Convertidor Buck Reversible amb Filtre d’Entrada i...

Convertidor Buck Reversible amb Filtre

d’Entrada i Acoblament Magnètic.

AUTOR: Roger Guijarro Baucells .

DIRECTOR: Javier Calvente Calvo .

DATA: 9/2004.

Convertidor Buck Reversible Índex Projecte.

ÍNDEX PROJECTE.

1 MEMÒRIA DESCRIPTIVA..................................................................2

2 MEMÒRIA DE CÀLCUL....................................................................22 3 MESURES AL LABORATORI...........................................................58 4 PLÀNOLS.............................................................................................87 5 PRESSUPOST......................................................................................96 6 PLEC DE CONDICIONS...................................................................105 7 ANNEXES..........................................................................................114

Convertidor Buck Reversible Memòria descriptiva.

2

1- MEMÒRIA DESCRIPTIVA.


3

ÍNDEX MEMÒRIA DESCRIPTIVA. 1 Memòria descriptiva................................................................................1 1.1 Introducció..................................................................................................................4 1.2 Objectiu del Projecte. ................................................................................................6 1.3 Antecedents. ..............................................................................................................7 1.4 Especificacions...........................................................................................................8 1.5 Descripció del Circuit.................................................................................................9

1.5.1 Planta. ............................................................................................................9 1.5.2 Regulador PWM. .........................................................................................10 1.5.3 Sensat de Corrent. ........................................................................................11 1.5.4 Sistema de Control. ......................................................................................12 1.5.5 Inversor de Senyal. ......................................................................................13 1.5.6 Driver. ..........................................................................................................14 1.5.7 Alimentació de Control. ...............................................................................15

1.6 Comparativa amb Convertidors Actuals. ................................................................16 1.7 Conclusions i possibles continuacions. ...................................................................19 1.8 Pressupost Total. .....................................................................................................20 1.9 Bibliografia. .............................................................................................................21


4

1 Memòria descriptiva. 1.1 Introducció.

L’electrònica de potència esdevé amb l’aparició de dispositius semiconductors de

potència com ara els tiristors (SCR, TRIAC, GTO...), transistors BJT, transistors MOSFET’s i IGBT’s caracteritzant-se individualment pel seu mode de funcionament.

Per a aplicacions de gran potència s’utilitzen un tipus de convertidors dc-dc

anomenats trocejadors on es considera amb una font de tensió a l’entrada i una font de corrent a la sortida. Usualment s’utilitzen per a controlar la velocitat de grans motors de continua. Els interruptors utilitzats per a aquestes aplicacions acostumen a ser tiristors SCR que són capaços de suportar fins a 6kV i conduir fins a 5kA.

En canvi per a aplicacions de mitjana - baixa potència apareixen les fonts

commutades. Aquestes es diferencien dels trocejadors en que es considera la sortida com una font de tensió, igual que a l’entrada. Les fonts commutades son convertidors dc-dc a on es pretén que la tensió de sortida es mantingui constant, tot i la variació de la tensió d’entrada com de la càrrega.

Les fonts commutades respecte de les fonts d’alimentació lineals presenten els

següents avantatges: a- Rendiment entre el 60% i el 90% (com ja es veurà en el present projecte)

respecte de les fonts lineals que tenen un rendiment sobre el 40%. b- Petites dimensions, inversament proporcional a la freqüència de commutació

que actualment va en augment (100kHz-...)

Tot i que també presenten inconvenients com: a- Generació d’emissions electromagnètiques (EMI’s) tant conduïdes com

radiades. b- Augment de les pèrdues de commutació i de les pèrdues als nuclis a mesura

que augmenta la freqüència de commutació.

Una correcta classificació, en mode general, dels convertidors es basaria en la relació entrada-sortida (Vin-Vout). Per a tensions de sortida inferiors a la tensió d’entrada parlaríem de convertidors reductors (Buck), al contrari, per tensions de sortida majors a la d’entrada parlaríem de convertidors elevadors (Boost). Quan la tensió de sortida pot ésser major o menor de la tensió d’entrada s’anomenen elevadors-reductors (Buck-Boost).

Igualment podríem classificar les fonts commutades depenent si està aïllada

l’entrada amb la sortida o no, o bé si la corrent en l’inductor arriba a fer-se nul·la o no donant lloc a un mode de funcionament discontinu o continu respectivament.


5

A la majoria de convertidors es du a terme una regulació a freqüència constant i cicle de treball variable com és el control PWM (Modulació d’Amplada del Pols) o bé a freqüència variable com és el control per cicle de histèresis on el sistema té una resposta dinàmica més ràpida.

Al present projecte s’utilitza la regulació a freqüència constant amb doble llaç tan

de tensió com de corrent. (Veure apartat 2.2.9 Memòria de Càlcul) L’elecció d’aquests convertidors depèn bàsicament de paràmetres com el

rendiment, fiabilitat, compatibilitat electromagnètica, precisió i estabilitat del sistema de control, tot i que, altres factors com el pes, la mida i sobre tot el cost, també hi són presents. (L’estudi més detallat de varies d’aquestes característiques es veurà a la memòria de Càlcul).

A continuació, la figura 1 es mostra un esquema general dels convertidors

commutats.

Figura 1 : Esquema general d’un convertidor.


6

1.2 Objectius del Projecte.

L’objectiu d’aquest projecte és validar el funcionament d’un convertidor reversible

presentat a la Tesis Doctoral del director de projecte. Es tracta d’una configuració Buck amb filtre d’entrada o Boost amb filtre de sortida

depenent de que actuï com a font o com a càrrega. Són configuracions simètriques i el que es vol aconseguir és permetre la bidireccionalitat de corrent al mateix convertidor permetent que actuï com a Buck o com a Boost. Això implica que el convertidor funcioni amb dos interruptors, en aquest cas MOSFET’s, intentant que aquests no entrin en conducció a la vegada i evitant així el curtcircuit de la font.

En el nostre cas, degut als contratemps en que ens hem trobat al muntatge, hem

decidit verificar la part reductora del convertidor (Buck), demostrant la seva bidireccionalitat fent-lo treballar a potencia mínima on podria entrar en mode discontinu.

No es faran comparatives del funcionament del convertidor respecte a altres

semblants sinó que s’intentarà demostrar la viabilitat d’aquesta configuració. Es presentaran petites modificacions i estratègies necessàries per al funcionament

del prototip com pot ser l’acoblament magnètic o l’addició d’un filtre R-C amb el filtre d’entrada, que s’explicaran més endavant.

Es validaran mitjançant gràfiques tots els requeriments que es proposaren al

començar el projecte, com ara: rendiments, valors de la component alterna a la sortida i potencia de treball.

S’estudiarà l’estabilitat del sistema de control davant de variacions de càrrega com

també les mesures realitzades per a evitar el solapament dels MOSFET’s ja que es du a terme una rectificació síncrona necessària per permetre la bidireccionalitat de corrent.


7

1.3 Antecedents. Degut al creixement actual de les noves tecnologies, aplicades ja quasi be en tots

els àmbits de la vida quotidiana, tant per a comoditat, funcionalitat o per seguretat, hi ha un increment de demanda de potència. Més concretament, en el sector de l’automoció a on cada dia s’afegeixen nous dispositius com sensors de proximitat, sensors de pluja, dispositius d’orientació (GPS), dispositius electrònics d’arrancada, dispositius de control d’estabilitat (antiderrapatge) i molts més que no citarem, fan que les actuals bateries de 12V--580A no donin l’abast.

Un problema afegit és que l’enllumenat de l’automòbil només funciona amb les actuals bateries de 12V, amb el que el canvi d’aquesta bateria a una de major potència, per exemple 42V, no ens soluciona el problema si no s’afegeix circuiteria addicional.

Un altre sector on cada cop els requeriments són més específics és en el sector de

l’informàtica on el consum de les actuals CPU pot arribar a valors de 100A. Més relacionat amb el nostre projecte podem parlar dels sistemes d’alimentació de

satèl·lits. Aquests, són la base per al correcte funcionament de tots els dispositius elèctrics que operen en ell com ara: sistema de navegació, control tèrmic, sistemes de comunicació o de difusió directa de senyal de televisió, telefonia, internet i molts més dispositius. En aquest cas la font d’energia són els pannells solars i el principal problema esdevé quan el satèl·lit creua, degut a la seva òrbita, per l’ombra de la terra a on els pannells solars deixen de subministrar energia. Aquest fet obliga a col·locar bateries per a que, quan es produeixi l’eclipsi, el satèl·lit continuï funcionant normalment.

Mitjançant convertidors commutats es durà a terme la càrrega de les bateries

mentre que el sistema de gestió de bateries, que es el que ens indica l’estat i el corrent de la càrrega mitjançant diferents sensors, ens permeti o bé fins a que la demanda de corrent de tot el satèl·lit sigui major que la que proporciona els pannells solars, llavors es produirà la descàrrega de les bateries cap a la càrrega del satèl·lit.

Per a optimitzar tot aquest procés i sobretot el pes final de tot el sistema

d’alimentació, s’intenta dissenyar un convertidor que ens serveixi tant per a la càrrega de la bateria com per a la descàrrega de la mateixa. Per això de la necessitat de convertidors bidireccionals com l’estudiat en aquest projecte. Un estudi molt més acurat sobre l’alimentació de satèl·lits és el realitzat a la Tesis Doctoral del director de projecte [1].


8

El present projecte està pensat per a la utilització d’aquests tipus de convertidors en el sector de l’automoció, més concretament, en l’hipotètic cas de utilització de dues bateries (12V-42V), s’encarregaria de que aquestes estiguessin sempre carregades permetent la càrrega en ambdós sentits.

Després d’un llarg període de desús de les bateries o sota condicions ambientals

adverses, sobretot de fred, aquestes generen una capa d’òxid als borns de la bateria que impedeix el correcte funcionament d’aquesta. Hi ha estudis que demostren que una càrrega a alta corrent i durant un període molt curt destrueix aquesta capa, permetent que la bateria torni a funcionar correctament. Aquesta podria ser una possible aplicació del nostre convertidor.

1.4 Especificacions. Els principals requeriments d’aquest convertidor seran els següents: Tensió d’entrada 42V. La tensió de sortida serà ajustable a 14V. Partirem del cas ideal a on la Pin és igual a

Pout i aquest valor serà de 100W. Considerem una càrrega resistiva màxima (a 100W) de 2,2Ω.

La freqüència de commutació del convertidor serà de 100kHz i el riçat de tensió

màxim a la sortida no podrà superar els 140mV. Referent a l’impedància de sortida es demana un rebuig de pertorbacions de càrrega

inferior a 40m? ? Vo/? Io<40m?


9

1.5 Descripció del Circuit. En aquest apartat citarem les principals parts del convertidor sense entrar en detalls

dels càlculs realitzats, cosa que profunditzarem més endavant en la Memòria de Càlcul.

1.5.1 Planta. A partir d’ara, com ja s’ha dit anteriorment, basarem tot el que resta de projecte en

la configuració Buck amb filtre d’entrada, amb una càrrega resistiva de 2,2Ω. El prototip muntat al laboratori s’han afegit filtres pas-baix analògics per tal de

disminuir el soroll, ja que és un dispositiu que tan genera EMI com sofreix els seus efectes. L’esquema complert de tot el muntatge realitzat es veu al Plànol 4.1. Més endavant a la memòria de càlcul s’explicaran amb més detall però ara els hi mostrarem la configuració bàsica del convertidor en el cas de treballar com a carregador, descarregador de bateries bidireccional: Figura 2.

Figura 2 : Configuració bàsica Buck bidireccional amb filtre d’entrada. S’observen els dos MOSFET’s , el superior, que seria l’estrictament necessari

funcionant com a Buck, i l’inferior que ho seria com a Boost. En ambdós casos porten un díode Schottky en paral·lel.


10

1.5.2 Regulador PWM. Aquest dispositiu és l’encarregat de mantenir la tensió de sortida constant avaluant

diferents valors de paràmetres del circuit. En el nostre cas treballem amb tren de polsos (cicle de treball) variable i a una freqüència de treball fixada externament (Rt-Ct) a 100kHz.

S’han comparat diferents dispositius per a fer aquesta funció com LT1339 de Linear Technology però és massa sofisticat per als nostres requeriments. També s’han estudiat dispositius com els UC1856/2856/3856 però el seu cicle de treball no superava el 50% cosa que no ens convé ja que en el cas elevador el cicle de treball supera al 50% amb escreix. Un altre model possible era el UC1824/2824/3824 que complia tots els requeriments però amb sortida simètrica. Decidirem optar per un regulador de sortida única i invertir la senyal a posterior per a evitar la destrucció del dispositiu en cas de curt circuit.

Al final hem escollit un dispositiu de la mateixa família que els anteriors: UC3843

(veure annex 7.1). A la figura 3 observem la configuració utilitzada i a la memòria de càlcul

s’explicarà més detalladament.

Figura 3 : Configuració del PWM (UC3843).


11

1.5.3 Sensat de Corrent. El principal requeriment que teníem per escollir el dispositiu era que havia de poder

sensar en els dos sentits. Un cop escollit l’element vam decidir com fer el sensat. Primerament apuntar que el sensat que es du a terme en el cas del convertidor

utilitzat (Buck), es produeix a través de la resistència R4 (25mΩ ) mentre que la resistència R5 s’utilitzaria en el Boost. (Veure plànol Planta 4.1)

En lloc de fer servir un transformador de corrent cosa que ens permetria fer servir

resistències de sensat lleugerament altes, vam decidir utilitzar resistències de 25mΩ, anomenades R4 i R5, en que la potencia dissipada en les mateixes no supera els 1,5W, pèrdues que ens podem permetre.

WmARsenseIoRsenseP 2.1257)( 2 ≈×≈×=

S’aplica un control de corrent màxim a la sortida de l’inductor L2. Aquest valor

màxim depèn principalment del error de la tensió de sortida fent així que hi hagi un doble llaç de control tensió-corrent.

En el nostre cas utilitzem el dispositiu INA170 que converteix un voltatge

diferencial a l’entrada, més concretament a R4, en una corrent de sortida, que al mateix temps aplicada a una resistència de sortida (R12) es converteix en un voltatge amb guany des de 1 fins a 100. (Veure annex 7.4)

A la figura 4 es presenta l’esquema de la configuració utilitzada en aquest

dispositiu.

Figura 4 : Configuració INA170.


12

1.5.4 Sistema de Control. Com ja s’ha explicat en els dos últims apartats, explicarem el funcionament del

control tensió-corrent aplicat. En primer lloc es realitza una comparació entre una senyal de referència constant i

una mostra de la tensió de sortida del convertidor, amb el que un augment de la tensió de sortida provoca una disminució de la senyal comparada. Posteriorment, aquesta senyal es tracta mitjançant una red de compensació analògica, en el nostre cas un controlador PI, obtenint una senyal que anomenarem senyal d’error. Aquesta senyal torna a ser comparada amb la corrent de càrrega del convertidor obtenint així la senyal de control que disparà els transistors.

Amb aquest sistema de control, aconseguim que davant d’un augment en la corrent

de càrrega, el sistema reaccioni més ràpidament impedint que afecti a la tensió de sortida. I a més l’addició d’un control de corrent, disminueix l’ordre del sistema [1].

Tot aquest procés es realitza mitjançant el PWM (UC3843), l’amplificador de

corrent (INA170) i utilitzant electrònica externa. A la figura 5 observem, d’una forma esquematitzada, un diagrama de blocs

descrivint la funció anteriorment citada.

Figura 5 : Diagrama blocs Convertidor + Control.


13

1.5.5 Inversor de Senyal. Per a poder simetritzar la senyal provinent del PWM, hem utilitzat un dispositiu

format per 6 transistors MOS, tres de canal N i tres de canal P que permeten una gran varietat a l’hora de treballar amb senyals com per exemple portes NAND o portes NOR. Aquest integrat és el HCF4007UBEY en encapsulat plàstic i disposa de tres possible entrades i tres possibles sortides poden agrupar-les obtenint així una velocitat en l’inversió, més elevada. (Veure Annex 7.3)

Com es veu a la figura 6, tan les portes Nand com les Nor ens inverteixen la senyal quan les entrades tenen el mateix valor. Més concretament nosaltres hem utilitzat la configuració més ràpida abans comentada. Més endavant veurem el retard que introdueix aquest dispositiu a la pràctica, i veurem que és quasi ideal.

Figura 6 : Taula de veritat Nand/Nor A la figura 7 es mostra el connexionat utilitzat de l’inversor HCF4007.

Figura 7 : Configuració HCF4007.

IN Nand Out

Nor Out

0 0 1 1

0 1 1 0

1 0 1 0

1 1 0 0


14

1.5.6 Driver. Aquest dispositiu és l’encarregat de proporcionar suficient corrent a la porta dels

Mosfet’s per a la seva commutació. Al principi del muntatge vàrem escollir l’integrat IR2181, molt semblant als

freqüentment utilitzats IR2110/2113, que es caracteritzen per tenir sortida doble en un mateix dispositiu però degut a un petit solapament en el dispar dels mosfet’s, ens provocava la destrucció d’aquests drivers. Degut a aquest problema vàrem decidir utilitzar drivers de sortida simple.

El dispositiu IR2125 complia amb tots els requeriments necessaris i va ser l’escollit

per al nostre prototip. També vàrem estudiar altres drivers com els IR2117/2118 però aquests oferien corrents de sortida massa minses per al nostre muntatge.

El driver IR2125 utilitza tecnologia CMOS caracteritzada per la seva velocitat.

També necessita una part de circuiteria externa per al seu funcionament anomenada Bootstrap. (Veure Annex 7.2)

La figura 8 mostra la configuració d’un dels dos drivers que s’ha fet servir, ja que

tenen configuracions quasi idèntiques.

Figura 8 : Configuració Driver IR2125.


15

1.5.7 Alimentació del Control.

Per a alimentar tots el dispositius de control s’ha utilitzat una configuració

enginyosa i a la vegada senzilla. Es tracta d’utilitzar un regulador lineal a la tensió d’entrada que ens proporcioni

una tensió fixa malgrat que a la sortida encara no obtinguéssim la resposta desitjada. El regulador utilitzat és el LM7812, que per a valors superiors a 14,5V, nosaltres en tenim 42V a l’entrada, ens ofereix una senyal continua de 12V. (Veure Annex 7.5)

Aquest regulador té l’avantatge de ser molt econòmic i de fàcil muntatge. Un cop a la sortida tinguem els 14V, mitjançant díodes, farem que al punt

d’alimentació hi hagi un valor d’aproximadament 13,3V degut a la caiguda al díode, fent així que el regulador lineal deixi de treballar i fent que la mateixa planta s’autoalimenti.

Observant la figura 9 ens podem fer una idea.

Figura 9 : Alimentació del control.


16

1.6 Comparativa amb Altres Convertidors Actualment existeixen quasi infinites configuracions de convertidors tant reductors

com elevadors i tant la seva funció sigui per a carregar una bateria com per a descarregar-se a un sistema en concret. Però els convertidors més coneguts actualment són els següents:

Com a convertidors aïllats trobem el Fly-Back que es caracteritza per tenir

excitació unidireccional del debanat d’entrada. A continuació es mostra d’una manera simplificada la seva configuració. [2]

Figura 10 : Convertidor Fly-Back.

També com a convertidor aïllat trobem el Push-Pull però aquest es caracteritza per

la seva excitació bidireccional al debanat. Es tracta d’associacions de convertidors en paral·lel on la suma del cicle de treball dels transistors no supera el 70% (Veure figura 11)

Figura 11 : Senyals de dispar dels MOSFET’s en un convertidor Push-Pull

Això es fa per a mantenir acotat el flux magnètic al transformador. A continuació

es mostren un parell de configuracions relacionades amb el Push-Pull.


17

Figura 12 : Esquema Push-Pull bàsic.

Figura 13 : Esquema Choke fed Push-Pull

Però els exemples més semblants al nostre convertidor són els extrets de diferents

publicacions i reunits a la Tesis del tutor de projecte [1] i mostrats següentment.

Figura 14 : Smart amb interruptors reversibles


18

Figura 15 : Convertidor reversible proposat com a carregador/descarregador.

Figura 16 : Convertidor reversible proposat com a carregador/descarregador.

Essent aquests dos últims els més semblants a l’actual projecte però amb

configuracions lleugerament diferents. El primer cas, figura 15, es tracta d’un convertidor elevador basat en una configuració molt semblant a la nostra Buck-Boost i fet servir en un satèl·lit de la NASA [4].

El segon cas, figura 16, mostra una configuració de Buck amb dos inductors o

Boost amb dos inductors. Es pot estudiar més concretament a [5] També s’ha escrit un article amb col·laboració de Alcatel Space Industries i la

Universitat Rovira i Virgili que explica varies topologies bidireccionals per a convertidors carregadors/descarregadors de bateries en satèl·lits a on apareix el convertidor estudiat en el present projecte [6].


19

1.7 Conclusions i possibles continuacions. Les principals conclusions descrites a l’apartat 3.5 i d’una manera resumida han

estat les següents: • Hem verificat l’aplicació del acoblament magnètic i del filtre d’entrada. • S’ha comprovat que el mode de rectificació síncrona requereix l’addició d’un retard que ens eviti el curtcircuit de la font i també la millora de rendiment respecte al funcionament amb un sol Mosfet. • S’han verificat les especificacions del convertidor tant en el riçat de tensió com de corrent. També s’ha verificat el rebuig a pertorbacions de càrrega com també el temps d’establiment necessari davant d’una pertorbació. • Hem extret valors del rendiment amb diverses càrregues observant així la corba de rendiment que caracteritza els convertidors. • Com ha experiència de muntatge ha estat difícil però al mateix temps gratificant. Vàrem tenir problemes amb una massa de control de la tensió de sortida que ens provocava una doble commutació. Aquest tipus d’errors són molt difícils de localitzar. L’addició del retard per a realitzar la rectificació síncrona ens va dur bastant de temps ja que era una tasca més d’afinar manualment que teòricament i, que si no era l’adequat, les conseqüències eren indesitjables. Hem comprovat la facilitat de captació de EMI del circuit i també de la necessitat de desacoblar moltes de les senyals bàsicament alimentacions. Degut a tots aquests aspectes es va tenir que tornar a dissenyar la placa i fer una nova distribució. • Finalitzarem concloent que el tipus de rectificació sincronia és ventatjosa respecte al funcionament amb un Mosfet i un díode i que amb l’acoblament magnètic i amb el filtre d’amortiment, que són necessaris [1], obtenim una bona resposta dinàmica del sistema. La continuació del present projecte seria la verificació de la part elevadora del

convertidor aprofitant la mateixa placa i variant sensiblement el sistema de sensat. En aquest cas es mediria tant el corrent en R4, que seria el corrent d’entrada, com el corrent en R5, el referent a terra i mitjançant un sumador obtindríem el corrent de sortida.

Junt amb aquest corrent i amb un sensat de tensió a la sortida, gràcies a una

resistència de càrrega d’aproximadament 18Ω (42V), obtindríem les senyals necessàries del modulador per a realitzar el control.


20

1.8 Pressupost Total.

El pressupost global ascendeix a DOS-CENTS SIS EUROS AMB TRENTA CÈNTIMS D’EURO

TARRAGONA 20 DE JUNY DEL 2004 L’INGENIER TÈCNIC INDUSTRIAL

Firmat, Roger Guijarro Baucells


21

1.9 Bibliografia.

[1] Control en modo deslizante aplicado a sistemas de acondicionamiento de potencia de satélites. Tesis doctoral: Javier Calvente Calvo. Director: Luis Martínez Salamero. Instituto de organización y control de sistema industriales. UPC. 7/2001

[2] Apunts Electrònica de Potencia. Javier Maixé Altes. URV. 2002. [3] Apunts Enginyeria de Control I. Hugo Valderrama. URV. 2004. [4] D.M. Sable, F.C. Lee and B.H. Cho, "A Zero-Voltage-Switching Bidirectional Battery Charger / Discharger for the NASA EOS Satellite," in IEEE Applied Power Electronics Conference, 1992, pp. 614-621. [5] S.H. Weinberg and A. Lopez, "A Bidirectional BDR/BCR for Satellite Applications," in European Space Power Conference, 1998, pp. 27-32 [6] Dynamic Optimization of Bidirectional Topologies for Battery Charge/Discharge in satellites. J. Calvente, L. Martíne-Salamero, P. Garcés, R. Leyva i A. Capel. DEEEA URV&Alcatel Space Industries. [7] The Hardware book team 1996. Joakim Orgen. [8] Power Mosfets “Theory and Applications” Duncan A.Grant, John Gowar. Wiley-interscience.

Convertidor Buck Reversible Memòria de Càlcul.

22

2- MEMÒRIA DE CÀLCUL.


23

ÍNDEX MEMÒRIA DE CÀLCUL. 2 Memòria de Càlcul................................................................................22 2.1 Elements del Convertidor i Pèrdues en els Mateixos...............................................24

2.1.1 Interruptors...................................................................................................24 2.1.2 Condensadors...............................................................................................27 2.1.3 Inductors.......................................................................................................28

2.2 Estudi i Disseny d’un Convertidor Buck Simple.....................................................29

2.2.1 Càlcul de l’Inductor de Sortida....................................................................35 2.2.2 Càlcul del Condensador de Sortida..............................................................36 2.2.3 Potència Dissipada als Mosfets....................................................................37 2.2.4 Potència Dissipada als Dìodes Schottky......................................................38 2.2.5 Resum de Potències i Elecció del Dissipador..............................................39 2.2.6 Estudi Acoblament Magnètic.......................................................................39 2.2.6.1 Muntatge de les Bobines............................................................................41

2.2.7 Filtre d’amortiment del Condensador Intermitg..........................................48 2.2.8 Altres Condensadors....................................................................................50 2.2.8.1 Configuració Bootstrap..............................................................................50 2.2.8.2 Condensadors de Desacoblament..............................................................50 2.2.9 Control.........................................................................................................51

2.2.9.1 Interpretació dels Valors............................................................................51 2.2.9.2 Configuració PWM....................................................................................54 2.2.9.3 Configuració Sensor de Corrent................................................................56


24

2 Memòria de Càlcul. 2.1 Elements del Convertidor i Pèrdues en els Mateixos.

Els elements que formen el convertidor idealment no dissipen energia i son els que

es mostren a la següent figura.

Figura 17: Elements del convertidor.

Els elements de la figura (17.a) i (17.b) mostren els dos interruptors díode i Mosfet

respectivament. L’element (17.c) mostra l’inductor i l’element (17.d) mostra el condensador.

2.1.1 Interruptors.

La principal característica dels interruptors és que tenen dos estats de treball ben diferenciats sense passar per un estat intermitg en la commutació. Aquests estats són els següents:

Estat ON à Vd,Vm = 0 Estat OFF à Id, Im =0

L’estat ON també es anomenat estat de conducció a on la variable a tenir en compte

és la corrent en conducció i l’estat OFF també es conegut com estat de tall a on la variable a tenir en compte aquesta vegada és la tensió de tall.

L’estudi de l’interruptor es simplifica molt si considerem les polaritats de les

variables fixes. Díode: La seva representació és la corresponent a la figura (17.a) i es tracta d’un

interruptor passiu ja que el seu canvi d’estat depèn solament dels valors de les seves variables (Id,Vd) i no d’una senyal exterior.

Considerant el díode sense pèrdues, en estat de conducció Vd = 0 i la corrent de

conducció tal i com es mostra a la figura, és positiva.


25

En estat de tall no existeix corrent de conducció ja que està en circuit obert o sigui que Id = 0 mentre que la tensió Vd és negativa. Tot això s’entendrà més amb la representació de la relació v-i del díode (figura 18).

ON: Vd = 0 , Id > 0

OFF: Vd < 0 , Id = 0 Figura 18: Relació v-i del díode. Transistor Mosfet: En aquest cas correspon a la representació de la figura (17.b) i

es tracta d’un interruptor actiu ja que el seu canvi d’estat depèn únicament d’una senyal de control externa aplicada a la “porta” del transistor. A continuació els mostrem la relació v-i del transistor així com també l’estat de les variables en cada estat.

ON: Vm = 0 , Im > 0

OFF: Vm > 0 , Im = 0

Figura 19: Relació v-i del Mosfet. La col·locació d’aquests interruptors en paral·lel com mostra la figura 2 permet el

pas de corrent en els dos sentits. A l’apartat 3.3.3 es demostrarà la bidireccionalitat d’aquest convertidor.


26

Pèrdues de conducció en el díode: Les pèrdues que provoca el díode es produeixen quan aquest entra en estat de conducció. Mentre que quan està en tall es comporta com un circuit obert, en estat de conducció el díode es pot modelar com una caiguda de tensió (aproximadament 0.7V) més una resistència sèrie Rd de valor quasi negligible. (veure figura d) Considerem que en estat de tall no existeixen corrents de fuga.

Figura 20: Model de les pèrdues d’un díode. Pèrdues de conducció en el transistor Mosfet: Les pèrdues en un Mosfet són

molt similars a les anteriorment citades del díode. En aquest cas també modelem l’estat de tall sense corrents de fuga associades, mentre que en conducció es modela com una resistència sèrie associada Rds(ON) que com es pot comprovar en l’annex 7.9 te un valor de 0.013Ω.

Figura 21: Model de les pèrdues d’un Mosfet. El càlcul de la potència dissipada en aquests interruptors es detallarà en l’apartat

(2.2.3) i (2.2.4).


27

∫∞−

=

=

t

dttiC

Vc

dtdVc

CIc

)(1

2.1.2 Condensadors. Es tracta d’un bipol passiu idealment sense pèrdues que ens subministra una de les

variables d’estat del sistema. En aquest cas es tracta de la tensió en borns del mateix i aquest valor no pot presentar discontinuïtats al llarg del temps.

Depenent de la topologia del circuit, l’associació d’aquests elements com per

exemple dos condensadors en paral·lel, ens proporciona una sola variable d’estat. Les equacions que caracteritzen aquest element (figura 17.d) son les següents:

(1)

(2) El model d’un condensador amb pèrdues correspondria a l’addició d’una

component resistiva en sèrie amb la capacitat. El circuit equivalent tenint en compte les pèrdues seria el representat a la figura 22 on la resistència sèrie limita la utilització per damunt d’unes determinades freqüències.

Figura 22: Model equivalent d’un condensador amb pèrdues.


28

2.1.3 Inductors.

Aquest element és el que ens proporciona l’altre variable d’estat del sistema i de

manera anàloga al condensador, l’associació de varis inductors, en aquest cas en sèrie, ens proporcionaria una sola variable d’estat.

La variable d’estat en un inductor és la intensitat que el creua i aquesta variable no

pot presentar discontinuïtats al llarg del temps.

Les equacions que caracteritzen aquest element (figura 17.c) son les següents:

(3) (4) El model equivalent d’un inductor amb pèrdues seria el representat a la figura 23 ,

amb una component resistiva en sèrie amb l’inductor. Aquestes pèrdues augmenten amb la freqüència de commutació.

Figura 23: Model equivalent d’un inductor amb pèrdues.

dtdi

LV

dttVL

I

L

t

L

=

= ∫∞−

)(1


29

2.2 Estudi i Disseny d’un Convertidor Buck Simple. A continuació es farà un estudi bàsic del convertidor Buck per a tenir una lleugera

idea del seu funcionament com també per a demostrar els valors de certs components com ara el filtre de sortida.

En el nostre cas, es tracta d’un convertidor Buck amb filtre d’entrada amortiguat i

acoblament magnètic. Aquest és un sistema de cinquè ordre i a demés és no lineal. En l’estudi detallat d’aquest sistemes no lineals es requereixen mètodes com ara

linealitzant el model, aplicant el control en mode lliscament o linealitzant per realimentació [3]. Tots aquests son mètodes escapen dels meus coneixements i si s’escau un estudi més detallat d’aquests, es pot trobar molt detallat a la tesis doctoral del tutor de projecte [1]

Tot i això el model de segon ordre que es presenta a la figura 24 és un convertidor

Buck lineal a on no es necessari aplicar els mètodes anteriorment citats.

Figura 24: Convertidor Buck de segon ordre.

Primerament diferenciar els dos estat de funcionament depenent de l’estat del

transistor : ON: T està en conducció.(TON) OFF: T està tallat.(TOFF) D està tallat.(DON) D està en conducció.(DON)


30

La figura 25 i ens mostra el circuit equivalent en estat ON i a continuació les equacions referents al mateix estat.

Figura 25: Circuit equivalent Buck ON.

Tenint en conte que existeixen dues malles, dues variables d’estat (IL2, VC5) i amb

l’ajut de (4) i (1) respectivament, trobem que en estat ON:

(5)

(6) Donant lloc a:

(7)

(8)

De forma matricial prenent el vector d’estat com C

L

VI

i la seva derivada com

dtdVdt

dI

C

L

les equacions (7) i (8) es representarien:

(9)

dtdV

CR

VIIII

dtdI

LVVV

COLOLC

LOinL

=−=−=

=−=

( )

−=

−=

RV

ICdt

dV

VVLdt

dI

OL

C

OinL

1

1

1011

10

⋅

+

⋅

−

−

=

LV

VI

RCC

L

dtdVdt

dIIN

C

L

C

L


31

100

11

10

⋅

+

⋅

−

−

=

C

L

C

L

VI

RCC

L

dtdVdt

dI

De manera anàloga, el circuit equivalent corresponent a l’estat OFF és el següent:

Figura 26: Circuit equivalent Buck OFF.

En aquest cas tenim:

(10) (11) Donant lloc a:

(12) (13) I representant aquestes equacions de forma matricial, igual com hem fet

anteriorment: (14)

Si prenem l’instant 0 com a instant en que l’interruptor comença a conduir (TON), el

temps que aquest estarà conduint dependrà de la senyal externa provinent del regulador PWM (tON). La nostra freqüència de treball és de 100kHz per tant el nostre període serà de 10us i el cicle de treball (Duty Cicle) (D) correspondrà al temps en que el Mosfet està conduint respecte el període. Aquest valor està comprès entre 0 i 1.

OLC

C

cL

L

IIdt

dVCI

Vdt

dILV

−==

−==

RCV

CI

dtdV

LV

dtdI

CLC

cL

−=

−=


32

Dit això, considerem els instants de la següent manera:

ON 0 < t < DT OFF DT < t < T

El filtre de sortida L-C consisteix en un pas-baix amb dos pols degut a l’inductor i

al condensador. Aquest filtre no és ideal i no pot atenuar totes les components del riçat provocades per els interruptors i per la gran facilitat de captació de EMI’s d’aquests dispositius. Aquesta component indesitjable correspon bàsicament al primer harmònic que no s’atenua al filtre.

Teòricament s’expressa la tensió de sortida v(t) com es mostra a la figura 27 :

)()( tVVtv riçat+=

Figura 27: Detall tensió de sortida del convertidor.

A la figura 27 observem la component continua ideal (ona horitzontal) i per altre

banda l’ona real representada de manera exagerada, composta tant de component continua com alterna.

A la pràctica es considera que la component alterna te un valor màxim

d’aproximadament un 1% del valor de la component continua de sortida, per tant no supera els 140mV. Degut a aquest valor quasi negligible s’aproxima la tensió de sortida a la seva component dc per a facilitar els càlculs.

És fàcil suposar que la tensió de sortida estarà directament relacionada amb el valor del cicle de treball explicat anteriorment. L’expressió que relaciona aquestes variables en el convertidor Buck és la següent:

(15)

DVT

DTVV ININO ⋅=⋅=


33

Suposant que les pèrdues de potencia al convertidor són negligibles, considerem que la potencia d’entrada i de sortida tenen el mateix valor, en el nostre cas 100W. Llavors:

(16) I aplicant la relació de (15) a (16) obtenim: (17) A continuació, i un cop explicat diferents paràmetres del convertidor, ens proposem

estudiar les formes d’ona que es donen lloc a l’inductor i al condensador. Com hem vist ja en les equacions (5) i (10) corresponents a la tensió a l’inductor podem deduir fàcilment la seva forma (figura 28.1). Un cop coneguda i aplicant l’equació (3) obtindrem la corrent en l’inductor integrant la seva tensió (figura 28.2).

Sabent que el condensador es carrega mentre el Mosfet està conduint i que quan

aquest entra en tall llavors el condensador es descarrega cap a la càrrega i amb l’ajut de les equacions (6), (11) i de la (figura 28.2) obtindrem la forma d’ona de la corrent al condensador (figura 28.3). Finalment aplicarem l’equació (2) per a conèixer la tensió en borns del condensador que correspon a la tensió de sortida però que nosaltres només representarem la component alterna d’aquesta (figura 28.4).

Cal tenir en compte que en aquest estudi no s’ha considerat ni l’acoblament

magnètic ni el filtre d’amortiment del condensador d’entrada. La figura 28 que presenta els tipus d’ona anteriorment descrits.

OOININ

OIN

IVIV

PP

⋅=⋅

=

OIN IDI ⋅=


34

VL(t) VIN-VO DT T (28.1) t

-VO IL(t) I2 IO ∆IL

I1

t (28.2)

IC(t) t (28.3)

VC(t) t (28.4)

Figura 28: Formes d’ona. Observem que mentre el Mosfet està en conducció, la tensió VL = VIN-VO i la

pendent de la corba de corrent en aquest estat, o sigui la derivada, (veure figura 28.2)

correspon a: ( )L

VVdt

dI OinL −= de valor constant i creixent.

Quan el Mosfet està en tall VL = -VO i la pendent en aquest cas, (veure figura

28.2) correspon a: LV

dtdI OL −

= de valor constant i decreixent.

La corrent a l’inductor comença en un valor I1 en l’instant t = 0 a on el Mosfet

commuta a ON i creix linealment fins a cert valor I2 en l’instant t = DT a on l’interruptor es talla i la corrent en aquest cas decreix linealment fins arribar a t = T a on torna a començar aquest cicle.

LVO−

LVV OIN −


35

( )DTL

VVI

III

OINL

L

⋅

−=∆

−=∆ 12

( )

( )T

LDDV

I

TL

DVI

INL

OL

⋅⋅−

=∆

⋅−

=∆

1

1

2.2.1 Càlcul de l’Inductor de Sortida. Amb l’ajut de la (figura 28.2) podem trobar una equació que ens relacioni el valor

de l’inductor amb la variació de corrent que i circula. Independentment del valor inicial Io, la magnitud ∆IL serà igual al producte del

pendent de la recta per la longitud de l’interval de temps.

(18)

Modificant l’equació (18) amb l’ajuda de la relació entrada sortida del convertidor vista a l’equació (15), podríem rescriure de manera:

(19) (20) Tenint en compte que la variació de corrent en l’inductor pot ésser, com a màxim,

sobre un 20 % de la corrent nominal, que en el nostre cas son aproximadament 7A, obtenim que ∆IL ≈ 1.4A. Aïllant el valor de l’inductor de l’equació (18) i resolent:

DTI

VVL

L

OIN ⋅∆

−> uHL 66> (21)

Partint de les especificacions a on es suposava que el regim de conducció en

l’inductor era continu, o sigui que la corrent mai s’estabilitzava a zero, calcularem el valor mínim de L tal que I1 mai sigui inferior a zero:

0

21

12

>

∆=−=−

I

IIIII L

OO (22)

Amb l’ajut de l’equació (20):

2

LO

II

∆> ( )

LDDTV

I INO 2

1 −⋅> (23)


36

Aïllant L i amb la relació (15):

( )DTRL −⋅⋅⋅> 121 HL µ26.7> (24)

S’observa tant en el resultat (21) com en el (24), que el nostre inductor de sortida de

125uH està correctament dissenyat per a treballar en mode continu com per a que la ∆IL < 1.4A.

2.2.2 Càlcul del Condensador de Sortida. Primerament hem de tenir en compte els requeriments del nostre dispositiu que

permeten: ∆ Vo ≤140mV ∆ IL ≤1.4A

Analitzant directament el nus de sortida, s’observa que el condensador es carrega amb l’excés de corrent IL sobre el valor Io ja que ∆ IL ≈∆ IC.

Coneixent que: CQ

VO∆

=∆ (25)

I que la variació de càrrega correspon a l’àrea que emmagatzema la corba de IL(t) al creuar amb Io(t) o sigui l’àrea d’un triangle a on la base és la meitat del període i l’alçada és la meitat de la variació de corrent (veure figura l.2) obtenim les següents equacions que ens permetran calcular els paràmetres per als nostres requeriments:

222

LITQ

∆⋅=∆ (26)

(27) FC µ5.12> (28)

Donat el resultat (28) concloem que el condensador utilitzat en el nostre cas, de 1500uF compleix els nostres requeriments.

També comprovarem que la variació de la tensió de sortida sigui menor als 140mV

per el valor del nostre condensador:

mVIT

CV

L

O 16.12

221=

∆⋅⋅=∆ (29)

CTI

V LO ⋅

⋅∆=∆

8

FVTI

CO

L µ5.128

>∆⋅

⋅∆>


37

2.2.3 Potència Dissipada als Mosfet’s. Primerament diferenciar els dos Mosfets com es veu a l’esquema de la planta

(veure figura 2 o plànol Planta) , el situat en horitzontal entre l’entrada i la sortida (T1) i el situat verticalment entre la sortida i massa (T2).

Tindrem en compte les següents pèrdues per : conducció, commutació, pèrdues a la

porta del Mosfet i pèrdues a la sortida. I emprarem la següent equació (30) obtinguda a [8]:

outPortaSwitchcond PPPPP +++=

( ) ( )

⋅⋅+⋅⋅+

⋅⋅⋅+

⋅⋅⋅+⋅= fV

QfVQfV

I

QIfV

I

QIRIP IN

ossggIN

g

gsIN

g

gdONdsrms 2)(

2 (30)

Potencia dissipada en T1: Coneixent els valors que ens facilita el fabricant (veure annex 7.6) i els valors del

mateix circuit obtenim:

(31)

En l’estudi de la potencia dissipada sempre el durem a terme en el pitjor del casos com per exemple la tensió de porta del Mosfet Vg = [12-18] elegirem 18V i la corrent de porta Ig = [1.4-2] elegirem 2A.

Aplicant aquests valors a (30) obtenim que:

WTP 44.2)( 1 ≈ (32)

AIII

AI

VVkHzf

AI

VV

OOrms

g

g

O

IN

28.7

2

18100

14.7

42

22

(max)

(max)

=∆+=

=

===

=

Ω==∆⋅=

=

=

=

=

013.07.35

850

30

62

200

)(ONds

inossoss

oss

gs

gd

g

RnCVCQ

pFC

nCQ

nCQ

nCQ


38

Potencia dissipada en T2: En aquest cas, funcionant en mode Buck, l’addició del diode Schottky dissipa les pèrdues produïdes en la commutació mentre que T2 dissipa les de conducció.

L’equació (30) en aquest cas es simplifica quedant:

( ) ( )

⋅⋅+⋅⋅+⋅= fVQ

fVQRIP INoss

ggONdsrms 2)(2 (33)

I aplicant (33):

WTP 01.1)( 2 = (34)

2.2.4 Potencia Dissipada als Diodes Schottky. Per a realitzar aquest càlcul és necessari conèixer la caiguda màxima de tensió entre

ànode i càtode, el corrent que el creuarà i el cicle de treball. En el cas del diode situat junt a T2:

( ) ( ) WDVIP Fcond 5.333.0172.028.71 =−⋅⋅=−⋅⋅= (35) I les pèrdues en la commutació són proporcionals a les de conducció en un factor

del 55% segons gràfiques corresponents als Data Sheets del diode (veure annex 7.6) obtenint el següent:

WPP condSwitch 93.155.0)( =⋅= (36)

En conjunt obtenim que la potencia total dissipada al diode de T2:

WP TDIODE 42.5)2( = (37) En el cas del diode situat junt a T1:

96.055.0

75.1

=⋅=

=⋅⋅=

condswitch

Fcond

PP

WDVIP

WP TDIODE 7.2)1( = (38)


39

2.2.5 Resum de Potències i Elecció del Dissipador. En el nostre cas i coneixent les pèrdues en tots els interruptors, hem optat per

fabricar dues planxes metàl·liques que individualment dissiparan la potència perduda als díodes mentre que als Mosfets hem optat per utilitzar uns blocs metàl·lics amb estries verticals similars als dissipadors de les cpu’s en els ordenadors.

WPTOTAL 57.117.242.501.144.2 =+++= (39)

2.2.6 Estudi Acoblament Magnètic. Un dels principals objectius del present projecte era el muntatge i comprovació del

acoblament junt amb el filtre d’entrada amortiguat. Aquesta tècnica ha estat utilitzada generalment per a reduir els riçats de corrent tant

a l’entrada com a la sortida però en aquest cas i com explica mes detalladament en [1], s’utilitza per a millorar el comportament dinàmic del convertidor

Utilitzarem nuclis d’aliatge de ferro “Kool Mµ” destinats per a petites pèrdues a

altes freqüències i ideals per eliminar sorolls a freqüències audibles. Per a altes freqüències, els aliatges d’acer presenten un augment de temperatura indesitjable per això de la utilització de nuclis “Kool Mµ” en front dels nuclis d’acer. Per aquest mateix motiu els nuclis “Kool Mµ” redueixen la mida enfront dels d’acer.

El nucli està recobert amb un acabat negre que proporciona duresa,

impermeabilitat, resistència química i unes excel·lents propietats dielèctriques. L’acoblament es degut gràcies a la geometria dels nuclis magnètics, una part del

flux magnètic a cada bobina es produït per la corrent que circula per l’altre. Aquest efecte es modela utilitzant el coeficient d’inducció mútua M i es simbolitza com a la figura 29.

A continuació mostrarem la figura del inductors acoblats i també les equacions que

relacionen tensions i corrents del mateix.


40

Figura 29: Inductors acoblats.

dtdI

LdtdI

MV

dtdI

MdtdI

LV

22

12

2111

+=

+= (40)

El biport equivalent a la figura 29 utilitzant un transformador ideal, ja que ens

relaciona el nombre d’espires en cada bobina (n), és el següent:

Figura 30: Circuit equivalent utilitzant transformador ideal.

Les equacions d’aquest circuit equivalent són les següents:

( )

( )dtdI

LnLdt

dInLnVVV

dtdI

nLdtdI

LLdt

dIL

dtdI

LVVV

msmsms

mmpm

mpmp

2222

2111

++=+=

++=+=+= (41)

Tenint en compte que: 21 nIIIm += Comparant les equacions (40) i (41), fent la següent associació.

(inductor de sortida) (42)

(inductor d’entrada) i amb l’ajut de qualsevol programa de manipulació matemàtica com per exemple

Maple V, buscarem el valor n de relació d’espires tal que es simplifiqui el nombre de bobines fent-se negligible o be l’inductor primari Lp o l’inductor secundari Ls.

HLnLL

HLLLnLM

ms

mp

m

µ

µ

560

1252

2

1

=+=

=+==


41

Per a un valor de n = 1.5 veiem com l’inductància del primari Lp era negligible mentre que per a un valor n = 3 en aquest cas l’inductància negligible era la del secundari Ls. Hem optat per a n = 3 ja que tal i com està fet l’estudi, Ls correspon a la malla d’entrada i llavors serà la malla de sortida la formada per dos inductors en sèrie. L’inductància Lm s’anomena inductància de magnetització i és la que comparteix ambdós bobines segons la relació d’espires n.

Per a n = 3 les equacions són les següents:

µ

µµµ

µ

µµ

µ

187

8.622.62125

125

2.623

560

560

1

2

222

≈=

=−=

=+=

==

==+=

m

p

pm

m

mms

nLM

HL

HLLL

HL

HLnLnLL

(43)

Un cop coneixem el valor de les inductàncies L1, L2, Lp i Lm procedirem al seu

muntatge.

2.2.6.1 Muntatge de les Bobines. Diferenciarem els dos mètodes emprats per a calcular el nombre d’espires, un

utilitzant el procediment facilitat per el proveïdor dels nuclis (Magnetics) i l’altre que correspon a un programa que calcula el valor directament introduint els valors necessaris (LDCDesign). Finalment es compararan aquests valors amb el mesurat mitjançant el LCR disponible al laboratori.

Per a l’inductància d’entrada 560µH:

AàCàlcul teòric: 1er pas: Càlcul del factor LI2 i elecció del nucli.

25.32 =⋅ IL (44)

HLAI

VV

IN

IN

IN

µ5604.2

42

==

=


42

Com ens mostra la figura 31 obtinguda del fabricant, la permeabilitat corresponent a les nostres necessitats correspon a la de 90µ però degut a la disponibilitat de nuclis al laboratori de permeabilitat 125µ hem optat per fer-los servir ja que no es estrictament necessari utilitzar-ne un de 90µ.

Figura 31: Gràfica elecció bobina.

El nucli disponible és el 77438A7 amb les següents característiques:

100052.258

990.1

74.101000

8281

125

min

2

mHA

cmA

cmL

A

L

e

e

L

=

=

=

±=

=µ

(45)

sent Le la longitud efectiva del nucli i Ae la seva secció.

2on pas: Càlcul del nombre d’espires (N) a partir de l’inductància nominal. Amb l’ajut de les fórmules facilitades per el fabricant sabem que:

2

61000

10NL

Ln⋅

= (46)


43

I coneixent el valor de L1000 que correspon a l’inductància nominal per 1000 voltes, facilitat també pel fabricant (ALMIN) podem aïllar N.

voltes (47) 3er pas: Correcció del nombre de voltes. A partir del càlcul de la força de magnetització proporcionada per el fabricant (H)

junt amb les demés característiques del nucli (45) recalcularem la permeabilitat real aproximada (µeff) i amb aquest valor i l’ajuda d’unes gràfiques (figura 32) calcularem les pèrdues.

El nombre de voltes final depèn directament de les pèrdues.

4.110210.6742.61

04.1618.5

2.1374.10

4.2474.04.0

2285

2410352

=++

+−=

=⋅⋅

=⋅⋅

=

−−

−−

HHHH

OerstedsL

INH

eff

e

µµµµµ

µ

ππ

(48)

Figura 32: Gràfica correcció permeabilitat.

4752.2581056010 66

≈⋅=⋅

= µ

LMIN

n

AL

N


44

Observem a la figura 32 com per a un valor de 13.2 Oersteds i permeabilitat inicial 125 obtenim unes pèrdues d’aproximadament 0.8 valor que també es relaciona amb la permeabilitat efectiva de la següent manera:

88.0125

4.110===

µ

µeffPèrdues (49)

Valor molt semblant a l’extret mitjançant la gràfica. Considerarem el valor calculat

mitjançant (48) per a fer la correcció. Voltes (50) 4art pas: Elecció del nombre de cables per espira. Amb l’ajut de [7] a on es mostren totes les equivalències dels diàmetres segons

unitats americanes a les corresponents europees hem elegit la mida 16AWG que correspon aproximadament a una secció de 1.3mm2 capaç de suportar fins a 4A.

La disponibilitat de conductors al laboratori és diversa però no tots són fàcilment

soldables ja que estan recoberts d’una resina que ho impedeix. El conductor soldable elegit tenia una secció de 0.3mm2 llavors el total de cables a

utilitzar és de: Arrodonint sempre a l’engrós utilitzarem 5 cables.

5388.0

47≈==

PerduesN

NFINAL

53.43.03.1

≈==NumCables


45

Bà Càlcul mitjançant LDCDesign:

Figura 33: LDCDesign per a 560µH. Comprovem com tant utilitzant el mètode manual com el programa de disseny

arribem a la mateixa conclusió tot i que utilitza una secció de cable més petita donant menys marge a la intensitat que i circularà. Ara només falta comprovar si construint la bobina amb 53 voltes ens dona el resultat esperat.

Cà Càlcul mitjançant el mesurador d’inductàncies LCR: Com ja hem dit anteriorment s’utilitza una secció AWG16 i fixant-nos amb

l’inductància sense càrrega, que com es veu a l’apartat anterior hauria de ser aproximadament 790µH procedim a mesurar.

El resultat final correspon a 778µH per a 53 voltes. Valor que es pot donar per bo ja

que per a 54 voltes el valor augmenta fins a 800µH.


46

Per a les inductàncies Lp i Lm ambdues de valor molt semblant (Lp=62.8µH i Lm=62.2µH):

(51) AàCàlcul teòric (en aquest cas es farà un estudi menys detallat): 1er pas: Càlcul del factor LI2 i elecció del nucli. (52) Per raons anteriorment citades escollim el nucli 77438A7. 2on pas: Càlcul del nombre d’espires (N) a partir de l’inductància nominal. (53) 3er pas: Correcció del nombre de voltes. (54) 4art pas: Elecció del nombre de cables per espira. Degut al requeriment de corrent de sortida es de suposar que la secció del cable

augmenti. Aquest cop hem escollit AWG 12 que admet fins a 9.4A. (55)

HLLAI

VV

mP

O

O

µ5.6214.7

14

≈==

=

19.32 =⋅ IL

voltesN 16≈

84.0

9.1044.13

=

==

Perdues

H

effµ

voltesPèrdues

NNFINAL 19==

7≈NumCables


47

Bà Càlcul mitjançant LDCDesign:

Figura 34: LDCDesign per a 62.5µH. Aquest cas ja no és tan exacte com l’anterior. Segons el programa, el nucli

requereix 17 voltes per a complir els 62.5µH que hem considerat com a mitja. El càlcul real ens traurà de dubtes. Cà Càlcul mitjançant el mesurador d’inductàncies (LCR): Amb la secció utilitzada AWG 12 i tenint en compte l’inductància sense càrrega de

80µH hem escollit els següents valors: (56) A la pràctica resulta que el resultat de LDCDesign és més encertat que el calculat

manualment. Com a comprovació, observar com es manté la relació d’espires descrita a l’estudi

de les bobines amb n=3 (equacions 43).

HvoltesL

HvoltesL

m

P

µµ

3.8417

4.8217

→→→→


48

2.2.7 Filtre d’amortiment del condensador intermitg. En l’estudi realitzat a [1], s’analitzen varis models de convertidors amb la finalitat

de conèixer si es tracta de sistemes de fase mínima o no. S’aplica tècniques com ara l’estudi de la dinàmica zero o el control en mode lliscament amb l’ajut sempre de programes informàtics de resolució d’equacions. Aquestes tècniques no s’explicaran ja que corresponen a estudis superiors.

Parlem de sistemes de fase mínima quan la funció de transferència de l’entrada de

control a la sortida no te cap zero al semi pla dret i llavors el considera apte per a realitzar la seva funció. En cas contrari, sistema de fase no mínima, no es considera apte per al seu funcionament.

En el nostre cas concret: Buck amb filtre d’entrada, s’arriba a la conclusió que no

es apte per a funcionar com a convertidor descarregador de bateries (és de fase no-mínima), si no s’esmorteix el condensador intermitg.

Funcionant com a carregador de bateries, el convertidor Buck amb filtre d’entrada

si que és de fase mínima. Pràcticament tots els convertidors de tercer ordre són de fase no- mínima i és

necessari l’addició d’aquest filtre, que junt amb l’acoblament magnètic estabilitzen la dinàmica zero del sistema, provocant que aquest sigui de fase mínima [6].

Aquest filtre d’amortiment consta de una resistència en sèrie amb un condensador

situats en paral·lel amb el condensador intermitg (C23), com es mostra a la següent figura:

Figura 35: Amortiment del condensador intermitg. En règim estacionari la tensió en borns dels condensadors be a ser la mateixa

provocant així que la corrent que creua Rd sigui alterna i de valor molt petit. Això provoca que la potencia dissipada a la resistència també sigui minsa.


49

Segons [1] o [6], podem utilitzar les següents expressions per a calcular Rd,: En cas que funcioni com a descarregador de bateries tenim que: (57) O be, si funciona com a carregador de bateries: (58) Considerant que: (59) El filtre anomenat Rd-Cd tant en [1] com en [6] s’anomena en el nostre muntatge

R1-C1. El valor elegit per a R1 = 2.8Ω ja que no vàrem trobar-ne cap de valor més

aproximat.

( )Ω=

⋅+= 15.1123

d

doptima C

LCCRd

( )Ω=

⋅

⋅⋅+≈ 14.123

Od

Oindoptima VC

VVMCCRd

µ

µµ

187

44470

23

=

==

M

FCFCd


50

2.2.8 Altres condensadors.

2.2.8.1 Configuració Bootstrap.

Val la pena explicar el funcionament del condensador de Bootstrap utilitzat per a

subministrar la corrent instantània necessària per a fer commutar els interruptors de potència.

Com es veu a la figura 8 de la memòria descriptiva, aquesta configuració consta

d’un diode de commutació ràpida 1N4148 anomenat D11 i del condensador de Bootstrap que es tracta d’un condensador ceràmic multicapa de valor 3.3µF anomenat C19.

El condensador D11 connecta l’alimentació amb la patilla Vb del driver impedint

que el condensador C19 es descarregui cap a Vcc. El condensador està connectat entre Vb i Vs del driver. Mentre el driver no rep la senyal per a commutar, la sortida d’aquest està connectada a Vs o que és el mateix al sortidor del Mosfet que en aquest instant te tensió zero. Llavors és quan es carrega el condensador. (veure annex 7.2)

Quan el driver rep senyal per a commutar, la sortida es connecta amb Vb,

provocant així que el condensador es descarregui cap a la sortida del driver fent commutar el Mosfet. A la tensió de sortida del driver, quan aquest commuta, hi trobem el sumatori de la tensió d’alimentació del driver (12V) més la tensió de drenador del Mosfet (42V en cas del Mosfet T1buck i 0V en cas del Mosfet T2boost).

Les senyals que s’expliquen en aquest apartat es veuran en l’apartat 3.2.1 del

laboratori.

2.2.8.2 Condensadors de desacoblament.

Com es pot observar en el plànol de planta s’han utilitzat multitud de condensadors amb la finalitat de estabilitzar les senyals i esmorteir les components de soroll d’alta freqüència presents, degudes a les commutacions.

Les principals senyals a desacoblar han estat les següents: • Alimentació de control Vcc ja que aquesta senyal prové de la sortida i alimenta

tots els dispositius de control. S’utilitza C electrolític de 470µF capaç de suportar pics de corrent superiors.

• Alimentacions dels dispositius. Individualment també s’han desacoblat aquestes

senyals utilitzant sobre tot condensadors ceràmics multicapa de 3.3µF o be de 1µF junt amb condensadors plàstics normalment de 100nF.


51

• Tensions de referència del PWM i del INA170. Aquestes senyals haurien de ser el més estables possibles per al correcte funcionament dels dispositius. S’utilitzen els mateixos condensadors que a l’apartat anterior.

També remarcar l’addició de dos filtres R-C entre drenador i sortidor de cada un

dels interruptors principalment per filtrar les components d’alta freqüència que es donen en la commutació dels Mosfets. Aquests filtres són els següents: (veure plànol 4.1)

-R2-C2 de 5.3O i 20nF situat en paral·lel al Mosfet Buck -R3-C3 de 5O i 12nF situat en paral·lel al Mosfet Boost

2.2.9 Control.

Primerament farem una interpretació dels valors facilitats per el tutor intentant

demostrar la seva funció i seguidament estudiarem el PWM i el sensor de corrent.

2.2.9.1 Interpretació dels valors. El diagrama que resumeix l’estratègia de control utilitzada és el següent:

Figura 36: Estratègia de control.

La tensió de sortida es multiplica amb un divisor de tensió per un factor K per a que

la senyal sigui comparada per l’amplificador d’error amb una tensió de referència. L’error s’amplifica mitjançant un circuit amb funció de transferència de tipus proporcional – integral (PI).

Aquest senyal torna a ser comparat amb la corrent de càrrega, desprès de l’inductor

de sortida, per a donar lloc a la senyal de control que actuarà sobre el PWM.


52

Cal dir que ambdós amplificadors estan integrats dins del PWM i que els valors a escollir seran més concretament el factor K del divisor de tensió, el condensador C6 i la xarxa analògica del PI(C7-R9).

El bloc PI està format per una resistència (R9) en sèrie amb un condensador (C7)

amb la següent funció de transferència caracteritzada per un pol a l’origen i un zero a 1/τ.

(60) Mentre que la resistència de sensat Rs com ja s’explica en la memòria descriptiva te

un valor de 25mΩ. Els valors proporcionats són els següents: Seguint els criteris de disseny presentats en [1] concloem: • Per a que el marge de fase sigui pròxim a 90º escollim el zero del PI a una

freqüència inferior a la de tall wc. En el nostre cas 10 vegades inferior. (61) • Escollir la freqüència de tall per 0dB molt inferior a la freqüència de

commutació wc. En el nostre cas 20 vegades inferior. (62) • Mòdul màxim d’impedància de sortida: (63)

ss

KGc p ττ 1+

=

VAK p /50=

out

pc C

Kw ≅<<

τ1

Kw

fw

c

c

1002

2

⋅<<

⋅<<

π

π

O

O

pm P

VK

Z2

01.01

≈=


53

Aplicant aquests criteris obtenim:

(64) (65) Com es veu, compleix l’equació (28) referent al valor del condensador respecte el

riçat de tensió màxim permès. Com s’ha dit a (61): (66) Ara procedirem a calcular el guany de PI (G(PI)) (67) a on el valor K correspon a : (68) Finalment: (69) Els valors elegits per a R6 i R8 són els següents: (70) Per a ajustar el valor de control de tensió a 2.5V quan la sortida està estable a 14V

s’utilitza un potenciòmetre de 1kΩ (R7).

→=≈10014

01.001.01 22

O

O

p PV

K51=pK

→=→⋅

= KHzff

w cc 520

2πF

w

KC

C

Kw

c

pout

out

pc µ1600≈=→=

s

Hzf

µτ

τ

318

500

=

=

τ

ττ

πτ

πππ

f

fKf

w c

⋅=

⋅=⋅

=⋅

=

21

210

5210

2

RsKK

G PPI ⋅⋅=1

mRR

RK 6.178

145.2

86

8 ==+

=

14.7=PIG

Ω=Ω=

kR

kR

2.1

7.4

8

6


54

2.2.9.2 Configuració PWM. En aquest apartat estudiarem la relació dels valors dels components per a que es

compleixin les especificacions de l’apartat anterior. Un model equivalent a la figura t seria el mostrar a continuació:

Figura 37: Circuiteria externa PWM. Una altre manera de calcular el guany del PI és, a través de la figura 37, a on d’una

manera aproximada deduïm que: (71) La constant de temps del PI correspon al producte dels seus dos components (C7 i

R9): (72) Els valors més semblants escollits són: (73) Per a reduir sorolls a la freqüència de commutació s’ha col·locat C6 en paral·lel amb

R8. La constant de temps a la configuració d’entrada és la següent: (74)

Ω===→≈ KR

GR

RR

G PIPI 56.33

7.414.7

69

6

9

nFRCRC 47.99

797 ==→⋅= ττ

nFC

KR

10

33

7

9

=Ω=

pFpFCK

CRIN

33034610021

6

66

≈=⋅

=⋅=π

τ


55

Ara calcularem els valors de Rt-Ct (R10-C8), per tal d’ajustar el màxim possible la freqüència de treball del PWM a la desitjada (100kHz). En l’annex del PWM trobem que per a valors de la freqüència de treball correspon a:

(75) Els valors utilitzats en aquest cas són de Rt = 5.6k//47k ≈ 5kΩ Ct = 3.3nF Finalment estudiarem la configuració del PWM (veure annex 7.1) a continuació del

amplificador d’error. Aquest presenta dos dìodes em sèrie i tot seguit un divisor de tensió de factor 1/3. Llavors la senyal es compara amb el valor de corrent sensat a la sortida. També disposa d’un díode zenner que impedeix que a l’entrada del comparador de corrent hi hagin valors inferiors a zero o superiors a la unitat.

Al laboratori es possible mesurar la tensió que hi ha a la sortida del amplificador

d’error a traves del pin comp. Aquest valor és aproximadament 3.2V. Ara mesurarem la caiguda de tensió aproximada que hi haurà a l’entrada del

comparador de corrent. (76) Aquest valor ens ajudarà a calcular els paràmetres del sensor de corrent.

KRt 5>

nFKK

C

CRf

t

t

44.35100

72.1

72.1

=⋅

=

=

( )mV

RR

VSENSE 6003

7.022.3≈

⋅−≈−


56

2.2.9.3 Configuració Sensor de corrent. A continuació un recordatori de la configuració del sensor de corrent INA170 ja

mostrat a la memòria descriptiva apartat 1.5.3.

Amb l’ajuda de l’annex 7.4 calcularem els valors de ROS i RL tal que a la sortida (in

6) tinguem aproximadament els 600mV calculats a l’apartat anterior. Assignem: VRS à Tensió a la resistència de sensat IL à Corrent de sortida del convertidor (corrent sensada) gm à Transconductància del INA170 (1000µA/V) IO à Corrent de sortida (pin 6) VREFàTensió referència INA170 (5V)

(77) Variant el valor de RL s’ajusta el guany en voltatge. Nosaltres hem optat per un

guany unitari elegint:

(78)

Amb aquest valor, la tensió de sortida sense considerar Voffset, es la següent: (79)

( ) ( )( ) OFFSETLSLmO

OFFSETLRSmOFFSETLOO

OS

LREFOFFSET

RSmO

sLRS

VRRIgV

VRVgVRIVR

RvV

VgI

mVmRIV

+⋅⋅⋅=

+⋅⋅=+⋅=

⋅=

⋅=

=⋅=⋅= 6.1782514.7

Ω= KRL 1

( ) mVRRIgV LSLmO 6.178=⋅⋅⋅=


57

Per a que el sensor pugi treballar en ambdós sentits de corrent hem d’afegir un offset tal que la senyal sempre estigui en un rang [0 1]. Per això elegim un offset que estigui just a la meitat d’aquest rang, o sigui de 500mV.

I amb l’addició d’un offset de 500mV aconseguirem que Vo: (80) Finalment afegim un condensador CL en paral·lel amb RL per tal de filtrar les

components d’alta freqüència a la sortida dels sensor. Es calcula la seva constant de temps per a una freqüència de 500kHz tenint en compte que el valor de RL = 1kΩ

(81) El valor elegit per a CL ha estat de 330pF. A continuació mostrem la relació d’equivalències de les denominacions emprades

en aquests càlculs. ROS = R11 RL = R12 CL = C12 RS = R4



mVmmV

KmK

RR

RvV

O

OSOS

LREFOFFSET

6.6786.178500

10500

15

=+=

Ω=⋅

=→⋅

=

pFpFCK

CR

L

LLL

33031850021

≈=

=⋅=π

τ

Convertidor Buck Reversible Laboratori.

58

3- LABORATORI.


59

ÍNDEX LABORATORI.

3 Mesures al Laboratori............................................................................60

3.1 Introducció................................................................................................................60

3.2 Proves Inicials i Posada a Punt.................................................................................61

3.2.1 Senyals del Convertidor...............................................................................61 3.2.2 Senyals de Control.......................................................................................63

3.3 Mesures Síncrones....................................................................................................67

3.3.1 Càrrega de 3.2? ...........................................................................................67 3.3.2 Proves a Potència Màxima 2.2? ..................................................................70 3.3.3 Proves a Potència Mínima............................................................................73

3.3.3.1 Càrrega de 14.4? ......................................................................................74 3.3.3.2 Càrrega de 20? .........................................................................................77

3.4 Proves amb Variació de Càrrega..............................................................................79

3.5 Conclusions..............................................................................................................85


60

3 Mesures al Laboratori. 3.1 Introducció.

En aquest apartat farem una descripció dels dispositius utilitzats al laboratori com

també de les mesures preses. A l’alimentació hem utilitzat una font de tensió continua que ens proporcionava

fins a 32V 15A aproximadament amb l’ajut d’un display que ens facilitava el valor de corrent d’entrada per així obtenir d’una manera fàcil i molt aproximada el valor de la potència d’entrada.

Per a obtenir els 42V d’entrada amb el que hem treballat, s’afegia en sèrie amb la

font una bateria convencional 12V, i regulant la font obteníem els 42V. Durant tot el procés hem utilitzat la limitació de corrent que disposava la font a aproximadament un valor de 7A.

L’oscil·loscopi utilitzat està proveït de quatre canals a on hem utilitzat tan sondes

de tensió com de corrent i amb la peculiaritat de poder capturar imatges i manipular-les com per exemple fer zoom amb la finalitat de mostrar millor la imatge.

En el cas de demostrar el correcte funcionament del circuit davant de grans

pertorbacions hem utilitzat una carrega activa Hewlett Packard capaç de funcionar en diferents modes de corrent, tensió o fins i tot com a càrrega resistiva. Nosaltres l’hem utilitzat com a font de corrent com ja explicarem mes endavant.

Seguint un ordre cronològic començarem l’estudi amb totes les mesures preses

principalment per a evitar el solapament de les senyals que commuten els Mosfets, com també de l’addició de condensadors de desacoblament amb finalitat de netejar les senyals de sorolls indesitjats. En cada cas s’explicarà l’opció adoptada.

Tot aquest estudi de posada a punt es realitzarà utilitzant el convertidor amb un sol

Mosfet i el díode Schottky de la part baixa. Gràcies a això podrem comparar el rendiment del convertidor funcionant com a Mosfet-Schottky o com a Mosfet-Mosfet-Schottky.

Un cop realitzades totes aquestes mesures, procedirem a estudiar el convertidor

amb diferents càrregues i actuant sempre amb els dos Mosfet’s. La finalitat d’això és veure el seu funcionament a potència màxima (100W), mitja o mínima on el convertidor no arriba a entrar en mode discontinu demostrant així la bidireccionalitat del corrent en aquest convertidor per a futures continuacions.

Comentar que totes les proves s’han realitzat a llaç tancat i amb el doble control

tensió-corrent explicat anteriorment. I per últim comprovar la resposta transitòria del circuit amb l’ajuda de la càrrega

activa com també dels riçats en les senyals que correspongui.


61

3.2 Proves inicials i posada a punt.

Aquest apartat ens mostrarà les principals formes d’ona del convertidor aplicades a una càrrega resistiva de 3.2Ω i amb funcionament de un sol Mosfet (T1). 3.2.1 Senyals del convertidor.

Per començar, a la figura 38 es veuen totes les senyals continues del convertidor, o

sigui, el valor d’entrada, el de sortida i el d’alimentació. L’addició del condensador electrolític de 470µF a l’alimentació de control ha estat

clau per a filtrar les components de soroll que ens arribaven de la sortida.

Figura 38: Ch1:Vcc Ch2:Vin

Ch3:Vout Una altre gràfica d’interès és la corresponent a la tensió en borns del condensador

de Bootstrap (C17) així com la senyal de dispar del Mosfet.


62

Figura 39: Ch1:Vb Ch2:Ho driver buck

Ch3:Vs La senyal Vb com ens mostra el plànol 4.3 correspon a un dels extrems del

condensador de Bootstrap, més concretament a l’extrem connectat a alimentació a través del díode (D9). Mentre el Mosfet no condueix, aquesta senyal hauria de correspondre a la tensió d’alimentació, com es veu a la figura 2 (C1 Low) mentre que el seu valor màxim correspon a l’instant de commutació del díode i aquest té el valor de l’alimentació més la tensió d’entrada (C1 Max). Aquest valor és lleugerament superior (hauria de ser de aproximadament 55V en lloc de 62.8) degut als pics de commutació.

La senyal Vs corresponent al Ch3 pertany a l’altre extrem del condensador C17 que

està connectat al sortidor del Mosfet. En conducció del Mosfet, Vs = Vin o sigui 42V i quan està en tall Vs = 0 ja que en aquest cas el corrent circula per el díode schottky D2.

Referent a la tensió de sortida del driver (Ch2), com ja es va explicar anteriorment,

aquesta té el valor de Vb quan està en conducció i Vs quan està en tall provocant així una tensió de sortida del driver de 55V. (veure figura 39)


63

3.2.2 Senyals de control.

En aquest apartat seguirem les senyals de control començant per el PWM i sensor de corrent, a continuació mostrarem la senyal de sortida del PWM i la funció de l’inversor i finalment veurem les senyals corresponents al driver.

A la figura 3 es mostren les senyals del control de tensió del PWM corresponents a

la senyal d’entrada i de sortida del amplificador d’error (Vfb i Vcomp respectivament) i també la senyal de referència de 5V que utilitza el sensor de corrent per a establir l’offset. Tots aquests valors estan demostrats teòricament a l’apartat 2.2.9 de la memòria de càlcul.

Figura 40: Ch1:Vfb

Ch2:Vref Ch3:Vcomp

S’observa clarament l’efecte de la commutació dels transistors, provocant així uns

pics indesitjables. Més endavant i amb l’ajuda de condensadors de desacoblament, aconseguirem reduir aquests sorolls d’alta freqüència.

A continuació els mostrarem la tensió de sortida del sensor de corrent (INA170)

que és la senyal que es compara amb la senyal Vcomp un cop adequada per el PWM (veure aparat 2.2.9.2). En aquest cas també es mostra la tensió de sortida del convertidor per el canal 2.


64

Figura 41: Ch1:Vout INA170

Ch2:Vout Un cop conegudes les senyals d’entrada del PWM analitzarem les de sortida. A la figura 42 es demostra la velocitat de conversió del inversor emprant la

configuració explicada a l’apartat 1.5.5 de la memòria descriptiva.

Figura 42: Ch1:Vout PWM = Vin driver Buck Ch2:Vout inversor = Vin driver Boost

No tindrem en compte els retards introduïts per els drivers ja que ambdós

configuracions són idèntiques i ens afegiran el mateix retard.


65

A la següent figura observem la sortida del driver buck i com a principal comentari, la pendent de caiguda de la senyal, que triga aproximadament 400ns TpHL o sigui per passar de nivell alt a baix. L’altre senyal correspon a la sortida del driver Boost tot i que no estigui el Mosfet connectat. Cal dir que aquesta sortida ja té un retard afegit per això que trigui aproximadament 100ns en pujar.

Figura 43: Ch1:Vout driver Buck

Ch2:.Vout driver Boost Això ens obliga a afegir una xarxa analògica de retard per a evitar la conducció dels

dos Mosfets alhora. Més endavant a la figura 47 els hi mostrarem la senyal de porta dels dos Mosfets ja en ple funcionament i amb els retards afegits.

Per últim farem una mesura de la tensió de porta respecte el sortidor del Mosfet

Buck VGS mitjançant les operacions matemàtiques del oscil·loscopi. (figura 44) S’observa per el canal 4 com la tensió porta sortidor és aproximadament 16V valors

que estan dintre dels marges donats a les especificacions del fabricant [12V-18V]. (veure annex 7.2)


66

Figura 44: Ch1:VG Ch2:VS Ch3:Vo Ch4:Ch1-Ch2 = VGS

Amb l’ajuda del display de la font i dels valors mesurats al laboratori, obtenim:

Observem que el valor de Io mesurat correspon molt aproximadament al guany del

sensor de corrent a la seva sortida VoINA170 que en aquest cas és de valor segons figura 41 de 612.7mV. Per calcular la corrent de sortida (veure apartat 2.2.9.3):

AAmVmV

AmVrGuanySensomVoffsetmVmV

48.4508.425/7.112/25

7.112)(5007.612

≈==

=−

Per a calcular el rendiment del convertidor treballant només amb un Mosfet tindrem

en compte la lectura de la sonda de corrent (4.48A) WIVP INININ 38.79=⋅= WIVP OOO 72.62=⋅= %01.79=η Cal dir també que no estem treballant a càrrega màxima tal i com ha estat dissenyat

aquest convertidor. És de suposar que amb una càrrega de 2.2Ω el rendiment augmentarà. Això ho veurem al següent apartat.

Més endavant compararem aquest resultat amb l’obtingut treballant amb els dos

Mosfets.

VV

VV

O

IN

14

42

==

AI

AI

O

IN

48.4

89.1

==


67

3.3 Mesures síncrones.

3.3.1 Càrrega de 3.2Ω. En aquest apartat acabarem de mostrar les gràfiques que no es mostraren a l’apartat

3.2, corresponents al funcionament síncron del convertidor. Aquestes corresponen principalment a les referides al Mosfet Boost (T2) i a la senyal de dispar dels Mosfets i els seus retards corresponents.

Començarem amb les senyals referides al Mosfet Boost ara ja en funcionament.

Figura 45: Ch1:Vb Boost Ch2:Vs Boost Ch3:Vout

La interpretació de la figura 45 és força complicada ja que a simple vista sembla

errònia. La tensió Vb com ja hem dit en el cas del Mosfet Buck correspon a la tensió d’alimentació Vcc més la tensió que hi ha al drenador quan aquest commuta però resulta que en aquest instant el Mosfet Buck està tallat i al seu sortidor (Drenador del Boost) la tensió és zero. Com a conseqüència la tensió Vb s’hauria de mantenir a Vcc tota l’estona.

Al Ch2 hi tenim la senyal Vs que al estar connectada a terra té valor mig igual a

zero però amb els mateixos pics de commutació que Vb.

La següent gràfica correspon a la tensió en borns del Mosfet Boost. (figura 46)


68

Figura 46: Ch1:Vdrenador Boost Ch2:Vsortidor Boost Ch3:Vout S’observa com la senyal de drenador correspon a la del sortidor del Buck com era

d’esperar. A continuació es mostra la senyal de dispar dels dos transistors amb els retards

afegits desprès de fer moltes proves.

Figura 47: Ch1:Ho Buck Ch2:Ho Boost Ch3:Vout És interessant observar l’amplitud de la senyal del canal 2 que com era d’esperar

per la descàrrega del condensador de Bootstrap (veure figura 45), correspon a la tensió d’alimentació.

El retard elegit en el cas del Mosfet Buck ha estat de 4.7k+680pF i el del Mosfet

Boost de 4.7k+1nF. En ambdós casos també s’han afegit uns díodes de commutació ràpida per a ajudar a la descàrrega del condensador. (figura 48)


69

Figura 48: Retards Cal comentar que per eliminar el pic que es produeix a la baixada de la senyal de

sortida del driver Boost hauríem d’augmentar encara més el retard però no s’ha fet degut a que aquest pic no era detectat com un flanc de pujada per el Mosfet i no ho vàrem creure necessari. També haguérem perdut rendiment ja que la zona en que els dos Mosfets estarien tallats hagués augmentat produint que el corrent circulés per el díode, que té unes pèrdues de conducció majors que les del Mosfet.

En aquest cas ja no mostrarem un altre cop les senyals de control ja que són

idèntiques a les extretes només amb un Mosfet però el que si mostrarem ara serà una gràfica per a poder comparar el rendiment obtingut amb la rectificació síncrona respecte al obtingut anteriorment amb un sòl Mosfet.

Figura 49: Ch1:Vin Ch2:Iin Ch3:Vout Ch4:Iout

Amb els valors obtinguts a la figura 49 i validant que siguin els mateixos que ens

proporciona la font (en el cas de Vin i Iin) obtenim que: Remarcar que el rendiment treballant ambdós Mosfets ha augmentat un 3.2%

respecte amb un sòl Mosfet.

%27.8285.142

56.402.14=

⋅⋅

==IN

O

PP

η


70

3.3.2 Proves a Potència màxima 2.2Ω. A partir d’ara i en els següents apartats farem un petit estudi teòric de les variables

que més tard obtindrem de les simulacions i així poder comparar-les. Amb les especificacions del circuit procedirem a fer aquest petit estudi en aquest

cas a potència màxima.

WPP OIN 100==

AVP

IO

OO 14.7== A

VP

IIN

ININ 38.2==

Ω== 96.1O

OO I

VR

Per disponibilitat de resistències de potència elegim Rout=2.2ohm. Tot seguit

recalcularem els valors:

AVP

I

WPP

ARV

I

IN

ININ

INO

O

OO

12.2

1.89

36.6

==

==

==

Tensió de sortida del sensor de corrent:

mVK

RRIVV LsO

offsetOINA 6591170 =

⋅⋅+=

A partir d’ara validarem tots els valors de l’estudi teòric amb els de les gràfiques

obtingudes. No comentarem les gràfiques corresponents a les senyals de control ja que en tots els casos són molt semblants.

Començarem mostrant les senyals d’entrada, sortida i alimentació:


71

Figura 50: Ch1:Vin Ch2:Vout Ch3:Vcc Observem a la figura 50 les senyals molt més “netes” degut a la mesura limitant

l’ample de banda fins a 20MHz amb l’ajut de l’oscil·loscopi.

Figura 51: Ch1:Vout INA 170 La figura 51 correspon a la sortida del sensor de corrent que correspon exactament

al valor calculat teòricament 659mV. D’aquesta gràfica també podem validar el riçat de corrent a l’inductor a partir del guany del sensor (25mV/A). A la gràfica s’observa com l’amplitud de la senyal és de 28mV que correspon a una variació de corrent a la bobina de 1.12A, valor inferior als 1.4A que especificava el muntatge.

La següent figura ens mostra la senyal de dispar d’ambdós Mosfets junt amb la

senyal de sortida del PWM. S’observa clarament el retard tan del driver com principalment el retard afegit, que s’aproxima a 1µs.


72

Figura 52: Ch1:Vo PWM Ch2:Ho Buck Ch3:Ho Boost

I per finalitzar amb l’apartat comprovarem el rendiment del convertidor:

Figura 53: Ch1:Vin Ch2:Iin

Ch3:Vout Ch4:Iout

Tal i com hem fet amb la càrrega de 3.2Ω en l’apartat 3.3.1, i amb l’ajuda dels valors de la figura 53, calcularem el rendiment del convertidor.

Comentar que el rendiment ha augmentat en 0.5% respecte al obtingut treballant

amb una càrrega de 3.2Ω. Això es degut a que el convertidor ha estat dissenyat per a treballar en el marge de valors que s’especifiquen. Probablement si mesuréssim amb una càrrega de 2Ω en lloc de 2.2Ω obtindríem encara un rendiment lleugerament més elevat. Cal observar que el valor de potència d’entrada 111.1W és bastant superior al desitjat 100W.

%73.8213.11194.91

646.242572.699.13

==⋅

⋅==

WW

PP

IN

Oη


73

3.3.3 Proves a Potència mínima. Aquest apartat es realitza amb la finalitat de comprovar que treballant molt per sota

de la potència del convertidor, aquest no entri a treballar en mode discontinu i que el sistema de control continuï sensant la corrent de sortida del convertidor encara que aquesta vagui en sentit contrari.

Més concretament intentem que la senyal triangular del sensor de corrent creui la

línia d’offset de 500mV per comprovar la bidireccionalitat. Per a que això es produeixi, forcem a que la corrent de sortida sigui inferior a 1A, que amb el guany del sensor 25mV/A i el riçat de corrent a la bobina, ens fes creuar l’offset.

Com en els apartats anteriors farem un petit estudi teòric:

AVPI

IVR

PWVARIP

IN

ININ

O

OO

INOOO

33.0

14

14141

==

Ω>=

==⋅=⋅=

Per disponibilitat de càrregues de potència farem proves amb una càrrega de 14.4Ω

i amb una de 20Ω. Tot seguit farem els càlculs de les variables per ambdues càrregues.

mVV

AIVV

WPP

ARVI

VV

R

OINA

IN

IN

INO

O

OO

O

O

3.524

324.042

61.13

972.0

14

4.14

170 ===

==

==

=

Ω=

mVVAI

VV

WPP

ARVI

VV

R

OINA

IN

IN

INO

O

OO

O

O

5.517233.0

42

8.9

7.0

14

20

170 ===

==

==

=

Ω=


74

3.3.3.1 Càrrega de 14.4Ω. A partir d’ara ja no verificarem senyals com les d’entrada, alimentació ni tampoc

les dels extrems del condensador de Bootstrap ja que ja s’han mostrat als apartats anteriors. Ens centrarem en les senyals que ens demostren directament els càlculs corresponents a aquesta càrrega.

En primer lloc comprovarem la senyal de sortida dels sensor de corrent.(Figura 54)

Figura 54: Ch1:Vout INA 170 Primerament s’observa el valor mig (C1 Mean 527.8mV) que correspon

aproximadament al de l’estudi 524.3mV. En aquest cas es d’esperar que la corrent de sortida sigui major a la de l’estudi previ (0.972A) ja que, per el guany de corrent, aquest correspondria a: 527.8mV-500mV=27.8mV/25mV = 1.11A

En aquest cas, l’amplitud de la tensió (C1 Ampl) no està mesurada amb exactitud

encara que mesurant directament sobre la gràfica, observem que la senyal té una amplitud aproximada de 50mV que corresponen a 2A de variació de corrent de sortida pic a pic. Valor massa just per comprovar la bidireccionalitat del convertidor.

També comentar que no es pot comprovar amb claredat si la senyal creua la línia

d’offset abans comentada. Per això farem proves amb una càrrega encara més petita 20Ω. (apartat 3.3.3.2).


75

En aquest apartat ens ha semblat convenient mostrar la següent figura, que amb un escalat de temps més gran, permet a l’oscil·loscopi calcular el cicle de treball de cada Mosfet. (figura 55)

Figura 55: Ch1:Vo Ch2:Ho Buck Ch3:Ho Boost En el canal 2 i de color verd s’observa la senyal de dispar del driver Buck amb un

cicle de treball de 33.075% i en el canal 3 i de color vermell tenim la senyal de dispar del driver Boost amb un cicle de treball de 61.375%. Al canal 1 tenim la tensió de sortida del convertidor.

Amb aquests valors podem calcular el temps en que els Mosfets no estan en

conducció ja que en teoria, la suma dels dos cicles de treball hauria de ser del 100%. En el nostre cas tenim que hi ha un 5.55% del període en que ni un ni l’altre estan en conducció. Això representa uns 555ns en que el dispositiu que conduirà serà el díode, produint que el rendiment disminueixi degut al augment de les pèrdues de conducció del díode.

Aquest temps està directament relacionat amb el retard afegit per a evitar la

conducció simultània dels mosfets. Per últim i com en cada apartat calcularem el rendiment del convertidor i

compararem els valors amb els calculats a l’apartat 3.3.3.


76


El principal efecte de treballar a potència mínima és l’augment de la corrent

d’entrada en comparació amb la teòrica. Aquest fet ens provoca un augment en la potència d’entrada que teòricament hauria de ser de 13.6W en lloc de 23.51W. Això ens porta, com era de suposar, a una brusca disminució del rendiment del convertidor.

La corrent de sortida com hem observat a la figura 54, és l’esperada,

aproximadament 1.1A, una mica per sobre de la calculada.

%56.6451.2318.15

56.099.41081.104.14

==⋅⋅

==WW

PP

IN

Oη


77

3.3.3.2 Càrrega de 20Ω. En aquest apartat en fixarem bàsicament en dues gràfiques, una corresponent a la

sortida del sensor de corrent i l’altre per al càlcul del rendiment. Validarem els resultats obtinguts amb els de l’apartat 3.3.3 com ja hem fet anteriorment.

Figura 57: Ch1:Vout INA 170 El valor mig de la senyal, com indica (C1 Mean 519.1mV) continua essent superior

al calculat teòricament (517.5mV) i l’amplitud del senyal mirant la figura 20 , s’aproxima als 60mV. Aquest valor equival a una variació de corrent de sortida de 2.4A pic a pic i com en aquest cas tenim 0.8A de sortida, és evident que la corrent creua per zero i no entra en mode discontinu a on la corrent s’anul·laria per a valors inferiors a zero.

En aquest cas la corrent de sortida varia de direcció provocant així que entrin a

treballar els dos díodes paral·lels als Mosfets manenint perfectament la tensió a la sortida del convertidor.

També citar que en aquestes proves a potència mínima, l’amplitud de la senyal del

sensor de corrent, o el que be a ser el mateix, l’amplitud de la corrent de sortida, a anat augmentant a mida que augmentàvem la càrrega de sortida.


78

A la figura 58 tenim els valors que ens permetran calcular el rendiment en aquest cas.


Al augmentar més la càrrega, la diferència entre el corrent d’entrada teòric

(233mA) i el pràctic (463.7mA) encara és més gran que a l’apartat 3.3.3.1. És d’esperar llavors que el rendiment encara sigui menor.

El corrent de sortida teòric (700mA) i el pràctic (811mA) es corresponen. Es confirma d’aquesta manera que el rendiment disminueix a mida que treballem a

menor potència. També es verifica que el convertidor no entra a treballar en mode discontinu, propòsit inicial que havíem establert.

%32.5848.1936.11

7.46301.4281101.14

==⋅⋅

==WW

mm

PP

IN

Oη


79

3.4 Proves amb Variació de Càrrega. La finalitat d’aquest apartat és la d’analitzar la resposta transitòria del circuit i

també la del control si estant en un punt de treball que aproximadament Pin=Pout=50W, es produeixi una variació de corrent a la sortida tal que el convertidor entri a treballar a potència màxima.

Aquesta absorció de corrent es farà mitjançant una càrrega activa Hewlett Packard

funcionant en mode corrent. També aprofitarem l’apartat per validar una de les condicions que ens proposàvem

al començar. Comprovarem que la variació de la tensió de sortida sigui inferior a 1% de la mateixa (∆Vo<140mV).

Treballant amb una potència de 50W ens correspondria tenir una resistència de

càrrega de 3.9Ω i per disponibilitat hem realitzat l’apartat amb una resistència de 4.4Ω. Els valors teòrics de les variables amb aquesta resistència són els següents:

WPP

R

OIN

O

55.44

4.4

==Ω=

AI

AI

O

IN

18.3

06.1

==

VV

VV

O

IN

14

42

==

La corrent de sortida treballant a càrrega màxima (100W) seria d’aproximadament

7,1A i la corrent de sortida amb la càrrega elegida és de 3.18A i com la corrent de sortida serà la suma de la que creui la càrrega més la que absorbeixi la càrrega activa tenim un marge de 3.9A que absorbirà la càrrega activa.

Per seguretat i com hem comprovat anteriorment que el corrent real a la càrrega

sempre és superior al teòric, hem programat la càrrega activa per a que absorbeixi 3.5A. Per altre banda tenim que la constant de temps del PI és de 0.33ms i el temps

d’establiment de la senyal hauria d’ésser inferior a quatre vegades la constant de temps, 4τ=1.32ms

Coneixent aquest valors, programarem la freqüència de la càrrega activa, tal que la

meitat del període correspongui a un valor una mica superior als 1.32ms. En el nostre cas la freqüència de la càrrega activa s’ha configurat a 250Hz amb un període corresponent de 4ms. Cada període, la càrrega absorbirà i cedirà 3.5A amb el que disposa de 2ms per a que la senyal torni a ser estable.

A continuació es mostren totes les gràfiques associades a aquest apartat.


80

Primerament comprovarem el funcionament de la càrrega activa visualitzant també els valors de corrent tant a l’entrada com a la sortida.

Figura 59: Ch1:Vin Ch2:Vout Ch3:Iout Observem a la figura 59 la senyal quadrada corresponent a la corrent de sortida del

convertidor a on es produeix una absorció de 3.5A tal i com s’havia programat a la càrrega activa. Els valors de corrent de sortida (C3 High i C3 Low) són inferiors als calculats teòricament. Per a altre banda s’ha d’observar com l’absorció de la carrega (flanc de pujada) i l’oposat (flanc de baixada) són completament verticals ja que és la càrrega activa la que actua directament sobre aquesta senyal.

Figura 60: Ch1:Vin Ch2:Vout Ch3:Iin


81

A la figura 60 l’única diferencia gràfica observable és el flanc de pujada i de baixada de la corrent d’entrada. Aquests no són ideals ja que és la font la que adequa el corrent d’entrada respecte a una variació de càrrega determinada. Evidentment també varien els valors de corrent (C3 High i C3 Low) que són molt aproximats als calculats teòricament, sensiblement més grans.

A continuació verificarem gràficament que la variació de tensió a la sortida és

inferior als 140mV

Figura 61: Ch1:Vout en alterna Ch2:Iout Ch3:Vout en continua

Com es pot observar per el canal 1 mesurant en mode altern, l’amplitud de la tensió

de sortida no supera els 43mV (C1 Pk-Pk). Així es compleix l’especificació que requeria el nostre convertidor.

Tot seguit demostrarem que el fet de treballar a mitja o màxima potència no afecta

a la variació de la tensió de sortida (veure figura 62). Mentre la corrent de sortida està a nivell alt (C3 High) el convertidor està treballant

a màxima potència i mentre la corrent de sortida està a nivell baix (C3 Low), el convertidor treballa a 50Waproximadament. En ambdós casos s’observa que l’amplitud no sembla superar 50mV, valor molt per sota dels requeriments màxims.


82

Figura 62: Ch1:Vout en alterna Ch2:Vout en continua Ch3:Iout En la següent figura es mostren les mateixes senyals anteriors amb un escalat de

temps més gran. Els resultats obtinguts són satisfactoris.

Figura 63: Ch1:Vout en alterna Ch2:Vout en continua Ch3:Iout


83

Per finalitzar l’apartat realitzarem la comprovació del temps d’establiment necessari per a que la sortida torni a ser l’adequada davant d’una pertorbació de càrrega. Com ja hem dit al principi d’aquest apartat, el temps d’establiment hauria de ser menor a 4t o sigui inferior a 1.32ms.

A la figura 64 observem l’instant d’absorció de corrent per part de la càrrega

activa. La tensió de sortida cau momentàniament provocant així un augment en la senyal d’error a la sortida de l’amplificador d’error. Aquesta senyal d’error a continuació es comparada amb la corrent sensada a la sortida i com aquesta ha augmentat degut a la càrrega activa, el resultat de la comparació dona lloc a un augment del cicle de treball tal que la tensió de sortida recuperi el seu estat òptim.

Figura 64: Ch1:Vout en alterna Ch2:Iout Ch3: Vout en continua Cal comentar també que a la gràfica s’observa perfectament el temps que triga la

senyal a estabilitzar-se i que aquest és d’aproximadament 900µs, valor inferior als 1320µs que havíem calculat. Considerem llavors que el sistema i el control són molt estables a pertorbacions de càrrega. Aquest és un dels objectius del projecte.

A la figura 65 observem el cas oposat a l’anterior. En aquest cas, la càrrega activa

deixa d’absorbir corrent i com era d’esperar la tensió de sortida augmenta. De manera anàloga al cas anterior el sistema de control es comporta adequadament obtenint així un resultat molt semblant a l’anterior.


84

Figura 65: Ch1:Vout en alterna Ch2:Iout Ch3: Vout en continua

És important comentar que l’única variació observable és a la component alterna de

la senyal perquè com s’observa a la component contínua de la tensió de sortida, aquesta te una escala massa gran com per a poder observar variacions.

És oportú també analitzar la impedància de sortida del circuit relacionada amb el

rebuig a pertorbacions de càrrega, gràcies als resultats obtinguts amb la càrrega activa. Observem que per una variació de corrent de sortida de 3.5A resulta una variació de tensió de sortida de 50mV com a màxim (dos quadres). Es verifica també que el rebuig a pertorbacions de càrrega sigui inferior als 40mΩ que es demanava.

Ω==∆∆= mA

mVI

VZO

OO 3.145.3

50


85

3.5 Conclusions. Gràcies a totes les proves realitzades al laboratori, hem pogut validar molts dels

requeriments que ens vam proposar al començament. A continuació citarem les conclusions extretes al finalitzar el projecte.

• Primerament vàrem realitzar el convertidor amb un sol transistor obtenint així resultats òptims i comprovant totes les senyals del convertidor. El rendiment, amb un càrrega de 3.2O, era del 79%. (veure apartat 3.2) • Un cop actuant amb rectificació síncrona, la disminució de pèrdues de conducció al díode ens augmenten el rendiment treballant amb la mateixa càrrega de 3.2O. El rendiment en aquest cas és del 82.2%, un 3.2% superior a l’anterior. (veure apartat 3.3.1) • Es verifica que el riçat de tensió a la càrrega és molt inferior al 1% de la tensió de sortida que requeríem. Hem calculat aproximadament entre 40mV i 50mV molt inferior als 140mV. (veure apartat 3.4) • A partir de la sortida del sensor de corrent hem obtingut el riçat de corrent a la bobina. Aquest valor augmenta conforme disminuïm la potència de treball. A potència màxima, amb una càrrega de 2.2O, el valor del riçat a la bobina era de 1.12A, valor inferior als requeriments 1.4A (un 20% de la corrent de sortida 7.14A) (veure apartat 3.3.2) • S’han utilitzat càrregues com per exemple 10O o 4.4O que no s’han explicat degut a la seva poca importància però que ens han estat útils per a realitzar la següent taula que ens mostra el rendiment del convertidor en mode síncron.

Teòricament Pràcticament Càrrega

(O) Iin(A) Iout(A) Pin=Pout(W) Iin(A) Pin(W) Iout(A) Pout(W) ?(%) 2.2 2.11 6.36 89 2.65 111.13 6.57 91.94 82.73 3.2 1.46 4.37 61.25 1.85 77.7 4.56 63.84 82.27 4.4 1.06 3.18 44.55 1.35 56.7 3.24 45.36 80 10 480m 1.4 20 709.3m 29.8 1.51 21 70.66

14.4 324m 972m 13.61 560m 23.51 1.08 15.18 64.56 20 233m 700m 9.8 464m 19.48 811m 11.36 58.32

Figura 66: Taula de rendiments del convertidor en mode síncron.

• Gràcies a les proves amb la càrrega activa hem verificat que el rebuig de pertorbacions de càrrega fos inferior al previst 40mO. Més concretament hem obtingut un valor de 14.3mO. (veure apartat 3.4)


86

• També hem comprovat com el temps d’establiment davant d’una variació de càrrega fos inferior a quatre vegades la constant de temps del compensador PI. Hem calculat que trigava aproximadament 900µs en estabilitzar-se, valor inferior als 1320µs teòrics. Verifiquem el bon comportament dinàmic del sistema. (veure apartat 3.4) • A l’apartat on es força al convertidor a treballar a potència mínima, més concretament amb una càrrega de 20Ω, es verifica la bidireccionalitat del corrent mantenint el correcte funcionament del convertidor. • Hem verificat tots els valors que ens ha estat possible tot i que el tipus d’anàlisi que el circuit requeria ha estat realitzat a [1]



Convertidor Buck Reversible Plànols.

87

4- PLÀNOLS.

Convertidor Buck Reversible Plànols.

88

ÍNDEX PLÀNOLS. 4 Plànols...................................................................................................87 4.1 Planta........................................................................................................................89 4.2 Regulador PWM.......................................................................................................90 4.3 Driver........................................................................................................................91 4.4 Inversor de Senyal....................................................................................................92 4.5 Sensor de Corrent.....................................................................................................93 4.6 Alimentació de Control. ..........................................................................................94 4.7 Placa Muntatge.........................................................................................................95

89

4.1 Planta.

Size A4 Disp Rev 0

Title PLANTA

Date JUNY 2004

90

4.2 Regulador PWM

Size A4 Disp UC3843 Rev 0

Title Regulador PWM

Date JUNY 2004

91

4.3 Driver.

Size A4 Disp IR2125 Rev 0

Title DRIVER

Date JUNY 2004

92

4.4 Inversor de Senyal.

Size A4 Disp HCF4007UBEY Rev 0

Title INVERSOR DE SENYAL

Date JUNY 2004

93

4.5 Sensor de Corrent.

Size A4 Disp INA170 Rev 0

Title SENSOR DE CORRENT

Date JUNY 2004

94

4.6 Alimentacio Control.

Size A4 Disp LM7812 Rev 0

TitleALIMENTACIÓ CONTROL

Date JUNY 2004

95

4.7 Placa Muntatge.

Size A4 Disp Rev 0

Title PLACA MUNTATGE

Date JUNY 2004

Convertidor Buck Reversible Pressupost.

96

5- PRESSUPOST.


97

ÍNDEX PRESSUPOST. 5 Pressupost..............................................................................................96 5.1 Amidaments..............................................................................................................98 5.2 Preus unitaris............................................................................................................99 5.3 Aplicació de preus..................................................................................................100 5.4 Resum del pressupost.............................................................................................102

5.4.1 Pressupost d’execució material...................................................................102 5.4.2 Pressupost d’execució per contrata.............................................................103 5.4.3 Pressupost global........................................................................................104


98

5 Pressupost. 5.1 Amidaments.

NOMBRE DESCRIPCIÓ DENOMINACIÓ QUANTITAT 1 Cable de coure diàmetre 0.3mm 18m 2 Condensador ceràmic 330pF C6,C12 3u 3 Condensador ceràmic 680pF C13 1u 4 Condensador ceràmic 1nF C14 1u 5 Condensador ceràmic 3.3nF C8 (Ct) 1u 6 Condensador ceràmic multicapa 1uF C10 1u

7 Condensador ceràmic multicapa SIEMENS 3.3uF

C17,C19,C9,C10,C11,C16,C18 7u

8 Condensador electrolític 100uF C4,C20,C21 3u 9 Condensador electrolític 470uF C1,C22 2u

10 Condensador electrolític 1500uF C5 1u 11 Condensador plàstic polièster 1nF C3 2u 12 Condensador plàstic polièster 10nF C7,C2,C3 4u

13 Condensador plàstic polièster 100nF C9,C10,C11,C15,C16,C18,C20 7u

14 Condensador plàstic polièster 220nF C20 1u

15 Condensador polièster metal·litzat EVOX MMK 22u 63V C23 2u

16 Díode bipolar 1N4148 D8,D9,D10,D11 4u 17 Díode potència IN4007 D3,D4,D5 3u 18 Díode Schottky 8TQ100 D1,D2 2u 19 Disipadors 4u 20 Driver IR2125 2u 21 Inversor MOS HCF4007UBEY 1u

22 Nucli 77438-A7 "Kool Mu Powder Cores" MAGNETICS L1,L2 2u

23 Porta encapsulat D.I.L 8 pins 3u 24 Porta encapsulat D.I.L 14 pins 1u 25 Potenciómetre multivolta 1k R7 1u 26 Regulador Lineal LM7812 1u 27 Regulador PWM UC3843 1u 28 Resistència de carbó 2.5 1/4W R15 1u 29 Resistència de carbó 2.8 1/4W R1 1u 30 Resistència de carbó 5.3 1/4W R2 1u 31 Resistència de carbó 5 1/4W R3 1u 32 Resistència de carbó 5.5 1/4W R16 1u


99

33 Resistència de carbó 4.7k 1/4W R6,R13,R14 3u 34 Resistència de carbó 1.2k 1/4W R8 1u 35 Resistència de carbó 33k 1/4W R9 1u 36 Resistència de carbó 5.6k 1/4W R10 1u 37 Resistència de carbó 47k 1/4W R10 1u 38 Resistència de carbó 10k 1/4W R11 1u 39 Resistència de carbó 1k 1/4W R12 1u 40 Resistencies de potència 1ohm Càrrega 1u 41 Resistencies de potència 2.2ohm Càrrega 2u 42 Resistències de potència 10ohm Càrrega 2u 43 Resistència de sensat 25m R4,R5 1u 44 Sensor Corrent INA170 1u 45 Transistor MOSFET STP75NE75 2u

5.2 Preus unitaris.

NOMBRE DESCRIPCIÓ PREU UNITARI (∈)

1 Cable de coure diàmetre 0.3mm 0.02 2 Condensador ceràmic 330pF 0.18 3 Condensador ceràmic 680pF 0.12 4 Condensador ceràmic 1nF 0.30 5 Condensador ceràmic 3.3nF 0.19 6 Condensador ceràmic multicapa 1uF 0.61 7 Condensador ceràmic multicapa SIEMENS 3.3uF 1.05 8 Condensador electrolític 100uF 50V 0.16 9 Condensador electrolític 470uF 35V 0.37

10 Condensador electrolític 1500uF 63V 2.18 11 Condensador plàstic polièster 1nF 0.17 12 Condensador plàstic polièster 10nF 0.19 13 Condensador plàstic polièster 100nF 0.12 14 Condensador plàstic polièster 220nF 0.24 15 Condensador polièster metal·litzat EVOX MMK 22u 63V 3.65 16 Díode bipolar 1N4148 0.03 17 Díode potència 1N4007 0.05 18 Díode Schottky 8TQ100 3.69 19 Disipadors 1.50 20 Driver IR2125 6.84 21 Inversor MOS HCF4007UBEY 0.27


100

22 Nucli 77438-A7 "Kool Mu Powder Cores" MAGNETICS 4.46

23 Porta encapsulat D.I.L 8 pins 0.20 24 Porta encapsulat D.I.L 14 pins 0.30 25 Potenciómetre multivolta 1k 1.60 26 Regulador Lineal LM7812 0.45 27 Regulador PWM UC3843 2.98 28 Resistència de carbó 2.5 1/4W 0.05 29 Resistència de carbó 2.8 1/4W 0.05 30 Resistència de carbó 5.3 1/4W 0.05 31 Resistència de carbó 5 1/4W 0.05 32 Resistència de carbó 5.5 1/4W 0.05 33 Resistència de carbó 4.7k 1/4W 0.05 34 Resistència de carbó 1.2k 1/4W 0.05 35 Resistència de carbó 33k 1/4W 0.05 36 Resistència de carbó 5.6k 1/4W 0.05 37 Resistència de carbó 47k 1/4W 0.05 38 Resistència de carbó 10k 1/4W 0.05 39 Resistència de carbó 1k 1/4W 0.05 40 Resistències de potència 1ohm MEGGIT 200W 13.71 41 Resistències de potència 2.2ohm MEGGIT 200W 13.71 42 Resistències de potència 10ohm MEGGIT 200W 13.71 43 Resistència de sensat 25m 0.80 44 Sensor Corrent INA170 1.25 45 Transistor MOSFET STP75NE75 3.10

5.3 Aplicació de Preus.

NOMBRE DESCRIPCIÓ QUANTITAT PREU

UNITARI (∈)

TOTAL (∈)

1 Cable de coure diàmetre 0.3mm 18m 0.02 0.36 2 Condensador ceràmic 330pF 3u 0.18 0.54

3 Condensador ceràmic 680pF 1u 0.12 0.12 4 Condensador ceràmic 1nF 1u 0.30 0.3 5 Condensador ceràmic 3.3nF 1u 0.19 0.19 6 Condensador ceràmic multicapa 1uF 1u 0.61 0.61

7 Condensador ceràmic multicapa SIEMENS 3.3uF 7u 1.05 7.35


101

8 Condensador electrolític 100uF 3u 0.16 0.48 9 Condensador electrolític 470uF 2u 0.37 0.74

10 Condensador electrolític 1500uF 1u 2.18 2.18 11 Condensador plàstic polièster 1nF 2u 0.17 0.34 12 Condensador plàstic polièster 10nF 4u 0.19 0.76 13 Condensador plàstic polièster 100nF 7u 0.12 0.84 14 Condensador plàstic polièster 220nF 1u 0.24 0.24

15 Condensador polièster metal·litzat EVOX MMK 22u 63V 2u 3.65 7.3

16 Díode bipolar 1N4148 4u 0.03 0.12 17 Díode potència IN4007 3u 0.05 0.15 18 Díode Schottky 8TQ100 2u 3.69 7.38 19 Disipadors 4u 1.50 6 20 Driver IR2125 2u 6.84 13.68 21 Inversor MOS HCF4007UBEY 1u 0.27 0.27

22 Nucli 77438-A7 "Kool Mu Powder Cores" MAGNETICS 2u 4.46 8.92

23 Porta encapsulat D.I.L 8 pins 3u 0.20 0.6 24 Porta encapsulat D.I.L 14 pins 1u 0.30 0.3 25 Potenciómetre multivolta 1k 1u 1.60 1.6 26 Regulador Lineal LM7812 1u 0.45 0.45 27 Regulador PWM UC3843 1u 2.98 2.98 28 Resistència de carbó 2.5 1/4W 1u 0.05 0.05 29 Resistència de carbó 2.8 1/4W 1u 0.05 0.05 30 Resistència de carbó 5.3 1/4W 1u 0.05 0.05 31 Resistència de carbó 5 1/4W 1u 0.05 0.05 32 Resistència de carbó 5.5 1/4W 1u 0.05 0.05 33 Resistència de carbó 4.7k 1/4W 3u 0.05 0.15 34 Resistència de carbó 1.2k 1/4W 1u 0.05 0.05 35 Resistència de carbó 33k 1/4W 1u 0.05 0.05 36 Resistència de carbó 5.6k 1/4W 1u 0.05 0.05 37 Resistència de carbó 47k 1/4W 1u 0.05 0.05 38 Resistència de carbó 10k 1/4W 1u 0.05 0.05 39 Resistència de carbó 1k 1/4W 1u 0.05 0.05 40 Resistències de potència 1ohm 1u 13.71 13.71 41 Resistències de potència 2.2ohm 2u 13.71 27.42 42 Resistències de potència 10ohm 2u 13.71 27.42 43 Resistència de sensat 25m 1u 0.80 0.8 44 Sensor Corrent INA170 1u 1.25 1.25 45 Transistor MOSFET STP75NE75 2u 3.10 6.2


102

5.4 Resum del Pressupost. 5.4.1 Pressupost d’Execució Material.

DENOMINACIÓ QUANTITAT PREU (∈) Convertidor Buck amb

Filtre d’Entrada 1 142.3

TOTAL 142.3

El pressupost d’execució material ascendeix a CENT QUARANTA-DOS EUROS

AMB 3 CÈNTIMS D’EURO




103

5.4.2 Pressupost d’Execució per Contrata.

PRESSUPOST D’EXECUCIÓ MATERIAL 142.3 ∈

10% BENEFICI INDUSTRIAL 14.2 ∈ 15% DESPESES GENERALS 21.35 ∈ TOTAL 177.85 ∈

El pressupost d’execució per contrata ascendeix a CENT SETANTA-SET EUROS AMB VUITANTA-CINC CÈNTIMS D’EURO

TARRAGONA 20 DE JUNY DEL 2004

L’INGENIER TÈCNIC INDUSTRIAL



104

5.4.3 Pressupost Global . PRESSUPOST D’EXECUCIÓ PER CONTRATA 177.85 ∈

16% I.V.A 28.45 ∈ TOTAL 206.3 ∈

El pressupost global ascendeix a DOS-CENTS SIS EUROS AMB TRENTA CÈNTIMS D’EURO



Convertidor Buck Reversible Plec de Condicions.

105

6- PLEC DE CONDICIONS.


106

ÍNDEX PLEC DE CONDICIONS. 6 Plec de condicions...............................................................................105 6.1 Disposicions i Abast del Plec de Condicions.........................................................107

6.1.1 Objectiu del Plec de Condicions.................................................................107 6.1.2 Descripció del Procés.................................................................................108

6.2 Condicions dels Materials......................................................................................109

6.2.1 Especificacions Elèctriques........................................................................109

6.2.1.1 Requeriments del Dispositiu................................................................109 6.2.1.2 Conductors Elèctrics............................................................................109 6.2.1.3 Components Actius/Passius.................................................................110 6.2.1.4 Reglament electrotècnic de Baixa Tensió............................................110

6.2.2 Especificacions Mecàniques.......................................................................110 6.3 Condicions de l’Execució.......................................................................................111

6.3.1 Elecció i Compra del Material....................................................................111 6.3.2 Muntatge de l’Inductor...............................................................................111 6.3.3 Soldatge dels Components..........................................................................111

6.4 Condicions Facultatives.........................................................................................112 6.5 Conclusions............................................................................................................113


107

6 Plec de condicions. 6.1 Disposició i abast del plec de condicions. 6.1.1 Objectiu del plec de condicions.

L’objectiu del present projecte és el muntatge i verificació d’un convertidor

reductor orientat per a una possible aplicació com a convertidor elevador. Degut a això es realitza una rectificació síncrona per al dispar dels dos mosfets.

Es tracta d’un projecte, com ja hem dit anteriorment, d’investigació, això implica

que el prototip ha estat realitzat tenint en compte la disponibilitat de components del laboratori com també del seu cost econòmic i no pensant en una producció industrial del mateix. Si estigues sotmès a producció industrial s’haurien de tenir en compte aspectes com ara la mida, la vida del dispositiu i sobretot aspectes de seguretat com proteccions contra sobre tensions o curt circuits. Per suposat, en cas de fabricació múltiple, no seria problema el disseny d’una placa de circuit imprès PCB degut a la actual facilitat de disseny d’aquests circuits .

Per a una futura producció industrial, s’ha redactat aquest plec de condicions, que

ens servirà d’ajuda definint aspectes com els següents:

- Procés a seguir. - Característiques mínimes exigibles per als components i material usat. - Detalls de l’execució. - Programa d’obres.

Tot i la redacció d’aquest plec de condicions, si es presentés qualsevol dubte en la

realització o posta a punt del present convertidor, es recomana consultar amb el projectista.


108

6.1.2 Descripció del Procés. Seguidament detallarem les parts a seguir per a la realització d’aquest dispositiu

tenint en compte l’ordre d’execució de cada activitat i sense començar-ne una sense haver acabat l’anterior.

- Estudi de compatibilitat de dispositius. (només realitzat per el projectista

a l’hora de la realització del present projecte) - Compra de tots el dispositius i material necessari. - Construcció de l’inductor (Per a grans quantitats seria més factible

comprar-los fets.) - Fabricació de la placa de circuit imprès. - Muntatge dels components a la placa. - Comprovació del circuit. - Fabricació i muntatge d’un encapsat de protecció en cas que fos

necessari per al seu emplaçament. - Ficar en funcionament l’equip. - Controls de qualitat i fiabilitat. - Manteniment constant de l’equip per personal degudament format per a

realitzar aquesta tasca. Tot aquest procés haurà de ésser executat per personal que haurà de complir amb

totes les normes i condicions de seguretat que estableix la comunitat autònoma en concret o be les normes de les comunitats internacionals, que tinguin previstes per a la realització d’aquest muntatge. El projectista no es farà càrrec dels desperfectes ocasionats per el no compliment d’aquestes normes.


109

6.2 Condicions dels materials. A continuació detallem els requeriments mínims necessaris per a l’execució del

procés anterior.

6.2.1 Especificacions Elèctriques. 6.2.1.1 Requeriments del Dispositiu.

Els dispositiu haurà de complir les premisses detallades a la següent taula

Tensió d’entrada 42 V Tensió de sortida 14 V Càrrega 2,2Ω Variació de carrega ±∆50% Potència 100 W Freqüència de treball 100 kHz Component alterna 140 mV

Taula : Requeriments del dispositiu.

6.2.1.2 Conductors Elèctrics.

Els conductors utilitzats al prototip han estat els disponibles al laboratori però en cas de PCB serien tots interns a excepció dels de alimentació, terra i càrrega que estarien sotmesos a condicions externes amb tot el que això implica. El present prototip ha estat verificat en laboratori a on les condicions externes son molt òptimes. Això no implica que no pugui treballar fora d’aquest sinó que s’han de tenir en compte criteris de temperatura, altitud, latitud i d’altres si es el cas.

Els conductors tant d’alimentació com de càrrega i de terra tindran una secció de

3mm2 permeten així el pas de fins a aproximadament 9A segons [7].


110

6.2.1.3 Components Actius/Passius.

Tant els components actius com passius utilitzats al present projecte han estat els

disponibles tecnològicament al moment de la fabricació del dispositiu. Les característiques tècniques dels més importants han estat incluïdes a l’apartat 7: Annexes i explicades en part de tot el projecte.

6.2.1.4 Reglament electrotècnic de Baixa Tensió.

Tant la instal·lació com el funcionament del dispositiu hauran de complir els aspectes referents al Reglament Electrotècnic de Baixa Tensió en les normes que tinguin alguna relació.

Les normes del Reglament Electrotècnic més importants referides al nostre

dispositiu son les següents: - M.I.B.T.017 Prescripcions generals d’instal·lacions interiors o receptores. - M.I.B.T.029 Instal·lacions a petites tensions. - M.I.B.T.030 Instal·lacions a tensions especials. - M.I.B.T.031 Receptors. Transformadors i autotransformadors. Reactàncies

i rectificadors. Condensadors. - M.I.B.T.044 Normes d’obligat compliment : U.N.E

6.2.2 Especificacions Mecàniques. En aquest apartat tindrem en compte l’apartat de la memòria de càlcul referent al

muntatge de la bobina fixant-nos especialment en l’acoblament magnètic i també del possible muntatge en placa impresa que per exemple podria ésser de vidre de doble cara amb presensibilitazació positiva. No tractarem el procés de creació de la placa ja que aquest normalment el realitza personal ja qualificat per a fer-ho.


111

6.3 Condicions d’Execució.

6.3.1 Elecció i Compra del Material. El promotor o encarregat de la producció del/s dispositius haurà d’ésser

l’encarregat de disposar tant dels components com de la maquinaria necessària per a quan comenci el muntatge.

6.3.2 Muntatge de l’Inductor.

Per a procedir al bobinat de l’inductor es pot escollir varis diàmetres de cable de coure a elecció o disponibilitat. En el nostre cas hem fet servir un cable de coure soldable de 0.3mm. Per tal de trenar els cables, aquest es fixaran a un suport fix i des de l’altre extrem, amb l’ajuda d’un taladre a baixa velocitat, s’aniran trenant vigilant que no es facin nusos. Per acabar, s’enrotllarà al nucli intentant que quedi el màxim d’apressat al nucli possible.

6.3.3 Soldatge dels Components.

Existeixen varis mètodes per a unir conductors elèctrics, o el que és el mateix, per a realitzar una connexió elèctrica entre ells. El que nosaltres proposem i el que hem fet servir, degut a la seva seguretat, senzillesa i a l’hora rapidesa és la soldadura amb l’ajut d’una al·leació metàl·lica.

Aquest procés consisteix a unir dos o més conductors de tipus o forma no

necessàriament iguals mitjançant la fusió d’un tercer element conductor. Gràcies a aquesta fusió es forma un compost metàl·lic entre els conductors que al refredar-se a temperatura ambient i d’una manera molt ràpida, s’obtingui una unió rígida i duradora.

Per al procés de soldadura es requereix que les superfícies a unir estiguin netes

d’òxid o greix i alhora disposar del material necessari (soldador i estany) per a obtenir una soldadura de qualitat. Cal destacar la necessitat de precalentar els components a unir per a que la soldadura sigui més ràpida i anar amb compte amb els dispositius de control intentant evitar la seva soldadura directa, sinó al porta encapsulat.


112

6.4 Condicions Facultatives.

L’empresa contractant serà l’encarregada d’obtenir tots els permisos obligatoris necessaris per a la fabricació del dispositiu/s o la seva utilització. L’empresa contractista no es fa càrrec de les conseqüències derivades de no tenir els permisos.

L’empresa contractant no tindrà dret a reclamació de danys i prejudicis en cas de

retard en la producció justificat, sempre que aquest sigui aliè a l’empresa contractista. Els retards no justificats suposaran el pagament d’una multa equivalent al 6% del

valor total de fabricació per a cada fracció de temps que s’acordi al contracte. L’empresa contractista es compromet a proporcionar totes les facilitats possibles

per a que l’obra es realitzi d’una forma adequada. Es necessari que el dispositiu compleixi amb tots els requisits que el projecte

esmenta i qualsevol variació d’aquests haurà d’ésser consultada al projectista. Les característiques dels components a utilitzar seran les esmentades anteriorment

tant al mateix plec de condicions com a la resta de memòria, tenint en compte la seva col·locació i el seu posterior us.

La contractació d’aquest projecte es considerarà vàlida un cop les dues parts

implicades, propietat i contractista, es comprometin a concloure les clàusules del contracte, que haurà de ser firmat per ambdues parts un cop arribat a un acord.

Els serveis de l’empresa contractista es considerarà finalitzat un cop l’aparell entri

en funcionament i es comprovi que tot és correcte. El pressupost no inclou les possibles modificacions per a realitzar el procés com

tampoc despeses energètiques que aniran a càrrec del contractant. No serà responsabilitat del projectista el danys o conseqüències de no realitzar

comprovacions per part de l’empresa i que duguin a un us incorrecte de l’equip.


113

6.5 Conclusions. Les parts interessades manifesten que coneixent els termes d’aquest Plec de

Condicions i també de tot el projecte, estan d’acord amb tot el que es manifesta.



Convertidor Buck Reversible Annexes.

114

7- ANNEXES.


115

ÍNDEX ANNEXES. 7 Annexes...............................................................................................114 7.1 PWM......................................................................................................................116 7.2 Driver.....................................................................................................................122 7.3 Inversor de Senyal..................................................................................................126 7.4 Sensor de Corrent...................................................................................................133 7.5 Regulador Lineal....................................................................................................137 7.6 Interruptors de Potència..........................................................................................140


116

7.1 PWM


117


118


119


120


121


122

7.2 Driver.


123


124


125


126

7.3 Inversor.


127


128


129


130


131


132


133

7.4 Sensor de Corrent.


134


135


136


137

7.5 Regulador Lineal.


138


139


140

7.6 Interruptors de Potència.


141


142


143


144


145


146

Convertidor Buck Reversible amb Filtre d’Entrada i...

Documents

Transcript of Convertidor Buck Reversible amb Filtre d’Entrada i...