tesis de lius flores - IEEE PELS

UNIVERSIDAD POLITÉCNICA DE MADRID

ESCUELA TÉCNICA SUPERIOR DE INGENIEROS INDUSTRIALES

ESTUDIO Y ANÁLISIS DE SOLUCIONES TOPOLÓGICAS DE CONVERTIDORES CC - CC BIDIRECCIONALES PARA SU APLICACIÓN EN

VEHÍCULOS HÍBRIDOS

TESIS DOCTORAL

LUIS ALEJANDRO FLORES OROPEZA

Ingeniero Eléctrico por el Instituto Tecnológico de Aguascalientes, México

Para la obtención del Grado de Doctor Ingeniero Industrial

2004

DEPARTAMENTO DE AUTOMÁTICA, INGENIERÍA ELECTRÓNICA E INFORMÁTICA INDUSTRIAL

ESCUELA TÉCNICA SUPERIOR DE INGENIEROS INDUSTRIALES

ESTUDIO Y ANÁLISIS DE SOLUCIONES TOPOLÓGICAS DE CONVERTIDORES CC - CC BIDIRECCIONALES PARA SU APLICACIÓN EN

VEHÍCULOS HÍBRIDOS

AUTOR: LUIS ALEJANDRO FLORES OROPEZA

Ingeniero Eléctrico por el Instituto Tecnológico de Aguascalientes, México

DIRECTOR:

ÓSCAR GARCÍA SUÁREZ

Doctor Ingeniero Industrial por la Universidad Politécnica de Madrid

Tribunal

Tribunal nombrado por el Magfco. Y Excmo. Sr. Rector de la Universidad

Politécnica de Madrid, el día 16 de diciembre de 2004.

Presidente: Dr. Javier Uceda Antolín

Vocales: Dr. Joseph Bordonau Farrerons

Dr. Juan Manuel Carrasco Solís

Dr. Arturo Fernández González

Secretario: Dr. Andrés Barrado Bautista

Suplentes: Dr.

Dr.

Realizado el acto de defensa y lectura de la tesis el día 26 de enero de 2005 en la E.T.S. Ingenieros Industriales.

CALIFICACIÓN:

EL PRESIDENTE LOS VOCALES

EL SECRETARIO

A ti Sandra,

Gracias por compartir a mi lado y al lado de nuestras hijas los momentos de felicidad y porque sin tu apoyo, amor y consejos en los momentos difíciles, no

lo hubiera logrado.

Te Ama

t.m.h.l.m.

A mis hijas Alexandra Valentina y Samanta Jacqueline, quienes solo tenían papá por las noches y a veces fines de semana.

Papá

A mis padres María y Luis Rey, a mis hermanos Carlos, Lucy, Caro y Pepe quienes toda la vida han creído en mí.

Gracias, también a mi segunda familia, en especial a Titi, Paty, Chela, a mis suegros Celestina y Arnulfo a Isaías, a Ron, Pillo. A todos mis cuñados y

cuñadas sobrinos y sobrinas en México y en L.A. ya que también se emocionaron como nosotros siempre que estuvimos en Madrid.

A nuestros amigos mexicanos y extranjeros con los que vivimos experiencias inolvidables en este país. Gracias a todos.

A Dios que nunca se olvidó de nosotros.

Agradecimientos

Quiero agradecer a todo el personal de la DIE porque siempre me dieron un trato que me hacia sentir como en casa. Siempre lo dije a mis amigos, en éste departamento se vive como una familia, “La familia de la DIE”.

Quiero agradecer enormemente a mi director de tesis Oscar, gracias por tus consejos comentarios y apoyo. Te agradezco todo el tiempo que me brindaste, ya que a pesar de tus múltiples ocupaciones, siempre tuviste un espacio para mí. Admiro en ti, tu alegría y sabiduría para conducir a las personas. Siempre tendrás en mí a un buen amigo, gracias por todo.

Agradezco a todos los profesores del departamento José Antonio, Roberto, Pedro Alou, Jesús, Tere, Edu (que por fin descansa de mis fotografías), Aparicio, Yago y a los maestros de laboratorio Justo, Pedro y Alfonso. Gracias a Yolanda y Nieves por su ayuda en todo momento. Gracias a Javier Uceda por su apoyo, confianza y amistad, haré todo lo posible porque se sientan orgullosos de este estudiante.

Un especial agradecimiento a mis compañeros doctorándos por su ayuda y paciencia Miguelón, Andrés, Ahmed, Pablo, Cristina, Marina, Ana, Mario, Fernando, Susana, Yaser Arafat, Cony, Eduardo, Yana, Vlado y Jorge.

Quiero agradecer también la ayuda invaluable de José Manuel, juntos vivimos los momentos más difíciles del proyecto HEV que dio como resultado una parte de mi tesis.

No puedo dejar este espacio sin mencionar a cinco de los más cercanos amigos con los que compartimos muchos momentos de angustia y felicidad. Almudena y Jesús, Ángel y María y por último el amigo que siempre dejó de hacer lo que hacia para ayudarme a mí y a mi familia, Felipe. No olvidaré los momentos que compartimos juntos, gracias por las muestras de cariño cuando lo necesitamos y gracias por siempre estar ahí, a pie de cañón.

Agradezco la hospitalidad de su país España, en el cual dejamos una parte de nuestras vidas.

Agradezco también al gobierno de México por el apoyo brindado para realizar estos estudios a través de los programas de becas para posgrado.

Madrid a 26 de enero de 2005

Índice

I

Índice

1 CONVERTIDORES BIDIRECCIONALES Y SU APLICACIÓN EN LOS SISTEMAS DE ALIMENTACIÓN DE VEHÍCULOS HÍBRIDOS .................................... 1

1.1 CONVERTIDORES BIDIRECCIONALES ............................................................................ 1 1.1.1 Convertidor bidireccional sin aislamiento galvánico ......................................... 1 1.1.2 Convertidor bidireccional con aislamiento galvánico ........................................ 2 1.1.3 Convertidor bidireccional para altas potencias.................................................. 3

1.2 SISTEMA DE DISTRIBUCIÓN ELÉCTRICO EN VEHÍCULOS HÍBRIDOS ................................ 4 1.2.1 Sistema de distribución basado en celdas de combustible (Fuel Cells) .............. 5 1.2.2 Sistema de distribución basado en baterías ........................................................ 6 1.2.3 Sistema de distribución basado en banco de condensadores "Ultra condensador" ...................................................................................................................... 6 1.2.4 Modos de funcionamiento eléctrico de vehículos híbridos ................................. 7

1.3 EVOLUCIÓN DEL CONSUMO DE POTENCIA EN LOS VEHÍCULOS...................................... 9 1.4 PROBLEMÁTICA DEL BUS DE BAJA TENSIÓN Y ALTA POTENCIA .................................... 9 1.5 MOTIVACIÓN DE LA TESIS .......................................................................................... 10

2 ESTADO DE LA TÉCNICA EN CONVERTIDORES BIDIRECCIONALES......... 11

2.1 INTRODUCCIÓN .......................................................................................................... 11 2.2 REPASO DE CONVERTIDORES BIDIRECCIONALES ........................................................ 11

2.2.1 Convertidor doble puente completo bidireccional sin bobina .......................... 12 2.2.2 Convertidor doble medio puente bidireccional ................................................. 14 2.2.3 Puente completo bidireccional con esquema unificado para conmutaciones suaves y capacidad de arranque desde tensión cero en modo elevador ........................... 16 2.2.4 Convertidor medio puente y push-pull bidireccional ........................................ 18 2.2.5 Convertidor Flyback bidireccional ................................................................... 19

2.3 RESUMEN Y COMPARACIÓN ....................................................................................... 21 2.4 CONCLUSIONES.......................................................................................................... 25

3 CONVERTIDOR REDUCTOR–PUENTE BIDIRECCIONAL................................. 27

3.1 INTRODUCCIÓN .......................................................................................................... 27 3.2 CONVERTIDOR REDUCTOR-PUENTE “MODO REDUCTOR” .......................................... 28

3.2.1 Topología y formas de onda.............................................................................. 28 3.2.2 Funcionamiento en modo reductor ................................................................... 32 3.2.3 Corriente magnetizante en el transformador TR............................................... 33 3.2.4 Función de transferencia en modo reductor ..................................................... 38 3.2.5 Control del convertidor en modo reductor........................................................ 40

3.3 CONVERTIDOR REDUCTOR-PUENTE “MODO ELEVADOR”.......................................... 42 3.3.1 Etapa de arranque............................................................................................. 44 3.3.2 Etapa permanente o normal.............................................................................. 48

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su aplicación en vehículos híbridos

II

3.3.3 Transición Etapa de arranque - Etapa normal ................................................. 52 3.3.4 Función de transferencia en modo elevador ..................................................... 57 3.3.5 Control del convertidor en modo elevador ....................................................... 60

3.4 CONVERTIDOR REDUCTOR-PUENTE “BIDIRECCIONAL" ............................................. 62 3.4.1 Análisis de la topología..................................................................................... 63 3.4.2 Penalización de la bidireccionalidad................................................................ 64 3.4.3 Diseño del convertidor para funcionar bidireccionalmente ............................. 65 3.4.4 Frecuencia de conmutación .............................................................................. 66 3.4.5 Cálculo de tensiones ......................................................................................... 66 3.4.6 Cálculo de la relación de transformación nTR................................................... 67 3.4.7 Cálculo de corrientes ........................................................................................ 68 3.4.8 Cálculo de los condensadores........................................................................... 69 3.4.9 Cálculo del transformador y la bobina ............................................................. 70 3.4.10 Control del convertidor bidireccional............................................................... 71

3.5 DISEÑO Y PARTICULARIZACIÓN DEL CONCEPTO BIDIRECCIONAL ............................... 74 3.5.1 Cálculo de la relación de transformación nTR................................................... 75

3.6 RESULTADOS EXPERIMENTALES 1ER PROTOTIPO ......................................................... 82 3.6.1 Resultados experimentales modo Reductor....................................................... 84 3.6.2 Resultados experimentales modo elevador ....................................................... 89

3.7 RESULTADOS EXPERIMENTALES DEL 2O PROTOTIPO ................................................... 95 3.7.1 Resultados modo reductor................................................................................. 97 3.7.2 Resultados modo elevador .............................................................................. 103 3.7.3 Resumen del capítulo ...................................................................................... 108

3.8 COMPARACIÓN DEL CONVERTIDOR REDUCTOR-PUENTE BIDIRECCIONAL CON EL ESTADO DE LA TÉCNICA ....................................................................................................... 110 3.9 CONCLUSIONES Y APORTACIONES DEL CAPÍTULO .................................................... 113

4 CONVERTIDOR PUENTE COMPLETO Y RECTIFICADOR DOBLADOR DE CORRIENTE BIDIRECCIONAL ...................................................................................... 115

4.1 INTRODUCCIÓN ........................................................................................................ 115 4.2 PUENTE COMPLETO Y RECTIFICADOR DOBLADOR DE CORRIENTE "MODO REDUCTOR" 115

4.2.1 Topología y formas de onda............................................................................ 116 4.2.2 Corriente en las bobinas ................................................................................. 119 4.2.3 Control del convertidor en modo reductor...................................................... 119

4.3 PUENTE COMPLETO Y RECTIFICADOR DOBLADOR DE CORRIENTE "MODO ELEVADOR" 122

4.3.1 Antecedentes del convertidor en modo elevador............................................. 122 4.3.2 Topología y formas de onda............................................................................ 123 4.3.3 Funcionamiento modo "Normal" .................................................................... 124 4.3.4 Funcionamiento modo "Arranque" ................................................................. 130 4.3.5 Funcionamiento modo "Arranque – Normal" ................................................. 150

4.4 PUENTE COMPLETO Y RECTIFICADOR DOBLADOR DE CORRIENTE “BIDIRECCIONAL” 159 4.4.1 Análisis de la topología................................................................................... 160

Índice

III

4.4.2 Penalización de la bidireccionalidad.............................................................. 161 4.4.3 Devanados auxiliares en modo reductor......................................................... 162 4.4.4 Diseño del convertidor para funcionar bidireccionalmente ........................... 163 4.4.5 Cálculo de la relación de transformación np .................................................. 163 4.4.6 Cálculo de tensiones ....................................................................................... 164 4.4.7 Cálculo de corrientes ...................................................................................... 165 4.4.8 Cálculo de los condensadores......................................................................... 166 4.4.9 Cálculo de transformadores............................................................................ 166

4.5 DISEÑO Y PARTICULARIZACIÓN DEL CONCEPTO BIDIRECCIONAL ............................. 167 4.5.1 Cálculo de las relaciones de transformación np y nf ....................................... 168 4.5.2 Selección del arranque en modo elevador ...................................................... 174 4.5.3 Control del convertidor bidireccional............................................................. 175

4.6 RESULTADOS EXPERIMENTALES .............................................................................. 177 4.6.1 Resultados modo reductor............................................................................... 179 4.6.2 Resultados del funcionamiento permanentemente en el arranque .................. 184 4.6.3 Resultados modo elevador .............................................................................. 189 4.6.4 Resumen del capítulo ...................................................................................... 194

4.7 COMPARACIÓN DEL CONVERTIDOR PUENTE COMPLETO Y RECTIFICADOR DOBLADOR DE CORRIENTE CON EL ESTADO DE LA TÉCNICA ................................................................... 197 4.8 CONCLUSIONES Y APORTACIONES DEL CAPÍTULO .................................................... 200

5 CONCLUSIONES......................................................................................................... 203

5.1 APORTACIONES ORIGINALES .................................................................................... 203 5.2 SUGERENCIAS PARA FUTUROS TRABAJOS................................................................. 206

6 REFERENCIAS............................................................................................................ 209

ANEXO I HOJA DE CÁLCULO CAPÍTULO 3 ............................................................... 215

ANEXO II HOJA DE CÁLCULO CAPÍTULO 4.............................................................. 255

ANEXO III ESQUEMÁTICOS Y LISTA DE COMPONENTES DE LOS CONVERTIDORES DISEÑADOS ..................................................................................... 295

Índice de Figuras

V

Índice de Figuras

Figura 1.1 Convertidor reductor.................................................................................................. 2 Figura 1.2 Convertidor reductor bidireccional ............................................................................ 2 Figura 1.3 Convertidor de retroceso "Flyback" .......................................................................... 3 Figura 1.4 Convertidor de retroceso "Flyback" bidireccional..................................................... 3 Figura 1.5 Convertidor bidireccional de alta potencia alimentado en corriente.......................... 4 Figura 1.6 Sistema de distribución eléctrico en vehículos híbridos ............................................ 5 Figura 1.7 Celda de combustible para bus de alta tensión (Cortesía Ballard Power Systems).... 6 Figura 1.8 Evolución de potencia en vehículos [8] ..................................................................... 9 Figura 2.1 Convertidor bidireccional doble puente sin bobina ................................................. 13 Figura 2.2 Convertidor bidireccional basado en dos medios puentes ....................................... 15 Figura 2.3 Convertidor puente completo bidireccional con esquema unificado para

conmutaciones suaves y capacidad de arranque desde tensión cero en modo elevador.... 17 Figura 2.4 Convertidor Medio Puente y Push-Pull Bidireccional ............................................. 18 Figura 2.5 Convertidor Flyback bidireccional .......................................................................... 20 Figura 3.1 Diagrama de bloques con los tres niveles de tensión VC, Vbus y VB.......................... 28 Figura 3.2 Esquema del convertidor Reductor-Puente modo reductor ..................................... 29 Figura 3.3 Formas de onda del convertidor Reductor-Puente en modo reductor ...................... 30 Figura 3.4 Ganancia del convertidor en modo reductor en función del ciclo de trabajo d y para

distintos valores de nTR...................................................................................................... 31 Figura 3.5 Circuito equivalente del transformador para determinar la corriente magnetizante 34 Figura 3.6 Diagrama de bloques para estimar la corriente magnetizante Imag en TR................. 36 Figura 3.7 Circuito para estimar indirectamente la corriente magnetizante (Imag) .................... 36 Figura 3.8 Señales del circuito para estimar la corriente magnetizante en el transformador TR y

para resetear el control del convertidor ............................................................................. 38 Figura 3.9 Convertidor Reductor-Puente con el transformador considerado como una ganancia

constante ........................................................................................................................... 39 Figura 3.10 a) Condensador de salida CBp referido en Vp de TR b) Circuito equivalente del

convertidor para obtener la función de transferencia ........................................................ 40 Figura 3.11 Diagrama de bloques para controlar el convertidor Reductor-Puente modo reductor

.......................................................................................................................................... 41 Figura 3.12 Diagrama de bloques del convertidor en modo elevador con los tres niveles de

tensión VB, VC y Vbus .......................................................................................................... 42 Figura 3.13 Circuito del nuevo convertidor en modo elevador................................................. 43 Figura 3.14 Circuito equivalente para la etapa de arranque en modo elevador......................... 45 Figura 3.15 Formas de onda en el arranque del convertidor en modo elevador........................ 46 Figura 3.16 Ganancia del convertidor en el arranque del modo elevador ................................. 47 Figura 3.17 Convertidor en modo elevador, etapa permanente ó normal ................................. 50 Figura 3.18 Formas de onda del convertidor etapa permanente o normal, modo elevador....... 50 Figura 3.19 Ganancia del convertidor en modo elevador para la etapa permanente o normal kN

en función del ciclo de trabajo y para distintas nTR ........................................................... 51


VI

Figura 3.20 Ganancia del convertidor en modo elevador, etapa de arranque y etapa permanente.......................................................................................................................................... 53

Figura 3.21 Ganancia del convertidor en modo elevador, etapa de arranque y etapa permanente separadas y con distinta relación de transformación nTR ................................................... 54

Figura 3.22 Circuito electrónico para determinar la señal “M” a partir de un comparador con histéresis de dos niveles de tensión y de un circuito combinacional................................. 56

Figura 3.23 Activación de la señal lógica de control “M” en función de los niveles de tensión VB y VC y con el circuito comparador de dos niveles de tensión ....................................... 56

Figura 3.24 Diagrama de bloques para el control del convertidor en modo elevador............... 62 Figura 3.25 Convertidor Reductor-Puente Bidireccional.......................................................... 63 Figura 3.26 Control del convertidor Reductor-Puente Bidireccional........................................ 72 Figura 3.27 Pulsos de control del convertidor Reductor-Puente Bidireccional en Modo

Reductor............................................................................................................................ 73 Figura 3.28 Pulsos de control del convertidor Reductor-Puente Bidireccional en Modo

Elevador ............................................................................................................................ 73 Figura 3.29 Esquema eléctrico del circuito de disparo para los MOSFETs M1 y M2.............. 74 Figura 3.30 Fotografía de la cara anterior y posterior del circuito de disparo de M1 y M2...... 74 Figura 3.31 Excursión del ciclo de trabajo para distintos valores de nTR .................................. 78 Figura 3.32 Máxima tensión de bloqueo para M3 - M6 y M11 en el convertidor Reductor-

Puente Bidireccional ......................................................................................................... 79 Figura 3.33 Pérdidas para 100kHz y nTR = 7............................................................................. 81 Figura 3.34 Pérdidas para 100kHz y nTR = 12........................................................................... 81 Figura 3.35 Aspecto del 1er prototipo a) Vista lateral del convertidor en la que se aprecian los

MOSFETs de potencia b) Vista superior en la que se aprecian el transformador TR (izquierda arriba) y la bobina L (derecha arriba)............................................................... 82

Figura 3.36 Aspecto de la tarjeta de control con los controladores UC3825 y UC3823 de Texas Instrument. ........................................................................................................................ 83

Figura 3.37 Etapa de potencia del prototipo experimental realizado con la topología Reductor-Puente Bidireccional ......................................................................................................... 83

Figura 3.38 Señales de control para funcionar en modo reductor. Ch1(10V/div, 5µs/div) = VGSM1, Ch2(10V/div, 5µs/div) = VGSM3 y 6 y Ch3(10V/div, 5µs/div) = VGSM4 y 5............... 85

Figura 3.39 Señales de control y rectificación síncrona para el transformador en modo reductor. Ch1(10V/div, 5µs/div) = VGSM3 y 6 y Ch2(10V/div, 5µs/div) = VGSM4 y 5 Ch3(10V/div, 5µs/div) = VGSM7 y 10 y Ch4(10V/div, 5µs/div) = VGSM8 y 9 ................................................ 86

Figura 3.40 Señales del convertidor en modo reductor. Ch1(20V/div, 5µs/div) = VGSM6, Ch2(10V/div, 5µs/div) = VGSM3, Ch3(20V/div, 5µs/div) = VS, Ch4(2A/div, 5µs/div) = iL88

Figura 3.41 Rendimiento de la etapa de potencia en función de la tensión de entrada y de la potencia de salida .............................................................................................................. 89

Figura 3.42 Señales de control del convertidor Reductor-Puente en modo elevador. Ch1(10V/div, 5µs/div) = VGSM7 y 10, Ch2(10V/div, 5µs/div) = VGSM8 y 9, Ch3(10V/div, 5µs/div) = VGSM2 ............................................................................................................... 90

Figura 3.43 Señales de control del puente completo y señales de la rectificación síncrona. Ch1(10V/div, 5µs/div) = VGSM7 y 10, Ch2(10V/div, 5µs/div) = VGSM8 y 9, Ch3(10V/div, 5µs/div) = VGSM3 y 6, Ch4(10V/div, 5µs/div) = VGSM4 y 5 ................................................... 91

Índice de Figuras

VII

Figura 3.44 Arranque del convertidor en modo elevador. Ch1(20V/div, 500ms/div) = VGSM11, Ch2(100V/div, 500ms/div) = VC, Ch3(500mA/div, 500ms/div) = iL ................................ 92

Figura 3.45 Arranque del convertidor en modo elevador. Ch1(20V/div, 500ms/div) = VGSM11, Ch2(100V/div, 500ms/div) = VC, Ch3(5A/div, 500ms/div) = iB ....................................... 92

Figura 3.46 Régimen permanente en modo elevador. Ch1(2A/div, 10µs/div) = iL, Ch2(25V/div, 10µs /div) = Vs, Ch3(10A/div, 10µs /div) = is, Ch4(10A/div, 10µs /div) = ip ................... 93

Figura 3.47 Régimen permanente en modo elevador. Ch1(20V/div, 10µs/div) = VGSM2, Ch2(25V/div, 10µs /div) = VC, Ch4(2A/div, 10µs /div) = iL ........................................... 93

Figura 3.48 Rendimiento de la etapa de potencia en función de la tensión de entrada y de la potencia de salida .............................................................................................................. 94

Figura 3.49 Aspecto de la tarjeta de control del 2º prototipo .................................................... 96 Figura 3.50 Fotografía de la etapa de potencia del 2º prototipo. Al centro se observa la bobina

L y a la derecha se observa el transformador de potencia TR............................................ 97 Figura 3.51 Formas de onda del 2º prototipo en Modo Reductor en un punto de operación .... 98 Figura 3.52 Gráfica de rendimiento para 400V de entrada ..................................................... 101 Figura 3.53 Gráfica de rendimiento para 350V de entrada ..................................................... 101 Figura 3.54 Gráfica de rendimiento para 300V de entrada ..................................................... 102 Figura 3.55 Gráfica de rendimiento para 260V de entrada ..................................................... 102 Figura 3.56 formas de onda del prototipo 2º en un punto de operación del Modo levador..... 103 Figura 3.57 Gráfica de rendimiento del convertidor para VB = 16V y distintas tensiones de

salida VC en Modo Elevador ........................................................................................... 106 Figura 3.58 Gráfica de rendimiento del convertidor para VB = 14V y distintas tensiones de



salida VC en Modo Elevador ........................................................................................... 107 Figura 4.1 Convertidor puente completo con rectificador doblador de corriente.................... 116 Figura 4.2 Formas de onda del convertidor puente completo con rectificador doblador de

corriente Modo reductor ................................................................................................. 117 Figura 4.3 Variación de la ganancia del convertidor en función del ciclo de trabajo y para

distintos valores de np ..................................................................................................... 118 Figura 4.4 Modelo en pequeña señal del convertidor puente completo con rectificador doblador

de corriente en modo reductor aplicando la técnica de corriente promediada................. 120 Figura 4.5 Diagrama de bloques de control para modo reductor ............................................ 121 Figura 4.6 Puente completo con rectificador doblador de corriente, modo elevador.............. 123 Figura 4.7 Formas de onda rectificador doblador de corriente elevador modo normal........... 124 Figura 4.8 Ganancia del rectificador doblador de corriente en modo elevador....................... 125 Figura 4.9 a) Formas de onda de la fuente de tensión VDSM5 y de la fuente de corriente IL b)

Circuito equivalente para la bobina c) Circuito equivalente para el condensador........... 126 Figura 4.10 Puente completo con rectificador doblador de corriente, modo elevador............ 131 Figura 4.11 Devanados auxiliares colocados en las bobinas L1 y L2 que se utilizan para el

arranque del convertidor ................................................................................................. 133 Figura 4.12 Formas de onda del Arranque I............................................................................ 134


VIII

Figura 4.13 Formas de onda del convertidor con "Arranque II" ............................................. 138 Figura 4.14 Intervalos de operación en "Arranque II" ............................................................ 140 Figura 4.15 Curvas de ganancia del convertidor en el Arranque II considerando np = 1 y para

distintos valores de nf ...................................................................................................... 142 Figura 4.16 Curvas de ganancia del convertidor en el Arranque II considerando nf = 1 y para

distintos valores de np ..................................................................................................... 142 Figura 4.17 Esquema del circuito con el Arranque II para ser simulado en PSpice................ 145 Figura 4.18 En orden descendente, Señal de control de M5, Tensión drenador fuente de M5,

Corriente que fluye a través de L1 y Corriente que fluye a través del diodo Flyback D5 146 Figura 4.19 En orden descendente, Tensión en primario del transformador principal TR,

Tensión aplicada a la bobina L1, Corriente magnetizante que fluye a través de TF1 (corriente que crea el flujo ΦTF1) y Tensión drenador fuente de M5............................... 147

Figura 4.20 Ganancia del convertidor utilizando el Arranque I y considerando nf = 2np........ 153 Figura 4.21 Ganancia del convertidor utilizando el Arranque I y considerando nf ≠ 2np....... 155 Figura 4.22 Ganancia del convertidor utilizando el Arranque II y considerando nf = 2np con lo

que el convertidor en el arranque se comporta como un convertidor reductor................ 157 Figura 4.23 Ganancia del convertidor utilizando el Arranque II y considerando nf = np con lo

que el convertidor en el arranque se comporta como un convertidor Flyback ................ 158 Figura 4.24 Esquema del convertidor puente completo cor rectificador doblador de corriente

bidireccional ................................................................................................................... 160 Figura 4.25 Valores que puede adoptar np para a) Modo reductor y b) Modo elevador ......... 170 Figura 4.26 Valores de nf en función de np y de las tensiones de operación para cumplir con la

condición de bidireccionalidad en el convertidor............................................................ 171 Figura 4.27 Tensión de bloqueo para los diodos DF1 y DF2 para los posibles valores de np.... 172 Figura 4.28 Tensión de bloqueo crítica en M5 y M6 para modo reductor y elevador ............ 173 Figura 4.29 Tensión de bloqueo crítica en M5 y M6 para modo arranque (Flyback) ............. 173 Figura 4.30 Diagrama de bloques para el control en modo elevador ...................................... 176 Figura 4.31 Formas de onda para el modo elevador utilizando el Arranque II a partir de dos

controladores UC3825 .................................................................................................... 177 Figura 4.32 Aspecto de la etapa de potencia del convertidor Puente completo y rectificador

doblador de corriente ...................................................................................................... 178 Figura 4.33 Etapa de potencia del prototipo experimental realizado con la topología puente

completo y rectificador doblador de corriente bidireccional........................................... 178 Figura 4.34 Circuito disparador utilizado para MOSFETs de alta tensión (cara anterior y

posterior de la placa del disparador) ............................................................................... 180 Figura 4.35 Señales de control para los MOSFETs de alta tensión Ch1=M1, Ch2=M2,

Ch3=M3 y Ch4=M4........................................................................................................ 180 Figura 4.36 Señales de control para la rectificación síncrona Ch1=M1, Ch2=M2, Ch3=M5 y

Ch4=M6 .......................................................................................................................... 180 Figura 4.37 (5µs/div) Ch1(10V/div) = Disparo en M1, Ch2(500V/div) = Tensión en Vp,

Ch3(5A/div) = Corriente en L1 Ch4(5A/div) = Corriente en L2 ..................................... 181 Figura 4.38 (5µs/div) Ch1(10V/div) = Disparo en M1, Ch2(500V/div) = Tensión en Vp,

Ch3(10A/div) = Corriente en L1 Ch4(10A/div) = Corriente en L2 ................................. 181

Índice de Figuras

IX

Figura 4.39 (10µs/div) Ch1(2A/div) = Corriente ip, Ch2(500V/div) = Tensión en Vp, Ch3(10A/div) = Corriente en L1 Ch4(10A/div) = Corriente en L2 ................................. 182

Figura 4.40 Rendimiento de la etapa de potencia en función de la tensión de entrada y de la potencia de salida ............................................................................................................ 183

Figura 4.41 Etapa de potencia del prototipo experimental realizado con la topología puente completo y rectificador doblador de corriente para funcionar permanentemente con el Arranque II...................................................................................................................... 184

Figura 4.42 Señales de control para funcionar permanentemente en el arranque. Ch1(10V/div, 2µs/div) = VGSM5, Ch2(10V/div, 2µs/div) = VGSM6 ......................................................... 185

Figura 4.43 Señales del convertidor al funcionar permanentemente en el arranque. Ch1 (20V/div, 2µs/div) = VGSM5, Ch2 (20V/div, 2µs/div) = VDSM5, Ch3 (2A/div, 5µs/div) = iL1, Ch4 (500mA/div, 5µs/div) = iDF1 .................................................................................... 186

Figura 4.44 Señales del convertidor para d = 45%. Ch1 (20V/div, 2µs/div) = VGSM5, Ch2 (50V/div, 2µs/div) = VDSM5, Ch3 (5A/div, 5µs/div) = iL1, Ch4 (500mA/div, 5µs/div) = iDF1........................................................................................................................................ 187

Figura 4.45 Señales del convertidor para d = 51%. Ch1 (20V/div, 2µs/div) = VGSM5, Ch2 (50V/div, 2µs/div) = VDSM5, Ch3 (5A/div, 5µs/div) = iL1, Ch4 (500mA/div, 5µs/div) = iDF1........................................................................................................................................ 187

Figura 4.46 Rendimiento de la etapa de potencia en función de la potencia de salida............ 189 Figura 4.47 Etapa de potencia del prototipo experimental realizado con la topología puente

completo y rectificador doblador de corriente para funcionar permanentemente en modo elevador........................................................................................................................... 190

Figura 4.48 Transición del convertidor del Arranque al modo Normal de operación Ch1(100V/div, 500ms/div) = VC, Ch2(5A/div, 500ms/div) = iB ..................................... 191

Figura 4.49 Corriente en las bobinas L1 y L2 para la transición del convertidor Ch1(100V/div, 500ms/div) =VC, Ch3(5A/div, 500ms/div) = iL1 Ch4(5A/div, 500ms/div) = iL1 .............. 192

Figura 4.50 Formas de onda en modo elevador normal Ch1(500V/div, 5µs/div) = Vp, Ch2(2A/div, 5µs/div) = ip Ch3(5A/div, 5µs /div) = iL1, Ch4(5A/div, 5µs /div) = iL2 ...... 193

Figura 4.51 Rendimiento de la etapa de potencia en función de la tensión de entrada y de la potencia de salida ............................................................................................................ 194

Índice de Tablas

XI

Índice de Tablas

Tabla I Resumen de aspectos físicos de las topologías en el estado de la técnica .................... 22 Tabla II Resumen y comparación cualitativa de las topologías bidireccionales ....................... 23 Tabla III Ganancia del convertidor en modo elevador para la etapa de arranque y la etapa

permanente o normal......................................................................................................... 52 Tabla IV Tensiones de bloqueo en los componentes del convertidor en modo reductor y modo

elevador............................................................................................................................. 65 Tabla V Especificaciones de diseño del convertidor Reductor-Puente Bidireccional............... 75 Tabla VI MOSFETs utilizados para el análisis de pérdidas en el convertidor.......................... 80 Tabla VII Condiciones de corrientes, tensiones y rendimiento del convertidor en Modo

Reductor para la medida de las formas de onda en régimen permanente del 1er prototipo 87 Tabla VIII Rendimientos medidos sobre el prototipo en función de la tensión de entrada y de la

potencia de salida .............................................................................................................. 89 Tabla IX Rendimientos medidos sobre el prototipo en función de la tensión de entrada y de la

potencia de salida .............................................................................................................. 94 Tabla X Rendimiento con 400V de entrada y distintas tensiones de salida .............................. 99 Tabla XI Rendimiento con 350V de entrada y distintas tensiones de salida............................. 99 Tabla XII Rendimiento con 300V de entrada y distintas tensiones de salida ......................... 100 Tabla XIII Rendimiento con 260V de entrada y distintas tensiones de salida ........................ 100 Tabla XIV Rendimiento con 16V de entrada y distintas tensiones de salida.......................... 104 Tabla XV Rendimiento con 14V de entrada y distintas tensiones de salida ........................... 104 Tabla XVI Rendimiento con 12V de entrada y distintas tensiones de salida.......................... 105 Tabla XVII Rendimiento con 10V de entrada y distintas tensiones de salida......................... 105 Tabla XVIII Comparación del convertidor Reductor-Puente con el estado e la técnica......... 111 Tabla XIX Comparación cualitativa del convertidor Reductor-Puente con el estado de la

técnica ............................................................................................................................. 112 Tabla XX Parámetros para la simulación del Arranque II ...................................................... 145 Tabla XXI Tensión de salida del convertidor para los distintos modos de operación............. 151 Tabla XXII Ciclo de trabajo del convertidor para los distintos modos de operación.............. 151 Tabla XXIII Ganancia del convertidor para los distintos modos de operación....................... 151 Tabla XXIV Tensiones de bloqueo en los componentes del convertidor ............................... 162 Tabla XXV Tensiones críticas de bloqueo del convertidor puente completo con rectificador

doblador de corriente bidireccional................................................................................. 165 Tabla XXVI Especificaciones de diseño del convertidor Bidireccional Puente Completo y

Rectificador Doblador de Corriente ................................................................................ 168 Tabla XXVII Rendimientos medidos sobre el prototipo en función de la tensión de entrada y de

la potencia de salida ........................................................................................................ 183 Tabla XXVIII Valores del rendimiento del convertidor operando de manera permanente en la

etapa de arranque. Las tensiones son: VB =14V y VC = 100V ........................................ 188 Tabla XXIX Valores con los que fueron tomadas las formas de onda del convertidor para la

transición del modo arranque al modo normal................................................................ 190


XII

Tabla XXX Rendimientos medidos sobre el prototipo en función de la tensión de entrada y de la potencia de salida ........................................................................................................ 194

Tabla XXXI Comparación del convertidor Puente completo y rectificador Doblador de corriente con el estado e la técnica.................................................................................. 198

Tabla XXXII Comparación cualitativa del convertidor Puente completo y Rectificador doblador de corriente con el estado de la técnica ............................................................ 199

Planteamiento y resumen de la tesis

XIII


La sustitución de los "Vehículos de Combustión Interna" (VCI) por "Vehículos

Eléctricos" (VE) es una realidad que se está dando desde hace algunos años. Esta

sustitución se hace, entre otras cosas, con la intención de salvaguardar el medio

ambiente y fomentar la utilización de las energías renovables. Este proceso de cambio

no se dará de la noche a la mañana, sino que se prevé que durará a lo largo de los

próximos años. Mientras esto ocurre, se está pasando por un período de transición en

el cual deben convivir la tecnología de los vehículos de combustión interna y la

tecnología de los vehículos eléctricos, dando paso a su vez a un nuevo tipo de

vehículos llamados, "Vehículos Híbridos" (VH).

Uno de los convertidores que integran los vehículos híbridos (VH) presenta unos

requerimientos que, desde el punto de vista de la electrónica de potencia, son difíciles

de satisfacer. De estos requerimientos, los más importantes y que se deben considerar,

para el diseño de esta nueva fuente de alimentación se mencionan a continuación:

• Niveles de tensión. Es necesario introducir un bus de alta tensión de entre

260V y 416V para los sistemas de arranque y tracción del vehículo. Se

conservan 12V para los sistemas de iluminación, frenado, aire acondicionado,

control, etc.

• Bidireccionalidad. La fuente de alimentación debe ser bidireccional para

permitir que el flujo de energía vaya en ambos sentidos. Para arrancar el

vehículo se toma energía de la batería de 12V para a su vez cargar un banco

de condensadores o alimentar un sistema de celdas de combustible (Fuel

Cells); después se recarga la batería mientras el vehículo se encuentra en

marcha, alimentado por el motor de explosión.

• Aislamiento. Es necesario aislamiento galvánico entre los niveles de alta

tensión (260V-420V) y baja tensión (12V) por seguridad.

• Potencia. La potencia en los vehículos se ha incrementado notablemente,

demandando actualmente de 1kW a 1,5kW en promedio.


XIV

• Tiempo de carga del banco de condensadores. Si se utiliza un banco de

condensadores en el lado de alta tensión, éste se debe cargar en un tiempo

muy reducido que ocasiona mayores esfuerzos de corriente en el convertidor.

De los cinco requerimientos anteriores, se deduce que la selección de la topología para

este tipo de convertidores CC-CC bidireccionales no es nada sencilla, debido a que se

tienen que administrar corrientes del orden de 125A en la batería. Este valor de

corriente promedio en la batería es muy elevado y dependiendo de la topología que se

utilice, se pueden producir pérdidas muy elevadas por conducción, ya que estas

dependen del cuadrado de la corriente eficaz. De ahí la importancia para seleccionar

adecuadamente la topología o proponer nuevas topologías de convertidores

bidireccionales, que sean capaces de manejar valores tan elevados de corriente y

tensión causando un mínimo de pérdidas. Asimismo, conviene distinguir entre

aplicaciones en que el bus de alta tensión esté soportado por un sistema de baterías o

células de combustible o simplemente por condensadores. La diferencia es que estos

últimos pueden estar descargados completamente. Las topologías, dependiendo del

sistema que se tenga en el bus de alta tensión, pueden ser diferentes para cada caso.

El tema resulta de gran interés para la industria de la automoción, ya que en los

últimos años se han propuesto algunas soluciones para resolver la problemática de

diseño de este nuevo tipo de fuentes de alimentación, aunque no existe una solución

que sea claramente la que mejores prestaciones tenga.

La presente Tesis doctoral se centra en el estudio y análisis de soluciones

topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para satisfacer las

necesidades que se presentan en los Vehículos Híbridos (12V-400V). Se

analizan y comparan cualitativamente las distintas soluciones existentes para

esta aplicación y también se proponen dos nuevas topologías de convertidotes

bidireccionales que satisfacen estos nuevos requerimientos. Se diseñan y

construyen prototipos para validar la funcionalidad de estas nuevas topologías.

En el primer capítulo, se presenta una breve introducción a los convertidores

bidireccionales, el modo de operación y algunas de las aplicaciones más comunes de

estos convertidores bidireccionales. También se presenta una introducción a los

sistemas de alimentación de los vehículos híbridos (VH) y la evolución del consumo

de potencia de los vehículos en los últimos años.


XV

En el segundo capítulo, se muestra un resumen de las topologías de convertidores

bidireccionales que se han presentado para aplicaciones de vehículos híbridos (VH) y

algunas otras que por sus características pueden ser validas para esta aplicación en

particular. En este capítulo, se hace una valoración de las topologías que el autor

considera más relevantes.

En el tercer capítulo, se presenta de manera original la primera topología de

convertidor bidireccional propuesta para esta aplicación. Esta topología, corresponde a

un convertidor reductor seguido de un puente completo que opera al 50% cada una de

sus ramas. En este capítulo, se analiza el funcionamiento del convertidor en modo

reductor, en modo elevador y la operación de la topología bidireccionalmente. Para

cada una de las etapas de funcionamiento del nuevo convertidor, se incluyen las

ecuaciones de diseño y formas de onda correspondientes. Los resultados prácticos de

un prototipo experimental se incluyen para verificar el correcto funcionamiento de

este nuevo convertidor bidireccional.

En el cuarto capítulo, también se presenta de manera original la segunda topología de

convertidor bidireccional propuesta. Esta topología, corresponde a un convertidor

puente completo con rectificador doblador de corriente. Lo novedoso de ésta

topología, es su funcionamiento como convertidor bidireccional y el sistema de

arranque implementado en modo elevador. En éste capítulo, se analiza el

funcionamiento del convertidor en modo reductor, en modo elevador y la operación de

la topología bidireccionalmente. Al igual que para la primera topología, en cada una

de las etapas de funcionamiento del nuevo convertidor, se incluyen las ecuaciones de

diseño y formas de onda correspondientes. En esta nueva topología, dependiendo del

sistema con el que se cuente en el bus de alta tensión (Celdas de combustible, baterías

o condensadores), serán las consideraciones que se hagan para que opere

correctamente como convertidor elevador. La verificación del modo de

funcionamiento, las ecuaciones de diseño y los resultados experimentales de un

prototipo de laboratorio se presentan para validar esta nueva topología de convertidor

bidireccional.

En el quinto capítulo, se presentan las conclusiones y aportaciones del trabajo de tesis

realizado. Se incluyen también, las líneas futuras de investigación que a juicio del

autor resultaría interesante investigar a partir de este trabajo de tesis doctoral.


XVI

Por último, se presentan las referencias de la tesis, y los anexos necesarios para el

cálculo y diseño de los convertidores propuestos por el autor.

Convertidores bidireccionales y su aplicación en los sistemas de alimentación de vehículos híbridos

1

1 Convertidores bidireccionales y su aplicación en los sistemas de alimentación de vehículos híbridos

La necesidad de reducir la contaminación y el consumo de combustibles carburantes,

así como ofrecer nuevas prestaciones, ha dado paso a la utilización de una alternativa

distinta al vehículo convencional, esta alternativa se trata de los vehículos híbridos [1]

y [2]. Algunas empresas de automoción ya han sacado al mercado vehículos de

propulsión eléctrica pero que no han evolucionado con la velocidad deseada debido a

los elevados costos de fabricación de este nuevo tipo de vehículos [3].

En éste capítulo se presenta una breve introducción de los convertidores

bidireccionales, su aplicación y problemática de diseño para ser implementados como

fuentes de alimentación en vehículos híbridos y la evolución del consumo de potencia

en los vehículos en los últimos 30 años.

1.1 Convertidores bidireccionales

Un convertidor bidireccional es aquel que tiene la capacidad de transferir energía en

ambos sentidos, es decir, de la entrada a la salida y viceversa únicamente efectuando

un cambio de sentido en la corriente. La mayoría de las topologías de convertidores

continua-continua que existen con y sin aislamiento galvánico pueden ser utilizadas

como convertidores bidireccionales, lo único que se debe hacer es sustituir el o los

diodos rectificadores que se encuentren en la topología por transistores MOSFETs

controlados que permitan el flujo de la corriente en ambas direcciones [4]. Esto

permite que básicamente casi cualquier convertidor sea capaz de transferir energía en

ambos sentidos de operación.

1.1.1 Convertidor bidireccional sin aislamiento galvánico

El ejemplo más sencillo de convertidor bidireccional sin aislamiento galvánico se

explica con el convertidor reductor "Buck" (Figura 1.1) ya que al sustituir el diodo de

libre circulación D1 por un MOSFET M2, y controlar los disparos de ambos


2

interruptores complementariamente (d1 y d2), se obtiene un convertidor bidireccional

(Figura 1.2). En este convertidor bidireccional, si la corriente circula de VC hacia VB se

transfiriere energía como en un convertidor reductor, si la corriente circula de VB hacia

VC la energía se transfiere como en un convertidor elevador "Boost". Una de las

aplicaciones que tiene este convertidor bidireccional, dependiendo de las tensiones de

alimentación y de salida al igual que de la potencia, es de un cargador/descargador de

batería para sistemas de satélite [5]. Este convertidor también es muy utilizado para

aplicaciones de automoción en el sistema dual de baterías.

M1

CB

L

VBVC

D1d1

Figura 1.1 Convertidor reductor

M2

M1L

VBVC

d1

d2

Figura 1.2 Convertidor reductor bidireccional

1.1.2 Convertidor bidireccional con aislamiento galvánico

Al igual que en el convertidor reductor, el ejemplo más sencillo con el que se ilustra el

concepto de bidireccionalidad en los convertidores con aislamiento galvánico, se

aplica al convertidor de retroceso "Flyback". En este convertidor al igual que en el

convertidor reductor, basta con sustituir el diodo rectificador DF por un transistor MF

para conseguir la bidireccionalidad [21]. La Figura 1.3 y Figura 1.4, muestran un

convertidor de retroceso normal, y un convertidor de retroceso bidireccional

respectivamente. En este caso, tanto para transferir energía de VC a VB como de VB a

VC, el convertidor que resulta es un convertidor de retroceso "Flyback".


3

M1

CB

VB

VC

DF

d1

nF1

Lm

M1

CB

VB

VC

DF

d1

nF1 nF1

Lm

Figura 1.3 Convertidor de retroceso "Flyback"

Lm

M1

VB

VC

MF

d1

nF1 nF1

d2

Figura 1.4 Convertidor de retroceso "Flyback" bidireccional

Las aplicaciones de éste convertidor dependiendo de las potencias y de las tensiones

son muy diversas y van desde cargadores de baterías, sistemas de alimentación

ininterrumpidos, sistemas de cómputo, sistemas aeroespaciales y circuitos para control

de motores [20].

1.1.3 Convertidor bidireccional para altas potencias

Los convertidores utilizados para manejar altas potencias son los convertidores

basados en las topologías de "Medio Puente", "Puente Completo" y Push-Pull. En

[25]-[39] se encuentran topologías de convertidores diseñadas para alcanzar altos

valores de potencia.

Al igual que los convertidores bidireccionales explicados en los apartados 1.1.1 y

1.1.2, también los convertidores para altas potencias pueden ser utilizados como

convertidores bidireccionales. Se debe sustituir de igual forma, la etapa de

rectificación por interruptores que permitan el flujo de corriente en ambas direcciones.

La Figura 1.5 muestra el esquema de un convertidor bidireccional de alta potencia, si

la bobina se encuentra en la entrada del convertidor, a éste se le llama "Convertidor

alimentado en corriente", si la bobina se encuentra en la salida, entonces a éste

convertidor se le llama "Convertidor alimentado en tensión".


4

1:n

VB VC

L

Ldisp

Figura 1.5 Convertidor bidireccional de alta potencia alimentado en corriente

En éste caso, la Figura anterior muestra un convertidor alimentado en corriente,

debido a que la bobina se encuentra en la entrada (parte izquierda de la figura). Por la

construcción del mismo, se representa una inductancia de dispersión (Ldisp) que es

proporcionada por el transformador de la topología. Es deseable, que el lado del

convertidor que deba administrar más corriente, sea el lado en el que esté colocada la

bobina L.

1.2 Sistema de distribución eléctrico en vehículos híbridos

Usualmente, un vehículo propulsado por motores eléctricos, puede estar alimentado

por baterías, por celdas de combustible o por un banco de condensadores de alta

tensión [4]. El sistema de distribución eléctrico en un vehículo híbrido básicamente

esta formado por dos buses de tensión, uno de alto voltaje que varia de entre 260V y

416V y otro de que varía entre 10V y 16V que normalmente funciona con una batería

de 12V. La Figura 1.6 muestra el sistema clásico de distribución eléctrico en vehículos

híbridos.


5

CONVERTIDORBIDIRECCIONAL

ACTIVACIÓN DEALTA TENSIÓN

TRACCIÓN

INVERSOR

BATERÍA

ILUMINACIÓN

CONTROLELECTRÓNICO

AMORTIGUACIÓNY FRENADO

260V - 416V 12V

CELDAS DECOMBUSTIBLE

BATERÍAS

BANCO DECONDENSADORES

DOBLE BUS

Figura 1.6 Sistema de distribución eléctrico en vehículos híbridos

El bus de alta tensión cuenta con un sistema de activación de la propia alta tensión, un

inversor para controlar el sistema de tracción y otras cargas de alta tensión. El bus de

baja tensión provee la energía a los sistemas de iluminación, sistemas de control,

sistemas de amortiguamiento y frenado, etc. [7].

1.2.1 Sistema de distribución basado en celdas de combustible (Fuel

Cells)

Las celdas de combustible son por ahora la opción más utilizada para formar parte del

sistema de alimentación de vehículos híbridos. Estas celdas de combustible o "Fuel

Cells" generan energía eléctrica a través de un proceso electroquímico en el que

intervienen hidrógeno y oxígeno resultando agua, la cual es más fácil de tratar a

diferencia de la contaminación producida por la quema de carburantes. Directamente

los niveles de tensión de las celdas de combustible van desde 260V hasta 420V lo cual

es idóneo para el funcionamiento del sistema eléctrico del vehículo híbrido. La Figura

1.7 muestra una celda de combustible para el bus de alta tensión de un vehículo

híbrido.


6

Figura 1.7 Celda de combustible para bus de alta tensión (Cortesía Ballard Power Systems)

1.2.2 Sistema de distribución basado en baterías

En la actualidad es posible tener baterías para vehículos híbridos, pero la mayoría de

ellas está en fase de investigación y desarrollo. Los principales inconvenientes que

presentan estas baterías son elevados costos, muy bajo rendimiento en sus celdas,

elevada auto descarga y la necesidad de una infraestructura para su reciclaje.

1.2.3 Sistema de distribución basado en banco de condensadores "Ultra condensador"

No menos importante es el sistema eléctrico del vehículo híbrido basado en un banco

de condensadores. Éste al igual que las celdas de combustible y que las baterías, se

encarga de almacenar la energía del bus de alta tensión. A pesar de que el

funcionamiento del sistema eléctrico en los tres casos es básicamente el mismo, en el

caso del banco de condensadores existe un matiz importante que lo hace distinto de los

otros. Esta diferencia consiste en que cada vez que arranca el vehículo, los

condensadores se encuentran totalmente descargados lo cual implica que se debe

cargar este banco de condensadores desde 0V hasta la tensión nominal del bus de

alta tensión. Esto puede ocasionar problemas si la topología que se utiliza es una

topología elevadora o derivada de ella, ya que con estas topologías se presentan

valores de sobre corriente al cargar un banco de condensadores antes de llegar al

régimen permanente donde la tensión de salida es mayor que la de entrada.


7

1.2.4 Modos de funcionamiento eléctrico de vehículos híbridos

El sistema eléctrico de un Vehículo Híbrido (VH) tiene básicamente dos modos de

funcionamiento Modo Marcha y Modo Recarga. Estos modos de funcionamiento se

refieren a la forma en que opera el convertidor bidireccional de la Figura 1.6 cuando el

vehículo comienza a funcionar y la forma en la que después funciona una vez que el

vehículo ya está en operación permanente.

1.2.4.1 Modo Marcha

Para que el sistema eléctrico de un Vehículo Híbrido se ponga en funcionamiento, lo

debe hacer tomando energía de la batería de baja tensión. La manera de conseguirlo,

es utilizando el convertidor que en éste caso eleva la tensión. La tensión llega hasta un

nivel en el que el sistema eléctrico de alta tensión se pueda poner en marcha. Pueden

existir restricciones de tiempo de carga que dificulten el diseño del convertidor.

La puesta en marcha del vehículo, también depende del tipo de sistema que se tenga

en el lado de alta tensión (baterías, condensadores o celdas de combustible). A

continuación se explica la puesta en marcha del sistema en cada uno de los casos:

• Puesta en marcha con celdas de combustible.- En el sistema que cuenta con celdas de combustible, el hidrógeno está almacenado en un contenedor a alta

presión. Para inicializar éste sistema, la energía almacenada en la batería de

baja tensión es transferida al bus de alta tensión a través del convertidor

bidireccional. Con ésta transferencia de energía se pone a funcionar un

compresor de aire que libera oxígeno a la celda de combustible. El oxígeno

interactúa con el hidrógeno que provee el contenedor de alta presión y se

genera el voltaje para el bus de alta tensión. Durante éste proceso, para poner

en marcha el vehículo, la energía se transfiere del bus de baja tensión hacia el

bus de alta tensión y el convertidor funciona como un convertidor elevador

"Boost".

• Puesta en marcha con batería de alta tensión.- Aunque no se utiliza por ahora, utilizar batería en el lado de alta tensión sería una forma adecuada de

operar el Vehículo Híbrido. Esta batería de alta tensión por si misma podría

poner en marcha el vehículo. El convertidor solo se utilizaría en el caso de que


8

la batería de alta tensión no tuviera la carga suficiente para conseguir poner en

marcha el vehículo. Esta configuración resultaría muy cómoda, ya que al

contar con batería en ambos lados del convertidor, la topología que se utilice

no tendría que trabajar con tensiones de salida de 0V.

• Banco de condensadores (Ultra condensador).- Para el sistema que cuenta con un banco de condensadores, el funcionamiento es similar en cuanto a que

la energía se toma de la batería de baja tensión. La diferencia consiste en

cargar los condensadores de alta tensión desde 0V hasta la tensión nominal.

Aunque aparentemente el modo de funcionamiento es muy parecido, en

realidad este proceso de cargar un banco de condensadores resulta más

complicado de lo que parece. Esto se debe a que al utilizar una topología

elevadora, la bobina se carga con la tensión de entrada, y se descarga con la

diferencia de la tensión de entrada y la tensión de salida. Si la tensión de

salida en el arranque vale 0V, significa que la corriente aumentará sin control

cada ciclo de conmutación hasta que la tensión de salida alcance su valor

nominal. Por lo tanto, para éste sistema de puesta en marcha del vehículo, se

debe incluir un mecanismo para cargar los condensadores y evitar que se

presenten elevados estreses de corriente. Una problemática adicional que se

presenta en el caso de utilizar condensadores de alta tensión, es que la carga

de éstos, se debe hacer en muy poco tiempo (de 5 a 6 segundos aprox.), lo que

obliga a aumentar los esfuerzos de corriente.

1.2.4.2 Modo recarga

Este modo de operación se presenta una vez que el vehículo ya ha inicializado su

marcha y es movido por el motor de explosión. Una vez que el vehículo se pone en

movimiento, existe una regeneración de energía por parte del sistema mecánico del

vehículo que devuelve energía tanto al bus de alta tensión como a la batería de baja

tensión. En el caso de la recarga de la batería de baja tensión, se hace a través del

mismo convertidor que en un principio se utilizó para poner en marcha el vehículo.

Este proceso de carga de la batería de baja tensión, obliga que el convertidor deba ser

bidireccional. Durante este proceso de carga de la batería de baja tensión, el

convertidor funciona como un convertidor reductor "Buck".


9

1.3 Evolución del consumo de potencia en los vehículos

La evolución del consumo de potencia en los vehículos normales se ha incrementado

notablemente en las últimas décadas. Éste incremento, se debe principalmente al

incluir en los vehículos cada vez más elementos de control y al sustituir los sistemas

mecánicos de frenado por sistemas electrónicos, al igual que la inyección electrónica

del combustible (fuel injection). Otra causa que ha ocasionado que el consumo de

potencia haya incrementado, es la inclusión de elementos de comodidad como aire

acondicionado, así como de sistemas de localización, entre otros [8] y [9].

Es importante conocer la evolución y el consumo de potencia de los vehículos para

saber en torno a qué valores oscila el manejo de potencia que debe suministrar el

convertidor bidireccional de los vehículos híbridos (sin incluir el consumo de los

motores eléctricos). La Figura 1.8 muestra la evolución del consumo de los vehículos

y la tendencia en los últimos 30 años.

Año

Pot

enci

a (W

)

Figura 1.8 Evolución de potencia en vehículos [8]

1.4 Problemática del bus de baja tensión y alta potencia

De la Figura 1.8 se observa que la potencia promedio que debe proporcionar el

convertidor bidireccional debe ser de entre 1,5kW y 2kW lo que ocasiona que por el

bus de baja tensión circulen corrientes del orden de entre 125A y 166A que pueden


10

producir elevadas pérdidas por conducción ya que éstas dependen del cuadrado de la

corriente. Estas características de funcionamiento, hacen que la elección y diseño de la

topología a utilizar para manejar estos valores tan elevados de corriente no sea tan

sencillo ni tan evidente como en algunas otras aplicaciones de menor potencia como

en los casos de los apartados 1.1.1 y 1.1.2. Además, esa topología, debe de trabajar

con tensiones muy altas, manteniendo un rendimiento razonable.

1.5 Motivación de la tesis

Aunque lentamente, los vehículos híbridos van apareciendo en los mercados

mundiales, algunas empresas de automoción han sacado ya al mercado modelos de

Vehículos Híbridos (VH) como Honda y Toyota. Sin embargo, los estudios y mejoras

de los sistemas de alimentación siguen avanzando y proponiendo nuevos esquemas de

convertidores bidireccionales para ser implementados en éste tipo de vehículos. Sólo

pocas soluciones se han propuesto en los últimos años tal como lo reflejan las

publicaciones que se hacen en los congresos más importantes de electrónica de

potencia. En los últimos años, en congresos como APEC y PESC, se han abierto

sesiones especiales dedicadas a los temas relacionados con la automoción. Lo anterior

indica, que el tema que se esta tratando es de actualidad, y que aportaciones que se

hagan al respecto pueden resultar muy interesantes desde el punto de vista de la

innovación tecnológica.

Problemas aún sin resolver, como lo son encontrar topologías bidireccionales que sean

capaces de manejar altas potencias y que cuenten con aislamiento galvánico para

separar los niveles de alta y baja tensión. Topologías que puedan funcionar

correctamente con un banco de condensadores de alta tensión, y que sirvan para

trabajar con niveles de tensión tan dispares como lo es en esta aplicación en particular,

hacen que el estudio de esta aplicación en particular resulte altamente interesante.

Por las razones anteriores, en la presente tesis se propone un ESTUDIO Y

ANÁLISIS DE SOLUCIONES TOPOLÓGICAS DE CONVERTIDORES CC -

CC BIDIRECCIONALES PARA SU APLICACIÓN EN VEHÍCULOS

HÍBRIDOS.

Estado de la técnica en convertidores bidireccionales aplicados a vehículos híbridos

11

2 Estado de la técnica en convertidores bidireccionales

2.1 Introducción

Tal como se explicó en el capitulo anterior, casi cualquier topología de convertidor

unidireccional se puede hacer bidireccional al cambiar los diodos que estén en la

topología por interruptores controlados. En la actualidad, se han presentado distintas

topologías de convertidores bidireccionales con aislamiento galvánico que pueden ser

utilizadas para las aplicaciones de Vehículos Híbridos (VH) [11]-[19]. En éste

capítulo, se presentan las topologías más importantes consideradas por el autor, de

éstas se explican las principales ventajas y desventajas con las que cuenta cada una de

ellas.

2.2 Repaso de convertidores bidireccionales

Recordemos que la fuente de alimentación para Vehículos Híbridos debe ser capaz de

trabajar con dos buses de tensión, uno de alto voltaje para celdas de combustible,

baterías o un banco de condensadores, y un bus de bajo voltaje y alta corriente que es

utilizado actualmente por las baterías de los coches.

En éste apartado, se hace un repaso de las soluciones que hasta el día de hoy han sido

propuestas de los convertidores bidireccionales y que podrían ser utilizadas para VH.

Este repaso, se hace principalmente con los siguientes criterios de revisión:

• Tamaño.- El tamaño de la topología es importante, ya que deberá ir alojada dentro de los vehículos.

• Coste.- El coste es un elemento de comparación que resulta importante para industrializar. En éste trabajo de investigación, no se hace un estudio

exhaustivo de costes de los convertidores, sin embargo, se asume que a

mayores elementos de control y de potencia, mayores resultaran los costos

de una topología frente a otra de menores elementos.


12

• Fiabilidad.- La fiabilidad, es un elemento que resulta muy importante a la hora de construir cualquier equipo electrónico. En ocasiones, se sacrifican

el tamaño y el coste del convertidor para asegurar una mayor fiabilidad.

Dependiendo del tipo de aplicación que se trate, la fiabilidad puede

resultar el elemento de decisión. En este caso, al tratarse de aplicaciones

de automoción, y que es el convertidor para la fuente principal de

alimentación para el vehículo, es importante asegurar una alta fiabilidad

del funcionamiento del convertidor.

• Complejidad de diseño.- Este apartado se refiere a la complejidad o sencillez que se tenga para diseñar fuente de alimentación, éste es un

elemento de comparación subjetivo, ya que dependiendo de la topología

que se trate, puede resultar más fácil o difícil el diseño del convertidor.

• Aislamiento.- En este resumen, solo se han considerado las topologías de convertidores bidireccionales que tengan incluido aislamiento galvánico.

• Rendimiento.- Este es un parámetro de comparación que puede resultar decisivo dependiendo de la aplicación y de las potencias que se traten. De

manera general, una topología que presente altos rendimientos, será mejor

candidata que otra que tenga bajo rendimiento.

A continuación se presentan las topologías de convertidores bidireccionales que el

autor ha considerado más importantes de las que se encuentran en el estado de la

técnica.

2.2.1 Convertidor doble puente completo bidireccional sin bobina

Este convertidor está propuesto por Kheraluwala et al.[11]. Fundamentalmente, éste

autor propone construir un convertidor bidireccional utilizando dos puentes completos

y un transformador. La característica principal de éste convertidor es que no tiene

bobina, en este caso, la única impedancia inductiva que aparece en el convertidor

aparte de la inductancia magnetizante del transformador, es la inductancia de

dispersión con la que cuente el propio transformador. El flujo de energía se controla

con ésta inductancia de dispersión, y la manera de hacerlo es implementando un

control por desplazamiento de fase entre el puente del primario y el puente del


13

secundario y también variando la frecuencia. En la Figura 2.1 se muestra la topología

del convertidor doble puente sin bobina.

Figura 2.1 Convertidor bidireccional doble puente sin bobina

En el artículo que presenta el autor ésta topología, no menciona que tipo de aplicación

se trata, y en ningún momento aborda la problemática que se pueda tener en el

convertidor para funcionar en modo elevador, aunque parece un convertidor simétrico.

Las principales ventajas de ésta topología son:

• Reducida cantidad de elementos en el convertidor, ya que únicamente cuenta con los interruptores de ambos puentes y con dos filtros por condensador.

• Las tensiones de estrés en los interruptores está fijada por las respectivas tensiones de entrada y de salida, esto permite seleccionar los mejores

interruptores sin preocuparse por la relación de transformación u otro elemento

que condicione la selección de los interruptores.

• Facilidad para implementar el control del convertidor al tratarse de un sistema dinámico de primer orden.

• Se pueden tener conmutaciones a tensión cero (ZVS) para una razonable tensión de entrada y un amplio rango de carga de salida

• Alta densidad de potencia, ya que esta topología ha sido utilizada por el autor en aplicaciones de decenas de kilovatios.

Las principales desventajas encontradas en ésta topología son:


14

• Complicado diseño del transformador, ya que se tiene que utilizar alguna técnica avanzada para asegurar la obtención de la inductancia de dispersión

deseada. Esto ocasiona que se tenga que pagar un alto costo en el diseño del

transformador.

• Frecuencia variable lo cual supone mayores problemas de EMI y que además en algunas aplicaciones no se permite su utilización (por ejemplo en automoción).

2.2.2 Convertidor doble medio puente bidireccional

Este convertidor está propuesto por Hiu Lu et al. [12]-[15]. Esta nueva topología de

convertidor bidireccional está basada en la utilización de dos convertidores de medio

puente. En ésta topología, el autor pretende minimizar al máximo los elementos que se

utilizan en un convertidor bidireccional con dos puentes completos. En ésta topología,

se pueden tener conmutaciones a tensión y corriente cero (ZVZCS). Con lo anterior es

posible alcanzar altos rendimientos. Esta topología tiene una densidad de potencia

mayor, ya que comparado con un convertidor puente completo, al entregar ambos

convertidores la misma potencia, éste último tiene la mitad de componentes. El

principio de funcionamiento de éste convertidor, al igual que el convertidor puente

completo, consiste en controlar simétricamente los interruptores del primario y del

secundario con ciclos de trabajo del 50%. Al hacer esto, la entrada del convertidor

funciona como un convertidor elevador con ciclo de trabajo del 50% imponiendo la

tensión de entrada en cada uno de los condensadores del primario. Después se utiliza

control por desplazamiento de fase y variación de la frecuencia entre ambos medios

puentes del convertidor para conseguir variar la tensión de salida. Se utiliza la

inductancia de dispersión del transformador como único elemento para almacenar y

transferir el flujo de potencia del convertidor del primario al secundario. En la Figura

2.2 se muestra la topología del convertidor bidireccional basado en dos medios

puentes.


15

Figura 2.2 Convertidor bidireccional basado en dos medios puentes

El autor menciona que es factible utilizar esta nueva topología en aplicaciones de

Vehículos Híbridos que tengan un bus de alta tensión con celdas de combustible. Por

lo tanto, no aborda ninguna problemática para el arranque del convertidor cuando

funciona en modo elevador., siendo esto necesario en aquellos casos en que el bus de

alta tensión es soportado por un banco de condensadores.

De entre las principales ventajas de ésta topología se pueden mencionar las siguientes:

• Reducida cantidad de elementos en el convertidor, consiguiendo que el costo por componentes de potencia sea muy bajo

• Se pueden tener conmutaciones a tensión y corriente cero (ZVZCS) sin la necesidad de más elementos en el convertidor.

• Alta densidad de potencia, ya que para la misma potencia que un puente completo, esta nueva topología ocupa mucho menor espacio.


• Los esfuerzos de tensión en los interruptores del primario es dos veces la tensión de entrada, y en los interruptores del secundario es dos veces la tensión

de salida, esto supone una limitación a la hora de analizar las posibles

aplicaciones del convertidor.

• Aunque el autor no lo menciona, es complicado el diseño del transformador, ya que la inductancia de dispersión juega un papel importante en el diseño del

convertidor para el control del flujo de energía del primario al secundario.


16

• Control complejo, ya que el autor sugiere la utilización de un procesador digital de señales (DSP)

• Frecuencia variable lo cual supone mayores problemas de EMI e imposibilidad de emplearse en ciertos sistemas.

2.2.3 Puente completo bidireccional con esquema unificado para conmutaciones suaves y capacidad de arranque desde tensión cero en modo elevador

Este convertidor está propuesto por Kunrong Wang et al.[16]-[17]. El convertidor

bidireccional propuesto principalmente incorpora un esquema unificado para

conseguir conmutaciones suaves. Una rama adicional formada por un interruptor y un

condensador en serie que se utilizan para alcanzar conmutaciones suaves en ambas

direcciones del flujo de potencia. Cuando el convertidor opera en modo reductor, la

topología alcanza conmutaciones a tensión y corriente cero (ZVZCS). Cuando el

convertidor funciona en modo elevador, la misma rama para las conmutaciones suaves

se utiliza para limitar el voltaje transitorio de pico en los interruptores. Al mismo

tiempo el interruptor adicional consigue conmutación suave para sí mismo teniendo

conmutación a tensión cero (ZVS). Esta topología tiene la capacidad de arrancar desde

tensión cero en modo elevador a través de un devanado auxiliar colocado en la bobina

del convertidor. Esta característica, hace de ésta topología idónea para aplicaciones de

Vehículos Híbridos en los que se tenga un bus de alta tensión con un banco de

condensadores. En la Figura 2.3 se muestra el esquema del convertidor puente

completo con rama auxiliar para conmutaciones suaves y con el devanado auxiliar

para conseguir arranque en modo elevador desde tensión cero.


17

Figura 2.3 Convertidor puente completo bidireccional con esquema unificado para conmutaciones suaves y capacidad de arranque desde tensión cero en modo elevador

Este esquema de convertidor ha sido probado por los autores para una potencia de

salida de 5kW. La tensión de baja tensión que se utilizó corresponde con la tensión de

los coches (12V), esto significa que es una topología altamente idónea para

aplicaciones de Vehículos Híbridos.


• Se pueden tener conmutaciones a tensión y corriente cero (ZVZCS) en modo reductor y en modo elevador con el mismo interruptor auxiliar.

• Capacidad de arranque desde tensión de salida cero en modo elevador.

• Frecuencia de operación constante.

• Elevado rendimiento para altas cargas.


• Muchos elementos en el convertidor que aumenta el coste.

• Control complejo, ya que se utiliza un controlador PWM para modo reductor y dos más para conseguir el funcionamiento en modo elevador.


18

2.2.4 Convertidor medio puente y push-pull bidireccional

Este convertidor está propuesto por Jain M. et al.[18]-[19]. Esta topología está

básicamente integrada por un transformador de alta frecuencia, por un medio puente

en un lado del transformador y por una salida Push-Pull alimentada en corriente. Para

evitar desequilibrio de tensión en los condensadores del Medio Puente, se adiciona un

devanado en el transformador con un arreglo de diodos. Este devanado se utiliza

también cuando el convertidor transfiere energía del Push-Pull al Medio Puente, ya

que por medio de éste se cargan simultánea y simétricamente los condensadores del

medio puente. En la Figura 2.4 se muestra el esquema del convertidor Medio Puente y

Push-Pull Bidireccional.

Figura 2.4 Convertidor Medio Puente y Push-Pull Bidireccional

Cuando el convertidor transfiere energía en modo elevador (del Push-Pull al Medio

Puente) y los condensadores del Medio Puente están descargados, se presenta el

problema de sobre corriente en la bobina. Este problema es que la corriente de la

bobina aumenta sin control hasta que la tensión de salida alcanza un valor aceptable de

tensión para poder desmagnetizar la bobina y que por consiguiente la corriente

disminuya. Para minimizar el aumento excesivo de corriente en el convertidor, el autor

propone la utilización de una resistencia que disipe la corriente en forma de calor. Esta

resistencia debe ir conectada en serie con la bobina para limitar la corriente de

arranque del convertidor; una vez que el convertidor alcance una tensión adecuada en

los condensadores del Medio Puente, esta resistencia, se cortocircuita con un

interruptor para que el convertidor funcione de manera normal en modo elevador. Por

esta razón, el autor propone el uso de ésta topología en aplicaciones de baja potencia,

ya que en el arranque en modo elevador se tiene que desechar una cantidad importante


19

de energía para el correcto arranque del convertidor. En caso de utilizar la topología

para mayor potencia, significaría perder más potencia en el arranque del convertidor.


• Topología de principio de funcionamiento muy sencillo

• Topología compacta

• Frecuencia constante


• No se puede arrancar con tensión de salida cero en los condensadores. Se debe adicionar un elemento para disipar energía cuando el convertidor funciona en

modo elevador. Al mismo tiempo, es necesario un mecanismo de activación y

desactivación de este elemento resistivo.

• Es necesario adicionar otro devanado en el transformador, lo cual hace más difícil su diseño.

• La tensión en los interruptores del Push-Pull es del doble de la tensión de salida.

2.2.5 Convertidor Flyback bidireccional

Esta topología ha sido propuesta por varios autores como convertidor bidireccional

[20], [21] y [24]. Esta topología sin duda es una de las más sencillas que se puede

encontrar de las topologías con aislamiento galvánico. Está integrada por un

transformador de alta frecuencia, por dos interruptores, uno en cada lado del

transformador y también por dos condensadores, uno para cada lado del convertidor.

El principio de funcionamiento de esta topología es muy sencillo, ya que almacena la

energía en el transformador cada vez que se controla el ciclo de trabajo y la transfiere

el resto del tiempo. Este convertidor puede funcionar en modo de conducción continuo

(MCC) y en modo de conducción discontinuo (MCD). La manera de implementar el

control es muy sencilla, pudiéndolo hacer con control por corriente promediada y con

control por corriente de pico. Las aplicaciones con las que se relaciona a ésta

topología, son con aplicaciones de mediana potencia (pocos cientos de vatios), ya que


20

al trabajar con corrientes pulsantes en ambos lados del transformador, ocasiona que se

tengan corrientes eficaces muy grandes causando altas pérdidas. En la Figura 2.5 se

muestra la topología del convertidor Flyback bidireccional.

.

.

Figura 2.5 Convertidor Flyback bidireccional


• Reducida cantidad de elementos en la topología que hacen de ella una topología económica.

• Ambos transistores están conectados a masa lo cual facilita su control.

• Principio de funcionamiento muy sencillo, al igual que la implementación del control.

• Topología compacta que permite arrancar con condensadores descargados en la salida


• Corrientes pulsantes en ambos lados del transformador, causando elevadas pérdidas por conducción.

• Al mismo tiempo, no se puede aplicar para valores elevados de potencia, ya que para mayores potencias mayores serán las corrientes eficaces del convertidor.

• La inductancia de dispersión, ejerce una influencia muy grande en las conmutaciones del convertidor, haciendo del diseño del transformador

complicado.


21

2.3 Resumen y comparación

En éste capítulo, se han presentado las topologías de convertidores bidireccionales que

el autor ha considerado más importantes dentro del estado de la técnica. Una breve

descripción del principio de funcionamiento junto con las ventajas y desventajas que

presentan estos convertidores se presentó a lo largo del capítulo. Al mismo tiempo, es

importante hacer una valoración comparativa de estas topologías, sin embargo y

debido a que cada una de las topologías ha sido presentada para aplicaciones y

potencias distintas, resulta difícil hacer una comparación rigurosa y cuantitativa. Por

ello, se van a llevar a cabo, dos comparaciones de estas topologías. La primera de ellas

se hace con los datos proporcionados por cada uno de los autores y con las

características físicas de cada una de las topologías. La segunda comparación consiste,

en una valoración cualitativa en base a las necesidades de las fuentes de alimentación

para los Vehículos Híbridos.

En la Tabla I, se muestran los aspectos físicos encontrados en cada una de las

topologías del estado de la técnica. En ésta tabla, se encuentran el número de

semiconductores, componentes magnéticos, frecuencia de conmutación, rendimiento y

potencia de cada una de los circuitos mencionados. La tensión enclavada en

MOSFETs se refiere a si la tensión drenador-fuente de los MOSFETs se ve aumentada

por la inductancia de dispersión, que en aplicaciones de alta corriente es muy

importante. Por ejemplo, esta tensión es constante para los interruptores de un puente

completo independientemente de la tensión de salida y de la relación de

transformación que se escoja. No sucede así en un convertidor flyback, en el que ésta

tensión depende de la relación de transformación y de la tensión de salida.


22

Tabla I Resumen de aspectos físicos de las topologías en el estado de la técnica

TOPOLOGIA

Tensión en

transistores

AT/BT

Frec.

(kHz)

Potencia

(W) η (%)

2.2.1 Doble puente

completo sin bobina 8 1 VC VB 50 (vble) 50000 90

2.2.2 Doble medio

puente 4 2 2VC 2VB 20 (vble) 1600 92

2.2.3 Puente completo

con ZVZCS 9 2 VC 2VB 20 1600 94,5

2.2.4 Medio puente y

push-pull 4 2 VC 2VB 100 200 91

2.2.5 Flyback

bidireccional 2 2 2VC 2VB 120 60 94

En la tabla anterior, se pueden observar las características generales de las topologías

presentadas en el estado de la técnica. De ésta tabla, se observa que altas potencias y

bajas frecuencias son manejadas por topologías formadas por Puentes completos y

Medios puentes. Las topologías como el Flyback y el Medio puente con Push-Pull son

utilizadas para bajas potencias y altas frecuencias debido a sus bajos rendimientos en

potencias altas (mas de 200W). Se observa que las topologías presentadas de manera

general cuentan con 2 componentes magnéticos, a excepción de la topología

presentada en 2.2.1 que tiene uno solo. Es importante resaltar las columnas que

muestran los esfuerzos de tensión ya que de forma indirecta esto condiciona la

aplicación en la que se utiliza cada convertidor.

En la Tabla II, se presenta una valoración cualitativa (bueno, regular, malo) de las

topologías bidireccionales de acuerdo a los criterios establecidos en el apartado (2.2).

Esta valoración es de cara a las necesidades que presentan los convertidores que son

utilizados en aplicaciones de Vehículos Híbridos.


23

Tabla II Resumen y comparación cualitativa de las topologías bidireccionales

TOPOLOGIA

Tam

año

Cos

te

Fia

bil

idad

Com

ple

jid

ad

Ren

dim

ien

to

Arr

anq

ue

2.2.1 Doble puente

completo sin bobina B R R M M R

2.2.2 Doble medio

puente B B B M R M


con ZVZCS M R M R B B


push-pull R B B B R M

2.2.5 Flyback

bidireccional R B B B M B

De la tabla anterior, se observa que no existe una sola topología que sea capaz de

satisfacer todos y cada uno de los aspectos que se clasifican para aplicaciones de

Vehículos Híbridos.

La topologías que se puede utilizar para más alta potencia (2.2.1) resulta muy

compleja de diseñar debido a la necesidad de controlar la inductancia de dispersión del

transformador ya que es ella quien controla el flujo de potencia del convertidor.

Además los rendimientos alcanzados no son muy altos.

El Doble medio puente (2.2.2) también presenta dificultades en el diseño del

transformador y no permite el arranque suave desde tensión nula. Además los

interruptores están muy estresados en tensión como se aprecia en la primera tabla de

este apartado.

La topología del puente completo con conmutaciones suaves y capacidad de arranque

desde tensión cero en modo elevador (2.2.3), es una topología que no resulta difícil de

diseñar, ya que su diseño es un diseño más típico en el que se diseña tanto bobina

como transformador por separado y el flujo de energía se controla a través del ciclo de

trabajo del convertidor. Otra ventaja es que permite el arranque desde tensión nula. El


24

principal inconveniente es la presencia de 9 interruptores, 4 de los cuales están

sometidos a una tensión doble de la batería, lo que reduce la fiabilidad.

La topología de Medio Puente con Push-Pull (2.2.4) y la topología del convertidor

Flyback bidireccional (2.2.5), aunque mirando los parámetros presentan un buen

equilibrio no son topologías adecuadas para manejar altas potencias. Estas topologías

no son útiles para aplicaciones de media/alta potencia debido a las corrientes pulsantes

tanto en la entrada como en la salida. Además, la topología formada por el medio

puente y Push-Pull no tiene la capacidad de arrancar en modo elevador desde tensión

cero.

Por tanto, la que el autor considera más adecuada es la presentada en el apartado 2.2.3.

Las topologías que se presentan como novedosas en este trabajo (capítulos 3 y 4)

tienen como característica fundamental el poder trabajar de forma permanente con

tensiones bajas (lo que se ha denominado arranque en modo elevador). Posteriormente

se procederá a la comparación con las presentadas en este capítulo.


25

2.4 Conclusiones

En la actualidad, diferentes son los laboratorios de investigación en automoción que

están interesados en encontrar nuevas topologías de convertidores bidireccionales para

ser utilizados en aplicaciones de Vehículos Híbridos. La tendencia en las

investigaciones es encontrar y diseñar nuevas topologías de convertidores

bidireccionales, que sean capaces de satisfacer las necesidades de los VH. Estas

topologías deberán ser sencillas, económicas y de altos rendimientos.

Distintas son las topologías de convertidores bidireccionales que se pueden encontrar

hoy en día. Sin embargo, muy pocas de ellas son para aplicaciones de Vehículos

Híbridos. Por esta razón, se hace un estudio y resumen de las más importantes que a

juicio del autor deben ser consideradas para esta aplicación. Del estado de la técnica,

la topología que a juicio del autor resulta más interesante para aplicaciones de

Vehículos Híbridos es:

• Convertidor Puente completo bidireccional con esquema unificado para

conmutaciones suaves (apartado 2.2.3) debido a su relativa sencillez y alto

rendimiento. El diseño de este convertidor resulta fácil al hacerse de manera

típica en el que se calcula una bobina y un transformador los cuales se pueden

optimizar para alcanzar altos rendimientos. La utilización de un devanado

auxiliar es útil para conseguir el arranque del convertidor desde tensión cero

en modo elevador.

Se han revisado las soluciones del estado de la técnica que han resultado más

interesantes y que aportan algunas ventajas para la conversión CC-CC bidireccional.

En los capítulos 3 y 4 de ésta doctoral se presentan, de manera original, dos nuevas

topologías de convertidores bidireccionales, cada una de ellas con características que

las hacen opciones interesantes y atractivas de cara a las aplicaciones de Vehículos

Híbridos. Ambas topologías alcanzan altos rendimientos y tienen la capacidad de

arrancar en modo elevador con tensión cero de salida (sin sobrecorrientes), siendo está

última característica lo que ha llevado a encontrar estas soluciones

Convertidor Reductor – Puente Bidireccional

27

3 Convertidor Reductor–Puente Bidireccional

3.1 Introducción

En éste capítulo se presenta de manera original una nueva topología de convertidor

bidireccional basada en la asociación serie de un convertidor reductor más un

convertidor puente completo. Este nuevo esquema de convertidor es capaz de

satisfacer las necesidades que presentan las fuentes de alimentación de los vehículos

híbridos (VH). Recordemos que las necesidades principales de estas fuentes de

alimentación son, trabajar con dos buses de tensión, uno de alta tensión y otro de baja

tensión, proporcionar aislamiento galvánico, y ser capaz de arrancar en modo elevador

desde tensión de salida cero para cargar un banco de condensadores o arrancar un

sistema de celdas de combustible.

Es importante mencionar, que éste trabajo de investigación está centrado en el estudio

y análisis de topologías de convertidores bidireccionales. Por lo tanto, en este capítulo,

se presenta el análisis y resultados de una nueva topología de convertidor bidireccional

que satisface los requerimientos de la fuente de alimentación de los vehículos híbridos

(VH).

Nota: No confundir modo reductor con convertidor reductor, ya que lo primero se

refiere al modo de funcionamiento del convertidor al transferir energía del bus

de alta tensión (VC) hacia el bus de baja tensión (VB). En tanto que lo segundo se

refiere a la topología conocida como convertidor reductor ó Buck.

El esquema general en el que está basada la topología bidireccional, es el que se

describe a continuación. Se trabaja con un bus de alta tensión (VC), un nivel de tensión

intermedio al que se conecta el puente completo, y este a su vez está conectado con el

bus de baja tensión (VB). El nivel de tensión intermedia Vbus es directamente la salida

del convertidor reductor y tiene la ventaja de ser un nivel de tensión controlado. En la

Figura 3.1 se muestra el diagrama de bloques del esquema general de la topología. En

éste esquema se aprecian, la presencia de tres niveles de tensión, bus de alta tensión

(VC), tensión intermedia (Vbus) y bus de baja tensión (VB).


28

REDUCTORVC

PUENTECOMPLETO

AL 50%VB

Vbus

Figura 3.1 Diagrama de bloques con los tres niveles de tensión VC, Vbus y VB

Debido a los distintos modos de control del convertidor, se va a explicar en cada uno

de los modos, el primero como convertidor reductor, el segundo como convertidor

elevador y el último como convertidor bidireccional.

3.2 Convertidor Reductor-Puente “Modo reductor”

En éste apartado se hace el análisis de la nueva topología funcionando en modo

reductor. Como se mencionó, éste nuevo esquema de convertidor está basado en un

convertidor reductor seguido de un puente completo, etapa que proporciona

aislamiento galvánico. La estructura que se utiliza para proporcionar aislamiento

galvánico es un transformador con cuatro interruptores MOSFETs y una etapa

rectificadora formada por un puente de diodos. Cada uno de los MOSFETs opera con

ciclo de trabajo del 50% lo que hace de ésta estructura de puente completo una simple

ganancia que queda determinada por la relación de transformación.

3.2.1 Topología y formas de onda

En la Figura 3.2 se muestra el esquema del convertidor Reductor-Puente en modo

reductor. El convertidor reductor esta integrado por CC, M1, D2, L y Cbus cuya salida

es la entrada del puente completo. Por otra parte, el puente completo está integrado

por cuatro MOSFETs M3 a M6, por el transformador TR, por el rectificador formado

por los diodos D7 a D10 y por el condensador de salida CB al que se conecta la carga

de baja tensión.


29

PUENTE COMPLETO AL 50%REDUCTOR

VCD2

D8

D9

D10

Cbus

nTR : 1

M1

L

M3M3

Cc

M4M4

M5M5

M6M6

D7

VBVbus Vpip

TR

CB

iL iBic

VL

Vs

Figura 3.2 Esquema del convertidor Reductor-Puente modo reductor

Las formas de onda que corresponden a éste nuevo esquema de convertidor se

muestran en la Figura 3.3. En ésta figura se aprecia que la frecuencia de conmutación

del transformador TR es la mitad de la frecuencia en la bobina L. También se aprecia,

que al comportarse el transformador como una simple ganancia, la tensión que aparece

en VB es directamente proporcional a Vbus y a la relación de transformación nTR.


30

tM1

t

iLi∆

Vp

2T

nTRVB

t

T

M3 y M6

ip

tM4 y M5

t

t

-nTRVB

t

VC – nTRVB

-nTRVB

VL

dT

Vbus

-Vbus

Figura 3.3 Formas de onda del convertidor Reductor-Puente en modo reductor

Si el convertidor opera en modo de conducción continuo (MCC) y en régimen

permanente, se aplica el balance voltios·segundos en la bobina L en un período de

conmutación, con esto se obtiene la ecuación (3.1) que define la tensión de salida VB

en función de la tensión de entrada VC, ciclo de trabajo d y de la relación de

transformación nTR.

dn

VV

TR

CB = (3.1)

Donde: 0 ≤ d ≤ 1

En la ecuación (3.2), se define el factor kR que es la ganancia del convertidor en modo

reductor.


31

C

BR V

Vk = (3.2)

Sustituimos (3.2) en la ecuación (3.1) para definir la ganancia en función del ciclo de

trabajo y de la relación de vueltas nTR quedando:

TRC

BR n

d

V

Vk == (3.3)

En la Figura 3.4 se muestra la ecuación (3.3) en función del ciclo de trabajo d y para

distintos valores de nTR.

Figura 3.4 Ganancia del convertidor en modo reductor en función del ciclo de trabajo d y para distintos valores de nTR

En la figura anterior, se observa que la topología Reductor-Puente en modo reductor

puede alcanzar ganancias muy pequeñas para distintos valores de nTR. El valor del

ciclo de trabajo para distintos valores de nTR variar ampliamente desde cero hasta el

100%. Lo anterior significa que un amplio margen de tensiones de entrada puede

alimentar al convertidor y tener una salida constante. Dependiendo de la aplicación

0

0,2

0,4

0,6

0,8

1

Ciclo de trabajo d

Ganancia

k R

0 0,2 0,4 0,6 0,8 1

nTR = 1

nTR = 2 nTR = 3

nTR = 5 nTR = 10


32

que se trate, de ser posible, se debe seleccionar el número óptimo de vueltas nTR para

producir las menores pérdidas en el convertidor.

3.2.2 Funcionamiento en modo reductor

El funcionamiento de éste convertidor en modo reductor se puede explicar en dos

partes. La primera corresponde a un convertidor reductor que es controlado por el

ciclo de trabajo d en M1 y cuya salida es Vbus. La segunda, es la que corresponde al

puente completo alimentado en corriente formado por los interruptores M3 a M6 y el

puente de diodos D7 a D10. Los MOSFETs están conmutando a la mitad de la

frecuencia de M1 y siempre conducen el 50% cada una de las ramas del puente. Con

lo anterior se consigue que el transformador TR se comporte únicamente como una

ganancia en continua que está determinada por nTR.

Debido a que la tensión de salida VB es inversamente proporcional a la relación de

transformación nTR y a Vbus, al controlar el ciclo de trabajo d, se controla directamente

la tensión de salida VB. Por lo tanto, el flujo de energía que va desde la entrada VC

hacia la carga conectada en VB se controla directamente con el ciclo de trabajo d.

3.2.2.1 Cbus y disparos de control en el puente completo

La presencia de Cbus en el convertidor de la Figura 3.2 no es estrictamente necesaria.

Se coloca para disminuir los efectos de la inductancia de dispersión que presenta el

transformador TR sobre los MOSFETs M3 a M6. La presencia de éste condensador,

ayuda a atenuar los esfuerzos de tensión que soportan estos interruptores al conseguir

que se tenga una tensión en Vbus mas limpia. Si el transformador TR es diseñado para

que la inductancia de dispersión sea muy pequeña, no hace falta la colocación de este

condensador.

Sin embargo, la presencia o no del condensador Cbus condiciona el modo de controlar

los interruptores del puente completo M3 a M6. Si el condensador Cbus no se coloca,

los disparos de los interruptores del puente completo se deben solapar. Esto se hace

para que la corriente de la bobina L siempre tenga un camino de circulación, de lo

contrario se presentaría una tensión de pico que dañaría a estos MOSFETs. Por el

contrario, si Cbus es colocado, las señales de control del puente completo no se deben


33

solapar y es en éste condensador en el que continúa circulando la corriente de la

bobina cuando los interruptores del puente están apagados.

3.2.3 Corriente magnetizante en el transformador TR

Una vez que el convertidor se encuentra en estado permanente de funcionamiento, es

posible que las tensiones aplicadas al transformador no sean completamente simétricas

(del 50%). Esto se debe a pequeñas variaciones en los anchos de pulsos de los ciclos

de trabajo, ya que estos no son completamente iguales. Esto puede producir un

desequilibrio en la corriente magnetizante del transformador de potencia TR, lo que en

el peor caso produciría la saturación del núcleo que equivale a un cortocircuito ∆i →

∞. Las resistencias parásitas del circuito, tienden a equilibrar el efecto de

desequilibrio de la corriente, sin embargo si el desequilibrio es muy grande entonces

se puede saturar el transformador.

Una solución habitual a este problema consiste en colocar un condensador serie que

obliga a que la corriente media por el transformador sea nula. Sin embargo, cuando el

convertidor maneja una corriente muy grande, este condensador presenta muchas

pérdidas además de ser muy voluminoso.

En el prototipo se ha diseñado e implementado de manera original un circuito que

previene la saturación del núcleo. Este circuito se encarga de prevenir la saturación

del núcleo ciclo a ciclo de conmutación mediante el sensado directo de la corriente

magnetizante y compararla con niveles preestablecidos de saturación del

transformador TR.

Para estimar la corriente magnetizante del transformador (Imag), se utiliza el circuito

equivalente más simple del transformador. En la Figura 3.5 se muestra dicho circuito

en el que se muestran las partes del transformador y la corriente magnetizante que se

va a medir.


34

nTR : 1 : 1

Vp

Vs

VAUX

Rprim Lprim

Rsec Lsec

Lmag

Imag

IprimI`prim

Figura 3.5 Circuito equivalente del transformador para determinar la corriente magnetizante

Debido a que no es posible medir de una forma directa la corriente magnetizante en un

transformador, se propone estimarla de forma indirecta y partiendo de algunas

consideraciones. La primera de ellas, es considerar que el convertidor se encuentra

funcionando en estado estable. La segunda y más importante, es suponer y establecer

la semejanza que existe entre la corriente promedio del primario del transformador

(Î`prim) con la corriente promedio magnetizante (Îmag). Ambas corrientes promedio,

deben ser cero para asegurar que el flujo en el transformador se encuentre centrado y

garantizar que el núcleo no se sature. Estas consideraciones, nos permite hacer la

siguiente igualación:

magprim II ˆˆ ≡′ (3.4)

Lo anterior significa, que si se es capaz de estimar la corriente promedio en el

primario del transformador, al mismo tiempo se estima la corriente promedio

magnetizante.

La manera de medir ésta corriente promedio, es midiendo directamente en los

terminales del transformador para determinar si existe alguna caída de tensión en la

resistencia del primario del transformador (Rprim). Sí en los bornes del primario del

transformador existe una caída de tensión positiva o negativa, significa que la

corriente magnetizante se esta desequilibrando, y el flujo aumenta positiva o

negativamente. En la ecuación (3.5) se presenta la caída de tensión promedio que se

presenta en el devanado primario del transformador, ya que es directamente

proporcional a la resistencia del primario del transformador (Rprim).


35

primmagprim RIV ˆˆ = (3.5)

Despejando la corriente magnetizante queda:

prim

primmag R

VI

ˆˆ = (3.6)

Un devanado auxiliar es necesario, para de éste determinar el rizado de la corriente

magnetizante y sumado con el valor promedio previamente calculado, tener entonces

la estimación completa de la corriente magnetizante en el transformador. Para

determinar el rizado, se hace directamente midiendo la tensión en éste devanado

auxiliar (VAUX) e integrándola. Con este devanado auxiliar y la relación de

transformación nTR, se puede medir la tensión que se aplica a la inductancia

magnetizante (Lmag). A partir de la ecuación simple de la bobina, se tiene:

dt

dILV mag

magAUX =

Despejando la corriente queda:

∫= dtVL

I AUXmag

mag

1 (3.7)

De la ecuación (3.7) se puede observar, que si se integra la tensión auxiliar, se tiene el

rizado de la corriente magnetizante. Previo a la integración de la tensión auxiliar, es

necesario quitar el valor medio a la señal, ya que con la estimación de la corriente

promedio es suficiente y únicamente resta conocer el rizado de la misma. La suma de

la corriente promedio y el rizado dan por resultado la corriente magnetizante completa

y con ella se puede conocer si la corriente magnetizante se desequilibra pudiendo

saturar al transformador, y si lo hace con flujo positivo o negativo.

En la Figura 3.6 se muestra el diagrama de bloques para estimar la corriente

magnetizante. La interpretación física de este diagrama de bloques corresponde a la

corriente magnetizante del transformador TR, aunque en realidad las señales que

manejan los circuitos electrónicos (amplificadores operacionales), son señales de

tensión.


36

Figura 3.6 Diagrama de bloques para estimar la corriente magnetizante Imag en TR

Figura 3.7 Circuito para estimar indirectamente la corriente magnetizante (Imag)

El circuito que se utiliza para estimar la corriente magnetizante se muestra en la Figura

3.7. En éste circuito, se aprecia la utilización de amplificadores operacionales para la

medida del valor promedio, para el rizado de la corriente y para la suma de ambas

señales.


37

Analizando el circuito de la Figura 3.7, se observa que esta integrado por tres bloques

distintos.

• El bloque integrador está formado por:

1.- Un filtro paso alto, que quita el valor medio de la tensión aplicada al

transformador, dejando una onda cuadrada en el cuadrante positivo y

negativo.

2.- Un circuito integrador, que obtiene el rizado de la onda cuadrada sin valor

medio. En la práctica el amplificador operacional que se va a utilizar para

realizar el integrador debe ser elegido con mucha precaución ya que debe

ser rápido y dar una salida en todo el rango de tensiones de alimentación

(en esta aplicación se utilizó un LM6152).

• El bloque que se encarga de medir el valor promedio de la corriente magnetizante, solo cuenta con:

1.- Un filtro paso alto que tiene de entrada una tensión diferencial que se mide

directamente en los bornes del devanado del primario. Con este circuito, se

obtiene el valor medio de la tensión en el primario del transformador,

interpretándose como el valor promedio de la corriente magnetizante. En

este caso, el amplificador operacional que se usa debe ser de alta precisión

y de muy bajo offset, por ser decisiva la medida precisa del valor medio

(en ésta aplicación se ha utilizado el amplificador operacional OPA2277).

• El tercer bloque esta formado por un circuito que se encarga de sumar el valor promedio de la corriente magnetizante con su rizado, ambos obtenidos con

circuitos independientes. De este modo se obtiene una estimación de la corriente

magnetizante completa que fluye a través del transformador TR.

Una vez que se tiene estimada la corriente magnetizante del transformador, se debe

comparar con un nivel máximo positivo y con un nivel mínimo negativo y asegurar

que ésta corriente no rebase estos límites de comparación. De lo contrario, se debe

hacer una inversión en los disparos del circuito de control del puente completo, para

evitar que el transformador del convertidor se sature.


38

En la Figura 3.8 se presentan las formas de onda que se obtienen del circuito para

medir la corriente magnetizante del transformador. En este caso, únicamente se ha

colocado una referencia para que se aprecie el funcionamiento del circuito cuando

existe un desequilibrio (en este caso negativo) de la corriente magnetizante. En el

Canal 1 se muestra la tensión medida en el devanado auxiliar del transformador

(VAUX), el Canal 2 muestra la corriente magnetizante estimada (Imag) que es la salida

del circuito antes explicado. En el Canal 3, se presenta la señal “RESET” que se

encargará de invertir el control del convertidor, es decir, que los pulsos de control en

el puente completo se inviertan, para evitar la saturación del transformador.

VAUX

Imag

Señal de RESET

Figura 3.8 Señales del circuito para estimar la corriente magnetizante en el transformador TR y para resetear el control del convertidor

3.2.4 Función de transferencia en modo reductor

Cuando el convertidor Reductor-Puente funciona en modo reductor, éste se comporta

como la asociación serie de un convertidor Reductor seguido de un convertidor puente

completo con ciclo de trabajo constante del 50% en cada una de sus ramas. De cara al

control, éste convertidor se puede considerar como un transformador ideal, el cual se

puede sustituir por una simple ganancia en continua fijada por la relación de

transformación. Lo anterior significa que, el comportamiento general del convertidor,

es como el de un convertidor reductor el cual tiene una ganancia constante entre el


39

condensador Cbus y el condensador del bus de baja tensión CB. En la Figura 3.9 se

muestra el convertidor Reductor-Puente con el puente completo considerado como una

ganancia constante.

GANANCIA CONSTANTE

(PUENTE COMPLETO AL 50%)

VCD2

CbusM1

L

CC

VB

CB

iL iBic

VL

nTR : 1

Vp

TR

Vs

GANANCIA CONSTANTE

(PUENTE COMPLETO AL 50%)

VCD2

CbusM1

L

CC

VB

CB

iL iBic

VL

nTR : 1

Vp

TR

Vs

nTR : 1

Vp

TR

Vs

Figura 3.9 Convertidor Reductor-Puente con el transformador considerado como una ganancia constante

Para simplificar el análisis y obtener con sencillez la función de transferencia de éste

nuevo convertidor, se sugiere colocar todas las impedancias en uno de los lados del

transformador. En este caso, la manera más sencilla de hacerlo es refiriendo el

condensador CB hacia el lado Vp del transformador dado que es la única impedancia

que se encuentra en la salida del transformador. De este modo, el condensador de

salida CB referido en el lado Vp del transformador TR quedaría en paralelo con el

condensador Cbus del convertidor reductor (Figura 3.10a). De estos dos condensadores,

se obtendría uno solo (CEQ) que sería el equivalente paralelo de ambos. En la Figura

3.10b se muestra el circuito equivalente del nuevo convertidor simplificado con el

condensador equivalente CEQ.

En este caso, dado que nTR esta en el lado Vp del transformador, al referir el

condensador CB hacia éste lado del transformador, lo hacemos partiéndolo por el

cuadrado de nTR, resultando:

( )2TR

BBp

n

CC = (3.8)

El paralelo de ambos condensadores se calcula de la siguiente manera:

busBpEQ CCC += (3.9)


40

VCD2

CbusM1

L

CC

Vbus

iLic

VL

BpC

CEQ

VCD2

CbusM1

L

CC

Vbus

iLic

VL

BpC

CEQ

a)

VCD2

M1

L

CC

Vbus

iLic

VL

CEQVC

D2M1

L

CC

Vbus

iLic

VL

CEQ

b)

Figura 3.10 a) Condensador de salida CBp referido en Vp de TR b) Circuito equivalente del convertidor para obtener la función de transferencia

La función de transferencia que resulta de este nuevo convertidor, es la de un

convertidor reductor resultando ser:

1··

1

2 ++

=∆

∆

sR

LsLC

Vd

V

EQ

CB (3.10)

Donde R es la resistencia de carga equivalente conectada en la salida del convertidor.

La ganancia del transformador se considera en el momento de cerrar el lazo de control

al igual que se considera la ganancia del modulador PWM (de las siglas en ingles

Pulse Width Modulation, Modulación de Ancho de Pulso). Por lo anterior, a ésta

nueva topología de convertidor, se le puede cerrar el lazo de control de manera muy

sencilla como a cualquier convertidor reductor.

3.2.5 Control del convertidor en modo reductor

El funcionamiento del convertidor es prácticamente como el de un convertidor

reductor, por lo tanto la forma de controlarlo es sencilla. Para implementar éste

control, se utilizan dos controladores comerciales convencionales como el UC3823

que controla el convertidor reductor y el UC3825 que controla el puente completo,.

Ambos controladores son de Texas Instruments. El diagrama de bloques de la Figura

3.11 muestra la forma de colocar a los dos controladores para controlar el convertidor

en modo reductor.


41

UC3823(Principal)

UC3825(Esclavo)

REDUCTORPUENTE

COMPLETO

VC Vbus VB

M1 M3, M6 M4, M5

Error

SINCRO

Ref

fcfc / 2

Figura 3.11 Diagrama de bloques para controlar el convertidor Reductor-Puente modo reductor

3.2.5.1 Implementación del control

La manera en la que funciona el circuito de control se describe a continuación. El

controlador principal es el UC3823, éste se encarga de fijar la frecuencia de

conmutación (fc) y el ciclo de trabajo que controla al MOSFET M1. De éste

controlador sale una señal llamada "SINCRO" que se encarga de sincronizar al

UC3825 quien proporciona dos salidas sincronizadas con el controlador principal.

Estas dos salidas son de un valor fijo del 50%, están desfasadas 180º entre ellas y cada

una controla dos MOSFETs del circuito puente. Debido a la forma de funcionamiento

del controlador esclavo (UC3825), las dos salidas son de la mitad de la frecuencia de

la que opera el controlador principal (fc /2) tal como es necesario para ésta topología

de puente completo. El lazo de control se cierra a través del amplificador de error que

proporciona el controlador principal. El controlador principal permite de manera

sencilla implementar arranque suave y adicionar protecciones en el circuito.

Con el esquema anterior, es posible controlar la tensión de salida de éste nuevo

convertidor funcionando en modo reductor.


42

3.3 Convertidor Reductor-Puente “Modo Elevador”

En este apartado se describe el convertidor funcionando en modo elevador. En este

análisis se presentan los aspectos principales que se deben considerar para diseñar y

construir correctamente este nuevo convertidor en modo elevador.

Es importante mencionar, que ésta topología funcionando como convertidor elevador,

es completamente novedosa, ya que no ha sido presentada en ninguna bibliografía

hasta hoy en día.

Para conseguir que el flujo de energía vaya desde VB hacia VC, es necesario sustituir

los diodos de libre circulación que están en la topología por interruptores MOSFETs

controlados. Con esta sustitución y con la estrategia de control adecuada, se consigue

que el convertidor, sea la asociación serie de un puente completo seguido de un

convertidor elevador. En la Figura 3.12 se muestra el diagrama de bloques del

convertidor para funcionar en modo elevador. Al igual que el funcionamiento en modo

reductor, en el modo elevador también se presentan tres niveles de tensión VB, VC y la

tensión intermedia Vbus.

ELEVADOR VC

PUENTECOMPLETO

VB

Vbus

ELEVADOR VC

PUENTECOMPLETO

VB

Vbus

Figura 3.12 Diagrama de bloques del convertidor en modo elevador con los tres niveles de tensión VB, VC y Vbus

En la Figura 3.13 se muestra el esquema completo del convertidor para funcionar en

modo elevador. Para que éste convertidor funcione adecuadamente, es necesario

adicionar un interruptor MOSFET (M11) para que conecte y desconecte Cbus. Al

mismo tiempo, la operación de M2 está sujeta a la conexión de Cbus, es decir, M2

funciona siempre y cuando Cbus esté conectado. A continuación en el funcionamiento


43

de las etapas del convertidor, se explica la razón de conectar y desconectar el

condensador Cbus.

PUENTE COMPLETO ELEVADOR

VC

D1

D4

D5

D6

Cbus

M2

L

CC

D3

VB Vbus

M7M7

M8M8

M9M9

M10M10

is

1 : nTR

Vs

TR

CB

iLiB ic

VL

Vp

M11

iD1

Figura 3.13 Circuito del nuevo convertidor en modo elevador

Esta nueva topología de convertidor elevador, tiene dos etapas de operación, estas

etapas de operación son; Etapa de arranque y Etapa permanente o normal. A

continuación se explican cada una de estas etapas y la combinación de ambas para que

el convertidor arranque desde tensión cero hasta la tensión de salida nominal:

• Etapa de arranque.- Esta etapa se presenta transitoriamente y consiste en

arrancar el convertidor puente completo variando el ciclo de trabajo de los

cuatro MOSFETs M7 a M10 hasta alcanzar el 50% en cada una de las

ramas del puente completo. En esta etapa, tanto M2 como M11

permanecen abiertos, por lo tanto el condensador Cbus permanece

desconectado. De ésta manera el circuito equivalente que resulta, es el de

un convertidor puente completo. Al variar el ciclo de trabajo d en los

interruptores del puente M7-M10, se controla directamente la tensión de

salida VC. Cuando se alcanza el 50% del ciclo de trabajo en cada una de

las ramas del transformador, éste funciona como una simple ganancia

constante que se encarga de multiplicar la tensión de entrada VB por la

relación de transformación nTR. Es en este momento cuando la etapa de

arranque ha llegado a su fin. En ésta etapa de funcionamiento, Cbus

permanece desconectado, ya que de lo contrario, se cargaría

instantáneamente al valor de la tensión de entrada multiplicada por la

relación de transformación y se perdería la capacidad de regular VC. Para


44

evitar esto y poder variar la tensión de salida, éste condensador permanece

desconectado con el interruptor M11.

Nota: Se le nombra etapa de arranque, porque es una etapa previa al

funcionamiento permanente o normal del convertidor, sin embargo el

convertidor puede funcionar indefinidamente en esta etapa sin problemas.

• Etapa permanente ó normal.- Una vez alcanzado el 50% del ciclo de trabajo en el puente completo, éste se mantiene constante y ya no es

posible incrementar la tensión de salida VC. Es en este momento cuando se

conecta el condensador Cbus a través de M11 y al mismo tiempo comienza

a conmutar el MOSFET M2. Con lo anterior se consigue, que el circuito

equivalente sea el de un convertidor elevador que tiene como tensión de

entrada nTR·VB ó Vbus. Este cambio de funcionamiento en la topología,

permite incrementar la tensión de salida VC hasta el valor requerido.

Invariablemente, cada vez que el convertidor opere en modo elevador, deberá utilizar

la etapa de arranque y la etapa permanente o normal. Es necesario utilizar estas dos

etapas de funcionamiento, para que la tensión de salida pueda arrancar desde tensión

cero y llegar hasta el valor de la tensión nominal.

A continuación, en los siguientes apartados se describen más ampliamente cada una de

las etapas de operación del convertidor:

3.3.1 Etapa de arranque

Para que éste nuevo convertidor arranque correctamente, es necesario adicionar un

transistor MOSFET (M11) que mantenga desconectado al condensador Cbus. Este

condensador debe estar desconectado para evitar que se cargue instantáneamente hasta

el valor de la tensión de entrada, ya que entre éste condensador y la tensión de

alimentación VB existe únicamente la inductancia de dispersión que tiene el

transformador TR. De igual forma no sería posible regular la tensión en la salida del

convertidor en la etapa de arranque ya que el condensador se cargaría directamente a

la tensión nTR·VB para cualquier ciclo de trabajo en el puente M7-M10.

El convertidor en conjunto funciona como un convertidor puente completo, ya que la

bobina se magnetiza cada ciclo de trabajo con la tensión de entrada multiplicada por la


45

relación de transformación nTR menos la tensión de salida; el resto del tiempo, la

bobina se desmagnetiza con el inverso de la tensión de salida tal como ocurre en un

convertidor directo o forward.

3.3.1.1 Topología y formas de onda de la etapa de arranque

En la Figura 3.14 se muestra el circuito equivalente que resulta para controlar la

tensión de salida en el arranque del convertidor. En este circuito no aparece Cbus, ya

que M11 está desconectado. Lo único que aparece es el circuito puente M7 a M10 con

el transformador TR, la etapa de rectificación D3 a D6, la bobina L y el condensador

CC al cual se conecta la carga de alta tensión.

PUENTE COMPLETO

VC

D1

D4

D5

D6

L

CC

D3

VB

M7M7

M8M8

M9M9

M10M10

is

1 : nTR

Vs

TR

CB

iLiB ic

VL

Vp

iD1

Vbus

Figura 3.14 Circuito equivalente para la etapa de arranque en modo elevador

En la Figura 3.15 se muestran las formas de onda que corresponden al arranque de este

convertidor. El convertidor en la etapa de arranque se comporta como un convertidor

puente completo, ya que lo único que controla el flujo de energía hacia VC es el ciclo

de trabajo impuesto a los MOSFETs del puente completo (M7 – M10).


46

t

iD1, iLi∆

2T

T

M7 y M10

tM8 y M9

t

dT

Vbus

tnTRVB

t

nTRVB - VC

-VC

iD3, iD6

tiL/2

VL

iD4, iD5

t

Figura 3.15 Formas de onda en el arranque del convertidor en modo elevador

Si el convertidor opera en modo de conducción continuo (MCC) y se considera la

tensión de entrada y de salida constantes de un ciclo de conmutación a otro, se aplica

el balance voltios·segundos en la bobina L, se obtiene la ecuación (3.11) que define la

tensión de salida VC en la etapa de arranque en función de la tensión de entrada VB,

ciclo de trabajo d y de la relación de transformación nTR.

dVnV BTRC = (3.11)

Donde: 0 ≤ d ≤ 1

En la ecuación (3.12) se define la ganancia del convertidor para el arranque en modo

elevador kA:


47

dnV

Vk TR

B

CA == (3.12)

En la Figura 3.15 se muestra la ecuación (3.12) en función del ciclo de trabajo y para

distinto número de vueltas nTR.

Figura 3.16 Ganancia del convertidor en el arranque del modo elevador

Es importante mencionar, que el arranque del convertidor en modo elevador llega

hasta un nivel de tensión en el que la tensión es constante (momento en el que el ciclo

de trabajo es del 50% en cada una de las ramas del puente completo). En estas

condiciones, la tensión de salida no puede seguir aumentando sino hasta que comience

a funcionar el siguiente modo de operación (modo normal o permanente). En la figura

anterior, puede observarse que variando el valor de nTR, se consigue variar la ganancia

del convertidor en el arranque al mismo valor que se selecciona de nTR y con el ciclo

de trabajo máximo.

En la etapa de arranque, se debe tener cuidado con la tensión de salida, ya que ésta

no deberá sobrepasar el valor de la mínima tensión nominal. Es decir, que la

máxima tensión que se alcance en el arranque del convertidor, no debe ser mayor

que la mínima tensión de salida que el convertidor entregue en modo permanente o

0

2

4

6

8

10

Ciclo de trabajo d

Ganancia

k A

0 0,2 0,4 0,6 0,8 1

nTR = 10

nTR = 5 nTR = 3

nTR = 2 nTR = 1


48

normal. Este es un criterio de diseño que se aplicará para la selección de nTR en el

prototipo de este capítulo.

Lo anterior se debe cumplir, para asegurar que todos los valores de la tensión de salida

VC se regulen correctamente en una sola etapa de operación del convertidor (en este

caso en la etapa permanente o normal).

Para asegurar que la máxima tensión de salida en la etapa de arranque, no sobrepase la

mínima tensión de salida en la etapa permanente o normal, se establece una condición

que determina la máxima relación de transformación nTR que asegure lo anterior

expuesto. Esta condición queda como:

minmax CBTR VVn ≤ (3.13)

Despejando el valor de nTR nos queda:

max

min

B

C

TR V

Vn ≤ (3.14)

La condición establecida en la inecuación (3.14) se debe cumplir si se desea que la

tensión de salida varíe en un rango de tensión de salida mínimo y máximo. Esto limita

la selección de la relación de transformación nTR del convertidor Reductor-Puente

Bidireccional.

3.3.2 Etapa permanente o normal

En este apartado, se explica el modo de funcionamiento del convertidor en la etapa

permanente ó normal. Una vez que la etapa de arranque ha finalizado, el convertidor

pasa a funcionar con la etapa permanente ó normal. Esta etapa hace funcionar el

convertidor como un convertidor elevador. La manera de conseguir que el convertidor

funcione como un convertidor elevador, es utilizando los interruptores MOSFETs que

en la etapa de arranque permanecieron apagados. En este caso M2 estará conmutando,

y M11 estará encendido permanentemente. Con la ayuda de estos MOSFETs, el

convertidor funciona como un convertidor elevador que tiene como entrada la tensión

del bus de baja tensión multiplicada por la relación de transformación nTR. De igual

manera que cuando el convertidor funciona en modo reductor, la presencia de Cbus no


49

es indispensable, solamente se incluye para tener una tensión mas limpia en la

entrada del convertidor elevador.

La manera de pasar a la etapa permanente o normal, es a través de un circuito de

comparación de niveles de tensión. Este circuito, consiste en comparar la tensión de

salida VC con el producto de la tensión del bus de baja tensión y la relación de

transformación nTR (nTR·VB). Esta comparación se utiliza para saber si la etapa de

arranque ha terminado. Si la tensión de salida VC es inferior al valor del producto

nTR·VB, significa que el convertidor se encuentra funcionando en la etapa de arranque.

Sin embargo, una vez que se alcanza la tensión de salida máxima en el arranque del

convertidor (cuando se alcanza el 95% ó 97% del ciclo de trabajo) la etapa de arranque

finaliza y el convertidor comienza a funcionar como un convertidor elevador. Es decir,

el circuito comparador se ajusta para que tenga una histéresis que previamente se

calibra, y que el cambio de modo se efectúe antes de que el arranque deba llegar al

ciclo de trabajo máximo. La salida que el circuito comparador proporciona por defecto

es cero, y una vez que la comparación se efectúa, la señal de salida de éste circuito se

pone en alto para activar a los MOSFETs M2 conmutando y M11 encendido

permanentemente. Es en este momento cuando el convertidor comienza a funcionar

como un convertidor elevador.

3.3.2.1 Topología y formas de onda de la etapa permanente o normal

En la Figura 3.17 se muestra el circuito del convertidor para funcionar en la etapa

permanente ó normal. Este circuito es el mismo que se presentó en la Figura 3.13 ya

que éste circuito es aquel que tienen todos los elementos necesarios para funcionar

como convertidor elevador. El convertidor elevador tiene como tensión de entrada

Vbus que se obtiene al hacer conmutar al 50% cada una de las ramas del puente

completo formado por los interruptores M7 a M10; los demás elementos que integran

al convertidor elevador son la bobina L, el MOSFET M2 y el condensados de salida

CC al cual se conecta la carga de alta tensión. En esta etapa de funcionamiento del

convertidor en modo elevador, el MOSFET M2 es quien se encarga de controlar el

flujo de energía que va desde VB hacia VC. Por lo tanto el ciclo de trabajo que controla

a M2 es el que se encarga de controlar la tensión de salida del convertidor en la etapa

permanente del modo elevador.


50

PUENTE COMPLETO ELEVADOR

VC

D1

D4

D5

D6

Cbus

M2

L

CC

D3

Vbus

M7M7

M8M8

M9M9

M10M10

is

1 : nTR

Vs

TR

CB

iLiB ic

VL

Vp

M11

iD1

iM2

ip

Figura 3.17 Convertidor en modo elevador, etapa permanente ó normal

En la Figura 3.18 se muestran las formas de onda que corresponden a la etapa

permanente ó normal del modo elevador.

tM2

t

iLi∆

2T

T

M7 y M10

ip

tM8 y M9

tt

t

nTRVB

nTRVB-VC

VL

dT

2T

T

Vbus

Vs t

VB

-VB

tM2

dT

iM2

t

iD1

t

dT

iD3 ,iD6t

tiD4 ,iD5

Figura 3.18 Formas de onda del convertidor etapa permanente o normal, modo elevador

Si el convertidor opera en modo de conducción continuo (MCC) y se consideran la

tensión de entrada y de salida constantes de un ciclo de conmutación a otro, se aplica

el balance voltios·segundos en la bobina L y se obtiene la ecuación (3.15) que define


51

la tensión de salida VC en la etapa permanente ó normal en función de la tensión de

entrada VB, ciclo de trabajo d y de la relación de transformación nTR.

d

VnV BTRC−

=1

1 (3.15)

Donde: 0 ≤ d ≤ 1

La ecuación (3.16) define la ganancia del convertidor en la etapa permanente o normal

kN en modo elevador como:

d

nV

Vk TR

B

CN

−==

1

1 (3.16)


distinto número de vueltas nTR.

Figura 3.19 Ganancia del convertidor en modo elevador para la etapa permanente o normal kN en función del ciclo de trabajo y para distintas nTR

En la figura anterior, se aprecia que una gran variedad de valores para nTR pueden ser

utilizados y variar la ganancia del convertidor. En este caso, se selecciona el que

mejor convenga de cara a la selección de los semiconductores, es decir, se debe

0 Ciclo de trabajo d

Ganancia

k N

0 0,2 0,4 0,6 0,8 1

nTR = 10

nTR = 6

nTR = 3

nTR = 1 0

40

80

120

160

200


52

procurar que su selección sea el que menores pérdidas cause en el convertidor. Otro

aspecto que se debe tener en cuenta para la selección adecuada de la relación de

transformación, es de cara a la construcción del transformador ya que relaciones de

transformación muy grandes causan que sea difícil de construir el transformador.

También, se debe seleccionar una relación de transformación que produzca ciclos de

trabajo fáciles de modular, tanto para modo reductor como para modo elevador.

3.3.3 Transición Etapa de arranque - Etapa normal

Una vez explicadas las dos etapas del convertidor en modo elevador, se deben unir

ambas para tener el funcionamiento completo del convertidor. Una manera de analizar

el comportamiento del convertidor con las dos etapas de funcionamiento, es con la

ganancia en cada una de las etapas de funcionamiento del convertidor. El

comportamiento de la ganancia en ambas etapas es importante y nos permite evaluar

la buena o mala transición que se hace de una etapa a otra en modo elevador.

Para todo ciclo de trabajo, la ganancia debe ser ascendente y no debe presentar

discontinuidades. Si la transición se efectúa correctamente, el convertidor puede

funcionar adecuadamente y permitir que el control del mismo se realice de manera

satisfactoria.

En la Tabla III se presentan las ecuaciones que definen la ganancia del convertidor en

modo elevador, una para la etapa de arranque y la otra para la etapa permanente o

normal.

Tabla III Ganancia del convertidor en modo elevador para la etapa de arranque y la etapa permanente o normal

Etapa de Arranque Etapa Permanente o Normal

Ganancias del convertidor en Modo Elevador

dn

V

Vk TR

B

CN

−==

1

1dn

V

Vk TR

B

CA ==

Nota: El ciclo de trabajo para la etapa de arranque y para la etapa permanente o

normal del convertidor es distinto. En la etapa de arranque, el ciclo de trabajo d


53

corresponde al de un convertidor Puente completo (MOSFETs M7 a M10), y en la

etapa permanente o normal corresponde a un convertidor Elevador (M2).

En ambas etapas, el ciclo de trabajo varía de 0 a 100% y lo hace en tiempos distintos,

esto se debe a que el ciclo de trabajo de la etapa permanente o normal comienza una

vez que el ciclo de trabajo de la etapa de arranque ha llegado a su valor máximo. Lo

anterior significa que las ganancias del convertidor en las dos etapas del modo

elevador son independientes. Nótese, que una vez que da comienzo la etapa

permanente o normal, el ciclo de trabajo en la etapa de arranque es el máximo y en ese

momento el transformador se comportará como una simple ganancia fijada por la

relación de transformación.

En la Figura 3.20 se muestran las ganancias de la etapa de arranque y de la etapa

permanente o normal una seguida de la otra con una relación de transformación nTR =

1, en esta figura se aprecia que en cuanto finaliza la etapa de arranque da comienzo la

etapa permanente o normal.

Figura 3.20 Ganancia del convertidor en modo elevador, etapa de arranque y etapa permanente

0 0,2 0,4 0,6 0,8 1 / 0 0,2 0,4 0,6 0,8 1 0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10

Ciclo de trabajo d

Etapa de Arranque Reductor

Etapa Permanente Elevador

Ganancia total Modo Elevador


54

Con lo anterior se demuestra, que el comportamiento del convertidor es adecuado para

la combinación de las dos etapas de funcionamiento. Que es posible variar la tensión

de salida desde tensión cero y aumentarla hasta el valor deseado, ya que en la etapa

permanente se cuenta con un convertidor elevador. De igual manera, se puede ajustar

la relación de transformación nTR, para que la ganancia del convertidor sea mayor o

menor según se requiera. En la Figura 3.21 se muestra la gráfica de la ganancia del

convertidor para distintos valores de relación de transformación nTR. En esta gráfica, se

aprecia la modificación de la ganancia del convertidor variando la relación de

transformación nTR.

Figura 3.21 Ganancia del convertidor en modo elevador, etapa de arranque y etapa permanente separadas y con distinta relación de transformación nTR

Obsérvese en la figura anterior que se puede modificar el valor de la ganancia total del

convertidor modificando la relación de transformación nTR. Con lo anterior, se pueden

conseguir relaciones de tensión entre la entrada y la salida muy grandes

permitiéndonos seleccionar el valor adecuado de nTR según nos convenga.

0 0,2 0,4 0,6 0,8 1 / 0 0,2 0,4 0,6 0,8 1 0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10

Ciclo de trabajo d

Ganancia total

Etapa de Arranque

Etapa Permanente

nTR = 1

nTR = 3

nTR = 5


55

3.3.3.1 Circuito de transición de la etapa de Arranque a la etapa Permanente o Normal

Tal como se explicó en el apartado anterior, cuando el convertidor Reductor-Puente

funciona en modo elevador, está integrado por dos etapas de funcionamiento, la etapa

de arranque, y la etapa permanente o normal. En cada una de las etapas, el convertidor

funciona de manera diferente. En la etapa de arranque, el convertidor funciona como

un puente completo y en la etapa permanente funciona como un convertidor elevador.

En la etapa de arranque deben estar conmutando y variando el ciclo de trabajo M7 a

M10, M2 y M11 deben estar apagados, éste último se encarga de mantener

desconectado Cbus ya que de lo contrario no se podría regular la tensión de salida en la

etapa de arranque. Cuando en la etapa de arranque el ciclo de trabajo alcanza su valor

máximo y la tensión de salida VC alcanza el valor máximo teórico (nTR·VB) también, es

entonces cuando se debe producir el cambio de la etapa de arranque a la etapa

permanente o normal.

De manera original y como una aportación, se ha diseñado construido y probado un

circuito comparador de dos niveles de tensión con histéresis, que permite activar y

desactivar la señal de control “M” que es la señal que se encarga de determinar la

etapa en la que se encuentra funcionando el convertidor en modo elevador.

La señal de control M, se encarga de activar y/o desactivar a los interruptores

MOSFETs en cada una de las etapas de funcionamiento del convertidor cuando éste

funciona en modo elevador. En la Figura 3.22 se muestra el circuito que se utiliza para

determinar la señal lógica de control “M”. El circuito está integrado básicamente por

un comparador con histéresis de dos niveles de tensión y por un circuito

combinacional que se encarga de activar y desactivar señal M dependiendo en que

nivel de tensión de salida se encuentre funcionando el convertidor.

La interpretación de la señal de control “M” es como a continuación se indica:

⇒

⇒

PermanenteEtapa

ArranquedeEtapa

MSeñal

1

0

""


56

Comparador con Histéresis de dos niveles de tensión

Circuito combinacional para cumplir con las condiciones de

la señal de modo “M”

Figura 3.22 Circuito electrónico para determinar la señal “M” a partir de un comparador con histéresis de dos niveles de tensión y de un circuito combinacional

Señal

“M”

nTRVB

Etapa de Arranque

Etapa Normal

0

0

t

t

1ER NIVEL

2O NIVEL

VC

Figura 3.23 Activación de la señal lógica de control “M” en función de los niveles de tensión VB y VC y con el circuito comparador de dos niveles de tensión

De la Figura 3.23 se tiene que el valor por defecto de la señal lógica de control M es

cero. Esto significa que el convertidor en la salida, tiene una tensión inferior al

producto nTRVB o incluso 0V. Una vez que la tensión de salida VC incrementa su valor


57

y supera el primer nivel de tensión de comparación, es entonces cuando se activa la

señal de control M y se coloca en nivel alto. Es en este momento cuando el

convertidor deja de funcionar con la etapa de arranque y comienza a funcionar con la

etapa permanente o normal del modo elevador. De igual modo, cuando la tensión de

salida disminuye y cruza el segundo nivel de tensión, entonces la señal de control pasa

de nivel alto a nivel bajo. Cuando esto sucede, el convertidor deja de funcionar de la

etapa permanente y vuelve a hacerlo con la etapa de arranque.

El circuito para efectuar la transición de la etapa de arranque a la etapa permanente en

modo elevador, se incluye dentro del circuito de control del convertidor en modo

elevador que se explica en el apartado 3.3.5. Este se incluye como un bloque que tiene

como entradas, la medida de la tensión de salida y la medida de la tensión de la batería

y como salida proporciona la señal lógica de control “M”.

3.3.4 Función de transferencia en modo elevador

Para controlar correctamente el convertidor en modo elevador, es necesario conocer la

función de transferencia del mismo. Las dos funciones de transferencia, son la de un

convertidor reductor cuando se encuentra funcionando en la etapa de arranque y la de

un convertidor elevador cuando el convertidor esta operando en la etapa permanente o

normal. Para hacer un lazo de control adecuado, se deben considerar las dos funciones

de transferencia cada una en las condiciones de funcionamiento a que corresponda en

el convertidor y hacer un lazo de control que sea capaz de controlar el convertidor

cuando este funcionando con una función de transferencia u otra.

En éste trabajo de investigación, el autor no se ha centrado en desarrollar un lazo de

control que satisfaga a las dos funciones de transferencia. Únicamente se proporcionan

las funciones de transferencia de cada uno de los funcionamientos del convertidor para

aquel que desee explorar el mejor lazo de control de acuerdo a cada aplicación en

particular de la topología.

3.3.4.1 Función de transferencia de la etapa de arranque

La función de transferencia que corresponde a esta etapa de funcionamiento del

convertidor, es la de un convertidor reductor tradicional. Es por ello que no se

profundiza mas allá de la teoría de control para esta función de transferencia, y el


58

autor solo se limita a la presentación de esta función asumiendo que el lector está

familiarizado con esta función típica. En este caso, los pulsos de tensión que se aplican

a la bobina en el ciclo de trabajo d son del valor de la tensión de entrada multiplicados

por la relación de transformación nTR. La función de transferencia del convertidor en

modo elevador funcionando en la etapa de arranque es:

1··

1

2 ++

=∆

∆

sR

LsLC

Vnd

V

C

BTRC (3.17)

Donde R es la resistencia de carga conectada a la salida del convertidor.

3.3.4.2 Función de transferencia de la etapa permanente o normal

La función de transferencia de ésta etapa de funcionamiento del convertidor en modo

elevador, corresponde a la función de transferencia de un convertidor Boost o

elevador. Al igual que la función de transferencia de la etapa de arranque, la función

de transferencia de la etapa permanente o normal también es una función ya por demás

conocida. La única diferencia que se encuentra frente a la función de transferencia del

convertidor elevador típico, es que éste nuevo convertidor tiene por tensión de entrada

la tensión del bus de baja tensión multiplicada por la relación de transformación nTR.

En cuanto a lo demás, esta función también presenta un cero en el semiplano derecho

del eje imaginario que hace difícil su compensación al momento de cerrar el lazo de

control.

De la Figura 3.17 y de la Figura 3.18 se obtienen las ecuaciones de estado del

convertidor para la etapa permanente o normal. Las ecuaciones de estado de la tensión

en la bobina L y la corriente en el condensador CC quedan definidas como:

( )( )dVVndVniL CBTRBTRL −−+=

•

1 (3.18)

( )R

VdiVC C

LCC −−=

•

1 (3.19)


59

Al linealizar y resolver las ecuaciones de estado, la función de transferencia que se

obtiene queda definida como:

( )

( )

( ) ( )

+

−+

−

+

−−

−=

∆

∆

1·1

1·

1

1

1·1

12

0

2

20

0

0

0

0

0

sR

L

dsLC

d

sdV

Li

d

V

d

V C

L

CC (3.20)

El funcionamiento del convertidor en estado estable, permite suponer que 0=

•

Li ,

por lo tanto, de la ecuación (3.18) despejamos el ciclo de trabajo “d0” en condiciones

estables resultando:

0

10C

BTR V

Vnd −= (3.21)

Se calcula la resistencia de carga R y la corriente promedio en la bobina en

condiciones estables, resultando:

P

VR

C2

0= (3.22)

0

0

CL V

Pi = (3.23)

Donde: P es la potencia del convertidor

Por lo tanto y al sustituir las ecuaciones (3.21) a (3.23) en (3.20) queda:

( ) ( )

++

+−

=∆

∆

1··

1·

2

2

2

2

2

2

00

00

sR

L

Vn

VsLC

Vn

V

sVVn

PL

Vn

V

d

V

BTR

C

BTR

C

CBTR

BTR

CC (3.24)


60

Éste convertidor, presenta un cero positivo en la función de transferencia. Este cero

positivo esta ubicado en 0CBTR VVn

PL tal como lo indica el coeficiente del término lineal

del numerador en la función de transferencia. Este cero positivo, limita la respuesta

dinámica del convertidor al limitar el ancho de banda en el control al cerrar el lazo.

Con las dos funciones de transferencia calculadas, es posible implementar el lazo de

control para ambas etapas de funcionamiento del convertidor.

3.3.5 Control del convertidor en modo elevador

El control del convertidor en modo elevador incluye el control para la etapa de

arranque y el control para la etapa permanente o normal. En la Figura 3.24 se muestra

el diagrama de bloques que se utiliza para controlar el convertidor en modo elevador.

Este control funciona adecuadamente tanto para el arranque como para la etapa

permanente o normal y tiene incluido el circuito de transición de una etapa a otra

explicado en el apartado 3.3.3.1.

3.3.5.1 Implementación del control en modo elevador

La manera de implementar éste control es utilizando dos controladores convencionales

como el UC3823 y el UC3825 de Texas Instrument. En esta aplicación, el primer

controlador es llamado “Principal” y el segundo “Esclavo”. El controlador principal se

encarga de sincronizar al controlador esclavo mediante la señal “SINCRO”, el

controlador principal es el que fija la frecuencia de conmutación fc y el ciclo de

trabajo d. La señal de control M, se encarga de determinar la etapa de funcionamiento

del convertidor, es decir, etapa de arranque o etapa permanente o normal.

En la etapa de arranque, el controlador esclavo UC3825 proporciona dos salidas de

un valor fijo del 50%, estas señales están desfasadas 180º entre ellas y cada una,

después de ser multiplicada por el ciclo de trabajo del controlador principal, controla

los MOSFETs del circuito puente. En el arranque, los MOSFETs M2 y M11

permanecen apagados. La tensión de salida en la etapa de arranque del convertidor, es

controlada por el ciclo de trabajo que se impone a los interruptores MOSFETs del


61

puente completo. Una vez que la tensión de salida alcanza el valor de la comparación

(nTR·VB), da comienzo la etapa permanente o normal.

En la etapa permanente o normal, una vez que la tensión de salida alcanza el valor de

la tensión de entrada multiplicado por la relación de transformación, se activa la señal

M que conecta el condensador Cbus a través del interruptor M11. Al mismo tiempo ésta

señal M pone a conmutar el interruptor M2, en este momento la etapa de arranque

termina y la etapa permanente ó normal comienza. La señal M a través de un arreglo

de puertas lógicas, se encarga de enclavar los disparos de los interruptores del puente

completo para hacer que el transformador se quede funcionando al 50% como una

simple ganancia. De éste modo, la tensión de entrada del convertidor en modo

elevador tiene como entrada el bus de baja tensión multiplicado por la relación de

transformación. Es en este momento cuando la tensión de salida queda controlada por

el interruptor M2 que es gobernado directamente por el controlador principal. En ésta

etapa, la que la tensión de salida debe ser regulada para todos los valores de tensión de

funcionamiento permanente o normal.

Con el esquema anterior, es posible arrancar el convertidor con tensión cero en la

salida en modo elevador, y tener un banco de condensadores y/o celdas de

combustible en el lado de alta tensión de salida.


62

UC3823(Principal)

UC3825(Esclavo)

ELEVADORPUENTE

COMPLETO

Vbus

M8, M9M7, M10

Error

SINCRO

Ref

fcfc / 2 M2

VB VC

M

Cbus

M11

Comparador deniveles de tensión

VB VC

d

Figura 3.24 Diagrama de bloques para el control del convertidor en modo elevador

3.4 Convertidor Reductor-Puente “Bidireccional"

En los apartados anteriores, se han analizado por separado el funcionamiento de la

topología en modo reductor y en modo elevador. En ambos casos, fueron considerados

arreglos de diodos para las respectivas etapas de rectificación. En la topología

bidireccional, no se utilizan diodos rectificadores, en su lugar se han sustituido por

MOSFETs que son necesarios para funcionar correctamente como convertidor

bidireccional.

En éste apartado se presenta de manera original la topología del nuevo convertidor

Reductor-Puente Bidireccional basado en un convertidor Reductor mas un Puente

completo. Las características principales con las que cuenta esta nueva topología

son: capacidad de transferir energía en ambas direcciones, aislamiento galvánico,

alta relación entre la tensión de entrada y la tensión de salida y puede arrancar en

modo elevador con tensión de salida desde 0V sin problemas.

Esta nueva topología de convertidor bidireccional, cuenta con la ventaja de tener un

funcionamiento muy sencillo. Funciona como un convertidor reductor y como un


63

convertidor elevador, la única diferencia, es la adición de un transformador que está

conmutando la mayor parte del tiempo al 50% en cada una de sus ramas. En éste

apartado, se van a presentar los principales aspectos de diseño del convertidor para

que funcione adecuadamente como un convertidor bidireccional.

En la Figura 3.25 se muestra la topología del convertidor Reductor-Puente

Bidireccional. En esta figura, se colocan todos los elementos que son necesarios para

que la nueva topología pueda funcionar como un convertidor bidireccional.

PUENTE COMPLETOREDUCTOR

Vc

nTR : 1

M1

L

M3M3

Cc

M4M4

M5M5

M6M6

Vp

ip

TR

ic

Vs

Cbus

M2 Vbus

is

iL

iB

M11

VB

M7M7

M8M8

M9M9

M10M10

CB

Figura 3.25 Convertidor Reductor-Puente Bidireccional

Al sustituir los diodos por MOSFETs y controlar el flujo adecuado de la corriente, se

tiene una nueva topología de convertidor bidireccional. Esta topología, funciona

correctamente y tiene la capacidad de arrancar en modo elevador desde tensión de

salida cero como lo es para los casos de los convertidores con bancos de

condensadores en la salida.

3.4.1 Análisis de la topología

Esta topología ha sido analizada por separado como convertidor reductor y como

convertidor elevador en los apartados 3.2 y 3.3 respectivamente. El análisis que se ha

realizado de la topología en cada caso, ha sido un análisis independiente en el que no

se ha tomado en consideración que el convertidor sería utilizado como convertidor

bidireccional. Por lo tanto, de los análisis realizados no se puede desprender aún un

criterio definitivo para diseñar correctamente la topología como convertidor

bidireccional. Es por ello que en el desarrollo de este apartado, se analizan las

características y restricciones de la topología funcionando como bidireccional.


64

El aspecto que se debe revisar para analizar la topología como convertidor

bidireccional es, estudiar la penalización que sufre el convertidor para que pueda

funcionar como convertidor bidireccional.

3.4.2 Penalización de la bidireccionalidad

Es importante hacer un análisis de la penalización que se tiene en el convertidor al

tener que trabajar como convertidor bidireccional. La penalización está determinada

por los niveles de tensión que deben soportar los semiconductores de potencia del

convertidor. Estos niveles de tensión, dependen del modo de operación en que se

encuentre trabajando el convertidor pudiendo ser, modo reductor o modo elevador.

Dentro de un mismo período de conmutación, los componentes del convertidor están

sometidos a distintos niveles de tensión. En este caso, el nivel de tensión que nos

interesa es el máximo que soporta cada componente.

En la Tabla IV se presenta un resumen de las ecuaciones para calcular las tensiones de

bloqueo para cada uno de los componentes del convertidor tanto para modo reductor

como para modo elevador.

Las tensiones de bloqueo son las máximas tensiones que se presentan el los terminales

de cada uno de los componentes en un determinado intervalo dentro del período de

conmutación.

En general, es deseable que las tensiones de bloqueo sean lo menor posibles de cara a

la selección de los componentes, ya que un mismo componente de potencia que

soporte más tensión que otro, tendrá peores características eléctricas. Por ejemplo, la

resistencia en conducción (RDSON) para los transistores MOSFETs, es mayor para

aquellos transistores que soporten mayor tensión entre drenador y fuente.


65

Tabla IV Tensiones de bloqueo en los componentes del convertidor en modo reductor y modo elevador

ARRANQUE NORMAL

M1 y M2

M3 a M6

M7 a M10

M11 0 0

TENSIONES DE BLOQUEO

COMPONENTEMODO

REDUCTORMODO ELEVADOR

CV CV CV

BTRVn BTRVn BTRVn

BV BV BV

BTRVn

Obsérvese, que tanto para modo reductor como para modo elevador y para todos los

componentes excepto para el MOSFET M11, las tensiones de bloqueo son

exactamente las mismas en cada caso. Esto significa, que de ningún modo, la

topología se penaliza al convertirla en una topología de convertidor bidireccional.

De los esfuerzos eléctricos que sufren los componentes del convertidor, ninguno de

ellos se ve afectado al hacer de la topología un convertidor bidireccional. M11,

soporta 0 voltios de tensión en modo reductor y en la etapa permanente del modo

elevador, ya que en estos modos de funcionamiento el interruptor permanece cerrado.

En la etapa de arranque del modo elevador éste interruptor permanece abierto, pero al

igual que los MOSFETs M3 a M6 únicamente soporta la tensión del bus de baja

tensión multiplicada por la relación de transformación.

3.4.3 Diseño del convertidor para funcionar bidireccionalmente

Se ha realizado una hoja de cálculo en el programa matemático MathCAD (Anexo I)

para calcular y obtener corrientes, tensiones y pérdidas del convertidor. De forma

general, el diseño del convertidor Reductor-Puente Bidireccional utiliza los mismos


66

criterios que se establecen para diseñar el convertidor en modo reductor y en modo

elevador. Se debe cuidar que sea un diseño en el que se tengan las menores pérdidas y

en el que los componentes sean los mas adecuados posibles de cara a tamaño, peso y

rendimiento. De igual manera, la selección y cálculo de los componentes se hace de

acuerdo al criterio que a continuación se describe.

3.4.4 Frecuencia de conmutación

En un convertidor conmutado la elección de la frecuencia de conmutación es un

parámetro que va ha influir en todos sus elementos. Va a ser un determinante del

tamaño de los elementos magnéticos, así como de los interruptores y el rendimiento.

La elección de este parámetro no es nada sencillo, debido a que la frecuencia va a

determinar el tamaño y las pérdidas de los magnéticos, así como en los demás

dispositivos. Se debería hacer un barrido en frecuencias del convertidor, para obtener

la que optimiza las pérdidas para las tensiones nominales, pero es posible que la

mejora no sea muy significativa. Por lo tanto es un parámetro que queda a la elección

y experiencia del diseñador, y a partir de la elección de ésta se diseñan los demás

componentes. Claro está, que la libertad de elección no es total, siendo para éste tipo

de convertidores variable aproximadamente entre 25kHz y 200kHz. En este

convertidor se ha elegido una frecuencia intermedia, debido a la las altas tensiones y a

los altos valores de potencia que se presentan (1,5kW), de modo que el transformador

no resulte muy voluminoso. Se ha escogido 100kHz para los transistores M1 y M2 que

conforman el convertidor reductor, lo anterior hace que el puente completo conmute a

50kHz.

3.4.5 Cálculo de tensiones

Este convertidor, debe ser capaz de funcionar con un margen de tensiones de entrada y

proporcionar otro margen de tensiones de salida. Esto ocasiona que los MOSFETs,

soporten distintos valores de tensión al tener tensiones de entrada y salida mínimas y

máximas. La selección de estos componentes se debe hacer considerando la tensión de

bloqueo crítica, es decir, la máxima tensión que soportan para las distintas

combinaciones de tensiones de entrada y salida. En topologías que cuentan con uno o

varios transformadores de por medio, la selección de la relación de transformación es


67

crítica, ya que en muchos casos de ella depende la selección de la mayoría de los

MOSFETs de potencia. Es por ello, que conviene utilizar una relación de

transformación con la que se puedan seleccionar MOSFETs de la menor tensión

drenador fuente posible para el convertidor. En ésta topología en particular,

únicamente los MOSFETs M3 a M6 y M11 dependen de la relación de transformación

nTR, ya que el resto de interruptores soportan la tensión de entrada y la tensión de

salida sin importar la relación de transformación que se tenga.

3.4.6 Cálculo de la relación de transformación nTR

La relación de transformación nTR, afecta directamente en el funcionamiento del

convertidor al estar involucrada para el cálculo de la inductancia, por lo tanto afecta en

las corrientes en todos los componentes del convertidor. Por esta razón, no es tan

sencillo determinar el valor de esta relación de transformación ya que las pérdidas del

convertidor pueden aumentar al influir directamente en las corrientes de los

componentes del convertidor. Algunas veces, se tienen limitaciones de carácter físico

para la selección de esta relación de transformación, en otras ocasiones el mismo

funcionamiento de la topología que se utiliza puede limitar la selección ó quien

también puede fijar su valor es el rango de tensiones de operación en los que tenga que

trabajar el convertidor.

En el caso del convertidor Reductor-Puente Bidireccional y debido a la aplicación en

la que se desea utilizar (Vehículos Híbridos), es una combinación de los factores

anteriores quienes se encargan de determinar el valor de la relación de transformación

nTR. Estos factores se mencionan a continuación:

• Márgenes de tensión de operación.- De acuerdo a los márgenes de tensión con los que deba funcionar el convertidor, se debe seleccionar el valor

adecuado de nTR para que los ciclos de trabajo que resulten sean de valores

aceptables. Al mismo tiempo, en ésta nueva topología de convertidor

bidireccional, se estableció una condición de diseño en el modo elevador que

limita la selección de los valores de la relación de transformación. Esta

condición esta definida por la inecuación (3.14) y establece que la relación de

transformación se debe seleccionar de entre los siguientes valores posibles:


68

max

min

B

C

TR V

Vn ≤

• Tensión de bloqueo.- De igual manera, la selección de nTR debe ser un

compromiso en el que la tensión de bloqueo de los componentes sea lo menor

posible para poder seleccionar dispositivos de baja resistencia en conducción

y bajas capacidades parásitas en el caso de los MOSFETs. Los MOSFETs que

se ven afectados con la selección de nTR son M3 a M6 y M11.

• Cálculo de pérdidas.- Por último, para determinar el valor adecuado de la relación de transformación, se debe realizar un análisis de las pérdidas que se

producen en los dispositivos del convertidor para los posibles valores de nTR y

seleccionar el que menores pérdidas presente para el convertidor.

3.4.7 Cálculo de corrientes

En el convertidor, se han calculado las corrientes promedio y eficaces de cada uno de

los componentes cuando opera en modo reductor y cuando opera en modo elevador.

Estos valores de corriente, se detallan más ampliamente en el Anexo I, que es una hoja

de MathCAD utilizada para calcular los parámetros y pérdidas del convertidor en un

modo de operación o en otro. El valor de las corrientes que circulan a través de los

componentes del convertidor, dependen de la potencia de diseño y del valor de

inductancia que tiene la bobina L, que es otro grado de libertad del diseño.

3.4.7.1 Cálculo de la bobina L

Para calcular el valor de la bobina, se pueden considerar varios criterios, desde

preseleccionar un valor de inductancia, un núcleo, un valor en el rizado de la corriente

u optimizar el valor de las corrientes promedio y eficaces para alcanzar un mínimo de

pérdidas en los componentes del convertidor. En este caso, como va a ser un elemento

voluminoso por la corriente que lleva, se ha permitido que el rizado sea grande (100%

de la corriente promedio que circula en la bobina). Con esto, se pretende utilizar un

bajo valor de inductancia que sea fácil de alcanzar y construir. La ecuación (3.25)

define el valor de la inductancia en la bobina del convertidor con un rizado del 100%

pico a pico. Se calcula para la corriente nominal de salida.


69

( )( )

fcV

VnVn

PL

c

BTR

BTR

11

max

max

max

3

2

−= (3.25)

Donde:

L = Inductancia de la bobina L (H)

P = Potencia de salida (W)

VBmax, VCmax = Tensiones de entrada y salida máximas (V)

fc = Frecuencia de conmutación (Hz)

nTR = Relación de vueltas en el transformador

3.4.8 Cálculo de los condensadores

En general, el cálculo de los condensadores depende de la topología que se este

utilizando. Por ejemplo, en modo de conducción continuo (MCC), el condensador de

salida de un convertidor reductor o de un convertidor reductor con aislamiento

(forward), necesita un valor de condensador de filtrado menor que en el caso de un

convertidor de retroceso (flyback). La corriente en la salida de un convertidor de

retroceso es pulsante, ocasionando que el condensador de salida sea el que se encargue

de alimentar la carga cuando no existe corriente desde la entrada. Esto penaliza su

funcionamiento, ya que tiene que almacenar suficiente energía para alimentar a la

carga en los tiempos en que se interrumpe la corriente.

La forma más común de calcular el valor de un condensador y que es la que se ha

utilizado en este trabajo de tesis, es fijar un valor de rizado de tensión que se desee en

la salida e integrar la corriente que circula en el condensador, de este modo se obtiene

el valor necesario del condensador.

Por la aplicación de esta topología en Vehículos Híbridos (VH), es necesario mantener

en las salidas del convertidor valores de tensión con relativa calidad al tener que hacer

las funciones de un cargador/descargador de baterías. Por lo anterior, el rizado de

tensión con el que se calculan los condensadores con respecto a su salida, es del 1%.


70

Al igual que las corrientes en cada uno de los componentes del convertidor, el cálculo

de los condensadores se hace en el correspondiente modo de funcionamiento (reductor

o elevador) y se selecciona aquel que resulte de mayor valor. Esto es así, porque en el

caso de convertidores bidireccionales, un mismo condensador es de entrada en un

modo de funcionamiento y de salida en el otro modo de operación y uno de los modos

puede estar más penalizado y resultar un condensador más grande.

3.4.9 Cálculo del transformador y la bobina

Para diseñar el transformador y la bobina se recurre a la experiencia desarrollada en la

División de Ingeniería Electrónica (DIE) que ha comercializado una herramienta

computacional llamada "PExprt" la cual es distribuida internacionalmente por

ANSOFT Corporation (www.ansoft.com). Esta herramienta, cuenta con un apartado

que permite diseñar componentes magnéticos (bobinas y transformadores) de los

convertidores de potencia conocidos o a partir de las formas de onda que se aplican al

componente. Esta herramienta proporciona múltiples diseños de componentes

magnéticos los cuales pueden ser optimizados para obtener las menores pérdidas, los

menores tamaños, las menores temperaturas, utilizar un núcleo determinado, los

menores volúmenes, etc. La herramienta computacional de diseño cuenta con una

extensa base de datos de todas las empresas que comercializan núcleos magnéticos y

conductores con los cuales propone los diferentes diseños. De los diseños propuestos

se selecciona el que mejores prestaciones de tamaño y menores pérdidas tenga.

También cuenta con un apartado para modelar el componente magnético (PExprt

Modeler), en este apartado se puede aplicar entrelazado a los devanados del

transformador y calcular las pérdidas y acoplamientos que se producen en el

componente antes de construirlo.

• Transformador TR.- Para calcular el transformador TR se proporcionan como entrada las tensiones de operación, la potencia de operación, el ciclo de

trabajo y la relación de transformación en cualquiera de los modos de

funcionamiento, ya sea modo reductor o modo elevador normal. El criterio

fundamental para la selección y construcción del transformador fue utilizar un

núcleo determinado para la potencia seleccionada y modelar distintas

estrategias de devanado y análisis del modelo del transformador con la


71

Herramienta de Elementos Finitos (HEF) para seleccionar la que mejores

acoplamientos y menores pérdidas produjese.

• Bobina L.- Por la aplicación que se esta desarrollando para este nuevo convertidor, es conveniente utilizar una bobina de núcleo toroidal, ya que al

estar sometida a vibraciones de baja frecuencia, se puede modificar el

entrehierro si se tratase de cualquier otro tipo de núcleo. En éste tipo de

núcleos no es posible colocar entrehierro para alcanzar el valor adecuado de

inductancia. Por tanto, habitualmente se utilizan núcleos toroidales de polvo

de hierro para construir la bobina.

3.4.10 Control del convertidor bidireccional

El control del nuevo convertidor bidireccional, es una combinación de los controles

realizados tanto para modo reductor como para modo elevador. Esta topología, utiliza

los mismos controladores tanto en modo reductor como en modo elevador, es decir, un

UC3823 y un UC3825 ambos de Texas Instrument. Esto permite que, se puedan

utilizar los mismos controladores para funcionar en modo reductor y/o en modo

elevador. Para conseguir esto, es necesario generar una etapa lógica de control, en la

que dependiendo del modo de operación, la distribución de los pulsos sea para

funcionar en modo reductor o en modo elevador. Esta etapa lógica, cuenta con un

selector de modo de funcionamiento para modo reductor o modo elevador. La

realimentación de VC y VB se hace a esta etapa lógica de control en la que además está

incluido el circuito para la transición de la etapa de arranque a la etapa permanente en

modo elevador. En la Figura 3.26 se muestra el esquema general del control para el

convertidor Reductor-Puente Bidireccional.


72

UC3823(Principal)

UC3825(Esclavo)

REDUCTOR óELEVADOR

PUENTECOMPLETO

Error

SINCRO

Ref

M2

Cbus

M11

Etapa lógica, para generación de pulsosen modo reductor ó en modo elevador

M1 M4

M3

M6

M5

M8

M7

10M9

Red

ucto

r

Ele

vado

r

Selector de modo

VBVbusVC

Figura 3.26 Control del convertidor Reductor-Puente Bidireccional

3.4.10.1 Rectificación Síncrona en el convertidor bidireccional

Para disminuir las pérdidas por conducción del convertidor, se utiliza rectificación

síncrona. Para implementar esta técnica, es necesario utilizar circuitos adicionales que

se encarguen de generar los pulsos para los rectificadores síncronos en cada modo de

funcionamiento del convertidor. En otras palabras, los MOSFETs que controlan el

convertidor en modo reductor (M1 y M3 a M6), son los rectificadores síncronos en

modo elevador. De igual manera los MOSFETs que controlan el convertidor en modo

elevador (M2 y M7 a M10), son los rectificadores síncronos en modo reductor.

Se debe tener cuidado con la generación de los pulsos de control, ya que para que el

convertidor Reductor-Puente Bidireccional funcione adecuadamente, los pulsos deben

ser distintos para un modo de operación u otro. En la Figura 3.27 y Figura 3.28 se

muestran los pulsos de control para modo reductor y modo elevador respectivamente

con los respectivos tiempos muertos. La generación adecuada de estos tiempos

muertos, garantiza que no se produzca corto circuito en el convertidor.


73

tM4 y M5

tM1

tM2

tM3 y M6

tM8 y M9

tM7 y M10

Tiempos muertosVGS

0

0

0

0

0

0 T2T

d·T

Figura 3.27 Pulsos de control del convertidor Reductor-Puente Bidireccional

en Modo Reductor

tM8 y M9

tM2

tM1

tM7 y M10

tM4 y M5

tM3 y M6

Tiempos muertosVGS

0

0

0

0

0

0 T2T

d·T

Figura 3.28 Pulsos de control del convertidor Reductor-Puente Bidireccional

en Modo Elevador

3.4.10.2 Circuitos de disparo para MOSFETs de alta tensión

En el caso de los MOSFETs M1 y M2 se utilizan circuitos de disparo adicionales que

permitiesen garantizar el apagado de los MOSFETs ya que generalmente los

interruptores de alta tensión tienen problemas de falsos disparos. El circuito que se

utilizó para controlar estos MOSFETs enciende y apaga con tensión positiva y

negativa respectivamente. Este circuito se ha utilizado en la División de Ingeniería

Electrónica ocasionalmente si se utilizan MOSFETs de alta tensión. En la Figura 3.29

y Figura 3.30 se muestra el esquema eléctrico y una fotografía respectivamente del

circuito disparador que se conecta directamente en las terminales de los MOSFETs

M1 y M2 de alta tensión.


74

d·T

V+

S

VGS

V-

Figura 3.29 Esquema eléctrico del circuito de disparo para los MOSFETs M1 y M2

Figura 3.30 Fotografía de la cara anterior y posterior del circuito de disparo de M1 y M2

3.5 Diseño y particularización del concepto bidireccional

Para validar la topología del convertidor Reductor-Puente Bidireccional, se construyó

un prototipo de laboratorio en el que se verifica el concepto de funcionamiento. Este

convertidor al ser un prototipo diseñado y construido en el laboratorio, tiene la

desventaja de no poder disipar las pérdidas que se generarían para una potencia de

entre 1,5kW y 2 kW. Lo anterior se debe a que en prototipos de estas potencias, los

diseños se hacen para tener sistemas de refrigeración por aire forzado o por sistemas

de refrigeración con agua que facilitan la evacuación del calor. Sin embargo, La

construcción de éste prototipo a pesar de ser de menor potencia, es suficiente para

validar el concepto de la bidireccionalidad de la nueva topología y en el que se pueden

probar tanto el circuito para medir el desequilibrio de la corriente magnetizante en el


75

transformador de potencia, como el circuito de transición en modo elevador de la

etapa de arranque a la etapa permanente o normal.

Un segundo prototipo de mayor potencia en colaboración con la empresa

ALCATEL de España se ha construido. Este segundo prototipo también incluye

los circuitos para la estimación de la corriente magnetizante y de transición en

modo elevador aquí propuestos así como otros de monitorización y protección.

En este caso, la aplicación en particular en la que se pretende aplicar éste convertidor

bidireccional, es en el sistema eléctrico de Vehículos Híbridos (VH). Tal como se

explicó en el apartado 1.2, las tensiones en este tipo de vehículos deben ser la de una

batería de baja tensión (12V) y la de un bus de alta tensión (400V). De igual manera,

al tratarse de una aplicación en la que se involucra a baterías, los rizados de tensión

del convertidor no deben ser excesivos para evitar dañar a estas.

En la Tabla V se muestran las especificaciones de diseño del convertidor, esta tabla

muestra que las tensiones de funcionamiento del convertidor son las mismas que para

cualquier otro prototipo para aplicaciones de Vehículos Híbridos.

Tabla V Especificaciones de diseño del convertidor Reductor-Puente Bidireccional

VC 260 V - 416 V

VB 10 V - 16 VP 150 Wfc Frecuencia CTE.

Rizado VB 1% (0,1V pico a pico)

Rizado VC 1% (4,16V pico a pico)

ESPECIFICACIONES DE DISEÑO

3.5.1 Cálculo de la relación de transformación nTR

En el apartado 3.4.6 se explicó el procedimiento que se debe seguir para determinar el

valor adecuado de nTR. Para la selección de esta relación de transformación, se

estableció una condición que asegure el buen funcionamiento del convertidor en modo

elevador. Esta condición esta definida por la inecuación (3.14), sustituyendo los

valores de la Tabla V en la inecuación anterior se tiene:


76

25,16

16

260

≤

≤

TR

TR

n

V

Vn

Resolviendo la inecuación, se tiene que nTR solo puede tomar valores menores o

iguales a 16´25. Con cualquiera de los valores anteriores, se asegura que la transición

de la etapa de arranque a la etapa permanente o normal en modo elevador se realizará

de forma adecuada y que en el modo elevador se regularán todas las tensiones de

salida.

3.5.1.1 Ciclo de trabajo y tensiones de operación

Para completar el cálculo del número de vueltas nTR que se pueden colocar en modo

reductor y en modo elevador, utilizamos las ganancias en cada uno de los modos de

funcionamiento del convertidor. Las respectivas ganancias mínimas y máximas de

cada modo de funcionamiento nos permiten evaluar la excursión del ciclo de trabajo

que se tiene en el convertidor para los posibles valores de nTR.

Con los datos de la Tabla V se calculan las ganancias mínimas y máximas del

convertidor para modo reductor y para modo elevador.

• Ganancias mínima y máxima en modo reductor:

024,0416

10

max

minmin ===

V

V

V

Vk

C

BR

0615,0260

16

min

maxmax ===

V

V

V

Vk

C

BR

• Ganancias mínima y máxima en modo elevador permanente:

25,1616

260

max

minmin ===

V

V

V

Vk

B

CN


77

6,4110

416

min

maxmax ===

V

V

V

Vk

B

CN

En la Figura 3.31a) y b) se han sustituido los valores de las ganancias mínima y

máxima en modo reductor y en modo elevador respectivamente. En estas gráficas se

presenta la excursión del ciclo de trabajo para distintos valores de nTR. En el caso del

convertidor funcionando en modo reductor Figura 3.31a), no es recomendable utilizar

valores de nTR muy pequeños, ya que la excursión del ciclo de trabajo es mínima a

medida que disminuye nTR. La mejor excursión del ciclo de trabajo se presenta para los

valores mayores que puede adoptar nTR. Una adecuada relación de transformación

puede ser el valor máximo de nTR, ya que para este valor el ciclo de trabajo varía desde

el 40% hasta el 100%. Sin embargo, cuando el convertidor funciona en modo elevador

Figura 3.31b), no se puede sugerir la utilización del valor máximo de nTR ya que para

este valor, el ciclo e trabajo para la ganancia mínima es del 0% o muy pequeño.

Por lo anterior, para tener una excursión de ciclo de trabajo razonable en ambos

modos de funcionamiento del convertidor, el autor sugiere utilizar un valor de nTR

superior a 5 e inferior a 16.


78

a) Modo reductor

b) Modo elevador

Figura 3.31 Excursión del ciclo de trabajo para distintos valores de nTR

3.5.1.2 Cálculo de las tensiones de bloqueo

El siguiente paso, para determinar nTR según se explica en el apartado 3.4.6, es calcular

las tensiones de bloqueo críticas en los componentes del convertidor en los que

interviene la relación de transformación nTR. Únicamente se analizan las tensiones de

bloqueo para los posibles valores de nTR.

En general, tal como se mencionó con anterioridad, es conveniente que las tensiones

de bloqueo en los componentes sean lo menor posibles para poder seleccionar

componentes de mejores prestaciones eléctricas.

• Tensión de M1 y M2.- Tal como se aprecia en la Tabla IV, la máxima tensión de bloqueo que se tendrá para los MOSFETs M1 y M2, será el máximo valor

de VC. En este caso, no importa el valor que se escoja para la relación de

transformación nTR, ya que estos interruptores siempre soportaran el mismo

valor de tensión.

• Tensión de M7 a M10.- Tal como se aprecia en la Tabla IV, la máxima tensión de bloqueo que se tendrá para los MOSFETs M7 a M10, será el

0 0,2 0,4 0,6 0,8 1 0

0,04

0,08

0,12

0,16

0,2

nTR = 5 nTR = 10 nTR = 16,25

Ciclo de trabajo d

Ganancia

k R

kRmin

kRmax

0

10

20

30

40

50

Ciclo de trabajo d Ganancia

k N

nTR = 5 nTR = 10 nTR = 16,25

0 0,2 0,4 0,6 0,8 1

kNmin

kNmax


79

máximo valor de VB. En este caso, no importa el valor que se escoja para la

relación de transformación nTR, ya que estos interruptores siempre soportaran

el mismo valor de tensión.

• Tensión de M3 a M6 y M11.- En este caso en particular, se pretende colocar interruptores MOSFET de relativa baja tensión drenador fuente (máximo

200V, ya que los siguientes son de 400V y presentan una RDSON mucho

mayor). Para conseguir este objetivo, se observa cuales son los posibles

valores de nTR que se pueden seleccionar. En la Figura 3.32 se muestra la

curva de la tensión de bloqueo que se presenta en los MOSFETs cuando el

convertidor opera en modo reductor o en modo elevador. En esta curva, se

aprecia que si se desean utilizar MOSFETs de 200 voltios, será necesario

seleccionar nTR para valores menores o iguales a 11, ya que para 12 la tensión

de bloqueo esta muy cercana a 200V. Por lo tanto, los valores que puede

adoptar nTR para garantizar que las tensiones de bloqueo en los MOSFETs M3

a M6 y M11 sean inferiores a 200V con un margen de seguridad son:

11≤TRn (3.26)

Figura 3.32 Máxima tensión de bloqueo para M3 - M6 y M11 en el convertidor Reductor-Puente Bidireccional

0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 0

50

100

150

200

250

No. de vueltas nTR

Tensión de bloqueo (V)


80

3.5.1.3 Calculo de pérdidas en el convertidor

Una vez realizado el análisis de los posibles valores que puede tomar nTR, el siguiente

paso consiste en determinar cual es la mejor relación de transformación para que sea

ésta la que se seleccione. La manera correcta de hacerlo es implementando las

ecuaciones de las corrientes y tensiones del convertidor en un programa u hoja de

cálculo. Este programa u hoja de cálculo determina las pérdidas a través de los

semiconductores (pérdidas de conducción, conmutación, encendido-apagado y las de

convivencia corriente-tensión). En este caso, la implementación fue hecha en una hoja

de de cálculo con el programa MathCAD. Esta hoja de cálculo esta incluida en el

Anexo I de este documento.

Un análisis de pérdidas para distintos valores de frecuencia y para diferentes

relaciones de transformación se realizó utilizando la hoja de cálculo de MathCAD del

Anexo I. También fueron utilizados diferentes MOSFETs y puestos en paralelo para

observar la tendencia en las pérdidas del convertidor en general. El análisis de

pérdidas fue realizado en base a una potencia de 1500W y con diferentes MOSFETs

en el puente M3 a M6 dependiendo de la relación de transformación utilizada. En la

Tabla VI se muestran los MOSFETs utilizados para cada relación de transformación.

Tabla VI MOSFETs utilizados para el análisis de pérdidas en el convertidor

nTR M1 y M2 M3 a M6 M7 a M10

7 IRFPS43N50K PSMN030-150P FDP047AN08A0

12 IRFPS43N50K IRFP250 FDP047AN08A0

El análisis de pérdidas realizado en el convertidor para distintas relaciones de

transformación al igual que para distintos MOSFETs y frecuencias es orientativo. Esto

se debe así, porque las pérdidas en cada caso particular dependen estrechamente de los

dispositivos que se utilicen y las condiciones en las que se pongan a funcionar. Sin

embargo, los resultados que se obtienen de este análisis, marcan una tendencia

favorable a utilizar relaciones de transformación altas para tener las menores pérdidas.

Las pérdidas que se calculan son: perdidas de conducción Rds-on, por encendido y

apagado de puerta Qgs, por capacidades parásitas Coos, y por convivencia corriente

tensión (switching) Psw.


81

Las pérdidas fueron calculadas para dos relaciones de transformación, para una

frecuencia de conmutación (100kHz) y para distintos MOSFETs en paralelo por

dispositivo. A continuación, definimos las condiciones con las que fueron calculadas

las pérdidas y con las cuales se realiza la comparación:

(1) 100kHz @ nTR = 7

(2) 100kHz @ nTR = 12

100kHz @ nTR = 7

0

20

40

60

80

100

120

1 2 3 4

MOSFETs en paralelo "m"

Pér

did

as (

W) M1

M2

M3 -M6

M7 -M10

Figura 3.33 Pérdidas para 100kHz y nTR = 7

100kHz @ nTR = 12

0

20

40

60

80

100

120

1 2 3

MOSFETs en paralelo "m"

Pér

did

as (

W) M1

M2

M3 -M6

M7 -M10

Figura 3.34 Pérdidas para 100kHz y nTR = 12

En la Figura 3.33 y en la Figura 3.34 se muestran los resultados de las pérdidas

calculadas. En estas figuras, se aprecia que la tendencia en las pérdidas de una relación

de transformación a otra varía bastante, sobre todo para los MOSFETs M1 y M2


82

resultando favorecida la relación de transformación mayor. Es decir, conviene utilizar

la relación de transformación mayor posible. Para el caso de los dispositivos en

paralelo, varía dependiendo del MOSFET que se trate, resultando en general un

beneficio la colocación de más dispositivos en paralelo para M7 a M10 para ambas

relaciones de transformación. El resultado es lógico, debido a que son los MOSFETs

que mayores corrientes conducen.

3.6 Resultados experimentales 1er prototipo

Se ha construido un prototipo de esta nueva topología bidireccional. Se ha diseñado y

construido la etapa de potencia (Figura 3.35) y el control (Figura 3.36), en el

laboratorio de la División de Ingeniería Electrónica para validar el concepto de

funcionamiento de esta nueva topología como bidireccional. A este prototipo, se le

han practicado las pruebas en modo reductor y en modo elevador. Se ha verificado su

funcionamiento para la etapa de arranque y para la etapa de funcionamiento normal o

permanente del modo elevador. Es importante mencionar que éste trabajo de

investigación ha sido desarrollado en conjunto con ALCATEL España para validar

una nueva topología de convertidor bidireccional que se pretende utilizar en

aplicaciones de Vehículos Híbridos (VH).

a)

b)

Figura 3.35 Aspecto del 1er prototipo a) Vista lateral del convertidor en la que se aprecian los MOSFETs de potencia b) Vista superior en la que se aprecian el

transformador TR (izquierda arriba) y la bobina L (derecha arriba)


83

Figura 3.36 Aspecto de la tarjeta de control con los controladores UC3825 y UC3823 de Texas Instrument.

Los resultados que se incluyen en este trabajo de tesis se muestran en dos partes, una

para modo reductor y otra para modo elevador. En su conjunto, estos resultados

corresponden a los resultados del nuevo convertidor bidireccional que se ha propuesto

de manera original en este trabajo de investigación.

NOTA: El transformador y la bobina, se han diseñado empleando los núcleos

magnéticos disponibles en el laboratorio, no siendo éstos los más idóneos. En

el segundo prototipo presentado, se optimizan estos elementos para alcanzar

mejores rendimientos.

En la Figura 3.37 se muestra la etapa de potencia del convertidor Reductor-Puente

Bidireccional. En el Anexo III se presenta la lista de los componentes del convertidor,

así como el correspondiente layout de la placa de potencia.

VC

11 : 1

M1

L

M3M3

Cc

M4M4

M5M5

M6M6

Vp

ip

TR

ic

Vs

Cbus

M2 Vbus

is

iL

iB

M11

VB

M7M7

M8M8

M9M9

M10M10

CB

Figura 3.37 Etapa de potencia del prototipo experimental realizado con la topología Reductor-Puente Bidireccional


84

Las especificaciones y datos de diseño más significativos se dan a continuación:

• Potencia de operación: 200W

• Voltaje en el condensador o batería de alta tensión: VC = 260V...416V con

rizado del 1% pico a pico (tensión de operación típica 400V)

• Voltaje en batería de baja tensión: VB = 10V...16V con rizado del 1% pico a

pico (tensión típica de operación 12V)

• Frecuencia de conmutación: fc = 100kHz (en el reductor); 50kHz en el puente

• Relación de transformación: nTR = 11

• Inductancia en la bobina del convertidor: L = 488µH

• Condensador de alta tensión: CC = 3µF

• Condensador intermedio: Cbus = 1µF

• Condensador de baja tensión: CB = 100uF

A continuación se presentan los correspondientes resultados del convertidor para cada

uno de los modos de operación.

3.6.1 Resultados experimentales modo Reductor

Control: Tal como se explicó en el apartado 3.2.5, el control de este convertidor en

modo reductor se realizó con dos controladores, el UC3823 y el UC3825 de Texas

Instrument. De estos controladores se obtuvieron las señales para controlar el

convertidor en modo reductor. Fue necesaria la utilización de circuitos disparadores

(drivers), para garantizar que los MOSFETs de alta tensión (M1 y M2) se mantuvieran

apagados cuando no debían conducir. Estos circuitos disparadores, encienden y

apagan los interruptores MOSFETs con tensión positiva y negativa respectivamente.

También los MOSFETs de M3 a M6 fueron controlados con este circuito disparador.

En la Figura 3.38 se muestran las señales de puerta-fuente de los interruptores

MOSFETs del convertidor reductor M1 y del puente completo funcionando con la

mitad de la frecuencia de conmutación de la señal M1. Estas señales son las que

controlan al convertidor en modo reductor. Obsérvese que la señal M1 puede variar el


85

valor del ciclo de trabajo, mientras que las señales para M3 a M6 se mantienen

constantes con ciclo de trabajo del 50%. En esta misma figura se puede apreciar que la

señal de control para estos interruptores es positiva para el encendido y negativa para

el apagado.

M1

M3, M6

M4, M5

Figura 3.38 Señales de control para funcionar en modo reductor. Ch1(10V/div, 5µs/div) = VGSM1, Ch2(10V/div, 5µs/div) = VGSM3 y 6 y Ch3(10V/div, 5µs/div) = VGSM4 y 5

Rectificación Síncrona: En la Figura 3.39 se muestran las señales de Rectificación

Síncrona aplicadas a los MOSFETs de baja tensión junto con las señales del puente

completo. El hecho de incluir rectificación síncrona en los interruptores de baja

tensión, permite que la corriente se pueda hacer negativa para valores en los que se

trabaje con muy baja carga. En la figura, se observa que el encendido de los

interruptores de baja tensión (M7 a M10) se hace con tensión positiva, y que el

apagado se produce con tensión cero. En éste caso, no es necesario utilizar

disparadores adicionales ya que en los interruptores de baja tensión no se presentan

problemas de reencendido como en los MOSFETs de alta tensión.


86

M3, M6

M4, M5

M7, M10

M8, M9

M3, M6

M4, M5

M7, M10

M8, M9

Figura 3.39 Señales de control y rectificación síncrona para el transformador en modo reductor. Ch1(10V/div, 5µs/div) = VGSM3 y 6 y Ch2(10V/div, 5µs/div) = VGSM4 y 5

Ch3(10V/div, 5µs/div) = VGSM7 y 10 y Ch4(10V/div, 5µs/div) = VGSM8 y 9

Funcionamiento en régimen permanente. - El convertidor en régimen permanente

ha sido probado para distintos niveles de tensión de entrada y distintos valores de

tensión de salida. En todos los niveles de tensión de entrada y salida se han encontrado

buenos resultados al no presentarse desequilibrios apreciables de corriente en el

convertidor. El control del convertidor no fue realizado utilizando los métodos de

control por corriente, lo cual puede ocasionar un posible desequilibrio en la corriente

magnetizante se produzca (esto no sucedió, sin embargo se tiene implementado el

circuito para prevenir el desequilibrio en la corriente magnetizante). La tensión de

salida se modificó manualmente por medio de un potenciómetro.

En la Figura 3.40 se muestran algunas formas de onda del convertidor funcionando en

régimen permanente del modo reductor. En la Tabla VII se muestran las condiciones

de funcionamiento del convertidor en las que fueron capturadas estas formas de onda.


87

Tabla VII Condiciones de corrientes, tensiones y rendimiento del convertidor en Modo Reductor para la medida de las formas de onda en régimen permanente del 1er prototipo

V C (V) i C (A) V B (V) i B (A) η(%)425 0,58 14,34 13,65 79,4

Condiciones de medición en modo reductor

De la Figura 3.40, en el canal 1 (Ch1) se muestra la tensión puerta-fuente del

MOSFET M10 que actúa como rectificador síncrono en el modo reductor. El canal 2

(Ch2) corresponde a la tensión puerta-fuente del MOSFET M6. Este es uno de los

interruptores que están conmutando al 50% del ciclo de trabajo en el puente de la

tensión Vbus. En el disparo de este interruptor se aprecia el “Efecto Miller”, que es un

comportamiento normal que se presenta en los MOSFETs al intentar cambiar las

tensiones en las capacidades de entrada y de salida. En el canal 3 (Ch3) de esta misma

figura, se tiene la tensión en los bornes del secundario del transformador VS. Esta

tensión, es prácticamente una forma de onda cuadrada que se encuentra con el mismo

nivel de tensión positivo y negativo que corresponde con el valor de la tensión de

salida (13,65V en éste caso). Por último, el canal 4 (Ch4) de ésta misma figura,

muestra la corriente que circula en la bobina del convertidor iL en la cual se observa

que corresponde con el doble de frecuencia de la que está operando el puente

completo TR. Se recordará que en el modo reductor del convertidor, el transformador

únicamente se utiliza como una simple ganancia en continua.


88

M6

M10

VS

iL

Figura 3.40 Señales del convertidor en modo reductor. Ch1(20V/div, 5µs/div) = VGSM6, Ch2(10V/div, 5µs/div) = VGSM3, Ch3(20V/div, 5µs/div) = VS, Ch4(2A/div, 5µs/div) = iL

Rendimiento: El rendimiento del convertidor, esta obtenido para distintas tensiones

de entrada, distinta potencia de salida y para la tensión típica de baja tensión (VB =

12V). El rendimiento en función de la tensión de entrada y de la carga, aparece en la

Tabla VIII. Este rendimiento es únicamente de la etapa de potencia, ya que la etapa de

control esta alimentada por un circuito independiente. El máximo rendimiento del

convertidor es del 85,36% (60W y 330V). Los datos mostrados en la Tabla VIII se

muestran gráficamente en la Figura 3.41. Se puede observar de esta Figura, que el

rendimiento está comprendido entre el 74% y 85%. Los valores de rendimiento

alcanzados en este prototipo no han sido muy buenos. Esto es así porque los

componentes con los que se ha construido el convertidor no son los mejores que se

podían utilizar, pero sí los mas rápidamente utilizables. Como se verá más adelante, en

el segundo prototipo realizado de esta topología, los rendimientos alcanzados en este

modo de funcionamiento están en torno al 94%.


89

Tabla VIII Rendimientos medidos sobre el prototipo en función de la tensión de entrada y de la potencia de salida

η(%)PSALIDA 400V 330V 260V51 W 81,73 83,93 79,0960 W 83,62 85,36 78,0072 W 84,98 83,28 76,6397 W 81,50 79,41 74,94

120 W 78,20 77,53 74,31132 W 77,00 76,63 73,85144 W 75,41 75,63 74,00

Tensión de entrada VC

Figura 3.41 Rendimiento de la etapa de potencia en función de la tensión de entrada y de la potencia de salida

3.6.2 Resultados experimentales modo elevador

Las especificaciones de diseño son las mismas que para modo reductor, solo que en

este caso la tensión de entrada es VB y la tensión de salida es VC.

El control del convertidor se construye con los mismos controladores que se utilizan

en modo reductor. La diferencia consiste en que ahora quien se encarga de controlar el

72 74 76 78 80 82 84 86

50 70 90 110 130 150 Potencia de salida P (W)

Ren

dim

ien

to (

%)

VC = 400V VC = 330V VC = 260V


90

flujo de energía es el MOSFET M2. El puente formado por los interruptores M7 a

M10 comienza a conmutar y varía el ciclo de trabajo en cada rama del puente desde 0

hasta 50%. Es en este momento cuando el transformador se comporta como una

simple ganancia en continua y entonces el MOSFET M2 comienza a conmutar para

poder seguir elevando la tensión de salida. En la Figura 3.42 se muestran las formas de

onda de control del convertidor en modo elevador. Las señales de control del puente

están al 50% del ciclo de trabajo cada una y la señal de control de M2 está saturada a

casi el 100% de su valor. Puede observarse que la frecuencia de conmutación del

puente es la mitad de la frecuencia de conmutación de M2.

M7, M10

M8, M9

M2

Figura 3.42 Señales de control del convertidor Reductor-Puente en modo elevador. Ch1(10V/div, 5µs/div) = VGSM7 y 10, Ch2(10V/div, 5µs/div) = VGSM8 y 9, Ch3(10V/div,

5µs/div) = VGSM2

Rectificación síncrona.- Al igual que en el modo reductor, para evitar que la corriente

circule por los diodos parásitos de los MOSFETs, en este caso de M3 a M6, se

implementa rectificación síncrona que ayude a minimizar las pérdidas que se puedan

producir por conducción en modo elevador. En la Figura 3.43 se muestran las formas

de onda de control del puente completo en las que se aprecia la implementación de la

rectificación síncrona. De igual manera el MOSFET M1 se dispara cuando debe

conducir el diodo en modo elevador.


91

M7, M10

M8, M9

M3, M6

M4, M5

Figura 3.43 Señales de control del puente completo y señales de la rectificación síncrona. Ch1(10V/div, 5µs/div) = VGSM7 y 10, Ch2(10V/div, 5µs/div) = VGSM8 y 9, Ch3(10V/div,

5µs/div) = VGSM3 y 6, Ch4(10V/div, 5µs/div) = VGSM4 y 5

Arranque del convertidor.- Esta nueva topología puede arrancar desde tensión de

salida cero y no sufrir incrementos excesivos en la corriente de la bobina. En modo

elevador, el arranque del convertidor se efectúa sin problemas, ya que el método de

arranque permite incrementar la tensión de salida suavemente sin que la corriente

incremente bruscamente. Esta es otra de las ventajas que presenta esta nueva topología

en modo elevador, ya que la tensión de salida incrementa en el arranque del

convertidor como en un convertidor reductor y luego que el puente completo se

comporta como una simple ganancia, el convertidor comienza a funcionar como un

convertidor elevador. Cuando el convertidor comienza a funcionar en modo elevador

la tensión de salida ya tiene un valor superior a cero voltios, por esta razón no hay

sobrecorrientes permitiendo de este modo que el arranque del convertidor sea un

arranque suave y controlado.

En la Figura 3.44 y Figura 3.45 se muestra la evolución de la tensión de salida y el

comportamiento de la corriente en la bobina iL y la corriente en la entrada del

convertidor iB, en estas mismas figuras se aprecia la señal de control de M11 que es el

interruptor que se encarga de conectar el condensador Cbus y al mismo tiempo

determina que ha dado comienzo la etapa en modo elevador del convertidor.


92

M11

VC

iL

Figura 3.44 Arranque del convertidor en modo elevador. Ch1(20V/div, 500ms/div) =

VGSM11, Ch2(100V/div, 500ms/div) = VC, Ch3(500mA/div, 500ms/div) = iL

M11

VC

iB

Figura 3.45 Arranque del convertidor en modo elevador. Ch1(20V/div, 500ms/div) =

VGSM11, Ch2(100V/div, 500ms/div) = VC, Ch3(5A/div, 500ms/div) = iB

Funcionamiento en régimen permanente.- El convertidor en régimen permanente al

igual que en modo reductor ha sido probado para distintos niveles de tensión de

entrada y distintos valores de tensión de salida. En todos los niveles de tensión de

entrada y salida se han encontrado buenos resultados que hacen de esta topología una

buena candidata para las aplicaciones de VH. El control del convertidor no fue

realizado utilizando los métodos de control por corriente y la tensión de salida se

modificó manualmente por medio de un potenciómetro.

Las formas de onda más importantes del funcionamiento del convertidor en régimen

permanente se muestran a continuación. En la Figura 3.46 se muestran las formas de

onda de la corriente en la bobina iL y en ambos lados del transformador is e ip.

También se muestra la tensión Vs que es la baja tensión de entrada en el transformador.

En estas formas de onda se aprecia que en régimen permanente se puede conseguir un

buen funcionamiento del convertidor ya que a pesar de no utilizar control por corriente

o haber colocado un condensador en serie con el transformador, éste funciona

correctamente sin desequilibrios apreciables en la corriente magnetizante.

En la Figura 3.47 se muestra el rizado de alta frecuencia. Este rizado de alta frecuencia

apenas si es de un voltio pico a pico. Puede apreciarse que el rizado corresponde

perfectamente con la topología de un convertidor elevador, ya que cuando M2 se

encuentra conduciendo la energía se almacena en la bobina y no se transfiere corriente


93

a la salida lo que ocasiona que la tensión disminuya y cuando el interruptor deja de

conducir, la corriente fluye hacia la salida ocasionando que la tensión vuelva a

aumentar, tal como ocurre en un convertidor elevador. Predomina el efecto de la

resistencia serie del condensador.

Vs

iL

is

ip

Figura 3.46 Régimen permanente en modo elevador. Ch1(2A/div, 10µs/div) = iL,

Ch2(25V/div, 10µs /div) = Vs, Ch3(10A/div, 10µs /div) = is, Ch4(10A/div, 10µs /div) = ip

M2

VC

iL

Figura 3.47 Régimen permanente en modo elevador. Ch1(20V/div, 10µs/div) = VGSM2,

Ch2(25V/div, 10µs /div) = VC, Ch4(2A/div, 10µs /div) = iL

Con lo anterior se puede considerar que el convertidor Reductor-Puente bidireccional

en modo elevador funciona adecuadamente para las condiciones de tensiones y carga

que esté diseñado.

Rendimiento.- El rendimiento del convertidor, esta obtenido para distintas tensiones

de entrada, distinta potencia de salida y para la tensión típica de alta tensión (VC =


Tabla IX. Este rendimiento es únicamente de la etapa de potencia, ya que la etapa de

control está alimentada por un circuito independiente. El máximo rendimiento del

convertidor es del 86% (100W y 16V). Los datos de la Tabla IX se muestran

gráficamente en la Figura 3.48. Se puede observar de esta figura, que el rendimiento

está comprendido entre el 71% y 86%, aunque está penalizado como se comentó para

el modo reductor.

Conforme la carga aumenta, el rendimiento decae, lo cual indica que las pérdidas que

más se imponen son las de conducción. Para mejorar estas pérdidas es conveniente


94

mejorar en todos los sentidos el convertidor, desde el diseño y selección de los

componentes como el diseño de la placa de potencia para evitar en la medida de lo

posible los caminos de las corrientes pulsantes. De igual forma, se verifica que los

mejores rendimientos se alcanzaron para la mayor tensión de entrada, ya que con esta

tensión la corriente de entrada es menor.

Tabla IX Rendimientos medidos sobre el prototipo en función de la tensión de entrada y de la potencia de salida

η(%)PSALIDA 12V 14V 16V68,4 W 82,25 84,97 82,2180 W 79,94 85,29 84,18

100 W 78,03 83,15 86,09120 W 76,92 81,17 84,36160 W 74,07 78,98 81,43200 W 70,98 77,10 80,96

Tensión de entrada VB


70 72 74 76 78 80 82 84 86 88

50 75 100 125 150 175 200 Potencia de salida P (W)

Ren

dim

ien

to (

%)

VB = 12V VB = 14V VB = 16V


95

3.7 Resultados experimentales del 2o prototipo

Tal como se comentó con anterioridad, un segundo prototipo fue diseñado y

construido en colaboración con la empresa ALCATEL de España. En este prototipo, el

diseño y selección de los componentes de control y potencia fue realizado con mayor

detenimiento para obtener mejores rendimientos. La potencia de diseño de este

segundo prototipo aumentó, quedando de 1,5kW. Sin embargo, y debido a que no se

ha implementado el sistema de refrigeración a base de agua, únicamente se han

obtenido resultados en torno a 0,5kW tanto para modo reductor como para modo

elevador. A continuación, una descripción más detallada de la etapa de control y de la

etapa de potencia se presenta.

Control.- El segundo prototipo se ha diseñado con la misma topología de potencia,

únicamente se ha modificado la implementación del circuito de control,

que en este caso se hace a partir de un microprocesador. Este

microprocesador funciona vía bus CAN y se encarga de manejar un micro-

controlador de la marca MICREL (MIC38HC43BM). El micro-controlador

controla la tensión y/o corriente de salida del convertidor dependiendo del

modo de funcionamiento en el que se encuentre funcionando el convertidor

(Modo reductor o Modo elevador). La etapa de control se realizó en una

tarjeta impresa de 4 capas. En esta tarjeta de control se incluyeron el

circuito para medir el posible desequilibrio de la corriente magnetizante, el

circuito que en modo elevador se encarga de hacer la transición de la etapa

de arranque a la etapa permanente, transformadores de pulsos, fuente de

alimentación auxiliar para estar autoalimentado, los circuitos de retrasos en

las señales de control tanto para modo reductor como para modo elevador,

circuitos para medir tensión y corriente de entrada y salida, circuito para

medir la temperatura del convertidor entre otros. En la Figura 3.49 se

muestra el aspecto que presenta la tarjeta de control del segundo prototipo.


96

Figura 3.49 Aspecto de la tarjeta de control del 2º prototipo

Potencia.-El diseño de la etapa de potencia, se realizó con mayor detenimiento. La

bobina fue diseñada para la utilización de un núcleo toroidal de polvo de

hierro con el que con un mínimo de vueltas se consigue alcanzar la

inductancia requerida. El transformador utiliza un núcleo de perfil bajo y

está construido a base de tarjetas impresas quedando un transformador

plano. Para soportar los esfuerzos de corriente en el convertidor y al mismo

tiempo mejorar el rendimiento del convertidor se colocan MOSFETs en

paralelo sobretodo en los caminos en los que fluyan altas corrientes. El

convertidor fue diseñado para funcionar con los mismos niveles de tensión

que el 1er prototipo. En la Figura 3.50 se muestra una fotografía del aspecto

que presenta la etapa de potencia del convertidor del 2º prototipo.


97

Figura 3.50 Fotografía de la etapa de potencia del 2º prototipo. Al centro se observa la bobina L y a la derecha se observa el transformador de potencia TR

3.7.1 Resultados modo reductor


un punto de operación en modo reductor. En esta figura, se aprecia la limpieza de las

formas de onda, en las que se incluye a la corriente en la bobina (Ch2), la tensión

puerta-fuente del MOSFET M2 (Ch4) que en este caso es el rectificador síncrono del

convertidor reductor formado por M1 y M2, la tensión puerta-fuente del MOSFET M1

(Ch3) que en este caso es el interruptor principal, al ser éste quien controle la tensión

de salida; y por último se presenta la tensión puerta-fuente del MOSFET M6 (Ch1)

que corresponde con el disparo del puente en que está funcionando permanentemente

al 50% del ciclo de trabajo. El punto de operación del convertidor en el que fueron

tomadas las formas de onda es: VC = 420,1V, IC = 0,56A, VB = 14,3V y IB = 15,13A.


98

M2M1

M6

iL

Figura 3.51 Formas de onda del 2º prototipo en Modo Reductor en un punto de operación

Para el 2º prototipo, solo se incluirán los resultados correspondientes a las medidas de

rendimientos, ya que el principio de funcionamiento es exactamente el mismo que el

1er prototipo. A continuación, se presentan las tablas y gráficas de resultados obtenidos

con el segundo prototipo para todas las tensiones de entrada y para una potencia de

salida de aproximadamente 0,5kW.


99

Tabla X Rendimiento con 400V de entrada y distintas tensiones de salida

VC(V) IC(A) VB(V) IB(A) Pentrada(W) PSALIDA(W) Pérdidas(W) η(%)400 0,27 10 9,86 108,40 98,60 9,80 90,96400 0,43 10 16,11 173,20 161,10 12,10 93,01400 0,51 10 19,06 205,20 190,60 14,60 92,88400 0,92 10 32,55 368,40 325,50 42,90 88,36400 0,40 12 12,17 158,40 146,04 12,36 92,20400 0,57 12 17,79 228,00 213,48 14,52 93,63400 0,88 12 26,86 350,80 322,32 28,48 91,88400 1,14 12 34,30 457,60 411,60 46,00 89,95400 0,54 14 14,27 214,80 199,78 15,02 93,01400 0,91 14 24,24 362,40 339,36 23,04 93,64400 1,10 14 29,06 440,40 406,84 33,56 92,38400 1,21 14 31,76 483,60 444,64 38,96 91,94400 0,70 16 16,25 278,40 260,00 18,40 93,39400 0,92 16 21,68 368,00 346,88 21,12 94,26400 1,04 16 24,54 416,80 392,64 24,16 94,20400 1,33 16 30,79 530,80 492,64 38,16 92,81

Medidas para 400V de tensión de entrada

Tabla XI Rendimiento con 350V de entrada y distintas tensiones de salida

VC(V) IC(A) VB(V) IB(A) Pentrada(W) PSALIDA(W) Pérdidas(W) η(%)350 0,33 10 10,04 116,90 100,40 16,50 85,89350 0,81 10 25,71 283,85 257,10 26,75 90,58350 0,91 10 28,60 318,15 286,00 32,15 89,89350 1,01 10 31,46 353,85 314,60 39,25 88,91350 0,45 12 12,25 158,20 147,00 11,20 92,92350 0,70 12 19,20 245,00 230,40 14,60 94,04350 1,00 12 26,74 348,95 320,88 28,07 91,96350 1,21 12 31,90 422,45 382,80 39,65 90,61350 0,61 14 14,26 213,50 199,64 13,86 93,51350 0,91 14 21,32 317,45 298,48 18,97 94,02350 1,21 14 27,94 423,15 391,16 31,99 92,44350 1,42 14 32,45 496,65 454,30 42,35 91,47350 0,79 16 16,13 275,45 258,08 17,37 93,69350 0,97 16 19,93 338,45 318,88 19,57 94,22350 1,10 16 22,63 385,00 362,08 22,92 94,05350 1,30 16 26,46 453,95 423,36 30,59 93,26350 1,50 16 30,32 525,00 485,12 39,88 92,40



100

Tabla XII Rendimiento con 300V de entrada y distintas tensiones de salida

VC(V) IC(A) VB(V) IB(A) Pentrada(W) PSALIDA(W) Pérdidas(W) η(%)300 0,38 10 10,74 115,20 107,40 7,80 93,23300 0,65 10 18,08 194,10 180,80 13,30 93,15300 0,97 10 26,26 290,40 262,60 27,80 90,43300 1,22 10 32,56 365,10 325,60 39,50 89,18300 0,53 12 12,45 159,30 149,40 9,90 93,79300 0,92 12 21,48 277,20 257,76 19,44 92,99300 1,05 12 24,16 313,80 289,92 23,88 92,39300 1,41 12 32,00 423,90 384,00 39,90 90,59300 0,71 14 14,26 212,70 199,64 13,06 93,86300 1,01 14 20,24 302,70 283,36 19,34 93,61300 1,10 14 22,06 331,20 308,84 22,36 93,25300 1,43 14 28,20 429,00 394,80 34,20 92,03300 0,94 16 16,51 281,70 264,16 17,54 93,77300 1,21 16 21,08 362,10 337,28 24,82 93,15300 1,25 16 21,75 373,80 348,00 25,80 93,10300 1,41 16 24,48 422,40 391,68 30,72 92,73


Tabla XIII Rendimiento con 260V de entrada y distintas tensiones de salida

VC(V) IC(A) VB(V) IB(A) Pentrada(W) PSALIDA(W) Pérdidas(W) η(%)260 0,42 10 10,27 109,72 102,70 7,02 93,60260 0,60 10 14,67 156,00 146,70 9,30 94,04260 1,01 10 23,90 261,56 239,00 22,56 91,37260 1,11 10 26,20 288,86 262,00 26,86 90,70260 0,70 13 13,20 182,26 171,60 10,66 94,15260 0,98 13 18,26 254,28 237,38 16,90 93,35260 1,10 13 20,37 284,96 264,81 20,15 92,93260 1,31 13 24,22 341,38 314,86 26,52 92,23260 0,94 15 15,21 245,44 228,15 17,29 92,96260 1,04 15 16,72 269,88 250,80 19,08 92,93260 1,23 15 19,78 320,84 296,70 24,14 92,48260 1,40 15 22,43 365,04 336,45 28,59 92,17



101

Rendimientos para tension VC=400V

88

89

90

91

92

93

94

95

0 100 200 300 400 500 600

Potencia de salida (W)

Ren

dim

ien

tos(

%)

VB=10V VB=12V VB=14V VB=16V

Figura 3.52 Gráfica de rendimiento para 400V de entrada


8586878889909192939495

0 100 200 300 400 500 600

Potencia de salida(W)

Ren

dim

ien

tos(

%)




102


88

89

90

91

92

93

94

95

0 100 200 300 400 500


Ren

dim

ien

tos(

%)




90,090,591,091,592,092,593,093,594,094,595,0

0 100 200 300 400


Ren

dim

ien

tos(

%)

VB=10V VB=13V VB=15V


Los resultados mostrados del convertidor en modo reductor, indican que el convertidor

puede funcionar con altos valores de rendimiento (hasta el 94% según las gráficas).


103

Que los mejores rendimientos son alcanzados para los más altos valores de la tensión

de salida, y que el rendimiento únicamente es adecuado para valores que están

comprendidos entre 100W y 200W.

3.7.2 Resultados modo elevador


un punto de operación en modo elevador. En esta figura, se aprecia que la corriente en

la bobina está invertida (Ch1) ya que está fluyendo en la dirección opuesta al modo

reductor, en el canal 2 (Ch2) se muestra la tensión puerta-fuente del MOSFET M7 que

corresponde con el disparo del puente que está funcionando permanentemente al 50%

del ciclo de trabajo. En este caso la tensión puerta fuente del MOSFET M2 que es el

interruptor principal se encuentra en el canal 3 (Ch3) y por último, en el canal 4 (Ch4)

se encuentra la tensión VS que corresponde con tensión en los bornes del

transformador en el lado de baja tensión. El punto de operación del convertidor en el

que fueron tomadas las formas de onda es: VB = 14,08V y IB = 22,03A, VC = 323V, IC

= 0,89A.

M7

M2

- iL

VS

Figura 3.56 formas de onda del prototipo 2º en un punto de operación del Modo levador


104

De igual forma, los resultados del convertidor en modo elevador se presentan de la

Tabla XIV a la Tabla XVII. Los valores de estas tablas, están representados de la

Figura 3.57 a la Figura 3.60. Estos resultados, son los rendimientos del convertidor

cuando funciona en modo elevador dentro de la etapa permanente o normal.

Tabla XIV Rendimiento con 16V de entrada y distintas tensiones de salida

VB(V) IB(A) VC(V) IC(A) Pentrada(W) PSALIDA(W) Ppérdidas(W) η(%)16,00 11,38 260,00 0,65 182,08 167,96 14,12 92,2516,00 15,32 260,00 0,88 245,12 229,32 15,80 93,5516,00 21,09 260,00 1,24 337,44 322,40 15,04 95,5416,00 10,37 350,00 0,42 165,92 145,60 20,32 87,7516,00 13,90 350,00 0,58 222,40 203,35 19,05 91,4316,00 20,84 350,00 0,88 333,44 308,35 25,09 92,4816,00 28,50 350,00 1,19 456,00 416,50 39,50 91,3416,00 9,73 412,20 0,33 155,68 134,79 20,89 86,5816,00 14,80 421,90 0,51 236,80 213,48 23,32 90,1516,00 19,20 417,80 0,67 307,20 279,93 27,27 91,1216,00 22,21 418,10 0,77 355,36 320,26 35,10 90,1216,00 29,08 416,20 1,00 465,28 415,78 49,50 89,36


Tabla XV Rendimiento con 14V de entrada y distintas tensiones de salida

VB(V) IB(A) VC(V) IC(A) Pentrada(W) PSALIDA(W) Ppérdidas(W) η(%)14,00 8,85 260,00 0,43 123,90 111,02 12,88 89,6014,00 12,79 260,00 0,64 179,06 166,14 12,92 92,7814,00 16,46 260,00 0,83 230,44 214,50 15,94 93,0814,00 24,38 260,00 1,19 341,32 308,36 32,96 90,3414,00 6,11 300,00 0,25 85,54 74,40 11,14 86,9814,00 11,51 300,00 0,48 161,14 144,00 17,14 89,3614,00 17,13 300,00 0,75 239,82 225,00 14,82 93,8214,00 24,00 300,00 1,02 336,00 305,70 30,30 90,9814,00 7,90 350,00 0,28 110,60 98,35 12,25 88,9214,00 15,55 350,00 0,57 217,70 199,50 18,20 91,6414,00 23,50 350,00 0,86 329,00 299,25 29,75 90,9614,00 10,30 400,00 0,32 144,20 126,00 18,20 87,3814,00 14,37 400,00 0,46 201,18 182,00 19,18 90,4714,00 20,17 400,00 0,65 282,38 258,80 23,58 91,6514,00 25,90 400,00 0,83 362,60 330,00 32,60 91,01



105

Tabla XVI Rendimiento con 12V de entrada y distintas tensiones de salida

VB(V) IB(A) VC(V) IC(A) Pentrada(W) PSALIDA(W) Ppérdidas(W) η(%)12,00 5,56 260,00 0,21 66,72 55,64 11,08 83,3912,00 6,98 260,00 0,28 83,76 72,80 10,96 86,9112,00 10,06 260,00 0,42 120,72 109,98 10,74 91,1012,00 15,30 260,00 0,65 183,60 168,22 15,38 91,6212,00 7,20 300,00 0,25 86,40 74,40 12,00 86,1112,00 9,17 300,00 0,32 110,04 96,90 13,14 88,0612,00 13,32 300,00 0,49 159,84 145,80 14,04 91,2212,00 20,72 300,00 0,75 248,64 226,20 22,44 90,9712,00 9,72 350,00 0,29 116,64 101,85 14,79 87,3212,00 12,23 350,00 0,38 146,76 131,95 14,81 89,9112,00 18,24 350,00 0,57 218,88 200,20 18,68 91,4712,00 28,50 350,00 0,87 342,00 303,10 38,90 88,6312,00 12,76 400,00 0,34 153,12 134,80 18,32 88,0412,00 15,70 400,00 0,43 188,40 172,80 15,60 91,7212,00 25,00 400,00 0,66 300,00 264,00 36,00 88,00

Medidas para 12V de tensión de entrada.

Tabla XVII Rendimiento con 10V de entrada y distintas tensiones de salida

VB(V) IB(A) VC(V) IC(A) Pentrada(W) PSALIDA(W) Ppérdidas(W) η(%)10,00 6,36 260,00 0,21 63,60 55,38 8,22 87,0810,00 8,74 260,00 0,30 87,40 78,52 8,88 89,8410,00 12,00 260,00 0,42 120,00 109,98 10,02 91,6510,00 19,06 260,00 0,64 190,60 167,44 23,16 87,8510,00 8,28 300,00 0,25 82,80 73,50 9,30 88,7710,00 11,56 300,00 0,35 115,60 105,00 10,60 90,8310,00 15,61 300,00 0,49 156,10 145,50 10,60 93,2110,00 26,52 300,00 0,74 265,20 223,20 42,00 84,1610,00 11,26 350,00 0,29 112,60 100,45 12,15 89,2110,00 15,81 350,00 0,41 158,10 143,85 14,25 90,9910,00 22,80 350,00 0,58 228,00 201,25 26,75 88,27

Medidas para 10V de tensión de entrada.


106

Rendimientos para VB=16V

8687888990919293949596

0 100 200 300 400 500


Ren

dim

ien

tos(

%)

VC=260V VC=350V VC=416V

Figura 3.57 Gráfica de rendimiento del convertidor para VB = 16V y distintas tensiones de salida VC en Modo Elevador


86

87

88

89

90

91

92

93

94

95

0 50 100 150 200 250 300 350


Ren

dim

ien

tos(

%)

VC=260V VC=350V VC=400V VC=300V



107


82

83

84

85

86

87

88

89

90

91

92

93

0 50 100 150 200 250 300 350


Ren

dim

ien

tos(

%)

VC=260V VC=350V VC=400V VC=300V



82

84

86

88

90

92

94

0 50 100 150 200 250


Ren

dim

ien

tos(

%)

VC=260V VC=350V VC=300V



108

Se puede observar de las gráficas anteriores, que al igual que en el modo reductor, los

resultados del convertidor funcionando en modo elevador, también están por encima

del 90%. Los mejores rendimientos se presentan para la mayor tensión de entrada en

VB (16V) y con la menor tensión de salida alcanzándose un rendimiento por encima

del 95,5% para una potencia de salida de 320W. Las tablas y graficas de resultados

para menor tensión de entrada (10V) son las que presentan peores rendimientos

incluso para cargas inferiores a 200W. El rendimiento se ve penalizado debido a las

altas corrientes que circulan por el lado de baja tensión provocando elevadas pérdidas

por conducción.

3.7.3 Resumen del capítulo

Una nueva topología de convertidor bidireccional basada en un convertidor reductor

más un puente completo se ha presentado. De esta nueva topología, se han diseñado y

construido dos prototipos, de los cuales resaltamos las siguientes ventajas y

desventajas en cada uno de los modos de funcionamiento.

Del convertidor funcionando en Modo Reductor, se pueden resaltar las siguientes

ventajas y desventajas:

Ventajas

• Funciona adecuadamente para todo el rango de tensiones de entrada que se

necesitan para aplicaciones de Vehículos Híbridos (VH)

• Topología que permite ser diseñada de una manera muy sencilla para

funcionar en modo reductor.

• Cuenta con una tensión intermedia Vbus que además está perfectamente

controlada, ésta tensión es un grado de libertad que favorece el diseño del

convertidor, ya que se puede fijar de un valor para no penalizar la selección de

los componentes.

• Se puede implementar rectificación síncrona para aumentar el rendimiento del

convertidor tanto en los interruptores del puente completo de baja tensión

como en el interruptor del convertidor reductor que funciona como diodo.


109

• Se alcanzan elevados rendimientos en el convertidor a pesar de que la energía

se procesa dos veces, la primera en el convertidor reductor y la segunda en el

puente completo

Desventajas

• El convertidor es grande y cuenta con muchos semiconductores de potencia

• A pesar de ser topologías sencillas las que se controlan, el control se complica

al tener que controlar tantos interruptores a la vez

• No es sencillo hacer el control para que sea bidireccional debido a que las

señales de control en un modo de operación y otro son distintas, sobre todo las

señales de rectificación síncrona que cambian según el modo de

funcionamiento del convertidor

• Se puede desequilibrar la corriente magnetizante del transformador causando

que el convertidor falle.

Del convertidor funcionando en Modo Elevador, se pueden resaltar las siguientes


Ventajas

• Se alcanza la tensión de salida incluso con las bajas tensiones de entrada. Es

decir el convertidor opera correctamente para todos los niveles de tensión que

requiere la aplicación de VH.

• Tiene la capacidad de arrancar desde tensión de salida de cero voltios y

regular cualquier tensión hasta llegar a la tensión de salida nominal

• La transición de la etapa de arranque a la etapa permanente o normal se realiza

sin problemas

• Al igual que en el modo reductor, se puede fijar la tensión intermedia Vbus para

que el diseño del convertidor permita utilizar componentes de mejores

prestaciones eléctricas

• Se alcanzan altos rendimientos en el convertidor

Desventajas


110

• El control se complica al tener que generar una señal lógica de control para

conectar y desconectar Cbus que depende de la relación de transformación y de

los niveles de tensión tanto de entrada como de salida

• Una ligera sobre-corriente se presenta en la bobina del convertidor al

momento de realizarse la transición de la etapa de arranque a la etapa

permanente

• Elevada cantidad de semiconductores hacen que esta topología resulte costosa

y muy grande

3.8 Comparación del convertidor Reductor-Puente bidireccional

con el estado de la técnica

En el apartado 2 de este trabajo de investigación, se presentaron algunas topologías de

convertidores bidireccionales que a juicio del autor resultaron interesantes para

utilizarse y/o compararse con las topologías de convertidores para Vehículos Híbridos.

Corresponde en este apartado, hacer una comparación de la nueva topología Reductor-

Puente bidireccional propuesta con originalidad en este capítulo para observar las

ventajas y desventajas que presenta ésta frente a las soluciones presentadas en el

estado de la técnica.

Al igual que en el estado de la técnica, para comparar esta nueva topología con el

resto, se hará de dos formas distintas. La primera de ellas, de una forma cuantitativa en

función de los elementos y la potencia que se maneja en el convertidor, y la segunda

de una forma cualitativa a partir de las necesidades que se presentan para vehículos

híbridos.

En la Tabla XVIII se muestran las características de los convertidores presentados en

el estado de la técnica y al final de esta tabla se muestran las características del

convertidor Reductor-Puente presentado en este capítulo. De esta tabla, se observa que

la nueva topología Reductor-Puente, es comparable por la cantidad de elementos de

potencia, con la solución presentada en el apartado 2.2.3. A pesar de tener un

transistor más, sus interruptores sufren unos esfuerzos de tensión menores lo que

puede traducirse en un rendimiento algo mayor (a igualdad de potencias). Además esta


111

nueva topología, funciona a frecuencia mayor y constante que las mencionadas, lo que

permite tener menores tamaños en los componentes magnéticos.

Tabla XVIII Comparación del convertidor Reductor-Puente con el estado de la técnica

TOPOLOGIA

Tensión en

transistores

AT/BT

Frec.

(kHz)

Potencia

(W) η (%)

2.2.1 Doble puente


2.2.2 Doble medio

puente 4 2 2VC 2VB 20 (vble) 1600 92


con ZVZCS 9 2 VC 2VB 20 1600 94,5


push-pull 4 2 VC 2VB 100 200 91

2.2.5 Flyback


3 Reductor más puente

completo 10 2 VC VB 100/50 500 94

En la Tabla XIX se muestra la comparación cualitativa del convertidor Reductor-

Puente frente a las topologías del estado de la técnica. Se puede apreciar que, dentro

de las topologías que permiten un arranque desde cero voltios, es mejor que el flyback

para la potencia de la aplicación y muy similar a la que se considera mejor (2.2.3). Las

dos ventajas que presenta frente a la solución 2.2.3 son:

• Menores esfuerzos de tensión en los interruptores. Los transistores del lado de baja tensión soportan VB mientras que la solución del estado del arte

soportan 2VB. Además, de los 6 interruptores del lado de alta, sólo 2 soportan

VC mientras que los 4 restantes soportan una tensión menor; en cambio en

2.2.3 los 5 interruptores soportan VC. Esto debe traducirse en un rendimiento

mejor.


112

• Los 2 magnéticos son sencillos mientras que la bobina del convertidor en 2.2.3 necesita un devanado auxiliar para el arranque del convertidor, lo que

penaliza su tamaño y dificulta el diseño.

Por el contrario, el principal inconveniente reside en el alto número de interruptores

lo que penaliza la fiabilidad del convertidor y dificulta la realización práctica de los

circuitos de control y mando.

Tabla XIX Comparación cualitativa del convertidor Reductor-Puente con el estado de la técnica

TOPOLOGIA

Tam

año

Cos

te

Fia

bil

idad

Com

ple

jid

ad

Ren

dim

ien

to

Arr

anq

ue

2.2.1 Doble puente


2.2.2 Doble medio

puente B B B M R M





2.2.5 Flyback



completo R R M B B B

Así pues, el convertidor propuesto en este capítulo se le considera apropiado para la

aplicación de vehículos híbridos y tiene ciertas ventajas competitivas frente a otras

soluciones del estado de la técnica.


113

3.9 Conclusiones y aportaciones del capítulo

Se ha presentado de manera original en este capítulo, una nueva topología de

convertidor bidireccional.

La topología está basada en un convertidor reductor más un puente completo que en la

mayoría del tiempo se comporta como una ganancia en continua. En este capitulo, se

han realizado dos análisis exhaustivos de la topología mencionada trabajando en

Modo Reductor, y en Modo Elevador. Se ha analizado, el convertidor para funcionar

como bidireccional, y se ha determinado la utilizaron de un condensador llamado Cbus

para conseguir mayor limpieza en la tensión intermedia Vbus.

En esta topología aparece un grado más de libertad: la tensión intermedia que facilita

el diseño del convertidor. Para no penalizar todos los componentes de potencia, este

nivel de tensión se puede fijar según las necesidades de cada aplicación y puede

permitir la selección de componentes de bajas tensiones y por lo tanto de mejores

características eléctricas que otros de mayor tensión de operación.

La principal ventaja diferenciadora es que cuando la topología funciona en modo

elevador, tiene la capacidad de arrancar sin sobrecorrientes desde tensión cero en la

salida. A diferencia de otras topologías de convertidores, en esta no es necesario

utilizar circuitos de precarga de los condensadores de alta tensión. El arranque es muy

sencillo de implementar, y se comporta como un convertidor reductor para después

hacerlo como un convertidor elevador.

Los resultados muestran que esta solución puede ser competitiva en rendimiento si

bien presenta como inconveniente fundamental el alto número de interruptores que

hay que controlar.

Por lo tanto y con los resultados obtenidos del análisis teórico y práctico del

convertidor, se concluye que ésta topología, es una propuesta interesante para ser

utilizada como un convertidor bidireccional. De manera particular, esta topología

resulta interesante para aplicaciones como la que se ha dado en esta tesis, Vehículos

Híbridos (VH). La sencillez de diseño, hace de esta topología una opción interesante

para cualquier otro tipo de aplicaciones en las que se requiera una gran relación entre

la tensión de entrada y la tensión de salida.


114

También de forma original se han desarrollado algunos circuitos auxiliares para

estimar la corriente magnetizante y proteger el convertidor de saturación y para

realizar el cambio de modo de funcionamiento en el tramo elevador.

Al mismo tiempo es importante mencionar que el trabajo de investigación de este

capítulo, es un resultado conjunto de ALCATEL España y la División de Ingeniería

Electrónica de la ETSII – UPM, en la que la empresa mencionada está interesada en

aplicar este nuevo convertidor bidireccional en Vehículos Híbridos (VH).

Convertidor puente completo y rectificador doblador de corriente

115

4 Convertidor puente completo y rectificador doblador de corriente bidireccional

4.1 Introducción

En este capítulo se presenta el análisis y desarrollo de un nuevo esquema de

convertidor bidireccional basado en un puente completo con rectificador doblador de

corriente. Aunque la topología de este convertidor no es novedosa, ya que es utilizada

por separado como convertidor reductor [40]-[45] y varios autores la han propuesto

como convertidor elevador [46]-[51], lo que sí resulta novedoso y original es su

propuesta, análisis y utilización como convertidor bidireccional y su aplicación en

vehículos híbridos.

También de manera original se darán reglas de diseño del sistema de arranque

empleado en modo elevador.

En los apartados siguientes se describe brevemente el convertidor como convertidor

reductor; se describe más ampliamente como convertidor elevador fijando la atención

en el método de arranque; y se analizan las restricciones para su implementación como

convertidor bidireccional. Con los resultados del análisis de esta topología se establece

una metodología de diseño para su implementación como convertidor bidireccional.

Al mismo tiempo para validar el análisis y diseño de este nuevo esquema de

convertidor bidireccional, se presentan los resultados prácticos de un prototipo de

laboratorio en el que se verifica experimentalmente su funcionamiento.

4.2 Puente completo y rectificador doblador de corriente "Modo

reductor"

En este apartado se muestran las ecuaciones y formas de onda del convertidor

operando en modo reductor. En [40]-[45] se hace un análisis detallado del modo de

operación y control del convertidor funcionando como convertidor reductor, de ahí se

extraen las ecuaciones y formas de onda más importantes para entender su

funcionamiento.


116


En la Figura 4.1 se muestra la topología del convertidor puente completo con

rectificador doblador de corriente para operar en modo reductor. En la Figura 4.2 se

muestran las formas de onda típicas de este convertidor. El convertidor esta integrado

por un puente completo de cuatro transistores MOSFETs M1-M4 que operan con

control por desplazamiento de fase (Phase Shift Control), por un transformador TR

que proporciona aislamiento galvánico entre ambos lados del convertidor, por una

etapa de rectificación formada por dos diodos D5 y D6 y por un filtro de salida

formado por L1, L2 y CB al cual se conecta la carga de baja tensión.

VC

M1

M2

M3

M4

CC

CB

VB

1np 1np

L1 L2

TR

Vp

ip

iL1

iB

iL2

VL1 VL2

np : 1 D5 D6

Figura 4.1 Convertidor puente completo con rectificador doblador de corriente

Si el convertidor opera en modo de conducción continuo MCC y se aplica el balance

voltios·segundos en cualquiera de las bobinas del convertidor en un período de

conmutación, se obtiene la ecuación (4.1) que define la tensión de salida VB en función

de la tensión de entrada VC, ciclo de trabajo d y del número de vueltas np.


117

Vp

t

T

M1 M2 M1

M3 M4M4t

VC

-VC

t

t

t

ip

T/2

t

iB/2

dT/2

VC/np

-VB

VL1

t

iL1

iL2

i∆

Vp

T

VC

-VC

t

T/2t

t

iD5

iD6

t-VB

VL2

Figura 4.2 Formas de onda del convertidor puente completo con rectificador doblador de corriente Modo reductor

p

CB n

VdV2

= (4.1)

Donde: 0 ≤ d ≤ 1

Al igual que en el capitulo anterior, se define la ganancia del convertidor con un factor

kD para hacer un análisis de las relaciones de tensión de entrada y salida que se pueden

alcanzar con esta topología funcionando como convertidor reductor.

C

BD V

Vk = (4.2)

Sustituimos (4.2) en la ecuación (4.1) para definir la ganancia en función del ciclo de

trabajo y de la relación de transformación np quedando:


118

p

D n

dk

2= (4.3)


distinto número de vueltas np.

Figura 4.3 Variación de la ganancia del convertidor en función del ciclo de trabajo y para distintos valores de np

En la figura anterior, se observa que con la topología puente completo y rectificador

doblador de corriente se puede alcanzar una gran relación entre la tensión de entrada y

la tensión de salida únicamente seleccionando el valor adecuado np para que el ciclo

de trabajo d esté dentro de valores aceptables. Dependiendo de la aplicación que se

trate, de ser posible, se debe seleccionar el número óptimo de vueltas np para producir

la menor cantidad de pérdidas posible en el convertidor.

0 0,2 0,4 0,6 0,8 1 0

0,1

0,2

0,3

0,4

0,5

np = 1 np = 2 np = 4 np = 10

Ciclo de trabajo d

Ganancia

k D


119

4.2.2 Corriente en las bobinas

Un inconveniente que presenta esta topología, es garantizar la correcta ecualización de

las corrientes en las bobinas, es decir, que el valor de corriente en cada una de ellas

sea el mismo. Diferencias que se producen en los ciclos de trabajo debidas a los

controladores, pueden producir que las corrientes en L1 y L2 sean distintas. Esto causa

que una de las dos maneje más energía que la otra, pudiendo ocasionar que la bobina

que maneja mas corriente se sature. Este desequilibrio de corrientes en las bobinas

también puede causar que el transformador TR se sature al no funcionar en equilibrio.

Para asegurar que la corriente en las bobinas sea la misma, se utilizan métodos de

control por corriente (control por corriente de pico, control de corriente promediado).

Y para asegurar que el transformador TR no se sature con diferencias entre las

corrientes de las bobinas, se coloca un condensador en serie en el devanado primario o

secundario del transformador, para garantizar que el valor medio de corriente a través

de él sea cero, con esto se asegura el balance del flujo en el transformador. No

obstante, las resistencias parásitas ayudan a equilibrar las corrientes en las bobinas.

4.2.3 Control del convertidor en modo reductor

Para controlar este convertidor, comúnmente se utilizan los métodos de control por

corriente para asegurar que la corriente en ambas bobinas sea igual. Algunos autores,

sugieren que el control por corriente promediada es mejor frente al control por

corriente de pico debido a las ventajas de simplificación que presenta el primero. Para

modelar el convertidor puente completo con rectificador doblador de corriente, es

posible hacerlo mediante dos convertidores reductores en paralelo. Aplicando control

por corriente promediada, es posible simplificar el modelo de los dos convertidores

reductores en uno solo con el doble de frecuencia y con la mitad de la inductancia en

la bobina [41] - [42]. Esto permite, que se pueda hacer una simplificación de cara al

circuito de control.

En la Figura 4.4 se muestra el circuito equivalente del convertidor aplicando la técnica

de control por corriente promediada para obtener el modelo de pequeña señal del

convertidor. En él se aprecia que solamente se considera un convertidor reductor. Para

obtener la función de transferencia, se ha utilizado la técnica de control promediado

utilizando el bloque “PWM switch” [27]. Con esta técnica, es posible modelar el


120

comportamiento del convertidor en lazo cerrado y aplicar el lazo de compensación

adecuado. En la Figura 4.4 se identifican los bloques Rs que es el sensor resistivo,

He(s) es la ganancia del sensado de la corriente, Fm es la ganancia del modulador y

GC(s) es el compensador de la función de transferencia. En éste modelo, está incluida

la inductancia equivalente L del convertidor reductor, una resistencia de carga R, el

condensador de salida C, la resistencia en el condensador RC y el propio bloque PWM

switch para el modelo promediado del convertidor.

p

C

n

V

2

R

PWMswitch

RC

C

Rs

He(s)

Fm

GC(s)

a c

p

21L

L =

VB

iref

Vap

Figura 4.4 Modelo en pequeña señal del convertidor puente completo con rectificador doblador de corriente en modo reductor aplicando la técnica de corriente promediada

La función de transferencia para el lazo cerrado de control de la corriente de salida

esta definida por:

)(·)·()·(·)( sFFsGsHRsTi imCes= (4.4)

Donde Fi(s) es la función de transferencia directa del convertidor definida como:


121

1·

1·)(

2 +

++

−=

sR

LCRLCs

RCs

R

VsF

C

api (4.5)

4.2.3.1 Implementación del control

Para el convertidor puente completo con rectificador doblador de corriente, se puede

utilizar el controlador UC3875 de Texas Instrument (por ejemplo) que está diseñado

para controlar un puente completo con desplazamiento de fase. En la Figura 4.5 se

muestra el diagrama de bloques del control con las cuatro salidas del puente completo.

Para controlar los interruptores del puente completo en el convertidor, es necesario

incluir circuitos disparadores de los MOSFETs, que sean capaces de generar masas

flotantes. Otra alternativa que se puede utilizar para controlar los MOSFETs, es la

utilización de transformadores de pulsos; con éstos, es fácil conseguir las masas

flotantes que se utilizan en cualquier circuito puente.

UC3875

PuenteCompleto

VC VB

Error

Ref

Etapa deRectificación

M1 M2 M3 M4

Figura 4.5 Diagrama de bloques de control para modo reductor

El controlador UC3875 genera dos trenes de pulsos con dos señales del 50% de ciclo

de trabajo cada una; estos dos trenes de pulsos, se desfasan entre si desde 0º hasta 180º

para conseguir el control por desplazamiento de fase entre las ramas del puente

completo. La utilización de este controlador, facilita el control de este convertidor, ya

que en un único encapsulado es posible implementar arranque suave y protecciones de


122

sobre tensión y sobre corriente en el circuito. La tensión de salida VB se controla a

través del amplificador de error que está implementado también en este controlador.

4.3 Puente completo y rectificador doblador de corriente "Modo

elevador"

El rectificador doblador de corriente, no está muy popularizado para ser utilizado en

modo elevador. En este apartado, nos centraremos en el estudio del convertidor

funcionando en modo elevador. Se hace un repaso de los autores que han propuesto

este rectificador como convertidor elevador; se menciona la problemática que

presentan el convertidor elevador o los derivados de él para arrancar, y un análisis más

detallado para el arranque del convertidor.

4.3.1 Antecedentes del convertidor en modo elevador

El convertidor puente completo con rectificador doblador de corriente, no es una

topología que sea utilizada comúnmente para elevar la tensión aunque su estructura

intrínsecamente lo permite, al ser un convertidor derivado del convertidor elevador.

Una de las posibles razones por la que no se utiliza comúnmente, es porque cuenta con

dos bobinas en la entrada. Sólo contados autores han propuesto el rectificador como

convertidor elevador, los cuales se mencionan a continuación. En [46] se hace un

estudio de la topología para integrarla dentro de un único componente magnético para

alta corriente y baja tensión (VRM); en [47] y [48] el autor propone adicionar un

transformador auxiliar para acoplar las corrientes de las bobinas y lograr tener una

mejor regulación de la tensión de salida para un amplio rango de carga y tensión de

entrada. Con la adición de este transformador auxiliar, consigue alcanzar gran relación

entre la tensión de entrada y la tensión de salida (4 veces la tensión de entrada a la

salida sin aislamiento) haciendo de esta topología apta para aplicaciones en las que

exista una gran diferencia entre la tensión de entrada y la tensión de salida; en [49] el

autor es el primero que propone este convertidor como una alternativa atractiva para

operar con baja tensión de entrada y alta corriente obteniendo a la salida una elevada

tensión; en [50] se hace un estudio comparativo entre el convertidor Push-Pull

alimentado en corriente y el Doblador de Corriente con salida Push-Pull llamándolo

Dual Inductor Converter (DIC); en [51] el autor propone adicionar una red resonante


123

para conseguir conmutaciones a corriente cero en un amplio rango de frecuencia, y

también propone la topología apta para elevados valores de corriente en baja tensión;

por último, en [52] el autor también propone que la topología sea utilizada para

trabajar con baja tensión y alta corriente haciendo un análisis comparativo de esta

topología con el convertidor que tiene transformador con toma media.


En la Figura 4.6 se muestra la topología del convertidor puente completo con

rectificador doblador de corriente para operar como convertidor elevador. Se

sustituyen los diodos D5 y D6 por MOSFETs para que el convertidor funcione como

convertidor elevador. En esta misma Figura se aprecia que la etapa de rectificación del

puente completo de alta tensión esta integrada por diodos rectificadores (D1-D4).

Para analizar el funcionamiento de este convertidor en modo elevador, es conveniente

hacerlo en dos partes por separado, una para modo "Normal" que se presenta cuando

el ciclo de trabajo se encuentra entre 50% y 100%, y otra para modo "Arranque" que

se presenta cuando el ciclo de trabajo se encuentra entre 0% y 50%, donde éste

convertidor no puede funcionar en régimen permanente por sí solo.

VC

D1

D2

D3

D4

CC

CBVB

np1 np1

M5M5

L1

M6M6

L2

Vs

iL1

iC

iL2

VL1 VL2

iM5 iM6

TR

VDSM5 VDSM6

Figura 4.6 Puente completo con rectificador doblador de corriente, modo elevador


124

4.3.3 Funcionamiento modo "Normal"

Este es el modo de operación que proponen los autores indicados en el apartado 4.3.1.

En la Figura 4.7 se muestran las formas de onda que corresponden a este modo de

operación y de las cuales se extraen las expresiones que rigen su comportamiento.

Vs

t

T

M6

t

t

dT

t

iM6

iM5

M6

M5

t

t

VL2

VL1

i∆

Vs

T

t

dT

t

t

iL2

iL1

T/2

VB

(VB – VC/np )

(1 - d)T

VC/np

-VC/np

Figura 4.7 Formas de onda rectificador doblador de corriente elevador modo normal

Si el convertidor opera en modo de conducción continuo (MCC) y en régimen

permanente, aplicando el balance voltios·segundos en cualquiera de las bobinas en un

período de conmutación, se obtiene la ecuación (4.6) que define la tensión de salida VC

en función de la tensión de entrada VB, ciclo de trabajo d y del número de vueltas np.

d

VnV BpC−

=1

1 (4.6)

Donde: 0,5 ≤ d ≤ 1

La ganancia del convertidor en modo elevador se define como:

B

CUP V

Vk = (4.7)


125

Sustituimos la ecuación (4.7) en la ecuación (4.6) para tener la ganancia del

convertidor en modo elevador en función del ciclo de trabajo y del número de vueltas

np resultando:

d

nV

Vk p

B

CUP

−==

1

1 (4.8)

La ecuación de la ganancia es idéntica a la de cualquier convertidor elevador con

aislamiento galvánico, la diferencia es que en la topología puente completo con

rectificador doblador de corriente, el ciclo de trabajo mínimo que se puede utilizar es

del 50%.


distintos valores de np.

Figura 4.8 Ganancia del rectificador doblador de corriente en modo elevador

0,5 0,6 0,7 0,8 0,9 1 0

10

20

30

40

50

np = 1 np = 5 np = 10 np = 15

Ciclo de trabajo d

Ganancia

k UP


126

4.3.3.1 Función de transferencia del rectificador doblador de corriente en modo elevador normal (d > 50%)

La función de transferencia se obtiene a través de las ecuaciones de estado que rigen el

comportamiento dinámico del convertidor. En este caso, las variables de estado son la

corriente en las bobinas y la tensión en el condensador.

De la Figura 4.6 se hace una simplificación del circuito para analizar la tensión en una

de las bobinas y las corrientes que se inyectan en el condensador de salida. La

simplificación consiste en sustituir las conmutaciones del convertidor por fuentes de

tensión y de corriente equivalentes a lo que ven tanto las bobinas como el

condensador. De los circuitos equivalentes, se plantean las ecuaciones de estado del

convertidor. En la Figura 4.9a) se muestran los valores de la tensión y la corriente que

se aplican tanto a la bobina como al condensador en forma de fuente de tensión y

fuente de corriente. En la Figura 4.9b) y c) se muestran los circuitos equivalentes del

convertidor con fuente de tensión para la bobina y con fuente de corriente para el

condensador.

( )dn

V

p

C −1

L

VDSM5VB

iL

VL

( )dn

V

p

C −1

L

VDSM5VB

iL

VL

b)

VDSM5

tM5

t

t

dT

M5

M6

(1 - d)T

T

VC/np

VDSM6t

VC/np

IL1t

iL1 /np

IL2t

iL2 /np iL2 /np

ILt

iL2 /np iL1 /np iL2 /np

VDSM5

tM5

t

t

dT

M5

M6

(1 - d)T

T

VC/np

VDSM6t

VC/np

IL1t

iL1 /np

IL2t

iL2 /np iL2 /np

ILt

iL2 /np iL1 /np iL2 /np

a)

C VC

IL( )d

n

i

p

L −12 R

iC

C VC

IL( )d

n

i

p

L −12 R

iC

c)

Figura 4.9 a) Formas de onda de la fuente de tensión VDSM5 y de la fuente de corriente IL


127

b) Circuito equivalente para la bobina c) Circuito equivalente para el condensador

Como el valor de la inductancia en las dos bobinas que integran el convertidor es el

mismo, permite hacer una simplificación y considerar que iL1 e iL2 tienen el mismo

valor (iL) cuando son referidas al secundario del convertidor y entran al condensador

C. El análisis de la tensión aplicada a las bobinas se simplifica de igual manera y solo

se considera L1 = L2 = L que es del mismo valor para ambas bobinas.

Las ecuaciones de estado de la tensión en la bobina L y la corriente en el condensador

C quedan definidas como:

( )dn

VViL

p

CBL −−=

•

1 (4.9)

( )R

Vd

n

iVC C

p

LC −−=

•

12 (4.10)

Multiplicando y reacomodando las ecuaciones quedan:

dVn

Vn

ViL Cp

Cp

BL ·11

+−=

•

(4.11)

CLp

Lp

C VR

din

in

VC1

·22

−−=

•

(4.12)

Se tienen productos no lineales al estar multiplicadas las variables de estado iL y VC

por el ciclo de trabajo d. Para resolver las ecuaciones anteriores, se hace una

aproximación lineal tal como se muestra a continuación.

( ) ( ) ( )CCC VddVdV ∆+∆=∆ ··· 00 (4.13)

( ) ( ) ( )LLL iddidi ∆+∆=∆ ··· 00 (4.14)

Aplicamos incrementos a las ecuaciones (4.11) y (4.12) quedando:

( ) ( ) ( )dVn

Vn

ViL Cp

Cp

BL ·11

∆+∆−∆=

∆

•


128

( ) ( ) ( )CLp

Lp

C VR

din

in

VC ∆−∆−∆=

∆

• 1·

22

Al tratarse de una constante, hacemos ∆(VB) = 0 quedando:

( ) ( )dVn

Vn

iL Cp

Cp

L ·11

∆+∆−=

∆

•

(4.15)

( ) ( ) ( )CLp

Lp

C VR

din

in

VC ∆−∆−∆=

∆

• 1·

22 (4.16)

Sustituimos las ecuaciones (4.13) y (4.14) en (4.15) y (4.16), al simplificar quedan:

( ) ( )( )0110 dV

nd

n

ViL C

pp

C

L −∆−∆=

∆

•

(4.17)

( ) ( )( ) ( )CLp

Lp

C VR

din

din

VC ∆−−∆+∆−=

∆

• 11

2200

(4.18)

Derivamos la ecuación (4.18) quedando:

( )

∆−−

∆+

∆−=

∆

•••••

CLp

Lp

C VR

din

din

VC1

122

00 (4.19)

Despejamos

∆

•

Li de la ecuación (4.17) y queda:

( ) ( )( )0110 dVLn

dLn

Vi C

pp

C

L −∆−∆=

∆

•

(4.20)

Sustituimos la ecuación (4.20) en (4.19), reacomodamos y simplificamos quedando:

( )( )

( )( )d

Ln

Vdd

n

iV

Ln

dV

RVC

p

C

p

L

C

p

CC ∆−

+

∆−=∆

−+

∆+

∆

••••

2

0

2

20 00

122121 (4.21)

Aplicamos Transformada de Laplace a la ecuación (4.21) y resulta:


129

( ) ( )

dLn

Vdsd

n

iV

Ln

dsV

RsCV

p

C

p

L

C

p

CC 2

0

2

202 00

12·

212·

1·

−+−=

−++ (4.22)

Expresamos la ecuación (4.22) comod

VC , simplificamos y nos queda la función de

transferencia del convertidor elevador basado en el rectificador doblador de corriente

como a continuación se muestra:

( )

( )

( ) ( )

+

−+

−

+

−

−

−=

∆

∆

1·12

·12

1·1

12

0

22

20

2

0

0

0

0

0

sR

L

d

nsLC

d

n

sdV

Lni

d

V

d

V

pp

C

pL

CC (4.23)


•

Li ,



0

10C

Bp V

Vnd −= (4.24)

Se calcula la resistencia de carga R y la corriente promedio en cada bobina en


P

VR

C2

0= (4.25)

B

L V

Pi

20= (4.26)


Sustituyendo las ecuaciones (4.24) a (4.26) en (4.23) queda:


130

( ) ( )

++

+−

=∆

∆

1·2

·2

1·2

2

22

2

2

22

22

00

00

sR

L

Vn

nVsLC

Vn

nV

sVn

PLn

Vn

VV

d

V

Bp

pC

Bp

pC

Bp

p

Bp

CCC (4.27)

Éste convertidor funcionando como rectificador doblador de corriente en modo

elevador en modo normal, presenta un cero positivo en el semiplano positivo en la

función de transferencia. Este cero positivo esta ubicado en 22 Bp

p

Vn

PLn tal como lo indica

el coeficiente del término lineal del numerador en la función de transferencia. Este

cero positivo, limita la respuesta dinámica del convertidor al limitar el ancho de banda

en el control al cerrar el lazo. Por esta razón, es importante conocer la función de

transferencia y calcular con exactitud la respuesta en frecuencia del rectificador

doblador de corriente en modo elevador.

4.3.4 Funcionamiento modo "Arranque"

El convertidor elevador y los convertidores derivados de él con aislamiento galvánico

presentan problemas para arrancar. Estos convertidores cargan la bobina con la tensión

de entrada y la descargan con la diferencia entre la tensión de entrada y la tensión de

salida (tensión reflejada en el caso de convertidores con aislamiento). Como la

descarga en el momento de arrancar, se produce prácticamente con tensión de salida

cero, esto ocasiona que una sobrecorriente se presente transitoriamente en la bobina

mientras la tensión del condensador alcanza su valor de tensión nominal. En el caso

del convertidor elevador, esto no se puede evitar incluso ni con la apertura del

semiconductor de control. Una solución que se suele practicar para arrancar este tipo

de convertidores, es pre-cargar anticipadamente el condensador de salida hasta un

valor adecuado de tensión, antes de comenzar a utilizar cualquier topología elevadora.

Un problema adicional se presenta en el arranque en el caso del convertidor puente

completo con rectificador doblador de corriente en modo elevador (Figura 4.10). Este


131

convertidor por sí solo no puede funcionar con ciclos de trabajo inferiores al 50%, esto

se debe a que la energía que se almacena en las bobinas L1 y L2 para este ciclo de

trabajo no puede ser transferida a la salida por ningún camino. Esta energía

almacenada en las bobinas, al no encontrar un camino hacia la salida en el momento

que se abren los semiconductores M5 y M6, ocasiona que se presente una derivada de

tensión muy alta en los terminales de los MOSFETs, dañándolos.

VC

D1

D2

D3

D4

CC

CBVB

np1 np1

M5M5

L1

M6M6

L2

Vs

iL1

iC

iL2

VL1 VL2

iM5 iM6

TR

VDSM5 VDSM6

Figura 4.10 Puente completo con rectificador doblador de corriente, modo elevador

En la bibliografía que propone éste convertidor como convertidor elevador con

aislamiento galvánico y sin él, utilizan distintas alternativas para conseguir el arranque

del convertidor. Los métodos de arranque que se utilizan se mencionan a continuación.

En [47] y [48], proponen un arranque suave y lento haciendo que los interruptores del

convertidor operen complementariamente con ciclo de trabajo del 0% (50% en nuestra

referencia) pero no permanentemente, sino encenderlos y apagarlos por pequeños

intervalos de tiempo y evitar que se presente la sobrecorriente en la bobina. Con esto y

con la ayuda de un transformador auxiliar que esta integrado en la topología, se

consigue hacer que el convertidor alcance 4 veces la tensión de entrada, momento en

el cual puede comenzar a regularse la tensión de salida. En [52] el autor hace

referencia a la problemática del arranque y lo resuelve pre-cargando el condensador de

salida hasta la tensión de entrada reflejada en la salida. También en [47], [48] y [50] lo

que se propone es colocar redes de protección para evitar que se presenten picos de

tensión en caso de que se quede energía almacenada en los devanados del convertidor


132

al momento del apagado. También se sugiere el uso de devanados auxiliares en las

bobinas para canalizar ésta energía remanente a la entrada o a la salida del convertidor.

En [26] se propone un método general para conseguir el arranque en las topologías

con aislamiento galvánico derivadas del convertidor elevador. La solución consiste en

adicionar un devanado auxiliar en la bobina principal, para que sea éste devanado

quien se encargue de pre-cargar el condensador de salida y arrancar al convertidor (en

[47] y [50] este devanado se utiliza para proteger el circuito de sobretensiones y

canalizar la energía remanente del apagado hacia la salida o la entrada). El método

propuesto, está implementado en un convertidor en puente completo que permite

arrancar de dos modos distintos, el primero a través del transformador principal y de la

bobina que funciona como un convertidor de retroceso ó flyback, y el segundo método

es utilizando únicamente el convertidor de retroceso. En ambos casos, el convertidor

de retroceso deja de funcionar, ya sea al evolucionar el ciclo de trabajo desde 0% hasta

su valor nominal, o mediante una secuencia lógica y programada de encendidos y

apagados en el puente completo. Esta secuencia, consiste en activar y desactivar a la

vez los cuatro interruptores del puente completo. Esto permite que el arranque sea

únicamente con la bobina principal, funcionando como convertidor de retroceso. Una

vez que la tensión de salida alcanza un valor de tensión adecuado, la secuencia de

encendido y apagado de los interruptores del puente completo cambia. Deja de

funcionar a través de la bobina como un convertidor de retroceso, para hacerlo como

un convertidor elevador normal a través del transformador principal.

En [58] se presenta la patente del arranque explicado en [25]. En esta patente

únicamente se basan en el convertidor puente completo para explicar el método de

arranque en convertidores con aislamiento galvánico. En la patente, los autores

mencionan que es posible extrapolar éste tipo de arranque a cualquier convertidor

derivado del convertidor elevador, incluso al rectificador doblador de corriente que se

presenta en esta tesis. Sin embargo, y a pesar de mencionar que se puede utilizar éste

tipo de arranque con el rectificador doblador de corriente en modo elevador, no se

presenta ningún análisis ni resultado de la implementación de éste arranque con la

topología mencionada.

Por lo anterior, el análisis, diseño e implementación del método de arranque en el

convertidor elevador con rectificador doblador de corriente, es considerado de


133

carácter original. Este análisis se presenta como una aportación original en esta

tesis doctoral a pesar de ser un análisis posterior a la fecha de presentación de la

patente (Mayo 24 de 2001), tiempo en el cual simultáneamente se comenzó con el

estudio e implementación de éste arranque en la topología mencionada. El

conocimiento de ésta patente, fue hasta que apareció publicada el 31 de Octubre del

2002.

Tal como se menciona en la patente, la topología puente completo con rectificador

doblador de corriente, también funciona con dos arranques similares a los que se

proponen en [26]. Lo único que se debe hacer, es adicionar un devanado auxiliar por

cada bobina del convertidor. Estas bobinas auxiliares deben tener un número de

vueltas adecuado (nf) y estar conectadas a la salida a través de un diodo rectificador

(DF1, DF2) tal como se muestra en la Figura 4.11.

VC

CC

CBVB

np1 np1

M5

1 : nf

M6

DF1

DF2

D1

D2

D3

D4

Vs

VF1 VF2

iL1 iL2

iDF1

iDF2

iC

is

VDSM5VDSM6

iM5 iM6

TF1 TF2

TR

1 : nf

L1 L2

Figura 4.11 Devanados auxiliares colocados en las bobinas L1 y L2 que se utilizan para el arranque del convertidor

A continuación se explican los dos posibles arranques con los que se puede poner en

funcionamiento el convertidor. El Arranque I consiste en encender y apagar

simultáneamente los dos MOSFETs M5 y M6. Con esto se consigue hacer funcionar

los dos convertidores de retroceso en paralelo y en fase. Con el Arranque II, los

MOSFETs M5 y M6 se controlan con señales de disparo desfasadas 180º. Este

arranque es una combinación del convertidor de retroceso con convertidor elevador a

través del transformador principal. A continuación se explican cada uno de ellos.


134

4.3.4.1 Arranque I "Dos convertidores de retroceso en paralelo y en fase"

Este arranque consiste en activar al mismo tiempo las señales de disparo de M5 y M6.

Con esto se consigue almacenar energía en cada uno de los transformadores de

retroceso (TF1 y TF2), que posteriormente es transferida a la salida. En este arranque,

una vez que se alcanza la tensión de salida, la secuencia de encendido y apagado de

los MOSFETs cambia para dejar de funcionar como convertidores de retroceso y pasar

hacerlo como un convertidor elevador a través del transformador principal. Las

señales de control pasan de estar en fase a desfasarse 180º. Para hacer este cambio en

las señales de control, es necesario utilizar un circuito que detecte que se ha alcanzado

la tensión de salida y en ese mismo momento cambiar la secuencia de funcionamiento

de los pulsos de control.

En la Figura 4.12 se muestran las formas de onda típicas del Arranque I.

tM5, M6

t

tVF1,VF2

VB

VC/nf

M5, M6

t

iM5,iM6

iDF1,iDF2

T

dT

(1-d)T

Figura 4.12 Formas de onda del Arranque I

Para modo de conducción continuo (MCC) se aplica el balance voltios·segundos en

cualquiera de las bobinas de los convertidores de retroceso L1 o L2 en un período de

conmutación y se obtiene la ecuación (4.28) que define la tensión de salida en el

"Arranque I" en función de la tensión de entrada VB, ciclo de trabajo d y del número

de vueltas nf.


135

d

dnVV fBC

−=

1 (4.28)

Donde: 0 ≤ d ≤ 1

La ganancia del convertidor para el Arranque I definida en la ecuación (4.29). Esta

ganancia queda como la ganancia de cualquier convertidor de retroceso:

d

dn

V

Vk f

B

CF

−==

11 (4.29)

Con el Arranque I, el convertidor arranca y llega a régimen permanente como

cualquier convertidor de retroceso, la diferencia consiste básicamente en que son dos

los convertidores funcionando en paralelo. La utilización de dos convertidores en

paralelo, beneficia a la topología al dividir la potencia que se entrega a la salida en 2

partes con lo que se obtiene una disminución de las pérdidas por conducción al repartir

la corriente entre los dos convertidores. Sin embargo, una topología de convertidor de

retroceso, implica que el rendimiento se vea penalizado debido a que su corriente es

pulsante tanto en la entrada como en la salida.

Una característica desfavorable de este arranque es la necesidad de utilizar un circuito

que cambie la secuencia de los pulsos control de la topología. El diseño de éste

circuito de detección y cambio de funcionamiento, complica la implementación de

este tipo de arranque.

Dos funciones de transferencia se deben considerar para controlar el Arranque I. La

primera de ellas debe ser la de dos convertidores de retroceso en paralelo y en fase.

Con esta función de transferencia, el convertidor arranca y llega hasta el valor nominal

de la tensión de salida ó a cualquier valor pre-establecido. La segunda función de

transferencia debe ser la del convertidor elevador con aislamiento galvánico basado en

el rectificador doblador de corriente (función de transferencia obtenida en el apartado

4.3.3.1). Con esta función de transferencia, el convertidor se queda operando

permanentemente y se regula la tensión de salida al valor especificado.


136

4.3.4.2 Función de transferencia del Arranque I


convertidor utilizando el Arranque I.



( )dn

VdViL

p

CBL −−=

•

1 (4.30)

( )R

Vd

n

iVC C

f

LC −−=

•

12 (4.31)

Al igual que en el apartado 4.3.3.1 en el que se obtuvo la función de transferencia del

convertidor en modo elevador normal, estas ecuaciones se resuelven para obtener la

función de transferencia en el Arranque I. Linealizando las ecuaciones, mediante los

pasos descritos desde la ecuación (4.9) hasta la ecuación (4.23), la función de

transferencia que se obtiene queda definida como:

+

+

+

−

=∆

∆

1·2

·2

1·

2

0

2

2

0

20

2

00

0

0

sR

L

dV

Vs

LC

dV

V

sV

Li

Vnd

V

d

V

B

C

B

C

B

L

Bf

CC (4.32)


•

Li ,



+

=

p

C

Bp

C

n

VVn

Vd

0

0

0 (4.33)


137



P

VR

C2

0= (4.34)

B

L V

Pi

20= (4.35)


+

++

+

+−

+

=∆

∆

1·2

·2

1·2

2

2

2

2

2

2

00

0

sR

L

V

Vns

LC

V

Vn

sV

PL

Vn

n

VVn

d

V

B

C

pB

C

p

B

Bf

p

C

Bp

C (4.36)

Éste convertidor funcionando como rectificador doblador de corriente en modo

elevador en el modo Arranque I, presenta un cero positivo en el semiplano positivo de

la función de transferencia. Este cero positivo esta ubicado en 22 BV

PL tal como lo indica

el coeficiente del término lineal del numerador en la función de transferencia.

4.3.4.3 Arranque II "Convertidor de retroceso - elevador"

Este arranque es una combinación del arranque de un convertidor de retroceso y de un

convertidor elevador. El Arranque II resulta por defecto al colocar los devanados

auxiliares en las bobinas del convertidor, siempre y cuando las señales de control de

M5 y M6 varíen desde 0% hasta 50% y desfasadas 180º. Con la adición de estos

devanados auxiliares en las bobinas, es posible que el convertidor funcione de

manera permanente para cualquier ciclo de trabajo inferior al 50%.

Con éste arranque se pasa automáticamente a funcionar como convertidor elevador

normal sin la necesidad de un circuito de detección como en el Arranque I. Una vez

que las señales superan el 50% del ciclo de trabajo, automáticamente el convertidor


138

pasa a funcionar como convertidor elevador en modo "Normal" (Apartado 4.3.3). Este

arranque resulta interesante, ya que no es necesario adicionar más elementos en el

circuito de control para conseguir el arranque y además se puede controlar la tensión

de salida para ciclos de trabajo inferiores al 50%. En la Figura 4.13 se muestran las

formas de onda del Arranque II, en esta figura se divide un periodo de conmutación en

4 intervalos que más adelante se explican.

+

f

CB n

VV

−

p

CB n

VV

Vs

tM5

tΦTF1

M5M6

t

t

TdT

t

t

iDF1

t

iDF2

VF1 t

f

C

n

V−

VB

VC/np

VDSM5

t

VDSM6

t

tM5

T/2

M5M6

t0 t1 t2 t3 t4

ΦTF2

-VC/np

iL1

t

iL2

VC/np

VC/np

+

f

CB n

VV

Figura 4.13 Formas de onda del convertidor con "Arranque II"

A continuación, se explica la evolución de las corrientes y tensiones en un ciclo de

conmutación, esto se hace de intervalo en intervalo para comprender su

funcionamiento. Se parte de la suposición de que la corriente se encuentra en modo de

conducción continuo (MCC) y que la tensión en la entrada y la salida son constantes

en un ciclo de conmutación. En la Figura 4.14, se muestran los circuitos equivalentes

de cada intervalo de operación del convertidor funcionando con el Arranque II.


139

t0 – t1.- En este intervalo, conduce M5 haciendo que la corriente iL1 incremente

linealmente con la tensión de entrada VB almacenando energía en el núcleo

del transformador TF1. Al mismo tiempo, se transfiere energía a la salida del

convertidor al facilitar que la corriente iL2 circule por el primario del

transformador principal TR. La corriente iL1 y la corriente iL2 se suman al

circular ambas por el MOSFET M5. En resumen, en este intervalo se

almacena energía en TF1 mediante el efecto del convertidor de retroceso, y

se transfiere otra parte de energía a través de TR como en un convertidor

elevador gracias a la energía previamente almacenada en TF2.

t1 – t2.- En este intervalo, deja de conducir M5 haciendo que la corriente iL1 circule

por el secundario del transformador TF1 y a través del diodo DF1 entregando

la energía al condensador de salida CC, al mismo tiempo, la corriente iL2 pasa

a circular por el secundario del transformador TF2 y a través del diodo DF2.

En resumen, en este intervalo se hace transferencia de energía mediante el

efecto del transformador de retroceso a través de TF1 y TF2. Por otra parte

la corriente magnetizante del transformador principal TR circula a través de

los diodos D1 - D4. Esta corriente no se representa en los circuitos de la

Figura 4.14 ya que se desprecia frente a las corrientes de carga del

convertidor.

t2 – t3.- En este intervalo, sucede lo mismo que en el intervalo (t0 – t1) pero en distintos

componentes. En resumen, en este intervalo se almacena energía en TF2, y

se transfiere otra parte a través de TR gracias a la energía previamente

almacenada en TF1.

La pendiente de la corriente iL1 en éste intervalo puede ser positiva, cero o negativa. Sí la tensión de salida reflejada en primario de TR es menor,

igual o mayor que la tensión de entrada VB, la pendiente es positiva, cero o

negativa respectivamente. En este caso, en la Figura 4.13 la tensión de salida

reflejada en el primario de TR debe ser menor que VB ya que la pendiente de

la corriente iL1 en este intervalo es positiva.

t3 – t4.- Por simetría en éste intervalo sucede lo mismo que en (t1 – t2). En resumen,

en este intervalo se hace transferencia de energía mediante el efecto del


140

transformador de retroceso a través de TF2 y TF1. Este es el último

intervalo de análisis y a partir de aquí se repite el proceso.

VC

CC

CBVB

np1 np1

D2

D3

Vs

VF1 VF2

iL1 iL2

iC

is

iM5

TR

L1 L2

t0 – t1

VC

CC

CBVB

1 : nfDF1

DF2VF1 VF2

1 : nf

iL1 iL2

iDF1

iDF2

iC

TF1 TF2

L1 L2

t1 – t2

VC

CC

CBVB

np1 np1

D1

D4

Vs

VF1 VF2

iL1 iL2

iC

is

iM6

TR

L1 L2

t2 – t3

VC

CC

CBVB

1 : nfDF1

DF2VF1 VF2

1 : nf

iL1 iL2

iDF1

iDF2

iC

TF1 TF2

L1 L2

t3 – t4

Figura 4.14 Intervalos de operación en "Arranque II"

Para modo de conducción continuo (MCC) se aplica el balance voltios·segundos en

cualquiera de las bobinas de los convertidores de retroceso L1 o L2 en un período de

conmutación y se obtiene la ecuación (4.37). Esta ecuación define la tensión de salida

en el "Arranque II" en función de la tensión de entrada VB, ciclo de trabajo d y del

numero de vueltas en np y nf.

( )

pf

BC

n

d

n

ddV

V+

−=

212

(4.37)

Donde: 0 ≤ d ≤ 0,5

La ganancia del convertidor para el Arranque II esta definida como:

( )

pf

B

CF

n

d

n

dd

V

Vk

+−

==212

2 (4.38)


141

En la Figura 4.15 y en la Figura 4.16 se muestran las curvas de la ganancia del

convertidor en el Arranque II. Estas curvas se han obtenido utilizando la ecuación

(4.38). En la Figura 4.15, se mantiene np igual a uno y se varía nf. En la Figura 4.16, se

mantiene nf igual a uno y se varía np.

De las figuras se pueden establecer las siguientes afirmaciones:

• La máxima ganancia, se alcanza con el máximo ciclo de trabajo, (d = 50%).

• En todas las combinaciones de nf y np, la ganancia del convertidor siempre es

ascendente, pudiendo controlar correctamente el convertidor.

• La ganancia de un convertidor Reductor ó Buck se puede conseguir al hacer nf el doble de np.

• La máxima ganancia que se puede obtener para cualquier combinación

de relaciones de transformación de np y nf, es del doble de np. Esto se debe

a que para d = 50%, la ganancia deja de depender de d y se convierte en

una constante que vale 2np.

• Si np » nf la ganancia es prácticamente la de un convertidor de retroceso o flyback, sobre todo si el ciclo de trabajo esta muy cercano a cero.


142

Figura 4.15 Curvas de ganancia del convertidor en el Arranque II considerando np = 1 y para distintos valores de nf

Figura 4.16 Curvas de ganancia del convertidor en el Arranque II considerando nf = 1 y para distintos valores de np

0 0,1 0,2 0,3 0,4 0,5 0

0,5

1

1,5

2

Ciclo de trabajo d

nf = 0,1

nf = 0,5 nf = 1

nf = 2 nf = 4

nf = 8

nf = 40

0 0,1 0,2 0,3 0,4 0,5 0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10

Ciclo de trabajo d

Ganancia del convertidor

np = 0,1 np = 0,5

np = 1

np = 2

np = 4

Ganancia del convertidor


143

Dependiendo de la aplicación que se trate, se deberá seleccionar una combinación de

relaciones de transformación u otra. Sin embargo, por simplicidad, se pueden

considerar dos casos particulares de los cuales se puede seleccionar el más adecuado.

• Se puede colocar nf como el doble de np para tener la ganancia de un

convertidor Reductor. De esta manera, la ganancia del convertidor tendrá el

mismo valor para cada incremento del ciclo de trabajo. La ecuación (4.40)

muestra la ganancia del convertidor al colocar nf como el doble de np.

• De la ecuación (4.38), se observa que al igualar las relaciones de

transformación nf y np, se obtiene la ganancia de un convertidor de Retroceso

o flyback. La diferencia ante un convertidor de retroceso normal, es que se

obtiene el doble de la ganancia. La ecuación (4.42) muestra la ganancia del

convertidor al igualar las relaciones de transformación.

La tensión del convertidor para el Arranque II al igualar nf con el doble de np es:

dVnV BpC 4= (4.39)

Donde: 0 ≤ d ≤ 0,5

La ganancia del convertidor para el Arranque II al igualar nf con el doble de np es:

dnV

Vk p

B

CF 4'2 == (4.40)

Donde: 0 ≤ d ≤ 0,5

La tensión del convertidor para el Arranque II al igualar nf con np es:

( )d

dVnV BpC

−=

12 (4.41)

La ganancia del convertidor para el Arranque II al igualar nf con np es:

( )d

dn

V

Vk p

B

CF

−==

12''2 (4.42)

Donde: 0 ≤ d ≤ 0,5


144

En resumen, con el Arranque II el convertidor puede funcionar en régimen permanente

como cualquier otro convertidor (es decir, no es realmente un arranque). El

convertidor puede diseñarse de distintas formas, es decir, dependiendo de las

relaciones de transformación que se seleccionen para np y nf, la ganancia del

convertidor podrá ser la de un convertidor Reductor, la de un convertidor de Retroceso

o la propia del convertidor Retroceso-Elevador. La máxima ganancia que se alcanzará

en el convertidor será el doble del valor de np. Sin embargo, las corrientes y tensiones

en los componentes del convertidor serán las que se han mostrado en la Figura 4.13.

4.3.4.4 Simulación del Arranque II

De manera original, se realiza la simulación del convertidor puente completo con

rectificador doblador de corriente utilizando el Arranque II. El objetivo de ésta

simulación, es validar el análisis que se ha realizado del comportamiento de éste

convertidor con el arranque descrito. Principalmente, se pretende comprobar el

comportamiento de la corriente en las bobinas L1 y L2. Haciendo uso de ésta

herramienta de simulación, se pudo comprobar si la transferencia de energía se realiza

a través de los devanados auxiliares mediante el efecto Flyback y a través del

transformador principal como convertidor Boost o elevador.

El circuito de simulación utilizado, para obtener los resultados del comportamiento de

este convertidor, se muestra en la Figura 4.17. La simulación de éste convertidor como

de cualquier otro es útil, ya que en ocasiones se detectan modos de funcionamiento

que a simple vista un diseñador no toma en consideración. Sin embargo, la simulación

del convertidor no es el paso definitivo para dar por valido el funcionamiento del

arranque propuesto, sino un respaldo a la suposición teórica que se ha planteado en

este apartado y que se comprobará en un prototipo de laboratorio.

En la Tabla XX se muestran los datos de los parámetros que se utilizaron para la

simulación del convertidor.


145

Tabla XX Parámetros para la simulación del Arranque II

V B V C L 1 y L 2 C B C C n p n f

14V 400V 7,48uH 100uF 7,4uF 7 7

Para la simulación del convertidor, se utilizaron valores de inductancias y

condensadores de bajo valor. Esto se hizo con la finalidad de que la simulación no

tardase tanto en llegar al régimen permanente. De igual manera, las relaciones de

transformación np y nf se igualaron para simplificar el diseño del convertidor.

Vgs6

R11

0.1

RLs2

0.1Vgs5

VB

14Vdc

:T2

1

7

1 243

:

TR

1 7

1

2 4

3

CB

100u

:T1

1

7

1 243

R5

320

R6

0.144

L12

24mH

1

2

R7

0.05

Rfbp2

0.1

DbreakD2

DbreakD1

L1

7.48uH1 2

Dbreak

D50

R8

0.01

M5

IRF150

VC

4.7u

DbreakD3

R10

0.1

Dbreak

D60

DbreakD4

0

0

Rfbp1

0.1

M6

IRF150

L2

7.48uH1 2

RLs1

0.1

Vgs6

R11

0.1

RLs2

0.1Vgs5

VB

14Vdc

:T2

1

7

1 243

:

TR

1 7

1

2 4

3

CB

100u

:T1

1

7

1 243

R5

320

R6

0.144

L12

24mH

1

2

R7

0.05

Rfbp2

0.1

DbreakD2

DbreakD1

L1

7.48uH1 2

Dbreak

D50

R8

0.01

M5

IRF150

VC

4.7u

DbreakD3

R10

0.1

Dbreak

D60

DbreakD4

0

0

Rfbp1

0.1

M6

IRF150

L2

7.48uH1 2

RLs1

0.1

Figura 4.17 Esquema del circuito con el Arranque II para ser simulado en PSpice

De la simulación del convertidor con el Arranque II, se obtuvieron los siguientes

resultados.

En la Figura 4.18 y Figura 4.19 se muestra las señales que se obtienen de la

simulación del convertidor. De estas señales, se observa que haciendo una

comparación con las señales explicadas en la Figura 4.13, existe gran similitud y

sobretodo, en las suposiciones que se hacían de la manera en que fluye la corriente a

través de las bobinas y de los diodos flyback. Lo mismo sucede con las tensiones que

soportan tanto el MOSFET M5 como el MOSFET M6, así como la tensión que se

aplica a los terminales de las bobinas (Figura 4.19). Recordemos, que la tensión que se


146

aplica a los terminales de las bobinas, varía de acuerdo a la tensión de salida,

provocando que una de las pendientes de la corriente en las bobinas pueda ser

positiva, cero o negativa. En este caso, en las figuras mostradas, la pendiente de ésta

corriente, es cero, ya que es horizontal y la tensión que se aplica en este intervalo es de

0V.

Time

2.20ms 2.22ms 2.24ms 2.26ms

Corriente_en_diodo_D5

0.5A

1.0A

SEL>>

Corriente_en_bobina_L1

0A

5A

10A

Tension_drenador_fuente_de_M5

0V

20V

40V

Senal_de_control_para_M5

-20V

0V

20V

Figura 4.18 En orden descendente, Señal de control de M5, Tensión drenador fuente de M5, Corriente que fluye a través de L1 y Corriente que fluye a través del diodo Flyback

D5


147

Time

2.20ms 2.22ms 2.24ms 2.26ms

Tension_drenador_fuente_en_M5

0V

40V

SEL>>

Corriente_magnetizante_en_TF1

0A

5A

10A

Tension_aplicada_a_L1

-20V

0V

20V

Tension_en_primario_de_TR

-20V

0V

20V

Figura 4.19 En orden descendente, Tensión en primario del transformador principal TR, Tensión aplicada a la bobina L1, Corriente magnetizante que fluye a través de TF1

(corriente que crea el flujo ΦΦΦΦTF1) y Tensión drenador fuente de M5

En la Figura 4.19 se presenta la corriente magnetizante a través de TF1. Esta corriente,

es la que fluye a través del transformador TF1. Esta corriente ha sido representada, ya

que el flujo en el transformador TF1 es proporcional a esta corriente y en ella se puede

observar que el flujo no incrementa ciclo a ciclo de conmutación. También en esta

misma figura, se aprecia la tensión que se aplica en los bornes de la bobina L1, que en

este caso el la bobina magnetizante de TF1.

Por lo tanto, ya que la simulación del Arranque II corresponde con el análisis teórico

que se ha realizado del mismo, se puede establecer que el método propuesto para que

el convertidor arranque correctamente es válido. Únicamente solo resta su

comprobación mediante un prototipo físico.

De lo anterior se concluye que el Arranque II (propuesto de forma original) es apto

para ser implementado como alternativa de arranque en el convertidor puente

completo con rectificador doblador de corriente.


148

4.3.4.5 Función de transferencia del Arranque II


convertidor utilizando el Arranque II.



( )dn

Vd

n

VViL

f

C

p

CBL 212 −−

−=

•

(4.43)

( )R

Vd

n

id

n

iVC C

f

L

p

LC −−+=

•

2142 (4.44)

Al igual que en el apartado 4.3.3.1 en el que se obtuvo la función de transferencia del

convertidor en modo elevador normal, estas ecuaciones se resuelven para obtener la

función de transferencia en el Arranque II. Linealizando las ecuaciones, mediante los

pasos descritos desde la ecuación (4.9) hasta la ecuación (4.23), la función de

transferencia que se obtiene queda definida como:

( )

( ) ( )

1121412

·2

212

213

·2

1

1·12

282

4

21

122

002

0200

2

0

2

02

00

0

0

0

+

−−

−+

+

−+−+

+

−+

+

−

+−

−+

=∆

∆

dnnn

dnnn

sR

L

dn

dnn

d

n

d

sLC

s

Vnn

Vdnnn

nn

Li

n

d

n

d

Vnn

V

d

V

pfffpfffpp

C

pf

B

fpf

fp

L

pf

C

pf

B

C

(4.45)

Particularizando la función de transferencia para nf con el doble del valor de np en la

que la ganancia del convertidor es semejante a la de un convertidor reductor queda:

( )

( ) ( )1

1

··

1

1·12

4

0

2

2

0

2

0

0

+−

+−

+−

−

=∆

∆

d

sR

Ln

sd

LCn

sdV

Li

Vnd

V

pp

B

L

BpC

(4.46)


149

Particularizando la función de transferencia para nf igual a np en la que la ganancia

del convertidor es semejante a la de un convertidor de retroceso queda:

( )

( )( )1·

1322·

3522

1

1·

23

2

21

2

00

2

200

2

0

0

0

0

0

+−−

+−−

+

+

−

−

+=

∆

∆

sdd

R

L

sdd

LCn

s

n

VVd

Li

d

VVn

d

V

p

p

C

B

L

CBpC (4.47)


•

Li ,



+−

=

f

C

p

C

B

f

C

n

V

n

VV

n

V

d00

0

22

0 (4.48)



P

VR

C2

0= (4.49)

B

L V

Pi

20= (4.50)


En la ecuación (4.45) está definida la función de transferencia del convertidor para

funcionar en el Arranque II. Al mismo tiempo, se ha particularizado esta función de

transferencia para los casos descritos con anterioridad en los que la ganancia del


150

convertidor se asemejaba a la de un convertidor Reductor o a la ganancia de un

convertidor de Retroceso.

Con esta o estas funciones de transferencia, es posible cerrar el lazo de control del

convertidor para ciclos de trabajo inferiores al 50%.

4.3.5 Funcionamiento modo "Arranque – Normal"

En los apartados 4.3.3 y 4.3.4, se han explicado de manera detallada, el modo de

funcionamiento normal y los modos de arranque del convertidor en modo elevador. En

este apartado, se analizan las diferentes maneras de cómo diseñar el convertidor para

que pueda funcionar en cualquiera de ambos modos, Arranque y/o Normal.

Un modo de operación se ha denominado de Arranque, sin embargo, el convertidor

puede trabajar en ese modo de forma indefinida y régimen permanente. En este trabajo

se ha nombrado modo arranque, debido a que es un modo de operación previo al

funcionamiento del convertidor en modo elevador. Cualquiera de los dos arranques,

Arranque I y Arranque II puede funcionar con ciclo de trabajo inferior al 50%. El

Arranque I, puede funcionar con ciclo de trabajo mayor al 50%, pero el Arranque II

únicamente funciona para ciclo de trabajo menor o igual al 50%.

En la Tabla XXI, Tabla XXII y Tabla XXIII, se muestra un resumen de ecuaciones

para calcular la tensión de salida, ciclo de trabajo y ganancia del convertidor

respectivamente en modo Arranque y en el modo Normal.

Básicamente, existen dos formas de poner en marcha el convertidor puente

completo con rectificador doblador de corriente elevador. Estas se consiguen, al

combinar los dos modos de arranque (Arranque I y II) con el modo de operación

Normal.

Por lo tanto, las combinaciones son nombradas “Arranque I- Normal” y “Arranque II -

Normal”. En los apartados siguientes, se explica cada una de las combinaciones para

conseguir poner en marcha el convertidor.


151

Tabla XXI Tensión de salida del convertidor para los distintos modos de operación

n f ≠ n p n f = 2n p n f = n p

MODO ARRANQUE

TENSIÓN DE SALIDA EN CADA MODO DE OPERACIÓN

Arranque I

MODO NORMAL

Arranque II

d

dnVV fBC

−=

1

( )

pf

BC

n

d

n

ddV

V+

−=

212

dVnV BpC

−=

1

1

( )d

dVnV BpC

−=

12dVnV BpC 4=

Tabla XXII Ciclo de trabajo del convertidor para los distintos modos de operación

n f ? n p n f = 2n p n f = n p

CICLO DE TRABAJO EN CADA MODO DE OPERACIÓN

MODO ARRANQUE MODO NORMAL

Arranque I

Arranque II

−+

=

pFf nk

n

d12

2

1

2

+

=

1

1

1

F

f

k

nd

f

F

n

kd

4'2=

+

=

''2

21

1

F

p

k

nd

UP

p

k

nd −= 1

Tabla XXIII Ganancia del convertidor para los distintos modos de operación

n f ? n p n f = 2n p n f = n p

MODO ARRANQUE MODO NORMAL

GANANCIA EN CADA MODO DE OPERACIÓN

Arranque I

Arranque II

d

dn

V

Vk f

B

CF

−==

11

dn

V

Vk p

B

CUP

−==

1

1

( )

pf

B

CF

n

d

n

dd

V

Vk

+−

==212

2 dnV

Vk p

B

CF 4'2 ==

( )d

dn

V

Vk p

B

CF

−==

12''2


152

4.3.5.1 Arranque I - Normal

Este funcionamiento, es una combinación del Arranque I con el modo Normal de

operación del convertidor en modo elevador. Recordemos que en el caso de

convertidores elevadores, es necesario pre-cargar el condensador de salida hasta un

nivel de tensión adecuado para evitar una sobrecorriente.

Con el Arranque I, el convertidor comienza a funcionar como dos convertidores de

retroceso en paralelo a través de los devanados auxiliares. Después de un tiempo, y ya

que el condensador alcance un nivel de tensión adecuado, se efectúa una transición y

se pasa a funcionar como un convertidor elevador. La transición de un modo de

operación a otro, está relacionada con las relaciones de transformación np y nf. Estas

relaciones, determinan el momento en el cual se debe dejar de funcionar como dos

convertidores de retroceso en paralelo y comenzar a funcionar como un convertidor

elevador.

En el apartado 4.3.3, se estableció que el ciclo de trabajo mínimo con el que puede

funcionar el modo elevador normal es del 50% y que la mínima tensión de salida que

se obtiene con este ciclo de trabajo es del doble de la tensión de entrada. Como se

pretende utilizar el Arranque I para que la tensión del condensador de salida llegue a

un valor en el que el modo elevador pueda funcionar correctamente, se establece la

siguiente condición para calcular las relaciones de transformación np y nf que dice:

“La tensión de salida para d = 50% con el Arranque I, debe ser igual a la tensión de

salida en modo elevador cuando el ciclo de trabajo también es del 50%”

Por lo tanto, igualamos las ecuaciones (4.28) y (4.6) que definen la tensión de salida

en el Arranque I y en Modo elevador respectivamente:

d

nVd

dnV pBfB

−=

− 1

1

1

Sustituimos d = 0,5 y resolvemos para nf resultando:

pf nn 2= (4.51)

Con la consideración anterior, se consigue que la transición de un modo de operación

a otro se realice de manera correcta y que la ganancia del convertidor sea continua


153

para todo el rango del ciclo de trabajo. En la Figura 4.20 se muestran las curvas de la

ganancia del convertidor con la implementación del Arranque I para distintos valores

de np y con nf = 2np.

Figura 4.20 Ganancia del convertidor utilizando el Arranque I y considerando nf = 2np

Por lo tanto, la ecuación de la tensión en el convertidor para la transición utilizando el

Arranque I queda definida como:

15,01

1

5,001

2

≤≤−

≤≤−

=

dsid

Vn

dsid

dnV

V

Bp

pB

C (4.52)

Para conseguir que ésta transición se realice adecuadamente, es necesario implementar

un circuito que se encargue de cambiar las señales de control para que el convertidor

deje de funcionar como convertidor de retroceso y pase a hacerlo como convertidor

elevador. La necesidad de utilizar un circuito adicional para la detección del ciclo de

trabajo en 50%, complica el diseño del convertidor con el Arranque I.

0 0,2 0,4 0,6 0,8 1 0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20

Ciclo de trabajo d

Ganancia

Arranque I Flyback

0,5 Elevador

0,5

1 2

np = 3


154

En la Figura 4.21 se muestran las curvas de ganancia del convertidor en modo

elevador con el Arranque I, en estas curvas se utilizan distintos valores de nf para un

mismo valor de np. Los valores que se utilizan para nf son, nf = np, el segundo es nf =

2np (corresponde con la condición de la ecuación (4.51)) y por último un valor

superior al anterior, en este caso nf = 4np. De las curvas que se obtienen, se puede

observar que para la primera de ellas, la ganancia que se alcanza en la etapa de

arranque cuando el ciclo de trabajo es del 50% no es suficiente, al quedarse con una

ganancia de 10 siendo necesario de 20. Por otro lado, en el caso de que la selección de

nf sea cuatro veces el valor de np, entonces la ganancia que en éste caso se alcanza en

la etapa de arranque es superior a la ganancia que se debe tener al momento de hacer

la transición de una etapa a otra, en este caso la ganancia que se obtiene es de 40. Por

último y coincidiendo con la condición de que nf sea el doble de np, se observa que la

curva de la ganancia del convertidor de la etapa de arranque y la etapa permanente,

coinciden cuando el ciclo de trabajo es del 50%.

Si no se considerara nf como el doble de np, entonces la transición de la etapa de

arranque a la etapa permanente o normal se realizaría de forma inadecuada ya sea con

mayor o menor ganancia que la necesitada.


155

De lo anterior, se establece que no es conveniente utilizar valores diferentes de nf de

acuerdo a la condición establecida por la ecuación (4.51), de lo contrario las

transiciones no se harán de forma adecuada.

Figura 4.21 Ganancia del convertidor utilizando el Arranque I y considerando nf ≠ 2np

4.3.5.2 Arranque II - Normal

Con el Arranque II, el convertidor comienza a funcionar en cada período de

conmutación como un convertidor de retroceso y como un convertidor elevador

simultáneamente. Cuando el ciclo de trabajo alcanza el 50%, automáticamente el

convertidor deja de funcionar como convertidor de retroceso y elevador para hacerlo

únicamente como un convertidor elevador. La transición de un modo de operación a

otro, se hace de manera automática sin importar las relaciones de transformación np y

nf que se tengan.

En el apartado 4.3.4.3 se explicó el funcionamiento del Arranque II. En ese mismo

apartado, se observó que la ganancia del convertidor con d = 50% únicamente está

0 0,2 0,4 0,6 0,8 1 0 5 10 15 20 25 30 35 40 45 50

nf = np nf = 2np nf = 4np

Ciclo de trabajo d

Ganancia Total

Arranque I Flyback 0,5 Elevador


156

fijada por el doble del valor de np. Por lo tanto, no importa el valor que se seleccione

para nf, ya que con cualquiera que se escoja, la ganancia del convertidor siempre será

la misma en el momento de la transición (d = 50%). Esta es una ventaja que presenta

el Arranque II frente el Arranque I, ya que a diferencia del segundo, se puede

seleccionar libremente el valor de nf.

Una segunda ventaja que se presenta con el Arranque II, es que la ganancia del

convertidor en modo elevador para d = 50% es el doble del valor de np al igual que lo

es para el Arranque II en ese mismo ciclo de trabajo. Esto permite que la transición de

un modo de operación a otro sea cual sea el valor de np se realice de manera

automática. Esta transición resulta interesante, ya que no es necesario cambiar las

señales de control del convertidor para que siga funcionando correctamente como hay

que hacerlo en el Arranque I.

La influencia de las relaciones de transformación, únicamente determinan la forma en

la que crece la ganancia del convertidor en el arranque, ya que dependiendo de la

relación entre las relaciones de transformación, se puede conseguir que la ganancia del

convertidor aumente como la de un convertidor reductor (nf = 2np), como la de un

convertidor de Retroceso (nf = np) o propiamente como la de un convertidor

Retroceso-Elevador (nf ≠ np ≠ 2np). En la Figura 4.22 y en la Figura 4.23 se muestran

las curvas de las ganancias del convertidor en las que se aprecia la ganancia como

convertidor reductor y como convertidor de retroceso (Flyback) respectivamente.

Ambas figuras, se han representado para distintos valores de np. De la primera a la

segunda figura se puede observar que únicamente difieren en la forma en la que

incrementa la ganancia hasta que el ciclo de trabajo alcanza el 50%, ya que a partir de

este valor en adelante, se trata de las mismas curvas que definen el comportamiento

del convertidor en modo elevador. Estas curvas son solamente una particularización de

la ganancia del convertidor utilizando el Arranque II, lo cual no significa que por

fuerza deban ser utilizadas por el lector, simplemente, tal vez por su singularidad

resulte interesante tomarlas en cuanta.


157

Figura 4.22 Ganancia del convertidor utilizando el Arranque II y considerando nf = 2np con lo que el convertidor en el arranque se comporta como un convertidor reductor


Arranque II y particularizando para nf = 2np la tensión queda definida como:

15,0

1

1

5,004

≤≤−

≤≤

=dsi

dVn

dsidVn

VBp

Bp

C (4.53)

0 0,2 0,4 0,6 0,8 1 0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20

Ciclo de trabajo d

Gananci

a 0,5 Arranque II

Reductor Elevador

0,5

1 2

np = 3


158

Figura 4.23 Ganancia del convertidor utilizando el Arranque II y considerando nf = np con lo que el convertidor en el arranque se comporta como un convertidor Flyback


Arranque II y particularizando para nf = np la tensión de salida queda definida como:

15,01

1

5,001

2

≤≤−

≤≤−

=

dsid

Vn

dsid

dVn

V

Bp

Bp

C (4.54)

A continuación, se hace un resumen de las principales características que se tienen al

utilizar el Arranque I y el Arranque II en el convertidor.

Con la utilización del Arranque I se tienen las siguientes características en el

funcionamiento del convertidor:

• La relación de transformación de los devanados auxiliares nf debe ser fija y

valer 2np, para que la ganancia del convertidor sea la misma en el cambio de

modo retroceso a modo elevador.

0 0,2 0,4 0,6 0,8 1 0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20

Ciclo de trabajo d

Ganancia

0,5 Arranque II Flyback Elevador

0,5

1 2

np = 3


159

• Es necesario utilizar un circuito de detección para saber cuándo se ha

alcanzado el ciclo de trabajo del 50% para efectuar un cambio en las señales

de control del convertidor.

• Los flybacks están en fase lo que es peor para el filtro tanto de entrada como

de salida, a diferencia del Arranque II en el que los flybacks están desfasados

180º

Con la utilización del Arranque II se tienen las siguientes características en el

funcionamiento del convertidor:

• No importa la relación que exista entre np y nf, la ganancia del convertidor

siempre es la misma en el momento de pasar a funcionar como un convertidor

elevador. Esta ganancia es fija y esta determinada por el doble de np.

• El cambio de un modo de operación a otro, es decir del arranque al modo

normal, se realiza de manera automática sin la necesidad de circuitos de

detección del ciclo de trabajo.

• En este arranque los flybacks se encuentran desfasados 180º lo cual es mejor

para el filtro de entrada y de salida.

Dadas las características que presenta cada uno de los arranques en el

funcionamiento del convertidor, el autor estima que es más conveniente utilizar el

Arranque II debido a las ventajas que presenta para poner en marcha el convertidor

puente completo con rectificador doblador de corriente en modo elevador.

4.4 Puente completo y rectificador doblador de corriente

“Bidireccional”

En éste apartado se presenta de manera original, la topología del convertidor puente

completo con rectificador doblador de corriente para que sea bidireccional. Un análisis

de los aspectos y consideraciones principales que rigen el funcionamiento de éste

convertidor así como las restricciones de diseño que implica operar en ambas

direcciones se presenta en este apartado. Con este análisis se establece el criterio de

diseño de este convertidor para operar de forma bidireccional.


160

En la Figura 4.24 se muestra el convertidor con los elementos necesarios para operar

correctamente y transferir energía en ambas direcciones. Nótese que hay transistores

en ambos lados del transformador TR y que están colocados los devanados auxiliares

en la bobina L1 y L2 para arrancar correctamente en modo elevador.

VC

M1

M2

M3

M4

CC

CB

VB

np : 1

M5 M6

1 : nfDF1

DF2

Vs

VF1 VF2

1 : nf

VDSM5 VDSM6

TF1 TF2

TR

Vp

VDF1

VDF2

VDSM2

VDSM1

VDSM4

VDSM3

L1 L2

Figura 4.24 Esquema del convertidor puente completo cor rectificador doblador de corriente bidireccional

4.4.1 Análisis de la topología

Esta topología ha sido analizada por separado como convertidor reductor y como

convertidor elevador en los apartados 4.2 y 4.3 respectivamente. El análisis que se ha

realizado de la topología en cada caso, ha sido un análisis independiente en el que no

se ha tomado en consideración que el convertidor sería utilizado como convertidor

bidireccional. Por lo tanto, de los análisis realizados no se puede desprender aún un

criterio definitivo para diseñar correctamente la topología para transferir energía en

ambos sentidos. Es por ello que en el desarrollo de este apartado, se analizan las

características y restricciones de la topología funcionando como bidireccional.

Para que el convertidor funcione como reductor, no es necesario hacer cambios a la

topología puente completo con rectificador doblador de corriente, sin embargo, para


161

que pueda arrancar y transferir energía en modo elevador, fue necesario colocar

devanados auxiliares tal como se explicó en el apartado 4.3. Como estos devanados

aparecen en el convertidor propuesto para funcionar de forma bidireccional, es

necesario estudiar la influencia que estos ejercen cuando el convertidor funciona en

modo reductor.

Por lo anterior, dos aspectos son los que se consideran para analizar la topología como

convertidor bidireccional, estos son:

• Penalización de la bidireccionalidad

• Devanados auxiliares en modo reductor

4.4.2 Penalización de la bidireccionalidad

Es importante hacer un análisis de la penalización que se tiene en el convertidor al

tener que trabajar como convertidor bidireccional. La penalización está determinada

por los niveles de tensión que deben soportar los semiconductores de potencia del

convertidor. Estos niveles de tensión, dependen del modo de operación en que se

encuentre trabajando el convertidor pudiendo ser, modo reductor o modo elevador.

Dentro de un mismo período de conmutación, los componentes del convertidor están

sometidos a distintos niveles de tensión. En este caso, el nivel de tensión que nos

importa es el máximo que soporta cada componente.

En la Tabla XXIV se presenta un resumen de las ecuaciones para calcular las

tensiones de bloqueo para cada uno de los componentes del convertidor tanto para

modo reductor como para modo elevador.

Las tensiones de bloqueo son las máximas tensiones teóricas que se presentan en los

terminales de cada uno de los componentes en un determinado intervalo dentro del

período de conmutación.

En general, es deseable que las tensiones de bloqueo sean lo menor posibles de cara a

la selección de los componentes, ya que un mismo componente de potencia que

soporte más tensión que otro, tendrá peores características eléctricas. Por ejemplo, la

resistencia en conducción (RDSON) para los transistores MOSFETs, es mayor para

aquellos transistores que soporten mayor tensión entre drenador y fuente.


162

Tabla XXIV Tensiones de bloqueo en los componentes del convertidor

ARRANQUE NORMAL

M1 - M4

M5 y M6

DF1 y DF2

COMPONENTEMODO

REDUCTORMODO ELEVADOR

TENSIONES DE BLOQUEO

CV CV CV

p

C

n

V

p

C

n

V

f

CB n

VV +

BfC VnV +BfC VnV + BfC VnV +

Obsérvese, que tanto para modo reductor como para modo elevador y para todos los

componentes excepto para los MOSFETs M5 y M6, las tensiones de bloqueo son las

mismas en cada caso.

Lo anterior permite afirmar que, únicamente un par de componentes

semiconductores, en éste caso MOSFETs, se pueden penalizan al hacer funcionar

el convertidor de forma bidireccional.

4.4.3 Devanados auxiliares en modo reductor

Cuando el convertidor funciona en modo reductor, los diodos DF1 y DF2 no deben

conducir en ningún momento, sin embargo, por la forma en la que esta construido el

convertidor, cuando está funcionando en éste modo, es posible que conduzcan,

provocando que la energía regrese hacia la entrada a través de estos diodos. Si ésta

situación se presenta, el valor del rendimiento se vería afectado y disminuiría.

Si la diferencia de tensión entre el ánodo y el cátodo es positiva, los diodos pueden

entrar en conducción. Para evitar que esto se presente, es necesario establecer una

condición para la selección de nf ya que de ésta relación de transformación en los

devanados auxiliares, depende la tensión que se impone en el ánodo de los diodos.

Esta condición consiste, en limitar la tensión que aparece en el ánodo de los diodos a


163

como mucho el valor de la tensión de entrada, en éste caso la diferencia de tensión que

soportarían sería de 0V. Por lo tanto la inecuación (4.56) es la condición que se debe

cumplir para seleccionar el valor adecuado de nf y evitar que conduzcan los diodos

DF1 y DF2. El lado izquierdo de la inecuación es la tensión que se impone en el ánodo

de los diodos en dT para modo reductor y el lado derecho de la inecuación es la

tensión a la que siempre están conectados los cátodos de los diodos.

CfBp

C VnVn

V≤

− (4.55)

Resolvemos para nf quedando:

−

≤

Bp

C

Cf

Vn

V

Vn (4.56)

Esta es la única condición de diseño que se debe satisfacer en el convertidor puente

completo con rectificador doblador de corriente para que pueda funcionar

correctamente como un convertidor bidireccional junto con los métodos de

arranque descritos en el apartado anterior.

4.4.4 Diseño del convertidor para funcionar bidireccionalmente

De forma general, el diseño del convertidor puente completo con rectificador doblador

de corriente bidireccional utiliza los mismos criterios que se establecen para diseñar

cualquier convertidor en modo reductor y cualquier convertidor en modo elevador.

Únicamente, se debe cuidar el diseño de los devanados auxiliares de acuerdo a la

condición establecida en la inecuación (4.56). De igual manera, la selección y cálculo

del resto de componentes se hace de acuerdo al criterio que a continuación se describe.

4.4.5 Cálculo de la relación de transformación np

La relación de transformación np afecta directamente en el funcionamiento del

convertidor al estar involucrada para el cálculo de tensiones de bloqueo, inductancias

y por lo tanto, las corrientes en todos los componentes del convertidor. Por esta razón,


164

para seleccionar el valor de esta relación de transformación, se debe tener un

compromiso con todos los factores mencionados y seleccionar el que mejores

prestaciones tenga para el convertidor.

En el caso del convertidor puente completo con rectificador doblador de corriente

bidireccional, quienes se encargan de determinar el valor de la relación de

transformación np principalmente son los factores siguientes:

• Márgenes de tensión de operación.- De acuerdo a los márgenes de tensión con los que deba funcionar el convertidor, se debe seleccionar el valor

adecuado de np para que los ciclos de trabajo que resulten sean de valores

aceptables. Habrá valores de np no válidos porque el convertidor no sería

capaz de dar los márgenes requeridos.

• Tensión de bloqueo.- De igual manera, la selección de np debe ser un

compromiso en el que la tensión de bloqueo de los componentes sea lo menor

posible para poder seleccionar dispositivos de baja resistencia en conducción

y bajas capacidades parásitas en el caso de los MOSFETs. Los MOSFETs que

se ven afectados con la selección de np son M5 y M6.

• Cálculo de pérdidas.- Por último, para determinar el valor adecuado de la relación de transformación, se debe realizar un análisis de las pérdidas que se

producen en los dispositivos del convertidor para los posibles valores de np y

seleccionar el que menores pérdidas presente para el convertidor. Se hará de

forma experimental mediante la utilización de una hoja de cálculo de

MathCAD.

4.4.6 Cálculo de tensiones

Este convertidor debe ser capaz de funcionar para un margen de tensiones de entrada y

proporcionar otro margen de tensiones de salida lo que ocasiona que los componentes

como diodos y MOSFETs soporten distintos valores de tensión al tener tensiones de

entrada y salida mínimas y máximas. La selección de estos componentes se debe hacer

considerando la tensión de bloqueo crítica, es decir, la máxima tensión que soportan

para las distintas combinaciones de tensiones de entrada y salida. En la Tabla XXV se

muestra un resumen de las tensiones de bloqueo críticas que se presentan en los


165

componentes de potencia del convertidor. Con estos valores de tensión se seleccionan

los transistores y diodos del convertidor con un margen de seguridad debido a las

sobretensiones que generan las inductancias de dispersión.

Tabla XXV Tensiones críticas de bloqueo del convertidor puente completo con rectificador doblador de corriente bidireccional

M1 a M4

M5 y M6 y

DF1 y DF2

COMPONENTE TENSIÓN

TENSIONES DE BLOQUEO CRÍTICAS

maxCV

maxmax BpC VnV +

f

C

B n

VV max

max+

p

C

n

Vmax

4.4.7 Cálculo de corrientes

En el convertidor se calculan las corrientes promedio y eficaces de cada uno de los

componentes cuando opera en modo reductor y en modo elevador. Estos valores de

corriente se obtienen mediante una hoja de MathCAD la cual es utilizada para calcular

los parámetros y pérdidas del convertidor en un modo de operación o en otro. El valor

de las corrientes que circulan a través de los componentes del convertidor, dependen

de la potencia de diseño y del valor de inductancia que tienen las bobinas L1 y L2.

4.4.7.1 Cálculo de las bobinas L1 y L2

Para calcular el valor de las bobinas del convertidor, se pueden considerar varios

criterios, desde preseleccionar un valor de inductancia, un valor en el rizado de la

corriente u optimizar el valor de las corrientes promedio y eficaces para alcanzar un

mínimo de pérdidas en los componentes del convertidor. En este caso, como las

bobinas están colocadas en la salida de baja tensión del convertidor lo que más


166

importa es construirlas de manera que tengan el mínimo número de vueltas posible

para reducir la resistencia en continua y para que el camino por el que circulen las

altas corrientes sea lo más corto posible. Por esta razón, el rizado que se propone

utilizar para calcular las bobinas en este caso particular es del 100% de la corriente de

salida para con ello necesitar un bajo valor de inductancia que se alcance fácilmente.

La ecuación (4.57) sirve para calcular el valor de la inductancia de las bobinas del

convertidor con un rizado del 100% pico a pico. Se calcula para la corriente nominal

de salida.

fcV

VnV

PL

C

BpB

12

max

3

max2

max

−= (4.57)

Donde:

L = Inductancia de las bobinas L1 y L2 (H)

P = Potencia del convertidor (W)

VBmax, VCmax = Tensiones de entrada y salida máximas (V)

fc = Frecuencia de conmutación (Hz)

np = Número de vueltas del transformador principal

4.4.8 Cálculo de los condensadores

El cálculo de los condensadores, se hace fijando un rizado de tensión del 1% al

tratarse de aplicaciones de Cargador/Descargador de baterías e integrando la corriente

que circula a través de ellos, para obtener así, el valor del respectivo condensador.

4.4.9 Cálculo de transformadores

Para diseñar el transformador y las bobinas se utiliza una herramienta para ordenador

llamada "PExprt" que es empleada para el diseño y modelado de componentes

magnéticos. A continuación se detallan las características de los transformadores que

se utilizan en el convertidor.


167

• Transformador principal TR.- Para calcular el transformador principal TR se dan como entrada las tensiones de operación, la potencia de operación, el

ciclo de trabajo y la relación de transformación en cualquiera de los modos de

funcionamiento, ya sea modo reductor o elevador. Los criterios fundamentales

para la selección y construcción del transformador principal fueron dos, el

primero de ellos fue seleccionar el núcleo de menor tamaño posible para la

potencia seleccionada y el segundo criterio fue seleccionar el que menores

pérdidas presentase dentro de un tamaño razonable.

• Transformadores TF1 y TF2.- En realidad estos transformadores son las bobinas principales L1 y L2 en modo Reductor y también lo son en modo

Elevador-Normal. Sin embargo, funcionan como transformadores de retroceso

en el arranque del modo Elevador. Este hecho, complica su diseño al tener que

considerar ambos modos de operación, aunque es verdad que el arranque solo

se hace en un tiempo pequeño comparado con el tiempo que deben estar

funcionando en modo reductor o en modo elevador normal. Esto obliga a

pensar en un diseño que sea lo mejor posible para ambas condiciones de

operación.

Para la construcción de los transformadores TF1 y TF2 se utilizan núcleos

toroidales Kool Mu. La ventaja que presenta la utilización de este tipo de

núcleos, es que se alcanzan altos valores de inductancia con un mínimo de

vueltas, lo cual se traduce en una menor resistencia en continua en las bobinas.

4.5 Diseño y particularización del concepto bidireccional

Para validar la topología del convertidor bidireccional puente completo con

rectificador doblador de corriente y con arranque en modo elevador, se construyó un

prototipo de laboratorio en el que se verifica el concepto de funcionamiento. Este

convertidor al ser un prototipo diseñado y construido en el laboratorio, tiene la

desventaja de no poder disipar las pérdidas que se generarían para una potencia de

entre 1,5kW y 2 kW típicas de la aplicación. Esto es debido a que en prototipos de

estas potencias, los diseños se hacen para tener sistemas de refrigeración por aire

forzado o por sistemas de refrigeración con agua lo que facilita la evacuación del

calor.


168

La construcción de éste prototipo a pesar de ser de menor potencia, es suficiente

para validar el concepto de la bidireccionalidad de la topología.

El diseño de este convertidor, esta pensado para aplicaciones en las que se tengan que

manejar tensiones de entrada y salida con una gran relación entre ellas. En este caso, la

aplicación en particular en la que se pretende aplicar este convertidor bidireccional, es

en el sistema eléctrico de Vehículos Híbridos (VH). Tal como se explicó en el

apartado 1.2, las tensiones en este tipo de vehículos deben ser la de una batería de baja

tensión (12V) y la de un bus de alta tensión (400V). De igual manera, al tratarse de

una aplicación en la que se involucra a baterías, los rizados de tensión del convertidor

no deben ser excesivos para evitar dañar a éstas.

En la Tabla XXVI se muestran las especificaciones de diseño del convertidor, esta

tabla muestra que las tensiones de funcionamiento del convertidor son las mismas que

para cualquier otro prototipo para aplicaciones de Vehículos Híbridos.

Tabla XXVI Especificaciones de diseño del convertidor Bidireccional Puente Completo y Rectificador Doblador de Corriente

VC 260 V - 416 V

VB 10 V - 16 VP 150 Wfc Frecuencia CTE.

Rizado VB 1% (0,1V pico a pico)

Rizado VC 1% (4,16V pico a pico)

ESPECIFICACIONES DE DISEÑO

4.5.1 Cálculo de las relaciones de transformación np y nf

En el apartado 4.4.5 se determinó el procedimiento que se debe seguir para determinar

el valor adecuado de np. En el caso de nf, en el apartado 4.4.3 se fijó una condición

para garantizar que el convertidor funcione correctamente en forma bidireccional. Esta

condición esta definida por la inecuación (4.56) que a continuación se vuelve a

mostrar:


169

−

≤

Bp

C

Cf

Vn

V

Vn

4.5.1.1 Ciclo de trabajo y tensiones de operación

Para calcular el número de vueltas np que se puede colocar en modo reductor y en

modo elevador, utilizamos las ganancias del convertidor en cada modo de

funcionamiento. Con los valores de las ganancias mínima y máxima, construimos una

gráfica en modo reductor y otra en modo elevador para determinar los posibles valores

que puede tomar np en ambos modos de operación de acuerdo a las tensiones de

operación.

Con los datos de la Tabla XXVI se calcula la ganancia mínima y máxima en modo

reductor y modo elevador quedando:

• Ganancias mínima y máxima en modo reductor:

024,0416

10

max

minmin ===

V

V

V

Vk

C

BD

0615,0260

16

min

maxmax ===

V

V

V

Vk

C

BD

• Ganancias mínima y máxima en modo elevador:

25,1616

260

max

minmin ===

V

V

V

Vk

B

CUP

6,4110

416

min

maxmax ===

V

V

V

Vk

B

CUP


170

En la Figura 4.25a), el valor de np puede adoptar los valores desde 1 hasta 8 (con este

valor, el ciclo de trabajo que se tendría en modo reductor sería del 100% para kDmax).

De igual forma, en la Figura 4.25b) el valor de np puede adoptar los valores desde 1

hasta 8 (con este valor, el ciclo de trabajo en modo elevador sería del 50% para kUPmin).

a)

b)

Figura 4.25 Valores que puede adoptar np para a) Modo reductor y b) Modo elevador

En el caso del convertidor reductor, no es posible mantener un ciclo de trabajo del

100% como funcionamiento de modo permanente, por esta razón, np solo puede

adoptar los valores de 1 a 7. En modo elevador, para garantizar que el convertidor

proporcione todo el rango de ganancia, como valor máximo de np se puede seleccionar

8. Por ende y para que el valor del ciclo de trabajo no sea del 100% en modo reductor

y al mismo tiempo se satisfagan los valores que pueden ser tomados en modo

elevador, los valores de np están comprendidos entre los valores de la siguiente

inecuación:

71 ≤≤ pn (4.58)

Para calcular nf, resolvemos la inecuación (4.56) en la que sustituimos los valores de la

Tabla XXVI y los posibles valores de np.

0 0,2 0,4 0,6 0,8 1 0

0,02

0,04

0,06

0,08

0,1

np = 2 np = 4 np = 6 np = 8

Ciclo de trabajo d

Ganancia

k D

kDmin

kDmax

0,5 0,6 0,7 0,8 0,9 1 0

10

20

30

40

50

Ciclo de trabajo d

Ganancia

k UP

kUPmin

kUPmax

np = 2 np = 4 np = 6 np = 8


171

De la sustitución de estos valores se obtiene la Figura 4.26. En esta Figura, se aprecian

los máximos valores que puede tomar nf de acuerdo a cada valor de np. Por ejemplo, si

se selecciona np = 5, nf podrá adoptar cualquier valor igual o inferior a 6. Por lo tanto,

los valores que puede tomar nf, estarán siempre limitados a cumplir con la condición

establecida en la inecuación (4.56) y no podrán ser seleccionados de manera arbitraria.

Figura 4.26 Valores de nf en función de np y de las tensiones de operación para cumplir con la condición de bidireccionalidad en el convertidor

4.5.1.2 Cálculo de las tensiones de bloqueo

El siguiente paso, para determinar np según se explica en el apartado 4.4.5, es calcular

las tensiones de bloqueo críticas en los componentes del convertidor en los que

intervienen las relaciones np y nf. Las tensiones de bloqueo críticas, están determinadas

en la Tabla XXV. Únicamente se analizan las tensiones de bloqueo para los posibles

valores de np y nf.

En general, tal como se mencionó con anterioridad, conviene que las tensiones de

bloqueo en los componentes sean lo menor posibles para seleccionar componentes

de mejores prestaciones eléctricas.

• Tensión de M1 a M4.- Tal como se aprecia en la Tabla XXV, la máxima tensión de bloqueo que se tendrá para los MOSFETs M1 a M4, será el

máximo valor de VC. En este caso, no importa el valor que se escoja para las

relaciones de transformación np y nf, ya que estos interruptores siempre

soportarán el mismo valor de tensión.

0 1 2 3 4 5 6 7 8 0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10

Relación de transformación np

Rel

ació

n de

tran

sfor

mac

ión

nf


172

• Tensión de DF1 y DF2.- Para el caso de los diodos DF1 y DF2 y sustituyendo las especificaciones de diseño del convertidor, la tensión de bloqueo que

corresponde para los posibles valores de np y con las tensiones de diseño, se

obtiene la Figura 4.27, en la que se observa que para cualquiera de los valores

de np, la tensión de bloqueo esta comprendida entre 400V y 600V lo que

obliga en cualquier caso a utilizar diodos de 600V.

Figura 4.27 Tensión de bloqueo para los diodos DF1 y DF2 para los posibles valores de np

• Tensión de M5 y M6.- En este caso en particular, se pretende colocar interruptores MOSFET en M5 y M6 de baja tensión drenador-fuente (máximo

100V). Para conseguir este objetivo, se observa cuales son los posibles valores

de np y/o nf que se pueden seleccionar. En la Figura 4.28 se muestra la curva

de la tensión de bloqueo que se presenta en los MOSFETs M5 y M6 cuando el

convertidor opera en modo reductor o en modo elevador. En esta curva, se

aprecia que si se desean utilizar MOSFETs de 100 voltios, será necesario

seleccionar np para valores mayores o iguales a 6. En éste caso, los únicos

valores que se pueden seleccionar son 6 y 7 debido a la limitación de np para

el ciclo de trabajo en modo reductor. En el caso de la tensión que soportan

estos mismos MOSFETs pero por parte de los devanados auxiliares (Figura

4.29), se pueden escoger valores para nf mayores o iguales a 7, pero como

mucho hasta 9 debido a la condición que se debe satisfacer para la

bidireccionalidad del convertidor. Esta tensión la soportan los MOSFETs

cuando el convertidor funciona en el arranque como un convertidor Flyback.

0 2 4 6 8 10 0

200

400

600

np


173

Por lo tanto, los valores que pueden adoptar tanto np como nf, para garantizar

que las tensiones de bloqueo en los MOSFETs M5 y M6 sean inferiores a

100V son:

76 ≤≤ pn (4.59)

96 ≤≤ fn (4.60)

Figura 4.28 Tensión de bloqueo crítica en M5 y M6 para modo reductor y elevador

Figura 4.29 Tensión de bloqueo crítica en M5 y M6 para modo arranque (Flyback)

4.5.1.3 Calculo de pérdidas en el convertidor

Una vez realizado el análisis de los posibles valores que puede tomar np, el siguiente

paso consiste en determinar cual es la mejor relación de transformación para que sea

ésta la que se seleccione. La manera correcta de hacerlo es implementando las

ecuaciones de las corrientes y tensiones del convertidor en un programa o una hoja de

cálculo, para que sea con este programa u hoja de cálculo con la que se determinen las

pérdidas a través de los semiconductores (pérdidas de conducción, conmutación,

encendido-apagado y las de convivencia corriente-tensión). En este caso, la

implementación fue hecha en una hoja de de cálculo con el programa MathCAD. Esta

hoja de cálculo esta incluida en el ANEXO II de este documento.

La manera correcta de calcular las pérdidas, es variando los posibles valores de np e

intercambiando los semiconductores para que se pueda hacer un análisis cuantitativo

de los resultados y seleccionar de éste modo el valor más adecuado de np. En este caso

0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 0

100

200

300

400

500

np

Tensión de bloqueo (Voltios)

0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 0

100

200

300

400

nf

Tensión de bloqueo (Voltios)


174

en particular, los mejores resultados que se obtuvieron y de acuerdo a los datos de la

Tabla XXVI, fueron para np = 7, ya que con este valor las pérdidas del convertidor

fueron mínimas.

Para la selección de un valor para nf, es necesario determinar qué tipo de arranque se

implementará en el convertidor. En el apartado siguiente, de entre los posibles valores

de nf, se determina el valor más adecuado.

4.5.2 Selección del arranque en modo elevador

Tal como se explicó en el apartado 4.3.4, cuando el convertidor funciona en modo

elevador, es posible implementar el arranque de éste de dos formas distintas, Arranque

I y Arranque II.

Para implementar adecuadamente el Arranque I, es necesario que la relación de

transformación en nf, sea el doble de np. Esto con la finalidad de que en el momento de

la transición de un modo de operación a otro (d = 50%), la transición se realice de

forma adecuada. En el caso del Arranque II, se pueden seleccionar valores de np y nf

sin seguir ninguna restricción entre ellos.

Al mismo tiempo, se recordará que el Arranque II frente el Arranque I, presenta

mejores prestaciones de implementación física al no tener que hacer cambio en las

estrategias de las señales de control y al hacer el cambio de un modo de operación a

otro de forma automática conforme aumenta el ciclo de trabajo desde 0 a 100%.

Por lo tanto se considera la implementación del Arranque II como la opción idónea

para esta aplicación. De este modo su puesta en marcha permitirá demostrar que es

un nuevo modo de funcionamiento y que es adecuado para el arranque de este

convertidor en modo elevador. De igual manera su puesta en marcha es una

aportación original, ya que hasta el momento en ninguna bibliografía se ha

encontrado su análisis y diseño.

El Arranque II cuenta con dos casos particulares, uno de ellos es cuando la ganancia

del convertidor se puede comportar como la de un convertidor reductor. En este caso

nf debe ser el doble de np. El otro caso, se presenta cuando nf es igual a np, de este

modo, la ganancia del convertidor se comporta como la de un convertidor de retroceso

ó flyback. Sin embargo y dado que el valor de nf no puede tomar el doble de np por la


175

condición de bidireccionalidad en el convertidor. Se iguala la relación de

transformación de los devanados auxiliares con np. De esta manera, el valor de nf es:

7== pf nn (4.61)

4.5.3 Control del convertidor bidireccional

Para implementar el control de forma bidireccional, es necesario hacerlo en dos partes

por separado, un control para el convertidor funcionando en modo reductor y un

control distinto para el modo elevador. En el caso del convertidor en modo reductor,

en el apartado 4.2.3.1 se explicó la manera de implementar el control utilizando el

controlador de TEXAS INSTRUMENT (TI) llamado UC3875 que es utilizado para

controlar circuitos de puentes completos aplicando control por desplazamiento de fase.

En este caso, la implementación del control en modo reductor resulta sencilla. Al

mismo tiempo, se deben incluir los circuitos necesarios para generar las señales de

rectificación síncrona en este modo de funcionamiento.

En el caso del convertidor funcionando en modo elevador y dado que el método

seleccionado para arrancar el convertidor fue el Arranque II, las señales de control que

se necesitan son dos y deben estar desfasadas 180º. En estas señales de control, el

ciclo de trabajo debe incrementar simultáneamente desde 0 hasta 100%.

En esta aplicación en particular, el autor para conseguir las dos señales de control,

emplea dos controladores UC3825 de Texas Instrument. En la Figura 4.30 se muestra

el diagrama de bloques que se utiliza para implementar el control en modo elevador

empleando dichos controladores. Sin embargo, para conseguir estas dos señales de

control de una manera más sencilla, existen otros controladores para convertidores

Multifase que proporcionan múltiples salidas y desfasadas entre ellas. Estos

controladores son por ejemplo el LTC1629 de Linear Technology para 2 fases, y el

TPS40090 de Texas Instrument para 2, 3 y 4 fases.

El funcionamiento del control en modo elevador utilizando dos controladores

UN3825 se explica a continuación. El controlador llamado "Arranque", se encarga

como su nombre indica, de generar las formas de onda del arranque. Estas formas de

onda van desde 0 hasta 50% del ciclo de trabajo total del convertidor. Una vez que se

ha alcanzado el 50% del ciclo de trabajo, un circuito generado a partir de puertas


176

lógicas, se encarga de activar el segundo controlador llamado "Normal". Esta

activación se hace a través del pin SS (Soft Start). El segundo controlador, es el que se

encarga de controlar la tensión de salida en modo normal. Las dos salidas del

controlador "Normal" se suman entre si, para dar paso a una señal que se denomina

"dN". Esta señal "dN", a su vez se suma con cada una de las señales del controlador

"Arranque" (dA1 y dA2), de este modo se consiguen las dos señales que controlan el

convertidor en modo elevador. En la Figura 4.31 se muestra el conjunto de formas de

onda que proporciona cada controlador, las señales dA1, dA2, la señal dN, y las señales

M5 y M6 que controlan a sus respectivos MOSFETs.

UC3825(Normal)

UC3825(Arranque)

Error

SINCRO

Ref

PUENTEDE

RECTIFICACIÓN

VCVBDOBLADOR

DECORRIENTE

dA1

SS

dN

M6 = dA2 + dN

ARREGLO DEPUERTASLÓGICAS

dA2

M5 = dA1 + dN

Figura 4.30 Diagrama de bloques para el control en modo elevador


177

t

t

t

t

t

t

t

ARRANQUE

NORMAL

dN

dA1

M5

T

dT

dA1 + dN

dA2

dA2 + dNM6

Figura 4.31 Formas de onda para el modo elevador utilizando el Arranque II a partir de dos controladores UC3825

4.6 Resultados experimentales

Se ha construido un prototipo que corresponde a la topología puente completo y

rectificador doblador de corriente presentada en este capítulo. Se ha diseñado y

construido la etapa de potencia (Figura 4.32) y el control, en el laboratorio de la

División de Ingeniería Electrónica para validar el concepto de funcionamiento de esta

nueva topología como bidireccional. La potencia para la que ha sido construido es de

150W, en esta topología se ha implementado el que en esta tesis se ha llamado

Arranque II. Se le han practicado las pruebas como convertidor reductor, convertidor

elevador y se ha puesto a funcionar de manera permanente en la etapa del Arranque II

obteniendo en los tres casos buenos resultados.


178

Figura 4.32 Aspecto de la etapa de potencia del convertidor Puente completo y rectificador doblador de corriente

En la Figura 4.33 se muestra la etapa de potencia del convertidor puente completo y

rectificador doblador de corriente para funcionar en modo reductor. En el Anexo III se

presenta la lista de los componentes del convertidor, así como el correspondiente

layout de la placa de potencia.

VC

M1

M2

M3

M4

CC

CB

VB

np : 1

M5 M6

1 : nfDF1

DF2

1 : nf

TF1 TF2

TR

L1 L2

Vp

ip

iL1 iL2

Figura 4.33 Etapa de potencia del prototipo experimental realizado con la topología puente completo y rectificador doblador de corriente bidireccional

Las especificaciones y datos de diseño más significativos se dan a continuación:


• Voltaje en el condensador o batería de alta tensión: VC = 260V...416V con

rizado del 1% pico a pico (tensión de operación típica 400V)


179

• Voltaje en batería de baja tensión: VB = 10V...16V con rizado del 1% pico a

pico (tensión típica de operación 12V)

• Frecuencia de conmutación: fc = 100kHz

• Relación de transformación en transformador principal: np = 7

• Relación de transformación en devanados auxiliares: nf = 7

• Inductancia de las bobinas del convertidor: L1 = L2 = 7,48uH

• Condensador de alta tensión: CC = 3uF

• Condensador de baja tensión: CB = 100uF

A continuación se presentan los correspondientes resultados del convertidor para cada

uno de los modos de operación.

4.6.1 Resultados modo reductor

Control: Tal como se explicó en el apartado del convertidor en modo reductor, el

control de este convertidor se realizó con el controlador UC3875. De este controlador

se obtuvieron las señales para controlar el convertidor en modo reductor. Fue

necesaria la utilización de circuitos disparadores (drivers), para garantizar que los

MOSFETs de alta tensión se mantuvieran apagados cuando no debían conducir. Estos

circuitos disparadores, encienden y apagan los interruptores MOSFETs con tensión

positiva y negativa respectivamente, estos circuitos son utilizados en la División de

Ingeniería Electrónica (DIE) cada vez que se usan MOSFETs de alta tensión.

En la Figura 4.34 se muestra una fotografía del circuito disparador que se conecta

directamente en las terminales de los MOSFETs de alta tensión.


180

Figura 4.34 Circuito disparador utilizado para MOSFETs de alta tensión (cara anterior y posterior de la placa del disparador)

En la Figura 4.35 se muestran las señales de puerta de los cuatro interruptores

MOSFETs del puente completo.

Rectificación Síncrona: Para el circuito de control en modo reductor, se utilizó

rectificación síncrona en los interruptores de baja tensión (M5 y M6), esto se hizo con

la finalidad de reducir las pérdidas de estos interruptores. En la Figura 4.36 se

muestran las señales de la rectificación síncrona junto con dos de las señales del

puente completo.

Figura 4.35 Señales de control para los MOSFETs de alta tensión Ch1=M1,

Ch2=M2, Ch3=M3 y Ch4=M4

Figura 4.36 Señales de control para la rectificación síncrona Ch1=M1, Ch2=M2,

Ch3=M5 y Ch4=M6

El convertidor en modo reductor fue probado en distintos puntos de operación para

comprobar su adecuado funcionamiento. Debido a que el convertidor tiene

implementada rectificación síncrona en los interruptores M5 y M6, la corriente en las

bobinas L1 y L2 se puede hacer negativa si la carga es baja.


181

En la Figura 4.37, se muestran las señales para una tensión de entrada VC = 400V y

una tensión de salida VB = 12V. En esta Figura la corriente de las bobinas se hace

negativa lo cual indica que se esta operando con muy baja carga. La Figura 4.38,

tienen las mismas señales que la figura anterior, pero en esta otra la tensión de entrada

es de VC = 260V y para la misma tensión de salida VB = 12V. En esta Figura, las

corrientes han dejado de ser negativas debido a que se demanda mayor potencia a la

salida.

Figura 4.37 (5µs/div) Ch1(10V/div) = Disparo en M1, Ch2(500V/div) = Tensión

en Vp, Ch3(5A/div) = Corriente en L1 Ch4(5A/div) = Corriente en L2

Figura 4.38 (5µs/div) Ch1(10V/div) = Disparo en M1, Ch2(500V/div) = Tensión

en Vp, Ch3(10A/div) = Corriente en L1 Ch4(10A/div) = Corriente en L2

Desequilibrio de corrientes: El control del convertidor no fue realizado utilizando los

métodos de control por corriente. La tensión de salida se modificó manualmente por

medio de un potenciómetro. De igual manera, no se colocó condensador en serie con

el transformador para evitar el desequilibrio de la corriente en las bobinas del

convertidor. En estas condiciones de funcionamiento, puede haber un desequilibrio en

las corrientes del convertidor el cual se compensa con las resistencias parásitas del

transformador y las bobinas. En la experimentación, no se presentó problema por

pequeños desequilibrios que se presentaron en las corrientes. En la Figura 4.39 se

muestran la tensión Vp del transformador principal, la corriente ip y la corriente en L1 y

L2 para VC = 400V, VB =12V y con una potencia de salida de 150W. En esta figura,

realizó la lectura de la corriente promedio por cada bobina. Ambas corrientes eran

distintas debido a pequeñas variaciones del ciclo de trabajo ocasionadas por los


182

retrasos de cada señal. A pesar de las diferencias en los ciclos de trabajo y del

desequilibrio de corriente en el convertidor, la operación del mismo no presentó mal

funcionamiento. Las lecturas registradas para cada una de las bobinas en estas

condiciones de operación fueron de 5,66A para iL1 y de 6,56A para iL2.

Figura 4.39 (10µs/div) Ch1(2A/div) = Corriente ip, Ch2(500V/div) = Tensión en Vp, Ch3(10A/div) = Corriente en L1 Ch4(10A/div) = Corriente en L2

Rendimiento: El rendimiento del convertidor, está obtenido para distintas tensiones

de entrada, distinta potencia de salida y para la tensión típica de baja tensión (VB =


Tabla XXVII. Este rendimiento es únicamente de la etapa de potencia, ya que la etapa

de control esta alimentada por un circuito independiente. El máximo rendimiento del

convertidor es del 93,6% (74W y 260V). Los datos mostrados en la Tabla XXVII se

muestran gráficamente en la Figura 4.40. Se puede observar de esta Figura, que el

rendimiento está comprendido entre el 87% y 93,6%. Los valores de rendimiento más

altos se alcanzaron para la menor tensión de entrada.


183

Tabla XXVII Rendimientos medidos sobre el prototipo en función de la tensión de entrada y de la potencia de salida

η(%)

P 400V 330V 260V51 W 89,74 91,06 92,3361 W 91,33 92,07 93,6274 W 92,02 93,30 93,6186 W 91,50 92,22 92,4099 W 89,78 90,30 91,74

109 W 88,12 88,86 90,95120 W 87,40 88,62 90,94143 W 87,29 88,76 90,77


85

87

89

91

93

95

50 70 90 110 130 150


Ren

dim

ien

to (%

)

VC=400V Vc=330V Vc=260V


En general, el convertidor opera adecuadamente dentro de los márgenes de tensión de

entrada. Esto permite considerar a la topología puente completo y rectificador

doblador de corriente adecuada para la aplicación de un convertidor bidireccional en

modo reductor.


184

4.6.2 Resultados del funcionamiento permanentemente en el arranque

Tal como se explicó en el apartado 4.3.4, tanto el Arranque I como el Arranque II,

pueden funcionar de manera permanente para ciclos de trabajo inferiores al 50%. En

esta tesis doctoral, se utiliza el arranque que el autor ha denominado Arranque II.

En la Figura 4.41 se muestra el diagrama de la etapa de potencia del convertidor para

funcionar de manera permanente con el Arranque II. Al trabajar el convertidor en la

etapa de arranque o como convertidor elevador, se incluyen cuatro diodos (D1-D4)

que están en paralelo con los MOSFETs de alta tensión. Estos diodos se colocan para

que sea a través de ellos por los que circule la corriente y no por los diodos parásitos

de los interruptores. Estos diodos son de la misma tensión que los MOSFETs del

circuito puente, pero de mejores prestaciones eléctricas y dinámicas comparados con

los diodos parásitos de los MOSFETs.

VC

CC

CBVB

np1 np1

M5

1 : nf

M6

DF1

DF2

iL1 iL2

iDF1

iDF2

VDSM5 VDSM6

TF1 TF2

TR

1 : nf

L1 L2 M1

M2

M3

M4

D1

D2

D3

D4

Figura 4.41 Etapa de potencia del prototipo experimental realizado con la topología puente completo y rectificador doblador de corriente para funcionar permanentemente

con el Arranque II

Las especificaciones y datos de diseño para que el convertidor funcione de manera

permanente en la etapa de arranque se dan a continuación:


• Voltaje en el condensador o batería de alta tensión: VC = 100V

• Voltaje en batería de baja tensión: VB = 14V

• Frecuencia de conmutación: fc = 100kHz


185

Control: El control para asegurar que se encuentra funcionando como la combinación

de un convertidor de retroceso y de un convertidor elevador, se hace con dos señales

de disparo desfasadas 180º y que el valor máximo de ciclo de trabajo sea del 50%.

Estas señales se pueden obtener a partir del controlador UC3825. En este caso, como

el circuito que se utiliza para controlar el convertidor en modo elevador es la

combinación de dos controladores UC3825, se configura para que únicamente sea el

del arranque del convertidor el que se utilice.

Figura 4.42 Señales de control para funcionar permanentemente en el arranque. Ch1(10V/div, 2µs/div) = VGSM5, Ch2(10V/div, 2µs/div) = VGSM6

El convertidor funciona sin problemas en este modo de operación y transfiere energía

hacia la salida de la forma esperada sin problemas.

Corriente y tensión: Con la corriente en las bobinas y la tensión drenador fuente en

M5 y M6, se comprueba que el convertidor está transfiriendo energía a la salida, como

un convertidor de retroceso y como un convertidor elevador. De acuerdo al análisis

realizado en el apartado 4.3.4.3 y a la simulación realizada en el apartado 4.3.4.4, se

comprueba, que las formas de onda que se obtienen del prototipo del convertidor

coinciden con las formas de onda presentadas en la teoría y en la simulación del

arranque.

En la Figura 4.43 se muestran la señal de disparo así como la tensión drenador fuente

de M5. En esta misma Figura, se muestra la corriente a través de L1 y de su

correspondiente diodo DF1. En estas formas de onda, se aprecia que tanto la tensión


186

drenador fuente del MOSFET como las corrientes mencionadas, cambian según cada

periodo definido en un ciclo de conmutación (tal como se aprecia en la Figura 4.13 y

como se explicó en el apartado 4.3.4.3)

VGSM5

VDSM5

iL1

iDF1

t0 – t1 t1 – t2 t2 – t3 t3 – t4

VGSM5

VDSM5

iL1

iDF1

t0 – t1 t1 – t2 t2 – t3 t3 – t4

Figura 4.43 Señales del convertidor al funcionar permanentemente en el arranque. Ch1 (20V/div, 2µs/div) = VGSM5, Ch2 (20V/div, 2µs/div) = VDSM5, Ch3 (2A/div, 5µs/div) = iL1,

Ch4 (500mA/div, 5µs/div) = iDF1

De acuerdo a las formas de onda, se puede establece, que el convertidor opera

correctamente para ciclos de trabajo inferiores al 50%. Que es posible controlar la

tensión de salida modificando el ciclo de trabajo en M5 y M6. A medida que el ciclo

de trabajo aumenta, la corriente en las bobinas se asemeja cada vez más a la corriente

de un convertidor elevador tal como se aprecia en la Figura 4.44.


187

Figura 4.44 Señales del convertidor para d = 45%. Ch1 (20V/div, 2µs/div) = VGSM5, Ch2 (50V/div, 2µs/div) = VDSM5, Ch3 (5A/div, 5µs/div) = iL1, Ch4 (500mA/div, 5µs/div) = iDF1

VGSM5

VDSM5

iL1

iDF1

Figura 4.45 Señales del convertidor para d = 51%. Ch1 (20V/div, 2µs/div) = VGSM5, Ch2 (50V/div, 2µs/div) = VDSM5, Ch3 (5A/div, 5µs/div) = iL1, Ch4 (500mA/div, 5µs/div) = iDF1

El convertidor se comporta cada vez más como un convertidor elevador a medida que

el ciclo de trabajo se acerca al 50%. Al llegar el ciclo de trabajo al 50%, el convertidor

deja de transferir energía como una combinación de convertidor de retroceso y de

convertidor elevador, pasando a comportarse únicamente como un convertidor

elevador. Esto se puede comprobar en la Figura 4.45 en la que se muestran las formas

de onda para un ciclo de trabajo del 51%. En esta Figura, el comportamiento de la


188

tensión en drenador fuente de M5 y la corriente a través L1, cambian para funcionar

como en un convertidor elevador. Por su parte, la corriente que fluía a través de DF1,

ha dejado de hacerlo, ya que estos diodos no conducen para ciclo de trabajo mayor del

50%.

Rendimiento: El rendimiento se ha obtenido con el convertidor funcionando de

manera permanente en el arranque. Este rendimiento se ha medido para una tensión de

entrada (VB = 14V) y para distinta potencia de salida. El rendimiento en función de la

tensión de entrada y de la carga, aparece en la Tabla XXVIII. Este rendimiento es

únicamente de la etapa de potencia, ya que la etapa de control esta alimentada por un

circuito independiente.

Tabla XXVIII Valores del rendimiento del convertidor operando de manera permanente en la etapa de arranque. Las tensiones son: VB =14V y VC = 100V

P η(%)

53W 9291W 91143W 90206W 88

Los datos mostrados en la Tabla XXVIII se muestran gráficamente en la Figura 4.46.

El máximo rendimiento del convertidor es del 92% y se alcanza para 53W de salida.

El rendimiento del convertidor disminuye a medida que aumenta la carga, lo cual hace

suponer que las pérdidas se van incrementando debido a las corrientes eficaces que

circulan a través del convertidor, causando una disminución del rendimiento total del

convertidor.


189

84

86

88

90

92

94

0 50 100 150 200 250

Potencia de salida P (W)

Ren

dim

ien

to (%

)

Figura 4.46 Rendimiento de la etapa de potencia en función de la potencia de salida

4.6.3 Resultados modo elevador

Este es el tercer y último de los resultados que se presentan del convertidor

bidireccional propuesto y en el que se verifica el funcionamiento en modo elevador.

Las especificaciones de diseño son las mismas que para modo reductor, solo que en

este caso la tensión de entrada es VB y la tensión de salida es VC. Principalmente se

presentan dos resultados en éste modo de operación:

• Transición del modo arranque al modo normal explicado en el apartado 4.3 y

• Rendimiento y formas de onda para el régimen permanente en modo elevador

En la Figura 4.47 se muestra la etapa de potencia del convertidor puente completo y

rectificador doblador de corriente para funcionar en modo elevador. En el Anexo III se

presenta la lista de los componentes del convertidor, así como el correspondiente

layout de la placa de potencia.


190

VC

CC

CBVB

np1 np1

M5

1 : nf

M6

DF1

DF2

iL1 iL2

VDSM5 VDSM6

TF1 TF2

TR

1 : nf

L1 L2 M1

M2

M3

M4

D1

D2

D3

D4

iB

ip

iC

Vp

Figura 4.47 Etapa de potencia del prototipo experimental realizado con la topología puente completo y rectificador doblador de corriente para funcionar permanentemente

en modo elevador

Transición Arranque-Normal: Esta transición, además de la topología funcionando

como bidireccional, es una de las principales aportaciones que se presenta en esta tesis

de manera original. La originalidad de la aportación, radica en que se hace utilizando

los devanados auxiliares para cargar el condensador de salida. Esta carga del

condensador de salida se hace sin que se presente sobre-corriente en el arranque del

convertidor. En esta transición, el convertidor pasa del modo arranque al modo normal

al evolucionar el ciclo de trabajo desde 0% hasta el ciclo de trabajo nominal.

En la Tabla XXIX se muestran los valores de los parámetros del convertidor con los

que se capturaron todas las formas de onda de la transición del arranque a modo

normal. Se puede apreciar que las medidas fueron hechas para prácticamente la

potencia de salida nominal (150W).

Tabla XXIX Valores con los que fueron tomadas las formas de onda del convertidor para la transición del modo arranque al modo normal

V B (V) i B (A) V C (V) i C (A) η(%)12 19,19 402,59 0,497 87

Condiciones de la medición de la transición


191

VC

iB

Arranque Modo Normal

VC

iB

Arranque Modo Normal

Figura 4.48 Transición del convertidor del Arranque al modo Normal de operación Ch1(100V/div, 500ms/div) = VC, Ch2(5A/div, 500ms/div) = iB

La manera de implementar el control se explicó en el apartado 4.5.3. En la Figura 4.48

se muestra la tensión de salida VC y la corriente de la batería iB. En esta figura, se

aprecia que la tensión de salida aumenta gradualmente en el Arranque hasta llegar a un

valor de tensión en el que se mantiene constante por unos milisegundos (d = 50%,

área sombreada). Cuando se activa el modo normal, la tensión aumenta con una

pendiente muy elevada ya que en ese momento comienza a funcionar el convertidor

como un convertidor elevador. Es en este momento cuando se efectúa la transición del

modo arranque al modo normal. Obsérvese, que la corriente de entrada iB al igual que

la tensión de salida VC, aumenta lentamente hasta llegar a un valor fijo antes de

comenzar a operar el convertidor en modo elevador. Cuando la transición se efectúa la

corriente al igual que la tensión de salida, se dispara con una pendiente muy grande y

se estabiliza cuando la tensión de salida alcanza el valor pre-establecido, en este caso

400V.

En la Figura 4.49 se muestra una vez más la tensión de salida pero ahora con la

corriente por cada una de las bobinas del convertidor. En esta figura, se aprecia que la

corriente tiene la misma evolución para cada una de las bobinas, y comparada con la

corriente en iB, también son iguales.


192

VC

iL1

iL2

Figura 4.49 Corriente en las bobinas L1 y L2 para la transición del convertidor Ch1(100V/div, 500ms/div) =VC, Ch3(5A/div, 500ms/div) = iL1 Ch4(5A/div, 500ms/div) = iL1

Con los resultados obtenidos de la transición del modo de funcionamiento en el

convertidor, se puede afirmar que ha sido una implementación adecuada al cumplirse

el objetivo de arrancar el convertidor sin que se presentaran sobre-corrientes en el

arranque.

Rendimiento y formas de onda para el régimen permanente en modo elevador: Para concluir los resultados del convertidor puente completo y rectificador doblador

de corriente funcionando en modo elevador, se presentan las formas de onda más

significativas funcionando en régimen permanente.

En la Figura 4.50 se muestra el detalle de la tensión Vp del convertidor, la corriente ip,

y la corriente en cada una de las bobinas del convertidor (iL1, iL2). Estas formas de

onda, corresponden con el funcionamiento en régimen permanente realizado en el

convertidor para modo elevador. Se aprecia cierto desequilibrio entre la corriente de

una bobina y otra, éste desequilibrio de corriente se compensa con las resistencias

parásitas tanto de las bobinas como del transformador mismo. Sin embargo si el

desequilibrio es muy grande, se puede saturar el transformador o las bobinas. Para

eliminar este desequilibrio de corrientes, se puede utilizar control en modo corriente

de pico y evitar que se puedan saturar el transformador y las bobinas.


193

Figura 4.50 Formas de onda en modo elevador normal Ch1(500V/div, 5µs/div) = Vp, Ch2(2A/div, 5µs/div) = ip Ch3(5A/div, 5µs /div) = iL1, Ch4(5A/div, 5µs /div) = iL2

Los valores promedio para cada una de las corrientes de las bobinas son 8,99A para iL1

y 5,42A para iL2.

Rendimiento: El rendimiento del convertidor, esta obtenido para distintas tensiones

de entrada, distinta potencia de salida y para la tensión típica de alta tensión (VC =

400V) y se muestra en la Tabla XXX. Este rendimiento es únicamente de la etapa de

potencia, ya que la etapa de control esta alimentada por un circuito independiente. El

máximo rendimiento del convertidor es del 93% (68W y 14V). Los datos mostrados

en la Tabla XXX se muestran gráficamente en la Figura 4.51. Se puede observar de

esta Figura, que el rendimiento está comprendido entre el 88% y 93%. Los valores de

rendimiento más altos se alcanzaron para la mayor tensión de entrada y para la menor

potencia de salida. Esto indica, que las pérdidas van aumentando con el aumento de la

carga lo cual significa que son producidas por caídas resistivas. Esto también lo

demuestran las curvas de rendimiento, ya que la curva de menor tensión presenta

menores rendimientos. Esto se debe a que para menor tensión de entrada, debe ser

mayor corriente de entrada para mantener la misma potencia; esto significa que las

corrientes eficaces aumenten disminuyendo el rendimiento del convertidor.


194

Tabla XXX Rendimientos medidos sobre el prototipo en función de la tensión de entrada y de la potencia de salida

η(%)P VB = 12V VB = 14V

68 W 86,94 92,8180 W 86,53 91,19

101 W 86,31 89,46121 W 86,17 88,64161 W 85,99 88,07202 W 85,80 88,10


84

86

88

90

92

94

0 50 100 150 200 250Potencia de salida P (W)

Ren

dim

ien

to (%

)

VB = 12V VB = 14V


4.6.4 Resumen del capítulo

Una nueva topología de convertidor bidireccional basada en un convertidor un puente

completo con rectificador doblador de corriente se ha presentado. De esta nueva

topología, se ha diseñado y construido un prototipo, del cual se resaltan las siguientes

ventajas y desventajas en cada uno de los modos de funcionamiento.


195

Del convertidor funcionando en Modo Reductor, se pueden resaltar las siguientes


Ventajas

• Funciona adecuadamente para todo el rango de tensión de entrada que se

necesita en la aplicación de Vehículos Híbridos (VH)

• Topología que permite ser diseñada de una manera muy sencilla para

funcionar en modo reductor.

• La implementación del control también es sencilla al hacer control por

desplazamiento de fase.

• Se puede implementar rectificación síncrona para aumentar el rendimiento del

convertidor en los interruptores del rectificador doblador de corriente.

• A pesar de incluir devanados auxiliares, es una topología que resulta compacta

y con pocos elementos de control y potencia.

Desventajas

• Se pueden desequilibrar las corrientes en las bobinas, causando que una de

ellas este más penalizada en el funcionamiento permanente.

• Se puede saturar el transformador si el desequilibrio de las corrientes en las

bobinas es muy grande.

• Se debe tener especial consideración en el diseño del convertidor para que en

este modo de funcionamiento, no regrese energía a la entrada a través de los

devanados auxiliares.

Del convertidor funcionando en Modo Elevador, se pueden resaltar las siguientes


Ventajas

• La transición del arranque al modo normal se realiza sin ningún problema. No

se presentan sobre-corrientes en el convertidor en el arranque.


196

• Se alcanza la tensión de salida del convertidor con las bajas tensiones de

entrada.

• Funciona adecuadamente para todo el rango de tensión de entrada que se

necesita en la aplicación de Vehículos Híbridos (VH)

• Se alcanza la tensión de salida incluso con las bajas tensiones de entrada. Es

decir el convertidor opera correctamente para todos los niveles de tensión que

requiere la aplicación de VH.

• Tiene la capacidad de arrancar desde tensión de salida de cero voltios y

regular cualquier tensión hasta llegar a la tensión de salida nominal

• Se alcanzan altos rendimientos en el convertidor

Desventajas

• Es necesaria la utilización de devanados auxiliares en las bobinas para que el

convertidor pueda arrancar.

• Se pueden presentar desequilibrios en la corriente de las bobinas lo cual puede

causar que una de ellas se sobrecargue más que la otra

• El tamaño de las bobinas es mayor al tener que utilizarlas para el arranque del

convertidor, y al tener que alojar un devanado auxiliar en cada una de ellas

Resumen del modo permanente de funcionamiento en el arranque: Se ha

presentado de manera original el arranque del convertidor mediante la utilización de

devanados auxiliares en las bobinas. Se ha puesto a trabajar de manera permanente el

convertidor en este modo de funcionamiento con una tensión y potencia de salida de

100V y 200W respectivamente. En resumen, los aspectos más importantes a destacar

de este modo de funcionamiento son:

Ventajas

• Adecuado funcionamiento del convertidor para ciclo de trabajo menor del

50%, ya que es posible regular la tensión de salida desde cero voltios hasta la

tensión máxima posible.


197

• La operación del convertidor a medida que el ciclo de trabajo se acerca al

50%, se asemeja a la de un convertidor elevador

• Cuando el ciclo de trabajo alcanza el 50%, deja de funcionar como la

combinación de convertidor de retroceso y elevador, haciéndolo únicamente

como un convertidor elevador

• Se alcanza alto rendimiento en el convertidor, al transferir energía de dos

modos distintos a la vez

Desventajas

• La máxima ganancia que se puede alcanzar con esta topología, es del doble de

la relación de transformación que se utilice, limitando las aplicaciones de la

misma

4.7 Comparación del convertidor Puente completo y Rectificador

doblador de corriente con el estado de la técnica

Al igual que en el capitulo anterior, se presenta una comparación de la nueva

topología Puente completo con Rectificador doblador de corriente para ver las

ventajas y/o desventajas de esta nueva topología frente a las topologías presentadas en

el estado de la técnica.

En la Tabla XXXI se muestran las características de los convertidores presentados en

el estado de la técnica y al final de esta tabla se muestran las características del

convertidor Puente completo y Rectificador doblador de corriente presentado en este

capítulo. De esta tabla, se observa que la nueva topología, tiene una cantidad

intermedia de componentes de entre las soluciones que al autor le resultaron más

interesantes del estado de la técnica (2.2.2 y 2.2.3). Esta nueva topología presenta

claras ventajas ante la topología del doble medio puente bidireccional presentado en el

apartado 2.2.2, ya que su diseño es mucho más sencillo y además se utiliza frecuencia

constante. Una desventaja que presenta, es mayor número de componentes de

potencia, sin embargo su sencillez y alta frecuencia, hacen de esta topología una

alternativa interesante para tener una topología de alta potencia con componentes

magnéticos de menor tamaño.


198

Tabla XXXI Comparación del convertidor Puente completo y rectificador Doblador de corriente con el estado e la técnica

TOPOLOGIA

Tensión en

transistores

AT/BT

Frec.

(kHz)

Potencia

(W) η (%)

2.2.1 Doble puente


2.2.2 Doble medio

puente 4 2 2VC 2VB 20 (vble) 1600 92


con ZVZCS 9 2 VC 2VB 20 1600 94,5


push-pull 4 2 VC 2VB 100 200 91

2.2.5 Flyback



completo 10 2 VC VB 100/50 500 94

4 Puente completo y

doblador de corriente 6 3 VC 2VB 100 150 93,6

En la Tabla XXXII se muestra la comparación cualitativa del convertidor Puente

completo y Rectificador doblador de corriente frente a las topologías del estado de la

técnica. Cabe destacar, a juicio del autor, el buen equilibrio de todos los parámetros

que se han considerado. Es una topología sencilla, que permite el arranque desde cero,

no presenta muchos componentes y permite alcanzar un buen rendimiento. Teniendo

en cuenta que el prototipo es de baja potencia (150W), el rendimiento alcanzado

(93,6%) es muy prometedor y permite pensar en un rendimiento mucho mayor cuando

se diseñe en el margen 500-1500W.

Como elementos más negativos cabe destacar que las dos bobinas llevan devanados

adicionales para el arranque, lo que aumenta su volumen y que el diseño del


199

convertidor se complica algo por esta razón. En este trabajo se han dado reglas de

diseño para minimizar este último aspecto.

Tabla XXXII Comparación cualitativa del convertidor Puente completo y Rectificador doblador de corriente con el estado de la técnica

TOPOLOGIA

Tam

año

Cos

te

Fia

bil

idad

Com

ple

jid

ad

Ren

dim

ien

to

Arr

anq

ue

2.2.1 Doble puente


2.2.2 Doble medio

puente B B B M R M





2.2.5 Flyback



completo R R M B B B

4 Puente completo y

doblador de corriente R B R R B B

Comparando con la topología propuesta en el capítulo 3, la de este capítulo es más

sencilla (tiene menos interruptores) y parece más interesante. Aunque tiene 2 bobinas

en lugar de una, esto permite que cada una lleve la mitad de la corriente y, debido al

desfase, se produzca una cierta cancelación de los rizados de corriente. Además no es

necesario adicionar circuitos auxiliares para cambiar de modo ya que la transición se

hace de forma natural.


200

4.8 Conclusiones y aportaciones del capítulo

En éste capítulo, se han realizado un análisis exhaustivo de la topología puente

completo y rectificador doblador de corriente trabajando en Modo Reductor, Modo

Arranque y en Modo Elevador. Se han analizado, establecido reglas de diseñado y

construido un prototipo de convertidor bidireccional, basado en esta topología.

De los análisis mencionados, se han establecido los criterios de diseño de cada modo

de operación del convertidor. Al mismo tiempo, se ha establecido también un criterio

de diseño para garantizar que el convertidor funcione correctamente como un

convertidor bidireccional.

Dentro del Modo Arranque, se han estudiado y propuesto dos arranques distintos para

este convertidor. Ambos con la intención de evitar que el convertidor presente sobre-

corrientes en el momento del arranque en modo elevador. El arranque denominado en

este trabajo de tesis como Arranque II, se presenta de manera original, ya que hasta

hoy en día no se han presentado ni su análisis ni criterio de diseño para ser aplicado en

el arranque de este tipo de convertidor. De éste mismo análisis, se presentan los

resultados de las características que presenta la ganancia del Arranque II, ya que puede

comportarse como la ganancia de un convertidor reductor, la de un convertidor

flyback o la de la topología misma que el autor ha denominado retroceso-elevador.

También de manera completamente original, se ha presentado una nueva topología

basada en el funcionamiento del convertidor en régimen permanente utilizando el

Arranque II. Este es un nuevo convertidor que transfiere energía a la salida como la

combinación de un convertidor flyback y un convertidor elevador. Al igual que el

Arranque II, esta topología tampoco ha sido presentada en ninguna bibliografía como

un convertidor para funcionar de manera permanente.

Por lo tanto y con los resultados obtenidos del análisis teórico y práctico del

convertidor, se concluye que esta topología, es una propuesta interesante para ser

utilizada como un convertidor bidireccional. De manera particular, esta topología

resulta interesante para aplicaciones como la que se ha dado en esta tesis, Vehículos

Híbridos (VH).


201

Tras comparar esta solución propuesta con otras presentes en el estado de la técnica y

con la también propuesta en el capítulo 3 de este trabajo, al autor considera que esta

solución es muy competitiva frente a las demás y presenta ventajas específicas para

ciertas aplicaciones.

Conclusiones

203

5 Conclusiones

Las aportaciones de este trabajo de investigación se centran en el campo de los

convertidores CC – CC bidireccionales. En particular, el estudio se centra en el

análisis de las topologías de potencia que se utilizan en los sistemas eléctricos de los

Vehículos Híbridos (VH). Una de las necesidades que se presenta en los Vehículos

Híbridos, es disponer de un convertidor que sea capaz de trabajar con dos buses de

tensión muy distintos, uno con baja tensión y altas corrientes y otro con alta tensión y

baja corriente. Este convertidor debe ser bidireccional para transferir energía del bus

de baja tensión al bus de alta tensión y viceversa, y contar con la capacidad de trabajar

con un margen de variación de tensión muy grande.

Es en éste entorno, donde se sitúan las aportaciones de la presente tesis doctoral. En

éste trabajo de investigación hay que destacar que, se proponen y analizan de forma

original dos nuevas topologías de convertidores bidireccionales que pueden ser

utilizadas para resolver las necesidades que se presentan en el sistema eléctrico

de los Vehículos Híbridos. Asimismo también hay otras aportaciones originales

que se detallan aquí a continuación.

Es importante mencionar, que en este trabajo de investigación, se han obtenido

resultados prácticos mediante la elaboración de prototipos experimentales de

laboratorio, en los cuales se ha podido validar el funcionamiento teórico de las

topologías de convertidores propuestas. En general, las topologías que están basadas

en el convertidor elevador tienen dificultad para funcionar adecuadamente con baja

tensión de salida. En las topologías que se presentan de manera original en esta tesis,

se ha buscado que tengan la capacidad de funcionar permanentemente en modo

elevador con tensiones de salida muy bajas, lo que representa una ventaja frente a la

mayor parte de las topologías del estado del arte

5.1 Aportaciones originales

De las aportaciones originales que se destacan del presente trabajo de investigación, se

pueden desprender las principales conclusiones que son:


204

• En el capítulo tercero, se presenta una nueva topología de convertidor

bidireccional basada en el convertidor reductor mas un puente completo trabajando al 50%. Esta topología, tiene la capacidad de satisfacer las

necesidades que se presentan en los Vehículos Híbridos al cumplir con los

requisitos eléctricos. Esta topología es muy flexible, ya que cuenta con un bus

de tensión intermedio que ofrece un grado de libertad adicional. Este bus de

tensión, permite que sea posible diseñar al convertidor para que los

componentes de un lado del puente completo no se vean sometidos a grandes

esfuerzos de tensión y corriente. Una de las características principales de éste

convertidor, es que puede arrancar con un banco de condensadores en el bus de alta tensión sin que se presente sobre-corriente. Dos prototipos

experimentales fueron diseñados y construidos para ésta nueva topología. El

primero de ellos se utilizó para verificar el correcto funcionamiento de la

topología y fue diseñado para una potencia de 150W. En éste primer prototipo,

se alcanzó un rendimiento del 85% en modo reductor y del 86% en modo

elevador, ambos rendimientos en la etapa de potencia. Es importante mencionar,

que el diseño y construcción de éste primer prototipo se realizó con el material

de laboratorio disponible, lo cual significa que el rendimiento no fue

completamente optimizado. El diseño y selección de los componentes del

segundo prototipo fue más riguroso, alcanzándose un 94% para ambos modos

de operación del convertidor. Lo anterior significa, que la nueva topología de

convertidor bidireccional, puede alcanzar altos rendimientos con una adecuada

selección de los componentes de potencia. Un circuito para estimar la corriente

magnetizante del transformador, y determinar si se presentan desequilibrios en

la misma ha sido presentado, diseñado y se considera como otra aportación

original dentro del desarrollo de ésta tesis doctoral. Es también una aportación

original, el circuito de transición que se utiliza para cambiar de un modo de

operación a otro en modo elevador junto con el circuito de detección en modo

elevador.

• En el capítulo cuarto, se presenta de manera original la topología del

convertidor puente completo con rectificador doblador de corriente funcionando como convertidor bidireccional. Esta topología, también tiene la

capacidad de satisfacer las necesidades eléctricas que se presentan en los

Conclusiones

205

Vehículos Híbridos al cumplir con los requisitos de aislamiento galvánico, y la

capacidad de manejar dos buses de tensión con un margen de variación de

tensión muy grande. Una de las características principales que también tiene

éste convertidor, es que puede arrancar con un banco de condensadores en

el bus de alta tensión sin que se presente sobre-corriente para ello se han incluido unos devanados adicionales en la topología. Un análisis detallado de

los posibles métodos de Arranque en modo elevador se presenta como una

pequeña aportación dentro de ésta nueva topología de convertidor bidireccional.

El estudio de la relación que guardan tanto la relación de transformación en el

transformador principal como la relación de transformación en los devanados

auxiliares, también se presenta como otra aportación original dentro del análisis

de este convertidor bidireccional. El máximo rendimiento que se alcanzó en el

convertidor para modo reductor fue del 93,6%; en tanto que el máximo

rendimiento que se alcanzó para modo elevador fue del 92,8%. Los resultados

obtenidos de este convertidor, en general fueron buenos, ya que a diferencia del

primer convertidor bidireccional (reductor mas puente completo), éste sí fue

mas optimizado para producir el mínimo de pérdidas con los componentes del

laboratorio existentes. Este convertidor es una opción interesante, debido a su

sencillez de diseño y sobre todo lo compacto que resulta por tener únicamente 6 interruptores. Esta topología, es una atractiva solución para ser

implementada en los Vehículos Híbridos.

• Las dos nuevas topologías de convertidores bidireccionales explicadas por separado en el capítulo 3 y 4, son opciones interesantes para aplicaciones de

Vehículos Híbridos. Comparadas estas dos nuevas topologías con el estado de

la técnica, resultan favorecidas respecto a la sencillez de su funcionamiento. La

topología Reductor-Puente presentada en el capítulo 3, es comparable con las

topologías basadas en puentes completos del estado de la técnica aunque

presenta un mayor número de interruptores. Esta topología cuenta con la ventaja

de proporcionar un nivel de tensión intermedio que permite optimizar el diseño.

La topología del convertidor Puente completo y Rectificador doblador de

corriente presentada en el capitulo 4, es otra alternativa completamente original

que puede ser utilizada sin problemas en aplicaciones de Vehículos Híbridos.

Esta topología además de contar con el carácter de completa originalidad y


206

sencillez de funcionamiento, tiene muy reducido número de componentes de

potencia, lo cual la hace una solución aún más interesante pensando en

costos de fabricación. Su buen funcionamiento y los altos rendimientos

alcanzados, hacen de esta solución la que el autor considere mejor para las

aplicaciones de vehículos híbridos.

Las topologías propuestas tienen la capacidad de arrancar con tensión cero en el lado

de alta tensión sin provocar sobre-corrientes. Es posible conseguir altos rendimientos

en la etapa de potencia para estas dos nuevas topologías de convertidores

bidireccionales. En ambas topologías, se han propuesto las ecuaciones de diseño para

poder funcionar como convertidores bidireccionales.

5.2 Sugerencias para futuros trabajos

Una vez concluida la tesis doctoral, varias líneas de investigación se pueden explorar.

A continuación se detallan las ideas que a juicio del autor se deben desarrollar como

futuras líneas de investigación:

• Es importante mencionar, que la presente tesis doctoral está centrada en encontrar y diseñar convertidores de potencia bidireccionales y no en el estudio

de los temas de control de las topologías. Por lo tanto, resulta interesante desde

el punto de vista del control, complementar el trabajo desarrollado en esta tesis

con la obtención de modelos del convertidor y el estudio de métodos

avanzados de control.

• Se puede continuar con la búsqueda de nuevas alternativas de convertidores bidireccionales con menos interruptores.

• Explorar las topologías que utilizan la inductancia de dispersión como elemento de control del flujo de energía en los convertidores bidireccionales y adicionar

una inductancia en serie con ésta inductancia parásita y estudiar el

comportamiento del convertidor.

Conclusiones

207

Referencias

209

6 Referencias

INTRODUCCIÓN A LOS VEHICUOLOS HÍBRIDOS

[1] Chan, C.C.; "The state of the art of electric and hybrid vehicles" [Prolog]

Proceedings of the IEEE, Volume: 90 Issue: 2, Feb. 2002 Page(s): 245 -246

[2] Chan, C.C.; "The state of the art of electric and hybrid vehicles"

Proceedings of the IEEE, Volume: 90 Issue: 2 , Feb. 2002 Page(s): 247 -

275

[3] Chan, C.C.; "An overview of electric vehicle technology" Proceedings of the

IEEE, Volume: 81 Issue: 9 , Sept. 1993 Page(s): 1202 -1213

[4] Ray, B.; "Bidirectional DC/DC power conversion using quasi-resonant

topology" PESC '92 Annual IEEE , Page(s): 617 -624 vol.1

[5] Sable, D.M.; Lee, F.C.; Cho, B.H.; "A zero-voltage-switching bidirectional

battery charger/discharger for the NASA EOS satellite", APEC '92. Page(s):

614 -621

[6] David G. Morrison, Lisa Eccles "Construction And Classification Of Hybrid-

Electric Vehicles" DAC ED Online ID #4331 January 8, 2001

[7] Emadi, A.; Ehsani, M.; Miller, J.M.; "Advanced silicon rich automotive

electrical power systems" Digital Avionics Systems Conference, 1999.

Proceedings. 18th , Volume: 2 , 1999 Page(s): 8.B.1-1 -8.B.1-8 vol.2

[8] Kassakian, J.G "Automotive electrical systems-the power electronics market

of the future"; APEC 2000. Fifteenth Annual IEEE , Volume: 1 , 2000

Page(s): 3 -9 vol.1

[9] Miller, J.M.; Nicastri, P.R.; "The next generation automotive electrical power

system architecture: issues and challenges" 17th DASC, Nov 1998 Page(s):

I15/1 -I15/8 vol.2

[10] Neugebauer, T.C.; Perreault, D.J.; “Computer-aided optimization of DC/DC

converters for automotive applications “PESC 00. 2000 IEEE 31st Annual ,

Volume: 2 , 2000 Page(s): 689 -695 vol.2

CONTROL Y TOPOLOGIAS DE CONVERTIDORES BIDIRECCIONALES


210

[11] Kheraluwala, M. H.; DeDoncker R.W.; Divan D. M.; "Analysis, design and

experimental evaluation of a high-frecuency bi-directional DC/DC

converter", EPE 1991, Firenze, Proc. Vol. 1, pp. 568-573

[12] Hui Li; Fang Zheng Peng; Lawler, J.S.; “A natural ZVS medium-power

bidirectional DC-DC converter with minimum number of devices “Industry

Applications, IEEE Transactions on , Volume: 39 Issue: 2 , Mar/Apr 2003

Page(s): 525 -535

[13] Hui Li; Fang Zheng Peng; Lawler, J.; “Modeling, simulation, and

experimental verification of soft-switched bi-directional DC-DC converters”

APEC 2001. Sixteenth Annual IEEE , Volume: 2 , 2001 Page(s): 736 -742

vol.2

[14] Hui Li; Peng, F.Z.; Lawler, J.S.; “A natural ZVS high-power bi-directional

DC-DC converter with minimum number of devices “Industry Applications

Conference, 2001. Thirty-Sixth IAS Annual Meeting. Conference Record of

the 2001 IEEE , Volume: 3 , 30 Sep-4 Oct 2001 Page(s): 1874 -1881 vol.3

[15] Hui Li; Fang Zheng Peng; Lawler, J.; “A study of modeling and simulation

for soft-switched bi-directional DC-DC converters “Computers in Power

Electronics, 2000. COMPEL 2000. The 7th Workshop on , 2000 Page(s): 68

-73

[16] Kunrong Wang; Lizhi Zhu; Dayu Qu; Odendaal, H.; Lai, J.; Lee, F.C.;

"Design, implementation, and experimental results of bi-directional full-

bridge DC/DC converter with unified soft-switching scheme and soft-

starting capability" PESC 00. 2000 Page(s): 1058 -1063 vol.2

[17] Kunrong Wang; Lee, F.C.; Lai, J.;”Operation principles of bi-directional full-

bridge DC/DC converter with unified soft-switching scheme and soft-

starting capability “APEC 2000. Page(s): 111 -118 vol.1

[18] Jain, M.; Jain, P.K.; Daniele, M.; “Analysis of a bi-directional DC-DC

converter topology for low power application “Electrical and Computer

Engineering, 1997. IEEE 1997 Canadian Conference.on,Volume:2,25-

28May1997,Page(s):548-551vol.2

[19] Jain, M.; Daniele, M.; Jain, P.K.; “A bidirectional DC-DC converter topology

for low power application” Power Electronics, IEEE Transactions on ,

Volume: 15 Issue: 4 , Jul 2000 Page(s): 595 -606

Referencias

211

[20] Zhang, M.T.; Jovanovic, M.M.; Lee, F.C.Y.; "Design considerations and

performance evaluations of synchronous rectification in flyback converters"

Power Electronics, IEEE Transactions on , Volume: 13 Issue: 3 , May 1998

Page(s): 538 -546

[21] Chang Chen; Yim-Shu Lee; S. Y. R. Huy; Dehong Xu; and Yousheng Wuang

" Actively clamped bidirectional flyback converter ", Industrial Electronics,

IEEE Transactions on , Volume: 47 Issue: 4 , Aug 2000 Page(s): 770 -779

[22] Ray, B.; “Bidirectional DC/DC power conversion using constant-frequency

quasi-resonant topology” Circuits and Systems, 1993., ISCAS '93, 1993

IEEE International Symposium on , 3-6 May 1993 Page(s): 2347 -2350

[23] Reimann, T.; Szeponik, S.; Berger, G.; Petzoldt, J.; “A novel control

principle of bi-directional DC-DC power conversion “ Power Electronics

Specialists Conference, 1997. PESC '97 Record., 28th Annual IEEE ,

Volume: 2 , 22-27 Jun 1997 Page(s): 978 -984 vol.2

[24] Venkatesan,K.; “Current mode controlled bidirectional flyback converter”

Power Electronics Specialists Conference, 1989. PESC '89 Record., 20th

AnnualIEEE,26-29Jun1989Page(s):835-842vol.2

TOPOLOGIAS DE MEDIO PUENTE Y PUENTE COMPLETO

[25] Wolfs, P.J.; "A current-sourced DC-DC converter derived via the duality

principle from the half-bridge converter" Industrial Electronics, IEEE

Transactions on , Volume: 40 Issue: 1 , Feb. 1993 Page(s): 139 -144

[26] Lizhi Zhu; Kunrong Wang; Lee, F.C.; Jih-Sheng Lai; "New start-up schemes

for isolated full-bridge boost converters" APEC 2000.Pag(s): 309 -313 vol.1

[27] V. Vorperian; “Simplified analysis of PWM Converters Using the Model of

PWM Switch: Parts I and II” IEEE Trans. On Aerospace and Electronic

Systems vol. 26, No. 3 pp. 490-505, May 1990

[28] J M. Zhang F. Zhang X.G. Xie D.Z. Jiao Zhaoming Qian “A Novel ZVS DC/DC

Converter for High Power Applications”APEC 2002. Annual IEEE

[29] Jitaru, I.D.; “A 3 kW soft switching DC-DC converter” APEC 2000. Fifteenth

Annual IEEE , Volume: 1 , 2000 Page(s): 86 -92 vol.1


212

[30] G.; Jain, P.; “A PWM full-bridge converter with load independent soft-

switching capability “Moschopoulos, APEC 2000. Fifteenth Annual IEEE ,

Volume: 1 , 2000 Page(s): 79 -85 vol.1

[31] Eun-Soo Kim; Kee-Yeon Joe; Soon-Gu Park; Yoon-Ho Kim; “An improved

ZVZCS PWM FB DC/DC converter using the modified energy recovery

snubber”APEC 2000. Fifteenth Annual IEEE , Volume: 1 , 2000 Page(s): 119

-124 vol.1

[32] Redl, R.; Sokal, N.O.; Balogh, L.; “A novel soft-switching full-bridge DC/DC

converter: analysis, design considerations, and experimental results at 1.5

kW, 100 kHz “Power Electronics, IEEE Transactions on , Volume: 6 Issue: 3

, Jul 1991 Page(s): 408 -418

[33] Cho, J.G.; Sabate, J.A.; Guichao Hua; Lee, F.C.; “Zero-voltage and zero-

current-switching full bridge PWM converter for high power applications”

Power Electronics Specialists Conference, PESC '94 Record., 25th Annual

IEEE , 20-25 Jun 1994 Page(s): 102 -108 vol.1

[34] J M.Zhang David M.Xu Zhaoming Qian “An Improved Dual Active Bridge

DC/DC Converter” Power Electronics Specialists Conference, 2001. PESC '01

Record., 32th Annual IEEE ,

[35] Cho, J.G.; Baek, J.W.; Yoo, D.W.; Lee, H.S.; Rim, G.H.; “Novel zero-voltage

and zero-current-switching (ZVZCS) full bridge PWM converter using

transformer auxiliary winding “PESC '97 Record., 28th Annual IEEE

Volume: 1 , 22-27 Jun 1997 Page(s): 227 -232 vol.1

[36] Agelidis, V.G.; Ziogas, P.D.; Joos, G.; “An efficient full bridge PWM DC-DC

converter topology using lossless snubber and simple active energy

recovery network “APEC '91. Conference Proceedings, 1991., Sixth Annual ,

10-15 Mar 1991 Page(s): 146 -157

[37] Lizhi Zhu; Kunrong Wang; Lee, F.C.; Jih-Sheng Lai; “New start-up schemes

for isolated full-bridge boost converters “APEC 2000. Fifteenth Annual IEEE

Volume: 1 , 2000 Page(s):309-313vol.1

[38] Sabate, J.A.; Vlatkovic, V.; Ridley, R.B.; Lee, F.C.; Cho, B.H.; “Design

considerations for high-voltage high-power full-bridge zero-voltage-

switched PWM converter “APEC '90, Conference Proceedings 1990., Fifth

Annual , 11-16 Mar 1990 Page(s):275-284

Referencias

213

[39] Cho, J.G.; Baek, J.W.; Jeong, C.Y.; Yoo, D.W.; Lee, H.S.; Rim, G.H.; “Novel

zero-voltage and zero-current-switching (ZVZCS) full bridge PWM converter

using a simple auxiliary circuit” “APEC '98. Conference Proceedings 1998.,

Thirteenth Annual , Volume: 2 , 15-19Feb1998,Page(s):834-839vol.2

PUENTE COMPLETO Y RECTIFICADOR DOBLADOR DE CORRIENTE

[40] Xinbo Ruan; Jiangang Wang; Qianhong Chen; "Am improved current-

doubler-rectifier ZVS PWM full-bridge converter" PESC. 2001 Pages:1749 -

1754 vol. 4

[41] Kutkut, N.H.; Luckjiff, G.; "Current mode control of a full bridge DC-to-DC

converter with a two inductor rectifier" PESC '97 Page(s): 203 -209 vol.1

[42] Kutkut, N.H.; "A full bridge soft switched telecom power supply with a

current doubler rectifier" INTELEC 97., 19-23 Oct 1997 Page(s): 344 -351

[43] Kutkut, N.H.; Divan, D.M.; Gascoigne, R.W.; “An improved full bridge zero-

voltage switching PWM DC-DC converter using a two inductor rectifier

“Industry Applications Society Annual Meeting, 1993., Conference Record of

the1993IEEE,2-8Oct1993,Page(s):1065-1072vol.2

[44] Kutkut, N.H.; Divan, D.M.; Gascoigne, R.W.; "An improved full-bridge zero-

voltage switching PWM converter using a two-inductor rectifier", Industry

Applications, IEEE Transactions on , Volume: 31 Issue: 1 , Jan/Feb 1995

Page(s): 119 -126

[45] Kutkut, N.H.; Divan, D.M.; Gascoigne, R.W.; "An improved full bridge zero-

voltage switching PWM DC-DC converter using a two inductor rectifier"

Industry Applications Society Annual Meeting, 1993., IEEE , Page(s): 1065 -

1072 vol.2

RECTIFICADOR DOBLADOR DE CORRIENTE EN MODO ELEVADOR

[46] Liang Yan; Lehman, B.; "Isolated two-inductor boost converter with one

magnetic core" APEC '03. IEEE , Volume: 2,Page(s): 879 -885

[47] Yungtaek Jang; Jovanovic, M.M.; "New two-inductor boost converter with

auxiliary transformer" APEC 2002. IEEE , Page(s): 654 -660 vol.2


214

[48] Yungtaek Jang; Jovanovic, M.M.; "New two-inductor boost converter with

auxiliary transformer" Power Electronics, IEEE Transactions on Volume: 19

Issue: 1 , Jan 2004 Page(s): 169-175

[49] Chung-Wook Roh; Seung-Hoon Han; Myung-Joong Youn; "Dual coupled

inductor fed isolated boost converter for low input voltage applications"

Electronics Letters , Vol. 35 Issue: 21 , 14 Oct. 1999 Page(s): 1791 -1792

[50] De Aragao Filho, W.C.P.; Barbi, I.; "A comparison between two current-fed

push-pull DC-DC converters-analysis, design and experimentation" INTELEC

'96., 18th International , 6-10 Oct. 1996 Page(s): 313 -320

[51] Ivensky, G.; Elkin, I.; Ben-Yaakov, S.; "An isolated DC-DC converter using

two zero current switched IGBTs in a symmetrical topology" PESC '94

Record., 25th Annual IEEE , 20-25 June 1994 Page(s): 1218 -1225 vol.2

[52] Wolfs, P.J.; "A current-sourced DC-DC converter derived via the duality

principle from the half-bridge converter" Industrial Electronics, IEEE

Transactions on , Volume: 40 Issue: 1 , Feb. 1993 Page(s): 139 -144

PATENTES

[53] WO03003552 BIDIRECTIONAL FLYBACK SWITCH MODE POWER SUPPLY

(SMPS)

[54] US6501194 Energy recovery snubber circuit for bidirectional power

converter and method of operation thereof

[55] US5255174 Regulated bi-directional DC-to-DC voltage converter which

maintains a continuous input current during step-up conversion

[56] US5027264 Power conversion apparatus for DC/DC conversion using

dual active bridges

[57] US4864479 Full-bridge lossless switching converter

[58] US2002_0159280A1 START-UP CIRCUIT AND CONTROL FOR HIGH POWER

ISOLATED BOOST DC/DC CONVERTERS

Anexo I

215

Anexo I Hoja de cálculo Capítulo 3

nTR

0 4 8 12 160

0.5

1

d

d Vc VB, nTR,( )nTR VB⋅

Vc:=

Ciclo de trabajo para distintos valores de Vc y n TR

nsel 11:=nTR 1 16..:=Relación

detransformación

T 1 105−

× s=T1

fs:=fs 100KHz:=

Frecuencia y periodo del

reductor

VB VBmin VBmin 1V+, VBmax..:=

Vc Vcmin Vcmin 40V+, Vcmax..:=

VBtip 12V:=VBmax 16V:=Vcmax 416V:=

Tensiones deoperación

Vctip 400V:=VBmin 10V:=Vcmin 260V:=

Po 1500W:=Potencia de salida

Convertidor BI-Direccional Modo Reductor


216

VBmax Vcmax,

VBtip Vctip,

nTRVBmin Vcmin,

0 4 8 12 160

5 .105

1 .104

1.5 .104

2 .104

.

.

.

L (H)

L Vcmax VBmax, nsel,( ) 1.191 104−

× H=Inductancia mínima para satisfacer

el rizado en todas las tensiones

nTR

0 5 10 15 200

5 .105

1 .104

1.5 .104

2 .104

L (H)

L Vc VB, nTR,( )Vc nTR VB⋅−( ) d Vc VB, nTR,( )⋅ T⋅

∆i VB nTR,( ):=

Inductancia

∆i VB nTR,( ) Riz IL VB nTR,( )⋅:=Riz 1:=Rizado

IL VB nTR,( )Po

nTR VB⋅:=

Corriente promedio en la bobina

Variación de la inductancia en la bobina "L"

Anexo I

217

Tensiones de bloqueo en semiconductores

Nota: Debido a la estructura del convertidor, las tensiones de bloqueo en los componentes son las mismas para ambos modos de fucnionamiento. Ademas, al tratarse de arreglos de puentes completos y de un convertidor reductor, las máximas tensiones de bloqueo son las máximas tensiones de entrada y salida segun sea el caso.

Los únicos componentes que modifican su tension de bloqueo, son los MOSFETs que soportan la tension Vbus, ya que el valor de esta, depende de nTR y de VB.

VM1 Vcmax:=M1 y D2

0 5 10 15 200

200

400

600

Tensión en M1 y D2 (V)

M3 - M6 VM3_6 nTR( ) VBmaxnTR⋅:=

0 5 10 15 200

100

200

300

Tensión en M3-M6 (V)

nTR

D7 - D10 VD7_10 VBmax:=

0 5 10 15 200

10

20

Tensión en D7-D10 (V)


218

nTR

0 4 8 12 160

0.5

1

d

d Vc VB, nTR,( )nTR VB⋅

Vc:=

Ciclo de trabajo para distintos valores de Vc y n TR


detransformación

T1

fs:=fs 100KHz:=


reductor







Convertidor BI-Direccional Modo Reductor

Anexo I

219

I4 t( )∆i−

1 d−( ) T⋅t d T⋅− T−( )⋅ IL+

∆i

2+:=I3 t( )

∆i

d T⋅t T−( )⋅ IL+

∆i

2−:=

I2 t( )∆i−

1 d−( ) T⋅t d T⋅−( )⋅ IL+

∆i

2+:=I1 t( )

∆i

d T⋅t⋅ IL+

∆i

2−:=

Definición de las corrientes en el circuito

Ipk 15.076A=Ipk IL∆i

2+:=Corriente de pico

∆i 7.426A=∆i

Vctip nsel VBtip⋅−( )L

nsel VBtip⋅

Vctip⋅ T⋅:=Rizado

IL 11.364A=ILPo

nsel VBtip⋅:=

L 119.1µH:=

NOTA : El valor de L se calcula en la hoja de estreses para todas las tensiones de entrada y salida del convertidor.

Recordemos la tensión en una Bobina

V = Ltid

d⋅

Cálculo de corrientes

0 2 .106

4 .106

6 .106

8 .106

200

0

200

VL t( )

t

Tensión aplicada a la bobina

VL t( ) Vctip nsel VBtip⋅− 0 t< d T⋅≤if

nsel− VBtip⋅ d T⋅ t< T≤if

:=

d 0.33=dnsel VBtip⋅

Vctip:=


220

Corriente en la bobina

IL1 t( ) I1 t( ) 0 t< d T⋅≤if

I2 t( ) d T⋅ t< T≤if

:=

0 2 .106

4 .106

6 .106

8 .106

0

4

8

12

16

20

IL1 t( )

t

IL1prom1

T0

T

tIL1 t( )⌠⌡

d⋅:= IL1ef1

T0

T

tIL1 t( )2⌠

⌡

d⋅:=

IL1prom 11.364A= IL1ef 11.565A=

IM1 t( ) I1 t( ) 0 t< d T⋅≤if

0A d T⋅ t< T≤if

:=Corriente en M1

0 2 .106

4 .106

6 .106

8 .106

0

4

8

12

16

20

IM1 t( )

t

IM1prom1

T0

T

tIM1 t( )⌠⌡

d⋅:= IM1ef1

T0

T

tIM1 t( )2⌠

⌡

d⋅:=

IM1prom 3.921A= IM1ef 6.834A=

Anexo I

221

Corriente en D2 ID2 t( ) 0A 0 t< d T⋅≤if


:=

0 2 .106

4 .106

6 .106

8 .106

0

4

8

12

16

20

ID2 t( )

t

ID2prom1

T0

T

tID2 t( )⌠⌡

d⋅:= ID2ef1

T0

T

tID2 t( )2⌠

⌡

d⋅:=

ID2prom 7.443A= ID2ef 9.329A=

Corriente en M3 y M6 ó M4 y M5

IM3_6 t( ) I1 t( ) 0 t< d T⋅≤if


0A T t< 2T≤if

:= IM4_5 t( ) 0A 0 t< T≤if

I3 t( ) T t< T d T⋅+≤if

I4 t( ) T d T⋅+ t< 2T≤if

:=

0 4 .106

8 .106

1.2 .105

1.6 .105

0

4

8

12

16

20

IM3_6 t( )

IM4_5 t( )

t

IM3_6prom1

2T0

2T

tIM3_6 t( )⌠⌡

d⋅:= IM3_6ef1

2T0

2T

tIM3_6 t( )2⌠

⌡

d⋅:=

IM3_6prom 5.68A= IM3_6ef 8.173A=


222

Corriente en ip del transformador modo reductor

Ip t( ) IM3_6 t( ) IM4_5 t( )−:=

0 5 .106

1 .105

1.5 .105

20

0

20

Ip t( )

t

Ipprom1

2T0

2T

tIp t( )⌠⌡

d⋅:= ITpef1

2T0

2T

tIp t( )2⌠

⌡

d⋅:=

Ipprom 1.355 1015−

× A= ITpef 11.559A=

Corriente is del transformador modo reductor

Is t( ) nsel Ip t( )( )⋅:=

0 5 .106

1 .105

1.5 .105

200

0

200

Is t( )

t

Nota: falta adicionar la corriente magnetizante, ya que esta circula atraves del secundario del transformador.

Isprom1

2T0

2T

tIs t( )⌠⌡

d⋅:= Isef1

2T0

2T

tIs t( )2⌠

⌡

d⋅:=

Isprom 0A= Isef 127.205A=

Anexo I

223

Corriente en D7 y D10 ó D8 y D9

ID7_10 t( ) nsel I1 t( )⋅ 0 t< d T⋅≤if

nsel I2 t( )⋅ d T⋅ t< T≤if

0A T t< 2T≤if

:= ID8_9 t( ) 0A 0 t< T≤if

nsel I3 t( )⋅ T t< T d T⋅+≤if

nsel I4 t( )⋅ T d T⋅+ t< 2T≤if

:=

0 4 .106

8 .106

1.2 .105

1.6 .105

0

40

80

120

160

200

ID7_10 t( )

ID8_9 t( )

t

ID7_10prom1

2T0

2T

tID7_10 t( )⌠⌡

d⋅:= ID7_10ef1

2T0

2T

tID7_10 t( )2⌠

⌡

d⋅:=

ID7_10prom 62.477A= ID7_10ef 89.948A=

Corriente rectificada despues del secundario del transformador modo reductor (corriente en batería)

Isrec t( ) nsel IM3_6 t( ) IM4_5 t( )+( )⋅:=

0 5 .106

1 .105

1.5 .105

0

100

200

Isrec t( )

t

Isrecprom1

2T0

2T

tIsrec t( )⌠⌡

d⋅:= Isrecef1

2T0

2T

tIsrec t( )2⌠

⌡

d⋅:=

Isrecprom 124.955A= Isrecef 127.205A=


224

0 2 .106

4 .106

6 .106

8 .106

15

9

3

3

9

15

0ICc t( )

VCc t( )

t

TOL TOL 10000⋅:=

Ec. Rizado de tensión en condensador

VCc t( )1

Cc0

t

tICc t( )⌠⌡

d⋅:=

Recordemos la tensión en un condensador

V = 1

Cti

⌠⌡

d⋅

Nota : puse el límite superior a ojo

Tolerancia en el cálculo

TOLTOL

10000:=

Cc 6.567 106−

× F=Cc

1

∆Cc d T⋅

T

tICc t( )⌠⌡

d⋅:=Cálculo de Capacitancia

∆Cc 4V=∆Cc

1

100Vctip:=Rizado de tensión (%)

ICcef 5.598A=ICcprom 0A=

ICcef1

T0

T

tICc t( )2⌠

⌡

d⋅:=ICcprom1

T0

T

tICc t( )⌠⌡

d⋅:=

ICc t( ) IM1prom IM1 t( )−( ):=Corriente en

condensador

Condensador de entrada Cc

Cálculo de condensadores modo reductor

Anexo I

225

ICBprom 0.045A=

ICBef 23.577A=

ICBef1

2T0

2T

tICB t( )2⌠

⌡

d⋅:=ICBprom1

2T0

2T

tICB t( )⌠⌡

d⋅:=

Corriente promedio y eficaz en condensador de salida

0 4 .106

8 .106

1.2 .105

1.6 .105

100

60

20

20

60

100

0ICB t( )

d T⋅

2

1 d+( )

2T⋅

t

VCB t( )1

CB0

t

tICB t( )⌠⌡

d⋅:=Ec. Rizado de tensión en condensador

CB 850.964 106−

× F=

CB1−

∆CB d T⋅

2

1 d+( )

2T⋅

tICB t( )

⌠⌡


Rizado de tensión (%) ∆CB 0.12V=∆CB1

100VBtip:=

ICB t( ) Isrec t( )Po

VBtip−

−:=


V = 1

Cti

⌠⌡

d⋅

Corriente en condensador de salidaCondensador de salida VB


226

0 4 .106

8 .106

1.2 .105

1.6 .105

0.1

0.07

0.04

0.01

0.02

0.05

0

VCB t( )

d T⋅

2

1 d+( )

2T⋅

t

Condensador intermedio C bus

Corriente en condensador de salida


V = 1

Cti

⌠⌡

d⋅

ICbus t( ) IM3_6 t( ) IM4_5 t( )+Po

nsel VBtip⋅−

−:=

∆Cbus1

100nsel VBtip⋅:= ∆Cbus 1.32V=Rizado de tensión (%)

Cálculo de CapacitanciaCbus

1−

∆CB d T⋅

2

1 d+( )

2T⋅

tICbus t( )

⌠⌡

d⋅:=

Cbus 77.36 106−

× F=

Ec. Rizado de tensión en condensador VCbus t( )

1

Cbus 0

t

tICbus t( )⌠⌡

d⋅:=

Anexo I

227

0 4 .106

8 .106

1.2 .105

1.6 .105

10

6

2

2

6

10

0ICbus t( )

d T⋅

2

1 d+( )

2T⋅

t


ICbusprom1

2T0

2T

tICbus t( )⌠⌡

d⋅:= ICbusef1

2T0

2T

tICbus t( )2⌠

⌡

d⋅:=

ICbusef 2.137A=

ICbusprom 4.114 103−

× A=

0 4 .106

8 .106

1.2 .105

1.6 .105

0.1

0.07

0.04

0.01

0.02

0.05

0

VCbus t( )

d T⋅

2

1 d+( )

2T⋅

t


228

Qgs 350 109−

⋅ C:=

SPA11N60C3

Ron 1.8 340⋅ 103−

⋅ Ω:=

Ton 5 109−

⋅ s:=

Coos 40 1012−

⋅ F:=

Toff 5 109−

⋅ s:=

Qgs 45 109−

⋅ C:=

Pérdidas por conducción

PonRon

mosIM1ef( )2⋅:= Pon 9.529W=

Pérdidas por Carga de la Puerta del MOSFET

Pgs mos Qgs⋅ Vgs⋅ fs⋅:= Pgs 0.203W=

Pérdidas por "Capacitancia Parasita" en drenador-fuente

Pcoosmos

2Coos⋅ Vctip

2⋅ fs⋅:= Pcoos 0.96W=

Cálculo de pérdidas ensemiconductores del convertidor en modo reductor

Pérdidas M1 y D2

MOSFETs en Paralelo

TensiónPuerta-Fuente

TensiónDrenador-Fuente

Frecuencia

mos 3:= Vgs 15V:= Vctip fs 1 105

× Hz=

Corrientes en las Conmutaciones isw IL

∆i

2−:= isw2 IL

∆i

2+:=

Datos del MOSFET S1

IRFPS43N50K

Ron 2 78⋅ 103−

⋅ Ω⋅:=

Ton 140 109−

⋅ s:=

Coos 200 1012−

⋅ F:=

Toff 74 109−

⋅ s:=

Anexo I

229

Pgs 0.176W=Pgs mos Qgs⋅ Vgs⋅ fs⋅:=


Pon 13.055W=PonRon

mosID2ef( )2⋅:=


Qgs 39 109−

⋅ C:=

Toff 11 109−

⋅ s:=

Coos 50 1012−

⋅ F:=

Ton 20 109−

⋅ s:=

Ron 1.8 250⋅ 103−

⋅ Ω:=

STP20NM60

Qgs 350 109−

⋅ C:=

Toff 74 109−

⋅ s:=

Coos 200 1012−

⋅ F:=

Pérdidas por convivencia "Corriente-Tension" (switching losses)

PswVctip

2fs⋅ Ton isw⋅ Toff isw2⋅+( )⋅:= Psw 2.273W=

Pérdidas totales de M1

PTM1 Pon Pgs+ Pcoos+ Psw+:= PTM1 12.964W=

Datos de diodo D2 que en realidad es MOSFET M2

mos 3:= SPA11N60C3

Ron 1.8 340⋅ 103−

⋅ Ω:=

Ton 5 109−

⋅ s:=

Coos 40 1012−

⋅ F:=

Toff 5 109−

⋅ s:=

Qgs 45 109−

⋅ C:=

IRFPS43N50K

Ron 2 78⋅ 103−

⋅ Ω:=

Ton 140 109−

⋅ s:=


230

isw IL∆i

2−:=

ft 5 104

× Hz=

Datos del MOSFET M3

IRFP264

Ron 1.75 75⋅ 103−

⋅ Ω⋅:= nsel 7 10..:= V ds = 250V

Coos 140 1012−

⋅ F:= Ton 99 109−

⋅ s:=

Qgs 210 109−

⋅ C:= Toff 92 109−

⋅ s:=

STP40NS15

Ron 1.8 44⋅ 103−

⋅ Ω⋅:= nsel 7:= V ds = 150V

Coos 380 1012−

⋅ F:= Ton 45 109−

⋅ s:=

Qgs 100 109−

⋅ C:= Toff 35 109−

⋅ s:=


Pcoosmos

2Coos⋅ Vctip

2⋅ fs⋅:= Pcoos 1.2W=


PswVctip

2fs⋅ Ton isw⋅( )⋅:= Psw 3.06W=

Pérdidas totales de D2

PTD2 Pon Pgs+ Pcoos+ Psw+:= PTD2 17.49W=

Pérdidas M3 - M6

MOSFETs en Paralelo



Frecuencia

mos 2:= Vgs 15V:= Vbus nTR( ) nTR VBtip⋅:=ft

fs

2:=

Corrientes en las Conmutaciones

Anexo I

231

FQA35N40

Ron 1.8 80⋅ 103−

⋅ Ω⋅:= nsel 15:= V ds = 400V

Coos 750 1012−

⋅ F:= Ton 360 109−

⋅ s:=

Qgs 110 109−

⋅ C:= Toff 190 109−

⋅ s:=

FDH34N40

Ron 1.8 106⋅ 103−

⋅ Ω⋅:= nsel 11:= V ds = 400V

Coos 500 1012−

⋅ F:= Ton 72 109−

⋅ s:=

Qgs 57 109−

⋅ C:= Toff 58 109−

⋅ s:=

STW18NB40

Ron 1.8 190⋅ 103−

⋅ Ω⋅:= nsel 11:= V ds = 400V

Coos 500 1012−

⋅ F:= Ton 14 109−

⋅ s:=

Qgs 60 109−

⋅ C:= Toff 15 109−

⋅ s:=

PSMN020-150W

Ron 1.8 20⋅ 103−

⋅ Ω⋅:= nsel 7:= V ds = 150V

Coos 854 1012−

⋅ F:= Ton 79 109−

⋅ s:=

Qgs 227 109−

⋅ C:= Toff 101 109−

⋅ s:=

PSMN030-150W

Ron 1.8 30⋅ 103−

⋅ Ω⋅:= nsel 7:= V ds = 150V

Coos 140 1012−

⋅ F:= Ton 71 109−

⋅ s:=

Qgs 98 109−

⋅ C:= Toff 76 109−

⋅ s:=

IRFP360LC

Ron 1.75 200⋅ 103−

⋅ Ω⋅:= nsel 11:= V ds = 400V

Coos 500 1012−

⋅ F:= Ton 75 109−

⋅ s:=

Qgs 110 109−

⋅ C:= Toff 50 109−

⋅ s:=


232

PM3_6 55.553W=PM3_6 Pon Pgs+ Pcoos+ Psw+( ) 4⋅:=

Pérdidas totales desde M3 a M6

PM3 13.888W=PM3 Pon Pgs+ Pcoos+ Psw+:=

Pérdidas individuales de M3

Psw 1.414W=Psw nsel VBtip⋅( ) fs⋅ Ton isw⋅( )⋅:=


Pcoos 0.871W=Pcoosmos

2Coos⋅ nsel VBtip⋅( )2⋅ fs⋅:=




Pon 11.423W=PonRon

mosIM3_6ef( )2⋅:=


Anexo I

233

Ron 1.25 3.6⋅ 103−

⋅ Ω⋅:= nsel 11:= V ds = 30V

Coos 800 1012−

⋅ F:= Ton 67 109−

⋅ s:=

Qgs 70 109−

⋅ C:= Toff 19 109−

⋅ s:=

ISL9N302AS3ST

Ron 1.4 1.9⋅ 103−

⋅ Ω⋅:= nsel 11:= V ds = 30V

Coos 2200 1012−

⋅ F:= Ton 120 109−

⋅ s:=

Qgs 200 109−

⋅ C:= Toff 34 109−

⋅ s:=


PonRon

mosID7_10ef( )2⋅:= Pon 7.174W=



Pérdidas D7 - D10 Están representados diodos aunque en realidad son MOSFETs

MOSFETs en Paralelo



Frecuencia

mos 3:= Vgs 15V:= VBtip ft 5 104

× Hz=


∆i

2−

nsel⋅:=

Datos del MOSFET M7

FDB7045L

Ron 1.2 4.5⋅ 103−

⋅ Ω⋅:= nsel 11:= V ds = 30V

Coos 1000 1012−

⋅ F:= Ton 114 109−

⋅ s:=

Qgs 50 109−

⋅ C:= Toff 115 109−

⋅ s:=

ISL9N302AP3


234


Pcoosmos

2Coos⋅ VBtip( )2⋅ fs⋅:= Pcoos 0.048W=


Psw VBtip( ) fs⋅ Ton isw⋅( )⋅:= Psw 12.119W=


PM7 Pon Pgs+ Pcoos+ Psw+:= PM3 13.888W=


PM7_10 Pon Pgs+ Pcoos+ Psw+( ) 4⋅:= PM7_10 80.96W=

Anexo I

235

d 0.01 0.01 0.01+, 1..:=Variación del

ciclo de trabajo


detransformación

T1

fs:=fs 100KHz:=


elevador







Convertidor BI-Direccional modo elevador


236

Arranque modo elevador

Tension de salida en el arranque VcA VB nTR, d,( ) d nTR⋅ VB⋅:=

0 0.25 0.5 0.75 10

100

200

300

.

.

.

d

Vc (V)

260V

nTR 1:=

nTR 9:=

nTR 16:=

NOTA: para no sobrepasar el valor minimo de tensión que se debe regular en modo elevador permanente o normal, el valor de nTR no debe ser superior 16 vueltas.

Anexo I

237

Permanente ó Normal, modo elevador

Tensión de bus

Vbus nTR VB,( ) VBnTR⋅:=

Vbus nsel VBtip,( ) 132V=

Variación de la tensión de salida para distintas relaciones de transformación nTR

Vc VB nTR, d,( ) VBnTR⋅1

1 d−⋅:=

0 0.25 0.5 0.75 10

200

400

600

.

.

.

d

Vc (V)

260V

416V

nTR 1:=

nTR 9:=

nTR 16:=

Ciclo de trabajo para las tensiones de entrada y salida típicas

d 1nsel VBtip⋅

Vctip−:= d 0.67=


238

I4 t( )∆i−

1 d−( ) T⋅t d T⋅− T−( )⋅ IL+

∆i

2+:=I3 t( )

∆i

d T⋅t T−( )⋅ IL+

∆i

2−:=

I2 t( )∆i−

1 d−( ) T⋅t d T⋅−( )⋅ IL+

∆i

2+:=I1 t( )

∆i

d T⋅t⋅ IL+

∆i

2−:=


Ipk 15.076A=Ipk IL∆i


∆insel VBtip⋅( )

L1

nsel VBtip⋅

Vctip−

⋅ T⋅:=Rizado ∆i 7.426A=

IL 11.364A=IL

Po

nsel VBtip⋅:=

L 119.1µH:=

Recordemos la tensión en una Bobina

V = Ltid

d⋅

Cálculo de corrientes modo normal elevador

0 2 .106

4 .106

6 .106

8 .106

500

0

500

VL t( )

t

Tensión aplicada a la bobina

VL t( ) nsel VBtip⋅ 0 t< d T⋅≤if

nsel VBtip⋅ Vctip− d T⋅ t< T≤if

:=

Anexo I

239

Corriente en la bobina

IL1 t( ) I1 t( ) 0 t< d T⋅≤if


:=

0 2 .106

4 .106

6 .106

8 .106

0

4

8

12

16

20

IL1 t( )

t

IL1prom1

T0

T

tIL1 t( )⌠⌡

d⋅:= IL1ef1

T0

T

tIL1 t( )2⌠

⌡

d⋅:=

IL1prom 11.364A= IL1ef 11.565A=

IM2 t( ) I1 t( ) 0 t< d T⋅≤if

0A d T⋅ t< T≤if

:=Corriente en M2

0 2 .106

4 .106

6 .106

8 .106

0

4

8

12

16

20

IM2 t( )

t

IM2prom1

T0

T

tIM2 t( )⌠⌡

d⋅:= IM2ef1

T0

T

tIM2 t( )2⌠

⌡

d⋅:=



240

Corriente en D1 ID1 t( ) 0A 0 t< d T⋅≤if


:=

0 2 .106

4 .106

6 .106

8 .106

0

4

8

12

16

20

ID1 t( )

t

ID1prom1

T0

T

tID1 t( )⌠⌡

d⋅:= ID1ef1

T0

T

tID1 t( )2⌠

⌡

d⋅:=

ID1prom 3.921A= ID1ef 6.834A=

Corriente en D3 y D6 ó D4 y D5

ID3_6 t( ) I1 t( ) 0 t< d T⋅≤if


0A T t< 2T≤if

:= ID4_5 t( ) 0A 0 t< T≤if

I3 t( ) T t< T d T⋅+≤if

I4 t( ) T d T⋅+ t< 2T≤if

:=

0 4 .106

8 .106

1.2 .105

1.6 .105

0

4

8

12

16

20

ID3_6 t( )

ID4_5 t( )

t

ID3_6prom1

2T0

2T

tID3_6 t( )⌠⌡

d⋅:= ID3_6ef1

2T0

2T

tID3_6 t( )2⌠

⌡

d⋅:=

ID3_6prom 5.68A= ID3_6ef 8.173A=

Anexo I

241

Corriente ip del transformador modo elevador

Ip t( ) ID3_6 t( ) ID4_5 t( )−:=

0 5 .106

1 .105

1.5 .105

20

0

20

Ip t( )

t

Ipprom1

2T0

2T

tIp t( )⌠⌡

d⋅:= ITpef1

2T0

2T

tIp t( )2⌠

⌡

d⋅:=

Ipprom 1.355− 1015−

× A= ITpef 11.559A=

Corriente is del transformador modo elevador

Is t( ) nsel Ip t( )( )⋅:=

0 5 .106

1 .105

1.5 .105

200

0

200

Is t( )

t

Nota: falta adicionar la corriente magnetizante, ya que esta circula atraves del secundario del transformador.

Isprom1

2T0

2T

tIs t( )⌠⌡

d⋅:= Isef1

2T0

2T

tIs t( )2⌠

⌡

d⋅:=

Isprom 0A= Isef 127.205A=


242

Corriente en M7 y M10 ó M8 y M9

IM7_10 t( ) nsel I1 t( )⋅ 0 t< d T⋅≤if

nsel I2 t( )⋅ d T⋅ t< T≤if

0A T t< 2T≤if

:= IM8_9 t( ) 0A 0 t< T≤if

nsel I3 t( )⋅ T t< T d T⋅+≤if

nsel I4 t( )⋅ T d T⋅+ t< 2T≤if

:=

0 4 .106

8 .106

1.2 .105

1.6 .105

0

40

80

120

160

200

IM7_10 t( )

IM8_9 t( )

t

IM7_10prom1

2T0

2T

tIM7_10 t( )⌠⌡

d⋅:= IM7_10ef1

2T0

2T

tIM7_10 t( )2⌠

⌡

d⋅:=

IM7_10prom 62.477A= IM7_10ef 89.948A=

Corriente demandada por el convertidor antes de entrar al transformador en modo elevador (corriente en batería)

Isrec t( ) nsel ID3_6 t( ) ID4_5 t( )+( )⋅:=

0 5 .106

1 .105

1.5 .105

0

100

200

Isrec t( )

t

Isrecprom1

2T0

2T

tIsrec t( )⌠⌡

d⋅:= Isrecef1

2T0

2T

tIsrec t( )2⌠

⌡

d⋅:=

Isrecprom 124.955A= Isrecef 127.205A=

Anexo I

243

ICBprom 0.045A=

ICBef 23.577A=

ICBef1

2T0

2T

tICB t( )2⌠

⌡

d⋅:=ICBprom1

2T0

2T

tICB t( )⌠⌡

d⋅:=

Corriente promedio y eficaz en condensador de entrada

0 4 .106

8 .106

1.2 .105

1.6 .105

100

60

20

20

60

100

0ICB t( )

d T⋅

2

1 d+( )

2T⋅

t

VCB t( )1

CB0

t

tICB t( )⌠⌡


CB 850.964 106−

× F=

CB1−

∆CB d T⋅

2

1 d+( )

2T⋅

tICB t( )

⌠⌡



100VBtip:=

ICB t( ) Isrec t( )Po

VBtip−

−:=


V = 1

Cti

⌠⌡

d⋅

Corriente en condensador de entradaCondensador de entrada VB

Cálculo de condensadores modo elevador


244

TOL TOL 10000⋅:=


VCc t( )1

Cc0

t

tICc t( )⌠⌡

d⋅:=


V = 1

Cti

⌠⌡

d⋅



TOLTOL

10000:=

Cc 6.141 106−

× F=Cc

1

∆Cc d T⋅

T

tICc t( )⌠⌡


∆Cc 4V=∆Cc

1

100Vctip:=Rizado de tensión (%)

ICcef 5.624A=ICcprom 2.711− 1015−

× A=

ICcef1

T0

T

tICc t( )2⌠

⌡

d⋅:=ICcprom1

T0

T

tICc t( )⌠⌡

d⋅:=

ICc t( ) IM2prom IM2 t( )−( ):=Corriente en

condensador

Condensador de salida Cc

0 4 .106

8 .106

1.2 .105

1.6 .105

0.05

0.02

0.01

0.04

0.07

0.1

0

VCB t( )

d T⋅

2

1 d+( )

2T⋅

t

Anexo I

245

0 2 .106

4 .106

6 .106

8 .106

15

9

3

3

9

15

0ICc t( )

VCc t( )

t

Condensador intermedio C bus



V = 1

Cti

⌠⌡

d⋅

ICbus t( ) ID3_6 t( ) ID4_5 t( )+Po

nsel VBtip⋅−

−:=

∆Cbus1

100nsel VBtip⋅:= ∆Cbus 1.32V=Rizado de tensión (%)

Cálculo de CapacitanciaCbus

1−

∆CB d T⋅

2

1 d+( )

2T⋅

tICbus t( )

⌠⌡

d⋅:=

Cbus 77.36 106−

× F=

Ec. Rizado de tensión en condensador VCbus t( )

1

Cbus 0

t

tICbus t( )⌠⌡

d⋅:=


246

0 4 .106

8 .106

1.2 .105

1.6 .105

10

6

2

2

6

10

0ICbus t( )

d T⋅

2

1 d+( )

2T⋅

t


ICbusprom1

2T0

2T

tICbus t( )⌠⌡

d⋅:= ICbusef1

2T0

2T

tICbus t( )2⌠

⌡

d⋅:=

ICbusef 2.137A=

ICbusprom 4.114 103−

× A=

0 4 .106

8 .106

1.2 .105

1.6 .105

0.05

0.02

0.01

0.04

0.07

0.1

0

VCbus t( )

d T⋅

2

1 d+( )

2T⋅

t

Anexo I

247

Qgs 350 109−

⋅ C:=

SPA11N60C3

Ron 1.8 340⋅ 103−

⋅ Ω:=

Ton 5 109−

⋅ s:=

Coos 40 1012−

⋅ F:=

Toff 5 109−

⋅ s:=

Qgs 45 109−

⋅ C:=


PonRon

mosID1ef( )2⋅:= Pon 9.529W=




Pcoosmos

2Coos⋅ Vctip

2⋅ fs⋅:= Pcoos 0.96W=

Cálculo de pérdidas ensemiconductores del convertidor en modo elevador

Pérdidas M1 y D2

MOSFETs en Paralelo



Frecuencia

mos 3:= Vgs 15V:= Vctip fs 1 105

× Hz=


∆i

2−:= isw2 IL

∆i

2+:=

Datos del diodo D1 que en realidad es MOSFET M1

IRFPS43N50K

Ron 2 78⋅ 103−

⋅ Ω⋅:=

Ton 140 109−

⋅ s:=

Coos 200 1012−

⋅ F:=

Toff 74 109−

⋅ s:=


248



Pon 13.055W=PonRon

mosIM2ef( )2⋅:=


Qgs 39 109−

⋅ C:=

Toff 11 109−

⋅ s:=

Coos 50 1012−

⋅ F:=

Ton 20 109−

⋅ s:=

Ron 1.8 250⋅ 103−

⋅ Ω:=

STP20NM60

Qgs 350 109−

⋅ C:=

Toff 74 109−

⋅ s:=

Coos 200 1012−

⋅ F:=


PswVctip

2fs⋅ Ton isw⋅ Toff isw2⋅+( )⋅:= Psw 2.273W=

Pérdidas totales de M1

PTM1 Pon Pgs+ Pcoos+ Psw+:= PTM1 12.964W=

Datos del MOSFET M2

mos 3:= SPA11N60C3

Ron 1.8 340⋅ 103−

⋅ Ω:=

Ton 5 109−

⋅ s:=

Coos 40 1012−

⋅ F:=

Toff 5 109−

⋅ s:=

Qgs 45 109−

⋅ C:=

IRFPS43N50K

Ron 2 78⋅ 103−

⋅ Ω:=

Ton 140 109−

⋅ s:=

Anexo I

249

isw IL∆i

2−:=

ft 5 104

× Hz=

Datos del MOSFET M3

IRFP264

Ron 1.75 75⋅ 103−

⋅ Ω⋅:= nsel 7 10..:= V ds = 250V

Coos 140 1012−

⋅ F:= Ton 99 109−

⋅ s:=

Qgs 210 109−

⋅ C:= Toff 92 109−

⋅ s:=

STP40NS15

Ron 1.8 44⋅ 103−

⋅ Ω⋅:= nsel 7:= V ds = 150V

Coos 380 1012−

⋅ F:= Ton 45 109−

⋅ s:=

Qgs 100 109−

⋅ C:= Toff 35 109−

⋅ s:=


Pcoosmos

2Coos⋅ Vctip

2⋅ fs⋅:= Pcoos 1.2W=


PswVctip

2fs⋅ Ton isw⋅( )⋅:= Psw 3.06W=

Pérdidas totales de D2

PTD2 Pon Pgs+ Pcoos+ Psw+:= PTD2 17.49W=

Pérdidas D3 - D6

MOSFETs en Paralelo



Frecuencia

mos 2:= Vgs 15V:= Vbus nTR( ) nTR VBtip⋅:=ft

fs

2:=

Corrientes en las Conmutaciones


250

FQA35N40

Ron 1.8 80⋅ 103−

⋅ Ω⋅:= nsel 15:= V ds = 400V

Coos 750 1012−

⋅ F:= Ton 360 109−

⋅ s:=

Qgs 110 109−

⋅ C:= Toff 190 109−

⋅ s:=

FDH34N40

Ron 1.8 106⋅ 103−

⋅ Ω⋅:= nsel 11:= V ds = 400V

Coos 500 1012−

⋅ F:= Ton 72 109−

⋅ s:=

Qgs 57 109−

⋅ C:= Toff 58 109−

⋅ s:=

STW18NB40

Ron 1.8 190⋅ 103−

⋅ Ω⋅:= nsel 11:= V ds = 400V

Coos 500 1012−

⋅ F:= Ton 14 109−

⋅ s:=

Qgs 60 109−

⋅ C:= Toff 15 109−

⋅ s:=

PSMN020-150W

Ron 1.8 20⋅ 103−

⋅ Ω⋅:= nsel 7:= V ds = 150V

Coos 854 1012−

⋅ F:= Ton 79 109−

⋅ s:=

Qgs 227 109−

⋅ C:= Toff 101 109−

⋅ s:=

PSMN030-150W

Ron 1.8 30⋅ 103−

⋅ Ω⋅:= nsel 7:= V ds = 150V

Coos 140 1012−

⋅ F:= Ton 71 109−

⋅ s:=

Qgs 98 109−

⋅ C:= Toff 76 109−

⋅ s:=

IRFP360LC

Ron 1.75 200⋅ 103−

⋅ Ω⋅:= nsel 11:= V ds = 400V

Coos 500 1012−

⋅ F:= Ton 75 109−

⋅ s:=

Qgs 110 109−

⋅ C:= Toff 50 109−

⋅ s:=

Anexo I

251

PM3_6 55.553W=PM3_6 Pon Pgs+ Pcoos+ Psw+( ) 4⋅:=


PM3 13.888W=PM3 Pon Pgs+ Pcoos+ Psw+:=


Psw 1.414W=Psw nsel VBtip⋅( ) fs⋅ Ton isw⋅( )⋅:=


Pcoos 0.871W=Pcoosmos

2Coos⋅ nsel VBtip⋅( )2⋅ fs⋅:=




Pon 11.423W=PonRon

mosID3_6ef( )2⋅:=



252

Ron 1.25 3.6⋅ 103−

⋅ Ω⋅:= nsel 11:= V ds = 30V

Coos 800 1012−

⋅ F:= Ton 67 109−

⋅ s:=

Qgs 70 109−

⋅ C:= Toff 19 109−

⋅ s:=

ISL9N302AS3ST

Ron 1.4 1.9⋅ 103−

⋅ Ω⋅:= nsel 11:= V ds = 30V

Coos 2200 1012−

⋅ F:= Ton 120 109−

⋅ s:=

Qgs 200 109−

⋅ C:= Toff 34 109−

⋅ s:=


PonRon

mosIM7_10ef( )2⋅:= Pon 7.174W=



Pérdidas M7 - M10 Están representados diodos aunque en realidad son MOSFETs

MOSFETs en Paralelo



Frecuencia

mos 3:= Vgs 15V:= VBtip ft 5 104

× Hz=


∆i

2−

nsel⋅:=

Datos del MOSFET M7

FDB7045L

Ron 1.2 4.5⋅ 103−

⋅ Ω⋅:= nsel 11:= V ds = 30V

Coos 1000 1012−

⋅ F:= Ton 114 109−

⋅ s:=

Qgs 50 109−

⋅ C:= Toff 115 109−

⋅ s:=

ISL9N302AP3

Anexo I

253


Pcoosmos

2Coos⋅ VBtip( )2⋅ fs⋅:= Pcoos 0.048W=


Psw VBtip( ) fs⋅ Ton isw⋅( )⋅:= Psw 12.119W=


PM7 Pon Pgs+ Pcoos+ Psw+:= PM3 13.888W=


PM7_10 Pon Pgs+ Pcoos+ Psw+( ) 4⋅:= PM7_10 80.96W=


254

Transición Arranque-Normal modo elevador

VcA VB nTR, d,( ) d nTR⋅ VB⋅:=

Vc VB nTR, d,( ) VBnTR⋅1

2 d−⋅:=

Variación delciclo de trabajo d 0.01 0.01 0.01+, 2..:=

VcT VB nTR, d,( ) VcA VB nTR, d,( ) 0 d< 1≤if

Vc VB nTR, d,( ) 1 d< 2≤if

:=

0 0.5 1 1.5 20

200

400

600

.

.

.

d

Vc (V)

260V

416V

1

Anexo II

255

Anexo II Hoja de cálculo Capítulo 4

d Nsel Vctip, VBtip,( ) 0.42=

0 2 4 6 8 100

0.17

0.34

0.51

0.69

0.86

1.03

1.2Variación del ciclo de trabajo "d"

d Np Vcmin, VBmax,( )

d Np Vcmin, VBmin,( )

d Np Vctip, VBtip,( )

Nsel

Np

Ciclo de trabajo d Np Vc, VB,( )2 VB( )⋅

Ns

Np

Vc( )⋅

:=Nota: d = 1 = 180º = T/2 = φ El filtro de salida solo ve como un Buck en la entrada




Vctip 400V:=VBmin 10V:=Vcmin 260V:=Tensiones de operación

Nsel 7:=Np 1 9..:=Ns 1:=T1

fs:=fs 100KHz:=Po 500W:=

Relación de vueltasFrecuencia de conmutaciónPotencia de salida

Control por desplazamiento de fase

PUENTE COMPLETO CON RECTIFICADOR DOBLADOR DE CORRIENTE (MODO REDUCTOR)


256

Variación de la Inductancia en la Bobina

Corriente promedioen cada bobina IL1 VB( )

Po

2 VB⋅:=

Rizado Riz 1:= ∆i VB( ) Riz IL1 VB( )⋅:=

L1 Np Vc, VB,( )

VcNs

Np

⋅ VB−

d Np Vc, VB,( )⋅

T

2⋅

∆i VB( ):=

LX Np Vc, VB,( )2

PoVB2 VB

3Np⋅

Vc−

⋅1

fs⋅:=

0 2 4 6 8 102 .10

6

4 .106

6 .106

8 .106

1 .105

L1 Np Vcmax, VBmax,( )

L1 Np Vcmin, VBmin,( )

L1 Np Vctip, VBtip,( )

LX Np Vcmax, VBmax,( )

Nsel

Np

NOTA: Cualquier rizado esta considerado dentro de este valor de "L" L1 Nsel Vcmax, VBmax,( ) 7.483 10

6−× H=

Anexo II

257

MODO ELEVADOR

El convertidor doblador de corriente funcionando en modo inverso, se comporta como un convertidor Boost, pero con la diferencia de que se deben disparar los interruptores con un ciclo de trabajo mayor ó igual al 50% para que exista flujo de energía desde VB hacia el condensador Cc de salida.

Si queremos trabjar con ciclos de trabajo inferiores al 50% es necesario colocar dos devanados auxiliares en las bobinas del converidor para que estas funciones como convertidores Flyback independientes. Esto además es útil al momento de arrancar el convertidor, ya que es posible arrancar desde tensión cero en el condensador y tener la capacidad de regular la tensión de salida.

Funcionando con d >= 50% (Funcionamiento Normal)

Po 500W= fs 1 105

× Hz= T 1 105−

× s=

Nota: d = 1 = 360º = T = 2 π Para cada convertidor BoostCiclo de trabajo d Np Vc, VB,( ) 1

VB( )Np

Ns

⋅

Vc−:=

0 2 4 6 8 100.6

0.66

0.71

0.77

0.83

0.89

0.94

1

d Np Vcmax, VBmin,( )

d Np Vcmax, VBmax,( )

d Np Vctip, VBtip,( )

Nsel

Np

d Nsel Vctip, VBtip,( ) 0.79=


258

Funcionando con d <= 50% (Arranque del Convertidor)

En este modo de operación, el convertidor funcioona como Flyback+Boost.

Ciclo de trabajo de transición dTR 0.5:=

Tensión de modo Boost para d=50% VTR Np VB,( )

VBNp

Ns

⋅

1 dTR−( ):=

Es decir, la tensión que como mínimo deben proporcionar los convertidores Flyback+Boost debera ser V TR para que la conmutación a modo Boost se realice de manera natural y sin sobresaltos en las tensiones y corrientes del convertidor.

0 1.43 2.86 4.29 5.71 7.14 8.57 100

37.5

75

112.5

150

187.5

225

262.5

300

VTR Np VBmin,( )

VTR Np VBmax,( )

VTR Np VBtip,( )

Nsel

Np

VTR Nsel VBtip,( ) 168V=

Anexo II

259

Relación de Transformación en Flyback´s + Boost Calculamos la relación de transformación en el convertidor Flyback para que nos de una tensión de salida mayor o igual que VTR con ciclo de trabajo al 50%., con esto nos aseguramos que en el momento que se produzca la transición de un modo Flyback+Boost a modo Boost, la tensión en la salida será de valor adecuado.

Ciclo de trabajo y tensión de

transición

dTR 0.5=

VTR Nsel VBtip,( ) 168V=

Vueltas Flyback para conseguir una transición adecuada en modo UP

nF Np( )

Np

Ns

dTR:=

NOTA: es importante asegurar que la tensión en el diodo Flyback no valla a conducir en modo reductor, para eso, se debe cumplir la siguiente condición: nF<= a la siguiente expresión

nFDown Np Vc, VB,( )Vc

Vc

NpVB−

:=

0 2 4 6 8 100

4

8

12

16

20

nF Np( )

nFDown Np Vcmax, VBmin,( )

nFDown Np Vctip, VBtip,( )

Nsel

Np

NOTA: nF Down es la misma para cuando ambas tensiones son mínimas ó maximas en el convertidor.

Observación: La condición mas restrictiva para que no conduzca el diodo del Flyback, es operando en modo DOWN ó en modo UP tramo Boost con Vc max y VB min. Por lo anterior igualaremos nF flyback con nF Down con estos valores de tensión.


260

Vueltas primario Nsel 7=

Vueltas Flyback nF Nsel( ) 14=

nFDown Nsel Vcmax, VBmin,( ) floor nFDown Nsel Vcmax, VBmin,( )( ):=Vueltas Down

nFDown Nsel Vcmax, VBmin,( ) 8=

0 1 2 3 4 5 6 7 8012345678910111213141516

nF Np( )


nFDown Np Vctip, VBtip,( )

Np

Igualamos vueltas nF a la mas restrictivas

nF Np( ) nFDown Np Vcmax, VBmin,( ):=

0 1 2 3 4 5 6 7 80

1

2

3

4

5

6

7

8

9

10

11

12

nF Np( )


Np

Anexo II

261

Observese: que para poder regular la tensión de salida desde 260V hasta 416V tal como lo indica la especificación, NO debemos seleccionar valores para Np por encima de 7.De cualquier modo, el valor límite para seleccionar Np, es 8, ya que el ciclo de trabajo en modo Down sería prácticamente 1.

NOTA: En esta gráfica esta considerado el valor de nF (variable) en función de Np.

VUP Nsel VBmax, 0.499,( ) 223.217V=

VUP Nsel VBmax, dTR,( ) 224V=

0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 10

50

100

150

200

250

300

350

400

450

500

400V

VUP Nsel VBmax, d,( )

VUP Nsel VBtip, d,( )

VUP Nsel VBmin, d,( )

VUP1 Nsel VBtip, d,( )

d

VUP1 Np VB, d,( ) VFbk Np VB, d,( ) 0 d< 0.5<if

VBoost Np VB, d,( ) 0.5 d≤ 1<if

:=

VUP Np VB, d,( ) VFbkBoost Np VB, d,( ) 0 d< 0.5<if


:=

Para d >= 0.5VBoost Np VB, d,( )

VBNp

Ns

⋅

1 d−:=

Para d <= 0.5VFbk Np VB, d,( )VBnF Np( )⋅ d⋅

1 d−:=Arranque II

Para d <= 0.5VFbkBoost Np VB, d,( )2 VB⋅ d⋅

1 2 d⋅−

nF Np( )

d

Np+

:=Arranque I

d 0.01 0.01 0.01+, 0.98..:=Nsel 7=

Variación de la tensión de salida en modo elevador


262

Particularización de la ganancia del convertidor para nF = Np en Tramo I del Arranque

(Convertidor Flyback con 2ble Ganancia)

Nsel 7=

VFbkBoost Np VB, d,( ) 2 VB⋅ Np⋅d

1 d−⋅:= Para d <= 0.5

VUP2 Np VB, d,( ) VFbkBoost Np VB, d,( ) 0 d< 0.5<if


:=

0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 10

50

100

150

200

250

300

350

400

450

500

400V

VUP Nsel VBtip, d,( )

VUP2 Nsel VBtip, d,( )

d

OBSERVESE: En la gráfica se aprecia que igular Np con nF, no representa una variación importante en la ganancia del convertidor, sinembargo sí que lo representa de cara al control del convertidor, ya que es mas fácil variar la tensión en un convertidor cuya operación eléctrica es la misma que la de un convertidor Flyback en MCC.

Existen 2 modos de arrancar el convertidor, el primero es hacer operar los 2 flyback en paralelo con el mismo ciclo de trabajo y en fase lo cual resulta en una ganancia con un salto en d=0.5, y el segundo modo consiste en hacer funcionar los flybacks don el mismo ciclo de trabajo pero desfasados 180º, lo cual ocasiona que entren en conjunto con el transformador principal a funcionar de un modo compartido como Flyback y Boost al mismo tiempo. Con esto se consigue que la ganancia del convertidor en d=0.5 sea igual que la de un Boost en este mismo cicclo de trabajo permitiendo tener una ganancia continua para todos los valores del ciclo de trabajo.

Anexo II

263

Evaluación de la tensión de transición variando nF

NF 5 Nsel..:=

Vsal Np NF, VB, d,( )2 VB⋅ d⋅

1 2 d⋅−

NF

d

Np+

:=

0 0.05 0.1 0.15 0.2 0.25 0.3 0.35 0.4 0.45 0.50

20

40

60

80

100

120

140

160

180

200

Vsal Nsel 5, VBtip, d,( )




d

Nota: En la gráfica anterior, se aprecia que la máxima tensión a la que se llega en la transición (d=50%), es independiente de nF.

También, es observable que mientras nF sea mas grande, la ganancia del convertidor en este tramo de operación, será mayor.


264

VDUP 6 Vcmax, VBmin,( ) 0.667V=

CUIDADO: Si la tension se hace negativa, significa que conduciría el diodo en modo elevador despues del arranque y en modo reductor, regresando energía a la entrada

0 2 4 6 8 100

200

400

600

VDFB Np Vcmax, VBmax,( )

VDUP Np Vcmin, VBmax,( )

VDUP Np Vcmax, VBmin,( )

Nsel

Np

VDUP Np Vc, VB,( ) VcVc

NpVB−

nF Np( )⋅−:=UP

TENSIONEN DIODOS

VDFB Np Vc, VB,( ) VcnF Np( )

1VB⋅+:=UP FLYBACK

Máxima tensión de bloqueo MOS VM5UP_FB Nsel Vcmax, VBmax,( ) 68V=

0 1.43 2.86 4.29 5.71 7.14 8.57 100

100

200

300

400

500

VM5Down Np Vcmax,( )

VM5UP_FB Np Vcmax, VBmax,( )

Nsel

Np

VM5UP_FB Np Vc, VB,( ) VB Vc1

nF Np( )⋅+:=UP FLYBACK

TENSIONESEN MOSFET

VM5Down Np Vc,( ) VcNs

Np⋅:=DOWN

Nsel 7=Tensiones de bloqueo en Diodos y MOSFETS

Np 1 9..:=

Anexo II

265

Observaciones: _ Es conveniente que Np sea de un valor en el que se pueda tener variación de la tensión de salida desde 260V hasta 400V._ Para MOSFETs de BT, es conveniente que la tensión de bloqueo no pase de 100V para poder seleccionarlos de baja resistencia en conducción (Np>=6 para MOS de 100V)_ Para los Diodos, es conveniente no pasar de Np=7 para que se puedan utilizar de 600V

UP FLYBACK VDFB Np Vc, VB,( ) VcNp( )

1VB⋅+:=

TENSIONEN DIODOS

Down VDDown Np Vc, VB,( ) VcVc

NpVB−

Np( )⋅−:=

0 2 4 6 8 100

200

400

600

VDFB Np Vctip, VBtip,( )

VDDown Np Vctip, VBtip,( )

Nsel

Np


266

0 2 .106

4 .106

6 .106

8 .106

50

0

50

VL1 t( )

VL2 t( )

t

VL1 t( ) Vc n⋅ VB−( ) 0 t< dT

2⋅≤if

VB− dT

2⋅ t< T≤if

:=

VL2 t( ) VB− 0 t<T

2≤if

Vc n⋅ VB−( )T

2t<

T

2dT

2⋅+

≤if

VB−T

2dT

2⋅+

t< T≤if

:=

d 0.5⋅ 0.245=Tensión aplicada a las bobinas

d 0.49=Nota: d = 1 = 180º = T/2 = φ El filtro de salida solo ve como un Buck en la entrada

d2 VB⋅

n Vc⋅:=

Po 500W:=

nNs

Np:=

VB 14V:=

T 1 105−

× s=T1

fs:=

Ns 1:=

Vc 400V:=Np 7:=fs 100KHz:=

Control por desplazamiento de fase

Modo reductor

Puente completo con rectificador Doblador de Corriente

Anexo II

267

0 2 .106

4 .106

6 .106

8 .106

0

10

20

30

40

50

IL1 t( )

IL2 t( )

ILT t( )

t

Corriente Total de salida ILT t( ) IL1 t( ) IL2 t( )+:=

IL1 t( ) I1 t( ) 0 t< dT

2⋅≤if

I2 t( ) dT

2⋅ t< T≤if

:=IL2 t( ) I3 t( ) 0 t<

T

2≤if

I4 t( )T

2t<

T

2dT

2⋅+≤if

I5 t( )T

2dT

2⋅+ t< T≤if

:=

Corriente en c/bobina

I3 t( )∆i−

1d

2−

T⋅

tT

2−

⋅ ILA+∆i

2−:=

I5 t( )∆i−

1d

2−

T⋅

tT

2− d

T

2⋅−

⋅ ILA+∆i

2+:=

I2 t( )∆i−

1d

2−

T⋅

t dT

2⋅−

⋅ ILA+∆i

2+:=

I4 t( )2 ∆i⋅

d T⋅t

T

2−

⋅ ILA+∆i

2−:=

I1 t( )2 ∆i⋅

d T⋅t⋅ ILA+

∆i

2−:=


LA 7.483µH:=

NOTA : El valor de L1 se calcula en la hoja de estreses para todas las tensiones de entrada y salida del convertidor resultando

Ipk 26.786A=Ipk ILA∆i


∆i 17.857A=∆i Riz ILA⋅:=Riz 1:=

ILA 17.857A=ILAPo

2 VB⋅:=

Cálculo de corrientesRecordemos la tensión en una Bobina

V = Ltid

d⋅


268

IL1prom1

T0

T

tIL1 t( )⌠⌡

d⋅:= IL1ef1

T0

T

tIL1 t( )2⌠

⌡

d⋅:=

IL1prom 17.841A= IL1ef 18.564A=

ILTprom1

T0

T

tILT t( )⌠⌡

d⋅:= ILTef1

T0

T

tILT t( )2⌠

⌡

d⋅:=

ILTprom 35.721A= ILTef 35.883A=

Corriente en Rectificadores

IM5 t( ) 0A 0 t< dT

2⋅≤if

I2 t( ) dT

2⋅ t<

T

2≤if

I2 t( ) I4 t( )+T

2t<

T

2dT

2⋅+≤if

I2 t( )T

2dT

2⋅+ t< T≤if

:= IM6 t( ) I1 t( ) I3 t( )+ 0 t< dT

2⋅≤if

I3 t( ) dT

2⋅ t<

T

2≤if

0AT

2t<

T

2dT

2⋅+≤if

I5 t( )T

2dT

2⋅+ t< T≤if

:=

0 2 .106

4 .106

6 .106

8 .106

0

12

24

36

48

60

IM5 t( )

IM6 t( )

t

IM5prom1

T0

T

tIM5 t( )⌠⌡

d⋅:= IM5ef1

T0

T

tIM5 t( )2⌠

⌡

d⋅:=

IM5prom 17.861A= IM5ef 22.294A=

Anexo II

269

Corriente que circula en cada rama del puente en primario

IM1 t( ) I1 t( ) n⋅ 0 t< dT

2⋅≤if

0A dT

2⋅ t< T≤if

:= IM3 t( ) 0A 0 t<T

2≤if

I4 t( ) n⋅T

2t<

T

2dT

2⋅+≤if

0AT

2dT

2⋅+ t< T≤if

:=

0 2 .106

4 .106

6 .106

8 .106

0

0.8

1.6

2.4

3.2

4

Po

Vc

IM1 t( )

IM3 t( )

t

IM1prom1

T0

T

tIM1 t( )⌠⌡

d⋅:= IM1ef1

T0

T

tIM1 t( )2⌠

⌡

d⋅:=


Corriente que circula en primario del transformador modo Down

ITp t( ) IM1 t( ) IM3 t( )−:=

0 2 .106

4 .106

6 .106

8 .106

5

0

5

ITp t( )

t

ITpprom1

T0

T

tITp t( )⌠⌡

d⋅:= ITpef1

T0

T

tITp t( )2⌠

⌡

d⋅:=

ITpprom 0A= ITpef 1.749A=


270

Corriente que circula en Secundario del transformador modo reductor

ITs t( )ITp t( )

n:=

0 2 .106

4 .106

6 .106

8 .106

30

18

6

6

18

30

ITs t( )

t

ITsprom1

T0

T

tITs t( )⌠⌡

d⋅:= ITsef1

T0

T

tITs t( )2⌠

⌡

d⋅:=

ITsprom 1.355− 1015−

× A= ITsef 12.981A=

Anexo II

271

d T⋅

22.45 10

6−× s=

TOL TOL 10000⋅:=


VCc t( )1

Cc0

t

tICc t( )⌠⌡

d⋅:=


V = 1

Cti

⌠⌡

d⋅



TOLTOL

10000:=

Cc 796.875 109−

× F=Cc

1

∆CcdT

2⋅

T

2

tICc t( )

⌠⌡


∆Cc 4V=∆Cc

1

100Vc:=Rizado de tensión (%)

ICcef 1.326A=ICcprom 0.104A=

ICcef1

T0

T

tICc t( )2⌠

⌡

d⋅:=ICcprom1

T0

T

tICc t( )⌠⌡

d⋅:=

0 2 .106

4 .106

6 .106

8 .106

4

2.8

1.6

0.4

0.8

2Po

Vc

ICc t( )

t

ICc t( ) IM1 t( )− IM3 t( )−Po

Vc+:=

Corriente que el condensador de entrada deberá ser capaz de aportar


272

ICBef 3.494A=ICBprom 6.873 103−

× A=

ICBef1

T0

T

tICB t( )2⌠

⌡

d⋅:=ICBprom1

T0

T

tICB t( )⌠⌡

d⋅:=


0 2 .106

4 .106

6 .106

8 .106

10

6

2

2

6

10

0ICB t( )

VCB t( ) 10⋅

dT

4⋅ 1 d+( )

T

4⋅

t

VCB t( )1

CB0

t

tICB t( )⌠⌡

d⋅:=


CB 53.848 106−

× F=CB

1

∆CBdT

4⋅

1 d+( )T

4⋅

tICB t( )

⌠⌡



100VB:=

ILA 17.857A=ICB t( ) ILT t( ) 2 ILA⋅−:=

Corriente en condensador de salidaRecordemos la tensión

en un condensador

V = 1

Cti

⌠⌡

d⋅

0 2 .106

4 .106

6 .106

8 .106

5

3.2

1.4

0.4

2.2

4

ICc t( )

VCc t( )

d T⋅

2

T

2

t

Anexo II

273

tf 11 109−

⋅ s:=

PonM

Ron

mosIM1ef

2⋅:= PonM 0.688W= PonM 4⋅ 2.754W=Conducción

Capacidad Parásita PCoosmos

2Coos⋅ VDS

2⋅ fs⋅:= PCoos 0.4W= PCoos 4⋅ 1.6W=

Carga de Puerta Pgs mos Qgs⋅ Vgs⋅ fs⋅:= Pgs 0.059W= Pgs 4⋅ 0.234W=

Conmutación NOTA: 2 ON con I Mín y 2 off con I Máx en puente

Pswon1

22 VDS⋅ I1 0s( ) n⋅( )⋅ tr⋅ fs⋅ := Pswoff

1

22 VDS⋅ I1 d

T

2⋅

n⋅

⋅ tf⋅ fs⋅

:=

Pswon 1.02W= Pswoff 1.684W=

Psw Pswon Pswoff+:= Psw 2.704W=

PTM14 PonM 4⋅ Pgs 4⋅+ PCoos 4⋅+ Psw+:=

TOTALES M1-M4PTM14 7.292W=

Nota: las pérdidas por convivencia corriente tensión no se ven afectadas al colocar MOSFETs en paralelo, ya que si la corriente disminuye para cada dispositivo, la suma de ellas da como resultado como si ubiese sido solo un dispositivo

PÉRDIDAS EN SEMICONDUCTORES MODO REDUCTOR

IRFIB7N50A Coos 97pF:= tr 35 109−

⋅ s:=

Ron 1.8 0.52Ω( )⋅:= Qgs 32 109−

⋅ C:= tf 28 109−

⋅ s:=

SPA11N60C3 Coos 40pF:= tr 5 109−

⋅ s:=

Ron 1.8 0.34Ω( )⋅:= Qgs 45 109−

⋅ C:= tf 5 109−

⋅ s:=

Puente M1 - M4

MOS paralelo mos 1:= Vgs 15V:= VDS Vc:= fs 1 105

× Hz=

Datos del MOSFET

STP20NM60 Coos 50pF:= tr 20 109−

⋅ s:=

Ron 1.8 0.25Ω( )⋅:= Qgs 39 109−

⋅ C:=


274

tf 170 109−

⋅ s:=

PonM

Ron

mosIM5ef



2Coos⋅ VDS

2⋅ fs⋅:= PCoos 1.714W= PCoos 2⋅ 3.429W=


ConmutaciónPswon

1

2VDS⋅ ILA

∆i

2+

⋅ tr⋅ fs⋅:= Pswoff1

2VDS⋅ ILA

∆i

2−

⋅ tf⋅ fs⋅:=


Psw Pswon Pswoff+:= Psw 15.816W= Psw 2⋅ 31.633W=

PTM56 PonM 2⋅ Pgs 2⋅+ PCoos 2⋅+ Psw 2⋅+:=

TOTALES M5-M6

PTM56 43.601W=


HUF75639P3 Coos 350pF:= tr 60 109−

⋅ s:=

Ron 1.6 0.025Ω( )⋅:= Qgs 110 109−

⋅ C:= tf 25 109−

⋅ s:=

STP80NF10 Coos 600pF:= tr 145 109−

⋅ s:=

Ron 0.012Ω( ):= Qgs 140 109−

⋅ C:= tf 115 109−

⋅ s:=

Rectificadores M5 - M6

MOS paralelo mos 5:= Vgs 15V:= VDS Vc n⋅:= fs 1 105

× Hz=

VDS 57.143V=Datos del MOSFET

STY140NS10 Coos 2100pF:= tr 150 109−

⋅ s:=

Ron 0.009Ω( ):= Qgs 450 109−

⋅ C:=

Anexo II

275

0 2 .106

4 .106

6 .106

8 .106

0.5

0.1

0.3

0.7

1.1

1.5

0

Vgs5 t( )

Vgs6 t( )

t

Vgs5 t( ) 1 0 t≤ d T⋅≤if

0 d T⋅ t< T≤if

:=

Disparos en los interruptores Vgs6 t( ) 1 0 t< d1

2−

T⋅≤if

0 d1

2−

T⋅ t≤

T

2

≤if

1T

2

t< T≤if

:=

d 0.755=d 1VBn1⋅

Vc−:=Ciclo de trabajo en modo Boost

VB 14V:=T

1

fs:=n1

Np

Ns:=

fs 1 105

× Hz=Po 500W:=Vc 400V:=

Funcionando con d >= 50% (Funcionamiento Normal)

El convertidor doblador de corriente funcionando en modo inverso, se comporta como un convertidor Boost, pero con la diferencia de que se deben disparar los interruptores con un ciclo de trabajo mayor ó igual al 50% para que exista flujo de energía desde VB hacia el condensador Cc de salida.

Si queremos trabjar con ciclos de trabajo inferiores al 50% es necesario colocar dos devanados auxiliares en las bobinas del converidor para que estas funciones como convertidores Flyback independientes. Esto además es útil al momento de arrancar el convertidor, ya que es posible arrancar desde tensión cero en el condensador y tener la capacidad de regular la tensión de salida.

Modo Elevador


276

IL1 t( ) I1 t( ) 0 t≤ d T⋅≤if

I2 t( ) d T⋅ t≤ T≤if

:=IL2 t( ) I3 t( ) 0 t< d

1

2−

T⋅≤if

I4 t( ) d1

2−

T⋅ t≤

T

2

≤if

I5 t( )T

2

t< T≤if

:=

Corriente en c/bobina

I3 t( )∆i

d T⋅t d

1

2−

T⋅−

⋅ ILA+∆i

2+:=

I5 t( )∆i

d T⋅t

T

2−

⋅ ILA+∆i

2−:=

I2 t( )∆i−

1 d−( ) T⋅t d T⋅−( )⋅ ILA+

∆i

2+:=

I4 t( )∆i−

1 d−( ) T⋅t d

1

2−

T⋅−

⋅ ILA+∆i

2+:=

I1 t( )∆i

d T⋅t⋅ ILA+

∆i

2−:=


Ipk 26.786A=IPk ILA∆i

2+:=

Corriente de picoILA 17.857A=

∆i 14.125A=∆iVBd⋅ T⋅

LA:=

ILAPo

2 VB⋅:=

LA 7.483 106−

× H=Corriente promedio


0 2 .106

4 .106

6 .106

8 .106

50

34

18

2

14

30

0VLA t( )

VLB t( )

t

VLA t( ) VB 0 t≤ d T⋅≤if

VBVc

n1− d T⋅ t< T≤if

:=

VLB t( ) VB 0 t< d1

2−

T⋅≤if

VBVc

n1− d

1

2−

T⋅ t≤

T

2

≤if

VBT

2

t< T≤if

:=

Tensión aplicada a las bobinas

Anexo II

277

Corriente Total ILT t( ) IL1 t( ) IL2 t( )+:=

0 2 .106

4 .106

6 .106

8 .106

0

12

24

36

48

60

IL1 t( )

IL2 t( )

ILT t( )

t

Corriente en Mosfet´sIM5 t( ) I1 t( ) 0 t< d

1

2−

T⋅≤if

I1 t( ) I4 t( )+ d1

2−

T⋅ t≤

T

2

≤if

I1 t( )T

2

t< d T⋅≤if

0A d T⋅ t< T≤if

:=

0 2 .106

4 .106

6 .106

8 .106

0

12

24

36

48

60

IM5 t( )

t

IM5prom1

T0

T

tIM5 t( )⌠⌡

d⋅:= IM5ef1

T0

T

tIM5 t( )2⌠

⌡

d⋅:=



278

Corriente que cada Bobina hace circular por secundario del trasformador

ICc2 t( ) 0A 0 t< d1

2−

T⋅≤if

I4 t( )

n1d

1

2−

T⋅ t<

T

2

≤if

0AT

2

t< T≤if

:=ICc1 t( ) 0A 0 t< d T⋅≤if

I2 t( )

n1d T⋅ t< T≤if

:=

0 2 .106

4 .106

6 .106

8 .106

0

1

2

3

4

5

Po

Vc

ICc1 t( )

ICc2 t( )

t

ICc1prom1

T0

T

tICc1 t( )⌠⌡

d⋅:= ICc1ef1

T0

T

tICc1 t( )2⌠

⌡

d⋅:=

ICc1prom 0.577A= ICc1ef 1.227A=

Corriente que circula en secundario del transformador modo Boost

ITp t( ) ICc2 t( ) ICc1 t( )−:=

0 2 .106

4 .106

6 .106

8 .106

5

0

5

0ITp t( )

t

ITpprom1

T0

T

tITp t( )⌠⌡

d⋅:= ITpef1

T0

T

tITp t( )2⌠

⌡

d⋅:=

ITpprom 0A= ITpef 1.736A=

Anexo II

279


ICc t( ) ICc1 t( ) ICc2 t( )+( )Po

Vc−:=

0 2 .106

4 .106

6 .106

8 .106

2

1

0

1

2

3

0

Po

Vc

ICc t( )

t


TOLTOL

100:= ICcef

1

T0

T

tICc t( )2⌠

⌡

d⋅:=ICcprom

1

T0

T

tICc t( )⌠⌡

d⋅:=

ICcprom 0.05− A= ICcef 1.301A=

TOL TOL 100⋅:=

Rizado de tensión (%) ∆Cc1

100Vc:=

∆Cc 4V=

Cálculo de Capacitancia Cc1

∆Ccd1

2−

T⋅

T

2

tICc t( )

⌠⌡

d⋅:=Cc 796.875 10

9−× F=


280



V = 1

Cti

⌠⌡

d⋅

TOLTOL

10000:=

VCc t( )1

Cc0

t

tICc t( )⌠⌡

d⋅:= Ec. Rizado de tensión en condensador

TOL TOL 10000⋅:=

0 2 .106

4 .106

6 .106

8 .106

5

3

1

1

3

5

0ICc t( )

VCc t( )

d1

2−

T⋅

T

2

t

Anexo II

281

tf 5 109−

⋅ s:=

PonM

Ron

mosICc1ef



2Coos⋅ VDS

2⋅ fs⋅:= PCoos 0.32W= PCoos 4⋅ 1.28W=


Conmutación

Pswon1

2VDS⋅

I2 d T⋅( )

n1

⋅ tr⋅ fs⋅:= Pswoff1

2VDS⋅

I2 T( )

n1

⋅ tf⋅ fs⋅:=




TOTALES M1-M4PTM14 7.278W=

PÉRDIDAS EN SEMICONDUCTORES MODO ELEVADOR

IRFIB7N50A Coos 97pF:= tr 35 109−

⋅ s:=

Ron 1.8 0.52Ω( )⋅:= Qgs 32 109−

⋅ C:= tf 28 109−

⋅ s:=

STP20NM60 Coos 50pF:= tr 20 109−

⋅ s:=

Ron 1.8 0.25Ω( )⋅:= Qgs 39 109−

⋅ C:= tf 11 109−

⋅ s:=

Puente M1 - M4

MOS paralelo mos 1:= Vgs 15V:= VDS Vc:= fs 1 105

× Hz=

Datos del MOSFET

SPA11N60C3 Coos 40pF:= tr 5 109−

⋅ s:=

Ron 1.8 0.34Ω( )⋅:= Qgs 45 109−

⋅ C:=


282

¿Uso de la rectificación Síncrona en modo elevador?

En este apartado se valora cuantitativamente el uso o no de la rectificación síncrona en los interruptores del puente completo (M1-M4) en modo elevador. Para hacer esta valoración, es necesario conocer las características del diodo parásito que se encuentra en estos MOSFETs. El cálculo de estas perdidas se hace con la tensión de caida en conduccion directa del diodo multiplicada por la corriente promedio que circula a traves de él. Para justificar el uso de la rectificacion síncrona en modo elevador, las pérdidas resultantes en este modo al hacer conmutar los interruptores deben ser inferiores a las que se producen al dejar conducir libremente a los diodos parásitos de los mismos.

Caida Forward en diodo de M1-M4 VFw 1.5V:=

Corriente promedio en Diodo parásito ICc1prom 0.577A=

PdidUP VFw ICc1prom⋅:= PdidUP 0.865W=Pérdidas por diodo

Pérdidas Totales por diodos PdidUP 4⋅ 3.46W=

Conclusión: obtenidos los resultados de las pérdidas que se producen al hacer conmutar los MOFETs M1 a M4 (7.27W), y las pérdidas que se producen al dejar conducir el diodo parásito (3.46W), se concluye que no es viable utilizar la Rectificación Síncrona. Lo que se debe hacer, es dejar conducir libremente al diodo parásito del MOSFET, ó en su defecto poner en paralelo un diodo de mejores prestaciones, es decir, de menor caida forward.

Anexo II

283

tf 170 109−

⋅ s:=

PonM

Ron

mosIM5ef



2Coos⋅ VDS

2⋅ fs⋅:= PCoos 0.343W= PCoos 2⋅ 0.686W=


ConmutaciónPswon

1

2VDS⋅ I2 T( )( )⋅ tr⋅ fs⋅:= Pswoff

1

2VDS⋅ I2 d T⋅( )( )⋅ tf⋅ fs⋅:=




TOTALES M5-M6

PTM56 44.292W=


HUF75639P3 Coos 350pF:= tr 60 109−

⋅ s:=

Ron 1.6 0.025Ω( )⋅:= Qgs 110 109−

⋅ C:= tf 25 109−

⋅ s:=

STP80NF10 Coos 600pF:= tr 145 109−

⋅ s:=

Ron 0.012Ω( ):= Qgs 140 109−

⋅ C:= tf 115 109−

⋅ s:=

Rectificadores M5 - M6

MOS paralelo mos 1:= Vgs 15V:= VDSVc

n1:= fs 1 10

5× Hz=

Datos del MOSFET VDS 57.143V=

STY140NS10 Coos 2100pF:= tr 150 109−

⋅ s:=

Ron 0.009Ω( ):= Qgs 450 109−

⋅ C:=


284

0 2 .106

4 .106

6 .106

8 .106

0

0.3

0.6

0.9

1.2

1.5

Vgs5 t( )

Vgs6 t( )

t

Vgs6 t( ) 1 0 t≤ d T⋅≤if

0 d T⋅ t< T≤if

:=Vgs5 t( ) 1 0 t≤ d T⋅≤if

0 d T⋅ t< T≤if

:=

Disparos de los MOSFETS M5 y M6

d 0.803=dVc

nF VB⋅ Vc+:=

Po 500W:=

nF Np:=T 1 105−

× s=T1

fs:=VB 14V:=

Vc 400V:=fs 100KHz:=

Realmente, el convertidor funciona como la asociación paralela de dos convertidores de retroceso que operan cada uno con ciclo de trabajo dT, y que entregan energía al condensador de slida Cc a través de los devanados auxiliares que están colocados en cada una de las bobinas. La tension de salida se varía hasta alcanzar la tensión deseada. Una vez que se alcanza este valor de tensión, el convertidor pasa a operar como un puente completo. Este convertidor se calcula como cualquier convertidor de retroceso normal, pero dividiendo la potencia por dos para cada uno de ellos.

Convertidores de retroceso en fase

Este convertidor tiene dos arranques distintos.

El primero consiste en hacer fucncionar los dos convertidores de retroceso en paralelo, es •decir, con el mismo ciclo de trabajo y en fase.El otro consiste en hacer funcionar los dos convertidores desfasados 180º, y con el mismo •ciclo de trabajo, con lo que se obtiene un funcionamiento interesante, de modo retroceso y modo elevador.

Arranque del convertidor

Anexo II

285

I2 t( )∆is−

1 d−( ) T⋅t d T⋅−( )⋅ Imaxfs+

∆is

2+:=I1 t( )

∆is nF⋅

d T⋅t⋅ Imaxfs nF⋅+

∆is nF⋅

2−:=

Definición de las corrientes

Secundario∆is ∆i1

nF⋅:=Imaxfs 3.176A=Imaxfs

Iof

1 d−( ):=

Primario∆iVBd⋅ T⋅

LA:=Iof 0.625A=Iof

Po

2 Vc⋅:=

Corriente promediode salida c/ Fbk

LA 7.483 106−

× H=Inductancia magnetizante


0 2 .106

4 .106

6 .106

8 .106

60

36

12

12

36

60

VL1 t( )

VL2 t( )

t

VL2 t( ) VB 0 t≤ d T⋅≤if

Vc

nF− d T⋅ t< T≤if

:=VL1 t( ) VB 0 t≤ d T⋅≤if

Vc

nF− d T⋅ t< T≤if

:=



286

Corriente en Mosfet y Diodo

IM5 t( ) I1 t( ) 0 t< d T⋅≤if

0A d T⋅ t< T≤if

:=IDF5 t( ) 0A 0 t< d T⋅≤if


:=

IM6 t( ) I1 t( ) 0 t< d T⋅≤if

0A d T⋅ t< T≤if

:=IDF6 t( ) 0A 0 t< d T⋅≤if


:=

0 2 .106

4 .106

6 .106

8 .106

0

10

20

30

40

50

IM5 t( )

IM6 t( )

t

0 2 .106

4 .106

6 .106

8 .106

0

2

4

6

IDF5 t( )

IDF6 t( )

t

IM5prom1

T0

T

tIM5 t( )⌠⌡

d⋅:=IDF5prom

1

T0

T

tIDF5 t( )⌠⌡

d⋅:=

IM5prom 17.928A=IDF5prom 0.614A=

IM5ef1

T0

T

tIM5 t( )2⌠

⌡

d⋅:= IDF5ef1

T0

T

tIDF5 t( )2⌠

⌡

d⋅:=

IM5ef 20.167A= IDF5ef 1.419A=

Anexo II

287

ICBef 19.425A=ICBprom 0.141− A=

ICBef1

T0

T

tICB t( )2⌠

⌡

d⋅:=ICBprom1

T0

T

tICB t( )⌠⌡

d⋅:=

Corriente promedio y eficaz en condensador

0 2 .106

4 .106

6 .106

8 .106

40

24

8

8

24

40

0ICB t( )

d T⋅

4.5d T⋅

t

TOL TOL 10000⋅:=

VCB t( )1

CB0

t

tICB t( )⌠⌡


TOLTOL

10000:=


CB 539.465 106−

× F=CB

1−

∆CB d T⋅

4.5

d T⋅

tICB t( )⌠⌡


Rizado de tensión (%)

∆CB 0.14V=∆CB1

100VB:=

ICB t( )Po

VBIM6 t( )− IM5 t( )−:=

Corriente en condensador de entradaRecordemos la tensión

en un condensador

V = 1

Cti

⌠⌡

d⋅

Cálculo del condendensador de entrada, Arranque modo elevador


288

0 2 .106

4 .106

6 .106

8 .106

0.2

0.12

0.04

0.04

0.12

0VCB t( )

d T⋅

4.5d T⋅

t

Cálculo del condendensador de salida, Arranque modo elevador

Corriente en Condensador Cc debida a los Flyback's

ICc t( ) IDF5 t( ) IDF6 t( )+( )Po

Vc−:=

0 2 .106

4 .106

6 .106

8 .106

2

0

2

4

6

8

0

ICc t( )

t

Corriente promedio y eficaz en condensador

ICcprom1

T0

T

tICc t( )⌠⌡

d⋅:= ICcef1

T0

T

tICc t( )2⌠

⌡

d⋅:=

ICcprom 0.022− A= ICcef 2.558A=

Anexo II

289

Rizado de tensión (%) ∆Cc1

100Vc:=

∆Cc 4V=

Cálculo de Capacitancia Cc1−

∆Cc 0

d T⋅

tICc t( )⌠⌡

d⋅:=Cc 2.51 10

6−× F=



V = 1

Cti

⌠⌡

d⋅

TOLTOL

10000:=

VCc t( )1

Cc0

t

tICc t( )⌠⌡

d⋅:= Ec. Rizado de tensión en condensador

TOL TOL 10000⋅:=

0 2 .106

4 .106

6 .106

8 .106

5

4

3

2

1

00

VCc t( )

t


290

0 2.5 .106

5 .106

7.5 .106

1 .105

0

1

2

Vgs5 t( )

Vgs6 t( )

t

Vgs6 t( ) 1 0 t< d1

2−

T⋅≤if

0 d1

2−

T⋅ t<

1

2T⋅≤if

11

2T⋅ t< d

1

2+

T⋅≤if

0 d1

2+

T⋅ t< T≤if

:=Vgs5 t( ) 1 0 t< d T⋅≤if

0 d T⋅ t< T≤if

:=

Disparos de los MOSFETS M5 y M6

d 0.333=d

Vc

nF

2VB2Vc

nF+

Vc

Np−

:=Ciclo de trabajo

Po 500W:=

nF Np:=T 1 105−

× s=T1

fs:=VB 14V:=

Vc 98V:=

fs 100KHz:=

En este arranque, la corriente sigue caminos distintos en diferentes intervalos, ya que en determinados intervalos del período, la corriente es como la de un convertidor de retroceso que va a través del diodo DF, y en otro intervalo va a través del transformador TR como en un convertidor elevador con aislamiento. Este arranque termina cuando el ciclo de trabajo alcanza el 50% en cada uno de los MOSFETS M5 y M6.

Convertidores de retroceso desfasados 180ºArranque Retroceso-Elevador

Anexo II

291


VL1 t( ) VB 0 t≤ d T⋅≤if

Vc

nF

− d T⋅ t<1

2T⋅≤if

VBVc

Np−

1

2T⋅ t< d

1

2+

T⋅≤if

Vc

nF

− d1

2+

T⋅ t< T≤if

:= VL2 t( ) VBVc

Np−

0 t≤ d T⋅≤if

Vc

nF

− d T⋅ t<1

2T⋅≤if

VB1

2T⋅ t< d

1

2+

T⋅≤if

Vc

nF

− d1

2+

T⋅ t< T≤if

:=

0 2 .106

4 .106

6 .106

8 .106

30

20

10

0

10

20

0

VL1 t( )

t

0 2 .106

4 .106

6 .106

8 .106

30

20

10

0

10

20

0

VL2 t( )

t


292

m4 1.871− 106

×A

s=m4

Iinf

∆i1

2−

Iinf

∆i1

2−

∆i2+

−

T1

2d+

T⋅−

:=

m3 0A

s=m3

Iinf

∆i1

2−

∆i2+

Iinf

∆i1

2+

∆i2−

−

1

2d+

T⋅

1

2T

−

:=

m2 1.871− 106

×A

s=m2

Iinf

∆i1

2+

∆i2−

Iinf

∆i1

2+

−

1

2T⋅ d T⋅−

:=

m1 1.871 106

×A

s=m1

Iinf

∆i1

2+

Iinf

∆i1

2−

−

d T⋅ 0−:=

Cálculo de las pendientes de las ecuaciones

∆i3 0A=∆i3

VBVc

Np−

1

2d−

⋅ T⋅

LA:=

∆i2 3.118A=∆i2

Vc

nF

1

2d−

T⋅

LA:=

∆i1 6.236A=∆i1

VBd⋅ T⋅

LA:=

d 0.333=

Cálculo de incrementos de corrente

Iinf 35.714A=IinfPo

VB:=

Corriente promediode entrada c/ Fbk

Iof 5.102A=IofPo

Vc:=

Corriente promediode salida c/ Fbk

LA 7.483 106−

× H=Inductancia magnetizante


Anexo II

293

Definición de las corrientes

I1 t( ) m1 t 0−( )⋅ Iinf

∆i1

2−

+:=

I2 t( ) m2 t d T⋅−( )⋅ Iinf

∆i1

2+

+:=

I3 t( ) m3 t1

2T−

⋅ Iinf

∆i1

2+

∆i2−

+:=

I4 t( ) m4 t T−( )⋅ Iinf

∆i1

2−

+:=

Corriente magnetizante en la bobina para el Arranque II

ILm t( ) I1 t( ) 0 t< d T⋅( )≤if

I2 t( ) d T⋅ t<1

2T

≤if

I3 t( )1

2T t<

1

2d+

T⋅≤if

I4 t( )1

2d+

T⋅ t< T≤if

:=

0 2 .106

4 .106

6 .106

8 .106

0

10

20

30

40

ILm t( )

t


294

Corriente en bobina L1 y diodo de retroceso DF1

IL1 t( ) I1 t( ) 0 t< d T⋅( )≤if

0A d T⋅ t<1

2T

≤if

I3 t( )1

2T t<

1

2d+

T⋅≤if

0A1

2d+

T⋅ t< T≤if

:= IDF1 t( ) 0A 0 t< d T⋅( )≤if

I2 t( ) d T⋅ t<1

2T

≤if

0A1

2T t<

1

2d+

T⋅≤if

I4 t( )1

2d+

T⋅ t< T≤if

:=

0 2 .106

4 .106

6 .106

8 .106

0

10

20

30

40

IL1 t( )

IDF1 t( )

t

El arranque finaliza cuando se alcanza el 50% del ciclo de trabajo, por esta razon, en las especificaciones que se dan para este arranque, no se coloca 400V, ya que en el arraqnue nunca se alcanza este valor. Dependiendo de la tensión de salida que se desee, las formas de onda de las corrientes modifican sus pendientes.

Anexo III

295

Anexo III Esquemáticos y lista de componentes de los convertidores diseñados

Convertidor Reductor Puente Completo al 50% (Capítulo 3)

Esquema eléctrico de potencia

Vgs10Vgs8

C5

M1

M2

T M7 M9

Vgs11

C4

Vgs7

Vgs1

C2

M8

C1

Vgs6

M3

M10

Vgs2

Vgs5Vgs3

M5

Vgs9

L

M11

M4

Vgs4

M6

C3

Lista de componentes

Nombre Descripción ObservaciónM1 , M2 IRFP460 -M3 - M6 IRFP360 -M7 - M10 SP60N06 -

M11 IRFP460 -C1 1uF, 600V ElectrolíticoC2 1nF, 600V CerámicoC3 94uF, 35V 2 X 47uFC4 1uF, 35V CerámicoC5 1uF, 600V Cerámico

L 488uHE55/28/21 - 3C80 - GAP = 1,15mm, 36

vueltas 14AWG

T E65/32/27 - 3C8011 vueltas primario 14AWG; 1 vuelta secundario pletina de cobre 0,5mm


296

Placas de potencia del Convertidor Reductor Puente Completo al 50%

Cara superior

Anexo III

297

Cara inferior


298

Convertidor Puente completo con rectificador doblador de corriente (Capítulo 4)

Esquema eléctrico de potencia

Vgs2

M3

Vgs5

0

D5

C3T2

M5

Vgs3

C4

Vgs4

Vgs1

C1

Vgs6

T1

M1

D6

0

TR

M2M6

C2

0

M4

D1

D2

D3

D4

Lista de componentes

Nombre Descripción ObservaciónM1 - M4 STP20NM60 -M5 - M6 HUF75639P3 3 EN PARALELO POR CADA RAMAD1 - D4 MUR460 -D5 - D6 MUR860 -

C1 1uF, 600V ElectrolíticoC2 1nF, 600V CerámicoC3 94uF, 35V 2 X 47uFC4 1uF, 35V Cerámico

T1 , T2 7,5uHKool Mu 77083A7, Rel (1:7), Primario = 10 vueltas 3 paralelo litz 400 X 0,07mm;

Secundario = 70 vueltas 0,75mm

TR E42/21/15 - 3C85Rel (7:1), Primario = 42 vueltas 0,75mm; Secundario = 6 vueltas con 7 en paralelo

y 0,75mm

Anexo III

299

Placa de potencia del Convertidor Puente completo con rectificador doblador de

corriente

Placa inferior


300

Placa superior

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