO1 movlw 0x00 ;Se crean 2 ciclos para sincronizar con un valor entero de TMR0. movlw 0x00 movlw 0XFB movwf TMR0H movlw 0XF2 movwf TMR0L return CONECTb_C movlw 0XFB movwf TMR0H movlw 0XF2 movwf TMR0L movfp Cb,WREG movlb 0x01 movwf PORTD movlw 0x00 ;Se crean 4 ciclos para sicronizar disparo (270º de Vb).
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movlw 0x00 movlw 0x00 movlw 0x00 bsf PORTE,1 movlw 0x02 movwf DEC movlw 0x8E movwf UNI call RETARDO bcf PORTE,1 return Desc_b movlw 0x00 ;Se crean 6 ciclos para sincronizar con un valor entero de TMR0. movlw 0x00 movlw 0x00 movlw 0x00 movlw 0x00 movlw 0x00 movlw 0XF7 movwf TMR0H movlw 0XE0 movwf TMR0L ;Apaga el disparo de tisitores movlb 0x01 clrf PORTD,1 ;Limpia PORTD bsf PORTE,1 movlw 0x02 movwf DEC movlw 0x8E movwf UNI call RETARDO bcf PORTE,1 return SETEO2 movlw 0x00 ;Se crean 4 ciclos para sincronizar con un valor entero de TMR0. movlw 0x00 movlw 0x00 movlw 0x00 movlw 0XFB movwf TMR0H movlw 0XF3 movwf TMR0L return CONECTc_C movlw 0X00 ;Se crean 2 ciclos para sincronizar con un valor entero de TMR0. movlw 0X00
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movlw 0XF3 movwf TMR0H movlw 0XCE movwf TMR0L movfp Cc,WREG movlb 0x01 movwf PORTD movlw 0x00 ;Se crean 4 ciclos para sicronizar disparo (270º de Vc). movlw 0x00 movlw 0x00 movlw 0x00 bsf PORTE,2 movlw 0x02 movwf DEC movlw 0x8E movwf UNI call RETARDO bcf PORTE,2 movlw 0x09 movwf DEC movlw 0x21 movwf UNI call RETARDO clrf PORTD,1 ;Limpia PORTD bsf PORTE,2 movlw 0x02 movwf DEC movlw 0x8E movwf UNI call RETARDO bcf PORTE,2 return SETEO3 movlw 0XFB movwf TMR0H movlw 0XF4 movwf TMR0L return CONECTa_C movlw 0X00 ;Se crean 6 ciclos para sincronizar con un valor entero de TMR0. movlw 0X00 movlw 0X00 movlw 0X00 movlw 0X00 movlw 0X00 movlw 0X00 ;Setea el tiempo para la siguiente interrupción.
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movwf TMR0H movlw 0X01 movwf TMR0L movfp Ca,WREG ;Carga el valor de los condensadores a conectar entre "a" y "n". movlb 0x01 movwf PORTD movlw 0x00 ;Se crean 4 ciclos para sicronizar disparo (270º de Va). movlw 0x00 movlw 0x00 movlw 0x00 bsf PORTE,0 ;Se inicia el disparo, sube CLOCK SHIFT REGISTER "a,n". movlw 0x02 movwf DEC movlw 0x8E movwf UNI call RETARDO bcf PORTE,0 ;Baja CLOCK SHIFT REGISTER "a,n". movlw 0x09 movwf DEC movlw 0x21 movwf UNI call RETARDO clrf PORTD,1 ;Limpia PORTD bsf PORTE,0 ;Se finaliza el disparo, sube CLOCK SHIFT REGISTER "a,n". movlw 0x02 movwf DEC movlw 0x8E movwf UNI call RETARDO bcf PORTE,0 ;Baja CLOCK SHIFT REGISTER "a,n". return CONECTAR movlw 0x00 movfp INTX,INTX_TEMP ;Ejecuta las conexiones en el orden e instantes correspondientes. dcfsnz INTX_TEMP,1 call SETEO1 dcfsnz INTX_TEMP,1 call CONECTb_C dcfsnz INTX_TEMP,1 call Desc_b dcfsnz INTX_TEMP,1 call SETEO2 dcfsnz INTX_TEMP,1 call CONECTc_C dcfsnz INTX_TEMP,1 call SETEO3
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dcfsnz INTX_TEMP,1 call CONECTa_C POP retfie ;------------------------------------------------------------------------------------------------ ;RUTINA DE INTERRUPCIÓN EXTERNA. INTPIN_ISR PUSH btfsc INTVOLT,0 ;Para validar la interrupción (evitar falsos flancos), movlw 0x06 ; se compara el valor de INTX con una referencia que btfss INTVOLT,0 ; indique que al menos han pasado 18[msec] desde la movlw 0x06 ; última registrada. (INTX > 7). cpfsgt INTX movfp TEMP_WREG,WREG cpfsgt INTX ;Si el flanco no es validado, se retorna al loop. retfie movlw 0x00 movwf CALC ;Limpia indicador de cálculo. movwf INTX ;Limpia indicador de interrupciones internas. incf INTVOLT,1 ;Incrementa indicador de interrupciones externas. movlw 0XFB ;Setea el valor de la próxima interrupción interna. movwf TMR0H movlw 0XF5 movwf TMR0L ;La actualización del TMR0 se hace cuando se cumplen ; 24 ciclos desde la interrupción (3 CLOCK TMR0) ;Se cargan los resultados de los cálculos realizados (Cij_t) a los registros de ; salida (Cij). movfp Ca_t,WREG movwf Ca bcf ALUSTA,0 movfp Cb_t,WREG mullw 0x04 movfp PRODL,WREG movwf Cb bcf ALUSTA,0 movfp Cc_t,WREG mullw 0x10 movfp PRODL,WREG movwf Cc bsf INTSTA,1 ;Habilita interrupciones internas. POP retfie
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;RUTINA DE INTERRUPCIÓN INTERNA TIMER0_ISR PUSH ;En este punto se han ejecutado 8 instrucciones desde la interrup. incf INTX,1 ;Incrementa el contador de interrupciones internas. btfsc INTVOLT,0 ;Si INTVOLT es par conecta, sino muestrea. goto MUESTREAR goto CONECTAR POP retfie END
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ANEXO B : FICHA TÉCNICA DEL MICROPROCESADOR PIC17C756.
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ANEXO C : FICHA TÉCNICA DEL TIRISTOR 25RIA60.
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ANEXO D : FICHA TÉCNICA DEL DIODO IR8018/16F100.
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ANEXO E : FICHA TÉCNICA SENSOR DE CORRIENTE LEM LA25NP.
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