1 SOLUCIÓN PROPUESTA

SISTEMA TELEMÉTRICO DE MONITORIZACIÓN Y REGISTRO DEL TRANSPORTE MARÍTIMO DE MERCANCÍAS 1

1 SOLUCIÓN PROPUESTA

1.2 Descripción general

1.2.1 Especificaciones

Para realizar la descripción general del sistema que hemos desarrollado, deberemos en primer

lugar indicar las especificaciones de diseño del mismo. Para ello, seguiremos los objetivos

planteados en el primer capitulo de la memoria del proyecto e impondremos limitaciones al

diseño en aquellos parámetros en los que dispongamos de grados de libertad a la hora de

establecer una solución.

Mostraremos, para ilustrar el diseño final, las fotografías correspondientes a la parte superior

y posterior de la placa del PCB en la que está implementado, así como dos diagramas de

bloques en los que quedan resumidos el posicionamiento en la placa y la función de cada uno

de los módulos del PCB. Es necesario indicar que la descripción que de ellos realizamos a

continuación es una descripción general que será ampliada convenientemente en cada uno de

sus respectivos apartados. Procedemos, sin mayor dilación, a la descripción de las

especificaciones del sistema.

Canales de datos: x8

Se requerirán sensores de aceleración y de inclinación que sean capaces de proporcionar

información precisa sobre los siguientes cinco parámetros: aceleración producida en el eje X, Y

y Z, e inclinación respecto al eje X e Y. Estos serán diseñados para disponer de rangos mínimos

de detección de ±15 de inclinación y ±2g de aceleración, que serán considerados valores

críticos generadores de eventos. La frecuencia de muestreo de los sensores se encontrara en el

rango entre 1 y 100Hz.

Por su parte, se necesitará un dispositivo GPS que ofrezca periódicamente los tres datos de

navegación relativos a la posición, el tiempo y la velocidad del sistema, con frecuencias de

actualización de un pulso por segundo.

Memoria: 4Mbit SRAM y 256MB FLASH

El sistema deberá contar con una memoria SRAM de rápido acceso para el procesado de datos

del microprocesador donde serán almacenados temporalmente los datos procedentes de los

sensores, y una memoria FLASH de 256MB que proporcionara capacidad para albergar hasta

dieciséis millones de datos a la frecuencia de muestreo de un hercio.

Microprocesador: M16C

El microprocesador deberá tener suficiente potencia y velocidad computacional como para

realizar el procesado de los datos provenientes de los canales de información y el

almacenamiento en memoria a las tasas de muestreo a las que hayamos configurado nuestro

sistema. Sera capaz de direccionar memorias de 16bits de direcciones y 8bit de datos,

disponer de 8 puertos analógicos de entrada a su CAD interno y 3 UART para la comunicación

serie, así como proporcionar funcionalidades de vigilancia.


Interfaces: 2xwireless, 8xentradas analógicas, 1xprogramacion

El sistema contara con un conjunto de interfaces inalámbricas de corto alcance (Bluetooth o

LPR) y de largo alcance (GSM-GPRS), así como de interfaces con cables implementadas en

placa, como son las interfaces de entradas analógicas de propósito general y la interfaz de

programación.

Reloj

El reloj general del sistema tendrá una frecuencia de oscilación de 10MHz, que será entregado

al microprocesador para la sincronización y temporización de todos los procesos del sistema.

Circuitos generadores y reguladores de alimentación

Estos circuitos, que estarán presentes tanto en la parte superior del PCB como en la posterior,

convertirán las señales procedentes de la alimentación exterior, ya sea de una toma del barco

o de las baterías del sistema, a diversos valores utilizables por los distintos componentes

electrónicos de la placa. El valor de alimentación estándar de los circuitos será 3.3V. La toma

de alimentación procedente del barco deberá tener protección a prueba de agua. Las

especificaciones sobre consumo, que dependerán de los modos de operación, serán descritas

en el apartado dedicado al mismo, si bien se requiere una autonomía de 70 días de operación

en modo de bajo consumo cuando únicamente operemos con baterías.

Dimensiones y encapsulado del PCB

La placa en la que implementaremos nuestro PCB será una placa de 4 capas o layers, de

dimensiones 14mm x 10.5mm x 2.1mm que introduciremos en un encapsulado mecánico de

aluminio que lo protegerá de condiciones adversas. El anclaje al encapsulado se realizará

mediante cuatro tornillos de fijación correspondientes a los cuatro ángulos de la placa. Los

sensores deberán ser situados cercanos a uno de los extremos de la placa para reducir el ruido

mecánico existente en el sistema.

Precisamente para aislar al PCB de esta interferencia modal, el encapsulado de aluminio se

unirá a una superficie fija horizontal de la estancia del barco donde se sitúe el sistema

mediante dos muelles de coeficientes tales que los anchos de banda eléctrico y mecánico se

encuentren adaptados. Esto sucederá a frecuencias inferiores a 400Hz, lo cual, teniendo en

cuenta las frecuencias eléctricas y mecánicas de trabajo, será absolutamente factible.


Fig. 3.1 Capa superior del PCB del sistema

Fig.3.2 Diagrama de bloques de la capa superior del PCB del sistema

Como podemos observar, la mayor parte de los componentes se encuentran situados en la

capa superior del PCB, donde se han situado estratégicamente para disminuir el ruido

electromagnético, proporcional, entre otros factores, a la longitud de las pistas de cobre.

Aquellos componentes que producen un nivel de interferencia significativo han sido aislados

en la capa posterior de la placa.


Fig. 3.3 Capa posterior del PCB del sistema

Fig.3.4 Diagrama de bloques de la capa posterior del PCB del sistema


1.2.2 Modos de operación

En función de las distintas condiciones de alimentación de las que dispongamos en cada

momento, el microprocesador elegirá uno u otro modo de operación. Para ello, dos conceptos

son fundamentales: la definición de un evento y la señal de alimentación externa V EXT.

Por evento entendemos aquel estado en el cual detectamos, en al menos uno de los cinco

canales de información procedentes de los sensores de aceleración e inclinación, un valor,

denominado crítico, que excede una magnitud determinada, denominada valor umbral, o valor

threshold. El valor umbral podrá ser configurado por el usuario del sistema entre un rango de

valores que se indicará más adelante en la descripción del funcionamiento, si bien toma ±2g y

±15 como valores por defecto para aceleración e inclinación, respectivamente.

La señal V EXT, por su parte, tomará uno de dos posibles valores: 11.3V o 6.5V. El primer valor

indica que disponemos de la alimentación de 12V de la instalación eléctrica del barco,

mientras que el segundo muestra que nos encontramos alimentando al PCB desde las baterías

de 7.2V instaladas en nuestro sistema.

Una vez aclarados ambos conceptos, expongamos a continuación los tres modos de operación

del sistema y las condiciones en las que éstos son lanzados por el microprocesador.

Modo normal

El modo normal será el modo por defecto de nuestro sistema. El microprocesador, una vez

arrancado el sistema, entrará y se mantendrá en él en ausencia de condiciones excepcionales,

como son los fallos puntuales de la alimentación primaria del barco (que lanzará el modo de

bajo consumo) y las situaciones de emergencia (que lanzará el modo de emergencia cuando

por las circunstancias no dispongamos de la fuente primaria).

En este modo, todos los dispositivos y módulos del PCB operan al máximo rendimiento y en

modo continuo, con lo que el consumo de potencia es sensiblemente superior al de los otros

dos modos, si bien, considerando que siempre nos hallamos en parámetros de consumo

reducidos y que disponemos de una fuente continua que procede de la red eléctrica del barco

de transporte, esta circunstancia no repercute negativamente en la propiedades de nuestro

sistema.

CARACTERÍSTICA VALOR UNIDAD

MODO NORMAL -

TENSIÓN DE ALIMENTACIÓN 12 V

AUTONOMÍA MÍNIMA ilimitada Horas

FRECUENCIA DE MUESTREO DE LOS SENSORES fs Hz

MODO DEL GPS Fijo -

MODO DE LA INTERFAZ GSM/GPRS Fijo -

Tabla3.1 Especificaciones del modo de operación normal


Modo de bajo consumo

En el modo de bajo consumo, los sensores seguirán siendo sondeados por el microprocesador

a la frecuencia habitual de muestreo fs para ser capaces de detectar en cualquier momento la

aparición de un evento, mientras que únicamente procederemos a registrar la información del

GPS de forma periódica, con periodicidad variable y con valor por defecto de 30 minutos, o

bien cuando se produzca un evento significativo en la lectura de alguno de los sensores del

sistema. Exactamente lo mismo ocurrirá para la interfaz radio GSM/GPRS de largo alcance. El

resto del tiempo, ambos dispositivos permanecerán en sus respectivos modo de consumo

mínimo. Los mecanismos para el control del encendido, sondeo y apagado de ambos por parte

del microprocesador serán detallados en sus correspondientes capítulos.

Teniendo en cuenta que estos dos dispositivos son, precisamente, los que presentan un mayor

consumo (significativamente superiores al consumo del resto de componentes electrónicos del

PCB), la limitación en su uso representara un sensible ahorro de potencia al sistema,

aumentando la vida de las baterías y, por lo tanto, de la fuente secundaria, lo cual nos

permitirá alcanzar las especificaciones de autonomía que son representadas en el siguiente

cuadro, junto con la frecuencia de trabajo de los sensores y del GPS, así como con el modo de

funcionamiento de las interfaces.


MODO BAJO CONSUMO -

TENSIÓN DE ALIMENTACIÓN 7.2 V

AUTONOMÍA MÍNIMA 1680 Horas


MODO DEL GPS Sleep Mode -

MODO DE LA INTERFAZ GSM/GPRS Sleep Mode -

Tabla 3.2 Especificaciones del modo de operación de bajo consumo

Modo de emergencia

El modo de emergencia es una funcionalidad adicional de nuestra aplicación que permite, en

aquellas situaciones excepcionales en las que ocurran fallos generales en el barco por causa de

un accidente marítimo, proceder a la monitorización y el registro en la memoria de las

condiciones del transporte de forma continuada, hasta el agotamiento de las baterías o la

rotura del sistema debido a situaciones críticas, como pueda ser el hundimiento del barco.

En tales casos, es vital tener un registro de las circunstancias en las que se ha producido la

emergencia, lo cual implica muestrear con las frecuencias de muestreo habitual fs, y

memorizar la información de los 8 canales de datos del sistema de forma continua. Esto

implica el funcionamiento del GPS y del módulo de comunicación global inalámbrica

GSM/GPRS, a plenos rendimientos, para disponer de un registro exhaustivo de las

circunstancias acaecidas.

En dichas circunstancias, un fallo general en las instalaciones eléctricas del sistema es bastante

probable, por lo que, tras ser detectada por el microprocesador la situación de emergencia y la


avería en el suministro eléctrico, se activaría inmediatamente la fuente secundaria

implementada con baterías. El cuadro de especificaciones para este modo aparece a

continuación.


MODO EMERGENCIA -




MODO DEL GPS Fijo -

MODO DE LA INTERFAZ GSM/GPRS Fijo -

Tabla.3.3 Especificaciones del modo de operación de emergencia

1.2.3 Funcionamiento

Para describir el funcionamiento de nuestro sistema de un modo general, diferenciaremos las

dos operaciones básicas que deberemos atender: la monitorización de las condiciones del

transporte, mediante las lecturas de los canales de información procedentes de los sensores y

del GPS, y el registro en la memoria de las condiciones detectadas, que se hará mediante la

combinación de las memorias del sistema (SRAM y FLASH). Este esquema es representado en

la siguiente figura.

Fig.3.5 Funcionamiento general del sistema

Para la explicación del funcionamiento, por motivos didácticos, expondremos el modo de

funcionamiento más general, es decir, el modo normal, y aplicaremos los valores por defecto

de los parámetros del sistema. El funcionamiento de los otros dos modos se deducirá, por

extensión, aplicando los valores pertinentes a cada parámetro. El rango de valores de los

parámetros y sus valores por defecto aparecen a continuación.

µP

Registro

SRAM FLASH

Monitorización

CANALES


PARÁMETRO fs (Hz) TTH (grados) ATH (g) TGPS (s) TGSM (s) S (s) C (canales)

MÍNIMO 1 10 2 3600 3600 20 3

MÁXIMO 100 45 8 1 1 50 8

POR DEFECTO 50 15 4 1 1 50 8

Tabla.3.4 Parámetros de configuración del sistema

La frecuencia de muestreo fs será la misma para ambos sensores, acelerómetro e inclinómetro.

Por su parte, TTH y ATH serán, respectivamente, los valores umbrales de la aceleración y la

inclinación que disparan un evento. TGPS y TGSM son los valores del periodo de operación del GPS

y del GPRS, respectivamente. El valor por defecto del GPS indica que cada segundo tendremos

disponible un trío de datos que nos proporcione una solución de navegación que pueda ser

almacenada junto a los datos de los sensores en caso de producirse un evento, mientras que

GPRS estará permanentemente en escucha tratando de captar un enlace de la red GSM e

intentando establecer, cada segundo, una comunicación con el servidor central de datos de la

aplicación mediante dicha red.

Una vez iniciado el sistema, el microprocesador tomará los parámetros por defecto y

comenzará a muestrear el valor de los sensores en espera de la aparición de un evento en

alguno de los canales de información. Los valores de los parámetros se mantendrán salvo dos

situaciones: la entrada en un modo de operación con valores de parámetros distintos o la

reconfiguración de los mismos por parte del usuario a través de alguna de las interfaces de

nuestro sistema.

Monitorización

Cada periodo de muestreo, el microprocesador tomará una muestra del inclinómetro y otra

del acelerómetro para comprobar si se está produciendo una inclinación o aceleración que

exceda los valores umbrales. En caso negativo, el microprocesador esperará al siguiente

periodo de muestreo, realizando este ciclo ininterrumpidamente. En caso en que sea

detectado un valor en alguno de los cinco canales de los sensores que supere un valor crítico,

se producirá un evento, y el microprocesador ejecutará la rutina de atención de eventos para

su procesamiento.


Fig.3.6. Situación de inclinación crítica

Es fundamental entender que, en cualquiera de las dos situaciones, se produzca un evento o

no, el microprocesador registra en la memoria SRAM los valores correspondientes a los

canales de información seleccionados, que como vimos en el cuadro, serán por defecto los

cinco de los sensores más los tres del GPS.

El proceso de registro de la información que se quiere obtener queda descrito a continuación.

Registro

En la memoria SRAM del sistema disponemos de espacio reservado para un máximo de ocho

colas circulares (correspondiente a un máximo de ocho canales de información). Cada cola

albergará las muestras tomadas por el microprocesador para cada canal, respectivamente,

durante un periodo de tiempo en segundos igual al especificado por un parámetro

configurable del sistema. Así, si ese valor fuera de 120 segundos, por ejemplo, esto implicará

que en todo momento, dispondremos en la cola de información de las muestras

correspondientes a los últimos 120 segundos de funcionamiento del sistema, que ocupará un

número variable de posiciones de memoria (tantas como muestras tomadas en tales 120

segundos) que dependerá de la frecuencia de muestreo de los sensores fs.

La operación anterior se realiza permanentemente, en espera de la aparición de un evento.

Cuando esto ocurre, es decir, cuando el microprocesador detecta un valor crítico en alguno de

los cinco canales, se lanza la rutina de atención de eventos.

En ese instante, el microprocesador esperará un tiempo determinado y, una vez finalizado,

tomará la información de todas las colas de información de canal de la SRAM (y no

exclusivamente la cola del canal que dispara la rutina de evento). Con ello, el sistema obtiene

lo que denominamos una ventana de información. Esta ventana tendrá de duración el valor en

segundos del parámetro S y cubrirá, centrándonos en el instante te en el que se ha producido

el evento, 2S/3 segundos a la izquierda de te, y S/3 a la derecha de te, con lo que obtendremos

una evolución temporal del valor de las muestras antes y después de que se produzca el

evento, lo que dará buenas señas de las condiciones y circunstancias que se han producido. De


este modo, si el tamaño de la ventana fuera de 30 segundos, dispondríamos de información,

sobre cada uno de los sensores y sobre el GPS, de los 20 segundos previos y los 10 segundos

posteriores a la aparición del evento.

El siguiente paso es el del análisis de tal información por parte del microprocesador. Éste

comparará el valor crítico que ha disparado la interrupción de eventos con los 100 valores más

relevantes hasta ese momento correspondientes a los distintos trayectos del barco de

transporte de mercancías, que se encuentran almacenados en la pila de 100 eventos de la

memoria FLASH de la tarjeta MMC. Si el valor no alcanza el nivel del valor menos significativo

de la pila, la ventana de información seleccionada se deshecha, ya que no tiene sentido

almacenar datos que no representan una información significativa.

Sin embargo, en el caso en el que se encuentre dentro del rango entre el valor más

significativo y el menos significativo, el microprocesador calculará la posición que le

corresponderá en la pila, y ejecutará rutinas estándares de desplazamiento de pilas FIFO para

reordenar la pila, incorporando ya la ventana correspondiente al último evento significativo. Es

importante subrayar que lo que se almacena en memoria no es el valor puntual del canal en el

instante en que se produce el evento, sino una sucesión de valores que constituyen una

evolución temporal de los valores de ese canal en un intervalo temporal significativo,

denominada ventana de información.

El otro aspecto que hay que aclarar para la correcta comprensión del funcionamiento es que

disponemos de 6 pilas FIFO en la memoria FLASH (una para cada canal). De ellas, cinco

corresponden a los canales de información de los sensores (Ax,Ay,Az,Tx,Ty) y cada una de ellas

se encuentra ordenada e indexada según los valores críticos de su canal correspondiente (la

pila restante recoge información exclusiva procedente del trío de datos producido por el

módulo GPS). Sin embargo, en cada una de las 5 pilas FIFO de canales de información, tenemos

almacenada información sobre los 8 canales (todos los sensores y el GPS), con lo que cada una

de las pilas estará indexada según un canal pero contendrá las ventanas de información

referentes al resto de los canales, para cada evento.

Con este mecanismo, un mismo evento será capaz de generar el registro en una o varias pilas

top 100 de las 8 ventanas de información correspondientes a los 8 canales, lográndose así una

potente monitorización de todas las condiciones en las que se producen los eventos objeto de

nuestro análisis, y obteniendo una gran fuente de datos que el usuario podrá posteriormente

gestionar mediante sofisticados sistemas de adquisición de datos DAS.

En el caso en que nos encontremos en un escenario de eventos creciente, por ejemplo, nos

encontramos en medio de una tormenta y la mar se hace cada vez más gruesa, con lo que las

inclinaciones y aceleraciones que registrarán nuestros sensores alcanzarán progresivamente

valores más y más críticos, el microprocesador realiza operaciones y rutinas destinadas a

albergar en memoria FLASH secuencias de información complementarias (es decir, contiguas y

no solapadas) pertenecientes a eventos cercanos en el tiempo.

Para concluir, diremos que el microprocesador realizara este ciclo de comparación y registro o

deshecho, cada vez que ocurre un nuevo evento, en paralelo con las operaciones de lectura de


los sensores, lo que nos permite detectar nuevos eventos a la vez que procesamos los eventos

recientes.

1.3 Descripción analítica

1.3.1 Introduccion

Una vez que hemos descrito las especificaciones, los modos de operación y el funcionamiento

general de la aplicación que hemos diseñado, corresponde ahora exponer de forma exhaustiva

los diferentes módulos que componen el sistema.

Por consiguiente, analizaremos aspectos relevantes de cada uno de los módulos, como pueden

ser las características principales, los diseños de los circuitos esquemáticos y del layout, el

posicionamiento en el PCB, la descripción del funcionamiento, la descripción de los pines del

dispositivo, la conexión con el microprocesador, las pruebas a las que ha sido sometido o las

comparativas realizadas frente a dispositivos alternativos presentes en el mercado. Para ello,

aportaremos descripciones cualitativas y cuantitativas que ilustren tales conceptos, a los que

añadiremos figuras y tablas que contribuyan a ilustrar lo expuesto.

Comenzaremos por el bloque de dispositivos que permiten obtener la información que

perseguimos. Estos son, por un lado, los sensores de aceleración, de inclinación y

piezoeléctricos, y por otro, el GPS. Una vez finalizado, nos dispondremos a abordar la forma en

que el sistema se comunica con el exterior, es decir, realizaremos una descripción detallada de

las interfaces inalámbricas y con cables con las que esta equipado nuestro sistema.

Posteriormente, expondremos los circuitos de alimentación y regulación de tensión e

intensidad de nuestro sistema, para finalizar con el microprocesador y las memorias del

sistema, los dos módulos que procesaran y almacenaran, respectivamente, la información

proporcionada por los dispositivos anteriores.

Nos disponemos pues, sin más dilación, a acometer este interesante análisis de los módulos de

nuestro sistema.

1.3.2 Sensores

Los sensores constituyen el primer pilar de nuestro sistema. Es más, sin ellos, nuestra

aplicación carece de sentido, ya que de poco sirve condicionar señales y procesar información

si tal información no es precisa, útil y abundante.

Este es precisamente, el objetivo de este bloque que podemos encontrar en el PCB: el de

medir constantemente, es decir, con frecuencias de muestreo suficiente elevadas, y de forma

precisa, la aceleración y la inclinación a la que esta siendo sometido el barco de transporte y,

por extensión, la mercancía almacenada en él. Añadiremos al acelerómetro y al inclinómetro

un modulo de preinstalación de sensores piezoeléctricos que otorgará al sistema de

posibilidades de expansión, desde el punto de vista de la medición del entorno en el que la

aplicación opera.


1.3.2.1 Acelerómetro

Uno de los objetivos que motivan el diseño de nuestra aplicación es la obtención y registro

periódico de la aceleración a la que se encuentra sometida la nave, y por extensión, la

aceleración a la que queda sometida la mercancía transportada. Esta aceleración podrá tener

tres componentes distintas correspondientes a los tres ejes espaciales, si bien la componente

transversal al sentido del movimiento resulta la más significativa de todas, ya que, a priori, es

la que va a registrar valores mas elevados durante los trayectos.

Sin embargo, lejos de conformarnos con un diseño aproximado, recogeremos información

exhaustiva y precisa sobre las tres aceleraciones. El instrumento que utilizaremos para obtener

tales datos correspondientes a la aceleración será un acelerómetro triaxial. En lo que

concierne al registro de tales datos, nos remitiremos al capitulo dedicado al funcionamiento

general de nuestra aplicación, en el que queda descrito en profundidad. Por consiguiente, el

objetivo de este apartado es describir exhaustivamente las características, funcionalidades,

rendimiento y adecuación a nuestro sistema del acelerómetro.

No obstante, antes de dedicarnos a profundizar en nuestro acelerómetro triaxial, sería

pertinente citar, a grosso modo, algunas nociones generales sobre esta clase de sensores. En

líneas generales, podemos definir un acelerómetro como un elemento de instrumentación

mecánico o electromecánico que se utiliza para medir la aceleración de un movimiento. El

acelerómetro puede medir tanto los componentes de la aceleración de un movimiento

rectilíneo como la aceleración angular de un movimiento curvilíneo.

Este dispositivo determina la aceleración de un cuerpo, midiendo la fuerza desarrollada por

una masa pesada unida a dicho cuerpo, movido mediante un muelle. La desviación de tal masa

es indicada directamente, registrada o transformada en corriente eléctrica o en presión, por

emisores eléctricos o neumáticos. Y es justamente la interpretación de tales señales eléctricas

generadas por el sensor la que nos permitirá obtener la información objeto de nuestro análisis.

Características principales del acelerómetro triaxial

Hemos seleccionado y empleado un acelerómetro triaxial que por sus características resulta

completamente adecuado para nuestro diseño. Se trata del MMA7260QT. A continuación

quedan resumidas las principales características del mismo y de su circuito de

condicionamiento de señal. Así mismo, representamos el diseño esquemático realizado con el

software de diseño electrónico Proteus Isis, el layout realizado con Proteus Ares, y su posición

y montaje en el PCB.

Rango de aceleraciones ajustable

Alta sensibilidad

Bajo consumo

Baja tensión de alimentación

Respuesta rápida

Diseño robusto

Reducido tamaño

Bajo coste


Diagrama esquemático y layout

Fig. 3.7 Diseño del acelerómetro triaxial

Fig.3.8 Layout del acelerómetro triaxial


Descripción del funcionamiento

Se trata de un circuito integrado miniaturizado y de montaje en superficie sobre el PCB, cuyo

diagrama de bloques podemos apreciar a continuación.

Fig. 3.9 Diagrama de bloques simplificado del acelerómetro triaxial

El dispositivo consiste de dos celdas de sensibilidad capacitiva (capacitive sensing)

miniaturizadas (g-cell) y un ASIC para el condicionamiento de señal que se encuentran

contenidas en un mismo circuito integrado y en un mismo encapsulado. Los elementos de

sensing están sellados herméticamente en el nivel wafer utilizando para ello un tapón wafer en

miniatura.

La g-cell es una estructura mecánica formada por materiales semiconductores (polisilicio) y

empleando procesos semiconductores (masking y etching). Podría ser modelado como un

juego de beams pegados a una masa central móvil que se desplaza entre beams fijos. Los

beams móviles son deflectados desde su posición de reposo exponiendo el sistema a

aceleración. Al moverse los beams que se encuentran unidos a la masa central móvil, la

distancia desde ellos hasta los beams fijos situados a un extremo se incrementara. Del mismo

modo, la distancia al otro extremo decrecerá la misma magnitud. Y es precisamente este

cambio en la distancia lo que nos otorga una medida de la aceleración.

Los beams g-cell constituyen dos condensadores back-to-back, tal como se ilustra en la figura.

Cuando el beam central se desplaza con la aceleración, la distancia entre los beams varia y, por

lo tanto, la capacidad de cada condensador también cambia según la expresión 𝐶 =𝐴𝜀

𝐷 donde

A es el araea del beam, ε la constante dieléctrica y D la distancia entre beams.


El ASIC se sirve de técnicas de condensadores conmutados para medir los condensadores g-cell

y extraer los datos de aceleración a partir de la diferencia entre los dos condensadores. Por

otro lado, el ASIC también condiciona adecuadamente y filtra la señal mediante capacidades

conmutadas, obteniendo un nivel de tensión de salida elevado que es ratio métrico y

proporcional a la aceleración.

Fig. 3.10 Modelo físico simplificado de transductor

La propiedad g-Select permite la selección de cuatro sensibilidades distintas. En función de las

entradas lógicas de los pines 1 y 2, la ganancia interna del dispositivo variara para desplegar

sensibilidades de 1.5g, 2g, 4g o 6g, tal como se puede observar en la tabla.

Tabla. 3.5Descripción de los pines g-Select y de los rangos y sensibilidades correspondientes

Esta propiedad es idónea para aquellos productos que posean aplicaciones que necesiten

diversas sensibilidades para un funcionamiento óptimo. Una ventaja adicional es la posibilidad

de cambiar de un valor a otro en cualquier instante. Por defecto, y dejando los pines de

selección sin conectar, quedara elegido el modo de 1.5g, ya que el dispositivo posee un pull-

down interno para situarlo en tal sensibilidad (800mV/g).

El acelerómetro de tres ejes viene provisto de un Sleep Mode que es totalmente adecuado

para productos que funcionen con baterías. Cuando esta activo, las salidas dejan de ser

operativas, disminuyéndose el consumo de corriente de forma significativa. Así, un nivel bajo

en la señal de entrada del pin 12 (Sleep Mode) ubicará al dispositivo en este modo y reducirá la

corriente a 3µA (valor típico). Para disminuir aun mas si cabe el consumo conviene configurar

g-Select para 1.5g. Sera suficiente un nivel alto de señal en el pin 12 para salir de este modo y

volver al funcionamiento estándar.


A continuación, destacamos aquellas especificaciones que resultan claves para un

funcionamiento óptimo del acelerómetro. En función de la aplicación que se quiera

desarrollar, estos valores estratégicos variaran.

CARACTERÍSTICA SÍMBOLO MIN TYP MAX UNIDAD

Tensión de alimentación VDD 2.2 3.3 3.6 V Corriente de alimentación IDD - 500 800 μA Corriente de alimentación en Sleep Mode IDD - 3.0 10 μA Salida para 0g VOFF 1.485 1.65 1.815 V

XY Bandwidth Response f-3dB - 350 - Hz Z Bandwidth Response f-3dB - 150 - Hz Ruido RMS nRMS - 4.7 - mVrms Ruido PSD nPSD - 350 - µ/ Hz

Tabla. 3.6 Parámetros de diseño del acelerómetro

En nuestro caso, implementaremos una configuración por defecto de 4g y 300mV para el

rango de aceleraciones y la sensibilidad respectivamente, si bien ambas podrán ser

reconfiguradas por el usuario en cualquier momento al acceder a nuestro sistema telemétrico

mediante alguna de las interfaces radio de las que está provisto.

En lo que a alimentación y consumo se refiere, alimentaremos el dispositivo con nuestra

tensión de alimentación general VCC (3.3V), común para todos los dispositivos electrónicos

presentes en nuestro sistema.

Por ultimo, es imprescindible destacar que las especificaciones en cuanto a ancho de banda y

ruido, dos parámetros vitales para un adecuado diseño, son cumplidas con un amplio margen.

De este modo, y para asegurar un funcionamiento óptimo en los tres ejes de medición,

cumpliremos en nuestro sistema el requerimiento de 150 Hz como ancho de banda

(correspondiente a la aceleración en el eje Z, el más restrictivo de los tres), lo cual sumado al

bajo nivel de ruido existente y al escaso consumo, garantiza una óptima relación señal ruido

(SNR) y hace de nuestra aplicación un sistema de instrumentación para aceleración de alta

precisión y bajo consumo.

Otras características

El acelerómetro contiene filtros de capacidades conmutadas single-pole integradas en placa.

Debido a que el filtro se realiza utilizando estas técnicas switched capacitor, no se requieren

componentes pasivos externos (resistencias y condensadores) para conseguir la frecuencia de

cut-off adecuada.

Por otro lado, el dispositivo es ratiométrico. La ratiometricidad simplemente hace referencia a

la propiedad por la que el offset de la tensión de salida y la sensibilidad están escalados con la

tensión de la fuente de alimentación. Es decir, si la tensión de alimentación aumenta, la

sensibilidad y el offset aumentarán linealmente, mientras que si la tensión de alimentación


disminuye, ambos disminuirán linealmente. Este es un concepto clave en la interfaz con el

microcontrolador o el convertidor analógico digital, ya que proporciona al sistema la

eliminación del nivel debido a aquellos errores inducidos por la alimentación en el proceso de

conversión de analógico a digital.

Descripción de los pins

El dispositivo consta de 16 pines, de los cuales tres son entradas lógicas, tres son salidas

analógicas y otros dos son alimentación y tierra. El resto de pines quedan sin conectar. De las

entradas digitales, dos de ellas se dedican a la selección del rango de aceleración y la

sensibilidad (g-Select1, g-Select2), y la otra es para la selección del modo de consumo

(𝑺𝒍𝒆𝒆𝒑 𝑴𝒐𝒅𝒆 ). Las tres salidas analógicas (XOUT, YOUT, ZOUT) representan niveles de tensión

correspondientes a las aceleraciones en los ejes X, Y y Z, respectivamente. Estas tres señales

presentan un offset igual a 1.65V, es decir, este será el valor de tensión que muestren en

ausencia de aceleración. Esta información queda resumida en las siguientes tabla y figura.

Tabla. 3.7 Pinout del acelerómetro Figura. 3.11 Pinout del acelerómetro

Conexión con el microprocesador y condicionamiento de señal

En primer lugar, es necesario añadir un condensador de 0.1 µF a VDD para desacoplar la

componente de continua de la fuente de alimentación. Por otro lado, también resulta

beneficioso utilizar filtros RC a la salida de XOUT, YOUT y ZOUT para minimizar el ruido proveniente


del oscilador presente en el circuito de capacidades conmutadas. Los valores adecuados para

este filtro son 1kΩ y 0.1µF respectivamente.

Otra especificación importante es la elección de una adecuada frecuencia de muestreo del

CAD situado dentro del microprocesador. Ésta no debe interferir con la frecuencia de

muestreo interna del acelerómetro (11KHz) para evitar errores de aliasing. Por lo demás, hacer

notar que las tres entradas digitales de control quedan conectadas directamente a tres

puertos digitales del microprocesador.

El siguiente diagrama de conexiones muestra lo anteriormente comentado.

Fig. 3.12 Interfaz acelerómetro-microcontrolador

Por ultimo, es importante señalar dos medidas de precaución que hemos tomado como

diseñadores al abordar el layout del acelerómetro, así como su situación y conexión en el PCB:

por un lado minimizar la distancia entre dispositivo y microprocesador, y por otro, colocar un

plano de tierra cercano al acelerómetro para reducir el ruido.

Respuesta frente a la orientación respecto a la gravedad Para una correcta descripción del comportamiento de nuestro acelerómetro deberemos

diferenciar entre comportamiento estático y dinámico. Como queda implícito, éstos

corresponden a los funcionamientos en ausencia o presencia de movimiento.

En cuanto al comportamiento dinámico se refiere, cabe decir que la obtención de los módulos

de las aceleraciones únicamente nos otorgaría la mitad de la información, proporcionándonos

un resultado poco exhaustivo y por tanto, inaceptable. Con ello, queremos poner de

manifiesto que resulta absolutamente importante conocer las especificaciones dadas por el

fabricante correspondientes a la orientación, ya que en función de los valores obtenidos en las

salidas conoceremos, mediante la interpretación de tales especificaciones resumidas en los

siguientes diagramas, el sentido y la magnitud de la aceleración en cada uno de los ejes.


Fig. 3.13 Comportamiento dinámico

En lo que refiere al comportamiento estático, es importante destacar que cuando el dispositivo

se encuentra en reposo en las posiciones vertical, horizontal y lateral para 1g, 0g y -1g, los

valores típicos que se obtienen en las salidas son iguales para los tres ejes, lo que nos otorga

una ventaja significativa a la hora de analizar y comparar los datos obtenidos. Tal

funcionamiento queda reflejado en el siguiente esquema, donde ilustramos un ejemplo

tomado en condiciones estándar (rango de 1.5g seleccionado y alimentación de 3.3V).

Fig.3.14 Comportamiento estático


Pruebas y calibraciones

Las diversas pruebas realizadas al acelerómetro ponen de manifiesto la adecuación de los

resultados a las especificaciones dadas por el fabricante, así como la fiabilidad de este

dispositivo. En particular, es de nuestro interés mostrar los resultados obtenidos por nuestro

dispositivo en las condiciones de funcionamiento estándar de nuestro sistema, es decir:

Alimentación = VCC (3.3V)

Rango de aceleraciones = 6g

Temperatura =22℃

Para ilustrar los resultados de las pruebas, mostramos a continuación los datos obtenidos en

un test estático en el que, inclinando el sensor con la ayuda de una plataforma rotatoria,

hemos medido la aceleración en los ejes X, Y y Z al variar el ángulo de inclinación alrededor de

cada uno de los ejes en intervalos de 5 grados. Tales resultados quedan representados

gráficamente mediante las figuras y tablas siguientes.


Angle [deg] Xout [V] Xout [g] Xout-X0g [mV] Yout [V] Yout [g] Yout-Y0g [mV] Zout [V] Zout [g] Zout-Z0g [mV]

-100 1,459 -0,941 -190 1,451 -1,015 -197 1,459 -0,941 -190

-95 1,457 -0,950 -192 1,449 -1,026 -199 1,457 -0,950 -192

-90 1,455 -0,960 -194 1,447 -1,036 -201 1,455 -0,960 -194

-85 1,455 -0,960 -194 1,447 -1,036 -201 1,455 -0,960 -194

-80 1,457 -0,950 -192 1,449 -1,026 -199 1,457 -0,950 -192

-75 1,459 -0,941 -190 1,451 -1,015 -197 1,457 -0,950 -192

-70 1,464 -0,916 -185 1,456 -0,990 -192 1,462 -0,926 -187

-65 1,470 -0,886 -179 1,462 -0,959 -186 1,468 -0,896 -181

-60 1,478 -0,847 -171 1,469 -0,923 -179 1,475 -0,861 -174

-55 1,487 -0,802 -162 1,479 -0,871 -169 1,485 -0,812 -164

-50 1,496 -0,757 -153 1,488 -0,825 -160 1,493 -0,772 -156

-45 1,509 -0,693 -140 1,500 -0,763 -148 1,507 -0,703 -142

-40 1,519 -0,644 -130 1,513 -0,696 -135 1,519 -0,644 -130

-35 1,533 -0,574 -116 1,526 -0,629 -122 1,530 -0,589 -119

-30 1,548 -0,500 -101 1,540 -0,557 -108 1,543 -0,525 -106

-25 1,563 -0,426 -86 1,554 -0,485 -94 1,557 -0,455 -92

-20 1,581 -0,337 -68 1,569 -0,407 -79 1,572 -0,381 -77

-15 1,597 -0,257 -52 1,585 -0,325 -63 1,589 -0,297 -60

-10 1,613 -0,178 -36 1,605 -0,222 -43 1,607 -0,208 -42

-5 1,627 -0,109 -22 1,625 -0,119 -23 1,627 -0,109 -22

0 1,649 0,000 0 1,648 0,000 0 1,649 0,000 0

5 1,676 0,134 27 1,670 0,113 22 1,672 0,114 23

10 1,694 0,223 45 1,685 0,191 37 1,690 0,203 41

15 1,710 0,302 61 1,702 0,278 54 1,703 0,267 54

20 1,726 0,381 77 1,717 0,356 69 1,720 0,351 71

25 1,743 0,465 94 1,733 0,438 85 1,737 0,436 88

30 1,757 0,535 108 1,749 0,521 101 1,753 0,515 104

35 1,772 0,609 123 1,763 0,593 115 1,766 0,579 117

40 1,786 0,678 137 1,777 0,665 129 1,780 0,649 131

45 1,797 0,733 148 1,790 0,732 142 1,794 0,718 145

50 1,808 0,787 159 1,802 0,794 154 1,807 0,782 158

55 1,820 0,847 171 1,811 0,840 163 1,817 0,832 168

60 1,829 0,891 180 1,821 0,892 173 1,826 0,876 177

65 1,836 0,926 187 1,828 0,928 180 1,834 0,916 185

70 1,841 0,950 192 1,834 0,959 186 1,840 0,946 191

75 1,847 0,980 198 1,838 0,979 190 1,847 0,980 198

80 1,849 0,990 200 1,841 0,995 193 1,849 0,990 200

85 1,851 1,000 202 1,842 1,000 194 1,851 1,000 202

90 1,851 1,000 202 1,842 1,000 194 1,851 1,000 202

95 1,849 0,990 200 1,841 0,995 193 1,849 0,990 200

100 1,847 0,980 198 1,841 0,995 193 1,847 0,980 198

Tabla.3.8 Calibración del acelerómetro MMA7260QT


Fig.3.15 Calibración de la aceleración en el eje X

Fig.3.16 Calibración de la aceleración en el eje Y

-250

-200

-150

-100

-50

0

50

100

150

200

250

-100 -80 -60 -40 -20 0 20 40 60 80 100

Vo

ltag

e [m

V]

Angle [deg]

X out

-250

-200

-150

-100

-50

0

50

100

150

200

250

-100 -80 -60 -40 -20 0 20 40 60 80 100

Vo

ltag

e [m

V]

Angle [deg]

Y out


Fig. 3.17 Calibración de la aceleración en el eje Z

Fig. 3.18 Calibración triaxial del acelerómetro

-250

-200

-150

-100

-50

0

50

100

150

200

250

-100 -80 -60 -40 -20 0 20 40 60 80 100

Vo

ltag

e [m

V]

Angle [deg]

Z out

-250

-200

-150

-100

-50

0

50

100

150

200

250

-100 -50 0 50 100

Vo

lta

ge [m

V]

Angle [deg]

3-axis Accelerometer CalibrationX outY outZ out


Comparativa con otros acelerómetros presentes en el mercado

Una vez desgranadas las virtudes y cualidades de nuestro acelerómetro es probable llegar a la

conclusión de que, en efecto, con el ASIC MMA7260QT del fabricante Freescale

Semiconductor disponemos en nuestra aplicación de un dispositivo versátil, eficiente, dotado

de tamaño y consumo reducidos que constituye una excelente elección.

No obstante, cabría preguntarse: ¿existen en el mercado otras opciones igual de competitivas

y adecuadas para nuestro sistema aparte del MMA7260QT? En caso afirmativo, ¿cuáles son

dichas opciones? La respuesta es no. Existe una gran variedad de acelerómetros con

funcionalidades similares a las desplegadas por nuestro dispositivo, pero plantean en alguna

de sus características una dificultad que imposibilita su elección.

Mención especial merece la familia ADXL de acelerómetros del fabricante Analog Devices, que

ofrece una gran variedad de posibilidades para un gran número de aplicaciones de diversa

índole. Se basan en la tecnología iMEMS (integrated Micro Electro Mechanical System) para

su fabricación, garantizando así una fiabilidad del de 1FIT (1 fallo cada billón de horas en

operación). Al igual que nuestro acelerómetro, son capaces de medir tanto aceleraciones

estáticas (gravedad) como dinámicas (vibración, movimiento o impactos).

Fig. 3.19 ADXL 311

Sin embargo, si bien la mayoría de sus especificaciones podrían ser válidas para nuestro

diseño, existe una característica que los descarta: el número de ejes del sensor. Esta familia

sólo nos da información sobre la aceleración a lo largo de dos ejes, a diferencia que el

acelerómetro de Freescale, que nos proporciona una completa medición sobre los tres ejes

espaciales. Para utilizar acelerómetros triaxiales de Analog Devices dispondríamos de dos

opciones.

La primera supondría escoger dispositivos pertenecientes a familias de mayor consumo

(incumpliendo una de nuestras principales especificaciones de diseño) y precio sensiblemente

superior, todo lo cual desaconseja su uso. La segunda opción es utilizar dos acelerómetros

ADXL situados perpendicularmente. Uno de ellos quedaría integrado en el plano frontal del

PCB (plano XY), midiendo aceleraciones para el eje X e Y, y el segundo acelerómetro se

colocaría formando un ángulo recto con el primero (plano XZ) para medir la aceleración en el

eje Z, desechando en este caso la del eje X (que ya obtenemos del primer acelerómetro).


Sin embargo, tal solución presenta dos potenciales problemas: el considerable aumento del

volumen físico de nuestro PCB y el posible error de Cross-Axis debido a la falta de alineación

ortogonal entre ambos dispositivos. Esta segunda fuente de error, producida por un proceso

mecánico, conllevaría una falta de fiabilidad en el funcionamiento electrónico del dispositivo, y

es precisamente esta correlación mecánico-eléctrica una de las circunstancias que debemos

evitar. La siguiente figura ilustra una posible implementación de esta solución triaxial, basada

en acelerómetros ADXL con encapsulado de aluminio, que fue desarrollada durante la

elaboración de nuestro proyecto como alternativa al acelerómetro triaxial MMA7260QT que,

como sabemos, fue la opción finalmente escogida.

Fig.3.20 Acelerómetro triaxial basado en dos acelerómetros ADXL 311

Otra opción interesante, pero inferior y descartada por idénticas razones a las expresadas para

la familia ADXL, es la serie BDK de Rieker Electronics. En este caso, el encapsulado o housing

del dispositivo resulta inadecuado para nuestra aplicación, ya que necesitamos un

acelerómetro que pueda ser integrado en placa, es decir, un dispositivo de montaje en

superficie, para disminuir el tamaño del PCB y reducir el ruido producido por la interferencia

electromagnética del cableado.

Fig.3.21 Rieker BDK

Teniendo en cuenta todas estas posibilidades, y otras que no señalamos aquí por ser inferiores

a las citadas, el claro ganador es el acelerómetro Freescale MMA7260QT. Por ello lo hemos

escogido, y por ello lo hemos empleado en nuestro diseño. Como más adelante quedará

reflejado, los resultados de las pruebas a las que hemos sometido el dispositivo no hacen sino

confirmar lo adecuado de la elección.


Lo anteriormente señalado queda resumido en el siguiente cuadro comparativo, donde en rojo

aparecen los valores que resultarían mas adecuados para nuestro diseño.

CARACTERÍSTICA SÍMBOLO FREESCALE MMA AD ADXL RIEKER BDK UNIDAD

Alimentación VDD 3.3 3 5 V Consumo IDD 500 400 2000 μA

Bajo consumo IDD 3 - - μA Rango gFS 1.5, 2, 4, 6 2 3 g

Sensibilidad S 800 167 150 mV/g Offset VOFF 1.65 1.65 2.5 V

XY Bandwidth f-3dB 350 600 300 Hz Z Bandwidth f-3dB 150 - - Hz

Ruido PSD nPSD 350 360 - µ/ Hz Surface Mount (Encapsulado)

(QFN)

(CLCC)

-

Dimensiones 6x6x1.45 5x5x2

20x20x5 mm

Tabla.3.9 Comparativa de acelerómetros según características de diseño

RB0 RB2 RB0 RB2


1.3.2.2 Inclinómetro

Las inclinaciones sufridas por la nave y por los contenedores de mercancías durante su

transporte marítimo son, junto a la aceleración, los datos básicos que deseamos obtener y

registrar en nuestro sistema. Esta circunstancia, comentada anteriormente, es la que da origen

al proyecto que abordamos, ya que, por encima de otras fuentes de datos como puedan ser la

aceleración o las coordenadas geográficas, es la excesiva inclinación del barco y por tanto, de

su carga, la causante de la gran mayoría de los accidentes marítimos que conllevan perdidas de

contenedores y hundimientos de mercancías.

A diferencia de lo que sucede con la aceleración, cuya evolución representara previsiblemente

valores continuos interrumpidos por picos aislados de aceleración que puedan corresponder a

eventos significativos, la inclinación de la nave es un proceso eminentemente armónico y

periódico. Debido a la dinámica de los vehículos marítimos, la nave oscila una y otra vez en

vaivén alrededor del eje vertical respecto al sentido de movimiento, por lo que durante los

trayectos obtendremos, para cada semiplano vertical, valores de ángulos de similar magnitud

pero signos opuestos que oscilaran entre 0 y un valor máximo que, si supera el valor umbral,

provocará un evento. Por lo tanto, necesitamos sensores muy precisos que sean capaces de

detectar pequeñas variaciones.

Necesitamos medir dos inclinaciones. En primer lugar, la inclinación alrededor del eje X de

movimiento (denominada roll). Y en segundo lugar, la inclinación alrededor del eje Y

transversal a la dirección de movimiento (pitch). En este caso, y debido a las particularidades

de la dinámica de los barcos, no resulta útil detectar la inclinación alrededor del eje Z (yaw), a

diferencia de lo que ocurre en otros medios de transporte como puedan ser los aeroplanos.

Por consiguiente, deberemos utilizar un sensor de inclinación, o inclinometro, de dos ejes.

Fig.3.22 Ángulos de inclinación

En primera instancia podríamos plantear una posible implementación del inclinómetro

utilizando uno de los acelerómetros comentados previamente. En particular, tanto el ADXL 311

como el MMA7260QT ofrecen, según las especificaciones de los fabricantes, esta

funcionalidad, ya que son capaces de convertir aceleraciones (normalizadas a 1g) a

inclinaciones mediante la siguiente conversión:


𝑃𝑖𝑡𝑐ℎ = 𝐴𝑆𝐼𝑁 𝐴𝑋

1𝑔

𝑅𝑜𝑙𝑙 = 𝐴𝑆𝐼𝑁 𝐴𝑌

1𝑔

Por lo tanto, considerando los datos registrados en la calibración del acelerómetro y

atendiendo únicamente al rango útil de inclinación, es decir, ±15 grados, obtendremos los

siguientes resultados:

Angle [deg] Xout [V] Xout [g] Xout-X0g [mV] Yout [V] Yout [g] Yout-Y0g [mV]

-15 1,597 -0,257 -52 1,585 -0,325 -63

-10 1,613 -0,178 -36 1,605 -0,222 -43

-5 1,627 -0,109 -22 1,625 -0,119 -23

0 1,649 0,000 0 1,648 0,000 0

5 1,676 0,134 27 1,67 0,113 22

10 1,694 0,223 45 1,685 0,191 37

15 1,71 0,302 61 1,702 0,278 54

Tabla. Calibración del inclinómetro realizado con acelerómetros

Tabla. 3.11 Inclinación respeto al eje X del inclinómetro realizado con acelerómetros

-60

-40

-20

0

20

40

60

-15 -10 -5 0 5 10 15

Vo

ltag

e [m

V]

Angle [deg]

X out ±15º


Tabla.3.12 Inclinación respeto al eje Y del inclinómetro realizado con acelerómetros

No obstante, si bien su comportamiento es adecuado en términos de linealidad, tras estudiar

esta opción, llegamos a la conclusión de que con esta solución no es posible discernir, en el

caso en que existan componentes de aceleración en los ejes X e Y, si estamos experimentando

una inclinación o por el contario, se trata simplemente de aceleración diagonal con inclinación

nula, por lo que la información que se obtenga será inexacta. En conclusión, la incapacidad de

detección de este evento, que se dará la gran mayoría de las veces, por parte del acelerómetro

descarta la utilización de estos sensores para la medición de inclinación.

Entre los distintos tipos de sensores de inclinación, nos centraremos en los inclinómetros

electrolíticos. Éstos, trabajan de forma que un fluido electrolítico contenido en el sensor se

excita al aplicar tensión alterna (AC) en sus estructuras de electrodos planares internos.

Cuando el sensor se inclina, el nivel de líquido sobre los diferentes electrodos y, en

consecuencia, la conductancia de la esfera es modificada proporcionalmente. Utilizando

técnicas de medición diferenciales que veremos más adelante seremos capaces de medir el

ángulo y la dirección de la inclinación.

Características principales del inclinómetro biaxial

El inclinómetro que hemos incluido en el diseño de nuestro sistema no sólo cumple con las

especificaciones requeridas, sino que muestra un rendimiento y una fiabilidad excepcionales

que hacen de él un valiosísimo elemento de instrumentación. Para el diseño del sensor y su

circuito de condicionamiento de señal nos hemos basado en el sensor 0717-4304-99 TrueTilt

del fabricante americano Fredericks. Seguidamente, quedan simplificadas las principales

características de este diseño, el circuito esquemático realizado con Proteus Isis, el layout en

Proteus Ares, y su posición y montaje en el PCB.

Comportamiento lineal en la salida Alta resolución

-60

-40

-20

0

20

40

60

-15 -10 -5 0 5 10 15

Vo

ltag

e [m

V]

Angle [deg]

Y out ±15º


Muy bajo consumo

Baja tensión de alimentación

Reducido tamaño

Bajo coste

Fig.3.23 Inclinómetro biaxial


Fig.3.24 Diseño del inclinómetro biaxial


Fig. 3.25 Layout del inclinómetro biaxial

Descripción del funcionamiento

A continuación, describiremos el modo de operación de un sensor electrolítico de inclinación

para obtener una salida eléctrica proporcional al ángulo de inclinación. Esta solución, que se

basa en las especificaciones del fabricante, supone una primera aproximación a nuestro

diseño, si bien queda planteada aquí con exactitud debido a su carácter didáctico. Una vez

descrita en profundidad, y conocidos sus ventajas e inconvenientes, procederemos a explicar

la solución finalmente adoptada. El diagrama situado debajo representa esquemáticamente la

primera aproximación.

En primer lugar, vamos a describir el funcionamiento del inclinómetro y el correspondiente

condicionamiento de señal para un único eje de medición, lo cual podría denominarse modo

de operación simple. Una vez explicado, será más sencillo ilustrar el modo de operación dual,

correspondiente a dos ejes de medición.

El microprocesador reservará dos puertos de salida lógicos que se utilizarán para estimular los

pines de salida del sensor. Estos puertos serán conmutados con un duty cycle (ratio que define

la proporción de nivel alto-nivel bajo de una señal digital) del 50 por ciento con un período

recomendado de unos 400 hertzios. Debemos garantizar que el software que conmuta estos

puertos está correctamente temporizado para prevenir cualquier desviación del 50 por ciento

deber ciclo. En caso contrario, estaríamos inyectando corriente directa hacia el sensor,

derivando en un funcionamiento poco adecuado.


Fig. 3.26 Posición del inclinómetro respecto al eje sensor en modo simple

Una vez que el inclinómetro posee señal de excitación, examinaremos su respuesta a la salida.

Esta señal es una proporción de la señal de excitación determinada por la inclinación de los

sensores. En la posición nula o de equilibrio la salida será una recta plana de valor aproximado

al nivel medio de la señal de entrada. Como el sensor puede inclinarse en cualquier dirección,

la señal de salida representará la señal de entrada con la amplitud incrementada en función

del aumento en el ángulo de inclinación correspondiente. La fase de esta señal de salida

dependerá del sentido en el que el sensor sea inclinado, indicando ángulos positivos o

negativos. A continuación, la señal se conecta a un buffer CMOS para evitar cualquier carga en

el pin de salida y, por ultimo, la salida del buffer queda conectada a la entrada del convertidor

analógico a digital (CAD) en el microprocesador.

Es responsabilidad del microcontrolador el procesamiento de la señal procedente del sensor.

Puesto que aquél conoce los tiempos de excitación del sensor, aquél se encargará de recoger

muestras de la señal de tensión eléctrica proveniente del sensor. Este proceso se realiza cada

medio ciclo, si bien el aumento en el número de muestras tomadas en cada medio ciclo

revertirá positivamente en una mayor cuenta de bit, y permitirá realizar el promedio de tales

muestras para obtener un resultado más preciso en cada semiperiodo. El concepto clave

reside en la utilización de técnicas diferenciales. Así, el resultado de restar el valor leído en la

segunda mitad del ciclo a aquella obtenida en la primera mitad dará un índice del ángulo de

inclinación. El signo del resultado indica el sentido hacia el que se inclina el sensor respecto a

null o posición de equilibrio.

De ese modo, el microprocesador tiene en su poder un valor que es una representación del

ángulo de inclinación. Este valor puede ser internamente procesado o enviado directamente a

un periférico externo que se ocupe de ello. Como ya hemos mencionado, los factores críticos

son las señales de entrada y salida del sensor. Dependiendo de la elección de micro-

controladores, el examen debe darse a tener igualdad y la adecuada fuente y sumidero unidad

actual a los puertos de salida, por lo que si el microprocesador fuera apagado y encendido con

bastante frecuencia deberíamos tomar la precaución de incorporar una rutina de shut down

para garantizar que es entregado al sensor un ciclo completo, evitándose de esta manera

asimetrías o corrientes directas.

Una vez planteadas los requisitos referentes a las entradas y salidas del sensor de inclinación,

nos adentraremos en el condicionamiento del sensor. Si bien el dispositivo que analizamos

podría tener un funcionamiento simple con un único eje de detección, el caso que nos ocupa

RB0 RB2

RB0 RB2

RB0 RB2

RB0 RB2

RB0 RB2

RB0 RB2

RB0 RB2

RB0 RB2

RB0 RB2


requiere disponer de condicionamiento de señal para ambos ejes. El circuito de

condicionamiento puede ser consultado en el ANEXO

Comenzaremos examinando la posición del inclinómetro relativa a cada eje. En el modo de

operación simple, el sensor es instalado con los 3 pines alineados con el eje de medición. En el

modo de funcionamiento dual o biaxial, es decir, el que es de nuestro interés, el inclinómetro

es rotado 45 grados respecto a la posición del modo de funcionamiento simple, tal como

queda reflejado en la figura.

Fig. 3.27 Posición del inclinómetro en los modos de funcionamiento simple y biaxial

La excitación de ambos ejes de medición requiere que un juego dual de pines sea excitado

durante cada medio ciclo para cada eje. Esto implica una señal de 4 cuadrantes, que

corresponden a su vez a cuatro semiciclos, o dicho de otra forma, a dos ciclos de reloj. De este

modo en cada cuadrante estaríamos excitando dos de los cuatro pines (uno por eje) de forma

alternativa según el patrón mostrado en la siguiente figura. En ella, podemos apreciar la

polaridad de cada uno de los 4 pines en cada cuadrante temporal. Como quedo indicado

anteriormente, los puertos lógicos de salida del microprocesdor (en este caso cuatro en lugar

de dos) producen la excitación de forma que están completamente ajustadas en el tiempo

para proporcionar una forma de onda simétrica que evite la llegada de componente de

continua (DC) al inclinómetro.


Fig.3.28 Polaridad de los pines y señales de excitación en los cuatro cuadrantes temporales

Conexión con el microprocesador y condicionamiento de señal

Una vez que disponemos de la excitación, podremos condicionar y procesar la señal

procedente del pin central de salida, que es el único puerto de salida del dispositivo. La salida

está conectada a un buffer de alta para proporcionar aislamiento. La señal es posteriormente

filtrada y amplificada. Nótese que la señal es dividida en dos amplificadores correspondientes

a los ejes X e Y. La razón para ello es ajustar la ganancia y compensar cada eje de forma

independiente. Tales amplificadores están provistos con ajuste AC del offset mediante las

señales de excitación, a través de potenciómetros o resistencias variables. Finalmente, la señal

es entregada a la entrada del CAD presente en el microprocesador. Esta configuración puede

ser verificada en el ANEXO.

A continuación vamos a intentar el funcionamiento anteriormente descrito mediante un

ejemplo concreto. Supongamos que el sensor se inclina en sentido positivo de los ejes X e Y.

Consideremos que la inclinación en el eje X es un tercio del valor máximo del rango de

inclinación y que la correspondiente en el eje Y es igual a dos tercios del valor máximo. Estos

valores de señales resultarían en la siguiente forma de onda de cuatro cuadrantes

correspondiente a la señal de salida una vez condicionada, es decir, amplificada a valores

CMOS de 5V y filtrada. Esta es, una vez mas, la señal de información que queremos traspasar al

microprocesador y, por consiguiente, la señal de entrada del CAD del mismo.


Fig. 3.29 Señal de entrada al CAD una vez procesada la salida del inclinómetro

Si el sensor se inclina el mismo ángulo pero en sentido negativo en ambos ejes, la forma de

onda en la Figura tendría fase opuesta. Además, en la posición de equilibrio,

independientemente del eje, no habría ninguna diferencia entre las tensiones de los

cuadrantes positivos y negativos. Así, en el ejemplo anterior, la salida sería una línea plana de

2.5 voltios, aproximadamente.

En este punto, el CAD podrá tomar muestras cada medio ciclo para los ejes X e Y. Tales

muestras están sincronizadas con las señales de excitación del inclinómetro para permitir la

lectura de tensión durante cada cuadrante. Al igual que en el caso de un solo eje, múltiples

muestras pueden ser tomadas y promediadas durante cada cuadrante para una mayor

resolución. Los ángulos de inclinación de los ejes X e Y respecto a sus correspondientes

posiciones de equilibrio son obtenidos a través de la diferencia entre la tensión X+ y la tensión

X-, y la diferencia entre Y+ e Y, respectivamente.

Expresado analíticamente:

Inclinación eje X = (X+) – (X-)

Inclinación eje Y = (Y+) – (Y-)

La amplitud de la señal de tensión resultante representa el nivel de inclinación, en voltios,

respecto a la posición null, para cada uno de los ejes. Si queremos traducir la información

obtenida a grados de inclinación, bastara interpretar la tabla de inclinaciones proporcionada

por el fabricante, que en los ángulos susceptibles de ser medidos en nuestra aplicación,

muestran un comportamiento lineal.


Fig.3.30 Tensión a la salida del sensor en función de su inclinación

El programa que seguirá el microprocesador para excitar y leer el inclinómetro y generar la

información deseada queda esquematizada mediante el diagrama de bolas que sigue, donde

aparecen tres eventos:

1. Lanzar una interrupción para la conmutación de los puertos de salida del

microprocesador cuya función es la excitación del inclinómetro. El resultado será el

patrón de cuatro cuadrantes indicado anteriormente.

2. Lectura de la salida del sensor para cada uno de los cuatro cuadrantes temporales.

Este proceso estará temporizado correctamente con el evento de interrupción.

3. Procesado y obtención de los datos correspondientes al siguiente grupo de

interrupción de duración cuatro semiciclos de tiempo.

Fig.3.31 Diagrama de bolas del programa de excitación y lectura del inclinómetro

Para ilustrar de una forma precisa el funcionamiento de nuestro inclinómetro, vamos a

valernos de un ejemplo completo en el que podremos apreciar, mediante cronogramas, la

evolución temporal de las señales de entrada y salida del sensor, así como el resultado final

una vez procesada la salida.

Para ello, definiremos los pines y las señales que intervienen en este proceso:


Entradas: RB0, RB1, RB2 y RB3. Señales de excitación de onda cuadrada de 400 Hz de

frecuencia, amplitud pico a pico igual a 9V, valor medio de 4.5V y duty cicle igual al

50%.

Salidas: VTILT y VOUT. Señales con forma de onda cuadrada cuyas amplitudes son

proporcionales a la inclinación del sensor y que portan información sobre ambos ejes

de medición. Al igual que los estímulos, su frecuencia es 400 Hz, pero sus amplitudes

pico a pico están acotadas a 7V y 5V (niveles CMOS), con un valor medio de 3.5V y 2.5V

respectivamente.

Fig.3.32 Cronograma de las señales del inclinómetro con condicionamiento de señal asíncrono

Como podemos apreciar, el inclinometro permanece estático y paralelo a la superficie

terrestre en el primer y cuarto grupo de ciclo de medición, entendiendo como tal dos ciclos de

reloj o cuatro cuadrantes temporales (equivalentes a cuatro semiciclos). En ellos, las salidas

VTILT y VOUT se mantienen constante e igual al valor medio respectivo. Durante el segundo ciclo

de medición, el sensor es inclinado una tercera parte del rango de inclinación alrededor del eje

X, mientras que la inclinación sobre el eje Y es de dos terceras partes. En el tercer ciclo de


medicion, los niveles de inclinacion alrededor de los ejes X e Y aparecen intercambiados, por lo

que experimentaremos una inclinación de dos tercios sobre X y de un tercio sobre Y. Podemos

observar en estos dos ciclos de medicion que los niveles de tensión para el eje X e Y en dos

semiciclos consecutivos son iguales en magnitud pero opuestos en amplitud, tal y como

habíamos apuntado anteriormente.

Sin embargo, existe un potencial problema, que si bien no impide que la solucion descrita

hasta ahora sea válida, sí puede concurrir, a largo plazo, en una disminucion de la fiabilidad de

los datos y de la precision del dispositivo. Teniendo en cuenta que nos encontramos ante uno

de los elementos fundamentales de nuestra aplicación, es nuestra voluntad el encontrar una

solución óptima que evite cualquier problemática que pueda surgir, tanto a corto como a largo

plazo. Tenemos el convencimiento de que esta decision es acertada, por lo que los esfuerzos

realizados a la hora de descubrir dicha solucion serán rentabilizados mediante el incremento

de la fiabilidad de nuestro sistema.

El problema potencial comentado en el párrafo anterior radica en la existencia de

amplificadores operacionales, switches analógicos y potenciómetros en el circuito de

condicionamiento mostrado en el ANEXO. Debido a que los ajustes de los potenciómetros

varian con el tiempo y la temperatura, tales sistemas requieren recalibraciones periódicas

basadas en precisos y tediosos procedimientos sobre la placa. Considerando que no es

aconsejable la manipulación de la placa una vez instalada en el barco, y la dificultad de estos

reajustes, optamos por una solucion síncrona.

La solucion síncrona no sólo elimina la necesidad de calibración, sino que también permite

operar desde fuentes de tension de voltajes muy reducidos, como 2. 7V. Cuatro puertos CMOS

del microprocesador generaran como excitación AC ondas cuadradas de 50Hz, 180 grados

out-of-phase. A continuación podemos apreciar un diagrama de bloques que muestra la

configuración de este diseño.

Fig. 3.33 Diagrama de bloques del circuito de condicionamiento de señal síncrono

Cuando el sensor se encuentra en equilibrio, la tensión de su electrodo central, filtrada por R3/

C4, es el promedio entre los valores maximos y minimos de las tensiones de excitación, que


seran aproximadamente VCC (3.3V) y 0V. Cada puerto de excitación posee una resistencia

finita y una caída de tension correspondiente. Para compensar las inexactitudes que se

pudieran producir, los divisores de tensión R78/R79/R80/R8 muestrean el valor medio de la

señal y lo entregan al CAD. Este valor de referencia permanece siempre constante, mientras

que la señal del pin central del inclinómetro varía por encima o por debajo del nivel medio con

una magnitud y un sentido que dependeáan de la inclinación.

De este modo, tanto la señal de inclinación como el valor de referencia (nivel medio) son

digitalizados por el CAD y entregados al microprocesador para su análisis. Esto se realizará a

través de cuatro canales. Dos para las señales de inclinación respecto a los ejes X e Y, y otros

dos para sus respectivas tensiones de referencia. Por consiguiente, la magnitud y polaridad de

los canales de las señales de inclinacion respecto a sus correspondientes referencias indicarán

la magnitud y el sentido de la inclinación.

La inclinación es ratiométrica y, por lo tanto, relativamente inmune a fuertes variaciones en la

tensión de alimentación. Al igual que ocurria anteriormente con la solución asíncrona, una

medicion comprende dos semiciclos consecutivos mitad-ciclos: durante el primero, el

miroprocesador calcula el valor sensor-menos-referencia; en el segundo, aplica una señal de

excitación con fase opuesta y calcula el valor referencia-menos-sensor. Restando estas

magnitudes obtendremos dos veces el valor de inclinación deseado, y anularemos la necesidad

de calibración de la posición de equilibrio o null, cancelando cualquier offset sistemático.


Fig.3.34 Cronograma de las señales del inclinómetro con condicionamiento de señal asíncrono

La anterior explicación puede ser demostrada analíticamente mediante las siguientes

ecuaciones:

𝑉𝑠𝑝 − 𝑉𝑟𝑝 = 𝑉𝑡𝑖𝑙𝑡;

𝑉𝑠𝑛 − 𝑉𝑟𝑛 = −𝑉𝑡𝑖𝑙𝑡;

𝑉𝑠𝑝 = −𝑉𝑠𝑛;

𝑉𝑟𝑝 = −𝑉𝑟𝑛;

Entonces,

𝑉𝑠𝑝 − 𝑉𝑟𝑝 − 𝑉𝑠𝑛 − 𝑉𝑟𝑛 = 𝑉𝑠𝑝 − 𝑉𝑟𝑝 + 𝑉𝑠𝑝 + 𝑉𝑟𝑝 = 2𝑉𝑠𝑝 = 2𝑉𝑡𝑖𝑙𝑡


Por último, queremos destacar otra propiedad fundamental de esta solución que resulta

absolutamente coherente con las especificaciones y requerimientos de nuestra aplicación. Se

trata de la capacidad de operar con una muy reducida potencia, consiguiéndose consumos tan

bajos como 10μA.

Pruebas y calibraciones

Las distintas pruebas realizadas al inclinómetro confirman la coherencia de los resultados

respecto a las especificaciones dadas por el fabricante. Las condiciones en las que hemos

desarrollado las pruebas en el laboratorio son resumidas a continuación.

Excitación: VCC (3.3V) y 50 Hz

Temperatura =22℃

Para ilustrar los resultados de las pruebas, mostramos a continuación los datos obtenidos en

tests dinámicos en los que hemos ido variando la dirección y el sentido de la inclinación del

sensor respecto a los dos ejes de medición. Cabe destacar la precisión y rapidez de la

respuesta del inclinómetro, que se ajusta con exactitud a las especificaciones teóricas.

Fig.3.35 Salida del inclinómetro en el osciloscopio Fig.3.36 Generador de la excitación


Fig.3.37 Especificaciones teóricas de la respuesta del inclinómetro

Fig.3.38 Respuesta real del inclinómetro

1

2

3

4

-30 -20 -10 0 10 20 30

Vo

ltag

e [V

]

Angle [degree]

V TILT


Comparativa con otros inclinómetro presentes en el mercado

Como hemos puesto de manifiesto en varias ocasiones, el consumo es uno de los factores

limitantes de nuestro sistema, ya que, debido a la larga duración de los trayectos de los barcos

de mercancías, requerimos una aplicación de gran autonomía, lo cual implica a su vez un

consumo de corriente mínimo.

Por otro lado, nos interesa disponer de un rango de inclinaciones suficientemente amplio que

esté provisto con dos características esenciales: comportamiento lineal y precisión. En último

lugar, es conveniente disponer de dispositivos que apenas necesiten reajustes y calibraciones,

ya que, como quedó de manifiesto en el capítulo dedicado al acelerómetro, la posibilidad de

acceso a la placa del sistema es casi nula. De este modo, es interesante minimizar la tensión

existente en la posición de equilibrio, si bien este aspecto es de los tres citados, consumo,

rango lineal y offset, el parámetro de diseño menos significativo, ya que la solución síncrona

que hemos adoptado para el diseño cancela cualquier influencia de la tensión null.

Los fabricantes que destacan en el apartado de los sensores electrolíticos de inclinación, y que

ofrecen una solución acorde con las características y requerimientos de nuestra aplicación son

Fredericks, Spectron, NTT, HLPlanar y Atmos.

Fig.3.39 Inclinómetros presentes en el mercado

Los cinco ofrecen soluciones que podrían ser aceptables, si bien, atendiendo a las

características de diseño que aparecen en la tabla a continuación, el inclinómetro Fredericks

0717-4304-99 es el que muestra el mejor comportamiento, obteniendo los valores óptimos (en

rojo) en cada uno de los parámetros a excepción del rango máximo, cuestión irrelevante

debido a que por encima de 60 grados de inclinación no será necesario el funcionamiento de

nuestro sistema, ya que habrá otro evento más importante que requiera toda la atención: el

naufragio del barco.


CARACTERÍSTICA FREDERICKS SPECTRON NTT HLPLANAR ATMOS UNIDAD

Modelo 0717 Spectrotilt II NG2 NS25 AT3510 Consumo 0.2 1 1 5 9 mA

Rango lineal 25 20 10 25 20 Grados Rango máximo 60 45 30 - 75 Grados

Resolucion 0.002 0.01 0.003 0.001 0.02 arc grados Null Offset 0.025 0.2 0.1 - - V

Tabla. 3.9 Comparativa de inclinómetro según características de diseño

Mención aparte merece el bajísimo nivel de consumo que alcanza el sensor. Los 0.2mA y la

reducida tensión de alimentación que utilizaremos para excitarlo nos proporcionan un

dispositivo de muy bajo consumo de potencia, lo cual revierte beneficiosamente en el

rendimiento y especificaciones de nuestro diseño.

Una ultima propiedad nada desdeñable del inclinómetro Fredericks 0717-4304-99 elegido es

que su bajo coste. Sorprendentemente, y a pesar de su gran rendimiento, es el más económico

de los inclinómetro analizados.

RB0 RB2

RB0 RB2

RB0 RB2

RB0 RB2

RB0 RB2


1.3.2.3 Sensores ICP

Si bien las especificaciones de nuestro proyecto requieren únicamente sensores de aceleración

e inclinación, hemos añadido a nuestro sistema dos potenciales entradas analógicas,

denominadas ICP 1 e ICP 2, procedentes de dos sensores ICP que no incluimos en el PCB pero

que, opcionalmente, podrían ser incorporados a él. El circuito de acondicionamiento de señal

dedicado a estas dos señales, que sí hemos diseñado e incluido en el proyecto, tratará y

convertirá tales señales para que puedan llegar al microprocesador con los valores adecuados

para su procesamiento.

La razón por la que hemos añadido estas dos entradas y, sobre todo, el correspondiente

circuito de acondicionamiento de señal, se debe al elevado potencial con el que cuentan los

sensores piezocerámicos, logrando así un aumento de generalidad en las propiedades y

características de nuestra aplicación. Es por ello que consideramos conveniente mostrar aquí

las bases de la teoría de la piezoelectricidad, así como los principios del funcionamiento de los

sensores ICP.

La piezoelectricidad (del griego piezein, "estrujar o apretar") es un fenómeno presentado por

determinados cristales que al ser sometidos a tensiones mecánicas adquieren una polarización

eléctrica en su masa, apareciendo una diferencia de potencial y cargas eléctricas en su

superficie. Este fenómeno también se presenta a la inversa, esto es, se deforman bajo la acción

de fuerzas internas al ser sometidos a un campo eléctrico. El efecto piezoeléctrico es

normalmente reversible: al dejar de someter los cristales a un voltaje exterior o campo

eléctrico, recuperan su forma.

Fig.3.40 Configuraciones de materiales piezoeléctricos

Los materiales piezoeléctricos son cristales naturales o sintéticos que no poseen centro de

simetría. El efecto de una compresión o de un cizallamiento consiste en disociar los centros de

gravedad de las cargas positivas y de las cargas negativas. Aparecen de este modo dipolos

elementales en la masa y, por influencia, cargas de signo opuesto en las superficies

enfrentadas.


Fig.3.41 Teoría de la piezoelectricidad

Pueden distinguirse dos grupos de materiales: los que poseen carácter piezoeléctrico de forma

natural (cuarzo, turmalina) y los llamados ferroeléctricos, que presentan propiedades

piezoeléctricas tras ser sometidos a una polarización (tantalio de litio, nitrato de litio, bernilita

en forma de materiales monocristalinos y cerámicas o polímeros polares bajo forma de

microcristales orientados).

Las siglas ICP significan Integrated Circuit Piezoelectric, o circuitos piezoeléctricos integrados, si

bien son comúnmente conocidos con diferentes nombres como pueden ser Piezotron o

Deltatron. El circuito integrado del sensor transforma la señal de carga del elemento

piezoeléctrico de detección, de alta impedancia y alta sensibilidad EMI, en señales de tensión

de baja impedancia.

Una característica particular de la electrónica ICP consiste en que las señales de alimentación y

medición son transmitidas por el mismo cable. Es decir, un transductor ICP solamente

requerirá un único cable apantallado. Como podemos apreciar en la figura, el sensor es

alimentado con corriente constante. Posteriormente un condensador de desacoplo elimina la

componente DC del circuito de acondicionamiento de señal.

Al aplicar al sensor una corriente constante se origina una tensión de offset positiva en la

salida del sensor. Esta tensión DC depende del fabricante y de cada dispositivo, tomando

valores pertenecientes al intervalo entre 5V y 14V. Este será el valor de polarización sobre el

que las señales de medición del sensor oscilarán. Nótese que las señales de salida nunca

alcanzaran tensiones de valor negativo, debido a que su valor mínimo, aproximadamente 1V,

no es otro que la tensión de saturación de la electrónica integrada. Por su parte, el valor

máximo de la salida se encuentra limitado por la tensión de la fuente de alimentación que

proporciona la corriente constante.

http://es.wikipedia.org/wiki/Ferroelectricidad

http://es.wikipedia.org/w/index.php?title=Bernilita&action=edit


Fig.3.42 Diagrama de bloques del funcionamiento de un sensor ICP

A continuación mostramos el diseño esquemático del circuito de condicionamiento de señal

con el que hemos dotado a nuestro PCB, así como su correspondiente layout. Para mayor

detalle, nos remitimos al ANEXO, donde estos diseños podrán ser analizados con mayor

profundidad.

Fig.3.43 Diseño del circuito de acondicionamiento ICP

Fig.3.44 Layout del circuito de acondicionamiento ICP


1.3.3 GPS

La utilización de un sistema GPS va a resultar, tal y como se ha detallado previamente en la

motivación del proyecto, un elemento decisivo en nuestro sistema, ya que gracias a él

obtendremos información vital sobre la posición y el momento exacto en el que un evento

significativo se ha producido.

Debido a ello, y a la importancia que han adquirido en los últimos años los sistemas de

telecomunicaciones vía satélite, consideramos oportuno detenernos en el y describir,

profusamente, la tecnología empleada y su teoría de funcionamiento, antes de pasar a detallar

las características y el diseño del módulo GPS que hemos incluido en nuestra aplicación.

TEORIA DEL GPS

El sistema de posicionamiento global mediante satélites (Global Positioning System) supone

uno de los más importantes avances tecnológicos de las últimas décadas. Diseñado

inicialmente como herramienta militar para la estimación precisa de posición, velocidad y

tiempo, se ha utilizado también en múltiples aplicaciones civiles. Por razones de seguridad, las

señales GPS generadas para uso civil se someten a una degradación deliberada, al tiempo que

su emisión se restringe a una determinada frecuencia. A pesar de ello, las aplicaciones civiles

siguen proliferando a un ritmo exponencial gracias a la incorporación de las técnicas

diferenciales (DGPS). En esta introducción explicaremos los principios que rigen el

funcionamiento del sistema GPS, los principales errores que afectan a la localización y las

técnicas de corrección de los mismos. Se presenta un conjunto de aplicaciones actuales y

futuras con gran repercusión económica y social para finalizar con comentarios sobre la

posible evolución de los sistemas de posicionamiento global.

1. Antecedentes históricos

Los primeros satélites empleados para la radionavegación fueron los de la serie

estadounidense TRANSIT, un total de diez que se terminaron de lanzar en el año 1964. El

objetivo de este sistema fue el de proporcionar ayuda de navegación para los submarinos del

tipo Polaris. Su funcionamiento se basaba en el desplazamiento de frecuencia (efecto Doppler)

que sufría la señal recibida de los satélites como consecuencia del movimiento orbital de éstos.

Posteriormente, conociendo las coordenadas de los satélites y esas desviaciones de frecuencia

era posible calcular la posición del observador. No obstante, el principal inconveniente del

sistema TRANSIT es que la medida era lenta y no podía ser utilizado por aeronaves. Para

subsanar esta deficiencia, el Departamento de Defensa de los EE.UU. decide aprobar en 1973

el programa NAVSTAR-GPS (Navigation System Time And Ranging - GPS), que pretendía

proporcionar a los usuarios precisiones del orden de decenas de metros con cobertura

continua en toda la superficie terrestre.

Así, en el año 1978 se lanzan los cuatro primeros satélites de la constelación NAVSTAR que

permitían posicionar un objeto sobre la superficie de la Tierra a partir de las señales de radio

transmitidas por los satélites y procesadas en el equipo receptor, consiguiéndose precisiones

dependientes del tipo de información recibida, tiempo de recepción y condiciones de la

emisión. Diseñado en un principio con propósito exclusivamente militar, el sistema GPS junto


con otros sistemas de navegación por satélite denominados RDSS han alcanzado en la

actualidad un gran número de aplicaciones de índole civil, tales como actividades de

navegación aérea, marítima o terrestre que han supuesto un importante avance en la

organización y en el estado de los transportes y las comunicaciones mundiales.

En líneas generales, el Sistema de Posicionamiento Global (GPS) es un sistema de localización,

diseñado por el Departamento de Defensa de los Estados Unidos con fines militares, para

proporcionar estimaciones precisas de posición, velocidad y tiempo. Operativo desde 1995,

utiliza conjuntamente una red de ordenadores y una constelación de 24 satélites para

determinar por triangulación, la altitud, longitud y latitud de cualquier objeto en la superficie

terrestre.

Fig.3.45 Red de satélites de la constelación NAVSTAR

Como quedó apuntado previamente, en el ámbito civil, y alegando razones de seguridad, sólo

se permite el uso de un subconjunto degradado de señales GPS. Sin embargo la comunidad

civil ha encontrado alternativas para obtener una excelente precisión en la localización

mediante las denominadas técnicas diferenciales. Gracias a ellas las aplicaciones civiles han

experimentado un gran crecimiento y actualmente existen más de 70 fabricantes de

receptores GPS.

Un sistema de navegación similar llamado GLONASS (GLObal NAvigation Satellites System) se

desarrolló en la antigua Unión Soviética. El sistema, también diseñado con fines militares,

reservó un subconjunto de señales sin codificar para las aplicaciones civiles. Actualmente la

responsabilidad del sistema es de Rusia. De los 24 satélites, distribuidos en tres planos

orbitales inclinados 64.8 grados, a 19100 kilómetros de altitud y periodo 11 horas y 15

minutos, sólo funcionan 14. A pesar del beneficio que supone la ausencia de perturbación en

la señal GLONASS, la incertidumbre sobre su futuro ha limitado su demanda, sin embargo se

han comercializado receptores que, combinando las señales GPS y GLONASS, mejoran la

precisión de las medidas.


2. EL SISTEMA GPS

2.1 Arquitectura del sistema GPS

Como cualquier sistema de satélites, el sistema NAVSTAR-GPS se compone de tres segmentos

distintos: segmento espacial, segmento de control y segmento de usuario. El segmento

espacial es claramente el más costoso, formado por los satélites de la constelación NAVSTAR.

Fig.3.46 Satélite NAVSTAR GPS

Los satélites se sitúan en seis órbitas elípticas casi circulares (excentricidad 0,03),

semisíncronas y separadas entre sí 60. Los planos orbitales tienen una inclinación de 55 con

respecto al plano del ecuador y se nombran como A, B, C, D, E y F. Cada órbita contiene al

menos cuatro satélites (separados 90 entre sí), aunque puede contener más. Los satélites se

sitúan a una altitud de 20.169 km sobre la Tierra y completan una órbita en 12 horas 58

minutos. De esta forma, se asegura una cobertura global ininterrumpida que permite la

visibilidad de un mínimo de cuatro satélites.


Fig.3.47 Constelación de satélites GPS

Los actuales satélites se denominan bloques II, pesan 800kg y tienen una vida media de 7,5

años. La energía eléctrica se obtiene de paneles solares que proporcionan 600 W de potencia.

La emisión se realiza empleando una potencia de 25W por medio de agrupaciones de antenas

helicoidales con polarización a derechas. El hecho de no utilizar polarizaciones lineales se debe

a la rotación Faraday que se produce cuando las ondas electromagnéticas atraviesan la

atmósfera. Dado que se necesita cobertura global, las antenas poseen anchos de haz elevados.

Fig.3.48 Satélite NAVSTAR en órbita


Ahora bien, el inconveniente de utilizar antenas de baja directividad es que la señal llega a la

superficie terrestre unos 30dB por debajo de la densidad espectral de ruido ambiente que

capta del cielo la antena receptora. Como solución a este problema y por otras razones que se

verán después, se utiliza la técnica de espectro ensanchado que permite obtener una gran

ganancia de procesado. Finalmente, cada satélite transporta dos relojes de Cesio y dos de

Rubidio de gran estabilidad funcionando a una frecuencia de 10,23MHz. La sincronización de

los relojes y de las frecuencias del sistema GPS se realiza desde el segmento terreno,

permitiéndose una desviación diaria máxima de la frecuencia de reloj de 1012MHz, lo cual

equivale a 0,1 partes por billón.

El segmento de control está compuesto por cinco estaciones monitoras, tres con enlace

ascendente para transmitir comandos y datos en banda S, y una maestra situada en Colorado

Spring. Esta última se encarga de recoger la información del resto de estaciones monitoras

repartidas por el mundo: Ascensión (Atlántico sur), Hawaii (Pacífico oriental), Kwalalein

(Pacífico occidental) y Diego García (Índico). Las estaciones monitoras reciben en todo

momento las señales transmitidas por los satélites visibles y obtienen la información necesaria

para calcular con gran precisión las órbitas de los satélites. Una vez transmitidos estos datos a

la estación maestra, ésta calcula las efemérides de los satélites, es decir, las predicciones de la

posición actual de los satélites, y se incluyen en el mensaje de navegación. Adicionalmente, se

proporcionan servicios de telemetría y telemando.

Fig.3.49 Situación de las estaciones monitoras y de la estación de control maestra

Por último, el segmento de usuario lo constituyen los equipos receptores situados sobre la

Tierra. El equipo de usuario es un dispositivo pasivo, puesto que únicamente recibe la

información proveniente de los satélites (efemérides, correcciones, etc.) y la procesa. Sus

funciones principales son: sintonizar la señal emitida por los satélites, decodificar el mensaje

de navegación, medir los tiempos de retardo, calcular los datos requeridos e interpretar los

resultados.


Existe una gran oferta de receptores en el mercado, desde los más simples de mano con

precios económicos, hasta los de precio elevado que se utilizan en grandes barcos y aviones.

Los más populares son los de mano, por ser asequibles y su gran cantidad de funciones, como

almacenar puntos de referencia y crear rutas con ellos sobre las que posteriormente nos

guiará el equipo. Los más básicos son los llamados OEM, que únicamente poseen la electrónica

necesaria para calcular la posición y no tienen ni pantalla ni botones. En la figura se puede ver

el aspecto de un equipo receptor GPS típico.

Fig.3.50 Receptor GPS convencional

2.2 Principios de funcionamiento del sistema GPS

La idea básica del sistema GPS es la de utilizar satélites en el espacio como puntos de

referencia para localizaciones terrestres. Mediante la medición muy precisa de las distancias a

tres de estos satélites, lo cual se realiza a partir de las medidas de los retardos que han sufrido

las señales provenientes de estos satélites, se puede calcular por triangulación la posición en

cualquier lugar de la Tierra. Esto mismo se representa de forma esquemática en la siguiente

figura.

Fig.3.51 Localización de la posición mediante tres satélites

Si se utiliza un sólo satélite y conocemos su posición y la distancia que nos separa del mismo,

nuestra posición se encontrará en un área de incertidumbre que es geométricamente una

esfera. Si a continuación añadimos otro satélite con sus correspondientes datos de posición y

distancia, ahora nuestra posición se encontrará sobre una circunferencia intersección de

ambas esferas. Por último, si disponemos de tres satélites nuestra posición se reduce a dos

puntos en el espacio, de los cuales uno de ellos se puede rechazar por ser una posibilidad


incoherente (ya sea por encontrarse a gran distancia de la superficie de la Tierra o moviéndose

a una velocidad imposible).

Fig. 3.52 Principio de funcionamiento del sistema GPS

Así pues, tres satélites son suficientes para determinar nuestra posición. No obstante, existen

una serie de factores que afectan a la medida de la distancia: errores en el reloj del satélite,

desfase en el reloj del receptor o retardo introducido por la propagación ionosférica. Por estas

razones, las distancias calculadas por el receptor GPS incluyen un término de error constante,

denominándose pseudodistancias, y se hace necesaria la obtención de una cuarta medida para

determinar su posición exacta. Así pues, existe un sistema de 4 ecuaciones que debe resolver

el receptor para obtener su posición, así como la corrección que debe aplicar a su reloj para

estar perfectamente sincronizado con el reloj atómico de referencia situado en Colorado

Springs.

El sistema GPS fue concebido inicialmente como un proyecto militar que permitiese a soldados

y vehículos conocer su posición exacta, por lo que las autoridades estadounidenses decidieron

que el sistema estuviera disponible para usos civiles bajo ciertas restricciones. En especial, se

introdujo intencionadamente una señal que alterara la precisión con la que los receptores

calculan su posición. Este factor de error se conoce con el nombre de disponibilidad selectiva,

es aleatoria y varía constantemente, normalmente cuando existe algún conflicto en que se ve

involucrado el ejército de los EE.UU. Este hecho da lugar a la existencia de dos tipos de

servicios: estándar (SPS) y preciso (PPS). El servicio de posicionamiento estándar permite una

precisión horizontal de 100m y vertical de 156m, así como una precisión temporal de 340ns.

Por el contrario, el servicio preciso está reservado para usuarios autorizados y permite

precisiones de 22m horizontalmente, 27,7m en vertical, y una precisión temporal de 100ns.

Para la transmisión, cada satélite emplea dos frecuencias coherentes entre sí: L1 a


1575,42MHz y L2 a 1227,6MHz, ambas múltiplos del oscilador de referencia a 10,23MHz.

Posteriormente, estas portadoras se modulan con códigos pseudoaleatorios empleando la

técnica de espectro ensanchado. El código C/A (Coarse Acquisition) modula la portadora L1, la

cual transporta el mensaje de navegación y es la base del servicio SPS. Este código consiste en

una secuencia pseudoaleatoria de 1,023 MHz que se repite cada 1023 bits. Se ha escogido de

una familia de códigos ortogonales conocida con el nombre de códigos de Gray, y cada satélite

tiene uno distinto que le sirve de identificativo.

Por su parte, el código P (Precise) modula tanto la portadora L1 como L2, siendo la base del

servicio PPS. Este código posee una frecuencia de 10,23MHz y un muy largo período de 248 - 1

bits, lo cual proporciona una duración de siete días. Todos los satélites tienen el mismo

generador de código P, pero a cada uno se le asigna uno de los 40 segmentos incorrelados de

siete días de duración. De este modo, los satélites no se interfieren entre sí y pueden ser

identificados. En realidad, el acceso a la segunda portadora está prohibido, ya que la

disponibilidad selectiva se implementa por medio de los errores introducidos por la refracción

de la ionosfera y la troposfera, y se ha demostrado que se puede estimar su efecto utilizando

dos frecuencias distintas. De esta manera, las aplicaciones autorizadas poseen mayor

resolución a raíz de la mayor frecuencia del código P y a la disponibilidad de dos frecuencias

para poder corregir los errores de propagación atmosférica. Las modulaciones anteriormente

descritas se muestran a continuación mediante un diagrama de bloques.

Fig.3.53 Diagrama de bloques

La información a transmitir dura 12,5 minutos y se transmite a una velocidad de 50bps,

aunque se ensancha en frecuencia por medio de los códigos pseudoaleatorios. De este modo,

los 50 bps de datos ocupan un ancho de banda de 1MHz con el código C/A y de 10MHz con el

código P. El código C/A tiene como misión facilitar el enganche al código P para los usuarios

autorizados. Como es tan breve (1 ms), es relativamente sencillo obtener la fase del código

transmitido por un determinado satélite desplazando el código generado en el receptor hasta

que la correlación con la señal recibida sea máxima. Una vez que se ha enganchado el

receptor, entonces puede acceder a la información modulada a 50 bps. En esa información se

encuentra la palabra HOW que indica el estado del código P, de tal forma que se pueda realizar

un ajuste más fino a partir de un lugar cercano al que realmente tiene.


La estructura del mensaje de navegación GPS se muestra en la figura presente a continuación.

Consiste en una supertrama compuesta de 25 tramas de 1500 bits. A su vez, cada una de estas

tramas se divide en cinco subtramas de 300 bits cada una. Cada subtrama contiene diez

palabras de 30 bits cuyo significado es el siguiente: mensaje de telemetría (TLM), palabra

HOW, correcciones a los relojes de los satélites, vigencia de las correcciones impuestas al reloj

(AODC), retardo de grupo (TGD) para evitar el efecto de la propagación ionosférica, posición

exacta del satélite, predicciones de los parámetros futuros, vigencia de los datos del

almanaque (AODE), mensajes especiales y datos de almanaque global. Las dos primeras

palabras son generadas por cada satélite, mientras que el resto se generan desde el centro de

control del sistema GPS.

Fig.3.54 Mensaje de navegación GPS

El almanaque recoge los parámetros orbitales aproximados de todos los satélites, describiendo

sus órbitas en períodos de tiempo prolongados (útiles durante meses en muchos casos). La

información dura un total de 150 segundos (7500 bits), pero dado que sólo se incluye una

palabra por trama (seis segundos), son necesarias 25 tramas para transmitir el almanaque

completo. Así pues, un receptor necesita de 12,5 minutos para obtener el almanaque, aunque

dado que su validez se estima en unos seis meses, su utilidad no es importante si se usa el

equipo habitualmente.

Presentamos seguidamente, con fines didácticos, un resumen de los códigos, frecuencias y

niveles de servicio presentes en el sistema GPS.

Cadenas de Código GPS

El código pseudo-aleatorio transmitido se compone de tres tipos de cadenas:

• Código C/A (Coarse/Acquisition), con frecuencia 1.023MHz., utilizado por los usuarios civiles.

• Código P (Precision Code), de uso militar, con una frecuencia diez veces superior al código

C/A.

• Código Y, que se envía encriptado en lugar del código P cuando está activo el modo de

operación antiengaños.

Frecuencias GPS

Los satélites transmiten la información en dos frecuencias:

• Frecuencia portadora L1, a 1575.42MHz., transmite los códigos C/A y P.


• Frecuencia portadora L2, a 1227.60MHz., transmite información militar modulada en código

P.

Fig. 3.55 Señales transmitidas por los satélites GPS

El satélite transmite además una señal de 50 z. en ambas portadoras L1 y L2, que incluye las

efemérides y las correcciones por desviación de sus relojes.

Niveles de Servicio GPS

El sistema GPS proporciona dos niveles diferentes de servicio que separan el uso civil del

militar:

• Servicio de Posicionamiento Estándar (SPS, Standard Positioning Service). Precisión normal

de posicionamiento civil obtenida con la utilización del código C/A de frecuencia simple.

• Servicio de Posicionamiento Preciso (PPS, Precise Positioning Service). Este posicionamiento

dinámico es el de mayor precisión, basado en el código P de frecuencia dual, y solo está

accesible para los usuarios autorizados.

3. FUENTES DE ERROR EN LOS GPS

A continuación se describen las fuentes de error que en la actualidad afectan de manera

significativa a las medidas realizadas con el GPS:

• Perturbación ionosférica. La ionosfera está formada por una capa de partículas cargadas

eléctricamente que modifican la velocidad de las señales de radio que la atraviesan.

• Fenómenos meteorológicos. En la troposfera, cuna de los fenómenos meteorológicos, el

vapor de agua afecta a las señales electromagnéticas disminuyendo su velocidad. Los errores

generados son similares en magnitud a los causados por la ionosfera, pero su corrección es

prácticamente imposible.

• Imprecisión en los relojes. Los relojes atómicos de los satélites presentan ligeras

desviaciones a pesar de su cuidadoso ajuste y control; lo mismo sucede con los relojes de los

receptores.

• Interferencias eléctricas imprevistas. Las interferencias eléctricas pueden ocasionar

correlaciones erróneas de los códigos pseudo-aleatorios o un redondeo inadecuado en el

cálculo de una órbita. Si el error es grande resulta fácil detectarlo, pero no sucede lo mismo

cuando las desviaciones son pequeñas y causan errores de hasta un metro.


• Error multisenda. Las señales transmitidas desde los satélites pueden sufrir reflexiones antes

de alcanzar el receptor. Los receptores modernos emplean técnicas avanzadas de proceso de

señal y antenas de diseño especial para minimizar este error, que resulta muy difícil de

modelar al ser dependiente del entorno donde se ubique la antena GPS.

• Interferencia "Disponibilidad Selectiva S/A". Constituye la mayor fuente de error y es

introducida deliberadamente por el estamento militar.

• Topología receptor-satélites. Los receptores deben considerar la geometría receptor-

satélites visibles utilizada en el cálculo de distancias, ya que una determinada configuración

espacial puede aumentar o disminuir la precisión de las medidas. Los receptores más

avanzados utilizan un factor multiplicativo que modifica el error de medición de la distancia

(dilución de la precisión geométrica). Las fuentes de error pueden agruparse según que

dependan o no de la geometría de los satélites. El error debido a la Disponibilidad Selectiva y

los derivados de la imprecisión de los relojes son independientes de la geometría de los

satélites, mientras que los retrasos ionosféricos, troposféricos y los errores multisenda

dependen fuertemente de la topología. Los errores procedentes de las distintas fuentes se

acumulan en un valor de incertidumbre que va asociado a cada medida de posición GPS.

3.1 Cuantificación de la incertidumbre en localización GPS

Debido a las múltiples fuentes de error anteriormente comentadas, los receptores GPS

posicionan con un cierto grado de incertidumbre. Ofrecen una estimación de la posición, valor

medio, a lo largo de un intervalo de tiempo con una determinada dispersión. De forma

estándar se puede caracterizar esta dispersión mediante el error cuadrático medio (ECM)

definido como la raíz cuadrada de la media de los errores al cuadrado, pudiéndose referir a

una, dos o tres dimensiones.

En receptores GPS/GLONASS y DGPS los errores de posicionamiento, en un intervalo de horas

se ajustan a una distribución normal, no ocurriendo así con el GPS en modo absoluto debido al

error S/A. En los dos primeros casos, el error en las medidas sigue una distribución de

probabilidad normal en cada eje, por lo que se pueden deducir las probabilidades asociadas a

los mismos. Para un análisis unidimensional, el valor de una medida se encuentra en el

intervalo [valor medio +/- 2σ=] en el 95% de los casos, siendo σ la desviación típica de la

distribución. En el caso bidimensional (ejes norte y este), el porcentaje de dispersión que está

dentro de un círculo de radio ECM depende de la distribución, siendo del 98% en el caso

circular. Para las medidas GPS y GPS/GLONASS la distribución es elíptica, por lo que se

aproxima a una distribución unidimensional, con probabilidad asociada del 95%.

Los fabricantes de GPS definen la precisión de las medidas de posición obtenidas con sus

receptores mediante el Error Circular Probable (CEP), que se define como el radio del círculo

en el que se encuentra la estimación más probable de la posición en un porcentaje del 95% o

CEP 95%, en asociación con el ECM y del 50% o CEP 50%.

3.2 Corrección de errores mediante técnicas diferenciales (DGPS)

En aplicaciones que no requieren gran precisión se puede utilizar un receptor con un único

canal y bajo coste, que calcula la distancia a cuatro satélites en un intervalo de dos a treinta

segundos. Ahora bien, la precisión de las medidas se ve afectada por el movimiento del satélite


durante el cómputo y por el tiempo que se tarda en obtener las posiciones, debido a lecturas

repetitivas de todos los mensajes de la constelación.

El requerimiento de una localización precisa y continua en tiempo real, ha conducido al

desarrollo de receptores con un mayor número de canales (8-12) capaces de disminuir al

máximo el error de localización utilizando los métodos de posicionamiento diferencial.

Las técnicas de GPS diferencial (DGPS) se utilizan para eliminar los errores introducidos por la

disponibilidad selectiva y otras fuentes de error. El DGPS supone la cooperación de dos

receptores, uno que es fijo (estación base) y otro que se desplaza alrededor realizando

medidas de posición. El receptor fijo es la clave y se encarga de relacionar todas las medidas

del satélite con una referencia fija. De este modo, la estación base calcula las correcciones

necesarias para que las pseudodistancias coincidan con su posición correcta que es

perfectamente conocida. Las correcciones pueden utilizarse en equipos convencionales que

operen en un área próxima (unas decenas de kilómetros), y pueden obtenerse precisiones de

hasta un par de metros en aplicaciones móviles o incluso mejores en situaciones estacionarias.

Afortunadamente, la gran escala de los sistemas GPS nos ayuda. Los satélites se encuentran

tan alejados en el espacio que las pequeñas distancias que viajamos aquí en la Tierra son

insignificantes. Por ello, si dos receptores se encuentran muy juntos el uno del otro (unos

pocos cientos de kilómetros), la señal que alcanza a ambos habrá recorrido prácticamente el

mismo pasillo a través de la atmósfera y sufrirá los mismos errores.

La idea que hay detrás del DGPS consiste en que disponemos de un receptor que mide los

errores de temporización y proporciona la información de corrección a los otros receptores

que se están moviendo a su alrededor. En los primeros días del GPS, las estaciones de

referencia eran establecidas por compañías privadas que tenían grandes proyectos que

demandaban una alta precisión. Pero en la actualidad, existen suficientes agencias públicas

transmitiendo correcciones hasta el punto de poder conseguirse gratuitamente. Los

guardacostas de EE.UU. y otras agencias internacionales están estableciendo estaciones de

referencia por todos los sitios, especialmente cerca de los puertos concurridos y de las rutas

marítimas. Cualquiera de la zona puede recibir estas correcciones y mejorar

considerablemente la precisión de las medidas de su receptor GPS. En la figura siguiente se

representa de forma esquemática cuál sería la configuración típica del sistema DGPS.

Fig. 3.56 Sistema DGPS.


Sin embargo, no todas las aplicaciones DGPS necesitan un enlace radio, puesto que pueden no

requerir un posicionamiento preciso inmediato. Supóngase que se desea grabar la ruta de una

nueva carretera para incluirla en un mapa. En este caso, sería suficiente con que el receptor

itinerante almacenara las posiciones medidas y el tiempo exacto en que se realizó cada

medida. Posteriormente, estos datos pueden unirse con las correcciones almacenadas por el

receptor de referencia para la depuración de los datos. Luego el enlace de radio será necesario

sólo en aquellas aplicaciones de precisión que se realicen en tiempo real.

4. APLICACIONES DE LOS GPS

Son múltiples los campos de aplicación de los sistemas de posicionamiento tanto como

sistemas de ayuda a la navegación, como en modelización del espacio atmosférico y terrestre

o aplicaciones con requerimientos de alta precisión en la medida del tiempo. A continuación se

detallan algunos de los campos civiles donde se utilizan en la actualidad sistemas GPS.

• Sistemas de alarma automática. Existen sistemas de alarma conectados a sensores dotados

de un receptor GPS para supervisión del transporte de mercancías tanto contaminantes de alto

riesgo como perecederos (productos alimentarios frescos y congelados). Tal será nuestro caso

de estudio. En este caso la generación de una alarma permite una rápida asistencia al vehículo.

• Navegación desasistida de vehículos. Se están incorporando sistemas DGPS como ayuda en

barcos para maniobrar de forma precisa en zonas de intenso tráfico en vehículos autónomos

terrestres que realizan su actividad en entornos abiertos en tareas repetitivas, de vigilancia en

medios hostiles (fuego, granadas, contaminación de cualquier tipo) y en todos aquellos

móviles que realizan transporte de carga, tanto en agricultura como en minería o construcción.

La alta precisión de las medidas ha permitido importantes avances en el espacio en órbitas

bajas y así tareas de alto riesgo de inspección, mantenimiento y ensamblaje de satélites

artificiales pueden ahora realizarse mediante robots autónomos.

• Estudio de fenómenos atmosféricos. Cuando la señal GPS atraviesa la troposfera el vapor de

agua, principal causante de los distintos fenómenos meteorológicos, modifica su velocidad de

propagación. El posterior análisis de la señal GPS es de gran utilidad en la elaboración de

modelos de predicción meteorológica.

• Localización y navegación en regiones inhóspitas. El sistema GPS se utiliza como ayuda en

expediciones de investigación en regiones de difícil acceso y en escenarios caracterizados por

la ausencia de marcas u obstáculos. Un ejemplo son los sistemas guiados por GPS para

profundizar en el conocimiento de las regiones polares o desérticas.

• Modelos geológicos y topográficos. Los geólogos comenzaron a aplicar el sistema GPS en los

80 para estudiar el movimiento lento y constante de las placas tectónicas, para la predicción

de terremotos en regiones geológicamente activas. En topografía, el sistema GPS constituye

una herramienta básica y fundamental para realizar el levantamiento de terrenos y los

inventarios forestales y agrarios.

• Ingeniería civil. En este campo se utiliza la alta precisión del sistema GPS para monitorizar en

tiempo real las deformaciones de grandes estructuras metálicas o de cemento sometidas a

cargas.

• Sincronización de señales. La industria eléctrica utiliza el GPS para sincronizar los relojes de

sus estaciones monitoras a fin de localizar posibles fallos en el servicio eléctrico. La localización


del origen del fallo se realiza por triangulación, conociendo el tiempo de ocurrencia desde tres

estaciones con relojes sincronizados.

• Guiado de disminuidos físicos. Se están desarrollando sistemas GPS para ayuda en la

navegación de invidentes por la ciudad. En esta misma línea, la industria turística estudia la

incorporación del sistema de localización en guiado de visitas turísticas a fin de optimizar los

recorridos entre los distintos lugares de una ruta.

• Navegación y control de flotas de vehículos. El sistema GPS se emplea en planificación de

trayectorias y control de flotas de vehículos. La policía, los servicios de socorro (bomberos,

ambulancias), las centrales de taxis, los servicios de mensajería, empresas de reparto, etc.

organizan sus tareas optimizando los recorridos de las flotas desde una estación central.

Algunas compañías ferroviarias utilizan ya el sistema GPS para localizar sus trenes, máquinas

locomotoras o vagones, supervisando el cumplimiento de las señalizaciones.

• Sistemas de aviación civil. En 1983 el derribo del vuelo 007 de la compañía aérea coreana al

invadir cielo soviético, por problemas de navegación, acentuó la necesidad de contar con la

ayuda de un sistema preciso de localización en la navegación aérea. Hoy en día el sistema GPS

se emplea en la aviación civil tanto en vuelos domésticos, transoceánicos, como en la

operación de aterrizaje. La importancia del empleo de los GPS en este campo ha impulsado,

como se verá en la siguiente sección, el desarrollo en Europa, Estados Unidos y Japón de

sistemas orientados a mejorar la precisión de los GPS.

CARACTERÍSTICAS PRINCIPALES DEL GPS

Nuestro terminal GPS es un receptor ultra compacto y de alta sensibilidad que representa el

estado del arte en lo que respecta a posicionamiento en espacios cubiertos y al aire libre. La

elevada sensibilidad que posee es la característica más notable de este dispositivo y es, a su

vez, la que en mayor medida aconseja su elección teniendo en cuenta los escenarios (alta mar)

en los que nuestra aplicación debe trabajar. De este modo, el receptor nos habilita para operar

en ambientes donde los terminales GPS convencionales no lo hacen posible.

El receptor Q20 del fabricante Qinetiq se basa en un procesador de banda base de ultima

generación (ARM966) que, por un lado, proporciona rápida adquisición de señal y por otro,

requiere muy baja señal de tracking para los satélites. Las librerías de navegación y el eficiente

software que se encuentran integrados en el dispositivo están optimizadas para su interacción

con el procesador. Además, disponemos en el modulo GPS de interfaces digitales para la

conexión de las salidas de posicionamiento y de las señales de control con el microprocesador

de nuestro sistema.

Para garantizar un adecuado rendimiento es necesario eliminar las interferencias

electromagnéticas procedentes del resto de componentes de nuestro sistema y del ruido de

radiofrecuencia que pudiera mermar la detección de las señales de posicionamiento. Para ello,

el GPS está dotado con un front end y una etapa de filtrado de bajo ruido de radiofrecuencia.

El módulo GPS contiene memoria en placa que almacena el software y la información

necesarios para asistir la adquisición de señal. Esta información consiste de hora, fecha,

frecuencia, última posición conocida, efemérides y almanaque.


Fig.3.57 Receptor GPS Qinetiq Q20

Las características más representativas del dispositivo de Qinetiq utilizado en nuestra aplicación

pueden ser resumidas de la siguiente forma:

Doce canales para tracking de todos los satélites visibles

Alta sensibilidad

Desmodulación de almanaque y efemérides

Temporización de salida de 1 pulso por Segundo (1 PPS)

Procesador de señal ARM966 integrado

Amplio rango de temperaturas: de -30°C a +80°C

Reducido tamaño

Fig.3.58 Receptor GPS Qinetiq Q20


DIAGRAMA ESQUEMÁTICO Y LAYOUT

Fig.3.59 Diseño del módulo GPS


Fig.3.60 Layout del acelerómetro triaxial

DESCRIPCIÓN DEL FUNCIONAMIENTO DEL MÓDULO GPS

El módulo GPS utilizado únicamente requerirá una fuente de alimentación, una antena y

dispositivo (nuestro microprocesador) conectado al puerto serie capaz de interpretar los mensajes

de datos correspondientes al protocolo de navegación NMEA utilizado. A continuación mostramos

los principales bloques que lo componen.


Fig.3.61 Diagrama de bloques funcional del receptor GPS

Fig.3.62 Diagrama de bloques del layout del receptor GPS

Para describir el comportamiento de este dispositivo del modo más práctico posible vamos a ir

explicando las diferentes etapas que las señales recorren desde que son recibidas por la antena

hasta que son transmitidas al microprocesador.

En primer lugar, la señal GPS recibida por la antena es dirigida hacia el filtro front end. Se trata de

un filtro cerámica de alta precisión que elimina eficazmente todas las señales no deseadas, es

decir, aquellas que se encuentren fuera de la banda L1 en la que los códigos C/A son transmitidos).

Una vez filtrada, la señal es amplificada mediante un LNA antes de pasar al front end RF. El front

end es un dispositivo de BiCMOS de Silicio y Germanio que amplifica el bajo nivel de señal propio


de las señales GPS para llevarlas a niveles adecuados para los circuitos digitales de nuestro

sistema, lo cual requiere una ganancia en exceso de 140 dB. Esta elevada ganancia, aplicada a

todas las señales que inciden en la antena, provocará señales muy grandes en el sistema RF/IF, por

lo que será necesario realizar un nuevo filtrado que excluya las señales situadas fuera del ancho de

banda GPS. La sección RF del receptor, sincronizada con el oscilador de referencia, traslada la

señal GPS a una frecuencia intermedia (IF) que el procesador de banda base es capaz de procesar.

La tabla que aparece a continuación muestra los distintos rangos y frecuencias de corte de los

filtros presentes en el GPS.

Tabla.3.14 Bandas de frecuencias del receptor GPS

La señal IF recibida en la interfaz RF-banda base es una mezcla digitalizada de todos los satélites

recibido que contiene la totalidad del ancho de banda GPS. El procesador identifica y separa la

señal correspondiente a cada satélite mediante una técnica que consiste en la correlación con su

respectivo código Pseudo Random Noise (PRN), a continuación elimina cualquier componente de

frecuencias IF y Doppler, y por último realiza un filtrado a una tasa más apropiada para las técnicas

software.

La adquisición de señal se implementa mediante una búsqueda paralela de ambos, código y

frecuencia. En lo que al código se refiere, cabe decir que este modelo GPS está dotado de un

número sensiblemente mayor de correladores que el de los receptores GPS convencionales.

Respecto a la búsqueda en el dominio de la frecuencia, hay que destacar el potente motor

implementado en hardware dedicado al proceso de Fast Fourier Transform (FFT). Todo el proceso

queda sincronizado por la señal de reloj digital del procesador banda base proporcionada por el

oscilador de referencia.

El procesador banda base integrado en el modulo GPS utiliza las mediciones procedentes del

procesamiento de señal para calcular una precisa solución de navegación (posición, velocidad y

tiempo) utilizando un avanzado filtro Kalman. Del mismo modo, el procesador ejecuta algoritmos

propietarios para eliminar interferencias y reducir el efecto multipath.


Para realizar una rápida adquisición de señal procedente de los satélites, el receptor almacena en

la memoria EEPROM información útil sobre el almanaque, efeméride, última posición conocida y

frecuencia, junto a la información referente a la fecha y la hora proporcionada por el RTC.

A continuación, destacamos aquellas especificaciones que resultan esenciales para el

funcionamiento óptimo del terminal receptor GPS teniendo en cuenta las características de diseño

propias de nuestro sistema.


Tensión de alimentación <3.6 V Corriente de alimentación <145 mA Sensibilidad de recepción RF adquisición/tracking

-185/-189 dBW

Tiempos de adquisición fría/templada/caliente

<45/<38/<1 seg

Precisión exterior/interior <5/<50 m Protocolo NMEA 0183 Canales 12 paralelos C/A L 1 (1575.42 MHz)

Medidas 22.0x26.5x3.3 mm

Tabla. 3.15 Especificaciones esenciales para un óptimo funcionamiento de GPS

CONEXIÓN CON EL MICROPROCESADOR

El GPS está provisto de tres UARTs que permiten su comunicación con el microprocesador, cada

uno de las cuales posee 16 buffers FIFO para la transmisión y recepción serie de los datos,

permitiendo la configuración de las mismas para llegar a velocidades de transmisión de 230.400

baudios, lo que da una idea de la versatilidad y gran potencia de nuestro terminal. En cualquier

caso, solo requeriremos de la utilización de una única UART para la interfaz con nuestro sistema.

De esto modo, los datos, que solo requerirán una longitud 8 bits, serán transferidos por el puerto

COM1 del GPS. A continuación queda expresado mediante un diagrama el protocolo de

comunicación serie que la UART del GPS compartirá con el microprocesador para intercambiar

información.

El terminal GPS utilizara tres clases distintas de interrupciones para solicitar la atención del

microprocesador. Así, una interrupción de la UART del GPS se generará cuando se produzca alguna

de las siguientes cinco fuentes de interrupción: un carácter es recibido o la FIFO no esta vacía

cuando vence el temporizador, el buffer de transmisión esta listo para recibir datos, y existe

variación en el estatus del módem o se produce algún error. No obstante, todas las posibles

condiciones que son capaces de generar una interrupción en la UART son susceptibles de ser

enmascaradas por el usuario.


Fig.3.63 Transmisión serie de un dato entre el GPS y el microprocesador

DESCRIPCIÓN DE LOS PINES

El dispositivo consta de 32 pines, de los cuales únicamente destacaremos aquellos que realmente

tienen una importancia significativa en nuestro diseño. Estos son los dos puertos de transmisión y

recepción serie para la comunicación con el microprocesador, los tres diodos light emitting diode

(LED), los puertos RF para la comunicación y la toma de tierra de la antena, la entrada de

alimentación del GPS y la tierra. Presentamos a continuación un diagrama esquemático donde

podemos apreciar todos los puertos del dispositivo, así como una tabla resumen de la

funcionalidad de cada pin.

Fig.3.64 Pinout del terminal GPS


Tabla. 3.16 Pinout del terminal GPS

La funcionalidad de los puertos de comunicación serie han quedado descritos anteriormente, por

lo que simplemente nos remitiremos a tal referencia. Los tres LEDs indican el estatus en el que se

encuentra en cada momento el dispositivo. Así, los LED uno y dos indicarán, mediante el número

de pulsaciones, los satélites con y sin efeméride válida respectivamente, mientras que el LED 3

parpadeará durante el proceso de tracking y permanecerá fijo cuando nos encontremos en el

modo fijo de forma estable.

Los puertos de RF (entrada RF y tierra) conectarán la antena al GPS mediante una etapa de

adaptación de impedancias que, por su complejidad e importancia, describiremos separadamente

en un apartado posteriormente.

Por su parte, la alimentación del dispositivo se realizara mediante VCC (3.3V). Sin embargo, es

preciso explicar la razón por la que, en lugar de alimentar directamente al receptor con esta señal,

hemos interpuesto un switcher que regule la alimentación y, por tanto, la situación de apagado o

encendido de nuestro dispositivo. Si bien en el modo de funcionamiento normal de nuestro

sistema desearemos mantener al GPS encendido de forma que pueda proporcionar un trío de


datos de navegación (posición, velocidad, tiempo) cada segundo, el usuario del sistema tiene la

opción de reconfigurar esta opción. Pongamos por caso una situación en la que el usuario

únicamente quisiera registrar información proveniente de las lecturas de los sensores,

descartando la información de navegación, por ya poseer un dispositivo GPS en la nave o por otras

razones distintas. En tal caso, la solución óptima, para aumentar nuestra eficiencia y disminuir el

consumo, sería la de desactivar el GPS o únicamente encenderlo periódicamente para registrar

datos que pudieran ser una referencia de la ruta seguida por el barco. Para realizarlo, el

microprocesador dará nivel bajo a la señal GPS_POWER (que podemos apreciar en el esquemático

del diseño) correspondiente al shut down del un regulador de tensión o switcher de bajo consumo

que utilizaremos a tal efecto. En caso contrario el microprocesador habilitará al receptor GPS y

dará un nivel de señal alto a la señal de shut down del regulador para que el receptor esté

permanente alimentado.

ADAPTACIÓN DE IMPEDANCIA

Adaptación de Impedancias

Cuando se conecta un transmisor de radiofrecuencia a una línea de transmisión, siempre se

busca que la impedancia característica de la línea, sea igual a la impedancia de salida del

transmisor, para lograr así la máxima transferencia de potencia. Lo mismo sucede cuando se

desea conectar la antena (carga) a la línea. En caso de que las impedancias de línea y carga

sean distintas, parte de la energía entregada por el transmisor, "rebotará" en la antena,

volviendo como una onda reflejada. Es por eso que ahora analizaremos distintos métodos

prácticos para lograr adaptar la impedancia entre la línea de transmisión y la antena.

Fig. 3.65 Diagrama de una línea de transmisión

Transformador de cuarto de onda

Dependiendo de su longitud, una línea de transmisión con una cierta carga (real o imaginaria)

puede representar una impedancia diferente para el generador. Esto se calcula con la siguiente

fórmula:


Fig.3.66 Impedancias de un adaptador de cuarto de onda

En la imagen de arriba vemos que dependiendo del largo x, varía la Z de entrada Z(x) o Ze. El

objetivo del primer método consiste en construir un tramo de línea de longitud igual a l/4 (un

cuarto de onda) de una impedancia tal que a su entrada presente una Ze igual al de la línea de

transmisión que se va a emplear: Ze = Zo.

Si consideramos:

x = /4

ZL = RL

Llegamos a una indeterminación, la cual si es salvada nos lleva a:

En conclusión, a una distancia igual a /4 de la carga, la impedancia de entrada depende tanto

de la impedancia característica de la línea como de la resistencia de la carga.

Como es fácil construir una línea de transmisión de una impedancia específica, lo que se hace

es calcular qué impedancia debería tener una línea de l/4 de longitud conectada directamente

a la carga para que represente para la línea de transmisión que se va usar una impedancia

idéntica a la de ésta. Gráficamente sería lo siguiente:


Fig.3.67 Diagrama de un adaptador de cuarto de onda

Como vemos, la impedancia del transformador ahora la llamaremos ZT y es lo que deseamos

calcular. Las variables serán ZL, que como es resistiva pura la podemos llamar RL también, y Zo,

la impedancia de la línea que usaremos para conectar con el transmisor. Según la fórmula

anterior la impedancia del transformador será:

El tramo de línea de un cuarto de onda ZT deberá ser construido, pudiendo ser tanto línea

coaxial como bifilar, prefiriéndose la línea bifilar para valores de ZT menores que 120W por

razones constructivas

Etapa de adaptación de impedancias del modulo GPS

Una vez demostrada la necesidad de incorporar una etapa de adaptación de impedancia en la

entrada RF del modulo GPS, nos disponemos a mostrar el diseño concreto que hemos

realizado para ello. Se basa en un adaptador de cuarto de onda, también denominado

adaptador /4 o quarterwave, y en una microstrip en la interfaz de cobre entre el conector

MCX de RF y el GPS.

Teniendo en cuenta que las señales GPS poseen una frecuencia de 1.57GHz, el adaptador de

cuarto de onda de 50Ω (impedancia estándar explicada anteriormente y recomendada por el

fabricante del GPS) consistirá en un tramo de línea de transmisión de cobre desde el conector

MCX que tendrá una longitud de 25.4mm y una anchura de 0.2mm. Para lograr la adaptación,

en el otro extremo situaremos dos condensadores de 1 y 0.01 µF respectivamente conectados

en paralelo, y una pequeña resistencia de 22Ω conectada en serie con los condensadores.

Respecto al microstrip, la pista de cobre que une al conector RF y al pin de entrada de RF del

GPS deberá tener una anchura de 0.96mm y una profundidad de 0.53mm. Este último

parámetro de diseño deberá ser especificado al fabricante de la placa sobre la que

construiremos nuestro PCB para realizar una adecuada adaptación de impedancias, ya que, en

caso contrario, no seremos capaces de detectar las débiles señales procedentes de los

satélites.

Ambos elementos, adaptador de cuarto de onda y microstrip, pueden ser observados de forma

conceptual en el diagrama esquemático realizado en ISIS, si bien lo que realmente es


interesante es su implementación real en el PCB realizada en ARES, ya que es en el layout del

sistema donde estas técnicas de adaptación deben verificar su validez, como, en efecto,

sucede en nuestro diseño.

Fig.3.68 Adaptación de impedancias del modulo GPS


PRUEBAS Y COMPARATIVA CON OTROS RECEPTORES GPS PRESENTES EN EL MERCADO

Para analizar el comportamiento del dispositivo y verificar la exactitud y fiabilidad del mismo

sometimos al receptor GPS a distintos tipos de tests, tanto en laboratorio como en el exterior,

obteniendo resultados absolutamente satisfactorios. En particular, cabe destacar la elevada

sensibilidad del receptor, que demostró estar habilitado para la detección de señales GPS muy

débiles en situaciones con escasa visibilidad satelital, lo que prueba ser adecuado para los

escenarios en los que va a trascurrir el transporte marítimo de mercancías.

Es notable la rapidez con la que el dispositivo realiza el proceso de tracking de los satélites,

demostrando una respuesta casi inmediata para arranque en frio, y unos mas que aceptables

tiempos de respuesta para los arranques templados y calientes. Recordemos que el arranque

en caliente, el que encontraremos habitualmente en las condiciones de funcionamiento

estándar de nuestro sistema, es aquel en el que la adquisición de señales GPS se realiza

utilizando almanaques y efemérides válidos, posiciones conocidas de precisión menor que 1km

y lapso de tiempo menor que 1ms. El arranque templado utiliza almanaques y efemérides

válidas, posiciones menores a 10km y distancia temporal menor que 1s. El arranque en frío,

aquel que necesita lógicamente un mayor tiempo de adquisición, no utiliza almanaques sino

efemérides anteriores y únicamente cuenta con datos temporales y de posición degradados.

En el funcionamiento estándar de nuestro sistema, el receptor GPS realizará habitualmente

arranques en frío y trabajará en el denominado fix mode o modo fijo, el de mayor consumo

(150mA aproximadamente) pero también el de mayor precisión y el que permite obtener una

solución de posicionamiento exacta de forma continua. Describimos, pues, el comportamiento

de nuestro dispositivo desde que es iniciado y realiza un arranque hasta que entra en fix mode

y proporciona una solución válida de navegación.


Fig.3.69 Cronograma del proceso de arranque del receptor GPS


Tras iniciar el receptor GPS con un reset, el dispositivo comienza a buscar satélites que se

encuentren disponibles. Esto es indicado mediante la intermitencia del diodo LED 3.

Transcurrido un tiempo variable, que dependerá del emplazamiento y tipo de arranque, el GPS

realiza el tracking de satélites de los que no se disponen datos de efemérides validos, por lo

que aun no es posible obtener una solución de navegación. El número de satélites de este tipo

corresponde el número de parpadeos del LED 2.

Una vez que el dispositivo entra en modo fijo, se inicia el tracking de satélites con información

de efemérides valida, si bien también es posible el rastreo de satélites carentes de tal

información. El número de satélites se representará mediante el número de pulsaciones de luz

del LED 1. En el caso en que dispongamos de un número de satélites mayor o igual que cuatro,

estaremos en condiciones de calcular una posición GPS mediante los procesos y técnicas

previamente detalladas.


1.3.4 Interfaces

1.3.4.1 Interfaces radio

1.1.1.1.1 Interfaz de corto alcance

1.1.1.1.1.1 Bluetooth

1.1.1.1.1.2 Low Power Radio (LPR)

1.1.1.1.2 Interfaz de largo alcance

1.1.1.1.2.1 GPRS (TC65 GSM-GPRS)

En el sistema que hemos desarrollado aparece un objetivo transversal. Perseguimos dotar a

nuestra aplicación de precisión en los datos, versatilidad en su funcionamiento y

personalización en sus interfaces. Si con los apartados dedicados a los sensores y al GPS hemos

conseguido demostrar la exactitud de la información recogida y almacenada por nuestro

sistema, queremos en este explicar de qué modo logramos hacer de nuestro sistema un

dispositivo versátil y altamente configurable.

Esta meta la alcanzaremos mediante una interfaz radio flexible y versátil que podrá utilizar una

amplia variedad de dispositivos electrónicos de comunicación serie basados en tecnología

inalámbrica. El primero de ellos será bien un dispositivo de comunicación de corto alcance que

permita la transmisión de comandos de configuración y control y la recepción de datos dentro

del barco de mercancías, que será realizado mediante un terminal Bluetooth o uno basado en

la tecnología Low Power Radio (LPR). Por defecto, instalaremos el receptor Bluetooth debido a

que, por su muy bajo consumo, se adapta en mejor medida a los requerimientos de

autonomía, si bien es posible su sustitución por un terminal LPR sin perjuicio para el sistema. El

segundo de ellos hace posible la conexión en tiempo real y a larga distancia con un servidor

central que reciba y analice los datos recogidos por el sistema en el último trayecto. El enlace

de telecomunicaciones que utilizaremos con tal fin es la red de telefonía móvil GSM,

basándonos en la tecnología GPRS para la transmisión y recepción de la información.

Si bien, a continuación nos disponemos a describir las características de las tres interfaces

elegidas, cabe decir que nos centraremos en mayor medida en la comunicación Bluetooth por

ser la que será empleada con mayor asiduidad en el funcionamiento estándar de nuestra

aplicación, sin pretender con ello una perdida de generalidad.

1.1.1.1.3 Interfaz de corto alcance

Tal y como hemos avanzado anteriormente, dispondremos de dos posibilidades a la hora de

implementar una interfaz radio de corto alcance que nos permita comunicarnos desde el barco

con el PCB de nuestro sistema que se encuentra instalado en una estancia del propio barco. La

primera consiste en un receptor Bluetooth mientras que la segunda es un elemento de

comunicación LPR. Por motivos de diseño, escogeremos la primera opción, si bien

describiremos someramente algunas referencias básicas de la tecnología LPR.


En cualquier caso, dispondremos en nuestro sistema, y por ende, en nuestro PCB de una

interfaz radio de corto alcance consistente en 12 pines que se conectarán mediante un

adaptador realizado ad-hoc a los correspondientes 12 pines de la interfaz Bluetooth o a los 12

de la interfaz LPR.

No obstante, tal y como hemos anunciado previamente, lo haremos únicamente para el

dispositivo Bluetooth, por ser éste el utilizado en nuestra solución, describiendo para ello el

significado de las señales enviadas y recibidas en estos pines, así como la funcionalidad de los

mismos.

1.1.1.1.3.1 Bluetooth

Consideramos adecuado adentramos, en primer lugar, en aquellos contenidos teóricos que

resultan necesarios para comprender convenientemente el funcionamiento de nuestro

elemento de comunicación wireless. Posteriormente, describiremos las características de la

implementación realizada en nuestro sistema para su comunicación serie vía Bluetooth.

Tecnología Bluetooth

La tecnología inalámbrica Bluetooth es un sistema de comunicaciones de corto alcance, cuyo

objetivo es eliminar los cables en las conexiones entre dispositivos electrónicos, tanto

portátiles como fijos. Las características principales de esta tecnología son su fiabilidad, bajo

consumo y mínimo coste. Varias de las funciones de la especificación principal son opcionales,

lo que permite la diferenciación de los productos.

El núcleo del sistema Bluetooth consiste en un transmisor de radio, una banda base y una pila

de protocolos. El sistema permite la conexión entre dispositivos y el intercambio de distintos

tipos de datos entre ellos.

Descripción general del funcionamiento

La capa física de radio (RF) opera en la banda de 2.4GHz libre para ISM (banda de frecuencia

industrial, científica y médica). El sistema emplea un transmisor de salto de frecuencia para

restar las interferencias y la pérdida de intensidad, y cuenta con gran número de portadoras de

espectro ensanchado por salto de frecuencia (FHSS). Para minimizar la complejidad del

transmisor, se utiliza una modulación de frecuencia binaria. La velocidad

de símbolo es de 1 MS/s (megasímbolo por segundo), que admite una velocidad de

transmisión de 1 Mbps en el modo de velocidad básica y una velocidad de transmisión aérea

total de 2 a 3 Mbps en el modo de transferencia de datos mejorada (EDR).

Normalmente, varios dispositivos sincronizados por un reloj y una secuencia de salto de

frecuencia comparten el mismo canal físico de radio. Uno de ellos proporciona los valores de

referencia, el denominado dispositivo maestro. Los demás reciben el nombre de esclavos. Este

tipo de conexión entre dispositivos es lo que se conoce como una piconet, la forma de

comunicación básica en la tecnología inalámbrica Bluetooth.

Los dispositivos de una piconet utilizan una secuencia de salto de frecuencia determinada por

algoritmos en ciertos campos del reloj y de la dirección de especificación Bluetooth del

maestro. La secuencia básica de salto consiste en un ordenamiento pseudo aleatorio de las 79


frecuencias de la banda ISM. Esta secuencia puede adaptarse para excluir la sección de

frecuencias utilizadas por los dispositivos que están causando interferencias. La técnica de

salto adaptable mejora la coexistencia de la tecnología Bluetooth con los sistemas ISM

estáticos (es decir, sin salto) cuando éstos se encuentran localizados.

El canal físico se subdivide en unidades de tiempo denominadas ranuras. Los datos

intercambiados entre los dispositivos Bluetooth se transmiten en forma de paquetes que se

emplazan en estas ranuras. Cuando la situación lo permite, se pueden asignar varias ranuras

consecutivas a un único paquete. El salto de frecuencia se produce durante la transmisión o

recepción de los paquetes. La tecnología Bluetooth consigue la transmisión bidireccional

mediante la técnica de acceso múltiple o dúplex por división de tiempo (TDD).

Sobre el canal físico hay una capa de enlaces y canales con sus respectivos protocolos de

control. La jerarquía de abajo a arriba de los canales y enlaces es la siguiente: canal físico,

enlace físico, comunicación lógica, enlace lógico y canal L2CAP.

En el canal físico, se forma un enlace físico entre dos dispositivos que se intercambian

paquetes, sea cual sea la dirección. Pero no todos los dispositivos pueden conectarse mediante

un enlace físico dentro de la piconet. Se crea un enlace de este tipo entre un dispositivo

esclavo y el maestro, pero dos esclavos no pueden conectarse directamente de esta forma.

El enlace físico se utiliza como medio de comunicación entre uno o dos enlaces lógicos que

admiten tráfico síncrono, asíncrono e isócrono de unidifusión, y tráfico de difusión. El tráfico

de los enlaces lógicos se multiplexa en el enlace físico ocupando las ranuras asignadas por el

programador del gestor de recursos.

A través de los enlaces lógicos, además de los datos del usuario se transporta el protocolo de

control de la banda base y las capas físicas: protocolo de gestión de enlace (LMP). Los

dispositivos que están activos dentro de la piconet tienen una comunicación lógica asíncrona

predeterminada para el transporte de la señalización del protocolo LMP. Es lo que se conoce

como comunicación lógica ACL. Esta comunicación es la que se establece cuando un dispositivo

se une a una piconet. Se pueden crear comunicaciones lógicas adicionales si resulta necesario

para transportar el flujo de datos síncronos.

El gestor de enlaces se sirve del protocolo LMP para controlar el funcionamiento de los

dispositivos en la piconet y proporcionar servicios de gestión en las capas inferiores de la

arquitectura: capa de radio y de banda base. El protocolo LMP sólo se transporta a través de la

comunicación lógica ACL y la comunicación lógica de difusión predeterminadas.

La capa L2CAP está por encima de la de banda base y se encarga de ofrecer una abstracción de

canales de comunicación a las aplicaciones y los servicios. Realiza la segmentación y la

unificación de los datos de las aplicaciones y la multiplexación y demultiplexación de varios

canales a través de un enlace lógico compartido. La capa L2CAP dispone de un canal de control

de protocolos a través de la comunicación lógica ACL predeterminada. Los datos de la

aplicación enviados al protocolo L2CAP pueden transferirse a través de un enlace lógico

compatible con el protocolo L2CAP.


Arquitectura: núcleo del sistema

El núcleo del sistema Bluetooth se estructura en cuatro capas inferiores con protocolos asociados

definidos por las especificaciones o perfiles Bluetooth. También incluye un protocolo de

comunicación entre capas a nivel de servicios; el protocolo de descubrimiento de servicios (SDP),

que determina los servicios Bluetooth disponibles, y un perfil de acceso genérico (GAP), que

especifica los requisitos generales de los perfiles. Una aplicación completa precisa varios servicios

adicionales y protocolos de capas superiores, que se definen en la especificación Bluetooth.

Las tres capas inferiores se agrupan, a veces, en un subsistema denominado módulo o

controlador Bluetooth. Se trata de una implementación habitual que requiere de una interfaz de

comunicaciones física entre el controlador Bluetooth y el resto del sistema: la capa L2CAP, las

capas de servicios y las capas superiores, lo que se conoce con el nombre de anfitrión Bluetooth.

Aunque esta interfaz es opcional, el diseño de la arquitectura permite su incorporación. La

especificación Bluetooth hace posible la compatibilidad entre distintos sistemas Bluetooth

mediante la definición de los mensajes de protocolo que se intercambian entre las capas

equivalentes. También determina una interfaz común entre los controladores y anfitriones

Bluetooth para compatibilizar los distintos subsistemas.

Define, igualmente, varios módulos funcionales y la ruta seguida por los servicios y datos

intercambiados entre ellos. Los módulos funcionales del esquema aparecen sólo a título

informativo. En general, la especificación Bluetooth no concreta los detalles de las

implementaciones, salvo en los casos donde resulta realmente necesario para garantizar la

compatibilidad.

Así mismo, se indican las interacciones comunes en los diferentes tipos de dispositivos, para que

éstos puedan intercambiar señales de protocolo de acuerdo con la especificación Bluetooth. La

pila de protocolos que conforma el núcleo del sistema Bluetooth está compuesta por: un

protocolo de radiofrecuencia (RF), un protocolo de control de enlace (LCP), un protocolo de

gestión de enlace (LMP) y un protocolo de adaptación y de control de enlace lógico (L2CAP),

todos ellos descritos en la especificación Bluetooth. Además, hay que sumar el protocolo de

descubrimiento de servicios (SDP) requerido por todas las aplicaciones Bluetooth.

El núcleo del sistema Bluetooth ofrece sus servicios a través de varios puntos de acceso que se

muestran en el diagrama como elipses. Consisten, esencialmente, en primitivas básicas que

controlan el núcleo del sistema Bluetooth. Pueden dividirse en tres tipos: servicios de control de

dispositivos que modifican el funcionamiento y los modos del dispositivo Bluetooth; servicios de

control de transporte que crean, modifican y liberan portadores de tráfico (canales y enlaces), y

servicios de datos utilizados para enviar la información de la transmisión a través de portadores

de tráfico. Normalmente, los dos primeros servicios suelen pertenecer al plano C (control) y, el

último, al plano U (usuario).

También se define una interfaz de servicios para el controlador Bluetooth, de forma que pueda

considerarse un componente estándar. En esta configuración, el controlador Bluetooth opera en

las tres capas inferiores, y la capa L2CAP se incluye con el resto de la aplicación Bluetooth en el

sistema anfitrión. La implementación de la interfaz de servicios estándar, denominada interfaz


HCI o interfaz controladora del anfitrión, es opcional.

Puesto que la arquitectura Bluetooth ofrece la posibilidad de separar la comunicación del

anfitrión y el controlador a través de la interfaz HCI, deben tenerse en cuenta las siguientes

consideraciones. Se presupone que la capacidad de transmisión de datos del búfer del

controlador Bluetooth es limitada en comparación con el anfitrión. Por ello, se espera que la capa

L2CAP realice funciones básicas de gestión de recursos al enviar unidades PDU al controlador,

para la comunicación con un dispositivo idéntico; entre otras: la segmentación de los bloques de

información intercambiados (SDU) en unidades PDU más manejables, la fragmentación de PDU

en paquetes de inicio y continuación de un tamaño adecuado para los búfer del controlador y,

finalmente, la gestión del uso de dichos búfer para asegurar la disponibilidad de canales que

garanticen la calidad de servicio (QoS).

La capa de banda base proporciona el protocolo básico de solicitud de repetición automática

(ARQ) en la tecnología Bluetooth. La capa L2CAP puede ofrecer, opcionalmente, funciones de

detección de errores y retransmisión de PDU, opción que se recomienda en aplicaciones que

precisen disminuir al mínimo la probabilidad de errores no detectados en los datos de los

usuarios. Otra función opcional que ofrece la capa L2CAP es el control de flujo mediante una

ventana que permite gestionar la asignación del búfer en el dispositivo receptor. Ambas

funciones pueden mejorar la calidad de servicio en algunas situaciones.

Todas estas consideraciones pueden no ser necesarias en los casos en los que la tecnología

Bluetooth integrada combina las distintas capas en un único sistema. No obstante, los modelos

generales de arquitectura y QoS se han establecido teniendo en cuenta estos factores para la

aplicación de un denominador común.

Para la implementación del núcleo de sistema Bluetooth es necesario realizar pruebas de

conformidad automáticas. Para ello, el responsable de las pruebas debe controlar la

implementación a través de la interfaz RF, que es común a todos los sistemas Bluetooth, y a

través de la interfaz de control de pruebas (TCI), que sólo se utiliza para las comprobaciones de

conformidad.

A través de la interfaz RF, se realizan intercambios con la implementación bajo prueba (IUT) para

comprobar que las respuestas de los dispositivos remotos a las solicitudes son correctas. A través

de la interfaz TCI, se controla la IUT para que inicie el intercambio utilizando la interfaz RF, de

forma que también se verifique la conformidad en este sentido.

Para probar las diferentes capas y protocolos de la arquitectura, la interfaz TCI se sirve de un

conjunto de comandos distintos (interfaz de servicios): un subconjunto de los comandos HCI

emitidos por la interfaz de servicios TCI para cada una de las capas y protocolos que componen el

subsistema controlador Bluetooth. Las pruebas de la capa y protocolo L2CAP se realizan mediante

otra interfaz de servicios distinta. Puesto que la interfaz de servicios L2CAP no está definida en la

especificación principal Bluetooth, se establece por separado en la especificación TCI. La

implementación de la interfaz de servicios L2CAP sólo se precisa para las pruebas de

conformidad.


Módulos centrales de la arquitectura

Gestor de canales

El gestor de canales se encarga de crear, gestionar y eliminar los canales L2CAP que se ocupan de

la transferencia de protocolos de servicios y del flujo de datos de las aplicaciones. Este gestor se

sirve del protocolo L2CAP para interactuar con el gestor de canales del dispositivo remoto

(idéntico) y crear, así, canales L2CAP que conecten ambos extremos a las entidades apropiadas. El

gestor de canales se comunica con el gestor de enlaces local para crear nuevos enlaces lógicos,

en caso de ser necesarios, y configurar dichos enlaces para proporcionar la calidad de servicio

requerida atendiendo al tipo de datos transferidos.

Gestor de recursos L2CAP

El módulo de gestión de recursos L2CAP se ocupa de organizar el envío de fragmentos PDU a la

banda base y de la programación de canales para que no se niegue el acceso de los canales L2CAP

con ciertos parámetros QoS al canal físico debido a la saturación de los recursos del controlador

Bluetooth. Esto es necesario porque el modelo de arquitectura no presupone que el búfer del

controlador Bluetooth sea ilimitado o que la canalización de la interfaz HCI tenga un ancho de

banda infinito.

Los gestores de recursos L2CAP pueden supervisar, igualmente, la conformidad del tráfico para

asegurar que las aplicaciones están enviando los SDU de la capa L2CAP dentro de los términos

indicados en los parámetros QoS. El modelo general de transmisión de datos en la tecnología

Bluetooth presupone que las aplicaciones actuarán como corresponde y no define cómo

responderá la implementación ante este tipo de problemas.

Gestor del dispositivo

El gestor del dispositivo es un módulo en la banda base que controla el funcionamiento general

del dispositivo equipado con tecnología Bluetooth. Se encarga de todas las operaciones del

sistema Bluetooth sin relación directa con la transferencia de datos, como la detección de otros

dispositivos con tecnología Bluetooth en las proximidades, la conexión con otros dispositivos o la

activación del modo visible o de conexión de los dispositivos Bluetooth locales.

Para llevar a cabo sus funciones, el gestor del dispositivo solicita acceso al canal de comunicación

desde el controlador de recursos de la banda base.

También controla el funcionamiento del dispositivo local mediante varios comandos HCI, como la

gestión del nombre del dispositivo local o las clave de enlace almacenadas, entre otras funciones.

Gestor de enlaces

El gestor de enlaces se ocupa de la creación, modificación y liberación de enlaces lógicos (y, en

caso de ser necesario, de la comunicación lógica asociada), así como de la actualización de los

parámetros relacionados con los enlaces físicos entre dispositivos. Para ello, se comunica con el

gestor de enlaces del dispositivo Bluetooth remoto mediante el protocolo de gestión de enlace

(LMP).


Este protocolo permite la creación de nuevos enlaces y comunicaciones lógicos entre los

dispositivos cuando resulta necesario, así como un control general de las características de los

enlaces y la comunicación, tales como la activación del cifrado de la comunicación lógica, la

adaptación de la potencia de transmisión en el enlace físico o el ajuste de los parámetros QoS

para enlaces lógicos.

Gestor de recursos de la banda base

El gestor de recursos de la banda base se encarga del acceso a la capa de radio. Tiene dos

funciones primordiales. Su principal cometido consiste en programar o establecer el tiempo que

permanecerán en los canales físicos las entidades que han negociado su contrato de acceso. Su

otra función clave es negociar, precisamente, el contrato de acceso con dichas identidades. Con

los contratos de acceso, las entidades se comprometen a ofrecer la calidad de servicios (QoS)

necesaria para proporcionar el rendimiento esperado en la aplicación.

Tanto para la negociación del contrato de acceso como para la programación de los canales, se

debe tener en cuenta qué procedimientos utilizan radiofrecuencia Bluetooth, tales como el

intercambio de datos entre dispositivos conectados a través de enlaces y transportes lógicos; el

uso de la capa de radio para llevar a cabo procedimientos de detección, conexión, activación de

modo visible o de conexión; o la lectura de la información de las portadoras no utilizadas durante

el modo de salto adaptable de frecuencia (AFH).

En algunos casos, la programación de los enlaces lógicos provoca un cambio de canal físico

respecto al utilizado anteriormente. Esto puede deberse a la intervención de una scatternet, de

una función de detección periódica o de alguna exploración en busca de señales. Cuando los

canales físicos no están organizados en ranuras de tiempo, el gestor de recursos también

contabiliza el periodo de tiempo necesario para reorganizar las ranuras en el canal físico anterior

y en el nuevo. A veces, las ranuras se organizan sin necesidad de intervenir, ya que se utiliza

como referencia el mismo reloj del dispositivo para ambos canales físicos.

Controlador de enlaces

El controlador de enlaces se ocupa del cifrado y decodificación de los paquetes Bluetooth de la

carga útil de datos y los parámetros relacionados con el canal físico, la comunicación lógica y los

enlaces lógicos.

Sincronizado con el gestor de recurso, el controlador de enlaces lleva a cabo la señalización del

protocolo de control de enlace, que se utiliza para las comunicaciones del control de flujo y

confirmación, así como para la retransmisión de señales solicitadas. La interpretación de estas

señales es una característica de la comunicación lógica asociada al paquete de banda base. La

interpretación y supervisión de la señalización de control de los enlaces se suele asociar al

programador del gestor de recursos.

Radio (RF)

El módulo RF se encarga de transmitir y recibir paquetes de información del canal físico. Una ruta

de control entre la banda base y el módulo RF permite a la banda base controlar el tiempo y la

frecuencia de las portadoras del módulo RF. Este módulo actúa como intermediario entre el canal


físico y la banda base transformando el flujo de datos al formato requerido en ambos sentidos.

Arquitectura: transporte de datos

El sistema de transferencia de datos Bluetooth funciona mediante una arquitectura de capas. A

continuación se describen las capas de transferencia básicas y los canales L2CAP. Los distintos

modos operativos dentro de la tecnología Bluetooth siguen la misma arquitectura de

transferencia.

Por cuestiones relacionadas con la eficacia y las aplicaciones heredadas, la arquitectura de

transferencia de la capa lógica se subdivide para distinguir entre enlaces lógicos y

comunicaciones lógicas. El enlace lógico permite una comunicación independiente entre dos o

más dispositivos. La comunicación lógica es necesaria para describir la interdependencia entre

algunos enlaces lógicos, principalmente por el proceder de las aplicaciones heredadas.

La especificación Bluetooth 1.1 define los enlaces ACL y SCO como enlaces físicos. No obstante,

con la incorporación del enlace SCO ampliado (eSCO) y puestos a considerar futuras

ampliaciones, resulta más conveniente tratar estos enlaces como lógicos ya que este tipo

obedece mejor a su finalidad. La independencia no es tan grande como cabría esperar debido al

uso compartido de recursos como LT_ADDR y el patrón de confirmación y repetición automática

(ARQ). Por esta razón, la arquitectura es incapaz de representar estas comunicaciones lógicas en

una única capa de comunicación. Para compensarlo, una capa adicional describe este proceder.

Fig.3.70 Arquitectura de capas de la tecnología Bluetooth


Características técnicas de Bluetooth

Por último, resumimos a continuación las características más significativas de la tecnología

Bluetooth anteriormente descrita antes de detallar el módulo Bluetooh que hemos utilizado

en nuestro sistema.

Ancho de banda: un enlace de radio Bluetooth alcanza una velocidad máxima de

transferencia de datos de 724 kbit/s, o tres canales de voz; la velocidad de

transferencia de datos de un canal de voz es de 64 kbit/s.

Datos o voz: un canal radio Bluetooth habilita la transferencia de datos, comunicación

vocal o ambas a la vez.

Búsqueda de dispositivos: cuando dos o más dispositivos Bluetooth están dentro de su

alcance mutuo, se establece un enlace tras un proceso de búsqueda de dispositivos.

Establecimiento de enlaces: establece y mantiene un enlace robusto entre dos o más

dispositivos casi al instante, incluso si los dispositivos no se ven mutuamente, sin

interferencia de otras señales de radio que operen en la misma banda de frecuencia.

Bajo consumo de energía: el sistema radio Bluetooth ahorra energía, limitando su

potencia de salida a lo que realmente necesita.

Piconet: Bluetooth forma pequeñas redes inalámbricas entre dos o más dispositivos.

Estas reciben el nombre de picoredes o piconets.

Alcance: basado en la transmisión por radio de corto alcance, con un alcance normal

de 10 metros o bien de 100 metros.

Seguridad: dos mecanismos de seguridad avanzada garantizan un elevado nivel de

seguridad: autenticación y codificación.

Tamaño reducido: el sistema radio Bluetooth reside en un pequeño microchip que se

puede integrar en cualquier dispositivo electrónico.

Estandarización: Bluetooth opera en la banda de 2.45GHz, que no requiere licencia y

está disponible para cualquier sistema de radio en todo el mundo.

Características principales del modulo Bluetooth

Hemos seleccionado y empleado un receptor-transmisor Bluetooth que, por sus características

resulta acertado para nuestro diseño. Se trata del Promi-ESD 1.4. Resumimos a continuación

sus principales características y su integración en el PCB.

Interfaz de salida UART

Especificación Bluetooth v1.1

Reducida potencia de transmisión

Amplio rango de señal de recepción


Fig.3.71 Modulo Bluetooth Promi-ESD 1.4



Fig.3.72 Diseño del modulo Bluetooth

Fig. 3.73 Layout del módulo Bluetooth

Descripción de los pins y conexión con el microprocesador

Como anunciamos anteriormente, la interfaz serie de nuestro módulo de comunicación serie

vía radio de corto alcance cuenta con doce pins. Por consiguiente, será necesario que nuestro

módulo Bluetooth disponga del mismo número de puertos.

En efecto, y tal como podemos apreciar en la figura, el receptor inalámbrico tiene doce pins,

cuatro de los cuales corresponden a entradas para la alimentación del dispositivo (la tensión

de alimentación propiamente dicha VDD y dos entradas para la toma de tierra) y la señal de

reset. Como se puede apreciar en el esquemático del diseño, que se puede consultar en el

ANEXO, es el microprocesador quien decide la conexión del dispositivo Bluetooth regulando,

para ello, la alimentación, habilitándola o deshabilitándola en su caso.

Fig.3.74 Interfaz del modulo Bluetooth

Además, existen cuatro entradas y cuatro salidas para la conexión serie mediante el protocolo

RS-232 con el microprocesador. Si quisiéramos operar en modo de control de flujo por

hardware utilizaríamos los pines DCD, DSR, DTR, RTS y CTS. En caso de que simplemente nos

interese utilizar el módulo Bluetooth como si de un módem se tratase, únicamente

emplearemos los puertos de transmisión y recepción de datos serie. La funcionalidad

especifica de cada pin queda resumida en el siguiente cuadro.

[Type the document title] 89

Tabla.3.17 Funcionalidad específica de cada pin.

En cuanto a la conexión con el microprocesador y, teniendo en cuenta que el nivel de señal TTL

de nuestro microprocesador es de 3.3 V, no será necesario añadir una red pasiva de

adaptación y se podrá realizar la conexión directa de sus pins según el siguiente esquema.

Fig.3.75 Conexión del microproesador y el módulo bluetooth

Comentaremos brevemente el modo básico de funcionamiento del protocolo serie RS-232,

que sera el utilizado para la comunicación entre el microprocesador y el módulo Bluetooth.

Este protocolo, también conocido como Electronic Industries Alliance RS-232C, es una interfaz

que designa una norma para el intercambio serie de datos binarios entre un DTE (Equipo


terminal de datos), en nuestro caso, nuestro microprocesador, y un DCE (Data Communication

Equipment o equipo de terminación del circuito de datos), que en el caso que nos ocupa será

el receptor Bluetooth.

El RS-232 consiste en un conector tipo DB-25 (de 25 pines), aunque es normal encontrar la

versión de 9 pines (DB-9). Ésta es la opción que hemos elegido debido a las características de

nuestro diseño. La interfaz RS-232 está diseñada para distancias cortas, de unos 15 metros o

menos, y para velocidades de comunicación bajas, inferiores a 20 Kbps.

La interfaz puede trabajar en comunicación asíncrona o síncrona y tipos de canal simplex, half

duplex o full duplex. En un canal simplex los datos siempre viajarán en una dirección, por

ejemplo desde DCE a DTE. En un canal half duplex, los datos pueden viajar en uno u otro

sentido, pero sólo durante un determinado periodo de tiempo. Así, la línea deberá ser

conmutada antes de que los datos puedan viajar en el sentido contrario. En un canal full

duplex, los datos pueden viajar en ambos sentidos simultáneamente. Las líneas de

handshaking del RS-232 se usan para resolver los problemas asociados con este modo de

operación, como por ejemplo, en qué sentido los datos deben viajar en un instante

determinado.

Si un dispositivo de los que están conectados a una interfaz RS-232 procesa los datos a una

velocidad menor de la que los recibe deben de conectarse las líneas handshaking que permiten

realizar un control de flujo tal que al dispositivo más lento le de tiempo de procesar la

información. Las líneas de hand shaking que permiten hacer este control de flujo por hardware

son las líneas RTS y CTS. Los diseñadores del estándar no concibieron estas líneas para que

funcionen de este modo, pero dada su utilidad en cada interfaz posterior se incluye este modo

de uso.

Describiremos a continuación la funcion desempeñada por cada una de las señales que

participan en este protocolo serie. Comenzaremos por las señales de transmisión y recepción

TXD y RXD. Conocido sobradamente su funcionamiento, únicamente notaremos que los

puertos de transmisión y recepción del microprocesador (en adelante DTE) se encuentran

permutados respecto a los del modulo Bluetooth (en adelante DCE), tal y como ocurre en un

modem simple.

La señal RTS (Request To Send o petición de envío ) indica que el DTE desea enviar datos al

DCE. Así, ninguna otra línea se encontrará disponible para el sentido opuesto, por lo que,

desde ese momento, el DTE debe estar siempre listo para aceptar datos. En operación normal,

la línea de RTS estará OFF. Una vez que el DTE tiene preparados los datos para enviar, y ha

determinado que el canal no está ocupado, colocará RTS a ON, y esperará un estado ON en el

CTS desde el DCE, instante en el cual puede comenzar a enviar. Una vez que el DTE finalice el

envío, vuelve a fijar RTS a OFF. Sobre un canal full duplex o simplex, esta señal puede colocarse

a ON una vez durante el reset y mantenerse en esta condición.

Por su parte, la señal CTS (Clear To Send o preparado para el envío) indica que el DCE está

preparado para aceptar datos desde el DTE. En operación normal, la línea CTS estará en la

condición OFF. Cuando el DTE confirma RTS, el DCE hará lo necesario para permitir que los


datos sean enviados, (por ejemplo, un módem alzaría la portadora, y esperará hasta que se

estabilice). En este momento, el DCE colocaría CTS a la condición ON, que permitiría al DTE

enviar datos. Cuando la línea RTS desde el DTE vuelve a la condición OFF, el DCE descarga el

canal (el módem bajaría la portadora), y entonces CTS restaura la condición OFF.

La señal que informa al DTE que el DCE está funcionando correctamente es DSR (Data Set

Ready o datos prepadados). Es normalmente puesta a ON por el DCE al encenderse este. Por

otro lado, la señal DTR (Data Terminal Ready o terminal de datos listo) provee la señal que

informa al DCE que el DTE funciona correctamente. Es normalmente puesta a ON por el DTE al

encenderse este. Por último, DCD (Data Carrier Detect o portadora de datos detectada) es la

señal por medio de la cual el DCE informa al DTE que tiene una portadora entrante. Puede ser

usado por el DTE para determinar si el canal está desocupado, permitiendo que el DTE pueda

pedir un RTS.

En un canal asíncrono, como es nuestro caso, ambos extremos proveen su reloj interno propio.

En caso de que ambos estén dentro de un rango del 5%, no es necesario enviar ninguna

información adicional de reloj sobre la interfaz entre los dos dispositivos para acordar si los

bits pertenecen a un carácter simple. En un canal síncrono, sin embargo, ambos extremos

deben estar de acuerdo sobre el instante en el que ocurre la salida y llegada de los bits, ya que

posiblemente el número de caracteres sea del orden de mil. En este caso, ambos dispositivos

deben usar los mismos relojes. El transmisor y el receptor pueden correr a diferente tasa de

transmisión y recepción pero ambos relojes deben ser provistos por el DCE.

Descripción del funcionamiento Una vez descritos los puertos y señales que intervienen en el proceso de transmisión serie

desde el microprocesador al terminal Bluetooth realizado con una interfaz RS-232,

comentaremos de que modo y en que instantes utilizaremos este tipo de comunicación.

Teniendo siempre en cuenta que la búsqueda de la reducción del consumo de nuestro sistema

es un objetivo transversal en nuestro proyecto y considerando que la interfaz Bluetooth será

utilizado con muy baja frecuencia (únicamente cuando el usuario desee reconfigurar la

aplicación o descargar los datos, operaciones que aunque efectivamente suceden, lo hacen

con baja frecuencia) sólo necesitaremos encender el Bluetooth periódicamente y comprobar si

el usuario esta intentando iniciar una comunicación con el sistema. En caso afirmativo, el

módulo Bluetooth permanecerá encendido y alimentado con tensión igual a 3.3V mediante la

señal BLUE_T_3.3V hasta que finalicen las operaciones pertinentes, rigiéndose la comunicación

entre el usuario y el sistema por la interfaz y el protocolo RS-232. En caso contrario, el modulo

se desconecta y permanece así hasta que se realice el siguiente sondeo.

La señal BLUE_T_3.3V, como podemos observar en el esquemático presente en el ANEXO, es la

salida de un regulador lineal de tensión de 3.3V controlado por el microprocesador mediante

la señal de encendido o apagado BLUE_TOOTH_ON. Cuando el microcontrolador activa esta

señal, la salida el regulador producirá 3.3V que alimentarán al módulo Buetooth, permitiendo

sus operaciones. Cuando BLUE_TOOTH_ON es desactivada, la salida queda a 0V,

produciéndose el apagado del terminal inalámbrico. De este modo, y guiado mediante el


correspondiente programa en memoria, el microprocesador controla las operaciones de

sondeo y comunicación Bluetooth.


Especificación Bluetooth V 1.1 - Rango 100 m Potencia de transmisión Clase 1/63 (18) (dBm) Tensión de alimentación 3.3 V Corriente de alimentación 3 mA

Medidas 27x27 mm

Tabla. 3.18 Parámetros de diseño del modulo Bluetooth

1.3.1.1.1.2 Low Power Radio (LPR)

Ofrecemos a contiunación, y como valor añadido a nuestro proyecto, una alternativa a la

opción elegida para implementar una interfaz inalámbrica de corto alcance. Se trata, en efecto,

de un receptor Low Power Radio (LPR). Es por tanto nuestra intención apuntar a grosso modo

las características fundamentales con las que cuenta esta tecnología radio.

Existen dos bandas de asignadas a los dispositivos LPR. La primera banda tiene frecuencia

central de 418MHz y un ancho de banda de 200 KHz, mientras que a la banda centrada en

433.92MHz le corresponde una ancho de banda de 418Mhz. Ningun dispositivo LPR esta

autorizado parta operar fuera de estas dos bandas de frecuencias.

Fig.3.76 Utilización del espacio radioeléctrico de baja frecuencia en el Reino Unido


En la figura también podemos apreciar las curvas de selectividad, que indican la sensibilidad de

los receptores LPR a distintas frecuencias, para un receptor de 433.92MHz de bajas

prestaciones y para uno de altas prestaciones. Toda señal que posea suficiente potencia para

cruzar esta curva de selectividad será detectada y recogida por el receptor, pudiendo interferir

con las operaciones del sistema de baja potencia y corto alcance LPR.

Es conveniente destacar que los receptores LPR son sensibles a un amplio rango de

frecuencias, incluidas aquellas asignadas a radioaficionados y TETRA, que es un sistema radio

móvil, celular y digital extendido en servicios de emergencias y aplicaciones de negocios. Esta

situación de adyacencia e incluso, en algunos casos, de yuxtaposición, representa un problema

potencial que debemos analizar detenidamente, dada la importancia de los esfuerzos

realizados por las instituciones comunitarias para lograr la armonización del espectro

radioeléctrico en un espacio único como pretende ser la Unión Europea.

Para ilustrar esta situación pondremos un ejemplo habitual. Consideremos un dueño de un

vehículo tratando de abrirlo mediante una llave electrónica que transmite a la cerradura

mediante un dispositivo LPR. Supongamos que el dueño se encuentra relativamente cerca de

un usuario que transmite en ese instante en una frecuencia adyacente, por ejemplo, un

radioaficionado. La situación se representa a continuación mediante la siguiente figura.

Fig.3.77 Interferencia presente en un sistema LPR de bajas prestaciones

Observamos que, debido a que la señal radio del aficionado es mucho mas potente que la

frecuencia asignada al receptor LPR (hasta 40000 veces superior), aquella eclipsará a la señal

del transmisor LPR y el sistema fallará, por lo que el dueño no conseguirá abrir su vehículo. Es

fundamental señalar que esta situación no es responsabilidad del transmisor del


radioaficionado, sino de las especificaciones del receptor del sistema LPR situado en el

vehículo.

Por consiguiente, para garantizar el funcionamiento adecuado del sistema LPR, el receptor

deberá atenerse a unas restricciones de sensibilidad más estrictas, siendo sensible a un rango

de frecuencias, alrededor de la frecuencia del transmisor LPR, sensiblemente mas estrecho.

Esto incrementará el coste del receptor LPR, pero lo hará prácticamente inmune al bloqueo

producido por interferencias como las del radioaficionado, por lo que es absolutamente

necesario proceder de este modo.

Debido a que el comportamiento de cada receptor LPR diferirá de los otros en función del

fabricante, se muestran a continuación dos resultados tipo de dispositivos operando a 418Mhz

en las inmediaciones de un transmisor TETRA. En este caso, el receptor A es de mayor calidad

(y coste) que el receptor B.

Fig.3.78 Distancia de exclusion LPR desde TETRA

Podemos observar la mínima distancia estimada desde el transmisor TETRA a 420MHz a la que

el dispositivo LPR, operando a 418MHz, podría situarse para asegurar un funcionamiento

correcto, en función del rango máximo de alcance especificado en el dispositivo LPR. Como

podemos apreciar, a mayor rango, mayor deberá ser la sensibilidad del dispositivo, por lo que

sera mas vulnerable a interferencias, y deberá situarse mas lejos de la estación TETRA para

operar adecuadamente. Así, comprobamos que, incluso con un rango de operación de tan sólo

10 metros, el receptor B es susceptible de experimentar problemas al operar a distancias


inferiores a 1Km de la estacion base TETRA, mientras que el receptor A lograría operar

practicamente en cualquier emplazamiento, teniendo en cuenta que las estaciones base TETRA

se encuentran habitualmente a 20 metros del suelo.

Por consiguiente, podemos concluir que sera conveniente incorporar al sistema LPR receptores

de buena calidad y margen de selectividad estrecho. De este modo, en caso de que el usuario

de nuestro sistema deseara sustituir el modulo receptor Bluetooth, que incluimos por defecto

en nuestro diseño para las comunicaciones inalambricas de corto alcance, por un receptor LPR,

exigiremos paraeste dispositivo unas especificaciones bastante restrictivas en cuanto a

selectividad de frecuencia se refiere.

En particular, recomendaremos al usuario la utilización de dispositivos basados en la

tecnología RF de ondas acústicas de superficie, comunmente denominadas SAW (Surface

Acoustic Wave). Como ejemplo, presentamos un receptor LPR basado en SAW del fabricante

RFM, cuyas especificaciones quedan recogidas a continuacion.

Fig.3.79 Receptor LPR

Tabla. 3.19 Especificaciones tecnicas del receptor LPR


1.1.1.1.2 Interfaz de largo alcance

1.1.1.1.2.1 GPRS (TC65 GSM-GPRS)

Si en el apartado anterior nos hemos ocupado de la implementación de la interfaz radio de

corto alcance, queremos a continuación describir el modo en que realizaremos la interfaz de

amplio rango o de largo alcance, que nos permitirá emitir, siempre y cuando nos encontremos

en una zona de cobertura radio, los datos recogidos por nuestro sistema desde el PCB hasta un

servidor habilitado a tal efecto. Del mismo modo, lograremos recibir información desde el

servidor con distintas finalidades, como pueden ser la actualización del firmware del sistema o

la configuración de los parámetros y modos de operación del sistema.

El servidor de datos, que recogerá los datos de nuestra tarjeta y desde el que se enviará

información de control, podrá estar situado en cualquier parte del mundo, gracias al alcance

global de la tecnología móvil digital GSM/GPRS en la que se basa el dispositivo que

instalaremos en nuestro sistema. Esta característica global resulta completamente idónea si

tenemos en cuenta el carácter internacional de la actividad económica en la que emplearemos

nuestro sistema: el transporte marítimo de mercancías.

Creemos conveniente señalar que queda fuera del alcance de este proyecto exponer aquí las

características de la tecnología GSM, por tratarse de un paradigma de las telecomunicaciones

móviles expuesto en multitud de contextos y aplicaciones de forma suficiente. Nos

disponemos, pues, a profundizar en los aspectos relevantes de un dispositivo específico que se

sirve de la tecnología GSM y del protocolo GPRS de transmisión de datos mediante paquetes.

Se trata del terminal TC65 de Siemens.

Características principales del módulo GSM/GPRS

Este potente elemento de radiocomunicación del gigante alemán de las comunicaciones

representa el estado del arte en cuanto a comunicaciones inalámbricas máquina a máquina se

refiere. Consiste, a grandes líneas, en un módulo de altas prestaciones que presenta un

software flexible basado en Java y un potente hardware que permiten grandes posibilidades

de comunicación.

L a maquina virtual de Java cuenta para su implementación con un potente procesador, una

amplia memoria para programas de aplicaciones y datos , una pila TCP/IP integrada e

interfaces estandarizadas. Las actualizaciones de software se realizan de forma segura

mediante la interfaz aire OTAP, una tecnología probada innumerables veces en los teléfonos

móviles, que proporciona transmisiones seguras mediante la codificación de los datos.

Respecto a las características referentes a la comunicación propiamente dicha, el dispositivo

presenta unas características avanzadas, como tecnología cuatribanda o GPRS Clase 12, que,

sin lugar a dudas, permiten un uso global de la aplicación y proporcionan elevadas tasas de

transferencia de datos. Prueba de ello es que el dispositivo ha sido certificado por las mayores

operadoras mundiales, incluyendo aquellas de los Estados Unidos.


Si bien únicamente requeriremos algunas funcionalidades básicas de este modulo, creemos

conveniente indicar las especificaciones más significativas de este dispositivo, que podrán ser

ampliadas en detalle gracias a la extensa información proporcionada por el fabricante.

Presentamos estas características clasificadas, por criterios prácticos, según el tipo de

característica.

Especificaciones generales

Tecnología cuatribanda GSM 850/900/1800/1900MHz

GPRS multi-slot Clase 12

GSM versión 99

Potencia de salida:

o Clase4 (2 W) para EGSM850

o Clase 4 (2 W) para EGSM900

o Clase 1 (1 W) para GSM1800

o Clase 1 (1 W) para GSM1900

Control mediante comandos AT

SIM Application Toolkit

Acceso a la pila TCP/IP mediante comandos AT

Servicios Internet: TCP, UDP, HTTP, FTP,SMTP, POP3

Rango de alimentación variable: 3.2 a 4.5 V

Consumo de corriente

o Apagado: 50μA

o Sleep mode: 3.0mA

o Speech mode: 300mA

o GPRS class 12: 600mA

Control de carga para baterías de litio

Rango de temperaturas elevado

Dimensiones: 34x45x3.5mm

Peso: 7.5g

Especificaciones para transmisión GPRS de datos

GPRS clase 12: 86kbps máximo (DL & UL)

Estación móvil clase B

PBCCH

Esquemas de codificación CS 1-4

Especificaciones para transmisión CSD de datos

Hasta 14.4kbps

V.110

Modo no transparente

USSD Especificaciones para SMS

MO punto a punto y MT

Broadcast de celda SMS


Modo texto y PDU Recursos de aplicación Core ARM y DSP Blackfin

Memoria: 400KB (RAM) y 1.7MB (Flash)

Modos de bajo consumo mejorados Actualizacion SW de aplicacion: OTAP

Firmware: FOTA (OMA) Interfaces Conector de antena Hirose U.FL-R-SMT 50Ω

Punto de soldadura de antenna

Conector placa a placa Molex 80-pin

Alimentación

Audio: 2xanalogico, 1xdigital

2xinterfases series (ITU-T V.24)

USB 2.0 full speed

Interfaz SIM card 3V, 1.8V Bus I2C y bus SPI

2xanalogico (ADC)

1xanalogico (PWM)

Múltiple GPIOs

Fig.3.80 Terminal de comunicación GSM/GPRS TC65

Simplemente detallaremos brevemente alguna de las características que resultan más

relevantes para nuestro diseño. En primer lugar, el modem cuatribanda

(850/900/1800/1900MHz) habilitará a nuestro sistema para operar en distintas zonas del

mundo en las que la distribución de las frecuencias utilizadas sea distinta, tal y como ocurre

con Europa y Estados Unidos. Mediante la mensajería SMS, se podrá enviar y recibir mensajes

SMS de alerta hacia o desde el servidor en formato texto o PDU. Por su parte, la capacidad

Java permite integrar aplicaciones propietarias, disponiendo de 1.7MB de memoria FLASH y

400KB de memoria RAM para ello. Esto es importante, ya que el hecho de integrar una

aplicación dentro del módem supone, en ocasiones, un ahorro importante, por no ser

necesario utilizar periféricos externos adicionales.

Por otro lado, debido a que el protocolo TCP/IP está implementado en el módem, las

conexiones GPRS serán realizadas mediante el envío de comandos AT a través del puerto


serie. Además, tenemos la posibilidad de actualizar el firmware del modem vía ASC0 ó ASC1

(por los puestos serie del módem), por USB, por bus SPI o por OTA (Over The Air, es decir, por

GPRS). El OTA otorga una ventaja extremadamente útil, permitiendo actualizar en paralelo

distintos terminales instalados en diferentes sistemas desde un mismo servidor central. En

cuanto a tasas de transferencia, los dos puertos serie permiten una velocidad de hasta

460800bps, el puerto USB2.0, hasta 12Mbits, mientras que el Bus SPI admite hasta 6.5Mbps.

El TC65 admite tarjetas SIM de 1.8 y 3V, si bien la tendencia es utilizar las segundas. Mediante

el RTC (Real Time Clock) el dispositivo dispone de un reloj en tiempo real en su interior,

pudiéndose configurar, leer y programar alarmas mediante comandos AT. Así mismo, los diez

pines GPIO digitales permiten configurar hasta 10 puertos como entradas o salidas digitales,

posibilitando la conexión de elementos tales como sensores, volumétricos, etapas relé u otros

dispositivos adicionales. Por último, el módulo cuenta con un convertidor analógico digital

(ADC) con dos entradas diferenciales, y de un convertidor digital analógico (DAC) que también

puede utilizarse para generar PWM (Pulse Width Modulation).

Fig.3.81 Diagrama de bloques del modulo GSM/GPRS



Fig.3.82 Diseño del TC65 perteneciente al modulo GSM/GPRS


Fig.3.83 Diseño de la interfaz SIM del modulo GSM/GPRS

Fig.3.84 Layout del modulo GSM/GPRS

Descripción del funcionamiento y conexión con el microprocesador

Considerando que la gran mayoría de la electrónica utilizada en nuestro sistema es de muy

bajo consumo, el funcionamiento en modo continuo del terminal TC65 elevaría

significativamente la potencia consumida por el PCB. Si además tenemos en cuenta que el

objetivo de este dispositivo es iniciar la comunicación, en bajada o en subida, con un servidor

de datos mediante la red GSM, llegaremos a dos conclusiones. Por un lado, que dada las

limitaciones celulares del sistema GSM, no dispondremos de cobertura durante la gran

mayoría de los trayectos (que transcurren en alta mar). Es decir, únicamente podremos utilizar

la red GSM cuando el barco se encuentre estacionado en un puerto marítimo realizando

cualquiera de las operaciones pertinentes. Por otro lado, que, precisamente, solamente es

interesante subir al servidor los datos de un nuevo trayecto cuando éste haya finalizado, es

decir, cuando el transporte se encuentre en el puerto.

Por consiguiente, si vamos a limitar el funcionamiento de nuestra interfaz radio de alcance

global a los periodos en los que el barco se encuentre en un puerto, podremos tomar como


solución óptima mantener la mayoría del tiempo el módulo apagado, disminuyendo con ello el

consumo de potencia, despertándolo periódicamente para sondear si existe alguna red GSM

disponible, suceso que tal como hemos descrito, únicamente ocurrirá cuando nos

encontremos cerca de tierra firme.

En caso de que en efecto, dispongamos de la red de telefonía móvil, el modulo permanecerá

encendido para realizar las operaciones pertinentes de subida o bajada (hacia o desde el

servidor). En caso contrario, el módulo se volverá a apagar hasta que venza el temporizador

que regula la periodicidad del sondeo de la red GSM. El proceso de encendido, sondeo y

apagado, sería dirigido por el microprocesador de nuestro sistema de forma similar a lo

descrito anteriormente para el receptor Bluetooth.

No obstante, en este caso hemos decidido seguir las recomendaciones del fabricante. Así, el

dispositivo dispone de un circuito de carga para baterías de litio, un circuito de control de

carga, para garantizar la alimentación del dispositivo en cada momento, y un modo de bajo

consumo o Sleep Mode. De este modo, añadiremos una batería de litio en la parte posterior

de nuestro PCB que alimentará, exclusivamente, al módulo GSM/GPRS implementado por el

TC65, y sondearemos el nivel de carga existente para que, en caso de descarga, se proceda a la

recarga de la misma. Además, el modo de bajo consumo, que el microprocesador iniciará al

dar un pulso de duración mayor a un segundo y mantendrá o conmutará por software

mediante comandos AT reducirá el consumo de corriente hasta niveles cercanos a 50µA, lo

que representa un valor aceptable para las posibilidades que ofrece este módulo.

El circuito de sondeo y recarga de la batería de litio de 3.7V, que podemos apreciar en el

esquemático siguiente, presenta el funcionamiento que describimos a continuación.

Fig.3.85 Circuito de carga de la batería de litio del modulo GSM/GPRS

Cuando la batería está cargada, el subcircuito a la derecha de la señal de alimentación

procedente de la batería (BATT+) es desacoplado. En esta situación, el módulo será alimentado

por la batería y únicamente tendremos que vigilar que el nivel de carga de la batería es


adecuado. Esto se efectuará mediante sondeo de la tensión e intensidad de las señales VSENSE

e ISENSE, respectivamente. Si detectamos que la carga dela batería disminuye, empezaremos a

cargarla con 5V, acoplando el subcircuito mencionado previamente. Podemos notar que las

señales de alimentación, BATT+ y 5V, están conectadas mediante una resistencia de pequeño

valor, que únicamente evita que se produzcan situaciones de cortocircuito entre ambas

señales.

El proceso de carga se efectúa de forma conmutada, y no continúa, a través de la puerta de

carga, pudiéndose elegir el tipo de modulación de la señal CHARGEGATE. La frecuencia de la

conmutación y, por ende, de la recarga de la batería, deberá ser disminuida de forma

inversamente proporcional al nivel de carga de la batería. Una vez que detectemos que la

batería se encuentra suficientemente cargada, lo cual notaremos por una reducción en la

demanda de intensidad, volveremos a desacoplar el subcircuito de recarga de la derecha.

Nótese que, en todo momento, la alimentación al módulo T65 se efectúa desde la batería, a

través de BATT+, incluso cuando ésta se encuentra en proceso de recarga. De este modo, el

funcionamiento continuo del TC65 no tiene impacto significativo en el consumo de nuestro

sistema, ya que es casi autónomo en cuanto a alimentación se refiere.

Con la solución adoptada, incorporamos una ventaja adicional a nuestra interfaz de alcance

global: la rapidez de respuesta. En el preciso instante en que el modulo detecte la existencia de

una red GSM, el dispositivo iniciará una comunicación con el servidor, comprobando si existen

operaciones a realizar y, en su caso, transmitiendo o recibiendo los datos correspondientes. El

tiempo de conexión con la red desde que es detectada ser, pues, mínimo, no siendo necesario

esperar al siguiente ciclo de sondeo de red de la primera solución apuntada. Por consiguiente,

ganamos en respuesta y en disponibilidad, mejorando el rendimiento global de nuestra

aplicación. De este modo, la interfaz radio de nuestro dispositivo permanecerá habilitada en

todo momento.

En lo que respecta a la conexión con el microprocesador, diremos que, básicamente, el

esquema de funcionamiento es el de un módem. De hecho, el dispositivo y el microprocesador

se comunicarán por medio de una de sus respectivas UART a través de dos puertos series,

TXD0 y RXD0, para el acceso a las memorias RAM o FLASH del sistema, con velocidades que

podrán llegar a 460800bps. Además, el microprocesador será programado para que, al llegar el

barco a un puerto, el TC65 envíe un mensaje SMS de alarma al servidor central, indicando que

nos encontramos en punto intermedio o final de un trayecto y que estamos en disposición de

realizar las operaciones pertinentes de subida o bajada de información.


1.3.4.2 Interfaces mediante conectores

Una de las características principales de nuestro sistema es la capacidad que tiene para

comunicarse con el exterior mediante una gran variedad de conectores físicos e interfaces

inalámbricas estandarizadas, lo cual proporciona al sistema una gran versatilidad y permite

grandes posibilidades de expansión y actualización.

1.3.4.2.1 Interfaz de programación

La interfaz que describimos a continuación nos permitirá acceder mediante cables a la placa

del sistema para enviar instrucciones de control y configuración. Esta interfaz será utilizada

preferentemente por el diseñador para realizar pruebas y tests previos a la comercialización

del modelo, ya que una vez instalada y encapsulada la aplicación en un barco, el usuario no

tendrá habitualmente acceso físico y utilizara las interfaces wireless para comunicarse con el

sistema.

Simplemente aportaremos un detalle que merece destacar. Los puertos TXD1 y RXD1, que en

principio pertenecen a la interfaz microprocesador-GPS para su comunicación serie, se

encuentran compartidos con esta interfaz de programación. Sí, aunque durante el

funcionamiento estándar de la aplicación estos puertos serán utilizados para transmitir y

recibir señales del modulo GPS, en la etapa de diseño pueden ser utilizados, por ejemplo, para

programar la memoria FLASH del microprocesador.

Fig 3.87. Diseño de la interfaz de programación

1.3.4.2.2 Interfaz analógica

Como hemos puesto de manifiesto repetidas veces, nuestro diseño trata de dotar al sistema

de versatilidad y posibilidades de expansión y personalización de la aplicación. Es debido a ello

que incorporamos en nuestro PCB ocho entradas analógicas, de las cuales dos estarán

dedicadas a dispositivos con tecnología ICP, mientras que las seis restantes, serán entradas


analógicas de propósito general que el usuario del sistema habilitará o no, según la aplicación

especifica que quiera implementar.

Sin embargo, cabria preguntarse si el sistema, y por tanto, el microprocesador, posee puertos

analógicos como para añadir estas nuevas seis entradas de propósito general a las seis

entradas analógicas existentes por defecto, para la aplicación de monitorización y registro del

transporte marítimo de mercancías que desarrollamos en este proyecto, correspondientes a

los sensores de aceleración e inclinación. La respuesta es no, ya que el microprocesador que

vamos a emplear en nuestro diseño cuenta, precisamente, con ocho entradas analógicas.

Por consiguiente, debemos hallar una solución que, sin perdida de generalidad, permita al

usuario configurar el uso de estas seis entradas analógicas, habilitándolas como señales de

lectura de los sensores o como señales de propósito general. La solución que hemos diseñado

para ello consiste en seleccionar mecánicamente, mediante jumpers, las señales que

deseamos utilizar.

Por defecto, los jumpers estarán situados en el conector de 24 pines de la interfaz analógica de

la figura alineados verticalmente en la columna de la derecha (pines 13 a 24), conectando la

señal de cada sensor analógico a su respectiva entrada analógica del microprocesador con lo

que, en principio, quedarán conectados al microprocesador las seis entradas analógicas

correspondientes al acelerómetro y al inclinómetro.

Si el usuario quisiera modificar esta configuración, bastaría cambiar la situación de los pines,

conectando cada pin de la columna izquierda (pines 13 a 24, que corresponde a las salidas del

circuito de condicionamiento de las señales analógicas de propósito general)de forma

horizontal con el correspondiente pin de la columna de la derecha, conectando las señales de

propósito general a los puertos analógicos del microprocesador.

En el caso en que el usuario elija la segunda opción indicada, será necesario realizar el

condicionamiento o acondicionamiento de tales señales analógicas de propósito general para

adaptarlas a los valores de señal adecuados para el tratamiento por parte del

microprocesador. Este proceso lo realizaremos para cada una de las seis señales de este tipo

con la que hemos dotado al sistema, tal como podemos comprobar en el ANEXO, si bien, para

ilustrar el modo en que hemos diseñado esta etapa, bastará mostrar el funcionamiento de dos

de ellas, extrapolando este circuito al resto.

El diseño que lo implementa está basado en ajustes de tensión mediante divisores de

tensiones y amplificadores operacionales de muy bajo consumo. Para mostrarlo, vamos en

primer lugar a presentar esquemáticamente algunas referencias básicas sobre los

amplificadores operacionales. A continuación, seguiremos el condicionamiento de la señal de

izquierda a derecha del circuito.


Fig.3.88 Amplificador operacional inversor

Fig.3.89 Amplificador operacional diferencial

En primer lugar, será necesario generar el offset de las señales analógicas, para disponer de un

mecanismo de calibración de las mismas, lo cual haremos a través de los seis potenciómetros

regulables que están presentes en nuestro PCB. Para su realización, lo primero que

encontramos es un sumador inversor, que invertirá la señal VCC, produciendo -3.3V. De este

modo, conseguimos acotar el rango del potenciómetro a valores entre VCC y –VCC. Para

desacoplar esta señal de offset, añadiremos un seguidor de tensión, que, como es sabido,

entrega a su salida la señal presente a su entrada permitiendo valores de intensidad de salida

mayores a los de la entrada.

Fig.3.90 Generación del offset de una entrada analógica

Una vez generada tal señal, la restaremos a la entrada analógica propiamente dicha, a la que

se ha disminuido a la mitad su valor (mediante un divisor de tensión) y se ha desacoplado del


circuito (mediante un seguidor de tensión) de igual manera a la indicada anteriormente para la

señal de offset. La diferencia se implementa a través de un amplificador operacional

diferencial. Como resultado, obtenemos la señal analógica acotada y balanceada, por lo que

podemos afirmar que se encuentra ya convenientemente acondicionada.

No obstante, para optimizar el diseño, añadiremos una resistencia que evitará entregar al

microprocesador corrientes elevadas, una etapa de filtrado de 3KHz que eliminará el ruido

acumulado por la señal durante su trayecto por el circuito, y una protección de sobretensiones

realizada con una red Schottky. Los diodos Schottky protegen a los amplificadores de posibles

valores de offset mayores de VCC y los acotan al rango entre 0 y 3.3V.

Fig.3.91 Diseño del condicionamiento de las señales analógicas y de la interfaz analógica

La señal resultante, condicionada, filtrada y protegida, se encontrará de este modo en

situación de ser entregada al conector de 24 pines que representa la interfaz etapa analógica-

microprocesador.

1.3.5 Alimentación y consumo

En este apartado analizaremos los distintos componentes y dispositivos que intervienen en la

alimentación y regulación de la tensión y la corriente necesarias para el funcionamiento del

conjunto de los módulos presentes en nuestro PCB, de forma que la totalidad de la electrónica

de la tarjeta de nuestro sistema disponga de valores eléctricos adecuadamente condicionados.

1.3.5.1 Circuito de alimentación

Como hemos comentado anteriormente en las especificaciones generales del proyecto,

nuestro PCB estará preparado para la toma de corriente desde dos fuentes de alimentación

potenciales.


La primera fuente consiste en una toma de alimentación externa de 12V y 3A procedente de la

red de instalación eléctrica del barco. Esta fuente será la fuente primaria, y por lo tanto será

utilizada por defecto de forma continua, logrando una autonomía ilimitada y un rendimiento

máximo, con lo que evitaremos operaciones de mantenimiento como pudiera ser la

sustitución de las baterías.

La segunda, la fuente secundaria, será una fuente de alimentación presente en el PCB,

consistente en una asociación serie-paralelo de baterías que dotará al sistema de la autonomía

requerida por los modos de operación de bajo consumo y de emergencia, según las

especificaciones. Además, desarrollará funciones de fuente de alimentación de seguridad, en

el caso de que existan fallos puntuales de suministro en la instalación eléctrica del barco, en

los que la fuente externa primaria deje de funcionar, dotando de redundancia al sistema y

proporcionando un doble circuito de alimentación que permite a la aplicación ganar en

fiabilidad.

Fig.3.92 Diseño del circuito doble de alimentación

Si atendemos al circuito esquemático de la figura, observaremos la presencia de ambas

fuentes de alimentación, externa e interna, esto es, primaria y secundaria, de 12 y 7.2 voltios

respectivamente. El funcionamiento es claro: a través de sus respectivos diodos de seguridad,

la fuente de mayor voltaje entregará la señal de alimentación a la entrada del regulador

principal del circuito. Esto significa que en el caso en que dispongamos de la fuente primaria

(de 12V) será ella la que aporte la alimentación mediante la señal EXT DC, mientras que en

caso de que, puntualmente, carezcamos de ella, será la fuente secundaria (de 7.2V) la que

llegue al regulador a través de la señal EXT BATT.

En cualquiera de estas dos posibles situaciones, la señal de entrada del regulador, una vez

disminuida en 0.7V (que corresponden a la caída de tensión del diodo) se tratará

indistintamente, y se denominará a partir de este momento V EXT. Esta señal de alimentación

tendrá, pues, un valor máximo de 11.3V, y un valor mínimo de 6.5V, respectivamente.


1.3.5.1.1 Fuente de alimentación primaria

Respecto a la fuente de alimentación primaria, simplemente requeriremos tres

especificaciones que, no obstante, deben ser estrictamente seguidas por el usuario del sistema

para lograr un correcto comportamiento de la aplicación. Las dos primeras fueron ya

enunciadas y corresponden a las especificaciones eléctricas. De este modo, la toma de

electricidad de esta fuente de alimentación primaria derivará de la red eléctrica del barco 12V

y 3A de corriente continua.

El otro requisito que debe ser cumplido es que, teniendo en cuenta que nos encontramos en

escenarios donde es segura la presencia de agua, la toma de corriente debe estar dotada con

un conector wáter-proof o a prueba de agua, lo que implementaremos incorporando una

protección IP67 para ambientes hostiles.

Fig.3.93 Conectores de alimentación primaria con protección IP67

1.3.5.1.2 Fuente de alimentación secundaria

Teniendo en cuenta que las especificaciones generales de diseño de nuestro PCB imponen una

tensión de alimentación de 7.2V y una corriente mínima garantizada de 1A y, considerando

que la celda básica de alimentación de tamaño estandarizado D que utilizaremos en este

proyecto, es decir, la batería de litio LS 33600 del fabricante SAFT, asegura una tensión

nominal fija de 3.6V y una corriente continua máxima garantizada de 250mA, necesitamos

implementar una asociación mixta, serie y paralelo, que, a partir del elemento básico que

constituye la batería anterior, forme una red de alimentación acorde a los requerimientos

descritos. Esta red se representa a continuación de forma esquemática.


Fig.3.94 Batería de litio SAFT LS 33600

Fig 3.95. Red de alimentación secundaria


Con la asociación en serie de dos baterías conseguiremos duplicar los 3.6V nominales,

obteniendo los 7.2V requeridos por el sistema, mientras que la configuración en paralelo de

cuatro de estos módulos serie multiplicará por cuatro los 250mA ofrecidos por cada módulo

serie, alcanzándose la intensidad de un amperio demandada.

Como podemos apreciar en las siguientes gráficas, dos características destacan sobremanera

en el rendimiento de estas baterías: por un lado, su comportamiento es lineal durante la

mayoría de su tiempo de vida, y por otro, presenta pérdidas de valores aceptables con aporte

de corriente alto y rangos de temperatura extremos. Estas dos importantes características

para el diseño de nuestra aplicación hacen recomendable la elección de este modelo concreto

de baterías, si bien la utilización de baterías diferentes, siempre y cuando cumplan los

requerimientos indicados, no influirá en el rendimiento y funcionamiento de nuestro sistema.

Fig.3.96 Perfiles típicos de descarga de la batería a +20C

Fig3.97. Capacidad de la batería frente a la corriente proporcionada y la temperatura


Por último, demostrado el cumplimiento de los valores instantáneos de tensión e intensidad,

corresponde probar que la red de baterías permite a nuestro diseño alcanzar las

especificaciones de autonomía del sistema anunciadas previamente. Es necesario aclarar que,

por limitaciones de dimensionamiento físico del sistema, no podremos disponer de un mayor

juego de baterías que permitieran aumentar la capacidad de nuestra fuente de alimentación

secundaria, por lo que estamos obligados a llegar a una solución de compromiso autonomía-

tamaño que permita a la fuente secundaria realizar las funciones que a ella se le atribuyen: las

de redundancia y garantía del suministro eléctrico.

No obstante, esta solución de compromiso adquirida en el diseño de nuestro sistema, lejos de

resultar insuficiente, nos permite reducir considerablemente el volumen de nuestra aplicación

y, al mismo tiempo, disponer de suficiente potencia eléctrica como para permitir que el

sistema opere en dos de sus tres modos de funcionamiento: el modo de bajo consumo y el

modo de emergencia. Describamos, entonces de qué manera la fuente secundaria permite

ajustarse a las especificaciones de autonomía de estos dos modos de operación.

Modo de bajo consumo

Como expusimos en la descripción de los modos de operación, en el modo de bajo consumo

únicamente procederemos a registrar la información del GPS y de la interfaz radio GSM/GPRS

de forma periódica, con periodicidad variable y con valor por defecto de 30 minutos, o bien

cuando se produzca un evento significativo en la lectura de alguno de los sensores del sistema.

Teniendo en cuenta que estos dos dispositivos son, precisamente, los que presentan un mayor

consumo (significativamente superiores al consumo del resto de componentes electrónicos del

PCB), la limitación en su uso representara un sensible ahorro de potencia al sistema,

aumentando la vida de las baterías y, por lo tanto, de la fuente secundaria. Las

especificaciones que hay que respetar son representadas en el siguiente cuadro.


MODO BAJO CONSUMO -


CONSUMO DE OPERACIONES BÁSICAS 70 mA

CONSUMO DE OPERACIONES W&S 150 mA


Tabla.3.19 Especificaciones del modo de operación de bajo consumo

Como podemos apreciar, las operaciones W&S (Wake&Store), es decir, las operaciones de

encendido, sondeo y almacenamiento representan más del doble del consumo general en este

modo de operación del sistema. En la tabla aparecen representados los consumos

instantáneos de los distintos tipos de operaciones, por lo que para calcular la capacidad

eléctrica que requieren de la fuente de alimentación implementada por baterías, tendremos

en cuenta que las operaciones básicas ocurrirán continuamente, mientras que las operaciones


W&S se efectuarán periódicamente. Para el periodo por defecto (30 minutos), estas

operaciones representan un tiempo de 1.2 horas diariamente.

De este modo, las operaciones básicas requerirán una capacidad diaria de 1.68Ah, mientras

que las W&S demandarán 0.18Ah diariamente. Esto representa a una demanda de capacidad

eléctrica de 1.86Ah al día. Considerando que la autonomía en este modo es de 70 días o 1680

horas de funcionamiento, ello supone una demanda total de 130.2Ah. Mostramos

seguidamente los cálculos utilizados para hallar los datos anteriores.

𝐻 =𝐶𝑡

𝐶𝑑→ 𝐶𝑡 = 𝐻 × 𝐶𝑑

Donde

𝐷 ≡ 𝐴𝑢𝑡𝑜𝑛𝑜𝑚í𝑎 𝑑í𝑎𝑠 = 70𝑑í𝑎𝑠

𝐶𝑡 ≡ 𝐶𝑎𝑝𝑎𝑐𝑖𝑑𝑎𝑑 𝑡𝑜𝑡𝑎𝑙 𝐴ℎ = 130.2𝐴ℎ

𝐶𝑑 ≡ 𝐶𝑎𝑝𝑎𝑐𝑖𝑑𝑎𝑑 𝑑𝑖𝑎𝑟𝑖𝑎 𝐴ℎ = 70𝑚𝐴 × 24ℎ + 150𝑚𝐴 × 1.2ℎ = 1.86𝐴ℎ

En estos cálculos, y debido a que vamos a sobredimensionar, para mayor fiabilidad del

sistema, la capacidad mínima que imponemos a las baterías, podremos despreciar los picos de

consumo puntuales correspondiente a las operaciones W&S no periódicas que se producen

cuando ocurre un evento. En cualquier caso, este consumo puntual está incluido en el

sobredimensionamiento de las baterías.

Si tenemos en cuenta que la capacidad total del conjunto de las baterías es igual,

aproximadamente, a 135Ah, convendremos en afirmar que las especificaciones anteriormente

enunciadas quedan respetadas.

Modo de emergencia

Recordemos que el modo de emergencia permite, en aquellas situaciones excepcionales en las

que ocurran fallos generales en el barco por causa de un accidente marítimo, proceder a la

monitorización y el registro en la memoria de las condiciones del transporte de forma

continuada, hasta el agotamiento de las baterías o la rotura del sistema debido a situaciones

críticas, como pueda ser el hundimiento del barco.

En tales casos, es vital tener un registro de las circunstancias en las que se ha producido la

emergencia, lo cual implica muestrear y memorizar la información de los ocho canales de

datos del sistema de forma continua. En dichas circunstancias, un fallo general en las

instalaciones eléctricas del sistema es bastante probable, por lo que, tras ser detectada por el

microprocesador la situación de emergencia y la avería en el suministro eléctrico, se activaría

inmediatamente la fuente secundaria implementada con baterías. A continuación se muestran

las especificaciones correspondientes a este modo.


Tabla.3.20 Especificaciones del modo de operación de emergencia

En este modo, el consumo total instantáneo del PCB será de 750mA, por lo que si disponemos

de 135Ah de capacidad en las baterías, lograremos una autonomía máxima de 180 horas, tal y

como podemos observar en los resultados obtenidos.

𝐻 =𝐶𝑡

𝐼𝑐

Donde

𝐻 ≡ 𝐴𝑢𝑡𝑜𝑛𝑜𝑚í𝑎 ℎ𝑜𝑟𝑎𝑠 = 181.33ℎ𝑜𝑟𝑎𝑠

𝐶𝑡 ≡ 𝐶𝑎𝑝𝑎𝑐𝑖𝑑𝑎𝑑 𝑡𝑜𝑡𝑎𝑙 𝐴ℎ = 136𝐴ℎ

𝐼𝑐 ≡ 𝐼𝑛𝑡𝑒𝑛𝑠𝑖𝑑𝑎𝑑 𝑖𝑛𝑠𝑡𝑎𝑛𝑡á𝑛𝑒𝑎 𝑒𝑛 𝑚𝑜𝑑𝑜 𝑐𝑜𝑛𝑡𝑖𝑛𝑢𝑜 𝑚𝐴 = 750𝑚𝐴

Se acordará que la duración de la situación de emergencia es limitada, ya que la solución y el

correspondiente desenlace, positivo o negativo, de la misma es, en la mayoría de los casos,

inminente. De este modo, las 180 horas de funcionamiento que, como máximo, proporcionan

las baterías, parecen suficientes para permitir una adecuada monitorización del escenario

descrito.

1.3.5.2 Reguladores de tensión

Una vez descritas los valores absolutos de tensión e intensidad que nuestro PCB requiere,

haremos notar una propiedad importante de los distintos componentes que conforman

nuestra tarjeta: no todos ellos necesitarán tales valores de alimentación. Es más, debido a la

complejidad del diseño, coexisten en nuestra placa una pluralidad de valores de alimentación

correspondientes a los distintos dispositivos electrónicos presentes en ella.

Es por ello que es necesario regular la tensión e intensidad a la entrada de los dispositivos,

para adecuarlos a sus respectivas especificaciones eléctricas. Para ello, utilizaremos una serie

de dispositivos electrónicos reguladores de tensión, que variarán según su funcionalidad y su


MODO EMERGENCIA -


CONSUMO TOTAL 750 mA

AUTONOMÍA MÍNIMA 180 horas


rango de valores que entregaran a su salida. Mostraremos, junto a su explicación, los

esquemáticos de tales circuitos reguladores para ilustrar su funcionamiento.

Los dos reguladores más importantes que utilizamos en nuestro diseño son los circuitos que

generarán 5 y 3.3 voltios respectivamente. El primero de ellos, basado en el switcher LM2596

del fabricante National Semiconductor, convertirá la señal de alimentación V EXT de 11.3V o

6.5V al valor fijo de 5V. Este eficiente convertidor de potencia es capaz de drenar hasta 3A de

intensidad en salida, si bien nuestro sistema no requerirá mas de 1A de corriente, por lo que

disponemos de un margen más que aceptable. Para el diseño de este circuito hemos escogido

dos condensadores electrolíticos de entrada y salida de elevadas prestaciones, que

proporcionan una reducida ESR (Equivalent Series Resistance) necesaria para un bajo rizado y

para garantizar la estabilidad del sistema.

La segunda precaución que debemos tomar en este circuito es la de situar a los componentes

de forma que se minimicen las distancias entre ellos. Es por ello que hemos situado este

circuito en la parte posterior de la placa, donde disponemos de mayor superficie libre, y donde

conseguimos aislar eléctricamente a este circuito de la interferencia de otros módulos del PCB.

Fig.3.98 Diseño y layout del generador de 5V

El circuito que genera la señal VCC de alimentación de los dispositivos digitales y de los

sensores de nuestro PCB es un elemento crítico de nuestro diseño, dada la importancia de esta

señal. Está basado en el regulador lineal de LP3964 del mismo fabricante anterior, que tiene

como características más significativas la rapidez de su respuesta y una intensidad de salida de

800mA, más adecuada para generar una salida de señal que el anterior regulador. Este

dispositivo recogerá los 5V generados y estabilizados por el anterior regulador y los convierte a

3.3V.


Fig.3.99 Circuito generador de VCC

Por último, los dos siguientes circuitos realizan operaciones de inversión o duplicación de la

tensión de la señal de alimentación del circuito V EXT, independientemente de que su valor

sea 11.3V o 6.5V. La inversión es necesaria para la alimentación rail-to-rail de los

amplificadores operacionales del PCB, mientras que la duplicación es necesaria para el circuito

de condicionamiento de tecnología ICP. Ambos se basan en el Si7661, un regulador de

tensiones CMOS del fiable fabricante Maxim, que permite obtener a la salida rangos de valores

más amplios respecto a lo permitido por los reguladores de National comentados

previamente.

Fig.3.100 Circuito inversor y duplicador de la señal de alimentación


1.3.6 Microprocesador

El elemento que controlará, supervisará y realizará todas las operaciones que se realicen en el

sistema es el microprocesador. Se trata, pues, del director de orquesta de este complejo

concierto donde todos los procesos puntuales o periódicos, desde las operaciones de sondeo,

lectura, escritura, hasta el apagado o encendido, de los distintos dispositivos electrónicos que

integran nuestro diseño deben ser en todo momento guiados, controlados y sincronizados por

el microprocesador, que, desde el punto de vista conceptual del sistema de control que

estamos desarrollando, también puede ser denominado microcontrolador.

En cualquier caso, considerando la diversidad y complejidad de las tareas que debe efectuar

este dispositivo, y la potencia del procesador que vamos a escoger para nuestro diseño, la

denominación de microprocesador parece más adecuada que la de microcontrolador. Toda vez

que la mayoría de las funciones encomendadas al microprocesador fueron ya

convenientemente descritas al detallar el funcionamiento del sistema, corresponde en este

momento destacar aquellas cualidades que permiten al procesador cumplir con tales tareas, e

indicar el conexionado que hemos diseñado, destacando aquellas señales que permiten al

cerebro de sistema realizar sus procesos más significativos.

El microprocesador elegido para diseñar nuestro sistema es el Mitsubishi M16C. Este

dispositivo representa un gran avance en dispositivos de control que requieren un bajo

consumo y una elevada tasa de procesado de señal. Este microcomputador de chip único,

construido con tecnología CMOS, opera utilizando sofisticadas instrucciones y un espacio de

direccionamiento de 1MB que proporcionan un elevado nivel de eficiencia y velocidad,

haciéndolo idóneo para aplicaciones de comunicaciones y control que requieran gran

velocidad de procesado. En el siguiente cuadro aparecen destacadas y resumidas las

funcionalidades y características más significativas de este microordenador.


Tabla.3.22 Características del microprocesador M16C

De las anteriores características es conveniente resaltar, aparte del bajo consumo y la elevada

velocidad de procesado, las tres UART que permitirán su comunicación serie, dos relojes que

podrán ser utilizados en protocolos como SPI, ocho convertidores analógico-digitales (CAD), un

watchdog y un elevado numero de fuentes de interrupciones.


Fig.3.101 Pinout e imagen del microprocesador

Además, el microprocesador, que cuenta con cien pins, es capaz de implementar diez puertos

de entada-salida de ocho bits. En el diagrama de bloques del microcomputador se pueden

identificar los bloques anteriores, así como un número elevado de registros y bloques internos.

Fig.3.102 Diagrama de bloques del microprocesador

La implementación que hemos desarrollado en nuestro diseño utiliza gran parte de los bloques

y puertos del microprocesador. A continuación, describiremos, desde el diez hasta el cero, los

puertos que le permiten conectarse a los dispositivos de nuestro PCB, y las señales que utiliza

para ello. Todos ellos son desarrollados profusamente en los apartados específicos

correspondientes a cada uno de los elementos del PCB, donde tendremos la oportunidad de

analizarnos con mayor profundidad. Por consiguiente, simplemente es nuestra intención en

este momento, por motivos prácticos y pedagógicos, realizar una síntesis de la conexión del

microprocesador con los diferentes módulos que constituyen nuestra aplicación.


Fig.3.103 Diseño del microprocesador

En primer lugar, el microprocesador utilizará el puerto numero diez para recibir las ocho

entradas analógicas, que serán dirigidas al CAD interno del mismo. Para los puertos de

excitación y conmutación del sensor de inclinación, así como para la selección del rango del

acelerómetro, se utilizara el puerto numero nueve. Por otro lado, conectaremos entre los

pines XIN y XOUT un oscilador de 10M que proporcionará el reloj general del sistema.


En cuanto a las interfaces radio, los puertos siete y ocho se dedicarán a conectar las señales

procedentes de los distintos módulos de conexión de los dispositivos RF. El puerto seis se

reservara para la conexión de las UART de los dispositivos de comunicación serie del PCB con

aquellas del microprocesador, respectivamente. En cuanto a los dispositivos de

almacenamiento, el puerto cinco acoge las señales de control de las memorias del diseño,

mientras que los puertos 4, 3 y 2 se dedican al direccionamiento y selección de las mismas y el

cero, al respectivo bus de datos de la memoria SRAM.

El resto de puertos se ocuparán para la alimentación y toma de tierra del dispositivo, para

generar señales de reset, apagado o encendido de los dispositivos del PCB, o bien para la

conexión de elementos de supervisión. Finalmente, se incluye el diseño del layout del

microprocesador que, debido a su responsabilidad y a sus funciones, será situado

estratégicamente en la zona central de la capa frontal del PCB, optimizándose así las distancias

desde los distintos componentes electrónicos hasta el microprocesador.

Fig.3.104 Layout del microprocesador


1.3.7 Memorias

Uno de los procesos que dan origen a nuestra aplicación consiste en el registro en memoria de

las condiciones del transporte de la mercancía del barco. Tal como se ha detallado

previamente en el apartado correspondiente al registro de datos, este proceso requiere de dos

tipos de memoria distintas.

Una de ellas, la RAM, permitirá el mantenimiento transitorio de los datos de monitorización

procedentes de los distintos canales, posibilitando el acceso y el procesamiento de los mismos

por parte del microprocesador de una forma rápida. La segunda memoria, es una memoria de

tipo FLASH estandarizada. El formato elegido en el diseño es una tarjeta de memoria

multimedia MMC con una capacidad (128MB) suficiente para albergar la información útil

definitiva, correctamente procesada por el microprocesador, que será entregada al usuario.

El microprocesador, por su parte, utilizara dos señales de selección de dispositivo (chip select)

para elegir con cual de las dos memorias se va a conectar. La señal 𝐶𝑆0 habilitara la memoria

SRAM, mientras que la señal 𝐶𝑆1 hará lo propio con la memoria FLASH. Es importante destacar

que no es posible que ambas memorias estén conectadas al procesador a la vez, ya que este

solo es capaz de direccionar una sola de las memorias en cada instante, por lo que las señales

de control para escritura y lectura de la memoria podrán ser compartidas por ambas, SRAM y

FLASH, que describimos a continuación.

SRAM

La memoria SRAM (Static RAM) que incluiremos en nuestro diseño es un dispositivo de baja

tensión de capacidad 4Mbit organizados en 524288 palabras de memoria de ocho bits cada

una, fabricadas en tecnología CMOS. Hemos elegido el modelo M5M5V408BKV de Mitsubishi

porque a sus excelentes prestaciones incorpora un comportamiento de consumo idóneo para

las características de nuestro sistema. Añadiremos que todas las entradas y salidas de la

memoria son compatibles con los valores TTL, por lo que no es necesario realizar ningún

condicionamiento a las señales con las que la SRAM opera.

Fig.3.105 SRAM de 4Mbit

En la figura anterior y en las tablas siguientes podemos observar el pinout del dispositivo y la

función de cada uno de los pines. Como en la mayoría de las memorias RAM que se

encuentran en el mercado, nuestro dispositivo de almacenamiento cuenta con un puerto para

el direccionamiento de la memoria (A0-A18), otro para la transmisión y recepción de datos


(DQ1-DQ8), tres señales de control (𝑆 , 𝑊 y 𝑂𝐸 ) y dos de alimentación (Vcc y GND). En cuanto a

los modos manejados por las señales de control, el comportamiento es el mismo que podemos

encontrar en memorias RAM estándares, disponiéndose de dos modos para la lectura y

escritura de datos y otros dos modos de alta impedancia para deseleccionar el dispositivo o

mantenerlo en lectura.

Fig.3.106 Pinout y modos de operación de la SRAM

La implementación que hemos llevado a cabo es sencilla, realizando la conexión de los pines

de datos con uno de los puertos digitales de ocho bits del microprocesador, y de los pines de

direcciones con los puertos del microprocesador habilitados para el direccionamiento de

memorias. Por su parte, las señales de control 𝑆 , 𝑊 y 𝑂𝐸 , se conectarán a 𝐶𝑆0 , MEMWR Y

MEMRD, respectivamente. Esto queda representado a continuación.

Fig.3.107 Diseño y layout del modulo de memoria SRAM

Por último, es fundamental que los procesos de lectura y escritura de la memoria estén

correctamente sincronizados con el microprocesador, ya que, en caso contrario, no lograremos

realizar el registro de los datos recogidos por nuestros sensores y nuestra aplicación no

alcanzará su objetivo. Para ello, se programara el microprocesador con rutinas estandarizadas


provistas por el fabricante. Para ilustrar los procesos de lectura y escritura, mostraremos los

cronogramas ambas operaciones.

Fig.3.108 Ciclo de escritura en la memoria SRAM

Fig.3.109 Ciclo de lectura de la memoria SRAM


FLASH

Como fue detallado en el apartado correspondiente al registro de la información, requerimos

una memoria portátil y extraíble que almacene las pilas de los eventos más significativos

recogidos durante los distintos trayectos del barco de transporte de mercancías. Esto se hará

por volcado de la información de los distintos canales de información desde la memoria SRAM

hasta la memoria portátil. Para ello, el microprocesador utilizará un protocolo de

transferencia serie, el SPI, para enviar datos y comandos a la tarjeta y recibir de ella

información de control. La memoria idónea, dada sus reducidas dimensiones, su portabilidad y

su estandarización, es la memoria FLASH de una tarjeta MMC.

El protocolo SPI (Serial Peripheral Interface) es un estándar de comunicaciones, usado

principalmente para la transferencia de información entre circuitos integrados en equipos

electrónicos. El bus de interface de periféricos serie o bus SPI es un estándar para controlar

casi cualquier electrónica digital que acepte un flujo de bits serie regulado por un reloj.

Incluye una línea de reloj, dato entrante, dato saliente y un pin de chip select, que conecta o

desconecta la operación del dispositivo con el que uno desea comunicarse. De esta forma, este

estándar permite multiplexar las líneas de reloj.

Fig.3.110 Protocolo SPI de transferencia serie de datos

Los sistemas digitales suelen contener periféricos útiles pero, a la vez, lentos. La ventaja de un

bus serie es que minimiza el numero de conductores, pines y el tamaño del circuito integrado,

reduciéndose el coste de fabricación y prueba de la electrónica. Un bus de periféricos serie es

la opción más flexible cuando diferentes tipos de periféricos serie están presentes. El hardware

consiste en señales de reloj, data in, data out y chip select para cada circuito integrado que

tiene deba ser controlado. Así, casi cualquier dispositivo digital puede ser controlado con esta

combinación de señales.

En el caso de una tarjeta de memoria MMC, las señales descritas se muestran a continuación

mediante una tabla. Estas especificaciones, si bien pertenecen a una memoria SanDisk,

variarán insignificantemente si decidimos incluir un modelo perteneciente a un fabricante

distinto.


Tabla. 3.23 Pinout e imagen de la memoria FLASH

Presentamos a continuación la implementación concreta que hemos realizado en nuestro

diseño para la conexión de la tarjeta MMC con el microprocesador. En ella, en lugar de utilizar

el modo multimedia de la memoria (utilizado en otras aplicaciones como cámaras digitales),

emplearemos el modo SPI por las razones anteriormente expuestas.

Fig.3.111 Diseño y layout de la memoria FLASH

En este caso, las señales que permiten comunicación de nuestra memoria FLASH con el

microprocesador son D_IN, D_OUT, 𝐶𝑆1 y CLK. A través de la señal D_IN, el microprocesador

enviará a la memoria dos clases de datos: información útil para almacenar (pilas de eventos) e

información de control (comandos). Mediante D_OUT, la memoria enviara datos de control y

estado al microprocesador. Todos los ciclos de lectura y de escritura, cuyos cronogramas

mostramos a continuación, estarán sincronizados gracias a la señal de reloj CLK provista por el

microprocesador, y se regirán por el protocolo serie SPI. Por ultimo, el microprocesador, por

medio de la señal 𝐶𝑆1 , habilitará o deshabilitará la memoria, evitando cualquier tipo de

colisión con la memoria SRAM.


Fig.3.112 Ciclo de lectura de la memoria FLASH

Fig.3.113 Ciclo de escritura en la memoria FLASH


2 CONCLUSIONES

El propósito de este capitulo es el de presentar los resultados mas significativos fruto del

análisis del escenario en el que desarrollamos nuestra aplicación, de la interpretación de los

estudios realizados para el entendimiento de las singularidades y las problemáticas que

caracterizan a este contexto, y de la síntesis de la solución adoptada que, considerando lo

anterior, satisfará los objetivos marcados en el proyecto y las especificaciones impuestas al

sistema para una implementación eficaz y eficiente.

Los resultados del estudio realizado sobre la economía marítima mundial reflejan una

tendencia creciente sin precedentes en el contexto del transporte de mercancías, en el que se

encuentran involucrados un número cada vez mayor de países pertenecientes a los distintos

continentes de la geografía mundial. Esta actividad supone un volumen de negocios total que

constituye un elemento fundamental de la economía mundial.

El análisis sobre la actividad económica que representa el transporte marítimo de mercancías,

pone de manifiesto la justificación de la adopción de aquellas medidas destinadas a invertir en

el desarrollo de sistemas de monitorización del transporte para alcanzar cotas adecuadas de

seguridad en el mar, fiabilidad en el transporte y satisfacción por parte de las empresas y los

usuarios que intervienen en este sector. Los esfuerzos realizados por las corporaciones líderes

del sector y por instituciones como la Unión Europea prueban la rentabilidad y la necesidad de

la inversión en innovación de este sector, logrando con estas aplicaciones disminuir las

pérdidas y realizar mapas y modelos de previsiones que contribuyan a optimizar las rutas y las

condiciones de navegación.

Nos encontramos aún, no obstante, en una situación internacional de vacío legal donde el

cumplimiento de los estándares y normas que se vienen desarrollando en las ultimas décadas

por la comunidad internacional no son respetadas de igual forma por todos los países. Esto

supone la existencia de una gran variedad de situaciones en las que la parte en que recae la

responsabilidad de una hipotética pérdida, debida a factores meteorológicos o a negligencias

en la navegación, no está completamente determinada, lo que produce finalmente una

disminución de la productividad en el sector y un aumento de las pérdidas derivadas de los

procesos de depuración de responsabilidades.

La monitorización y el registro de las condiciones en las que se lleva a cabo el transporte

marítimo de las mercancías, objeto de nuestro proyecto, se presenta como una opción óptima

para garantizar el seguimiento de las condiciones de la mercancía y la aclaración de las

responsabilidades en caso de accidentes, ya que somos capaces de disponer de una gran

cantidad de datos que describan y prueben la situación y las condiciones en las que se produce

el accidente, con lo que estaremos habilitados para discernir objetivamente si el accidente se

debe a factores humanos o a factores ajenos al hombre.

Los sensores de aceleración e inclinación que hemos incluido en el diseño de nuestro sistema

proporcionarán la información que determinara las condiciones en que los accidentes o

situaciones críticas se producen. Los dispositivos integrados en nuestro PCB y los circuitos de


condicionamiento de señal que los conectan al microprocesador del sistema producirán

información precisa y veraz para su posterior registro y análisis.

El sistema de navegación por satélite implementado por medio de un receptor GPS

proporcionara información sobre la trayectoria exacta seguida por el transporte, por lo que

será posible verificar, con la ayuda de partes meteorológicos, las condiciones climatológicas de

la mar en el instante en que se detecta y registra un evento significativo o crítico en el barco y

en su mercancía.

Los dispositivos de almacenamiento incluidos en el diseño posibilitarán una gran velocidad de

procesado y un almacenamiento inteligente de los eventos significativos producidos durante

un transporte. De este modo, la información final, convenientemente procesada y ordenada

en memorias extraíbles y portables, estará organizada en pilas que contendrán las condiciones

de los distintos canales de información anterior y posteriormente al instante en que se

produce un evento crítico.

Las interfaces con las que hemos equipado a nuestro sistema permiten alcanzar cotas de

conectividad máximas. En este modo, tenemos la opción de elegir una gran variedad de

protocolos y dispositivos de comunicación, tanto inalámbricos como con cables, entre el

sistema y el exterior. Las interfaces radio de corto alcance basadas en tecnología Bluetooth y

LPR permitirán la conexión del usuario, presente en el transporte marítimo, con el sistema

desde un puesto de control de situación variable, evitando el inconveniente de la conectividad

física.

La interfaz de largo alcance, implementado con un modulo de comunicación GSM con

tecnología GPRS para la transferencia de datos, permitirá la conexión a la red de telefonía

móvil digital, posibilitando un acceso global desde cualquier punto de la geografía mundial.

Esto hará posible la implementación de un sistema telemétrico de seguimiento cliente-servidor

mediante el que será posible, en tiempo real, disponer de los datos de monitorización y

actualizar, configurar y controlar el sistema de forma remota.

Los distintos elementos con los que hemos dotado al sistema, tales como la preinstalación de

circuitos de condicionamiento de señales analógicas de propósito general o las interfaces de

programación y reconfiguración, lo habilitan para tareas distintas a las descritas en las

especificaciones del proyecto, aumentando así las funcionalidades y posibles aplicaciones que

el sistema está capacitado para llevar a cabo, sin necesidad de modificar el hardware del

sistema e, incluso, sin necesidad de acceder físicamente al sistema. Esto garantiza, además, la

realización de tareas de mantenimiento, como la actualización del firmware del

microprocesador, o de personalización del funcionamiento del sistema.

El diseño implementado contiene modos de operación de bajo consumo que, junto al reducido

consumo de potencia del PCB y a la existencia de distintas fuentes de alimentación primarias y

secundarias, otorgan a la aplicación una gran autonomía y flexibilidad que resultan coherentes

con los objetivos del sistema.


Para concluir, resumiremos en breves palabras la relevancia que la aplicación diseñada

representa. El riesgo cero en el mar no existe, pero gracias al sistema telemétrico de

monitorización y registro del transporte marítimo que hemos desarrollado en este proyecto,

podremos conocer y analizar las situaciones adversas para, en el futuro, disponer de

elementos de juicio y de información fiable que nos permitan prever cuáles serán las

situaciones más favorables para llegar al destino deseado con la mercancía en perfectas

condiciones, obteniendo de esta forma un mayor margen de acción y reacción, y

contribuyendo al aumento de la productividad, la eficiencia y, especialmente, la eficacia, de la

actividad comercial.

1 SOLUCIÓN PROPUESTA

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