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DISEÑO DE UN SISTEMA BÁSICO DE CORTE DE UN ELECTROCOAGULADOR A 4MHz

LAURA GABRIELA GONZALEZ MEDINA Matricula: 99320460

Ingeniería Biomédica

ASESOR: M. EN C. DONACIANO JIMÉNEZ VAZQUEZ


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INDICE

INDICE

1. OBJETIVO 1

2. INTRUDUCCIÓN 1

2.2 RADIOFRECUENCIA EN EL CUERPO HUMANO 2

2.3 HISTORIA 4

2.4 CRISTALES 6

2.5 AMPLIFICADORES OPERACIONALES 8

2.5.1 EL AMPLIFICADOR INVERSOR 9

2.5.2 EL AMPLIFICADOR NO INVERSOR 10

2.6 TRANSFORMADOR 11

2.6.1 AUTOINDUCTANCIA 12

2.6.2 EL TRANSFORMADOR IDEAL 13

2.7 MOSFET (METAL OXIDE SEMICONDUCTOR FIELD EFFECT TRANSISTOR) 14

2.7.1 MOSFET DEL TIPO DE ENRIQUECIMIENTO 16

2.7.2 CURVAS CARACTERÍSTICAS DE CORRIENTE CONTRA VOLTAJE 17

2.7.3 REGIONES DE FUNCIONAMIENTO 18

3. DESARROLLO 19

3.1 GENERACION DE SEÑAL 19

3.2 ACOPLAMIENTO (BUFFER) 20

3.3 AMPLIFICACIÓN DE SEÑAL 20

3.4 DIVISOR DE FASE 22

3.5 POTENCIA 23

3.6 TRANSFORMADOR 23

3.7 ALIMENTACIÓN 24

4. RESULTADOS 25

4.1 DIAGRAMA DE CIRCUITO FINAL 25

5. CONCLUSIONES 29

6. BIBLIOGRAFÍA 30

APÉNDICE


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INDICE


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1

1. OBJETIVO

Diseñar el sistema básico de corte un electrocoagulador de 4 MHz con operacionales y MOSFETS de potencia.

2. INTRODUCCIÓN

2.1 Electrocoagulador

Un electrocoagulador es un dispositivo que genera una señal de radio frecuencia con alta corriente causando fulguración y desecación con la finalidad de realizar corte y coagulación en tejido respectivamente.

Las etapas básicas de un sistema de corte son:

1. Generación de señal

2. Acoplamiento

3. Amplificación e Inversión

4. Amplificación de potencia


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2

2.2 Radio Frecuencia en el cuerpo humano

El cuerpo humano es generador y conductor de electricidad, pero es un conductor eléctrico heterogéneo, donde la masa muscular es mejor conductora que la piel y ésta mejor que el tejido graso.

La resistencia a la corriente eléctrica, impedancia, depende del contenido de agua, siendo muy alta en tejidos callosos,, moderada en tejidos adiposos y muy baja en tejidos vascularizados.

I=V/R

En el organismo, la corriente alterna a bajas frecuencias hace que los iones titulares sean empujados hacia delante y atrás, debido a la reversión rápida del flujo de corriente. Se presentara despolarización, pero rápidamente será contrarrestado, debido a la reversión de la corriente y el paciente experimentará actividad neuromuscular tetánica.

Los efectos en el tejido son:

Fulguración (del latín: fulgur, que significa relámpago) que ocurre cuando se usan arcos eléctricos generados por ondas moduladas de alto voltaje, limitándose la corriente a las capas más superficiales. Para que se produzca este efecto se requiere de chispa y que el electrodo activo no haga contacto con el tejido

Coagulación (del latín coagulum, que significa coágulo o cuajo ) produce desnaturalización de las proteínas. El tejido coagulado parece “cocinado” más que chamuscado, de ahí que algunas veces sea referido como coagulación “blanca”. Las temperaturas mínimas que producen desnaturalización de las proteínas están por encima de 45oC, pero los experimentos han demostrado que se requieren temperaturas entre 55 - 80 oC para formar coágulos cuando se usa electrocirugía. El tiempo que dura el calentamiento es también importante en la producción de coagulación, de esta forma, el daño del tejido depende linealmente del tiempo de exposición y exponencialmente de la temperatura. La coagulación blanda (de baja tensión), donde se evitan las descargas individuales entre el electrodo y el tejido humano, disminuye la probabilidad de sobrecalentamiento tisular y permite que los electrodos siempre estén limpios, libres de adherencias. Al calentarse el tejido, el agua sale lentamente de las células produciéndose este fenómeno. Frecuentemente se usan las ondas no homogéneas, utilizando descargas separadas pero sucesivas; es imprescindible que el electrodo activo haga contacto con el tejido. Si se persiste en la aplicación de más corriente, se producirá adherencia del tejido a las pinzas del electrobisturí, debido a la conversión del colágeno a glucosa.


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3

La elevación de la temperatura en el tejido es proporcional al cuadrado de la densidad de corriente en él, y ésta es inversamente proporcional al cuadrado de la distancia a una superficie esférica que actúe de electrodo. Controlando de esta forma, la corriente, distancia y área del electrodo, se puede tener un efecto térmico más o menos intenso. Así, con un electrodo esférico de 3 mm de diámetro a 1 mm del tejido, la temperatura de éste se eleva entre 20 y 80 grados centígrados. En cambio, en un electrodo de retorno (placa) con un área de 100 cm2 la temperatura se eleva sólo 0.001 grados centígrados.

El principio de la RF es la corriente alterna con una frecuencia entre los 10KHz y los 900MHz. El rango de frecuencias usado en electrocirugía está entre los 200KHz y los 4200KHz (considerada la frecuencia ideal). En estas frecuencias la corriente no estimula ni músculos ni nervios los iones celulares cambian de posición en menor grado, debido a lo rápido de la reversión celular, y por tanto no habrá excitación neuromuscular. Y el calor generado se disipa en un área muy cercana a la interfase electrodo-tejido.

En medicina se utiliza la Radiofrecuencia (RF) como medio para lograr un corte de tejido y hueso (en el caso de los electrobisturíes). Su eficacia terapéutica radica en la posibilidad de lesionar el tejido por efecto del calor de forma controlada.

Esta corriente circula desde la punta de los electrodos emisores del catéter, hasta el tejido circundante, induciendo un calentamiento por fricción resultado de la agitación iónica, genera cambios en la dirección de los iones del líquido tisular, es decir que el electrodo no es una fuente directa de calor, sino que el calor se genera dentro del agua del tejido llegando a 100 ºC, el cual es el responsable de la necrosis coagulativa de las células.

Sin embargo, si la temperatura se controla por debajo de los 100° C (50-90º C), se causa muy poca carbonización con mínimo daño térmico lateral en los tejidos. La vaporización también resulta en hemostasis significante.

Si se utilizan corrientes con frecuencias mayores, el calor se transmite al tejido cercano, perdiéndose el control del efecto sobre el área tratada; en cambio al utilizar corrientes con frecuencias menores se despolarizaran las células excitables y se electrocuta al paciente.

El circuito de salida más común del generador es el electrodo activo unipolar. En esta configuración, el electrodo activo es el encargado de transportar la energía al lugar deseado, mientras que el electrodo de dispersión colecta el flujo de corriente.


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4

En esta configuración, el tejido actúa como un dieléctrico dentro de un condensador y los electrodos como sus placas. El campo eléctrico alterno en el tejido entre los electrodos, desplaza o tensiona las moléculas, primero en una dirección y luego en otra. El movimiento es acompañado por fricción debido a que la elasticidad del dieléctrico no es perfecta. Esta fricción es la que genera el calor en el tejido cerca del electrodo; sin embargo el electrodo no se calienta (este fenómeno se denomina histéresis dieléctrica). Las lesiones generadas por la RF son similares a las producidas por la electrocauterización.

El tamaño y tipo de la lesión generada depende de la forma de onda, de la potencia de salida, del factor de pico y del modo de salida. La necrosis del tejido depende de la distancia entre los electrodos, de la intensidad de la corriente de RF y de la duración de la aplicación. El control de estas variables permite generar volúmenes de ablación perfectamente definidos.

2.3 Historia

1891: d´Arsonval descubre que las corrientes alternas con frecuencias mayores a los 10KHz no producen contracción muscular pero producen calor al pasar a través del tejido vivo.

1900: Rivierte demuestra que utilizando un electrodo pequeño que incremente la densidad de corriente de radiofrecuencia se obtienen altas temperaturas en los tejidos con efectos destructivos y se comienza a utilizar este principio como coagulador y como método de cauterización de tejidos.

1908: Beer adapta el electrocoagulador de RF para la destrucción de tumores en el tracto urinario. Probablemente es el primero en realizar aplicaciones mínimamente invasivas de corrientes eléctricas de alta frecuencia.

1909: Doyen introduce el concepto de conexión biterminal en un paciente y utiliza el sistema de d´Arsonval con baja tensión y altas corrientes para la destrucción de tejido cancerígeno.

1908: DeForrest diseña el primer oscilador de tubo de vacío y obtuvo una forma de onda continua para el corte eficiente de tejidos.

1911 Clark amplió el campo de aplicación de las técnicas electroquirúrgicas y estimuló y popularizó el uso en casi todos los campos de la cirugía.


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5

1927: Chritie y Benger determinan que la disipación del calor se debe a la circulación sanguínea.

1928: Chusing y Bovie realizan el prototipo de la primera unidad de electrocirugía comercial.

1937: Huntoon utiliza una termocupla para medir la temperatura en el tejido y determina que la coagulación por corriente producida por la aplicación de pequeños electrodos genera temperaturas destructivas en un ancho de varios milímetros con un borde definido entre el tejido vivo y el tejido necrótico.

1961: Lounsberry y Col. Son los primeros en estudiar los cambios histológicos y volumétricos de la coagulación de RF en hígados vivos, encontrando que la coagulación por RF fue un método efectivo para causar la destrucción localizada de tejido con lesiones de 1cm aproximadamente, sin trombosis en los vasos sanguíneos adyacentes.

En la década de los 80 fue introducida la energía de RF en la medicina interna a través de la endoscopia usada en gastroenterología y a través de los procedimientos de ablación transcatéter para el tratamiento de arritmias cardíacas en la cardiología intervencionista.

1990: Dos grupos independientes de investigadores que son Rossi y colaboradores y McGahan y colaboradores introducen el concepto de ablación de cáncer hepático guiada por ultrasonido usando un electrodo de RF en forma de aguja. El método de hipertermia de RF intersticial usado fue similar al empleado en neurocirugía. Rossi condujo experimentos in vivo de largo y corto plazo, utilizando un electrodo con termistores en la punta para introducirlo en el hígado de un conejo de indias. McGahan insertó un electrodo en un hígado fresco tomado de un cadáver de bovino. Ambos grupos demostraron que las lesiones de RF se comportan como necrosis aséptica y con un límite claro con el tejido circundante y esto tuvo una buena correlación con las imágenes de ultrasonido.1

Actualmente es posible tratar con RF tumores en todos los tejidos. En Argentina, Galindez y colaboradores han tratado más de 200 pacientes con neoplasias localizadas en hígado, riñón, pulmón, hueso, recto, pecho, tiroides, obteniendo una eficiencia mayor al 95%.


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2.4 Cristales

En un material piezoeléctrico, al aplicar una presión mecánica sobre un eje, dará como consecuencia la creación de una carga eléctrica a lo largo de un eje ubicado en un ángulo recto respecto al de la aplicación de la presión mecánica. En algunos materiales, se encuentra que aplicando un campo eléctrico según un eje, produce una deformación mecánica según otro eje ubicado a un ángulo recto respecto al primero. Por las propiedades mecánicas, eléctricas, y químicas, el cuarzo es el material más apropiado para fabricar dispositivos con frecuencia bien controlada.

Figura 1. Elementos específicos dentro de una piedra de cuarzo

Un cristal piezoeléctrico, como lo es el cuarzo, exhibe características de resonancia electromecánica que son muy estables (con tiempo y temperatura) y altamente selectivas (tiene factores Q muy altos). Las propiedades de resonancia se caracterizan por una inductancia L grande (de hasta cientos de henryes), una capacitancia Cs en serie muy pequeña (de solo 0.0005pF), una resistencia de serie r que representa un factor Qω0L/r que puede ser de varios cientos de miles y una capacitancia en paralelo Cp (unos pocos picofarads). El condensador Cp representa la capacitancia electrostática entre las dos placas paralelas del cristal. Nótese que Cp >>Cs.

Como el factor Q es muy alto, despreciamos la resistencia r y expresamos la impedancia del cristal como

⎥⎦

⎤⎢⎣

⎡+

+=s

p sCsLsCsZ

/11/1)(

Que se puede manipular a la forma


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7

[ ]pssp

s

p CLCCCsLCs

sCsZ

/)(/1(1)( 2

)2

++

+=

En base a la figura 3 y de la ecuación anterior podemos observar que el cristal tiene dos frecuencias de resonancia

Una en serie ωs:

ss LC/1=ω

Y una en paralelo ωp:

sPS

Psp C

CCCC

L ⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛+

= /1ω

Por lo tanto, para s=jω, podemos escribir

⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛

−−

−= 22

221)(p

s

pCjjZ

ωωωω

ωω

De las ecuaciones (serie y paralelo) observamos que ωp > ωs pero como Cp>>Cs, las dos frecuencias de resonancia están muy cercanas. Expresando Z(jω)=jX(ω), la reactancia del cristal X(ω)

Tendría la forma que se muestra en la grafica. Observamos que la reactancia del cristal es inductiva sobre la muy estrecha banda de frecuencia entre ωs y ωp, para un cristal dado, esta banda de frecuencia está bien definida. Entonces podemos utilizar al cristal para sustituir al inductor del oscilador Colpitts. El circuito resultante oscilará a la frecuencia de resonancia de la inductancia L del cristal con el equivalente serie de Cs y

⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛+

+21

21

CCCC

C p


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8

Como Cs es mucho menor que otras tres capacitancias, será dominante y

SSLC ωω =≈ /10

Las características extremadamente estables de resonancia y los factores Q muy elevados de cristales de cuarzo resultan en osciladores con frecuencias muy precisas y estables. Existen cristales con frecuencias de resonancia en la banda de unos pocos kHz hasta cientos de MHz. Los coeficientes de temperatura de ω0 de 1 y 2 partes por millón (ppm) por °C son asequibles, siendo resonadores mecánicos, son circuitos de frecuencia fija.

Cp

r

Cs

L

Figura 2. a) representación esquemática de un cristal. b) circuito equivalente de un cristal. c)

Respuesta en frecuencia.

2.5 Amplificadores Operacionales

+

Figura 3.a) Amplificador operacional ideal. b) Representación esquemática


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El amplificador operacional esta diseñado para captar la diferencia entre las señales de voltaje aplicadas en sus dos terminales de entrada, multiplicar esto por un número A y hacer que el voltaje resultante aparezca en la salida.

El amplificador operacional ideal no toma ninguna corriente de entrada, es decir la corriente de señal presente en el terminal 1 y la corriente de señal en el terminal 2 son cero ambas. Se supone que la impedancia de entrada es infinita.

A la salida se supone que tenemos una fuente ideal de voltaje, el voltaje entre la salida y tierra siempre será igual a A(v1-v2) y será independiente de la corriente que pueda ser tomada hacia otra impedancia de carga. Se supone que la impedancia de salida de un op amp es cero.

Una característica importante de los op amps es que son dispositivos directamente acoplados o amplificadores dc. El hecho de que los op amps sean dispositivos directamente acoplados nos permite utilizarlos en muchas aplicaciones importantes, desafortunadamente, puede ocasionar algunos problemas prácticos serios.

Los amplificadores operacionales se pueden conectar según dos circuitos amplificadores básicos: las configuraciones inversora y no inversora. Casi todos los demás circuitos con amplificadores operacionales están basados, de alguna forma, en estas dos configuraciones básicas. Además, existen variaciones estrechamente relacionadas de estos dos circuitos, más otro circuito básico que es una combinación de los dos primeros: el amplificador diferencial.

2.5.1 El amplificador inversor

La figura 2 ilustra la primera configuración básica del amplificador operacional, el amplificador inversor. En este circuito, la entrada (+) está a tierra, y la señal se aplica a la entrada (-) a través de R1, con realimentación desde la salida a través de R2.

Figura 3. Amplificador operacional inversor


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Donde la ganancia esta dada por:

Toda la tensión de entrada debe estar en R1

1RVI i−=

Toda la corriente I que circula por R1 pasara por R2, puesto que no se derivará ninguna corriente hacia la entrada del operacional, (impedancia infinita), así pues el producto de I por R2 será igual a – V0

2RVI o−=

21 RV

RV oi −=

la ganancia es

1

2

1

0

RR

VVAv −==

2.5.2 El amplificador no inversor

La segunda configuración básica del amplificador operacional ideal es el amplificador no inversor, mostrado en la figura **. Este circuito ilustra claramente la validez de resistencia de salida igual a cero.

Figura 4. Amplificador operacional no inversor

En este circuito, la tensión Vi se aplica a la entrada (+), y una fracción de la señal de salida, Vo, se aplica a la entrada (-) a través del divisor de tensión R1 - R2. Puesto que, no fluye corriente de entrada en ningún terminal de entrada, y ya que Vd = 0, la tensión en R1 será igual a Vi.

1IRVi =


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y como

( )211

0 RRRVV i +=

tendremos que:

1

2

1

21 1RR

RRRAV +=

+=

Esta última es la ecuación característica de la ganancia para el amplificador no inversor ideal

2.6 Transformador

Un transformador es un dispositivo que se basa en el acoplamiento magnético. Los transformadores se utilizan tanto en los circuitos de comunicación como de potencia. En los primeros, el transformador se utiliza para acoplar impedancias y eliminar señales de cd de partes del sistema. En los circuitos de potencia, se recurre a los transfomadores para establecer niveles de voltaje de corriente alterna que faciliten la transmisión, la distribución y el consumo de potencia eléctrica. Se requiere un conocimiento del comportamiento del estado permanente senoidal del transformador en el análisis tanto de los sistemas de comunicación como de los de potencia.

Un transformador puede servir como un reductor o amplificador de voltaje, dependiendo la relación de vueltas entre primario y secundario. Cuando la relación es uno a uno, entonces tenemos un acoplador de impedancias.

El concepto de la inductancia puede atribuirse a Michael Faraday quien efectuó trabajo primero en esta área a principios de los años 1800. Faraday postuló que un campo magnético se compone de líneas de fuerza que rodean al conductor que conduce corriente. Estas líneas de fuerza se visualizan como bandas elásticas almacenadoras de energía que se cierran sobre sí mismas. El voltaje inducido en este mismo es proporcional al número de líneas que se colapsan dentro de o cortan en, el conductor. Esta imagen del voltaje inducido se expresa mediante lo que se denomina la ley de Faraday.

La inductancia es el parámetro que relaciona un voltaje con una corriente variable en el tiempo en el mismo circuito; de tal modo, la inductancia se conoce con más precisión como autoinductancia.


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2.6.1 AUTOINDUCTANCIA

+

-Vs

+

-Vp

IsIp

Figura 5. Representación esquemática del transformador

El número de vueltas en cada bobina corresponde a NP y NS, respectivamente. La bobina primaria se energiza por medio de una fuente de corriente variable en el tiempo que establece la corriente IP en las NP vueltas. La bobina secundaria no está energizada y se encuentra abierta. Las bobinas se devanan sobre un núcleo no magnético. El flujo que produce la corriente Ip puede dividirse en dos componentes, ФP1 y ФS1. El componente del flujo ФP1 corresponde al que produce Ip y que enlaza únicamente las NP vueltas. El componente Ф21 es el flujo que produce Ip y que enlaza las NP vueltas y las NS vueltas. El primer digito en el subíndice del flujo indica la bobina y el segundo se refiere a la corriente de bobina.

El flujo total que enlaza a la bobina primaria es ФP, la suma de ФP1 y ФS1

ФP=ФP1 + ФS1

El flujo Ф1 y sus componentes ФP1 + ФS1 se relacionan con la corriente de bobina Ip como sigue:

ФP=P1NPIP

ФP1=PP1NPIP

Фs1=Ps1NPIP

Donde PP es la permanencia del espacio ocupado por el flujo ФP, PP1 es la permanencia del espacio ocupado por el flujo ФP1 y Ps1 es la permanencia por el flujo total ФP y las permanencias de los espacios ocupados por sus componentes ФP1 + ФS1:

PP = PP1 Y PS1


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Se usa la ley de Faraday para reducir las expresiones relativas a Vp y Vs

( ) ( )dtdiL

dtdiPN

dtdiPPN

dtdN

dtNd

dtdV P

PP

PP

SPPSPPPPP

P ==+=+=== 12

112

11)(

φφφλ

y

( )dtdiPNNINP

dtdN

dtNd

dtd

V PSPsppSS

SSSS 11

1 )(====

φλ

El coeficiente de diP/dt en la ecuación V1 es la autoinductancia de la bobina primaria. El coeficiente diP/dt en la ecuación VS es la inductancia mutua entre las bobinas primaria y secundaria. De tal modo

MSP = NSNPPP1

El subíndice en M especifica una inductancia que relaciona el voltaje inducido en la bobina secundaria con la corriente en la bobina primaria.

2.6.2 EL TRANSFORMADOR IDEAL

Un transformador ideal consta de dos bobinas acopladas magnéticamente que tienen N1 y N2 vueltas, respectivamente, y que exhiben estas tres propiedades:

1. El coeficiente de acoplamiento es la unidad (k=1)

2. La autoinductancia de cada bobina es infinita (L1 = L2 =∞)

3. Las pérdidas de la bobina, debido a la resistencia parásita, son despreciables.

Es posible describir el comportamiento en las terminales de un transformador ideal en términos de dos características. Primero, la magnitud de volts por vuelta es la misma en cada bobina, o

s

p

s

p

VV

NN

=


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Segundo, la magnitud de amperes-vueltas es la misma en cada bobina

IPNP = ISNS

Y la potencia del primario es igual a la potencia del secundario.

Pp=Ps

P=IV

sspp VIVI =

Las bobinas devanadas en un núcleo ferromagnético se comportan de manera muy similar a la de un transformador ideal. Esto es debido a que el material ferromagnético crea un espacio con alta permanencia. Por ello, la mayor parte del flujo magnético queda atrapado dentro del material del núcleo, estableciendo un rígido acoplamiento magnético entre bobinas que comparten el mismo núcleo. La alta permanencia significa también alta inductancia, ya que L = N2P. Finalmente, las bobinas acopladas ferromagnéticamente transfieren eficientemente la potencia de una bobina a la otra. Resultan comunes eficiencias mayores que 95%. Por lo que ignorar las pérdidas no es una aproximación débil en muchas aplicaciones.

2.7 MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)

Figura 6. Transistores MOSFET


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El voltaje entre dos terminales de un FET controla la circulación de corriente en el tercer terminal. De modo correspondiente el FET puede utilizarse como amplificador y como interruptor.

El transistor de efecto de campo deriva su nombre de la esencia de su operación física. Específicamente el mecanismo de control de corriente está basado en un campo eléctrico establecido por el voltaje aplicado a la terminal de control. La corriente es conducida por solo un tipo de portador (electrones o huecos), dependiendo del topo de FER (cabal n o canal p), que da el FET otro nombre: transistor unipolar.

Aun cuando el concepto básico del FET se conoce desde la década de 1930, el dispositivo se hizo una realidad práctica sólo hasta la década de 1960, una clase particular de FET, el transistor de efecto de campo de semiconductor de oxido metálico (MOSFET) se ha hecho muy popular. En comparación con los BJT, los transistores MOSFET pueden ser muy pequeños (es decir, ocupan una pequeña área de silicio del chip o IC) y su proceso de manufactura es relativamente sencillo. Además de las funciones de lógica digital y memoria se pueden ejecutar con circuitos que utilizan sólo MOSFET (esto es, no se necesitan resistores ni diodos). Por estas razones los circuitos integrados a muy grande escala (VLSI) se hacen en la actualidad con tecnología MOS se ha aplicado en gran medida en el diseño de circuitos analógicos integrados y en circuitos integrados que combinan tanto analógicos como digitales.

• Compuerta, simbolizado con G; que se conecta a la placa metálica.

• Fuente (Source) y drenaje (Drain), ambos simétricos, que se internan en el sustrato gracias a las zonas sobresaturadas (semimetal).

• Sustrato (Body), generalmente conectado eléctricamente con la fuente

Figura 7. MOSFET de canal n de enriquecimiento. Modelo estático de Schichman-Hodges. El modelo estático del transistor MOSFET se denomina modelo de Schichman-Hodges. El circuito equivalente se compone de un interruptor abierto y una fuente de intensidad cuyo valor ID depende de la región de funcionamiento del transistor.


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2.7.1 MOSFET del tipo de enriquecimiento

El MOSFET de enriquecimiento es el transistor de efecto de campo más ampliamente utilizado. El transistor está fabricado en un sustrato tipo p, que es una oblea de un solo cristal de silicio que proporciona apoyo físico para el dispositivo (y para todo el circuito en el caso de un circuito integrado). Dos regiones tipo n fuertemente contaminadas indicadas en la figura 5 como N (n+) fuente y N (n+) dren se crean en el sustrato. Una delgada capa (0.02 a 0.1 µm) de dióxido de silicio (Sio2), que es un excelente aislador eléctrico, crecen en la superficie del sustrato, cubriendo el área entre las regiones de la fuente y el den. Se deposita metal en la parte superior de la capa de óxido para formar el electrodo de compuerta del dispositivo. También se hacen contactos metálicos para la región de la fuente, la región del dren y el sustrato también conocido como cuerpo. De esta forma aparecen cuatro terminales: el terminal de la compuerta (g), el terminal de la fuente (S), el terminal del dren (D) y e termina del sustrato o cuerpo (B).

Cuerpo (B)

Figura 8. Estructura física del transistor NMOS del tipo de enriquecimiento.

En este punto debe quedar claro que el nombre de dispositivo (FET semiconductor de óxido metálico) se deriva de su estructura física. El nombre se ha generalizado y también se utiliza para los FET que no usan metal para el electrodo de la compuerta. La mayor parte de los MOSFET modernos se fabrican utilizando un proceso conocido como tecnología de compuerta de silicio, en el cual cierto tipo de silicio, llamado polisilicio, se usa para formar el electrodo de la compuerta.


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B (cuerpo)

Figura 9. Transistor NMOS con VGS>VTH y con un pequeño VDF aplicado. El dispositivo actúa como conductancia cuyo valor está determinado por VGS. Específicamente, la conductancia del canal es proporcional a VGS-VTH, y por tanto id es proporcional a (VGS-VTH) VDS.

2.7.2 Curvas características de corriente contra voltaje

En la figura 7 se ilustra un MOSFET de canal n del tipo de enriquecimiento, con voltajes VGS y VDS aplicados e indicadas las direcciones normales de circulación de corriente. Este circuito conceptual se puede emplear para medir las curvas características iD-V, que son una familia de curvas, cada una medida a un VGS constante. Del estudio de la operación física de la sección previa. Esperamos que cada una de las curvas tenga la forma que se muestra en la figura. Este es de hecho el caso, como es evidente se muestra que un conjunto de típico de curvas características iD-VDS. Es esencial de una completa comprensión de las curvas características terminales de un MOSFET para quien pretenda diseñar circuitos con MOS.

Las curvas características indican que hay 3 regiones distintas de operación: La región de corte, la región de tríodo (lineal) y la región de saturación. Esta última se utiliza si el FET debe operar como amplificador. Para operación con interruptor se utilizan las regiones de corte y del tríodo. El dispositivo esta en corte cuando VGS < VTH.

Figura 10. a) Característica VDS - ID del transistor NMOS de enriquecimiento. b) Característica VGS - ID del

transistor NMOS de enriquecimiento

Canal n inducido


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2.7.3 Regiones de funcionamiento

Para el transistor NMOS de enriquecimiento las regiones de funcionamiento son:

1. Región de corte

Condición VGS < VTH

Intensidad ID=0

2. Región lineal

Condiciones: VGS<VTH

VGD<VTHVGS<VTH+VDS

Intensidad: ID=K(VGS-VTH-VDS/2)VDS

Donde K es una constante que depende del material y de las dimensiones del transistor

oxe CLWK ′= µ

µe es la movilidad de los electrones, que depende del material y de la temperatura

W, L son la anchura y longitud del canal. Factores geométricos que dependen del diseño del transistor

C’ox es la capacidad por unidad de superficie del condensador que forman el metal de la puerta con el canal. Depende fuertemente del espesor del óxido de puerta.

3. Región de saturación

Condiciones VGS < VTH

VGD<VTHVGS<VTH+VDS

Intensidad: ( )2THGSD VVKI −=


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3. DESARROLLO

3.1 Generación de señal

En la búsqueda de circuitos osciladores se encontraron distintas configuraciones, Colpitts, Harley, etc. Estos presentaban la desventaja de requerir un inductor y complicaba la realización de un circuito estable, los inductores son difíciles de conseguir en el mercado. Sin embargo en la búsqueda de información se encontró el circuito oscilador de la figura 9, este se destaca por su sencillez, alta confiabilidad y amplio rango de tensiones de alimentación. Su campo de aplicación es muy variado. Entrega a la salida una forma de onda senoidal y es extremadamente estable y la amplitud depende del voltaje de alimentación. Lo mas común es ±15 volts, además se iba a trabajar con operacionales y estos operan con este voltaje de alimentación.

Salida

22k

4.000MHZ

BC558B

A

10nF

100pF

15V

100k

1k

1k

Figura 11. Generación de señal


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3.2 Acoplamiento (Buffer)

Para conectar etapas es necesario hacer el acoplamiento de impedancias, porque la señal se distorsionaba en frecuencia ó disminuía la amplitud de la señal cuando se conectaba la siguiente etapa. Hacer el acoplamiento con amplificadores operacionales es lo más práctico por accesibilidad a los componentes, costo y no requiere mas componentes.

El operacional utilizado tiene entrada MOSFET (baja corriente) y salida CMOS (alta impedancia). El hecho de que tenga entrada MOSFET, fue determinante para la elección de este ya que nos garantiza que la corriente de entrada es cero a diferencia de operacionales fabricados en base a transistores de unión bipolar.

Entrada Salida

-15V

15V

+

Figura 12. Amplificador operacional como Buffer

En el acoplamiento no hay cambio en la señal, el operacional CA3140 tiene una ganancia unitaria a esta frecuencia.

3.3 Amplificación de señal

El circuito de la figura 11 muestra la configuración de amplificador que se utilizó, para poder obtener distintos niveles de voltaje.

Para variar la amplitud de la salida fue necesario colocar un potenciómetro del mismo valor que la resistencia de carga, así la salida va desde el 50% de la ganancia hasta el 100%.


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B

A

+

LF357

Rp1

RF1

15V

-15V

RS1

Figura 13. Amplificador inversor

Donde A es la entrada y B la salida

Como se mencionó anteriormente la ganancia que se obtiene de esta configuración esta dada por:

1

1

S

Fv R

RA −=

Los valores que se calcularon para esta etapa fueron RF1=3.3k y RS1=10k . La ganancia calculada fue de 3.03

+ LF357/NS

15V

-15V

RF

RS

B

A

Figura 14. Amplificador no inversor Donde A es la entrada y B la salida

Como en esta etapa el voltaje era mayor, la configuración inversora resulto inestable. Por lo tanto se probó con la configuración no inversora y fue más estable. Pero este operacional no nos proporciona una ganancia mayor a 5.

S

Fv R

RA += 1


_________________________________________________________________________

22

Los valores que se eligieron fueron 22k y 68k, para RS y RF respectivamente. 4Por lo tanto la ganancia calculada fue de 4.09

3.4 Divisor de Fase

La etapa de potencia requiere tener tanto la señal normal como invertida, una forma de invertir la señal es con amplificador operacional, pero este no proporciona un desfasamiento de 180° sino menor.

Por lo tanto se utilizó un divisor de fase, el desfasamiento es de 180°, este circuito tiene ganancia cero en colector como en emisor, la única condición a cumplir es que RC y RE sean iguales y la señal de entrada no debe ser mayor a 5 volts. El transistor es el mismo que se usó en la etapa de generación de señal, como se había comprobado opera en 4.0 MHz de frecuencia.

Señal desfasada

Señal sin desfase

Entrada

1k

1k

BC558B

Figura 15. Divisor de fase

Donde A es la entrada, B y C son las salidas


_________________________________________________________________________

23

3.5 Potencia

Señal invertida

Señal no invertida

+-+-

CICLO POSITIVO

CICLO NEGATIVO

+Vct

110V

1a10

IRF640S

IRF640S

RL

C

B

Figura 16. Amplificador tipo AB (Circuito en contrafase)

Durante el primer ciclo de operación el transistor Q1 conduce y el transistor Q2 está en corte. La corriente I1 a través del transformador produce el primer medio ciclo de señal hacia la carga. Durante el segundo medio ciclo de la señal de entrada, Q2 conduce, en tanto que Q1 permanece en corte, y la corriente I2 a través del transformador produce el segundo medio ciclo hacia la carga. La señal total desarrollada a través de la carga varía en todo el ciclo de la señal de operación.

Se utilizaron MOSFET de canal n de enriquecimiento, IRF-640, que opera con las condiciones de voltaje, más de 100 volts y corriente de 18 Amperes, para cubrir las necesidades de corriente se colocó otro en paralelo, así la corriente demandada se dividió entre el número de MOSFETS colocados.

3.6 Transformador

Se diseño el transformador con la finalidad de cumplir las siguientes condiciones:

1. Vueltas en el primario, Np=10 y vueltas en el secundario, Ns=100 para tener una ganancia de 10.

2. Potencia del primario, PP = 200 Watts y Potencia del secundario, PS=200 Watts.

El voltaje en el primario fue de 100 volts, la corriente demandada fue de 2 Ampers.

3. Operar en la frecuencia especificada en el objetivo, 4.00 MHz.


_________________________________________________________________________

24

Se realizó un barrido en frecuencia para ver la respuesta del transformador, cuando la señal sobrepasaba los 3.00 MHz, la respuesta del transformador se hacia nula. El transformador que se fabricó no funcionó bajo las condiciones de frecuencia especificada.

Como la definición de electrocoagulador incluye frecuencias de menor valor, una opción fue utilizar una frecuencia menor, los valores comerciales de cristales son de 3.59 MHz y 2.00 MHz. Se eligió el de 2.00 MHz, y no hubo problema con las etapas anteriores porque también operan a esta frecuencia.

3.7 Alimentación

La alimentación la podemos dividir en dos partes

1. Para alimentar operacionales y transistores utilizamos una fuente de ±15 Volts. La demanda de corriente es muy poca (1 A).

2. Para alimentar el transformador necesitamos una fuente de 110 Volts, debido a la demanda de corriente se tomo directo de la línea, se rectifico la señal y se filtro.


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25

4. RESULTADOS

4.1 Diagrama de Circuito Final

CICLO NEGATIVO

CICLO POSITIVO

+-

+-

+CA3140

-15V

15V

RL

1a10

+Vct

110V

G

R1268k

R1333k

+ LF357/NS

15V

-15V

BC558B

15V

10pF

10pF

+ LF357/NS

15V

-15V

R91k

R81k

R6270k

R7100k

R1068k

R1133k

B

C

D

E

F

R11k

R21k

22k

15V

C1100pFC210nF

BC558B

4.000MHZR5

100k

R4100

RF10k

RS3.3k

R31M

+

LF357

Rp100k 50%15V

-15VA

G

B

C

D

E

F

A

Figura 17. Circuito final


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26

En el diagrama del circuito final podemos observar marcadores, estos indican las distintas etapas.

A: En esta parte tenemos la generación de la señal, la caracteristicas son:

Amplitud: 1.5 Volts

Frecuencia: 4.00 Mhz.

0.000us 0.250us 0.500us 0.750us 1.000us 1.250us

1.500 V

0.500 V

-0.500 V

-1.500 V

Figura 18. Señal en la etapa A

B: Se amplificó la señal y acoplo, la ganancia real se acercó mucho a la calculada, la frecuencia no tuvo modificación:

Amplitud: 4.3 Volts

Frecuencia: 4.00 Mhz

0.000us 0.250us 0.500us 0.750us 1.000us 1.250us

5.000 V

3.000 V

1.000 V

-1.000 V

-3.000 V

-5.000 V

Figura 19. Señal pre-amplificada

C y D: Tenemos el divisor de señal en C la señal ya desfasada y en D sigue siendo la misma, el desfasamiento entre ambas señales es de 180°.


_________________________________________________________________________

27

Amplitud: 4.3 Volts


Desfasamiento: 180º

0.000m s 1.000m s 2.000m s 3.000m s 4.000m s 5.000m s

7.500m V

2.500m V

-2.500m V

-7.500m V

Figura 20. Señal desfasada y no desfasada

E y F: Según Debido a que la polarización de nuestro diseño es de 15 volts, entonces no podemos esperar tener una señal mas grande. Sin embargo esto no quiere decir que sea poco tener una amplitud pico-pico de 12 volts, en la señal invertida y no invertida:

Amplitud: 13 Volts


0.000ms 1.000ms 2.000m s 3.000ms 4.000m s 5.000ms

7.500mV

2.500mV

-2.500m V

-7.500m V

Figura 21. Señal antes de la potencia


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28

G: la señal entra en el amplificador de tipo AB, que lleva el transformador con relación de 1 a 10, la señal debió tener un máximo de 1.1kV, con frecuencia de 2 MHz, esta última tuvo que ser cambiada, para lograrlo sólo se cambió el cristal por uno de 2 MHz.

La resistencia RL simula el paciente, el valor frecuentemente utilizado es de 500 ohms.

Figura 22. Circuito final en Protoboard

Figura 23. Transformador, relacion de vueltas 1:10.


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29

5. CONCLUSIONES

Este tipo de equipo medico se puede ver desde varios puntos de vista:

• Siempre uno de los objetivos principales para el Ing. Biomédico es encontrar el beneficio del paciente, con este diseño podemos desarrollar un sistema confiable y economico.

• Este proyecto deja la posibilidad de engrandecerlo para futuros diseños, por ejemplo anexándole un microprocesador podemos llegar a obtener equipos que puedan competir con los ya existentes en el mercado.

• En investigación ayudara a realizar estudios en los efectos de corte y coagulación con distintas frecuencias, porque opera desde 1MHz hasta 2MHz. Así ayudaría a hacer evaluaciones del uso de mayor frecuencia en corte y coagulación.

Algunos componentes en el transcurso de este proyecto fueron cambiados ya que bajo las condiciones de frecuencia no operaban correctamente. Por ejemplo cambiaban la frecuencia, la hacían menor o la señal se distorsionaba, aparecía una triangular..


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30

6. BIBLIOGRAFÍA

Circuitos eléctricos

Sexta edición

Autor: James W. Nilsson, Susan A.

Editorial: Pearson Educación, México 2001.

Cap. 6 (inductancia mutua) y 5 (Amp op)

Circuitos Microelectrónicos

Cuarta Edición

Autor: Adel S. Sedra

Editorial: Oxford

Capitulos: 2 Amplificadores operacionales; 5 transistores de efecto de campo FET

Apuntes del curso de Electrónica V

Prof. Jiménez Vázquez Donaciano

Trimestre 04-O

http://www.ritamedicalarg.com.ar/pr.htm

http://www.creatronica.com.ar/osciladores_transistores.htm

http://huarpe.com/electronica/osc/oscilador-xtal.html

http://www.unicrom.com/Tut_transformador.asp


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