DISEÑO, SIMULACION Y CONSTRUCCION DE UN INVERSOR TRIFASICO...
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1 UNIVERSIDAD NACIONAL DEL CALLAO FACULTAD DE INGENIERIA ELECTRICA Y ELECTRONICA INFORME FINAL DEL PROYECTO DE INVESTIGACION DISEÑO, SIMULACION Y CONSTRUCCION DE UN INVERSOR TRIFASICO MULTINIVEL AUTOR: ING. RUSSELL CORDOVA RUIZ PERIODO DE EJECUCION 01 de marzo del 2011 al 29 de febrero del 2012 RESOLUCION DE APROBACION RR Nº 299-2011-R CALLAO 2012
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UNIVERSIDAD NACIONAL DEL CALLAO
FACULTAD DE INGENIERIA ELECTRICA Y ELECTRONICA
INFORME FINAL
DEL PROYECTO DE INVESTIGACION
DISEÑO, SIMULACION Y CONSTRUCCION DE UNINVERSOR TRIFASICO MULTINIVEL
AUTOR:
ING. RUSSELL CORDOVA RUIZ
PERIODO DE EJECUCION
01 de marzo del 2011 al 29 de febrero del 2012
RESOLUCION DE APROBACION
RR Nº 299-2011-R
CALLAO 2012
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INDICE
Resumen 4
I INTRODUCCION 6
1.1 Planteamiento del problema de investigación 6
1.2 Objetivos y alcance de la investigación 6
1.3 Importancia y justificación de la investigación 7
1.4 Formulación de la hipótesis 7
II MARCO TEORICO 9
2. Introducción 9
2.1 Los inversores Multinivel 10
2.2 Características de un inversor de cuatro etapas y ochenta y un niveles 12
2.3 Relaciones Matemáticas 17
2.4 Transistores de potencia 18
III MATERIALES Y METODOS 21
3 Diseño y construcción del prototipo 22
3.1 Introducción 22
3.1.1. Elección de Semiconductores y Circuito de Disparo 23
3.1.2. Características Técnicas del Prototipo 24
3.2 Diseño Térmico Circuito de Potencia 26
3
3.2.1. Diseño Térmico del Disipador 26
3.2.2. Diseño y Construcción del Disipador 27
3.3 Diseño y Construcción de la Tarjeta del Inversor 29
3.4 Diseño y Construcción de las Fuentes DC de los Esclavos 33
3.4.1 Diseño y Construcción de las Fuentes 33
3.4.2. Diseño Térmico de las Fuentes 35
3.5 Distribución de Componentes 36
3.6 Simulaciones del inversor 37
IV RESULTADOS 45
V DISCUSION 47
5.1 Conclusiones 47
5.2 Recomendaciones, perspectivas y continuidad del trabajo 49
BIBLIOGRAFIA 50
ANEXOS 52
4
RESUMEN
Este proyecto tiene como objetivo general diseñar un inversor trifásico
multinivel sencillo pero moderno.
La metodología utilizada consiste en una investigación bibliográfica de las
topologías de inversores más simples, seguida por una investigación de la teoría de
transistores de potencia y el método más adecuado de control.
Las técnicas de Modulación PWM (Pulse Width Modulation), usadas actualmente en casi
todos los convertidores estáticos, como compensadores de reactivos, accionamiento para
maquinas eléctricas, rectificadores de cuatro cuadrantes o filtros activos de potencia, no
generan una onda de voltaje y corriente perfectas. Una de las principales causas de este efecto
es la frecuencia de conmutación a la que trabajan los semiconductores.
Los inversores multinivel son inversores de última tecnología que pueden
generar corrientes o incluso voltajes sinusoidales con mucho menor contenido armónico. Si
el número de niveles es lo suficientemente alto, se puede obtener un voltaje (o corriente)
casi perfecto. Más aún, se puede modular en amplitud en vez de ancho de pulso (PWM), por
lo que las pérdidas generadas por las armónicas de corriente pueden ser eliminadas.
Además, la frecuencia de conmutación y el nivel de potencia de los semiconductores se
reducen considerablemente. Dentro del contexto de utilizar los inversores multinivel para
obtener un bajo contenido armónico, se diseñó, simulo y construyó un inversor trifásico de
81 niveles para controlar motores de corriente alterna. Este inversor consta de cuatro
puentes (un Maestro, y tres Esclavos), con sus voltajes escalados en potencia de tres, lo que
permite obtener el elevado número de niveles ya mencionado.
5
El diseño se realizó, tomando en cuenta la disponibilidad de componentes en el mercado
así como sus respectivos modelos de PSIM, ( Power Electronics Simulator) que son
esenciales para sustentar el diseño. De no existir algún modelo en PSIM, se buscó un
equivalente en bloques para realizar la simulación.
Se realizaron pruebas con cargas resistivas, inductivas y capacitivas, para los casos en que el
voltaje de entrada disminuyera con respecto al tiempo y en el caso en que se tuvieran
cambios en la carga.
El inversor diseñado es capaz de manejar corrientes de aproximadamente 14 A por fase, con
un voltaje de salida de 66 Vac eff, dando una potencia nominal de casi un KVA por fase. Para
llevar a cabo este proceso, se tuvo que diseñar un sistema de potencia muy compacto con
inversores individuales aislados galvánicamente, con sus sistemas de control de encendido y
fuentes de alimentación independientes.
En síntesis, en este trabajo de investigación se describe el proceso de diseño, simulación y
construcción de un inversor trifásico multinivel. Una vez terminado y probado, cumplió con todos
los requerimientos especificados.
Finalmente se llegó a la conclusión de que el circuito es realizable y estable antes cambios
en la fuente y la carga así mismo lo es para cargas resistivas, capacitivas e inductivas.
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I. INTRODUCCION
1.1 PLANTEAMIENTO DEL PROBLEMA DE INVESTIGACIÓN
La tecnología de punta, que la industria moderna utiliza en nuestros tiempos actuales y la
implementación de la nueva Curricula de estudios de la Escuela Profesional de Ingeniería
Electrónica siendo obligatorio los cursos de::
Electrónica de Potencia I
Electrónica de Potencia II
Control de Maquinas Eléctricas
Los cursos mencionados no cuentan con diseños que utilizan dispositivos semiconductores de
potencia controlados, para realizar los laboratorios que complementen la parte teórica, lo que hace
que el aprendizaje sea dificultoso y lento, en consecuencia redunda negativamente en su
formación como ingenieros.
No existen diseños inversores trifásicos multinivel, que faciliten la enseñanza -aprendizaje de
tópicos de electrónica de potencia en la Escuela profesional de Ingeniería Electrónica.
Ante todas estas dificultades presentes, después de un análisis y observaciones encontradas es que
se plantea la problemática en forma de pregunta:
¿Cómo es que la no existencia de diseños de inversores trifásicos multinivel, dificulta y hace lento
el aprendizaje del alumno, en tópicos de electrónica de potencia?
1.2 OBJETIVOS Y ALCANCES DE LA INVESTIGACION
1.2.1 OBJETIVOS
a. Objetivo General
El objetivo general del presente trabajo de investigación consiste en el Diseño y simulación de un
inversor trifásico multinivel que sea un diseño moderno y de fabricación sencilla, utilizando
semiconductores de potencia Mosfet’s , IGBT o IGT para la conmutación.
b. Objetivo específico
Específicamente el objetivo del presente trabajo de investigación, considera lo siguiente:
Análisis de las estructuras de inversores trifásicos más utilizadas en la actualidad de
acuerdo al diagrama de bloques, nivel tecnológico y costo de fabricación.
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Basados en la estructura escogida y en los voltajes DC/AC, requeridos,
definición de las especificaciones del inversor en cuanto a eficiencia,
regulación de voltaje y soporte de picos de carga.
Diseño del inversor trifásico multinivel de acuerdo a las especificaciones definidas.
Simulación del circuito, rediseño y nueva simulación hasta lograr los valores
especificados.
Construcción del inversor trifásico multinivel, considerando los dispositivos a utilizar, su
nivel tecnológico y precio.
1.2.2 ALCANCE:
El presente trabajo de investigación es teórico, aplicado a la carrera de Ingeniería Electrónica y
se circunscribe al diseño, simulación y construcción de un inversor trifásico multinivel. Dicho
diseño considera dispositivos semiconductores de conmutación de potencia Mosfet’s, IGBT’S,
etc.
Los resultados del desarrollo de este trabajo de investigación, convencerán a las autoridades de la
Facultad la adquisición de inversores trifásicos multinivel, contribuyendo de esta manera en una
mejora de la calidad de la enseñanza - aprendizaje de los alumnos de la FIEE y si es posible de
otras facultades.
Este tipo de diseño beneficiará también a los alumnos que escojan temas similares para su
titulación profesional.
1.3 IMPORTANCIA Y JUSTIFICACIÓN DE LA INVESTIGACIÓN
Como la Facultad no cuenta con inversores trifásicos multinivel para la enseñanza de dispositivos
de conmutación de potencia controlada, se dificulta la enseñanza - aprendizaje de los alumnos en
temas de ingeniería, en lo que se refiere al área de Electrónica de Potencia y cursos afines.
Estas razones hacen la importancia y la justificación del desarrollo del presente trabajo de
investigación.
1.4 FORMULACIÓN DE LA HIPÓTESIS
En función de las interrogantes planteadas del problema así como los objetivos generales y
específicos que persigue el presente trabajo se plantea la siguiente hipótesis:
8
"La enseñanza - aprendizaje de los dispositivos semiconductores controlados de potencia, durante
las prácticas de laboratorio en lo que concierne al diseño, simulación y construcción, necesitan de
inversores trifásicos multinivel "
En este sentido las variables que se opera son las siguientes:
Variable Dependiente: La enseñanza - aprendizaje de los dispositivos semiconductores
controlados de potencia
Variable Independiente: inversor trifásico multinivel.
9
II. MARCO TEORICO
2. INTRODUCCIÓN
La técnica de modulación PWM (Pulse-Width Modulation) usada actualmente
en los convertidores estáticos, no entrega ondas puras. Esto es debido a las armónicas que
producen las altas frecuencias de conmutación de los semiconductores. Los, voltajes y
corrientes no son los esperados. Porque existe contaminación producto de armónicas,
pérdidas adicionales, rizado en la corriente y gran cantidad de ruido que puede a llegar a
contaminar los sistemas de control. Esto ha llevado a muchas investigaciones en el campo
de la modulación PWM [2, 3, 4, 5].
Los convertidores estáticos actuales, aplicados al control de motores eléctricos,
emplean un sistema de rectificación - inversión para manejar la frecuencia y el voltaje.
Daños y fallas en los motores han sido puesto en evidencia por la industria debido a las altas
frecuencias PWM de los inversores. Los principales problemas son “fallas en los
rodamientos del motor” y “pérdida de la aislación en las bobinas del motor” causadas por
corrientes circulantes, desgaste dieléctrico, sobretensión y descargas corona [6, 7, 8]. Las
corrientes circulantes son generadas por capacidades parásitas que se generan en las
distintas capas de las bobinas del motor. Los bruscos cambios de voltaje (dV/dt) inducen
corrientes y descargas corona en las bobinas del motor lo que provoca su desgaste
prematuro. Otro punto negativo del control PWM actual es la eficiencia, debido a las
pérdidas por conmutación de los semiconductores por las altas frecuencias con las que
operan.
La función principal de los convertidores multinivel es mejorar la onda de
voltaje alterno generada, usando diferentes niveles de voltaje continuo. Su funcionamiento
es tal que, al aumentar el número de niveles, el voltaje de salida, que está formado por
escalones de tensión, tiene mayor resolución porque aumenta el número de escalones,
acercándose a una onda sinusoidal con mayor precisión. A mayor cantidad de escalones o
niveles en la onda de salida, menos DH (distorsión armónica), tiene la onda.
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Los convertidores multinivel, diseñados para generar un gran número de niveles, pueden
trabajar con las técnicas convencionales de PWM, pero además puedes ser modulados en
amplitud, lo que produce salidas mucho más limpias. Este método de operación permite obtener
muy buenas ondas de voltaje y corriente, eliminando la mayoría de las indeseadas armónicas.
Mejor aún, cada puente del convertidor funciona a baja frecuencia de conmutación, lo cual da la
posibilidad de poder trabajar con semiconductores de menor velocidad, generando menos
pérdidas por conmutación y haciendo más eficiente el convertidor estático. Estas características
han dado lugar a numerosas investigaciones en este campo. el presente trabajo tiene como
objetivo diseñar, simular y construir un inversor trifásico multinivel, con un circuito cuya
topología sea de la mayor sencillez posible sin abandonar su eficiencia, tal como se especifica
en los objetivos específicos.
Por estas razones, los inversores multinivel están siendo investigados en los
últimos años por sus ventajas en la calidad de las ondas de voltaje y corriente, por sus bajas
pérdidas de conmutación y por su capacidad de trabajar en alto voltaje. Algunas aplicaciones
de los inversores multinivel incluyen compensadores de reactivos, control de velocidad en
motores eléctricos, filtros activos de potencia y rectificadores de cuatro cuadrantes.
Un inversor es un circuito electrónico que convierte corriente directa (DC)
en alterna (AC). Los inversores se utilizan en un amplio rango de aplicaciones, desde
las pequeñas, como fuentes de poder para computadora, hasta aplicaciones industriales
para manejar alta potencia.
Es debido a esta amplia gama de aplicaciones que es de gran importancia para todo
ingeniero poseer cierto conocimiento del tema. Además este proyecto sirve como base para
determinar si es posible implementar el diseño con propósitos productivos o educativos.
2.1 LOS INVERSORES MULTINIVEL
La función principal de los inversores es generar un voltaje alterno a partir de una fuente de
voltaje continua. Ahora, si esa fuente de voltaje continua se dividiese en varias fuentes de
menor valor, sería posible generar un voltaje de salida alterno con niveles de tensión
escalonados utilizando Inversores Multinivel.
Los inversores multinivel, incluyen un arreglo de semiconductores y fuentes de voltaje, para
11
formar un voltaje de salida escalonado. Las conmutaciones de los semiconductores permiten la
suma o resta de las distintas fuentes de voltaje continuo, generando una onda de voltaje de
amplitud variable. Así también, los semiconductores trabajan con voltajes más reducidos
La Figura 1.1 muestra algunos diagramas esquemáticos de inversores con diferente número de
niveles, en los cuales, la acción del semiconductor está representada por un interruptor ideal
con distintas posiciones. Un inversor de dos niveles, como el mostrado en la figura 1.1(a),
genera una salida de voltaje con dos valores (niveles) distintos, VC
y Cero, con respecto al
terminal negativo de la fuente (“0”), mientras que un módulo de tres niveles genera tres
voltajes distintos a la salida (2·VC, V
Cy Cero), y así sucesivamente. Las distintas posiciones
del interruptor ideal se implementan en la práctica con una cantidad de semiconductores que
está en directa relación con el número de niveles.
Figura 1.1: Esquema de un Inversor de (a) dos niveles, (b) tres niveles y (c) m niveles.
Como se dijo anteriormente, los inversores multinivel constan de pequeñas fuentes DC, las que
son usadas para formar una onda AC escalonada que se parezca a la onda deseada. Por ejemplo,
si se tienen diez fuentes DC de magnitudes iguales a 20 V cada una, se puede obtener una onda
compuesta de 11 niveles (cinco positivos, cinco negativos y cero, con respecto a un punto
intermedio entre las diez fuentes) que se aproxima a una onda sinusoidal de amplitud 100V
como muestra la figura 1.2:
12
Figura 1.2: Onda de voltaje multinivel, usando 11 niveles
Con esto se puede concluir, que a mayor número de niveles del inversor, mayor es la cantidad
de niveles de la onda, obteniendo menor distorsión armónica.
Algunas características de los Inversores Multinivel son [15]:
a) Pueden generar voltajes de salida con muy poca distorsión y bajo dv/dt.
b) Las corrientes de entrada son de muy baja distorsión.
c) Generan pequeños voltajes de modo común, protegiendo los motores. Más aún, utilizando
sofisticados métodos de modulación, el voltaje de modo común puede ser eliminado.
d) Pueden operar con baja frecuencia de conmutación.
2.2 CARACTERISTICAS DE UN INVERSOR DE CUATRO ETAPAS Y OCHENTA Y
UN NIVELES
Como se dijo anteriormente, los inversores multinivel pueden, si el número de
niveles es elevado, trabajar sólo con modulación de amplitud y prescindir del PWM,
permitiendo frecuencias de modulación de los semiconductores muy bajas. Un elevado
número de niveles de escalonamiento de tensión hace, además, la salida del inversor más
13
limpia, obteniendo ondas de corriente y voltaje casi perfectas, reduciendo a valores
despreciables las indeseadas armónicas.
Debido a que en este trabajo de investigación, trata en particular sobre el diseño,
simulación y construcción de un inversor trifásico de 4 etapas y 81 niveles, se ha dedicado
esta parte a explicar sus características relevantes. Un inversor del tipo puentes “H” en
cascada de cuatro etapas, es uno que consta de cuatro puentes “H” en serie, con una fuente
DC independiente para cada uno, como muestra la Figura 2.1. En el capítulo II, se habló de
la maximización de los niveles en relación al escalonamiento de los voltajes de un inversor
multinivel, utilizando puentes “H” en cascada y se dedujo que lo óptimo es utilizar una
relación 3·Vdc(i-1)= Vdci. Aplicando este escalonamiento en potencia de 3, con N = 4
puentes se obtienen 81 (34) niveles de voltaje diferentes: 40 positivos, 40 negativos y el
cero.
Debido al escalonamiento en potencia de tres, las fuentes de tensión que alimentan los
sucesivos puentes “H” de la cadena, decrecen rápidamente y con ello la potencia que estos
puentes entregan a la carga. De hecho, y como se verá más adelante, sólo un puente de la
cadena maneja más del 80 % de la potencia transferida, por lo que este puente en particular
recibirá el nombre de Maestro. El Maestro es el puente “H” que está en la parte inferior de
la Figura 2.1, ya que justamente es el que tiene el mayor voltaje. El resto de los puentes “H”
serán llamados Esclavos. El Maestro, además, es el que trabaja a menor frecuencia de
conmutación, mientras que el Esclavo superior de la cadena presenta las características
inversas, es decir, la mayor frecuencia de conmutación, pero el menor voltaje, lo que es una
ventaja en este tipo de topologías.
14
Figura 2.1: Inversor de tipo puentes “H” en cascada, de 4 etapas y 81 niveles (una fase)
La Figura 2.2 muestra las frecuencias de conmutación resultantes en cada uno de
los cuatro puentes de una fase del inversor, para una salida de tensión sinusoidal con 81
escalones. Si las tensiones de la figura se suman, se obtendrá una forma de onda
aproximadamente sinusoidal, con 40 escalones positivos, 40 negativos y un nivel cero Volts.
15
Figura 2.2: Frecuencias de conmutación de los 4 puentes en el inversor de 81 niveles.
Nótese en la figura 2.2 el escalonamiento de tensiones. La simulación muestra
para el Maestro, un nivel máximo de alrededor de 60 Volts, para el Esclavo 1, de alrededor
de 20 Volts, para el 2 en el entorno de 7 Volts y para el 1 de poco mas de 2 Volts, es decir
se aprecia claramente el escalonamiento en potencia de 3 de las tensiones, en los cuatro
puentes de la cascada. Con 81 niveles de voltaje, el inversor puede obtener una onda
sinusoidal casi perfecta, como se aprecia en la Figura 2.3, en la que además se muestra el
resultado con inversores de menor número de niveles.
16
Figura 2.3: Comparación de ondas de salida de inversores de 3, 11, 21, 31 y 81 niveles.
17
2.3 RELACIONES MATEMÁTICAS
Un inversor con fuente de voltaje, o VSI por sus siglas en inglés, es aquel en el cual
el voltaje de entrada DC es constante e independiente de la corriente que se le debe brindar
a la carga. El inversor especifica el voltaje de salida mientras la corriente es determinada
por la carga. Es posible que sea necesario algún tipo de control de voltaje en la salida
cuando la regulación del voltaje DC de entrada sea pobre.
La calidad de la salida de un inversor por lo general se evalúa en términos del factor
de harmónicas, factor de distorsión y distorsión total de harmónicas THD. Estos
términos se definen como:
Factor armónico de la n-ésima armónica (HFn) ,el HFn, que es una medida de la
contribución individual de esa armónica, se define así:
Para n > 1 donde V1 es el valor eficaz (rms) de la componente fundamental, y Von es
el valor eficaz de la n-ésima componente armónica.
Distorsión armónica total (THD-Total Harmonic Distortion). La distorsión
armónica total, es una medida de la coincidencia de formas entre una onda y su
componente fundamental, se define como:
Factor de distorsión (DF-Distortion Factor) Se diferencia de la anterior en que
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detalla a cualquiera de las armónicas que constituye la señal, por el principio de Fourier. El
DF indica la cantidad de distorsión armónica que queda en determinada forma de onda
después de someter a las armónicas de esa onda a una atenuación o filtrado de segundo
orden, es decir, dividirlas entre n2. Se vuelve entonces una medida de la eficacia de la
reducción de armónicos no deseados, y se define así:
El DF de un componente armónico individual (o el n-esimo) se define como:
para n > 1
2.4 TRANSISTORES DE POTENCIA
MOSFET de potencia
Comparado a otros dispositivos semiconductores de potencia el MOSFET
cuenta con la ventaja de tener una alta velocidad de conmutación y una buena
eficiencia en voltajes bajos. Es el interruptor de bajo voltaje (menos de 200 V) más
utilizado.
Posee las siguientes características:
Son rápidos dado que casi no hay carga almacenada en la región n-.
Tienen una alta resistencia de encendido, especialmente en dispositivos de
más de 100 V.
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Se restringe a niveles de potencia bajos, de 1 a 2 kW como se ve en la figura
2.4, aunque se pueden poner en paralelo para alta potencia.
Es capaz de disipar grandes cantidades de potencia
IGBT
Se utiliza en aplicaciones de media a alta potencia. El IGBT es una invención
relativamente reciente. La primera generación de dispositivos de los ochentas y principios
de los noventas eran relativamente lentos y tendían a fallar. La segunda generación mejoró
mucho, y la tercera rivalizó con los MOSFET en velocidad además de ser tolerantes a
sobrecargas.
Características:
Logra baja resistencia de encendido con la desventaja de tiempos de
conmutación más bajos que el MOSFET pero más rápido que los
Darlington, GTO y SCR.
Es utilizado en aplicaciones de entre 500 y 1700 V con niveles de potencia
de entre 1 y 1000 kW, figura 2.4.
Posee un coeficiente de temperatura positivo en alta corriente.
Frecuencias de conmutación de 3 a 30 kHz.
20
Figura 2.4 Comparación de transistores de potencia
21
III MATERIALES Y METODOS
Para el desarrollo de este proyecto de investigación se utilizó la siguiente metodología:
1. Investigación bibliográfica:
Se utilizan las fuentes de información disponibles como libros, revistas, hojas de
fabricante, internet; para establecer el marco teórico necesario para el diseño del inversor así
como los componentes necesarios para el mismo.
2. Diseño:
Con la teoría recopilada se escoge el método de diseño apropiado que permita
simular el circuito con las herramientas disponibles.
Ya que no existe un convertidor que satisfaga todas las posibles aplicaciones, se diseña el
inversor trifásico multinivel, de modo que se mantenga una estructura simple pero flexible
para su implementación en múltiples aplicaciones.
Se estudian los componentes a utilizar considerando su nivel tecnológico y precio,
finalmente se procede al diseño.
3. Simulación:
Aprovechando el software , como PSIM ( Power Electronics Simulator), este programa
de simulación presenta ventajas de velocidad de procesamiento en relación al PSpice.
4. Rediseño y simulación:
Si no se obtienen los resultados deseados o no es posible simular una parte
específica del circuito se le realizan los cambios necesarios al diseño y se intenta de nuevo.
22
3. DISEÑO Y CONSTRUCCIÓN DEL PROTOTIPO
3.1. INTRODUCCIÓN
En este capítulo se describe la forma en que se llevó a cabo la construcción del prototipo: un
inversor de 4 etapas y 81 niveles. El trabajo se dividió principalmente en cuatro actividades:
i) el diseño y construcción del circuito de potencia, ii) el diseño y construcción de la tarjeta
de control del circuito de potencia, iii) el diseño y construcción de las fuentes DC para los
Esclavos y iv) el diseño y construcción de la base y distribución de componentes. Todo esto
se muestra en el diagrama de la figura 3.1.
Figura 3.1: Diagrama de las Actividades Realizadas
23
3.1.1. ELECCIÓN DE SEMICONDUCTORES Y CIRCUITO DE DISPARO
Debido a que se quiere diseñar un inversor trifásico de cuatro etapas, los dispositivos MOSFET
requeridas para el inversor, deberán ser de fácil adquisición en el mercado nacional. De este
modo se podrá contar con remplazos de rápido acceso en caso de ser necesario. Los
semiconductores seleccionados fueron: el transistor MOSFET de potencia IRF540 (100 V – 28
A) para los puentes Esclavos, y el MOSFET IRFP250 (200 V – 33 A) para el puente Maestro.
Con estos componentes, el inversor puede trabajar con una tensión máxima definida por los
MOSFET’S utilizados en el puente principal, que es der, 200 Volts. Esto define una tensión
nominal de trabajo del puente de unos 90 Volts , y así tener un margen de seguridad adecuado.
Se utilizó provisoriamente un voltaje de 63 Volts en el Maestro pensando en la posibilidad de
utilizar como fuente de alimentación un banco de condensadores de 63 Volts de tensión
nominal. La tabla 3.2 muestra los valores actuales y los definitivos a los que el inversor podrá
trabajar dadas las capacidades de los semiconductores del sistema.
Tabla 3.2: Voltajes, Corriente continúa media, y Potencias Aparentes de cada puente
Por lo tanto, el inversor tiene ahora una capacidad de 3,8 kVA, lo que permite controlar
motores de hasta 3 kW ,a cosϕ=0,8. Una vez completadas las diferentes etapas de su
implementación, y con las fuentes bidireccionales definitivas, podrá controlar motores de
hasta 4,5 kW operando a cosϕ=0,82.
24
3.1.2. CARACTERÍSTICAS TÉCNICAS DEL PROTOTIPO
Los transistores MOSFET de potencia mencionados en la sección anterior son los que
definieron la capacidad en VA del inversor multinivel. Como estos transistores deben disipar
potencia, se debe de instalarlos sobre elementos disipadores de calor. Estos elementos son
generalmente de muy alto costo, por lo que será necesario buscar alternativas económicas. Esto
llevó a la posibilidad de utilizar perfiles de aluminio de tipo estándar, aquellos utilizados en
marcos de puertas o ventanas, y adaptarlos como disipadores. Se eligió un perfil adecuado para
tal efecto, se llegó a uno de sección rectangular de 7,5 cm. x 2,5 cm.
Cada una de las tres fases del inversor de cuatro etapas está compuesta de ocho rectángulos de
aluminio como el descrito, de 20 cm. x 7,5 cm. x 2,5 cm. (Fig. 3.6). Estos perfiles, están unidos
mediante separadores aislantes de baquelita de 3 cm. x 3 cm. para mantenerlos eléctricamente
aislados. Sobre cada disipador se fueron montando los transistores MOSFET según se explicará
más adelante.
Como se mencionó anteriormente, para este proyecto de investigación, se eligieron dos tipos de
MOSFET, el IRFP250 y el IRF540. Para controlar su encendido y apagado se eligió un circuito
de compuerta que permite manejar dos transistores de una misma rama del puente “H”
simultáneamente: el CI IR2113. A continuación se detallan aspectos técnicos de los MOSFET y
del controlador de compuerta.
1. IRFP250: El inversor utiliza un total de doce de estos dispositivos, cuatro para cada uno de
los tres puentes “H” Maestro de cada fase. Las características principales de este semiconductor
son:
• 33 Amperes
• 200 Volts
• Máxima disipación de Potencia: 180 W
• Temperatura de Operación (Tj): desde -55 a 150 °C
• Retardo de encendido: 18 nS
• Retardo de apagado: 70 nS
• Encapsulado: TO-247
2. IRF540: Los tres puentes “H” Esclavos de cada una de las tres fases utilizan este mismo
25
semiconductor. Esto da un total de treinta y seis de estos semiconductores, cuyas características
principales son:
• 28 Amperes
• 100 Volts
• Máxima disipación de Potencia: 120 W
• Temperatura de Operación (Tj): desde -55 a 175 °C
• Retardo de encendido: 15 nS
• Retardo de apagado: 40 nS
• Encapsulado: TO-220
3. IR2113: Los transistores necesitan de circuitos de disparo para poder ser controlados.
Específicamente, los MOSFETS necesitan un voltaje VGS entre la Compuerta (Gate) y el
Surtidor (Source), de entre 10 y 20 Volts para un pleno encendido. Los dispositivos diseñados
para tal efecto son los controladores de compuerta, más conocidos por su nombre inglés de
“drivers”. Para este proyecto se ocuparán veinticuatro drivers IR2113, ocho para cada fase. Las
características principales de este chip son:
• Rango de Voltaje bus DC: -0,3 a 625 Volts.
• Rango de Voltaje para Gate: -0,3 a 25 Volts.
• Máxima disipación de Potencia: 1,6 W
• Temperatura de Juntura Máxima (Tj): 150 °C
• Retardo de encendido: 120 nS
• Retardo de apagado: 94 nS
26
3.2. DISEÑO TÉRMICO CIRCUITO DE POTENCIA
Para evitar la destrucción del semiconductor, es imprescindible que nunca se
sobrepase la temperatura de juntura máxima especificada por el fabricante (125 ºC para el
IRFP250 y 150 ºC para el IRF540). Así, para asegurar un funcionamiento correcto y sin
interrupciones se debe resguardar que, bajo condiciones normales de operación, la
temperatura de juntura nunca llegue a 125 ºC.
3.2.1. DISEÑO TÉRMICO DEL DISIPADOR
El modelo de temperaturas se confecciona con las resistencias térmicas especificadas por el
fabricante, la resistencia térmica del disipador y la temperatura ambiente. Para el aparato en
cuestión se confeccionó el modelo que se muestra en la figura 3.3.
Figura 3.3: Modelo térmico.
En el modelo, PDIS representa la potencia de pérdida disipada por el MOSFET. A su vez, RJC
representa la resistencia térmica entre la juntura del MOSFET y la carcasa del aparato, RCD la
resistencia térmica entre la carcasa del aparato y el disipador de calor y RDA la resistencia
térmica entre el disipador y el ambiente (disipador de aluminio propiamente tal). Por su parte,
TJ representa la temperatura de la juntura del MOSFET, TC la temperatura de la carcasa, TD la
temperatura del disipador y TA la temperatura ambiente.
Las temperaturas de la carcasa y de las junturas del MOSFET se calculan en función de las
resistencias térmicas y la potencia de pérdida. Estas temperaturas se determinan en forma
simbólica con las siguientes ecuaciones.
TC = TA + ( R C D + R D A ). PDISP (3.1)
TJ = TA + ( R CD + R DA + R JC ). PDISP (3.2)
27
Por otro lado, la potencia disipada total es igual a la potencia disipada por conducción y la
potencia disipada en el diodo. Según los datos técnicos (Data Sheet) que se acompañan
en el Anexo y asumiendo una potencia media de 1.000 W para el Maestro
(puente de mayor potencia), con las fuentes provisorias actuales, se desprende un valor de
potencia de pérdidas de 24 W.
De la potencia disipada y las ecuaciones anteriores se puede concluir que la resistencia térmica
entre el disipador de calor y el ambiente debe ser menor que 3,3 ºC/W, para poder mantener
todas las temperaturas dentro de los niveles establecidos por el fabricante (ver Anexo).
3.2.2. DISEÑO Y CONSTRUCCIÓN DEL DISIPADOR
Durante la operación de los semiconductores de potencia siempre se producen pérdidas en la
conmutación y conducción. Estas pérdidas se manifiestan como calor eliminado desde las
junturas del semiconductor hacia el medio ambiente. Si el calor no encuentra una ruta expedita
para transitar hacia el medio ambiente, la temperatura del semiconductor se elevará, llegando
incluso a destruirse por este motivo.
El material elegido como disipador fue el perfil de aluminio de 20 cm. x 7,5 cm. x 2,5 cm.
Se tuvo en cuenta, según diseño, que cada puente tiene dos MOSFETS con Drenador común y
dos con Surtidor común (Figura 4.4). Como la carcasa de cada MOSFET está eléctricamente
conectada el Drenador, se optó por dejar un perfil completo para los MOSFET con Drenador
común, seguido por un perfil cortado por la mitad para los MOSFET con Surtidor común,
unidos entre sí con separadores aislantes de baquelita para evitar cortocircuitos.
Figura 3.4: Diseño de uno de los Puentes “H”.
28
Debido a que los perfiles de aluminio son conductores eléctricos, se aprovecha esta
característica para utilizarlos como parte del circuito de potencia y conectar los puentes en
cascada. La figura 3.5 muestra un esquema de estas conexiones y la figura 3.6 muestra una
fotografía de los disipadores para una fase, ya terminado.
Figura 3.5: Esquema de conexiones entre disipadores de una fase.
Figura 3.6: Fotografía del sistema disipador terminado, para una fase.
29
3.3. DISEÑO Y CONSTRUCCIÓN DE LA TARJETA DEL INVERSOR
Para el desarrollo de esta tarjeta se utilizo el programa “TraxMaker 2000”, un programa
especializado en el diseño de circuitos impresos. Luego de la elección de este software, el
siguiente paso fue analizar y buscar las componentes necesarias que cumplieran con los
requisitos de diseño.
Se sabe que cada fase del inversor consta de cuatro puentes “H” conectados en serie. A su vez,
cada puente “H” está formado por dos circuitos de disparo, uno para controlar S1 y S3 y el otro
para controlar S2 y S4. Lo anteriormente expuesto se ilustra en la Figura 3.7.
Figura 3.7: Esquema de un puente “H” con sus circuitos de disparo.
Como ya se ha mencionado, el “Circuito de Disparo”, o “Driver”, se ha implementado
utilizando el circuito integrado IR2113, de International Rectifier, tal como muestra la Figura
3.8. Estos “drivers” tienen una notable característica, pues pueden alimentar dos MOSFET’s o
dos IGBT’s de una misma brazo o fase, desde una referencia común. El IR2113 permite al par
de MOSFET´s (o IGBT´s) trabajar con tensiones de alimentación continua de hasta 600Vdc.
No obstante, como la configuración especial de puentes “H” en cascada del inversor multinivel
utiliza fuentes de tensión continua aisladas entre sí, se requiere en este caso de aislamiento
galvánico.
30
Figura 3.8: Configuración del “driver” IR2113 para dos transistores.
Debido a lo anterior, se tuvo que agregar al circuito driver, un sistema de aislamiento
mediante optoacopladores. Así se tiene un sistema para los drivers, con tierras
independientes entre el control y los MOSFETs, como se muestra en la Figura 3.9. Esta
aislación óptica se realiza con el optoacoplador digital modelo 6N137
Figura 3.9: Circuito de Disparo con aislamiento mediante optoacopladores.
Una vez definido el circuito de la Figura 3.9, se hizo el diseño del circuito impreso con
ayuda del mencionado programa “TraxMaker 2000”. La tarjeta de disparo desarrollada para
una solo brazo del puente “H” se muestra en la Figura 3.10.
31
Figura 3.10: Tarjeta de disparo para un par de MOSFET’S.
Ahora, para cada puente “H” se necesitan dos tarjetas impresas como la mostrada en la figura
3.10. Por lo tanto, para una fase de cuatro etapas, se necesitan ocho de estas tarjetas. La
tarjeta completa para una fase del inversor se presenta en la figura 3.11:
32
Figura 3.11: Tarjeta de disparo para una Fase.
Las componentes utilizadas para la construcción de las tarjetas, se describen en el Anexo A.
33
3.4. DISEÑO Y CONSTRUCCIÓN DE LAS FUENTES DC DE LOS ESCLAVOS
Como ya se destacó en el capítulo anterior, una de las desventajas de las topologías
multinivel de puentes “H” en cascada, es el uso de fuentes DC independientes para el Maestro y
para cada Esclavo. Afortunadamente, en el capítulo anterior quedó de manifiesto que las
fuentes de poder que alimentan los Esclavos pueden construirse tomado potencia del Maestro,
pero manteniendo la bidireccionalidad y aislación galvánica. Además, la tarjeta “driver” ya
especificada, necesita fuentes adicionales de 5 y 15 Volts para alimentar el circuito de disparo,
cada una referida a la tierra del voltaje de entrada correspondiente a cada puente.
Como se mencionó en el capítulo anterior, la implementación de fuentes bidireccionales para
los Esclavos implica un trabajo extra que quedó fuera de los alcances de esta proyecto, por lo
que se diseñó un sistema provisorio transformador/rectificador/regulador para alimentar los
Esclavos y también para crear las fuentes de 5 y 15 Volts.
Este diseño de las fuentes DC de los Esclavos se dividió en dos partes: el diseño y construcción
de las fuentes en sí, y el diseño térmico de cada regulador. A continuación se explicarán ambas
divisiones por separado.
3.4.1. DISEÑO Y CONSTRUCCIÓN DE LAS FUENTES
Como se dijo anteriormente, debido a que la cantidad de fuentes independientes necesarias para
esta topología, es excesivamente grande, fue necesario hacer fuentes independientes para los
Esclavos y para los 5 y 15 Volts necesarios del circuito de disparo.
De acuerdo con los voltajes elegidos para este diseño preliminar del puente multinivel, los
reguladores elegidos para tales efectos se resumen en la Tabla 3.12 :
Tabla 3.12: Características de los reguladores usados.
34
En el Anexo de este trabajo de investigación, se detalla el diseño de los sistemas
transformador/regulador para cada fuente .Como se dijo anteriormente, el sistema de fuentes
DC , consta de un regulador para el Esclavo y sus respectivas alimentaciones para el circuito de
disparo. El sistema diseñado es el siguiente Figura 3.13:
Figura 3.13: Esquema de las Fuentes DC para cada Esclavo.
Lo que se construyó entonces, fue un circuito impreso con tres de las fuentes mostradas
anteriormente, para los tres Esclavos, incluyendo además las fuentes de 5 y 15 Volts para el
Maestro. Esta tarjeta de circuito impreso se muestra en las Figuras 3.14.
35
Figura 3.14: Tarjeta de las fuentes DC.
3.4.2. DISEÑO TÉRMICO DE LAS FUENTES
Análogamente a la sección 3.2 de este proyecto, se obtuvo el diseño térmico del sistema de
fuentes provisorias para asegurarse que todas las temperaturas de los componentes
utilizados estén dentro de los rangos que permite el fabricante.
La siguiente tabla resume el estudio térmico (Tabla 3.15) y los detalles de estos cálculos pueden
ser encontrados en el Anexo.
Aplicación Regulador PotenciaMedia
(W)
PotenciaDisipada
(W)
ResistenciaTérmica(ºC/w)
Esclavo 3 LM 317 9,3 6,9 6,7
Esclavo 2 LM 338 42,5 6,6 10,2
Esclavo 1 LM 338 114.8 28,7 1,5
Driver LM 7805 1,2 0,8 89,55
Driver LM 7815 3,7 0,7 109,43
Tabla 3.15: Diseño térmico de los reguladores
36
3.5. DISTRIBUCIÓN DE COMPONENTES
La distribución de los componentes se realizó pensando en un uso óptimo del
espacio, resguardando las distancias necesarias para los componentes de potencia.
En la figura 3.16 se puede apreciar la distribución elegida de los componentes, la que luego
se concretó en la construcción del inversor.
Figura 3.16: Vista en planta del prototipo completo.
37
3.6. SIMULACIONES DEL INVERSOR CONSTRUIDO
En esta parte, se presentan algunas simulaciones del circuito propuesto. Estas
simulaciones fueron obtenidas usando el programa PSIM (Power Electronics Simulator),
este programa de simulación presenta ventajas de velocidad de procesamiento en relación al
PSpice, así como mayor número de componentes especializados [13].
En la sección 2.1 de este proyecto, se describió sobre la modulación de voltaje de los
inversores multinivel. También se mostró la modulación de voltaje de cada uno de los
cuatro puentes “H”, en la que se observaba el escalamiento en potencia de 3 de las
tensiones. Estos voltajes se muestran nuevamente en la Figura 3.17 y con el objeto de
apreciar, en la Figura 3.18, cómo la suma de estos cuatro oscilogramas genera la tensión
sinusoidal escalonada.
Figura 3.17: Modulación de voltaje de los cuatro puentes “H” del inversor multinivel.
38
Figura 3.18: Formación de la onda de voltaje alterna del inversor de 81 niveles.
La figura 3.18(a) muestra la salida del inversor si sólo fuese formada por la fuente DC del
Esclavo 3. Si a esa onda, se le suma el voltaje de salida del Esclavo 2 (característica de la
configuración puentes “H” en cascada), se obtiene la figura 3.18(b). Ahora, si a la onda de la
figura 3.18(b) se le suma la salida de voltaje del Esclavo 1, se obtiene la forma de onda de la
figura 3.18(c). Por último, si a esa onda se le suma el voltaje del Maestro se obtiene la onda
senoidal que se muestra en 3.18(d).
Las corrientes en el lado de la fuente DC de cada uno de los puentes “H” se muestran en la
figura 3.19, donde se comparan las corrientes para una carga puramente resistiva con las
corrientes de una carga R-L (f.p.=0,11). Debe notarse que los sistemas que se comparan, tienen
el mismo valor de potencia activa.
39
Figura 3.19: Corrientes de los puentes “H” para una carga (a) resistiva e (b) inductiva.
La potencia de cada uno de los puentes “H”, tiene la misma forma de onda que la figura 3.19
con la diferencia que cada una de las corrientes está amplificada por un valor constante, que
corresponde al valor de la fuente de alimentación DC del puente respectivo. Se puede
demostrar que las potencias de los puentes “H” cambian de forma con la carga, pero los
porcentajes de participación de cada puente sobre la potencia total no. El puente Maestro
coopera con casi el 81%, el Esclavo 1 con casi el 16%, el Esclavo 2 con menos del 3% y el
Esclavo 3 con menos del 0.5 %.
La forma de la corriente resultante para cada caso de la Figura 3.19 se puede
apreciar en la figura 3.20.
40
Figura 3.20: Corrientes de salida del inversor para una carga (a) resistiva (b) inductiva.
Se puede apreciar que hay diferencias esperadas entre las corrientes: 1) el
retraso de fase que presenta la corriente inductiva y 2) el alisamiento de la corriente en el
segundo caso por efecto de filtrado de la carga inductiva.
Para ver las ventajas del inversor construido en relación a técnicas más convencionales, se
realizó una comparación bajo las mismas características, entre un inversor monofásico PWM y
una fase del inversor de 81 niveles construido. Ambos diagramas de simulación generados para
el PSIM se muestran en la Figura 3.21.
41
Figura 3.21: Diagrama en PSIM de los inversores usados para las simulaciones
La Figura 3.22 presenta una comparación entre los voltajes de salida de ambos
inversores. La curva de voltaje de color rojo, corresponde al inversor PWM y la azul al
inversor Multinivel.
Se puede apreciar, que no hay ninguna comparación posible en cuanto a calidad, entre la onda
del inversor PWM y la del inversor multinivel. Además, mirando la forma del voltaje de salida
del inversor PWM, se puede concluir que las frecuencias de conmutación de los
semiconductores son mucho mayores en esta topología. El PWM se ve prácticamente como una
gran mancha roja en la figura, lo que puede compararse con la baja conmutación apreciada para
cualquiera de los puentes “H” del multinivel. Es por esta razón que las pérdidas por
conmutación resultan menores en el inversor multinivel.
42
Figura 3.22: Voltajes de Salida de los Inversores; en rojo: PWM; en azul 81 niveles
A continuación, en la Figura 3.23, se comparan las corrientes para una carga R-L del inversor
PWM y del inversor Multinivel. En ambos casos la carga R-L es la misma. Se aprecia una
obvia diferencia en la calidad de la corriente generada por el inversor de 81 niveles, la cual
aparece a la vista como una sinusoide perfecta. Además, las simulaciones muestran que el
número de niveles elegido es más que suficiente para lograr corrientes casi exentas de
contenido armónico, por lo que agregar un quinto puente a la cascada (para generar 243
niveles) no tendría ningún sentido práctico. Por lo tanto, tal complejidad adicional no se
justificaría. Con este tipo de corriente, se elimina el torque pulsante de un motor, mejorando su
eficiencia y evitando su desgaste. En la simulación, el inversor PWM trabaja con una
frecuencia de la onda portadora de 10 kHz.
43
Figura 3.23: Corrientes de Salida de los Inversores PWM (arriba) y Multinivel (abajo)
A continuación se presentan algunas simulaciones del inversor multinivel aplicado a un
motor de 3kW. Su circuito equivalente por fase se muestra en la Figura 3.24. El motor opera
con un deslizamiento de 0,034, definido a la frecuencia de 50 Hz. En la figura 3.25 se
muestran las formas de onda de voltaje, corriente y potencia para una fase del motor. Los
resultados son tan buenos que casi parecen obtenidos desde una alimentación sinusoidal
convencional.
Figura 3.24: Modelo del motor de inducción utilizado para las simulaciones.
44
Figura 3.25: Formas de onda generadas por el inversor multinivel: a) voltaje y corriente delmotor de inducción, b) potencia del motor en una fase.
=
45
IV RESULTADOS
En este Capítulo, se mostrarán algunos resultados obtenidos con el prototipo
implementado. Estos resultados son preliminares, pues el sistema de control para operar
las tres fases simultáneamente, el cual corresponde a otro trabajo de Investigación, no
alcanzó a estar terminado. Por esta razón, hubo que probar las tres fases
independientemente, utilizando un sistema de control provisorio, ya descrito en el
Capitulo 2.3, el cual sólo permite controlar una fase a la vez. Todos los detalles en
relación a este control, basado en tecnología DSP, están explicados con mayor detalle
en el Anexo de este Proyecto de Investigación.
Tensiones de salida del inversor de 81 niveles
En la Figura 4.1 se presenta la onda de voltaje sintetizada por el inversor de 81
niveles, en tanto que en la Figura 4.2 se muestra en más detalle un semiciclo positivo de
la onda de voltaje obtenida, donde se pueden apreciar los peldaños de tensión de la
onda escalonada. La sinusoide obtenida es pura.
Figura 4.1: Voltaje de salida escalonado del inversor
46
Figura 4.2: Semiciclo positivo del Voltaje de Salida.
La Figura 4.3 muestra en mayor detalle aún, los escalones de tensión que va generando
el inversor de 81 niveles. Puede notarse la excelente calidad de los peldaños de tensión
que se producen para formar la onda sinusoidal mostrada en las figuras anteriores. Cada
peldaño debe tener la misma altura y de ello depende el perfecto escalonamiento en
potencia de tres que deben tener las tensiones de cada uno de los cuatro puentes del
inversor.
Figura 4.3: Detalle de los peldaños de la onda de voltaje alterna de salida
47
V DISCUSION
5.1. CONCLUSIONES
Este trabajo de investigación cumple los objetivos propuestos y se extiende más
allá de ellos, al diseñar un circuito inversor trifásico multinivel, capaz de suplir cargas
inductivas y capacitivas así como dejar margen para cargas mayores a 2KW.
En este trabajo de Investigación se diseñó, simulo y construyó un inversor de
potencia trifásico, de cuatro etapas y ochenta y un niveles, basado en la configuración
de puentes “H” en serie. El diseño de este Inversor permitió construir un equipo de
potencia compacto y robusto. Dentro del Inversor, se cuenta con cuatro puentes “H”
conectados en serie, que son los responsables, junto al control, de formar la onda de
voltaje alterno de salida. Se diseñó y programó un software de disparo para poder
controlar los puentes “H”. También se diseñaron fuentes de tensión continua para
alimentar los puentes Esclavos.
Los resultados de las pruebas fueron satisfactorios en todo sentido. Las fuentes DC
de los Esclavos funcionaron correcta y eficientemente, entregando ondas
suficientemente planas como para no echar a perder el escalonamiento de la onda de
voltaje alterno a la salida del inversor. Más importante aún fue que se obtuvo una onda
de voltaje similar a las simulaciones propuestas en el capítulo III, con mínima
distorsión armónica, tanto para el voltaje como para la corriente del inversor. Se puede
apreciar el efecto que tienen los escalones sobre la onda de voltaje.
Se puede concluir que se lograron todos los objetivos planteados para el desarrollo
de este trabajo de investigación, respecto al inversor trifásico multinivel, en cuanto a
48
tamaño, potencia y operación. Por otro lado, los resultados experimentales obtenidos
muestran un excelente comportamiento.
Parte del desarrollo de este equipo, que no se consideró dentro del alcance de este
proyecto de investigación, queda propuesto como trabajo a realizar en el futuro. Un
trabajo que se puede realizar con este prototipo de inversor multinivel junto con el
inversor multinivel con transformadores de salida, es un sistema AC-AC. para el
control de motores eléctricos. Además de la aplicación antes señalada, se puede agregar
el diseño y construcción de un compensador estático de reactivos.
Con respecto a los semiconductores que pueden ser utilizados en la construcción
de convertidores multinivel de gran potencia se puede decir que, debido a las bajas
potencias y frecuencias medias de conmutación de los Esclavos, se pueden usar
IGBT’s, y debido a la alta potencia pero baja frecuencia de conmutación del Maestro,
se pueden usar GTO’s.
El inversor construido está basado en la utilización de cuatro puentes H por fase, los
cuales se interconectan por medio de transformadores, y junto a un sistema de control
permiten obtener una señal sinusoidal de tensión de ochenta y un niveles (40 valores
positivos, 40 negativos y el cero). Para el sistema de control, fue necesario programar un
software de disparo básico para realizar las pruebas. Los puentes H se han formado
empleando IGBT’s como semiconductores de potencia.
Los resultados obtenidos en las pruebas realizadas fueron satisfactorios en todo sentido,
pudiéndose comprobar prácticamente las buenas propiedades de la tecnología de los
inversores multinivel, comparado con los tradicionales inversores de dos niveles con
49
modulación por ancho de pulso. Este efecto se nota tanto en las señales de voltaje como
en las de corriente, lo que se puede observar en el capítulo III de este proyecto de
investigación.
Otra aplicación de este inversor es como compensador estático de reactivos.
Para aplicaciones de alta potencia los transistores IGBT superan en gran manera a los
clásicos MOSFET al poder conducir una corriente mucho mayor al mismo tiempo que
tienen una alta velocidad de conmutación.
El entorno de simulación PSIM destaca por su versatilidad al poder simular el
circuito de manera exitosa aun cuando no se pudo hacer en Pspice.
La señal de voltaje resultante de un inversor PWM no es una senoidal exacta ya que tiene
una forma escalonada casi imperceptible que es característica de todos los inversores
controlados por PWM. Para este caso la señal se puede mejorar con
amplificadores operacionales que operen a una frecuencia más alta.
5.2. RECOMENDACIONES, PRESPECTIVAS Y CONTINUIDAD DEL TRABAJO
Considerando las altas corriente que deben conducir los transistores es recomendable
hacer un estudio detallado de disipación de potencia para determinar la temperatura
máxima que se alcanzará así como los disipadores de calor (radiador, ventilador,
etc.), necesarios para evitar que el circuito se sobrecaliente.
Además se puede realizar un estudio detallado del espectro y la distorsión armónica en el
circuito, así como los diseños para eliminarlas. Un trabajo que se puede realizar con este
proyecto de investigación es un sistema AC-AC para el control de motores eléctricos, asi
como el diseño y construcción de un compensador estático de reactivos.
50
BIBLIOGRAFIA
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Manual. Powersim Technologies, Vancouver, Canada,
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Renewable Energy Systems. IEEE Power Engineering
Society Summer Meeting, July 15-20, 2000, Seattle, Washington, pp. 1271-1274
3.Bose, B; (1993) Power Electronics and Motion Control-Technology status and recent trends,
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4. J. Rodríguez, J.-S. Lai, and F. Z. Peng (2002) Multilevel Inverters: A Survey of
Topologies, Controls, and Applications. IEEE Transactions on, Industrial Electronics,
August 2002 Vol. 49 Num. 4.
5. Leon M. Tolbert, Fang Z. Peng (1999) Multilevel Converters for Large Electric Drives.
IEEE Transactions on Industry Applications. vol. 35, no. 1, pp. 36-44, Jan/Feb 1999.
6. Keith Corzine, Yakov Familiant (2002) A New Cascaded Multilevel Hbridge Drive.
IEEE Transactions on Power Electronics, January 2002 Vol. 17, Num. 1.
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Stage Connection of Three-Level Converters, Scaled in Power of Three. IEEE Industrial
Electronics Conference, IECON'02,5-8 Nov. 2002
8. Contardo, José; (1997) Filtro activo Paralelo con Control Difuso en la Barra Continua,
Proyecto para optar al Título de Ingeniero Civil de Industrias, con Mención en
Electricidad, Pontificia Universidad Católica de Chile.
51
9. Rotella, Mauricio; (1999) Diseño Asistido por Computador para la Construcción de un
Inversor Compacto de Alta Potencia, Proyecto
Páginas web:
10. “Inversor”, http://es.wikipedia.org/wiki/Inversor.
11. “Inverter (electrical), http://en.wikipedia.org/wiki/Inverter_%28electrical%29.
12. “Limitations of IGBT's versus MOSFET's in a phase shift full bridge, http://
www-k.ext.ti.com/srvs/cgi-bin/webcgi.exe?Company={5761bcd8-11f5-4e08-84e0-
8167176a4ed9},kb=analog,case=25378,new.
13. “Modulación por ancho de pulsos”http://es.wikipedia.org/wiki/PWM.
14. “Power semiconductor device”http://en.wikipedia.org/wiki/Power_semiconductor
device.
15. “Pulse-width modulation”, http://en.wikipedia.org/wiki/Pulse-width_modulation.
16. “PWM Control Intelligent H-Bridge”, http://focus.ti.com/docs/prod/folders/print/
tpic0107b.html.
17. “The Insulated Gate Bipolar Transistor (IGBT)”, http://www.elec.gla.ac.uk/
groups/dev_mod/papers/igbt/igbt.html
18. Csele, M. “The I2K Power Inverter”, http://www.technology.niagarac. on.ca/
people/ mcsele/i2k.htm.
19. Foutz,J.“Switching-Mode Power Supply Design Tutorial”, http://www.
smpstech. com/tutorial/t00con.htm.
20. Goldwasser, S. “ Various Schematics and Diagrams”, http://repairfaq.ece.drexel.
edu/REPAIR/F_samschem.html#SAMSCHEM_023, 1998.
52
A N E X O S
53
ANEXO A
LISTA DE COMPONENTES PRINCIPALES UTILIZADOS EN LA
CONSTRUCCIÓN DEL INVERSOR.
A continuación se presenta una tabla con los principales componentes que fueron
necesarios para la creación del inversor y fuentes DC (Tabla A.1
Componente Por Puente Por Tarjeta Sistema Completo
IRF540 (MOSFET Esclavos) 4 12 36
IRFP250 (MOSFET Maestro) 4 4 12
IR 2113 (Driver) 2 8 24
6N137 (Optoacoplador) 4 16 48
KBPC8 (Puente Rectificador 8A) 1 3
KBPC10 (Puente Rectificador 10A) 2 6
LM7805 (Regulador de Voltaje 5V) 8 24
LM7815 (Regulador de Voltaje 15V) 4 16
LM317 (Regulador Ajustable 1,5A) 1 3
LM338 (Regulador Ajustable 5A) 2 8
54
ANEXO B
PROGRAMA DE CONTROL DEL INVERSOR
A continuación se presenta el código del programa de control usado para las pruebas,
escrito en ASSEMBLER. Éste código es válido para los DSP de Texas Instruments modelo
TMS320F241. Este programa permitió generar las tensiones escalonadas para el inversor.
************************************************************************************
********************************************************************************;; Programa de tablas, pruebas de inversor multinivel
; TMS320F241
;
*************************************************************************
; Este programa entregará una tabla en secuencia para disparar las compuertas de
; un inversor multinivel. La frecuencia de salida se puede dejar fija (modificable
; en el programa si el pinXXX del puerto XX se encuentra en 0) o se puede modificar
; variando la entrada del conversor Análogo/Digital Nº1.
;
; Para indagar acerca de los detalles de configuración consultar manual: "systems
; and periferals" del TMS320F241
;
*************************************************************************
.include "243_dsk.h" ; Incluye la librería que contine las definiciones
; de los nombres para este DSP. Con esta el copilador
; interpreta cada nombre o instrucción como el número
; correspondiente.
;================================================================
; Definición de variables.
; Estas variables se manejarán en la proyecto RAM, se ubicarán en la misma posición
; correlativa en que se ponen aquí, pero en la mem RAM, comenzando desde la dirección
55
; inicial del bloque que les corresponde (B1B2, expresado en el linker), 0202hex en
; este caso.2
.bss CONTADOR1, 1 ; El 1 después de la coma indica que
; la variable ocupa un registro (16 bits)
.bss TEMP, 1
.bss TEMP1, 1
.bss TEMP2, 1
.bss ACCBAJO, 1
.bss ACCALTO, 1
.bss ANA0, 1
.bss ANA1, 1
.bss ANA2, 1
.bss ANA3, 1
;================================================================;
Definición de variable global. Esta es visible desde cualquier parte del programa. INICIO
; indica el comienzo del programa de usuario.
.global INICIO
;================================================================
; Definición de vectores de reset e interrupciones.
; RSVECT es el vector de reset, cuando se inicia el funcionamiento del DSP, este parte
; en la posición que indica este vector. En este caso la posición 1F00h es la posición
; del punto de partida del bootloader, este detecta el estado del BIO pin y según esto
; pasa al modo de programación de la mem. flash o pasa al punto inicial del programa
; grabado anteriormente.
; Los vectores INIT1..INIT6 inican las posiciones de las rutinas de interrupción de
; cada una de las 6 distintas interrupciones posibles.
.sect "vectors"
RSVECT B 1F00h
INT1 B PHANTOM
INT2 B RUTINA_INT2
INT3 B PHANTOM
56
INT4 B PHANTOM
INT5 B PHANTOM
INT6 B PHANTOM
;================================================================
; Inicio del programa.
;================================================================
.text
;================================================================
; Configuraciones generales.
INIC
LDP #0h
CLRC SXM
CLRC OVM ; Overflow mode, 0=resultado de overfl va al acc.
SPLK #0000h, IMR ; Mascaras de interrupción (1-6).
LDP #0E0h
SPLK #068h, WDCR ; Desabilita el Watch Dog timer.
CLRC XF
;================================================================
; Configuración Timers
LDP #0E8h
SPLK #00000h, T1CNT ; Inicializo contadores en 1.
SPLK #00000h, T2CNT
SPLK #00031h, T1PR ; Seteo Período timer a 650 ciclos
SPLK #00000h, T2CON ; Seteo de control del contador 2. Deshabilitado
SPLK #01540h, T1CON ; Seteo de control del contador 1.
SPLK #00000h, GPTCON ; enciendo los pwm.
;================================================================
; Bloque de Configuración Puertos I/O
LDP #0E1h
SPLK #00000h, OCRA ; Registro de control de puertos de entrada y
57
SPLK #00003h, OCRB ; salida.
SPLK #0FF00h, PBDATDIR
SPLK #0FF00h, PCDATDIR
;================================================================
; Bloque de Configuración Conversores A/D
LDP #00E0h
SPLK #00000h, ADCTRL2
SPLK #3910h, ADCTRL1 ; Se inicia conversión de datos 0 y 1
ESPERA10 BIT ADCTRL1, 7
BCND ESPERA10, NTC
LACL ADCFIFO1 ; Clear ADC FIFOs
LACL ADCFIFO1
LACL ADCFIFO2 ; Clear ADC FIFOs
LACL ADCFIFO2
;================================================================
; Seteo de interrupciones
LDP #0h
LACC IFR ; Load ACC with Interrupt flags
SACL IFR ; Clear all pending interrupt flags
CLRC INTM ; Enable interrupts
SPLK #000010b, IMR ; Desenmascaro INT2
LDP #0E8h
SPLK #080h, EVIMRA ; habilita interrupción de periodo1.
;================================================================
; Loop principal.
LDP #04h
SPLK #0FDh, CONTADOR1
SPLK #00, TEMP
LOOP
B LOOP
;================================================================
58
; Rutina de iterrupción de timer 1.
RUTINA_INT2
MAR *,AR0 ; Almacenaje de datos para la int.
lAR AR0,#0200h
SST #1, *+ ; save ST1
SST #0, * ; save ST0
LDP #04h
SACL ACCBAJO
SACH ACCALTO
LDP #0E1h
LDP #0E8h
SPLK #00031h, T1PR
B FINRUT
MANUAL
NEXT1 LDP #0E0h
SPLK #00000h, ADCTRL2
SPLK #3910h, ADCTRL1 ; Se inicia conversión de datos 0 y 1
ESPERA1 BIT ADCTRL1, 7
BCND ESPERA1, NTC
SPLK #3934h, ADCTRL1 ; Se inicia conversión de datos 2 y 3
ESPERA2 BIT ADCTRL1, 7
BCND ESPERA2, NTC
LACC ADCFIFO1, 10 ; Se guardan datos 0 y 2
LDP #04h
SACH ANA0
LDP #0E0h
LACC ADCFIFO1, 10
LDP #04h
SACH ANA2
LDP #0E0h
LACC ADCFIFO2, 10 ; Se guardan datos 1 y 3
59
LDP #04h
SACH ANA1
LDP #0E0h
LACC ADCFIFO2, 10
LDP #04h
SACH ANA3
LACL ANA0
ADD #09h
LDP #0E8h
SACL T1PR
FINRUT LDP #04h
LACL CONTADOR1
SUB #1
BCND RESET, NC
SACL CONTADOR1
B NORESET
RESET SPLK #0FDh, CONTADOR1
NORESET LACC #TABLA
ADD CONTADOR1
TBLR TEMP
LACL TEMP1
XOR TEMP
XOR #0FFFFh
AND TEMP1
SACL TEMP1
OR #0FF00h
LDP #0E1h
SETC XF
SACL PBDATDIR
LDP #04h
60
LACL TEMP1
RPT #07
SFR
OR #0FF00h
LDP #0E1h
SACL PCDATDIR
LDP #04h
LACL TEMP
OR #0FF00h
SACL TEMP1
LACL TEMP
RPT #07
SFR
OR #0FF00h
SACL TEMP2
LACC TEMP2,16
OR TEMP1
LDP #0E1h
CLRC XF
SACL PBDATDIRDIR
SACH PCDAT
LDP #04
LACL TEMP
SACL TEMP1
LDP #0E8h ; este pedacito de rutina es el que finaliza
LACL EVIFRA ; la interrupción, borra los flags y ese
SACL EVIFRA ; tipo de cosas.
LDP #04h
LACL ACCBAJO ; recupera el acumulador y los registros
61
LACC ACCALTO, 16 ; de estado
MAR *,AR0
LAR AR0,#0201h
LST #0, *-
LST #1, *
CLRC INTM
RET
TABLA
.word 39321
.word 39321
.word 39321
.word 39321
.word 39321
.word 39321
.word 39321
.word 39317
.word 39317
.word 39317
.word 39317
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.word 39318
.word 39318
.word 39257
.word 39257
.word 39253
.word 39253
.word 39253
.word 39254
.word 39254
62
.word 39273
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.word 39270
.word 39270
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.word 38294
.word 38294
.word 38233
.word 38229
.word 38230
.word 38230
.word 38249
.word 38245
.word 38246
.word 38553
.word 38553
.word 38549
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.word 38489
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.word 38486
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.word 38501
.word 38502
.word 38502
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.word 22933
.word 22934
63
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.word 22870
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.word 22885
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.word 26965
64
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.word 26985
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.word 26982
.word 26009
.word 26005
.word 26005
.word 26006
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.word 25957
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.word 25958
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.word 26261
.word 26262
.word 26262
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.word 26201
.word 26197
.word 26197
.word 26198
.word 26198
.word 26198
.word 26217
65
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.word 26217
.word 26213
.word 26213
.word 26213
.word 26213
.word 26213
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.word 26214
.word 26214
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.word 26214
.word 26214
.word 26214
.word 26214
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.word 26217
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66
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.word 26197
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.word 26201
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.word 26265
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.word 25958
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.word 25961
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.word 25945
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.word 26982
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67
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.word 27033
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68
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.word 38485
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.word 38245
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.word 38229
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.word 39269
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69
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.word 39253
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.word 39257
.word 39257
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.word 39318
.word 39318
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.word 39321
.word 39321
.word 39321
.word 39321
.word 39321
.word 39321
;================================================================
PHANTOM RET
Lo que aparece con la palabra “.word” es la tabla comentada en el capítulo 2.2 y está en
hexadecimal. Aquí se encuentran los 16 bits que controlan cada fase del Inversor.
70
ANEXO C
DISEÑO DE LAS FUENTES DC POR MEDIO DE REGULADORES DE VOLTAJE
Los reguladores LM 7805 y LM 7815 solo requieren de un condensador a la entrada para
obtener una onda DC limpia. Para que estos reguladores funcionen, necesitan, a lo menos,
3 Volts sobre el voltaje que regulan, así, el regulador LM 7815 necesita una entrada
continua de a lo menos 18 VDC, y el regulador LM 7805 necesita una entrada continua de
al menos 8 Volts. Ahora, antes se dijo que el voltaje de entrada DC de los reguladores era
obtenido mediante un sistema transformador-puente rectificador, sin embargo, para el
regulador de 5 Volts, se ocupó como voltaje de entrada, el voltaje de salida del regulador
de 15 Volts en serie con una resistencia, así solo debemos ocupar un transformador para
obtener estos dos voltajes. El diagrama del sistema diseñado es el siguiente (Figura C.1):
Figura C.1: Esquema para las Fuentes de 5 y 15 Volts.
La resistencia fue calculada considerando 1 Ampere como carga para ambos reguladores.
Así, por ley de Ohm, para dejar el voltaje de entrada del regulador LM 7805 en 8 volts, se
necesita una resistencia de 7Ω. Sin embrago, en el mercado nacional, el valor para la
resistencia que más se le aproxima es de 6,8Ω.
71
Por otra parte, los reguladores ajustables en voltaje para alimentar los Esclavos, necesitan
de un circuito resistivo externo para poder regular al voltaje deseado. (Además de los 3
Volts de entrada sobre el voltaje que regulan). A diferencia del esquema anterior, aquí no
se pueden poner los reguladores alimentados del mismo transformador por dos razones: por
la potencia necesaria en cada uno de los puentes y porque necesitan tierras independientes.
El diagrama del sistema diseñado es el siguiente (Figura C.2):
Figura C.2: Esquema del circuito R-C de los reguladores ajustables para los Esclavos.
Esta configuración entrega un rango de voltajes entre 1,2 y 20 Volts para el regulador LM
317 y entre 1,2 y 25 Volts para el regulador LM 338. Esto hace que la precisión del ajuste
de voltaje de salida no sea muy fina, ya que con el potenciómetro de 5 KΩ (R2) se recorre
el rango antes especificado. Para tener un rango de voltajes más preciso y acotado, al
circuito resistivo antes mostrado, se le hace una pequeña variación (Figura C.3):
72
Figura C.3: Esquema del circuito R-C modificado de los reguladores ajustables.
Aquí, el valor de la resistencia de ajuste (Rad) debe ser calculado mediante la siguiente
forma:
Vout= Vref x (1+ ( R2+Rad) / R1) + Iadj x ( R2+Rad)
Así, un aumento de la resistencia, implica un aumento del valor mínimo del
rango de voltaje.
Cabe resaltar que la corriente de Ajuste (Iadj) varía dependiendo del voltaje de salida, a una
corriente de carga (Iload) constante. Esta corriente es del orden de 48uA (dato práctico).
73
Figura C.4: Gráfico de la Corriente de Ajuste vs. Temperatura.
El valor de Vref es de aproximadamente de 1,2 Volts (según DataSheet).
En resumen, los valores de las resistencias de ajuste (Radj) son los mostrados en la Tabla
C.1:
Fuente Voltaje (V) R1(Ω) R
2(Ω)
[Potenciómetro]
Radj
(Ω)
Esclavo 3 2,333 240 500 100Esclavo 2 7 120 1000 100Esclavo 1 21 120 2000 1000
Tabla C.1: Valores de las resistencias para las distintas fuentes.
74
A continuación se presenta una tabla resumen de los valores de cada una de las resistencias,
y los valores de voltaje mínimo y máximo de cada una de las fuentes DC (Tabla C.2):
Tabla C.2: Resumen de resistencias y rangos de voltaje
Entonces, el sistema diseñado queda de la siguiente manera (Figura C.5):
Figura C.5: Esquema de las Fuentes DC para cada Esclavo.
75
Se puede apreciar que la alimentación DC de los Esclavos, y la alimentación DC del
circuito de disparo de los Esclavos, ocupan transformadores distintos debido a que los
reguladores ocupan distintos valores de voltaje alterno de entrada (Anexo C) y al conectarle
un voltaje de entrada mucho mayor, esa diferencia de voltaje se transforma en energía
disipada y puede llegar a elevar la temperatura de los reguladores a valores prohibitivos.
Así, un total de tres transformadores con múltiples devanados en el secundario fueron
necesarios (Anexo D).
76
ANEXO D
CÁLCULO DE LOS TRANSFORMADORES DE LAS FUENTES DC
Para calcular los transformadores, fue necesario hacer un pequeño estudio,
debido a que los reguladores necesitan de 3 Volts sobre el voltaje que se quiere regular,
para un correcto funcionamiento. Los cálculos y simulaciones realizadas se presentan a
continuación.
I. Fuente de 2,33 V
Los puentes rectificadores usados, tiene una caída de voltaje (la de los
diodos que lo componen), que no es la esperada de 0,7 Volts por diodo, sino que de 1,1
Volts por diodo. Por esta razón, en las simulaciones, al lado de cada diodo se pone una
fuente DC de 1,1 Volts para hacer la simulación lo más real posible.
Para esta fuente, se proponen dos fuentes de voltaje: una de 10 VAC y otra de 9 VAC. A
continuación, se detalla el estudio de cada una.
i) Transformador de 10V de Salida:
77
Figura D.1: Circuito Simulado para la Fuente de 2,33 Volts (VAC = 10V).
Figura D.2: a) Voltaje de Entrada del Regulador, b) Corriente de Entrada del
Rectificador.
De la figura D.1, se puede apreciar el uso de un Condensador de 1500uF. De la
figura D.2, se obtiene una corriente máxima en el rectificador de 7,17A, y una corriente
efectiva de 2,88A. El voltaje máximo a la salida del rectificador es de 12,1V y el voltaje
mínimo es de 5,63V.
En la práctica funciona correctamente y su corriente efectiva es 2,34A (para ILOAD =
1,493A). Sus voltajes máximos y mínimos a la salida del rectificador son 12,8V y 5,6V
respectivamente.
78
ii) Transformador de 9V de Salida:
Figura D.3: Circuito Simulado para la Fuente de 2,33 Volts (VAC = 9V).
Figura D.4: a) Voltaje de Entrada del Regulador, b) Corriente de Entrada del Rectificador
En este caso, se ocupa un Condensador de 2200uF para compensar la baja de
voltaje en el transformador. De la figura D.4 se obtiene una corriente máxima en el
rectificador de 8,55A, y una corriente efectiva de 3,18A. El voltaje máximo a la salida
del rectificador es de 10,69V y el voltaje mínimo es de 5,98V.
En la práctica funciona correctamente y su corriente efectiva es 2,29A (para
ILOAD = 1,493A). Los voltajes máximos y mínimos a la salida del rectificador son
9,6V y 4,4V respectivamente.
Debido a que los dos funcionan correctamente, se optó por el transformador de 10 Volts,
79
debido a que necesitaba un condensador más pequeño (la prueba con una fuente de 9V y
condensador de 1500uF no fue factible), lo que implica menos volumen y menor
temperatura de trabajo por los golpes de voltaje que entrega el condensador.
II. Fuente de 7 V
Para las simulaciones se ocupará una fuente de voltaje de 15 VAC, y se determinará el
condensador a ocupar.
i) Condensador del rectificador de 1500uF:
Figura D.5: Circuito Simulado para la Fuente de 7 Volts (VAC = 15V).
Figura D.6: a) Voltaje de Entrada del Regulador, b) Corriente de Entrada delRectificador
80
En este caso, con un condensador de 1500uF, el voltaje de salida del rectificador de menor
valor es de 8,67V, lo que no nos entrega una diferencia de 3V para que el regulador
funcione correctamente, así que esta idea no es tomada en cuenta
.
ii) Condensador del rectificador de 2200uF:
Figura D.7: Circuito Simulado para la Fuente de 7 Volts (VAC = 15V).
Figura D.8: a) Voltaje de Entrada del Regulador, b) Corriente de Entrada del Rectificador
En este caso se ocupa un Condensador de 2200uF, y se obtiene una corriente máxima en el
rectificador de 13,91A, y una corriente efectiva de 5,37A. El voltaje máximo a la salida del
81
rectificador es de 19,15V y el voltaje mínimo es de 11,31V.
En la práctica funciona correctamente y su corriente efectiva es 3,94A (para ILOAD =
2,515A). Los voltajes máximos y mínimos a la salida del rectificador son 18,8V y 8,8V
respectivamente.
III. Fuente de 21 V
Para las simulaciones se ocupará un condensador de 2200uF, y se determinará el valor del
transformador
i) Transformador de 30V de Salida:
Figura D.9: Circuito Simulado para la Fuente de 21 Volts (VAC = 30V).
Figura D.10: a) Voltaje de Entrada del Regulador, b) Corriente de Entrada del Rectificador
82
En este caso se obtiene una corriente máxima en el rectificador de 26,98A, y una corriente
efectiva de 10,14A. El voltaje máximo a la salida del rectificador es de 40,3V y el voltaje
mínimo es de 25,87V.
En la práctica funciona correctamente (aunque el condensador se caliente un poco) y su
corriente efectiva es 6,44A (para ILOAD = 4,492A). Los voltajes máximos y mínimos a la
salida del rectificador son 38V y 20V respectivamente
ii) Transformador de 28V de Salida:
Figura D.11: Circuito Simulado para la Fuente de 21 Volts (VAC = 28V).
Figura D.12: a) Voltaje de Entrada del Regulador, b) Corriente de Entrada del Rectificador
83
En este caso se obtiene una corriente máxima en el rectificador de 26A, y una corriente
efectiva de 9,84A. El voltaje máximo a la salida del rectificador es de 37,48V y el voltaje
mínimo es de 23,25V.
En la práctica no funciona correctamente (tiene unos pequeños picks) y su corriente
efectiva es 7,04A (para ILOAD = 4,528A). Los voltajes máximos y mínimos a la salida del
rectificador son 34V y 16V respectivamente.
IV. Fuentes de 15 y 5 V
Para las simulaciones se ocupará un condensador de 1500uF, y se determinará el valor del
transformador.
i) Fuentes de 15V:
Figura D.13: Circuito Simulado para la Fuente de 15 Volts (VAC = 15V).
84
Figura D.14: a) Voltaje de Entrada del Regulador, b) Corriente de Entrada del Rectificador
En este caso se obtiene una corriente máxima en el rectificador de 3,51A, y una corriente
efectiva de 0,67A. El voltaje máximo a la salida del rectificador es de 19,15V y el voltaje
mínimo es de 17,96V.
En la práctica funciona correctamente y su corriente efectiva es 0,41A (para ILOAD =
0,1999A). Los voltajes máximos y mínimos a la salida del rectificador son 20V y 15,2V
respectivamente.
ii) Fuentes de 5V:
Figura D.15: Circuito Simulado para la Fuente de 5 Volts (VDCin = 15V).
85
Figura D.16: a) Voltaje de Entrada del Regulador, b) Corriente de Entrada del Rectificador
En este caso se obtiene una corriente máxima en el rectificador de 2,21A, y una corriente
efectiva de 0,334A. El voltaje máximo a la salida del rectificador es de 18,6V y el voltaje
mínimo es de 18,1V.
En la práctica funciona correctamente y su corriente efectiva es 0,20A (para ILOAD =
0,0794A). Los voltajes máximos y mínimos a la salida del rectificador son 20V y 16V
respectivamente.
iii) Ambas fuentes funcionando al mismo tiempo:
86
Figura D.17: Circuito Simulado para la Fuente de 5 y 15 Volts (VAC = 15V).
Figura D.18: a) Voltaje de Entrada a los dos Reguladores (Rojo: 15 y Azul: 5), b) Corrientede Entrada del Rectificador
87
En este caso se obtiene una corriente máxima en el rectificador de 3,56A, y una corriente
efectiva de 0,7A. El voltaje máximo a la salida del rectificador es de 19,15V y el voltaje
mínimo es de 17,91V. El voltaje máximo a la entrada del regulador de 5V es de 18,73V y
el voltaje mínimo es de 17,5V.
En la práctica funciona correctamente y su corriente efectiva es 0,44A (para las mismas
cargas de la simulación). Los voltajes máximos y mínimos a la salida del rectificador son
19,2V y 15,6V respectivamente.
Los datos antes descritos, se resumen en la siguiente tabla :
Fuente VoltajeTransformador
CorrienteEfectiva Trafo
Corriente Trafo
2.33V 10 V 2.34 A 4 A7V 15 V 3.94 A 6 A
21V 30 V 6.44 A 8 A5 y 15V 15 V 0.44 A 1 A
88
ANEDO E
HOJA DE DATOS MOSFETS IRF 540
89
90
HOJA DE DATOS MOSFETS IRFP 250
91
92
HOJA DE DATOS DRIVER IR 2113
93
94
95
96
