TRANSFORMADOR RECTIFICADOR FILTRO REGULADOR CARGA

Fuente de alimentación con regulador conmutado

Diagrama en bloques

Fuente no regulada ni estabilizada

Fuente regulada y estabilizada

FICHA DE ALIMENTACIÓN

INDICADOR DE ENCENDIDO

INDICADOR DE NIVEL DE TENSION DE SALIDA

FUSIBLE

Eficiencia

• El regulador lineal es de baja eficiencia pues toda la corriente de la carga lo atraviesa pero con una gran caída de tensión, por lo que se desperdicia mucha energía que se transforma en calor

• El regulador conmutado construído con elementos reactivos como capacitores, inductores y llaves conmutadoras de dos estados no genera pérdida de energía por disipación de calor

Eficiencia en regulador lineal

E

S

SE

SS

E

C

VV

IVIV

PP

===..η

CIRCUITO DE

CONTROL

Ƞ disminuye con la caída de tensión entre entrada y salida

η

ηmax

VE

VS

1==E

C

PPη

CIRCUITO DE

CONTROL

Ƞ = 100 % por no contener elementos disipativos

Eficiencia en regulador conmutado

Ejemplos de reguladores conmutados en la placa madre de una PC

Sector fuentes de alimentación auxiliares de la placa madre de una PC

Fuente de alimentación principal de una PC de 400W

Fuentes de alimentación conmutada de baja potencia

Principio de funcionamiento del regulador conmutado

LtVII L

INICIALL∆

+=

( )L

ΔtVVII 1SEMINMAX

−+=

Determinación de la tensión de salida VS

LΔtVII 2S

MAXMIN −=

Llave 1 cerrada – llave 2 abierta

Llave 2 cerrada – llave 1 abierta

Asumimos que C es lo suficientemente grande como para mantener la tensión desalida constante durante Δt1 y Δt2 (VS = estable se logrará por realimentación)

Se estudiará el modo continuo, o sea, la corriente en el inductor no se interrumpe entodo el ciclo operativo

IL , IS

ILMAX

ILMIN

IS

Δt1 Δt2 tΔt1 Δt2

MODO CONTINUO

IL

( ) 1SE2S ΔtVVΔtV −=

Combinando ambas expresiones se obtiene:

( ) 1E21S ΔtVΔtΔtV =+

21

1ES ΔtΔt

ΔtVV+

=

DVV ES =

Llamando D al ciclo de trabajo de las llaves 1 y 2 se obtiene:

D puede ajustarse entre 0 y 1 por lo que la tensión de salida siempre será menor a la de entrada

Considerando:

ftT

tΔtΔt

ΔtD ONON

21

1 ==+

=

Se llega a:

2III MINMAX

S+

=

( )( )SMAX

S

IIVD-1

2f1L

−=

Reflexionar acerca del valor adecuado de L y su relación con la selección de los elementos de conmutación.

t

ILMAX

Δt1 Δt1 Δt2Δt2 Δt1 Δt2

T

ILMIN

IS

NOTAR QUE IS PUEDE TOMAR CUALQUIER VALOR SIEMPRE QUE ILMIN>0

Corriente en la cargaCorriente en la inductancia

t

ILMAX

Δt1 Δt1 Δt2Δt2

IL

Δt1 Δt2

T

ILMIN=0

IL=IS

La corriente de salida IS está relacionada con la tensión de salida VS y la resistencia decarga R por la ley de ohm: RVI SS =

( )( )SMAX

S

IIVD-1

2f1L

−=Partiendo de la ecuación que da el valor de la inductancia

Siendo para este caso resultaSMAX I2I =( )

S

S

IVD-1

2f1L =

Reemplazando con se tiene el valor crítico de la inductancia (mínimovalor de L) que permite continuar operando en modo continuo con una carga mínimarepresentada por RMAX:

( )2f

RD-1L MAXC =

O se tiene el valor crítico de la resistencia de carga que permite calcular la carga mínimaque asegurará el funcionamiento en modo continuo para un valor dado de L:

( )D-1L2fRC = Con lo que debe ser para MCCRR <

Al diseñar => para MCCLL >

LÍMITE DEL MODO CONTINUO

MINSSMAX IVR =

IS MIN

t

ILMAX

Δt1 Δt1 Δt2Δt2

IL

Δt1 Δt2

T

0

Un regulador operando en modo continuo puede pasar al modo discontinuo al reducirse lacarga, o lo que es lo mismo, reducirse la corriente de salida

El comportamiento del regulador a lazo cerrado puede volverse inestable si se permite elpaso entre modos

IS < IMAX/2

MODO DISCONTINUO

Se debe diseñar el regulador considerando la carga mínima que tendrá a fin de evitar queentre en el modo discontinuo. Se puede implementar dicha carga como un circuito dedrenaje útil como podría ser un LED y/u otro circuito que drene corriente del regulador.

El valor de la inductancia se calculará entonces para la condición de carga mínima y para elvalor mínimo que se espera se dispondrá de la tensión de entrada VE ,o sea para DMAX

Rizado de la tensión de salida

D=0,5 ∆VO =ILMAX − ILMIN

8Cf=

100mA8.1µF. 50KHz

= 250mV

∆VO

Rizado de la tensión de salida

D=0,25 ∆VO =ILMAX − ILMIN

8Cf=

75,5mA8.1µF. 50KHz

= 188,8mV

∆VO

Investigar este tema revisando notas de aplicación publicadas por los fabricantes de controladores de reguladores conmutados

Rizado de la tensión de salidaCálculo de ∆VO

𝑖𝑖𝐶𝐶

t

t

𝑣𝑣𝐶𝐶

- tON2

tON2

- tON2

tON2

𝐼𝐼𝐿𝐿 𝑀𝑀𝑀𝑀𝑀𝑀 − 𝐼𝐼𝑆𝑆

𝐼𝐼𝐿𝐿 𝑀𝑀𝐼𝐼𝐼𝐼 − 𝐼𝐼𝑆𝑆

∆𝑣𝑣𝐶𝐶 𝑂𝑂𝐼𝐼=1𝐶𝐶

0

𝑡𝑡𝑂𝑂𝑂𝑂2 𝐼𝐼𝐿𝐿 𝑀𝑀𝑀𝑀𝑀𝑀 − 𝐼𝐼𝑆𝑆

𝑡𝑡𝑂𝑂𝑂𝑂2

dt

𝑖𝑖𝐶𝐶 =𝐼𝐼𝐿𝐿 𝑀𝑀𝑀𝑀𝑀𝑀 − 𝐼𝐼𝑆𝑆

𝑡𝑡𝑂𝑂𝐼𝐼2

t

∆𝑣𝑣𝐶𝐶 𝑂𝑂𝐼𝐼

∆𝑣𝑣𝐶𝐶 𝑂𝑂𝐼𝐼= [1𝐶𝐶𝐼𝐼𝐿𝐿 𝑀𝑀𝑀𝑀𝑀𝑀 − 𝐼𝐼𝑆𝑆

𝑡𝑡𝑂𝑂𝐼𝐼t2 ]0

𝑡𝑡𝑂𝑂𝑂𝑂2

∆𝑣𝑣𝐶𝐶 𝑂𝑂𝐼𝐼=𝐼𝐼𝐿𝐿 𝑀𝑀𝑀𝑀𝑀𝑀 − 𝐼𝐼𝑆𝑆

4𝐶𝐶 𝑡𝑡𝑂𝑂𝐼𝐼

En forma similar se calcula ∆𝑣𝑣𝐶𝐶 𝑂𝑂𝑂𝑂𝑂𝑂 :

∆𝑣𝑣𝐶𝐶 𝑂𝑂𝑂𝑂𝑂𝑂=𝐼𝐼𝑆𝑆 − 𝐼𝐼𝐿𝐿 𝑀𝑀𝐼𝐼𝐼𝐼

4𝐶𝐶 𝑡𝑡𝑂𝑂𝑂𝑂𝑂𝑂

Resultando: ∆𝑉𝑉𝑂𝑂 = ∆𝑣𝑣𝐶𝐶 𝑂𝑂𝐼𝐼 + ∆𝑣𝑣𝐶𝐶 𝑂𝑂𝑂𝑂𝑂𝑂 =𝐼𝐼𝐿𝐿 𝑀𝑀𝑀𝑀𝑀𝑀 − 𝐼𝐼𝐿𝐿 𝑀𝑀𝐼𝐼𝐼𝐼

8𝐶𝐶𝑓𝑓

Reemplazo de llaves por dispositivos de conmutación semiconductor

CIRCUITO DE

CONTROL

( ) DSATES VVVDV −−=

Circuito de control

¿Como funciona el PWM (modulador por ancho de pulso)?

CIRCUITO DE

DISPAROCOMPARADOR

OSCILADOR

REFERENCIA DE TENSIÓN

AMPLIFICADOR DE ERROR

Formas de onda de control

NOTA:La forma de onda en azul es una muestra de la tensión de salida.Tener en cuenta que la tensión de salida varía mucho mas lentamente que unperiodo del oscilador. Aquí se ha representado así para mostrar como se producela modulación por ancho de pulso, a partir de la comparación de la señal deloscilador con la señal error resultante de la mezcla entre la muestra de la tensiónde salida y la tensión de referencia.

Realización práctica con circuito integrado LM2576

Adaptador fuente USB para encendedor de automóvil

1.25VRef Reg

5.0 V/500 mA

1.0µH

Vout+100

Optional Filter

8

7

Rsc0.33

6Vin12 V

100+

R1 1.2 k3.6 k

S QR

Q2Q1

IpkOsc

CT

VCC

+– Comp.

1

2

1N58193

4

CT

470pF

470 CO+

5

L 220µH

Regulador “reductor” implementado con el circuito integrado MC34063 de Motorola

Estabilidad

Limitaciones y problemas impuestos por los componentes1. Siempre será VE ≥ VS + VSAT como ocurre en los reguladores lineales

2. Exigencia en el encendido del transistor debido a la demora en el apagado del diodo,por lo que deben usarse diodos de bajo tiempo de recuperación

3. Si se daña el transistor suele quedar en cortocircuito, con lo que VS=VE destruyendo la carga• En consecuencia debe implementarse un efectivo sistema de protección contra sobretensión• El más común y sencillo es el CROWBAR con fusible y tiristor, refinándolo para evitar que el tiristor se dispare por sobre picos a la salida o la entrada que si pueden ser tolerados por la carga.

Componentes adicionales1. Cuando el transistor se apaga y hasta que se enciende el diodo hay una

sobretensión en el inductor que puede destruir el propio transistor y/o el diodo. Esta sobretensión puede amortiguarse con una simple red RC en paralelo con el diodo, llamada SNUB. Otros circuitos más elaborados para el recorte de las sobretensiones incluyen diodos de recuperación rápida, diodos zener y redes RC.

Componentes adicionales

“SNUB” sobre el inductor

“SNUB” sobre la llave

Componentes adicionales

Componentes adicionales2. Cambios abruptos en las condiciones de carga o en la fuente de tensión de

entrada pueden crear también sobre picos de tensión destructivos para el transistor y/o el diodo. Se pueden suprimir estos transitorios con diodos zener, con dispositivos supresores de transitorios (dos diodos zener de gran corriente y tensión enfrentados en serie), con varistores (resistores dependientes de la tensión), etc.

Supresor de transitorioVaristor

Componentes adicionales3. Los reguladores conmutados generan interferencias electromagnéticas

(EMI), tanto emisiones de RF desde de los componentes (transistor, diodo, circuito impreso, etc.) como a través de los cables de conexión de entrada y salida, invadiendo el espectro radio eléctrico. Por lo que debe blindarse (encerrarse con una jaula metálica) el conjunto de componentes que produce EMI y también filtrarse las señales de RF que salen del regulador (por los cables) mediante filtros de RF.

Filtro de línea de alimentación Fuente de alimentación blindada

Regulador FLYBACK

• Se utiliza el modo flyback para obtener una tensión de salida mayor a la tensión de entrada

ES VV >

Operación FLYBACK en modo contínuo

11 2 1 2

t

ILMAX

Δt1 Δt1 Δt2Δt2

IL

Δt1 Δt2

2

t

VE

Tensión en nodo de conmutaciónVS

0

T

ILMIN

Cálculo de la tensión de salida

INICIALLL

L ItL

VI +=

CARGAE

MINIMOLMAXIMOL tL

VII +=

DESCARGASE

MAXIMOLMINIMOL tL

VVII −+=

Con la llave 1 cerrada (llave 2 abierta) el inductor se carga de energía en tCARGA :

Con la llave 2 cerrada (llave 1 abierta) el inductor descarga su energía en tDESCARGA :

DESCARGAES

CARGAE t

LVVt

LV −

=

Operando se llega a:

( ) DESCARGAESCARGAE tVVtV −=⇒

La corriente en la inductancia, a tensión aplicada constante, varía como:

t

VE

Tensión en nodo de conmutación

VS

0

Notar que el área bajo la curva durante el tiempo de carga es igual al área durante el tiempo de descarga

La ecuación anterior se expresa también como:

+=

DESCARGA

CARGAES t

tVV 1

De donde resulta evidente que siempre es:

ES VV >

tCARGA tDESCARGA

CARGAEtV

( ) DESCARGAES tVV −

Notar que es:

Tomando el desarrollo anterior:

+=

DESCARGA

CARGAES t

tVV 1

Y definiendo ciclo se servicio D como:

TtD CARGA=

DESCARGACARGA ttT +=

Resulta:

DVV E

S −=

1

Considerando:

ftT

tΔtΔt

ΔtD CARGACARGA

21

1 ==+

=

Se llega a:

2III LMINLMAX

LPROMEDIO+

=

( )( )( )LPROMEDIOLMAX

ES

IIV-VD-1

2f1L

−=

“Reflexionar acerca del valor adecuado de L y su relación con la selección de los elementos de conmutación.”

Notar que : ENTRADALPROMEDIO II =

Reemplazo de llaves por dispositivos de conmutación semiconductor

CIRCUITO DE

CONTROL

( ) DDESCARGA

CARGASATES V

ttVVV −

+−= 1

Realización práctica con circuito integrado LM2577

Operación FLYBACK en modo discontínuo

11 2 1 2

t

ILMAX

Δt1 Δt1 Δt2Δt2

IL

Δt1 Δt2

2

t

VE

Tensión en nodo de conmutaciónVS

0

T

0

DESCARGACARGA ttT +>

En el modo discontínuo el inductor se descarga completamente en cada ciclo

Regulador conmutado aislado

• Permite tensiones de salida menores o mayores que la de entrada

• Se pueden obtener varias tensiones de salida simultáneas y con diferente polaridades

Funcionamiento• El primario se carga durante el tiempo de encendido

del transistor• Luego la tensión del inductor se invierte y se auto

ajusta a:

• Cuando se carga el primario, el secundario está inactivo debido a la polaridad de conexión del diodo

• Cuando el secundario está activo el primario queda inactivo debido a que primario y secundario están en contrafase

SECPRI VNNV

2

1= ( )DIODOSALIDASEC VVV +=

t

I1

Δt1 Δt2

T

IL

0

tLVVI SATE

L1

1−

=↑ 22

2 ItL

VVI DSL +

+−=↓

CARGASATE t

LVVI1

1−

= 22

0 ItL

VVDESCARGA

DS ++

−=

DESCARGADS t

LVVI

22

+=

t

I2

Δt1 Δt2

T

IL

0

PRIMARIO SECUNDARIO

Δt1 = tCARGA Δt2 = tDESCARGA

ΔtDISC. ΔtDISC.

ΔtDISC. = 0 en el límite entre el modo continuo y discontinuo

Cálculo de la relación de espiras

Relación de espiras/inductancias bobinadas en un mismo núcleo:

2

122

21

LL

NN

=

Por conservación de la energía:

222

211 2

121 ILIL =

Combinando ambas expresiones se obtiene:

1

2

2

1

II

NN

=

Operando y combinando con las expresiones de la corrientes para ΔtDISC. = 0 se obtiene:

CARGA

DESCARGA

SATE

DS

tt

VVVVNN

−+

= 12

DD

VVVVNN

SATE

DS −−+

=1

12

Cálculo de la relación de espiras

Resultando:

• Con L pequeña se logra menor tamaño del transformador pero acosta de mayores corrientes, esto puede ser destructivo para lossemiconductores.

• Como el núcleo opera en una sola dirección de flujo magnéticopuede alcanzar la saturación rápidamente perdiendo valor de L yaumentando las corrientes, ocurriendo la destrucción de lossemiconductores

• Esto último puede mejorarse utilizando un núcleo con un corte totalo parcial.

Recomendaciones para el núcleo

Formas de onda en primario y secundarioModo discontinuo

t

-(N2/N1)VE

Tensión en nodo de unión de L2 y el diodo

≈ VS

0

= área

t

VE

Tensión en nodo de conmutación

≈ 0

(N1/N2)VS+VE

Circuito típico simplificado de un regulador flyback aislado

CONTROLADOROPTOACOPLADO

Regulador aislado para LEDsCorriente constante

220V

RECT

IFIC

ADO

RY

FILT

RO

DISPOSITIVOS DEENCLAVAMIENTO

Modo PUSH PULL

¡Explicar como funciona!

Formas de onda de control en modo push-pull

Muestra de la tensión de salida

Detalles asociados con el funcionamiento• El transformador no se utiliza para almacenar energía sino

solo para elevar o reducir la tensión de entrada• Notar que los diodos D1 y D2 además de rectificar actúan

como llave de enclavamiento para la descarga del inductor• Requiere 2 transistores de conmutación que conducen en

forma alternada• Se obtiene en flujo magnético alterno en el núcleo, logrando

mayor eficiencia del mismo al trabajar lejos de la saturación pudiendo utilizar tamaños menores que el modo FLYBACK

• Con el modo alterno se puede obtener el doble de potencia que el equivalente FLYBACK operando a la misma frecuencia

• Puede obtenerse potencias de cientos de watts• IMPORTANTE: cada transistor debe soportar el doble de la

tensión de alimentación cuando está apagado.

Formas de onda en primario y secundario

t

(N2/N1)VE

Tensión en el ánodo del diodo del secundario

t

VE

Tensión en nodo de conmutación en primario

≈ 0

2VE

T

≈ 0

Limitaciones

• Muy difícil lograr total simetría en el flujo magnético alternado llevando a crearse un remanente de flujo continuo que provoca exceso de corriente en alguno de los transistores pudiendo llevarlos a la destrucción

• CAUSA DE LA ASIMETRÍA: – Diferente tensión de saturación en cada transistor– Diferentes mitades del bobinado primario y secundario

Modo MEDIO PUENTE

¡Explicar como funciona!

½ VE

Detalles asociados con el funcionamiento

• El balanceo del núcleo se logra con dos capacitores

• La dificultad está en la excitación (disparo) del transistor superior

Modo PUENTE

¡Explicar como funciona!

Bloquea la corriente continua

Detalles asociados con el funcionamiento en modo puente

• El balanceo del núcleo se logra con un capacitor• La dificultad está en la excitación (disparo) del

transistor superior• Se obtiene más eficiencia que en el medio puente

porque el primario recibe toda la tensión de entrada y se puede obtener el doble de potencia (que en el medio puente)

Analizar una fuente de PC(A partir de su esquema eléctrico unas páginas más adelante)

Disparo de los transistores

• Se puede utiizar un transformador de pulsos o un desplazador de nivel para excitar al transistor superior del medio puente o del puente.

• Como ejemplo de circuito de excitación por desplazamiento de nivel se cita el IR2181 del fabricante International Rectifier. En la hoja siguiente puede verse su diagrama interno y una aplicación típica

• Luego, en el esquema de la fuente para PC, se podrá ver un ejemplo de excitación con transformador de pulsos

Circuito típico de aplicación

Esquema interno del IR2181

Capacitor Bootstrap

Esquema eléctrico de una fuente para PC SIMPLIFICADO

Esquema eléctrico de una fuente para PC

Amplificadores de instrumentación

Solución al problema de transmisión de señales a distancia

VMIC

V1 = VMIC V1+VR

V2+VR

R R

R R

R R

V2 = −VMIC

V1+VR − (V2+VR) = V1 − V2 = 2VMIC

INTRODUCCIÓN

Un amplificador de instrumentación es un tipo particular de amplificador diferencial que fueprovisto de buffers de entrada, eliminando la necesidad de equiparar impedancias, lo cual lohace un amplificador adecuado para mediciones y testeo de equipos. Posee comocaracterísticas adicionales tener muy bajo offset de DC, baja variación de sus parámetroscon la temperatura, bajo ruido, muy alta ganancia a lazo abierto, muy alta relación derechazo de modo común, y muy altas impedancias de entrada. Los amplificadores deinstrumentación son utilizados en aplicaciones en las que se requiere gran precisión yestabilidad a corto y largo plazo.

DIAGRAMA ESQUEMÁTICO Y PRINCIPIO DE FUNCIONAMIENTOSe puede dividir el esquemático en dos etapas. La primera formada por un buffer con ganancia y la segunda es un circuito restador.

vo

Ejercicio 1Calcular la impedancia que ve V1 para V2=0 y V3=0

Etapa 1: Buffer de entrada

Si aquí definimos que las resistencias R1 son iguales obtenemos el valor final:

Si definimos Vod = Va - Vb yVid = V1 - V2 el valor de Avd1:

Ganancia Modo Común

Se puede ver que si se aplica la mismatensión a ambos terminales de entrada, elresistor RG estará a una diferencia depotencial cero. Luego no puede circularcorriente por él, generando que no puedahaber corrientes en los resistores R1. Conlo cual la tensión de entrada se traslada alas salidas dando una ganancia de modocomún unitaria.

Ganancia de Modo Diferencial

𝐴𝐴𝑣𝑣𝑣𝑣𝑣 = 1

Va

Vb

Ganancia Modo Común

Ganancia de Modo Diferencial

𝐴𝐴𝑣𝑣𝑣𝑣𝑣 = 0

Relación de Rechazo de Modo Común

Dado que la ganancia de modo común de la primera etapa es unitaria la relación será simplemente:

Es por esta relación que se elige dar toda la ganancia a la primera etapa para maximizar la ganancia de rechazo total.

Etapa 2: Amplificador restador

Va

Vb Si R2A=R2B y R3A=R3B

( Si R2A=R2B=R2 y R3A=R3B=R3 )

Tensiones de Offset

Este amplificador está diseñado para amplificar tensiones continuas. Si se le da esta utilidad, hay que tener en cuenta las tensiones de offset que aparecerán sumadas por cada operacional. Se pueden modelar como sigue:

Sabiendo los valores de ganancia diferencial se puede obtener el efecto del offset a la salida:

Siendo que toda la ganancia se coloca en la primera etapa el offset del segundo operacional es despreciable y luego:

vo

Voff 1AVoff 2

Voff 1B

Adaptador de “no balanceado” a “balanceado”

Ejercicio 2Calcular la ganancia VO/VSCalcular la impedancia que ve VS

VO

Adaptador de “no balanceado” a “balanceado” NO INVERSOR

Ejercicio 3Calcular la ganancia VO/VINCalcular la impedancia que ve VIN(Todas la resistencias de 10KΩ)

VO

Realimentación positiva

Osciladores sinusoidales

Sistema realimentado positivamente

a

f

ve

vf

vi

++

vo

fie vvv +=

eo avv =

of fvv = afa

vvA

i

o

−==

1

1=af

Condición de oscilación:

º01 ∠Λ=af ó º3601 ∠Λ=afó

a

f

ve

vf

vi=0+

+vo

Se tendrá una señal de salida incluso con vi=0 :

Con lo que finalmente se tiene el siguiente sistema:

a

f

vo1=af Oscilación

1<af No oscilación

1>af Oscilación con amplitud creciente

La forma de las señales de salida serán:

Cuando la amplitud de la oscilación es creciente, será limitada (por recorte) debido a los límites de operación del amplificador, produciéndose distorsión de la forma de onda

1=af1<af 1>af

Para sostener la oscilación debe asegurarse que:

1≥af

º360º0 o=∠a la frecuencia de oscilación deseada y ninguna otra frecuencia

Éstas condiciones se deben mantener ante cambios de valor de los componentes por tolerancia, envejecimiento, temperatura, reemplazo, etc.

Estabilidad en frecuencia:

La estabilidad en la frecuencia se logra haciendo que el corrimiento en fase sea una función muy dependiente de la frecuencia en la zona cercana a la frecuencia de oscilación ωO , esto de logra con un Q alto.

Osi ωωω

→↑∂∂∠

Se debe lograr una gran dependencia negativa de la variación de la ganancia respecto de la amplitud de salida:

0<↑∂∂

Ova

Estabilidad en amplitud:

aaf ligeramente mayor que 1 o estabilizado alinealmentecon

Ejemplo 1:

Amplificador realimentado con circuito resonante LC :

vi

avi

a

Sean las siguientes sustituciones:

RRiR //1 =

vf =vi

vO=avi

a

3RRR OF +=

Resolviendo:

( ) ( )F

O

f

RRCj

Lj

RCj

Ljj

vv

jf+

==

1

1

//1//

//1//

ωω

ωω

ωω

( ) ( ) ( )12 /11 RRLjLCR

LajjafFF ++−

=ωω

ωω

Una condición para la oscilación es cuando la fase se anula:LC1

=ω

En consecuencia es: ( )1/1 RR

ajafF+

=ω

La otra condición para la oscilación es: ( ) 1=ωjaf

Con lo que resulta: 1/1 RRa F+=

Ejemplo 2:

Oscilador Colpitts:

Modelo del transistor

Pequeña señal Gran señal

30Vpp

Respuestas:

Saturación

Ejemplo 3:Oscilador Hartley

L1L3 1

Q1

CIFRADOR

1 00

26 bits

Oscilador por equilibrio en Puente de Wien

Ejemplo 4:

ov Para una determinada amplitud vO , la señal presente en la rama izquierda (entrada del amplificador) será de igual amplitud que la presente en la rama derecha (entrada + del amplificador). Esto solo puede ocurrir a la frecuencia de mínima atenuación del filtro pasabanda de la rama derecha siempre y cuando dicha atenuación sea igual a la atenuación producida en la rama izquierda por la relación R1/R2 .

Oscilador Puente de Wien

La oscilación se inicia por ruido térmico en los componentes o en el amplificador

fv

ovVa

f

A

( ) ( )( ) 13222 ++

==RCsCRs

sRCsvsv

sfO

f

Aplicando la condición para la oscilación:

Haciendo s=jω, se llega a:

Igualando partes reales:

( ) ( ) 1=sfsA

( ) ( )( ) 1

21RR

svsvsA

f

O +==

Se tiene que:1

131 222

1

2 =

++

+

RCsCRssRC

RR

131 222

1

2 ++−=

+ ωωω RCjCRRCj

RR

10 222 +−= ωCR =>RC

fO π21

=

Igualando partes imaginarias: ωω RCjRCjRR 31

1

2 =

+ => 31

1

2 =+RR

Como lograr estabilidad de la amplitud

Xv

Con lámpara incandescente

ii

Xv

Oscilador senoidal 1KHz, distorsión armónica 0,03%Estabilizado con FET

Característica de salida del FET

DSDd VI Pendiente

1R↔

=

0VVGS@Ω150R d =≅

Resistencia Drain-Source versus VGS

0

500

1000

1500

2000

2500

3000

3500

4000

-2,9 -2,8 -2,7 -2,6 -2,5 -2,4 -2,3 -2,2 -2,1 -2 -1,9 -1,8 -1,7 -1,6 -1,5 -1,4 -1,3 -1,2 -1,1 -1 -0,9 -0,8 -0,7 -0,6 -0,5 -0,4 -0,3 -0,2 -0,1 0V

Ω

dR

250

Respuestas

1mVpp

≅4Vpp

VGS

VO

Oscilador T PuenteadaMas estable en frecuencia que el de Wien

1

5/6

4/6

3/6

2/6

1/6

1/710K10010 30 300 3K 30K 100K1K

FRECUENCIA [Hz]

Respuesta del filtro

El sistema oscila debido a que la realimentación negativa es menor que la positivapara cualquier frecuencia excepto para la central del filtro “notch” en que ambasrealimentaciones son iguales, con lo que resulta af(s)=1 a esa frecuencia

Oscilador T Puenteada – Simulación filtro

Multiplicación analógica

2

21

4 T

EESALIDA

V

VVII

TVVV 21 ,

Multiplicador básico

Celda Gilbert básica

Niveles de señal V1 y V2 inferiores a VT

6453 CCCCSALIDA IIIII

Aplicación como doblador de frecuencia

SALIDAV

75mVcos2wt75mV

2

1cos2wtAA

V

1,5Vcos(wt)AcoswtA

4V

4mVV 21212

T

SALIDA

2

Conversor corriente diferencial a tensión en modo común

10mVA2

10mVA 1

Aplicación como doblador de frecuencia

75mVcos2wt75mVVSALIDA

coswt10mVVENTRADAS

Aplicación como modulador

LM1496 1K

1K

1K

3,9K 3,9K

51

51

51

51

6,8K

8V

12V

100n

Aplicación como modulador Modulación 1KHz al 80% (con portadora de 25KHz)

Señal de entrada

Espectro de la señal de salida

Señal de salida

Aplicación como VCA Atenuador controlado por tensión

SSM2164 Circuito equivalente

Aplicación como VCA

SSM2164 Circuito de aplicación

Control de volumen

Aplicación como VCA Filtro de variable de estado ajustable por medio de R

Aplicación como VCA Resistor controlado por tensión

SSM2164 En filtro de variable de estado, reemplazando R

Multiplicador analógico gran señal

Niveles de señal V1 y V2 superiores a VT

21321 VVKKKVOUT

Z

V

YYXXW

10

2121

Aplicación como detector de Fase

Aplicación como detector de Fase

Tomando el valor medio o promedio:

Aplicación como detector de Fase

-

Detector de Fase

Filtro de Lazo Amplificador

Oscilador controlado por Tensión (VCO)

Entrada

Salida 1

Salida 2

Copia de la frecuencia de entrada

Tensión de control del oscilador

Demodulador de FM

Aplicación como detector de Fase Lazo Enganchado en Fase

Detector de Fase

Filtro de Lazo Amplificador

Oscilador controlado por Tensión (VCO)

Entrada

Salida

Multiplica por N la

frecuencia de entrada

Aplicación como detector de Fase

Aplicación como multiplicador de frecuencia

÷ N

Lazo Enganchado en Fase

s

KA F(s)K1

AF(s)K

Φ

V

OD

D

i

O

KD [V/rad] F(s) A

1/s KO [(rad/seg)/V]

fi

fosc wosc

VO

Aplicación como detector de Fase Lazo Enganchado en Fase (en condición enganchado)

dt

dω i

i

OD

D

i

O

KAF(s)Ks

AF(s)K

ω

V

Siendo resulta también

Aplicación como detector de Fase Lazo Enganchado en Fase

Rangos de acomodamiento del sistema