Laboratorio Eléctrico II

IE-0408

Proyecto Final

Control Infrarrojo de un Motor DC

Angélica Calderón Mata A71228

Daniel Camilo Rojas Quirós A54918

Grupo 4

Profesor: Jaime Cascante Vindas

Fecha de Entrega: jueves 10 de junio del 2010

2

Índice de Contenidos Objetivo General ........................................................................................................... 3 Objetivos Específicos .................................................................................................... 3 Nota Teórica ................................................................................................................. 4 Lista de equipo .............................................................................................................. 9 Lista de Componentes ................................................................................................. 10 Diseño......................................................................................................................... 12 Procedimiento ............................................................................................................ 29 Bibliografía .................................................................................................................. 31 Anexos ........................................................................................................................ 32

Índice de Tablas Tabla 1. Equipo necesario para el experimento. ............................................................ 9 Tabla 2. Componentes pasivos que se utilizarán en el experimento. ........................... 10 Tabla 2 (Continuación). Componentes pasivos que se utilizarán en el experimento. ... 11 Tabla 3. Parámetros del filtro pasa banda estrecha f0=3kHz. ....................................... 20 Tabla 4. Parámetros del filtro pasa banda estrecha f0=3kHz. ....................................... 23 Tabla 5. Tabla de verdad puente H .............................................................................. 28 Tabla 6. Barrido de frecuencia para el sistema de filtros. ............................................ 29 Tabla 6 (Continuación). Barrido de frecuencia para el sistema de filtros. .................... 30

Índice de Figuras Figura 1. Aplicación típica del LM331 [3]. ...................................................................... 5 Figura 2. Diagrama de Bode típico del Filtro Pasa Banda Estrecha [4]. ........................... 5 Figura 3. Esquemático de la topología Deliyannis Modificada [5]. ................................. 6 Figura 4. Diagrama del puente H y principio de funcionamiento [6]. ............................. 7 Figura 5. Puente H implementado con transistores BJT [8]. ........................................... 7 Figura 6. Interruptor de control .................................................................................. 12 Figura 7. Convertidor de tensión a frecuencia. ............................................................ 13 Figura 8. Circuito Emisor ............................................................................................. 14 Figura 9. Receptor infrarrojo. ...................................................................................... 16 Figura 10. Topología sugerida para el filtro pasa banda estrecha [4]. .......................... 18 Figura 11. Esquemático del filtro pasa banda estrecha con f0=3kHz ........................... 19 Figura 12. Simulación de la frecuencia central para filtro f0=3kHz. .............................. 19 Figura 13. Simulación del ancho de banda para el filtro f0=3kHz. ................................. 20 Figura 14. Esquemático del filtro pasa banda estrecha con f0 = 5kHz. ......................... 22 Figura 15. Simulación de la frecuencia central para filtro f0 = 5kHz. ............................. 22 Figura 16. Simulación del ancho de banda para el filtro f0 = 5kHz. ............................... 23 Figura 17. Esquemático del circuito sumador. ............................................................. 24 Figura 18. Ámbito de enganche y seguimiento del PLL. ............................................... 25 Figura 19. Esquemático LM565. .................................................................................. 25 Figura 20. Curva para obtener R6-7 ............................................................................. 26 Figura 21. Convertidor de frecuencia a tensión ........................................................... 27 Figura 22. Conexión puente H. .................................................................................... 28

3

Objetivo General

Controlar la activación y el sentido de giro de un motor DC mediante un sistema de

comunicación infrarrojo.

Objetivos Específicos

• Diseñar y construir un transmisor infrarrojo de frecuencia variable, basado en

un oscilador controlado por voltaje.

• Diseñar e implementar un filtro pasa banda estrecho (narrow bandpass).

• Diseñar y construir un sistema de control de motor DC mediante un puente H.

4

Nota Teórica

Oscilador Controlado por Voltaje

Los osciladores controlados por tensión son circuitos capaces de generar a su salida

una forma de onda estable, periódica, y con una frecuencia que es función de la

tensión de entrada. Es frecuente encontrar estos circuitos en transmisores de FM,

analizadores de espectro, generadores de barrido, etc. La función de transferencia de

los circuitos VCO ideales es lineal [1]:

fout = a Vin + b (1)

fout es la frecuencia de salida

Vin es la tensión de entrada

Un posible diseño para un circuito oscilador controlado por voltaje, se basa en varicaps

como elementos de sintonización. Estos componentes son fundamentalmente diodos,

que cuando se les aplica un voltaje reverso exhiben las características de un capacitor,

si se cambia el voltaje, se altera la capacitancia. Se selecciona la frecuencia aplicando

un voltaje dc al varicap, para cambiar la capacitancia neta del componente, y así la

frecuencia de sintonización del circuito [2].

El alto costo de los capacitores variables de buena calidad, convierten a los VCO’s en

una opción muy atractiva. Uno de estos elementos disponibles comercialmente es el

LM331. Este es un convertidor Frecuencia – Voltaje que tiene como salida un tren de

pulsos con una frecuencia proporcional al voltaje de entrada aplicado, puede ser

alimentado con tensiones tan bajas como 4V, y su frecuencia de salida puede variar de

1 Hz a 100 kHZ. Se recomienda su uso en circuitos simples de bajo costo para la

conversión analógica – digital, modulación o demodulación lineal de frecuencia, o

conversión de frecuencia a voltaje. La figura 1 muestra una aplicación típica de este

circuito integrado [3].

5

Figura 1. Aplicación típica del LM331 [3].

Filtro Pasa Banda Estrecha (Narrow Band Pass)

Este filtro tiene el mismo principio de funcionamiento que el filtro pasabanda

convencional, amplifica solamente las señales cuya frecuencia es parte un ámbito

determinado. Su característica particular es un alto facto de calidad Q, que busca

reducir el ancho de la banda de paso, para que idealmente solo sean amplificadas

señales con una frecuencia particular (frecuencia central).

Figura 2. Diagrama de Bode típico del Filtro Pasa Banda Estrecha [4].

Para implementar este filtro de forma sencilla, con un solo amplificador operacional, la

mejor opción es la topología Deliyannis. Si se compara con las topologías Twin T, MFB y

Sallen-Key, la seleccionada involucra el proceso de diseño menos complejo [5].

6

Figura 3. Esquemático de la topología Deliyannis Modificada [5].

Los parámetros de diseño principales se pueden calcular con las siguientes ecuaciones:

(2)

(3)

La ecuación 2 para el factor de calidad, se utiliza también para la ganancia máxima del

circuito.

7

Puente H

Este circuito permite controlar la activación y la dirección de giro de un motor DC.

Utiliza cuatro transistores, solamente dos de ellos conducen corriente cuando el motor

gira, los otros dos se reservan para el giro en sentido contrario (Fig. 4). La ventaja

principal del puente H, es que representa una interfaz para controlar el motor con una

señal digital de dos bits (Fig.5).

Figura 4. Diagrama del puente H y principio de funcionamiento [6].

Figura 5. Puente H implementado con transistores BJT [8].

8

Cuando se usan transistores bipolares (BJT’s), su voltaje de saturación tiene un valor de

aproximadamente 1 V en la juntura colector-emisor cuando son activados (modo

saturación). Si la fuente de alimentación es de 10 V, se consumen 2 V solamente en los

dos transistores requeridos para controlar la dirección de un motor DC. Es decir, 20%

de la potencia de la fuente es consumida por los transistores para generar mucho

calor, por lo que se requieren disipadores de potencia [8].

Se puede implementar el puente H con MOSFET’s para mejorar la eficiencia. Estos

dispositivos tienen una resistencia entre Drenaje y Fuente (RDS) cuando son activados,

cercana a los 0.1 ohms (dependiendo del modelo). En el caso anterior, con una

corriente de 4A, la caída de voltaje en cada transistor es de 0.4V (0.8V en total), lo cual

representa una notable mejora en el rendimiento del puente [8].

Los MOSFETs trabajan mediante la aplicación de un voltaje en la Compuerta o Gate.

Existen en dos tipos: N-Channel (canal negativo) y P-Channel (canal positivo). En el

primer caso pasan a modo conducción (activado) mediante un voltaje positivo en la

Compuerta y mediante un voltaje negativo para el segundo caso.

Es importante considerar que los MOSFET’s son extremadamente sensibles a las

corrientes estáticas. Además, se debe recordar que si su Compuerta es dejada sin

conexión pueden llegar a autodestruirse. La Compuerta presenta una muy alta

impedancia (alrededor de 10 MOhm) y un simple ruido eléctrico puede activarlo [8].

9

Lista de equipo

A continuación se muestra el equipo que se utilizará durante el experimento.

Tabla 1. Equipo necesario para el experimento.

Equipo Modelo Placa Modelo Placa Modelo Placa

Osciloscopio

Multímetro

Generador

de señales

Fuente

Protoboard

10

Lista de Componentes

En las siguientes tablas se pueden consultar los componentes que serán utilizados en

el experimento, junto información relevante de cada uno.

Tabla 2. Componentes pasivos que se utilizarán en el experimento.

Experimento Componente Símbolo Cantidad Valor

teórico Valor

experimental

Transmisor

Resistencias

R1 20 kΩ

R2 10 kΩ

R3 40 kΩ

R4 10 kΩ

R5 10 kΩ

Rpu 1 kΩ

Rs 1 kΩ

RL 10 kΩ

Rt 10 kΩ

Rc 630 Ω

Rb 900 Ω

Potenciómetros Pot 10 K

Capacitores CL 42 nF

Switch

IRed 276-143

VCO LM331

Receptor

Resistencias Ro 500 Ω

Potenciómetro Po 5 kΩ

Fototransistor 276-143

11

Tabla 2 (Continuación). Componentes pasivos que se utilizarán en el experimento.

Experimento Componente Símbolo Cantidad Valor

teórico Valor

experimental

Filtro A Resistencias R1 5.3 kΩ

R2 280 Ω

R3 100.7 kΩ

R4 5.3 kΩ

Capacitores C1 10 nF

C2 10 nF

Amplificador Operacional

μA741

Filtro B Resistencias R1 3.18 kΩ

R2 167 Ω

R3 60.48 kΩ

R4 3.18 kΩ

Capacitores C1 10 nF

C2 10 nF

Amplificador Operacional

μA741

Sumador Resistencias R1 3.5 kΩ

R2 3.5 kΩ

R3 3.5 kΩ

Amplificador Operacional

μA741

PLL Resistencias R2 1 kΩ

R3 1 kΩ

Ro 16 kΩ

R6-7 10 kΩ

Capacitores Co 4.7 nF

C1 39 nF

PLL LM565

12

Diseño

Circuito transmisor

Para controlar el carro se utiliza un control de tres estados (Fig. 6).

1. Primer estado: Interruptor cerrado en avance (generando una tensión de 3 V

en Vcontrol).

2. Segundo estado: Interruptor cerrado en retroceso (tensión de 5 V en Vcontrol).

3. Tercer estado: Interruptor cerrado en freno (tensión de 0 V a la salida de cada

control).

SW-SPTT V1 15 Vcontrol

R1

20k

R2

10k

R3

40k

R4

10k

R5

10k

Figura 6. Interruptor de control

La etapa siguiente, produce un tren de pulsos con frecuencia proporcional al nivel DC

de voltaje de control. Se basa en un VCO LM331, y su salida tendrá una frecuencia

determinada para 3 V, otra para 5 V y otra para 0 V (Fig. 7).

13

Figura 7. Convertidor de tensión a frecuencia.

De la hoja del fabricante se toman las ecuaciones para el diseño de los componentes

externos del LM331.

ttL

SINOUT CRR

RVf

1

09.2= (4)

Se proponen los siguientes componentes:

PotKRS +Ω= 1

Ω= KRL 10

nFCL 42=

nFCt 10=

Ω= KRt 10

La resistencia Rs se elige como una resistencia en serie con un potenciómetro con el fin

de ajustar bien la ganancia del VCO. Se toma el potenciómetro como 1,09 kΩ

Se sustituyen valores:

ININ

OUT Vnkk

kVf 1000

)10(10

1

10

09.2

09.2== (5)

La onda de salida del LM331 tendrá frecuencia de 1000 Hz, cuando la magnitud de la

tensión de entrada es 1 V. Por lo tanto las frecuencias asociadas a cada una de las

señales de control serán:

14

KHzfVV

KHzfVV

KHzfVV

OUTIN

OUTIN

OUTIN

00

55

33

=⇒==⇒==⇒=

(6)

Entonces, para que el carro retroceda, se fija una señal DC de 5 V, que produce un tren

de pulsos de 5 KHz. Para el avance, con 5 V DC la frecuencia será 3 kHz, y para que se

detenga, con 0 V DC y una frecuencia de 0 Hz. Esta señal cambiante en el tiempo, es

transmitida utilizando un IRED y un fototransistor.

Figura 8. Circuito Emisor

En la figura 8 el símbolo de diodo representa IRed un Radio Shack 276-143. Las

resistencias Rb y Rc se diseñan para proteger el transistor y el emisor IRed.

El IRed debe ser protegido por la resistencia Rc. La corriente máxima que puede

soportar es de 25 mA y debe existir una caída de tensión de 2 V para que emita

radiación.

Tomando en cuenta que el transistor en saturación tiene una VCEsat máxima de 400

mV y limitando la corriente a 20 mA. Se tiene la siguiente ecuación de malla.

Ω=−−= 63002.0

24.015CR (7)

15

Luego, para el transistor:

βC

B

II > (8)

Para 2N2222 βmín es igual a 100:

100

20mI B >

AI B µ200> (9)

Haciendo una malla se puede despejar Rb:

B

BEBBB I

VVR

−= (10)

BB I

R7.015 −= (11)

Ahora se debe comprobar la potencia disipada:

RIP 2= (12)

Para una potencia de 0,25 W y asegurando que la resistencia tenga una tolerancia del

10%.

( ) ( )1.13.14

25.0 2

=

BB I

I

mAI B 9.15=

Entonces,

Ω== 9009.15

3.14

mRB (13)

16

Circuito Receptor

La figura 9 muestra la propuesta del circuito receptor de infrarrojo, se basa en un

fototransistor Radio Shack 276-142.

Figura 9. Receptor infrarrojo.

Para limitar la corriente por el transistor se debe diseñar R0. Cuando el transistor está

en corte la corriente que pasa por R0 es prácticamente igual a la que se va a tierra.

Entonces tenemos:

IPR

900 =+ (14)

Se limita la corriente a 20 mA (la corriente máxima del transistor es 25 mA):

45000 =+ PR

El peor de los casos es cuando el potenciómetro alcanza su valor mínimo y la

resistencia tiene un valor mínimo, es decir

45000 =+ PR

Ω== 5009.0

4500R (15)

Existen resistencias comerciales de 500 Ω, por lo cual no hay que variar ese valor.

17

La potencia será:

WP 162.0500

9500

2

=

= (16)

Las resistencias están diseñadas para disipar 0.25 W, por lo que una potencia de 0.162

W es aceptable.

Filtros

Una vez recibida la señal se filtra, con esto se busca mejorar la relación señal-ruido, y

se amplifica.

Diseño de Filtros Pasa Banda Estrecha (Narrow Band Pass).

Filtro A

Este circuito se diseña para que las señales con frecuencia de 3 kHz, sean amplificadas

con una ganancia de 10 dB, y las que poseen otras frecuencias sean atenuadas

(comportamiento ideal). Se sugiere una topología Deliyannis, con un factor de calidad

Q=10, lo cual fija la ganancia en la frecuencia de paso en 10 dB, para ser alimentado

con una fuente bipolar. El procedimiento de diseño se realiza según el Aplication

Report de Texas Instruments indicado en [4]. La topología sugerida se muestra en la

figura 10.

18

Figura 10. Topología sugerida para el filtro pasa banda estrecha [4].

Los valores de C1 y C2 se escogen:

C1= C2 =10 nF (17)

Se calculan las resistencias R1 y R4 para satisfacer la frecuencia de corte:

kknfC

RR 3,53102

1

2

1

141 =

⋅⋅===

ππ (18)

Se calculan las resistencias R3 y R2 para obtener una ganancia de 10 dB en la

frecuencia de paso:

Ω=⋅= kRR 7,10019 13 (19)

(20)

Se procurará en el circuito experimental, realizar configuraciones en serie y en paralelo

para alcanzar valores de resistencias experimentales cercanas a la frecuencia de

diseño, de modo que la frecuencia de paso experimental, sea lo más cercana posible a

3 kHz. El esquemático del circuito resultante se muestra en la figura 11.

Ω== 28019

12

RR

19

-

++3

2

6

74 OP1 uA741R3 100,7k R4 5,3k

C1

10n

C2

10n

R1 5,3k

R2

280+Vin

Vout f iltro 3kHz

V1 15

V2 15

Figura 11. Esquemático del filtro pasa banda estrecha con f0=3kHz

Se obtiene el diagrama de Bode de ganancia mediante Tina, los resultados de la

simulación se muestran en las figuras 12-13.

Figura 12. Simulación de la frecuencia central para filtro f0=3kHz.

20

Figura 13. Simulación del ancho de banda para el filtro f0=3kHz.

Los resultados de las simulaciones (Tabla 3) muestran que la frecuencia de paso es

muy similar a al valor de diseño. En todo caso se espera que en el circuito físico la

diferencia entre la frecuencia real y esperada sea mayor, debido a la tolerancia de los

componentes. Por esta razón, se debe realizar un barrido en frecuencias para medir la

correspondiente a la máxima ganancia, y sintonizar el transmisor de acuerdo a este

resultado. Se obtiene un ancho de banda de 450 Hz, que se considera muy estrecho. La

ganancia máxima es casi el doble de la esperada, pero esto es positivo, ya que mejora

la relación señal a ruido, y en el peor de los casos en el cual los amplificadores

operacionales se saturan, la señal cuadrada es aceptable para el buen funcionamiento

de la etapa del PLL posterior.

Tabla 3. Parámetros del filtro pasa banda estrecha f0=3kHz.

Ganancia Máxima

(dB)

Frecuencia de Paso f0

(Hz)

Frecuencia de Corte Baja fL

(Hz)

Frecuencia de Corte Alta fH

(Hz)

Ancho de Banda

(Hz)

Teórica 10 3000 - - -

Simulada 18 3020 2700 3150 450

21

Filtro B

La topología sugerida es la misma que en el filtro A (Fig. 10), se diseña para una

frecuencia de paso de 5 kHz.

Los valores de C1 y C2 se escogen:

C1= C2 =10 nF (21)

Se calculan las resistencias R1 y R4 para satisfacer la frecuencia de corte:

Ω=⋅⋅

=== kknfC

RR 18,35102

1

2

1

141 ππ

(22)

Se calculan las resistencias R3 y R2 para obtener una ganancia de 10 dB en la

frecuencia de paso:

Ω=⋅= kRR 48,6019 13 (23)

(24)

Se procurará en el circuito experimental, realizar configuraciones en serie y en paralelo

para alcanzar valores de resistencias experimentales cercanas a la frecuencia de

diseño, de modo que la frecuencia de paso experimental, sea lo más cercana posible a

5 kHz. El circuito resultante se muestra en la figura 14.

Ω== 16719

12

RR

22

-

++3

2

6

74 OP1 uA741R3 60,4k R4 3,18k

C1

10n

C2

10n

R1 3,18k

R2

167+Vin

Vout filtro 5kHz

V1 15

V2 15

Figura 14. Esquemático del filtro pasa banda estrecha con f0 = 5kHz.

Se obtiene el diagrama de Bode de ganancia mediante Tina, los resultados de la

simulación se muestran en las figuras 15-16.

Figura 15. Simulación de la frecuencia central para filtro f0 = 5kHz.

23

Figura 16. Simulación del ancho de banda para el filtro f0 = 5kHz.

Los resultados de las simulaciones (Tabla 4) muestran que la frecuencia de paso es

menor al valor de diseño. Igual que en el caso anterior, se espera que la frecuencia

experimental varíe respecto al valor esperado. Este error intrínseco al diseño, se

corrige midiendo la frecuencia de paso experimental mediante un barrido de ganancia,

luego el transmisor se sintoniza de acuerdo a este resultado.

Se obtiene un ancho de banda de 430 Hz, que se considera muy estrecho. La ganancia

máxima es el doble de la esperada, pero esto es positivo, ya que mejora la relación

señal a ruido, y en el peor de los casos en el cual los amplificadores operacionales se

saturan, la señal cuadrada es aceptable para el buen funcionamiento de la etapa del

PLL posterior.

Tabla 4. Parámetros del filtro pasa banda estrecha f0=3kHz.

Ganancia Máxima

(dB)

Frecuencia de Paso f0

(Hz)

Frecuencia de Corte Baja fL

(Hz)

Frecuencia de Corte Alta fH

(Hz)

Ancho de Banda

(Hz)

Teórica 10 5000 - - -

Simulada 20,1 4780 4570 5000 430

24

Las salidas de los dos filtros se suman, mediante el circuito sugerido en la figura XX.

Consiste en un sumador inversor de ganancia unitaria, basado en un amplificador

operacional 741.

-

+ +32

6

74

OP1 uA741

R1 3.5k

R2 3.5k

R3 3.5k

Vout sumador

V1 9

V2 9

+Vout filtro 3kHz

+

Vout filtro 5kHz

Figura 17. Esquemático del circuito sumador.

Conversión de Frecuencia a Voltaje

Para recuperar la información en forma de niveles de voltaje DC, es necesario convertir

la frecuencia de las señales de salida de los filtros a una señal de tensión DC. Haciendo

uso de un LM565, es posible convertir frecuencias en diferentes niveles de tensión.

Para diseñar el PLL se necesita escoger un ámbito de captura y un ámbito de

seguimiento. El ámbito de captura deberá ser tal que las frecuencias 3 KHz y 5 KHz se

encuentren contenidas en él. El ámbito de seguimiento se escoge, 500 Hz mayor la

frecuencia de captura mayor y 500 Hz menor al ámbito de captura menor. La

frecuencia central se coloca por conveniencia en 4 KHz.

25

Figura 18. Ámbito de enganche y seguimiento del PLL.

Después de ubicar ámbito de enganche y de seguimiento del PLL se pueden diseñar los

parámetros del LM565.

Figura 19. Esquemático LM565.

De la hoja de datos del fabricante se dispone de la ecuación:

ooo CR

f3.0= (25)

26

Se escogen los valores:

nFCo 7.4=

Ω= KRo 16

Para diseñar R6-7 se hace uso de la siguiente curva dada por el fabricante:

Figura 20. Curva para obtener R6-71

La frecuencia relativa es:

5.04

2 ==KHz

kHz

f

f

o

Lmín (26)

Ubicando este valor en la curva

Ω=− KR 1076 (27)

Nótese que:

75.04

3 =KHz

kHz (28)

25.14

5 =KHz

kHz (29)

Esto quiere decir que, la tensión de salida para 3 KHz es positiva y para 5 KHz es

negativa.

1 Tomada de hoja de datos del fabricante , LM565, National Semiconductor

27

Para diseñar C1 usamos:

16.3

1

kC

ff L

C

Π∆Π

=∆ (30)

16.3

413

kC

kk

ΠΠ

=

nFC 391 = (31)

Interfaz de control del motor

Para adaptar la información para el control de los motores, se conecta a la salida del

PLL dos amplificadores operacionales con salida de colector abierto (LM311). En uno

de ellos se conecta a su entrada V6-7, de esta manera, cuando el PLL tenga una salida

de tensión positiva (3 KHz) se tendrá una tensión de 5 V y en caso contrario será de 0

V. El otro se conectará a –V6-7, por lo que tendrá una salida de 5 V, en caso de que el

PLL suministre una tensión negativa entre las patillas 6 y 7 (5 KHz), y 0 V si no es así.

Con esta configuración, cuando uno de los amplificadores está encendido, el motor

avanza, cuando el otro está encendido el motor retrocede. Y cuando ambos están

apagados, el motor no gira.

Figura 21. Convertidor de frecuencia a tensión

28

Control del Motor

El motor será controlado por un puente H, cuyos estados se resumen en la Tabla 5.

Tabla 5. Tabla de verdad puente H

F1 B1 Estado

1 0 Avanza

0 1 Retrocede

0 0 Se detiene

Dada la anterior tabla de verdad y evaluando las salidas F1 y B1 de los LM311 se nota

que es suficiente conectar las terminales F1 y B1 del puente H, cada una con una de las

salidas de los LM311.

Figura 22. Conexión puente H.

Los transistores serán MOSFET de enriquecimiento de canal N, 2N6755. Los

potenciómetros se ajustan de modo tal que la corriente no sobrepase el valor

permitido para los transistores y que sea suficiente para la operación del motor.

29

Procedimiento

1. Encienda las fuentes de poder y estabilícelas en 9V. La tierra NO será común en

ambas fuentes, tome en consideración este punto a la hora de tomar señales con el

osciloscopio.

2. Ensamble el emisor infrarrojo en una protoboard. Aliméntelo con la Fuente A.

3. Ensamble el receptor infrarrojo, los filtros pasa banda estrecha, el sistema de

conversión frecuencia – voltaje, la interfaz de control y el puente H en otra

protoboard. Aliméntelos con la Fuente B, cuando el sistema funcione correctamente,

se sustituye la Fuente B por dos baterías de 9V.

4. Se realiza un barrido de frecuencias del sistema de filtros pasa banda estrecha y el

sumador, introduciendo una señal senoidal en la entrada de ambos filtros

simultáneamente y registrando la señal de salida del sumador. Identifique las dos

frecuencias donde la ganancia es máxima, y sus frecuencias de corte asociadas.

Tabla 6. Barrido de frecuencia para el sistema de filtros.

Frecuencia [Hz]

Frecuencia real [Hz]

Ganancia

[dB]

Frecuencia [Hz]

Frecuencia real [Hz]

Ganancia

[dB]

10 3100

100 3300

500 3500

1000 4000

2000 4500

2500 4700

2700 4900

2900 5000

3000 5100

30

Tabla 6 (Continuación). Barrido de frecuencia para el sistema de filtros.

Frecuencia [Hz]

Frecuencia real [Hz]

Ganancia

[dB]

Frecuencia [Hz]

Frecuencia real [Hz]

Ganancia

[dB]

5300 20000

5500 50000

6000 100000

7000

10000

15000

5. Ajuste los divisores de voltaje del interruptor de control para que las dos frecuencias

de salida del VCO, coincidan con las frecuencias de máxima ganancia identificadas en

el punto anterior. Se registra el voltaje DC de entrada al VCO asociado con cada señal

de control.

6. Se activa el sistema de transmisión infrarrojo, y se toman capturas de la salida en el

VCO y la salida del fototransistor, para las tres señales de control.

7. Se registra el voltaje de salida DC del PLL para cada una de las tres señales de

control.

8. Se conecta un amperímetro en serie con el motor, y se fijan los dos potenciómetros

del puente H en su valor máximo. Para la condición de avance, se reduce el valor del

potenciómetro correspondiente hasta obtener la velocidad deseada en el motor, con

cuidado de no exceder la corriente máxima de los MOSFET.

9. Repetir el punto anterior para la condición de retroceso, con el potenciómetro

correspondiente.

31

Bibliografía

1. Universidad Tecnológica Nacional. Trabajo Práctico de Laboratorio 4: Oscilador

Controlado por Tensión. 2004 http://www.frm.utn.edu.ar/aplicada3/

laboratorio/TPL-04%20VCO-R07.pdf Consulta: 4:00AM 10/06/2010

2. Electronic Tutorials. Voltage Controlled Oscilators. 2009.

http://www.electronics-tutorials.com/oscillators/voltage-controlled-

oscillators.htm Consulta: 4:00AM 10/06/2010

3. Fairchild Semiconductor. LM331 Datasheet. 2001

http://www.datasheetcatalog.org/datasheet/fairchild/LM331.pdf Consulta:

4:00AM 10/06/2010

4. Carter, B. Filter Design in Thirty Seconds. Texas Instruments. 2001.

http://focus.ti.com/lit/an/sloa093/sloa093.pdf Consulta: 4:00AM 10/06/2010

5. Carter, B. More Filter Design in a Budget. Texas Instruments. 2001.

http://focus.ti.com/lit/an/sloa096/sloa096.pdf Consulta: 4:00AM 10/06/2010

6. McManis, C. H-Bridges: Theory and Practice. 2006. http://www.mcmanis.com

/chuck/robotics/tutorial/h-bridge/index.html Consulta: 4:00AM 10/06/2010

7. Brown, J. Brief H-Bridge Theory of Operation. 1998.

http://www.dprg.org/tutorials/1998-04a/ Consulta: 4:00AM 10/06/2010

8. Todorobor. MOSFET H-Bridge esquema y teoría de operación.

http://www.todorobot.com.ar/documentos/hbridge-mosfet.pdf Consulta:

4:00AM 10/06/2010

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Anexos

Hojas del Fabricante

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