TESIS...2.8.- Resultado de la conexión de ambas partes del Rectificador. 28 2.9 Diagrama eléctrico...

INSTITUTO POLITECNICO NACIONAL ESCUELA SUPERIOR DE INGENIERIA MECANICA Y ELECTRICA

UNIDAD PROFESIONAL “ADOILFO LÓPEZ MATEOS”

“DISEÑO DE UN CONTROL DE VELOCIDAD DE UN MOTOR DE INDUCCIÓN DE 220VCA”

TESIS

QUE PARA OBTENER EL TITULO DE:

INGENIERO EN CONTROL Y AUTOMATIZACIÓN

PRESENTAN:

SAMUEL CHÁVEZ IBARRA HUMBERTO JIMÉNEZ HERRERA

ASESORES:

DR. RAÚL CORTES MATEOS

ING. IGNACIO MARTÍNEZ SÁNCHEZ

MEXICO, D.F. 2009

IPN ESIME-ZACATENCO OBJETIVO

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Diseñar un control de velocidad a lazo abierto para un motor de inducción de 220VCA de 1.5Hp por medio de un modulo inversor de potencia inteligente (FSBS10CH60) de la marca Fairchild en su interfaz de potencia y un microcontrolador DSP (56F8300) de la marca Freescale en la parte de la interfaz de control.

IPN ESIME-ZACATENCO JUSTIFICACIÓN

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ii

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-XVWLILFDFLyQ��

Históricamente, los variadores de velocidad fueron desarrollados

originalmente para el control de procesos, pero el ahorro energético ha surgido como un objetivo tan importante como el primero.

La velocidad es un parámetro muy importante ya que en la mayoría de los procesos se requiere trabajar a una cierta velocidad o variarla dependiendo de su función, el costo de estos variadores es elevado debido a las compañías que los producen.

La principal razón de desarrollar el control de velocidad es aplicar los conocimientos adquiridos durante nuestra formación académica para el diseño de un control de velocidad a un motor de inducción de 220VCA de 1.5hp trifásico, usando el módulo inteligente FSBS10CH60 de la marca Fairlchild y el DSP 568300 de la marca Freescale.

Estos módulos nos ofrecen ventajas como son ahorros de energía, bajo

costo, compactos, silenciosos y bajo mantenimiento.

En la actualidad podemos variar la velocidad de los motores de inducción por frecuencia.

IPN ESIME-ZACATENCO INTRODUCCIÓN

iii

INTRODUCCIÓN.

El uso de motores de inducción en la industria ha tenido un crecimiento muy importante debido a su gran desempeño, bajo costo y poco mantenimiento comparándolos con los de CD, además que en la actualidad se ha logrado variar su velocidad, lo cual anteriormente era muy complicado. Este ha sido el detonante de su aplicación en la industria del control y la automatización.

Las nuevas tecnologías en la electrónica de potencia han logrado el desarrollo de sistemas con un alto ahorro de energía, menos ruido, menor tamaño y bajo costo. Una de estas mejoras son los inversores de potencia con IGBT´s que se presentan como una buena alternativa para el control de motores de CA.

Este avance en la tecnología también abarca en la parte de programación pudiendo mencionar a las herramientas del DSP, como es el Code Warrior, que contienen subrutinas de programación para el control de motores por medio de la modulación de ancho de pulso o por inyección de tercer armónico.

En este trabajo se presenta el diseño de un control de velocidad de un motor de inducción trifásico de 220 VCA de 1.5hp, por el método de modulación de ancho de pulso con la inyección de tercer armónico, dividido en cuatro capítulos.

En el primer capítulo se presenta una breve descripción de los motores de inducción,

tanto su principio de funcionamiento, como su constitución física, así como los distintos métodos para la variación de su velocidad.

En el capítulo dos se muestran los diferentes elementos que conforman el sistema a

diseñar, dividido en dos partes; interfaz de potencia e interfaz de control. En la primera interfaz se compone de un convertidor de potencia y el inversor de potencia FSBS10CH60 de la marca Fairchild, la cual es parte fundamental del sistema. En la segunda interfaz, se explica de manera general el funcionamiento del Microcontrolador DSP 56F8300.

En el capítulo tres se desarrolla la tarjeta de circuito impreso por medio del software

DXP 2004, siendo este una gran herramienta para la creación de tarjetas impresas, ya que provee de precisión en la impresión de las huellas donde estarán soldados los componentes, ofreciendo además una gran variedad de herramientas, siendo muy importante hoy en día. Sustentando lo anterior, muchas de las empresas o en su gran mayoría, utilizan este software como un estándar, para la creación de tarjetas.

En el cuarto capítulo se realiza un estudio económico a grandes rasgos de costo que

tiene el sistema tanto en capital humano y en los elementos que lo componen. Al final se dan las conclusiones sobre el trabajo junto con algunas recomendaciones

para futuros proyectos.

IPN ESIME-ZACATENCO ÍNDICE

��iv

Ë1',&(� INTRODUCCIÓN OBJETIVO. JUSTIFICACIÓN.

i.

ii.

iii.

&$3Ë78/2�,�0$5&2�7(Ï5,&2�

1.1.- Motor Eléctrico. 1.2.- Clasificación de los Motores Eléctricos. 1.2.1.- Motores C.D. 1.2.2.- Motores C.A. 1.2.2.1.- Motores Síncronos y Asíncronos. 1.3.- Motor de Inducción. 1.3.1.- Constitución Física. - Partes Activas. - Placa de Bornes y Conexionado. 1.3.2.- Principio de Funcionamiento. 1.4.- Control de Velocidad de Motores de Inducción. 1.4.1.- Control de Velocidad del Motor de Inducción Mediante el Cambio del

número de Polos. 1.4.2.- Control de Velocidad Mediante el Cambio en la Frecuencia de la

Línea. 1.4.3.- Control de Velocidad Mediante el Cambio en el Voltaje de Línea. 1.4.4.- Control de Velocidad Mediante el Cambio de la Resistencia del Rotor. 1.5.- Controladores de Estado Sólido para Motores de Inducción. 1.5.1.- Ajuste de Frecuencia (velocidad). 1.5.2.- Selección de Patrones de Voltaje y de Frecuencia.

1.5.3.- Protección del Motor.

1 1 1 3 3 5 5 9

11 11

14

17 18 20 23 23 23


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&$3Ë78/2�,,�',6(f2�'(/�6,67(0$�

2.1.- Diagrama a Bloques. 2.2.-Motor de Inducción para el cual se Diseño la Interfaz de Potencia. 2.3.- Interfaz de Potencia. 2.3.1.- Convertidores de Potencia. 2.3.2.- Rectificador de Potencia. 2.3.2.1.- Rectificador Monofásico de Media Onda. 2.3.2.2.- Rectificador Trifásico de Onda Completa. 2.3.2.3.- Selección del Puente Rectificador. 2.3.2.3.1.- Cálculo del Capacitor del Bus de CD del Puente

Rectificador. 2.3.3.- Inversores de Potencia. 2.3.3.1.- Modulación de Ancho de Pulso Sinusoidal. 2.3.3.2.- Modulación de Ancho de Pulso Sinusoidal por Inyección de Tercer

Armónico. 2.3.4.- Módulo Fairchild FSBS10CH60. 2.3.4.1.- Características. 2.3.4.2.- Descripción del Módulo

FSBS10CH60. 2.3.4.3.- Descripción de los Pines del Módulo FSB10CH60. 2.3.4.4.- Datos Importantes del Circuito Interno. 2.3.4.5.- Rangos Máximos Permitidos. 2.3.5.- Sistemas Auxiliares para la Interfaz. 2.3.5.1.- Protecciones de Sobretemperatura. 2.3.5.2.- Protecciones Contra Bajo Voltaje. 2.3.5.3.- Protecciones Contra Corto Circuito. 2.3.5.4.- Circuito Bootstrap. 2.3.5.5.- Interface Recomendada entre CPU I/ O Interface del Circuito. 2.4.- Interfaz de Control. 2.4.1.- Microcontrolador DSP 56F8300 2.4.1.1.- Diagrama a Bloques. 2.4.1.2.- Características de la Familia 56F83XX. 2.4.1.3.- Dispositivos del DSP Utilizados en la Etapa de Control. 2.4.1.4.- Control de Interrupciones. 2.4.1.5.- Módulo PWM. 2.4.1.6.- Convertidor Analógico a Digital. 2.4.1.7.- Cuádruple Temporizador de Propósito General. 2.4.1.8.- Interfaz de Comunicación. 2.4.1.9.- Pines de Entrada y Salida de Propósito General. 2.4.1.10.- Puerto de Carga y Depuración de Programas.

24 24 25 25 26 26 27 29 30

32 32 34

35 35 35

36 39 40 44 44 47 48 50 51 53 53 56 58 60 61 61 62 63 63 63 64


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',6(f2�'(/�&,5&8,72�,035(62�3$5$�/$�,17(5)$=�'(�327(1&,$�

3.1.- Reglas a Considerar en el Diseño del Circuito Impreso. 3.2.- Puntos Críticos en el Diseño de Circuitos Impresos. 3.2.1.- Cruzamiento de Pistas. 3.2.2.- Pistas Largas. 3.2.3.- Intensidad de Corriente. 3.2.4.- Componentes Fuera de la Placa. 3.2.5.- Plano de Tierra. 3.3.- Factores que Influyen en el Precio de un Circuito Impreso. 3.4.- Medios Necesarios para Realizar el Diseño de un Circuito Impreso por

Software. 3.5.- Información que se Requiere para la Fabricación De Circuitos Impresos. 3.6.- Montaje de los Componentes en un Circuito Impreso. 3.7.- Diagramas Eléctricos del Sistema en el Circuito Impreso. 3.8.- Diseño de la Tarjeta PCB del Sistema.

65 67 68 68 68 68 68 68 69

70 70 70 74

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(678',2�(&21Ï0,&2��

4.1.- Costos de Ingeniería. 4.2.- Catalogo de Conceptos. &RQFOXVLRQHV�\�5HFRPHQGDFLRQHV��5HIHUHQFLDV��

79 79

82 83

�

$3e1',&(6��Apéndice A Norma IEEE 112. Apéndice B Selección del Capacitor Bootstrap. Apéndice C Fuentes de Alimentación de 3.3VCD, 5VCD y 15VCD.

$1(;26�� Amplificadores. Modulo Fairchild FSBS10CH60. Rectificador Trifásico. Fuentes de Alimentación de 3.3VCD, 5VCD y 15VCD.


��vii

INDICE DE FIGURAS.

FIGURA PÁGINA 1.1.- Motor de CD. 2 1.2.- Formas de onda de la F.e.m. Inducida a) una espira b) conjunto de espiras

conectadas en serie. 2

1.3.- Estructura de la máquina síncrona monofásica. 3 1.4.- Máquina síncrona trifásica. 4 1.5.- a),b) y c) Partes del motor de CA. 6 1.6.- Devanados del estator de un motor trifásico. 7 1.7.- Rotor jaula de ardilla. 7 1.8.-Rotor bobinado o de anillos. 8 1.9.- a) Placa de bornes de un motor trifásico; b) Conexión estrella; c) Conexión

Triángulo. 8

1.10.- Estator de un motor asíncrono mostrando la caja de bornes a la derecha. 8 1.11.- Devanado de estator de dos polos para cambio de polos. 12 1.12.- Se muestra la vista en detalle de un devanado de polos cambiables. 12 1.13.- Control de frecuencia variable en un motor de inducción. 14 1.14.- Control de velocidad con voltaje de línea variable en un motor de inducción. 17 1.15.- Control de velocidad por medio de la variación de la resistencia del rotor de un

motor de inducción con rotor devanado. 18

1.16.- Controlador Mitsubishi en estado sólido de frecuencia variable para un motor de inducción.

20

1.17.- Control de frecuencia con modulación de amplitud de pulso PWM: a) onda PWM de 60Hz y 120V; b) Onda PWM de 30HZ y 120V.

21

1.18.- Control de voltaje variable con onda PWM: a) onda PWM 60Hz y 120V; b) onda PWM de 60Hz y 60V.

21

1.19.- Control de frecuencia y voltaje simultáneo con onda PWM: a) onda de PWM de 60Hz y 120V; b) Onda PWM de 30Hz y 60V; c) onda PWM de 20Hz y 40V.

22

2.1.- Diagrama a bloques de la Interfaz. 24 2.2.- Motor de inducción trifásico que se tomo como capacidad de referencia para el

diseño de la interfaz de potencia. 24

2.3.- Rectificador Monofásico con carga Resistiva. 26 2.4.- Formas de onda de los voltajes de entrada y salida. 26 2.5.- Rectificador trifásico. 27 2.6.- Parte del circuito Rectificador Trifásico. 27 2.7.- Diodos conectados a carga. 28 2.8.- Resultado de la conexión de ambas partes del Rectificador. 28

2.9��Diagrama eléctrico y encapsulado del puente rectificador 26MT40. 30 2.10.- Ondas de voltaje de CA rectificado mostrado el periodo de conducción desde Vmax

a Vmin. 30

2.11.- Diagrama eléctrico d e la fuente de voltaje para el inversor trifásico. 31 2.12.- Termistor. 32 2.13.- Señales de Compuerta. � 33 2.14.- PWM por inyección de tercer armónico. 34 2.15.- Diagrama interno del FSBB10CH60. 39


��viii

2.16.- Tiempos de Switcheo de los IGBT´s. 41 2.17.- Posición del Módulo. 43 2.18.- Analogía eléctrica de la transferencia de calor: (a) estructura multicapa, (b)

Circuito equivalente basado en resistencias térmicas. 44

2.19. - Disipador W15 alphanovatech 15mm x15mm. 46 2.20.- Periodo de protección contra LVIC 47 2.21.- Periodo de protección contra HVIC. 48 2.22.- Periodo de protección contra Corto Circuito. 49 2.23.- Ejemplo típico del circuito Bootstrap. 50 2.24.- Interface CPU – Circuito FSBS10CH60. 51 2.25.- Aplicación Típica FSBS10CH60. 52 2.26.- Filtro con señal de salida. 54 2.27.- Circuito Equivalente usando un DSP. 55 2.28.- Diagrama a bloques del DSP. 56 2.29.- Se presentan los bloques periféricos del microcontrolador DSP56F8323, con al

siguiente descripción general. 58

2.30.- Periférico del Microcontrolador. 60 2.31.- Microcontrolador DSP 56F8323 vista general. 61 3.1.- Diseño de Pistas sugeridas. 65 3.2.- Habilitar el “locked” para fijar componentes los componentes. 67 3.3.- Diagrama eléctrico de nuestro módulo FSBS10CH60. 71 3.4.- Diagrama Eléctrico del Rectificador Trifásico de Onda Completa. 72 3.5.- Diagrama Eléctrico de los Amplificadores de corriente. 73 3.6.- Diagrama Eléctrico Fuentes de Alimentación de CD. 74 3.7.- Tarjeta PCB. 75 3.8.- Tarjeta PCB vista a color. 76 3.9.- Vista Posterior de la Tarjeta PCB 77 3.10.- Vista Inferior de la Tarjeta PCB 78


��ix

INDICE DE TABLAS.

TABLA PÁGINA 2.1.- Especificaciones del motor de inducción ZDM3584T de Baldor Motors Drives. 25 2.2.- Parámetros principales y características nominales del rectificador 26MT40. 29 2.3.- Parámetros principales y características del termistor SL32 1R036 32 2.4.- Características del Modulo FSBB10CH60 35 2.5.- Que describen a los pines del Módulo 36 2.6.- Rangos Máximos eléctricos de la parte del Inversor 40 2.7.- Rangos Máximos eléctricos de la parte de Control 40 2.8.- Rangos Máximos eléctricos Totales del Sistema 40 2.9.- Rangos Máximos Resistencia Térmica 41 2.10(a).- Características Eléctricas 41 2.10(b).- Características Eléctricas 42 2.11.- Valores Recomendados para Óptima operación del módulo 42 2.12.- Características Mecánicas y Rangos. 42 3.1 Espesores de las pistas recomendados para cierta cantidad de corriente. 66 4.1 Costos del personal que intervino en el proyecto. 79 4.2 Catalogo de conceptos. 80

IPN ESIME-ZACATENCO INGENIERIA EN CONTROL Y AUTOMATIZACIÓN CAPÍTULO 1

&$3Ë78/2�,�0$5&2�7(Ï5,&2��

��0RWRU�(OpFWULFR�� Un motor eléctrico es un dispositivo que puede convertir energía eléctrica en energía mecánica. Los motores eléctricos desarrollan ésta conversión a través de campos magnéticos [1].

� Los motores eléctricos se encuentran en todos los ámbitos de la vida cotidiana�moderna. En el hogar, los motores eléctricos hacen funcionar a los refrigeradores, lavadoras, aire acondicionado, aspiradoras, batidoras, ventiladores y muchos otros aparatos similares. En los talleres, los motores suministran la fuerza motriz para la mayoría de las herramientas. En la industria tiene una amplia variedad de aplicaciones, por citar algunos ejemplos se encuentran: bandas transportadoras, trituradoras, cortadoras, molinos, etc. Los motores eléctricos existen desde fracciones de HP (1/2HP), hasta valores muy grandes como 100 hp; es por eso que los motores eléctricos son capaces de acoplarse a diferentes necesidades [1]. ��&ODVLILFDFLyQ�GH�ORV�0RWRUHV�(OpFWULFRV�� Los motores eléctricos se clasifican en dos tipos [1]: - Motores CD - Motores CA Para nuestro diseño nos enfocaremos a los de motores de inducción C.A. ��0RWRUHV�&'��

La estructura de éstas máquinas es similar a la de la máquina síncrona (se verá en el siguiente tema) pero invertida, con el devanado inductor montado sobre los polos salientes en el estator y le devanado inducido alojado en las ranuras de un rotor cilíndrico. El devanado inductor va alimentado en corriente directa CD. El devanado inducido es monofásico, con las espiras conectadas en serie (ver figura 1.1, se representa un devanado con una sola espira) y los extremos de cada bobina elemental van conectados a unas piezas de cobre denominadas delgas��aisladas entre sí, y que constituyen el colector [1].

[1] “MAQUINAS ELÉCTRICAS” Enriquez Harper.


2

Figura 1.1 Motor de C. D.

La tensión oscila entre un valor máximo y un valor nulo como muestra la figura

1.2a, pero cuando se añaden más y más espiras en serie los instantes en conmutación en cada una se van desfasando en el tiempo y la f.e.m. total inducida toma un valor prácticamente constante [1].

Figura 1.2.- Formas de onda de la f.e.m. inducida a) Una espira b) Conjunto de espiras conectadas en serie [1].

Cuando se aplica el voltaje al motor CD circula la corriente hacia una escobilla del devanado del estator los conductores bajo el polo norte del campo lleva corriente en una dirección, en tanto que todos los conductores bajo los polos sur del campo llevan la corriente en dirección opuesta, cuando la armadura transporta corriente produce su propio campo magnético [1].

[1] “MAQUINAS ELÉCTRICAS” Enriquez Harper.


3

��0RWRUHV�GH�&$��

Los dos componentes básicos de todo motor eléctrico son el rotor y el estator. El rotor es una pieza giratoria, un electroimán móvil, con varios salientes laterales, que llevan cada uno a su alrededor un bobinado por el que pasa la corriente eléctrica. El estator, situado alrededor del rotor, es un electroimán fijo, cubierto con un aislante. Al igual que el rotor, dispone de una serie de salientes con bobinados eléctricos por los que circula la corriente con pequeñas variaciones en la fabricación de los bobinados y del conmutador del rotor. Según su sistema de funcionamiento, se clasifican en motores de inducción ó asíncronos, motores sincrónicos y motores de colector; para nuestro caso nos enfocaremos a los de inducción ó asíncronos ya que es para el cual se realizará el diseño [2]. ��0RWRUHV�6tFURQRV�\�$VtQFURQRV��

La máquina síncrona. Consta de un estator en forma de cilindro hueco, que dispone de ranuras practicadas en su superficie interior, paralelas a las generatrices del cilindro, en cuyo interior se alojan los conductores del devanado (A — A’ en la figura). El rotor puede ser de polos salientes (en la Figura 1.3a se ha representado esquemáticamente una máquina de dos polos), en cuyo caso las espiras de devanado del rotor abrazan el cuerpo de cada polo, o con forma de rotor liso, en cuyo caso el devanado del rotor también se aloja en ranuras situadas en la superficie lateral del cilindro (Figura 1.3b) [2].

Figura 1.3 Estructura de la máquina síncrona monofásica.

En cualquiera de los dos casos, las bobinas de rotor se conectan en serie entre sí y se conectan a dos anillos rozantes de material conductor (aleación de cobre) fijos sobre el eje pero aislados eléctricamente de él, sobre los que hacen contacto unas escobillas de carbón (grafito) fijas carcasa y conectadas a una alimentación exterior de corriente continua [2].

En reposo, al circular una corriente por el devanado inductor del rotor, se crea un flujo magnético que cruza el entrehierro saliendo por un polo Norte, recorriendo el circuito magnético del estator y retornando al rotor por un polo Sur [2].

De rotor liso. De polos salientes.

[2] “MAQUINAS ELÉCTRICAS” Javier Saenz Feito.


4

Si hacemos girar el rotor a velocidad constante, el flujo abarcado por una espira situada en ranuras del estator diametralmente opuestas variará de forma senoidal, induciéndose por tanto una tensión de frecuencia constante proporcional a la velocidad de giro del rotor. Si conectamos una resistencia a los extremos de esa espira, circulará una corriente, y la potencia disipada en la resistencia procederá de la potencia mecánica puesta en juego para mover el rotor. Se obtiene así una máquina síncrona monofásica elemental [2].

Si ahora colocamos dos espiras más en el estator desfasadas entre sí 120º, como se indica en Figura 1.4, aparecerán en ellas los mismos fenómenos anteriores (tensiones y corrientes inducidas) pero con un desfase en el tiempo igual a 1/3 de período, correspondiente al tiempo que tarda el rotor en pasar por posiciones homólogas respecto de cada una de las tres espiras [2].

Figura 1.4 Máquina síncrona trifásica. �

La Máquina Asíncrona o de Inducción. En este tipo de máquinas tanto el rotor como el estator son cilíndricos y disponen de ranuras regularmente espaciadas y paralelas a las generatrices de los cilindros, situadas en la cara interior del estator y en la exterior del rotor. La forma de los devanados del estator es idéntica en lo esencial a los de las máquinas síncronas, mientras que el devanado del rotor lleva un devanado polifásico cerrado en cortocircuito sobre sí mismo. Existen dos formas básicas para el devanado del rotor. La más frecuente consiste en rellenar las ranuras con barras de material conductor y unir los extremos de todas las barras con dos anillos conductores, devanado denominado de jaula de ardilla; la segunda consta de un devanado trifásico como el del estator, cuyos extremos se conectan a tres anillos sobre los que hacen contacto tres escobillas de carbón que se cortocircuitan exteriormente: son las máquinas de anillos rozantes o de rotor devanado [2].

En estas máquinas sólo existe una alimentación por el estator, las corrientes que circulan por el devanado del rotor son inducidas por el campo magnético creado por el devanado del estator, que hace el papel de inductor, razón por la cual este tipo de máquinas se denomina también máquina de inducción [2].



5

��0RWRU�GH�,QGXFFLyQ��

La mayoría de las máquinas eléctricas en la industria son motores trifásicos de inducción tipo jaula de ardilla, normalmente son robustos, no son caros y requieren de muy poco mantenimiento, el rango de fabricación de estos motores va desde unos cuantos watts hasta alrededor de 10000 HP [2].

Los motores trifásicos de inducción se construyen básicamente en dos tipos, de acuerdo

al tipo de rotor o parte giratoria del motor [2]:

• De jaula de ardilla. • De rotor devanado.

De estos dos tipos, el de jaula de ardilla es el más usado en la mayoría de las

aplicaciones, especialmente las industriales.

��&RQVWLWXFLyQ�)tVLFD�� Como todas las máquinas asíncronas o de inducción constan de una parte fija, o estator, y una parte móvil, o rotor, separadas por un pequeño espacio a aire denominado entre hierro, tanto el estator como el rotor o el entre hierro son parte del circuito magnético atravesado por el flujo común de la máquina y juegan por tanto un papel activo en la conversión de energía. Es preciso diferenciar estas partes activas de la máquina de otras meramente estructurales como son: la carcasa exterior, los cojinetes o rodamientos y el eje figura 1.5a, b y c [2]. 3DUWHV�$FWLYDV�� El estator está formado por un núcleo de chapas magnéticas apiladas y aisladas entre sí que aloja un devanado trifásico en las ranuras situadas en su superficie interior (ver figura 1.5a, b y c). Estas ranuras están uniformemente distribuidas a lo largo de la periferia del estator de forma que la distribución de conductores sea idéntica para las tres fases del estator con la única diferencia de que los conductores que ocupan posiciones homólogas en cada una de las fases están desplazadas entre sí 120º eléctricos (ver figura 1.6) [2].



6

Figura 1.5a) Figura 1.5b)

1.- estator; 2.- rotor; 3.- devanado del estator; 4.- devanado del rotor jaula de ardilla; 5.- anillos de cortocircuito; 6.- eje; 7.- escudos frontales anterior y posterior; 8.- ventilador; 9.- aletas de refrigeración

externa. Figura 1.5c)

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7

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Figura 1.6 Devanados del estator de un motor trifásico.

En la figura 1.6 A) observamos la disposición frontal del devanado del estator de un motor trifásico de dos polos por simplicidad en la representación se imagina que cada fase esta constituida por una sola bobina (el estator tiene 6 ranuras); y en la 1.6 B) se observa que en realidad el devanado esta repartido en las ranuras para una mejor distribución de flujo como se muestran con 4 ranuras por cada fase [2].

El rotor se forma también a base de chapas magnéticas pero tiene la forma de un

cilindro que alojan el devanado situadas en la superficie exterior y distribuidas también de manera uniforme. En la mayoría de los casos las ranuras del motor están inclinadas para mejorar la forma de onda de la f.m.m. (fuerza magnetomotriz) producida. Existen dos ejecuciones posibles para el devanado del rotor: de jaula de ardilla y bobinado o de anillos (también llamado rotor devanado). En el primer caso (ver figura 1.7) los huecos de las ranuras se rellenan de barras de aluminio fundido (u otro material conductor) que se unen en ambos extremos del rotor mediante unos anillos de corto circuito igualmente conductores, adoptando la forma de jaula de ardilla [2]. El rotor bobinado o de anillos está formado por un devanado trifásico similar al del estator (Figura 1.8). Las tres fases se conectan en estrella y los otros extremos libres se conectan a sendos anillos conductores, aislados entre sí y respecto del eje, sobre los que hacen contacto unas escobillas de grafito [2].

Figura 1.7 Rotor jaula de ardilla



8

Figura 1.8 Rotor bobinado o de anillos. �3ODFD�GH�%RUQHV�\�&RQH[LRQDGR�� La placa de bornes de un motor de inducción lleva seis terminales accesibles unidos directamente a cada una de las tres fases del estator. En el caso de motores de rotor devanado hay además otros tres terminales correspondientes a los tres extremos de fase libres. Estos terminales reciben denominaciones normalizadas, los principios de fase con letras 8 � �� 9 � ��: � �� y los finales con las letras 8 � �� 9 � ��: � . En las disposición normal, los extremos de una misma fase no están alineados (Figura 1.9) con objeto de que sea fácil las conexiones estrella y triángulo con pletinas de cobre. En la figura 1.10 se muestra el estator de un motor asíncrono mostrando la caja de bornes a la derecha [2].

Figura 1.9 a) Placa de bornes de un motor trifásico; b) Conexión estrella; c) Conexión Triángulo.

Figura 1.10 Estator de un motor asíncrono mostrando la caja de bornes a la derecha.

La posibilidad de conexión de estos motores en estrella (Y) o en triángulo��

permite el funcionamiento con dos tensiones distintas, la mayor corresponde a la conexión (Y) y la menor a la conexión ( ) [2].



9

��3ULQFLSLR�GH�)XQFLRQDPLHQWR� � Cuando los devanados del estator de una máquina asíncrona trifásica se conectan a una red equilibrada, circula por ellos un sistema de corrientes trifásicas que crean, en virtud del teorema de Ferraris, una onda espacial de f.m.m. o campo magnético giratorio prácticamente senoidal y cuya velocidad angular, denominada velocidad de sincronismo � 1), viene dada por la expresión [2]:

Siendo (p) el numero de pares de polos de la máquina y ω1= 2πI 1 la pulsación de la corriente de alimentación, es decir un ciclo de la onda sinoidal multiplicado por la frecuencia.

Manteniendo el rotor bloqueado (Ω=0), el movimiento relativo del campo creado por el estator respecto de los conductores del rotor induce en ellos una f.e.m. (fuerza electromotriz) de la misma pulsación ω1 que al estar el devanado del rotor en cortocircuito, produce la circulación de corrientes por sus conductores. En el caso de un rotor de jaula de ardilla, éstas corrientes pueden circular libremente por toda la masa de los conductores que constituyen la jaula y los anillos. En el caso de motores con rotor devanado las corrientes circulan por los conductores aislados del devanado trifásico del rotor que también se encuentran en corto circuito por medio de los anillos y escobillas. En esta situación, la máquina asíncrona se comporta como un transformador con el secundario (el rotor) en cortocircuito, con la diferencia que ahora la inducción de la f.e.m. reproduce no por campo alternativo fijo en el espacio (f.e.m. de transformación), si no por un campo de magnético de amplitud constante y giratorio del espacio (f.e.m. de movimiento) [2].

La interacción del campo del estator con las corrientes del rotor produce en par de giro. Por el principio de acción reacción, el sentido del par de giro es tal que trata de oponerse a la causa que lo ha producido, que no es mas que el desplazamiento relativo de las líneas de campo respecto a los conductores del rotor, si en éstas condiciones dejamos que el rotor pueda girar libremente, el motor se pondrá a seguir al campo magnético en su giro, acelerándose progresivamente.



10

En cuanto empieza este movimiento, la carga conectada al eje comienza a ofrecer un par resistente que será en general función de la velocidad. Incluso con el motor en vacío (sin carga) siempre existirá al menos un pequeño par resistentes debido a los rozamientos con los cojinetes, la fricción con el aire, etc. [2].

Por esta razón la velocidad de giro del motor nunca puede alcanzar a la de campo

(velocidad de sincronismo), ya que, si esto ocurriera, dejaría de inducirse f.e.m. en los conductores del rotor, dejaría de circular corriente por ello, el par producido se haría nulo y se reduciría la velocidad del motor. El rotor está, pues, condenado a girar a una velocidad asíncrona, siempre menor a la de sincronismo. La velocidad del motor asíncrono esta comprendida entre un 90% y un 99% a la de sincronismo [2].

��



11

��&RQWURO�GH�9HORFLGDG�GH�0RWRUHV�GH�,QGXFFLyQ��

Hay dos técnicas posibles para controlar la velocidad de un motor de inducción. Una consiste en la variación de la velocidad síncrona, que es la velocidad de los campos magnéticos del estator y del rotor, puesto que la velocidad del rotor siempre permanece cerca de nsinc (velocidad síncrona). La otra técnica consiste en la variación del deslizamiento del rotor para una carga dada [3].

La velocidad síncrona de un motor de inducción está dada por:

(1.1)

Donde: fe = Frecuencia del sistema en Hertz. P= Número de polos de la máquina.

Por lo que las únicas maneras en que se puede variar la velocidad síncrona de una máquina son:

1) Cambiando la frecuencia eléctrica. 2) Cambiando el número de polos de la máquina en el estator. Se puede lograr el control del deslizamiento variando la resistencia del rotor o el voltaje

en los terminales del motor [3]. ��&RQWURO�GH�9HORFLGDG�GHO�0RWRU�GH�,QGXFFLyQ�0HGLDQWH�HO�&DPELR�GHO�Q~PHUR�GH�3RORV��Hay dos métodos importantes para cambiar el número de polos en un motor de inducción.

1. Método de polos consecuentes. 2. Devanados de estator múltiples.

1. El método de polos consecuentes es un método bastante viejo para controlar la

velocidad y se desarrollo originalmente en 1897. Se basa en el hecho de que el número de polos en los devanados del estator de un motor de inducción se puede cambiar con facilidad por un factor 2:1 simplemente cambiando las conexiones de las bobinas. La figura 1.11 muestra el estator de un motor de inducción de dos polos simple adecuado para el cambio de polos. Nótese que las bobinas individuales tienen un paso muy corto (de 60º a 90º). La figura 1.12 ilustra la fase a de estos devanados en forma separada para tener una mayor claridad en el detalle [3].

nsinc =

120 fe P

[3] “MAQUINAS ELÉCTRICAS” J. Chapman Sthepen.


12

Figura 1.11 Devanado de estator de dos polos para cambio de polos [3].

La figura 1.12a muestra el flujo de corriente en la fase a de los devanados del estator

en un instante durante la operación normal. Nótese que el campo magnético deja al estator en el grupo de fase superior (polo norte) y entra en el estator en el grupo de fase inferior (polo sur). Por lo tanto este devanado produce dos polos magnéticos del estator [3].

Figura 1.12 se muestra la vista en detalle de un devanado de polos cambiables.

En la figura 1.12 a) se muestra la configuración de dos polos, una bobina es el polo norte y la otra es el polo sur; y en la 1.12 b) se muestra cuando se invierte la conexión de una de las bobinas, ambas son polos norte y el flujo magnético regresa al estator en puntos a la mitad del camino entre las bobinas, ambas son polos norte y el flujo magnético regresa al estator en puntos a la mitad del camino entre las dos bobinas. Los polos sur se llaman polos consecuentes y el devanado ahora es un devanado de cuatro polos [3].

a) b)



13

Ahora supóngase que se invierte la dirección del flujo de corriente en el grupo de fase inferior en el estator, (véase la figura 1.12b). Entonces, el campo magnético dejará el estator tanto en el grupo de fase superior como en la inferior; cada uno será un polo norte magnético. El flujo magnético en esta máquina debe regresar al estator entre los dos grupos de fase, produciendo un par de polos magnéticos sur consecuentes. Nótese ahora que el estator tiene cuatro polos magnéticos; el doble de los que tenia antes [3].

El rotor en un motor como este es de jaula, puesto que un rotor de jaula siempre tiene tantos polos inducidos como polos tiene el estator y por lo tanto se puede adaptar cuando cambia el número de polos en el estator y por lo tanto se puede adaptar cuando cambia el número de polos en el estator [3].

La principal desventaja del método de polos consecuentes para cambiar la velocidad es que las velocidades deben tener una relación 2:1. El método tradicional para superar esta desventaja era utilizar 2. Estatores de devanados múltiples con diferentes cantidades de polos y energizar un solo grupo a la vez. Por ejemplo, un motor puede ser devanado con grupos de cuatro y seis polos devanados del estator y su velocidad síncrona en un sistema de 60Hz se puede cambiar de 1800 a 1200 r/min. Simplemente suministrando potencial al otro conjunto de devanados. Desafortunadamente, los estatores de devanados múltiples aumentan el costo del motor y sólo se utilizan cuando es absolutamente necesario [3].

Si se combina el método de polos consecuentes con el de estatores de devanados múltiples, se puede construir un motor de inducción con cuatro velocidades. Por ejemplo, con devanados separados de cuatro y seis polos se puede producir un motor de 60Hz capaz de operar a 600, 900, 1200 y 1800 r/min [3]. �



14

��&RQWURO�GH�9HORFLGDG�0HGLDQWH�HO�&DPELR�HQ�OD�)UHFXHQFLD�GH�OD�/tQHD��

Si se cambia la frecuencia eléctrica aplicada al estator de un motor de inducción, la tasa de rotación de sus campos magnéticos nsinc cambiará en proporción directa con el cambio de la frecuencia eléctrica y el punto de vació sobre la curva de la característica par-velocidad cambiará con ella (figura 1.13). La velocidad síncrona del motor en condiciones nominales se conoce como velocidad base (1800r/min.). Sí se utiliza el control de frecuencia variable, se puede ajustar la velocidad del motor por arriba o por debajo de la velocidad base el controlador de la frecuencia variable de un motor de inducción debidamente diseñado puede ser muy flexible. Puede controlar la velocidad de un motor de inducción dentro de un intervalo que va desde tampoco como 5% de la velocidad base hasta el doble de la velocidad base. Sin embargo, es importante mantener ciertos límites en le voltaje y par del motor conforme se varia la frecuencia para asegurarse de que la operación es segura [3].

En la figura 1.13a) Se muestra la familia de curvas características par-velocidad

para velocidades menores a la base (1800r/min), suponiendo que el voltaje de línea se reduce linealmente con la frecuencia; y en la 1.13b) se muestra a la Familia de curvas características par-velocidad para velocidades mayores a la velocidad base (1800r/min), suponiendo que el voltaje en línea se mantiene constante [3].

a)

b)

Figura 1.13. Control de frecuencia variable en un motor de inducción.



15

c) Familia de curvas características par-velocidad para todas las frecuencias.

Continuación Figura 1.13.

Cuando se opera a velocidades menores a la velocidad base (1800r/min) del motor es necesario reducir el voltaje en los terminales aplicando al estator para obtener una operación adecuada. El voltaje en los terminales aplicado al estator debe disminuir linealmente con el decremento en la frecuencia del estator. A este proceso se le llama degradación. Si no se lleva a cabo, se saturará el acero en el núcleo del motor de inducción y fluirán corrientes de magnetización excesivas en la máquina [3].

Para entender la necesidad de la degradación, recuérdese que un motor de inducción es básicamente un transformador que gira. Como en cualquier transformador, el flujo en el núcleo de un motor de inducción se puede calcular con la ley de Faraday:

(1.2)

Si se aplica un voltaje v(t) = VM sen wt al núcleo, el flujo �UHVXOWDQWH�HV�

(1.3)

Donde:

N= Número de vueltas en la bobina. �IOXMR�TXH�FLUFXOD�HQ�OD�ERELQD�

V(t)= voltaje inducido en la bobina. W= frecuencia eléctrica. Np= numero de vueltas en la bobina primaria. VM= voltaje de magnetización.

Nótese que la frecuencia eléctrica aparece en el denominador de la expresión. Por lo

tanto, si se disminuye en 10% la frecuencia eléctrica aplicada al estator mientras que la magnitud del voltaje aplicada al estator permanece constante, el flujo en el núcleo del motor se incrementará en 10% y aumentará la corriente de magnetización del motor.



16

En la región no saturada de la curva de magnetización del motor, el incremento en la corriente de magnetización también será de 10%. Sin embargo, en la región saturada de la curva de magnetización del motor, un incremento de 10% en el flujo requiere un incremento mucho más grande en la corriente de magnetización [3].

Normalmente, los motores de inducción están diseñados para operar cerca del punto de saturación de las curvas de magnetización, por lo que un incremento en el flujo debido a un decremento en la frecuencia provocará que fluyan corrientes de magnetización excesivas en el motor [3].

Para evitar las corrientes de magnetización excesivas, se acostumbra disminuir el voltaje aplicado al estator en proporción directa con la disminución en la frecuencia siempre que ésta caiga por debajo del valor de la frecuencia nominal del motor. Puesto que el voltaje aplicado y aparece en el numerador de la ecuación (1.3) y la frecuencia w aparece en el denominador de la ecuación (1.3), los dos efectos se contrarrestan entre sí y la corriente de magnetización no se ve afectada [3].

Cuando se varía en forma lineal el voltaje aplicado a un motor de inducción con una frecuencia menor a la velocidad base, el flujo en el motor permanecerá aproximadamente constante. Por lo tanto, el par máximo que el motor puede suministrar permanece relativamente alto. Sin embargo, la potencia máxima nominal del motor debe decaer en forma lineal con las disminuciones de la frecuencia para proteger el circuito del estator de un sobrecalentamiento. La potencia suministrada a un motor de inducción trifásico está dada por [3]:

Si se disminuye el voltaje VL, entonces la potencia máxima P también se debe

disminuir, de otro modo la corriente que fluye en el motor será excesiva y el motor se sobrecalentará. La figura 1.13a muestra una familia de curvas características par-velocidad de un motor de inducción para velocidades por debajo de la velocidad base, suponiendo que la magnitud del voltaje del estator varía en forma lineal con la frecuencia [3].

Cuando la frecuencia eléctrica aplicada al motor excede la frecuencia nominal (60Hz) del motor, el voltaje del estator se mantiene constante en su valor nominal (220VCA). Aunque ciertas consideraciones de saturación permiten que el voltaje se eleve por arriba de su valor nominal en estas circunstancias, está limitado al voltaje nominal para proteger el aislamiento del devanado del motor. Mientras más alta sea la frecuencia eléctrica por arriba de la velocidad base, mayor será el denominador de la ecuación (1.3). Puesto que el numerador se mantiene constante por arriba de la frecuencia nominal, el flujo resultante en la máquina disminuye y el par máximo se incrementa. La figura 1.13b muestra una familia de curvas características par-velocidad de un motor de inducción para velocidades por arriba de la velocidad máxima, suponiendo que el voltaje en el estator se mantiene constante [3].



17

Si el voltaje en el estator varía linealmente con la frecuencia por debajo de la velocidad base y se mantiene constante en un valor nominal superior a la velocidad base, entonces la familia resultante característica par-velocidad será la que se observa en la figura 1.13c [3].

En el pasado la principal desventaja del control de la frecuencia eléctrica como método para cambiar la velocidad era que se requería un generador o cambiador mecánico de frecuencia exclusivo para que operara. Este problema ya no existe por el desarrollo de los controladores de frecuencia variable de motor en estado sólido modernos. De hecho, el cambio de la frecuencia en la línea por medio de controladores de motor en estado sólido se ha convertido en el método favorito para controlar la velocidad de un motor de inducción [3].

Nótese que este método se puede utilizar en cualquier motor de inducción, a diferencia de la técnica de cambio de polos, que requiere un motor con devanados del estator especiales. En el tema 1.6 se explicará más a detalle los controladores de frecuencia variable de motor en estado sólido [3].

Figura 1.14 Control de velocidad con voltaje de línea variable en un motor de inducción.

��&RQWURO�GH�9HORFLGDG�0HGLDQWH�HO�&DPELR�HQ�HO�9ROWDMH�GH�/tQHD��

El par desarrollado por un motor de inducción es proporcional al cuadrado del voltaje aplicado. Si una carga tiene una característica par-velocidad como la que se muestra en la figura 1.14, entonces la velocidad del motor se puede controlar dentro de un intervalo limitado por medio del cambio en el voltaje de línea. Este método de control de velocidad a veces se utiliza para manejar pequeños motores de ventilación [3].



18

��&RQWURO�GH�YHORFLGDG�PHGLDQWH�HO�FDPELR�GH�OD�UHVLVWHQFLD�GHO�URWRU��

En los motores de inducción con rotor devanado es posible cambiar la forma de la curva par -velocidad por medio de la inserción de resistencias extra en el circuito del rotor de la máquina. En la figura 1.15 se muestran las curvas características par-velocidad resultantes [3].

Figura 1.15 Control de velocidad por medio de la variación de la resistencia del rotor de un motor de inducción

con rotor devanado.

Si la curva par-velocidad de la carga es la que se observa en la figura 1.15, entonces el cambio en la resistencia del rotor cambiara la velocidad de operación del motor. Sin embargo, insertar resistencia extra al circuito del rotor de un motor de inducción reduce en forma severa la eficiencia de la máquina. Este método de control de velocidad normalmente sólo se utiliza por periodos cortos por el problema con la eficiencia [3].



19

Recordemos que los motores de CA toman potencia eléctrica y producen potencia mecánica. En ambos casos, no toda la potencia de entrada a las máquinas se transforma en útil en el otro extremo; siempre hay perdidas asociadas con el proceso. La eficiencia de una máquina se define por medio de la ecuación: (3) La diferencia entre la potencia de entrada y la potencia de salida de una máquina son las pérdidas que se presentan dentro de ella. Por lo tanto.

Donde: � �(ILFLHQFLD�

Psal = Potencia de salida. Pentr = Potencia de entrada. Pperd = Potencia perdida.

Algunas de estas perdidas pueden ser perdidas eléctricas o perdidas en el cobre, que

son las que ocurren por calentamiento resistivo que se presentan en el devanado del estator; y perdidas en el núcleo que son las perdidas por corrientes parásitas que se presentan en el metal del motor. Solo por mencionar algunas [3].

Psal � Pentr

* 100%

Psal-Pperd � Pentr

* 100%



20

��&RQWURODGRUHV�GH�(VWDGR�6yOLGR�SDUD�0RWRUHV�GH�,QGXFFLyQ��

El método preferido hoy en día para controlar la velocidad de los motores de inducción son los controladores de frecuencia variable para motores de inducción de estado sólido. En la figura 1.16�se muestra un controlador típico de este tipo. Los controladores de motores de inducción, como el antes descrito, son tan flexibles y confiables que los motores de inducción con estos controladores están desplazando a los motores de CD en muchas aplicaciones que requieren una amplia gama de variación de velocidad [3].

El controlador es muy flexible: su potencia de entrada puede ser monofásica o trifásica, a ��o 60 Hz y entre 208 y 230 V. La forma de salida de este controlador es un conjunto de voltajes trifásicos cuya frecuencia puede variar entre 0 y 120 Hz y cuyo voltaje puede variar de 0V hasta el voltaje nominal del motor para nuestro caso 220V [3]. �

Figura 1.16 Controlador Mitsubishi en estado sólido de frecuencia variable para un motor de inducción.

El voltaje de salida y control de frecuencia se lleva a cabo por medio de las técnicas de modulación de amplitud de pulso (PWM) que se describirán en el capitulo 2 Tanto la frecuencia como el voltaje de salida se pueden controlar independientemente por medio de la modulación de la amplitud de pulso. En la figura 1.17 se puede observar la forma en que un controlador PWM puede controlar la frecuencia de salida mientras mantiene un nivel de voltaje rms constante, en tanto que la figura 1.18 ilustra la forma en que el controlador PWM puede controlar el nivel de voltaje rms mientras mantiene la frecuencia constante [3].



21

Figura1.17 Control de frecuencia con modulación de amplitud de pulso

PWM: a) onda PWM de 60Hz y 120V; b) Onda PWM de 30HZ y 120V.

Figura 1.18 Control de voltaje4 variable con onda PWM: a) onda PWM 60Hz y 120V; b)

onda PWM de 60Hz y 60V.

Como se describirá en el capitulo 2, a menudo se desea variar la frecuencia de salida y el voltaje rms de salida en su conjunto de manera lineal. En la figura 1.19 se pueden ver ondas típicas de voltaje de salida de una fase del controlador para una situación en la que la frecuencia y el voltaje varían simultáneamente de manera lineal [3].



22

* La figura 1.18a ilustra el voltaje de salida ajustado a una frecuencia de 60 Hz y un voltaje rms de 120 V [3]. La figura 1.18b muestra la salida ajustada a una frecuencia de 30 Hz y un voltaje mis de 60 V y en la figura 1.19c se observa la salida ajustada a una frecuencia de 20 Hz y un voltaje rms de 40 V. Nótese que el voltaje pico que sale del controlador permanece igual en los tres casos; el nivel del voltaje rms se controla por la fracción de tiempo en que el voltaje está encendido y la frecuencia se controla por la tasa a la que la polaridad de los pulsos cambia de positivo a negativo y de regreso [3]. *Las ondas de salida de la figura 1.19 son en realidad ondas simplificadas. El controlador de un motor de inducción real tiene una frecuencia portadora mucho mayor a la que se muestra en la figura [3].

Figura 1.19 Control de frecuencia y voltaje simultáneo con onda PWM: a) onda de PWM de 60Hz y 120V; b) Onda

PWM de 30Hz y 60V; c) onda PWM de 20Hz y 40V.

�



23

��$MXVWH�GH�IUHFXHQFLD��YHORFLGDG��La frecuencia de salida del controlador se puede manejar de manera manual con un

control montado en el gabinete de mando o remotamente con una señal de voltaje o corriente externos. La habilidad de ajustar la frecuencia del controlador en respuesta a alguna señal externa es muy importante, puesto que permite que una computadora o controlador de procesos externos regule la velocidad del motor de acuerdo con las necesidades generales de la planta en la que esté instalado [3].

��6HOHFFLyQ�GH�SDWURQHV�GH�YROWDMH�\�GH�IUHFXHQFLD��Los tipos de cargas mecánicas que se pueden imponer a un motor de inducción

varían mucho. Algunas cargas como los ventiladores requieren un par pequeño en el arranque (u operar a bajas velocidades) y tener pares que se incrementen con el cuadrado de la velocidad. Otras cargas pueden ser más difíciles de arrancar y requieren un par mayor al nominal a plena carga del motor para que la carga se comience a mover. Este control proporciona una gran variedad de patrones de voltaje y frecuencia que se pueden seleccionar para conseguir que el par del motor de inducción sea igual al par que requiere su carga [3].

��3URWHFFLyQ�GHO�PRWRU��El controlador de un motor de inducción tiene una variedad de elementos diseñados

para proteger el motor adjunto al controlador. El controlador puede detectar las corrientes de estado estacionario excesivas (una condición de sobrecarga), corrientes instantáneas excesivas, condiciones de sobrevoltaje o de bajo voltaje. En cualquiera de estos casos se apagará el motor [3]. (Los detalles exactos sobre cómo se debe llevar acabo cada prueba con del motor de inducción para obtener resultados exactos se describen en la Norma IEEE 112 Apéndice “A”. )

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24

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Z[�6��[�

,17(5)$=�'(�327(1&,$

,17(5)$=�'(�&21752/ ��Figura 2.1.- Diagrama a Bloques de la Interfaz. �

��0RWRU�GH�LQGXFFLyQ�SDUD�HO�FXDO�VH�GLVHxR�OD�LQWHUID]�GH�SRWHQFLD��

Para comenzar con el diseño de la interfaz de potencia primeramente es necesario conocer la capacidad máxima y características de la carga para la cual será diseñada. � El motor que se tomo como capacidad máxima de referencia para el diseño de la interfaz se muestra en la figura 2.2; éste es un motor de CA de inducción jaula de ardilla de “Baldor Motors and Drives” y tiene los datos y especificaciones que se muestran en la tabla 2.1 [9]:

Figura 2.2 Motor de inducción trifásico que se tomo como capacidad de referencia para el diseño de la interfaz de

potencia.

[9] www.baldor.com/products/detail.


25

Tabla 2.1. Especificaciones del motor de inducción ZDM3584T de Baldor Motors Drives [9].

ESPECIFICACIONES:

POTENCIA 1.5 HP o 1.12 KW VOLTAJE 230/460V FRECUENCIA 60HZ FASES 3 CORRIENTE A PLENA CARGA 4.2/2.1 A CORRIENTE DE ARRANQUE 16A VELOCIDAD 1750 RPM FACTOR DE SERVICIO 1.0 CÓDIGO DE DISEÑO NEMA B CLASE DE AISLAMIENTO H EFICIENCIA A PLENA CARGA 87.5% FACTOR DE POTENCIA 78.0%

��,QWHUID]�GH�3RWHQFLD�� En esta sección presentamos la parte de potencia del diagrama a bloques, dando una breve explicación teórica del funcionamiento de los elementos que la componen, profundizando en el módulo Fairchild FSBS10CH60. ��&RQYHUWLGRUHV�GH�3RWHQFLD�� Como se puede ver en el esquema de la figura 2.1, los convertidores de potencia son módulos principales que conforman una interfaz de potencia. Para el control o el accionamiento de la potencia eléctrica, es necesario en al conversión de esta de una forma a otra, y que las características de conmutación de los dispositivos de potencia permitan esas conversiones. Los convertidores de potencia hacen estas funciones y se clasifican básicamente en 5 tipos: [4] 1.- Convertidores de CA – CD (rectificadores a diodos y rectificadores controlados). 2.- Convertidores de CA – CA (controladores de voltaje de CA). 3.- Convertidores de CD – CD (convertidores de CD) 4.- Convertidores de CD – CA (inversores). 5.- Interruptores Estáticos. De acuerdo con la aflicción y siguiendo el orden esquemático de la figura 2.1, se requiere primeramente de un rectificador. Este es el primer convertidor que se selecciono. Se diseño el filtro utilizando un capacitor para la salida de este convertidor para obtener el voltaje de CD que se requiere a la entrada del inversor.

[4] “ELETRÓNICA DE POTENCIA” Muhammad Rashid. [9] www.baldor.com/products/detail.


26

��5HFWLILFDGRUHV�GH�3RWHQFLD�� Un circuito rectificador es aquel que convierte potencia de C. A. en potencia C. D. Hay muchos circuitos rectificadores diferentes que producen varios grados de aplanamiento en su salida de C. D. Los cuatro circuitos rectificadores más comunes son:

El rectificador de media onda. El puente rectificador de onda completa. El rectificador trifásico de media onda. El rectificador trifásico de onda completa.

Una buena medida del aplanamiento del voltaje de salida de C. D. de un circuito rectificador es el factor rizado (factor de ondulación) de la salida de C. D. [3]. ��5HFWLILFDGRUHV�GH�0RQRIiVLFRV�GH�0HGLD�2QGD�� Un rectificador es un circuito que convierte una señal de corriente alterna en una señal unidireccional. Un rectificador monofásico de media onda es el tipo más sencillo, pero no se utiliza normalmente en aplicaciones industriales. Sin embargo resulta útil para comprender el principio de operación de los rectificadores. En la figura 2.3 aparece el diagrama de circuito con carga resistiva. Durante medio ciclo positivo del voltaje de entrada, el diodo D1 conduce y el voltaje de entrada aparece a través de al carga. Durante medio ciclo negativo del voltaje de entrada, el diodo está en condición de bloqueado y el voltaje de salida es cero. Las formas de onda de los voltajes de entrada y salida se muestran en la figura 2.4. [4]

Figura 2.3.- Rectificador Monofásico con carga Resistiva.

Figura 2.4.- Formas de onda de los voltajes de entrada y salida. �

[3] “MAQUINAS ELÉCTRICAS” J. chapman Stephen [4] “ELETRÓNICA DE POTENCIA” Muhammad Rashid.


27

��5HFWLILFDGRU�7ULIiVLFR�GH�2QGD�&RPSOHWD�� En la figura 2.5 se muestra un rectificador trifásico de onda completa. Básicamente un circuito de este tipo se puede dividir en dos componentes: una parte del circuito; figura 2.6, tiene la función de conectar a la carga el mayor de los tres voltajes en cualquier momento dado; la otra parte del circuito consta de de tres diodos orientados con los ánodos conectados a la carga y los cátodos conectados a los voltajes suministrados (figura 2.7). Este arreglo se conecta a la carga, en cualquier momento dado, el menor de los tres voltajes suministrados. Por lo tanto, el rectificador trifásico de onda completa conecta en todo momento el mayor de los tres voltajes a un extremo de la carga y siempre conecta el menor de los voltajes al otro extremos de la carga. En la figura 2.8 se muestra el resultado de esta conexión.

Figura 2.5.- Rectificador trifásico.

Figura 2.6.- Parte del circuito Rectificador Trifásico.


28

Figura 2.7.- Diodos conectados a carga.

Figura 2.8.- Resultado de la conexión de ambas partes del Rectificador.


29

��6HOHFFLyQ�GHO�SXHQWH�UHFWLILFDGRU� �

La selección del puente rectificador trifásico se hace principalmente de acuerdo a la corriente y el voltaje que debe soportar el dispositivo. La corriente de la carga al arranque es de 16A y un voltaje trifásico de 220V. Se seleccionó el rectificador trifásico 26MT40 de Internacional Rectifier (IR), es un rectificador trifásico en puente, compacto que soporta hasta 25A, encapsulado, que brinda eficiencia y confiabilidad de operación. Diseñado para propósitos generales y aplicaciones de instrumentación; las características principales se muestran en la tabla 2.2 y figura 2.9 [5].�

Tabla 2.2 Parámetros principales y características nominales del rectificador 26MT40.

Parámetros 26MT Unidades

25 A I0 @Tc 70 ºC

360 A IFSM @ 50Hz @ 60Hz 375 A I2t @50Hz 635 A2 @60Hz 580 A2S VRRM Rango 100 a 1600 V TJ -55 a 150 ºC

Donde: I0 Corriente Máxima de salida DC

IFSM Corriente máxima de pico I2t Unión máxima VRRM Voltaje máximo de unión TJ Temperatura máxima de unión Características del puente rectificador.

¾ Encapsulado con alta conductividad térmica. ¾ Aislamiento eléctrico del casco. ¾ 5 terminales soldables.

[5] INTERNATIONAL IOR RECTIFIER “ Three Phase Bridge” .


30

(a) (b)

Figura 2.9��Diagrama eléctrico y encapsulado del puente rectificador 26MT40. ��&iOFXOR�GHO�&DSDFLWRU�GHO�%XV�GH�&'�GHO�3XHQWH�5HFWLILFDGRU��

El voltaje de salida después de ser rectificado tiene las formas de onda que se muestran en la figura 2.10� este voltaje no es continuo y por lo tanto el promedio del mismo es menor, por tal razón, es necesario hacer un filtrado, disminuyendo al máximo el rizo de las formas de onda y aumentando el voltaje promedio a la salida del rectificador [6].

Figura 2.10. Ondas de voltaje de CA rectificado mostrado el periodo de conducción desde Vmax a Vmin.

Para disminuir este rizo se utiliza un capacitor electrolítico. Esta capacitancia está

en función inversa de la diferencia de voltaje permitida, DV, y se puede calcular con la siguiente ecuación 2.1 [6]. Donde: Pin = Potencia de la carga, en watts. Vmax = Voltaje de pico en línea. Vmin = Voltaje mínimo permitido. DV = Vmax - Vmin.

Se debe tener en cuenta que los capacitores electrolíticos pierden algo de capacitancia a través del tiempo, por lo tanto, se debe considerar una tolerancia al valor de la capacitancia inicial al momento de la selección [6].

2Pin Cmín =

(V2max – V2min ) frect

Ecuación (2.1)

[6] INTERNATIONAL IOR RECTIFIER “ Application note-1044” .


31

Para este diseño se tienen los siguientes datos: Pin = 1.12Kw, potencia del motor. Vmax = Vlínea x ¥�� [�¥�� 9� Vmin = 300V propuesto. frect = flínea x 6, donde 6 es el número de pulsos por ciclo. Por lo tanto, para este caso es: ƒ= 60*6=360Hz Sustituyendo estos valores en la ecuación (2.1) se tiene: De acuerdo al cálculo anterior se debe poner como mínimo una capacitancia de �� I��3DUD�éste diseño utilizaremos una capacitancia de 1360 I�HQ�HO�EXV�GH�FRUULHQWH�directa como se ve en la figura 2.11.��

Figura 2.11.- Diagrama eléctrico d e la fuente de voltaje para el inversor trifásico

La fuente de voltaje que alimenta al inversor se muestra en la figura 2.10�se puede ver la conexión del puente rectificador trifásico 26MT40 y el capacitor del bus de corriente directa.

El termistor SL321R036 que se ve en la figura�2.12�se utiliza como una técnica de

arranque suave para evitar el pico de corriente de carga del capacitor debido a las inductancias del cableado o algún transitorio de voltaje cuando éste se conecta a la línea. Sus características se muestran en la tabla 2.3 [12].

0.0009258=�� I 2 (1.12 x 103)

Cmín = (3112 – 3002) (360)

[12] AMETHERM SL32 1R036.


32

Tabla 2.3 Parámetros principales y características del termistor SL32 1R036 [12]

Resistencia @ 25°C �� Estado máximo de corriente Arriba de 65°C

36.0 A

Rango máximo de energía recomendado

160.0 J

Resistencia @ 100 % de Máxima corriente

��

Resistencia @ 50% de máxima corriente

��

Temperatura @ Máxima corriente

204 °C

Disipación Constante 45.4 mW/°C Constante de tiempo térmica 245 segundos Tipo de material “ C” Capacitancia Máxima @ 2280 Vrms

�� )�

Figura 2.12.- Termistor

��,QYHUVRUHV�GH�3RWHQFLD� �� Los convertidores de C. D. a C. A. se conocen como inversores. La función de un inversor es cambiar un voltaje de entrada en C. D. a un voltaje simétrico de salida en C. A. con la magnitud y frecuencia deseadas. Tanto el voltaje de salida como la frecuencia pueden ser fijos o variables. Se puede obtener el voltaje de salida variable por modulación de ancho de pulso (PWM). [4]� ��0RGXODFLyQ�GH�$QFKR�GH�3XOVR�6LQXVRLGDO�� La modulación de ancho de pulso es el proceso de modificar el ancho de los pulsos en un tren de pulsos en razón directa de una pequeña señal de control, se puede producir una señal de alta potencia cuyo voltaje promedio varía sinusoidalmente. El ancho de cada pulso varía en proporción con al amplitud de una onda senoidal evaluada en el centro del mismo pulso.

[4] “ ELETRÓNICA DE POTENCIA” Muhammad Rashid. [12] AMETHERM SL32 1R036.


33

El factor de distorsión y las armónicas de menor orden se reducen en forma significativa. La señales de compuerta, como muestra la figura 2.13, se genera al comparar una señal senoidal de referencia con una onda portadora triangular de frecuencia fc �� se abrevia SPWM. La frecuencia de la señal de referencia fr��determina la frecuencia de salida del inversor, fo, y su amplitud pico, Ar , controla el índice de modulación, M, y en consecuencia, el voltaje rms de salida, Vo. El número de pulsos pro medio ciclo depende de la frecuencia portadora.

�Figura 2.13.- Señales de Compuerta. �


34

��0RGXODFLyQ�GH�$QFKR�GH�3XOVR�6LQXVRLGDO�SRU�,Q\HFFLyQ�GH�7HUFHU�$UPyQLFR��

�� La señal de modulación es generada mediante la inyección de armónicas seleccionadas en la onda senoidal. Esto da como resultado una forma de onda de cresta aplanada, y reduce la sobremodulación, ver figura 2.14. Suministra una mayor amplitud de la fundamental y una menor distorsión del voltaje de salida [4]. �

��Figura 2.14.- PWM por inyección de tercer armónico. �

[4] “ ELETRÓNICA DE POTENCIA” Muhammad Rashid.


35

��0RGXOR�)DLUFKLOG�� El término “ ahorro de energía” y “ funcionamiento silencioso” son muy importantes en el mundo del control de velocidad de motores. Por la baja potencia en este tema, se han incrementado el número de necesidades de los usuarios hacia las compañías que desarrollan los controles; como son: control fijo y bajo costo. Una importante consideración justificando el uso de los inversores en éstas aplicaciones es para optimizar el desempeño en proporción al control total del sistema. En otras palabras, los sistemas tiene que ser menos ruidosos, más eficientes, más pequeños y ligeros, más avanzados en su funcionamiento y más exactos en el control con un bajo costo. En reacción a estas necesidades, Fairchild ha desarrollado una nueva serie de dispositivos compactos de potencia de alta funcionabilidad y gran eficiencia llamados “ MOTION – SPM in MINIDIP” . Este dispositivo basado en inversores son ahora considerados una eficiente alternativa. Que en su mayoría son utilizados en maquinas de lavadora, aires acondicionados y bombas de agua. Este MOTION – SPM combina los óptimos circuitos de protección y el manejo de las características de los IGBT´s. La fiabilidad del sistema proporciona protección contra bajos voltajes y cortos circuitos [7]. ��&DUDFWHUtVWLFDV��

Tabla 2.4.- Características del Modulo FSBB10CH60 [7] 5DQJRV�1XPHUR�GH�

SDUWH� &RUULHQWH��$�� 9ROWDMH��9��(PSDTXH� 9ROWDMH�UPV� 3ULQFLSDOHV�

$SOLFDFLRQHV��

)6%%��&+��

��

��

&HUiPLFR��

��9UPV�6LQXVRLGDO�

$LUHV�$FRQGLFLRQDGRV��

%RPEDV�GH$JXD��

��'HVFULSFLyQ�GHO�0yGXOR�)6%��&+��

El aumento del rendimiento de este equipo es primeramente el resultado del avance de la tecnología de aparatos de control (por ejemplo los IGBT´s) en los circuitos inversores de tres fases. El objetivo del diseño es para reducir el tamaño e incrementar la densidad de corriente de estos aparatos de potencia. Los variadores de alta y baja velocidad fueron diseñados para tener la funcionabilidad mínima necesaria que requieren los inversores de baja potencia. Los variadores de Alta velocidad tienen un nivel de voltaje fijo cambiando la señal de referencia del PWM que asigna a una puerta del IGB. Este nivel cambia la activación de los optoacopladores de interface haciéndolo un sistema simple. La incorporación de un candado de bajo voltaje fijo como protección que interrumpe los IGBT´s cuando operan por debajo del voltaje del que fueron diseñados.

[7] FAIRCHILD “ User ś Manual FSBS10CH60”


36

El reciente progreso de esto variadores de alta velocidad incluye un chip de pequeño tamaño. La entrada de control lógico cambia de la convencional activación de baja potencia a la de alta potencia, permitiendo la interface de los microcontroladores DSP. Esto provee un incremento de la inmunidad a ruidos [7]. ��'HVFULSFLyQ�GH�ORV�3LQHV�GHO��0yGXOR�)6%��&+��

Tabla 2.5 que describen a los pines del Módulo [7].



37

Pines VB(U) – VS(U), VB(V) – VS(V), VB(W) – VS(W).

- Estos pines suministran potencia al lado alto de la puerta del IGBT. - La habilidad del circuito Bootstrap es que no requiere fuente externa requerida para

los IGBT. - Cada capacitor del Bootstrap es cargado por Vcc durante el estado de encendido,

correspondiente al lado bajo del IGBT. - Para prevenir el mal funcionamiento por ruido y suministro del voltaje se deben

colocar filtros capacitivos muy cerca de estos pines. Pines: VCC(L), VCC(UH), VCC(VU), VCC(WU). Pin: COM

- El pin común del modulo tiene el control de tierra del Circuito Integrado. - Para evitar influencias de ruidos de la fuente de alimentación no debe de estar

puesto para alimentar este pin. Pines de Señal de Entrada: IN(UL), IN(VL), IN(WL), IN(UH), IN(VH), IN(WH).

- Son pines para el control de operación del IGBT. - Son activados por la señal de voltaje de entrada. Las terminales internamente

conectadas a un circuito disparador integrado de 5V de la clase CMOS. - La señal lógica de estos pines se activarán en estado alto. - El IGBT esta asociado con cada uno de estos pines que serán turnados en ON

(encendido cuando un voltaje lógico sea suficiente para los pines). - Para prevenir señales de oscilación es recomendable instalar un filtro RC.

Pines de Detección de baja corriente: CSC.

- El sensado de la corriente del resistor shunt debe estar conectado entre el pin CSC y el común para detectar baja corriente.

- Un filtro RC debe estar conectado en el pin CSC para eliminar ruido. Pines de Falla: FO.

- Este es un pin de señal de alarma. Se activa cuando existe alguna falla en el SPM. Las condiciones de alarma son: corto circuito, alto voltaje y bajo voltaje.

Pin de tiempo de falla de salida: CFOD

- Este es el pin para seleccionar la falla de salida. - Un capacitor externo debe estar conectado entre este pin y COM. - El tiempo tFOD depende de la capacitancia de CFOD de acuerdo a la siguiente

ecuación: CFOD = 18.3 x 10 -6 x tFOD.


38

Pin DC positivo.

- Este es la unión con el suministro de la fuente de poder del inversor. - Esta internamente conectado a los colectores de estado alto de los IGBT ś. - Conectar un filtro capacitivo a este pin.

Pines DC negativo: NU, NV, NW.

- Negativo de la fuente de alimentación de CD en el inversor. - Estos están conectados al estado Bajo del IGBT.

Pines Salida a Motor: U, V, W.


39

��'DWRV�,PSRUWDQWHV�GHO�&LUFXLWR�,QWHUQR��

La siguiente figura 2.15 muestra el diagrama interno de nuestro Motion – SPM, en este se observan los inversores de los IGB de tres fases y 4 circuitos integrados que controlan las funciones [7].

Figura 2.15.- Diagrama interno del FSBB10CH60 [7].



40

Datos: • Rango de 600V/ 3A a 30 A. • Baja pérdida de eficiencia de los IGBT ś para manejo de motores. • Alta rentabilidad y coordinación de HIVC e IGBT ś. • Puente inversor de tres fases de los IGBT ś.

- Estado Alto: Circuito de control de protección de bajo voltaje (sin señal de salida de fallo).

- Estado Bajo: Protección contra Bajo voltaje y Corto Circuito por un Resistor Shunt externo (con señal de salida de falla).

• Sola toma de tierra del suministro de voltaje y menos interfaces con los

optoacopladores montados en el HVIC. • El cambio de estados de los IGBT ś es conforme a los requerimientos del sistema.

��5DQJRV�0i[LPRV�3HUPLWLGRV��

Tabla 2.6.- Rangos Máximos eléctricos de la parte del Inversor [7].

Tabla 2.7.- Rangos Máximos eléctricos de la parte de Control [7].

Tabla 2.8.- Rangos Máximos eléctricos Totales del Sistema [7].



41

Tabla 2.9.- Rangos Máximos Resistencia Térmica [7].

&DUDFWHUtVWLFDV�HOpFWULFDV��Tabla 2.10(a).- Características Eléctricas [7].

Figura 2.16.- Tiempos de Switcheo de los IGBT ś.



42

Tabla 2.10 (b).- Características Eléctricas [7].

Condiciones de Operación Recomendadas.

Tabla 2.11.- Valores Recomendados para Óptima operación del módulo [7].

Características Mecánicas y Rangos.

Tabla 2.12.- Características [7].



43

Figura 2.17.- Posición del Módulo.


44

��6LVWHPDV�$X[LOLDUHV�SDUD�OD�,QWHUID]��

Debido al proceso de recuperación en sentido inverso de los dispositivos de potencia y las acciones de conmutación del circuito, pueden presentarse voltajes transitorios y condiciones de falla por cortocircuito en los circuitos convertidores, dando como resultado un flujo excesivo de corriente por los dispositivos, causando el daño de éstos o disminuyendo su vida útil; también el calor producido por las pérdidas en un semiconductor, se debe disipar de manera que no excedan las temperaturas de trabajo máximas, especificadas por las hojas de datos de los dispositivos de potencia. Estos dispositivos de potencias protegen contra, avalancha térmica, con disipadores de calor, altas tasas dv/dt y di/dt, con circuitos amortiguadores, estados transitorios por recuperación inversa, con diodos, estados transitorios en el lado de la alimentación, con varistores y sobrecorrientes en la alimentación del rectificador. [4].

��3URWHFFLyQ�GH�6REUHWHPSHUDWXUD��

Debido a las pérdidas en estado activo y por conmutación, dentro del dispositivo de potencia se genera calor. Este calor se debe transferir del dispositivo a un medio de enfriamiento, para mantener la temperatura de operación en la unión dentro de los limites especificados [4]. Se implemento un esquema para la protección de sobretemperatura por medio de un disipador de calor. Disipador de calor.

El calor debe pasar del dispositivo a su encapsulado y después al disipador o radiador de calor en el medio de enfriamiento. La analogía eléctrica del dispositivo, cuando está montado a un disipador de potencia se ve en la figura 2.18 [4].

Figura 2.18 Analogía eléctrica de la transferencia de calor: (a) estructura multicapa, (b) Circuito equivalente basado en resistencias térmicas.

[4] “ ELETRÓNICA DE POTENCIA” Muhammad Rashid.


45

Dónde: PC= Pérdidas promedio de potencia en el dispositivo, W. RJC= Resistencia térmica de unión a la caja, ºC/W. RCS = Resistencia térmica del encapsulado al disipador, ºC/W. RSA = Resistencia térmica del disipador al ambiente, ºC/W. TJ = Temperatura de la unión del dispositivo, ºC. TC = Temperatura del casco, ºC. TS = Temperatura del disipador, ºC. TA = Temperatura del ambiente, ºC.

La temperatura de unión de un dispositivo, TJ, se determina mediante la siguiente ecuación: Las resistencias RJC y RCS las especifican los fabricantes de los dispositivos. Una vez conocidas las pérdidas de potencia PA, de la hoja de datos, se puede calcular la resistencia térmica requerida por el disipador de calor, RSA, de la ecuación que representa la diferencia de temperaturas desde la unión del dispositivo al ambiente [4]: De donde: Se consulta la hoja de datos [8] del modulo inversor y se tiene que:

PC = 27w, por cada IGBT. Pc=77w, por cada diodo.

RJC-T = 0.6166 ºC/w por cada IGBT. RCS = 0.03 ºC/w, Aplicando 0.1mm de grasa de Silicón. Tj = 125ºC. TA = 45ºC, se considera. Por lo tanto, por cada transistor es: RSA-Transistor = RSA-Transistor = 2.316363 ºC/W.

TJ = PC (RJC + RCS + RSA)

TJ - TA = PC (RJC + RCS + RSA) (��)

TJ - TA = - RJC - RCS TJ - TA PC

125- 45 27 -0.6166-

[8] FREESCALE semiconductor “ 56F8300 user manual” .


46

También se tiene que considerar la resistencia térmica del Diodo en antiparalelo que tiene cada transistor, la cual es: RJC-D = 0.78 ºC/W

Utilizando la ecuación (2.2), para cada diodo se tiene: TSA-Diodo = RSA-Diodo = 2.152963 ºC/W, por cada diodo. Entonces, RSA por cada dispositivo con su respectivo diodo en antiparalelo es:

RSA= 2.316363 ºC/W + 2.152963 ºC/W = 4.469 ºC/w El resultado anterior se multiplica por seis debido a que se tienen 6 IGBTs con sus respectivos diodos, y la Resistencia total es: RSA = (4.469 ºC/W) (6) = 26.81ºC/w Con este valor de resistencia térmica buscamos un disipador en el mercado, el disipador que cumple con estas características es el W15 figura 2.19�[10].

Figura 2.19 disipador W15 alphanovatech 15mm x15mm. [10]. �

��

125- 45 27 -0.78 - 0.03.

RSA = RSA-Transistor + RSA-Diodo (2.3)

[10] http://www.alphanovatech.com/cindex5e.


47

��3URWHFFLRQHV�&RQWUD�%DMR�9ROWDMH�� El LVIC tiene una función de protección contra bajo voltaje que protege el lado bajo de los IGBT ś de operación con voltaje insuficiente en las puertas. La figura 2.20 muestra el periodo de protección:

Figura 2.20.- Periodo de protección contra LVIC [7].

a1.- Control de rizos de suministro de voltaje. a2.- Operación Normal: IGBT ON. a3.- Detección de bajo voltaje (UVCCD). a4.- IGBT OFF. a5.- Falla al inicio de operación. a6.- Reset de bajo voltaje. a7.- IGBT ON.

El HVIC tiene una función de bloque por bajo voltaje para proteger el lado alto del IGBT de un voltaje insuficiente del driver del IGBT. Un diagrama de periodo de protección se muestra en la figura 2.21 [7].



48

La alarma Fo no se muestra para bajas condiciones del HVIC.

Figura 2.21.- Periodo de protección contra HVIC [7].

b1.- Control de rizos del suministro de voltaje: Después que el voltaje alcanza UVBSR, los circuitos empiezan a operar cuando la siguiente entrada es aplicada. b2.- IGBT ON. b3.- Detección de bajo voltaje: UVBSD. b4.- IGBT OFF, no existe señal de falla de salida. b5.- Reset de bajo voltaje (UVBSR). b6.- Operación normal del IGBT. ��3URWHFFLRQHV�FRQWUD�&RUWR�&LUFXLWR��

El LVIC tiene montado una función contra corto circuito. Se monitorea el voltaje de CSC, si este voltaje excede al VSC(ref), la señal de falla desactivará los IGBT ś. El periodo de protección contra corto circuito del LVIC se muestra en la figura 2.22 [7].



49

Figura 2.22.- Periodo de protección contra Corto Circuito [7].

C1.- IGBT ON. C2.- Detección de corto circuito. C3.- Interrupción de puerta del IGBT. C4.- IGBT OFF. C5.- Falla de inicio de operación. C6.- Entrada “ L” : Estado de apago del IGBT. C7.- Entrada “ H” . Estado de encendido del IGBT. C8.- Estado de apagado del IGBT (IGBT OFF).



50

��&LUFXLWR�%RRWVWUDS��

Diagrama 2.23.- Ejemplo típico del circuito Bootstrap [7].

Notas [7]: - El resistor bootstrap (RBS) debe ser 3 veces mas grande que RE(H). El valor

recomendado de RE(H) es de 5.6Ω pero puede ser incrementado a 20Ω como máximo, para el valor mas bajo de dv/dt del lado alto.

- El capacitor ubicado entre Vcc y COM debe estar sobre 1EF y debe estar montado cerca de los pines del SPM si es posible.



51

��,QWHUIDFH�5HFRPHQGDGD�HQWUH�&38�,��2�,QWHUIDFH�GHO�&LUFXLWR��

Figura 2.24.- Interface CPU – Circuito FSBS10CH60 [7].



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Aplicación Típica del Circuito.

Figura 2.25.- Aplicación Típica FSBS10CH60

TESIS...2.8.- Resultado de la conexión de ambas partes del Rectificador. 28 2.9 Diagrama eléctrico...

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