APLICACIÓN DE UN INVERSOR MULTINIVEL COMO VARIADOR DE...
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PONTIFICIA UNIVERSIDAD CATOLICA DE CHILE ESCUELA DE INGENIERIA APLICACIÓN DE UN INVERSOR MULTINIVEL COMO VARIADOR DE FRECUENCIA DE UN MOTOR DE INDUCCIÓN TRIFÁSICO CRISTIAN MARCELO ELGUETA DÍAZ Tesis para optar al grado de Magíster en Ciencias de la Ingeniería Profesor Supervisor: JUAN W. DIXON ROJAS Santiago de Chile, Julio 2005
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PONTIFICIA UNIVERSIDAD CATOLICA DE CHILE ESCUELA DE INGENIERIA
APLICACIÓN DE UN INVERSOR
MULTINIVEL COMO VARIADOR DE
FRECUENCIA DE UN MOTOR DE
INDUCCIÓN TRIFÁSICO
CRISTIAN MARCELO ELGUETA DÍAZ
Tesis para optar al grado de Magíster en Ciencias de la Ingeniería
Profesor Supervisor: JUAN W. DIXON ROJAS
Santiago de Chile, Julio 2005
PONTIFICIA UNIVERSIDAD CATOLICA DE CHILE ESCUELA DE INGENIERIA Departamento de Ingeniería Eléctrica
APLICACIÓN DE UN INVERSOR
MULTINIVEL COMO VARIADOR DE
FRECUENCIA DE UN MOTOR DE
INDUCCIÓN TRIFÁSICO
CRISTIAN MARCELO ELGUETA DÍAZ
Tesis presentada a la Comisión integrada por los profesores:
JUAN DIXON R.
HUGH RUDNICK
MATÍAS RODRIGUEZ
LUIS CONTESSE
Para completar las exigencias del grado de Magíster en Ciencias de la Ingeniería
Santiago de Chile, Julio 2005
ii
A mis Padres.
iii
AGRADECIMIENTOS
Este trabajo representa el término de un proyecto que no hubiese podido
ser finalizado satisfactoriamente si no es por el apoyo y consejos de muchas
personas.
Quiero agradecer especialmente a mi familia y amigos, que nunca
dejaron de apoyarme durante estos largos años de estudio. Gracias por la paciencia y
cariño.
Especial mención merece el Profesor Juan Dixon que guió el trabajo
realizado y, que gracias a sus consejos y conocimientos este proyecto pudo llegar a
un exitoso final.
A mis compañeros de laboratorio que siempre tuvieron la disponibilidad
de ayudar y aportar ideas en todos los problemas que se presentaron. En especial al
Ingeniero Micah Ortúzar, quién aportó con su experiencia y conocimientos en
muchos problemas a lo largo del desarrollo de esta tesis.
Finalmente quisiera agradecer la colaboración de los funcionarios del
Departamento de Ingeniería Eléctrica, especialmente a Eduardo Cea, que siempre
estuvo presente cuando se necesitó su ayuda.
iv
ÍNDICE GENERAL
AGRADECIMIENTOS .............................................................................................. iii
ÍNDICE GENERAL.................................................................................................... iv
ÍNDICE DE FIGURAS ............................................................................................... vi
ÍNDICE DE TABLAS................................................................................................. ix
RESUMEN................................................................................................................... x
ABSTRACT................................................................................................................ xi
I. INTRODUCCIÓN .............................................................................................. 1 1.1. Objetivos de la Tesis .................................................................................. 3
1.1.1. Origen de la Tesis ............................................................................ 3 1.1.2. Cobertura de la Tesis ....................................................................... 3 1.1.3. Organización de la Tesis.................................................................. 4
II. INVERSORES MULTINIVEL .......................................................................... 5 2.1. Características del Inversor Multinivel con puentes H en cascada. ........... 8
2.1.1. Modulación de Voltaje................................................................... 10 2.1.2. Distribución de Potencia................................................................ 12 2.1.3. Comparación con Inversores de dos niveles .................................. 14
III. CONTROL DE MOTORES DE INDUCCIÓN ............................................... 16 3.1. Control Escalar o Volts – Hertz ............................................................... 21
IV. SISTEMA DE CONTROL IMPLEMENTADO .............................................. 27 4.1. Características del inversor utilizado. ...................................................... 27 4.2. Sistema de Control. .................................................................................. 32 4.3. Software y Algoritmo de control.............................................................. 36
4.3.1. Características del DSP empleado y de la caja de control. ............ 37 4.3.2. Tabla de control y de función. ....................................................... 39
v
4.3.3. Programa de Control. ..................................................................... 45 4.4. Sensores utilizados y circuitos anexos. .................................................... 54
4.4.1. Sensor de Flujo .............................................................................. 54 4.4.2. Sensor de Velocidad ...................................................................... 55
V. RESULTADOS EXPERIMENTALES. ........................................................... 57 5.1. Pruebas sin Perturbaciones....................................................................... 58 5.2. Pruebas con Perturbaciones...................................................................... 59
VI. CONCLUSIONES Y TRABAJO FUTURO. ................................................... 61
BIBLIOGRAFÍA........................................................................................................ 63
A N E X O S............................................................................................................... 66
ANEXO A: Programa realizado en el DSP y Tablas. ................................................ 67
ANEXO B: Programa DSP externo para el ajuste de la señal del encoder.............. 101
ANEXO C: Cálculo del tiempo muerto. .................................................................. 114
ANEXO D: Cálculo del número de puntos de la sinusoide discretizada. ................ 116
ANEXO E: Hoja de datos del DSP TMS320F241................................................... 120
ANEXO F: Hoja de datos del Regulador TPS75925 ............................................... 134
ANEXO G: Hoja de datos del Regulador LM338 ................................................... 142
ANEXO H: Hoja de datos MOSFETS IRF540N..................................................... 146
ANEXO I: Hoja de datos MOSFETS IRFP250 ....................................................... 149
ANEXO J: Hoja de datos Driver IR 2113................................................................ 153
vi
ÍNDICE DE FIGURAS
Figura II.1 Inversor de (a) 2 niveles, (b) 3 niveles, (c) m niveles. ....................................6
Figura II.2 Esquema Inversor Acoplado por Condensador. (a) Tres niveles. (b) Cinco niveles. ............................................................................................................7
Figura II.3 Esquema de Inversor Acoplado por Diodo. (a) Tres niveles. (b) Cinco niveles. ............................................................................................................8
Figura II.4 Inversor Multinivel del tipo puente “H”, con cuatro puentes...........................9
Figura II.5 Voltaje Modulado en amplitud, medio ciclo de la forma de onda. ................10
Figura II.6 Comparación de las ondas de salida de inversores con 3, 11, 31 y 81 niveles. ..........................................................................................................11
Figura II.7 Frecuencias de Conmutación de los cuatro puentes “H” del inversor de 81 niveles. ..........................................................................................................12
Figura II.8 Potencias entregadas por cada fuente DC del inversor. (a) Carga Resistiva. (b) Carga inductiva (f.p. = 0.11)....................................................................13
Figura II.9 Comparación de la onda de salida de corriente entre un inversor de 81 niveles y un inversor convencional de dos niveles con modulación PWM (carga inductiva)............................................................................................15
Figura III.1 Curvas de operación de un motor de inducción con control de velocidad por cambio en el número de polos. ...............................................................18
Figura III.2 Curvas de operación de un motor de inducción cambiando el voltaje de alimentación. .................................................................................................19
Figura III.3 Puntos de operación para un motor de inducción con control de velocidad por frecuencia variable. El motor puede operar en cualquier punto de la zona achurada................................................................................................20
vii
Figura III.4 Curva de Operación Típica de un motor de inducción. ................................23
Figura III.5 Puntos de Operación de un motor de inducción con control Escalar............24
Figura III.6 Esquema de un control Escalar en lazo abierto.............................................25
Figura III.7 Esquema de un control Escalar en lazo cerrado por control de frecuencia de deslizamiento............................................................................................25
Figura IV.1 Distribución de potencias para distintas frecuencias en un motor de inducción de 3,7 KW.....................................................................................28
Figura IV.2 Circuito de fuentes DC y resistencias en paralelo. .......................................29
Figura IV.3 Resistencias instaladas para disipar la potencia cuando esta debía ser absorbida por las fuentes DC. .......................................................................30
Figura IV.4 (a) Circuito Nuevas Fuentes DC. (b) Fuentes instaladas en el Inversor. ......31
Figura IV.5 Configuración del Inversor Multinivel con un Motor de inducción de devanados separaros. .....................................................................................32
Figura IV.6 Sistema de Control Implementado en lazo abierto. ......................................33
Figura IV.7 Sistema de Control Implementado en lazo cerrado, con realimentación de velocidad. ......................................................................................................34
Figura IV.8 Circuito equivalente del motor utilizado. .....................................................35
Figura IV.9 Velocidad del motor alimentado con un inversor ideal, utilizando el sistema de control propuesto. ........................................................................36
Figura IV.10 Diagrama de puertos I/O en la tarjeta de control del inversor. ...................38
Figura IV.11 Configuración de una fase del inversor. .....................................................40
Figura IV.12 Sinusoide Discretizada de la Tabla de Función. .........................................45
viii
Figura IV.13 Relación entre el intervalo de interrupción T1PR y la frecuencia de salida de la sinusoide.....................................................................................52
Figura IV.14 (a) Circuito para ajustes del voltaje del sensor de flujo. (b) Placa con los circuitos de ambos sensores. .........................................................................55
Figura IV.15 (a) Circuito Encoder. (b) Imagen del Encoder instalado. ...........................56
Figura V.1 Diagrama de conexiones del accionamiento. .................................................57
Figura V.2 Respuesta del sistema a un escalón de 450 [RPM]........................................59
Figura V.3 Respuesta del sistema a una perturbación de carga. ......................................60
Figura VI.1 Diagrama de Flujo del Loop Principal, Interrupción Externa e Interrupción por Timer 1 del código implementado en el DSP externo. ....103
Figura VI.2 Diagrama de Flujo de la Interrupción por Timer 2, del código implementado en el DSP externo. ...............................................................104
Figura VI.3 Sinusoide Tabulada para distinta cantidad de puntos “N”..........................118
ix
ÍNDICE DE TABLAS
Tabla IV.1: Características de las fuentes utilizadas en los puentes auxiliares................31
Tabla IV.2 Tabla de Control ............................................................................................40
Tabla IV.3 Distribución de los datos en la Tabla de Función ..........................................44
Tabla IV.4 Valor de la variable MUX y su relación con la fase activa............................48
Tabla VI.1 Tabla de Frecuencias para DSP .....................................................................89
Tabla VI.2 Tabla de valores T1PR para DSP...................................................................93
Tabla VI.3 Tabla de Control ............................................................................................97
Tabla VI.4 Tabla de la Función Seno...............................................................................98
Tabla VI.5 Tabla para calcular el PWM del DSP externo .............................................112
Tabla VI.6 Tiempo de Apagado de los Mosfets utilizados y del circuito de disparo.....115
x
RESUMEN
Actualmente casi todos los convertidores estáticos utilizados en la
industria están basados en inversores de dos niveles con técnicas de modulación de
ancho de pulso (PWM o Pulse – Width – Modulation). Este tipo de modulación no
genera una onda de voltaje perfecta y por lo tanto se tienen problemas relacionados
principalmente con las armónicas y la alta frecuencia de operación de las válvulas
electrónicas que componen los puentes de estos convertidores.
Los inversores multinivel, en tanto, son convertidores de última
tecnología, los que pueden generar corrientes, e incluso voltajes, más sinusoidales y
con mucho menor contenido armónico. Estos se pueden modular tanto en ancho de
pulso, como en amplitud (por el gran número de escalones o niveles de tensión que
pueden generar), lo que hace que los problemas generados por las armónicas puedan
ser visiblemente atenuados. Además la frecuencia de conmutación de los
semiconductores se reduce considerablemente y por lo tanto también sus pérdidas.
Dentro del contexto de utilizar y probar el desempeño de los inversores
multinivel, se diseñó e implementó un sistema de control de velocidad para un motor
de inducción utilizando un inversor de 81 niveles construido anteriormente en el
laboratorio. Este inversor cuenta con 3 puentes auxiliares y uno principal que
sumados en serie entregan un voltaje total de 63 [Vaceff] y una corriente de 5 [A], por
fase. El sistema de control diseñado es un sistema de control escalar con un sensor
para medir el flujo directamente y de esta manera compensar la caída de voltaje en la
resistencia del estator a bajas frecuencias. Se lograron velocidades controlables entre
15 [RPM] y 900 [RPM] y tiempos de respuesta cercanos al segundo.
En este trabajo se describe el sistema de control implementado y las
pruebas realizadas con el inversor para analizar su funcionamiento a distintas
frecuencias de operación.
xi
ABSTRACT
Today almost every static converter is based on two-level topologies and
PWM (Pulse Width Modulation). This modulation technique does not yield perfect
voltages waveforms, and a series of problems is generated because of the high
harmonic distortion and switching frequency on which the semiconductors must
operate.
Multilevel converters are state–of–the–art technology inverters, which
can generate currents and voltages waveforms closer to a sinusoidal shape and hence
with less harmonic distortion. This kind of converters can be modulated with PWM
techniques, but also with amplitude modulation techniques, witch make the problems
generated by the harmonics almost disappear. Also, the switching frequency of the
semiconductors is considerably reduced and, as a result, the switching losses become
also reduced.
In the context of using and testing multilevel converters applications, a
speed control system was designed and developed to control a three phase induction
motor using an 81 level converter previously implemented in the laboratory. This
inverter has three auxiliary bridges and one main bridge, which connected in series,
produce 63 [Vaceff] and 5 [A] per phase. The control system designed is based on a
V/F control, using a sensor to measure the stator flux directly from the motor, and
hence compensating the voltage drop on the stator resistance at low frequencies.
Controllable speeds between 15 [RPM] and 900 [RPM] were accomplished with a
response time closer to the second.
In the present work the design and construction of the control system is
described, along with the tests made to the converter at different frequencies of
operation.
1
I. INTRODUCCIÓN
Los motores de inducción de jaula de ardilla son hoy en día uno de los
tipos más usados en el sector industrial. Si bien el control de velocidad, torque o
posición de estas máquinas, es más complejo que el de los motores de corriente
continua, la electrónica de potencia ha ayudado a solucionar estos problemas y ha
posicionado a este motor como el de menor precio y mayor robustez, además de su
casi nulo mantenimiento.
El control de velocidad de los motores de inducción se puede realizar de
diversas maneras. Cambiando el número de polos, el voltaje, o la frecuencia de
alimentación. El método que mayor aceptación ha tenido es una combinación de los
dos últimos, debido al mayor rango de controlabilidad, tanto en torque como en
velocidad.
Para poder variar la frecuencia de alimentación se requiere de un inversor
trifásico, el cual es un aparato capaz de transformar corriente continua en corriente
alterna.
Actualmente la mayoría de los inversores están basados principalmente
en inversores de dos niveles con modulación por ancho de pulso, o PWM (Pulse-
Width Modulation), la cual entrega solamente dos niveles de tensión y por lo tanto la
frecuencia con que deben operar las válvulas del inversor es considerablemente alta.
Daños y fallas en las máquinas han sido evidenciados en la industria debido a estas
altas frecuencias de operación. Entre los principales problemas están las fallas en los
rodamientos del motor, y pérdidas de la aislación en las bobinas de las máquinas,
causadas por corrientes circulantes, desgaste dieléctrico, sobretensión y descargas
corona [1, 2, 3, 4, 5]. Las corrientes circulantes son generadas por capacidades
parásitas que se generan en las distintas capas de las bobinas del motor. Los bruscos
cambios de voltaje (dV/dt) inducen corrientes y descargas corona en los enrrollados
2
del motor, lo que provoca el desgaste prematuro del aislamiento de las bobinas.
Además de estos problemas, la alta frecuencia de operación de los semiconductores,
produce mayores perdidas por conmutación, rizado en la corriente y gran cantidad de
ruido que puede llegar a contaminar los sistemas de control, sobre todo los sensores
que se encuentran cercanos al motor. Esto ha llevado a muchas investigaciones en el
campo de la modulación PWM en busca de solucionar, o disminuir, los problemas
antes mencionados utilizando mejores métodos de modulación [6, 7, 8, 9].
Los convertidores multinivel en cambio minimizan estos problemas. Su
función principal es mejorar el perfil de la onda de voltaje alterna generada,
utilizando tres o más niveles de voltaje continuo. Su funcionamiento es tal, que al
aumentar el número de niveles, el voltaje de salida, que está formado por la suma de
escalones de tensión, tiene mayor resolución porque aumenta el número de escalones,
acercándose a una onda sinusoidal con mayor precisión. A mayor cantidad de
escalones (o niveles) en la onda de salida, menor distorsión armónica.
Estos convertidores pueden trabajar con técnicas convencionales de
PWM, pero además pueden ser modulados en amplitud, lo que produce salidas
mucho más limpias. Este método de operación permite obtener muy buenas ondas de
voltaje y corriente, eliminando la mayoría de las armónicas. Mejor aún, cada puente
del convertidor funciona a baja frecuencia de conmutación, lo cual da la posibilidad
de poder trabajar con semiconductores de menor velocidad, generando menos
pérdidas por conmutación y haciendo más eficiente el convertidor estático.
3
1.1. OBJETIVOS DE LA TESIS
El objetivo de la Tesis consiste en analizar el comportamiento de un
inversor multinivel cuando es utilizado en todo su rango de frecuencias como es en el
control de motores.
1.1.1. ORIGEN DE LA TESIS
Esta tesis presenta el término de un gran proyecto que nació como
respuesta a la necesidad de realizar trabajos de investigación con aplicaciones
prácticas, donde se pudieran obtener resultados reales del comportamiento de los
Inversores Multinivel. Es parte de una serie de proyectos, que en conjunto pretendían
construir un sistema rectificador-inversor que, conectado a la red, fuera capaz de
controlar un motor de inducción trifásico.
En este trabajo se implementó un sistema simple de control escalar del
motor, considerando una serie de restricciones, dadas principalmente por las
limitaciones de los inversores multinivel utilizados. Estos inversores fueron
construidos en trabajos anteriores [10, 11] y son de baja potencia y bajos voltajes de
operación. Esto impidió operar el motor en condiciones reales, aún con cargas
débiles. Más aún, una de las limitaciones más importantes de estos convertidores era
la falta de fuentes reversibles adecuadas para la correcta operación del motor.
1.1.2. COBERTURA DE LA TESIS
El trabajo abarcó diversos temas referentes al diseño e implementación
de un sistema de control de velocidad en un motor de inducción trifásico utilizando
un inversor de 81 niveles. Entre estos se encuentran las simulaciones del sistema de
control implementado, la programación del inversor, los sensores utilizados para la
realimentación de diversas mediciones como flujo y velocidad, y las posteriores
4
pruebas finales para verificar el correcto funcionamiento del control utilizando en el
inversor multinivel.
1.1.3. ORGANIZACIÓN DE LA TESIS
En el presente capítulo se presenta una introducción del trabajo realizado,
junto con una descripción de cómo se encuentra estructurada la tesis y que fue lo que
motivó este trabajo.
En un segundo capítulo se describen las principales características de los
inversores multinivel, sus ventajas y desventajas, haciéndose una descripción más
detallada del inversor multinivel con puentes “H” en cascada.
En el tercer capítulo se resumen las características de los principales tipos
de control de velocidad que existen para la máquina de inducción, analizándose en
profundidad el control escalar, en el cual se basa el sistema implementado en este
trabajo.
En un cuarto capítulo se describen los principales componentes que se
utilizaron para implementar el sistema de control. Se describe el inversor utilizado,
sus limitantes de corriente y voltaje, y la forma en que se solucionaron los problemas
de bidireccionalidad en las fuentes de alimentación del inversor. También se describe
el algoritmo de control, sus diagramas de flujo asociados, las simulaciones realizadas
y los sensores utilizados.
En el quinto capítulo se presentan los resultados finales que se obtuvieron
y el análisis de éstos. Finalmente en el sexto capítulo se presentan las conclusiones y
se describen posibles trabajos futuros.
5
II. INVERSORES MULTINIVEL
La función principal de los inversores es generar una corriente alterna a
partir de una fuente de corriente continua.
Los inversores multinivel son topologías que se basan en un arreglo de
semiconductores y fuentes DC, para formar ese voltaje alterno [6]. Las
conmutaciones de los semiconductores permiten el escalonamiento de las distintas
fuentes de voltaje continuo, generando una onda de voltaje de varios niveles. Si bien
son más complejos que los tradicionales inversores de dos niveles, algunas
topologías permiten que los semiconductores trabajen con voltajes más reducidos y a
una menor frecuencia de conmutación.
La Figura II.1 muestra algunos diagramas esquemáticos de inversores
multinivel con diferente número de niveles, en los cuales, la acción del
semiconductor está representada por un interruptor ideal con distintas posiciones. Un
inversor de dos niveles, como el mostrado en la Figura II.1 (a), genera una salida de
voltaje con dos valores distintos, VC y cero, con respecto al terminal negativo de la
fuente (“0”), mientras que un módulo de tres niveles genera tres voltajes distintos a la
salida (2·VC, VC y Cero), y así sucesivamente. Las distintas posiciones del interruptor
ideal se implementan en la práctica con una cantidad de semiconductores que está en
directa relación con el número de niveles [10].
Generalizando, para este tipo de configuración, el número de niveles “m”
de la onda de voltaje de salida de un inversor con “n” fuentes de voltaje queda
determinado por la siguiente fórmula:
m = n + 1 (2.1)
6
Mientras mayor es el número de niveles de un inversor, mayor será el
número de componentes y más complicado resulta el control para éste, pero por otro
lado, el voltaje de salida tendrá mayor cantidad de pasos, formando una sinusoide
escalonada con menor distorsión armónica.
VC
(a)
+
Va
a
0(b)
+
Va
a
0
+
(c)
+ Va
a
0
+VC
(m-1)
+VC
(m-2)
VC(1)VC
(1)
VC(2)
Figura II.1 Inversor de (a) 2 niveles, (b) 3 niveles, (c) m niveles.
Algunas características de los Inversores Multinivel son [13]:
a) Pueden generar voltajes de salida con muy poca distorsión y bajo
dv/dt.
b) Las corrientes de entrada son de muy baja distorsión.
c) Generan pequeños voltajes de modo común, protegiendo los motores.
Más aún, utilizando sofisticados métodos de modulación, el voltaje de
modo común puede ser eliminado.
d) Pueden operar con baja frecuencia de conmutación, provocando
menores perdidas.
7
Existen distintas soluciones para implementar topologías de inversores
multinivel [10, 11, 14]. Entre algunas de ellas, aplicables a los esquemas de la Figura
II.1, se encuentran el Inversor Acoplado por Condensadores (Capacitor-Clamped
Inverter), Figura II.2 , y el Inversor Acoplado por Diodos (Diode-Clamped Inverter),
Figura II.3. Otra topología, basada en fuentes de voltaje flotantes aisladas
galvánicamente, utiliza inversores de puentes “H” en cascada (Cascade H-Bridge
Inverter). Esta última topología se detalla mejor a continuación.
(a)
2dcV
dcV
2dcV−
1C
2C
n a
0
1C
'1S
'2S
1S
2S
(b)
4dcV
dcV
2dcV−
4C
4C
n a
0
3C
'1S
'2S
3S
4S
2dcV
4dcV−
4C
4C
1C
'3S
'4S
1S
2S
2C
2C
3C
3C
van
Figura II.2 Esquema Inversor Acoplado por Condensador. (a) Tres niveles. (b) Cinco niveles.
8
(a)
2dcV
dcV
2dcV−
1C
2C
n a
0
1D
'1D
'1S
'2S
1S
2S
(b)
4dcV
dcV
2dcV−
3C
4C
n a
0
3D
'3D
'1S
'2S
3S
4S
2dcV
4dcV−
1C
2C
1D
'1D
'3S
'4S
1S
2S
2D
'2D
van
Figura II.3 Esquema de Inversor Acoplado por Diodo. (a) Tres niveles. (b) Cinco niveles.
2.1. CARACTERÍSTICAS DEL INVERSOR MULTINIVEL CON
PUENTES H EN CASCADA.
En esta Tesis se utiliza un inversor trifásico de 4 etapas y 81 niveles, del
tipo puentes “H” en cascada, el que se muestra en la Figura II.4. Este inversor, como
su denominación lo indica, consta de cuatro etapas o puentes “H” conectados en
serie, con una fuente DC independiente para cada etapa. Los valores de cada una de
estas fuentes podrían ser iguales, pero si se utilizan valores escalonados en potencia
de tres, como en el inversor implementado, se maximiza la cantidad de niveles de
salida del inversor y se minimizan las fuentes DC necesarias [10]. No obstante, esta
solución maximizada implica que para generar ciertos niveles de tensión, en la salida
alterna del inversor, se hace necesario que las fuentes DC de algunos puentes
auxiliares estén absorbiendo potencia. Esta absorción de potencia requiere que las
9
fuentes DC de los puentes auxiliares sean bidireccionales, ya que bajo esta topología,
de fuentes escalonadas, no existen combinaciones redundantes de semiconductores
para generar el mismo nivel de tensión en la salida del inversor sin que los puentes
auxiliares absorban potencia en algunos momentos. A este tipo de inversores con
fuentes escalonadas se les llamará inversores multinivel asimétricos.
En la Figura II.4 se puede observar la topología de este inversor. Se
llamará Principal al puente que trabajaba con el voltaje más alto, mientras que al
resto de los puentes “H” se les llamará Auxiliares. El Principal, además, es el que
trabaja con la menor frecuencia de conmutación, mientras que el Auxiliar superior de
la cadena presenta las características inversas, es decir, la mayor frecuencia de
conmutación, pero el menor voltaje, lo que es una ventaja en este tipo de topologías.
Figura II.4 Inversor Multinivel del tipo puente “H”, con cuatro puentes.
10
2.1.1. MODULACIÓN DE VOLTAJE
Al escalar las fuentes de tensión del inversor en potencias de 3 se
obtienen 81 niveles de tensión con sólo cuatro etapas, generando una forma de onda
sinusoidal de manera muy precisa, como se puede observar en la Figura II.5.
Figura II.5 Voltaje Modulado en amplitud, medio ciclo de la forma de onda.
En la Figura II.5 se pueden observar diferentes niveles de tensión, los
cuales se obtienen controlado los disparos de los semiconductores de potencia. De
este modo, el inversor se comporta como un dispositivo de Modulación por
Amplitud. Para el caso del 100% se utilizan todos los niveles que posee el inversor,
el resto de los voltajes posee menor número de niveles, manteniendo la misma
diferencia de tensión entre niveles. A menor número de niveles mayor la
contaminación armónica, como se puede apreciar en la Figura II.6.
11
Figura II.6 Comparación de las ondas de salida de inversores con 3, 11, 31 y 81 niveles.
La Figura II.7 muestra las frecuencias de conmutación resultantes en cada
uno de los cuatro puentes de una fase del inversor, para una salida de tensión
sinusoidal con 81 niveles o escalones y una frecuencia de 50 [Hz] (frecuenta nominal
de alimentación del motor a controlar). Si las tensiones de la figura se suman, se
obtendrá una forma de onda aproximadamente sinusoidal, con 40 escalones
positivos, 40 negativos y un nivel de cero Volts. Se puede observar que la frecuencia
de la etapa Principal es la más baja, coincidiendo con la frecuencia fundamental del
voltaje de salida del inversor. En este caso, las válvulas se abren y cierran solo una
vez por ciclo, por lo tanto, la frecuencia de conmutación del puente Principal es de
50 [Hz]. El Auxiliar más rápido opera a 54 veces la frecuencia fundamental, es decir,
2700 [Hz].
12
Figura II.7 Frecuencias de Conmutación de los cuatro puentes “H” del inversor de
81 niveles.
2.1.2. DISTRIBUCIÓN DE POTENCIA.
Debido al escalonamiento de las fuentes de tensión, los voltajes de estas
fuentes decrecen rápidamente, y con ello la potencia que estos puentes entregan a la
carga. De hecho, sólo el puente principal maneja el 80 % de la potencia transferida
[11]. Los otros puentes no manejan más allá del 20% de la potencia del inversor. Este
fenómeno se explica debido a que los puentes auxiliares modulan la tensión de forma
tal que entregan y reciben potencia activa desde sus fuentes muchas veces en un
13
periodo, por lo que la potencia media que entregan es muy reducida comparada a la
del puente principal, incluso negativa en ciertos puntos de operación, o bajo ciertos
tipos de carga. Esto se puede apreciar en la Figura II.8, la que muestra la potencia
total que entregan los distintos puentes para una carga puramente resistiva y otra
inductiva (f.p. = 0,11).
Figura II.8 Potencias entregadas por cada fuente DC del inversor. (a) Carga
Resistiva. (b) Carga inductiva (f.p. = 0.11)
Debido a este fenómeno esta topología de inversor requiere
obligatoriamente de fuentes DC-DC bidireccionales en cada puente auxiliar, y es en
este punto donde radica su principal desventaja al maximizar los niveles y eliminar la
posibilidad de conexiones redundantes. Esto, ya que no existen combinaciones
alternativas para conectar los semiconductores de forma de generar el mismo nivel de
voltaje y en que los puentes auxiliares no estén absorbiendo potencia.
14
Como se puede observar de la Figura II.8 el puente Principal también
absorbe potencia reactiva cuando la carga con que trabaja el inversor es inductiva.
Esto implicaría instalar fuentes bidireccionales en los puentes principales. Sin
embargo en la práctica esto no fue necesario ya que la potencia que debían absorber
estas fuentes fue disipada en las resistencias instaladas en paralelo con las fuentes de
los puentes auxiliares.
2.1.3. COMPARACIÓN CON INVERSORES DE DOS NIVELES
El inversor multinivel, posee ciertas ventajas frente al inversor de dos
niveles. Las corrientes generadas por los inversores multinivel son bastante más
puras que las de los inversores de dos niveles y presentan menores componentes
armónicos. En la Figura II.9 se muestra una simulación con las corrientes en una
carga inductiva para los dos tipos de inversor, donde se puede apreciar que la
corriente del inversor de dos niveles posee rizado, y la del inversor multinivel es
prácticamente sinusoidal.
Los inversores de dos niveles modulan el voltaje por ancho de pulso, lo
que hace que el voltaje de salida no sea perfectamente sinusoidal y se mueva
bruscamente, generando grandes dV/dt. Esto puede causar problemas en las
aislaciones, y en el caso de los motores, producir daños a los rodamientos. Por el
contrario, como los inversores multinivel generan la tensión modulando la amplitud
del voltaje de salida, éste varía desde cero al valor máximo de la sinusoide de forma
suave y escalonada, por lo que no se presentan los problemas que se mencionaban
para el inversor de dos niveles.
15
Figura II.9 Comparación de la onda de salida de corriente entre un inversor de 81 niveles y un
inversor convencional de dos niveles con modulación PWM (carga inductiva).
16
III. CONTROL DE MOTORES DE INDUCCIÓN
Las máquinas de inducción trifásicas o asincrónicas, y en particular los
motores con rotor tipo jaula de ardilla, son en la actualidad las máquinas eléctricas
con mayor aplicación industrial. La operación típica de estas máquinas es como
motor, en cuyo caso el funcionamiento básico consiste en alimentar el devanado del
estator desde una fuente trifásica para producir un campo magnético rotatorio, el que
induce corrientes en las barras del rotor, produciéndose así un torque motriz en el eje
de la máquina.
El motor de inducción es esencialmente de velocidad constante, cercana a
la velocidad síncrona, sin embargo en muchas aplicaciones es necesario operar con
diferentes velocidades o poder variar éstas continuamente.
Para entender mejor los métodos de control de velocidad en el motor de
inducción es bueno recordar las ecuaciones que rigen el torque y la velocidad de esta
máquina.
222
2
·)(·3
seqr
e
e
s Ls
RR
VsRr
Tωω ++
= (3.1)
sm s ωω )·1( −= (3.2)
2/pred
s
ωω = (3.3)
donde Rr es la resistencia rotórica, Re la resistencia del estator, Leq la inductancia
equivalente del rotor y estator vista desde los terminales del estator, s el
deslizamiento, p el número de polos, ωred la frecuencia angular de alimentación, ωs la
velocidad sincrónica y ωm la velocidad mecánica del motor.
17
Para variar la velocidad del motor de inducción pueden utilizarse uno de
los siguientes métodos:
• Cambio del número de polos
• Variación del voltaje de alimentación
• Variación de la frecuencia de alimentación
Al cambiar el número de polos de un motor de inducción se esta
cambiando la velocidad síncrona del campo rotatorio (ecuación 3.3), por lo cual se
varía la velocidad de operación de la máquina. Este método no es muy utilizado ya
que sólo permite velocidades discretas (el número de polos es una cantidad entera),
además para más de 3 combinaciones de número de polos la cantidad de conexiones
en el estator se vuelve sumamente compleja, por lo que este método entrega 2 o 3
tipos de velocidades solamente. En la Figura III.1 se aprecia como cambia la curva
Torque-velocidad de un motor de inducción para distintos números de pares de
polos.
18
Figura III.1 Curvas de operación de un motor de inducción con control de velocidad por cambio
en el número de polos.
Como se puede ver de la ecuación (3.1) el torque interno desarrollado por
la máquina es proporcional al cuadrado del voltaje aplicado, y según este voltaje
variará el punto de operación del sistema. Controlando la magnitud del voltaje de
alimentación solo se puede controlar la velocidad de la máquina en un pequeño rango
de velocidades, en torno a la velocidad nominal. Se puede apreciar como cambia la
curva Torque - velocidad utilizando este método de control en la Figura III.2.
19
Figura III.2 Curvas de operación de un motor de inducción cambiando el voltaje de
alimentación.
Si se varía la frecuencia de alimentación de una máquina de inducción,
según la ecuación (3.2) y (3.3), se puede variar la velocidad síncrona de la máquina y
a través de ésta, la velocidad mecánica del motor. Este método de control se basa en
aplicar una determinada frecuencia de alimentación a la máquina, para lograr una
velocidad mecánica cercana a la deseada. Como normalmente los motores de
inducción utilizados son de bajo deslizamiento, existe una buena relación entre
velocidad y frecuencia aplicada.
Hoy en día este es el método más utilizado, ya que combinado con un
adecuado control del voltaje, permite un amplio rango de operación (ver Figura III.3).
En función de su efectividad dinámica se destacan tres tipos de control de velocidad
por frecuencia variable: el control escalar o Voltz-Hertz, el control Vectorial o de
Flujo Orientado, y el DTC (Direct Torque Control) o Control Directo del Torque.
20
El control escalar es un método simple, que solo requiere controlar las
magnitudes del voltaje y la frecuencia aplicadas al estator. Se controlan estas dos
variables de manera de mantener el flujo en el entrehierro constante y así un torque
constante en todo el rango de velocidades. Generalmente este método de control es
utilizado en control abierto, siendo así de muy fácil implementación y de bajo costo.
Además utilizando este método no se requiere conocer información detallada del
motor a controlar. Una desventaja del control escalar es que el torque no es
controlado directamente por lo tanto depende de la carga que se va a mover. Además
la respuesta dinámica del sistema no es tan buena como en el control vectorial o en el
DTC.
Figura III.3 Puntos de operación para un motor de inducción con control de velocidad por
frecuencia variable. El motor puede operar en cualquier punto de la zona achurada.
El control por campo orientado, o control vectorial, es en la actualidad
uno de los métodos que entrega la mejor respuesta dinámica en una máquina de
corriente alterna. Este método requiere medir, o estimar, la magnitud y posición del
21
flujo magnético, de manera de controlar las variables de voltaje y frecuencia para
posicionar el flujo en cuadratura con la corriente de armadura y mantenerlo en un
valor constante. Esta medición del flujo se puede realizar, directamente, o utilizando
transformaciones matemáticas y midiendo las corrientes del estator. Además se debe
conocer con precisión la posición del rotor y los parámetros de la máquina. Estas
mediciones hacen de este método uno mucho más complejo que el por control
escalar, y por lo tanto no se justifica a menos que se requiera una respuesta dinámica
muy rápida.
En el método de control directo del torque (DTC) [14] se utilizan
comparadores de histéresis para controlar directamente el flujo y el torque de la
máquina. Se obtiene de esta manera una rápida respuesta de torque, siempre que se
tomen las muestras del flujo a una muy alta frecuencia para mantenerse dentro de las
bandas de histéresis.
En esta tesis, cuyo objetivo era probar la operación de un inversor
multietapa de 81 niveles, se implementó un sistema de control de velocidad del tipo
escalar con algunas variaciones, el que se explica en más detalle en el capitulo
siguiente.
3.1. CONTROL ESCALAR O VOLTS – HERTZ
En una máquina de inducción, alimentada desde una fuente trifásica
sinusoidal se induce un flujo magnético que gira a velocidad síncrona. Este flujo
induce en el estator una tensión que tiene la siguiente expresión:
φ···44.4 ese NfE = (3.4)
Donde Ee es el voltaje inducido en el estator, fs la frecuencia de las corrientes en el
estator, Ne el número de vueltas de los enrollados y � el flujo total en el entrehierro.
22
Si se desprecia la caída de tensión en las bobinas del estator entonces se tiene que el
voltaje inducido debe ser igual al voltaje aplicado, y por lo tanto se desprende que:
s
e
es
e
fV
KNf
V·
··44.4==φ (3.5)
Luego si se desea mantener el flujo constante se debe mantener la
relación V/f constante.
La ecuación de torque (3.1) se puede rescribir de la siguiente manera si se
desprecia la resistencia del estator Re y el deslizamiento s es pequeño.
rs
e
eqsr
rr
s
e
eqsr
e
s
r KV
LsRRV
LsRVRs
T ωωω
ωωωω
⋅⋅=⋅⋅+
⋅⋅=⋅⋅+
⋅= 22222
2
222
2
)()(
33 (3.6)
Como se puede observar de la ecuación (3.6), si se mantiene el flujo
constante (V/f = cte), entonces, para deslizamientos pequeños, el torque es
proporcional a la frecuencia rotórica (ωr), que es generalmente la zona donde se
opera el motor de inducción. Ver Figura III.4.
23
Figura III.4 Curva de Operación Típica de un motor de inducción.
Luego controlando ωr se puede controlar la posición de esta recta, o la
velocidad del motor. La frecuencia de las corrientes en el rotor (ωr) esta relacionada
con ωs a través del deslizamiento por:
sr s ωω ⋅= (3.7)
Entonces se puede controlar la velocidad del motor controlando la frecuencia ωr, o
ωs, y manteniendo el deslizamiento en un valor pequeño. Los distintos puntos de
operación en que puede operar la máquina utilizando este método se pueden apreciar
en la Figura III.5.
24
Figura III.5 Puntos de Operación de un motor de inducción con control Escalar.
En la Figura III.6 se muestra el esquema básico de un sistema de
control escalar en lazo abierto. En la práctica este sistema de control generalmente se
implementa utilizando una curva V/f, la cual entrega la relación necesaria entre el
voltaje y la frecuencia de entrada para mantener el flujo constante. Esta curva posee
una compensación de voltaje para bajas frecuencias debido a que la caída de tensión,
en la resistencia de los devanados del estator, ya no es despreciable frente a la caída
en la inductancia de estos devanados. A esta compensación se le denomina
compensación I·R y es necesaria para mantener el flujo constante en bajas
velocidades.
Si se desea un sistema de control de velocidad más preciso se debe
realimentar la velocidad. En la Figura III.7 se muestra un sistema de control de
velocidad realimentado, y controlado por frecuencia de deslizamiento. Donde la señal
25
de velocidad del motor es restada de una referencia produciéndose así un error
proporcional a la frecuencia de deslizamiento de la máquina. El controlador PI
procesa este error intentando anularlo, es decir intenta hacer el deslizamiento igual a
cero aumentando la frecuencia de operación de la máquina. Claro esta que el
deslizamiento de la máquina nunca llega a cero, pero el error entre la referencia y la
velocidad del motor si.
Figura III.6 Esquema de un control Escalar en lazo abierto.
Figura III.7 Esquema de un control Escalar en lazo cerrado por control de frecuencia de
deslizamiento.
El sistema implementado en este trabajo se basa en el sistema de control
escalar hasta aquí descrito, pero en lugar de hacer uso de una curva V/f, se decidió
medir el flujo en el entrehierro directamente, y controlar el voltaje y la frecuencia de
manera de mantener este flujo constante y cercano a su valor nominal.
26
Se decidió implementar este sistema debido a que presentaba un control
más exacto a bajas velocidades, ya que no era necesaria una compensación I·R, o esta
se realizaba automáticamente. El problema de esta variación al sistema de control
escalar clásico radica en que se debe intervenir la máquina para instalar el sensor de
flujo. En el siguiente capítulo se explica este sistema de control en profundidad.
27
IV. SISTEMA DE CONTROL IMPLEMENTADO
En este capítulo se describe el sistema de control implementado, así
como las características de los componentes más importantes que se utilizaron, como
son el inversor, el motor y los sensores involucrados.
4.1. CARACTERÍSTICAS DEL INVERSOR UTILIZADO.
El inversor con el cual se realizaron las pruebas es un inversor construido
en el laboratorio [11], el cual presenta la topología multinivel en cascada de cuatro
puentes “H” y 81 niveles. Las fuentes DC de estos puentes están escalonadas en
potencias de 3, siendo la más pequeña de 2.33 [Vdc], por lo que las otras fuentes
quedan con voltajes de 7 [Vdc], 21 [Vdc] y 63 [Vdc]. Así el inversor puede entregar un
voltaje máximo de 93.33 [V].
Como se mencionó en el capítulo anterior, la potencia en los puentes
auxiliares fluye bidireccionalemente, por lo que se requieren fuentes DC-DC
bidireccionales para alimentar estas etapas del inversor. Además las fuentes en cada
uno de los cuatro puentes “H” deben ser flotantes, es decir, sin referencia común,
pues lo que se esta haciendo con el inversor es sumar o restar voltajes para ir
generando una onda alterna escalonada. Luego se requieren fuentes DC-DC
bidireccionales y aisladas galvánicamente entre si.
En la Figura IV.1 se pueden apreciar las potencias en cada uno de los
puentes para distintas frecuencias de operación de un motor de inducción. Como se
puede observar, y tal como se hizo ver anteriormente, existen circunstancias en que
las fuentes DC deben ser capaces de absorber potencia en lugar de entregarla. Es por
esto que para un correcto funcionamiento del control del motor y del inversor las
fuentes DC-DC bidireccionales para los puentes auxiliares son un requerimiento
ineludible. Además, y en caso que el motor opere en el modo de frenado
28
regenerativo, el puente principal también requerirá de una fuente de alimentación
bidireccional.
-400
-200
0
200
400
600
800
1000
1200
1400
1600
0 20 40 60 80 100
Frecuencia [Hz]
Pot
enci
a [W
]
TotalPrincipalAuxiliar 1Auxiliar 2Auxiliar 3
Figura IV.1 Distribución de potencias para distintas frecuencias en un motor de inducción de
3,7 KW.
Una solución para evitar la utilización de fuentes DC-DC bidireccionales,
es utilizar una combinación de las técnicas de modulación PWM y AM. De esta
forma, si alguno de los puentes auxiliares debe entregar tensión negativa debido a un
valor particular de amplitud, simplemente se inhibe. Al mismo tiempo se aplica
modulación PWM al puente inmediatamente superior para ajustar el voltaje.
Si se adopta este esquema de modulación, las fuentes bidireccionales no
son necesarias, y se pueden reemplazar estas por fuentes unidireccionales, las que son
de menor costo, y más fáciles de encontrar. Claramente se requiere de un algoritmo
de control mucho más elaborado y de sensores de corriente para poder determinar en
que cuadrante de operación se encuentra operando cada puente del inversor.
29
El inversor utilizado en el laboratorio no contaba con fuentes
bidireccionales al momento de iniciarse esta tesis, siendo trabajo de otra memoria la
construcción e implementación de las mismas. Por esta razón se decidió implementar
resistencias en paralelo con las fuentes para poder disipar la energía de retorno. En la
Figura IV.2 y Figura IV.3 se pueden observar las resistencias instaladas.
Figura IV.2 Circuito de fuentes DC y resistencias en paralelo.
30
Figura IV.3 Resistencias instaladas para disipar la potencia cuando esta debía ser absorbida por
las fuentes DC.
Este cambio en la construcción del inversor no fue menor, ya que ahora
las fuentes DC estaban constantemente entregando una cantidad de corriente que
consumían las resistencias. Por ejemplo si se deseaba que cada fuente DC fuese
capaz de entregar y absorber un máximo de 2.5 [A], entonces esta fuente debería ser
capaz de entregar 5[A], ya que siempre se estarían disipando 2.5 [A] en las
resistencias. Por esta razón, y ya que las fuentes de los puentes auxiliares de menor
voltaje, que se encontraban instaladas en el inversor, no entregaban más allá de 1.5
[A], se debieron instalar nuevas fuentes DC para estos puentes. Quedando así el
inversor compuesto por etapas con las características mostradas en la Tabla IV.1, y
limitado a entregar una corriente máxima de 2.5 [A]. Las características de las
31
fuentes DC se pueden ver en el anexo F y G. En la Figura IV.4 se puede ver el
circuito de las nuevas fuentes DC y el lugar donde se instalaron en el inversor.
Tabla IV.1: Características de las fuentes utilizadas en los puentes auxiliares.
Etapa Regulador Voltaje [Vdc] Corriente Máxima [A]
Resistencia en paralelo [�]
Auxiliar 3 TPS75925 2.5 5 2.4 Auxiliar 2 LM338 7 5 4.3 Auxiliar 1 LM338 21 5 11.3
(a)
(b)
Figura IV.4 (a) Circuito Nuevas Fuentes DC. (b) Fuentes instaladas en el Inversor.
32
En teoría las fuentes DC que alimentan al puente Principal de cada fase
también deben ser aisladas entre sí, pero para poder realizar esto se requerirían tres
fuentes de 63 [Vdc] independientes, de las cuales no se disponía. Por esta razón se
alimentó el puente Principal de las 3 fases con una fuente común, y para las pruebas
se utilizó un motor de inducción de devanados separados. De esta manera no había
problema en usar una fuente DC común en el puente Principal de las tres fases. Esta
configuración se muestra en la Figura IV.5
Figura IV.5 Configuración del Inversor Multinivel con un Motor de inducción de
devanados separaros.
4.2. SISTEMA DE CONTROL.
Como se mencionó en el capitulo anterior, el sistema de control que se
implementó en este trabajo es un control escalar típico en el cual, en lugar de hacer
uso de una curva V/f para determinar el flujo en el entrehierro, se utiliza un sensor
para medir éste directamente.
33
En la Figura IV.6 se puede observar el sistema de control implementado
en lazo abierto. Mediante una espira de cobre insertada en las ranuras del estator se
mide una señal proporcional al flujo en el entrehierro. Esta señal de flujo es
comparada con un valor de referencia (valor de flujo nominal u otro) y el error entre
ambas señales es procesado por un controlador PI, para mantener el flujo lo más
cercano posible a su valor nominal o de referencia.
Figura IV.6 Sistema de Control Implementado en lazo abierto.
Como se observa en la Figura IV.6 la salida del controlador es una señal
de voltaje que se utiliza como referencia para controlar el inversor. Este voltaje esta
limitado a 93 [Vfnpic], que es el máximo voltaje que puede entregar el inversor. La
señal de frecuencia para el inversor es obtenida de la referencia de velocidad que
ingresa el usuario. De esta manera no es necesaria una compensación I·R o una curva
V/f, ya que automáticamente el controlador PI ajusta el voltaje para mantener, a una
frecuencia dada, el flujo lo más cercano a su valor nominal u otro valor escogido para
la operación.
34
Para controlar la velocidad de la máquina se utiliza un tacómetro y un
sistema de control por frecuencia de deslizamiento, como el que se puede apreciar en
la Figura IV.7. Aquí se resta la velocidad de referencia con la velocidad real del
motor, obteniéndose así la frecuencia de deslizamiento, luego esta frecuencia es
controlada por un PI, de manera que se mantenga entre los valores de 5 [Hz] y -2
[Hz]. Finalmente la salida del PI es sumada a la velocidad de la maquina para obtener
así la señal de control de frecuencia para el inversor.
Los valores de saturación del controlador PI se obtuvieron de forma que
la saturación positiva correspondiera al valor de la frecuencia del deslizamiento que
tiene la máquina cuando está entregando el torque máximo. La saturación negativa se
configuró de forma que el motor no pudiera regenerar más de 2,5 [A], para proteger
al inversor.
Figura IV.7 Sistema de Control Implementado en lazo cerrado, con realimentación de velocidad.
35
En el lazo de control de velocidad se limitó esta a 30 [Hz] o 900 [RPM],
principalmente debido a que la potencia nominal del motor era mucho mayor que la
potencia máxima del inversor. Esto implicaba que para un flujo de referencia
nominal y una velocidad correspondiente a 50 [Hz], el motor debía estar alimentado
con 220 [Vrms]. Lo que significaba un voltaje mayor de lo que el inversor podía
entregar, por lo que se redujo la velocidad a un valor para el cual el motor trabaja con
un flujo alto, menor que el nominal, pero suficiente para poder aplicarle una carga
que exija al motor un consumo de 2 [A].
A continuación se presenta una simulación de este sistema de control
para un motor de inducción de 3.7 [KW], como el que se utilizó en el laboratorio. Su
circuito equivalente se muestra en la Figura IV.8. Como se puede observar en la
Figura IV.9 el sistema de control funciona correctamente y el motor alcanza la
velocidad de referencia en menos de 0.3 [seg]. Se debe tener en cuenta que el
inversor utilizado en la simulación es ideal y no posee las limitaciones de voltaje y
corriente que se tienen en la realidad con el inversor construido en el laboratorio.
Figura IV.8 Circuito equivalente del motor utilizado.
36
Figura IV.9 Velocidad del motor alimentado con un inversor ideal, utilizando el sistema de
control propuesto.
Para implementar éste sistema se programó un Procesador Digital de
Señales (DSP), el que fue montado en una tarjeta de control construida en trabajos
anteriores para manipular las salidas del inversor [12]. El algoritmo de control se
explica en el siguiente capítulo.
4.3. SOFTWARE Y ALGORITMO DE CONTROL.
Para implementar el sistema antes descrito, se utilizó una caja de control
que entrega las señales digitales necesarias para activar las tarjetas de disparó en cada
una de las fases del inversor, de acuerdo al algoritmo grabado en el procesador de la
caja. El procesador consistía en un DSP Texas Instrument TMS320F241, cuya hoja
de datos y características se puede observar en el anexo E. Este DSP presenta
características adecuadas para el control de motores, aunque si se desea realizar un
control más sofisticado, se debería utilizar un DSP de mayor capacidad de
37
procesamiento, de forma de alcanzar mayores velocidades con el motor a controlar.
Además se debería ajustar la caja de control para poder habilitar conversores
análogos - digitales que no fueron habilitados.
4.3.1. CARACTERÍSTICAS DEL DSP EMPLEADO Y DE LA CAJA
DE CONTROL.
El procesador funciona a una frecuencia de 20 [MHz], disponiendo de 4
puertos digitales, los que totalizan 26 canales I/O. De estos se utilizarán 16 para el
bus de datos principal que controla el encendido y apagado de los Mosfets, 2 para el
control del demultiplexor de fase, que elije a que fase van los datos del bus principal.
Tres para las señales de iluminación en el panel de control, 1 para la habilitación de
las salidas y 2 para la comunicación serial, los que totalizan 25 canales.
Posee además 8 canales para la conversión análogo-digital, de los cuales
se utilizarán 3 de ellos, ya que no se tiene acceso al resto de los canales desde el
exterior de la caja de control. Un canal se utiliza para la referencia de la señal de
frecuencia, otro para la realimentación de velocidad y otro para la realimentación de
la señal del flujo.
Los registros de variables son de 16 bits y el acumulador sobre el que se
trabaja es de 32 bits, posee además una serie de instrucciones ya definidas que son de
gran ayuda al momento de trabajar en Assembler. Se escogió este lenguaje de
programación ya que no se contaba con compiladores de C en el laboratorio y
además de esta manera se tenía un mejor control sobre lo que estaba sucediendo en
cada paso del programa, optimizándolo para que trabaje lo más rápido posible.
Posee también dos relojes internos independientes, Timer 1 y Timer 2,
los que pueden ser utilizados para generar señales de modulación por ancho de pulso
38
(PWM), contadores, comparadores o gatillar interrupciones por ciclo del periodo del
timer.
El bus de datos consta de 16 bits, y está formado por los puertos I/O B y
C. El puerto B entrega los 8 bits menos significativos, y el puerto C los 8 bits más
significativos. Siendo que el bus de datos sólo cuenta con 16 bits, y se requieren 48
señales para controlar las 48 válvulas de los inversores, 16 por fase, es que se
requiere demultiplexar la señal de datos para poder alternarla en las 3 fases, y lograr
así un bus de control de 48 bits. Esta demultiplexión se realiza utilizando dos pines
I/O del puerto A que controlan un multiplexor y unos LATCH que mantienen los
datos en cada fase hasta que deben ser cambiados nuevamente. En la Figura IV.10 se
muestra un diagrama con las conexiones más relevantes de la tarjeta de control. Para
un mejor entendimiento de ésta referirse al trabajo de Carlos Schwartz [12].
Figura IV.10 Diagrama de puertos I/O en la tarjeta de control del inversor.
39
4.3.2. TABLA DE CONTROL Y DE FUNCIÓN.
La señal que se desea formar utilizando el inversor multinivel es una
sinusoide de amplitud y frecuencia variable, de forma tal que controlando estos
parámetros se logre controlar la velocidad del motor. Para lograr esto se debe
controlar el encendido y apagado de los Mosfets que componen cada uno de los doce
puentes “H” del inversor, cuatro puentes por cada fase.
En la Figura IV.11 se puede apreciar la configuracion de una fase del
inversor con cada uno de los puentes que posee y cada uno de sus contactos.
Cerrando y abriendo estas valvulas se obtienen los 81 niveles de tensión que entrega
el inversor. La tabla de control representa la forma en la cual se combinarán o
conmutarán estos contactos, de las 4 fuentes de una fase, para obtener un valor de
voltaje determinado. Esta tabla de control se muestra en la Tabla IV.2. Existen
combinaciones de contactos que dejan los puentes en circuito abierto, lo que provoca
que la salida del inversor quede en circuito abierto también. De igual manera existen
otras combinaciones de contactos que dejan las fuentes de los distintos puentes en
cortocircuito, pudiendo dañarse de esta forma el inversor. Estas dos situaciones no
son deseables y por lo tanto la tabla de control se revisa cada vez que se reinicia el
programa del DSP, antes de activarse las salidas, para que no existan este tipo de
combinaciones.
40
Figura IV.11 Configuración de una fase del inversor.
Tabla IV.2 Tabla de Control
Principal Auxiliar 1 Auxiliar 2 Auxiliar 3 C4 C3 C2 C1 C4 C3 C2 C1 C4 C3 C2 C1 C4 C3 C2 C1 Voltaje [V]
0 1 1 0 0 1 1 0 0 1 1 0 0 1 1 0 -93,33 0 1 1 0 0 1 1 0 0 1 1 0 0 1 0 1 -91 0 1 1 0 0 1 1 0 0 1 1 0 1 0 0 1 -88,67 0 1 1 0 0 1 1 0 0 1 0 1 0 1 1 0 -86,33 0 1 1 0 0 1 1 0 0 1 0 1 0 1 0 1 -84 0 1 1 0 0 1 1 0 0 1 0 1 1 0 0 1 -81,67 0 1 1 0 0 1 1 0 1 0 0 1 0 1 1 0 -79,33 0 1 1 0 0 1 1 0 1 0 0 1 0 1 0 1 -77 0 1 1 0 0 1 1 0 1 0 0 1 1 0 0 1 -74,67
41
Principal Auxiliar 1 Auxiliar 2 Auxiliar 3
C4 C3 C2 C1 C4 C3 C2 C1 C4 C3 C2 C1 C4 C3 C2 C1 Voltaje [V]
0 1 1 0 0 1 0 1 0 1 1 0 0 1 1 0 -72,33 0 1 1 0 0 1 0 1 0 1 1 0 0 1 0 1 -70 0 1 1 0 0 1 0 1 0 1 1 0 1 0 0 1 -67,67 0 1 1 0 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 1 0 -65,33 0 1 1 0 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 -63 0 1 1 0 0 1 0 1 0 1 0 1 1 0 0 1 -60,67 0 1 1 0 0 1 0 1 1 0 0 1 0 1 1 0 -58,33 0 1 1 0 0 1 0 1 1 0 0 1 0 1 0 1 -56 0 1 1 0 0 1 0 1 1 0 0 1 1 0 0 1 -53,67 0 1 1 0 1 0 0 1 0 1 1 0 0 1 1 0 -51,33 0 1 1 0 1 0 0 1 0 1 1 0 0 1 0 1 -49 0 1 1 0 1 0 0 1 0 1 1 0 1 0 0 1 -46,67 0 1 1 0 1 0 0 1 0 1 0 1 0 1 1 0 -44,33 0 1 1 0 1 0 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 -42 0 1 1 0 1 0 0 1 0 1 0 1 1 0 0 1 -39,67 0 1 1 0 1 0 0 1 1 0 0 1 0 1 1 0 -37,33 0 1 1 0 1 0 0 1 1 0 0 1 0 1 0 1 -35 0 1 1 0 1 0 0 1 1 0 0 1 1 0 0 1 -32,67 0 1 0 1 0 1 1 0 0 1 1 0 0 1 1 0 -30,33 0 1 0 1 0 1 1 0 0 1 1 0 0 1 0 1 -28 0 1 0 1 0 1 1 0 0 1 1 0 1 0 0 1 -25,67 0 1 0 1 0 1 1 0 0 1 0 1 0 1 1 0 -23,33 0 1 0 1 0 1 1 0 0 1 0 1 0 1 0 1 -21 0 1 0 1 0 1 1 0 0 1 0 1 1 0 0 1 -18,67 0 1 0 1 0 1 1 0 1 0 0 1 0 1 1 0 -16,33 0 1 0 1 0 1 1 0 1 0 0 1 0 1 0 1 -14 0 1 0 1 0 1 1 0 1 0 0 1 1 0 0 1 -11,67 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 1 0 0 1 1 0 -9,33 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 1 0 0 1 0 1 -7 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 1 0 1 0 0 1 -4,67 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 1 0 -2,33 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 0 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 1 0 0 1 2,33 0 1 0 1 0 1 0 1 1 0 0 1 0 1 1 0 4,67 0 1 0 1 0 1 0 1 1 0 0 1 0 1 0 1 7 0 1 0 1 0 1 0 1 1 0 0 1 1 0 0 1 9,33 0 1 0 1 1 0 0 1 0 1 1 0 0 1 1 0 11,67 0 1 0 1 1 0 0 1 0 1 1 0 0 1 0 1 14 0 1 0 1 1 0 0 1 0 1 1 0 1 0 0 1 16,33
42
Principal Auxiliar 1 Auxiliar 2 Auxiliar 3
C4 C3 C2 C1 C4 C3 C2 C1 C4 C3 C2 C1 C4 C3 C2 C1 Voltaje [V]
0 1 0 1 1 0 0 1 0 1 0 1 0 1 1 0 18,67 0 1 0 1 1 0 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 21 0 1 0 1 1 0 0 1 0 1 0 1 1 0 0 1 23,33 0 1 0 1 1 0 0 1 1 0 0 1 0 1 1 0 25,67 0 1 0 1 1 0 0 1 1 0 0 1 0 1 0 1 28 0 1 0 1 1 0 0 1 1 0 0 1 1 0 0 1 30,33 1 0 0 1 0 1 1 0 0 1 1 0 0 1 1 0 32,67 1 0 0 1 0 1 1 0 0 1 1 0 0 1 0 1 35 1 0 0 1 0 1 1 0 0 1 1 0 1 0 0 1 37,33 1 0 0 1 0 1 1 0 0 1 0 1 0 1 1 0 39,67 1 0 0 1 0 1 1 0 0 1 0 1 0 1 0 1 42 1 0 0 1 0 1 1 0 0 1 0 1 1 0 0 1 44,33 1 0 0 1 0 1 1 0 1 0 0 1 0 1 1 0 46,67 1 0 0 1 0 1 1 0 1 0 0 1 0 1 0 1 49 1 0 0 1 0 1 1 0 1 0 0 1 1 0 0 1 51,33 1 0 0 1 0 1 0 1 0 1 1 0 0 1 1 0 53,67 1 0 0 1 0 1 0 1 0 1 1 0 0 1 0 1 56 1 0 0 1 0 1 0 1 0 1 1 0 1 0 0 1 58,33 1 0 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 1 0 60,67 1 0 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 63 1 0 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 1 0 0 1 65,33 1 0 0 1 0 1 0 1 1 0 0 1 0 1 1 0 67,67 1 0 0 1 0 1 0 1 1 0 0 1 0 1 0 1 70 1 0 0 1 0 1 0 1 1 0 0 1 1 0 0 1 72,33 1 0 0 1 1 0 0 1 0 1 1 0 0 1 1 0 74,67 1 0 0 1 1 0 0 1 0 1 1 0 0 1 0 1 77 1 0 0 1 1 0 0 1 0 1 1 0 1 0 0 1 79,33 1 0 0 1 1 0 0 1 0 1 0 1 0 1 1 0 81,67 1 0 0 1 1 0 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 84 1 0 0 1 1 0 0 1 0 1 0 1 1 0 0 1 86,33 1 0 0 1 1 0 0 1 1 0 0 1 0 1 1 0 88,67 1 0 0 1 1 0 0 1 1 0 0 1 0 1 0 1 91 1 0 0 1 1 0 0 1 1 0 0 1 1 0 0 1 93,33
43
Mientras la tabla de control entrega los valores de encendido y apagado,
de los distintos Mosfets de una fase, para que en la salida del inversor exista un
voltaje fijo, la forma de la onda de salida viene dada por una tabla de función.
En el caso de este programa, como se dijo anteriormente, lo que se desea
es obtener en la salida una onda sinusoidal. Para esto se discretizó una sinusoide en
255 puntos y 81 niveles (40 niveles de amplitud), la que se ingresó en la memoria del
programa. Se eligieron 255 puntos, para aprovechar la máxima cantidad de datos que
permite un registro del DSP, teniendo en cuenta que el mínimo de datos para tener
una sinusoide que utilize una resolución de 40 niveles de amplitud es de 252 datos
(ver anexo D). El DSP tiene registros de 16 bits, pero los 8 más significativos se
utilizan para el control de salida y entrada de los 8 datos menos significativos, por lo
que la máxima cantidad de datos que pueden tenerse en un registro son 28 = 256.
Para la tabulación de la sinusoide bastaría considerar los datos necesarios
para la formación de sólo un ciclo, es decir 255 datos, y en base a ellos lograr los
desfases nesesarios para las 3 fases. Esta tabla, basada en un sólo periodo, presenta la
dificultad de tener que realizar los cálculos para los desfases dentro del programa
principal del DSP, lo que extendería el tiempo de procesamiento. Por otra parte, el
DSP tiene una capacidad de memoria superior a la requerida para el almacenamiento
de las tablas y el propio programa, por lo que la limitante se presenta en la capacidad
de procesamiento, y no en la capacidad de memoria. Por esta razón se implementó la
tabla con muchos más datos que los nesesarios para un ciclo. De esta manera, para
generar el desfase entre las tres fases sólo se aumenta el valor del indice de tabla, N,
en un valor equivalente a un desfase de 120º. En el caso de esta tabla un desfase de
120º equivale a 85 datos en la tabla de función, por lo que sólo se debe sumar al
indice de tabla, N, el valor 85 o 170 para obtener un desfase de 120º o 240º
respectivamente. Esta suma se realiza por medio de una variable llamada MUX, la
44
que tiene valores de 0, 1 y 2, luego el valor del índice N queda determinado por la
siguiente formula:
N = N + MUX*85
Como se puede ver de la formula anterior, cuando MUX tiene el valor
cero no se tiene desfase en el índice N. Cuando MUX es igual a 1, el índice N es
aumentado en 85 unidades, por lo que se tiene un desfase de 120º. Finalmente
cuando MUX tiene el valor 2, N es aumentado en 170 unidades, lo que implica un
desfase de 240º.
En la Tabla IV.3 se explican los 554 datos que forman la tabla de función
y en la Figura IV.12 se muestra la sinusoide discretizada.
Tabla IV.3 Distribución de los datos en la Tabla de Función
Cantidad de Datos. Aplicación. 255 Datos de un ciclo. 128 Datos para un desfase de 180º. 85 Datos para desfase Fase B. 85 Datos para desfase Fase C. 1 Dato adicional para el fin de la Tabla.
554 Total de Datos Tabla Función.
45
Sinusoide Discretizada de la Tabla de Función
-150
-100
-50
0
50
100
150
0 100 200 300 400 500 600
Indice de Tabla N
Vol
taje
Figura IV.12 Sinusoide Discretizada de la Tabla de Función.
La sinusoide discretizada es de amplitud constante, en este caso de
93,33[Vpic]. Luego, para poder obtener una amplitud variable, cada valor leído de la
tabla de función debe ser multiplicado por una variable entre 0 y 1, de manera de
atenuar el valor de la sinusoide discretizada entre 0 y 93,33 [V]. Esta variable de
atenuación es llamada ATN, y es calculada según las mediciones de los sensores de
velocidad y flujo en el motor, para mantener el flujo constante e igual a una
referencia. Entonces multiplicando ATN por el valor de la sinusoide discretizada se
obtiene el valor de la sinusoide que debe alimentar el motor.
4.3.3. PROGRAMA DE CONTROL.
El programa implementado en el DSP deberá entregar las señales de
conmutación al inversor para producir a la salida de éste una señal sinusoidal
trifasica. La frecuencia y amplitud de esta señal trifásica deberá ser calculada en el
programa para que el motor mantenga una velocidad igual a una refencia externa.
46
El programa cuenta con un loop principal y dos rutinas de interrupciones
por Timer, una por cada timer del DSP. Estas 3 partes del programa se detallan a
continuación.
Loop Principal: Esta rutina presenta una pequeña inicialización donde
se definen las variables a utilizar y se configuran distintos registros. Además se revisa
la tabla de control para evitar que se envíen datos de conmutación que puedan causar
cortocircuitos en caso de que la tabla de control se hubiese grabado mal.
Luego de esta inicialización la rutina entra en un LOOP infinito que solo
puede ser interrumpido por alguna de las rutinas de interrupción. Dentro de este
LOOP se realizan las operaciones para leer la tabla de función y obtener uno de los
255 datos que componen la sinusoide de acuerdo a un índice de lectura de tabla, N.
Una vez obtenido el valor de la sinusoide según el indice N, este valor es
multiplicado por la variable ATN, el que atenúa el valor de la sinusoide para obtener
la amplitud deseada. Luego el valor atenuado de la sinusoide, el que corresponde a un
nivel entre 0 y 93,33 [V], es buscado en la tabla de control, de donde se obtiene la
combinación de conmutación para los Mosfets correspondiente al nivel de voltaje
seleccionado.
Finálmente el DSP envía las nuevas señales de conmutación al inversor
luego de haber esperado el tiempo muerto correspondiente. El cálculo del tiempo
muerto y la manera en que se implementó se puede ver en el anexo C. Al terminar
este LOOP infinito el DSP queda en un LOOP de espera hasta que es interrumpido
por una de las rutinas de interrupción.
47
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����� ���������������
�����������
������������
����������������������������������������������
������������������������������ ��������������� �
�������������������������!����������������"��������������������������
��������
#�����������������������������
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)$$%�%�����%�)
��
48
Interrupción por Timer 1: Esta rutina controla la velocidad con que
cambian los datos de la sinusoide en la salida del inversor. O en términos de
variables del programa, controla la velocidad con que cambia el índice N. Mientras
más veces por segundo se entra a esta rutina, mayor es la frecuencia de la sinusoide.
Ya que ésta es una rutina de interrupción, puede ocurrir en cualquier
parte del programa del Loop Principal. Por lo tanto, al inicio de esta rutina, se
guardan los valores del acumulador y de la posición de memoria donde se encontraba
el programa antes de ser interrumpido. De este modo, cuando esta rutina termine de
ejecutarse se puede volver al Loop Principal con los valores de acumulador y
memoria con que se encontraban estos registros antes de producirse la interrupción.
El programa está diseñado para que cada vez que se ingresa a esta rutina,
se cambie la fase del inversor a la que se están enviando los datos de conmutación.
De esta forma, las señales antes enviadas a los Mosfets de una fase, ahora serán
enviadas a la siguiente fase con el desfase correspondiente.
Pare realizar esto se maneja el valor de la variable MUX entre 0 y 2. El
valor de esta variable es enviado por los pines A4 y A3 al demultiplexor que controla
la fase activa del inversor, correspondiendo cada valor de MUX a una fase activa.
Ver Tabla IV.4.
Tabla IV.4 Valor de la variable MUX y su relación con la fase activa.
Valor MUX Fase Activada Desfase según formula N =N+MUX*85 0 A 0 1 B 120º 2 C 240º
Una vez que el valor del dato N de la tabla de función ha sido enviado
por las tres fases, se procede a aumentar el valor de éste índice para enviar el
siguiente dato de la tabla de función.
49
Finalmente cuando se termina esta rutina de interrupción se reinicia la
variable STOP, del Loop principal de forma de sacarlo de la espera, y se reestablecen
los valores de memoria y del acumulador que tenía el programa antes de ser
interrumpido.
50
51
Interrupción por Timer 2: En esta rutina se llevan a cabo las
conversiones Análogas/Digitales y todo el algoritmo de control. Esta interrupción
ocurre en intervalos de tiempo fijo, los que definen el tiempo de muestreo con el cual
se definieron los parámetros de los dos controladores PI que existen en el algoritmo
de control, este tiempo es de Tmuestreo = 0.008 [seg].
Debido a que esta rutina, al igual que la rutina de Interrupción por Timer
1, puede ocurrir en cualquier momento, lo primero que se realiza es guardar los
parámetros con que estaba trabajando el DSP antes de entrar en la interrupción.
Después de guardados los parámetros, se procede a realizar la conversión
Análoga/Digital, la que se lleva a cabo 3 veces. Una para la referencia de velocidad,
otra para el sensor de flujo y otra para el sensor de velocidad. Los resultados de estas
conversiones son transformados por medio de tablas y de cálculos matemáticos en
valores de frecuencia [Hz], para la referencia de velocidad y sensor de velocidad, y
en Voltaje [V] para el valor del flujo.
Luego de realizar la conversión, se calcula el error de velocidad, el que
ingresa a un controlador PI, cuya salida es sumada a la velocidad del motor y el
resultado de esta operación es la nueva frecuencia que debe tener la sinusoide a la
salida del inversor. El cambio de frecuencia en la sinusoide se realiza cambiando el
intervalo de tiempo con que se produce la rutina de Interrupción por Timer 1. Esto se
realiza modificando el valor del registro T1PR de acuerdo a una relación entre la
frecuencia de la sinusoide y el intervalo de tiempo con que ocurre la rutina de
interrupción Timer 1. Ver Figura IV.13.
52
T1PR vs Frecuencia
0
5000
10000
15000
20000
25000
30000
35000
0 10 20 30 40 50 60
Hz
T1P
RT1PR = 3268 Frecuencia
Figura IV.13 Relación entre el intervalo de interrupción T1PR y la frecuencia de salida de la
sinusoide.
Una vez calculada la nueva frecuencia de salida de la sinusoide, se
calcula el flujo real del motor dividiendo el valor obtenido en el conversor
Análogo/Digital por la nueva frecuencia de salida. Se procede de esta forma porque
el voltaje obtenido en el sensor de flujo, sólo es proporcional al voltaje aplicado al
motor y no a la frecuencia de la sinusoide con que se alimenta el motor.
Luego de obtenerse el flujo real se calcula el error entre éste y el flujo de
referencia. El resultado ingresa a un controlador PI, el que entrega en su salida la
amplitud de voltaje que debe tener la sinusoide que genere el inversor. Este voltaje se
divide por 93,33 [V] y el resultado de esta división es el atenuador ATN.
Finalmente se restauran los valores de memoria y del acumulador que
tenía el programa antes de ser interrumpido y se retorna al LOOP principal.
53
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54
4.4. SENSORES UTILIZADOS Y CIRCUITOS ANEXOS.
4.4.1. SENSOR DE FLUJO
Como se mencionó anteriormente el sistema de control utiliza una espira
de cobre, insertada en las ranuras del estator, para medir la magnitud del flujo en el
entrehierro. El voltaje generado en una espira conductora de N vueltas viene dado por
la ecuación (4.1).
Ndtd
Vespira ⋅= φ (4.1)
Si se supone flujo sinusoidal a través de la espira, lo que es cierto si se
alimenta el motor con una onda sinusoidal, entonces la ecuación (4.1) queda:
NtVespira ⋅⋅⋅= )cos(|| ωωφ (4.2)
Por otra parte la magnitud del flujo en el entrehierro se rije por la
ecuación (3.5), la que se repite a continuación, luego reemplazando en (4.2) queda:
s
e
fV
K ⋅=||φ (3.5)
π⋅⋅⋅= 2|| eespira VKV (4.3)
De aquí se puede apreciar que el voltaje en la espira es solo proporcional
al voltaje aplicado al estator y no a la frecuencia de la sinusoide con que se alimenta
el motor. Para obtener la magnitud de flujo que cruza la espira se debe aplicar la
ecuacion (4.2) y despejar de aquí la magnitud del flujo.
s
espiraespira
f
VCte
N
V |||||| ⋅=
⋅=
ωφ (4.4)
55
Entonces el voltaje que entrega la espira, que es proporcional al voltaje
aplicado a los bornes del motor, se debe dividir por la frecuencia de la sinusoide para
obtener un voltaje proporcional al flujo. Esta operación, ya mencionada, se realiza
dentro del DSP, siendo nesesario para esto acotar el voltaje que entrega el sensor de
flujo a valores entre 0 y 5 [V] para que puedan ser leídos y transformados por el
conversor análogo/digital (CAD). El circuito y la placa utilizados para ajustar los
voltajes del sensor a valores que pudiese interpretar el CAD del DSP se muestra en la
Figura IV.14.
(a)
(b)
Figura IV.14 (a) Circuito para ajustes del voltaje del sensor de flujo. (b) Placa con los circuitos
de ambos sensores.
4.4.2. SENSOR DE VELOCIDAD
Para medir la velocidad del motor se utilizó un encoder simple de 180
ranuras que se encontraba en el laboratorio. Este encoder, por problemas en el sensor,
no entregaba exactamente un tren de pulsos, por lo que se debió ajustar la señal de
salida, procesándola con un comparador para finalmente tener un tren de pulsos entre
0 y 5 [Vdc]. Este circuito funcionó correctamente hasta una frecuencia cercana a los
56
6 [KHz], ya que a frecuencias mayores el comparador no detectaba todos los pulsos.
Esta fue otra de las razones por la que se limitó la velocidad del motor a una
frecuencia máxima de 30 [Hz].
Por otra parte, por problemas de programación, y debido a que de todas
formas se debía implementar un circuito que transformara la señal del encoder en una
señal análoga entre 0 y 5 [Vdc] (Esto para poder graficar la respuesta del motor a un
escalon de velocidad), no se utilizó la compuerta de interrupción externa para medir
la velocidad. Por esta razón se debió utilizar otro microprosesador para ajustar la
señal enviada por el encoder, y transformarla en una señal análoga entre 0 y 5 [V]
que pudiera ser entregada al DSP para su conversión análoga/digital.
Ya que se contaba con varios DSP, y tarjetas de programación, y además
el lenguaje de programación ya estaba bastante dominado, se decidió utilizar un DSP
externo para procesar la señal del encoder y ajustarla a un valor entre 0 y 5 [V]. El
programa realizado y su diagrama de flujo se muestra en el anexo B. En la Figura
IV.15 se muestra el circuito utilizado para ajustar la señal entregada por el encoder y
una imagen del mismo.
(a)
(b)
Figura IV.15 (a) Circuito Encoder. (b) Imagen del Encoder instalado.
57
V. RESULTADOS EXPERIMENTALES.
En este capítulo se mostrarán algunos resultados experimentales
obtenidos con el inversor de 81 niveles construido en el laboratorio, y su desempeño
como variador de frecuencia en el control de velocidad de un motor de inducción.
En la siguiente figura se muestra un diagrama del sistema utilizado para
realizar estas pruebas. Como se mencionó anteriormente no se contaba con 3 fuentes
DC para alimentar a los puentes principales independientemente, por lo que se utilizó
un conjunto Transformador Variable–Rectificador, para obtener los 63 [Vdc]
necesarios para alimentar a los puentes principales del inversor. Por lo mismo se
debió utilizar un motor de devanados separados de 3.7 [KW], que se encontraba en el
laboratorio.
Figura V.1 Diagrama de conexiones del accionamiento.
58
5.1. PRUEBAS SIN PERTURBACIONES.
Para realizar estas pruebas se le aplicaron al motor dos escalones en la
referencia de velocidad, manteniéndose constante el flujo de referencia en un valor
para el cual la salida del inversor sólo alcanzaba los 93 [Vfnpic] cuando el escalón de
velocidad era el máximo (0 a 900 [RPM]). Esto para que la salida del controlador PI
de flujo no se saturara. En la Figura V.2 se puede observar la respuesta del motor a
un escalón positivo de 0 a 450 [RPM] y de otro escalón negativo de 450 a
210[RPM].
Se puede apreciar que el motor demora 1,2 [seg] en llegar a la velocidad
de referencia y luego oscila entorno a ésta durante 4 [seg], llegando a un valor
máximo de sobreoscilación de 570 [RPM] o 26%. Al observar la onda de voltaje del
inversor mientras se realizaron las pruebas se pudo apreciar que el voltaje máximo
entregado por el inversor nunca fue mayor a 40 [V] para un escalón como el que se
ve en la Figura V.2.
Si se compara la curva de la Figura V.2 con la obtenida en las
simulaciones se puede apreciar que el tiempo de respuesta del sistema real es mucho
mayor, debido a que se está alimentando el motor con un voltaje 7 veces menor y con
una limitante de corriente de 2.5 [A] para proteger al inversor.
En cuanto al escalón negativo, se puede observar que el motor demora
0,7 [seg.] en alcanzar la nueva referencia de velocidad y luego oscila entorno a esta 3
[seg.]. Este tiempo se podría disminuir considerablemente si se permitiese al motor
regenerar más de 2.5 [A]. Esto será posible una vez terminadas las fuentes DC-DC
bidireccionales, en las cuales se está trabajando en otra investigación paralela.
59
Figura V.2 Respuesta del sistema a un escalón de 450 [RPM].
5.2. PRUEBAS CON PERTURBACIONES.
Para realizar esta prueba se aplicó al motor el mismo escalón positivo de
velocidad que en el caso anterior y una vez alcanzado el estado estacionario de
velocidad se le aplicó a la máquina una carga constante, que exigió al motor un
consumo de 2 [A], y que fue removida luego de 5 [seg]. En la Figura V.3 se puede
apreciar la respuesta del sistema a la perturbación aplicada.
Se observa que el motor demora 2 [seg] en recuperar la velocidad de
referencia una vez aplicada la carga. Cuando la carga es removida, el motor toma el
mismo tiempo en volver a la velocidad de referencia. Nuevamente este tiempo se
podría disminuir si se utilizaran fuentes bidireccionales que permitiesen regenerar
una cantidad de potencia mayor.
60
Figura V.3 Respuesta del sistema a una perturbación de carga.
61
VI. CONCLUSIONES Y TRABAJO FUTURO.
Se implementó satisfactoriamente un variador de frecuencia para un
motor de inducción utilizándose la tecnología de inversores multinivel. Se logró un
rango de velocidades entre 15 y 900 [RPM], con tiempos de respuesta al escalón de 1
[seg] y una respuesta a perturbaciones de 2 [seg]. Estos tiempos tan lentos se
debieron fundamentalmente a las limitaciones de voltaje del inversor y a la poca
capacidad de corriente de las fuentes bidireccionales utilizadas.
Luego de realizadas las pruebas finales se pudo corroborar el adecuado
funcionamiento del control implementado y la calidad de las tensiones sinusoidales
que esta topología de inversor entrega. Claramente mucho mejores que las señales de
los inversores de dos niveles.
Si bien el motor no logró alcanzar su máximo torque ni velocidad, se
debió principalmente a que el inversor construido en el laboratorio no superaba los
60 V rms, mientras que el motor utilizado en las pruebas finales tenía una tensión
nominal de 380 V rms. Esta situación se podría mejorar a futuro construyéndose un
inversor adecuado o cambiando el motor, pero siempre utilizándose uno de
devanados independientes, dada la menor cantidad de fuentes flotantes que esta
conexión necesita.
Como trabajo futuro se podría mejorar el sistema de control
implementado utilizando un control vectorial o un sistema de control Directo del
Torque (DTC). Ambos sistemas de control son más sofisticados que el actual y
requieren de un inversor cuyo diseño se ajuste al motor, con sensores de mayor
precisión, de forma de poder calcular la posición y la magnitud exacta del flujo
rotórico en todo momento. Un requisito indispensable como se pudo corroborar
repetidamente a lo largo de la Tesis es la implementación de las fuentes
bidireccionales para mejorar la eficiencia y potencia del inversor. Si no se cuenta con
62
ellas, puede utilizarse una estrategia de control con modulación PWM que evite
potencia en reversa. Las fuentes bidireccionales no obstante, permiten trabajar con
frecuencias de conmutación muy bajas. Por esta razón ya se esta trabajando en las
fuentes DC-DC bidireccionales, las cuales deberían estar prontamente terminadas.
63
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A N E X O S
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ANEXO A: PROGRAMA REALIZADO EN EL DSP Y TABLAS.
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ANEXO A: PROGRAMA REALIZADO EN EL DSP Y TABLAS.
A continuación se presenta el código del programa implementado en ASSEMBLER para el DSP TMS320F241, donde se realizó todo el algoritmo de control. También se presentan las tablas de control, función y frecuencia, utilizadas en el programa.
********************************************************************** ; Programa de Control de velocidad por Frecuencia de Deslizamiento. ; TMS320F241 ********************************************************************** ; Este programa entrega una señal sinusoidal cuya frecuencia y amplitud varían de ; manera de controlar la velocidad de un motor de inducción. Este control se realiza ; por medio de medir dos variables del motor. El flujo en el entrehierro del motor ; por la puerta ADC 5, y la velocidad del motor por la puerta ADC 3. Además la ; referencia de velocidad ingresa por la puerta ADC 6. La interrupción ; por timer 1 es la que se encarga de ajustar la frecuencia de la sinusoide y ; la interrupción por timer 2 es la que da el tiempo de muestreo de las señales ; medidas. ; Para indagar mas sobre los detalles de la configuración de registros consultar ; "Systems and periferals" del TMS320F241. **********************************************************************
.include "243_dsk.h" ; Incluye la librería que contiene las definiciones ; de los nombres para este DSP. Con esta el compilador ; interpreta cada nombre o instrucción como el número ; correspondiente. ; Definición de variables ; Estas variables se manejaran en la RAM, se ubican en la misma posición ; correlativa en que se ingresan aquí, comenzando desde la dirección inicial del ; bloque que les corresponde. 020hex en este caso. .bss DF1B,1 ; Dato previo puerto B de la fase 1 (registro 202). .bss DF1C,1 ; Dato previo puerto C de la fase 1 (registro 203). .bss DF2B,1 ; Dato previo puerto B de la fase 2 (registro 204). .bss DF2C,1 ; Dato previo puerto C de la fase 2 (registro 205). .bss DF3B,1 ; Dato previo puerto B de la fase 3 (registro 206). .bss DF3C,1 ; Dato previo puerto C de la fase 3 (registro 207). .bss DPB,1 ; Dato que se pondrá en el puerto B. .bss DPC,1 ; Dato que se pondrá en el puerto C. .bss ACCBAJO, 1 ; variable para guardar los LSB del acumulador
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.bss ACCALTO, 1 ; variable para guardar los HSB del acumulador .bss STOP,1 ; Flag de espera .bss MUX,1 ; Variable de multiplexión de fase (0,1,2). .bss MUXAD,1 ; Variable para activar (2) y desactivar (0) la multiplexión. ; Puerto A4 y A3 controlan el multiplexor. .bss DATON,1 ; variable que guarda valor de la tabla .bss N,1 ; indice del lugar de la tabla función. .bss TIEMPO,1 ; registro para guardar tiempo de timer ; medida en el ADC
.bss ATN,1 ; registro que guarda el valor de atenuación para la ; amplitud
.bss FRECREF,1 ; registro que guarda el valor de la frecuencia de ; referencia
.bss VOLTAJE,1 ; voltaje pic que entrega el inversor. .bss FRECMOTOR,1 ; frecuencia medida en el encoder. .bss FRECSALIDA,1 ; frecuencia que entrega el pi de velocidad .bss FRECDES,1 ; frecuencia de deslizamiento .bss FLUX,1 ; variable que guarda el valor del flujo medido. .bss FLUXR,1 ; flujo de referencia ; Variables del Control PI de Flujo .bss KP,1 ; Ganancia Proporcional .bss KI,1 ; Ganancia Integral .bss ERRORF,1 ; Error .bss IANTERIOR,1 ; Parte acumulada de la integral del controlador PI .bss IANTERIOR2,1 ; Se divide en dos registros ya que alcanza valores muy
; altos y de esta manera no se pierden decimales. ; Variables del Control PI de Frecuencia .bss KPFREC,1 ; Ganancia Proporcional .bss KIFREC,1 ; Ganancia Integral .bss ERRORFREC,1 ; Error .bss IANTERIORFREC,1 ; Parte acumulada de la integral del controlador .bss IANTERIOR2FREC,1 .bss DESINF,1 ; máximo deslizamiento negativo .bss DESMAX,1 ; máximo deslizamiento positivo .bss ANA0,1 ; registros auxiliares para conversión A/D .bss ANA1,1 ; ANA0 = Frec ref. ; ANA1 = Vel. motor ; ANA2 = Flujo .bss ANA2,1 .bss AUX,1 ; Variable auxiliar. .bss QUO,1 ; resultado de la division .bss DENOM,1 ; denominador de la division .bss NUM,1 ; numerador de la división .bss T,1 ; número de bits significativos
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.bss T1,1 ; variable auxiliar para bits significativos .bss OFFSET,1 ; variable que guarda el valor de la componente ; continua de la sinusoide. .bss LEDS,1 ; señalización de tablero. Puerto A7 LED verde ; Puerto A6 LED amarillo ; Puerto A5 LED rojo ; Definición de vectores de RESET e interrupciones. ; RSVECT es el vector de reset. Cuando se inicia el funcionamiento del DSP, este ; parte en la posición que indica este vector. En este caso la posición 1F00h, la cual ; es la posición del bootloader. Luego cada vez que se reinicia el DSP se carga esta ; dirección, el bootloader revisa el estado del BIO pin y según esto pasa al modo ; programación de la memoria FLASH o pasa al punto inicial del programa ; anteriormente grabado. ; Los vectores INT1...INT6 indican las posiciones de las rutinas de interrupción. .sect "vectors" RSVECT B 1F00h INT1 B PHANTOM INT2 B INT_TIMER1 INT3 B INT_TIMER2 INT4 B PHANTOM INT5 B PHANTOM INT6 B PHANTOM .text ;----------------------------- ; Configuraciones generales. ;----------------------------- LDP #0h ; dirige a página de interrupciones SETC INTM ; Interrupt mode, 0 = todas las mascarables
; deshabilitadas. LDP #0E0h ; dirige a página del Watch Dog Timer SPLK #068h, WDCR ; Deshabilita el Watch Dog timer. CLRC CNF ; DARAM config, 1=RAM para datos. CLRC SXM ; Sign extension, 0=supress extension. CLRC OVM CLRC XF ;----------------------------- ; Configuración Timers ;----------------------------- LDP #0E8h ; dirige a página de TIMER SPLK #700, T1PR ; Configura periodo de timer en el máximo
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; en un valor arbitrario. SPLK #2500, T2PR ; Configura periodo de timer 2, SPLK #0001001101000000b, T1CON ; Configura de control del
; contador 1 con un preescaler de ; 8. SPLK #0001011001000000b, T2CON ; Con un preescaler de 64 se
; obtiene con un periodo de T2PR ; = 2500 un tiempo de muestreo de ; 1/125 seg.
;----------------------------- ; Configuración Puertos I/O ;----------------------------- LDP #0E1h ; Dirige a página de registro de puertos y OCRA,B. SPLK #00000h, OCRA ; Puerto A y B como I/O. SPLK #1100000011b,OCRB ; Puerto C y pin D0 como I/O ; Apaga todos los puertos LACL #1111111100000000b ; Carga en acumulador dato para apagar
; puertos. SACL PBDATDIR ; Apaga puerto B. SACL PCDATDIR ; Apaga puerto C. LACL #1111111100001000b ; Dato para activar Fase 1. SACL PADATDIR ; Activa Fase 1. LACL #1111111100010000b ; Dato para activar Fase 2. SACL PADATDIR ; Activa Fase 2. LACL #1111111100011000b ; Dato para activar Fase 3. SACL PADATDIR ; Activa Fase 3. LACL #1111111100000000b ; Dato para desactivar Fases SACL PADATDIR ; Desactiva las 3 fases. LACL #100h ; Dato para apagar puerto D SACL PDDATDIR ; Apaga puerto D0. Lo que desactiva Latches *=========================================================== * REV. TABLA *=========================================================== * Rutina de revisión de la tabla tcontrol que contiene * las combinaciones de disparo. El fin de tabla está dado * por el dato EOF: .word#1111111111111111b *===========================================================
LDP #04h ; Dirige a página de variables. LACL #0h ; Carga 0 al acumulador. SACL N ; Inicializa en 0 el valor de N. REV ADD #CONTROL ; Suma el índice de inicio de la tabla. ADD N ; Suma valor del índice N que apunta a un dato de la
; tabla.
72
TBLR DATON ; Lee el dato N de la tabla y lo guarda en DATON. LACL DATON ; Lleva el dato al acumulador. XOR #0FFFFh ; Verifica dato EOF. BCND ERR2,EQ ; Si llegó al EOF sale de la rutina de revisión. REV1 LACL N ; Carga contador. ADD #01h ; Incrementa en uno el contador. SACL N ; Guarda nuevo valor contador N. LACL DATON ; Carga dato de la tabla. REV2 BCND REV,EQ ; Si el dato leído es 0 pasa al dato siguiente. AND #03h ; Selecciona los 2 bits menos significativos. SUB #03h ; 3h = 11b que es una combinación inválida. BCND ERROR,EQ ; Verifica que no sea una combinación inválida. LACL DATON ; Carga dato a revisar. SFR ; Desplaza a la derecha en 1 bit. SFR ; Desplaza a la derecha en 1 bit. SACL DATON ; Guarda el dato de tabla desplazado 2 bits. B REV2 ; Repite la revisión del dato desplazado. ERROR LDP #04h ; Dirige a página de variables. LACL N ; Carga en acumulador el índice de la tabla. OR #0FF00h ; Prepara el dato para mostrarlo en puerto B. LDP #0E1h ; Dirige a página de puertos. SACL PBDATDIR ; Coloca índice dato erróneo en puerto B. LACL #0FF20h ; #1111111100100000b dato para prender led
; ROJO. SACL PADATDIR ; Activa led ROJO (A5) indicando error en dato de
; conmutación. ERR1 B ERR1 ; Detiene el programa en loop cerrado. ERR2 LACL N ; Carga en acumulador el índice de la tabla. SUB #81 ; Resta la cantidad de datos que debe tener la tabla. BCND ERR3,EQ ; Verifica que sean justo 81 datos, en caso contrario
; error. LACL #0FF60h ; #1111111101100000b dato para prender leds
; ROJO y AMARILLO. LDP #0E1h ; Dirige a página de puertos. SACL PADATDIR ; Pone el dato en el puerto A y se prenden los
; LEDS B ERR1 ; Salta a loop cerrado de detención del
; programa. ERR3 *=========== fin rutina de revisión tabla ============== ;---------------------------------------------------------------------- ; Señalización y configuración de valores iniciales de las variables. ;---------------------------------------------------------------------- LDP #04h ; Dirige a página de variables. LACL #0FF00h ; #1111111100000000b apaga todos los LEDS. SACL LEDS ; guarda valor de señalización. LACC #0 ; Carga 0 en acumulador para borrar registros. SACL N ; Borra índice de dato.
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SACL DF1B ; Borra dato previo puerto B fase 1. SACL DF1C ; Borra dato previo puerto C fase 1. SACL DF2B ; Borra dato previo puerto B fase 2. SACL DF2C ; Borra dato previo puerto C fase 2. SACL DF3B ; Borra dato previo puerto B fase 3. SACL DF3C ; Borra dato previo puerto C fase 3. SACL MUX ; Borra variable multiplexión. SACL DATON ; Borra variable de dato de tabla SACL QUO ; Borra resultado división SACL OFFSET ; Borra offset de la tabla seno SACL ATN ; Borra atenuación SACL FRECREF ; Borra frecuencia de referencia SACL VOLTAJE ; Borra voltaje pic de salida del inversor. SACL FLUX ; Borra flujo inicial SACL FRECSALIDA ; Borra salida del PI de frecuencia SACL FRECMOTOR ; Borra salida del encoder SACL ERRORF ; Borra error de flujo SACL ERRORFREC ; Borra error de frecuencia SACL IANTERIOR ; Borra valor integral de los PI SACL IANTERIOR2 SACL IANTERIORFREC SACL IANTERIOR2FREC ; Configura parámetros control PI de flujo SPLK #5000, KI SPLK #3, KP SPLK #500, KIFREC SPLK #30000, KPFREC SPLK #20, DESINF ; Configura el deslizamiento minimo en -2 Hz SPLK #50, DESMAX ; Configura el deslizamiento máximo en 5 Hz SPLK #2,MUXAD ; Carga 2 a MUXAD con lo que quedan habilitada la
; multiplexión. SPLK #65, FLUXR ; Flujo máximo para que en caso de exigir a la
; máquina un escalón de velocidad mayor a ; 30 Hz no se sature el control de Flujo.
; Señal de activación de LATCHes del DSP por puerto D0 LDP #0E1h ; Dirige a página de puertos.
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LACL #101h ; Pone en 1 el puerto D0. SACL PDDATDIR ; Saca dato por puerto D. ;----------------------------- ; Configuración de interrupciones ;----------------------------- LDP #0h LACC IFR ; Borra Flags de interrupciones SACL IFR ; Borra todas las interrupciones pendientes SPLK #000110b, IMR ; Desenmascaro INT2 e INT3 LDP #0E8h SPLK #080h, EVIMRA ; habilita interrupción de periodo1. SPLK #01h, EVIMRB ; habilita interrupción de periodo2. CLRC INTM ; habilita interrupciones ********************************************************************** *==========================================================* * PROGRAMA PRINCIPAL *==========================================================* *********************************************************************** ;-------------------------------- ; LOOP principal del programa ;-------------------------------- LOOP SETC INTM ; Desactiva interrupciones, para que no se produzcan
; cambios en los valores de salida mientras se sacan los ; datos por los puertos B y C.
LDP #04h ; Dirige a página de variables. SPLK #1,STOP ; Cambia a 1 variable de detención para dejar al
; programa en espera. LACL #0 LT MUX ; Prepara fase a multiplexar (0, 1, 2). MPY #85 ; Multiplica por 85 para producir el desfase de FASE
; (1, 2, 3). PAC ; Carga en acumulador el producto (0, 85, 170). ADD N ; Suma el índice del dato. ADD #SENO ; Suma la dirección del registro inicio tabla 'tseno.txt'. TBLR DATON ; Carga en DATON el dato de la sinusoide respectiva. LT ATN ; Prepara para multiplicar por la atenuación ATN, ; obtenida en interrupción de TIMER. MPY DATON ; Multiplica DATON por ATN. PAC ; Carga en acumulador el producto. SACL NUM ; Guarda el resultado del producto ; Las siguientes operaciones se rigen por la siguiente ecuación ; VOLTAJE = ((seno + 41)*ATN/40) - 41*ATN/40 + 40 ; = (DATON*ATN/40) - 41*ATN/40 + 40
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LACL #40 SACL DENOM CALL DIVISION SACL QUO ; resultado de la división
LACL #0 ; prepara para restar el offset correspondiente a la ; atenuación
LT ATN MPY #41 PAC SACL NUM LACL #40 SACL DENOM CALL DIVISION SACL OFFSET LACL QUO SUB OFFSET ADD #40 ADD #CONTROL ; Suma la dirección donde comienza tabla
; conmutación 'tcontrol'. TBLR DATON ; Carga en DATON el dato de conmutación LT MUX ; Prepara para multiplicar MUX por 2. MPY #2 ; Multiplica por 2. PAC ; Carga el producto en el acumulador (0,2,4). ADD #0202h ; Carga la dirección donde se inicia almacenamiento ; de datos (202,204,206). SACL AUX ; Guarda en registro auxiliar AUX. MAR *,AR1 ; Selecciona AR1 para direccionamiento indirecto. LAR AR1,AUX ; Prepara registro AR1 para direccionamiento indirecto. ; Con dato AUX = (202; 204 o 206) según MUX. ; Registros para los datos previos ; Fase 1: puertoB=202; puertoC=203. ; Fase 2: puertoB=204; puertoC=205. ; Fase 3: puertoB=206; puertoC=207. LACL DATON ; Carga en acumulador dato conmutación DATON SACL DPB ; Guarda en DPB (sólo los 8 lsb de DATON). LACL DATON ; Carga en acumulador dato conmutación DATON RPT #7 ; Desplaza a la derecha 8 lugares. SFR ; Deja los 8 hsb. SACL DPC ; Guarda en DPC (sólo los 8 hsb de DATON). LACL * ; Llamado indirecto AR1 (202; 204 o 206) que contiene ; el dato previo del puerto B. AND DPB ; AND con DPB produce en dato de conmutación que ; sólo apaga los bits que cambiarán de 1 a 0.
76
SACL *+ ; Guarda indirecto AR1 (202; 204 o 206) que contiene ; el nuevo dato de conmutación del puerto B, ; y queda apuntando a la dirección siguiente (203;205 o
; 207). OR #0FF00h ; Prepara el dato para ponerlo en el puerto. LDP #0E1h ; Dirige a la página de los puertos. SACL PBDATDIR ; Saca el dato por el puerto B. LDP #04h ; Dirige a página de variables. LACL * ; Llamado indirecto AR1 (203; 205 o 207) que contiene ; el dato previo del puerto C. AND DPC ; AND con DPB produce en dato de conmutación que ; sólo apaga los bits que cambiarán de 1 a 0. SACL * ; guarda indirecto AR1 (203; 205 o 207) que contiene ; el nuevo dato de conmutación del puerto C. OR #0FF00h ; Prepara el dato para ponerlo en el puerto LDP #0E1h ; Dirige a la página de los puertos SACL PCDATDIR ; Saca el dato por el puerto C LACL PADATDIR AND #000C0h OR #0FF00h LDP #04h ; Dirige a página de variables SACL LEDS LACL MUX ; Carga al acumulador la variable de multiplexión (0; 1; 2) ADD #1 ; Agrega 1 para señalar las fases (1; 2; 3) RPT MUXAD ; Si MUXAD es 0 no se producirá desplazamiento en el
; dato y el número de la fase a multiplexar saldrá por ; los A0 y A1 los que no están conectados con el ; control del multiplexor si MUXAD es 2, entonces el ; dato se desplazará 3 lugares y el número de la fase a ; multiplexar saldrá por los puertos A3 y A4 que son ; los que controlan al multiplexor.
SFL AND #0FF3Fh
OR LEDS ; Incluye señalización LDP #0E1h ; Dirige a página de puertos SACL PADATDIR ; Pone el dato para la multiplexión con la
; señalización. ;---------------------------- ; El dato de conmutación es presentado en 2 etapas, primero se presenta el dato en el ; se han apagado los bits que pasan de 1 a 0, y luego se presenta el dato final en el se ; han encendido los bits que pasan de 0 a 1.Este procedimiento permite un tiempo ; muerto entre las válvulas que se apagan y las que se encienden, para evitar que se ; crucen en un punto de conducción intermedio de ambas.El tiempo muerto estará ; dado por la serie de instrucciones que existen entre la presentación de las 2 etapas ; del dato. ;++++++++++++++++++++++++++++
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; Inicio del tiempo muerto ;++++++++++++++++++++++++++++ LDP #04h ; Dirige a página de variables. OR LEDS ; Incluye señalización. LDP #0E1h ; Dirige a página de puertos. SACL PADATDIR ; Deshabilita latches. Recién aquí los datos
; anteriormente puestos en los puertos B y C salen ; por los contactos de control del Inversor
LDP #04h ; Dirige a página de variables. LAR AR1,AUX ; Carga en AR1 la dirección contenida en AUX. LACL * ; Carga en acumulador valor indirecto contenido en AR1. OR DPB ; OR con DPB prenderá los bits que cambian de 0 a 1. SACL *+ ; Guarda indirecto en el mismo registro y ; queda apuntando al registro siguiente (203, 205 ,207). OR #0FF00h ; Prepara el dato para ponerlo en la salida. LDP #0E1h ; Dirige a página de puertos. SACL PBDATDIR ; Pone el dato en puerto B. LDP #04h ; Dirige a página de variables. LACL * ; Carga en acumulador valor indirecto del registro
; (203, 205 ,207). OR DPC ; OR con DPC prenderá los bits que cambian de 0 a 1. SACL * ; Guarda indirecto en el mismo registro. OR #0FF00h ; Prepara el dato para ponerlo en la salida. LDP #0E1h ; Dirige a página de puertos. SACL PCDATDIR ; Pone el dato en puerto C. LDP #04h ; Dirige a página de variables. LACL MUX ; Carga en acumulador el valor de MUX. ADD #1 ; Incrementa en 1. RPT MUXAD ; Desplaza hacia la izquierda según valor de
; MUXAD. SFL ; Para sacar por A0 y A1 o A3 y A4 según MUXAD. OR LEDS ; Incluye señalización ; Son 28 instrucciones que ocupan aproximadamente 37 ciclos. ; El clock del DSP funciona a 20 MHz, lo que da un tiempo de: ; 50 nseg para cada ciclo, luego los 37 ciclos darán un total ; de 1,85 microseg o equivalentemente 1850 nseg de tiempo muerto. ;---------------------------- LDP #0E1h ; Dirige a página de puertos. SACL PADATDIR ; Pone el dato en puerto A. LDP #04h ; Dirige a página de variables. LACL LEDS ; Incluye señalización LDP #0E1h ; Dirige a página de puertos.
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SACL PADATDIR ; Saca el dato por puerto A deshabilitando la ; multiplexión.
CLRC INTM ; Activa interrupciones. WAIT LDP #04h ; Dirige a página de variables. LACL STOP ; Carga la variable de detención. BCND WAIT,NEQ ; El programa se detiene en ciclo cerrado si STOP=1 B LOOP ; o salta a LOOP para mostrar el dato si STOP=0. *************************************FIN****************************** ********************************************************************** *==========================================================* * INTERRUPCIONES *==========================================================* ********************************************************************** ; Al atender cualquier rutina de interrupción, ; primero se guardan los valores de los registro de estado ; y del acumulador, de forma que antes de retornar ; se vuelvan a cargar los estados y el valor del acumulador ;========================== ;INTERRUPCION DE TIMER 1 ;========================== INT_TIMER1 SETC INTM ; desactiva interrupciones
MAR *,AR0 ; selecciona el registro AR0 para direccionamiento ; indirecto
LAR AR0,#0200h ; carga en AR0 el valor de la dirección reservado ; en el Linker para guardar los estados. ; En este caso las direcciones son 200 y 201. SST #1,*+ ; Guarda Status Register 1 en la dirección 200 ; y queda direccionando a la dirección 201 SST #0,* ; Guarda Status Register 0 en la dirección 201 LDP #04h ; dirige a página de variables SACL ACCBAJO ; guarda en variable ACCBAJO los 16 LSB del
; acumulador SACH ACCALTO ; guarda en variable ACCALTO los 16 HSB del
; acumulador ;----------------------------------- ; Inicio código de la interrupción ;----------------------------------- ; En esta rutina se cambia la fase del inversor por la cual estan saliendo los ; datos de conmutación. Además cada tres interrupciones se aumenta el indice de ; tabla N para pasar al siguiente dato de la sinusoide. Esta interrupción ocurre con un ; periodo de tiempo variable, el que esta dado por la interrupción de timer 2. Esto ; para controlar la frecuencia de la sinusoide de salida del inversor.
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LDP #04h ; Dirige a página de variables. LACL MUX ; Carga en acumulador valor de MUX. ADD #1 ; Incrementa en 1. SACL MUX ; MUX=MUX+1. SUB #3 ; Resta 3. BCND LBL2,NEQ ; Si MUX es 3 entonces lo resetea SPLK #0,MUX ; MUX=0. ; incrementa contador de tabla N llegando a 256 como tope de la tabla. LDP #04h ; Dirige a página de variables. LACL N ; Carga en acumulador el índice de la tabla. ADD #1 ; Incrementa en 1. SACL N ; N=N+1. SUB #256 ; Valor máximo para no salirse de la tabla de datos, BCND LBL2,LEQ ; Si se sobrepasa de 256 entonces resetea el contador N
; y comienza otra vez SPLK #0,N LBL2 LDP #04h ; Dirige a página de variables. SPLK #0,STOP ; Borra la variable de detención STOP. *------------------------------------------------------------------------------------ ; Una vez terminadas las instrucciones propias de la ; interrupción, se agregan las líneas siguientes ; para recuperar los estados antes del retorno de la interrupción. LDP #0E8h ; dirige a página de interrupciones LACL EVIFRA ; carga EVIFRA al acumulador para borrar flags SACL EVIFRA ; borra los flags LDP #04h ; dirige a página de variables LACL ACCBAJO ; carga al acumuladorlos 16 LSB LACC ACCALTO,16 ; carga al acumuladorlos 16 HSB desplazados ; 16 bits a la izquierda (el acumulador es de 32 bits) MAR *,AR0 ; selecciona AR0 para direccionamiento indirecto LAR AR0,#0201h ; carga dirección 201 para direccionamiento
; indirecto LST #0,*- ; Load Status Register 0 de la dirección 201 ; y queda apuntando a la dirección 200 LST #1,* ; Load Status Register 1 de la dirección 200 CLRC INTM ; habilita las interrupciones RET ; retorno de la rutina de interrupción ; habiendo recuperado previamente el estado ; y el dato del acumulador ;----------------------------------------------------------------------------------------- ;========================== ;INTERRUPCION DE TIMER 2
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;========================== INT_TIMER2 SETC INTM ; desactiva interrupciones MAR *,AR0 ; selecciona el registro AR0 para direccionamiento
; indirecto LAR AR0,#0200h ; carga en AR0 el valor de la dirección reservada en ; el Linker para guardar los estados. ; En este caso las direcciones son 200 y 201. SST #1,*+ ; Guarda Status Register 1 en la dirección 200 ; y queda direccionando a la dirección 201 SST #0,* ; Guarda Status Register 0 en la dirección 201 LDP #04h ; dirige a página de variables SACL ACCBAJO ; Guarda en variable ACCBAJO los 16 LSB del
; acumulador SACH ACCALTO ; Guarda en variable ACCALTO los 16 HSB del
; acumulador
;----------------------------------- ; Inicio código de la interrupción ;----------------------------------- ; En esta interrupción se llevan a cabo las conversiones analogas - digitales, ; y los calculos para cambiar la frecuencia y voltaje de la sinusoide de salida ; de acuerdo a lo medido en las conversiones del ADC. Esta interrupcion ocurre ; cada 1/125 seg, el cual corresponde al tiempo de muestreo. ; Conversión análoga - digital LDP #0E0h ; direcciona a la pagina del conversor LACL ADCFIFO1 ; borra FIFO1 segundo dato LACL ADCFIFO1 ; borra FIFO1 primer dato LACL ADCFIFO2 ; borra FIFO2 segundo dato LACL ADCFIFO2 ; borra FIFO2 primer dato SPLK #0000000000000000b, ADCTRL2 ; configura conversor SPLK #0011100101011100b, ADCTRL1 ; configura conversor puertos
; ADC5 y ADC6. ; ADC6 conversion 1 y ADC5 conversion 2 ESPERA1 BIT ADCTRL1, 7 BCND ESPERA1, NTC ; espera fin de la conversion LACC ADCFIFO1, 10 ; guarda valor de conversion 1 LDP #04h ; en ANA0, pero antes desplaza el valor de la ; conversión en 10 lugares a la derecha SACH ANA0 ; afecta a los valores mas significativos ; del registro, es decir, para un registro ; de 16 bits el conversor cambia y guarda ; el valor de la conversión ; entre los bits 16 al 6.
81
LDP #0E0h ; guarda el valor de la conversión 2 LACC ADCFIFO2, 10 ; en ANA1 LDP #04h SACH ANA1 LDP #0E0h ; direcciona a la pagina del conversor LACL ADCFIFO1 ; borra FIFO1 segundo dato LACL ADCFIFO1 ; borra FIFO1 primer dato SPLK #0000000000000000b, ADCTRL2 ; configura conversor SPLK #0010100101010110b, ADCTRL1 ; configura conversor para el
; puerto ADC3 ESPERA2 BIT ADCTRL1, 7 BCND ESPERA2, NTC ; espera fin de la conversión LACC ADCFIFO1, 10 ; guarda valor de conversión 1 LDP #04h ; en ANA2, pero antes desplaza el valor de la ; conversión en 10 lugares a la derecha SACH ANA2 ; fin conversión análoga - digital ;CALCULO DE VELOCIDAD MEDIDA EN POTECIOMETRO ;------------------------------------------- LACL ANA0 SFR ; se queda solo con los 9 bits mas significativos, 511 niveles de ; frecuencias. ADD #FRECUENCIA ; Busca el valor de voltaje de la referencia en una
; tabla y asi obtiene un valor de frecuencia. TBLR FRECREF ; guarda el valor de la frecuencia de referencia ; CALCULO DE VELOCIDAD MEDIDA EN ADC3 ;------------------------------------- LACL ANA2 ; Busca el valor de voltaje leído en el ADC en la tabla
; de frecuencia y obtiene asi la frecuencia del motor. SFR ADD #FRECUENCIA TBLR FRECMOTOR ZAC LACL FRECREF SUB FRECMOTOR ; Resta la referencia de velocidad con la velocidad
; del motor obteniendo así el error en la velocidad SACL ERRORFREC ; Guarda el error en el registro ERRORFREC ; Control por frecuencia de deslizamiento CALL PI_FREC ; Llama a la rutina de control PI ZAC
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LACL FRECDES ; Suma la salida del controlador PI con la velocidad ; del motor y guarda el resultado en FRECSALIDA
ADD FRECMOTOR SACL FRECSALIDA ROL
; Verifica si el valor de FRECSALIDA esta dentro de los rangos ; que permite el inversor 31 Hz y 0 Hz.
BCND SAT_CERO,C ; Si la frecuencia de salida esta por sobre los ; valores de saturación los satura en estos.
LACL FRECSALIDA SUB #310 ROL BCND NO_SATUR,C SPLK #310,FRECSALIDA B NO_SATUR SAT_CERO SPLK #0,FRECSALIDA NO_SATUR ; Arregla salida del T1PR para adecuarlo a la frecuencia. LACL FRECSALIDA ; Carga en el DENOM el valor de FRECSALIDA SACL DENOM BCND SALTO, EQ ; Si FRECSALIDA es 0 entonces configura ; T1PR como el máximo periodo de manera que la ; salida de la sinusoide sea de una frecuencia
; mínima. Además de esto se hace la salida de ; voltaje 0, de forma que no se produzcan voltajes ; continuos en la salida del inversor.
LACL #32680 ; Si FRECSALIDA no es 0 entonces utilizando la
; división se obtiene el nuevo valor de T1PR SACL NUM CALL DIVISION B SALTO2 SALTO LACL #32680 SALTO2 SACL TIEMPO LACL TIEMPO LDP #0E8h ; dirige a página de TIMER SACL T1PR ; cambia el valor del timer LDP #04h ;------------------------------------- ;Si la frecuencia de salida es 0, entonces el flujo seria infinito,
;en cuyo caso se hace FLUX = 1000 (numero mucho mas grande que ; cualquier flujo de referencia), por lo tanto el VOLTAJE queda en 0.
LACL FRECSALIDA
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BCND VOLTAJE_0, EQ ;------------------------------------- LACL ANA1 ; carga en el acomulador valor de flujo medido SFR ; se queda solo con los 9 bits mas significativos ; 111111111 b = 511 d SACL FLUX ; guarda el flujo medido en FLUX ;----------- ; Ajuste de valores de voltaje y frecuencia para calcular el flujo como V/f ; debido a que V se encuentra escalado por 100 y que f se encuentra
; escalado por 10 se debe dividir el voltaje (flux) por (10*FREC) ;------------ ZAC ; Limpia acumulador. LT FLUX ; Prepara para multiplicar por 100 el voltaje leido MPY #100 ; Multiplica por 100 el voltaje leido PAC ; Carga en acumulador el producto SACL NUM ; Guarda el valor del producto en NUM LACL FRECSALIDA SACL DENOM ; Guarda el valor de FRECSALIDA en DENOM CALL DIVISION ; Divide FLUX por FRECSALIDA obteniendose asi el
; valor real del flujo en el entrehierro. SACL FLUX LACL FLUXR ; Compara el flujo medido con el flujo de referencia SUB FLUX SACL ERRORF ; Guarda el valor del error en ERRORF CALL PI_FLUX ; Llama al PI de flujo ; Calcula atenuación ATN LACL VOLTAJE ; Guarda en VOLTAJE el valor de salida del PI. SACL NUM ; prepara los registros para proceder a la división por
; 2.33 ya que es la forma de saber cuanto debe valer ; ATN.
LACL #233 SACL DENOM CALL DIVISION B NO_CERO VOLTAJE_0 ZAC NO_CERO SACL ATN ; guarda en ATN el valor de la atenuación de la ; sinusoide o el numero de niveles positivos que debe tener la sinusoide. Revisa si ; ATN es mayor que 40 ya que el inversor solo tiene 40 niveles positivos. ZAC ; borra el acumulador LACL ATN SUB #40 ; si ATN es mayor que 40 queda fijo en este valor, si es
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; menor ATN queda sin cambio alguno. BCND LBL1, LEQ SPLK #40,ATN LBL1 *------------------------------------------------------------------------------------ ; Una vez terminadas las instrucciones propias de la ; interrupción, se agregan las líneas siguientes ; para recuperar los estados antes del retorno de la interrupción. LDP #0E8h ; dirige a página de interrupciones LACL EVIFRB ; carga EVIFRA al acumulador para borrar flags SACL EVIFRB ; borra los flags LDP #04h ; dirige a página de variables LACL ACCBAJO ; carga al acumuladorlos 16 LSB LACC ACCALTO,16 ; carga al acumuladorlos 16 HSB desplazados ; 16 bits a la izquierda (el acumulador es de 32 bits) MAR *,AR0 ; selecciona AR0 para direccionamiento indirecto LAR AR0,#0201h ; carga dirección 201 para direccionamiento
; indirecto LST #0,*- ; Load Status Register 0 de la dirección 201 ; y queda apuntando a la dirección 200 LST #1,* ; Load Status Register 1 de la dirección 200 CLRC INTM ; habilita las interrupciones RET ; retorno de la rutina de interrupción ; habiendo recuperado previamente el estado ; y el dato del acumulador ;----------------------------------------------------------------------------------------- *=========================== * Otras interrupciones *=========================== PHANTOM RET ****** FIN INTERRUPCIONES ***************************************** ;------------------------------------------------ ; RUTINA DE DIVISION ; Primero verifica si el denominador no es 0, en caso de serlo ; hace 0 el resultado de la división. ; Luego cuenta el numero de bits significativos ; del numerador considerando que siempre el primer 0 no significativo ; si es significativo. Esta rutina divide el numero entregado en la variable
; NUM por el numero entregado en la variable DENOM ; Para entender mejor esta rutina de división ver la instrucción SUBC en ; "CPU and Instruction set" del DSP TMS320F241. DIVISION LACL DENOM ; revisa si el denominador es distinto de 0
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BCND CERO,EQ LACL NUM SUB DENOM ; primero se revisa si el denominador es > que el
; numerador, en cuyo caso se pasa a una rutina que ; hace el cuociente = 0.
BCND CERO, LACC #0 ; borra acumulador SPLK #0,T ; borra contador de bits T. DIV LT T BITT NUM ; Busca el bit T en el registro NUM y lo guarda en el
; acumulador BCND UNO,TC ; Si el bit T de NUM no es 1 entonces vuelve a DIV
; para mirar el próximo bit. LACL T ADD #1 ; T = T+1 SACL T B DIV UNO LACL #16 SUB T ; guarda en T el num. de bits significativos. Si hay 10 bits SACL T1 ; significativos significa que el BIT 9 del registro es el uno ; mas significativo, esto porque los bits se comienzan a medir ; desde 0. LACL #14 ; Guarda en T1 el numero de bits que se debe ejecutar la
; instrucción SUB T1 ; SUBC. Se compara con 14, por que la instrucción RPT
; provoca que cualquier instrucción que este bajo esta se ; repita una vez mas de la mencionada en RPT.
SACL T BCND MENOR, LT LACL NUM RPT T SFL SACL NUM MENOR LACC #0 ; Si T1 vale 14 o 15 entonces se debe repetir la
; instrucción SUBC T1 veces y no T por lo que se hace ; este ajuste al programa comparando el valor de T1 ; con 0.
LACL NUM RPT T1 SUBC DENOM RET ; retorna a donde fue llamada la rutina de división con ; el valor del resultado en el acumulador. CERO LACC #0 RET
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;------------------------------------------------------------------------------- PI_FREC ; CONTROL PI DE FRECUENCIA ZAC ; Borra acumulador LT ERRORFREC ; Prepara para multiplicar el error por KIFREC MPY KIFREC PAC ; Guarda el resultado de la multiplicación en el ; acumulador ADD IANTERIORFREC ; Suma al resultado el valor de
; Ianteriorfrec con los bits menos significativos y luego ; los más significativos del valor acumulado de la ; integral en el registro de 32 bits
; IANTERIOR(32 bits) = IANTERIOR2(16) IANTERIOR(16) ADD IANTERIOR2FREC, 16 SACL IANTERIORFREC ; Guarda en Ianteriorfrec los bits ; menos significativos de la parte integral del ; controlador y en Ianterior2frec los mas
; significativos SACH IANTERIOR2FREC ADD DESINF,16 ; Revisa si los valores más significativos del registro ; IANTERIOR, en este caso IANTERIOR2FREC, es
; mayor que el deslizamiento máximo permitido ROL ; en caso que lo sea lo satura en 5 HZ o en -2 Hz, ; dependiendo si es saturación negativa o positiva. BCND SAT_NEG,C ZAC LACC IANTERIOR2FREC,16 SUB DESMAX,16 ROL BCND NO_SAT, C SPLK #50, IANTERIOR2FREC SPLK #0h, IANTERIORFREC B NO_SAT SAT_NEG ZAC SUB DESINF SACL IANTERIOR2FREC NO_SAT MPY KPFREC ; Multiplica el valor en LT, osea el error ; por la parte proporcional del control y ; guarda los 16 bits mas significativos en FRECDES PAC SACH FRECDES LACC FRECDES,16 ADD IANTERIOR2FREC,16 ; Suma a FRECDES el resultado de la
; parte integral mas significativa y lo ; vuelve a guardar en FRECDES
SACH FRECDES ADD DESINF,16 ; Revisa nuevamente si el valor de salida del
; PI esta saturado en valores mayores o
87
; menores a 5 y -2 Hz. ROL BCND TODO_NEG, C ZAC LACC FRECDES,16 SUB DESMAX,16 ROL BCND MODO_00, C SPLK #50, FRECDES B MODO_00 TODO_NEG ZAC SUB DESINF SACL FRECDES MODO_00 RET ;----------------------------------------------------------------------- PI_FLUX ;CONTROL PI DE FLUJO ;----------------------------------------------------------------------- ; Esta rutina es igual a la rutina de PI de frecuencia pero con los valores de saturación cambiados a la saturación del voltaje, es decir entre 0 y 93 V. O para trabajar con ellos en el DSP entre 0 y 9300 V. ZAC LT ERRORF MPY KI PAC ADD IANTERIOR ADD IANTERIOR2, 16 SACL IANTERIOR SACH IANTERIOR2 ROL BCND SATURNEG,C LACL IANTERIOR2 SUB #9300 ROL BCND NOSATURADO, C SPLK #9300, IANTERIOR2 SPLK #0h, IANTERIOR B NOSATURADO SATURNEG SPLK #0, IANTERIOR SPLK #0, IANTERIOR2 NOSATURADO MPY KP PAC SACL VOLTAJE
88
ADD IANTERIOR2 ROL BCND TODOCERO, C ROR SACL VOLTAJE SUB #9300 ROL BCND MODO_0, C SPLK #9300, VOLTAJE B MODO_0 TODOCERO SPLK #0, VOLTAJE MODO_0 RET ********************************************************************** *==========================================================* * TABLAS *==========================================================* ********************************************************************** .sect "sentri" SENO .include "tseno.txt" CONTROL .include "tcontrol.txt" TIME .include "t1pr.txt" FRECUENCIA .include "frecuencia.txt"
89
Tabla VI.1 Tabla de Frecuencias para DSP
Tabla de Frecuencias. .word 0 .word 161 .word 0 .word 162 .word 1 .word 163 .word 2 .word 164 .word 3 .word 165 .word 4 .word 166 .word 5 .word 167 .word 6 .word 168 .word 7 .word 169 .word 8 .word 170 .word 9 .word 171 .word 10 .word 172 .word 11 .word 173 .word 12 .word 174 .word 13 .word 175 .word 14 .word 176 .word 15 .word 177 .word 16 .word 178 .word 17 .word 179 .word 18 .word 180 .word 19 .word 181 .word 20 .word 182 .word 21 .word 183 .word 22 .word 184 .word 23 .word 185 .word 24 .word 186 .word 25 .word 187 .word 26 .word 188 .word 27 .word 189 .word 28 .word 190 .word 29 .word 191 .word 30 .word 192 .word 31 .word 193 .word 32 .word 194 .word 33 .word 195 .word 34 .word 196 .word 35 .word 197 .word 36 .word 198 .word 37 .word 199 .word 38 .word 200 .word 39 .word 201 .word 40 .word 202 .word 41 .word 203 .word 42 .word 204
90
.word 43 .word 205
.word 44 .word 206
.word 45 .word 207
.word 46 .word 208
.word 47 .word 209
.word 48 .word 210
.word 49 .word 211
.word 50 .word 212
.word 51 .word 213
.word 52 .word 214
.word 53 .word 215
.word 54 .word 216
.word 55 .word 217
.word 56 .word 218
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.word 58 .word 220
.word 59 .word 221
.word 60 .word 222
.word 61 .word 223
.word 62 .word 224
.word 63 .word 225
.word 64 .word 226
.word 65 .word 227
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.word 67 .word 229
.word 68 .word 230
.word 69 .word 231
.word 70 .word 232
.word 71 .word 233
.word 72 .word 234
.word 73 .word 235
.word 74 .word 236
.word 75 .word 237
.word 76 .word 238
.word 77 .word 239
.word 78 .word 240
.word 79 .word 241
.word 80 .word 242
.word 81 .word 243
.word 82 .word 244
.word 83 .word 245
.word 84 .word 246
.word 85 .word 247
.word 86 .word 248
.word 87 .word 249
.word 88 .word 250
.word 89 .word 251
91
.word 90 .word 252
.word 91 .word 253
.word 92 .word 254
.word 93 .word 255
.word 94 .word 256
.word 95 .word 257
.word 96 .word 258
.word 97 .word 259
.word 98 .word 260
.word 99 .word 261
.word 100 .word 262
.word 101 .word 263
.word 102 .word 264
.word 103 .word 265
.word 104 .word 266
.word 105 .word 267
.word 106 .word 268
.word 107 .word 269
.word 108 .word 270
.word 109 .word 271
.word 110 .word 272
.word 111 .word 273
.word 112 .word 274
.word 113 .word 275
.word 114 .word 276
.word 115 .word 277
.word 116 .word 278
.word 117 .word 279
.word 118 .word 280
.word 119 .word 281
.word 120 .word 282
.word 121 .word 283
.word 122 .word 284
.word 123 .word 285
.word 124 .word 286
.word 125 .word 287
.word 126 .word 288
.word 127 .word 289
.word 128 .word 290
.word 129 .word 291
.word 130 .word 292
.word 131 .word 293
.word 132 .word 294
.word 133 .word 295
.word 134 .word 296
.word 135 .word 297
.word 136 .word 298
92
.word 137 .word 299
.word 138 .word 300
.word 139 .word 301
.word 140 .word 302
.word 141 .word 303
.word 142 .word 304
.word 143 .word 305
.word 144 .word 306
.word 145 .word 307
.word 146 .word 308
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.word 148 .word 310
.word 149 .word 310
.word 150 .word 310
.word 151 .word 310
.word 152 .word 310
.word 153 .word 310
.word 154 .word 310
.word 155 .word 310
.word 156 .word 310
.word 157 .word 310
.word 158 .word 310
.word 159 .word 310
.word 160 .word 310
93
Tabla VI.2 Tabla de valores T1PR para DSP
Tabla de Valores de T1PR. .word 32680 .word 202 .word 32680 .word 200 .word 16340 .word 199 .word 10893 .word 198 .word 8170 .word 197 .word 6536 .word 196 .word 5447 .word 195 .word 4669 .word 193 .word 4085 .word 192 .word 3631 .word 191 .word 3268 .word 190 .word 2971 .word 189 .word 2723 .word 188 .word 2514 .word 187 .word 2334 .word 186 .word 2179 .word 185 .word 2042 .word 184 .word 1922 .word 183 .word 1816 .word 182 .word 1720 .word 181 .word 1634 .word 180 .word 1556 .word 179 .word 1485 .word 178 .word 1421 .word 177 .word 1362 .word 176 .word 1307 .word 175 .word 1257 .word 174 .word 1210 .word 173 .word 1167 .word 172 .word 1127 .word 171 .word 1089 .word 170 .word 1054 .word 169 .word 1021 .word 168 .word 990 .word 168 .word 961 .word 167 .word 934 .word 166 .word 908 .word 165 .word 883 .word 164 .word 860 .word 163 .word 838 .word 163 .word 817 .word 162 .word 797 .word 161 .word 778 .word 160 .word 760 .word 159
94
.word 743 .word 159
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.word 710 .word 157
.word 695 .word 156
.word 681 .word 156
.word 667 .word 155
.word 654 .word 154
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.word 628 .word 153
.word 617 .word 152
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.word 594 .word 151
.word 584 .word 150
.word 573 .word 149
.word 563 .word 149
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.word 545 .word 147
.word 536 .word 147
.word 527 .word 146
.word 519 .word 145
.word 511 .word 145
.word 503 .word 144
.word 495 .word 143
.word 488 .word 143
.word 481 .word 142
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.word 467 .word 141
.word 460 .word 140
.word 454 .word 140
.word 448 .word 139
.word 442 .word 138
.word 436 .word 138
.word 430 .word 137
.word 424 .word 137
.word 419 .word 136
.word 414 .word 136
.word 408 .word 135
.word 403 .word 134
.word 399 .word 134
.word 394 .word 133
.word 389 .word 133
.word 384 .word 132
.word 380 .word 132
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.word 371 .word 131
.word 367 .word 130
.word 363 .word 130
95
.word 359 .word 129
.word 355 .word 129
.word 351 .word 128
.word 348 .word 128
.word 344 .word 127
.word 340 .word 127
.word 337 .word 126
.word 333 .word 126
.word 330 .word 125
.word 327 .word 125
.word 324 .word 124
.word 320 .word 124
.word 317 .word 123
.word 314 .word 123
.word 311 .word 122
.word 308 .word 122
.word 305 .word 121
.word 303 .word 121
.word 300 .word 121
.word 297 .word 120
.word 294 .word 120
.word 292 .word 119
.word 289 .word 119
.word 287 .word 118
.word 284 .word 118
.word 282 .word 118
.word 279 .word 117
.word 277 .word 117
.word 275 .word 116
.word 272 .word 116
.word 270 .word 115
.word 268 .word 115
.word 266 .word 115
.word 264 .word 114
.word 261 .word 114
.word 259 .word 113
.word 257 .word 113
.word 255 .word 113
.word 253 .word 112
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96
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.word 207 .word 105
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.word 204 .word 105
.word 203 .word 105
97
Tabla VI.3 Tabla de Control
Tabla de Control .word 26214 .word 21849 .word 26213 .word 21910 .word 26217 .word 21909 .word 26198 .word 21913 .word 26197 .word 22886 .word 26201 .word 22885 .word 26262 .word 22889 .word 26261 .word 22870 .word 26265 .word 22869 .word 25958 .word 22873 .word 25957 .word 22934 .word 25961 .word 22933 .word 25942 .word 22937 .word 25941 .word 38502 .word 25945 .word 38501 .word 26006 .word 38505 .word 26005 .word 38486 .word 26009 .word 38485 .word 26982 .word 38489 .word 26981 .word 38550 .word 26985 .word 38549 .word 26966 .word 38553 .word 26965 .word 38246 .word 26969 .word 38245 .word 27030 .word 38249 .word 27029 .word 38230 .word 27033 .word 38229 .word 22118 .word 38233 .word 22117 .word 38294 .word 22121 .word 38293 .word 22102 .word 38297 .word 22101 .word 39270 .word 22105 .word 39269 .word 22166 .word 39273 .word 22165 .word 39254 .word 22169 .word 39253 .word 21862 .word 39257 .word 21861 .word 39318 .word 21865 .word 39317 .word 21846 .word 39321 .word 21845 .word #1111111111111111b
98
Tabla VI.4 Tabla de la Función Seno
Tabla de Función .word 42 .word 40 .word 43 .word 39 .word 43 .word 39 .word 44 .word 38 .word 44 .word 38 .word 45 .word 37 .word 45 .word 37 .word 46 .word 36 .word 46 .word 36 .word 47 .word 35 .word 47 .word 35 .word 48 .word 34 .word 48 .word 34 .word 49 .word 33 .word 49 .word 33 .word 50 .word 32 .word 50 .word 32 .word 51 .word 31 .word 51 .word 31 .word 52 .word 30 .word 52 .word 30 .word 53 .word 29 .word 53 .word 29 .word 54 .word 28 .word 54 .word 28 .word 55 .word 27 .word 55 .word 27 .word 56 .word 26 .word 56 .word 26 .word 57 .word 25 .word 57 .word 25 .word 57 .word 24 .word 57 .word 24 .word 58 .word 23 .word 58 .word 23 .word 59 .word 22 .word 59 .word 22 .word 60 .word 21 .word 60 .word 21 .word 61 .word 21 .word 61 .word 21 .word 62 .word 20 .word 62 .word 20 .word 63 .word 19 .word 63 .word 19 .word 64 .word 18 .word 64 .word 18 .word 64 .word 17 .word 64 .word 17 .word 65 .word 16 .word 65 .word 16 .word 66 .word 16 .word 66 .word 16 .word 67 .word 15 .word 67 .word 15 .word 68 .word 14 .word 68 .word 14 .word 68 .word 13 .word 68 .word 13 .word 69 .word 13 .word 69 .word 13 .word 70 .word 12 .word 70 .word 12 .word 70 .word 11 .word 70 .word 11 .word 71 .word 11 .word 71 .word 11 .word 72 .word 10 .word 72 .word 10 .word 72 .word 9 .word 72 .word 9 .word 73 .word 9 .word 73 .word 9 .word 74 .word 8 .word 74 .word 8 .word 74 .word 8 .word 74 .word 8 .word 75 .word 7 .word 75 .word 7 .word 75 .word 6 .word 75 .word 6 .word 76 .word 6 .word 76 .word 6 .word 76 .word 5 .word 76 .word 5 .word 77 .word 5 .word 77 .word 5 .word 77 .word 5
99
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.word 81 .word 1 .word 81 .word 1
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.word 80 .word 2 .word 80 .word 2
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.word 78 .word 4 .word 78 .word 4
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.word 77 .word 5 .word 77 .word 6
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.word 76 .word 6 .word 76 .word 7
.word 76 .word 7 .word 75 .word 7
.word 75 .word 7 .word 74 .word 8
.word 74 .word 8 .word 74 .word 8
.word 74 .word 8 .word 73 .word 9
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.word 73 .word 10 .word 72 .word 10
100
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.word 67 .word 15 .word 66 .word 16
.word 66 .word 16 .word 66 .word 17
.word 66 .word 17 .word 65 .word 18
.word 65 .word 18 .word 64 .word 18
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.word 56 .word 26 .word 55 .word 27
.word 55 .word 27 .word 54 .word 28
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.word 45 .word 37 .word 44 .word 38
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.word 43 .word 39 .word 42 .word 40
.word 42 .word 40 .word 41 .word 41
.word 41 .word 41 .word 41
.word 41 .word 42 .word 40
101
ANEXO B: PROGRAMA DSP EXTERNO PARA EL AJUSTE DE LA SEÑAL
DEL ENCODER.
102
ANEXO B: PROGRAMA DSP EXTERNO PARA EL AJUSTE DE LA SEÑAL DEL ENCODER.
El Circuito del encoder envía un tren de pulsos, cuyos flancos de subida
son contados por la interrupción externa del DSP externo. Dado que el disco del
encoder posee 180 ranuras, si se cuenta el número de interrupciones cada 1/18 [seg]
se tendrá una resolución de 0.1 [Hz] en la velocidad del motor.
El algoritmo de control utilizado para transformar la señal binaria
entregada por el Encoder a una señal analógica entre 0 y 5 [V], cuenta el número de
interrupciones externas cada un dieciochoavo de segundo y luego según este número
se cambia el valor del ciclo de trabajo (Duty cicle) de una PWM. A mayor número de
interrupciones, mayor el ciclo de trabajo de la señal PWM. Finalmente la señal PWM
es rectificada obteniéndose así una señal análoga proporcional a la velocidad del
motor. A continuación se pueden observar los diagramas de flujo del programa.
103
Figura VI.1 Diagrama de Flujo del Loop Principal, Interrupción Externa e Interrupción por
Timer 1 del código implementado en el DSP externo.
104
Figura VI.2 Diagrama de Flujo de la Interrupción por Timer 2, del código implementado en el
DSP externo.
105
********************************************************************** * Programa DSP Externo. *=========================================================== * Programa que convierte un tren de pulsos de periodo variable en una señal * análoga entre 0 y 5 V, proporcional al periodo del tren de pulsos. *=========================================================== ********************************************************************** .include "243_dsk.h" ; definición de variables .bss ACCBAJO, 1 ; variable para guardar los LSB del acumulador .bss ACCALTO, 1 ; variable para guardar los HSB del acumulador .bss DATON,1 ; variable que guarda valor de la tabla .bss LEDS,1 ; señalización de luces. .bss VEL,1 ; velocidad del motor .bss COUNTER,1 ; Definición de interrupciones .sect "vectors" RSVECT B 1F00h INT1 B PHANTOM INT2 B INT_TIMER INT3 B INT_TIMER2 INT4 B PHANTOM INT5 B PHANTOM INT6 B INT_EXT .text ;----------------------------- ; Configuraciones generales. ;----------------------------- LDP #0h ; dirige a página de interrupciones SETC INTM ; Desabilita interrupciones LDP #0E0h ; dirige a página del Watch Dog SPLK #068h, WDCR ; Deshabilita el Watch Dog timer. CLRC CNF ; DARAM config, 1=RAM para datos. CLRC SXM ; Sign extension, 0=supress extension. CLRC OVM CLRC XF ;----------------------------- ; Configuración Timer ;-----------------------------
106
; Configuración PWM LDP #0E8h SPLK #00000h, T1CNT SPLK #00000h, T2CNT SPLK #0, T1CMPR SPLK #0, T2CMPR SPLK #2500, T1PR SPLK #8680, T2PR ; el timer 2 cuenta cuantas tics de encoder ; han habido en 1/18 de segundo y con eso ; modifica el duty del PWM entregado ; por el timer 1 ; El perdiodo del PWM dado por el timer 1 ; es de 1/1000 segundos ; (multiplo de la frecuencia de muestreo del ; DSP que controla el motor) ; se configura con un preescaler de 128 SPLK #0001011101000110b, T1CON ; se configura con un preescaler de 128 SPLK #0001011101000100b, T2CON SPLK #1000101b, GPTCON ;----------------------------- ; Configuración Puertos I/O ;----------------------------- LDP #0E1h ; Dirige a página de registro de ; puertos y OCRA,B. SPLK #001100000000000b, OCRA ; Puerto A como I/O, puerto B0 como ; PWM, y pines 4 y 5 como T1CMP y T2CMP SPLK #1100000011b,OCRB ; Puerto C y pin D0 como I/O, pin D1 ; como XINT2. ;---------------------------------------------------------------------- ; Señalización y configuración de valores iniciales de las variables. ;---------------------------------------------------------------------- LDP #04h ; Dirige a página de variables. LACL #1111111100000000b ; #1111111101000000b valor ; para señalización. SACL LEDS ; guarda valor de señalización. LACC #0 ; Carga 0 en acumulador para borrar registros. SACL DATON ; Borra variable de bits de control ;----------------------------- ; Seteo de interrupciones ;----------------------------- LDP #0h LACC IFR ; Load ACC with Interrupt flags SACL IFR ; Clear all pending interrupt flags SPLK #100110b, IMR ; Desenmascaro INT2.INT3 e INT6 LDP #0E8h
107
SPLK #080h, EVIMRA ; habilita interrupción de periodo1. SPLK #01h, EVIMRB ; habilita interrupcion de periodo2. LDP #0E0h ; Dirige a página de interrupción externa. SPLK #111b,XINT2CR ; Configuración de interrupción externa. CLRC INTM ; habilita interrupciones ********************************************************************** *==========================================================* * PROGRAMA PRINCIPAL *==========================================================* ********************************************************************** ;-------------------------------- ; LOOP principal del programa ;-------------------------------- LOOP LDP #04h B LOOP ********************************************************************** *==========================================================* * INTERRUPCIONES *==========================================================* ********************************************************************** ; Al atender cualquier rutina de interrupción, ; primero se guardan los valores de los registro de estado ; y del acumulador, de forma que antes de retornar ; se vuelvan a cargar los estados y el valor del acumulador ;========================== ;INTERRUPCION DE TIMER ;========================== INT_TIMER
SETC INTM ; desactiva interrupciones MAR *,AR0 ; selecciona el registro AR0 para ; direccionamiento indirecto LAR AR0,#0200h ; carga en AR0 el valor de la dirección reservada ; en el Linker para guardar los estados. ; En este caso las direcciones son 200 y 201. SST #1,*+ ; Store Status Register 1 en la dirección 200 ; y queda direccionando a la dirección 201 SST #0,* ; Store Status Register 0 en la dirección 201 LDP #04h ; dirige a página de variables SACL ACCBAJO ; guarda en variable ACCBAJO los 16 LSB del ; acumulador SACH ACCALTO ; guarda en variable ACCALTO los 16 HSB del ; acumulador
108
*--------------------------------------------------------------------------------- ; Una vez terminadas las instrucciones propias de la ; interrupción, se agregan las líneas siguientes ; para recuperar los estados antes del retorno de la interrupción. LDP #0E8h ; dirige a página de interrupciones LACL EVIFRA ; carga EVIFRA al acumulador para borrar flags SACL EVIFRA ; borra los flags LDP #04h ; dirige a página de variables LACL ACCBAJO ; carga al acumuladorlos 16 LSB LACC ACCALTO,16 ; carga al acumuladorlos 16 HSB desplazados ; 16 bits a la izquierda (el acumulador es de 32 bits) MAR *,AR0 ; selecciona AR0 para direccionamiento indirecto LAR AR0,#0201h ; carga dirección 201 para direccionamiento ; indirecto LST #0,*- ; Load Status Register 0 de la dirección 201 ; y queda apuntando a la dirección 200 LST #1,* ; Load Status Register 1 de la dirección 200 CLRC INTM ; habilita las interrupciones RET ; retorno de la rutina de interrupción ; habiendo recuperado previamente el estado ; y el dato del acumulador ;-------------------------------------------------------------------------- ;========================== ;INTERRUPCION DE TIMER 2 ;========================== INT_TIMER2
SETC INTM ; desactiva interrupciones MAR *,AR0 ; selecciona el registro AR0 para ; direccionamiento indirecto LAR AR0,#0200h ; carga en AR0 el valor de la dirección reservada ; en el Linker para guardar los estados. ; En este caso las direcciones son 200 y 201. SST #1,*+ ; Store Status Register 1 en la dirección 200 ; y queda direccionando a la dirección 201 SST #0,* ; Store Status Register 0 en la dirección 201 LDP #04h ; dirige a página de variables SACL ACCBAJO ; guarda en variable ACCBAJO los 16 LSB del ; acumulador SACH ACCALTO ; guarda en variable ACCALTO los 16 HSB del ; acumulador ;----------------------------------- ; Inicio código de la interrupción ;----------------------------------- LACC #0 ; borra acumulador
109
ZAC LACL COUNTER ADD #VELOCIDAD ; Busca según el valor de counter la ; velocidad asociada a este valor ; en la tabla VELOCIDAD. TBLR DATON LACL DATON LDP #0E8h ; Según la nueva velocidad ajusta el valor ; del DUTY de la PWM. SACL T1CMPR LDP #04h LACC #0 ; Borra contador. SACL COUNTER *------------------------------------------------------------------------------------ ; Una vez terminadas las instrucciones propias de la ; interrupción, se agregan las líneas siguientes ; para recuperar los estados antes del retorno de la interrupción. LDP #0E8h ; dirige a página de interrupciones LACL EVIFRB ; carga EVIFRA al acumulador para borrar flags SACL EVIFRB ; borra los flags LDP #04h ; dirige a página de variables LACL ACCBAJO ; carga al acumuladorlos 16 LSB LACC ACCALTO,16 ; carga al acumuladorlos 16 HSB desplazados ; 16 bits a la izquierda (el acumulador es de 32 bits) MAR *,AR0 ; selecciona AR0 para direccionamiento indirecto LAR AR0,#0201h ; carga dirección 201 para direccionamiento
; indirecto LST #0,*- ; Load Status Register 0 de la dirección 201 ; y queda apuntando a la dirección 200 LST #1,* ; Load Status Register 1 de la dirección 200 CLRC INTM ; habilita las interrupciones RET ; retorno de la rutina de interrupción ; habiendo recuperado previamente el estado ; y el dato del acumulador ;========================== ;INTERRUPCION EXTERNA ;========================== INT_EXT
SETC INTM ; desactiva interrupciones MAR *,AR0 ; selecciona el registro AR0 para ; direccionamiento indirecto LAR AR0,#0200h ; carga en AR0 el valor de la dirección reservada ; en el Linker para guardar los estados.
110
; En este caso las direcciones son 200 y 201. SST #1,*+ ; Store Status Register 1 en la dirección 200 ; y queda direccionando a la dirección 201 SST #0,* ; Store Status Register 0 en la dirección 201 LDP #04h ; dirige a página de variables SACL ACCBAJO ; guarda en variable ACCBAJO los 16 LSB del ; acumulador SACH ACCALTO ; guarda en variable ACCALTO los 16 HSB del ; acumulador ;----------------------------------- ; Inicio código de la interrupción ;----------------------------------- ; Esta conversión se realiza cada 200 interrupciones, numero arbitrario y que ; ayuda a involucrar la constante de tiempo del motor en la medicion del sensor. ; Se debe tener en cuenta que para baja frecuencia se muestrea menos veces por ciclo ; que para alta frecuencia con este algoritmo de programa. ;----------------------------------- ZAC LACL COUNTER ADD #1 SACL COUNTER *-------------------------------------------------------------------------------- ; Una vez terminadas las instrucciones propias de la ; interrupción, se agregan las líneas siguientes ; para recuperar los estados antes del retorno de la interrupción. LDP #0E0h ; Dirige a página de interrupción externa. LACL XINT2CR ; Cargar en acumulador los flags del registro. SACL XINT2CR ; Borra flags del registro de interrupción externa. LDP #04h ; dirige a página de variables LACL ACCBAJO ; carga al acumuladorlos 16 LSB LACC ACCALTO,16 ; carga al acumuladorlos 16 HSB desplazados ; 16 bits a la izquierda (el acumulador es de 32 bits) MAR *,AR0 ; selecciona AR0 para direccionamiento indirecto LAR AR0,#0201h ; carga dirección 201 para direccionamiento
; indirecto LST #0,*- ; Load Status Register 0 de la dirección 201 ; y queda apuntando a la dirección 200 LST #1,* ; Load Status Register 1 de la dirección 200 CLRC INTM ; habilita las interrupciones ; retorno de la rutina de interrupción ; habiendo recuperado previamente el estado ; y el dato del acumulador RET *=========================== * Otras interrupciones *=========================== PHANTOM RET
111
***************** FIN INTERRUPCIONES ********************* ********************************************************************** *==========================================================* * TABLAS *==========================================================* ********************************************************************** .sect "sentri" VELOCIDAD .include "velocidad.txt"
112
Tabla VI.5 Tabla para calcular el PWM del DSP externo
Tabla Velocidad .word 0 .word 1333 .word 17 .word 1350 .word 33 .word 1367 .word 50 .word 1383 .word 67 .word 1400 .word 83 .word 1417 .word 100 .word 1433 .word 117 .word 1450 .word 133 .word 1467 .word 150 .word 1483 .word 167 .word 1500 .word 183 .word 1517 .word 200 .word 1533 .word 217 .word 1550 .word 233 .word 1567 .word 250 .word 1583 .word 267 .word 1600 .word 283 .word 1617 .word 300 .word 1633 .word 317 .word 1650 .word 333 .word 1667 .word 350 .word 1683 .word 367 .word 1700 .word 383 .word 1717 .word 400 .word 1733 .word 417 .word 1750 .word 433 .word 1767 .word 450 .word 1783 .word 467 .word 1800 .word 483 .word 1817 .word 500 .word 1833 .word 517 .word 1850 .word 533 .word 1867 .word 550 .word 1883 .word 567 .word 1900 .word 583 .word 1917 .word 600 .word 1933 .word 617 .word 1950 .word 633 .word 1967 .word 650 .word 1983 .word 667 .word 2000 .word 683 .word 2017 .word 700 .word 2033 .word 717 .word 2050
113
.word 733 .word 2067
.word 750 .word 2083
.word 767 .word 2100
.word 783 .word 2117
.word 800 .word 2133
.word 817 .word 2150
.word 833 .word 2167
.word 850 .word 2183
.word 867 .word 2200
.word 883 .word 2217
.word 900 .word 2233
.word 917 .word 2250
.word 933 .word 2267
.word 950 .word 2283
.word 967 .word 2300
.word 983 .word 2317
.word 1000 .word 2333
.word 1017 .word 2350
.word 1033 .word 2367
.word 1050 .word 2383
.word 1067 .word 2400
.word 1083 .word 2417
.word 1100 .word 2433
.word 1117 .word 2450
.word 1133 .word 2467
.word 1150 .word 2483
.word 1167 .word 2500
.word 1183 .word 2500
.word 1200 .word 2500
.word 1217 .word 2500
.word 1233 .word 2500
.word 1250 .word 2500
.word 1267 .word 2500
.word 1283 .word 2500
.word 1300 .word 2500
.word 1317 .word 2500
114
ANEXO C: CÁLCULO DEL TIEMPO MUERTO.
115
ANEXO C: CÁLCULO DEL TIEMPO MUERTO.
El tiempo muerto se define como el tiempo que se debe esperar entre el
apagado y encendido de dos válvulas de la misma rama de un puente “H” para que no
se produzcan cortocircuitos en la fuente DC que alimenta al puente. Este tiempo se
calcula como el máximo tiempo que demora una válvula en apagarse completamente.
Los tiempos de encendido y apagado de los Mosfets que componen los distintos
puentes “H” del inversor se pueden apreciar en la siguiente tabla.
Tabla VI.6 Tiempo de Apagado de los Mosfets utilizados y del circuito de disparo.
Componente Tiempo Apagado máx. [ns] Aplicación IRFP250 220 Puentes Auxiliares IRFP540 145 Puente Principal IRF2113 120 Circuito de Disparo
El algoritmo utilizado para generar este tiempo muerto se basa en el
programa realizado por Carlos Schwartz [12]. Donde el nuevo dato de conmutación
se presenta en dos etapas en el bus de datos. Primero el nuevo dato se compara con el
valor antiguo de conmutación y se determina de esta manera que válvulas deben
apagarse. Manteniéndose de esta manera sin encender las válvulas que no cambian de
estado. Luego de esperar el tiempo muerto correspondiente, se envía el dato de
conmutación completo, activándose así las válvulas que deben encenderse. Este
procedimiento se realiza utilizando funciones lógicas entre el dato existente en el bus
y el dato que lo reemplazará.
El código de este algoritmo utiliza 28 instrucciones en el DSP que
demoran 37 ciclos de reloj. Considerando que el DSP utiliza un reloj de 20 [MHz],
entonces cada ciclo del DSP demora 50[ns]. Luego 37 ciclos demoran 1850 [ns], lo
que es casi 9 veces mas de lo que demora la válvula mas lenta en apagarse.
116
ANEXO D: CÁLCULO DEL NÚMERO DE PUNTOS DE LA SINUSOIDE
DISCRETIZADA.
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ANEXO D: CÁLCULO DEL NÚMERO DE PUNTOS DE LA SINUSOIDE DISCRETIZADA.
La señal que se desea tabular es una sinusoide de amplitud fija de 81
escalones de tensión, 40 niveles positivos, 40 negativos y 0. La frecuencia de esta
sinusoide viene dada por la velocidad con que se lee la tabla de función, la que
depende de los intervalos de tiempos con que ocurre la interrupción por Timer 1 en el
programa del DSP.
Del teorema de Muestreo de Nyquist se sabe que para recuperar una señal
a partir de sus muestras, la frecuencia a la que se debe muestrear la señal debe ser por
lo menos el doble de la componente de frecuencia máxima de la señal muestreada.
Aplicando este teorema a una sinusoide, se tiene que ésta puede ser recuperada a
partir de sus muestras si se toman a lo menos dos muestras por ciclo de la señal.
En el caso de la sinusoide que se desea tabular, este teorema entrega
solamente la cantidad mínima de muestras que son necesarias para obtener una
sinusoide a partir de una serie de puntos. Pero si se utiliza una cantidad tan pequeña
de puntos la resolución de la señal es demasiado baja, y no hace uso de todos los
niveles de tensión que se tienen para representar la sinusoide.
Como se observa en la Figura VI.3, la cantidad de puntos “N” que se
deben elegir para tabular la sinusoide está en directa relación con la resolución final
de la señal generada. Por esta razón se deben elegir una cantidad de puntos tal, que
todos los niveles de tensión estén representados, por lo menos una vez, en la tabla de
función.
118
Figura VI.3 Sinusoide Tabulada para distinta cantidad de puntos “N”
Luego, para determinar la cantidad de puntos “N”, en los cuales estén
representados los 81 niveles de tensión, se debe tener en cuenta que la función seno
tiene la variación de pendiente más alta en los puntos cercanos al cero, y como se
puede observar de la Figura VI.3 es en este sector de la función donde más niveles
son omitidos al bajar la cantidad de puntos para representar la sinusoide. Se puede
representar la función discretizada con la siguiente ecuación:
)2(40)(Nx
senxf ⋅⋅⋅= π (D.1)
, donde x es un número discreto entre 0 y N, y donde N es la máxima
cantidad de puntos en que se ha discretizado la sinusoide.
119
Luego para determinar el valor de N, se puede reemplazar en la ecuación
D.1, el valor que se desea para f(1), de manera de obligar a la función a que en el
sector de mayor pendiente de la sinusoide sólo aumente en un nivel de tensión entre
un punto “x” y el próximo. En este caso, entre f(0) = 0 y f(1) = 1. Reemplazando en
D.1 se tiene:
)1
2(401)1(N
senf ⋅⋅== π 4 N = 251,33 5 252 (D.2)
Entonces la mínima cantidad de puntos necesarios para discretizar la
sinusoide utilizando los 81 niveles de tensión disponibles es de 252 datos.
Debido a que la máxima cantidad de datos que permite un registro del
DSP es de 255, se eligieron 255 datos para tabular la sinusoide.
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ANEXO E: HOJA DE DATOS DEL DSP TMS320F241
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ANEXO E: HOJA DE DATOS DEL DSP TMS320F241
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ANEXO F: HOJA DE DATOS DEL REGULADOR TPS75925
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ANEXO F: HOJA DE DATOS DEL REGULADOR TPS75925
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142
ANEXO G: HOJA DE DATOS DEL REGULADOR LM338
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ANEXO G: HOJA DE DATOS DEL REGULADOR LM338
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ANEXO H: HOJA DE DATOS MOSFETS IRF540N
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ANEXO H: HOJA DE DATOS MOSFETS IRF540N
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ANEXO I: HOJA DE DATOS MOSFETS IRFP250
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ANEXO I: HOJA DE DATOS MOSFETS IRFP250
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152
153
ANEXO J: HOJA DE DATOS DRIVER IR 2113
154
ANEXO J: HOJA DE DATOS DRIVER IR 2113
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