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EJEMPLO 5 SISTEMA DE TELEMEDIDA Juan Carlos Campo Rodríguez E5.1 Introducción El problema que se plantea consiste en medir la temperatura del motor, las revoluciones por minuto y la inclinación en dos ejes de un coche eléctrico teledirigido. Los resultados deberán visualizarse en un ordenador personal al que le llegarán los datos por el puerto serie, siendo necesario enviarlos vía radio.

Algunas de las soluciones ofrecidas, si bien pueden no ser las óptimas desde el punto de vista estrictamente técnico-económico, se justifican en relación a los propósitos didácticos que se pretenden. Por ejemplo, algunos de los sensores presentan una salida digital y, sin embargo, el acondicionamiento se realiza de forma analógica cuando teniendo en cuenta que se utiliza un microcontrolador para realizar determinadas tares sería más conveniente emplear la salida digital. Además, algunos de los circuitos de acondicionamiento se calibran mediante software y otros mediante hardware, para observar las diferencias.

E5.2 Exploración de soluciones El problema general puede desglosarse en tres grandes bloques fundamentales: los sensores y el correspondiente acondicionamiento de señal, la transmisión de los datos, y la visualización de las medidas en el ordenador:

Sensores: En primer lugar, resulta necesario escoger los sensores adecuados para cada una de las medidas y los circuitos de acondicionamiento.

-Temperatura: Tras unos primeros ensayos se ha comprobado que la temperatura del motor llega en régimen permanente a unos 50ºC cuando la temperatura ambiente es de 20ºC, habiéndose considerado adecuado un campo de medida de 20-80ºC, por ejemplo.

Por otra parte, el motor está encapsulado en una envolvente de plástico que presenta algunas ranuras por las que hay que introducir el sensor siendo el espacio muy reducido.

De los diferentes sensores disponibles (resistencias de platino, termopares, termistores, sensores de silicio), aunque todos pueden resultar adecuados para las temperaturas a medir, se han desechado los termopares porque se necesita otro sensor más para realizar la compensación de la unión fría y, además, obliga a realizar un diseño muy cuidadoso debido a que el coche se encuentra en movimiento y la temperatura de la unión fría puede sufrir rápidas oscilaciones. Un termistor o un sensor de silicio podría resultar una elección muy acertada; no obstante, se ha preferido una resistencia de platino de película de pequeño tamaño. Su precio, aunque superior al de un termistor, no es excesivo y permitirá estudiar en detalle un ejemplo emblemático de un diseño de un circuito en puente.

-Revoluciones por minuto: Teniendo en cuenta que la velocidad máxima del coche es de 20km/h según el fabricante y que el diámetro de las ruedas es de 10cm, se puede obtener fácilmente que el valor máximo de las r.p.m. es de casi 1100.

Por otra parte existen múltiples posibilidades para medir las revoluciones por minuto (por ejemplo, utilizando sensores de efecto Hall, inductivos, etc.) habiéndose escogido un codificador óptico. Para ello, se añadirá una rueda dentada a una de las propias ruedas del coche y se empleará un fotointerruptor como sensor. Se trata, en cualquier caso, de una solución muy adecuada en términos económicos. Además, el acondicionamiento de señal se realizará de forma analógica empleando un

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convertidor frecuencia a tensión. De todas formas, como posteriormente se empleará un microcontrolador para realizar determinadas tareas, podría aprovecharse también para realizar la medición de la frecuencia evitando el mencionado convertidor.

-Inclinación XY: La medida de la inclinación en una determinada dirección puede realizarse midiendo la aceleración de la gravedad en la misma dirección. Como se puede observar en la figura E1.1, la aceleración en el eje x es igual a:

( )α⋅= senga x (E1.1)

por lo tanto, midiendo la aceleración, se puede determinar el ángulo.

g1

)a(asen x=α (E1.2)

El valor de la aceleración medido será como máximo de ±1g y corresponderá a unos ángulos de ±90º, respectivamente.

Figura E1.1. (a) Componente de la aceleración de la gravedad en dirección longitudinal (eje x); (b)

Componente de la aceleración de la gravedad en dirección transversal (eje y).

Un aspecto a tener en cuenta es que en la expresión (E1.1) la sensibilidad, S, es variable:

[ ] ( )radgcosg

d)(sengdS α=

αα⋅= (E1.3)

Si se expresa en g por grado de inclinación y el ángulo de inclinación en grados (αgrados):

grado

g180

cosg180

S grados

π⋅απ= (E1.4)

Alrededor de cero grados de inclinación, la sensibilidad es de 17mg/grado. Alrededor de 45º es de 12mg/grado y a medida que la inclinación sube, la sensibilidad baja. Para realizar la medida se ha escogido en acelerómetro ADXL202 de Analog Devices [E5.1]. Se trata de un microsensor que incorpora internamente dos acelerómetros orientados en direcciones perpendiculares. Resulta por ello muy adecuado para la presente aplicación y, además, su precio es reducido.

Transmisión de los datos: el propio medio de transmisión obliga a emplear algún tipo de modulación de las señales. Además, teniendo en cuenta que los resultados deberán visualizarse en un ordenador personal resultará necesario digitalizar las señales, por lo que parece apropiado emplear algún tipo de modulación por portadora analógica y moduladora digital y realizar la digitalización antes de la propia transmisión. Por otra parte, como los datos deberán multiplexarse en el tiempo debido a que deberán llegar en serie al ordenador, se puede realizar el multiplexado también antes de la transmisión y emplear un único emisor de radio para todas las señales.

En definitiva, después de los circuitos de acondicionamiento, se digitalizarán las señales, se multiplexarán y se enviarán a través de un único emisor de radio, siendo recomendable añadir

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también algún mecanismo de detección de errores. Se puede pensar, por ejemplo, en un esquema constituido por un convertidor A/D de cuatro canales, un UART (Universal Asynchronous Receiver/Transmitter) y un emisor de radiofrecuencia. También se puede utilizar un microcontrolador con convertidor A/D integrado y UART. Se ha optado por esta última opción.

Las características básicas del convertidor A/D, deberán ser las siguientes:

- Número de canales: 4.

- Número de bits: Para la medida de las diferentes variables se pretende conseguir una exactitud de alrededor del 1% por lo que un convertidor A/D de 8 bits parece más que suficiente para realizar la adquisición de los datos. Sin embargo, en el caso de la inclinación resulta necesario tener en cuenta que si, por ejemplo, se desea ser capaz de resolver un grado cuando la inclinación es de 45º, teniendo en cuenta que el campo de medida es de ±1g, se necesita una resolución de al menos:

%6,0100g2

g012. =⋅ (E1.5)

Si se digitaliza la señal con un convertidor A/D de 8 bits se tiene una resolución igual a 1/256 en tanto por uno; expresada en tanto por ciento es de 0,39%, por lo que resulta suficiente.

- Frecuencia de muestreo: El ancho de banda necesario para medir las diferentes variables es reducido. Por ejemplo, se ha considerado adecuado muestrear y representar los valores a 2Hz, con lo que el ancho de banda debería ser 1Hz como máximo.

Por todo ello, se ha escogido el microcontrolador PIC16F73 de Microchip [E5.2], que incorpora un USART e incluye un convertidor A/D de 8 bits y 5 canales que tiene un margen de entrada de 0-5V y permite una frecuencia de muestreo bastante mayor a la necesaria.

Visualización: resulta necesario programar el ordenador para visualizar los resultados. Existen multitud de lenguajes y paquetes informáticos para realizar la programación. La elección dependerá de las herramientas disponibles, motivos económicos, la formación previa, etc.

Así pues, tras esta primera exploración de soluciones, el diagrama de bloques del sistema es el que se muestra en la figura E1.2.

Figura E1.2. Diagrama de bloques del sistema propuesto para la telemedida de la temperatura,

r.p.m. e inclinación de un coche teledirigido.

Además, resulta necesario tener en cuenta las siguientes cuestiones:

Alimentación: deberá alimentarse todo el equipo montado en el coche con una batería de NiCd de 9,6V nominales. Una batería de estas características está compuesta de 8 celdas (una celda de NiCd proporciona 1,2V). A plena carga, la tensión de una celda puede alcanzar alrededor de 1,3V, lo que supone que en la batería completa 10,4V; puede asumirse que la batería está

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descargada cuando la tensión en la celda llega a 1V, es decir, 8V en la batería. Por lo tanto, se estima que la tensión en la batería puede oscilar entre 8 y 10,4V.

Calibración: se pretende realizar la calibración mediante software en el caso de la temperatura y mediante hardware (en los propios circuitos de acondicionamiento) para el resto de las variables, con el objetivo de conocer y comparar las técnicas.

E5.3 Medida de la temperatura Se ha seleccionado como sensor una Pt100 de película de 2x2,3mm de clase B. El circuito propuesto para realizar el acondicionamiento se muestra en la figura E1.3. Esencialmente consiste en un puente, un amplificador de instrumentación y un filtro de salida para determinar el ancho de banda. La tensión de salida del circuito deberá estar comprendida entre 0 y 5V (margen de entrada del convertidor A/D). Además, la calibración pretende realizarse por software, es decir, desde el ordenador.

El puente se alimenta a 5V mediante una referencia estable de tensión. En concreto, se utiliza el circuito LM336. La resistencia limitadora R1 se escoge de forma que por la referencia circulen al menos 600µA (por ejemplo, 1mA) cuando la tensión de la batería sea mínima puesto que es la corriente mínima que indica el fabricante para que la referencia funcione adecuadamente, y cuidando que no se sobrepase la corriente máxima admisible cuando la tensión de la batería sea máxima.

Figura E1.3. Esquema del circuito de acondicionamiento propuesto para medir la temperatura.

Por otra parte, el puente propuesto presenta como particularidad la presencia de la resistencia R5 (ver figura E1.3). El motivo de esta resistencia reside en las restricciones derivadas de la tensión de modo común necesaria en el amplificador de instrumentación (muy importantes cuando se utiliza una alimentación simple). Consultadas las hojas de características del amplificador de instrumentación utilizado (INA118 de Burr-Brown) se ha deducido que se necesita una tensión de modo común de al menos 3,5V. Por ello, la resistencia R5 se escogerá de forma que caiga en la misma una tensión de 3,5V, por lo que la tensión efectiva del puente será de 5 - 3,5 = 1,5V.

Teniendo en cuenta que la exactitud pretendida es de alrededor del 1%, puede linealizarse la respuesta de la Pt100 por la expresión:

( )T1R)T(R 0 α+= (E1.6)

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donde R0 = 100Ω, α = 0,00385, que en el campo de medida considerado presenta un error pequeño. No se ha considerado necesario realizar un montaje de la Pt100 a 3 hilos puesto que estará situada muy próxima al circuito de acondicionamiento (algunos centímetros).

El diseño del puente podría realizarse, en principio, para que la tensión de salida estuviera comprendida en el margen 0-5V para el campo de medida considerado 20-80ºC. Sin embargo, el hecho de que la calibración se realice por software plantea un importante inconveniente. En la práctica habrá que escoger resistencias normalizadas para el puente que serán distintas a las obtenidas en los cálculos teóricos, y que por si fuera poco tendrán tolerancia (se considera conveniente utilizar resistencias del 1%). Por lo tanto, la curva de calibración resultante podría estar saturada por la parte inferior o superior (figura E1.4) debido a que el amplificador de instrumentación no proporciona tensiones negativas y a que el margen de entrada del convertidor A/D es de 0-5V. Para solucionar el problema, se ha considerado conveniente realizar el diseño para un campo de medida más amplio; por ejemplo 10-90ºC de forma que se garantice que no sea previsible la saturación dentro del campo de medida realmente buscado. Como se puede deducir, la calibración por software presenta el inconveniente de que se desaprovecha el convertidor A/D.

Figura E1.4. Problemática de la saturación de la curva de calibración.

El diseño del puente se realizará finalmente para que el error de linealidad sea pequeño (téngase en cuenta que se pretende una exactitud del 1%), lo que conducirá a una resistencia R3 de valor elevada por lo que la corriente que circulará por la Pt100 será reducida no siendo previsible un autocalentamiento de importancia. Una vez diseñado completamente el puente, es decir, cuando se hayan seleccionado las resistencias R2, R3 y R4, se puede determinar la resistencia equivalente del puente y calcular la resistencia R5 para que la caída de tensión en la misma sea de unos 3,5V.

El filtro de salida se escogerá en función del ancho de banda que se ha considerado. Además el fabricante del microcontrolador indica que la impedancia de salida del circuito que se conecte al convertidor A/D no debe ser superior a 10kΩ para que el error no sea importante teniendo en cuenta la impedancia de entrada del propio convertidor, por lo que la resistencia del filtro no deberá ser superior a ese valor.

Como se ha dicho, la calibración se realizará por software, ajustando, por ejemplo, el cero (en este caso corresponde a 20ºC) y la ganancia (por ejemplo, midiendo a 80ºC). Para ello, se propone sustituir la Pt100 por dos resistencias cuyos valores sean los que presenta la Pt100 a 20 y a 80ºC, respectivamente.

E5.4 Medida de las revoluciones por minuto La medida de las revoluciones por minuto se realiza a partir de un codificador óptico incremental construido con una rueda dentada atornillada a una rueda del coche y un interruptor óptico compuesto de un LED y un fototransistor (por ejemplo, el EE-SX1041 de Omrom). De este modo

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se obtiene una obtiene una señal cuya frecuencia es proporcional al número de revoluciones por unidad de tiempo.

Teniendo en cuenta que la rueda tiene 25 huecos la frecuencia de la señal de salida es:

rpmHz417,0

s60minuto1

revoluciónciclos25 = (E1.7)

y el valor máximo, que corresponde a 1100rpm, es de 458Hz. Dicha señal se convertirá a tensión mediante un convertidor frecuencia-tensión. En concreto se utiliza el LM2917, que presenta un error de linealidad del ±0,3% [E5.3]. El circuito propuesto se muestra en la figura E1.5.

Figura E1.5. Esquema del circuito de acondicionamiento propuesto para medir las revoluciones por

minuto.

El LM2917 está compuesto, básicamente, de tres bloques:

Un regulador basado en un zéner que alimenta al circuito para evitar que las variaciones de tensión de la alimentación afecten al circuito. Las hojas de características indican que el zéner es de 7,56V y que la corriente mínima por la resistencia limitadora R7 ha de ser de 3mA. Teniendo en cuenta que la tensión de las baterías oscila entre 8V y 10,4V, se puede obtener el valor de R7.

Un comparador a la entrada que sirve para convertir la señal de entrada en una señal cuadrada. En este caso se compara con el nivel cero, para lo que se filtra previamente la señal del fotointerruptor con un filtro pasa-altas (C3-R4). Hay que tener en cuenta que la frecuencia de corte de este filtro determina el mínimo número de r.p.m. que se puede medir.

El propio convertidor frecuencia-tensión (charge-pump, en la figura E1.5). Cuyo diseño se explica posteriormente.

Un amplificador operacional, que en el presente diseño se va a utilizar para realizar un filtro de Butterworth con el fin de disminuir el rizado de la tensión proporcionada por el convertidor. Este filtro determinará las características dinámicas del circuito, por lo que será necesario buscar un compromiso entre el rizado máximo permitido y el tiempo de respuesta.

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En cuento al convertidor frecuencia-tensión, las hojas de características del LM2917 indican que proporciona una tensión de salida (pin 3):

1incco CRfVV ⋅⋅⋅= (E1.8)

donde Vcc es la tensión de alimentación (7,56V), fin la frecuencia de la señal de entrada, C1 un condensador que va situado entre el pin 2 y masa, R una resistencia situada entre el pin 3 y masa. Se pretende realizar la calibración del sistema a un punto por lo que en lugar de una resistencia R fija, se utilizará un potenciómetro en serie con una resistencia para poder realizar el ajuste (POT1 y R1).

La elección del condensador C1, se debe realizar teniendo en cuenta que la fabricante del LM2917 indica que la frecuencia máxima que se puede medir es:

cc1

2max VC

If⋅

= (E1.9)

donde I2 es 170µA y Vcc = 7,56V. Por lo tanto, según C1 (según la ecuación E1.9) deberá ser menor de 50nF. Además, el fabricante indica que C1 deberá ser, en cualquier caso, mayor que 500pF. Una vez fijado su valor, se puede obtener el valor de R según la ecuación (E1.8) .

Por otra parte, la tensión de salida (pin 3) presenta un rizado que se filtra con un condensador C2. El fabricante indica que el rizado es:

picopicoI

CfV1CC

2VV

2

1incc

2

1ccrizado −

−= (E1.10)

y será tanto mayor cuanto menor sea la frecuencia de entrada. Con esta ecuación se puede obtener el valor de C2 según el rizado que se permita. No obstante, hay que tener en cuenta que el rizado se va a disminuir aún más con el filtro de Butterworth de salida por lo que no resulta necesario fijar un rizado excesivamente reducido en este punto.

La calibración del sistema puede realizarse, por ejemplo desconectado el foto-interruptor y conectando en su lugar un generador de funciones entre el terminal de C1 y masa que simule la frecuencia correspondiente a un determinado número de revoluciones por minuto de forma que ajustando el potenciómetro POT1 se obtenga la tensión de salida deseada.

E5.5 Medida de la inclinación La inclinación se va a medir utilizando el acelerómetro ADXL202 de Analog Devices que consta de dos acelerómetros orientados en direcciones perpendiculares (eje x, eje y). Cuando loa tensión de alimentación es de 5V, proporciona para cada eje una tensión nominal de 2,5V a 0g y la sensibilidad nominal es de 300mV/g. Por ejemplo, pare el eje x la tensión de salida nominal con el acelerómetro alimentado a 5V es (pin 12):

)V(a300,05,2)a(V 12pin ⋅+= (E1.11)

donde a es la aceleración expresada en g (1g = 9,8m/s2). De todas formas estos términos presentan tolerancias grandes, lo que obliga a realizar un ajuste mediante calibración.

El campo de medida del acelerómetro es de ±2g, y presenta un error de linealidad del 0,2% sobre el fondo de escala. Para la presente aplicación el campo de medida que necesario es de ±1g (+90º/-90º de inclinación) por lo que se debería amplificar la tensión para que la salida estuviera comprendida en el margen 0-5V en este campo de medida.

El circuito que finalmente se propone se muestra en la figura E1.6. Por ejemplo, el circuito para el eje x (para el eje y es idéntico), se compone de:

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Un condensador C3 que determina, junto con una resistencia del acelerómetro interna de 32kΩ, el ancho de banda (ambos componentes forman un circuito RC).

Un amplificador para ajustar el cero y la ganancia. El circuito es básicamente un sumador en el que se ajusta el cero con el potenciómetro POT1 y la ganancia viene determinada por la resistencia R6 y el conjunto formado por R4 y POT4, donde el potenciómetro sirve para realizar el ajuste.

Además, la tensión de alimentación del acelerómetro debe ser de 5V; como la tensión de las baterías es bastante mayor, se utiliza un regulador de 5V (LM78L05) para alimentar al circuito. Por otra parte, teniendo en cuenta que el circuito se alimenta a tensión simple de 5V, se utilizan amplificadores operacionales de tipo rail-to-rail (OP496).

Figura E1.6. Esquema del circuito de acondicionamiento propuesto para medir la inclinación.

Para calibrar el sistema se propone:

Calibrar el cero situando el eje correspondiente del acelerómetro en dirección paralela a la Tierra.

Calibrar el fondo de escala (1g) situando el eje en dirección perpendicular a la Tierra.

E5.6 Adquisición de datos y transmisión La adquisición de datos se realiza con el convertidor A/D que incorpora el microcontrolador. Los datos se envían en serie de forma asíncrona aprovechando la USART que incorpora el propio microcontrolador y empleando un emisor de radiofrecuencia. Se utilizará una transmisión unidireccional (desde el coche teledirigido al ordenador).

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La trama de datos a enviar se compone, en principio, de cuatro bytes (correspondientes a la temperatura, r.p.m, aceleración x, aceleración y). La USART transmite los datos byte a byte (también se puede incluir un bit más por cada byte para indicar la paridad), añadiendo además un bit para indicar el inicio y otro para indicar el fin.

Un problema de importancia que se plantea consiste en cómo sincronizar el receptor y el emisor, es decir, cómo puede saber el receptor que el byte que está recibiendo en un instante dado corresponde, por ejemplo, a la temperatura y no a la aceleración. Se necesita, por tanto, utilizar un protocolo de comunicaciones. En este caso se ha optado por utilizar el protocolo SLIP (Serial Line Internet Protocol) [E5.4], que se describe a continuación:

En principio se transmitirá una trama formada por 7 bytes (figura E1.7):

El primer byte indicará el número de trama; se incrementará de uno en uno con cada trama enviada.

Los cuatro siguientes corresponden al valor de cada una de las variables a medir.

El siguiente byte es de comprobación. Contendrá la suma de todos los bytes anteriores.

El último byte será siempre C0h para indicar el fin de la trama.

Figura E1.7. Estructura básica de la trama de datos que se transmite.

El receptor detectará una trama a partir del byte de fin (C0h). Sin embargo podría darse la circunstancia de que el valor de alguno de los canales o del número de trama fuera C0h, con lo que se detectaría erróneamente un fin de trama. El problema se resolverá del siguiente modo:

Si algún byte de la trama (excepto el de fin) coincide con C0h, se enviarán en su lugar los bytes DBh y DCh.

Si algún byte coincide con DBh, se enviará en su lugar DBh y DDh.

Se puede demostrar que este protocolo no da lugar a confusión y deshaciendo los cambios a la recepción se puede recuperar el contenido de la trama.

Por lo tanto, la trama nominal se compone de 7 bytes. Además, la UART añade un bit de inicio y otro de fin por cada byte, por lo que la trama se compone de 7·10 = 70bits. No obstante, en el caso de que los cinco primeros bytes coincidieran con C0h ó DBh, se transmitirían 11·10 = 110 bits. Como la frecuencia de muestreo que se va a utilizar es de 2Hz, se necesitan transmitir 2·70 = 140 bits por segundo (bps) y como máximo 2·110 = 220bps.

Para transmitir y recibir los datos por radio, se va a utilizar el emisor de radiofrecuencia Tx-Saw 433/s-z de Aurel y el receptor BC-NBK del mismo fabricante. Sus características fundamentales son las siguientes:

Se trata de unos circuitos híbridos que modulan y remodulan, respectivamente, la señal en ASK de tipo OOK (On-Off Keying).

Permiten una velocidad de transmisión superior a 1200bps, mayor de la estrictamente necesaria.

La frecuencia de trabajo es de 433MHz mientras que el control remoto del coche trabaja a una frecuencia de 40MHz por lo que no se presentan problemas de solapamiento.

El alcance es de unos 20-30 metros; suficiente para la presente aplicación.

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Su coste es muy reducido.

El emisor se maneja directamente con una señal moduladora TTL, por lo que se puede conectar directamente al microcontrolador.

El receptor proporciona la señal demodulada en niveles TTL.

Sobre este último punto hay que tener en cuenta que para adquirir la señal por el puerto serie del ordenador se necesita que esté en los niveles RS232. Para realizar la conversión se utiliza el popular MAX232. El circuito completo que finalmente se propone para realizar la adquisición y la transmisión de los datos se muestra en la figura E1.8.

Figura E1.8. En la parte superior se muestra el esquema del circuito propuesto para realizar la

adquisición de datos y la transmisión por radio. En la parte inferior se muestra el receptor de radio y el circuito para convertir los datos a los niveles RS-232.

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E5.7 Visualización de los datos Para realizar la visualización de los datos será necesario elaborar un programa mediante algún lenguaje de programación (por ejemplo, LabVIEW, Visual Basic, C++, etc.). El programa deberá realizar las siguientes misiones:

Capturar los datos por el puerto serie, desechar las tramas incorrectas y deshacer los cambios originados por el protocolo SLIP que se ha utilizado.

Visualizar los datos una vez convertidos al margen de medida empleado. La representación puede realizarse de forma numérica puesto que el número de muestras por segundo es reducido y/o de forma gráfica con indicadores similares a los que incorporan los automóviles, por ejemplo.

Incorporar controles para permitir la calibración de la temperatura.

Deberá cuidarse el número de cifras significativas que se emplean para visualizar las diferentes variables. Para ello, hay que tener en cuenta tanto la exactitud prevista como la limitada resolución debido a la utilización del convertidor A/D.

Referencias [E5.1] Analog Devices, Inc., “ADXL202/210 datasheets”, 1999.

[E5.2] Microchip Technology, Inc., “PIC 16F7X datasheets”, 2002.

[E5.3] National Semiconductor, “LM2907/2917 datasheets”.

[E5.4] Trio-Datacom, “A definition of SLIP”. Technical Note-8., 2002.