Implementación convertidor CC-CC buck con filtro de...

Implementación convertidor CC-CC buck con filtro de entrada y control robusto de la tensión de salida

AUTORES: Arturo Neriz Bellido

DIRECTORES: Enric Vidal Idiarte

FECHA: Junio / 2004

Implementación convertidor CC-CC buck con filtro Índice de entrada y control robusto de la tensión de salida _________________________________________________________________________

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1. ÍNDICE GENERAL


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ÍNDICE GENERAL

1. Índice General..................................................................................... 1 2. Memoria Descriptiva Índice Memoria Descriptiva............................................................................ 6 2.1 . Introducción.......................................................................................... 7 2.2 . Objetivo del Proyecto............................................................................11 2.3 . Antecedentes......................................................................................... 13 2.4 . Descripción del Circuito...................................................................... 14

2.4.1. Planta............................................................................................... 14 2.4.2. Alimentaciones................................................................................15

2.4.2.a. Regulador de Tensión............................................................... 15 2.4.2.b. Regulador de Tensión con LM723........................................... 17

2.4.3. Regulador PWM.............................................................................. 18 2.4.4. Driver.............................................................................................. 20 2.4.5. Amplificador de Error..................................................................... 21 2.4.6. Control de la Planta......................................................................... 23

2.5. Especificaciones.................................................................................... 24 2.6. Conclusiones......................................................................................... 25 2.7. Presupuesto del Proyecto...................................................................... 26 2.8. Bibliografía........................................................................................... 27 3. Memoria de Cálculo Índice Memoria de Cálculo.............................................................................29 3.1. Etapa de Potencia..................................................................................... 30

3.1.1. Parámetros Generales.................................................................. 30 3.1.2. Cálculo de los Inductores............................................................ 32 3.1.3. Elección del Mosfet.................................................................... 37 3.1.4. Diodo de Potencia....................................................................... 37 3.1.5. Condensadores............................................................................ 38

3.1.5.1. Condensadores de Entrada............................................. 39 3.1.5.2. Condensadores de Salida............................................... 40 3.2. Etapa de Modulación y Circuito Driver................................................... 42 3.3. Lazo de Control........................................................................................ 45 3.4. Cálculo de los Disipadores....................................................................... 57 3.4.1. Diodo MBR2060CT....................................................................57 3.4.2. Darlington BDX33C................................................................... 58 3.4.3. Mosfet STP75NE75.................................................................... 59 3.5. Influencia de las Pérdidas......................................................................... 61


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4. Mediciones Índice Mediciones........................................................................................... 64 4.1. Aspectos Generales............................................................................... 65 4.2. Rendimiento.......................................................................................... 66 4.3. Rizados.................................................................................................. 67 4.3.1. Intensidad de L2.......................................................................... 67

4.3.2. Intensidad de Entrada..................................................................69 4.3.3. Tensión de Salida........................................................................ 70

4.4. Respuesta a Perturbación de Carga....................................................... 73 4.4.1. Perturbación de 0.7 A – 1.4 A (50%)..........................................74 4.4.2. Perturbación de 1.4 A – 2.8 A (100%)........................................76 4.4.3. Perturbación de 1.4 A – 5.5 A (393%)........................................78 4.6. Otras Mediciones................................................................................... 80 5. Planos Índice Planos................................................................................................... 83 5.1. Lista de Componentes........................................................................... 84 5.2. Planta..................................................................................................... 86 5.3. Regulador de Tensión........................................................................... 87 5.4. Regulador PWM & Driver.................................................................... 88 5.5. Control................................................................................................... 89 5.6. General.................................................................................................. 90 5.7. Fotolito Planta....................................................................................... 91 5.8. Fotolito Control..................................................................................... 92 5.9. Imagen Planta........................................................................................ 93 5.10. Imagen Control...................................................................................... 94 6. Presupuesto Índice Presupuesto........................................................................................... 96 6.1. Amidamientos....................................................................................... 97 6.2. Precios Unitarios......................................................................... ........101 6.3. Aplicación de Precios..........................................................................104 6.4. Resumen del Presupuesto....................................................................107

6.4.1. Presupuesto de Ejecución Material...........................................107 6.4.2. Presupuesto de Ejecución por Contrata.................................... 108

6.4.3. Presupuesto Global..............................................................................109


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7. Pliego de condiciones Índice Pliego de condiciones.........................................................................111 7.1 . Disposiciones y Abarque del Pliego de Condiciones..........................112

7.1.1. Objetivo del Pliego....................................................................112 7.1.2. Descripción General del Montaje..............................................113

7.2. Condiciones de los Materiales.............................................................114 7.2.1. Especificaciones Eléctricas.......................................................114 7.2.1.1. Placas de Circuito Impreso...........................................114 7.2.1.2. Interconexión de Placas................................................114 7.2.1.3. Resistencias..................................................................114 7.2.1.4. Condensadores.............................................................115 7.2.1.5. Inductores.....................................................................117 7.2.1.6. Circuitos Integrados y Semiconductores......................117 7.2.1.7. Reglamento Electrotécnico de Baja Tensión...............118

7.2.2. Especificaciones Mecánicas......................................................118 7.3. Condiciones de la Ejecución...............................................................119 7.3.1. Encargo y Compra del Material................................................119

7.3.2. Construcción del Inductor.........................................................119 7.3.3. Fabricación del Circuito Impreso..............................................119 7.3.4. Soldadura de los Componentes.................................................120

7.4. Condiciones Facultativas.....................................................................121 7.5. Conclusiones.......................................................................................122 8. Anexos Datasheets......................................................................................................123 · BDX33C · LM723 · SG3524 · IR2110 · STP75NE75 · MBR2060CT · TLC2274 · Disipador 1,2ºC/W · Núcleos MAGNETICS · Tabla AWG

Implementación convertidor CC-CC buck con filtro Memoria Descriptiva de entrada y control robusto de la tensión de salida _________________________________________________________________________

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2. MEMORIA DESCRIPTIVA


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ÍNDICE MEMORIA DESCRIPTIVA

2.1 . Introducción.......................................................................................... 7 2.2 . Objetivo del Proyecto............................................................................11 2.3 . Antecedentes......................................................................................... 13 2.4 . Descripción del Circuito...................................................................... 14

2.4.1. Planta............................................................................................... 14 2.4.2. Alimentaciones................................................................................15

2.4.2.a. Regulador de Tensión............................................................... 15 2.4.2.b. Regulador de Tensión con LM723........................................... 17

2.4.3. Regulador PWM.............................................................................. 18 2.4.4. Driver.............................................................................................. 20 2.4.5. Amplificador de Error..................................................................... 21 2.4.6. Control de la Planta......................................................................... 23

2.5. Especificaciones.................................................................................... 24 2.6. Conclusiones......................................................................................... 25 2.7. Presupuesto del Proyecto...................................................................... 26 2.8. Bibliografía........................................................................................... 27


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2.1.- Introducción

En la electrónica de potencia ocupan una importante posición el estudio y desarrollo de los convertidores conmutados. Los convertidores conmutados de continua – continua se dividen en diferentes topologías: Reductora o modelo Buck , Elevadora o modelo Boost y por último un híbrido de las dos anteriores el Flyback.

El funcionamiento básico de los convertidores conmutados consiste en el

almacenamiento temporal de energía y la cesión de esta en un periodo de tiempo. Este periodo de tiempo determinará la cantidad cedida a la carga.

Los convertidores de DC / DC se pueden dividir en tres bloques:

- Conmutación - Elemento de acumulación de energía - Filtrado de la señal

El bloque de la conmutación se encarga de trocear la señal de entrada según

la frecuencia y el ciclo de trabajo que se le quiera dar al elemento conmutador. La acumulación de la energía se rige al primer bloque, ya que este determinará cuando será liberada hacia la carga del sistema. Y el último bloque, filtra la señal conmutada.

Ahora veremos los ventajas y desventajas respecto las fuentes de alimentación lineales.

Referente a las ventajas destacaremos dos:

a) Su rendimiento tiene unos márgenes entre el 60% y el 90% contra el 14%

de las fuentes de alimentación lineales. b) Pequeñas dimensiones

Y las desventajas más importantes de los convertidores conmutados son: a) Generación de EMI ( emisión electromagnética ), tanto conducida como

radiada. b) Aumento de las pérdidas cuando la frecuencia crece.


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Ahora nos centraremos en el modelo reductor o Buck, ya que es el que trata

este proyecto. Su principio básico se centra, en la reducción de la tensión de entrada en la

salida, mediante una frecuencia de conmutación en el elemento conmutador, y un ciclo de trabajo que nos determinará el porcentaje de señal de entrada que representamos a la salida. En la figura 2.1 podemos observar la representación circuital.

Figura 2.1. Topología Reductora o Buck

La topología reductora se puede definir con la ecuación 2.1 en la cual se puede ver su dependencia absoluta con el ciclo de trabajo VitcVo *..>=< (E. 2.1)

Siendo c.t. el ciclo de trabajo, que viene dado por el tiempo en el que el conmutador esta cerrado en estado on entre el periodo total de tiempo.

Tton

tc =.. (E. 2.2)

ton = tiempo de conducción. T = Periodo de conmutación.


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De esta forma el ciclo de trabajo solamente puede estar comprendido entre

cero y la unidad. En la figura 2.2 representa la ‘topología On’, donde tenemos cerrado el

interruptor y la corriente circula directamente hacia la carga.

Figura 2.2. Topología On

Y en la figura 2.3. se observa el segundo estado posible en esta ‘topología Off’, el interruptor está abierto y la corriente fluye del elemento de almacenaje.

Figura 2.3. Topología Off


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Para garantizar una regulación de tensión de salida se añade una etapa de

control, que modificará el valor del ciclo de trabajo, dependiendo del error en la tensión de salida.

La señal modulada en la anchura de pulsos, que controla la apertura del

interruptor, se crea a partir de una señal de rampa y el valor del ciclo de trabajo. Ver figura 2.5.

Figura 2.4. Etapas de la fuente conmutada

Figura 2.5.. Generación del pulso


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2.2.- Objetivos del Proyecto

El siguiente proyecto pretende abordar el montaje y análisis de un convertidor de continua – continua tipo reductor (Buck) con filtro de entrada y un control robusto de la tensión de salida. El proyecto se divide en cuatro partes principales, la primera parte ,se centra en un breve estudio de los convertidores de continua – continua y sus características principales. En segundo punto, se analiza con mayor precisión el modelo Buck, para poder realizar el estudio teórico que marcan los objetivos del proyecto. El penúltimo punto, elabora el estudio teórico de la fuente Buck, con los parámetros que dictan las especificaciones del proyecto. Y finalmente, se calculan los componentes del convertidor, en base a los resultados obtenidos en el estudio teórico, para poder realizar la simulación y montaje del convertidor Buck.

Se concluye el proyecto contrastando el análisis del montaje real con los estudios teórico, para poder determinar una valoración cualitativa del convertidor.

El objetivo principal del proyecto se centrará en el diseño de la etapa de

potencia de la fuente reductora buck y del diseño del control robusto de la tensión de salida a partir de la función de transferencia:

( ) ( )( ) ( )55

7

105859,4108173,10,13151,4308

104849,1)(⋅+⋅⋅+⋅

+⋅+⋅⋅=

sssss

sK (E. 2.3)

Antes de pasar a la implementación en PCB, se harán las pruebas pertinentes en una protoboard para así asegurarnos de su correcto funcionamiento y ajuste previo a su montaje en un circuito impreso. El montaje se realizará en dos bloques, el primero y principal, será la etapa de potencia del proyecto, que en nuestro caso es la fuente reductora buck , y el segundo montaje se centrará en el control a que sometemos la tensión de salida. El primer bloque se descompone en cinco etapas:

- La primera etapa es el regulador de tensión, cuya misión es suministrar la tensión necesaria a la circuiteria de la planta, a partir de la tensión de entrada del convertidor ( 42 V ).

- La segunda etapa es el regulador de tensión con el LM723. Nos asegura una tensión estable ante las perturbaciones de la tensión de entrada.


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- La tercera etapa es el PWM, es el principal encargado de generar

la señal modulada en la anchura de pulsos a partir de un ciclo de trabajo.

- La cuarta etapa es le Driver, que se encargará de adaptar la señal procedente del PWM a las necesidades del interruptor del sistema.

- Y la quinta y última etapa es la Planta, donde se encuentra los filtros de entrada y salida, el interruptor y el diodo de bloqueo.

Como añadido final, se colocarán unos cuantos jumpers para la medición de las intensidades y tensiones más importantes del circuito principal.


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2.3.- Antecedentes Esta topología de fuentes conmutadas se utilizada en el campo de los microprocesadores, que cada vez son más rápidos, de tal manera que se necesitan corrientes más elevadas y tensiones más bajas.

Debido a su alto rendimiento y el poder diseñar sus componentes para temperaturas agresivas ( normalmente por encima de los 80º C ), las hacen idóneas para la conversión de tensión de 42/14 V, apareciendo recientemente dicha aplicación en el sector del automóvil.

Como conclusión podemos afirmar que, las fuentes reductoras son de gran

uso en la actualidad en los campos en los que se necesita una reducción de la tensión para poder dar paso una elevada corriente, y todo ello con un elevado rendimiento en las condiciones más desfavorables.


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2.4.- Descripción del Circuito 2.4.1.- Planta En la figura 2.6 muestra el esquema general de la planta del proyecto. Se descompone en 5 módulos principales:

- El filtro de entrada, con el objetivo de eliminar los rizados de retorno producidos por la conmutación del interruptor.

- El interruptor es uno de los elementos más importantes de la planta, ya que es el encargado de trocear la tensión de entrada mediante la señal de disparo procedente del Driver.

- El diodo de bloqueo cerrará el lazo de la salida cuando el interruptor esté abierto.

- El filtro más importante es el de salida, ya que tiene como objetivo la eliminación de los rizados de tensión y corriente y de eliminar las conmutaciones de la señal procedente del interruptor.

- La carga es el elemento que cierra el lazo de salida tanto en la topología ‘On’ como en la topología ‘Off’.

Figura 2.6. Planta Los cálculos de los componentes más importantes así como las

especificaciones se comentan en sus respectivos apartados de la ‘Memoria de Cálculo’.


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2.4.2.- Alimentaciones Se hace necesaria la utilización de dos reguladores de tensión ya que en la tensión de entrada del convertidor ( 42 V ) se pueden producir variaciones. Por este motivo se ha optado por una regulación de tensión principal y una regulada por el LM723, con el fin de obtener una única tensión para alimentar la circuiteria externa del sistema. 2.4.2.a- Regulador de Tensión Presenta varias ventajas que lo hacen apto para la alimentación auxiliar del proyecto, en principio, su montaje es muy sencillo y los componentes que presenta son de fácil adquisición, su coste económico es muy reducido en comparación a otros diseños de alimentación, en los que se emplean transformadores o puentes de diodos ( transformando directamente la alimentación de la red para nuestras propósitos ) . También cabe destacar su rendimiento respecto a un simple divisor de tensión.

Figura 2.7. Regulador de Tensión

En la figura 2.7 se puede observar el esquema del primer regulador de tensión que está compuesto por los siguientes componentes:

- El diodo zener DZ1 que tiene la misión de limitar la tensión en 15 V

- La resistencia R1 que se encarga de polarizar el diodo zener - Y La resistencia R2 que limita la corriente de la base del

Darlington BDX33C y elimina el ruido producido por el zener y el condensador C1


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Para determinar el valor de R1 se establece, que la intensidad necesaria del

zener ha de ser del orden de 10 mA, en el caso de que la tensión de entrada sea inferior a la nominal de 42 V, ya que sería el peor de los casos, suponiendo una entrada de 33 V.

Ω=−

=−

= 180010

1533min1

mAIzVzVin

R (E. 2.4)

Siendo: =Iz Intensidad de polarización del zener. =Vz Tensión del zener. =minVin Tensión mínima de alimentación. Hay que comprobar si para los diferentes valores de Vin se mantiene un margen aceptable de la intensidad de polarización.

mAIz 151800

1542=

−= (E. 2.5)

Margen aceptable por el zener.

Las perdidas producidas por el Darlington y el diodo D1 hacen que la tensión ronde los 11,4 V aproximadamente.


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2.4.2.b- Regulador de Tensión con LM723 El principal problema del regulador anterior reside en las variaciones de la tensión de entrada. Para solucionar este problema se ha optado por aplicar este segundo regulador en serie con el anterior. La principal misión de este regulador de tensión mediante el LM723, garantizar la estabilidad de la tensión de alimentación de la circuiteria externa, ante las posibles variaciones de la tensión de entrada del primer regulador de tensión.

Figura 2.8. Regulador de tensión con LM723 También nos aporta una tensión de unos 7,2 V en el pin número 6 del integrado ( Vref ) por si se quiere utilizar para otros propósitos ( como alimentación para otros integrados o como señal de referencia ).


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2.4.3.- Regulador PWM Para realizar la señal de PWM con la que se atacará al Mosfet se utilizará el integrado SG3524 de STMicroelectronics r 1. Para obtener la señal de PWM deseada se debe configurar en el chip la frecuencia a la que se quiere atacar al Mosfet y el ciclo de trabajo adecuado para obtener en la tensión de salida, el 33% de la señal de entrada, es decir, 14 V.

Figura 2.9. Regulador PWM

La frecuencia se configura con los pines 6 y 7 del integrado, que pertenecen a RT y CT. Para el ciclo de trabajo se debe aplicar una tensión en los terminales de entrada 1 y 2 ( V+ y V- respectivamente ) de tal manera que dentro de los márgenes de tensión con los que trabaja el componente establezca el ciclo de trabajo en la correspondiente señal de salida.

1 Hago mención al nombre del comerciante ya que el componente es idéntico al de Texas Instrument c, salvo una diferencia, la fórmula que se aplica para el cálculo de la frecuencia de dicho integrado.


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También se da la opción de poder trabajar en lazo abierto o en lazo cerrado.

En lazo abierto aplicamos una tensión comprendida entre los limites del integrado para ver como varía el ciclo de trabajo de la señal de salida. En lazo cerrado, la tensión vendrá directamente de la etapa de control, aplicando la tensión idónea según la variación de la señal de salida de la planta. En el pin número 16 se puede obtener una tensión de 5 V estable, que nos servirá para alimentar el circuito del control y también se tomará como señal de referencia. Las explicaciones numéricas de la configuración así como ajustarlo para este proyecto se especifican en el capítulo de ‘Memoria de Cálculo’.


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2.4.4.- Driver

Para este proyecto se utiliza un Driver de la familia IR21XX. Es un Driver que aporta múltiples combinaciones de salida. Su precio es algo elevado respecto a otros Drivers pero la intensidad que ofrece para atacar al interruptor es idónea para este proyecto ( aproximadamente de 2 A ).

Figura 2.10.. Dirver

Para que el Mosfet pueda realizar su tarea, deberemos suministrar a la puerta

del interruptor la corriente necesaria. Para realizar dicho propósito, se dotará el integrado de una circuitería exterior denominada Bootstrap ,compuesta de un diodo y un condensador. En el apartado correspondiente en la ‘Memoria de Cálculo’ se especifica el cálculo de dichos componentes.


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2.4.5.- Amplificador de Error

Esta etapa forma parte de la implementación circuital de la ley de control que garantizará la regulación de la tensión de salida ( Vo ) del convertidor.

Figura 2.11.. Amplificador de Error

La ecuación que define la señal de salida del amplificador de error queda definida como:

12

)(ZZ

VinVrefVrefVo −+= (E. 2.5)

La tensión de referencia ( Vref ) de la ecuación, corresponde a la tensión nominal aplicada al PWM que determina el ciclo de trabajo . La tensión Vin es la adaptación de la tensión medida a la salida del convertidor a la tensión de referencia.

Si las dos tensiones son iguales el error producido a la salida del convertidor

será cero, y la tensión de salida del amplificador de error será la tensión de referencia directamente, pero este caso nunca sucederá porque siempre existirá un error. En el caso que la tensión de salida del convertidor sea mayor que la nominal ( 14 V ) la diferencia en la ecuación 2.5 será negativa, de tal forma, que se reducirá el valor de la tensión de salida del amplificador de error y en consecuencia el ciclo de trabajo. En el caso que la tensión de salida del convertidor disminuyera de la nominal ( 14 V ), la diferencia de la ecuación 2.5 será positivo y la tensión de salida del amplificador de error sería la de referencia más el incremento de la diferencia, de tal forma que el ciclo de trabajo aumentaría con tal de que la tensión de salida del convertidor alcanzara el valor nominal.


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Para dimensionar la tensión de referencia y la tensión Vin, se ha optado por unos divisores de tensión que adapten las tensiones a la tensión aplicada al PWM que dictamina el ciclo de trabajo nominal de este proyecto. En el caso de la tensión de referencia se adapta la tensión de alimentación de la etapa de control ( 5.1 V ) procedente del pin 16 del PWM, y para la tensión Vin se debe de adaptar directamente de la tensión medida a la salida del convertidor. Las impedancias del amplificador de error ( Z2/Z1 ) se aprovechan para aplicar un polo, un zero y el polo del origen, así como gran parte de la ganancia del la función de transferencia.


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2.4.6.- Control de la Planta La siguiente ecuación representa la Función de Transferencia que determina el control de la planta de este proyecto:

( ) ( )( ) ( )55

7

105859,4108173,10,13151,4308

104849,1)(⋅+⋅⋅+⋅

+⋅+⋅⋅=

sssss

sK

El control que realizamos es por tensión. Determinamos una tensión nominal

con la que el PWM creará el ciclo de trabajo. A partir de esta, se debe adaptar la tensión de referencia ( invariable en el tiempo ) y la tensión de salida de la planta a esta tensión nominal. Si se produce alguna variación de la señal medida, la diferencia es tratada y amplificada en la etapa del amplificador de error. Para realizar el diseño del control se ha optado por un solo integrado que pudiera albergar los operacionales necesarios del diseño. Pero la parte referente al diseño y cálculo de los componentes que figuran en esta etapa se citan en la ‘Memoria de Cálculo’.

Figura 2.11.. Control de la Planta


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2.5.- Especificaciones Las especificaciones son las siguientes:

- El convertidor deberá dar una tensión de salida de 14 V (aproximadamente)

- La tensión de entrada nominal será de 42 V. - La carga nominal resistiva es de 10 Ω. - La frecuencia de conmutación será de 100 kHz. - Los componentes deben ser los especificados en el documento de

‘Memoria de Cálculo’ en el apartado ‘3.1.1 Parámetros Generales’.

- No se especifica nada sobre el rizado de tensión, pero se intentará optimizar este parámetro con los componentes específicos, cercano al 1%.

- El lazo de control debe estar gobernado por la siguiente función de transferencia:

( ) ( )( ) ( )55

7

105859,4108173,10,13151,4308

104849,1)(⋅+⋅⋅+⋅

+⋅+⋅⋅=

sssss

sK


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2.6.- Conclusiones La planta responde de la forma que se esperaba y las intensidades, tensiones y otros parámetros de interés se acercan bastante al valor teórico. Los resultados obtenidos en las mediciones del apartado del control se ajustan al estimado, tanto al apartado teórico así como el simulado por software. Finalmente cuando el proyecto ha funcionado como citan las especificaciones, se ha experimentado con la etapa de control y contrastado con programas de simulación, para comprobar los resultados. En el apartado de mediciones se citan la contratación de resultados de las diferentes mediciones y resultados teóricos.


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2.7.- Presupuesto del Proyecto El presupuesto global asciende a CIENTO CUARENTA Y NUEVE EUROS CON TREINTA Y SEIS CÉNTIMOS.

TARRAGONA, 7 DE Junio de 2004 EL INGENIERO TÉCNICO INDUSTRIAL

Firmado, Arturo Andrés Neriz Bellido


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2.8.- Bibliografía [1] Apuntes: Javier Maixé, Electrónica de Potencia, ETSE, URV. [2] Apuntes: Jesús Brezmes, Circuitos y Sistemas Lineales I, ETSE, URV. [3] Apuntes: Jesús Brezmes, Circuitos y Sistemas Lineales II, ETSE, URV. [4] Apuntes: Eduard Llobet, Electrónica Analógica, ETSE, URV. [4] Manual: Magnetics Powder Cores. www.mag.inc.com. [5] Información fabricante : INTERNACIONAL RECTIFIER. [6] Manuales: Datasheets de los componentes más importantes que componen

este proyecto ( ver capítulo de ‘Anexos’ ).

Implementación convertidor CC-CC buck con filtro Memoria de Cálculo de entrada y control robusto de la tensión de salida _________________________________________________________________________

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3. MEMORIA DE CÁLCULO


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ÍNDICE MEMORIA DE CÁLCULO

3.1. Etapa de Potencia..................................................................................... 30

3.1.1. Parámetros Generales.................................................................. 30 3.1.2. Cálculo de los Inductores............................................................ 32 3.1.3. Elección del Mosfet.................................................................... 37 3.1.4. Diodo de Potencia....................................................................... 37 3.1.5. Condensadores............................................................................ 38

3.1.5.1. Condensadores de Entrada............................................. 39 3.1.5.2. Condensadores de Salida............................................... 40 3.2. Etapa de Modulación y Circuito Driver................................................... 42 3.3. Lazo de Control........................................................................................ 45 3.4. Cálculo de los Disipadores....................................................................... 57 3.4.1. Diodo MBR2060CT....................................................................57 3.4.2. Darlington BDX33C................................................................... 58 3.4.3. Mosfet STP75NE75.................................................................... 59 3.5. Influencia de las Pérdidas......................................................................... 61


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3.1.- Etapa de Potencia El cálculo de la etapa de potencia se divide en dos apartados, en el cálculo de los parámetros más importantes a tener en cuenta y en el cálculo individual de cada uno de sus elementos 3.1.1.- Parámetros Generales En la siguiente tabla se muestran los parámetros nominales del proyecto así como las pérdidas producidas por alguno de sus elementos, que también de se deben tener en cuenta.

PARÁMETRO SÍMBOLO VALOR Tensión de Entrada Vin 42 V Tensión de Salida Vo 14 V Frecuencia de Conmutación fc 100 KHz Inductancia Bobina de Entrada L1 6 µH Inductancia Bobina de Salida L2 62 µH Capacidad de Entrada 1 C 33 µF Capacidad de Entrada 2 Cd 100 µF Capacidad de Salida Co 1600 µF Resistencia Serie del Condensador Cd Rd 0.28 Ω Resistencia del Mosfet Rds(on) 0.013 Ω Resistencia del Inductor L2 RL 0.029 Ω Resistencia de la Capacidad de Salida RC 0.043 Ω Carga de Salida Nominal Ro 10 Ω Caída de Tensión del Diodo (a 10 A) Vd(on) 0.75 V

Tabla 3.1..Parámetros Principales del Convertidor

· Ciclo de Trabajo (c.t.). A partir de la ecuación 3.1, se conoce la relación de la tensión de entrada y la tensión de salida con el ciclo de trabajo. Se deben tener en cuenta las pérdidas que pueden alterar el ciclo de trabajo, pero en el último apartado de este documento se comenta su influencia y las soluciones adoptadas.

VinVo

tc =.. (E. 3.1)


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==4214

..tc 0.33

· Intensidades (Io, Iin). Conociendo la carga nominal y la tensión de salida que se desea alcanzar se puede averiguar cual será la tensión en la carga aplicando la ‘Ley de Ohm’.

===1014

RoVo

Io 1.4 A (E. 3.2)

La intensidad que circula en la entrada se obtiene a partir de la ecuación del ciclo de trabajo.

== IoDIin * 0.48 A (E. 3.3)

· Potencias (Pin, Po). Conocidas ya las tensiones de entrada y salida y calculadas las intensidades, podemos averiguar la potencia de entrada y de salida.

== IinVinPin * =AV 48.0*42 20.16 W (E. 3.4)

===10

1422

RoVo

Po 19.6 W (E. 3.5)

· Rendimiento (η). Mediante las potencias calculadas en el punto anterior se puede realizar una aproximación al rendimiento de la etapa de potencia.

PinPo

=η = =16.206.19

0.9722 ⇒ =η 97.22% (E. 3.6)


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32

· Rizado de Tensión ( Vo∆ ). El valor de la variación de salida está ligado al filtro LC de salida y de la frecuencia de conmutación a la cual se trabaje.

=−

=−

=∆−

HFLCotcTVo

Voµµ 62*1600*8

)33.01(*10*142**8

.).1(** 102

1.16 mV (E. 3.7)

· Rizado de Intensidad ( IL∆ ). Para terminar se calcula la variación de intensidad en el inductor ‘L2’, estando esta variación condicionada a la frecuencia de conmutación y al valor del inductor que atraviesa.

=−

=−

=∆HKHzLfc

tcVoIL

µ62*100)33.01(*14

2..).1(*

1.5 A (E. 3.8)

3.1.2.- Cálculo de los Inductores Para la elección de los núcleos de los dos inductores, es necesario conocer la intensidad que los va atravesar, así como su rizado y la inductancia de cada inductor. Para ello se analiza el caso de carga máxima (2,2 Ω).

INDUCTOR L1 INDUCTOR L2 Intensidad 2.16 A Intensidad 6.37 A ∆Iin 1 A ∆Iin 1.5 A Inductancia 6 µH Inductancia 62 µH

Tabla 3.2..Parámetros de los inductores para la elección del núcleo


________________________________________________________________________

33

Como se puede observar en la tabla anterior las intensidades y rizados son

realmente superiores al valor teórico calculado, pero como ya se ha mencionado, se hace un cálculo de los componentes estimado una carga a un 22% de su carga total ( 2,2 Ω respecto a los 10 Ω nominales). Es realmente importante tener este aspecto en cuenta a la hora de elegir los componentes de la planta, y sobretodo del filtro de salida.

Para la elección del núcleo se ha recurrido al catálogo de ‘Magnetics’, el cual

nos ofrece núcleos de polvo, ( utilizados para altas y medias frecuencias ). De los cuales tenemos tres categorías:

- Los ‘Molypermalloy Powder Cores’ o MPP, son los que menos pérdidas presentan siendo también los de mayor coste.

- Los ‘High Flux Powder Cores’ son los que mayor capacidad pueden proporcionar para núcleos de polvo.

- Los ‘Kool Mµ’ ideales par eliminar ruido con filtros de inductores.

Según su geometría se pueden elegir entre tres modelos, toroidales, tipo E y ‘think’. Los de tipo E como su nombre indican tienen forma de E y normalmente se utilizan para realizar dos bobinados. Solamente pueden ser del tipo ‘Kool Mµ’. Los ‘think’ son núcleos similares a los toroidales pero de menor sección, que solo pueden realizarse con núcleos MPP. Y finalmente los toroidales son los núcleos clásicos de los que se disponen de las tres categorías de núcleos que proporciona ‘Magnetics’.

Tabla 3.3..Relación entre núcleos

Para calcular el tipo de núcleo que se necesita se puede realizar mediante un proceso manual de cálculo y comprobación en tablas, dicho proceso se explica en el manual de ‘Magnetics’ o mediante una aplicación software que suministra la misma casa en su página web. En nuestro caso se ha realizado con el programa de cálculo de núcleos. El nombre del programa es MAGNETICS Inductor Design Using Powder Cores (PCD-3.1, Sep 14 2001) y la dirección para la descarga del software es la siguiente: http://www.mag-inc.com/software/pcd-3_1.zip


________________________________________________________________________

34

La imagen que se muestra a continuación es la ventana que se abre al

ejecutar el programa del cálculo de inductores.

Figura 3.1..Ventana principal del software de Magnétics En la parte de la izquierda están los parámetros que vamos a seleccionar para nuestro inductor. Después se elige el tipo de material del núcleo y finalmente se presiona al botón de ‘Calcular’ y nos recomendará el núcleo más idóneo para nuestras características. Ahora se realizará el cálculo de las dos bobinas que este proyecto mediante el proceso explicado. Para el cálculo de L1 se aplican los parámetros antes mencionados: La intensidad que atraviesa en inductor, la corriente de rizado y la carga total que se desea.


________________________________________________________________________

35

El resultado es el siguiente:

MAGNETICS DC INDUCTOR DESIGN Part Number: 77120-A7 Header P/N: TV-H2206-4A

Permeability: 125 Wound Core Dimensions: 18.4 x 9.1 (mm)

Inductance Factor: 72 mH/1000 Turns Inductance (full load, µH):

6.46

Core Area (sq cm): 0.196 Inductance (no load, µH):

7.20

Path Length (cm): 4.19 Core Losses (mW): 19.3

Turns: 10 Copper Losses (mW): 38.9

Wire Size: #19 AWG Total Losses (mW): 58.1

DC Resistance: 0.006 Ohms Temp.Rise (degrees Cº): 4.1

Tabla 3.4..Resultados de la bobina L1

Se repite el proceso para la bobina L2, pero en este caso se ha optado por la

aplicación de dos núcleos . Para realizar dicho cálculo, en la pestaña de ‘Options’ hay una opción denominada ‘Stack Cores’ que permite realizar el cálculo con varios núcleos.

MAGNETICS DC INDUCTOR DESIGN Part Number: (2x)77206-A7 Header P/N: -

Permeability: 125 Wound Core Dimensions: 26.9 x 19.2 (mm)

Inductance Factor: 68 mH/1000 Turns Inductance (full load, µH):

59.13

Core Area (sq cm): 0.235 Inductance (no load, µH):

239.90

Path Length (cm): 5.18 Core Losses (mW): 111.9

Turns: 42 Copper Losses (mW): 1390.0

Wire Size: #17 AWG Total Losses (mW): 1501.8

DC Resistance: 0.029 Ohms Temp.Rise (degrees Cº): 28.0

Tabla 3.5..Resultados de la bobina L2


________________________________________________________________________

36

Como se puede observar en la tabla 3.6, el programa nos ofrece todo tipo de

datos, desde la geometría, la resistencia en DC, hasta las pérdidas del inductor calculado. La información más importante para la construcción del inductor reside en el número de espiras (‘Turns’) y el la sección del cable (‘Wire Size’). Como se puede comprobar , la sección del cable viene determinada por el calibre de AWG (‘American Wire Gauge’):

Tabla 3.6..Tabla ‘American Wire Gauge’

Para el primer inductor nos da un total de 10 vueltas con un cable de #19AWG , dicho calibre es de 0.98 mm de sección. Para su construcción se ha optado por el cable de 0.28 mm para una capacidad de corriente de 400 A/cm 2 , de tal manera que se tendrán que trenzar 4 de estos cables dando una sección final de 1.12 mm.

El segundo inductor realiza el mismo proceso, en este caso son 42 vueltas

con un cable del calibre #17AWG. Para dicho cable se puede observar en la tabla que tiene una sección de 1.224 mm. Para aproximarse a esta sección se trenzarán 5 cables del antes mencionado, dando como resultado 1.4 mm.

Se suele sobrepasar un poco la sección recomendada para el montaje del

inductor, de esta manera nos aseguramos la circulación de intensidades superiores a la establecida.

En los anexos se añade la información de los dos núcleos utilizados para el

montaje de ambos inductores así como la tabla completa de AWG (‘American Wire Gauge’).


________________________________________________________________________

37

3.1.3.- Elección del Mosfet A la hora de la selección del Mosfet STP75NE75 se han tenido en cuenta varios aspectos.

El primero es la tensión entre drenador –surtidor máxima que soportar, en este caso es el drenador puede soportar una tensión de 75 V, suficiente para el propósito del proyecto, ya que la tensión nominal de este es de 42 V y para las pruebas no se estimará una tensión superior a los 52 V. El segundo punto importante es la intensidad máxima que puede conducir, el fabricante nos asegura una intensidad máxima de 75 A , siendo en el nuestro caso es de unos 6,5 A y un rizado de unos 1,5 A,

El parámetro más importante es la resistencia que ofrece el Mosfet cuando está cerrado (Rds-on), la característica por la que se ha optado por este interruptor, ya que solamente aporta una resistencia de 13 mΩ. Por estas razones y por su bajo coste en el mercado se ha optado por este transistor Mosfet STP75NE75

MOSFET STP75NE75 PARÁMETRO SÍMBOLO VALOR

Tensión Drenador-Surtidor Vds 75 V Intensidad Máx.Drenador Id 75 A Resistencia de conducción Rds(on) 0.013 Ω Retardo Off-On Td(On) 50 ns Retardo On-Off Td(Off) 45 ns

Tabla 3.7..Tabla Mosfet STP75NE75

3.1.4.- Diodo de Potencia El diodo que se utilizará será de tipo Schottky porque tienen una caída de tensión más pequeña que la de los bipolares y porque tienen un tiempo de recuperación inferior a 10 ns, con tensiones inversas comprendidas entre 15 y 200 V y para intensidades de 1 a 600 A.


________________________________________________________________________

38

Para la elección del diodo se centrará sobre la máxima tensión a la que ha de

someterse. En nuestro caso se ha optado por el diodo de bloqueo MBR2060CT. En la siguiente tabla se muestran sus características más importantes, donde se puede comprobar que entra dentro de las limitaciones del proyecto.

SCHOTTKY MBR2060CT

PARÁMETRO SÍMBOLO VALOR Intensidad de conducción máx. Id 20 A

Tensión inversa máx. VR 60 V Caída de tensión en conducción (IF = 10A , Tc = 125ºC)

VF 0.75 V

Relación tensión / tiempo dv/dt 10,000 V / µs

Tabla 3.8..Tabla Schottky MBR2060CT 3.1.5.- Condensadores La principal misión de los condensadores es la de mantener constante la tensión de salida proporcionando la tensión necesaria cuando el interruptor está cerrado, siendo esto consecuencia de su segunda función, la de eliminar el rizado producido. La frecuencia a la que se trabaje condicionara varios de los aspectos a tener en cuenta para la elección del condensador. El primero se centra en la capacidad, que es directamente proporcional con la frecuencia del sistema, siendo esta más pequeña para altas frecuencias. Un segundo factor es el material y la fabricación, ya que aportan mejores o peores características según a la frecuencia a la que se trabaje. Los condensadores se pueden representar de forma esquemática como el conjunto de una resistencia serie ERS, una inductancia ESL y una capacidad ESC en serie.

Figura 3.2..Circuito equivalente serie del condensador


________________________________________________________________________

39

Estos parámetros son dependientes de la frecuencia a la que se trabaje, sobretodo la ESL que en ciertas gamas de frecuencias puede llegar a tener valores importantes. Comparando los diversos tipos de condensadores por la ESR que presentan, se caracterizan los cerámicos y poliéster como los de menor valor, casi despreciable respecto los condensadores electrolíticos y de tántalo, siendo la ESR dominante en la impedancia de los electrolíticos para frecuencias elevadas. 3.1.5.1. Condensadores de Entrada Para realizar la elección de los condensadores de entrada antes debemos conocer el propósito de su misión y los valores de las magnitudes a tratar. Según las especificaciones del proyecto los condensadores de entrada deben de ser de 33 µF y de 100 µF, teniendo este último una resistencia serie de 0.28 Ω. El primer condensador que recibirá la señal a filtrar es el de 33 µF, cuya misión es absorber la mayoría del rizado. Por este motivo se ha optado por implementarlo con condensadores de poliéster con 5% de película metálica de la casa ‘Arcotronics’, por su casi despreciable ERS y ESL. Se conectarán en paralelo un condensador de 22 µF ,otro de 10 µF y uno de 1 µF, todos ellos de un voltaje de 63 V. Para la elección del segundo condensador se ha optado por la aplicación de un condensador electrolítico. Hay que recordar que el mayor problema de este tipo de condensadores es su elevada ESR, pero de esta manera nos evitamos tener que implementar una gran cantidad de condensadores en paralelo. El problema que presenta optar por esta estrategia se debe precisamente en la resistencia que pueda aportar el condensador, hay que recordar que los electrolíticos aportan una mayor resistencia cuando menor es su capacidad , y por tal motivo debe tener una resistencia menor que la que se conectará en serie, que es de 0.28 Ω. En el caso que la resistencia del condensador fuera superior estaríamos influenciando negativamente al filtrado.

Mirando los pros y contras de la elección de un condensador electrolítico de muy baja impedancia o varios condensadores de poliéster en paralelo, lo que viene a discernir entre aportar mayor espacio de placa para la inserción de los condensadores de poliéster o arriesgar con la resistencia del electrolítico. Al final este proyecto se ha optado por la aplicación de un condensador electrolítico de muy baja impedancia de 100 µF 63 V con una impedancia de 0.253 Ω a 100 KHz de la casa ‘Panasonic’ , menor que la resistencia serie.


________________________________________________________________________

40

En resumen, en las siguientes tablas se muestran los condensadores

utilizados para el filtro de entrada.

CONDENSADOR DE POLIÉSTER, 5%, PELÍCULA METÁLICA. ARCOTRÓNIC

PARÁMETRO SÍMBOLO VALOR Capacidad C 1 µF+ 10 µF +22 µF Tensión Vc 63 V

Tabla 3.9..Tabla condensadores de poliéster del filtro de entrada.

CONDESADOR ELECTROLÍTICO DE MUY BAJA IMPEDANCIA.

PANASONIC PARÁMETRO SÍMBOLO VALOR

Capacidad Cd 100 µF Tensión Vcd 63 V Rizado de Corriente Icd 535 mA Impedancia (a 100KHz) Rcd 0.253 Ω

Tabla 3.10..Tabla condensador electrolítico del filtro de entrada.

3.1.5.2. Condensadores de Salida La misión principal de los condensadores de salida es la eliminación del rizado de corriente y tensión. Para dicho propósito se deben elegir los condensadores adecuados que cumplan las especificaciones del proyecto. El valor del condensador total debe de ser de 1600 µF, siendo preferible que el rizado se reparta entre varios condensadores cuyas capacidades sumen el total de la específica, y no que absorba un único condensador todo el rizado. Para esta elección nos basamos en las especificaciones del fabricante . Otra condición importante es el valor de ESR del condensador, ya que, nos determinará una limitación a la hora de elegir el condensador. La impedancia de salida del circuito determina el valor máximo de esta ESR, siendo esta ( si nos fijamos en el peor de los casos) aproximadamente 0.04

⇒=∆∆

=5.3

14.0%%

)(οο

ϖοIV

JZ 0.04 (E. 3.9)


________________________________________________________________________

41

Se ha tener en cuenta esta condición de la impedancia de salida, por el ancho

de banda que tendrá el controlador, que nos limitará su acción sobre el circuito hasta cierta frecuencia y a partir de dicha frecuencia de corte actuará la ESR del condensador de filtrado, siendo la condición anterior de ESR ≤ )( ϖο JZ fundamental para que el condensador actúe en el momento preciso. Se han elegido para este proyecto dos condensadores de 820 µF electrolíticos de muy baja impedancia en paralelo con 5 condensadores cerámicos multicapa de 3.3 µF para altas frecuencias, haciendo un total de 1656.5 µF.

CONDESADOR ELECTROLÍTICO DE MUY BAJA IMPEDANCIA. PANASONIC

PARÁMETRO SÍMBOLO VALOR Capacidad Co 820 µF Tensión Vco 63 V Rizado de Corriente Ico 2.670 mA Impedancia (a 100KHz) Rco 0.043 Ω

Tabla 3.11..Tabla condensador electrolítico del filtro de salida.

CONDENSADORES CERÁMICO MULTICAPA. SIEMENS PARÁMETRO SÍMBOLO VALOR

Capacidad Co1 3.3 µF x 5 Tensión Vco1 63 V

Tabla 3.12..Tabla condensador cerámico multicapa del filtro de salida.


________________________________________________________________________

42

3.2.- Etapa de Modulación y Circuito Driver Inicialmente se debe de elegir el modulador de la señal o generador de pulsos PWM. Para ello debemos fijarnos en la gama de frecuencias que nos ofrece y el tipo de control que soporta. En nuestro caso es un control por tensión y debe trabajar a 100 KHz. Para dicho propósito se ha elegido el SG3524 de ‘STMicroelectronics’. Para su configuración se debe diseñar un condensador y una resistencia basada en la siguiente fórmula:

RCf

18.1= (E. 3.10)

Para situar nuestra frecuencia a 100 KHz tomaremos los valores de un condensador de 4.7 nF y una resistencia de 2510.6 Ω. Para conseguir esta resistencia situaremos un potenciómetro de 10 ΚΩ en el terminal RT del integrado. La configuración de dicho C.I. esta diseñada en la siguiente figura 3.3.

Figura 3.3..Configuración circuito PWM.


________________________________________________________________________

43

Para el circuito driver se ha optado por el IR2110 de International Rectifier,

las razones de esta elección se citan en la ‘Memoria Descriptiva’. En este apartado se explica el proceso para la obtención del condensador de boostrap y de su diodo.

El diodo utilizado es el 1N4148 por su bajo coste y su rapidez ‘fast switching diode’. El condensador se selecciona mediante la siguiente fórmula:

⇒==2

1·4

2·

Ans

ItrrQrr FSM 2 nC (E. 3.11)

≅−+

=21 BSBS

GBS VV

QrrQC 200 nF (E. 3.12)

GQ = 200 nC, carga de puerta transferida durante la activación(STP75NE75). 1BSV = 12 V, tensión del condensador de boostrap justo después del refresco.

2BSV = 11 V, tensión del condensador de boostrap inmediatamente después de la activación.

Figura 3.4..Configuración circuito driver


________________________________________________________________________

44

Las resistencias R9 y R10 son atenuar el ruido de las transiciones de la señal

de salida, para ello deben de ser de un valor pequeño para no atenuar demasiado la señal, del orden de 8 y 12 ohmios.

El diodo DZ2 y la resistencia en paralelo R8 sirven para acabar de adaptar la

señal a las exigencias del Mosfet. En este caso se ha optado por un zener de 15 V, lo cual indica que no podrá ser superior a este margen.

El diodo D3 MBR360 es un elemento de protección del Driver en el caso de

un retorno.


________________________________________________________________________

45

3.3.- Lazo de Control Para la obtención de los componentes del lazo de control, previamente se deben analizar los bloques que se pretenden utilizar en este proyecto así como el porque de su elección.

La función de transferencia a desarrollar es la siguiente:

( ) ( )( ) ( )55

7

105859,4108173,10,13151,4308

104849,1)(⋅+⋅⋅+⋅

+⋅+⋅⋅=

sssss

sK (E. 3.13)

La utilización del control de realimentación del error permite atenuar las

variaciones producidas tanto por la tensión de entrada como por la carga. Este error quedará multiplicado por la anterior función de transferencia y nos proporcionará el ciclo de trabajo adecuado para volver a la tensión de salida deseada. Análisis de las células:

El primer conjunto a analizar es el amplificador de error unido a la siguiente figura:

Figura 3.5.. Primera red compensadora.

Esta primera red aporta un polo, un cero y un polo en el origen:

))1//2(21)(21(1)121(

)(CCsRCCsR

CsRsH

+++

−= (E. 3.14)


________________________________________________________________________

46

Si desarrollamos la fórmula para adaptarla a la expresión de nuestra función

de transferencia, tendremos que despejar las ‘s’, quedando de la siguiente forma:

(E. 3.15)

Ahora utilizaremos este conjunto como el amplificador de error y también aplicaremos la función de transferencia que aporta. El resultado del análisis es el siguiente:

Figura 3.6..Primera red compensadora y amplificadora de error

( )12

21 ZZ

VinVrefVrefVoZ

VoVrefZ

VrefVin−+=⇒

−=

− (E. 3.16)

Siendo ( )

+

+

+=

sRCC

CCCsR

sCRZZ

2*1*212

21

121

12 :

( )( )

+

+

+−+=

sRCC

CCCsR

sCRVinVrefVrefVo

2*1*212

21

121

(E. 3.17)


________________________________________________________________________

47

El siguiente paso es aplicar un amplificador inversor en cascada para repartir la

ganancia en varios módulos.

Figura 3.7..Primera etapa conjunta con la segunda etapa.

En este análisis como en los posteriores, a la función que desarrolla a la tensión de salida de la red la denominaré H(s)x. Cuando se termine de calcular la nueva función se desarrollará como está definida cada H(s)x.

Siendo 34

34

RR

ZZ

=

( )34

1)(43

1)(ZZ

sHVrefVrefVoZ

VoVrefZ

VrefsH−+=⇒

−=

− (E. 3.18)

(E. 3.19)

( )34

12

ZZ

ZZ

VrefVinVrefVo −+= (E. 3.20)


________________________________________________________________________

48

Despejamos las 12

ZZ y

34

ZZ :

( )( )

+

+

+−+=

34

2*1*212

21

121

RR

sRCC

CCCsR

sCRVrefVinVrefVo (E. 3.21)

Ahora viene la parte final del análisis esquemático. Nos falta colocar un polo y un cero más y ya se podrá implementar la función de transferencia. Para ello se ha optado por la siguiente red de compensación:

Figura 3.8..Segunda red de compensación.

( )( )sCR

sCRRR

sH461351

56

)(++

−= (E. 3.22)

Se debe desarrollar la función de transferencia como se hizo anteriormente, para que se pueda trabajar con la función de este proyecto.

(E. 3.23)


________________________________________________________________________

49

Siendo ( )( )sCR

sCRCC

ZZ

+

+=

461

351

43

56

Se acoplará al conjunto anterior y se añadirá la tensión de referencia al terminal no inversor. El resultado es el siguiente:

Figura 3.9. .Conjunto de las tres etapas. Como en el caso anterior, se analiza a partir de donde indica la flecha, porque el tramo anterior ya esta analizado y lo denominamos como señaliza la figura anterior.

( )56

2)(65

2)(ZZ

sHVrefVrefVoZ

VoVrefZ

VrefsH−+=⇒

−=

− (E. 3.24)


________________________________________________________________________

50

( )56

34

12

ZZ

ZZ

ZZ

VinVrefVrefVo −+=

( )( ) ( )

( )sCR

sCRCC

RR

sRCC

CCCsR

sCRVinVrefVrefVo+

+

+

+

+−+=

461

351

43

34

2*1*212

21

121

(E. 3.25)

Cálculo de los componentes:

Ya realizado el primer paso de la implementación de la función de transferencia, llega el paso de calcular los componentes que representan las impedancias del cálculo anterior. Para implementar la ganancia de la función de transferencia hay que tener en cuenta dos aspectos importantes:

- El primero hace referencia al divisor utilizado para adaptar la tensión de salida del convertidor y igualarla a la de referencia (1.8), ya que el error que se pueda producir a la salida quedará multiplicado por la constante del divisor y esto hará que se tenga un valor de la ganancia del amplificador de error inferior al real. - El segundo punto hace referencia al rango de tensión de la etapa de modulación (PWM), ya que el valor de la ganancia hace referencia a un rango de variación de la tensión de control del PWM de 1 V, en cambio, el rango de variación de la etapa de modulación es de 3.1 V. Por lo cual habrá que multiplicar este rango por la ganancia de la función de transferencia.


________________________________________________________________________

51

En conclusión la ganancia quedará modificada de la siguiente forma:

=⋅=∆

=14

8.11.3

104849,1' 7

DIVISORKPWM

GG 358025888.9 (E. 3.26)

Para diseñar el amplificador de error debemos calcular los dos divisores de tensión, uno para la señal de la salida de un valor de 14 V, y la señal de referencia para nuestro control, que se obtendrá de la señal de alimentación de los operacionales o lo que es lo mismo la señal de referencia del generador PWM de 5 V. Como la señal de referencia será el valor que gobierne nuestro control, se regulará con un potenciómetro en serie con el divisor, de esta forma se podrá regular manualmente este ajuste.

12

2'

RRR

VrefVref+

= (E. 3.27)

344

'RR

RVinVin

+= (E. 3.28)

Sustituyendo Vref’=1.8 V que será nuestra señal de referencia del control,

Vref=5 V , Vin’=1.8 V, Vin=14 V y prefijando las resistencias R2 y R4 a un valor determinado que se pueda implementar comercialmente, el resultado es el siguiente:

Ω=⇒+ΩΩ

= 231181

8158.1 KR

RKK

VV

Ω=⇒+ΩΩ

= 3183372

72148.1 KR

RKK

VV


________________________________________________________________________

52

La resistencia de 3.2 KΩ se puede implementar con una resistencia de

3.3 KΩ y ajustar con el potenciómetro antes mencionado para el ajuste manual de la señal de control. La otra resistencia R3, se puede implementar comercialmente por una resistencia de 18 KΩ en serie con otras dos resistencias de 150 Ω. Pero para mayor precisión se ha implementado como en el terminal de la Vref pero con la diferencia que se ha optado por aplicar directamente el potenciómetro de 100 KΩ, el resultado práctico es más aproximado que con la implementación de resistencias en serie.

0 0

Vref Vin

Vin'

Vref'

P2

R14

1k8

R15

2k7

R13

3k3 P318K3

Figura 3.10..Configuración de los dos divisores de tensión. Ahora hay que determinar el valor de los polos y zeros de esta primera etapa.

( )

+

+

+=

sRCC

CCCsR

sCRsH

2*1*212

21

121

)( (E. 3.29)

1.4308*11

61.430812

1C

RCR

s =⇒=+ (E. 3.30)

Sustituyo C2 por 34nF y R6 en la siguiente igualación:

Ω==

+=⇒=

++

77,165614101

1,4308*11*34134

10*8173,110*8173,16*1*2

12 5

RnFC

CCnFCnF

RCCCC

s

(E. 3.31)


________________________________________________________________________

53

Finalmente el resultado de cada componente del polo y el zero de la primera etapa queda determinado por los siguientes valores comerciales:

nFnFnFCnFnFC

R

1333423*47014101

300//3301656

+⇒=⇒=

ΩΩ⇒Ω=

El cálculo de la ganancia de esta etapa y de la ganancia de las posteriores etapas se realizará al final de este punto. Nos queda calcular el polo y el zero de la última etapa.

( )( )sCR

sCRCC

sH+

+=

461

351

43

)( (E. 3.32)

Suponiendo unas resistencias de 1 KΩ para R5 y de 220 Ω para R6:

nFCCR

s 74,7403135035

1=⇒=+ (E. 3.33)

nFCCR

s 9.9410*5958,446

1 5 =⇒=+ (E. 3.34)

Haciendo las aproximaciones necesarias se obtienen los siguientes valores

comerciales:

nFnFCnFnFnFC

109.942*2202*1507403

⇒=+⇒=


________________________________________________________________________

54

Ahora se puede calcular la tercera parte de la ganancia que se determina por la

siguiente ecuación:

43

3CC

G = (E. 3.35)

7410740

3 ==nFnF

G

Resta determinar cual será la ganancia en la primera y segunda etapa ,aportando esta última la ganancia que falta para completar el total. Primero determinaremos la de la primera etapa. Se ha optado por aplicar una ganancia muy elevada, pero no sobrepasando el límite del producto ganancia y ancho de banda del operacional que se sitúa sobre 2.2 MHz. Siendo esta aproximadamente de 245000. Para ello se ha elegido la resistencia R1 por la siguiente ecuación:

Ω≈⇒=⇒= 120134*11

2450002*1

11 R

nFRCRG (E. 3.36)

Solamente falta encontrar la ganancia que falta para determinar los valores de las resistencias de la segunda etapa.

182.1834

10740

34

34*1201

10*580258889,3

43

34

2*11

3*2*1'

8

≈=

⇒Ω

=

⇒⇒=

RR

nFnF

RR

nF

CC

RR

CRGGGG

(E. 3.37)

Definiendo R4 por 18 KΩ:

Ω=⇒Ω== KRKRR 1318/1818/43 (E. 3.38)


________________________________________________________________________

55

Solo falta identificar los componentes antes calculados con la nomenclatura

con la que se identificarán en los planos y su valor comercial. La figura muestra el diseño final, identificando el circuito integrado TLC2274 que implementa los operacionales de la etapa de control.

Figura 3.11.. Configuración final de la etapa de control.

A continuación se redacta una tabla identificando los elementos que componen esta etapa y los nombres teóricos con los que se muestran en este esquema.


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56

TEÓRICO FINAL TEÓRICO FINAL R1= 120 Ω R16= 120 Ω - C28=3.3 uF

R2= 165 Ω R17=330 Ω// R18= 330 Ω

C1= 1410 nF C25= 470 nF+ C26= 470 nF+ C27= 470 nF

R3= 1 KΩ R19= 1 KΩ C2= 34 nF C23= 33 nF+ C24= 1 nF

R4= 18 KΩ R20= 18 KΩ C3= 740 nF

C29= 150 nF+ C30= 150 nF+ C31= 220 nF+ C32= 220 nF

R5= 1 KΩ R21= 1 KΩ C4= 10 nF C33= 10 nF - R13= 3.3 KΩ - P2= 500 Ω - R14= 1.8 KΩ - P3= 100 KΩ - R15= 2.7 KΩ - D5=1N4148

R6= 220 KΩ R22= 220 Ω - -

Tabla 3.13. .Tabla de conversión del nombre teórico al implementado final. El valor ‘TEÓRICO’ es la nomenclatura de la parte del cálculo teórico y el valor ‘FINAL’ pertenece a la nomenclatura de los planos del montaje final.


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57

3.4.- Cálculo de los Disipadores 3.4.1.- Diodo MBR2060CT Primero se debe hacer el cálculo de la potencia disipada estimada por el diodo, para ello se deberá conocer la caída máxima entre el ánodo y el cátodo, la corriente que pasará y el ciclo de trabajo.

=−=−= )33.01(*85.0*5,7)1(**)( VADVFIonPdiodo 4.25 W (E. 3.39)

Según el fabricante durante la conmutación la potencia disipada responde a la siguiente fórmula:

=== WonPdiodoswPdiodo 24.4*13.0)(*13.0)( 0.55 W (E. 3.40)

La potencia total disipada por el diodo es de: Pdiodo = 4.8 W

Según el fabricante la resistencia interna del diodo es de 2 K/W. Con el ciclo de trabajo correspondiente el resultado es

==− WCR cj /º2*66.0 1.33 ºC/W (E. 3.41) Siendo cjR − la resistencia máxima térmica de la unión - cápsula. Considerando una temperatura ambiente de trabajo de 50 ºC :

CCTambTopT º50º150 −=−=∆ = 100 ºC (E. 3.42)

==∆

=WC

PdiodoT

RthTOT 8.4º100 20.83 ºC/W (E. 3.43)

addccjthTOT RRRR −−− ++= (E. 3.44)

( ) =−=− WCWCR ad /º33.1/º83.20 19.5 ºC/W

Siendo:

Top temperatura de trabajo de la unión. Tamb temperatura ambiente. thTOTR resistencia térmica total.

adR − resistencia térmica del disipador. dcR − resistencia térmica cápsula – disipador.


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58

3.4.2.- Darlington BDX33C

Para realizar el cálculo del disipador se tiene que conocer previamente el consumo de todos los elementos que van a estar alimentados por él. Tenemos el Driver IR2110, el PWM SG3524, el regulador de tensión LM723 y los amplificadores operacionales para realizar el control TLC2274.

Potencia consumida por los integrados:

WWPWPWP

WP

TLC

LM

SG

IR

75.4150.111

6.1

2274

723

3524

2110

⇒=+=+=

+=

(E. 3.45)

Vamos a considerar un total de 10 W, que representaría una situación

extrema. Como ya se ha visto para el cálculo del disipador del diodo schottky, se debe tener en cuenta la resistencia total térmica, así como la potencia total consumida y la variación de temperatura.

Para el siguiente diseño de disipador se sigue teniendo en cuenta la

temperatura ambiente de 50 ºC.

Datos del BDX33C:

WCR

WP

CTopT

cj

máx

j

/º78,1

70

º150max

==

==

−

−

Cálculo de la adR − :

CCTambTopT º50º150 −=−=∆ = 100 ºC

==∆

=W

CP

TR

TOTthTOT 10

º100 10 ºC/W

addccjthTOT RRRR −−− ++=

( ) =−=− WCWCR ad /º78.1/º10 8.22 ºC/W


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59

3.4.3.- Mosfet STP75NE75 Las pérdidas de potencia producidas en el mosfet vienen dadas por la siguiente fórmula:

PoutputPdrivePswitchingnPconductioPloss +++= (E. 3.46)

( )

( )

++

+

+=

fVinQoss

fVgQgfVinig

QgsI

fVinig

QgdIonRdsIrmsPloss

**2

****2

*

***)(*2

(E. 3.47)

Siendo:

;100000

;14Hzf

VVg==

VVin 58= en el peor de los casos;

.10*302

;10*200

;10*62

;10*3,4958*10*850

;013.0)(

;54,65,137,6

;87,75,1*37,6;4,1

9

9

9

912

2222

CQgs

CQg

CQgd

CQossVinCossCoss

onRds

AAAIppIdcIrms

AAAIAig

−

−

−

−−

=

=

=

==⇒∆+=∆

Ω=

=+=+=

===

Sustituyendo se obtiene el siguiente resultado:

( )

( )HzVHzVA

A

HzVA

AAPloss

100000*14*10*200100000*58*4,110*30

*87,7

100000*58*4,110*62

*87,7013.0*83,42

99

9

−−

−

+

+

+Ω=

=

+

−

HzV 100000*58*2

10*3,49 9

3.98 W


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60

Si seguimos los mismos pasos como en el cálculo del diodo y del darlington

se obtiene la siguiente aRd − :

Según el fabricante la resistencia térmica del transistor STP75NE75 es de 0,95 ºC/W, multiplicándola por el ciclo de trabajo al que trabaja el mosfet a una frecuencia de 100 KHz:

WCR cj /º95.0*33.0=− = 0.31 ºC/W

CCTambTopT º50º150 −=−=∆ = 100 ºC

==∆

=WC

PT

RTOT

thTOT 98.3º100 25.13 ºC/W

addccjthTOT RRRR −−− ++=

( ) =−=− WCWCR ad /º31.0/º13.25 24.81 ºC/W

Resumen:

Finalmente se calcula la potencia que debe disipar el refrigerador, siendo esta la suma de las potencias de cada uno de estos componentes:

=++= WWWPTOTAL 98.325.410 18.23 W (E. 3.48) Se ha optado por un disipador de 1,2 ºC/W para todos los componentes de este

apartado. Para el segundo darlington, que pertenece a la etapa del regulador de linea LM723, también se conectará a este disipador, de tal manera que nos evitamos futuros problemas de disipación, pero hay que tener en cuenta que el primer darlington es el que soporta mayor calentamiento.

En el apartado de ‘Anexos’ aparece la información del fabricante sobre este

tipo de disipador.


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3.5.- Influencia de las Pérdidas En este apartado se cita un resumen de la influencias de las pérdidas en los componentes utilizados para la implementación de este proyecto y las soluciones adoptadas. Se enumerarán siguiendo un orden de etapas, empezando por el bloque de modulación, driver y planta y acabando por el control.

a) En la etapa de modulación es posiblemente la etapa con menos pérdidas, y por lo cual la que menos afectará en este aspecto a nuestra señal de salida. Solamente destacar la precisión del potenciómetro para determinar la frecuencia a la que se trabaja, ya que su alteración también afectará a la salida de la planta.

b) El Driver es una etapa delicada, ya que se debe adaptar bien la señal para

atacar correctamente al mosfet. Este tipo de driver tiene dos salidas y puede atacar tanto a mosfets con configuración elevadora como reductora ( referido o no a masa ), pero necesita una pequeña circuitería externa para el disparo del mosfet ( ‘boostrap’ ). Aquí es donde llega la influencia de pérdidas, ya que la señal obtenida tiene un rizado considerable en las transiciones, se debe poner en serie con la señal de disparo unas resistencias de bajo valor óhmico, con tal de atenuar este rizado, pero también atenuará la señal, se debe diseñar bien la circuitería exterior y las resistencias para poder obtener un buen disparo. Este punto afectará al cien por cien a la señal de salida del circuito.

c) La planta es el bloque con más pérdidas y con mayor influencia. Empezando

por los condensadores electrolíticos que tenemos en los filtros de entrada y salida, por la influencia de su comportamiento en alta frecuencia ,su ESR y ESL. Para estas pérdidas se ha recurrido a condensadores electrolíticos de muy baja impedancia y de elevada capacidad , de este modo se atenuarán lo máximo posible. Otro elemento a tener en cuenta es el mosfet y su resistencia interna de Rds(on), para atenuar este efecto se debe elegir un mosfet con una resistencia lo más baja posible y que al mismo tiempo cumpla las exigencias del proyecto, como la intensidad y tensión máxima que debe soportar.


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62

En el diodo schottky se debe tener en cuenta la caída de tensión que aporta. Siguiendo el mismo criterio como en la elección del mosfet, se debe seleccionar teniendo en cuenta las exigencias del proyecto y reduciendo al máximo este aspecto. Las bobinas de ambos filtros también aportan algo de pérdidas por la resistencia que aportan al circuito, siendo una influencia que no se puede manipular. En la planta no se remarca ninguna influencia más.

d) En la etapa de control la influencia de pérdidas es mínima ya que son componentes que trabajan a tensiones e intensidades muy pequeñas en comparación con el resto de bloques. El aspecto más importante y que se debe erradicar para obtener un buen control es la influencia de las tolerancias de las resistencias y condensadores, ya que esta variación nos afectará en dos puntos claves para la implementación del control. El primer punto es la conversión de las tensiones de entrada a la tensión de referencia. Teóricamente se puede elegir el valor de las resistencias pero su tolerancia nos hará variar la tensión de referencia estimada. Para solucionar este aspecto se coloca un potenciómetro serie con el terminal constante ya que es el será el que impondrá cual debe de ser la tensión de referencia. Lo mismo sucede cuando implementamos el divisor de tensión que reduce la tensión de salida del convertidor a la de referencia. Sino se aproxima, se obtendrá un error diferente al calculado y pueden aparecer problemas con el ciclo de trabajo. El segundo aspecto es la colocación de los polos y los zeros ya que la tolerancia de los componentes nos desviará el resultado del cálculo teórico. En este punto solamente se puede aproximar al valor teórico mediante la elección de condensadores y resistencias de bajo porcentaje de tolerancia.

Implementación convertidor CC-CC buck con filtro Mediciones de entrada y control robusto de la tensión de salida _________________________________________________________________________

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4. MEDICIONES


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ÍNDICE MEDICIONES

4.1. Aspectos Generales............................................................................... 65 4.2. Rendimiento.......................................................................................... 66 4.3. Rizados.................................................................................................. 67 4.3.1. Intensidad de L2.......................................................................... 67

4.3.2. Intensidad de Entrada..................................................................69 4.3.3. Tensión de Salida........................................................................ 70

4.4. Respuesta a Perturbación de Carga....................................................... 73 4.4.1. Perturbación de 0.7 A – 1.4 A (50%)..........................................74 4.4.2. Perturbación de 1.4 A – 2.8 A (100%)........................................76 4.4.3. Perturbación de 1.4 A – 5.5 A (393%)........................................78 4.6. Otras Mediciones................................................................................... 80


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4.1.- Aspectos Generales

Las medidas que se presentan a continuación son para contrastar los resultados teóricos y justificar las posibles diferencias con el resultado esperado.

Las mediciones se han realizado con una fuente de 30 V en serie con una

batería de 12 V, suministrando 4.5 A desde la fuente. Todas las mediciones se han realizado con el control conectado a la planta, para ver el comportamiento conjunto de ambas etapas.

Se ha utilizado un osciloscopio digital capturador de imágenes de dos canales. El sensado de corriente se ha realizado con una sonda de corriente conectada directamente al osciloscopio. Para realizar la perturbación de carga se ha utilizado una carga activa en modo corriente, de tal forma que absorbiendo la corriente nominal de salida ( En nuestro caso de 1.4 A , ya que es el coeficiente de los 14 V de salida y resistencia nominal de 10 Ω ) , nos debe de dar los 14 V de salida. Las perturbaciones se realizaban mediante una segunda intensidad de transición y una frecuencia de oscilación entre ambos valores. La carga activa soporta hasta 300 W y puede representar márgenes de intensidad adecuados a las pruebas de este proyecto. Las mediciones se realizaron en un principio con la resistencia de carga de 10 Ω, pero vistos los resultados aplicando la carga activa y las prestaciones que presenta, se ha estimado que las mediciones mostradas en este documento se tomasen con la carga activa.


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4.2.- Rendimiento Para realizar la medición y el posterior cálculo del rendimiento se ha seguido la siguiente pauta:

1. Obtener la potencia de entrada mediante la tensión de entrada y el sensado de corriente de la entrada.

2. Obtener la potencia de salida con el valor de tensión de salida y la carga aplicada.

3. Aproximar el rendimiento mediante la siguiente fórmula:

[ ]%100xPin

Pout=η (E. 4.1)

RENDIMIENTO NOMINAL

Tensión de Entrada Vin 42 V Intensidad de Entrada Iin 0.52 A Tensión de Salida Vo 14.5 V Intensidad de Salida Io 1.4 A

Tabla 4.1..Tabla rendimiento nominal Dados los valores de la tabla anterior procedemos a la obtención del rendimiento nominal bajo las condiciones antes mencionadas en el punto 4.1.

[ ] ===== %10084.213.20

52.0*424.1*5.14

**

xW

WAV

AIinVinIoVo

PinPout

η 92.94%


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4.3.- Rizados 4.3.1.- Intensidad de Bobina de Salida En la siguiente figura se muestra al intensidad de la bobina del filtro de salida, y como se puede esperar de forma triangular.

Figura 4.1. Gráfica de la intensidad de la bobina de salida.

En la figura se puede observar un rizado aproximado de 620 mA, bastante inferior al esperado de unos 1500 mA teóricos. El valor de la intensidad varia según la carga con la que se este realizando la medida, en este caso se ha realizado la medición de el rizado con una carga de 10 Ω (la nominal) y se aproxima a 1.56 A . Pero como ya he mencionado, la magnitud de la intensidad dependerá directamente de la carga aplicada a la planta.


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68

Como se puede observar el tiempo de subida de la señal es proporcional al

33% del periodo total de la señal, perteneciente a la intensidad del interruptor. Y el tiempo de bajada corresponde al 66% (aproximadamente), en este caso , perteneciente al diodo schottky. Para mayor entendimiento , nos podemos fijar en la siguiente gráfica que pertenece a la intensidad del interruptor, que atiende al 33% de tiempo del periodo total.

Figura 4.2. Gráfica de la intensidad del interruptor.


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4.3.2.- Intensidad de Entrada El rizado de la intensidad de entrada se ha tomado entre el condensador de desacoplo de entrada y la bobina L1. El resultado es el siguiente:

Figura 4.3. Gráfica del rizado de la Intensidad de Entrada.

Como se puede observar el resultado es aproximadamente de unos 55 mA, siendo muy inferior al esperado. La justificación del resultado se debe por la calidad de los condensadores aplicados en el filtro de entrada. De esta forma se ha reducido con creces el rizado estimado.


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70

4.3.2.- Tensión de Salida Para esta medida se ha optado por ver el comportamiento de circuito en los valores críticos y nominal, tanto de la tensión de entrada como en la carga. Se han dividido las mediciones según la tensión de entrada (32 V ,42 V y 48 V). A partir de cada tensión se ha tomado la medida con diferentes cargas a la salida (20 Ω, 10 Ω, 2.2 Ω). Como resultado se han tomado un total de nueve mediciones del rizado de la tensión de salida. En cada medición se ha tomado una imagen del rizado y otra de la tensión de pico a pico producida en las conmutaciones del sistema. Dichas conmutaciones son el producto de la señal que procede de la salida del driver, la que atacará al mosfet. Como ya se ha citado con anterioridad, aparece un pequeño ruido en los flancos de subida y bajada y para atenuarlos se aplican unas resistencias de bajo valor óhmico en serie, aún así, dicho ruido pasa por el mosfet y este afecta en las conmutaciones de la señal de salida. A continuación se muestran tres de las nueve mediciones tomadas en el laboratorio. Se ha optado por exponer los casos más extremos y el nominal.

Figura 4.4. Rizado de la Tensión de Salida con una entrada de 32 V y una carga de 20 Ω.

Esta medición corresponde a una entrada de 32 V y una carga de 20 Ω. En la imagen se puede apreciar un rizado aproximado de 78 mV y unos picos de tensión de 848 mV.


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71

Figura 4.5. Rizado de la Tensión de Salida con una entrada de 42 V y una carga de 10 Ω. En este caso la medición corresponde a la entrada nominal y la carga nominal ( 42 V y 10 Ω). El rizado en este caso se aproxima a unos 87 mV con unos picos de tensión de 1.4 V.

Figura 4.5. Rizado de la Tensión de Salida con una entrada de 48 V y una carga de 2.2 Ω.


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Para finalizar, se muestra la medición que responde a una entrada de 48 V y una carga de 2.2 Ω. Es el caso más extremo que se puede aplicar a la planta de este proyecto. El la figura se observa un rizado aproximado de unos 188 mV y una tensión de pico de 1.86 V. Como conclusión, se puede ver que la respuesta del circuito en los límites tanto de carga como de tensión de entrada, es proporcional a la disminución de carga (aumento de la intensidad de salida) y al aumento de tensión de entrada. El resultado del rizado de salida para unos valores nominales, es inferior al estimado teóricamente de unos 116mV, siendo este de unos 87 mV.


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73

4.4.- Respuesta a Perturbación de Carga Para realizar la respuesta del circuito a la perturbación de carga, utilizaremos la carga activa en modo corriente, con un valor de intensidad nominal y otro transitorio, se aplicará una determinada frecuencia y se conectará en modo ‘Tran’ (transitorio). En este apartado se han realizado múltiples mediciones, desde un 50% hasta un 393% de carga, y para los tres tensiones de entrada aplicadas para el rizado de salida ( 32 V , 42 V y 48 V). Pero como sucedía en el apartado anterior, las mediciones realizadas son excesivas para colocarlas en este documento, por tal motivo, se han seleccionado las más representativas, al 50%, 100% y 393% de perturbación de carga.

Las primeras figuras de cada apartado corresponde a las mediciones tomadas en el laboratorio con el osciloscopio digital capturador de imágenes de dos canales, y las siguientes figuras corresponden a la simulación por ‘Matlab’.


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4.4.1.- Perturbación de 0.7 A – 1.4 A ( 50% )

Figura 4.6a. Respuesta para una Perturbación de 0.7 A - 1.4 A de Carga.

Se puede observar como el eje del tiempo corresponde con el resultado

obtenido con la simulación, aproximadamente de unos 2 ms. La amplitud de la señal también se asemeja bastante, pero hay que tener en

cuenta que la carga activa crea la perturbación con un margen de error bastante amplio, por este motivo, el resultado práctico tiene una amplitud algo mayor que la simulación. Otro aspecto importante en esta variación, erradica en al tolerancia de los componentes de la etapa de control, ya que da una aproximación del valor de los polos, zeros y ganancia de la función de transferencia.

A continuación (como en el resto de mediciones de perturbación de carga), se añaden las figuras del conjunto de ambas gráficas.


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Figura 4.6b. Respuesta para una Perturbación de 0.7 A - 1.4 A de Carga.


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Figura 4.7a. Respuesta para una Perturbación de 1.4 A – 2.8 A de Carga.

En este caso, el tiempo es algo mayor que la perturbación del 50% de carga,

debido al aumento de la amplitud. La diferencia erradica en la ganancia, que es el doble de la anterior, ya que se

esta aplicando una perturbación del 100% en vez del 50% de la carga. Se aproxima a 200 mV.


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77

Figura 4.7b. Respuesta para una Perturbación de 1.4 A – 2.8 A de Carga.


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Figura 4.8a. Respuesta para una Perturbación de 1.4 A – 5.5 A de Carga.

Finalmente se realiza una medición extrema, sometiéndolo a una perturbación cercana al 400% de la carga. En el resultado se observa que el crecimiento de la amplitud de la señal es considerable.

El tiempo de respuesta debe ser mayor ya que la amplitud a crecido considerablemente, se puede comprobar en ambas figuras ( simulada y medida ) como el tiempo se aproxima a los 3 ms.


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Figura 4.8b. Respuesta para una Perturbación de 1.4 A – 5.5 A de Carga.


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4.5. - Otras mediciones En este apartado se aportan algunos de los resultados teóricos y simulados realizados por software, para complementación de este documento.

Cuando se implemento teóricamente la función de transferencia del control, se realizaron una serie de pruebas para poder confirmar el análisis teórico. Primero se obtuvo el diagrama de Bode mediante ‘Matlab’ y después se simuló el circuito mediante ‘Pspice’. Los resultados son los siguientes:

Figura 4.9. Diagrama de Bode la Función de Transferencia realizada mediante Matlab.


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81

Figura 4.10. Diagrama de Bode mediante Pspice.

Hay que fijarse en los ejes horizontales, porque en ‘Matlab’ utiliza divisores de [rad/sec] y en ‘Pspice’ de [Hz] , por este motivo se debe añadir o substraer 2π en uno de los diagramas, para que concuerden en el eje del tiempo.

Esta comprobación nos asegura, que la implementación de la función de

transferencia mediante la simulación del circuito por ‘Pspice’, cumple su misión.

Implementación convertidor CC-CC buck con filtro Planos de entrada y control robusto de la tensión de salida _________________________________________________________________________

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5. PLANOS


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ÍNDICE PLANOS

5.1. Lista de Componentes........................................................................... 84 5.2. Planta..................................................................................................... 86 5.3. Regulador de Tensión........................................................................... 87 5.4. Regulador PWM & Driver.................................................................... 88 5.5. Control................................................................................................... 89 5.6. General.................................................................................................. 90 5.7. Fotolito Planta....................................................................................... 91 5.8. Fotolito Control..................................................................................... 92 5.9. Imagen Planta........................................................................................ 93 5.10. Imagen Control...................................................................................... 94


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5.1.- Lista de Componentes

NOMBRE DESCRIPCIÓN R1 Resistencia 1K8 Ω 1 W R2 Resistencia 3K3 Ω 1 W R3 Resistencia 10 KΩ ¼ W R4 Resistencia 0.47 Ω 1 W R5 Resistencia 8K2 Ω 1/4 W R6 Resistencia 12 KΩ 1/4 W R7 Resistencia 1 KΩ ¼ W R8 Resistencia 100 KΩ ¼ W R9 Resistencia 10 Ω ¼ W R10 Resistencia 10 Ω ¼ W R11 Resistencia 0.10 Ω 4 W R12 Resistencia 0.18 Ω 4 W R13 Resistencia 3K3 Ω ¼ W R14 Resistencia 1K8 Ω ¼ W R15 Resistencia 2K7 Ω ¼ W R16 Resistencia 120 Ω ¼ W R17 Resistencia 330 Ω ¼ W R18 Resistencia 330 Ω ¼ W R19 Resistencia 1 KΩ ¼ W R20 Resistencia 18 KΩ ¼ W R21 Resistencia 1 KΩ ¼ W R22 Resistencia 220 Ω ¼ W Ro Resistencia 10 Ω 150 W P1 Potenciómetro 10 KΩ P2 Potenciómetro 470 Ω P3 Potenciómetro 100 KΩ C1 Condensador 10 uF electrolítico 63 V C2 Condensador 1uF electrolítico 100 V C3 Condensador 1uF electrolítico 100 V C4 Condensador 100 pF cerámico de lenteja C5 Condensador 1uF electrolítico 100 V C6 Condensador 1uF electrolítico 100 V C7 Condensador 1uF electrolítico 100 V C8 Condensador 4.7 nF película de poliéster C9 Condensador 100 nF cerámico multicapa C10 Condensador 100 nF cerámico multicapa


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85

NOMBRE DESCRIPCIÓN C11 Condensador 3,3 uF cerámico multicapa C12 Condensador 100 uF electrolítico muy baja impedancia C13 Condensador 22 uF polipropileno C14 Condensador 10 uF polipropileno C15 Condensador 1 uF polipropileno C16 Condensador 820 uF electrolítico muy baja impedancia C17 Condensador 820 uF electrolítico muy baja impedancia C18 Condensador 3,3 uF cerámico multicapa C19 Condensador 3,3 uF cerámico multicapa C20 Condensador 3,3 uF cerámico multicapa C21 Condensador 3,3 uF cerámico multicapa C22 Condensador 3,3 uF cerámico multicapa C23 Condensador 33 nF película de poliéster C24 Condensador 1 nF de película de poliéster C25 Condensador 470 nF película de poliéster C26 Condensador 470 nF película de poliéster C27 Condensador 470 nF película de poliéster C28 Condensador 3,3 uF cerámico multicapa C29 Condensador 220 nF película de poliéster C30 Condensador 220 nF película de poliéster C31 Condensador 150 nF película metálica C32 Condensador 150 nF película metálica C33 Condensador 10 nF MKT D1 Diodo 1N4148 D2 Diodo 1N4148 D3 Diodo MBR360 D4 Diodo MBR2060CT D5 Diodo 1N4148

DZ1 Diodo zener 15 V DZ2 Diodo zener 15 V L1 Núcleo Kool Mµ 77120-A7 MAGNETICS r L2 Núcleo Kool Mµ 77206-A7 MAGNETICS r Q1 Mosfet STP75NE75 U1 Regulador tensión LM723 U2 Regulador PWM SG3524 U3 Driver IR2110 U4 Amplificador Operacional TLC2274 U5 Darlington BDX33C U6 Darlington BDX33C


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93


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94

Implementación convertidor CC-CC buck con filtro Presupuesto de entrada y control robusto de la tensión de salida _________________________________________________________________________

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95

6. PRESUPUESTO


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96

ÍNDICE PRESUPUESTO

6.1. Amidamientos....................................................................................... 97 6.2. Precios Unitarios......................................................................... ........101 6.3. Aplicación de Precios..........................................................................104 6.4. Resumen del Presupuesto....................................................................107

6.4.1. Presupuesto de Ejecución Material...........................................107 6.4.2. Presupuesto de Ejecución por Contrata.................................... 108

6.4.3. Presupuesto Global..............................................................................109


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97

6.1.- Amidamientos

PLANTA NÚMERO DESCRIPCIÓN DENOMINACIÓN CANTIDAD

001 Darlington BDX33C U5,U6 2

002 Regulador PWM SG3524 U2 1

003 Regulador tensión LM723 U1 1

004 Driver IR2110 U3 1

005 Mosfet STP75NE75 Q1 1

006 Diodo zener 15 V DZ1,DZ2 2 007 Diodo 1N4148 D1,D2 2 008 Diodo MBR360 D3 1

009 Diodo MBR2060CT D4 1

010 Resistencia 1K8 Ω 1 W

R1 1

011 Resistencia 3K3 Ω 1 W

R2 1

012 Resistencia 10 KΩ ¼ W

R3 1

013 Resistencia 0.47 Ω 1 W

R4 1

014 Resistencia 8K2 Ω 1/4 W

R5 1

015 Resistencia 12 KΩ 1/4 W

R6 1


R7 1


R8 1

018 Resistencia 10 Ω ¼ W

R9,R10 2


R11 1


R12 1

021 Resistencia 10 Ω 150 W

Ro 1


________________________________________________________________________

98

NÚMERO DESCRIPCIÓN DENOMINACIÓN CANTIDAD

022 Condensador 10 uF electrolítico 63 V

C1 1

023 Condensador 1uF electrolítico 100 V C2,C3,C5,C6,C7 5

024 Condensador 4.7 nF película de poliéster

C8 1

025 Condensador 100 pF cerámico de lenteja

C4 1

026 Condensador 100 nF cerámico multicapa

C9,C10 2

027 Condensador 22 uF polipropileno

C13 1

028 Condensador 10 uF polipropileno

C14 1

029 Condensador 1 uF polipropileno C15 1

030

Condensador 100 uF electrolítico muy baja impedancia

C12 1

031

Condensador 820 uF electrolítico muy baja impedancia

C16,C17 2

032 Condensador 3,3 uF cerámico multicapa

C11,C18,C19,C20,C21,C22 5

033 Potenciómetro 10 KΩ

P1 1

034 Núcleo Kool Mµ 77206-A7 MAGNETICS r

L2 2


L1 1


________________________________________________________________________

99


036

Cable cobre soldable diámetro 0.28 mm PIRESOLD

16m

037 Hilo para hacer puentes 20cm

038 Cable rojo/ negro de 2 mm para la carga

2

039 Zócalo 16 pines 1 040 Zócalo 14 pines 2

041 Regleta de dos contactos 3

042 Placa de baquelita positiva de 100x160

1

043 Tornillos M3 (Patas PCB) 4

044 Tornillos 8 045 Tuercas 4

046 Disipador de calor de 1,2 ºC/W 1

047 Fabricación circuito impreso 1

CONTROL NÚMERO DESCRIPCIÓN DENOMINACIÓN CANTIDAD

048 Diodo 1N4148 D5 1

049 Amplificador Operacional TLC2274

U4 1

050 Resistencia 3K3 Ω ¼ W

R13 1


R14 1


R15 1


R16 1


R17, R18 2


________________________________________________________________________

100



R19, R21 2


R20 1


R22 1

058 Condensador 33 nF película de poliéster

C23 1

059 Condensador 1 nF de película de poliéster

C24 1


C25, C26, C27 3

061 Condensador 3,3 uF cerámico multicapa

C28 1


C29, C30 2

063 Condensador 150 nF película metálica

C31, C32 2

064 Condensador 10 nF MKT C33 1

065 Potenciómetro 470 Ω

P2 1

066 Potenciómetro 100 KΩ

P3 1

067 Zócalo 14 pines 1

068 Regleta de dos contactos 4

069 Placa de fibra de vidrio positiva de 60x80

1

070 Tornillos M3 (Patas PCB) 4

071 Tornillos 4 072 Tuercas 4

073 Fabricación circuito impreso 1


________________________________________________________________________

101

6.2.- Precios Unitarios

PLANTA NÚMERO DESCRIPCIÓN P.U.(Euros)

001 Darlington BDX33C 0.80 002 Regulador PWM SG3524 1.32 003 Regulador tensión LM723 1.28 004 Driver IR2110 6.54 005 Mosfet STP75NE75 2.55 006 Diodo zener 15 V 0.05 007 Diodo 1N4148 0.03 008 Diodo MBR360 1.05 009 Diodo MBR2060CT 1.32 010 Resistencia 1K8 Ω 1 W 0.12 011 Resistencia 3K3 Ω 1 W 0.12 012 Resistencia 10 KΩ ¼ W 0.04 013 Resistencia 0.47 Ω 1 W 0.49 014 Resistencia 8K2 Ω ¼ W 0.04 015 Resistencia 12 KΩ ¼ W 0.04 016 Resistencia 1 KΩ ¼ W 0.04 017 Resistencia 100 KΩ ¼ W 0.04 018 Resistencia 10 Ω ¼ W 0.04 019 Resistencia 0.10 Ω 4 W 1.15 020 Resistencia 0.18 Ω 4 W 1.15 021 Resistencia 10 Ω 150 W 10.87 022 Condensador 10 uF electrolítico 63 V 0.07 023 Condensador 1 uF electrolítico 100 V 0.07 024 Condensador 4.7 nF película de poliéster 0.10 025 Condensador 100 pF cerámico de lenteja 0.07 026 Condensador 100 nF cerámico multicapa 0.14 027 Condensador 22 uF polipropileno 7.17 028 Condensador 10 uF polipropileno 2.21 029 Condensador 1 uF polipropileno 0.37

030 Condensador 100 uF electrolítico muy baja impedancia 0.38

031 Condensador 820 uF electrolítico muy baja impedancia 1.62

032 Condensador 3,3 uF cerámico multicapa 1.27 033 Potenciómetro 10 KΩ 0.83


2.10


________________________________________________________________________

102

NÚMERO DESCRIPCIÓN P.U.(Euros)


1.60

036 Cable cobre soldable diámetro 0.28 mm PIRESOLD 0.54

037 Hilo para hacer puentes 0.01 038 Cable rojo/ negro de 2 mm para la carga 0.02 039 Zócalo 16 pines 1.73 040 Zócalo 14 pines 1.36 041 Regleta de dos contactos 0.36 042 Placa de baquelita positiva de 100x160 2.20 043 Tornillos M3 (Patas PCB) 0.07 044 Tornillos 0.03 045 Tuercas 0.02 046 Disipador de calor de 1,2 ºC/W 9.65 047 Fabricación circuito impreso 7

CONTROL NÚMERO DESCRIPCIÓN P.U.(Euros)

048 Diodo 1N4148 0.03 049 Amplificador Operacional TLC2274 3.26 050 Resistencia 3K3 Ω ¼ W 0.04 051 Resistencia 1K8 Ω ¼ W 0.04 052 Resistencia 2K7 Ω ¼ W 0.04 053 Resistencia 120 Ω ¼ W 0.04 054 Resistencia 330 Ω ¼ W 0.04 055 Resistencia 1 KΩ ¼ W 0.04 056 Resistencia 18 KΩ ¼ W 0.04 057 Resistencia 220 Ω ¼ W 0.04 058 Condensador 33 nF película de poliéster 0.13

059 Condensador 1 nF de película de poliéster 0.09

060 Condensador 470 nF película de poliéster 0.22 061 Condensador 3,3 uF cerámico multicapa 1.27 062 Condensador 220 nF película de poliéster 0.11 063 Condensador 150 nF película metálica 0.12 064 Condensador 10 nF MKT 0.70 065 Potenciómetro 470 Ω 0.83 066 Potenciómetro 100 KΩ 0.83 067 Zócalo 14 pines 1.36


________________________________________________________________________

103

NÚMERO DESCRIPCIÓN P.U.(Euros)

068 Regleta de dos contactos 0.36

069 Placa de fibra de vidrio positiva de 60x80 1.50

070 Tornillos M3 (Patas PCB) 0.07 071 Tornillos 0.03 072 Tuercas 0.02 073 Fabricación circuito impreso 7


________________________________________________________________________

104

6.3.- Aplicación de Precios

PLANTA NÚMERO DESCRIPCIÓN CANTIDAD P.U.(Euros) TOTAL

001 Darlington BDX33C 2 0.80 1.60 002 Regulador PWM SG3524 1 1.32 1.32 003 Regulador tensión LM723 1 1.28 1.28 004 Driver IR2110 1 6.54 6.54 005 Mosfet STP75NE75 1 2.55 2.55 006 Diodo zener 15 V 2 0.05 0.10 007 Diodo 1N4148 2 0.03 0.06 008 Diodo MBR360 1 1.05 1.05 009 Diodo MBR2060CT 1 1.32 1.32 010 Resistencia 1K8 Ω 1 W 1 0.12 0.12 011 Resistencia 3K3 Ω 1 W 1 0.12 0.12 012 Resistencia 10 KΩ ¼ W 1 0.04 0.04 013 Resistencia 0.47 Ω 1 W 1 0.49 0.49 014 Resistencia 8K2 Ω ¼ W 1 0.04 0.04 015 Resistencia 12 KΩ ¼ W 1 0.04 0.04 016 Resistencia 1 KΩ ¼ W 1 0.04 0.04 017 Resistencia 100 KΩ ¼ W 1 0.04 0.04 018 Resistencia 10 Ω ¼ W 2 0.04 0.08 019 Resistencia 0.10 Ω 4 W 1 1.15 1.15 020 Resistencia 0.18 Ω 4 W 1 1.15 1.15 021 Resistencia 10 Ω 150 W 1 10.87 10.87

022 Condensador 10 uF electrolítico 63 V 1 0.07 0.07

023 Condensador 1 uF electrolítico 100 V 5 0.07 0.35

024 Condensador 4.7 nF película de poliéster 1 0.10 0.10

025 Condensador 100 pF cerámico de lenteja 1 0.07 0.07

026 Condensador 100 nF cerámico multicapa 2 0.14 0.28

027 Condensador 22 uF polipropileno 1 7.17 7.17




________________________________________________________________________

105

NÚMERO DESCRIPCIÓN CANTIDAD P.U.(Euros) TOTAL

030 Condensador 100 uF electrolítico muy baja impedancia

1 0.38 0.38

031 Condensador 820 uF electrolítico muy baja impedancia

2 1.62 3.24

032 Condensador 3,3 uF cerámico multicapa 5 1.27 6.35

033 Potenciómetro 10 KΩ 1 0.83 0.83

034 Núcleo Kool Mµ 77206-A7 MAGNETICS r 2 2.10 4.20


1 1.60 1.60

036 Cable cobre soldable diámetro 0.28 mm PIRESOLD 16m 0.54 0.54

037 Hilo para hacer puentes 20cm 0.01 0.01

038 Cable rojo/ negro de 2 mm para la carga 2 0.02 0.04

039 Zócalo 16 pines 1 1.73 1.73 040 Zócalo 14 pines 2 1.36 2.72 041 Regleta de dos contactos 3 0.36 1.08

042 Placa de baquelita positiva de 100x160 1 2.20 2.20

043 Tornillos M3 (Patas PCB) 4 0.07 0.28 044 Tornillos 8 0.03 0.24 045 Tuercas 4 0.02 0.08

046 Disipador de calor de 1,2 ºC/W 1 9.65 9.65

047 Fabricación circuito impreso 1 7 7 CONTROL

NÚMERO DESCRIPCIÓN CANTIDAD P.U.(Euros) TOTAL 048 Diodo 1N4148 1 0.03 0.03

049 Amplificador Operacional TLC2274 1 3.26 3.26

050 Resistencia 3K3 Ω ¼ W 1 0.04 0.04 051 Resistencia 1K8 Ω ¼ W 1 0.04 0.04 052 Resistencia 2K7 Ω ¼ W 1 0.04 0.04 053 Resistencia 120 Ω ¼ W 1 0.04 0.04 054 Resistencia 330 Ω ¼ W 2 0.04 0.08


________________________________________________________________________

106

NÚMERO DESCRIPCIÓN CANTIDAD P.U.(Euros) TOTAL

055 Resistencia 1 KΩ ¼ W 2 0.04 0.08 056 Resistencia 18 KΩ ¼ W 1 0.04 0.04 057 Resistencia 220 Ω ¼ W 1 0.04 0.04

058 Condensador 33 nF película de poliéster 1 0.13 0.13

059 Condensador 1 nF de película de poliéster 1 0.09 0.09


061 Condensador 3,3 uF cerámico multicapa 1 1.27 1.27


063 Condensador 150 nF película metálica 2 0.12 0.24

064 Condensador 10 nF MKT 1 0.70 0.70 065 Potenciómetro 470 Ω 1 0.83 0.83 066 Potenciómetro 100 KΩ 1 0.83 0.83 067 Zócalo 14 pines 1 1.36 1.36 068 Regleta de dos contactos 4 0.36 1.44

069 Placa de fibra de vidrio positiva de 60x80 1 1.50 1.50

070 Tornillos M3 (Patas PCB) 4 0.07 0.28 071 Tornillos 4 0.03 0.12 072 Tuercas 4 0.02 0.08 073 Fabricación circuito impreso 1 7 7


________________________________________________________________________

107

6.4.- Resumen Presupuesto 6.4.1.- Presupuesto de Ejecución Material

NÚMERO DENOMINACIÓN CANTIDAD P.U.(Euros) TOTAL

1

IMPLEMENTACIÓN CONVERTIDOR CC-CC BUCK CON FILTRO DE ENTRADA Y CONTROL

ROBUSTO DE LA TENSIÓN DE SALIDA

1 103.01 103.01

TOTAL 103.01

El presupuesto de ejecución material asciende a CIENTO TRES EUROS CON UN CÉNTIMO.




________________________________________________________________________

108

6.4.2.- Presupuesto de Ejecución por Contrata PRESUPUESTO DE EJECUCIÓN MATERIAL 103.01 10% BENEFICIO INDUSTRIAL 10.30 15% GASTOS GENERALES 15.45

TOTAL 128.76

El presupuesto de ejecución por contrata asciende a CIENTO VEINTI OCHO EUROS CON SETENTA Y SEIS CÉNTIMOS.




________________________________________________________________________

109

6.4.3.- Presupuesto Global PRESUPUESTO DE EJECUCIÓN POR CONTRATA 128.76

16% I.V.A 20.60 TOTAL 149.36

El presupuesto global asciende a CIENTO CUARENTA Y NUEVE EUROS CON TREINTA Y SEIS CÉNTIMOS.



Implementación convertidor CC-CC buck con filtro Pliego de Condiciones de entrada y control robusto de la tensión de salida _________________________________________________________________________

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110

7. PLIEGO DE CONDICIONES


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111

ÍNDICE PLIEGO DE CONDICIONES

7.1 . Disposiciones y Abarque del Pliego de Condiciones..........................112

7.1.1. Objetivo del Pliego....................................................................112 7.1.2. Descripción General del Montaje..............................................113

7.2. Condiciones de los Materiales.............................................................114 7.2.1. Especificaciones Eléctricas.......................................................114 7.2.1.1. Placas de Circuito Impreso...........................................114 7.2.1.2. Interconexión de Placas................................................114 7.2.1.3. Resistencias..................................................................114 7.2.1.4. Condensadores.............................................................115 7.2.1.5. Inductores.....................................................................117 7.2.1.6. Circuitos Integrados y Semiconductores......................117 7.2.1.7. Reglamento Electrotécnico de Baja Tensión...............118

7.2.2. Especificaciones Mecánicas......................................................118 7.3. Condiciones de la Ejecución...............................................................119 7.3.1. Encargo y Compra del Material................................................119

7.3.2. Construcción del Inductor.........................................................119 7.3.3. Fabricación del Circuito Impreso..............................................119 7.3.4. Soldadura de los Componentes.................................................120

7.4. Condiciones Facultativas.....................................................................121 7.5. Conclusiones.......................................................................................122


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112

7.1.- Disposiciones y Abarque del Pliego de Condiciones 7.1.1.- Objetivo del Pliego El presente proyecto pretende el estudio y montaje de una fuente conmutada de clase reductora controlada por tensión. La utilidad del proyecto se centra en posteriores estudios y no en un ámbito industrial. Si se tuviera que aplicar en un futuro en un ambiente industrial se deberían aplicar varias modificaciones, como por ejemplo, protecciones por sobretensiones y cortocircuitos. En caso de que aplicarse para cubrir una necesidad industrial se deberá seguir el pliego de condiciones. El pliego de condiciones define los siguientes aspectos:

- Obras que componen el proyecto. - Características exigibles de los materiales y los componentes. - Detalles de la ejecución. - Programa de obras.

En caso de duda en la puesta marcha del proyecto, consultar con el proyectista.


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113

7.1.2.- Descripción General del Montaje

Las diversas partes que componen el proyecto se redactan a continuación. Quedando establecido este estricto orden, con la obligación de terminar la etapa anterior antes de empezar la posterior.

1) Encargo y compra de los componentes necesarios. 2) Construcción del inductor. 3) Fabricación de la placa del circuito impreso. 4) Montaje de los componentes a la placa fabricada previamente. 5) Montaje en caja (si es necesario) a cargo del director. 6) Ajuste y comprobación de los parámetros para el buen funcionamiento. 7) Puesta en marcha del equipo. 8) Controles de calidad. Fiabilidad. 9) Mantenimiento del equipo. Informando debidamente a las personas que en

un futuro estarán a cargo del equipo.

Todas estas partes que en su conjunto forman la obra, tendrán que ser ejecutadas por montadores que se someterán a las normas de la comunidad autónoma, país o bien comunidades internacionales tengan previstas para este tipo de montajes, no haciéndose responsable el proyectista de los desperfectos ocasionados por el incumplimiento.


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114

7.2.- Condiciones de los materiales

En este apartado se explican las características técnicas exigibles a los componentes presentes en la ejecución de la obra. 7.2.1.- Especificaciones Eléctricas 7.2.1.1.- Placas de Circuito Impreso Todas las circuitos se realizaran sobre placas de fibra de vidrio de sensibilidad positiva de diferentes medidas, utilizando una cara sencilla o doble según el diseñó. 7.2.1.2.- Interconexión de Placas Todas las placas se conectarán a través de cableado. Estos no deberán cumplir ninguna condición especial, solamente se deberá tener en cuenta los movimientos bruscos producidos por el usuario con tal de que no fallen las conexiones. 7.2.1.3.- Resistencias Es necesario conocer los extremos máximos y mínimos entre los que estarán comprendidos las resistencias. La tolerancia marca estos valores que se expresan normalmente como el porcentaje del valor de ohmios asignados teóricamente. Se tendrá que expresar su tolerancia, añadiendo su valor nominal. Existen resistencias con una gran precisión en el valor, lo que implica fijar tolerancias muy bajas, se tendrá en cuenta que el precio aumenta considerablemente y solamente serán necesarias en aplicaciones muy específicas; están normalmente destinadas a usos generales las tolerancias estandarizadas de 5%, 10% y 20%. Atendiendo a su valor óhmico y la tolerancia, se establece de forma estándar una serie de valores, de forma que con ellos se pueda obtener toda la gama de resistencias desde 1 ohmio hacia delante; estos valores son los siguientes: E6: 1, 1.5, 2.2, 3.3, 4.7, 6.8 E12: 1, 1.2, 1.5, 1.8, 2.2, 2.7, 3.3, 3.9, 4.7, 5.6, 6.8, 8.2

E24: 1, 1.2, 1.3, 1.5, 1.6, 1.8, 2, 2.2, 2.4, 2.7, 3, 3.3, 3.6, 3.9, 4.3, 4.7, 5.1, 5.6, 6.2, 6.8, 7.5, 8.2, 9.8


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115

La serie E6 equivale a los valores correspondientes a la tolerancia del 20%,

la serie E12 a valores para el 10% y la serie E24 a los de 5%. El conjunto total de valores de toda la gamma se obtiene multiplicando por 0.1, 1, 10, 100, 103,10·103, 100·103, 106, o 10·106 la tabla anterior. Para evitar la utilización de un número alto de ceros en la designación del valor de una resistencia, se utilizan las letras: ‘K’ y ‘M’, que significan un factor multiplicador de 103 y 106 respectivamente. Para identificar el valor de una resistencia se utiliza un sistema de colores que permite cubrir toda la gamma de la tabla anterior. A este sistema se le denomina código de colores y consiste en pintar alrededor de la resistencia, en un extremo, cuatro anillos de unos colores determinados, correspondiendo a los dos primeros a los dos números principales, el tercer número define el número de ceros que son necesarios añadir y el cuarto color define la tolerancia. La disipación de potencia en forma de calor que es capaz de soportar se tiene que tener en cuenta, ya que la corriente que atraviesa la resistencia, hace que se produzca una energía que se transforma en calor, y la cantidad de esta es inversamente proporcional al valor óhmico de la resistencia directamente proporcional al cuadrado de la intensidad de corriente que la atraviesa. Por lo tanto para un valor fijo de resistencia, se disipará a ambiente una cantidad de calor cuatro veces mayor si circula una corriente de 2ª, que si lo hace una de 1ª. La máxima disipación de potencia que puede soportar una resistencia es un factor que afecta al tamaño físico de esta y obliga en algunos casos a realizar diseños de ‘Alta Potencia’. 7.2.1.4.- Condensadores La capacidad de los condensadores se mide en Faradios pero, debido a que esta unidad es excesivamente grande, se utilizan a la práctica otra más pequeñas que son fracciones de la anterior. Las más utilizadas son: - Microfaradio o millonésima de Faradio ( 1 µF = 10-6 F )

- Nanofaradio o milmillonésima de Faradio ( 1 nF = 10-9 F )

- Picofaradio o billonésima de Faradio ( 1 pF = 10-12 F )


_________________________________________________________________________

116

Por la similitud con la forma de designación de los valores de las resistencias se utilizan en ocasiones, en lugar de la designación ‘nF’ por nanofaradio, la letra ‘K’, de forma que siempre que se lea en el cuerpo del condensador el valor expresado por un número seguido por la letra ‘K’, se indicará que se ha utilizado el picofaradio en la designación de su valor. Un factor a tener en cuenta al determinar el valor de un condensador es la tolerancia, que de la misma forma que en las resistencias, nos indica los extremos máximos y mínimos que podrá tener el valor del condensador. Las tolerancias comunes son: 5, 10 y 20% para todos los tipos de condensadores, excepto para los electrolíticos, donde la tolerancia puede llegar a valores del 50%. Existen en el mercado un amplio abanico de condensadores, de los conviene conocer sus principales características, con el objeto de poder utilizar los más idóneos para cada aplicación.

1. Los condensadores cerámicos tiene una aplicación que va desde la alta frecuencia de tipo compensado en temperatura y bajas tolerancias, hasta la baja frecuencia con condensadores de desacoplo y paso. Su aspecto exterior puede ser tubular, de disco y de lenteja.

2. Los condensadores de plástico metalizado se utilizan en bajas y

medianas frecuencias como condensadores de paso, y en algunas ocasiones de alta frecuencia. Tienen la ventaja de poder conseguir capacidades relativamente elevadas a tensiones que en muchas ocasiones llegan a superar los 1000 V.

3. Los condensadores electrolíticos de aluminio y de tántalo son los que

poseen la mayor capacidad para un tamaño determinado. Este tipo de condensadores son de polaridad fija, por lo que se deben utilizar en aquellos puntos en los que existe una tensión continua, aplicándose normalmente en filtros rectificadores, desacoplamientos en baja frecuencia y de paso. Su comportamiento en baja frecuencia no es bueno, por lo que no es recomendable su uso.


_________________________________________________________________________

117

7.2.1.5.- Inductores Un inductor es un componente pasivo de dos terminales, diseñado para que presente un coeficiente de autoinductancia ‘L’, que se expresa en Henrios [H]. Cuando el inductor aparece acoplado magnéticamente con otro, se incluye el parámetro ‘M’, denominado coeficiente de inducción mutua, que también viene dado en Henrios. En ambas variables se utilizan los siguientes submúltiplos.

- Milihenrio o milésima de Henrio ( 1 mH = 10-3 H ) - Microhenrio o millonésima de Henrio ( 1 µH = 10-6 H ) Al igual que en las resistencias y los condensadores, solamente es posible

aproximarse al valor ideal de ‘L’ o ‘M’. De los tres elementos pasivos, el de peor aproximación es precisamente el inductor, y más cuando este tiene que bobinarse por el instalador. 7.2.1.6.- Circuitos Integrados y Semiconductores En este proyecto se utilizan los siguientes integrados:

- Amplificadores operacionales TLC2274 - PWM SG3524 - Regulador de tensión LM723 - Driver IR2110 - Mosfet STP75NE75 - Darlington BDX33C - Diodos MBR2060CT, MBR360, 1N4148

Todos ellos se deberán alimentar (si es necesario) a la tensión adecuada. Las

características más importantes así como otras magnitudes significativas se encuentran en las hojas de los fabricantes en el apartado de ‘Anexos’.


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118

7.2.1.7.- Reglamento Electrotécnico de Baja Tensión Todos los aspectos técnicos de instalación que, directa o indirectamente, estén incluidos en el Reglamento de Baja Tensión han de seguir lo que se disponga en las diferentes normas. Las instrucciones más importantes relacionadas con la realización del proyecto son las siguientes:

- M.I.B.T.017 Instalaciones interiores o receptores. Principios de carácter general.

- M.I.B.T.029 Instalaciones a pequeñas tensiones.

- M.I.B.T.030 Instalaciones a tensiones especiales. - M.I.B.T.031 Receptores. Preinscripciones generales.

- M.I.B.T.035 Receptores. Transformadores y autotransformadores,

reactancias y rectificadores. Condensadores.

- M.I.B.T.044 Normas UNE de obligado cumplimiento

7.2.2.- Especificaciones Mecánicas Todos los materiales son de una calidad que se adapta al objetivo que se persigue. No obstante, en el caso de que no se encuentre en el mercado algún producto por estar agotado, el instalador encargado del montaje deberá estar capacitado para substituirlo por otro similar o equivalente. Las placas del circuito impreso se realizarán en fibra de vidrio de sensibilidad positiva. Se recomienda el uso de zócalos para la inserción de los circuitos integrados. De esta forma se disminuye el tiempo de reacción y se evita el calentamiento excesivo de los pines del circuito integrado en el proceso de soldadura, que produciría su deterioro.


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7.3.- Condiciones de la Ejecución 7.3.1.- Encargo y Compra del Material La compra de materiales, componentes y aparatos necesarios de tendrá que realizarse con el tiempo necesario para que estén disponibles en el momento en el que se comience el ensamblaje de los componentes. 7.3.2.- Construcción del Inductor Para la primera bobina se dispondrá de cable de bobinar de 0.28 mm soldable. Se cortarán 4 cables de una distancia equivalente a una vuelta del núcleo multiplicada por 10 (aproximadamente 34.6 cm). Se entrelazarán los hilos y luego se realizarán las 10 espiras. Al acabar estañamos los bornes del inductor. Para el segundo inductor realizamos el mismo proceso. En este caso se utilizaran 5 cables para realizar 42 espiras (aproximadamente el equivalente a 280,56 cm).

Para mayor seguridad en las medidas de los cables, realizar una vuelta con el cable en el núcleo y la medida que de es la de contorno, la multiplicamos por 1,2, (así se obtiene una aproximación de una vuelta). 7.3.3.- Fabricación del Circuito Impreso Los pasos a seguir son los siguientes: 1.- Antes de comenzar, se tendrá que disponer de ciertos materiales: insoladora, revelador o en su defecto una disolución de sosa cáustica y agua, atacador rápido que pueda substituirse por una disolución con la siguiente composición: 33% de HCl, 33% de agua oxigenada a 110 volúmenes y 33% de agua, y por último necesitamos las placas de circuito impreso de material fotosensible de una o doble cara. 2.- La forma de operar será la siguiente: En primer lugar se efectuará una copia del plano correspondiente a la placa en una transparencia donde las pistas tienen que quedar visibles

3.- El conjunto se expone a la luz ultravioleta de la insoladora. Para la operación se desconecta la bomba de vacío para evitar que se formen bombas de aire entre la transparencia y la placa. Una vez efectuada esta labor, se conecta la luz actínica de la insoladora.


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4.- El tiempo de exposición depende de la lámpara utilizada, de la distancia de esta a la placa y del material fotosensible utilizado. Por esto , el fabricante indicará cual es el tiempo recomendado óptimo. 5.- Acabada la exposición, se retira la placa de la insoladora y se coloca dentro del líquido revelador. El tiempo de revelado dependerá de la marca de la placa, indicado por el fabricante. El proceso puede darse por finalizado cuando las pistas se vean nítidamente y el resto de la superficie libre de cualquier sustancia fotosensible. Una vez revelada la placa, se limpia con agua con lo que se producirá la parada del revelado. 6.- Seguidamente se pasa a la fase de ataque de la placa. Esta se inicia sumergiendo la placa en el atacador rápido, el cual elimina el cobre sobrante manteniendo las pistas intactas. Una vez hecho esta desaparecerán toda la superficie de cobre que no conforma las pista, se sacará la placa del atacador y se limpiará con agua. Posteriormente se limpia la emulsión fotosensible que cubre las pistas con alcohol. 7.- Finalmente se realizan los agujeros mediante un taladro y se sueldan los componentes. 7.3.4.- Soldadura de los componentes Existen diversos métodos para poner en contacto permanente dos conductores eléctricos, o lo que es lo mismo, realizar entre ellos una conexión eléctrica, pero el más útil, por sus excelentes características de sencillez, seguridad y rapidez es la soldadura realizada mediante la aportación de la fusión de una aleación metálica. El proceso de soldadura consiste por tanto, en unir dos conductores de tipo y forma diferentes (terminales de componentes entre sí o un circuito impreso hilos y cables, chasis metálicos) de forma que mediante la adición de un tercer material conductor en estado líquido, por fusión a una determinada temperatura, se formen un compuesto intermetálico entre los tres conductores de tal manera que al enfriarse a la temperatura ambiente se obtenga una unión rígida permanente. La realización de la soldadura requiere unas condiciones iniciales a las que superficies conductoras que se vayan a unir, así como los utensilios para soldar y conseguir una soldadura de calidad. Se ha de tener en cuenta y vigilar constantemente el estado de limpieza de los conductores que se pretenden soldar, ya que la presencia de óxidos, grasa y cualquier tipo de suciedad impide que la soldadura realizada sea de la calidad necesaria de forma que pueda mantenerse sin ninguna degradación con el tiempo.


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7.4.- Condiciones Facultativas Los permisos de carácter obligatorio se tendrán que obtener por parte de la empresa contratante, quedando la empresa contratista al margen de todas las consecuencias derivadas de las mismas. Cualquier retardo por el proceso de fabricación por causas debidamente justificadas, siendo estas alienas a la empresa contratista, será debidamente aceptada por el contratante, no teniendo este último derecho alguno a reclamación. Cualquier demora no justificada supondrá el pagamiento de una multa por el valor del 6% del importe total de fabricación por fracción de retardo acordado en el contrato. La empresa contratante se compromete a proporcionar las mejores facilidades al contratista para la fabricación se realice rápida y perfecta. El aparato cumplirá los requisitos mínimos respecto al proyecto encargado, cualquier variación o mejora en el contenido del mismo se tendrá que consultar al técnico diseñador. Durante el tiempo estimado para la instalación, el técnico proyectista podrá renunciar a la suspensión momentánea si así lo estima oportuno. Las características de los elementos y componentes serán los especificados en la memoria, teniendo se en cuenta para su perfecta colocación y posterior utilización. La contratación de este proyecto se considera válida cuando las dos partes implicadas se comprometen a concluir las cláusulas del contrato, por el cual tendrán que estar signados los documentos adecuados en una reunión conjunta después de haber llegado a un acuerdo. Los servicios dados para las empresas contratistas se consideran finalizados desde el momento en el que el aparato se ponga en funcionamiento después de la previa comprobación de que todo va correctamente. El presupuesto no incluye gastos de tipo energético producidos por el proceso de la instalación, ni las obras, en caso de ser necesarios, que correrán a cuenta de la empresa contratante. El cumplimiento de las elementales comprobaciones por parte de la empresa instaladora no será competencia del proyectista, el cual queda fuera de toda responsabilidad derivada del mal funcionamiento del equipo como consecuencia de esta omisión.


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7.5.- Conclusiones Las partes interesadas manifiestan que conociendo los términos de este Pliego de Condiciones y del proyecto adjunto, y están de acuerdo con el que en él se manifiesta.



Implementación convertidor CC-CC buck con filtro Anexos de entrada y control robusto de la tensión de salida _________________________________________________________________________

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8. ANEXOS

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